WO2017065142A1 - アンテナ回路および通信装置 - Google Patents

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WO2017065142A1
WO2017065142A1 PCT/JP2016/080162 JP2016080162W WO2017065142A1 WO 2017065142 A1 WO2017065142 A1 WO 2017065142A1 JP 2016080162 W JP2016080162 W JP 2016080162W WO 2017065142 A1 WO2017065142 A1 WO 2017065142A1
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inductance
antenna circuit
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西田浩
石塚健一
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an antenna circuit having variable frequency characteristics and a communication apparatus including the antenna circuit.
  • Patent Document 1 discloses an antenna circuit in which a power supply circuit is connected to a power supply port of one radiation electrode, and a variable reactance circuit is connected to a frequency characteristic adjustment port far from the power supply port.
  • a matching circuit 30 is connected between the ground conductor 11 and a connection portion between the feeding port 10 ⁇ / b> F of the radiation conductor 10 and the feeding circuit 20.
  • a frequency characteristic adjusting circuit 40 is connected between the frequency characteristic adjusting port 10 ⁇ / b> C of the radiation conductor 10 and the ground conductor 11.
  • the frequency characteristic adjustment circuit 40 is a circuit for switching reactance, and the frequency characteristic of the antenna is switched by this reactance.
  • FIG. 14A and 14B are diagrams showing the frequency characteristics of the antenna circuit shown in FIG. 14A is a diagram showing a reflection coefficient on the Smith chart when the radiation conductor 10 side is viewed from the power feeding circuit 20 in FIG. 13, and FIG. 14B is a frequency characteristic diagram of the reflection loss.
  • the curve L represents the characteristics when the frequency characteristic adjustment circuit 40 is in the first state (the state where the inductive reactance is large) and the frequency is swept.
  • the curve H represents the characteristics when the frequency characteristic adjustment circuit 40 is in the second state (the state where the inductive reactance is small) and the frequency is swept, as the curve H.
  • the resonance frequency of the radiation conductor 10 when the frequency characteristic adjusting circuit 40 is in the first state, the resonance frequency of the radiation conductor 10 is 730 MHz, and the bandwidth at a reflection loss of ⁇ 4 dB is 105 MHz.
  • the frequency characteristic adjusting circuit 40 when the frequency characteristic adjusting circuit 40 is in the second state, the resonance frequency of the radiation conductor 10 is 930 MHz, and the bandwidth at a reflection loss of ⁇ 4 dB is 71 MHz.
  • the bandwidth is also changed.
  • matching is performed in a wide band in the first state, but narrow band characteristics are obtained in the second state. That is, the matching depth at the center frequency 730 MHz band is moderately shallow, but the matching depth at the center frequency 930 MHz band is too deep.
  • An object of the present invention is to provide an antenna circuit capable of matching over a wide band while suppressing a change in matching state due to switching of the resonance frequency, and a communication device including the antenna circuit.
  • the antenna circuit of the present invention A frequency characteristic adjusting circuit including a variable reactance circuit connected between a radiation conductor, a matching circuit provided between a feeding port and a feeding circuit of the radiation conductor, and a frequency characteristic adjusting port of the radiation conductor and a ground And comprising
  • the matching circuit includes a shunt-connected first inductance element, the frequency characteristic adjusting circuit includes a second inductance element, and the first inductance element and the second inductance element are magnetically coupled to each other.
  • the matching depth by the matching circuit is mainly determined by the effective reactance of the first inductance element. According to the above configuration, the current flowing through the frequency characteristic adjusting circuit changes the effective reactance of the first inductance element. Accordingly, the reactance of the frequency characteristic adjusting circuit changes, the resonance frequency changes, and the matching depth changes. As a result, a necessary frequency bandwidth can be secured even if the resonance frequency changes.
  • the first inductance element and the second inductance element are coupled with polarity to increase mutual inductance.
  • the increase / decrease direction of the current flowing through the frequency characteristic adjusting circuit can be matched with the increase / decrease direction of the first inductance.
  • the variable reactance circuit includes a plurality of reactance elements and a switch for selecting them, and the second inductance element adjusts frequency characteristics of the switch and the radiation conductor. May be connected between the communication port.
  • a variable reactance circuit can be configured without using a variable reactance element.
  • the coupling between the first inductance element and the second inductance element can be maintained regardless of the switching of the switch.
  • the variable reactance circuit includes a plurality of reactance elements and a switch for selecting them, and the second inductance element is connected between the switch and ground. May be. Thereby, a variable reactance circuit can be configured without using a variable reactance element. In addition, since a state in which the first inductance element and the second inductance element are not coupled can be created, the required coupling coefficient between the first inductance element and the second inductance element can be reduced by increasing the inductance of the second inductance element. .
  • a first end of the second inductance element may be grounded, and a transmission line connected between the switch and a second end of the second inductance element may be provided.
  • the first end of the first inductance element is grounded, and between the power supply circuit or the power supply port and the second end of the first inductance element.
  • a connected transmission line may be provided. Thereby, there is little characteristic change by the presence or absence of a transmission line.
  • the first inductance element and the second inductance element are formed on a plurality of laminated dielectric base materials and the plurality of dielectric base materials.
  • it is configured as a one-chip component that includes a conductor pattern and includes the first inductance element and the second inductance element.
  • the communication device of the present invention A communication device comprising an antenna circuit and a power feeding circuit connected to the antenna circuit,
  • the antenna circuit is Frequency characteristic adjustment including a radiating conductor, a matching circuit provided between the feeding port of the radiating conductor and the feeding circuit, a frequency characteristic adjusting port of the radiating conductor and a ground, and a variable reactance circuit
  • the matching circuit includes a shunt-connected first inductance element
  • the frequency characteristic adjusting circuit includes a second inductance element
  • the first inductance element and the second inductance element are magnetically coupled to each other.
  • the necessary frequency bandwidth can be ensured even if the resonance frequency changes by the control of the frequency characteristic adjusting circuit, so that a communication device capable of broadband communication can be configured.
