WO2017010519A1 - 無線通信装置及びそのキャリブレーション方法 - Google Patents

無線通信装置及びそのキャリブレーション方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2017010519A1
WO2017010519A1 PCT/JP2016/070705 JP2016070705W WO2017010519A1 WO 2017010519 A1 WO2017010519 A1 WO 2017010519A1 JP 2016070705 W JP2016070705 W JP 2016070705W WO 2017010519 A1 WO2017010519 A1 WO 2017010519A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
pilot
transmission
calibration
unit
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/070705
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
大季 加藤
仲田　樹広
圭 伊藤
Original Assignee
株式会社日立国際電気
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立国際電気 filed Critical 株式会社日立国際電気
Priority to JP2017528709A priority Critical patent/JP6483262B2/ja
Publication of WO2017010519A1 publication Critical patent/WO2017010519A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W16/00—Network planning, e.g. coverage or traffic planning tools; Network deployment, e.g. resource partitioning or cells structures
    • H04W16/24—Cell structures
    • H04W16/28—Cell structures using beam steering

Definitions

  • the present invention relates to the field of wireless communication, and in particular, to a wireless system in which channel characteristics need to be fed back to the transmission side.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a general MIMO communication system. This system is composed of two radio transceivers. One A-side transceiver 1 is equipped with N antennas, and the other B-side transceiver 2 is equipped with M antennas. When TDD eigenmode transmission is applied to a system having such a configuration, precoding processing is performed in accordance with the channel to be propagated, so that it is necessary to know channel information on the transmission side.
  • Channel duality means that the transmission from the A side to the B side and the transmission from the B side to the A side propagate in the same space, so that they are the same channel.
  • the A side should be able to perform precoding using the channel information estimated (sounded) from the received signal on the A side without having to send back channel information from the B side. is there.
  • it is necessary to consider not only the spatial channel characteristics but also the characteristics of the analog elements of the transceiver.
  • FIG. 2 shows the internal configuration of the transceivers 1 and 2. Due to the individual difference of each analog element, the amplitude and phase characteristics are different on the A side and the B side. Therefore, when using duality, it is necessary to make the propagation characteristics from the A side to the B side and the propagation characteristics from the B side to the A side equivalent by calibration. In the MIMO configuration, there are propagation paths for combinations of the number N of antennas on the A side and the number of antennas M on the B side, and thus calibration is required for each.
  • the amplitude and phase characteristics are different between the A side and the B side due to individual differences between the analog elements. Therefore, it is necessary to make the propagation characteristic from the A side to the B side equivalent to the propagation characteristic from the B side to the A side by performing calibration.
  • the MIMO configuration there are propagation paths for combinations of the number N of antennas on the A side and the number of antennas M on the B side, and thus calibration is required for each.
  • a method for calibrating one propagation path among the propagation paths of NxM combinations by the conventional method will be described with reference to FIG.
  • the transceivers 1 and 2 are assumed to transmit and receive OFDM modulated radio signals.
  • FIG. 2 paying attention to the configuration related to calibration, a general configuration for transmitting and receiving data by the OFDM radio is partially omitted.
  • Step 1 (Transmission of pilot signal from A side to B side)
  • a pilot signal having a known amplitude and phase is output from the pilot signal generator 102 in the A side FPGA 101 to the DA unit 103 on the A side.
  • a plurality of pilot signals may be arranged dispersed in the frequency domain.
  • the DA unit 103 converts the input digital signal into an analog signal and outputs it to the A-side TX 104.
  • the TX 104 performs frequency conversion and amplification of the input signal and outputs it to the A-side switch 105. At this time, the amplitude and phase characteristics of the analog element of the A side TX 104 are set as TX A.
  • the A side switch 105 connects the TX 104 and the antenna 106.
  • a signal transmitted from the A-side antenna 106 propagates in the space 3 having the channel characteristic H and is received by the B-side antenna 206.
  • a signal received by the B-side antenna 206 is output to the B-side switch 205.
  • the switch 205 on the B side is connected to the AGC 208 side and input to the AGC 208 on the B side.
  • the AGC 208 adjusts the level of the input signal and outputs it to the RX 209 on the B side.
  • the amplitude and phase characteristics by the AGC 208 on the B side are AGC B.
  • the RX 209 performs frequency conversion of the received signal and outputs it to the B side AD unit 210. At this time, the amplitude and phase characteristics by the RX 209 on the B side are set to RX B.
  • the B-side AD unit 210 converts the input analog signal into a digital signal and outputs it to the FFT 211 in the B-side FPGA 201.
  • the B-side FFT 211 converts the input time signal into a frequency-domain signal and outputs it to the B-side pilot extraction unit 22.
  • the pilot extraction unit 22 extracts only the pilot from the input frequency domain signal and outputs it to the data conversion unit 23.
  • the data converting unit 23 converts the input pilot signal into data. This data represents a complex signal as received, which has not been equalized, in binary code or the like.
  • Step 2 (Pilot transmission from the B side to the A side and sending back the information in Step 1)
  • the signal converted into data by the data conversion unit 23 is input to the modulation unit 24.
  • the modulation unit 24 modulates the transmission signal including data from the data conversion unit 23 and outputs the modulated transmission signal to the B-side DA unit 203.
  • a pilot signal that is general in OFDM can be appropriately inserted in the transmission signal to be modulated.
  • the data from the data conversion unit 23 is used for modulation of one symbol as it is.
  • the DA unit 203 converts the input signal into an analog signal and outputs it to the TX 204 on the B side.
  • the TX 204 performs frequency conversion and amplification of the input signal, and the amplified signal passes through the B-side switch 205 and is transmitted from the B-side antenna 206 to the space 3. Unlike step 1, the B-side switch 205 is connected to the TX 204 side because the B side transmits.
  • the transmitted signal is received by the A-side antenna 106 and input to the A-side AGC 108 through the A-side switch 105.
  • the A side switch 105 is also connected to the AGC 108 side because the A side receives.
  • the signal is adjusted to an appropriate level by the AGC 108 and output to the RX 109 on the A side.
  • the RX 109 performs frequency conversion of the input signal and outputs it to the AD unit 110 on the A side.
  • the TX 204 on the B side, the AGC 108 and RX 109 on the A side have the amplitude and phase characteristics, respectively, and are set as TX B , AGC A and RX A , respectively.
  • the A-side AD unit 110 converts the input signal into a digital signal and outputs the digital signal to the FFT unit 111 of the A-side FPGA 102.
  • the FFT unit 111 converts the input time domain signal into a frequency domain signal and outputs it to the weight calculation unit 15.
  • Step 3 Weight Calculation
  • the configuration of the weight calculation unit 15 is shown in FIG.
  • the signal input from the A-side FFT 111 is input to the demodulator 31 and the pilot extractor 32.
  • the demodulator 31 demodulates the input signal, reproduces the pilot signal received on the B side, and outputs it to the frequency direction pilot interpolator 33.
  • the frequency direction pilot interpolation unit 33 performs channel estimation from the input pilot signal.
  • This channel estimation S1 old includes characteristics due to analog elements when transmission is performed from the A side to the B side. This is expressed by Equation 1 below.
  • Input as the numerator of the divider 35.
  • the pilot extraction unit 32 extracts the pilot signal inserted on the B side and outputs it to the frequency direction pilot interpolation unit 302.
  • the frequency direction pilot interpolation 34 performs channel estimation from the input pilot signal.
  • This channel estimation S2 old includes characteristics due to analog elements when propagation is performed from the B side to the A side in Step 2. This is expressed by Equation 2 below.
  • the result is input to the divider 35 as a denominator.
  • the divider 35 divides S1 , old by S2 , old .
  • a difference W old between the total propagation characteristic including the characteristic due to the analog element from the A side to the B side and the propagation characteristic from the B side to the A side is calculated. This is expressed by Equation 3 below.
  • the time interval between step 1 and step 2 is sufficiently short with respect to channel fluctuation. It is necessary to perform the above process on all NxM transmission lines.
  • Step 4 (Reflecting Calibration Weight)
  • a pilot signal is generated from the pilot signal generator 22 on the B side and transmitted to the A side in the same manner as in Step 2 above.
  • the output CH est of the A-side frequency direction pilot interpolation 34 at this time is input to the weight multiplier 16.
  • the weight multiplier 16 multiplies the input channel estimation result CH est by the calibration weight W old calculated in step 3. This process is expressed by Equation 4.
  • the propagation characteristic from the A side to the B side can be calculated on the A side by multiplying the propagation characteristic from the B side to the A side by the calibration weight W old . Therefore, it is possible to calculate transmission precoding using the output CH calibrate of the weight multiplier 16.
  • channel characteristics hardly change over t 1 , t 2, and t 3 , and there is a problem that it is difficult to reduce the frequency of data to be sent back.
  • an object of the present invention is to provide a wireless communication apparatus that can omit a complicated sending back process in calibration of a propagation path of wireless communication.
  • a pilot signal that has been conventionally sent back after being converted into data is sent back as a time waveform.
