WO2017195297A1 - レーダ処理装置 - Google Patents

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WO2017195297A1
WO2017195297A1 PCT/JP2016/064009 JP2016064009W WO2017195297A1 WO 2017195297 A1 WO2017195297 A1 WO 2017195297A1 JP 2016064009 W JP2016064009 W JP 2016064009W WO 2017195297 A1 WO2017195297 A1 WO 2017195297A1
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WO
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signal
unit
frequency
chirp
reception
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Application number
PCT/JP2016/064009
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English (en)
French (fr)
Inventor
聖平 中村
康将 芦田
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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Priority to PCT/JP2016/064009 priority patent/WO2017195297A1/ja
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/89—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S13/90—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging using synthetic aperture techniques, e.g. synthetic aperture radar [SAR] techniques
    • G01S13/9004—SAR image acquisition techniques
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/89—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S13/90—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging using synthetic aperture techniques, e.g. synthetic aperture radar [SAR] techniques

Definitions

  • the present invention relates to a radar processing apparatus that receives a reflected wave of a chirp signal and reproduces a synthetic aperture radar image from the received signal of the reflected wave.
  • One or more antenna apertures are arranged in the traveling direction of the platform (hereinafter referred to as “along track direction”), and a signal received at each antenna aperture is subjected to synthetic aperture processing, thereby providing a high-resolution radar image.
  • a technique for reproducing a Synthetic Aperture Radar (SAR) image is known.
  • Range ambiguity generated in a general HPRF (High Pulse Repetition Frequency) radar is unavoidable even in SAR that observes a pulse signal, and this range ambiguity greatly reduces the image quality of the SAR image.
  • the following Patent Document 1 discloses a radar processing device that emits a chirp signal whose frequency changes with time as a pulse signal.
  • the range ambiguity is suppressed by switching the chirp signal between up-chirp and down-chirp according to an autocorrelation code sequence such as a Barker code. Yes.
  • An up-chirp chirp signal is a signal whose frequency increases with time
  • a down-chirp chirp signal is a signal whose frequency decreases with time.
  • the conventional radar processing apparatus is configured as described above, range ambiguity can be suppressed by switching between up-chirp and down-chirp.
  • the platform on which the radar device is mounted is moving, it is affected by Doppler. Therefore, the Doppler frequency and the rate of change in the frequency of the chirp signal (in the imaging direction in the range direction of the received signal of the radar device) ( In the following, a positional deviation corresponding to “char plate” will occur.
  • the imaging position is amplitude-modulated and a false image is generated in the along track direction.
  • the reason why the false image is generated in the along track direction will be specifically described.
  • the platform on which the radar device is mounted is moving, it is affected by Doppler. Therefore, after the radar device radiates a chirp signal, the radar device receives the reflected wave of the chirp signal reflected at the observation point.
  • a position shift occurs in the imaging position in the received signal of the reflected wave. Since the amount of displacement of the imaging position depends on the Doppler frequency and the chirp plate, for example, when using an observation method that increases Doppler at the time of observation, such as spotlight mode or TOPS (Terrain Observing by Progressive Scan), a result is obtained. The positional deviation of the image position cannot be ignored.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing a change in the distance R between the SAR sensor, which is a radar device, and the point target.
  • R the distance between the SAR sensor and the point target.
  • the distance R between the SAR sensor and the point target has a parabolic locus with R 0 as the minimum.
  • the locus is represented by a broken line. “Down” indicates that the chirp signal is modulated with down chirp, and “up” indicates that the chirp signal is modulated with up chirp.
  • the distance R indicated by the received signal after range compression is located on a parabolic locus.
  • the azimuth time is an intermediate time between the transmission time and the reception time of the chirp signal, which is a pulse signal. Therefore, although the peak position of the distance R, which is the imaging position of the received signal, appears at the position of ⁇ , when the SAR sensor is moving, the distance R indicated by the received signal after the range compression is changed in the range direction due to the movement. Shift to. For this reason, the peak position of the distance R is shifted to the position of ⁇ . In the method of observing while alternately switching between up-chirp and down-chirp, the direction of displacement of the peak position is reversed according to the chirp sign. Further, the displacement direction is reversed as the Doppler frequency changes from positive to negative.
  • the absolute value of the positional deviation amount increases in proportion to the absolute value of the Doppler frequency.
  • the absolute value of this positional deviation amount is usually smaller than the range sampling interval, amplitude modulation in the azimuth direction occurs in the arrangement in the azimuth direction along the path of the distance R as shown in FIG.
  • the SAR image reproduced from the received signal without correcting the displacement of the imaging position has ambiguity in the along track direction due to the influence of the amplitude modulation. appear.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain a radar processing apparatus capable of reproducing a synthetic aperture radar image having no false image in the along track direction.
  • the radar processing apparatus repeatedly emits a chirp signal to space while changing the frequency change rate of the chirp signal, receives the reflected wave of the chirp signal reflected by the target, and receives the reflected signal of the reflected wave And a signal processing unit that corrects the positional deviation of the imaging position in the received signal generated by the movement of the radar sensor and reproduces the synthetic aperture radar image from the received signal after the positional deviation correction.
  • the signal processing unit converts the reception signal of the reflected wave into reception data on the frequency space, and corrects the displacement of the imaging position in the reception data on the frequency space for each frequency change rate in the chirp signal.
  • the received data is returned to the time domain signal, and the time domain signals at the respective rates of change are combined.
  • the signal processing unit converts the reception signal of the reflected wave into the reception data in the frequency space, and the position shift of the imaging position in the reception data in the frequency space for each frequency change rate in the chirp signal. After the correction, the received data is returned to the time domain signal, and the time domain signal at each rate of change is combined, so that a synthetic aperture radar image without a false image in the along track direction can be reproduced. There is an effect that can be done.
  • FIG. 7A is an explanatory diagram illustrating an example in which a signal corresponding to the chirp plate K r 1 of the up chirp is corrected
  • FIG. 7B is an explanatory diagram illustrating an example in which a signal corresponding to the chirp plate K r 2 of the down chirp is corrected.
  • FIG. It is a block diagram which shows the signal processor 23 of the radar processing apparatus by Embodiment 2 of this invention. It is a hardware block diagram of the signal processor 23 in the radar processing apparatus by Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram which shows the signal processor 23 of the radar processing apparatus by Embodiment 3 of this invention. It is a hardware block diagram of the signal processor 23 in the radar processing apparatus by Embodiment 3 of this invention.
  • Digital received signal S r [ ⁇ , ⁇ ] by hit dividing unit 47 is an explanatory view showing the division processing of. It is explanatory drawing which shows the imaging position which changes whenever an up chirp and a down chirp switch.
  • FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a radar processing apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • 2 is a block diagram showing the signal processor 23 of the radar processing apparatus according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a hardware block diagram of the signal processor 23 in the radar processing apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the radar sensor 1 repeatedly radiates the chirp signal to the space while changing the rate of change of the frequency of the chirp signal (hereinafter referred to as “chirp plate”), and the chirp signal reflected by the target.
  • chirp plate changing the rate of change of the frequency of the chirp signal
  • a radar device that receives a reflected wave and outputs a received signal of the reflected wave.
  • the signal processing unit 2 corrects the positional deviation of the imaging position in the reception signal generated with the movement of the radar sensor 1, and performs a process of reproducing the SAR image (synthetic aperture radar image) from the reception signal after the positional deviation correction. To do.
  • the total number of char plates to be switched by the radar sensor 1 is N.
  • the excitation unit 11 generates a chirp signal whose frequency changes with time as a pulse signal used for target observation, and repeatedly outputs the chirp signal to the amplification unit 12.
  • the chirp signal generated by the excitation unit 11 is a chirp signal of a chirp plate indicated by a control signal output from the controller 21 described later.
  • an up-chirp chirp signal whose frequency increases with time and a down-chirp chirp signal whose frequency decreases with time can be generated alternately.
  • the chirp signal of the chirp signal output from the unit 11 may be switched, and the chirp signal of the up chirp and the down chirp signal of the chirp signal are not limited to those alternately output.
  • the chirp signals having different chirp plates may be continuously emitted a plurality of times.
  • an up-chirp chirp signal and a down-chirp chirp signal may be output simultaneously.
  • the amplifying unit 12 amplifies the signal level of the chirp signal output from the excitation unit 11 to a desired signal level, and outputs the amplified chirp signal to the transmission / reception switch 13.
  • the transmission / reception switch 13 is a switch that switches between the transmission state and the reception state of the transmission / reception antenna 14 and outputs the chirp signal output from the amplification unit 12 to the transmission / reception antenna 14, while the reflected wave signal output from the transmission / reception antenna 14. Is output to the receiver 15.
  • the transmission / reception antenna 14 radiates the chirp signal output from the transmission / reception switch 13 into space.
  • the chirp signal radiated into the space from the transmitting / receiving antenna 14 is irradiated and scattered on a scatterer (target) such as an airplane or the ground surface.
  • a part of the chirp signal scattered by the scatterer returns to the transmitting / receiving antenna 14 as a reflected wave of the chirp signal.
  • the transmission / reception antenna 14 receives the reflected wave of the chirp signal scattered and returned by the scatterer, and outputs an RF (Radio Frequency) signal, which is a signal of the reflected wave, to the transmission / reception switch 13.
  • FIG. 1 shows an example in which one transmission / reception antenna 14 serves as both a transmission antenna and a reception antenna, a transmission antenna and a reception antenna may be provided separately. Further, a plurality of transmission / reception antennas 14 may be provided.
  • the receiving unit 15 performs reception processing of the RF signal output from the transmission / reception switcher 13, converts the received RF signal into a baseband signal, and outputs the baseband signal to the data recording unit 16.
  • the data recording unit 16 includes an A / D (Analog to Digital) converter 16a, and the baseband signal output from the receiving unit 15 by the A / D converter 16a at every predetermined sampling rate is converted from an analog signal. When converted into a digital signal, a digital reception signal which is the digital signal is output to the signal processing unit 2. When a plurality of transmission / reception antennas 14 are mounted, it is assumed that the reception unit 15 and the data recording unit 16 have a function of simultaneously processing signals for the number of reception channels.
  • the motion measurement unit 17 is a measurement device that measures motion information of the platform on which the radar sensor 1 is mounted. That is, the motion measurement unit 17 includes an IMU (Internal Measurement Unit) that measures three-axis angles or angular velocities and accelerations that control the platform motion, a GPS (Global Positioning System) receiver that outputs platform position information, and direction information. It is equipped with measuring instruments that measure the platform position and posture angle, such as an output magnetic compass. The platform motion information measured by the motion measuring unit 17 is output to the signal processing unit 2. In order to perform observation with higher accuracy, it is desirable to measure the position, speed, posture, etc. of the platform.
  • IMU Internal Measurement Unit
  • GPS Global Positioning System
  • the controller 21 is a control circuit that performs a synthetic aperture process by outputting, for example, a control signal indicating a char plate to the radar sensor 1 and the signal processor 23.
  • the storage device 22 is configured by a hard disk, for example, and stores a digital reception signal output from the data recording unit 16 of the radar sensor 1, platform motion information output from the motion measurement unit 17 of the radar sensor 1, and the like. Device.
  • the signal processor 23 corrects the misalignment of the imaging position in the digital reception signal stored in the storage device 22 and performs a process of reproducing the SAR image from the received signal after the misalignment correction.
  • the display device 24 includes, for example, a GPU (Graphics Processing Unit) and displays the SAR image reproduced by the signal processor 23 on the display.
  • the frequency domain conversion unit 31 of the signal processor 23 includes an azimuth Fourier transform unit 32 and a range Fourier transform unit 33, and performs a process of converting a digital reception signal stored in the storage device 22 into frequency domain reception data.
  • the azimuth Fourier transform unit 32 is realized by, for example, the azimuth Fourier transform circuit 51 of FIG. 3, and performs a Fourier transform on the digital reception signal stored in the storage device 22 in the azimuth direction, and the received data after the Fourier transform is ranged. A process of outputting to the Fourier transform unit 33 is performed.
  • the range Fourier transform unit 33 is realized by, for example, the range Fourier transform circuit 52 of FIG. 3, and performs Fourier transform on the received data after the Fourier transform output from the azimuth Fourier transform unit 32 in the range direction, and after the Fourier transform.
  • the received data is output to the misalignment correction unit 34.
  • FIG. 2 shows an example in which the azimuth Fourier transform unit 32 performs Fourier transform on the digital received signal in the azimuth direction, and then the range Fourier transform unit 33 performs Fourier transform in the range direction. After the signal is Fourier-transformed in the range direction, the azimuth Fourier transform unit 32 may perform Fourier transform in the azimuth direction.
  • the correction coefficient of misalignment correction coefficient calculating unit 35-n corresponding to the chirp K r n C n (f ⁇ , f ⁇ ) is shown an example of calculating the advance chirp K r
  • a misalignment correction coefficient C n (f ⁇ , f ⁇ ) corresponding to n may be held.
  • the time domain conversion unit 37 includes range inverse Fourier transform units 38-1 to 38-N and azimuth inverse Fourier transform units 39-1 to 39-N, and the received data whose positional deviation has been corrected by the positional deviation correction unit 34. Is converted into a time domain signal.