  • an antenna circuit capable of matching over a wide band by suppressing a change in matching state due to switching of the resonance frequency, and a communication device including the antenna circuit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of an antenna circuit 101 according to the first embodiment.
  • 2A is a diagram showing a reflection coefficient on the Smith chart when the radiating conductor 10 side is viewed from the feeding circuit 20 in FIG. 1, and
  • FIG. 2B is a frequency characteristic diagram of the reflection loss.
  • FIG. 3 is an external perspective view of the transformer TF.
  • FIG. 4 is a plan view of each layer of the transformer TF.
  • FIG. 5A is a perspective view showing the structure of the radiation conductor 10 and the ground conductor 11 included in the antenna circuit of this embodiment, and FIG. 5B is a plan view thereof.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the antenna circuit 101.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the antenna circuit 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the antenna circuit 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of an antenna circuit 104A according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of another antenna circuit 104B according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of an antenna circuit 105 according to the fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram of a communication device 206 according to the sixth embodiment.
  • FIG. 13 shows an example of a conventional antenna circuit.
  • FIG. 14A is a diagram showing a reflection coefficient on the Smith chart when the radiation conductor 10 side is viewed from the feeding circuit 20 in FIG. 13, and
  • FIG. 14B is a frequency characteristic diagram of the reflection loss.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of an antenna circuit 101 according to the first embodiment.
  • the antenna circuit 101 includes a radiating conductor 10, a matching circuit 30, and a frequency characteristic adjusting circuit 40.
  • the matching circuit 30 is provided between the power supply port 10F of the radiation conductor 10 and the power supply circuit 20.
  • the matching circuit 30 includes a first inductance element L1 that is shunt-connected from the power supply line to the power supply port 10F to the ground.
  • the frequency characteristic adjusting circuit 40 is provided between the frequency characteristic adjusting port 10C of the radiation conductor 10 and the ground conductor 11.
  • the frequency characteristic adjusting circuit 40 includes a second inductance element L2, a third inductance element L3, a fourth inductance element L4, and a switch SW.
  • the variable reactance circuit 40R is configured by the third inductance element L3, the fourth inductance element L4, and the switch SW.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are magnetically coupled to each other.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are coupled with a polarity that increases mutual inductance.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 constitute a transformer having a one-chip component structure.
  • the current i1 flows from the ground conductor 11 to the radiation conductor 10 in the first inductance element L1
  • the current i2 flows from the ground conductor 11 to the radiation conductor 10 in the second inductance element L2.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 can be regarded as a depolarized transformer.
  • the inductance of the first inductance element L1 is represented by L1
  • the inductance of the second inductance element L2 is represented by L2
  • the coupling coefficient between the first inductance element L1 and the second inductance element L2 is k
  • the mutual inductance generated by the coupling is represented by k.
  • M12 The effective inductance L1a of the inductance element L1 provided in the matching circuit 30 can be expressed by the following equation.
  • L1a L1 + M12 (i2 / i1)
  • M12 k ⁇ (L1 * L2) Since the coupling coefficient k is a positive value, the effective inductance L1a of the first inductance element L1 increases by M12 (i2 / i1) due to the coupling with the second inductance element L2.
  • the third inductance element L3 and the fourth inductance element L4 have different inductances.
  • the switch SW By switching the switch SW, the inductance of the variable reactance circuit 40R is switched.
  • the resonance frequency of the radiation conductor 10 can be switched by increasing the inductance of the variable reactance circuit 40R.
  • the inductance L1 of the first inductance element L1, the inductance L2 of the second inductance element L2, the inductance L3 of the third inductance element L3, and the inductance L4 of the fourth inductance element L4 are as follows. Other conditions will be described later.
  • FIG. 2A is a diagram showing a reflection coefficient on the Smith chart when the radiation conductor 10 side is viewed from the feeder circuit 20 in FIG. 1, and FIG. 2B is a frequency characteristic diagram of the reflection loss.
  • the curve L represents the characteristics when the frequency characteristic adjustment circuit 40 is in the first state (the state where the inductive reactance is large) and the frequency is swept.
  • the curve H1 represents the characteristics when the frequency characteristic adjustment circuit 40 is in the second state (the state where the inductive reactance is small) and the frequency is swept. Further, in FIGS.
  • a curve H0 indicates a characteristic when the frequency is swept by setting the coupling coefficient k to 0 and setting the frequency characteristic adjusting circuit 40 to the second state (a state having a small inductive reactance). Represents. That is, the curve H0 is the same as the curve H in FIGS. 14A and 14B shown as a comparative example.
  • the switch SW selects the third inductance element L3
  • the resonance frequency of the radiation conductor 10 is 730 MHz
  • the bandwidth at a reflection loss of ⁇ 4 dB is 105 MHz.
  • the switch SW selects the fourth inductance element L4
  • the resonance frequency of the radiating conductor 10 is 930 MHz
  • the bandwidth at a reflection loss of ⁇ 4 dB is 97 MHz.
  • the reflection loss characteristic on the low frequency side (center frequency 730 MHz) is hardly changed, and the reflection loss characteristic on the high frequency side (center frequency 930 MHz) is changed. That is, wideband characteristics are maintained on the high frequency side to the same extent as on the low frequency side.
  • the band of the center frequency 730 MHz corresponds to, for example, the LTE band 28, and the band of the center frequency 930 MHz corresponds to, for example, the frequency band of GSM (registered trademark) 900.
  • FIG. 3 is an external perspective view of the transformer TF
  • FIG. 4 is a plan view of each layer of the transformer TF.
  • the transformer TF includes a plurality of insulating substrates S1 to S7.
  • Various conductor patterns are formed on the base materials S1 to S7.
  • the “various conductor patterns” include not only the conductor pattern formed on the surface of the base material but also via conductors formed inside the layer, conductors formed on the end face of the laminate, and the like.
  • the upper surface of the substrate S1 corresponds to the mounting surface (lower surface) of the laminate 100.
  • Terminals P1, P2, P3, and P4 are formed on the base material S1 and the base material S7, respectively.
