WO2017144724A1 - Convertisseur courant-tension, étage d'entrée d'un amplificateur et amplificateur correspondant - Google Patents

Convertisseur courant-tension, étage d'entrée d'un amplificateur et amplificateur correspondant Download PDF

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WO2017144724A1
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transistor
stage
voltage
gate
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PCT/EP2017/054518
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Pierre-Emmanuel Calmel
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Devialet
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    • H03F2200/91—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier has a current mode topology

Definitions

  • the present invention relates to a current-voltage converter with a current reflector, the input current comprising a fixed component and a variable component, the converter comprising:
  • a current reflector circuit comprising first and second constant current generators each connected between the output and a respective reference voltage
  • each constant current generator having a resistor, a terminal of which is connected to the respective reference voltage, and a transistor stage comprising a main transistor, whose source-drain path is connected in series between the resistor and the output;
  • each transistor stage is connected to a fixed potential of a potential scale.
  • Such a converter finds its application in particular in a high fidelity amplifier with high linearity and low rate of thermal distortion. It is common, in such an amplifier, to use as input, a digital-to-analog converter such as the PCM 1792 component of Texas Instrument. This converter has a current output, so that the analog signal is modulated in intensity.
  • Digital-to-analog converters with current output are particularly appreciated since they are insensitive to thermal distortion, these operating at constant power.
  • the current sources are switched between the mass or an output fixed to a virtual mass traditionally produced by an amplifier with operational amplifier.
  • all the transistors of the converter operate at constant current and voltage, and thus at constant power, whatever the modulation of the output signal.
  • the difficulty of preserving this absence of thermal distortion is reported on the following two stages, namely, the current-voltage converter and the associated voltage gain stage.
  • the current-voltage converter is made from an operational amplifier assembly whose output is limited to a few volts of amplitude.
  • the operational amplifier is followed by a transistor assembly to ensure a rise in voltage.
  • the principle of current to voltage conversion is based on a current reflector consisting of two constant current generators 40 and 42 each associated with a common gate stage 44 and 46 respectively, commonly called "cascode".
  • the initial patent describes arrangements for reinjecting the gate currents of transistors 44A and 46A, either at constant current generators 40 and 42, or in addition to the current IMODULE input.
  • the passive component compensation solution of FIG. 3 only partially corrects the error currents (ratio of the values of the resistors 140 and 154), and this, on a frequency band limited by f min and f ma x:
  • f max defines the maximum cut-off frequency of the network R + C 1 54 + 1 58.
  • the object of the invention is to provide a current-to-voltage converter so as to:
  • the subject of the invention is a current-voltage converter, characterized in that it comprises:
  • a single common gate stage comprising a main transistor connected in series with the first constant current generator to impose a constant potential difference across the first constant current generator regardless of the output voltage;
  • the common gate stage and the transistor stage of the second constant current generator further comprise each a control member adapted to impose a control voltage on the gate of the main transistor;
  • control members are connected together in series to form a branch of reinjection of parasitic currents due to parasitic capacitors of the transistors in the current reflector circuit.
  • the converter comprises one or more of the following characteristics:
  • the control element of the transistor stage of the second constant current generator comprises a control transistor adapted to impose the control voltage on the gate of the main transistor; - The source-drain path of the control transistor is connected in series in the re-injection branch parasitic currents due to parasitic capacitors of the transistors in the current reflector circuit;
  • the gate of the control transistor forms the gate of the transistor stage connected to the potential scale.
  • the controller of the common gate stage comprises a control transistor adapted to impose the control voltage on the gate of the main transistor;
  • the source-drain path of the control transistor is connected in series in the re-injection branch parasitic currents due to parasitic capacitors of the transistors in the current reflector circuit;
  • the gate of the control transistor forms a gate of the common gate stage connected to the potential scale
  • the gate of the common gate stage control transistor and the gate of the main transistor of the first constant current generator are connected together to be at the same potential;
  • the potential scale comprises two operational amplifiers at the output of which are connected the gates of the transistor stages of the first and second constant current generators;
  • the controller of the common gate stage comprises one of a resistor and a zener diode capable of imposing the control voltage on the gate of the main transistor;
  • said converter comprises a common gate stage connected in series at the input for the current to be converted
  • the input for the current to be converted is connected to the output through the common gate stage connected in series with the first constant current generator;
  • the parasitic current reinjection branch is connected between the common gate stage and the resistance of the first constant current generator
  • the parasitic current reinjection branch is connected between the main transistor and the resistance of the first constant current generator
  • the potential scale comprises two zener diodes connected to the reference voltages and the grids and anodes of the diodes are connected by a resistor capable of ensuring the flow of a current through the diodes;
  • the resistance of the second constant current generator has a value at least equal to twice the value of the resistance of the first constant current generator; the difference in intensity between the two constant current generators is equal to the fixed component of the input current.
  • the invention also relates to an input stage of a high-fidelity amplifier with high linearity and low distortion rate comprising a current-output digital-to-analog converter and a current-voltage converter as defined above.
  • the invention also relates to a high fidelity amplifier with high linearity and low distortion rate comprising an input stage as defined above and an amplification stage, no voltage gain stage being interposed between the current-voltage converter and the amplification stage.
  • the amplifier has the following characteristic:
  • said amplifier comprises an input stage according to the aforementioned type and an amplification stage, no voltage gain stage being interposed between the current-voltage converter and the amplification stage;
  • the conversion resistor has a value greater than or equal to the difference between the extreme values of the output voltage of the amplification stage divided by the difference between the extreme values of the intensity of the input current of the current converter; voltage.
  • FIG. 1 is a schematic view of a high fidelity amplifier according to the invention
  • FIG. 2 is an electrical diagram of the current-voltage converter of the amplifier of FIG. 1 according to a first embodiment
  • FIG. 3 is an electrical diagram of an alternative embodiment of the current-voltage converter of FIG. 2.
  • Amplifier 10 shown schematically in FIG. 1, is a high-fidelity amplifier capable of receiving on a digital signal input 12 and producing an amplified analog signal at its output.
  • the amplifier comprises an input stage 16 for converting the digital input signal into a voltage modulated analog output signal, as well as an amplification stage 18, ensuring the provision of a sufficient power for the load placed downstream, namely one or more speakers. It is preferably a class A amplification stage.
  • the input stage 16 comprises a digital-analog converter 20 whose input is connected to the input 12 of the amplifier for receiving a digital signal. This digital-to-analog converter is able to output a signal analog modulated current I m0 duié- the digital to analog converter is for example a PCM 1792 Texas Instruments company.
  • the output of the digital-to-analog converter 20 is connected to a current-voltage converter 22 according to the invention.
  • This converter is able to supply a voltage V modU
  • the output of converter 22 is connected to the input of the amplifier stage 18 as known per se.