  • the reception data whose position shift is corrected by 35-n is subjected to inverse Fourier transform in the range direction, and the reception data after the inverse Fourier transform is output to the azimuth inverse Fourier transform unit 39-n.
  • the received data is subjected to inverse Fourier transform in the azimuth direction, and the received data after the inverse Fourier transform is output to the extraction / combining unit 40 as a time domain signal.
  • FIG. 2 shows an example in which the range inverse Fourier transform unit 38-n performs inverse Fourier transform on the received data in the range direction, and then the azimuth inverse Fourier transform unit 39-n performs inverse Fourier transform in the azimuth direction.
  • the range inverse Fourier transform unit 38-n may perform inverse Fourier transform in the range direction.
  • the extraction / combining unit 40 is realized by, for example, the extraction / combining circuit 56 of FIG. 3, and chirps the time domain signal converted by the azimuth inverse Fourier transform units 39-1 to 39-N of the time domain conversion unit 37 from the chirp.
  • a process of combining the signals corresponding to is performed.
  • the image reproduction unit 41 is realized by, for example, the image reproduction circuit 57 of FIG. 3, and performs a process of reproducing the SAR image from the signal combined by the extraction combination unit 40.
  • the azimuth Fourier transform unit 32, the range Fourier transform unit 33, the position shift correction unit 34, the range inverse Fourier transform units 38-1 to 38-N, and the azimuth inverse Fourier transform unit 39 which are components of the signal processor 23. -1 to 39-N, the extracting / combining unit 40, and the image reproducing unit 41 have dedicated hardware as shown in FIG. 3, that is, an azimuth Fourier transform circuit 51, a range Fourier transform circuit 52, and a positional deviation correction circuit 53. It is assumed that the circuit is realized by a range inverse Fourier transform circuit 54, an azimuth inverse Fourier transform circuit 55, an extraction / coupling circuit 56, and an image reproduction circuit 57.
  • the azimuth Fourier transform circuit 51, the range Fourier transform circuit 52, the misalignment correction circuit 53, the range inverse Fourier transform circuit 54, the azimuth inverse Fourier transform circuit 55, the extraction coupling circuit 56, and the image reproduction circuit 57 are, for example, a single unit.
  • a circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof is applicable.
  • the components of the signal processor 23 are not limited to those realized by dedicated hardware, and the signal processor 23 is realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. Also good.
  • Software and firmware are stored as programs in the memory of the computer.
  • the computer means hardware that executes a program, and includes, for example, a CPU (Central Processing Unit), a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, a DSP (Digital Signal Processor), and the like. .
  • the memory of the computer is, for example, a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), or an EEPROM (Electrically Erasable Memory).
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • flash memory an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory)
  • EEPROM Electrically Erasable Memory
  • FIG. 4 is a hardware configuration diagram of a computer when the signal processor 23 is realized by software, firmware, or the like.
  • the azimuth Fourier transform unit 32, the range Fourier transform unit 33, the position shift correction unit 34, the range inverse Fourier transform units 38-1 to 38-N, the azimuth inverse Fourier transform Programs for causing the computer to execute the processing procedures of the units 39-1 to 39-N, the extraction / combining unit 40, and the image reproduction unit 41 are stored in the memory 71, and the program stored in the memory 71 by the processor 72 of the computer It should be executed.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure when the signal processor 23 is realized by software, firmware, or the like.
  • FIG. 3 shows an example in which each component of the signal processor 23 is realized by dedicated hardware
  • FIG. 4 shows an example in which the signal processor 23 is realized by software, firmware, or the like.
  • some components in the signal processor 23 may be realized by dedicated hardware, and the remaining components may be realized by software, firmware, or the like.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing the geometry of observation by the radar processing apparatus of FIG. With reference to FIG. 6, the positional deviation of the imaging position accompanying the movement of the radar sensor 1 will be described, and the principle of correction processing related to the positional deviation of the imaging position will be described.
  • FIG. 6 shows the geometrical arrangement of the radar sensor 1 and the point target 100 to be observed, and the along-track direction that is the traveling direction of the platform, that is, the radar sensor 1 mounted on the platform.
  • the velocity in the azimuth direction is V r
  • the beam steering angle that is the angle formed between the cross track direction that is orthogonal to the along track direction and the beam pointing direction of the radar sensor 1 is ⁇
  • the beam steering angle that is directly below the platform and the cross track direction is formed.
  • the off-nadir angle which is an angle, is ⁇ off .
  • the distance between the radar sensor 1 and the point target 100 is R
  • the closest distance between the radar sensor 1 and the point target 100 is R 0 .
  • the footprint of the radar beam by the chirp signal radiated from the radar sensor 1 is represented by an ellipse
  • the direction orthogonal to the azimuth direction is represented by a broken line.
  • the platform traveling direction is the x-axis
  • the horizontal plane is orthogonal to the x-axis
  • the platform is traveling leftward
  • a coordinate system is defined in which the y axis is the positive axis and the z axis is the upward vertical direction.
  • the altitude of the platform is h
  • the baseband digital reception signal S r [output from the data recording unit 16 after being received by the transmission / reception antenna 14 of the radar sensor 1.
  • [eta], [tau]] is expressed by the following equation (1).
  • ⁇ is the azimuth time
  • ⁇ is the time in the range direction
  • f 0 is the center frequency of the chirp signal radiated from the radar sensor 1.
  • K r [ ⁇ ] is the chirp signal of the chirp signal at the azimuth time ⁇
  • c is the speed of light
  • T is the pulse width of the chirp signal.
  • rect [•] is a rectangular function and is expressed as the following equation (2).
  • the first and second terms represent the phase of the received signal when the movement of the platform is not considered.
  • the third and subsequent items represent phase changes accompanying the movement of the platform.
  • the peak position ⁇ peak [ ⁇ ] in the correlation output is expressed as the following equation (8). Accordingly, the position of the peak position ⁇ peak [ ⁇ ] in the correlation output is shifted by f d ( ⁇ ) / K r [ ⁇ ] compared to the peak position when the movement of the platform is not considered.
  • f d ( ⁇ ) is the Doppler frequency.
  • the positional deviation of the imaging position depends on the char plate K r [ ⁇ ] and the Doppler frequency f d ( ⁇ ), and when the char plate K r [ ⁇ ] is small, When the Doppler frequency f d ( ⁇ ) is large, the positional deviation amount becomes large.
  • the positional deviation f d ( ⁇ ) / K r [ ⁇ ] of the imaging position shown in Expression (8) is the Doppler frequency f d ( ⁇ ) of the point target 100 at each azimuth time ⁇ being observed and the azimuth time. This can be eliminated by calculating the correction amount from the char plate K r [ ⁇ ] of ⁇ .
  • the Doppler frequency f d ( ⁇ ) can be estimated by subjecting the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] output from the data recording unit 16 of the radar sensor 1 to Fourier transform processing.
  • Non-Patent Document 1 shows a method for correcting the positional deviation of the imaging position in a two-dimensional frequency space composed of an azimuth frequency space and a range frequency space under the condition that the chirp plate is fixed.
  • Non-Patent Document 1 Pau Prats-Iraola et al. “On the processing of very high-resolution space-borne SAR data,” IEEE Trans. Geosci. Remote Sens. Vol. 52, no. 10, pp. 6003-6016, Oct. 2014.
  • an up-down modulation received signal in which up-chirp and down-chirp are switched alternately contains an up-modulation signal and a down-modulation signal at the same azimuth frequency, and is therefore disclosed in Non-Patent Document 1.
  • the char plate K r [ ⁇ ] is not determined and the correction amount cannot be calculated.
  • Digital received signal S r [ ⁇ , ⁇ ] of formula (1) a signal converted into two-dimensional frequency space S f (f ⁇ , f ⁇ )
  • azimuth frequency of the S f (f ⁇ , f ⁇ ) the component signal chirp K r n [ ⁇ ] used in inter-pulse modulation are mixed.
  • f ⁇ is the range frequency and f ⁇ is the azimuth frequency.
  • N corrected signals are obtained.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing changes in the distance R between the radar sensor 1 and the point target 100.
  • a chirp signal is emitted when the chirp plate is up-chirp and a chirp signal is emitted when the chirp plate is down-chirp.
  • FIG. 7A shows an example in which the signal corresponding to the chirp plate K r 1 of the up chirp is corrected
  • FIG. 7B shows an example in which the signal corresponding to the chirp plate K r 2 of the down chirp is corrected.
  • the distance R indicated by the received signal after range compression shifts in the range direction, as shown in FIG. Therefore, although the peak position of the distance R is shifted to the position of ⁇ , when the signal corresponding to the up-chirp chirp plate K r 1 is corrected, as shown in FIG. 7A, the up-chirp chirp plate K the signal corresponding to r 1, peaks appear at a distance R.
  • the signal corresponding to the chirp plate K r 1 of the up chirp is corrected, the signal corresponding to the chirp plate K r 2 of the down chirp is not an appropriate correction amount, and as shown in FIG. Image position misalignment has not been eliminated.
  • the controller 21 of the signal processing unit 2 outputs a control signal indicating the char plate at each azimuth time ⁇ to the excitation unit 11 and the signal processor 23.
  • Exciter 11 each receiving a control signal from the controller 21 to generate a chirp signal chirp K r n indicated by the control signal, and outputs the chirp signal to the amplifier 12.
  • the amplifying unit 12 Upon receiving the chirp signal from the excitation unit 11, the amplifying unit 12 amplifies the signal level of the chirp signal to a desired signal level and outputs the amplified chirp signal to the transmission / reception switch 13.
  • the transmission / reception switch 13 receives the chirp signal from the amplifying unit 12, it outputs the chirp signal to the transmission / reception antenna 14. Thereby, a chirp signal is radiated
  • the chirp signal radiated to the space from the transmitting / receiving antenna 14 is irradiated and scattered on a scatterer such as an airplane or the ground surface. A part of the chirp signal scattered by the scatterer returns to the transmitting / receiving antenna 14 as a reflected wave of the chirp signal.
  • the transmitting / receiving antenna 14 receives the reflected wave of the chirp signal returned by being scattered by the scatterer, and outputs an RF signal, which is a signal of the reflected wave, to the transmission / reception switch 13.
  • the transmission / reception switch 13 When the transmission / reception switch 13 receives the RF signal from the transmission / reception antenna 14, the transmission / reception switch 13 outputs the RF signal to the reception unit 15.
  • the receiving unit 15 When receiving the RF signal from the duplexer 13, the receiving unit 15 performs reception processing of the RF signal, converts the received RF signal into a baseband signal, and converts the baseband signal to the data recording unit 16. Output.
  • the A / D converter 16a of the data recording unit 16 converts the baseband signal output from the receiving unit 15 from an analog signal to a digital signal at every predetermined sampling rate.
  • the data recording unit 16 records the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] of Expression (1), which is a digital signal converted by the A / D converter 16 a, in the storage device 22 of the signal processing unit 2.
  • the motion measuring unit 17 measures, for example, the platform position, speed, and posture as the motion information of the platform on which the radar sensor 1 is mounted, and records the motion information in the storage device 22 of the signal processing unit 2. This exercise information is used in Embodiment 3 to be described later.
  • Signal processor 23 refers to the chirp K r n which control signal indicates output from the controller 21, the digital reception signal stored in the storage device 22 S r [ ⁇ , ⁇ ] correspond to It recognizes the chirp rate K r n of the chirp signal.
  • the signal processor 23 recognizes the chirp signal K r n of the chirp signal corresponding to the digital received signal S r [ ⁇ , ⁇ ] stored in the storage device 22, the signal processor 23 based on the chirp plate K r n.
  • the position shift of the imaging position in the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] is corrected, and the SAR image is reproduced from the reception signal after the position shift correction.
  • the processing content of the signal processor 23 will be specifically described.
  • the frequency domain conversion unit 31 converts the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] stored in the storage device 22 into reception data S f (f ⁇ , f ⁇ ) that is a signal in a two-dimensional frequency space,
  • the received data S f (f ⁇ , f ⁇ ) is output to the misalignment correction unit 34. That is, the azimuth Fourier transform unit 32 of the frequency domain converter 31, the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] stored in the storage device 22 acquires the, the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] and The Fourier transform is performed in the azimuth direction, and the received data after the Fourier transform is output to the range Fourier transform unit 33 (step ST1 in FIG. 5).
  • the range Fourier transform unit 33 of the frequency domain transform unit 31 When receiving the received data after the Fourier transform from the azimuth Fourier transform unit 32, the range Fourier transform unit 33 of the frequency domain transform unit 31 performs a Fourier transform on the received data in the range direction, and the received data S f (f after the Fourier transform) ( ⁇ 1 , f ⁇ ) is output to the misalignment correction unit 34 (step ST2 in FIG. 5).
  • the correction coefficient multiplication unit 36-1 multiplies the reception data S f (f ⁇ , f ⁇ ) by the correction coefficient C 1 (f ⁇ , f ⁇ ), thereby correcting the signal S f 1 ( f ⁇ , f ⁇ ) are output to the range inverse Fourier transform unit 38-1, and the correction coefficient multiplication unit 36-2 converts the correction coefficient C 2 (f ⁇ , f ⁇ ) into the received data S f (f ⁇ , f ⁇ ). ) To output the signal S f 2 (f ⁇ , f ⁇ ) after the positional deviation correction to the range inverse Fourier transform unit 38-2.