  • Conductors L2B, L2A, L1C, L1B, and L1A are formed on the base materials S2, S3, S4, S5, and S6, respectively.
  • the first end of the conductor L1A is connected to the first terminal P1.
  • the second end of the conductor L1A is connected to the first end of the conductor L1B through the via conductor V1.
  • the second end of the conductor L1B is connected to the first end of the conductor L1C through the via conductor V2.
  • the second end of the conductor L1C is connected to the fourth terminal P4.
  • the first end of the conductor L2A is connected to the third terminal P3.
  • the second end of the conductor L2A is connected to the first end of the conductor L2B via the via conductor V3.
  • the second end of the conductor L2B is connected to the second terminal P2.
  • the first inductance element L1 is constituted by the conductors L1A, L1B, L1C and the via conductors V1, V2, and the second inductance element L2 is constituted by the conductors L2A, L2B and the via conductor V3. Therefore, a transformer TF is configured in which the first inductance element L1 is connected to the terminals P1-P4 and the second inductance element L2 is connected to the terminals P2-P3.
  • Each base material layer of the laminate 100 may be a non-magnetic ceramic laminate composed of LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) or a resin material such as polyimide or liquid crystal polymer. It may be a resin laminate.
  • LTCC Low Temperature Co-fired Ceramics
  • resin material such as polyimide or liquid crystal polymer. It may be a resin laminate.
  • the base material layer is a non-magnetic material (because it is not a magnetic material ferrite), it can be used as a transformer and a phase shifter having a predetermined inductance and a predetermined coupling coefficient even in a high frequency band exceeding several hundred MHz.
  • the above-mentioned various conductor patterns are composed of a conductor material having a small specific resistance mainly composed of Ag or Cu.
  • the base material layer is ceramic, for example, it is formed by screen printing and baking of a conductive paste mainly composed of Ag or Cu.
  • metal foil such as Al foil and Cu foil, will be formed by patterning by an etching etc., for example.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 have substantially the same inner and outer diameters, and the coil winding axes are substantially in the same (coaxial) relationship.
  • the inductance of the first inductance element L1 can be determined by the number of coil turns by the conductors L1A, L1B, L1C and the like, and the inductance of the second inductance element L2 can be determined by the number of coil turns by the conductors L2A, L2B and the like.
  • the coupling coefficient between the first inductance element L1 and the second inductance element L2 is the interlayer distance between the conductor L1C and the conductor L2A, the deviation of the winding axis between the winding axis of the first inductance element L1 and the second inductance element L2, It can be determined by etc.
  • FIG. 5A is a perspective view showing the structure of the radiation conductor 10 and the ground conductor 11 included in the antenna circuit of the present embodiment
  • FIG. 5B is a plan view thereof.
  • the radiating conductor 10 and the ground conductor 11 are constituted by a metal part of the housing of the communication device.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the antenna circuit 101.
  • a capacitor 13 is connected between the first end of the radiation conductor 10 and the ground conductor, and an inductor 12 is connected between the second end of the radiation conductor 10 and the ground conductor.
  • the arrow lines indicate examples of current paths and directions.
  • the capacitor 13 is, for example, 0.2 pF or more and less than 1 pF (for example, 0.6 pF), and has high impedance in the communication frequency band.
  • the inductor 12 is, for example, less than 60 nH and 15 nH or more (for example, 19 nH), and has high impedance in the communication frequency band. Therefore, the first end and the second end of the radiating conductor 10 equivalently act as open ends. With this structure, the resonance frequency of the antenna can be set to a desired frequency without changing the shape of the radiation electrode depending on the values of the capacitor 13 and the inductor 12.
  • the second embodiment shows an antenna circuit in which a transmission line is connected to a matching circuit.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the antenna circuit 102 according to the second embodiment. It differs from the antenna circuit 101 shown in FIG. 1 in that a transmission line 51 is provided. In the antenna circuit 102, the first end of the first inductance element L1 is grounded, and the transmission line 51 is provided between the power supply circuit 20 or the power supply port 10F and the second end of the first inductance element L1.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 connected to the respective ports are connected to the magnetic field. Can be combined.
  • the reactance component of the matching circuit changes by providing the transmission line 51, the inductance of the first inductance element L1 may be changed accordingly.
  • the transmission line 51 does not affect the frequency characteristic adjusting circuit including the second inductance element L2, the switch SW, the third inductance element L3, and the fourth inductance element L4.
  • the third embodiment shows an antenna circuit in which a transmission line is connected to a frequency characteristic adjusting circuit.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the antenna circuit 103 according to the third embodiment. It differs from the antenna circuit 101 shown in FIG. 1 in that a transmission line 52 is provided.
  • the antenna circuit 103 the first end of the second inductance element L2 is grounded, and the transmission line 52 is provided between the switch SW and the second end of the second inductance element L2.
  • the switch SW is connected to the frequency characteristic adjusting port 10C of the radiation conductor 10, and the transmission line 52 is connected between the third inductance element L3 and the second inductance element L2.
  • the transmission line 52 may be provided in the frequency characteristic adjusting circuit.
  • the “state in which the fourth inductance element L4 is connected” and the state in which “the third inductance element L3 + the second inductance element L2 are connected” are connected to the frequency characteristic adjustment port 10C.
  • the reactance connected to the frequency characteristic adjusting port 10C can be greatly changed, and thereby the frequency variable range can be expanded.
  • This embodiment can also be applied to the case where the inductance of the first inductance element L1 needs to be reduced in order to increase the antenna matching depth (depth of the valley of the reflection loss curve).
  • FIG. 9 is a circuit diagram of an antenna circuit 104A according to the fourth embodiment.
  • the fifth inductance element L5 is connected directly (without the switch SW) between the frequency characteristic adjusting port 10C and the ground.
  • the transmission line 52 and the third inductance element L3 are not provided. Accordingly, the switch SW selects one of the second inductance element L2 and the fourth inductance element L4.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of another antenna circuit 104B according to the fourth embodiment.
  • This antenna circuit 104B is an example in which the transmission line 51 is provided in the antenna circuit 104A.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the antenna circuit 105 according to the fifth embodiment.
