WO2018073076A1 - Gleichspannungswandler und verfahren zum betreiben eines gleichspannungswandlers - Google Patents

Gleichspannungswandler und verfahren zum betreiben eines gleichspannungswandlers Download PDF

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Emil Kovatchev
Christian STÖGER
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Definitions

  • the invention relates to a DC-DC converter, in which by switching a coil current of a coil, an electrical output variable, for example, the output voltage or the output current, is adjusted to a desired value.
  • the invention also includes a method for operating the
  • the switching of the coil current for adjusting the electrical output variable can be effected by means of a hysteretic control (two-step control), ie by switching off the coil current, if this is greater than a first comparison value, which is referred to here and below as a peak comparison value (Spit ⁇ zen nuswert) , and by re-switching of the coil current, when it has dropped to the point that it is smaller than a second comparison value, which here and below is referred to as Valley comparison value (Tiefriosver ⁇ equivalent value).
  • a peak comparison value which is referred to here and below as a peak comparison value (Spit ⁇ zen answert)
  • Valley comparison value Tefriosus ⁇ equivalent value
  • Another denomination for the peak comparison value is upper threshold and another denomination for the Valley comparison value is lower
  • Threshold As a rule, the maximum permissible current value is set as the peak comparison value (peak-current mode control). This is be ⁇ wrote for example in US 7626370 Bl. Another hysteretic regulator for the coil current of a DC-DC converter is known from US 8779731 B2.
  • a DC-DC converter with hysteretic control is also known from US 8 957 607 B2.
  • the invention is also based on a DC-DC converter with such a hysteretic switch control for a switching element for switching the coil current of the electric Kitchen sink.
  • a switching element for example, a transistor, in particular a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) may be provided.
  • the coil current is monitored in terms of its current strength by a current measuring circuit is adapted to generate a current measurement signal caused by the coil current or (in a likewise possible control of the input current) by an input current of the DC-DC converter.
  • Said hysteretic switch control is adapted to switch the switching element electrically blocking, if the current measurement signal sig ⁇ a coil current greater than the said peak comparison value sig ⁇ .
  • the switch control then switches the switching element again electrically conductive only if the current measuring signal signals a coil current smaller than the valley comparison value, which is (really) smaller than the peak comparison value.
  • switch control has the advantage that it is more robust against fluctuations of the input voltage and reacts faster to a load change.
  • the invention has for its object to control an electrical output of a DC-DC converter.
  • a first aspect of the invention relates to a DC-DC converter, comprising:
  • a switching element for controlling an electrical coil current of the coil
  • a current measuring circuit which is adapted to generate a correlated with the coil current or with an input current of the DC-DC converter current measurement signal
  • a hysteretic switch control adapted to switch the switching element electrically blocking, if that
  • Peak comparison value signals and to switch the switching element electrically conductive if the current measurement signal indicates a coil current less than a Valley comparison value.
  • the strivende output is measured by a measuring circuit, which is referred to herein as Istwertmessscrien and which is adapted, one with the electrical From ⁇ input variable, for example, the output voltage or the output current or the output power to generate correlated feedback signal. Based on the actual value signal, therefore, the current value of the output variable can be determined.
  • the actual value measurement circuit ⁇ is now not coupled directly to the switch control for the switching element, but between a regulator unit is connected.
  • the controller unit is to be ⁇ directed regulate the output to a predetermined setpoint.
  • a comparison value signal for the switch control can be generated.
  • the regulator unit does not directly control the switching element, but only gives the downstream switch control a comparison value signal from which the switch control then requires the two Comparison values, namely the peak comparison value and the Va ⁇ lley comparison value generated.
  • the switch control can be set up to directly generate the peak comparison value from the comparison value signal , ie to directly use the comparison value signal to indicate the peak comparison value.
  • the switch control according to the aforementioned aspect of the invention is adapted to determine ⁇ minimum or an average of the peak comparison value based on the comparison value set signal.
  • the valley comparison value is set by the switch controller by generating the valley comparison value by subtracting a ripple value from the comparison value signal.
  • the ripple value thus indicates the amplitude or oscillation width with which the coil current oscillates or oscillates between the peak comparison value and the valley comparison value.
  • Peak comparison value and the Valley comparison value are thus indirectly shifted or adjusted by the control unit by means of the comparison value ⁇ signal in such a way that an average value of the output level settles or adjusted to the desired value.
  • the above aspect of the invention provides the advantage that the output variable is adjusted to an average value by the regulator unit and thus does not have to be converted cumbersome from a peak current control back to an average value. In this case, however, the control bandwidth of the hysteretic switching and the robustness to fluctuations of the input voltage, as given by the hysteretic switching, are retained.
  • the DC-DC converter can be configured as a step-up converter or as a step-down converter.
  • the switch control of the controller unit may receive the comparison signal value and le ⁇ diglich an average value for the peak-peak comparison value to the comparison value from the comparison value in reference signal. In other words, the peak comparison value is given by a time signal that oscillates around the mean.
  • the switch controller being set up to combine the comparison value signal with a mean value-free spread signal of an AC voltage source, thus to addively superimpose it, for example, to the comparison value signal, and thus to generate the peak comparison value from the combined signal.
  • the spreading signal may be, for example, a sawtooth signal or a triangular signal or a sinusoidal signal. This causes a spread of the spectrum of the time course of the coil current.
  • EMC electromagnetic compatibility ⁇
  • the invention also includes optional technical features that provide additional benefits.
  • the regulator unit is to be ⁇ directed mittein to ER as the difference between the feedback signal and a predetermined reference signal, the control deviation.
  • the switch control switches the switching element to thereby switch the coil current, and detects the actual current value of the coil current in the form of the described
  • the scarf ⁇ ter tortureung is adapted to the current measurement signal by means of a respective comparator with the peak comparison value ei ⁇ neflower and the Valley comparison value on the other ver ⁇ same.
  • comparators for example, po ⁇ tenzialgetrennte amplifier.
  • the switching element is then to be controlled.
  • the switch control is connected via an RS flip-flop to a control terminal or gate terminal of the switching element.
  • the current measuring circuit can be set up to generate the current measuring signal by means of a shunt resistor, that is to say an ohmic resistance element, through which the coil current flows. This allows accurate measurement of the current. However, these ver ⁇ is lossy.
  • the current measuring circuit is configured to generate the current measuring signal by means of an RC circuit connected in parallel or at least bridging the coil.
  • This circuit has a series connection of a resistive element R and an electrical capacitance C. The voltage drop across the capacitance C then also constitutes a suitable current measurement signal.
  • this regulator unit is arranged to convert the said comparison value signal for the switch control by means of a PID controller (PID - Proportional Integral Differenzial ) to generate from the said control deviation.
  • PID controller PID - Proportional Integral Differenzial
  • the switch controller generates the peak comparison value from the comparison value signal in the manner described.
  • the ripple value is the comparison value preferably overlaid by a comparative value signal-signaling signal ⁇ output of the regulator unit is coupled to a comparator input of the switch controller via an additional circuit that provides a ripple DC voltage source for additively superimposing the ripple DC voltage.
  • a voltage divider is provided, by means of which likewise a subtraction of a ripple value can be provided or implemented by circuitry.