  • the correction coefficient multiplication unit 36-N multiplies the received data S f (f ⁇ , f ⁇ ) by the correction coefficient C N (f ⁇ , f ⁇ ), thereby correcting the signal S f N ( f ⁇ , f ⁇ ) are output to the range inverse Fourier transform unit 38-N.
  • the time domain conversion unit 37 receives signals S f 1 (f ⁇ , f ⁇ ) to S f N (f ⁇ , f after correction of the position shift from the correction coefficient multiplication units 36-1 to 36 -N of the position shift correction unit 34. ⁇ ), the signals S f 1 (f ⁇ , f ⁇ ) to S f N (f ⁇ , f ⁇ ) after positional deviation correction are converted into time domain signals, and the converted signals are converted into time domain signals.
  • the correction signals S cmp 1 ( ⁇ , ⁇ ) to S cmp N ( ⁇ , ⁇ ) are output to the extraction coupling unit 40.
  • N (f ⁇ , f ⁇ ) is subjected to inverse Fourier transform in the range direction, and the signal after inverse Fourier transform is output to the azimuth inverse Fourier transform unit 39-n (step ST5 in FIG. 5).
  • Extracting coupling unit 40 with reference to chirp K r n indicated by the output control signal from the controller 21, the time output from the azimuth inverse Fourier transform unit 39-1 ⁇ 39-N of the time-domain converter 37 correction signal S cmp 1 region ( ⁇ , ⁇ ) ⁇ S cmp n ( ⁇ , ⁇ ) recognizes chirp K r n of the chirp signal corresponds to.
  • the correction signal S cmp 1 ( ⁇ , ⁇ ) in the time domain ⁇ S cmp N ( ⁇ , ⁇ ) recognizes the chirp K r n of chirp signals corresponding to the correction signal in the time domain S cmp 1 ( ⁇ , ⁇ ) ⁇ S cmp n ( ⁇ , ⁇ ) from extracts a signal corresponding to the chirp K r n of chirp signals, respectively (step ST7 in FIG. 5). That is, the extraction and coupling unit 40 extracts a signal corresponding to the chirp plate K r 1 from the time domain correction signal S cmp 1 ( ⁇ , ⁇ ), and then extracts the char from the time domain correction signal S cmp 2 ( ⁇ , ⁇ ).
  • a signal corresponding to the plate K r 2 is extracted, and a signal corresponding to the char plate K r N is extracted from the correction signal S cmp N ( ⁇ , ⁇ ) in the time domain. Then, when the extraction coupling unit 40 extracts the signals corresponding to the chirp signals K r 1 to K r N of the chirp signal, the extraction coupling unit 40 combines all the azimuths by combining the signals corresponding to the chirp plates K r 1 to K r N. At time ⁇ , a signal in which the displacement of the imaging position is eliminated is obtained (step ST8 in FIG. 5).
  • the image reproduction unit 41 When the image reproduction unit 41 receives a signal from which the position shift of the imaging position has been eliminated from the extraction and coupling unit 40, the image reproduction unit 41 performs a known image reproduction process such as range compression or azimuth compression on the signal, The SAR image is reproduced (step ST9 in FIG. 5).
  • the display 24 displays the SAR image reproduced by the image reproduction unit 41 of the signal processor 23 on the display. Further, the SAR image reproduced by the image reproduction unit 41 is recorded in the storage device 22.
  • the signal processing unit 2 converts the reception signal of the reflected wave into reception data on the frequency space, and for each frequency change rate in the chirp signal, the frequency space After correcting the misalignment of the imaging position in the received data above, the received data is returned to the time domain signal, and the time domain signal at each change rate is combined, so the false image in the along track direction There is an effect that it is possible to reproduce a synthetic aperture radar image having no image.
  • the displacement of the imaging position is compensated by multiplying the correction coefficient C n (f ⁇ , f ⁇ ), which is the correction value of the complex function, in the two-dimensional frequency space. It is possible to correct the points within the observation range at once. For this reason, it is easy to incorporate into existing synthetic aperture radar processing. In addition, the occurrence of azimuth ambiguity can be prevented without substantially increasing the computation load. Further, in the first embodiment, it is possible to cope with switching of the range plate at each azimuth time due to inter-pulse modulation.
  • the positional deviation correction unit 34 corrects the positional deviation of the imaging position in the reception data S f (f ⁇ , f ⁇ ).
  • the image reproducing unit 41 has a function of executing the processing contents of the frequency domain converting unit 31, the positional deviation correcting unit 34, the time domain converting unit 37, and the extraction / combining unit 40, the image reproducing process is illustrated. In the process of performing the above, the displacement of the imaging position may be corrected.
  • the frequency domain conversion unit 31 converts the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] into the reception data S f (f ⁇ , f ⁇ ) in the two-dimensional frequency space, and the positional deviation correction unit. 34, the chirp K correction coefficient of the displacement corresponding to r n C n (f ⁇ , f ⁇ ) received data S on the 2-dimensional frequency space f (f ⁇ , f ⁇ ) is multiplied, the formation
  • the digital position of the image position in the received data after the Fourier transform is obtained by Fourier transforming the digital received signal S r [ ⁇ , ⁇ ] in the azimuth direction. What corrects misregistration will be described. That is, in the second embodiment, a description will be given of correcting the positional deviation of the imaging position in the range direction on the time axis without performing Fourier transform in the range direction.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a signal processor 23 of a radar processing apparatus according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 9 is a hardware block diagram of the signal processor 23 in the radar processing apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the frequency domain transform unit 31 includes the azimuth Fourier transform unit 32 but does not include the range Fourier transform unit 33.
  • each of the azimuth Fourier transform unit 32, the positional deviation correction unit 42, the azimuth inverse Fourier transform units 39-1 to 39-N, the extraction / combining unit 40, and the image reproduction unit 41, which are components of the signal processor 23, is shown. 9, it is assumed that dedicated hardware as shown in FIG. 9, that is, what is realized by the azimuth Fourier transform circuit 51, the positional deviation correction circuit 58, the azimuth inverse Fourier transform circuit 55, the extraction / coupling circuit 56, and the image reproduction circuit 57. ing.
  • the components of the signal processor 23 are not limited to those realized by dedicated hardware, and the signal processor 23 is realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. Also good.
  • the azimuth Fourier transform unit 32 When the signal processor 23 is realized by software, firmware, or the like, the azimuth Fourier transform unit 32, the positional deviation correction unit 42, the azimuth inverse Fourier transform units 39-1 to 39-N, the extraction and coupling unit 40, and the image reproduction unit 41
  • a program for causing the computer to execute the processing procedure may be stored in the memory 71 shown in FIG. 4, and the processor 72 of the computer may execute the program stored in the memory 71.
  • Azimuth Fourier transform unit 32 of the frequency domain converter 31 the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] stored in the storage device 22 acquires the azimuth direction and the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] And the received data after the Fourier transform is output to the misalignment correction unit 42.
  • the correction coefficient multiplication unit 44-1 multiplies the reception data output from the azimuth Fourier transform unit 32 by the correction coefficient C t 1 (f ⁇ ), and thereby the signal after the positional deviation correction is multiplied by the azimuth inverse Fourier transform unit. output to 39-1, the correction coefficient multiplication unit 44-2, the correction coefficient C t 2 (f ⁇ ) a by multiplying the received data output from the azimuth Fourier transform unit 32, a signal of the displacement-corrected Output to the azimuth inverse Fourier transform unit 39-2.
  • correction coefficient multiplication unit 44-N multiplies the reception data output from the azimuth Fourier transform unit 32 by the correction coefficient C t N (f ⁇ ), so that the signal after the positional deviation correction is multiplied by the azimuth inverse Fourier transform unit. Output to 39-N.
  • the signal processing unit 2 converts the reception signal of the reflected wave into reception data on the frequency space, and for each frequency change rate of the chirp signal, the frequency space After correcting the misalignment of the imaging position in the received data above, the received data is returned to the time domain signal, and the time domain signal at each change rate is combined, so the false image in the along track direction There is an effect that it is possible to reproduce a synthetic aperture radar image having no image.
  • the positional deviation of the imaging position in the range direction is time axis. Since the above correction is made, the range Fourier transform unit 33 and the range inverse Fourier transform units 38-1 to 38-N can be omitted. Therefore, the calculation load can be reduced and the configuration can be simplified as compared with the first embodiment.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the Doppler band observed by the radar sensor 1 is assumed to or lower than a pulse repetition frequency (PRF) at the time of observation.
  • PRF pulse repetition frequency
  • observation methods that perform beam scanning such as spotlight mode, sliding spotlight mode, and TOPS
  • observing with a PRF above the Doppler frequency in the observation region leads to an increase in the amount of data.
  • the observation is made so that the instantaneous Doppler band is below the PRF.
  • a description will be given of the correction of the displacement of the imaging position when the radar sensor 1 employs an observation method in which beam scanning is performed.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a signal processor 23 of a radar processor according to Embodiment 3 of the present invention
  • FIG. 11 is a hardware block diagram of the signal processor 23 in the radar processor according to Embodiment 3 of the present invention. It is. 10 and 11, the same reference numerals as those in FIGS. 2 and 3 indicate the same or corresponding parts, and thus the description thereof is omitted.
  • the Doppler frequency calculation unit 45 is realized by, for example, the Doppler frequency calculation circuit 59 illustrated in FIG. 11, and the platform position, speed, and posture indicated by the motion information stored in the storage device 22, and transmission / reception of the radar sensor 1.
  • a process of calculating the Doppler frequency included in the received signal of the radar sensor 1 from the directivity direction of the chirp signal radiated from the antenna 14 is performed.
  • the frequency shift unit 46 includes a hit division unit 47 and a Doppler shift unit 48.
  • the hit division unit 47 is realized by, for example, the hit division circuit 60 shown in FIG. 11, and performs a process of dividing the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] stored in the storage device 22 in the hit direction.
  • the Doppler shift unit 48 is realized by, for example, the Doppler shift circuit 61 shown in FIG. 11, shifts the Doppler frequency of each reception signal divided by the hit division unit 47, and sets each reception signal after the frequency shift to a frequency. Processing to be output to the area conversion unit 31 is performed.
  • the frequency restoring unit 49 includes a Doppler shift returning unit 49a and a hit combining unit 49b.
  • the Doppler shift returning unit 49a is realized by, for example, the Doppler shift returning circuit 62 shown in FIG. 11, and the Doppler frequency in each signal combined by the extraction combining unit 40 is changed to the Doppler frequency before the shift by the Doppler shift unit 48. Perform the process of returning each.
  • the hit combining unit 49b is realized by, for example, the hit combining circuit 63 shown in FIG. 11, and performs a process of combining each signal whose Doppler frequency is returned to the original Doppler frequency by the Doppler shift returning unit 49a in the hit direction. To do.
  • FIG. 10 shows an example in which the Doppler frequency calculation unit 45, the frequency shift unit 46, and the frequency restoration unit 49 are applied to the signal processor 23 of FIG. 2 in the first embodiment. You may make it apply the Doppler frequency calculating part 45, the frequency shift part 46, and the frequency restoration part 49 to the signal processor 23 of FIG. 8 in the said Embodiment 2.
  • FIG. 10 shows an example in which the Doppler frequency calculation unit 45, the frequency shift unit 46, and the frequency restoration unit 49 are applied to the signal processor 23 of FIG. 2 in the first embodiment. You may make it apply the Doppler frequency calculating part 45, the frequency shift part 46, and the frequency restoration part 49 to the signal processor 23 of FIG. 8 in the said Embodiment 2.
  • the Doppler frequency calculation unit 45 the hit division unit 47, the Doppler shift unit 48, the azimuth Fourier transform unit 32, the range Fourier transform unit 33, the position shift correction unit 34, and the range inverse Fourier which are components of the signal processor 23.
  • the conversion units 38-1 to 38-N, the azimuth inverse Fourier transform units 39-1 to 39-N, the extraction combining unit 40, the Doppler shift returning unit 49a, the hit combining unit 49b, and the image reproducing unit 41 are shown in FIG.
  • Doppler frequency calculation circuit 59 Doppler frequency calculation circuit 59, hit division circuit 60, Doppler shift circuit 61, azimuth Fourier transform circuit 51, range Fourier transform circuit 52, misalignment correction circuit 53, range inverse Fourier transform circuit 54 , Azimuth inverse Fourier transform circuit 55, extraction and coupling circuit 56, Doppler shift are assumed to be implemented in the circuit 62, hit the coupling circuit 63 and the image reproducing circuit 57.
  • the constituent elements of the signal processor 23 are not limited to those realized by dedicated hardware, and the signal processor may be realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. Good.