  • Figure 2 is illustrated the input stage 16.
  • the digital-to-analog converter 20 is schematized by a current source.
  • the current-voltage converter 22 has an input 24 connected at the output of the digital-analog converter 20 and a voltage output 26 able to be connected directly to the amplification stage 18.
  • the current-voltage converter 22 comprises two voltage sources 28, one of whose terminals is connected to a constant base potential and whose other terminal supplies two DC voltage buses 32, 34, one being maintained at a voltage constant +50 V and the other maintained at a constant voltage of -50 V relative to the constant base potential.
  • the current-voltage converter 22 comprises a conversion resistor 36, one terminal of which is connected to the output 26, and the other terminal of which is connected to the constant base potential.
  • the input 24 of the converter is connected to the terminal of the resistor 36 constituting the output 26 of the converter through a current mirror circuit 38 adapted to ensure a transmission of the entire modulation current of the U m0 ied product by the digital-to-analog converter up to the conversion resistor 36 referenced to the constant base potential without the modulation current of the digital-to-analog converter being modified or subject to thermal distortion.
  • the output current of the digital-to-analog converter 22 comprises a DC component of 6.2 mA and a variable component varying between -4 and +4 mA.
  • the current reflector circuit 38 is able to cancel the DC component.
  • the current reflector circuit comprises a first constant current generator 40 connecting the DC bus 32 to the output 26 and a second constant current generator 42 connecting the output 26 to the voltage bus 34.
  • the current generators 40 and 42 are perfect current generators, the generator 40 being able to provide an intensity greater than 6.2 mA and the current generator 42 being able to provide an intensity equal to that of the generator 40 increased of 6.2 mA.
  • variable component of the output current of the digital-to-analog converter 20 is entirely directed into the resistor 36, performing a current-voltage conversion whose linearity limitation resides only in the defects of the resistor 36.
  • the conversion resistor 36 has a value greater than or equal to the difference between the extreme values of the output voltage of the amplification stage 18 divided by the difference between the extreme values of the intensity of the m0C iui é current input of the current-voltage converter 22.
  • the constant current generators 40, 42 are each formed, in series, of a resistor 124, 126 having one terminal connected to the respective voltage bus 32, 34, and a transistor stage. 128, 130 whose gate is respectively connected to the voltage bus 32 and 34 by a zener diode respectively 132, 134.
  • the gates and anodes of the diodes 132, 134 are connected by a resistor 136 adapted to ensure the flow of a current to through diodes 132, 134 in reverse biasing or zenerating by forming a potential scale 137 between the two voltage buses 32, 34.
  • the resistor 124 has a value at least equal to twice the resistance 126 and for example equal to three times.
  • a common gate stage 46 arranged in a common gate arrangement with the gate maintained at a constant potential is connected in series between the generator 42 and the output 26. In contrast, no common gate stage is present between the generator 40 and the output 26, the generator 40 being connected directly to this output.
  • This common gate stage 46 comprises a main MOS transistor 46A whose drain is connected to the output 26 and whose source is connected to the current generator 42 and in particular to the drain of the transistor stage 130.
  • the transistor stage 130 consists only of a main transistor 130A MOS type whose gate is connected between the resistor 136 and the diode 134 for its polarization.
  • the transistor stage 130 is devoid of a control transistor connected to the gate of the main transistor 130A.
  • the transistor stage 128 comprises a main transistor 128A of the MOS type whose source-drain path is connected between the resistor 124 and the output 26.
  • the transistor stage 128 further comprises a control transistor 128B specific to impose the control voltage on the gate of the main transistor 128A.
  • the control transistor 128B has its source connected to the control gate of the main transistor and the current reflector circuit 38 by a resistor 128C connected between the resistor 124 and the main transistor 128A.
  • the common gate stage 46 comprises an MOS main transistor 46A whose source-drain path is connected between the current generator 42 and the output 26, and a control transistor 46B capable of imposing the control voltage on the gate of the main transistor 46A.
  • the source-drain paths of the control transistors 128B, 46B are interconnected in series to form a parasitic current feedback branch 131 due to the capacitors intrinsically present in the main transistors 128A, 46A.
  • the gates of the main transistors 128A and 46A are both connected to the feedback branch 131 by being connected to the source of the control transistor 128B, 46B respectively.
  • the branch 131 is connected between the common gate stage 46 and the resistor 126.
  • it is connected between the transistor stage 130 and the resistor 126 of the generator 42.
  • the gates of the control transistors 128B, 46B form the gates of the transistor stages 128 and of the common gate stage 46 respectively and are respectively connected between the diode 132 and the resistor 136 on the one hand and between the diode 134 and the resistance 136 on the other hand.
  • the input 24 of the current-voltage converter is connected between the common gate stage 46 and the current generator 42.
  • an additional common gate stage 54 is disposed between the input 24 of the converter and the current reflector circuit 38 to which it is connected.
  • This common gate stage comprises a transistor MOS type 54A whose source is connected to the input 24. The drain is connected to the current reflector circuit 38 and the gate is connected to the fixed base potential.
  • the common gate stage 46 allows the current source 40 to have no voltage variation across its terminals when the output voltage at the point 26 varies even by several tens of volts.
  • the common gate stage 46 ensures that the voltage difference across the current generator 42 is constant, for example equal to 2.7 V, regardless of the output voltage of the circuit.
  • This voltage at the terminals of the current generator is fixed at a fixed voltage, for example 4.7 V across the diodes 132, 134 decreased for the generator 42 of the fixed voltage for example equal to 2 V between the gate and the source of the main transistor 46A.
  • the common gate stage 54 ensures that the voltage at the output of the digital to analog converter 20 is maintained in the range of 0 to 5 V, to overcome the fact that the digital-to-analog converter does not act as a perfect power source.
  • the generator 40 is a constant current generator because:
  • the zener diode 132 imposes a constant voltage on the gate of the control transistor 128B;
  • the source of the transistor 128B is connected to the gate of the transistor 128A, which is therefore also placed at a constant potential, plus the threshold VT for turning on the transistor 128B;
  • the source of transistor 128A is therefore placed at a constant potential, plus the threshold VT of transistor 128B;
  • the potential of the point A formed by the source of the main transistor 128A is therefore constant and equal to the voltage of the zener diode 132, minus two thresholds VT for turning on the transistors 128A and 128B;
  • the voltage across the resistor 128C is constant and equal to VT;
  • the drain of transistor 128A thus provides a constant current.
  • the stage 40 is a constant current generator.