  • the invention also encompasses a digital design or configuration in that the controller unit and the switch controller are provided by a digital processor device. This is possible due to the described combination of control unit and switch control according to the invention. Also, said RS flip-flop can be reprogrammed or redesigned by a digital equivalent.
  • the processor device can be provided on the basis of a microcontroller or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • a current measuring circuit generates
  • a hysteretic switch control switches off the coil current by means of the switching element, that is to say for example by means of a transistor, ie the switching element is electrically blocking, if the current measuring signal signals a coil current greater than the peak comparison value.
  • the scarf ⁇ ters control the switching element electrically conductive if the current measurement signal a coil current is smaller than the Valley comparison value signals is smaller than the Peak comparison value is.
  • the electrical output of the DC-DC converter oscillates or oscillates around an adjustable setpoint.
  • the off ⁇ output variable may be the output voltage or the output current or the output power.
  • Said Istwertmessscrien generates the correlated with the electrical output
  • the controller unit determines the control ⁇ deviation from the setpoint to provide the comparison value signal for the hysteretic switch control. So the control unit controls indirectly by means of the comparison value, the output of DC-DC converter on the pre ⁇ given setpoint.
  • the switch control is controlled by the regulator unit by means of the comparison value signal, wherein the
  • Average value of the peak comparison value is set, and on the other hand generates the Valley comparison value from the comparison value signal by subtracting a ripple value, wherein the switch ⁇ control the comparison value signal combined with a zero-mean spread signal of an AC voltage source and produces the peak comparison value from the combined signal, so that the Peak comparison value is given by a time signal which oscillates around an average value.
  • the invention also includes further developments of the method according to the invention which have features as have already been described in connection with the developments of the DC-DC converter according to the invention. For this reason, the corresponding developments of the method according to the invention are not described again here.
  • Embodiments of the invention are be ⁇ wrote. This shows: 1 shows a schematic representation of a first embodiment of the DC-DC converter according to the invention with an RC circuit for current measurement;
  • FIG. 2 is a schematic representation of a second embodiment of the DC-DC converter according to the invention with a shunt resistor for current measurement;
  • FIG. 3 shows a schematic representation of a third embodiment of the DC-DC converter according to the invention with a voltage divider for providing a ripple value
  • Fig. 4 is a schematic representation of a fourth embodiment of the DC-DC converter according to the invention, the a downward conversion
  • the described components of the embodiments each represent individual features of the invention, which are to be considered independently of one another, which also develop the invention independently of each other and thus also individually or in a different combination than the one shown as part of the invention. Furthermore, the described embodiments can also be supplemented by further features of the invention already described.
  • Fig. 1 shows a DC-DC converter 10, which is configured as a boost converter (boost converter).
  • boost converter boost converter
  • the connection to the other elements of the DC-DC converter 10 is characterized by corresponding signal lugs or signal transitions.
  • the DC-DC converter 10 may be provided for example in a motor vehicle.
  • the DC clamping ⁇ voltage converter 10 may be, for example, an electric current is controlled by a light emitting diode or a series circuit or series circuit of light emitting diodes.
  • the DC-DC converter 10 may have an electrical coil 13 with an inductance value LI, which may have an ohmic resistance DCR.
  • a switching element 15 may be provided, which may be designed here as a transistor Ml, for example as a MOSFET.
  • the coil current 14 is passed through a rectifying diode Dl to an output OUT of the DC-DC converter 10.
  • the coil current 14 can receive the DC-DC converter 10 via an input IN from a voltage source Vin.
  • a smoothing capacitor Cin may be provided at the input IN. Circuits can be at the
  • DC-DC converter 10 to be closed via a ground potential GND.
  • An output voltage U of the DC-DC converter 10 can be smoothed by means of a smoothing capacitor Cout, which couples the output OUT to the ground potential GND.
  • DC converter 10 may further include a diode D2 for bypassing the coil 13.
  • the diode D2 serves to bypass the inrush current or precharge current for the smoothing capacitor Cout and not let it flow through the coil LI.
  • a voltage value of the output voltage U can be detected by means of an actual value measuring circuit 16 which is connected to the output OUT, for example, by a voltage divider consisting of resistance sensors. Rl, R2 may be formed.
  • the actual value measuring circuit 16 generates an actual value signal FB.
  • the output voltage U may be a regulated output.
  • a current intensity of the coil current 14 can be measured for this purpose by means of a current measuring circuit 17, which may be formed in the example shown from an RC circuit element 18 of a resistor element Rsense and a capacitor Csense.
  • a current measuring circuit 17 which may be formed in the example shown from an RC circuit element 18 of a resistor element Rsense and a capacitor Csense.
  • an electrical voltage which represents a current measurement signal Vsense drops across the capacitor Csense.
  • the RC circuit 18 bridges the coil 13; it is the coil 13 so not upstream or downstream, so that a low-loss current measurement is possible.
  • the switching element 15 can be switched via a gate input GATE to thereby switch the switching element 15 between an electrically conductive and an electrically blocking state.
  • this can be connected to the hysteretic switch controller 12 by comparators 19, 20 can be connected with their comparator outputs via an RS flip-flop 21 to the gate terminal GATE.
  • the comparator 19 may compare the current measurement signal Vsense having a peak comparison value signal 22 and if the current measurement signal Vsense is greater than the peak value comparison ⁇ 22nd As a result, the flip-flop 21 is reset at the reset input R and thus the switching element 15 is connected electrically blocking.
  • the comparator 20 may be a comparison of the
  • Switching element 15 is switched to an electrically conductive state ⁇ ge.
  • the current measurement signal Vsense is represented symbolically as a voltage source.
  • the peak comparison value 22 can be generated from a comparison value signal 24 which the regulator unit 11 can generate at a signal output Ro in the manner described below.
  • the comparison value signal 24 at a comparator input of the comparator 19 can be used directly as the peak comparison value 22.
  • an average-value spread signal Vspread can be superimposed additively on the comparison value signal 24, which, according to FIG. 1, is effected by a voltage source circuit which can be based on a transistor.
  • the valley comparison value 23 can be generated from the comparison value signal 24 by means of a ripple value Vripple, which can be superimposed additively on the comparison value signal 24.
  • Ripple value can be applied by means of a ripple DC voltage source Vr, which may for example be formed on the basis of a transistor circuit.
  • the comparison value signal 24 may be generated by the controller unit 11 based on a PID control by means of a PID controller 25. This receives a control deviation 26, which corresponds to a difference between the actual value signal FB and a target value Vref.
  • the setpoint Vref is symbolically represented by a voltage source which is an electrical
  • the control deviation 26 can be determined by means of a subtracter 27.
  • Fig. 2 describes a DC-DC converter 10, which may be constructed or configured like the DC-DC converter 10 of Fig. 1 and has only the differences described below.
  • a shunt resistor 28 having a resistance Rsense of the coil 13 may be connected in series or in series as a current measuring circuit 17 for generating the current measuring signal Vsense.
  • Fig. 3 illustrates a DC-DC converter 10 which may be configured like the DC-DC converter 10 of Fig. 2 and is distinguished by the following differences.