  • the matching circuit 30 is provided between the power feeding port 10 ⁇ / b> F of the radiation conductor 10 and the power feeding circuit 20.
  • the matching circuit 30 includes elements E1 and E2 connected in series between the power supply circuit 20 and the power supply port 10F, and a first inductance element L1 connected in a shunt to the ground.
  • the matching circuit may include not only the first inductance element L1 that is shunt-connected to the ground but also reactance elements such as inductors and capacitors that are connected in series.
  • FIG. 12 is a block diagram of the communication device 206 according to the sixth embodiment.
  • the communication device 206 is, for example, a mobile phone terminal.
  • the antenna circuit 101 is the antenna circuit 101 shown in the first embodiment.
  • a low noise amplifier 74 is provided between the RFIC 76 and the reception filter 72, and a power amplifier 75 is provided between the RFIC 76 and the transmission filter 73.
  • An RFIC 76 and a display device 78 are connected to the baseband IC 77.
  • the baseband IC 77 switches the switch of the frequency characteristic adjustment circuit of the antenna circuit 101 according to the communication frequency band.
  • the reactance of the variable reactance circuit is determined and controlled so as to have a predetermined reflection loss characteristic in the communication frequency band.
  • variable reactance circuit included in the frequency characteristic adjustment circuit 40 changes inductive reactance.
  • the frequency characteristic adjustment circuit 40 includes a capacitor, and the variable reactance circuit includes capacitive reactance. The structure which changes may be sufficient.
  • the switch SW is exemplified as an SPDT (Single-Pole-Double-Throw) switch, but may be a switch that performs three or more switching operations.
  • the matching depth can be set in each of three or more frequency bands.
  • E1, E2 ... Element 77 Baseband IC L1 ... 1st inductance element L2 ... 2nd inductance element L3 ... 3rd inductance element L4 ... 4th inductance element L5 ... 5th inductance elements L1A, L1B, L1C, L2A, L2B ... Conductors P1, P2, P3, P4 ... Terminals S1 to S7: Substrate SW ... Switch TF ... Transformer V1, V2, V3 ... Via conductor 10 ... Radiation conductor 10C ... Frequency characteristic adjusting port 10F ... Power supply port 11 ... Ground conductor 12 ... Inductor 13 ... Capacitor 20 ... Power supply circuit 30 ...
  • Matching circuit 40 Frequency characteristic adjustment circuit 40R ... Variable reactance circuits 51 and 52 ... Transmission line 72 ... Reception filter 73 ... Transmission filter 74 ... Low noise amplifier 75 ... Power amplifier 76 ... RFIC 78 ... Display device 100 ... Laminated bodies 101-103 ... Antenna circuits 104A, 104B ... Antenna circuit 105 ... Antenna circuit 206 ... Communication device

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Abstract

放射導体（１０）と、放射導体（１０）の給電ポート（１０Ｆ）と給電回路（２０）との間に設けられる整合回路（３０）と、放射導体（１０）の周波数特性調整用ポート（１０Ｃ）と接地との間に接続され、可変リアクタンス回路（４０Ｒ）を含む周波数特性調整回路（４０）と、を備える。整合回路（３０）はシャント接続された第１インダクタンス素子（Ｌ１）を含み、周波数特性調整回路（４０）は第２インダクタンス素子（Ｌ２）を含み、第１インダクタンス素子（Ｌ１）と第２インダクタンス素子（Ｌ２）とは互いに磁気結合している。

Description

アンテナ回路および通信装置
　本発明は、周波数特性を可変としたアンテナ回路およびそれを備える通信装置に関する。
　１つの放射電極の給電ポートに給電回路が接続され、給電ポートから離れた周波数特性調整用ポートに可変リアクタンス回路が接続されるアンテナ回路が特許文献１に示されている。