  • the generator 42 is a constant current generator because:
  • the zener diode 134 imposes a constant potential on the gate of the transistor 130A, the voltage on the source of the transistor 130A is constant, equal to the voltage of the zener diode 134 minus the threshold VT of turning on the transistor 130A;
  • the voltage across the resistor 126 is therefore constant and equal to the voltage of the zener diode 134 minus a threshold VT for turning on the transistor 130A;
  • transistor 130A therefore consumes a constant current.
  • all the transistors have their gate placed at a constant potential.
  • stage 46 is a common gate stage placed in series with the constant current generator 42:
  • the transistor 46A is placed in series with the current generator 42;
  • transistor 46A is maintained at a constant potential by the source of transistor 46B;
  • the transistor 46B is biased by a constant current from the transistor 128B and the gate of the transistor 46B is maintained at a constant potential by the zener diode 134.
  • the transistor 130A of the current generator 42 has its drain placed at a constant potential by the common gate stage 46, and the transistor 130A is traversed by a constant current, so there is no variation of its current from wire rack. The latter is zero and therefore does not have to be compensated.
  • the transistor 46B is traversed by a constant current, imposed by the control transistor 128B and its drain is placed at a constant voltage imposed by the transistor 130A, so there is no variation of the gate current of the transistor 46B. The latter is zero and therefore does not have to be compensated.
  • the transistor 128B is traversed by a constant current imposed by the constant potential difference across the resistor 128C and has its drain also placed at a constant potential by the source of the transistor 46B. There is no variation in the gate current of transistor 128B. This current is zero and therefore does not have to be compensated.
  • the transistor 128A of the constant current generator 40 is certainly traversed by a constant current which enters by its source, but the voltage of its drain varies in the same way as the output voltage.
  • the voltage at the terminals of the parasitic drain-gate capacitor varies, which causes a non-linear gate current which must be compensated for, this parasitic current missing from the drain current of the transistor 128A which, therefore, does not is no longer a perfect constant current generator.
  • the transistor 46A is traversed by a highly variable current of amplitude l m0C iui é and its drain voltage which varies as much as the output voltage.
  • the current variation causes the gate-source voltage to vary by a few hundred millivolt, while the drain voltage varies as much as the output voltage.
  • the gate current of the transistor 128A necessarily passes through the transistor 128B to summon itself to the gate current of the transistor 46A on the source of the transistor 46B;
  • the algebraic sum of the parasitic currents of the gates of the transistors 46A and 128A is subtracted from the current flowing through the resistor 126 and is therefore subtracted from the drain current of the transistor 130 of the current generator 42.
  • the parasitic current coming from the gate of the transistor 128A is missing from the current generator 40 but is also subtracted from the current generator 42, which does not cause an error current in the current-voltage conversion resistor 36 and consequently , no error voltage on output 26.
  • the current of the gate of the transistor 46A which is added to the current of the source 46A is subtracted from the current from the constant current generator 42, so that the current flowing through the drain of the transistor 46A is really constant.
  • the SNR report (Signal to Noise Ratio) is improved thanks to the new structure.
  • the current noise is identical in each of the current generators 40 and 42.
  • These noises of thermal origin are uncorrelated, they are quadratic in order to give a total current of noise in the load equal to the noise current of one of the generators increased by 3dB (multiplying factor equal to square root of 2).
  • the current generator 40 having no associated common gate stage, the voltage of several volts which was required between the drain and the source of the common gate transistor of the old assembly no longer exists since the common gate transistor is no longer present in the diagram.
  • This potential difference can be further allocated across the resistor 124 of the current generator 40, while maintaining the same output voltage swing. In practice, this makes it possible to triple the voltage across the resistor 124 and therefore, for the same voltage noise of the transistor 128A as the transistor 130A, the resistor 124 being for example three times larger than the resistor 126, the noise of current generator 40 is three times lower than that of the current generator 42.
  • the new assembly thus allows an improvement of the SNR of more than 2.5dB with feed and excursion in equivalent output, while simplifying the realization.
  • Figure 3 describes another embodiment of the invention incorporating the elements of Figure 2 supplemented by additional elements.
  • the elements identical or corresponding to those of Figure 2 are designated by the same reference numbers and will not be described in detail again, since they are connected identically.
  • the zener diodes 132 and 134 are replaced by an operational amplifier arrangement to form the potential scale 137.
  • two operational amplifiers 232, 234 have their output connected to the gate of transistor 128B and the gates of transistors 146B and 130A respectively.
  • the inverting input of each operational amplifier 232, 234 is respectively connected between the resistors 124, 126 and the transistor stages 128, 130.
  • a stabilization capacitor 236, 238 connects the output of each operational amplifier 232, 234 to its inverting input.
  • the non-inverting terminals of the operational amplifiers 232, 234 are interconnected by a current generator 138 capable of establishing a constant current of the order of 0.8 mA.
  • the current generator terminal 138, connected to the operational amplifier 232 is connected to the voltage bus 32 by a resistor 240 while the other terminal of the generator connected to the operational amplifier 234 is connected to the voltage bus 34 by a resistor 242.
  • the operational amplifiers are very low noise, for example 1.9 / V l H ⁇ z for a PDO LT6233 to give optimum performance in THD and SNR?:
  • the THD is of the order of -128dB at 1 KHz for a signal of +/- 40V output, or 28V RMS
  • the output noise density is that of the input noise of the operational amplifier 234, multiplied by the ratio of the values of the resistors 126 and 36 and by
  • the transistor 46B is replaced by a resistor or a zener diode connected between the gate of the main transistor 46A and the source of the main transistor 130A.

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Abstract

Le convertisseur (22) courant-tension à réflecteur de courant comporte : une résistance (36) de conversion du courant en tension agencée en sortie (26); - un circuit réflecteur de courant (38) comportant un premier et un second générateurs de courant constant (40, 42) reliés chacun à la sortie (26) et comportant une résistance (124, 126) et un étage à transistor (128, 130) comportant un transistor principal (128A, 130A), la grille de chaque étage à transistor (128, 130) étant reliée à un potentiel fixe. Il comporte un unique étage à grille commune (46) comportant un transistor principal (46A) monté en série avec le premier générateur de courant constant (42). L'étage à grille commune (46) et l'étage à transistor (128) du second générateur de courant constant (40) comportent chacun un organe de commande (46B, 128B) propre à imposer une tension de commande sur la grille du transistor principal (46A, 128A), les organes de commande (46B, 128B) étant reliés entre eux en série pour former une branche (131) de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs parasites des transistors (46A, 128A) dans le circuit réflecteur de courant (38).