  • a voltage divider 29 is provided instead of a DC voltage source Vr, by means of which a reduced or ripple value Vripple-reduced signal for providing the valley comparison value 23 is generated from the comparison value signal 24 as voltage signal.
  • the voltage divider 29 may be formed of resistive elements R3, R4.
  • Fig. 4 illustrates an embodiment of the DC-DC converter 10 which generates a buck converter.
  • the controller unit 11 and the switch controller 12 can be used or provided in the manner described.
  • the DC-DC converters 10 can be configured as follows.
  • the voltage of the current sense signal Vsense between the nodes RX and LX is either indirectly, e.g. by a high-side measuring amplifier with high common-mode input voltage or directly to the (high input common modeschreiben) comparators 19, 20 for peak and valley detection out.
  • This represents an idealized, isolated amplifier for the voltage applied to the Csense.
  • the peak and valley comparators drive the RS trigger, which in turn drives the switch Ml.
  • Vspread has the consequence that the hysteresis band varies and thus the switching frequency of Ml is modulated in time with the voltage Vspread.
  • a controller which always endeavors to measure the deviation between the actual quantity (in this case the output voltage U, divided down by the voltage divider R1 / R2) and the setpoint, i. the reference voltage Vref, to zero.
  • the control concept of the proposed converter can be recognized: By setting the coil current ripple and thus the mean value of the coil current as a function of the output voltage, it enables a fast and precise average-mode control, in Boost as well as in Buck configuration. In contrast to the peak-current-mode-control, not the peak value of the coil current, but the mean value of the coil current is controlled.
  • the switching frequency is variable.
  • Vripple makes use of the voltage divider Ro / R3 / R4 for the determination of the coil ripple current.
  • the coil ripple is no longer constant, but variable and due to the voltage drop across the resistor R4.
  • the high speed is due to the lack of Kom ⁇ compensation network for the hysteretic part of the controller and the elimination of a slope compensation.
  • an RC element can be connected in parallel to the coil. It is measured at the capacitor of the clamping ⁇ voltage drop.
  • the proposed converter topology is very cost effective.
  • the example shows how a combined hysteretic and PID-based control can be provided by the invention for a DC-DC converter.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers (10), wobei eine Stromessschaltung (17) ein mit einem Spulenstrom (14) einer Spule (13) des Gleichspannungswandlers (10) korreliertes Strommesssignal (Vsense) erzeugt und eine hysteretische Schaltersteuerung (12) ein zum Treiben des Spulenstromes (14) vorgesehenes Schaltelement (15) elektrisch sperrend schaltet, falls das Strommesssignal (Vsense) einen Spulenstrom (14) größer als ein Peak-Vergleichswert (22) signalisiert, und das Schaltelement (15) elektrisch leitend schaltet, falls das Strommesssignal (Vsense) einen Spulenstrom (14) kleiner als ein Valley-Vergleichswert (23) signalisiert. Eine Istwertmessschaltung (16) erzeugt ein mit einer elektrischen Ausgangsgröße (U) des Gleichspannungswandlers (10) korreliertes Istwertsignal (FB) und eine Reglereinheit (11) regelt die Ausgangsgröße (U) auf einen vorgegebenen Sollwert (Vref) ein und erzeugt hierzu in Abhängigkeit von einer Regelabweichung (26) ein Vergleichswertsignal (24) und die Schaltersteuerung (12) stellt einen Mittelwert des Peak-Vergleichswerts (22) ein und erzeugt aus dem Vergleichswertsignal (24) den Valley-Vergleichswert (23), wobei die Schaltersteuerung (12) das Vergleichswertsignal (24) mit einem mittelwertfreien Spreizsignal (Vspread) einer AC-Spannungsquelle kombiniert und aus dem kombinierten Signal den Peak-Vergleichswert (22) erzeugt, sodass der Peak-Vergleichswert (22) durch ein Zeitsignal gegeben ist, das um einen Mittelwert oszilliert.

Description

Beschreibung
Gleichspannungswandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers
Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler, bei welchem durch Schalten eines Spulenstroms einer Spule eine elektrische Ausgangsgröße, beispielsweise die Ausgangsspannung oder der Ausgangsstrom, auf einen Sollwert eingeregelt wird. Zu der Erfindung gehört auch ein Verfahren zum Betreiben des
Gleichspannungswandlers .
Das Schalten des Spulenstroms zum Einregeln der elektrischen Ausgangsgröße kann mittels einer hysteretischen Regelung (Zweipunktregelung) erfolgen, also durch Abschalten des Spulenstroms, falls dieser größer als ein erster Vergleichswert ist, der hier und im Folgenden als Peak-Vergleichswert (Spit¬ zenvergleichswert) bezeichnet ist, und durch Wie- der-Eingeschalten des Spulenstroms, wenn er soweit abgesunken ist, dass er kleiner als ein zweiter Vergleichswert ist, der hier und im Folgenden als Valley-Vergleichswert (Tiefpunktver¬ gleichswert) bezeichnet ist. Eine weitere Bezeichnung für den Peak-Vergleichswert ist oberer Schwellenwert und eine weitere Bezeichnung für den Valley-Vergleichswert ist unterer
Schwellenwert. In der Regel wird als der Peak-Vergleichswert die größte zulässige Stromstärke eingestellt (peak-current mode control) . Dies ist beispielsweise in der US 7626370 Bl be¬ schrieben . Ein weiterer hysteretischer Regler für den Spulenstrom eines Gleichspannungswandlers ist aus der US 8779731 B2 bekannt.
Ein Gleichspannungswandler mit hysteretischer Steuerung ist auch aus der US 8 957 607 B2 bekannt.
Die Erfindung basiert ebenfalls auf einem Gleichspannungswandler mit einer solchen hysteretischen Schaltersteuerung für ein Schaltelement zum Schalten des Spulenstroms der elektrischen Spule. Als Schaltelement kann beispielsweise ein Transistor, insbesondere ein MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) vorgesehen sein. Hierbei wird der Spulenstrom in Bezug auf seine Stromstärke überwacht, indem eine Strommess- Schaltung dazu eingerichtet ist, ein durch den Spulenstrom oder (bei einer ebenfalls möglichen Regelung des Eingangsstroms) durch einen Eingangsstrom des Gleichspannungswandlers verursachtes Strommesssignal zu erzeugen. Die besagte hysteretische Schaltersteuerung ist dazu eingerichtet, das Schaltelement elektrisch sperrend zu schalten, falls das Strommesssignal einen Spulenstrom größer als der besagte Peak-Vergleichswert sig¬ nalisiert. Die Schaltersteuerung schaltet das Schaltelement dann erst wieder elektrisch leitend, falls das Strommesssignal einen Spulenstrom kleiner als der Valley-Vergleichswert signalisiert, der (echt) kleiner als der Peak-Vergleichswert ist.