　ここで、上記アンテナ回路の基本的な構成を図１３に示す。このアンテナ回路は、放射導体１０の給電ポート１０Ｆと給電回路２０との接続部とグランド導体１１との間に整合回路３０が接続される。また、放射導体１０の周波数特性調整用ポート１０Ｃとグランド導体１１との間に周波数特性調整回路４０が接続される。周波数特性調整回路４０はリアクタンスを切り替える回路であり、このリアクタンスによって、アンテナの周波数特性が切り替えられる。
特開２０１２－１６０８１７号公報
　図１３に示されるような、周波数特性調整用ポートに対してシャント接続する周波数特性調整回路４０のリアクタンスを切り替えると、放射導体１０の共振特性が変化する。
　図１４（Ａ）（Ｂ）は、図１３に示したアンテナ回路の周波数特性を示す図である。図１４（Ａ）は、図１３において給電回路２０から放射導体１０側を視た反射係数をスミスチャート上に表した図、図１４（Ｂ）はその反射損失の周波数特性図である。図１４（Ａ）（Ｂ）において曲線Ｌは、周波数特性調整回路４０を第１状態（誘導性リアクタンスの大きな状態）にして、周波数をスイープした時の特性を表している。また、図１４（Ａ）（Ｂ）において曲線Ｈは、周波数特性調整回路４０を第２状態（誘導性リアクタンスの小さな状態）にして、周波数をスイープした時の特性を曲線Ｈで表している。
　図１４（Ａ）に示した例では、周波数特性調整回路４０が第１状態であるとき、放射導体１０の共振周波数は７３０ＭＨｚ、反射損失－４ｄＢでの帯域幅は１０５ＭＨｚである。また、周波数特性調整回路４０が第２状態であるとき、放射導体１０の共振周波数は９３０ＭＨｚ、反射損失－４ｄＢでの帯域幅は７１ＭＨｚである。
　このように、周波数特性調整回路４０のリアクタンスによって、放射導体１０の共振周波数は変化するが、帯域幅も変化してしまう。図１４（Ａ）（Ｂ）に示した例では、上記第１状態では広帯域で整合するが、第２状態では狭帯域特性となってしまう。すなわち、中心周波数７３０ＭＨｚ帯での整合の深さは適度に浅いが、中心周波数９３０ＭＨｚ帯での整合の深さは深くなりすぎている。
　本発明の目的は、共振周波数の切替による整合状態の変化を抑制して、広帯域に亘って整合できるアンテナ回路およびそれを備える通信装置を提供することにある。
（１）本発明のアンテナ回路は、
　放射導体と、前記放射導体の給電ポートと給電回路との間に設けられる整合回路と、前記放射導体の周波数特性調整用ポートと接地との間に接続され、可変リアクタンス回路を含む周波数特性調整回路と、を備え、
　整合回路はシャント接続された第１インダクタンス素子を含み、前記周波数特性調整回路は第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが互いに磁気結合している、ことを特徴とする。
　上記整合回路による整合の深さは、主に第１インダクタンス素子の実効的なリアクタンスで定まる。上記構成によれば、周波数特性調整回路に流れる電流が第１インダクタンス素子の実効的なリアクタンスを変化させる。したがって、周波数特性調整回路のリアクタンスが変わって、共振周波数が変化するとともに、整合の深さが変化する。このことにより、共振周波数が変化しても必要な周波数帯域幅を確保できる。
（２）上記（１）において、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、互いのインダクタンスを高める極性で結合することが好ましい。これにより、周波数特性調整回路に流れる電流の増減方向と第１インダクタンスの増減方向を合わせることができる。
（３）上記（１）または（２）において、前記可変リアクタンス回路は、複数のリアクタンス素子と、それらを選択するスイッチとを備え、前記第２インダクタンス素子は前記スイッチと前記放射導体の周波数特性調整用ポートとの間に接続されてもよい。これにより、可変リアクタンス素子を用いることなく可変リアクタンス回路が構成できる。また、スイッチの切替に関わらず、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子との結合が保てる。
（４）上記（１）または（２）において、前記可変リアクタンス回路は、複数のリアクタンス素子と、それらを選択するスイッチとを備え、前記第２インダクタンス素子は前記スイッチと接地との間に接続されてもよい。これにより、可変リアクタンス素子を用いることなく可変リアクタンス回路が構成できる。また、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とが結合しない状態が作れるので、第２インダクタンス素子のインダクタンスを大きくすることで、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子との必要な結合係数を小さくできる。
（５）上記（４）において、前記第２インダクタンス素子の第１端は接地され、前記スイッチと前記第２インダクタンス素子の第２端との間に接続された伝送線路を備えてもよい。
（６）上記（１）から（５）のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子の第１端は接地され、前記給電回路または前記給電ポートと前記第１インダクタンス素子の第２端との間に接続された伝送線路を備えてもよい。これにより、伝送線路の有無による特性変化は少ない。
（７）上記（１）から（６）のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、積層された複数の誘電体基材と当該複数の誘電体基材に形成された導体パターンとで構成され、前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子を含む１チップ部品として構成されることが好ましい。これにより、所定の高い結合係数で結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を構成できる。また、実質的な部品数を削減できる。
（８）本発明の通信装置は、
　アンテナ回路と、前記アンテナ回路に接続される給電回路とを備える通信装置であって、
　前記アンテナ回路は、
　放射導体と、前記放射導体の給電ポートと前記給電回路との間に設けられる整合回路と、前記放射導体の周波数特性調整用ポートと接地との間に接続され、可変リアクタンス回路を含む周波数特性調整回路と、を備え、
　整合回路はシャント接続された第１インダクタンス素子を含み、前記周波数特性調整回路は第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが互いに磁気結合している、ことを特徴とする。
　上記構成によれば、周波数特性調整回路の制御によって、共振周波数が変化しても必要な周波数帯域幅を確保できるので、広帯域での通信が可能な通信装置が構成できる。
　本発明によれば、共振周波数の切替による整合状態の変化を抑制して、広帯域に亘って整合できるアンテナ回路およびそれを備える通信装置が得られる。
図１は第１の実施形態に係るアンテナ回路１０１の回路構成を示す図である。 図２（Ａ）は、図１において、給電回路２０から放射導体１０側を視た反射係数をスミスチャート上に表した図、図２（Ｂ）はその反射損失の周波数特性図である。 図３はトランスＴＦの外観斜視図である。 図４はトランスＴＦの各層の平面図である。 図５（Ａ）は、本実施形態のアンテナ回路が備える、放射導体１０およびグランド導体１１の構造を示す斜視図、図５（Ｂ）はその平面図である。 図６はアンテナ回路１０１の回路図である。 図７は第２の実施形態に係るアンテナ回路１０２の回路図である。 図８は第３の実施形態に係るアンテナ回路１０３の回路図である。 図９は第４の実施形態に係るアンテナ回路１０４Ａの回路図である。 図１０は第４の実施形態に係る別のアンテナ回路１０４Ｂの回路図である。 図１１は第５の実施形態に係るアンテナ回路１０５の回路図である。 図１２は第６の実施形態に係る通信装置２０６のブロック図である。 図１３は従来のアンテナ回路の一例である。 図１４（Ａ）は図１３において、給電回路２０から放射導体１０側を視た反射係数をスミスチャート上に表した図、図１４（Ｂ）はその反射損失の周波数特性図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態に係るアンテナ回路１０１の回路構成を示す図である。このアンテナ回路１０１は、放射導体１０、整合回路３０、および周波数特性調整回路４０を含む。