  • a signal including propagation characteristics from the A side to the B side and propagation characteristics from the B side to the A side can be acquired on the A side, and the propagation characteristics from the B side to the A side are separately measured.
  • the calibration weight can be calculated from the two propagation characteristics obtained in (1).
  • step 1 on the final symbol of transmission from the A side to the B side of the TDD frame and performing step 2 at the beginning of transmission from the B side to the A side, then performing step 3 Therefore, the frequency of calibration can be increased and calibration accuracy can be improved.
  • FIG. 3 is a structural diagram of a radio frame according to the embodiment.
  • the internal block diagram of the weight calculation part 115 which concerns on embodiment.
  • the internal block diagram of the B side sending back process part 214 which concerns on embodiment.
  • the internal block diagram of the B side sending back process part 214 which concerns on embodiment.
  • FIG. 4 is an internal configuration diagram of the transceivers 10 and 20 according to the embodiment of the present invention. The description of the same configuration as that shown in FIG. 2 is omitted as appropriate.
  • the pilot signal generators 102 and 202 hold and output a pilot time-domain signal inserted into the OFDM signal.
  • Adders 107 and 207 combine the pilot signals from pilot signal generators 102 and 202 and the OFDM signals modulated with data from IFFT units 112 and 212.
  • the IFFT units 112 and 212 convert the input modulation signal for each subcarrier into a time domain signal by inverse fast Fourier transform. If necessary, a cyclic prefix is also added.
  • a pilot signal from pilot signal generators 102 and 202 is combined with an OFDM signal modulated with data from IFFT sections 112 and 212.
  • the fixed compensators 113 and 213 roughly compensate the frequency characteristics (phase characteristics) of the RXs 109 and 209 with the fixed characteristics. The characteristics compensated here are determined from the standard characteristics of components used in the RX 109 and the like, and completely correspond to the characteristics held in the phase characteristic tables 311 and 312 in the weight calculation unit 115 described later.
  • the fixed compensators 113 and 213 should have the same characteristics, or the same characteristics should be given to the pilot signal. Fixed compensators 113 and 213 are not essential, and may be included in processing on the MIMO side (multiplication of precoding matrix and signal separation matrix).
  • the sending back processing unit 214 is a circuit for sending back the pilot received from the A side as a time domain signal, preferably with the next OFDM symbol, and will be described in detail with reference to FIG. 9 and FIG.
  • the weight calculation unit 115 is a core configuration that performs calibration based on transmitted / received pilots, and weights that make the transmission path from the A side to the B side and the opposite transmission path substantially the same. W is calculated.
  • the number of elements of the weight W is the product of the number of subcarriers and the number of transmission antennas.
  • Fixed compensator 216 roughly compensates for the frequency characteristics of TX 204.
  • the fixed compensator 216 is not essential, and if provided, it should correspond completely to the characteristics of the phase characteristic tables 311 and 312 or the same characteristics should be synthesized in the calibrated compensator 217.
  • Fixed compensators 113 and 213 are not essential, and may be included in processing on the MIMO side (multiplication of precoding matrix and signal separation matrix).
  • the calibrated compensator 217 performs calibration by multiplying the modulation signal of each subcarrier input to the IFFT unit 112 by a corresponding element of the weight W.
  • the transceivers 10 and 20 shown in FIG. 4 perform the following steps 1 to 4.
  • Step 1 Transmission of pilot from the A side to the B side
  • the pilot signal is transmitted from the A side to the B side.
  • the B-side AD unit 210 converts the input analog signal into a digital signal and inputs the digital signal to the send-back processing unit 214 in the B-side FPGA 201.
  • FIG. 7 shows an example of the arrangement of pilot signals transmitted from the A side.
  • the pilot signal is distributed and arranged in the time and frequency axis directions, and each distributed position corresponds to N antennas and has a cyclicity of N units.
  • pilots are transmitted at intervals of 4 subcarriers from the 4th antenna on the A side, and other antennas do not transmit on those subcarriers.
  • the pilot is transmitted from the third antenna on the A side on the subcarrier adjacent to the left of the subcarrier that transmitted the pilot in the previous symbol. Thereafter, the same operation is repeated.
  • FIG. 8 shows another example of the arrangement of pilot signals transmitted from the A side.
  • the pilot signal is concentrated in the time axis direction. That is, in a certain symbol, all subcarriers are used for pilot transmission from any antenna.
  • the assignment of antennas to subcarriers is cyclic in units of N in the frequency axis direction.
  • FIG. 9 shows an example of the internal configuration of the B-side return processing unit 214.
  • the return processing unit 214 simply includes the memory 401 and stores the time domain signal for each symbol.
  • FIG. 10 shows another example of the internal configuration of the B-side return processing unit 214.
  • the sending back processing unit 214 converts the output of the AD 210 on the B side into a signal in the frequency domain by the FFT 411, and the pilot extraction unit 22 performs calibration.
  • the target propagation path pilot is extracted and output to IFFT 412.
  • the IFFT 412 converts the input signal into a time domain signal and outputs it to the memory 401. Note that FFT 411 and IFFT 412 may be shared with FFT 211 and IFFT 212.
  • the time domain signal from the AD 210 is divided into 1 / N size of the FFT size N FFT of the OFDM signal, added, and then subjected to FFT processing, and also with N FFT / N size.
  • the IFFT signal may be concatenated N times and stored in the memory 401.
  • Step 2 Transmission of signal in Step 1
  • the time domain signal stored in the memory 401 of the processing unit 214 is read for the next symbol and output to the DA unit 203 on the B side.
  • transmission is performed from the B side to the A side in the same manner as in Step 2 discussed above, and the output of the FFT 211 on the A side is output to the weight calculation unit 115.
  • FIG. 5 shows a structure diagram of a radio frame in the present embodiment.
  • One radio frame (TDD frame) has a section (downlink subframe) for transmission from the A side to the B side and a section (uplink subframe) for transmission from the B side to the A side.
  • the pilot transmission in step 1 is performed in the last symbol of the downlink subframe, and the transmission in step 2 is preferably performed in the first symbol of the uplink subframe.
  • the time difference of approximately 1 symbol between Step 1 and Step 2 is the minimum time that can be realized in the OFDM system. Note that a TDD gap may be provided between the downlink subframe and the uplink subframe, and as a result, it is not prevented that the time difference exceeds one symbol.
  • FIG. 6 shows a detailed configuration of the weight calculation unit 115.
  • the signal input from the FFT unit 211 is input to the phase rotation correction unit 311.
  • the phase rotation correction unit 311 uses signals from the phase characteristic table 311 that holds the total standard phase characteristics of TX104, RX109, TX204, and RX209, and uses those characteristics (mainly by the SAW filter in RX109). To compensate).
  • the pilot sent back in Step 2 passes through the SAW filter four times, so it can undergo a large phase change, but when combined with the channel characteristic H, the channel estimation is correct if the phase difference between adjacent pilots exceeds 180 degrees. Can not.
  • the phase rotation correction unit 311 cancels the phase rotation by the TX 104 or the like as much as possible.
  • the propagation path phase characteristic table 311 holds phase characteristics in the frequency domain (listing phases (or complex amplitudes) for each subcarrier).
  • the compensation of the characteristics of the TX 104 is originally desirably performed before the TX 104 for the transmission signal.
  • the phase rotation correction unit 311 can collectively compensate the transmission signal within the range in which the calibration is performed in this example.
  • the center frequency of the received signal may be slightly offset from the center frequency of the pass band of the SAW filter, and the phase characteristic table 311 has an occupied band depending on the number of subcarriers used. It is desirable that the characteristics be maintained over a wide range.
  • the pilot extraction unit 302 extracts a pilot signal transmitted from the antenna to be calibrated and stores it in the memory 305. The calibration target will be described later.
  • Step 3 Transmission of pilot from B side to A side
  • the pilot signal generated by the pilot signal generator 22 on the B side in FIG. 4 is output to the DA unit 203 on the B side.
  • transmission is performed from the B side to the A side as in Step 2 described above, and the output of the A side FFT 211 is output to the weight calculation unit 115.
  • the transmission of the pilot in step 3 is performed in the symbol next to the symbol to which the pilot was sent back in step 2 (that is, the second symbol in the uplink subframe).
  • Step 4 (Calculation of calibration weight) Necessary for calibration using the signal stored in the memory 305 in FIG. 8 or 10 in Step 2 and the signal input to the weight calculation unit 115 in Step 3 Calculate the weight. Specific processing is described below.
  • the frequency direction pilot interpolation unit 304 reads the signal stored in the memory 305 in step 2, interpolates in the frequency direction for each antenna, and inputs the output as the numerator of the first divider 306.
  • the phase rotation correction unit 311 performs phase rotation correction on the signal input from the FFT 211 in step 3 and outputs a signal to the pilot extraction unit 115. Since the input signal includes the phase characteristic from the B side to the A side, the phase rotation is corrected using the phase characteristic table 312 storing the phase characteristic from the B side to the A side acquired in advance.