Eine Alternative zu einer solchen hysteretischen Schalters¬ teuerung ist ein Regler, welcher die elektrische Ausgangsgröße des Gleichspannungswandlers unmittelbar auf einen Sollwert einregelt, also nicht zwischen zwei Vergleichswerten pendeln oder oszillieren lässt. Dies ergibt eine Regelung der
elektrischen Ausgangsgröße direkt auf einen Mittelwert. Bei der hysteretischen Regelung muss dagegen ausgehend von den Vergleichswerten sichergestellt werden, dass sich im Mittelwert der gewünschte Sollwert ergibt. Dafür weist die hysteretische
Schaltersteuerung aber den Vorteil auf, dass sie robuster gegen Schwankungen der Eingangsspannung ist und schneller auf einen Lastwechsel reagiert. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektrische Ausgangsgröße eines Gleichspannungswandlers zu regeln.
Die Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Pa¬ tentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Er- findung sind durch die abhängigen Patentansprüche, die folgende Beschreibung sowie die Figuren beschrieben. Ein erster Aspekt der Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler, aufweisend:
- eine elektrische Spule,
- ein Schaltelement zum Steuern eines elektrischen Spulenstromes der Spule,
- eine Strommessschaltung, die dazu eingerichtet ist, ein mit dem Spulenstrom oder mit einem Eingangsstrom des Gleichspannungswandlers korreliertes Strommesssignal zu erzeugen, und
- eine hysteretische Schaltersteuerung, die dazu eingerichtet ist, das Schaltelement elektrisch sperrend zu schalten, falls das
Strommesssignal einen Spulenstrom größer als ein
Peak-Vergleichswert signalisiert, und das Schaltelement elektrisch leitend zu schalten, falls das Strommesssignal einen Spulenstrom kleiner als ein Valley-Vergleichswert signalisiert.
Um das beschriebene hysteretische Schalten, wie es die
Schaltersteuerung durchführt, dahingehend zu konfigurieren, dass der Spulenstrom um einen gewünschten Mittelwert pendelt oder oszilliert, also direkt auf den Mittelwert eingeregelt wird, ist gemäß dieses Aspekts der Erfindung Folgendes vorgesehen. Die einzuregelnde Ausgangsgröße wird mittels einer Messschaltung gemessen, die hier als Istwertmessschaltung bezeichnet ist und die dazu eingerichtet ist, ein mit der elektrischen Aus¬ gangsgröße, zum Beispiel der Ausgangsspannung oder dem Aus- gangsstrom oder der Ausgangsleistung, korreliertes Istwertsignal zu erzeugen. Anhand des Istwertsignals kann also der aktuelle Wert der Ausgangsgröße ermittelt werden. Die Ist¬ wertmessschaltung ist nun nicht direkt mit der Schaltersteuerung für das Schaltelement gekoppelt, sondern dazwischen ist eine Reglereinheit geschaltet. Die Reglereinheit ist dazu einge¬ richtet, die Ausgangsgröße auf einen vorgegebenen Sollwert einzuregeln. In Abhängigkeit von einer Regelabweichung des Istwertsignals von dem Sollwert kann ein Vergleichswertsignal für die Schaltersteuerung erzeugt werden. Die Reglereinheit regelt also nicht direkt das Schaltelement, sondern gibt nur der nachgeschalteten Schaltersteuerung ein Vergleichswertsignal vor, aus welchem die Schaltersteuerung dann die beiden benötigten Vergleichswerte, nämlich den Peak-Vergleichswert und den Va¬ lley-Vergleichswert erzeugt.
Die Schaltersteuerung kann dafür eingerichtet sein, aus dem Vergleichswertsignal direkt den Peak-Vergleichswert zu er¬ zeugen, also direkt das Vergleichswertsignal zum Angeben des Peak-Vergleichswerts zu nutzen. Die Schaltersteuerung gemäß des genannten Aspekts der Erfindung ist dafür eingerichtet, zu¬ mindest einen Mittelwert des Peak-Vergleichswerts anhand des Vergleichswertsignals festzulegen oder einzustellen. Dieser
Aspekt der Erfindung wird später noch im Zusammenhang mit einer spektralen Spreizung genauer beschrieben.
Den Valley-Vergleichswert stellt die Schaltersteuerung ein, indem sie aus dem Vergleichswertsignal durch Subtrahieren eines Rippelwerts den Valley-Vergleichswert erzeugt. Der Rippelwert gibt also die Amplitude oder Oszillationsbreite an, mit welcher der Spulenstrom zwischen dem Peak-Vergleichswert und dem Valley-Vergleichswert pendelt oder oszilliert. Der
Peak-Vergleichswert und der Valley-Vergleichswert werden also indirekt durch die Reglereinheit mittels des Vergleichswert¬ signals in der Weise verschoben oder eingestellt, dass ein Mittelwert der Ausgangsgröße auf den Sollwert einpendelt oder eingeregelt wird.
Durch den genannten Aspekt der Erfindung ergibt sich der Vorteil, dass die Ausgangsgröße durch die Reglereinheit auf einen Mittelwert eingeregelt wird und somit nicht umständlich aus einer Spitzenstromregelung zurück auf einen Mittelwert gewandelt werden muss. Dabei bleibt aber die Regel-Bandbreite des hys- teretischen Schaltens und die Robustheit gegenüber Schwankungen der Eingangsspannung, wie sie durch das hysteretische Schalten gegeben ist, erhalten. Der Gleichspannungswandler kann dabei als Aufwärtswandler oder als Abwärtswandler ausgestaltet sein. Wie bereits ausgeführt, kann die Schaltersteuerung von der Reglereinheit das Vergleichswertsignal empfangen und in Bezug auf den Peak-Vergleichswert aus dem Vergleichswertsignal le¬ diglich einen Mittelwert für den Peak-Vergleichswert bilden. Mit anderen Worten ist der Peak-Vergleichswert durch ein Zeitsignal gegeben, das um den Mittelwert oszilliert. Dies kann erreicht werden, indem die Schaltersteuerung dazu eingerichtet ist, das Vergleichswertsignal mit einem mittelwertfreien Spreizsignal einer AC-Spannungsquelle zu kombinieren, dieses also bei- spielsweise dem Vergleichswertsignal additiv zu überlagern, und somit aus dem kombinierten Signal den Peak-Vergleichswert erzeugt. Das Spreizsignal kann beispielsweise ein Sägezahnsignal oder ein Dreiecksignal oder ein Sinussignal sein. Hierdurch wird eine Spreizung des Spektrums des zeitlichen Verlaufs des Spulenstroms bewirkt. So kann die elektromagnetische Ver¬ träglichkeit (EMV) des Gleichspannungswandlers mittels des Spreizsignals eingestellt oder justiert werden.
Zu der Erfindung gehören auch optionale technische Merkmale, durch die sich zusätzliche Vorteile ergeben.
In einer Ausführungsform ist die Reglereinheit dazu einge¬ richtet, die Regelabweichung als Unterschied zwischen dem Istwertsignal und einem vorgegebenen Referenzsignal zu er- mittein.