Description

Convertisseur courant-tension, étage d'entrée d'un amplificateur et amplificateur correspondant
La présente invention concerne un convertisseur courant-tension à réflecteur de courant, le courant d'entrée comportant une composante fixe et une composante variable, le convertisseur comportant :
- une entrée pour le courant à convertir ;
- une sortie pour la tension convertie ;
- une résistance de conversion du courant en tension agencée entre la sortie et un potentiel de base constant, l'entrée étant reliée à la sortie pour la circulation du courant à convertir dans la résistance ;
- un circuit réflecteur de courant comportant un premier et un second générateurs de courant constant reliés chacun entre la sortie et une tension de référence respective ;
- chaque générateur de courant constant comportant une résistance, dont une borne est reliée à la tension de référence respective, et un étage à transistor comportant un transistor principal, dont le chemin source-drain est relié en série entre la résistance et la sortie ;
- la grille de chaque étage à transistor est reliée à un potentiel fixe d'une échelle de potentiels.
Un tel convertisseur trouve son application en particulier dans un amplificateur haute-fidélité à haute linéarité et à faible taux de distorsion thermique. Il est courant, dans un tel amplificateur, d'utiliser en entrée, un convertisseur numérique-analogique tel que le composant PCM 1792 de la société Texas Instrument. Ce convertisseur possède une sortie en courant, de sorte que le signal analogique est modulé en intensité.
Dans la mesure où l'étage d'amplification placé en aval utilise en entrée une tension modulée, il convient de disposer un convertisseur courant-tension entre le convertisseur analogique-numérique et l'étage d'amplification proprement dit.
Les convertisseurs numérique-analogique à sortie en courant sont particulièrement appréciés puisqu'ils sont insensibles à la distorsion thermique, ceux-ci fonctionnant à puissance constante.
En effet, les sources de courant sont commutées entre la masse ou une sortie fixée à une masse virtuelle réalisée traditionnellement par un montage à amplificateur opérationnel. De cette manière, tous les transistors du convertisseur fonctionnent à courant et tension constants, donc à puissance constante, quel que soit la modulation du signal de sortie. Cependant, la difficulté de préserver cette absence de distorsion thermique est reportée sur les deux étages suivants, à savoir, le convertisseur courant-tension et l'étage de gain de tension associé. Traditionnellement, le convertisseur courant-tension est réalisé à partir d'un montage à amplificateur opérationnel dont la sortie est limitée à quelques volts d'amplitude. L'amplificateur opérationnel est suivi d'un montage à transistors pour assurer une élévation de la tension.
Ces solutions, bien qu'elles soient complexes et coûteuses dégradent toutefois significativement les performances initiales en introduisant de la distorsion harmonique et thermique, du retard et de la distorsion d'intermodulation et de transitoire, dus notamment à l'amplificateur opérationnel.
Une solution a été proposée dans la demande WO 201 1 /1 07671 .
Le principe de la conversion courant vers tension y est fondé sur un réflecteur de courant constitué de deux générateurs de courant constant 40 et 42 associés chacun à un étage à grille commune 44 et 46 respectivement, communément appelé « cascode » .
La performance du système dépend du fait que les générateurs de courant 40 et
42 sont le plus parfait possible. C'est pour cette raison que les étages à grille commune 44 et 46 sont présents. Cependant, les étages à grille commune ne sont pas parfaits et souffrent d'un courant parasite non linéaire dans la grille des transistors 44A et 46A.
Pour compenser l'effet des courants parasites des grilles des transistors 44A et 46A, le brevet initial décrit des montages pour réinjecter les courants de grille des transistors 44A et 46A, soit au niveau des générateurs de courant constant 40 et 42, soit en ajout au courant IMODULE d'entrée.
Le convertisseur de l'état de la technique nécessite des compensations assez complexes :
· 6 transistors et 6 résistances dans la solution de la Fig. 4.
• un générateur de courant flottant 1 38 et des réseaux de compensation R+C 154+150 et 1 56+1 52 ainsi que des condensateurs de stabilisation 158 et 160.
La solution de compensation à composant passif de la Fig. 3 ne corrige que partiellement les courants d'erreur (ratio des valeurs des résistances 140 et 154), et ce, sur une bande de fréquence limitée par fmin et fmax :
• fmin définit la fréquence de coupure minimale du réseau R+C 1 54+1 50.
• fmax définit la fréquence de coupure maximale du réseau R+C 1 54+1 58.
L'utilisation de deux étages à grille commune réduit l'excursion du signal de sortie de plusieurs volts car il faut provisionner une chute de tension de quelques volts entre le drain et la source de chacun des transistors des étages à grille commune 44A et 46A. Pour limiter l'impact de la réduction de l'excursion du signal de sortie, il faut réduire au maximum la tension aux bornes des résistances 124 et 126 des générateurs de courant constant, ce qui a un effet néfaste sur le bruit du système et dégrade le SNR en sortie. En effet, les transistors 128 et 130 des générateurs de courant constant génèrent un bruit en tension sur leurs sources pour respectivement les transistors 128 et 130.
Ces deux bruits, décorrélés, se retrouvent sommés en sortie, amplifiés chacun respectivement des ratios :
• valeur de la résistance de sortie 36 sur la résistance 124 du générateur de courant constant 40 ;
· valeur de la résistance de sortie 36 sur la résistance 126 du générateur de courant constant 42.
L'invention a pour but de réaliser un convertisseur courant vers tension de manière à :
• augmenter l'excursion possible du signal de sortie ou diviser par deux le niveau de bruit en sortie pour une même excursion en tension ;
· simplifier la réalisation de la compensation de courant ; et
• assurer la compensation sur toute la plage de fréquence.
A cet effet, l'invention a pour objet un convertisseur courant-tension, caractérisé en qu'il comporte :
- un unique étage à grille commune comportant un transistor principal monté en série avec le premier générateur de courant constant pour imposer une différence de potentiel constante aux bornes du premier générateur de courant constant quelle que soit la tension de sortie ;
et :
- l'étage à grille commune et l'étage à transistor du second générateur de courant constant comportent en outre chacun un organe de commande propre à imposer une tension de commande sur la grille du transistor principal ; et
- les organes de commande sont reliés entre eux en série pour former une branche de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs parasites des transistors dans le circuit réflecteur de courant.
Suivant des modes particuliers de réalisation, le convertisseur comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :
- l'organe de commande de l'étage à transistor du second générateur de courant constant comporte un transistor de commande propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal ; - le chemin source-drain du transistor de commande est relié en série dans la branche de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs parasites des transistors dans le circuit réflecteur de courant ;
- la grille du transistor de commande forme la grille de l'étage à transistor reliée à l'échelle de potentiels.