  • the phase rotation held by the phase characteristic table 312 is exactly half that of the phase characteristic table 312 (in a complex amplitude, it is the square root of that of the phase characteristic table 312). This means that the same arbitrary characteristics are added to the transmission path from the A side to the B side and the transmission path from the B side to the A side.
  • pilot extraction section 115 extracts only the pilot transmitted from the antenna to be calibrated from the signal from phase rotation correction section 311, and outputs it to frequency direction pilot interpolation section 302 and noise calculation section 313.
  • the calibration target will be described later.
  • the frequency direction pilot interpolation unit 302B outputs the channel estimation, which is the result of interpolation in the frequency direction, to the two dividers 306 and 307 as the denominator.
  • the preceding division unit 306 divides the input result of the channel estimation S 2, new acquired in step 2 by the channel estimation S 3, new acquired in step 3 and outputs the result to the subsequent divider 307. With this process, only the transmission characteristics from the A side to the B side are calculated.
  • the subsequent divider 307 divides the channel estimation S 3, new acquired in step 3 by the input S 4, new from the previous division unit 306 and outputs the result to the frequency axis filter 316.
  • a difference (ratio) W new between the transmission characteristic from the A side to the B side and the transmission characteristic from the B side to the A side calculated by the division unit 306 in the previous stage is calculated.
  • the phase rotation correction unit 311 It is understood that the phase correction performed does not affect the calculation of W new because it is canceled by division.
  • the noise calculation unit 313 subtracts a pilot at a time different from one symbol, estimates the amount of noise, and outputs it to the threshold value calculation unit 314 and the threshold value comparison unit 315.
  • the threshold value calculation unit 313 calculates an average value of the input noise values in the frequency axis direction, and outputs to the threshold value comparison unit 315, using the level value having a margin as a threshold value.
  • the threshold value comparison unit 315 compares the threshold value input from the threshold value calculation unit 314 and the noise level input from the noise calculation unit 313 for each subcarrier, and becomes Hi when the threshold value is exceeded.
  • the signal is output to the frequency axis filter 316.
  • the frequency axis filter 316 discards the signal from the divider 307 and substitutes it with another signal for the subcarrier for which Hi is output from the threshold comparison unit 315.
  • a signal having a frequency that is extremely lowered due to frequency selective fading by multipath is not used, and interpolation can be performed from values of other pilots that are close in the frequency domain or time domain. Therefore, noise enhancement due to division by a small value by the divider 306 or the like can be prevented.
  • the time axis filter 317 smoothes the input value in the time direction (low-pass filter processing). By this processing, a signal that is insufficient in the time direction is interpolated and noise is reduced, and the result is output as a weight.
  • pilots are arranged at a frequency of 4 subcarriers, and the pilot arrangement and the pilot transmission antenna are different depending on symbols.
  • the pilot subcarriers of other antennas are set to NULL (no transmission).
  • the pilot arrangement of the last symbol when transmitting from the A side to the B side differs for each TDD frame.
  • FIG. 11 shows a calibration procedure at the time of pilot arrangement of FIG.
  • the pilot transmitted from the A side in step 1, that is, in the final symbol of the downlink frame is one of N antennas.
  • the signals are received by M antennas.
  • step 2 is sent back with one of the M antennas, and with the other B side antennas, the subcarrier at the pilot position is set to NULL.
  • the return processing unit 214 can transmit back in the time domain using the configuration of FIG.
  • the signal sent back may include data signals transmitted from a plurality of antennas on the A side as they are.
  • N ⁇ M calibration weights w ij are calculated using the characteristics acquired above.
  • the pilot arrangement in FIG. 8 includes pilot symbols that transmit only pilot carriers and data symbols that transmit only data.
  • pilot symbols are transmitted at a frequency of once every four symbols, and the pilot symbols are arranged in the final symbols of transmission from the A side to the B side.
  • the pilot symbol is arranged with a pilot signal of each transmission antenna orthogonal to the frequency direction.
  • FIG. 12 shows an example of the calibration procedure at the time of pilot placement in FIG.
  • pilot signals transmitted from the A side are transmitted from all N antennas, and received by M antennas on the B side.
  • a signal one OFDM symbol received by one of the antennas is held.
  • the B side sends back the held signal from the antenna corresponding to the held signal, and the A side receives it with each of the N antennas.
  • the sending back processing unit 214 sends back using the configuration of FIG. 9 in the time domain.
  • a pilot signal is transmitted from the same antenna as in step 2.
  • the pilot signal is received by each of the N antennas on the A side.
  • pilots in this step 3 can be set to one in four intervals.
  • the B side antenna to be transmitted is sequentially changed. For this reason, the repetition is M times.
  • FIG. 13 shows another example of the calibration procedure at the time of pilot arrangement shown in FIG.
  • the pilot signal transmitted from the A side is transmitted from all N antennas, and is received by the M antennas on the B side, and is input to the respective return processing units 214.
  • the return processing unit 214 extracts only the pilot once converted to the frequency domain and transmitted from one antenna on the A side (referred to as the i-th antenna), converted back to the time domain, and sent back again.
  • the i-th antenna on the A side receives it and extracts a pilot having the same frequency as the transmitted pilot.
  • N of M ⁇ N
  • M in the case of M ⁇ N
  • step 3 a pilot signal is transmitted from the same antenna as in step 2.
  • the antenna on the B side to be transmitted is cycled sequentially. Therefore, the repetition is M times (when M ⁇ N) or N times (when M> N). Therefore, it is advantageous when M >> N.
  • the return processing unit 214 used in this example involves FFT and IFFT, it is difficult to perform steps 1 and 2 with two consecutive symbols. Not limited to the example of FIG. 13, step 3 and step 2 can be performed in the reverse order or simultaneously.
  • a high-density pilot signal is often inserted for equalization at the head symbol of a subframe.
  • FIG. 14 shows a schematic diagram of a MIMO-TDD system to which the above calibration is applied.
  • the SVD (singular value decomposition) method will be described as a MIMO detection method, but not limited thereto, ZF (Zero forcing), BLAST (Bell Lab. 1Ayered Space-Time), MMSE (Minimum Mean Square Error), Known methods such as SIC (Successive Interference Cancellation) and MLD (Maximum Likelihood Detection) methods can be arbitrarily applied.
  • the channel estimator 501 estimates their characteristics h ′ with reference to a pilot signal or the like for channels having the number of combinations of transmission and reception antennas (N ⁇ M).
  • a singular value decomposer 502 singularly decomposes a channel matrix with a matrix H of N rows and M columns having h ′ as an element, a matrix U consisting of a left singular vector group, a matrix V consisting of a right singular vector group, and one The above singular value ⁇ is obtained.
  • the mapper 503 allocates the transmission data sequence to each unique channel and generates a modulated signal.
  • the water injection unit 504 performs power distribution according to the channel capacity by multiplying the modulation signal of each unique channel by the corresponding singular value ⁇ .
  • the precoder 505 performs precoding by multiplying the modulation signal of each unique channel by the matrix V.
  • the N outputs of the precoder 505 are transmitted from the corresponding N transmission antennas.
  • the signal separator 507 multiplies the signal from the counterpart radio apparatus received by the N antennas by a matrix U *, thereby separating the signal into each unique channel (MIMO detection).
  • U * is a complex conjugate matrix of the matrix U. This is equivalent to using Hermite conjugate U H obtained by singular value decomposition of transpose matrix H T of matrix H.
  • the demapper 508 demodulates the modulation signal of each unique channel and joins it to the data series.
  • the configuration of channel estimator 511 to demapper 518 is the same, and the description thereof is omitted. Different types of MIMO detection may be used for the MIMO detection performed by each of the pair of wireless devices. Further, in the wireless device on the calibration side, the channel estimator 501 can be replaced with the weight calculation unit 115.
  • the pilot is sent back in a short time, so transmission is performed using the continuity of the propagation path characteristics in the time and frequency domains. Propagation characteristics can be estimated even if the density or frequency of pilots and pilots to be sent back is reduced.
  • the time interval for sending back can be selected to be about several minutes in response to fluctuations in characteristics associated with temperature changes such as TX 104 and RX 110.
  • the pilots in steps 1 and 3 do not need to be provided only for calibration, and those originally provided for acquiring channel characteristics and the like can be used.
  • the phase rotation correction unit 301 and the phase correction table 311 are not necessary.
  • the frequency axis filter and the time axis filter may be integrally configured by a known two-dimensional interpolation filter.
  • the present invention is not limited to MIMO-OFDM systems but can be widely applied to systems that perform eigenmode transmission, such as DFT-Spread OFDM, a communication method that involves DFT computation in signal processing, and communication that performs frequency domain equalization. Including methods.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本発明の課題は、ＴＤＤ－ＭＩＭＯの固有モード伝送におけるチャネルサウンディングのオーバヘッドを低減することである。　本発明は、第１および第２の無線装置の少なくとも一方が複数のアンテナを有し、ＴＤＤにより双方向伝送するシステムにおいて、前記第１と第２の無線装置との間の全伝送路の中から伝送路を限定し、限定した伝送路の双方向伝送の特性を等価にするキャリレーションのために、既知信号を時間領域のまま送り返し、得た伝送路推定値を用いてキャリブレーションウェイトを算出する。一形態では、既知信号を含む信号を受信した第２の無線装置は、受信信号を周波数領域に変換し、キャリブレーションの対象となる伝送路の既知信号のみを選択した後、再び時間領域に変換して送り返すことで、同時に複数のキャリブレーションを行う。