Die Schaltersteuerung schaltet das Schaltelement, um hierdurch den Spulenstrom zu schalten, und erfasst die tatsächliche Stromstärke des Spulenstroms in Form des beschriebenen
Strommesssignals. Bevorzugt ist vorgesehen, dass die Schal¬ tersteuerung dazu eingerichtet ist, das Strommesssignal mittels eines jeweiligen Komparators mit dem Peak-Vergleichswert ei¬ nerseits und dem Valley-Vergleichswert andererseits zu ver¬ gleichen. Hierdurch ist eine Trennung der elektrischen Po- tenziale möglich, indem als Komparatoren beispielsweise po¬ tenzialgetrennte Verstärker verwendet werden. In Abhängigkeit von einem Ergebnis der Ausgabe der Komparatoren ist dann das Schaltelement zu steuern. Hierbei ist bevorzugt vorgesehen, dass die Schaltersteuerung über ein RS-Flip-Flop mit einem Steueranschluss oder Gate-Anschluss des Schaltelements verschaltet ist. Hierdurch können die beiden Ausgangssignale der Komparatoren kombiniert werden und zu einem einzigen Schaltsignal für den Gate-Anschluss des Schaltelements zusammengefasst werden. Die Ergebnisse des jeweiligen Vergleichs mit dem Peak-Vergleichswert und dem Valley-Vergleichswert stellen dann ein Eingangssignal für den Set-Eingang und den Reset-Eingang des RS-Flip-Flops dar.
Zwei weitere Ausgestaltungen der Erfindung betreffen das Erzeugen des Strommesssignals. Die Strommessschaltung kann hierzu eingerichtet sein, das Strommesssignal mittels eines von dem Spulenstrom durchflossenen Shuntwiderstands , d.h. eines ohm- schen Widerstandselements, zu erzeugen. Dies ermöglicht eine genaue Messung der Stromstärke. Allerdings ist diese ver¬ lustbehaftet .
Um die elektrischen Verluste zu verringern, ist alternativ dazu die Stromessschaltung dazu ausgestaltet, das Strommesssignal mittels einer der Spule parallel geschalteten oder zumindest die Spule überbrückenden RC-Glied-Schaltung zu erzeugen. Diese Schaltung weist eine Reihenschaltung aus einem ohmschen Widerstandselement R und einer elektrischen Kapazität C auf. Die über der Kapazität C abfallende elektrische Spannung stellt dann ebenfalls ein geeignetes Strommesssignal dar. In Bezug auf die Reglereinheit sieht eine Ausführungsform vor, dass diese Reglereinheit dazu eingerichtet ist, das besagte Vergleichswertsignal für die Schaltersteuerung mittels eines PID-Reglers (PID - Proportional Integral Differenzial ) aus der besagten Regelabweichung zu erzeugen.
Die Schaltersteuerung erzeugt in der beschriebenen Weise aus dem Vergleichswertsignal den Peak-Vergleichswert. Um auch den Valley-Vergleichswert aus dem Vergleichswertsignal zu erzeugen, wird der Rippelwert dem Vergleichswert bevorzugt überlagert, indem ein das Vergleichswertsignal signalisierender Signal¬ ausgang der Reglereinheit mit einem Komparatoreingang der Schaltersteuerung über eine zusätzliche Schaltung gekoppelt ist, die eine Rippel-Gleichspannungsquelle zum additiven Überlagern der Rippel-Gleichspannung bereitstellt. Alternativ dazu ist ein Spannungsteiler vorgesehen, durch welchen sich ebenfalls eine Subtraktion eines Rippelwerts schaltungstechnisch bereitstellen oder umsetzen lässt.
Alternativ zu solchen schaltungstechnischen Ausführungsformen umfasst die Erfindung auch eine digitale Ausführung oder Ausgestaltung, indem die Reglereinheit und die Schaltersteuerung durch eine digitale Prozessoreinrichtung bereitgestellt sind. Dies ist aufgrund der beschriebenen Kombination aus Reglereinheit und Schaltersteuerung gemäß der Erfindung möglich. Auch das besagte RS-Flip-Flop kann durch ein digitales Äquivalent nachprogrammiert oder nachgestaltet sein. Die Prozessorein¬ richtung kann auf der Grundlage eines MikroControllers oder eines ASIC (Application Specific Integrated Circuit) bereitgestellt sein .
Durch Betreiben eines Gleichspannungswandlers gemäß einer der genannten Ausführungsformen ergibt sich ein Verfahren gemäß eines weiteren Aspekts der Erfindung.
Mit anderen Worten erzeugt eine Strommessschaltung ein
Strommesssignal, das mit einem Spulenstrom der Spule des Gleichspannungswandlers oder mit einem Eingangsstrom des Gleichspannungswandlers korreliert oder durch diesen hervor¬ gerufen wird. Eine hysteretische Schaltersteuerung schaltet mittels des Schaltelements, also zum Beispiel mittels eines Transistors, den Spulenstrom ab, also das Schaltelement elektrisch sperrend, falls das Strommesssignal einen Spulenstrom größer als der Peak-Vergleichswert signalisiert. Die Schal¬ tersteuerung schaltet das Schaltelement dagegen elektrisch leitend, falls das Strommesssignal einen Spulenstrom kleiner als der Valley-Vergleichswert signalisiert, der kleiner als der Peak-Vergleichswert ist. Zum Einstellen des Peak-Vergleichs¬ werts und des Valley-Vergleichswerts ist vorgesehen, dass diese derart variiert oder eingestellt werden, dass der Spulenstrom um einen einstellbaren oder gewünschten Mittelwert derart pendelt, dass ein resultierender Mittelwert der einzuregelnden
elektrischen Ausgangsgröße des Gleichspannungswandlers um einen einstellbaren Sollwert pendelt oder oszilliert. Die Aus¬ gangsgröße kann die Ausgangsspannung oder der Ausgangsstrom oder die Ausgangsleistung sein. Die besagte Istwertmessschaltung erzeugt das mit der elektrischen Ausgangsgröße korrelierte
Istwertsignal, aus welchem dann die Reglereinheit die Regel¬ abweichung zum Sollwert ermittelt, um das Vergleichswertsignal für die hysteretische Schaltersteuerung bereitzustellen. Die Reglereinheit regelt also indirekt mittels des Vergleichswerts die Ausgangsgröße des Gleichspannungswandlers auf den vorge¬ gebenen Sollwert ein.
Die Schaltersteuerung wird hierzu durch die Reglereinheit mittels des Vergleichswertsignals gesteuert, wobei die
Schaltersteuerung aus dem Vergleichswert einerseits einen
Mittelwert des Peak-Vergleichswerts einstellt und andererseits den Valley-Vergleichswert aus dem Vergleichswertsignal durch Subtrahieren eines Rippelwerts erzeugt, wobei die Schalters¬ teuerung das Vergleichswertsignal mit einem mittelwertfreien Spreizsignal einer AC-Spannungsquelle kombiniert und aus dem kombinierten Signal den Peak-Vergleichswert erzeugt, sodass der Peak-Vergleichswert durch ein Zeitsignal gegeben ist, das um einen Mittelwert oszilliert. Zu der Erfindung gehören auch Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens, die Merkmale aufweisen, wie sie bereits im Zusammenhang mit den Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers beschrieben worden sind. Aus diesem Grund sind die entsprechenden Weiterbildungen des erfin- dungsgemäßen Verfahrens hier nicht noch einmal beschrieben.