　整合回路３０は放射導体１０の給電ポート１０Ｆと給電回路２０との間に設けられる。本実施形態では、整合回路３０は、給電ポート１０Ｆへの給電ラインからグランドへシャント接続された第１インダクタンス素子Ｌ１で構成されている。
　周波数特性調整回路４０は放射導体１０の周波数特性調整用ポート１０Ｃとグランド導体１１との間に設けられる。この周波数特性調整回路４０は、第２インダクタンス素子Ｌ２、第３インダクタンス素子Ｌ３、第４インダクタンス素子Ｌ４、およびスイッチＳＷで構成される。第３インダクタンス素子Ｌ３，第４インダクタンス素子Ｌ４、およびスイッチＳＷによって可変リアクタンス回路４０Ｒが構成される。
　第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは互いに磁気結合する。第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは、互いのインダクタンスを高める極性で結合する。後に示すように、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とで１チップ部品構造のトランスが構成される。
　図１に示すように、第１インダクタンス素子Ｌ１にグランド導体１１から放射導体１０方向へ電流ｉ１が流れるとき、第２インダクタンス素子Ｌ２にグランド導体１１から放射導体１０方向へ電流ｉ２が流れる。そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とで減極性のトランスが構成されていると見なすことができる。
　ここで、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをL1、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをL2で表し、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合係数をk、その結合により生じる相互インダクタンスをM12で表すと、
　整合回路３０が備えるインダクタンス素子Ｌ１の実効インダクタンスL1aは次式で表すことができる。
　L1a＝L1＋M12（i2／i1）
　M12＝k√（L1*L2）
　結合係数kは正の値であるので、第１インダクタンス素子Ｌ１の実効インダクタンスL1aは、第２インダクタンス素子Ｌ２との結合によって、M12（i2／i1）だけ高まる。
　第３インダクタンス素子Ｌ３と第４インダクタンス素子Ｌ４とはインダクタンスが異なる。スイッチＳＷの切替によって、可変リアクタンス回路４０Ｒのインダクタンスが切り替えられる。可変リアクタンス回路４０Ｒのインダクタンスを大きくすることで、放射導体１０の共振周波数が切り替えられる。本実施形態では、例えば第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスL1、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスL2、第３インダクタンス素子Ｌ３のインダクタンスL3、第４インダクタンス素子Ｌ４のインダクタンスL4を次のとおりとする。その他の条件は後述する。
　L1：6.8nH
　L2：2nH
　L3：70nH
　L4：3.5nH
　スイッチＳＷが第３インダクタンス素子Ｌ３側を選択しているとき、放射導体１０の共振周波数は７３０ＭＨｚ、スイッチＳＷが第４インダクタンス素子Ｌ４側を選択しているとき、放射導体１０の共振周波数は９３０ＭＨｚとなる。
　図２（Ａ）は、図１において、給電回路２０から放射導体１０側を視た反射係数をスミスチャート上に表した図、図２（Ｂ）はその反射損失の周波数特性図である。図２（Ａ）（Ｂ）において曲線Ｌは、周波数特性調整回路４０を第１状態（誘導性リアクタンスの大きな状態）にして、周波数をスイープした時の特性を表している。また、図２（Ａ）（Ｂ）において曲線Ｈ１は、周波数特性調整回路４０を第２状態（誘導性リアクタンスの小さな状態）にして、周波数をスイープした時の特性を表している。さらに、図２（Ａ）（Ｂ）において曲線Ｈ０は、上記結合係数kを０とし、周波数特性調整回路４０を第２状態（誘導性リアクタンスの小さな状態）にして、周波数をスイープした時の特性を表している。すなわち上記曲線Ｈ０は、比較例として示した図１４（Ａ）（Ｂ）における曲線Ｈと同じである。
　スイッチＳＷが第２状態にされて、第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流が増大することで、第１インダクタンス素子Ｌ１の実効インダクタンスが増加する。このことにより、図２（Ａ）の曲線Ｈ０は矢印で示す方向に（コンダクタンス円に沿った方向に）移動して曲線Ｈ１で示す軌跡となる。
　この例では、スイッチＳＷが第３インダクタンス素子Ｌ３を選択しているとき、放射導体１０の共振周波数は７３０ＭＨｚ、反射損失－４ｄＢでの帯域幅は１０５ＭＨｚである。また、スイッチＳＷが第４インダクタンス素子Ｌ４を選択しているとき、放射導体１０の共振周波数は９３０ＭＨｚ、反射損失－４ｄＢでの帯域幅は９７ＭＨｚである。
　図１４に示した比較例と比べると、低域側（中心周波数７３０ＭＨｚ）での反射損失特性は殆ど変わらず、高域側（中心周波数９３０ＭＨｚ）反射損失特性が変化している。すなわち、高域側でも低域側と同程度に広帯域特性が維持される。ここで、中心周波数７３０ＭＨｚの帯域は例えばLTEバンド２８に相当し、中心周波数９３０ＭＨｚの帯域は例えばGSM（登録商標）900の周波数帯に相当する。
　図３はトランスＴＦの外観斜視図であり、図４はトランスＴＦの各層の平面図である。トランスＴＦは、複数の絶縁性の基材Ｓ１～Ｓ７を備える。基材Ｓ１～Ｓ７には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層内部に形成されたビア導体や、積層体の端面に形成された導体等も含む。
　基材Ｓ１の上面は積層体１００の実装面（下面）に相当する。基材Ｓ１および基材Ｓ７には端子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４がそれぞれ形成されている。
　基材Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６には導体Ｌ２Ｂ，Ｌ２Ａ，Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ａがそれぞれ形成されている。
　導体Ｌ１Ａの第１端は第１端子Ｐ１に接続されている。導体Ｌ１Ａの第２端はビア導体Ｖ１を介して導体Ｌ１Ｂの第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｂの第２端はビア導体Ｖ２を介して導体Ｌ１Ｃの第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｃの第２端は第４端子Ｐ４に接続されている。導体Ｌ２Ａの第１端は第３端子Ｐ３に接続されている。導体Ｌ２Ａの第２端はビア導体Ｖ３を介して導体Ｌ２Ｂの第１端に接続されている。導体Ｌ２Ｂの第２端は第２端子Ｐ２に接続されている。