Description

無線通信装置及びそのキャリブレーション方法
　本発明は、無線通信の分野に関し、特に、チャネル特性を送信側にフィードバックする必要のある無線方式に関する。
　図１は、一般的なMIMO通信システムの構成図である。このシステムは２台の無線送受信機から構成され、一方のＡ側送受信機１にはＮ本、他方のＢ側送受信機２にはＭ本のアンテナが備えられている。このような構成のシステムにTDD方式の固有モード伝送を適用する場合、伝搬するチャネルに応じてプリコーディング処理を行うため、送信側でチャネル情報を知る必要がある。
　チャネル情報の取得方法の一つとしてチャネルの双対性を使用する方法がある。チャネルの双対性とは、Ａ側からＢ側への伝送と、Ｂ側からＡ側への伝送が同じ空間を伝搬するため同一チャネルとするものである。双対性が保たれている限り、Ａ側は、Ｂ側からチャネル情報を送り返してもらわなくても、Ａ側の受信信号から推定（サウンディング）したチャネル情報を用いてプリコーディングすることができるはずである。しかし、実際には空間のチャネル特性のみではなく送受信機のアナログ素子の特性も考慮する必要がある。
　図２に、送受信機１，２の内部構成を示す。各アナログ素子の個体差により、振幅や位相の特性がＡ側とＢ側で異なる。そのため双対性を利用しようとする場合、キャリブレーションによって、Ａ側からＢ側への伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性を等価にする必要がある。MIMO構成ではＡ側のアンテナ本数N、Ｂ側のアンテナ本数Mの組み合わせ分の伝搬路があるため、それぞれについてキャリブレーションを行う必要がある。
特許第４７４４９６５号公報 特許第４７７３４６１号公報 特許第４３６１９３８号公報 特開２０１１－１９９８５０号公報
侯 暁林、外2名，"高速移動環境に対応した拡張2次元DFT補間によるチャネル推定"，NTT DoCoMoテクニカル・ジャーナル，2009年1月，第１６巻，第４号，ｐ．２０－２６
　キャリブレーションを行うために、Ｂ側からＡ側に送り返すデータ量が多いと、チャネル情報を送り返す方法に比べての優位性が損なわれてしまう。他方、データ量の削減（頻度の低減）を行うと、キャリブレーション誤差が増加してしまう問題がある。またMIMO構成に適用する場合、システムの複雑性が増す問題もある。またプリコーディングにより形成される伝送路の直交性が、キャリブレーションによって悪化されないようにしなければならない。
　発明者らは、発明に至る過程で以下のようなキャリブレーション方法を検討した。
　図２に示す送受信機１，２では、各アナログ素子の個体差により、振幅や位相の特性がＡ側とＢ側で異なる。そのためキャリブレーションを行うことで、Ａ側からＢ側への伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性を等価にする必要がある。MIMO構成ではＡ側のアンテナ本数N、Ｂ側のアンテナ本数Mの組み合わせ分の伝搬路があるため、それぞれについてキャリブレーションを行う必要がある。以下にNxMの組み合わせの伝搬路の中から一つの伝搬路について従来方式でキャリブレーションを行う方法について図２を用いて説明する。なお、送受信機１，２は、OFDM変調された無線信号を送受するものとする。図２では、校正に係る構成に注目し、OFDM無線機がデータを送受信するための一般的な構成は一部省略してある。
［ステップ１］（Ａ側からＢ側へのパイロット信号の伝送） 　Ａ側のFPGA１０１内のパイロット信号発生器１０２から、振幅と位相が既知であるパイロット信号をＡ側のDA部１０３に出力する。パイロット信号は周波数領域に分散して複数配置され得る。DA部１０３では入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換してＡ側のTX１０４に出力する。TX１０４では入力された信号の周波数変換と増幅を行いＡ側のスイッチ１０５に出力する。この際、Ａ側のTX１０４のアナログ素子による、振幅、位相特性をTXAと置く。
　Ａ側が送信している間、Ａ側のスイッチ１０５はTX１０４とアンテナ１０６を接続する。Ａ側のアンテナ１０６から送信された信号はチャネル特性Hを持つ空間３を伝搬し、Ｂ側のアンテナ２０６で受信される。Ｂ側のアンテナ２０６にて受信された信号はＢ側のスイッチ２０５に出力される。Ｂ側が受信時にはＢ側のスイッチ２０５はAGC２０８側に接続され、Ｂ側のAGC２０８に入力される。AGC２０８では入力された信号のレベル調整を行いＢ側のRX２０９に出力する。この際Ｂ側のAGC２０８による振幅、位相特性をAGCBとする。RX２０９では受信された信号の周波数変換を行いＢ側のAD部２１０に出力する。この際、Ｂ側のRX２０９による振幅、位相特性をRXBとする。Ｂ側のAD部２１０では入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換しＢ側のFPGA２０１内のFFT２１１へ出力する。Ｂ側のFFT２１１では入力された時間信号を周波数領域の信号に変換しＢ側のパイロット抽出部２２に出力する。パイロット抽出部２２では入力された周波数領域の信号からパイロットのみを抽出しデータ化部２３に出力する。データ化部２３では入力されたパイロット信号をデータに変換する。このデータは、等化などが為されていない、受信されたままの複素信号を２進コードなどで表したものである。
［ステップ２］（Ｂ側からＡ側へのパイロットの伝送とステップ１の情報の送り返し） 　データ化部２３にてデータ化された信号は変調部２４に入力される。変調部２４は、データ化部２３からのデータを含む送信信号を変調しＢ側のDA部２０３に出力する。変調される送信信号には、ＯＦＤＭで一般的なパイロット信号が適宜挿入され得る。データ化部２３からのデータは、一例として、そのまま１つのシンボルの変調に用いられる。
　DA部２０３は、入力された信号をアナログ信号に変換し、Ｂ側のTX２０４に出力する。TX２０４は、入力された信号の周波数変換と増幅を行い、増幅された信号はＢ側のスイッチ２０５を通りＢ側のアンテナ２０６から空間３へ送信される。Ｂ側のスイッチ２０５は、ステップ１とは異なりＢ側が送信となるためTX２０４側に接続される。
　送信された信号は、Ａ側のアンテナ１０６によって受信され、Ａ側のスイッチ１０５通りＡ側のAGC１０８に入力される。Ａ側のスイッチ１０５もステップ１とは異なりＡ側が受信となるためAGC１０８側に接続される。AGC１０８にて適切なレベルに調整されＡ側のRX１０９に出力される。RX１０９では入力された信号の周波数変換を行いＡ側のAD部１１０へ出力する。ここではステップ１のＡ側からＢ側への伝搬と同様にＢ側のTX２０４、Ａ側のAGC１０８、RX１０９がそれぞれ振幅、位相特性をもち、TXB,AGCA,RXAと置く。Ａ側のAD部１１０では入力された信号をデジタル信号に変換してＡ側のFPGA１０２のFFT部１１１へ出力する。FFT部１１１では入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換しウェイト算出部１５に出力する。
［ステップ３］（ウェイト算出） 　ウェイト算出部１５の構成を図３に示す。Ａ側のFFT１１１から入力された信号は、復調部３１とパイロット抽出部３２に入力される。復調部３１は、入力された信号の復調を行い、Ｂ側にて受信したパイロット信号を再生し、周波数方向パイロット補間部３３に出力する。周波数方向パイロット補間部３３は、入力されたパイロット信号からチャネル推定を行う。このチャネル推定Ｓ１,oldにはＡ側からＢ側に伝送を行った場合のアナログ素子による特性が含まれる。以下に式１で表現する。除算器３５の分子として入力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　パイロット抽出部３２は、Ｂ側で挿入されたパイロット信号を抽出し周波数方向パイロット補間部３０２に出力する。周波数方向パイロット補間３４では入力されたパイロット信号からチャネル推定を行う。このチャネル推定Ｓ２,oldにはステップ２にてＢ側からＡ側に伝搬を行った場合のアナログ素子による特性が含まれる。以下に式２で表現する。その結果を除算器３５に分母として入力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　除算器３５は、Ｓ１,oldをＳ２,oldで除算する。複素除算を行うことでＡ側からＢ側へのアナログ素子による特性も含むトータルの伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性の差分Ｗoldが算出される。以下に式３で表現する。ただし、ステップ１とステップ２を行う時間の間隔はチャネルの変動に対して十分短いものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 上記処理をNｘMの伝送路全てにおいて行う必要がある。