- l'organe de commande de l'étage à grille commune comporte un transistor de commande propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal ;
- le chemin source-drain du transistor de commande est relié en série dans la branche de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs parasites des transistors dans le circuit réflecteur de courant ;
- la grille du transistor de commande forme une grille de l'étage à grille commune reliée à l'échelle de potentiels ;
- la grille du transistor de commande de l'étage à grille commune et la grille du transistor principal du premier générateur de courant constant sont connectés ensemble pour être au même potentiel ;
- l'échelle de potentiels comporte deux amplificateurs opérationnels à la sortie desquelles sont connectés les grilles des étages à transistor des premier et second générateurs de courant constant ;
- l'organe de commande de l'étage à grille commune comporte l'une parmi une résistance et une diode zéner propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal ;
- ledit convertisseur comporte un étage à grille commune monté en série à l'entrée pour le courant à convertir ;
- l'entrée pour le courant à convertir est reliée à la sortie au travers de l'étage à grille commune monté en série avec le premier générateur de courant constant ;
- la branche de réinjection des courants parasites est connectée entre l'étage à grille commune et la résistance du premier générateur de courant constant ;
- la branche de réinjection des courants parasites est connectée entre le transistor principal et la résistance du premier générateur de courant constant ;
- l'échelle de potentiels comporte deux diodes zéner reliées aux tensions de référence et les grilles et anodes des diodes sont reliées par une résistance propre à assurer la circulation d'un courant au travers des diodes ;
- la résistance du second générateur de courant constant a une valeur au moins égale au double de la valeur de la résistance du premier générateur de courant constant ; - la différence d'intensité entre les deux générateurs de courant constant est égale à la composante fixe du courant d'entrée.
L'invention a également pour objet un étage d'entrée d'un amplificateur haute- fidélité à haute linéarité et faible taux de distorsion comportant un convertisseur numérique-analogique à sortie en courant et un convertisseur courant-tension tel que défini ci-dessus.
L'invention a également pour objet un amplificateur haute-fidélité à haute linéarité et faible taux de distorsion comportant un étage d'entrée tel que défini ci-dessus et un étage d'amplification, aucun étage de gain de tension n'étant interposé entre le convertisseur courant-tension et l'étage d'amplification.
Suivant un mode particulier de réalisation, l'amplificateur comporte la caractéristique suivante :
- ledit amplificateur comporte un étage d'entrée selon le type précité et un étage d'amplification, aucun étage de gain de tension n'étant interposé entre le convertisseur courant-tension et l'étage d'amplification ;
- la résistance de conversion présente une valeur supérieure ou égale à la différence entre les valeurs extrêmes de la tension en sortie de l'étage d'amplification divisée par la différence entre les valeurs extrêmes de l'intensité du courant en entrée du convertisseur courant-tension.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins sur lesquels :
- la figure 1 est une vue schématique d'un amplificateur haute-fidélité selon l'invention ;
- la figure 2 est un schéma électrique du convertisseur courant-tension de l'amplificateur de la figure 1 suivant un premier mode de réalisation ; et
- la figure 3 est un schéma électrique d'une variante de réalisation du convertisseur courant-tension de la figure 2.
L'amplificateur 10, représenté schématiquement sur la figure 1 , est un amplificateur haute-fidélité propre à recevoir sur une entrée 12 un signal numérique et à produire en sortie 14 un signal analogique amplifié.
Comme connu en soi , l'amplificateur comporte un étage d'entrée 16 assurant la conversion du signal numérique d'entrée en un signal analogique de sortie modulé en tension, ainsi qu'un étage d'amplification 18, assurant la fourniture d'une puissance suffisante pour la charge placée en aval, à savoir un ou plusieurs hauts parleurs. Il s'agit de préférence d'un étage d'amplification de classe A. L'étage d'entrée 16 comporte un convertisseur numérique-analogique 20 dont l'entrée est reliée à l'entrée 12 de l'amplificateur pour recevoir un signal numérique 'numérique- Ce convertisseur numérique-analogique est propre à fournir en sortie un signal analogique modulé en courant lm0duié- Le convertisseur numérique-analogique est par exemple un PCM 1792 de la société Texas Instrument.
La sortie du convertisseur numérique-analogique 20 est reliée à un convertisseur courant-tension 22 selon l'invention.
Ce convertisseur est propre à fournir une tension VmodU|é modulée et avec un gain de tension à partir du courant modulé lm0duié produit par le convertisseur numérique- analogique 20. La sortie du convertisseur 22 est reliée à l'entrée de l'étage d'amplification 18 comme connu en soi.
Sur la figure 2 est illustré l'étage d'entrée 16. Sur cette vue, le convertisseur numérique-analogique 20 est schématisé par une source de courant.
Le convertisseur courant-tension 22 présente une entrée 24 reliée en sortie du convertisseur numérique-analogique 20 et une sortie de tension 26 propre à être reliée directement à l'étage d'amplification 18.
Le convertisseur courant-tension 22 comporte deux sources de tension 28, 30 dont une borne est reliée à un potentiel de base constant et dont l'autre borne alimente deux bus de tension continue respectivement 32, 34, l'un étant maintenu à une tension constante de +50 V et l'autre maintenu à une tension constante de -50 V par rapport au potentiel de base constant.
Le convertisseur courant-tension 22 comporte une résistance de conversion 36, dont une borne est reliée à la sortie 26, et dont l'autre borne est reliée au potentiel de base constant.
L'entrée 24 du convertisseur est reliée à la borne de la résistance 36 constituant la sortie 26 du convertisseur au travers d'un circuit réflecteur de courant 38 propre à assurer une transmission de l'intégralité du courant de modulation lm0dUié produit par la convertisseur numérique-analogique jusqu'à la résistance de conversion 36 référencée au potentiel de base constant sans que le courant de modulation du convertisseur numérique-analogique ne soit modifié ou soumis à une distorsion thermique.
Comme connu en soi, le courant de sortie du convertisseur numérique-analogique 22 comprend une composante continue de 6,2 mA et une composante variable variant entre -4 et +4 mA.
Le circuit réflecteur de courant 38 est propre à annuler la composante continue. A cet effet, et comme connu en soi, le circuit réflecteur de courant comporte un premier générateur de courant constant 40 reliant le bus continu 32 à la sortie 26 et un second générateur de courant constant 42 reliant la sortie 26 au bus de tension 34.
Idéalement, les générateurs de courant 40 et 42 sont des générateurs de courant parfaits, le générateur 40 étant propre à fournir une intensité supérieure à 6,2 mA et le générateur de courant 42 étant propre à fournir une intensité égale à celle du générateur 40 augmenté de 6,2 mA.
Dans ces conditions, la composante variable du courant de sortie du convertisseur numérique-analogique 20 se trouve intégralement dirigée dans la résistance 36, réalisant une conversion courant-tension dont la limitation de linéarité ne réside que dans les défauts de la résistance 36.
La résistance de conversion 36 présente une valeur supérieure ou égale à la différence entre les valeurs extrêmes de la tension en sortie de l'étage d'amplification 18 divisée par la différence entre les valeurs extrêmes de l'intensité lm0Ciuié du courant en entrée du convertisseur courant-tension 22.