Im Folgenden sind Ausführungsbeispiele der Erfindung be¬ schrieben. Hierzu zeigt: Fig. 1 eine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers mit einer RC-Glied-Schaltung zur Strom- messung;
Fig. 2 eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers mit einem Shuntwiderstand zur Strom- messung;
Fig. 3 eine schematische Darstellung einer dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers mit einem Spannungsteiler zum Be- reitstellen eines Rippelwerts ; und
Fig. 4 eine schematische Darstellung einer vierten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers, die eine Abwärtswandlung
(Buck-Konverter) bereitstellt.
Bei den im Folgenden erläuterten Ausführungsbeispielen handelt es sich um bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung. Bei den Ausführungsbeispielen stellen die beschriebenen Komponenten der Ausführungsformen jeweils einzelne, unabhängig voneinander zu betrachtende Merkmale der Erfindung dar, welche die Erfindung jeweils auch unabhängig voneinander weiterbilden und damit auch einzeln oder in einer anderen als der gezeigten Kombination als Bestandteil der Erfindung anzusehen sind. Des Weiteren sind die beschriebenen Ausführungsformen auch durch weitere der bereits beschriebenen Merkmale der Erfindung ergänzbar.
In den Figuren sind funktionsgleiche Elemente jeweils mit denselben Bezugszeichen versehen.
Fig. 1 zeigt einen Gleichspannungswandler 10, der als Aufwärtswandler (Boost-Konverter) ausgestaltet ist. In Fig. 1 sind eine Reglereinheit 11 und eine Schaltersteuerung 12 der Übersichtlichkeit halber separat gezeichnet. Die Verbindung mit den übrigen Elementen des Gleichspannungswandlers 10 ist durch entsprechende Signalfahnen oder Signalübergänge gekennzeichnet. Der Gleichspannungswandler 10 kann beispielsweise in einem Kraftfahrzeug bereitgestellt sein. Mittels des Gleichspan¬ nungswandlers 10 kann beispielsweise ein elektrischer Strom durch eine Leuchtdiode oder durch eine Serienschaltung oder Reihenschaltung aus Leuchtdioden gesteuert sein.
Der Gleichspannungswandler 10 kann eine elektrische Spule 13 mit einem Induktivitätswert LI aufweisen, die einen ohmschen Widerstandswert DCR aufweisen kann. Zum Schalten oder Einstellen eines Spulenstroms 14 durch die Spule 13 kann ein Schaltelement 15 vorgesehen sein, das hier als Transistor Ml, beispielsweise als MOSFET, ausgestaltet sein kann. Bei sperrend geschaltetem Schaltelement 15 wird der Spulenstrom 14 durch eine Gleichrichtdiode Dl zu einem Ausgang OUT des Gleichspannungswandlers 10 geführt.
Den Spulenstrom 14 kann der Gleichspannungswandler 10 über einen Eingang IN aus einer Spannungsquelle Vin empfangen. Zum Glätten der Eingangsspannung kann ein Glättungskondensator Cin am Eingang IN vorgesehen sein. Stromkreise können bei dem
Gleichspannungswandler 10 über ein Massepotential GND geschlossen sein.
Eine Ausgangsspannung U des Gleichspannungswandlers 10 kann mittels eines Glättungskondensators Cout geglättet sein, welcher den Ausgang OUT mit dem Massepotential GND koppelt. Der
Gleichspannungswandler 10 kann des Weiteren eine Diode D2 zum Überbrücken der Spule 13 aufweisen. Die Diode D2 dient dazu, den Inrush-Strom oder Vorladestrom für den Glättungskondensator Cout umzuleiten und nicht durch die Spule LI fließen lassen.
Ein Spannungswert der Ausgangsspannung U kann mittels einer Istwertmessschaltung 16 erfasst werden, die am Ausgang OUT beispielsweise durch einen Spannungsteiler aus Widerstandse- lementen Rl, R2 gebildet sein kann. Die Istwertmessschaltung 16 erzeugt ein Istwertsignal FB.
Die Ausgangsspannung U kann eine geregelte Ausgangsgröße sein. Eine Stromstärke des Spulenstroms 14 kann hierzu mittels einer Strommessschaltung 17 gemessen werden, die in dem gezeigten Beispiel aus einer RC-Glied-Schaltung 18 aus einem Widerstandselement Rsense und einem Kondensator Csense gebildet sein kann. Über den Kondensator Csense fällt in Abhängigkeit von einer Stromstärke des Spulenstroms 14 eine elektrische Spannung ab, die ein Strommesssignal Vsense darstellt. Die RC-Glied-Schaltung 18 überbrückt die Spule 13; sie ist der Spule 13 also nicht vorgeschaltet oder nachgeschaltet, sodass eine verlustarme Strommessung möglich ist.
Das Schaltelement 15 kann über einen Gate-Eingang GATE geschaltet werden, um das Schaltelement 15 hierdurch zwischen einem elektrisch leitenden und einem elektrisch sperrenden Zustand zu schalten .
Zum Erzeugen eines Schaltsignals für den Gate-Anschluss GATE kann dieser mit der hysteretischen Schaltersteuerung 12 verschaltet sein, indem Komparatoren 19, 20 mit ihren Komparatorausgängen über ein RS-Flip-Flop 21 mit dem Gate-Anschluss GATE verschaltet sein können. Der Komparator 19 kann das Strommesssignal Vsense mit einem Peak-Vergleichswert 22 vergleichen und signalisieren, falls das Strommesssignal Vsense größer als der Peak-Vergleichs¬ wert 22 ist. Hierdurch wird das Flip-Flop 21 am Reset-Eingang R zurückgesetzt und damit das Schaltelement 15 elektrisch sperrend geschaltet. Der Komparator 20 kann einen Vergleich des
Strommesssignals Vsense mit einem Valley-Vergleichswert 23 durchführen und signalisieren, falls das Strommesssignal Vsense kleiner als der Valley-Vergleichswert 23 ist, wodurch der Set-Eingang S des Flip-Flops gesetzt wird und somit das
Schaltelement 15 in einen elektrisch leitenden Zustand ge¬ schaltet wird. Im Zusammenhang mit der Schaltersteuerung 12 ist das Strommesssignal Vsense symbolisch als Spannungsquelle repräsentiert . Der Peak-Vergleichswert 22 kann aus einem Vergleichswertsignal 24 erzeugt werden, das die Reglereinheit 11 in der im Weiteren beschriebenen Weise an einem Signalausgang Ro erzeugen kann. Hierzu kann direkt das Vergleichswertsignal 24 an einem Kom- paratoreingang des Komparators 19 als Peak-Vergleichswert 22 genutzt werden. Alternativ dazu kann ein mittelwertfreies Spreizsignal Vspread dem Vergleichswertsignal 24 additiv überlagert werden, was gemäß Fig. 1 durch eine Spannungs- quellenschaltung bewirkt ist, die auf einem Transistor beruhen kann .
Der Valley-Vergleichswert 23 kann aus dem Vergleichswertsignal 24 mittels eines Rippelwerts Vripple erzeugt werden, der dem Vergleichswertsignal 24 additiv überlagert werden kann. Der
Rippelwert kann mittels einer Rippel-Gleichspannungsquelle Vr beaufschlagt werden, die beispielsweise auf der Grundlage einer Transistorschaltung gebildet sein kann. Das Vergleichswertsignal 24 kann durch die Reglereinheit 11 auf der Grundlage einer PID-Regelung mittels eines PID-Reglers 25 erzeugt werden. Dieser empfängt eine Regelabweichung 26, die einem Unterschied zwischen dem Istwertsignal FB und einem Sollwert Vref entspricht. Der Sollwert Vref ist symbolisch durch eine Spannungsquelle repräsentiert, die ein elektrisches
Sollwertsignal darstellt. Der Regelabweichung 26 kann mittels eines Subtrahierers 27 ermittelt werden.