［ステップ４］（キャリブレーションウェイトの反映） 　次に、上記で算出した差分Ｗoldをキャリブレーションウェイトとして使用する方法について、図２を用いて説明する。Ｂ側のパイロット信号発生器２２からパイロット信号を発生し、上記のステップ２と同様にＡ側に送信する。このときのＡ側の周波数方向パイロット補間３４の出力CHestをウェイト乗算部１６に入力する。
　ウェイト乗算部１６は、ステップ３で算出したキャリブレーションウェイトＷoldを、入力されたチャネル推定結果CHestに乗算する。この処理を式４で表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　これらの式から、Ｂ側からＡ側への伝搬特性にキャリブレーションウェイトＷoldを乗じることで、Ａ側からＢ側への伝搬特性をＡ側で算出できることが理解できる。そのため、ウェイト乗算部１６の出力CHcalibrateを使用して送信のプリコーディングを算出することが可能となる。
　しかしながら、ｔ１、ｔ２及びｔ３に亘ってチャネル特性がほとんど変化しないことが前提となっており、送り返すデータの頻度を減らすことが難しいという問題があった。
　本発明の目的は、上記問題点に鑑み、無線通信の伝播路のキャリブレーションにおいて、複雑な送り返し処理を省くことができる無線通信装置を提供することにある。
　本発明の一側面に係るキャリブレーション方法では、従来、データに変換してから送り返していたパイロット信号を、時間波形として送り返す。これにより、Ａ側にてＡ側からＢ側への伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性が含まれる信号が取得でき、別途Ｂ側からＡ側への伝搬特性を測定し、Ａ側にて得られた二つの伝搬特性からキャリブレーションウェイトを算出する事ができる。
　本発明に係るキャリブレーション手法を使用すれば、複雑な送り返し処理を省くことができ、送り返しに必要なシンボル数を低減することができるためスループットの改善が可能となる。また、図５に示す通りTDDフレームのＡ側からＢ側への伝送の最終シンボルにステップ１を行いＢ側からＡ側への伝送の最初にステップ２、次にステップ３を行うことで、実質的にキャリブレーションの頻度を増やすことができ、キャリブレーションの精度向上が可能となる。
一般的なMIMO通信システムの構成図。 送受信機１、２の内部構成図。 ウェイト算出部１５の内部ブロック図。 本発明の実施形態に係る送受信機１０、２０の内部構成図。 実施形態に係る無線フレームの構造図。 実施形態に係るウェイト算出部１１５の内部ブロック図。 実施形態に係るＡ側から送信されるパイロット信号の配置の一例。 実施形態に係るＡ側から送信されるパイロット信号の配置の他の例。 実施形態に係るＢ側の送り返し処理部２１４の内部構成図。 実施形態に係るＢ側の送り返し処理部２１４の内部構成図。 複数のアンテナのキャリブレーション手順の一例を示す模式図。 複数のアンテナのキャリブレーション手順の他の例を示す模式図。 複数のアンテナのキャリブレーション手順の他の例を示す模式図。 キャリブレーションを適用したMIMO-TDDシステムの模式図。
　図４は、本発明の実施形態に係る送受信機１０、２０の内部構成図である。図２に示した構成と同じ構成は、説明を適宜省略する。
　パイロット信号発生器１０２、２０２は、ＯＦＤＭ信号に挿入されるパイロットの時間領域信号を保持して出力する。
　加算器１０７、２０７は、パイロット信号発生器１０２、２０２からのパイロット信号と、ＩＦＦＴ部１１２、２１２からの、データで変調されたＯＦＤＭ信号とを合成する。
　ＩＦＦＴ部１１２、２１２は、入力されたサブキャリア毎の変調信号を、逆高速フーリエ変換により時間領域信号に変換する。また必要であれば、サイクリックプリフィックスの付加も行う。
　パイロット信号発生器１０２、２０２からのパイロット信号と、ＩＦＦＴ部１１２、２１２からの、データで変調されたＯＦＤＭ信号とを合成する。
　固定補償器１１３、２１３は、ＲＸ１０９、２０９の周波数特性（位相特性）を、固定の特性により粗く補償する。ここで補償される特性は、ＲＸ１０９等で使用される部品の標準的な特性から決めたもので、後述の重み計算部１１５内の位相特性テーブル３１１や３１２で保持される特性と完全に対応しているか、固定補償器１１３と２１３の特性が同一であるか、或いは、パイロット信号にも同じ特性が付与されるようにすべきである。固定補償器１１３、２１３は必須ではないし、MIMO側の処理（プリコーディング行列や信号分離行列の乗算）に含ませてもよい。
　送り返し処理部２１４は、Ａ側から受信したパイロットを、時間領域信号のまま、望ましくは次のＯＦＤＭシンボルで送り返すための回路であり、図９や図１０で詳述する。
　ウェイト算出部１１５は、送受信したパイロットに基づいて、キャリブレーションを行う中核的な構成であり、Ａ側からＢ側への伝送路と、その逆の伝送路とを、実質的に同一にする重みＷを算出する。重みＷの要素の個数は、サブキャリア数と送信アンテナ数の積である。
　固定補償器２１６は、ＴＸ２０４の周波数特性を粗く補償する。固定補償器２１６は、必須ではなく、もし備えられる場合は、位相特性テーブル３１１や３１２の特性と完全に対応させるか、校正済み補償器２１７に同じ特性が合成されるようにすべきである。固定補償器１１３、２１３は必須ではないし、MIMO側の処理（プリコーディング行列や信号分離行列の乗算）に含ませてもよい。
　校正済み補償器２１７は、ＩＦＦＴ部１１２へ入力される各サブキャリアの変調信号に、重みＷの対応する要素を乗算することで、キャリブレーションを行う。
　図４に示した送受信機１０、２０は、以下のステップ１～４の処理を行う。［ステップ１］（Ａ側からＢ側へのパイロットの伝送） 　前述のステップ１と同様に、Ａ側からＢ側へパイロット信号を送信する。Ｂ側のAD部２１０は、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換して、Ｂ側のFPGA２０１内の送り返し処理部２１４へ入力する。
　図７に、Ａ側から送信されるパイロット信号の配置の一例が示される。この例では、バイロット信号は、時間及び周波数軸方向に分散されて配置されるが、分散された各位置は、Ｎ本のアンテナと対応しており、N単位の巡回性を有する。例えば、最初のシンボルで、Ａ側の４番目のアンテナから、４サブキャリア間隔でパイロットが送信され、他のアンテナはそれらのサブキャリアで送信は行わない。次のシンボルでは、Ａ側の３番目のアンテナから、前のシンボルでパイロットを送信したサブキャリアの左隣のサブキャリアでパイロットが送信される。以後同じような動作が繰り返される。
　図８に、Ａ側から送信されるパイロット信号の配置の他の例が示される。この例では、バイロット信号は、時間軸方向に集中的に配置される。つまり、あるシンボルでは、全てのサブキャリアが、いずれかのアンテナからのパイロット送信に用いられる。アンテナのサブキャリアへの割り当ては、周波数軸方向に単位Nの巡回的となる。
　図９に、Ｂ側の送り返し処理部２１４の内部構成の一例が示される。図７のように配置されたパイロット信号が送信されている場合、送り返し処理部２１４は、単にメモリ４０１を備えて、シンボル毎にその時間領域信号を保存する。
　図１０に、Ｂ側の送り返し処理部２１４の内部構成の他の例が示される。図９のように配置されたパイロット信号が送信されている場合、送り返し処理部２１４は、Ｂ側のAD２１０の出力をＦＦＴ４１１にて周波数領域の信号に変換し、パイロット抽出部２２にてキャリブレーションの対象となる伝搬路のパイロットを抽出しＩＦＦＴ４１２へ出力する。ＩＦＦＴ４１２では入力された信号を時間領域の信号に変換してメモリ４０１に出力する。
　なお、ＦＦＴ４１１とＩＦＦＴ４１２は、ＦＦＴ２１１とＩＦＦＴ２１２と共用にしてもよい。ＦＦＴ４１１やＩＦＦＴ４１２を別途備える場合、AD２１０からの時間領域信号を、OFDM信号のFFTサイズＮFFTの１／Ｎのサイズに分割しそれらを加算してからFFT処理し、またＮFFT／ＮのサイズでＩＦＦＴした信号をＮ回連結してメモリ４０１に格納してもよい。
[ステップ２]（ステップ１の信号の送り返し） 　処理部２１４のメモリ ４０１に保存された時間領域信号を、次のシンボル用に読み出し、Ｂ側のDA部２０３に出力する。