Dans ce mode de réalisation, les générateurs de courant constant 40, 42 sont formés chacun, montés en série, d'une résistance 124, 126 dont une borne est reliée au bus de tension 32, 34 respectif, et d'un étage à transistor 128, 130 dont la grille est reliée respectivement au bus de tension 32 et 34 par une diode zéner respectivement 132, 134. Les grilles et anodes des diodes 132, 134 sont reliées par une résistance 136 propre à assurer la circulation d'un courant au travers des diodes 132, 134 en polarisation inverse ou zéner en formant une échelle de potentiels 137 entre les deux bus de tension 32, 34.
La résistance 124 a une valeur au moins égale au double de la résistance 126 et par exemple égale au triple.
Un étage à grille commune 46, agencé en montage à grille commune avec la grille maintenue à un potentiel constant est monté en série entre le générateur 42 et la sortie 26. En revanche, aucun étage à grille commune n'est présent entre le générateur 40 et la sortie 26, le générateur 40 étant relié directement à cette sortie.
Cet étage à grille commune 46 comporte un transistor principal MOS 46A dont le drain est relié à la sortie 26 et dont la source est reliée au générateur de courant 42 et notamment au drain de l'étage à transistor 130.
L'étage à transistor 130 est constitué seulement d'un transistor principal 130A de type MOS dont la grille est reliée entre la résistance 136 et la diode 134 pour sa polarisation. En particulier, l'étage à transistor 130 est dépourvu de transistor de commande connecté à la grille du transistor principal 130A. En revanche, l'étage à transistor 128 comporte un transistor principal 128A de type MOS dont le chemin source-drain est relié entre la résistance 124 et la sortie 26. L'étage à transistor 128 comporte en outre un transistor de commande 128B propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal 128A.
Le transistor de commande 128B a sa source reliée à la grille de commande du transistor principal et au circuit réflecteur de courant 38 par une résistance 128C connectée entre la résistance 124 et le transistor principal 128A.
De manière similaire, l'étage à grille commune 46 comporte un transistor principal 46A de type MOS dont le chemin source-drain est connecté entre le générateur de courant 42 et la sortie 26, ainsi qu'un transistor de commande 46B propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal 46A.
Les chemins source-drain des transistors de commande 128B, 46B sont reliés entre eux en série pour former une branche 131 de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs intrinsèquement présents dans les transistors principaux 128A, 46A.
Les grilles des transistors principaux 128A et 46A sont reliées toutes deux à la branche 131 de réinjection en étant connecté à la source du transistor de commande 128B, 46B respectivement.
La branche 131 est reliée entre l'étage à grille commune 46 et la résistance 126. Avantageusement, elle est reliée entre l'étage à transistor 130 et la résistance 126 du générateur 42.
Les grilles des transistors de commande 128B, 46B forment les grilles des étages à transistor 128 et de l'étage à grille commune 46 respectivement et sont connectées respectivement entre la diode 132 et la résistance 136 d'une part et entre la diode 134 et la résistance 136 d'autre part.
De préférence, l'entrée 24 du convertisseur courant-tension est reliée entre l'étage à grille commune 46 et le générateur de courant 42.
En outre, un étage à grille commune supplémentaire 54 est disposé entre l'entrée 24 du convertisseur et le circuit réflecteur de courant 38 auquel elle est connectée. Cet étage à grille commune comporte un transistor 54A de type MOS dont la source est reliée à l'entrée 24. Le drain est relié au circuit réflecteur de courant 38 et la grille est reliée au potentiel de base fixe.
On comprend que l'étage à grille commune 46 permet que la source de courant 40 ne présente pas de variation de tension à ses bornes quand la tension de sortie au point 26 varie même de plusieurs de dizaines de Volt. L'étage à grille commune 46 garantit que la différence de tension aux bornes du générateur de courant 42 soit constante, par exemple égale à 2,7 V, quel que soit la tension de sortie du circuit. Cette tension aux bornes du générateur de courant étant fixée à une tension fixe, par exemple de 4,7 V aux bornes des diodes 132, 134 diminuée pour le générateur 42 de la tension fixe par exemple égale à 2 V entre la grille et la source du principal transistor 46A.
De même, l'étage à grille commune 54 garantit que la tension à la sortie du convertisseur numérique-analogique 20 soit maintenue dans la plage de 0 à 5 V, pour palier le fait que le convertisseur numérique-analogique n'agit pas comme une source de courant parfaite.
Le fonctionnement du circuit de la figure 2 est le suivant :
Le générateur 40 est un générateur de courant constant car :
- la diode zéner 132 impose une tension constante sur la grille du transistor de commande 128B ;
- la source du transistor 128B est reliée à la grille du transistor 128A, qui est donc également placée à un potentiel constant, augmenté du seuil VT de mise en conduction du transistor 128B ;
- la source du transistor 128A est donc placée à un potentiel constant, augmenté du seuil VT du transistor 128B ;
- le potentiel du point A formé par la source du transistor principal 128A est donc constant et égal à la tension de la diode zéner 132, diminuée de deux seuils VT de mise en conduction des transistors 128A et 128B ;
- la tension aux bornes de la résistance 128C est constante et égale à VT ;
- la tension aux bornes de la résistance 124 est constante ;
- le drain du transistor 128A fournit donc un courant constant.
Ainsi, l'étage 40 est bien un générateur de courant constant.
Le générateur 42 est un générateur de courant constant car :
- la diode zéner 134 impose un potentiel constant sur la grille du transistor 130A, la tension sur la source du transistor 130A est constante, égale à la tension de la diode zéner 134 diminuée du seuil VT de mise en conduction du transistor 130A ;
- la tension aux bornes de la résistance 126 est donc constante et égale à la tension de la diode zéner 134 diminuée d'un seuil VT de mise en conduction du transistor 130A ;
- le drain du transistor 130A consomme donc un courant constant. Ainsi, dans le montage, on constate que tous les transistors ont leur grille placée à un potentiel constant.
De plus, l'étage 46 est un étage à grille commune placé en série avec le générateur de courant constant 42 :
- le transistor 46A est placé en série avec le générateur de courant 42 ;
- la grille du transistor 46A est maintenue à un potentiel constant par la source du transistor 46B ;
- le transistor 46B est polarisé par un courant constant issu du transistor 128B et la grille du transistor 46B est maintenue à un potentiel constant par la diode zéner 134.
Ainsi, le transistor 130A du générateur de courant 42 a son drain placé à un potentiel constant par l'étage à grille commune 46, et le transistor 130A est parcouru par un courant constant, donc il n'y a aucune variation de son courant de grille. Ce dernier est nul et n'a donc pas à être compensé.