Fig. 2 beschreibt einen Gleichspannungswandler 10, der wie der Gleichspannungswandler 10 von Fig. 1 aufgebaut oder ausgestaltet sein kann und lediglich die im Folgenden beschriebenen Unterschiede aufweist.
Anstelle der RC-Glied-Schaltung 18 kann als Strommessschaltung 17 zum Erzeugen des Strommesssignals Vsense ein Shuntwiderstand 28 mit einem Widerstandswert Rsense der Spule 13 in Reihe oder in Serie geschaltet sein. Fig. 3 veranschaulicht einen Gleichspannungswandler 10, der wie der Gleichspannungswandler 10 von Fig. 2 ausgestaltet sein kann und sich durch die folgenden Unterschiede auszeichnet. Zum Beaufschlagen des Vergleichswertsignals 24 mit dem Rip- pelwert Vripple ist anstelle einer Gleichspannungsquelle Vr ein Spannungsteiler 29 vorgesehen, mittels welchem aus dem Vergleichswertsignal 24 als Spannungssignal ein reduziertes oder um den Rippelwert Vripple reduziertes Signal zum Bereitstellen des Valley-Vergleichswerts 23 erzeugt wird. Der Spannungsteiler 29 kann aus Widerstandselementen R3, R4 gebildet sein.
Bisher wurden nur Aufwärtswandler beschrieben. Fig. 4 veranschaulicht eine Ausführungsform des Gleichspannungswandlers 10, der eine Abwärtswandlung (Buck-Konverter) erzeugt. Auch hierfür kann eine Kombination aus der Reglereinheit 11 und der Schaltersteuerung 12 in der beschriebenen Weise genutzt oder bereitgestellt werden.
Allgemein können die Gleichspannungswandler 10 wie folgt weiter ausgestaltet werden.
Die Spannung des Strommesssignals Vsense zwischen den Knoten RX und LX wird entweder indirekt, z.B. durch einen High-side-Mess- verstärker mit hoher Common-mode-Eingangsspannung oder direkt zu den (high input common modefähigen) Komparatoren 19, 20 für Peak- und Valley-Erkennung geführt. Man kann sich das so vorstellen, dass diese einen idealisierten, potentialgetrennten Verstärker für die Spannung, die am Csense anliegt, darstellt. Die Peak- und Valley-Komparatoren steuern den RS-Trigger an, der wiederum den Schalter Ml ansteuert.
Vspread hat zur Folge, dass das Hysterese-Band variiert und somit die Schaltfrequenz von Ml im Takt mit der Spannung Vspread moduliert wird. Bei passender Auslegung kann somit eine
Spread-Spectrum-Modulation der Wandler-Schaltfrequenz hergestellt werden. Die Vorgabe für den Peak-Strom in der Drossel LI kommt von einem PID (proportional-integral-derivative) -
Regler, der stets bemüht ist, die Abweichung zwischen der Ist-Größe (in diesem Fall die Ausgangsspannung U, heruntergeteilt durch den Spannungsteiler R1/R2) und dem Sollwert, d.h. die Referenzspannung Vref, auf Null zu führen.
Nun ist das Regelkonzept des vorgeschlagenen Wandlers zu er- kennen: Durch die Festlegung des Spulenstrom-Rippel und somit des Mittelwertes des Spulenstroms als Funktion der Ausgangsspannung ermöglicht er eine schnelle und präzise Average-mode-Regelung, in Boost- wie in Buck-Konfiguration . Im Gegensatz zum Peak-current-mode-control wird nicht der Spitzenwert des Spulenstroms, sondern der Mittelwert des Spulenstroms geregelt. Die Schaltfrequenz ist dabei variabel.
Eine weitere vorteilhafte Ausführung des vorgeschlagenen Gleichspannungswandlers verzichtet auf die Spannungsquelle
Vripple und macht stattdessen Gebrauch von dem Spannungsteiler Ro/R3/R4 für die Festlegung des Spulenrippel-Stromes . In diesem Fall ist der Spulenrippel nicht mehr konstant, sondern variabel und bedingt durch den Spannungsabfall am Widerstand R4.
Vorteile der gezeigten Merkmale des Gleichspannungswandlers sind :
1. Hohe Regelgeschwindigkeit:
Die hohe Geschwindigkeit ergibt sich durch das fehlende Kom¬ pensationsnetzwerk für den hysteretischen Teil vom Regler und den Wegfall einer Slope-Compensation .
2. Kontrollierter Spulenstrom Die zwei hysteretischen Komparatoren für den Peak- und Valleystrom bestimmen den Rippel-Strom in der Wandler-Spule. Somit kann sie vor Sättigung oder hohen Rippel-Strom-Verlusten geschützt werden.
3. Stabilität ohne Slope Kompensation
Bei der Average-mode-control (Mittelwertregelung) ist die sogenannte Slope-Kompensation nicht notwendig.
4. Spread Spectrum
Ein EMV-vorteilhaftes Spread-Spectrum-Modulationsverfahren zur Minimierung der Peakdetektor-Werte ist sehr einfach durch die Zugabe von einer zusätzlichen AC-Spannungsquelle beim
Peak-Komparator möglich.
5. Verlustfreie Strommessung möglich Statt eines Messshunts für den Spulenstrom kann ein RC-Glied parallel zu der Spule verschaltet werden. Es wird der Span¬ nungsabfall am Kondensator gemessen.
6. Hohe Genauigkeit
Durch den Einsatz der zwei Regelschleifen, PID und hysteretisch, wird eine hohe Genauigkeit wie bei dem konventionellen
Peak-current-mode-Controller erzielt .
7. Wirtschaftlichkeit
Durch den Wegfall eines Slope-Compensation-Netzwerks und eventuell den Einsatz des RC-Netzwerks zur Spulenstrommessung ist die vorgeschlagene Wandler-Topologie sehr kosteneffizient.
8. Kompatibilität mit digitaler Technologie Durch den Wegfall der Slope-Kompensation ist die Umsetzung des Kontrollers in der digitalen Domäne (digitaler PID-Regler, Flip-Flop und optional eines Analog-Digital-Wandlers für die Komparatoren) sehr leicht möglich.
9. Geeignet, um den Mittelwert des Eingangsstromes zu kon¬ trollieren
Bei entsprechender Auslegung des vorgeschlagenen Wandlers (Strommessschaltung am Eingang) ist auch eine Mittelwert- Regelung des Eingangsstromes, z.B. in der Boost-Wandler- Konfiguration möglich, wie sie z.B. bei den Solar-MPPT-Wandlern (MPPT - Maximum Power Point Tracking) verlangt wird. Insgesamt zeigt das Beispiel, wie durch die Erfindung für einen Gleichspannungswandler eine kombinierte hysteretische und PID-basierte Regelung bereitgestellt werden kann.