　以降の処理は先に検討されたステップ２と同様にＢ側からＡ側へ伝送を行い、Ａ側のFFT２１１の出力をウェイト算出部１１５に出力する。
　図５に本実施形態における無線フレームの構造図が示される。１つの無線フレーム（ＴＤＤフレーム）は、Ａ側からＢ側へ伝送する区間（下りサブフレーム）と、Ｂ側からＡ側へ伝送する区間(上りサブフレーム)とを有する。ステップ１におけるパイロットの伝送は、下りサブフレームの最後のシンボルで行われ、ステップ２における送り返しは、望ましくは上りサブフレームの最初のシンボルで行われる。ステップ１とステップ２の間の略１シンボルの時間差は、ＯＦＤＭ方式において実現できる最小の時間である。なお下りサブフレームと上りサブフレームの間にはTDDギャップが設けられることがあり、その結果時間差が１シンボルを越えることは妨げない。
　図６にウェイト算出部１１５の詳細構成を示す。FFT部２１１より入力された信号は、位相回転補正部３１１に入力される。
　位相回転補正部３１１は、ＴＸ１０４、ＲＸ１０９、ＴＸ２０４及びＲＸ２０９のトータルの標準的な位相特性を保持した位相特性テーブル３１１からの信号を使用して、それらの特性（主に、ＲＸ１０９内のＳAＷフィルタによるものである）を補償する処理を行う。ステップ２の送り返されるパイロットは、ＳAＷフィルタを４回通過するため、大きな位相変化を受けうるが、チャネル特性Hと結合された時に、近接するパイロット間の位相差が１８０度を超えると正しくチャネル推定できない。位相回転補正部３１１は、ＴＸ１０４等による位相回転をできるだけキャンセルする。
　伝搬路位相特性テーブル３１１には、周波数領域での位相特性（サブキャリア毎の位相（又は複素振幅）を列挙したもの）が保持されるものとする。ＴＸ１０４の特性の補償は本来、送信信号に対してＴＸ１０４の前で行うことが望ましいが、本例のキャリブレーションを行う範囲では、位相回転補正部３１１で一括に補償にできる。隣接チャネルとのアイソレーションを改善するために、受信信号の中心周波数をＳAＷフィルタの通過帯域の中心周波数から少しオフセットさせることがあり、位相特性テーブル３１１には使用されるサブキャリア数による占有帯域より広い範囲で特性が保持されることが望ましい。
　パイロット抽出部３０２は、キャリブレーションの対象となるアンテナから送信されたパイロット信号を抽出し、メモリ３０５に保存する。キャリブレーション対象については後述する。
[ステップ３]（Ｂ側からＡ側へのパイロットの伝送） 　図４のＢ側のパイロット信号発生器２２にて発生したパイロット信号をＢ側のDA部２０３へ出力する。以降の処理は上述のステップ２と同様にＢ側からＡ側へ伝送を行い、A側のFFT２１１の出力をウェイト算出部１１５に出力する。
　図５に示されるように、ステップ３におけるパイロットの伝送は、ステップ２でパイロットを送り返したシンボルの次のシンボル（つまり上りサブフレームにおける２番目のシンボル)で行われる。
[ステップ４]（キャリブレーションウェイトの算出） 　ステップ２で図８或いは図１０のメモリ３０５に保存された信号とステップ３にてウェイト算出部１１５に入力された信号を使用してキャリブレーションに必要なウェイトを算出する。以下に具体的な処理を記載する。
　最初に、周波数方向パイロット補間部３０４は、ステップ２にてメモリ３０５に保存された信号を読み出し、アンテナ毎に周波数方向に補間し、その出力を一つ目の除算器３０６の分子として入力する。
　それと並列して、位相回転補正部３１１は、ステップ３にてFFT２１１から入力された信号に対し、位相回転補正を行い、パイロット抽出部１１５に信号を出力する。ここで入力される信号にはＢ側からＡ側への位相特性が含まれるため、予め取得したＢ側からＡ側への位相特性を保存した位相特性テーブル３１２を使用し位相回転を補正する。位相特性テーブル３１２の保持する位相回転は、位相特性テーブル３１２のそれのちょうど半分である（複素振幅においては、位相特性テーブル３１２のそれの平方根となる）。これは、Ａ側からＢ側への伝送路とＢ側からＡ側への伝送路に、同じ任意特性を付加することを意味する。
　次に、パイロット抽出部１１５は、位相回転補正部３１１からの信号から、キャリブレーション対象となるアンテナから送信されたパイロットのみを抽出し、周波数方向パイロット補間部３０２と雑音算出部３１３に出力する。キャリブレーション対象については後述する。
　周波数方向パイロット補間部３０２Ｂでは周波数方向に内挿を行った結果であるチャネル推定を二つの除算器３０６と３０７に分母として出力する。
　前段の除算部３０６は、入力されたステップ２で取得したチャネル推定S2,newの結果を、ステップ３で取得したチャネル推定S3,newで除算し、後段の除算器３０７に出力する。この処理によりＡ側からＢ側への伝送特性のみを算出する。以下に式５～８で表す：
　　S2,new= TXB H(t2) AGCA RXA TXA H(t1) AGCB
RXB　　（式５） 　　　S3,new= TXB H(t3) AGCA RXA = H’　　　　　　　　　　　　　　　（式６） 　　　　S4,new= S2,new / S3,new　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 　（式7） 　　　　　　　　　= TXAH(t1) AGCBRXB　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式８）
　後段の除算器３０７は、ステップ３で取得したチャネル推定S3,newを、前段の除算部３０６からの入力S4,newで除算し、周波数軸フィルタ３１６に出力する。この処理により前段の除算部３０６にて算出したＡ側からＢ側への伝送特性とＢ側からＡ側への伝送特性の差分（比）Wnewを算出する。以下に式９、１０で表す：
　Wnew= S3,new / S4,new　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式９） 　　　　　= (TXBAGCA RXA)/ (TXA AGCB RXB)　　　　　　　　（式１０）式１０のように、位相回転補正部３１１の行った位相補正は、除算によりキャンセルされるため、Wnewの算出に影響しないことが理解される。
　一方、雑音算出部３１３では１シンボルことなる時刻のパイロットの減算などを行い、雑音量を推定して、しきい値算出部３１４としきい値比較部３１５に出力する。
　しきい値算出部３１３は、入力された周波数軸方向の雑音値の平均値を算出し、その値からマージンを持ったレベルの値をしきい値として、しきい値比較部３１５に出力する。
　しきい値比較部３１５は、しきい値算出部３１４から入力されたしきい値と雑音算出部３１３から入力された雑音レベルをサブキャリア毎に比較し、しきい値を超える場合にHiとなる信号を周波数軸フィルタ３１６へ出力する。
　周波数軸フィルタ３１６は、しきい値比較部３１５からHiが出力されたサブキャリアに対して、除算器３０７からの信号を破棄して他の信号で代替する。この機能によりマルチパスによる周波数選択性フェージングでレベルが極端に低下している周波数の信号は使用せず、周波数領域又は時間領域で近接する他のパイロットの値から補間することができる。そのため除算器３０６等で小さい値で除算されることによる雑音強調を防ぐことができる。
　時間軸フィルタ３１７では入力された値を時間方向に平滑化（低域通過フィルタ処理）する。この処理により、時間方向に不足する信号が補間されるとともに雑音が低減され、その結果をウェイトとして出力する。
　以下にNxM のMIMOシステム時に上記キャリブレーションを適応させるための、キャリブレーション対象伝搬路の切換、及び、パイロット配置による送り返し処理変更について説明する。
　まず、第１の実施例として、図７のパイロット配置を想定して説明する。
　図７に示すパイロット配置は、4サブキャリアに１つの頻度でパイロットが配置され、シンボルによりパイロット配置とパイロット送信アンテナが異なる。また、あるアンテナからパイロットが送信される際、その他のアンテナのパイロットサブキャリアはNULL（無送信）とする。更に、Ａ側からＢ側への伝送する際の最終シンボルのパイロット配置はTDDフレームごとに異なる。
　図１１に、図７のパイロット配置時のキャリブレーション手順を示す。
　図7のパイロット配置では、ステップ１において、つまり下りフレームの最終シンボルにおいて、Ａ側から送信するパイロットは、N本のアンテナの内の一つである。Ｂ側ではM本のアンテナにてそれぞれ受信される。