  • a Doppler frequency calculation unit 45 a hit division unit 47, a Doppler shift unit 48, an azimuth Fourier transform unit 32, a range Fourier transform unit 33, a positional deviation correction unit 34, a range Processing procedures of the inverse Fourier transform units 38-1 to 38-N, the azimuth inverse Fourier transform units 39-1 to 39-N, the extraction combining unit 40, the Doppler shift returning unit 49a, the hit combining unit 49b, and the image reproducing unit 41 are computerized.
  • a program to be executed by the computer may be stored in the memory 71 shown in FIG. 4, and the processor 72 of the computer may execute the program stored in the memory 71.
  • the configuration is the same as in the first and second embodiments. Therefore, here, the Doppler frequency calculation unit 45, the frequency shift unit 46, and the frequency restoration unit 49 Processing contents will be described.
  • the Doppler frequency calculation unit 45 calculates the radar sensor 1 based on the position, speed, and posture of the platform indicated by the motion information stored in the storage device 22 and the direction of the chirp signal emitted from the transmission / reception antenna 14 of the radar sensor 1.
  • the Doppler frequency included in the received signal is calculated. Since the Doppler frequency calculation process itself is a known technique, a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram showing the division processing of the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] by the hit division unit 47.
  • the azimuth time ⁇ on the horizontal axis is a time (slow time) representing the axis in the azimuth direction.
  • Hit dividing unit 47, a digital received signal S r [ ⁇ , ⁇ ] from a range of the signal that is surrounded by a broken line that cut out as sub-aperture, the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] divides the.
  • the size cut out by the sub-aperture is, for example, in a range in which the Doppler band included in the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] is equal to or less than PRF as disclosed in Non-Patent Document 2 below.
  • Non-Patent Document 2 J. Mittermayer, A. Moreira, O. Loffeld: “Spotlight SAR Data Processing Using the Frequency Scaling Algorithm,” IEEE Trans. On Geosc. And Remote Sensing, Vol. 37, No. 5, Sept. 1999, pp. 2198- 2214.
  • N sub is the number of points in the azimuth direction in each sub-aperture
  • N sp is the number of sub-apertures.
  • the cutout ranges of the sub-apertures are not overlapped, but the cutout ranges of the sub-apertures may partially overlap.
  • each sub-aperture is cut out so that the size of each sub-aperture is uniform.
  • the size of each sub-aperture is not uniform as long as the Doppler band after cutting is equal to or less than the PRF. It may be cut out.
  • the Doppler shift unit 48 shifts the signal of the sub-aperture divided by the hit division unit 47 from the center frequency f dc nsub of the Doppler frequency calculated by the Doppler frequency calculation unit 45 as shown in the following equation (12).
  • the shift coefficient H nsub 0 [n ⁇ ] used in the above is calculated.
  • Doppler shift unit 48 calculating the shift factor H nsub 0 [n ⁇ ], signal S nsub sub-apertures divided by the hit dividing unit 47 (m ⁇ , n ⁇ ) relative to the shift factor H nsub 0 [n ⁇ ]
  • the Doppler frequency is shifted, and a signal obtained by shifting the Doppler frequency is output to the azimuth Fourier transform unit 32.
  • the Doppler aliasing generated in the output signal of the azimuth Fourier transform unit 32 is eliminated.
  • the Doppler shift return unit 49a of the frequency restoration unit 49 receives a signal (hereinafter referred to as “combined signal”) in which signals corresponding to the chirp plates K r 1 to K r N are combined from the extraction combining unit 40, A process of returning the Doppler frequency in the combined signal corresponding to the plates K r 1 to K r N to the Doppler frequency before the shift by the Doppler shift unit 48 is performed.
  • the Doppler shift returning unit 49a shifts the shift coefficient H nsub 1 for returning the Doppler frequency from the center frequency f dc nsub of the Doppler frequency calculated by the Doppler frequency calculating unit 45, as shown in the following equation (13). [N ⁇ ] is calculated.
  • the Doppler shift return unit 49a After calculating the shift coefficient H nsub 1 [n ⁇ ], the Doppler shift return unit 49a multiplies each combined signal output from the extraction combining unit 40 by the shift coefficient H nsub 1 [n ⁇ ], thereby The Doppler frequency in the signal is returned to the Doppler frequency before the shift by the Doppler shift unit 48.
  • the hit combining unit 49b of the frequency restoring unit 49 combines the combined signals whose Doppler frequencies have been returned to the original Doppler frequency by the Doppler shift returning unit 49a in the hit direction, so that the hit combining unit 49b before the division by the hit dividing unit 47 is performed. Reproduce the digital received signal. That is, the hit combining unit 49b reproduces the digital reception signal corresponding to the digital reception signal before the division by rearranging each combined signal whose Doppler frequency is restored by the Doppler shift return unit 49a as a sub-aperture signal. .
  • the image reproducing unit 41 reproduces the SAR image from the digital reception signal reproduced by the hit combining unit 49b. Further, the SAR image reproduced by the image reproduction unit 41 is recorded in the storage device 22.
  • the frequency shift unit 46 divides the digital reception signal S r [ ⁇ , ⁇ ] in the hit direction, and sets the Doppler frequency of each of the divided reception signals. Since each received signal after shifting and frequency shifting is output to the frequency domain converter 31, as in the first and second embodiments, a synthetic aperture radar image without a false image in the along track direction is obtained. In addition to being able to reproduce, even when the radar sensor 1 employs an observation method for performing beam scanning, it is possible to correct the displacement of the imaging position.
  • the positional deviation correction unit 34 corrects the positional deviation of the imaging position in the reception data S f (f ⁇ , f ⁇ ).
  • the image reproduction unit 41 includes a Doppler frequency calculation unit 45, a frequency shift unit 46, a frequency domain conversion unit 31, a positional deviation correction unit 34, a time domain conversion unit 37, an extraction combination unit 40, and a frequency restoration unit.
  • the positional deviation of the imaging position may be corrected in the process of executing the image reproduction processing.
  • the present invention is suitable for a radar processing apparatus that receives a reflected wave of a chirp signal and reproduces a synthetic aperture radar image from the received signal of the reflected wave.

Landscapes

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Abstract

チャープ信号における周波数の変化率を変えながら、チャープ信号を繰り返し空間に放射し、目標に反射されたチャープ信号の反射波を受信して、その反射波の受信信号を出力するレーダセンサ（１）と、レーダセンサ（１）の移動に伴って発生する受信信号における結像位置の位置ずれを補正し、位置ずれ補正後の受信信号からＳＡＲ画像を再生する信号処理部（２）とを備え、信号処理部（２）が、反射波の受信信号を周波数空間上の受信データに変換し、チャープ信号における周波数の変化率毎に、周波数空間上の受信データにおける結像位置の位置ずれを補正してから受信データを時間領域の信号に戻し、各々の変化率における時間領域の信号を結合する。

Description

レーダ処理装置
　この発明は、チャープ信号の反射波を受信して、反射波の受信信号から合成開口レーダ画像を再生するレーダ処理装置に関するものである。
　１つ以上のアンテナ開口がプラットフォームの進行方向（以下、「アロングトラック方向」と称する）に並べられ、各々のアンテナ開口で受信された信号を合成開口処理することで、高分解能なレーダ画像である合成開口レーダ（ＳＡＲ：Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ　Ａｐｅｒｔｕｒｅ　Ｒａｄａｒ）画像を再生する技術が知られている。
　一般的なＨＰＲＦ（Ｈｉｇｈ　Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）レーダで発生するレンジアンビギュイティは、パルス信号を観測するＳＡＲでも不可避であり、このレンジアンビギュイティは、ＳＡＲ画像の画質を大きく低下させる要因となる。
　以下の特許文献１には、パルス信号として、時間の経過に伴って周波数が変化するチャープ信号を放射するレーダ処理装置が開示されている。
　このレーダ処理装置では、チャープ信号を放射する際、例えば、バーカーコードなどの自己相関符号列にしたがってチャープ信号をアップチャープとダウンチャープの間で切り替えることで、レンジアンビギュイティを抑圧するようにしている。アップチャープのチャープ信号は、時間の経過に伴って周波数が高くなる信号であり、ダウンチャープのチャープ信号は、時間の経過に伴って周波数が低くなる信号である。
　チャープ信号におけるアップチャープとダウンチャープを切り替えることで、所望の観測ポイントで反射された信号と、その観測ポイント以外のポイントで反射された信号とを区別することができるため、レンジアンビギュイティを抑圧することができる。
特開２００３－１６７０５２号公報
　従来のレーダ処理装置は以上のように構成されているので、アップチャープとダウンチャープの切り替えによって、レンジアンビギュイティを抑圧することができる。しかし、レーダ装置を搭載しているプラットフォームが移動している場合、ドップラーの影響を受けるため、レーダ装置の受信信号におけるレンジ方向の結像位置に、ドップラー周波数と、チャープ信号における周波数の変化率（以下、「チャープレート」と称する）とに応じた位置ずれが生じる。その結果、結像位置が振幅変調して、アロングトラック方向に偽像が発生してしまうという課題があった。
　以下、アロングトラック方向に偽像が発生する理由を具体的に説明する。
　レーダ装置を搭載しているプラットフォームが移動している場合、ドップラーの影響を受けるため、レーダ装置がチャープ信号を放射したのち、レーダ装置が観測ポイントで反射されたチャープ信号の反射波を受信しても、その反射波の受信信号における結像位置に位置ずれが生じることが知られている。
　この結像位置の位置ずれ量は、ドップラー周波数とチャープレートに依存するため、例えば、スポットライトモードやＴＯＰＳ（Ｔｅｒｒａｉｎ　Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ　ｂｙ　Ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｖｅ　Ｓｃａｎｓ）など、観測時のドップラーが大きくなる観測方法を用いる場合、結像位置の位置ずれを無視することができなくなる。
　特に、アップチャープとダウンチャープを交互に切り替えながら観測する方式では、切り替えを行う毎に、結像位置が変化する。
　図１３はレーダ装置であるＳＡＲセンサと点目標間の距離Ｒの変化を示す説明図である。
　図１３では、アップチャープとダウンチャープが切り替わる毎に、変化している結像位置を表している。ＳＡＲセンサと点目標間の距離ＲはＲ０を最小として、放物線状の軌跡を描いている。軌跡を破線で表している。
　「ｄｏｗｎ」は、チャープ信号がダウンチャープで変調されていることを表し、「ｕｐ」は、チャープ信号がアップチャープで変調されていることを表している。
　ＳＡＲセンサが静止していれば、各々のアジマス時刻において、レンジ圧縮後の受信信号が示す距離Ｒは、放物線状の軌跡上に位置する。アジマス時刻は、パルス信号であるチャープ信号の送信時刻と受信時刻との中間の時刻である。
　したがって、受信信号の結像位置である距離Ｒのピーク位置は○の位置に現れるが、ＳＡＲセンサが移動している場合、移動の影響で、レンジ圧縮後の受信信号が示す距離Ｒがレンジ方向にシフトする。このため、距離Ｒのピーク位置は●の位置にシフトする。　
　アップチャープとダウンチャープを交互に切り替えながら観測する方式では、チャープの符号に応じて、ピーク位置の位置ずれ方向が反転する。また、ドップラー周波数が正から負に変化することに伴って位置ずれ方向が反転する。
　位置ずれ量の絶対値は、ドップラー周波数の絶対値に比例して大きくなる。この位置ずれ量の絶対値は、通常、レンジサンプリング間隔より小さいが、図１３に示すように、距離Ｒの軌跡に沿ったアジマス方向の並びにおいて、アジマス方向の振幅変調が発生する。
　アジマス方向の振幅変調が発生している状態で、結像位置の位置ずれを補正することなく、受信信号から再生されたＳＡＲ画像には、その振幅変調の影響でアロングトラック方向にアンビギュイティが発生する。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、アロングトラック方向の偽像がない合成開口レーダ画像を再生することができるレーダ処理装置を得ることを目的とする。
　この発明に係るレーダ処理装置は、チャープ信号における周波数の変化率を変えながら、チャープ信号を繰り返し空間に放射し、目標に反射されたチャープ信号の反射波を受信して、その反射波の受信信号を出力するレーダセンサと、レーダセンサの移動に伴って発生する受信信号における結像位置の位置ずれを補正し、位置ずれ補正後の受信信号から合成開口レーダ画像を再生する信号処理部とを備え、信号処理部が、反射波の受信信号を周波数空間上の受信データに変換し、チャープ信号における周波数の変化率毎に、周波数空間上の受信データにおける結像位置の位置ずれを補正してから受信データを時間領域の信号に戻し、各々の変化率における時間領域の信号を結合するようにしたものである。
　この発明によれば、信号処理部が、反射波の受信信号を周波数空間上の受信データに変換し、チャープ信号における周波数の変化率毎に、周波数空間上の受信データにおける結像位置の位置ずれを補正してから受信データを時間領域の信号に戻し、各々の変化率における時間領域の信号を結合するように構成したので、アロングトラック方向の偽像がない合成開口レーダ画像を再生することができる効果がある。