　上記導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃおよびビア導体Ｖ１，Ｖ２によって第１インダクタンス素子Ｌ１が構成され、導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂおよびビア導体Ｖ３によって第２インダクタンス素子Ｌ２が構成される。したがって、端子Ｐ１－Ｐ４に第１インダクタンス素子Ｌ１が接続され、端子Ｐ２－Ｐ３に第２インダクタンス素子Ｌ２が接続された、トランスＴＦが構成される。
　積層体１００の各基材層はLTCC（Low Temperature Co-fired Ceramics：低温同時焼成セラミックス）等で構成された非磁性セラミック積層体であってもよいし、ポリイミドや液晶ポリマ等の樹脂材料で構成した樹脂積層体であってもよい。このように、基材層が非磁性体であることにより（磁性体フェライトではないので）、数１００ＭＨｚを超える高周波数帯でも所定インダクタンス、所定結合係数のトランスおよび移相器として用いることができる。
　上記各種導体パターンは、AgやCuを主成分とする比抵抗の小さな導体材料によって構成される。基材層がセラミックであれば、例えば、AgやCuを主成分とする導電性ペーストのスクリーン印刷および焼成により形成される。また、基材層が樹脂であれば、例えば、Al箔やCu箔等の金属箔がエッチング等によりパターニングされることにより形成される。
　第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２は、実質的に同一の内外径を有し、コイル巻回軸は実質的に同じ（同軸）関係にある。第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスは、導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ等によるコイル巻回数によって定めることができ、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスは、導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ等によるコイル巻回数によって定めることができる。第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合係数は、導体Ｌ１Ｃと導体Ｌ２Ａとの層間距離、第１インダクタンス素子Ｌ１の巻回軸と第２インダクタンス素子Ｌ２との巻回軸のずれ、等によって定めることができる。
　図５（Ａ）は、本実施形態のアンテナ回路が備える、放射導体１０およびグランド導体１１の構造を示す斜視図、図５（Ｂ）はその平面図である。放射導体１０およびグランド導体１１は通信装置の筐体の金属部で構成される。図６はアンテナ回路１０１の回路図である。
　放射導体１０の第１端とグランド導体との間にはキャパシタ１３が接続されていて、放射導体１０の第２端とグランド導体との間にはインダクタ１２が接続されている。図６において矢印線は電流の経路および方向の例を示している。
　キャパシタ１３は例えば0.2pF以上1pF未満（例えば0.6pF）であり、通信周波数帯では高インピーダンスである。インダクタ１２は例えば60nH未満15nH以上（例えば19nH）であり、通信周波数帯で高インピーダンスである。そのため、放射導体１０の第１端および第２端は等価的に開放端として作用する。この構造により、キャパシタ１３およびインダクタ１２の値によって、放射電極の形状を変えずにアンテナの共振周波数を所望の周波数に定めることができる。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、整合回路に伝送線路が接続されたアンテナ回路について示す。
　図７は第２の実施形態に係るアンテナ回路１０２の回路図である。図１に示したアンテナ回路１０１とは、伝送線路５１を備える点で異なる。アンテナ回路１０２においては、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は接地され、給電回路２０または給電ポート１０Ｆと第１インダクタンス素子Ｌ１の第２端との間に伝送線路５１を備えている。
　アンテナ回路１０２の構成によれば、給電ポート１０Ｆと周波数特性調整用ポート１０Ｃとが比較的大きく離れていても、それぞれのポートに接続される第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを磁界結合させることができる。伝送線路５１を設けることにより、整合回路のリアクタンス成分が変化する場合には、それに応じて第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスを変更すればよい。
　本実施形態によれば、伝送線路５１は、第２インダクタンス素子Ｌ２、スイッチＳＷ、第３インダクタンス素子Ｌ３および第４インダクタンス素子Ｌ４による周波数特性調整回路に影響を与えない。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、周波数特性調整回路に伝送線路が接続されたアンテナ回路について示す。
　図８は第３の実施形態に係るアンテナ回路１０３の回路図である。図１に示したアンテナ回路１０１とは、伝送線路５２を備える点で異なる。アンテナ回路１０３においては、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は接地され、スイッチＳＷと第２インダクタンス素子Ｌ２の第２端との間に伝送線路５２が設けられている。また、スイッチＳＷは放射導体１０の周波数特性調整用ポート１０Ｃに接続され、第３インダクタンス素子Ｌ３と第２インダクタンス素子Ｌ２との間に伝送線路５２が接続されている。このように、周波数特性調整回路に伝送線路５２を設けてもよい。
　本実施形態によれば、スイッチＳＷの切替によって、周波数特性調整用ポート１０Ｃに「第４インダクタンス素子Ｌ４が接続される状態」と、「第３インダクタンス素子Ｌ３＋第２インダクタンス素子Ｌ２が接続される状態」とに切り替えられる。したがって、周波数特性調整用ポート１０Ｃに接続されるリアクタンスを大きく変化させることができ、そのことで、周波数可変範囲を広げることができる。
　本実施形態によれば、アンテナ整合の深さ（反射損失曲線の谷の深さ）を深くするために、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスを小さくする必要がある場合にも適用できる。
《第４の実施形態》
　第４の実施形態では、周波数特性調整用ポートにスイッチを介さないインダクタンス素子を備えたアンテナ回路について示す。
　図９は第４の実施形態に係るアンテナ回路１０４Ａの回路図である。図８に示したアンテナ回路１０３とは異なり、周波数特性調整用ポート１０Ｃとグランドとの間に直接（スイッチＳＷを介さずに）第５インダクタンス素子Ｌ５が接続されている。また、図８に示したアンテナ回路１０３と異なり、伝送線路５２および第３インダクタンス素子Ｌ３を備えない。したがって、スイッチＳＷは、第２インダクタンス素子Ｌ２または第４インダクタンス素子Ｌ４の一方を選択する。
　図１０は第４の実施形態に係る別のアンテナ回路１０４Ｂの回路図である。このアンテナ回路１０４Ｂはアンテナ回路１０４Ａに伝送線路５１を設けた例である。
　本実施形態によれば、次のような特徴がある。