　次にＢ側ではM本の内の一つのアンテナでステップ２の送り返しを行い、それ以外のＢ側のアンテナでは、パイロット位置のサブキャリアをNULLとする。これによりＢ側からの送り返しをＡ側で受信した際の干渉を避けることができる。Ｂ側で受信したパイロットは一つのアンテナから送信されたものであるため、 送り返し処理部２１４は図９の構成を使用し時間領域のまま送り返しが可能である。送り返される信号には、パイロット以外に、Ａ側の複数のアンテナから送信されデータ信号もそのまま含まれ得る。
　この後、パイロットを送信するアンテナ、もしくはＢ側の送り返しを行うアンテナを変えることで、伝搬路を変えてNxMの伝搬路特性を別TDDフレームにて取得する必要がある。なお、ステップ３のＢ側からＡ側への伝搬特性の取得は、ステップ２の送り返しと同じTDDフレームで行えるため、NxMの伝搬路特性を取得するには、NxM個のTDDフレームを要する。
　上記にて取得した特性を使用してNxM個のキャリブレーションウェイトｗijを算出する。
　以上の処理により例えばＡ側で予めキャリブレーションウェイトを乗算して伝送することにより、Ａ側とB側の間の両方向の伝搬路を同一にすることができる。
　第２の実施例として図８のパイロット配置の場合について説明する。
　図８のパイロット配置は、パイロットキャリアのみを送信するパイロットシンボルとデータのみを送信するデータシンボルがある。図８の例では４シンボルに１回の頻度でパイロットシンボルが送信され、Ａ側からＢ側への伝送の最終シンボルにパイロットシンボルが配置される。パイロットシンボルは周波数方向に直交させた各送信アンテナのパイロット信号が配置される。
　図１２に、図８のパイロット配置時のキャリブレーション手順の一例を示す。
　ステップ１において、Ａ側から送信するパイロット信号はN本アンテナすべてから送信され、Ｂ側ではM本のアンテナにて受信される。Ｂ側では、そのうちある１つのアンテナで受信した信号（１OFDMシンボル）を保持する。
　ステップ２で、Ｂ側は保持した信号に対応するアンテナから、保持した信号を送り返し、Ａ側はN本のアンテナのそれぞれで受信する。送り返し処理部２１４は、図９の構成を使用し時間領域のまま送り返す。
　ステップ３で、ステップ２と同じアンテナからパイロット信号を伝送する。パイロット信号は、Ａ側のN本のアンテナのそれぞれで受信される。このパイロット信号には、利用可能な全てのサブキャリアにパイロットが割当てられたOFDM信号を用いることができるが、Ａ側の各アンテナにとって、パイロット信号の１／４しか有用ではない。周波数方向パイロット補間３０２A、Ｂが十分な精度でパイロットの間を補間できるのであれば、このステップ３のパイロットは、４本に１本の間隔にすることができる。
　ステップ１から３を繰り返す際は、ステップ２と３で、送信するB側のアンテナを順次変える。このため繰り返しはＭ回となる。
　図１３に、図８のパイロット配置時のキャリブレーション手順の他の例を示す。この例では送り返し処理部２１４に図１０の構成を採用する。
　ステップ１で、Ａ側から送信するパイロット信号はN本のアンテナすべてから送信され、Ｂ側ではM本のアンテナにて受信され、それぞれの送り返し処理部２１４に入力される。
　ステップ２で、送り返し処理部２１４は、一度周波数領域に変換してＡ側の一つのアンテナ（ｉ番目のアンテナとする）から送信されたパイロットのみを抽出して再び時間領域に変換して送り返し、それをＡ側のｉ番目のアンテナが受信し、送信したパイロットと同じ周波数のパイロットを抽出する。
　図８に示すようにＮ個の周波数方向に直交したパイロットが送信されている場合、Ｂ側ではＭ本の内のＮ本（Ｍ≧Ｎの場合）又はＭ本（Ｍ＜Ｎの場合）のアンテナが、それぞれ異なるパイロットを抽出して送り返す。
　ステップ３で、ステップ２と同じアンテナからパイロット信号を伝送する。
　ステップ１から３を繰り返す際は、ステップ２と３で、送信するＢ側のアンテナを順次巡回させる。このため繰り返しは、Ｍ回（Ｍ≧Nの場合）又はＮ回（Ｍ＞Ｎの場合）となる。従ってＭ≫Ｎの場合に有利である。
　本例で用いる送り返し処理部２１４はＦＦＴ及びＩＦＦＴを伴うため、連続する２シンボルでステップ１と２を行うことは困難である。図１３の例に限らず、ステップ３とステップ２は、逆の順序で、或いは同時に行うことができる。一般に、サブフレームの先頭のシンボルでは、等化用に高密度のパイロット信号が挿入されることが多い。
　図１４に、上述のキャリブレーションを適用したMIMO-TDDシステムの模式図を示す。ここではMIMOの検出方法としてSVD（特異値分解）法を用いて説明するが、それに限らず、ZF(Zero forcing)、BLAST(Bell Lab. 1Ayered Space-Time)、MMSE(Minimum Mean Square Error)、SIC(Successive Interference Cancellation)、MLD (Maximum Likelihood Detection)法など公知の方式を任意に適用できる。
　チャネル推定器５０１は、送信及び受信アンテナの組合せの数（N x M）だけあるチャネルについて、それらの特性h’を、パイロット信号を参照するなどして推定する。
　特異値分解器５０２は、h’を要素とするＮ行M列の行列Ｈをチャネル行列を特異値分解し、左特異ベクトル群からなる行列Ｕ、右特異ベクトル群からなる行列V、及び１つ以上の特異値λを得る。
　マッパー５０３は、送信データ系列を各固有チャネルに振り分け、変調信号を生成する。
　注水部５０４は、各固有チャネルの変調信号に、対応する特異値λを乗算することで、チャネル容量に応じた電力配分を行う。
　プリコーダー５０５は、各固有チャネルの変調信号に、行列Ｖを掛けることで、プリコーディングを行う。プリコーダー505のN本の出力は、対応するＮ本の送信アンテナから送信される。
　信号分離器５０７は、Ｎ本のアンテナで受信された相手側無線機からの信号に、行列Ｕ*を掛けることで、各固有チャネルの信号に分離する（MIMO検出）。なお、Ｕ*は、行列Ｕの複素共役行列である。これは、行列Ｈの転置行列ＨTを特異値分解して得たエルミート共役ＵHを用いるのと等価である。
　デマッパー５０８は、各固有チャネルの変調信号を復調し、データ系列につなぎ合わせる。
　チャネル推定器５１１～デマッパー５１８の構成も同様であり、説明を省略する。なお、これら1対の無線機のそれぞれで行うＭＩＭＯ検出には、異なる種類のものが用いられてもよい。また、キャリブレーションを行う側の無線機では、チャネル推定器５０１は、ウェイト算出部１１５で代替できる。
　以上説明したように、実施形態に係るキャリブレーション手法を使用すれば、パイロットの送り返しを短時間のうちに実行するので、時間及び周波数領域での伝搬路特性の連続性を利用して、送信するパイロットや送り返すパイロットの密度或いは頻度を低減しても伝搬特性を推定することができる。例えば送り返しの時間間隔は、ＴＸ１０４やＲＸ１１０等の温度変化に伴う特性の変動に対応して、数分程度に選ぶことができる。また、ステップ１や３のパイロットは、キャリブレーションのだけために設けられる必要はなく、チャネル特性等の取得のために元々設けられているものを利用できる。
　なお、パイロット信号発生器１０２や２０２に、位相補正テーブル３１１や３１２と同じ位相特性が予め付加されたパイロット信号を格納するようにすれば、位相回転補正部３０１及び位相補正テーブル３１１等は不要となる。
　また、周波数軸フィルタと時間軸フィルタは、公知の２次元補間フィルタにより一体に構成してもよい。
　本発明は、MIMO-OFDMシステムに限らず、固有モード伝送を行うシステムに広く適用可能であり、DFT-Spread OFDM等の、信号処理にDFT演算を伴う通信方式や、周波数領域等化を行う通信方式等を含む。
　１，２：送受信機、　空間３、　１０１，２０１：ＦＰＧＡ、　１０２，２０２：パイロット信号発生器、　１０３，２０３：ＤＡ部、　１０４，２０４：ＴＸ、　１０５，２０５：ＴＤＤスイッチ、　１０６，２０６：アンテナ、　１０８，２０８：ＡＧＣ、　１０９，２０９：ＲＸ、　１１０，２１０：ＡＤ部、　１１１，２１２：ＦＦＴ、　１１２，２１２：ＩＦＦＴ、　１１３：固定補償器、　２１４：送り返し処理部、　１５，１１５：ウェイト算出部、　１１７：校正済み補償器、　３０１：位相回転補正部、　３０２：パイロット抽出部、　３０３，３０４：周波数方向パイロット補間部、　３０５：メモリ、　３０６，３０７：除算器、　３１１，３１２：位相補正テーブル、　３１３：雑音算出部、　３１４：しきい値算出部、　３１５：しきい値比較器、　３１６：周波数軸フィルタ、　３１７：時間軸フィルタ。