この発明の実施の形態１によるレーダ処理装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ処理装置の信号処理器２３を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ処理装置における信号処理器２３のハードウェア構成図である。 信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。 信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。 図１のレーダ処理装置による観測のジオメトリを示す説明図である。 図７ＡはアップチャープのチャープレートＫｒ １に対応する信号が補正されている例を示す説明図、図７ＢはダウンチャープのチャープレートＫｒ ２に対応する信号が補正されている例を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ処理装置の信号処理器２３を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ処理装置における信号処理器２３のハードウェア構成図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ処理装置の信号処理器２３を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ処理装置における信号処理器２３のハードウェア構成図である。 ヒット分割部４７によるデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］の分割処理を示す説明図である。 アップチャープとダウンチャープが切り替わる毎に変化する結像位置を示す説明図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ処理装置を示す構成図である。
　図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ処理装置の信号処理器２３を示す構成図であり、図３はこの発明の実施の形態１によるレーダ処理装置における信号処理器２３のハードウェア構成図である。
　図１から図３において、レーダセンサ１はチャープ信号における周波数の変化率（以下、「チャープレート」と称する）を変えながら、そのチャープ信号を繰り返し空間に放射し、目標に反射されたチャープ信号の反射波を受信して、その反射波の受信信号を出力するレーダ装置である。
　信号処理部２はレーダセンサ１の移動に伴って発生する受信信号における結像位置の位置ずれを補正し、位置ずれ補正後の受信信号からＳＡＲ画像（合成開口レーダ画像）を再生する処理を実施する。
　この実施の形態１では、レーダセンサ１が切り替えるチャープレートの総数がＮであるとする。
　励振部１１は目標の観測に使用するパルス信号として、時間の経過に伴って周波数が変化するチャープ信号を生成し、そのチャープ信号を増幅部１２に繰り返し出力する。
　励振部１１により生成されるチャープ信号は、後述する制御器２１から出力された制御信号が示すチャープレートのチャープ信号である。
　簡単な例では、時間の経過に伴って周波数が高くなるアップチャープのチャープ信号と、時間の経過に伴って周波数が低くなるダウンチャープのチャープ信号とを交互に生成する態様が考えられるが、励振部１１から出力されるチャープ信号のチャープレートが切り替わるものであればよく、アップチャープのチャープ信号とダウンチャープのチャープ信号とが交互に出力されるものに限るものではない。
　また、交互に切り替える必要もなく、チャープレートの異なるチャープ信号が複数回連続して放射されるものであっても構わない。また、アップチャープのチャープ信号とダウンチャープのチャープ信号が同時に出力されるものであってもよい。
　増幅部１２は励振部１１から出力されたチャープ信号の信号レベルを所望の信号レベルまで増幅し、増幅後のチャープ信号を送受切換器１３に出力する。
　送受切換器１３は送受信アンテナ１４の送信状態と受信状態を切り換える切換器であり、増幅部１２から出力されたチャープ信号を送受信アンテナ１４に出力する一方、送受信アンテナ１４から出力された反射波の信号を受信部１５に出力する。
　送受信アンテナ１４は送受切換器１３から出力されたチャープ信号を空間に放射する。
　送受信アンテナ１４から空間に放射されたチャープ信号は、例えば飛行機や地表面などの散乱体（目標）に照射されて散乱する。散乱体に散乱されたチャープ信号の一部は、チャープ信号の反射波として送受信アンテナ１４に戻ってくる。
　送受信アンテナ１４は、散乱体に散乱されて戻ってきたチャープ信号の反射波を受信し、その反射波の信号であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を送受切換器１３に出力する。
　図１では、１つの送受信アンテナ１４が送信アンテナと受信アンテナを兼ねている例を示しているが、送信アンテナと受信アンテナを別々に備えているものであってもよい。
　また、複数の送受信アンテナ１４を備えているものであってもよい。
　受信部１５は送受切換器１３から出力されたＲＦ信号の受信処理を実施し、その受信したＲＦ信号をベースバンド信号に変換して、そのベースバンド信号をデータ記録部１６に出力する。
　データ記録部１６はＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器１６ａを内蔵しており、Ａ／Ｄ変換器１６ａによって所定のサンプリングレート毎に、受信部１５から出力されたベースバンド信号がアナログ信号からデジタル信号に変換されると、そのデジタル信号であるデジタル受信信号を信号処理部２に出力する。
　複数の送受信アンテナ１４が実装されている場合、受信部１５及びデータ記録部１６は、受信チャンネル数分の信号を同時に処理する機能を備えているものとする。
　運動計測部１７はレーダセンサ１が搭載されているプラットフォームの運動情報を計測する計測装置である。
　即ち、運動計測部１７は、プラットフォームの運動を司る３軸の角度又は角速度と加速度を計測するＩＭＵ（Ｉｎｅｒｔｉａｌ　Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ　Ｕｎｉｔ）、プラットフォームの位置情報を出力するＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）受信機、方位情報を出力する磁気コンパスなど、プラットフォームの位置や姿勢角などを計測する計測器を備えている。
　運動計測部１７により計測されたプラットフォームの運動情報は、信号処理部２に出力される。より精度の高い観測を行うには、プラットフォームの位置、速度、姿勢などが計測されることが望ましい。
　制御器２１はレーダセンサ１及び信号処理器２３に対して、例えば、チャープレートを示す制御信号を出力することで、合成開口処理を実施させる制御回路である。
　記憶装置２２は例えばハードディスクなどで構成されており、レーダセンサ１のデータ記録部１６から出力されたデジタル受信信号や、レーダセンサ１の運動計測部１７から出力されたプラットフォームの運動情報などを記憶する装置である。
　信号処理器２３は記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号における結像位置の位置ずれを補正し、位置ずれ補正後の受信信号からＳＡＲ画像を再生する処理を実施する。
　表示器２４は例えばＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃｓ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）などを備えており、信号処理器２３により再生されたＳＡＲ画像をディスプレイに表示する。
　信号処理器２３の周波数領域変換部３１はアジマスフーリエ変換部３２及びレンジフーリエ変換部３３を備えており、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号を周波数領域の受信データに変換する処理を実施する。
　アジマスフーリエ変換部３２は例えば図３のアジマスフーリエ変換回路５１で実現されるものであり、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号をアジマス方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の受信データをレンジフーリエ変換部３３に出力する処理を実施する。
　レンジフーリエ変換部３３は例えば図３のレンジフーリエ変換回路５２で実現されるものであり、アジマスフーリエ変換部３２から出力されたフーリエ変換後の受信データをレンジ方向にフーリエ変換して、フーリエ変換後の受信データを位置ずれ補正部３４に出力する処理を実施する。
　図２では、アジマスフーリエ変換部３２がデジタル受信信号をアジマス方向にフーリエ変換してから、レンジフーリエ変換部３３がレンジ方向にフーリエ変換する例を示しているが、レンジフーリエ変換部３３がデジタル受信信号をレンジ方向にフーリエ変換してから、アジマスフーリエ変換部３２がアジマス方向にフーリエ変換するようにしてもよい。
　位置ずれ補正部３４は例えば図３の位置ずれ補正回路５３で実現されるものであり、チャープ信号のチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）毎に、当該チャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を算出し、その補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）をレンジフーリエ変換部３３から出力された受信データに乗算することで、その受信データにおける結像位置の位置ずれを補正する処理を実施する。
　補正係数算出部３５－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）はチャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を算出する処理を実施する。
　補正係数乗算部３６－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は補正係数算出部３５－ｎにより算出された補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）をレンジフーリエ変換部３３から出力された受信データに乗算することで、その受信データにおける結像位置の位置ずれを補正する処理を実施する。
　図２では、補正係数算出部３５－ｎがチャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を算出する例を示しているが、予め、チャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を保持しておくようにしてもよい。
　時間領域変換部３７はレンジ逆フーリエ変換部３８－１～３８－Ｎ及びアジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎを備えており、位置ずれ補正部３４により位置ずれが補正された受信データを時間領域の信号に変換する処理を実施する。
　レンジ逆フーリエ変換部３８－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は例えば図３のレンジ逆フーリエ変換回路５４で実現されるものであり、位置ずれ補正部３４の補正係数算出部３５－ｎにより位置ずれが補正された受信データをレンジ方向に逆フーリエ変換して、逆フーリエ変換後の受信データをアジマス逆フーリエ変換部３９－ｎに出力する処理を実施する。
　アジマス逆フーリエ変換部３９－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は例えば図３のアジマス逆フーリエ変換回路５５で実現されるものであり、レンジ逆フーリエ変換部３８－ｎから出力された受信データをアジマス方向に逆フーリエ変換して、逆フーリエ変換後の受信データを時間領域の信号として抽出結合部４０に出力する処理を実施する。
　図２では、レンジ逆フーリエ変換部３８－ｎが受信データをレンジ方向に逆フーリエ変換してから、アジマス逆フーリエ変換部３９－ｎがアジマス方向に逆フーリエ変換する例を示しているが、アジマス逆フーリエ変換部３９－ｎが受信データをアジマス方向に逆フーリエ変換してから、レンジ逆フーリエ変換部３８－ｎがレンジ方向に逆フーリエ変換するようにしてもよい。
　抽出結合部４０は例えば図３の抽出結合回路５６で実現されるものであり、時間領域変換部３７のアジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎにより変換された時間領域の信号から、チャープ信号のチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に対応する信号をそれぞれ抽出し、それぞれ抽出したチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に対応する信号を結合する処理を実施する。
　画像再生部４１は例えば図３の画像再生回路５７で実現されるものであり、抽出結合部４０により結合された信号からＳＡＲ画像を再生する処理を実施する。
　図２では、信号処理器２３の構成要素であるアジマスフーリエ変換部３２、レンジフーリエ変換部３３、位置ずれ補正部３４、レンジ逆フーリエ変換部３８－１～３８－Ｎ、アジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎ、抽出結合部４０及び画像再生部４１のそれぞれが、図３に示すような専用のハードウェア、即ち、アジマスフーリエ変換回路５１、レンジフーリエ変換回路５２、位置ずれ補正回路５３、レンジ逆フーリエ変換回路５４、アジマス逆フーリエ変換回路５５、抽出結合回路５６及び画像再生回路５７で実現されるものを想定している。
　ここで、アジマスフーリエ変換回路５１、レンジフーリエ変換回路５２、位置ずれ補正回路５３、レンジ逆フーリエ変換回路５４、アジマス逆フーリエ変換回路５５、抽出結合回路５６及び画像再生回路５７は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものが該当する。
　ただし、信号処理器２３の構成要素が専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、信号処理器２３がソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
　ソフトウェアやファームウェアはプログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などが該当する。
　また、コンピュータのメモリは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒy）などの不揮発性又は揮発性の半導体メモリや、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）などが該当する。
　図４は信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
　信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合、アジマスフーリエ変換部３２、レンジフーリエ変換部３３、位置ずれ補正部３４、レンジ逆フーリエ変換部３８－１～３８－Ｎ、アジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎ、抽出結合部４０及び画像再生部４１の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムをメモリ７１に格納し、コンピュータのプロセッサ７２がメモリ７１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
　図５は信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。
　また、図３では信号処理器２３の構成要素のそれぞれが専用のハードウェアで実現される例を示し、図４では、信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される例を示しているが、信号処理器２３における一部の構成要素が専用のハードウェアで実現され、残りの構成要素がソフトウェアやファームウェアなどで実現されるものであってもよい。
　図６は図１のレーダ処理装置による観測のジオメトリを示す説明図である。
　図６を参照しながら、レーダセンサ１の移動に伴う結像位置の位置ずれについて説明するとともに、結像位置の位置ずれに関する補正処理の原理について説明する。
　図６では、レーダセンサ１と、観測対象である点目標１００との幾何学的な配置を示しており、プラットフォームの進行方向であるアロングトラック方向、即ち、プラットフォームに搭載されているレーダセンサ１のアジマス方向の速度がＶｒ、アロングトラック方向と直交する方向であるクロストラック方向とレーダセンサ１のビーム指向方向とのなす角であるビームステアリング角がθ、プラットフォームの直下とクロストラック方向とのなす角であるオフナディア角がθｏｆｆである。
　また、レーダセンサ１と点目標１００との距離がＲ、レーダセンサ１と点目標１００との最近接距離がＲ０である。
　また、図６では、レーダセンサ１から放射されたチャープ信号によるレーダビームのフットプリントを楕円で表しており、アジマス方向と直交する方向を破線で表している。
　ここでは、アジマス時刻η＝０におけるレーダセンサ１の送受信アンテナ１４の位置を原点Ｏとして、プラットフォームの進行方向をｘ軸、水平面内でｘ軸と直交し、かつ、プラットフォームの進行方向に対して左向きを正とする軸をｙ軸、鉛直方向上向きをｚ軸とする座標系を定義する。
　また、プラットフォームの高度をｈとして、地表面はｘ－ｙ平面に並行で、ｚ＝－ｈ［ｍ］の高さにあるものとする。
　この場合、点目標１００のスラントレンジ変化をＲ［η，τ］とすると、レーダセンサ１の送受信アンテナ１４により受信されたのち、データ記録部１６から出力されるベースバンドのデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］は、下記の式（１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　式（１）において、ηはアジマス時刻、τはレンジ方向の時刻、ｆ０はレーダセンサ１から放射されたチャープ信号の中心周波数である。
　また、Ｋｒ［η］はアジマス時刻ηにおけるチャープ信号のチャープレート、ｃは光速、Ｔはチャープ信号のパルス幅である。
　式（１）におけるｒｅｃｔ［・］ は矩形関数であり、下記の式（２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　また、パルス受信中のレーダセンサ１と点目標１００間の変化を考慮するために、名目上のパルス受信位置での点目標１００のレンジをＲ［η］とすると、式（１）における点目標１００のスラントレンジ変化Ｒ［η，τ］は、下記の式（３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　点目標１００のスラントレンジ変化Ｒ［η，τ］が式（３）で表されるとすると、式（１）のデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］の位相は、下記の式（４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　式（４）の展開式において、第１項及び第２項は、プラットフォームの移動を考慮しない場合の受信信号の位相を表している。
　第３項以降は、プラットフォームの移動に伴う位相変化を表している。
　次に、デジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］のうち、レンジ方向の信号であるＳｒ［τ］のレンジ圧縮に用いる参照信号Ｓｒｅｆ［τ］が、下記の式（５）で与えられるものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　レンジ方向の信号Ｓｒ［τ］と参照信号Ｓｒｅｆ［τ］の相関処理によるレンジ圧縮によって、レンジ圧縮後の信号Ｓｏｕｔ［τ］は、下記の式（６）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　レンジ圧縮後の信号Ｓｏｕｔ［τ］の導出では、プラットフォームの移動を考慮しない場合のパルス往復時間をτ０としており、式（６）におけるｓｉｎｃ［・］ は、下記の式（７）で定義されるｓｉｎｃ関数を意味する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　式（６）より、相関出力におけるピーク位置τｐｅａｋ［η］は、下記の式（８）のように表される。したがって、相関出力におけるピーク位置τｐｅａｋ［η］は、プラットフォームの移動を考慮しない場合のピーク位置と比べて、ｆｄ（η）／Ｋｒ［η］だけ、位置がずれることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　式（８）において、ｆｄ（η）はドップラー周波数である。
　式（８）からも分かるように、結像位置の位置ずれは、チャープレートＫｒ［η］とドップラー周波数ｆｄ（η）に依存しており、チャープレートＫｒ［η］が小さい場合や、ドップラー周波数ｆｄ（η）が大きい場合に、位置ずれ量が大きくなる。
　式（８）に示している結像位置の位置ずれｆｄ（η）／Ｋｒ［η］は、観測中の各アジマス時刻ηにおける点目標１００のドップラー周波数ｆｄ（η）と、アジマス時刻ηのチャープレートＫｒ［η］から補正量を算出することで、解消することが可能である。
　チャープレートＫｒ［η］については、励振部１１がチャープ信号を生成する際に、制御器２１から与えられるものであるため、既知の情報として扱うことが可能である。
　一方、ドップラー周波数ｆｄ（η）については、点目標１００の位置が未知であることから、ビーム幅分の不定性を含んでおり、一般的には未知数である。このため、受信データから推定する必要がある。
　ドップラー周波数ｆｄ（η）の推定は、レーダセンサ１のデータ記録部１６から出力されるデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］をフーリエ変換処理することで、推定することが可能である。
　ここで、以下の非特許文献１には、チャープレートが固定である条件の下で、アジマス周波数空間とレンジ周波数空間からなる２次元周波数空間上で結像位置の位置ずれを補正する手法が示されている。
［非特許文献１］Pau Prats-Iraolaet al. “On the processing of very high-resolution space-borne SAR data,” IEEE Trans. Geosci. Remote Sens. vol. 52, no. 10, pp. 6003-6016, Oct. 2014.