（１）スイッチＳＷが第２インダクタンス素子Ｌ２を選択している状態で、周波数特性調整用ポート１０Ｃとグランドとの間にはスイッチＳＷを介して第２インダクタンス素子Ｌ２のみが接続されるので、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスを大きく設定できることから、結合が強くなくても、第１インダクタンス素子Ｌ１の実効的なリアクタンスの制御量を大きくできる。
（２）第２インダクタンス素子Ｌ２を第４インダクタンス素子Ｌ４よりも小さなインダクタンスとし、第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流を比較的大きくすることで、第１インダクタンス素子Ｌ１の実効的なリアクタンスの変動量を大きくできる。
（３）第５インダクタンス素子Ｌ５を設けることで、スイッチＳＷに流れる電流を減らすことができ、そのことにより、スイッチＳＷでの損失を低減できる。
《第５の実施形態》
　第５の実施形態では、以上の各実施形態とは整合回路の構成が異なるアンテナ回路について示す。
　図１１は第５の実施形態に係るアンテナ回路１０５の回路図である。整合回路３０は、放射導体１０の給電ポート１０Ｆと給電回路２０との間に設けられている。この整合回路３０は、給電回路２０と給電ポート１０Ｆとの間にシリーズに接続される素子Ｅ１，Ｅ２と、グランドに対してシャントに接続される第１インダクタンス素子Ｌ１を備えている。
　このように、整合回路は、グランドに対してシャント接続される第１インダクタンス素子Ｌ１だけでなく、シリーズ接続されるインダクタやキャパシタ等のリアクタンス素子を備えてもよい。
《第６の実施形態》
　第６の実施形態では通信装置の例を示す。
　図１２は第６の実施形態に係る通信装置２０６のブロック図である。この通信装置２０６は例えば携帯電話端末である。アンテナ回路１０１は第１の実施形態で示したアンテナ回路１０１である。ＲＦＩＣ７６と受信フィルタ７２との間にはローノイズアンプ７４が設けられていて、ＲＦＩＣ７６と送信フィルタ７３との間にはパワーアンプ７５が設けられている。ベースバンドＩＣ７７にはＲＦＩＣ７６や表示装置７８が接続されている。
　ベースバンドＩＣ７７は、通信周波数帯に応じて、アンテナ回路１０１の周波数特性調整回路のスイッチを切り替える。このことによって可変リアクタンス回路のリアクタンスを定め、通信周波数帯で所定の反射損失特性となるように制御される。
《他の実施形態》
　以上に示した各実施形態では、周波数特性調整回路４０が備える可変リアクタンス回路は、誘導性リアクタンスを変化させるものであったが、周波数特性調整回路４０はキャパシタを備え、可変リアクタンス回路は容量性リアクタンスを変化させる構成であってもよい。
　以上に示した各実施形態では、スイッチＳＷはＳＰＤＴ（Single Pole Double Throw）スイッチを例示したが、３つ以上の切替を行うスイッチであってもよい。それにより、３以上の周波数帯域で、整合の深さをそれぞれ設定できる。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
Ｅ１，Ｅ２…素子
７７…ベースバンドＩＣ
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ２…第２インダクタンス素子
Ｌ３…第３インダクタンス素子
Ｌ４…第４インダクタンス素子
Ｌ５…第５インダクタンス素子
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ，Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ…導体
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４…端子
Ｓ１～Ｓ７…基材
ＳＷ…スイッチ
ＴＦ…トランス
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３…ビア導体
１０…放射導体
１０Ｃ…周波数特性調整用ポート
１０Ｆ…給電ポート
１１…グランド導体
１２…インダクタ
１３…キャパシタ
２０…給電回路
３０…整合回路
４０…周波数特性調整回路
４０Ｒ…可変リアクタンス回路
５１，５２…伝送線路
７２…受信フィルタ
７３…送信フィルタ
７４…ローノイズアンプ
７５…パワーアンプ
７６…ＲＦＩＣ
７８…表示装置
１００…積層体
１０１～１０３…アンテナ回路
１０４Ａ，１０４Ｂ…アンテナ回路
１０５…アンテナ回路
２０６…通信装置

Claims (8)

  1. 　放射導体と、
    　前記放射導体の給電ポートと給電回路との間に設けられる整合回路と、
    　前記放射導体の周波数特性調整用ポートと接地との間に接続され、可変リアクタンス回路を含む周波数特性調整回路と、を備え、
    　整合回路はシャント接続された第１インダクタンス素子を含み、
    　前記周波数特性調整回路は第２インダクタンス素子を含み、
    　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが互いに磁気結合している、
    ことを特徴とする、アンテナ回路。
  2. 　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、互いのインダクタンスを高める極性で結合する、請求項１に記載のアンテナ回路。
  3. 　前記可変リアクタンス回路は、複数のリアクタンス素子と、それらを選択するスイッチとを備え、
    　前記第２インダクタンス素子は前記スイッチと前記放射導体の周波数特性調整用ポートとの間に接続される、請求項１または２に記載のアンテナ回路。
  4. 　前記可変リアクタンス回路は、複数のリアクタンス素子と、それらを選択するスイッチとを備え、
    　前記第２インダクタンス素子は前記スイッチと接地との間に接続される、請求項１または２に記載のアンテナ回路。
  5. 　前記第２インダクタンス素子の第１端は接地され、前記スイッチと前記第２インダクタンス素子の第２端との間に接続された伝送線路を備える、請求項４に記載のアンテナ回路。
  6. 　前記第１インダクタンス素子の第１端は接地され、前記給電回路または前記給電ポートと前記第１インダクタンス素子の第２端との間に接続された伝送線路を備える、請求項１から５のいずれかに記載のアンテナ回路。
  7. 　前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、積層された複数の誘電体基材と当該複数の誘電体基材に形成された導体パターンとで構成され、前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子を含む１チップ部品として構成される、請求項１から６のいずれかに記載のアンテナ回路。
  8. 　アンテナ回路と、前記アンテナ回路に接続される給電回路とを備える通信装置であって、
    　前記アンテナ回路は、
    　放射導体と、
    　前記放射導体の給電ポートと前記給電回路との間に設けられる整合回路と、
    　前記放射導体の周波数特性調整用ポートと接地との間に接続され、可変リアクタンス回路を含む周波数特性調整回路と、を備え、
    　整合回路はシャント接続された第１インダクタンス素子を含み、
    　前記周波数特性調整回路は第２インダクタンス素子を含み、
    　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが互いに磁気結合している、
    ことを特徴とする、通信装置。
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