Claims (3)

  1. ＴＤＤ（Time Division Duplexing）により双方向伝送を行う第１および第２の無線装置を有し、前記第１および第２の無線装置の少なくとも一方がアレイアンテナを具備する無線通信装置であって、前記第１の無線装置と前記第２の無線装置との間の全伝送路の中から伝送路を限定し、限定した伝送路の双方向伝送の特性を等価にするキャリブレーションのために、既知信号を時間領域のまま送り返し得た伝送路推定値を用いてキャリブレーションウェイトを算出する無線通信装置。
  2. 前記第１と第２の無線装置のキャリブレーションにおいて既知信号を受信して周波数領域に変換し、キャリブレーションの対象となる伝送路の既知信号のみを選択した後、再び時間領域に変換して送り返すことで、一度に複数の伝送路キャリブレーションを行えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
  3. キャリブレーションを容易に行うためにパイロット配置がTDDフレームごとに可変することを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
PCT/JP2016/070705 2015-07-14 2016-07-13 無線通信装置及びそのキャリブレーション方法 WO2017010519A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017528709A JP6483262B2 (ja) 2015-07-14 2016-07-13 無線通信装置及びそのキャリブレーション方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-140474 2015-07-14
JP2015140474 2015-07-14

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017010519A1 true WO2017010519A1 (ja) 2017-01-19

Family

ID=57757264

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/070705 WO2017010519A1 (ja) 2015-07-14 2016-07-13 無線通信装置及びそのキャリブレーション方法

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6483262B2 (ja)
WO (1) WO2017010519A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020021628A1 (ja) * 2018-07-24 2020-01-30 三菱電機株式会社 アレーアンテナの校正装置及び校正方法、アレーアンテナ、並びにプログラム

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010021784A (ja) * 2008-07-10 2010-01-28 Sony Corp 通信装置及び通信校正方法
JP2011199850A (ja) * 2010-03-17 2011-10-06 Ntt Docomo Inc 時分割複信ｍｉｍｏシステムの校正方法および装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010021784A (ja) * 2008-07-10 2010-01-28 Sony Corp 通信装置及び通信校正方法
JP2011199850A (ja) * 2010-03-17 2011-10-06 Ntt Docomo Inc 時分割複信ｍｉｍｏシステムの校正方法および装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020021628A1 (ja) * 2018-07-24 2020-01-30 三菱電機株式会社 アレーアンテナの校正装置及び校正方法、アレーアンテナ、並びにプログラム
JPWO2020021628A1 (ja) * 2018-07-24 2020-12-17 三菱電機株式会社 アレーアンテナの校正装置及び校正方法、アレーアンテナ、並びにプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
JP6483262B2 (ja) 2019-03-13
JPWO2017010519A1 (ja) 2018-04-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5203457B2 (ja) 受信装置、通信システム、および、受信方法
Kaltenberger et al. Relative channel reciprocity calibration in MIMO/TDD systems
ES2395902T3 (es) Método y aparato para transmisión con múltiples antenas
JP5869682B2 (ja) アンテナアレイシステムにおけるアンテナ装置のキャリブレーションのための方法、処理装置、コンピュータプログラム、及びアンテナ装置
JP5149257B2 (ja) 無線通信システム、通信装置および無線通信方法
US10886986B2 (en) Estimation of channel conditions
JP5687524B2 (ja) 送信装置、受信装置、通信システム、通信方法、および集積回路
US10924170B2 (en) Smoothing beamforming matrices across sub-carriers
US20020111142A1 (en) System, apparatus, and method of estimating multiple-input multiple-output wireless channel with compensation for phase noise and frequency offset
JP5392723B2 (ja) 伝送路情報フィードバックシステム、フィードバック信号送信装置、フィードバック信号受信装置及び伝送路情報フィードバック方法
TWI381669B (zh) 多入多出正交頻分多工通信系統中的接收機與估計相位誤差的方法
WO2019132743A1 (en) Methods, systems and units of a distributed base staton system for handling downlink communication
EP1766909A1 (en) High doppler channel estimation for ofd multiple antenna systems
CN109067476B (zh) 一种多天线系统发射通道校准方法及其校准信号
WO2012101703A1 (ja) 情報処理装置及び情報処理方法並びに情報処理プログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体
US20100316145A1 (en) Method for channel estimation and feedback in wireless communication system
JP6483262B2 (ja) 無線通信装置及びそのキャリブレーション方法
JP3774168B2 (ja) Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号送信装置およびｏｆｄｍ信号受信装置
KR101446267B1 (ko) 스위치를 사용하여 공간 시간 블록 코드 기술을 적용한 오에프디엠 송수신 시스템
US9036461B2 (en) LTE—advanced transmit diversity decoders
KR101459049B1 (ko) 다중 반송파 전송 시스템의 수신 장치 및 그 장치에서의 채널 추정 방법
Kaltenberger et al. Exploitation of reciprocity in measured MIMO channels
WO2022179692A1 (en) Transmitter device and receiver device for a wireless communication system
JP2011055436A (ja) Ｏｆｄｍ受信機
Kashif Modeling and Compensation of Transceiver Non-Reciprocity in TDD Multi-Antenna Base-Station

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16824499

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017528709

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16824499

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1