　しかし、アップチャープとダウンチャープが交互に切り替えられるアップダウン変調の受信信号には、同一のアジマス周波数に、アップ変調の信号とダウン変調の信号が混在してしまうため、非特許文献１に開示されている手法では、チャープレートＫｒ［η］が決まらず、補正量を算出することができない。
　そこで、この実施の形態１では、パルス間変調として使用するチャープレートＫｒ ｎ［η］（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）毎に、受信データにおける結像位置の位置ずれを補正し、各々のチャープレートＫｒ ｎ［η］で補正された受信データを合成することで、チャープレートが異なる観測についても対応できるようにしている。
　式（１）のデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を２次元周波数空間に変換した信号をＳｆ（ｆτ，ｆη）とすると、このＳｆ（ｆτ，ｆη）のアジマス周波数成分には、パルス間変調で使用したチャープレートＫｒ ｎ［η］の信号が混在している。ｆτはレンジ周波数、ｆηはアジマス周波数である。
　Ｓｆ（ｆτ，ｆη）のアジマス周波数成分に混在しているチャープレートＫｒ ｎ［η］の信号は、チャープレートＫｒ［η］とドップラー周波数ｆｄ（η）に依存しているため、下記の式（９）に示すように、チャープレートＫｒ ｎ毎に、結像位置の位置ずれを補正するための補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を算出することができる。式（９）におけるチャープレートＫｒ ｎは、Ｋｒ［η］に対応している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　この補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を２次元周波数空間上に変換した信号Ｓｆ（ｆτ，ｆη）に乗算することで、各々のチャープレートＫｒ ｎに対応する結像位置の位置ずれが補正された信号Ｓｆ ｎ（ｆτ，ｆη）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）が得られる。この処理によりＮ個の補正された信号が得られる。
　各々の補正後の信号Ｓｆ ｎ（ｆτ，ｆη）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、チャープレートＫｒ ｎに対応する信号の補正はなされているが、他のチャープレートに対応する信号については補正がなされていないため、各々の補正後の信号から、チャープレートＫｒ ｎに対応する信号抽出する必要がある。
　このため、各々の補正後の信号Ｓｆ ｎ（ｆτ，ｆη）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）をそれぞれ時間領域の信号に変換することで、Ｎ個の時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ｎ（τ，η）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を得る。
　図７はレーダセンサ１と点目標間１００の距離Ｒの変化を示す説明図である。
　図７では、チャープレートがアップチャープである場合のチャープ信号が放射される場合と、チャープレートがダウンチャープである場合のチャープ信号が放射される場合とを想定している。
　図７ＡはアップチャープのチャープレートＫｒ １に対応する信号が補正されている例を示し、図７ＢはダウンチャープのチャープレートＫｒ ２に対応する信号が補正されている例を示している。
　結像位置の位置ずれが補正されていない場合、図１３に示すように、レンジ圧縮後の受信信号が示す距離Ｒはレンジ方向にシフトする。このため、距離Ｒのピーク位置が●の位置にシフトしているが、アップチャープのチャープレートＫｒ １に対応する信号が補正された場合、図７Ａに示すように、アップチャープのチャープレートＫｒ １に対応する信号については、距離Ｒの位置にピークが現れている。
　ただし、アップチャープのチャープレートＫｒ １に対応する信号が補正されても、ダウンチャープのチャープレートＫｒ ２に対応する信号については適正な補正量ではないため、図７Ａに示すように、結像位置の位置ずれが解消されていない。
　一方、ダウンチャープのチャープレートＫｒ ２に対応する信号が補正された場合、図７Ｂに示すように、ダウンチャープのチャープレートＫｒ ２に対応する信号については、距離Ｒの位置にピークが現れている。
　ただし、ダウンチャープのチャープレートＫｒ ２に対応する信号が補正されても、アップチャープのチャープレートＫｒ １に対応する信号については適正な補正量ではないため、図７Ｂに示すように、結像位置の位置ずれが解消されていない。
　Ｎ個の時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ｎ（τ，η）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）では、アジマス周波数空間で混在しているＮ個のチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に対応する信号を分離することが可能であるため、Ｎ個の時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ｎ（τ，η）から、チャープレートＫｒ ｎに対応する信号をそれぞれ抽出する。
　即ち、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ １（τ，η）からはチャープレートＫｒ １に対応する信号を抽出し、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ２（τ，η）からはチャープレートＫｒ ２に対応する信号を抽出し、また、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ Ｎ（τ，η）からはチャープレートＫｒ Ｎに対応する信号を抽出する。アジマス時刻ηで用いているチャープ信号のチャープレートは、制御器２１が制御しているため、時間領域では既知である。
　最後に、Ｎ個の時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ｎ（τ，η）からそれぞれ抽出されたＮ個のチャープレートＫｒ ｎに対応する信号を結合することで、全てのアジマス時刻ηにおいて、結像位置の位置ずれが解消されている信号を得ることができる。
　以上が結像位置の位置ずれに関する補正処理の原理である。
　次に動作について説明する。
　信号処理部２の制御器２１は、各々のアジマス時刻ηにおけるチャープレートを示す制御信号を励振部１１及び信号処理器２３に出力する。
　この実施の形態１では、Ｎ個のチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を使用するものとする。したがって、制御器２１は、例えば、アジマス時刻η＝１でチャープレートＫｒ １を示す制御信号を励振部１１に出力し、アジマス時刻η＝２でチャープレートＫｒ ２を示す制御信号を励振部１１に出力し、アジマス時刻η＝ＮでチャープレートＫｒ Ｎを示す制御信号を励振部１１に出力する。
　励振部１１は、制御器２１から制御信号を受ける毎に、その制御信号が示すチャープレートＫｒ ｎのチャープ信号を生成し、そのチャープ信号を増幅部１２に出力する。
　増幅部１２は、励振部１１からチャープ信号を受けると、そのチャープ信号の信号レベルを所望の信号レベルまで増幅し、増幅後のチャープ信号を送受切換器１３に出力する。
　送受切換器１３は、増幅部１２からチャープ信号を受けると、そのチャープ信号を送受信アンテナ１４に出力する。
　これにより、送受信アンテナ１４からチャープ信号が空間に放射される。送受信アンテナ１４から空間に放射されたチャープ信号は、例えば飛行機や地表面などの散乱体に照射されて散乱する。散乱体に散乱されたチャープ信号の一部は、チャープ信号の反射波として送受信アンテナ１４に戻ってくる。
　送受信アンテナ１４は、散乱体に散乱されて戻ってきたチャープ信号の反射波を受信し、その反射波の信号であるＲＦ信号を送受切換器１３に出力する。
　送受切換器１３は、送受信アンテナ１４からＲＦ信号を受けると、そのＲＦ信号を受信部１５に出力する。
　受信部１５は、送受切換器１３からＲＦ信号を受けると、そのＲＦ信号の受信処理を実施し、その受信したＲＦ信号をベースバンド信号に変換して、そのベースバンド信号をデータ記録部１６に出力する。
　データ記録部１６のＡ／Ｄ変換器１６ａは、所定のサンプリングレート毎に、受信部１５から出力されたベースバンド信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
　データ記録部１６は、Ａ／Ｄ変換器１６ａにより変換されたデジタル信号である式（１）のデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を信号処理部２の記憶装置２２に記録する。
　運動計測部１７は、レーダセンサ１が搭載されているプラットフォームの運動情報として、例えば、プラットフォームの位置、速度、姿勢を計測し、その運動情報を信号処理部２の記憶装置２２に記録する。この運動情報は、後述する実施の形態３で利用される。
　信号処理器２３は、制御器２１から出力された制御信号が示すチャープレートＫｒ ｎを参照して、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］に対応しているチャープ信号のチャープレートＫｒ ｎを認識する。
　信号処理器２３は、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］に対応しているチャープ信号のチャープレートＫｒ ｎを認識すると、そのチャープレートＫｒ ｎに基づいてデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］における結像位置の位置ずれを補正し、位置ずれ補正後の受信信号からＳＡＲ画像を再生する。
　以下、信号処理器２３の処理内容を具体的に説明する。
　周波数領域変換部３１は、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を２次元周波数空間上の信号である受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）に変換し、その受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）を位置ずれ補正部３４に出力する。
　即ち、周波数領域変換部３１のアジマスフーリエ変換部３２は、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を取得して、そのデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］をアジマス方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の受信データをレンジフーリエ変換部３３に出力する（図５のステップＳＴ１）。
　周波数領域変換部３１のレンジフーリエ変換部３３は、アジマスフーリエ変換部３２からフーリエ変換後の受信データを受けると、その受信データをレンジ方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）を位置ずれ補正部３４に出力する（図５のステップＳＴ２）。
　位置ずれ補正部３４の補正係数算出部３５－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、制御器２１から出力された制御信号が示すチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）毎に、そのチャープレートＫｒ ｎを上記の式（９）に代入することで、そのチャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を算出する（図５のステップＳＴ３）。
　位置ずれ補正部３４の補正係数乗算部３６－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、補正係数算出部３５－ｎが位置ずれの補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を算出すると、その補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）をレンジフーリエ変換部３３から出力された受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）に乗算することで、その受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）における結像位置の位置ずれを補正し、位置ずれ補正後の信号Ｓｆ ｎ（ｆτ，ｆη）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を時間領域変換部３７に出力する（図５のステップＳＴ４）。
　即ち、補正係数乗算部３６－１は、補正係数Ｃ１（ｆτ，ｆη）を受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）に乗算することで、位置ずれ補正後の信号Ｓｆ １（ｆτ，ｆη）をレンジ逆フーリエ変換部３８－１に出力し、補正係数乗算部３６－２は、補正係数Ｃ２（ｆτ，ｆη）を受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）に乗算することで、位置ずれ補正後の信号Ｓｆ ２（ｆτ，ｆη）をレンジ逆フーリエ変換部３８－２に出力する。また、補正係数乗算部３６－Ｎは、補正係数ＣＮ（ｆτ，ｆη）を受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）に乗算することで、位置ずれ補正後の信号Ｓｆ Ｎ（ｆτ，ｆη）をレンジ逆フーリエ変換部３８－Ｎに出力する。
　時間領域変換部３７は、位置ずれ補正部３４の補正係数乗算部３６－１～３６－Ｎから位置ずれ補正後の信号Ｓｆ １（ｆτ，ｆη）～Ｓｆ Ｎ（ｆτ，ｆη）を受けると、位置ずれ補正後の信号Ｓｆ １（ｆτ，ｆη）～Ｓｆ Ｎ（ｆτ，ｆη）を時間領域の信号に変換し、その変換した信号を時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ １（τ，η）～Ｓｃｍｐ Ｎ（τ，η）として抽出結合部４０に出力する。
　即ち、時間領域変換部３７のレンジ逆フーリエ変換部３８－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、補正係数乗算部３６－ｎから出力された位置ずれ補正後の信号Ｓｆ Ｎ（ｆτ，ｆη）をレンジ方向に逆フーリエ変換して、逆フーリエ変換後の信号をアジマス逆フーリエ変換部３９－ｎに出力する（図５のステップＳＴ５）。
　時間領域変換部３７のアジマス逆フーリエ変換部３９－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、レンジ逆フーリエ変換部３８－ｎから逆フーリエ変換後の信号を受けると、逆フーリエ変換後の信号をアジマス方向に逆フーリエ変換して、逆フーリエ変換後の信号を時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ｎ（τ，η）として抽出結合部４０に出力する（図５のステップＳＴ６）。
　抽出結合部４０は、制御器２１から出力された制御信号が示すチャープレートＫｒ ｎを参照して、時間領域変換部３７のアジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎから出力された時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ １（τ，η）～Ｓｃｍｐ Ｎ（τ，η）に対応しているチャープ信号のチャープレートＫｒ ｎを認識する。
　抽出結合部４０は、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ １（τ，η）～Ｓｃｍｐ Ｎ（τ，η）に対応しているチャープ信号のチャープレートＫｒ ｎを認識すると、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ １（τ，η）～Ｓｃｍｐ Ｎ（τ，η）から、チャープ信号のチャープレートＫｒ ｎに対応する信号をそれぞれ抽出する（図５のステップＳＴ７）。
　即ち、抽出結合部４０は、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ １（τ，η）からチャープレートＫｒ １に対応する信号を抽出し、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ２（τ，η）からチャープレートＫｒ ２に対応する信号を抽出し、時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ Ｎ（τ，η）からチャープレートＫｒ Ｎに対応する信号を抽出する。
　そして、抽出結合部４０は、チャープ信号のチャープレートＫｒ １～Ｋｒ Ｎに対応する信号を抽出すると、チャープレートＫｒ １～Ｋｒ Ｎに対応する信号を結合することで、全てのアジマス時刻ηにおいて、結像位置の位置ずれが解消されている信号を得る（図５のステップＳＴ８）。
　画像再生部４１は、抽出結合部４０から結像位置の位置ずれが解消されている信号を受けると、その信号に対してレンジ圧縮やアジマス圧縮などの公知の画像再生処理を実施することで、ＳＡＲ画像を再生する（図５のステップＳＴ９）。
　表示器２４は、信号処理器２３の画像再生部４１により再生されたＳＡＲ画像をディスプレイに表示する。
　また、画像再生部４１により再生されたＳＡＲ画像は記憶装置２２に記録される。
　以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、信号処理部２が、反射波の受信信号を周波数空間上の受信データに変換し、チャープ信号における周波数の変化率毎に、周波数空間上の受信データにおける結像位置の位置ずれを補正してから受信データを時間領域の信号に戻し、各々の変化率における時間領域の信号を結合するように構成したので、アロングトラック方向の偽像がない合成開口レーダ画像を再生することができる効果を奏する。