Bezugs zeichenliste
10 Gleichspannungswandler
11 Reglereinheit
12 SchalterSteuerung
13 Spule
14 Spulenstrom
15 Schaltelement
16 IstwertmessSchaltung
17 StrommessSchaltung
18 RC-Glied-Schaltung
19 Komparator
20 Komparator
21 Flip-Flop
22 Peak-Vergleichswert
33 Valley-Vergleichswerts
24 Vergleichswertsignal
25 PID-Regler
26 Regelabweichung
27 Subtrahierer
28 Shuntwiderstand
Vsense Strommesssignal
FB Istwertsignal
Vripple Rippelwert

Claims

Patentansprüche
1. Gleichspannungswandler (10), aufweisend:
- eine elektrische Spule (13),
- ein Schaltelement (15) zum Steuern eines elektrischen Spu¬ lenstromes (14) der Spule (13),
- eine Strommessschaltung (17), die dazu eingerichtet ist, ein mit dem Spulenstrom (14) oder mit einem Eingangsstrom des Gleichspannungswandlers (10) korreliertes Strommesssignal (Vsense) zu erzeugen, und
- eine hysteretische Schaltersteuerung (12), die dazu einge¬ richtet ist, das Schaltelement (15) elektrisch sperrend zu schalten, falls das Strommesssignal (Vsense) einen Spulenstrom (14) größer als ein Peak-Vergleichswert (22) signalisiert, und das Schaltelement (15) elektrisch leitend zu schalten, falls das Strommesssignal (Vsense) einen Spulenstrom (14) kleiner als ein Valley-Vergleichswert (23) signalisiert,
wobei eine Istwertmessschaltung (16) dazu eingerichtet ist, ein mit einer elektrischen Ausgangsgröße (U) des Gleichspan- nungswandlers (10) korreliertes Istwertsignal (FB) zu erzeugen, und eine Reglereinheit (11) dazu eingerichtet ist, die Aus¬ gangsgröße (U) auf einen vorgegebenen Sollwert (Vref) einzu¬ regeln und hierzu in Abhängigkeit von einer Regelabweichung (26) ein Vergleichswertsignal (24) für die Schaltersteuerung (12) zu erzeugen, wobei die Schaltersteuerung (12) dazu eingerichtet ist, einerseits aus dem Vergleichswertsignal (24) einen Mit¬ telwert des Peak-Vergleichswerts (22) einzustellen und ande¬ rerseits den Valley-Vergleichswert (23) aus dem Vergleichs¬ wertsignal (24) durch Subtrahieren eines Rippelwerts (Vripple) zu erzeugen, wobei die Schaltersteuerung (12) dazu eingerichtet ist, das Vergleichswertsignal (24) mit einem mittelwertfreien Spreizsignal (Vspread) einer AC-Spannungsquelle zu kombinieren und aus dem kombinierten Signal den Peak-Vergleichswert (22) zu erzeugen, sodass der Peak-Vergleichswert (22) durch ein
Zeitsignal gegeben ist, das um einen Mittelwert oszilliert.
2. Gleichspannungswandler (10) nach Anspruch 1, wobei die Reglereinheit (11) dazu eingerichtet ist, die Regelabweichung (26) als Unterschied zwischen dem Istwertsignal (FB) und einem vorgegebenen Referenzsignal (Vref) zu ermitteln.
3. Gleichspannungswandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltersteuerung (12) dazu eingerichtet ist, das Strommesssignal (Vsense) mittels eines jeweiligen Komparators (19, 20) mit dem Peak-Vergleichswert (22) und dem Valley-Vergleichswert (23) zu vergleichen.
4. Gleichspannungswandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltersteuerung (12) über ein
RS-Flip-Flop (21) mit einem Gate-Anschluss (GATE) des
Schaltelements (15) verschaltet ist.
5. Gleichspannungswandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Strommessschaltung (17) dazu eingerichtet ist, das Strommesssignal (Vsense) mittels eines von dem Spu¬ lenstrom (14) durchflossenen Shuntwiderstands (28) zu erzeugen.
6. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Strommessschaltung (17) dazu eingerichtet ist, das
Strommesssignal (Vsense) mittels einer der Spule (13) parallel geschalteten oder die Spule (13) überbrückenden
RC-Glied-Schaltung (18) zu erzeugen.
7. Gleichspannungswandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Reglereinheit (11) dazu eingerichtet ist, das Vergleichswertsignal (24) mittels eines PID-Reglers (25) aus der Regelabweichung (26) zu erzeugen.
8. Gleichspannungswandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltersteuerung (12) dazu eingerichtet ist, dem Vergleichswertsignal (24) den Rippelwert (Vripple) zu überlagern, indem ein das Vergleichswertsignal (24) signali- sierender Signalausgang (Ro) der Reglereinheit (11) über eine Rippel-Gleichspannungsquelle (Vr) oder über einen Spannungs¬ teiler (29) mit einem Komparatoreingang der Schaltersteuerung (12) verschaltet ist.
9. Gleichspannungswandler (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die Reglereinheit (11) und die Schaltersteuerung (12) durch eine digitale Prozessoreinrichtung bereitgestellt sind.
10. Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers (10), wobei
- eine Strommessschaltung (17) ein mit einem Spulenstrom (14) einer Spule (13) des Gleichspannungswandlers (10) oder einem Eingangsstrom des Gleichspannungswandlers (10) korreliertes Strommesssignal (Vsense) erzeugt,
- eine hysteretische Schaltersteuerung (12) ein zum Steuern des Spulenstromes (14) vorgesehenes Schaltelement (15) elektrisch sperrend schaltet, falls das Strommesssignal (Vsense) einen Spulenstrom (14) größer als ein Peak-Vergleichswert (22) signalisiert, und das Schaltelement (15) elektrisch leitend schaltet, falls das Strommesssignal (Vsense) einen Spulenstrom (14) kleiner als ein Valley-Vergleichswert (23) signalisiert,
- eine Istwertmessschaltung (16) ein mit einer elektrischen Ausgangsgröße (U) des Gleichspannungswandlers (10) korreliertes
Istwertsignal (FB) erzeugt,
- eine Reglereinheit (11) die Ausgangsgröße (U) auf einen vorgegebenen Sollwert (Vref) einregelt und hierzu in Abhän¬ gigkeit von einer Regelabweichung (26) ein Vergleichswertsignal (24) erzeugt und
- die Schaltersteuerung (12) einerseits aus dem Vergleichs¬ wertsignal (24) einen Mittelwert des Peak-Vergleichswerts (22) einstellt und andererseits den Valley-Vergleichswert (23) aus dem Vergleichswertsignal (24) durch Subtrahieren eines Rip- pelwerts (Vripple) erzeugt, wobei die Schaltersteuerung (12) das Vergleichswertsignal (24) mit einem mittelwertfreien Spreizsignal (Vspread) einer AC-Spannungsquelle kombiniert und aus dem kombinierten Signal den Peak-Vergleichswert (22) erzeugt, sodass der Peak-Vergleichswert (22) durch ein Zeitsignal gegeben ist, das um einen Mittelwert oszilliert.
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