Le transistor 46B est parcouru par un courant constant, imposé par le transistor de commande 128B et son drain est placé à un potentiel constant imposé par le transistor 130A, donc il n'y a pas de variation du courant de grille du transistor 46B. Ce dernier est nul et n'a donc pas à être compensé.
Le transistor 128B est parcouru par un courant constant imposé par la différence de potentiel constante aux bornes de la résistance 128C et a son drain placé également à un potentiel constant par la source du transistor 46B. Il n'y a pas de variation du courant de grille du transistor 128B. Ce courant est nul et n'a donc pas à être compensé.
Par contre, le transistor 128A du générateur de courant constant 40 est certes parcouru par un courant constant qui entre par sa source, mais la tension de son drain varie de la même manière que la tension de sortie. De ce fait, la tension aux bornes du condensateur parasite Drain-Grille varie, ce qui provoque un courant de grille non linéaire qu'il faut compenser, ce courant parasite manquant au courant de drain du transistor 128A qui, de ce fait, n'est plus un générateur de courant constant parfait.
De même, le transistor 46A est parcouru par un courant fortement variable d'amplitude lm0Ciuié et a sa tension de drain qui varie autant que la tension de sortie. La variation de courant provoque une variation de la tension grille-source de quelques centaines de millivolt, tandis que la tension de drain varie autant que la tension de sortie. Pour ces deux raisons, un courant de grille d'assez forte valeur et fortement non linéaire existe dans la grille du transistor 46A. On a vu précédemment que les courants de grille des transistors 128B et 46B étaient nuls. De par la loi des nœuds :
- comme le courant traversant la résistance 128C est constant, le courant de grille du transistor 128A traverse nécessairement le transistor 128B pour se sommer au courant de grille du transistor 46A sur la source du transistor 46B ;
- comme le courant de grille du transistor 46B est nul, la somme algébrique des courants parasites des grilles des transistors 128A et 46A -seuls transistors du montage qui ont une variation de courant de grille- se retrouve en entrée et en sortie du transistor 46B ;
- cette somme algébrique des courants parasite est sommée au courant traversant le transistor 130A au point de jonction entre la source du transistor 130A et la résistance 126 ; et
- le courant dans la résistance 126 étant constant, la somme algébrique des courants parasite des grilles des transistors 46A et 128A est soustraite au courant traversant la résistance 126 et est donc soustrait au courant de drain du transistor 130 du générateur de courant 42.
Ainsi, le courant parasite issu de la grille du transistor 128A manque au générateur de courant 40 mais est également soustrait au générateur de courant 42, ce qui ne provoque pas de courant d'erreur dans la résistance de conversion courant-tension 36 et par conséquent, pas de tension d'erreur sur la sortie 26.
Le courant de la grille du transistor 46A qui s'ajoute au courant de la source de 46A est soustrait du courant issu du générateur de courant constant 42, de sorte que le courant traversant le drain du transistor 46A soit réellement constant.
Le rapport SNR (Signal to Noise Ratio) est amélioré grâce à la nouvelle structure. Avec le montage antérieur de la figure 3 décrit dans WO 201 1 /107671 utilisant deux étages à grille commune (appelés « cascode » dans le document cité) en série avec chacun des générateurs de courant constant, le bruit en courant est identique dans chacun des générateurs de courant 40 et 42. Ces bruits d'origine thermique sont non corrélés, ils se somment de manière quadratique pour donner un courant total de bruit dans la charge égal au courant de bruit de l'un des générateurs augmenté de 3dB (facteur multiplicateur égal à racine carrée de 2).
Avec l'invention, le générateur de courant 40 ne comportant pas d'étage à grille commune associé, la tension de plusieurs volts qui était nécessaire entre le drain et la source du transistor à grille commune de l'ancien montage n'existe plus puisque le transistor à grille commune n'est plus présent sur le schéma. Cette différence de potentiel peut être allouée en plus aux bornes de la résistance 124 du générateur de courant 40, tout en conservant la même excursion de tension de sortie. En pratique, cela permet de tripler la tension aux bornes de la résistance 124 et donc, pour un même bruit en tension du transistor 128A que du transistor 130A, la résistance 124 étant par exemple trois fois plus grande que la résistance 126, le bruit du générateur de courant 40 est trois fois plus faible que celui du générateur de courant 42.
Les bruits des générateurs 40 et 42 étant décorrélés, la somme quadratique conduit à un bruit total valant :
■4 Inoise 0 +
Figure imgf000014_0001
où In0ise4o = bruit du générateur 40
l noise42 = bruit du générateur 42
soit un bruit total égal au bruit du générateur de courant 42 augmenté seulement de 20 . log 0,45 dB , au lieu des +3dB du montage antérieur.
Figure imgf000014_0002
Le nouveau montage permet donc une amélioration du SNR de plus de 2,5dB à alimentation et excursion en sortie équivalente, tout en simplifiant la réalisation.
La figure 3 décrit un autre mode de réalisation de l'invention reprenant les éléments de la figure 2 complétés par des éléments additionnels. Les éléments identiques ou correspondant à ceux de la figure 2 sont désignés par les mêmes numéros de référence et ne seront pas décrits en détail à nouveau, puisqu'ils sont connectés de manière identique.
Dans une variante d'implémentation, les diodes zéner 132 et 134 sont remplacées par un montage à amplificateur opérationnel pour former l'échelle de potentiels 137.
Ainsi, deux amplificateurs opérationnels 232, 234 ont leur sortie reliée à la grille du transistor 128B et aux grilles des transistors 146B et 130A respectivement. L'entrée inverseuse de chaque amplificateur opérationnel 232, 234 est reliée respectivement entre les résistances 124, 126 et les étages à transistor 128, 130.
Un condensateur de stabilisation 236, 238 relie la sortie de chaque amplificateur opérationnel 232, 234 à son entrée inverseuse.
Les bornes non-inverseuses des amplificateurs opérationnels 232, 234 sont reliées entre elles par un générateur de courant 138 propre à établir un courant constant de l'ordre de 0,8 mA. La borne du générateur de courant 138, connectée à l'amplificateur opérationnel 232 est reliée au bus de tension 32 par une résistance 240 alors que l'autre borne du générateur reliée à l'amplificateur opérationnel 234 est reliée au bus de tension 34 par une résistance 242.