　この実施の形態１では、２次元周波数空間上で複素関数の補正値である補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を乗算することで、結像位置の位置ずれを補償しているため、観測範囲内の点に対して一度に補正することが可能である。このため、既存の合成開口レーダ処理に対する組み込みが容易である。また、演算負荷をほとんど増やすことなく、アジマスアンビギュイティの発生を防ぐことができる。
　また、この実施の形態１では、パルス間変調によるアジマス時刻毎のレンジチャープレートの切り換えに対処することができる。
　この実施の形態１では、画像再生部４１が画像再生処理を実施する前に、位置ずれ補正部３４が受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）における結像位置の位置ずれを補正しているものを示しているが、画像再生部４１が、周波数領域変換部３１、位置ずれ補正部３４、時間領域変換部３７及び抽出結合部４０の処理内容を実施する機能を備えることで、画像再生処理を実施する過程で、結像位置の位置ずれを補正するようにしてもよい。
実施の形態２．
　上記実施の形態１では、周波数領域変換部３１が、デジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を２次元周波数空間上の受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）に変換し、位置ずれ補正部３４が、チャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｎ（ｆτ，ｆη）を２次元周波数空間上の受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）に乗算することで、結像位置の位置ずれを補正するものを示したが、この実施の形態２では、デジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］をアジマス方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の受信データにおける結像位置の位置ずれを補正するものについて説明する。
　即ち、この実施の形態２では、レンジ方向にはフーリエ変換せずに、レンジ方向における結像位置の位置ずれを時間軸上で補正するものについて説明する。
　図８はこの発明の実施の形態２によるレーダ処理装置の信号処理器２３を示す構成図であり、図９はこの発明の実施の形態２によるレーダ処理装置における信号処理器２３のハードウェア構成図である。
　図８及び図９において、図２及び図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　この実施の形態２では、周波数領域変換部３１がアジマスフーリエ変換部３２を備えているが、レンジフーリエ変換部３３を備えていない。
　また、時間領域変換部３７がアジマス逆フーリエ変換部３９－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を備えているが、レンジ逆フーリエ変換部３８－ｎを備えていない。
　位置ずれ補正部４２は例えば図９の位置ずれ補正回路５８で実現されるものであり、チャープ信号のチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）毎に、当該チャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）を算出し、その補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）をアジマスフーリエ変換部３２から出力された受信データに乗算することで、その受信データにおける結像位置の位置ずれを補正する処理を実施する。
　補正係数算出部４３－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）はチャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）を算出する処理を実施する。
　補正係数乗算部４４－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は補正係数算出部４３－ｎにより算出された補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）をアジマスフーリエ変換部３２から出力された受信データに乗算することで、レンジ方向における結像位置の位置ずれを時間軸上で補正する処理を実施する。
　図８では、補正係数算出部４３－ｎがチャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）を算出する例を示しているが、予め、チャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）を保持しておくようにしてもよい。
　図８では、信号処理器２３の構成要素であるアジマスフーリエ変換部３２、位置ずれ補正部４２、アジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎ、抽出結合部４０及び画像再生部４１のそれぞれが、図９に示すような専用のハードウェア、即ち、アジマスフーリエ変換回路５１、位置ずれ補正回路５８、アジマス逆フーリエ変換回路５５、抽出結合回路５６及び画像再生回路５７で実現されるものを想定している。
　ただし、信号処理器２３の構成要素が専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、信号処理器２３がソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
　信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合、アジマスフーリエ変換部３２、位置ずれ補正部４２、アジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎ　、抽出結合部４０及び画像再生部４１の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムを図４に示すメモリ７１に格納し、コンピュータのプロセッサ７２がメモリ７１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
　次に動作について説明する。
　周波数領域変換部３１のアジマスフーリエ変換部３２は、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を取得して、そのデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］をアジマス方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の受信データを位置ずれ補正部４２に出力する。
　位置ずれ補正部４２の補正係数算出部４３－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、下記の式（１０）に示すように、制御器２１から出力された制御信号が示すチャープレートＫｒ ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）毎に、チャープレートＫｒ ｎに対応する位置ずれの補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）を算出し、その補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）を補正係数乗算部４４－ｎに出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
　位置ずれ補正部４２の補正係数乗算部４４－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、補正係数算出部４３－ｎから補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）を受けると、その補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）をアジマスフーリエ変換部３２から出力された受信データに乗算することで、レンジ方向における結像位置の位置ずれを時間軸上で補正し、位置ずれ補正後の信号を時間領域変換部３７に出力する。
　即ち、補正係数乗算部４４－１は、補正係数Ｃｔ １（ｆη）をアジマスフーリエ変換部３２から出力された受信データに乗算することで、位置ずれ補正後の信号をアジマス逆フーリエ変換部３９－１に出力し、補正係数乗算部４４－２は、補正係数Ｃｔ ２（ｆη）をアジマスフーリエ変換部３２から出力された受信データに乗算することで、位置ずれ補正後の信号をアジマス逆フーリエ変換部３９－２に出力する。また、補正係数乗算部４４－Ｎは、補正係数Ｃｔ Ｎ（ｆη）をアジマスフーリエ変換部３２から出力された受信データに乗算することで、位置ずれ補正後の信号をアジマス逆フーリエ変換部３９－Ｎに出力する。
　時間領域変換部３７のアジマス逆フーリエ変換部３９－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、補正係数乗算部４４－ｎから出力された位置ずれ補正後の信号をアジマス方向に逆フーリエ変換して、逆フーリエ変換後の信号を時間領域の補正信号Ｓｃｍｐ ｎ（τ，η）として抽出結合部４０に出力する。
　以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、信号処理部２が、反射波の受信信号を周波数空間上の受信データに変換し、チャープ信号における周波数の変化率毎に、周波数空間上の受信データにおける結像位置の位置ずれを補正してから受信データを時間領域の信号に戻し、各々の変化率における時間領域の信号を結合するように構成したので、アロングトラック方向の偽像がない合成開口レーダ画像を再生することができる効果を奏する。
　また、この実施の形態２によれば、補正係数Ｃｔ ｎ（ｆη）をアジマスフーリエ変換部３２から出力された受信データに乗算することで、レンジ方向における結像位置の位置ずれを時間軸上で補正するように構成したので、レンジフーリエ変換部３３及びレンジ逆フーリエ変換部３８－１～３８－Ｎを省略することが可能である。このため、上記実施の形態１よりも、演算負荷を軽減させることができるとともに、構成の簡略化を図ることができる。
実施の形態３．
　上記実施の形態１，２では、レーダセンサ１により観測されるドップラー帯域が観測時のパルス繰返し周波数（Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＰＲＦ）以下であることを前提としている。
　しかし、スポットライトモード、スライディングスポットライトモードやＴＯＰＳなどのように、ビーム走査を実施する観測方式では、観測領域内のドップラー周波数以上のＰＲＦで観測することは、データ量の増大を招くため、一般的には瞬時的なドップラー帯域がＰＲＦ以下となる観測を行っている。
　この実施の形態３では、レーダセンサ１がビーム走査を実施する観測方式を採用している場合の結像位置の位置ずれ補正について説明する。
　図１０はこの発明の実施の形態３によるレーダ処理装置の信号処理器２３を示す構成図であり、図１１はこの発明の実施の形態３によるレーダ処理装置における信号処理器２３のハードウェア構成図である。
　図１０及び図１１において、図２及び図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　ドップラー周波数演算部４５は例えば図１１に示すドップラー周波数演算回路５９で実現されるものであり、記憶装置２２に記憶されている運動情報が示すプラットフォームの位置、速度及び姿勢と、レーダセンサ１の送受信アンテナ１４から放射されるチャープ信号の指向方向とから、レーダセンサ１の受信信号に含まれているドップラー周波数を算出する処理を実施する。
　この実施の形態３では、レーダセンサ１の送受信アンテナ１４から、指向方向を変えながらチャープ信号が放射されるものとする。
　周波数シフト部４６はヒット分割部４７及びドップラーシフト部４８を備えている。
　ヒット分割部４７は例えば図１１に示すヒット分割回路６０で実現されるものであり、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］をヒット方向に分割する処理を実施する。
　ドップラーシフト部４８は例えば図１１に示すドップラーシフト回路６１で実現されるものであり、ヒット分割部４７により分割された各受信信号のドップラー周波数をそれぞれシフトし、周波数シフト後の各受信信号を周波数領域変換部３１にそれぞれ出力する処理を実施する。
　周波数復元部４９はドップラーシフト戻し部４９ａ及びヒット結合部４９ｂを備えている。
　ドップラーシフト戻し部４９ａは例えば図１１に示すドップラーシフト戻し回路６２で実現されるものであり、抽出結合部４０により結合された各信号におけるドップラー周波数を、ドップラーシフト部４８によるシフト前のドップラー周波数にそれぞれ戻す処理を実施する。
　ヒット結合部４９ｂは例えば図１１に示すヒット結合回路６３で実現されるものであり、ドップラーシフト戻し部４９ａによりドップラー周波数が元のドップラー周波数に戻された各信号をヒット方向に結合する処理を実施する。
　図１０の信号処理器２３は、ドップラー周波数演算部４５、周波数シフト部４６及び周波数復元部４９を上記実施の形態１における図２の信号処理器２３に適用している例を示しているが、ドップラー周波数演算部４５、周波数シフト部４６及び周波数復元部４９を上記実施の形態２における図８の信号処理器２３に適用するようにしてもよい。
　図１０では、信号処理器２３の構成要素であるドップラー周波数演算部４５、ヒット分割部４７、ドップラーシフト部４８、アジマスフーリエ変換部３２、レンジフーリエ変換部３３、位置ずれ補正部３４、レンジ逆フーリエ変換部３８－１～３８－Ｎ、アジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎ、抽出結合部４０、ドップラーシフト戻し部４９ａ、ヒット結合部４９ｂ及び画像再生部４１のそれぞれが、図１１に示すような専用のハードウェア、即ち、ドップラー周波数演算回路５９、ヒット分割回路６０、ドップラーシフト回路６１、アジマスフーリエ変換回路５１、レンジフーリエ変換回路５２、位置ずれ補正回路５３、レンジ逆フーリエ変換回路５４、アジマス逆フーリエ変換回路５５、抽出結合回路５６、ドップラーシフト戻し回路６２、ヒット結合回路６３及び画像再生回路５７で実現されるものを想定している。
　ただし、信号処理器２３の構成要素が専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、信号処理器がソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
　信号処理器２３がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合、ドップラー周波数演算部４５、ヒット分割部４７、ドップラーシフト部４８、アジマスフーリエ変換部３２、レンジフーリエ変換部３３、位置ずれ補正部３４、レンジ逆フーリエ変換部３８－１～３８－Ｎ、アジマス逆フーリエ変換部３９－１～３９－Ｎ、抽出結合部４０、ドップラーシフト戻し部４９ａ、ヒット結合部４９ｂ及び画像再生部４１の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムを図４に示すメモリ７１に格納し、コンピュータのプロセッサ７２がメモリ７１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
　次に動作について説明する。
　ドップラー周波数演算部４５、周波数シフト部４６及び周波数復元部４９以外は、上記実施の形態１，２と同様であるため、ここでは、ドップラー周波数演算部４５、周波数シフト部４６及び周波数復元部４９の処理内容を説明する。
　ドップラー周波数演算部４５は、記憶装置２２に記憶されている運動情報が示すプラットフォームの位置、速度及び姿勢と、レーダセンサ１の送受信アンテナ１４から放射されるチャープ信号の指向方向とから、レーダセンサ１の受信信号に含まれているドップラー周波数を算出する。ドップラー周波数の算出処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
　周波数シフト部４６のヒット分割部４７は、記憶装置２２に記憶されているデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を取得し、そのデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］に含まれているドップラー帯域がＰＲＦ以下となるように、そのデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］をヒット方向に分割する。即ち、そのデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を複数のサブアパーチャに分割する。
　ここで、図１２はヒット分割部４７によるデジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］の分割処理を示す説明図である。
　図１２において、横軸のアジマス時刻ηは、アジマス方向の軸を表す時間（ｓｌｏｗ　ｔｉｍｅ）である。
　ヒット分割部４７は、デジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］から破線で囲んでいる範囲の信号をサブアパーチャとして切り出すことで、デジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］を分割している。
　サブアパーチャで切り出す大きさは、例えば、以下の非特許文献２に開示されているように、デジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］に含まれているドップラー帯域がＰＲＦ以下となる範囲である。
［非特許文献２］
J. Mittermayer, A. Moreira, O. Loffeld: “Spotlight SAR Data Processing Using the Frequency Scaling Algorithm,”  IEEE Trans. on Geosc. and Remote Sensing, Vol. 37, No. 5, Sept. 1999, pp. 2198-2214. 
　ヒット分割部４７により分割されたサブアパーチャの信号は、下記の式（１１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
　ただし、Ｎｓｕｂは各サブアパーチャにおけるアジマス方向の点数、Ｎｓｐはサブアパーチャ数である。
　図１２の例では、各サブアパーチャの切り出し範囲が重複しないようにしているが、各サブアパーチャの切り出し範囲の一部が重複しているものであってもよい。
　また、図１２の例では、各サブアパーチャの大きさが均一になるように切り出されているが、切り出した後のドップラー帯域がＰＲＦ以下になればよく、各サブアパーチャの大きさが不均一に切り出されるものであってもよい。
　ドップラーシフト部４８は、下記の式（１２）に示すように、ドップラー周波数演算部４５により算出されたドップラー周波数の中心周波数ｆｄｃ ｎｓｕｂから、ヒット分割部４７により分割されたサブアパーチャの信号のシフトに用いるシフト係数Ｈｎｓｕｂ ０［ｎΔη］を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
　ドップラーシフト部４８は、シフト係数Ｈｎｓｕｂ ０［ｎΔη］を算出すると、ヒット分割部４７により分割されたサブアパーチャの信号Ｓｎｓｕｂ（ｍΔτ，ｎΔη）に対して、シフト係数Ｈｎｓｕｂ ０［ｎΔη］を乗算することで、ドップラー周波数のシフトを行い、ドップラー周波数をシフトした信号をアジマスフーリエ変換部３２に出力する。
　これにより、アジマスフーリエ変換部３２の出力信号に発生するドップラーの折り返しが解消される。
　周波数復元部４９のドップラーシフト戻し部４９ａは、抽出結合部４０からチャープレートＫｒ １～Ｋｒ Ｎに対応する信号が結合された信号（以下、「結合信号」と称する）を受けると、チャープレートＫｒ １～Ｋｒ Ｎに対応する結合信号におけるドップラー周波数を、ドップラーシフト部４８によるシフト前のドップラー周波数に戻す処理を実施する。
　即ち、ドップラーシフト戻し部４９ａは、下記の式（１３）に示すように、ドップラー周波数演算部４５により算出されたドップラー周波数の中心周波数ｆｄｃ ｎｓｕｂから、ドップラー周波数を戻すためのシフト係数Ｈｎｓｕｂ １［ｎΔη］を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
　ドップラーシフト戻し部４９ａは、シフト係数Ｈｎｓｕｂ １［ｎΔη］を算出すると、抽出結合部４０から出力された各結合信号に対して、シフト係数Ｈｎｓｕｂ １［ｎΔη］を乗算することで、各結合信号におけるドップラー周波数を、ドップラーシフト部４８によるシフト前のドップラー周波数に戻すようにする。
　周波数復元部４９のヒット結合部４９ｂは、ドップラーシフト戻し部４９ａによりドップラー周波数が元のドップラー周波数に戻された各結合信号をヒット方向に結合することで、ヒット分割部４７により分割される前のデジタル受信信号を再現する。
　即ち、ヒット結合部４９ｂは、ドップラーシフト戻し部４９ａによりドップラー周波数が復元された各結合信号をサブアパーチャの信号として再配置することで、分割前のデジタル受信信号に相当するデジタル受信信号を再現する。
　画像再生部４１は、ヒット結合部４９ｂにより再現されたデジタル受信信号からＳＡＲ画像を再生する。
　また、画像再生部４１により再生されたＳＡＲ画像は記憶装置２２に記録される。
　以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、周波数シフト部４６が、デジタル受信信号Ｓｒ［η，τ］をヒット方向に分割して、分割した各受信信号のドップラー周波数をそれぞれシフトし、周波数シフト後の各受信信号を周波数領域変換部３１にそれぞれ出力するように構成したので、上記実施の形態１，２と同様に、アロングトラック方向の偽像がない合成開口レーダ画像を再生することができるほか、レーダセンサ１がビーム走査を実施する観測方式を採用している場合でも、結像位置の位置ずれを補正することができる効果を奏する。
　この実施の形態３では、画像再生部４１が画像再生処理を実施する前に、位置ずれ補正部３４が受信データＳｆ（ｆτ，ｆη）における結像位置の位置ずれを補正しているものを示しているが、画像再生部４１が、ドップラー周波数演算部４５、周波数シフト部４６、周波数領域変換部３１、位置ずれ補正部３４、時間領域変換部３７、抽出結合部４０及び周波数復元部４９の処理内容を実施する機能を備えることで、画像再生処理を実施する過程で、結像位置の位置ずれを補正するようにしてもよい。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明は、チャープ信号の反射波を受信して、反射波の受信信号から合成開口レーダ画像を再生するレーダ処理装置に適している。
　１　レーダセンサ、２　信号処理部、１１　励振部、１２　増幅部、１３　送受切換器、１４　送受信アンテナ、１５　受信部、１６　データ記録部、１６ａ　Ａ／Ｄ変換器、１７　運動計測部、２１　制御器、２２　記憶装置、２３　信号処理器、２４　表示器、３１　周波数領域変換部、３２　アジマスフーリエ変換部、３３　レンジフーリエ変換部、３４　位置ずれ補正部、３５－１～３５－Ｎ　補正係数算出部、３６－１～３６－Ｎ　補正係数乗算部、３７　時間領域変換部、３８－１～３８－Ｎ　レンジ逆フーリエ変換部、３９－１～３９－Ｎ　アジマス逆フーリエ変換部、４０　抽出結合部、４１　画像再生部、４２　位置ずれ補正部、４３－１～４３－Ｎ　補正係数算出部、４４－１～４４－Ｎ　補正係数乗算部、４５　ドップラー周波数演算部、４６　周波数シフト部、４７　ヒット分割部、４８　ドップラーシフト部、４９　周波数復元部、４９ａ　ドップラーシフト戻し部、４９ｂ　ヒット結合部、５１　アジマスフーリエ変換回路、５２　レンジフーリエ変換回路、５３　位置ずれ補正回路、５４　レンジ逆フーリエ変換回路、５５　アジマス逆フーリエ変換回路、５６　抽出結合回路、５７　画像再生回路、５８　位置ずれ補正回路、５９　ドップラー周波数演算回路、６０　ヒット分割回路、６１　ドップラーシフト回路、６２　ドップラーシフト戻し回路、６３　ヒット結合回路、７１　メモリ、７２　プロセッサ、１００　点目標。

Claims (5)

  1. 　チャープ信号における周波数の変化率を変えながら、前記チャープ信号を繰り返し空間に放射し、目標に反射された前記チャープ信号の反射波を受信して、前記反射波の受信信号を出力するレーダセンサと、
    　前記レーダセンサの移動に伴って発生する前記受信信号における結像位置の位置ずれを補正し、位置ずれ補正後の受信信号から合成開口レーダ画像を再生する信号処理部とを備え、
    　前記信号処理部は、前記反射波の受信信号を周波数空間上の受信データに変換し、前記チャープ信号における周波数の変化率毎に、前記周波数空間上の受信データにおける前記結像位置の位置ずれを補正してから前記受信データを時間領域の信号に戻し、各々の変化率における前記時間領域の信号を結合することを特徴とするレーダ処理装置。
  2. 　前記信号処理部は、
    　前記反射波の受信信号を周波数領域の受信データに変換する周波数領域変換部と、
    　前記チャープ信号における周波数の変化率毎に、当該変化率に対応する位置ずれの補正係数を前記周波数領域変換部により変換された受信データに乗算することで、前記受信データにおける前記結像位置の位置ずれを補正する位置ずれ補正部と、
    　前記位置ずれ補正部により位置ずれが補正された受信データを時間領域の信号に変換する時間領域変換部と、
    　前記チャープ信号における周波数の変化率毎に、前記時間領域変換部により変換された時間領域の信号から当該変化率に対応する信号を抽出し、各々の変化率に対応する信号を結合する抽出結合部と、
    　前記抽出結合部により結合された信号から合成開口レーダ画像を再生する画像再生部とを備えていることを特徴とする請求項１記載のレーダ処理装置。
  3. 　前記周波数領域変換部は、前記反射波の受信信号を周波数領域の受信データとして、アジマス周波数空間及びレンジ周波数空間からなる２次元周波数空間上の受信データに変換し、
    　前記位置ずれ補正部は、前記チャープ信号における周波数の変化率毎に、当該変化率に対応する位置ずれの補正係数を前記２次元周波数空間上の受信データに乗算することで、前記受信データにおける前記結像位置の位置ずれを補正することを特徴とする請求項２記載のレーダ処理装置。
  4. 　前記周波数領域変換部は、前記反射波の受信信号を周波数領域の受信データとして、アジマス周波数空間上の受信データに変換し、
    　前記位置ずれ補正部は、前記チャープ信号における周波数の変化率毎に、当該変化率に対応する位置ずれの補正係数を前記アジマス周波数空間上の受信データに乗算することで、前記受信データにおける前記結像位置の位置ずれを補正することを特徴とする請求項２記載のレーダ処理装置。
  5. 　前記信号処理部は、
    　前記反射波の受信信号をヒット方向に分割して、前記分割した各受信信号のドップラー周波数をそれぞれシフトし、周波数シフト後の各受信信号を前記周波数領域変換部にそれぞれ出力する周波数シフト部と、
    　前記抽出結合部により結合された各信号におけるドップラー周波数を前記シフト前のドップラー周波数にそれぞれ戻し、前記ドップラー周波数を戻した各信号をヒット方向に結合する周波数復元部とを備えていることを特徴とする請求項２記載のレーダ処理装置。
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