De préférence, les amplificateurs opérationnels sont à très faible bruit, par exemple 1,9/?V l H~ z pour un AOP LT6233, pour donner des performances optimales en THD et en SNR :
• la THD est de l'ordre de -128dB à 1 KHz pour un signal de +/- 40V en sortie, soit 28V RMS
• la densité de bruit en sortie est celle du bruit d'entrée de l'amplificateur opérationnel 234, multiplié par le ratio des valeurs des résistances 126 et 36 et par
, ÎÎÔ" ,. , . / 10000 ÎÎÔ . î 7 . -Tr¬ ie ratio J— comme explique supra, soit \,9riV . — = 42,2wV NHz
V 9 500 V 9
Cette densité de bruit, intégrée sur une plage de fréquence de 0Hz à 20kHz donne un bruit RMS de 42,2/?V.>/20000 = 5,9 μν
( 28
Le SNR du système vaut donc : SNR = 20.Log,n Ί = !33,5clB
Suivante une variante de réalisation pour les deux modes de réalisation des figures 2 et 3, le transistor 46B est remplacé par une résistance ou une diode zéner connectée entre la grille du transistor principal 46A et la source du transistor principal 130A.
Dans ce cas, le fonctionnement du montage reste identique, la résistance ou diode zéner imposant une tension constante qui s'ajoute à la tension constante aux bornes de la résistance 126. Ainsi, la tension de grille du transistor principal 46A reste constante et tout le reste du montage fonctionne de la même manière.

Claims

REVENDICATIONS
1 . - Convertisseur (22 ; 122) courant-tension à réflecteur de courant, le courant d'entrée comportant une composante fixe et une composante variable, le convertisseur comportant :
- une entrée (24) pour le courant à convertir ;
- une sortie (26) pour la tension convertie ;
- une résistance (36) de conversion du courant en tension agencée entre la sortie (26) et un potentiel de base constant, l'entrée (24) étant reliée à la sortie (26) pour la circulation du courant à convertir dans la résistance (36) ;
- un circuit réflecteur de courant (38) comportant un premier et un second générateurs de courant constant (40, 42) reliés chacun entre la sortie (26) et une tension de référence respective (32, 34) ;
- chaque générateur de courant constant (40, 42) comportant une résistance (124, 126), dont une borne est reliée à la tension de référence respective (32, 34), et un étage à transistor (128, 130) comportant un transistor principal (128A, 130A), dont le chemin source-drain est relié en série entre la résistance (124, 126) et la sortie (26) ;
- la grille de chaque étage à transistor (128, 130) est reliée à un potentiel fixe d'une échelle de potentiels (137),
caractérisé en qu'il comporte :
- un unique étage à grille commune (46) comportant un transistor principal (46A) monté en série avec le premier générateur de courant constant (42) pour imposer une différence de potentiel constante aux bornes du premier générateur de courant constant (42) quelle que soit la tension de sortie, l'entrée (24) pour le courant à convertir étant reliée à la sortie (26) au travers de l'étage à grille commune (46) ;
et en ce que :
- l'étage à grille commune (46) et l'étage à transistor (128) du second générateur de courant constant (40) comportent en outre chacun un organe de commande (46B, 128B) propre à imposer une tension de commande sur la grille du transistor principal (46A, 128A) ; et
- les organes de commande (46B, 128B) sont reliés entre eux en série pour former une branche (131 ) de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs parasites des transistors (46A, 128A) dans le circuit réflecteur de courant (38).
2. - Convertisseur selon la revendication 1 , caractérisé en qu'il comporte : - l'organe de commande (128B) de l'étage à transistor (128) du second générateur de courant constant (40) comporte un transistor de commande (128B) propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal (128A) ;
- le chemin source-drain du transistor de commande (128B) est relié en série dans la branche (131 ) de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs parasites des transistors (128A, 46A) dans le circuit réflecteur de courant (38) ; et
- la grille du transistor de commande (128B) forme la grille de l'étage à transistor (128) reliée à l'échelle de potentiels (137).
3. - Convertisseur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que :
- l'organe de commande (46B) de l'étage à grille commune (46) comporte un transistor de commande (46B) propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal (128A) ;
- le chemin source-drain du transistor de commande (46B) est relié en série dans la branche (131 ) de réinjection des courants parasites dus aux condensateurs parasites des transistors (128A, 46A) dans le circuit réflecteur de courant (38) ; et
- la grille du transistor de commande (46B) forme une grille de l'étage à grille commune (46) reliée à l'échelle de potentiels (137).
4. - Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la grille du transistor de commande (46B) de l'étage à grille commune (46) et la grille du transistor principal (130A) du premier générateur de courant constant (42) sont connectés ensemble pour être au même potentiel.
5. - Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'échelle de potentiels (137) comporte deux amplificateurs opérationnels (232, 234) à la sortie desquelles sont connectés les grilles des étages à transistor (128, 130) des premier et second générateurs de courant constant (40, 42).
6. - Convertisseur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'organe de commande de l'étage à grille commune (46) comporte l'une parmi une résistance et une diode zéner propre à imposer la tension de commande sur la grille du transistor principal (46A).
7.- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte un étage à grille commune (54) monté en série à l'entrée (24) pour le courant à convertir.
8.- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'entrée (24) pour le courant à convertir est reliée à la sortie (26) au travers de l'étage à grille commune (46) monté en série avec le premier générateur de courant constant (42).
9. - Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce la branche (131 ) de réinjection des courants parasites est connectée entre l'étage à grille commune (46) et la résistance (126) du premier générateur de courant constant (42).
10. - Convertisseur selon la revendication 9, caractérisé en ce que la branche (131 ) de réinjection des courants parasites est connectée entre le transistor principal (130A) et la résistance (126) du premier générateur de courant constant (42).
1 1 .- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'échelle de potentiels (137) comporte deux diodes zéner (132, 134) reliées aux tensions de référence (32, 34) et les grilles et anodes des diodes (132, 134) sont reliées par une résistance (136) propre à assurer la circulation d'un courant au travers des diodes (132, 134).
12.- Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la résistance (124) du second générateur de courant constant (40) a une valeur au moins égale au double de la valeur de la résistance (126) du premier générateur de courant constant (42).
13. - Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la différence d'intensité entre les deux générateurs de courant constant (40, 42) est égale à la composante fixe du courant d'entrée.
14. - Etage d'entrée d'un amplificateur haute-fidélité à haute linéarité et faible taux de distorsion comportant un convertisseur numérique-analogique à sortie en courant et un convertisseur courant-tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 13.
15.- Amplificateur haute-fidélité à haute linéarité et faible taux de distorsion, caractérisé en ce qu'il comporte un étage d'entrée selon la revendication 14, et un étage d'amplification (18), aucun étage de gain de tension n'étant interposé entre le convertisseur courant-tension (22) et l'étage d'amplification (18).
16.- Amplificateur selon la revendication 12, caractérisé en ce que la résistance de conversion (36) présente une valeur supérieure ou égale à la différence entre les valeurs extrêmes de la tension en sortie de l'étage d'amplification (18) divisée par la différence entre les valeurs extrêmes de l'intensité (lm0duié) du courant en entrée du convertisseur courant-tension (22).
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