JPWO2017010519A1

JPWO2017010519A1 - 無線通信装置及びそのキャリブレーション方法

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Publication number: JPWO2017010519A1
Application number: JP2017528709A
Authority: JP
Inventors: 大季加藤; 仲田　樹広; 樹広仲田; 圭伊藤
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2015-07-14
Filing date: 2016-07-13
Publication date: 2018-04-26
Anticipated expiration: 2036-07-13
Also published as: WO2017010519A1; JP6483262B2

Abstract

本発明の課題は、ＴＤＤ−ＭＩＭＯの固有モード伝送におけるチャネルサウンディングのオーバヘッドを低減することである。本発明は、第１および第２の無線装置の少なくとも一方が複数のアンテナを有し、ＴＤＤにより双方向伝送するシステムにおいて、前記第１と第２の無線装置との間の全伝送路の中から伝送路を限定し、限定した伝送路の双方向伝送の特性を等価にするキャリレーションのために、既知信号を時間領域のまま送り返し、得た伝送路推定値を用いてキャリブレーションウェイトを算出する。一形態では、既知信号を含む信号を受信した第２の無線装置は、受信信号を周波数領域に変換し、キャリブレーションの対象となる伝送路の既知信号のみを選択した後、再び時間領域に変換して送り返すことで、同時に複数のキャリブレーションを行う。

Description

本発明は、無線通信の分野に関し、特に、チャネル特性を送信側にフィードバックする必要のある無線方式に関する。

図１は、一般的なMIMO通信システムの構成図である。このシステムは２台の無線送受信機から構成され、一方のＡ側送受信機１にはＮ本、他方のＢ側送受信機２にはＭ本のアンテナが備えられている。このような構成のシステムにTDD方式の固有モード伝送を適用する場合、伝搬するチャネルに応じてプリコーディング処理を行うため、送信側でチャネル情報を知る必要がある。

チャネル情報の取得方法の一つとしてチャネルの双対性を使用する方法がある。チャネルの双対性とは、Ａ側からＢ側への伝送と、Ｂ側からＡ側への伝送が同じ空間を伝搬するため同一チャネルとするものである。双対性が保たれている限り、Ａ側は、Ｂ側からチャネル情報を送り返してもらわなくても、Ａ側の受信信号から推定（サウンディング）したチャネル情報を用いてプリコーディングすることができるはずである。しかし、実際には空間のチャネル特性のみではなく送受信機のアナログ素子の特性も考慮する必要がある。

図２に、送受信機１，２の内部構成を示す。各アナログ素子の個体差により、振幅や位相の特性がＡ側とＢ側で異なる。そのため双対性を利用しようとする場合、キャリブレーションによって、Ａ側からＢ側への伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性を等価にする必要がある。MIMO構成ではＡ側のアンテナ本数N、Ｂ側のアンテナ本数Mの組み合わせ分の伝搬路があるため、それぞれについてキャリブレーションを行う必要がある。

特許第４７４４９６５号公報特許第４７７３４６１号公報特許第４３６１９３８号公報特開２０１１−１９９８５０号公報

侯暁林、外2名，"高速移動環境に対応した拡張2次元DFT補間によるチャネル推定"，NTT DoCoMoテクニカル・ジャーナル，2009年1月，第１６巻，第４号，ｐ．２０−２６

キャリブレーションを行うために、Ｂ側からＡ側に送り返すデータ量が多いと、チャネル情報を送り返す方法に比べての優位性が損なわれてしまう。他方、データ量の削減（頻度の低減）を行うと、キャリブレーション誤差が増加してしまう問題がある。またMIMO構成に適用する場合、システムの複雑性が増す問題もある。またプリコーディングにより形成される伝送路の直交性が、キャリブレーションによって悪化されないようにしなければならない。

発明者らは、発明に至る過程で以下のようなキャリブレーション方法を検討した。
図２に示す送受信機１，２では、各アナログ素子の個体差により、振幅や位相の特性がＡ側とＢ側で異なる。そのためキャリブレーションを行うことで、Ａ側からＢ側への伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性を等価にする必要がある。MIMO構成ではＡ側のアンテナ本数N、Ｂ側のアンテナ本数Mの組み合わせ分の伝搬路があるため、それぞれについてキャリブレーションを行う必要がある。以下にNxMの組み合わせの伝搬路の中から一つの伝搬路について従来方式でキャリブレーションを行う方法について図２を用いて説明する。なお、送受信機１，２は、OFDM変調された無線信号を送受するものとする。図２では、校正に係る構成に注目し、OFDM無線機がデータを送受信するための一般的な構成は一部省略してある。

［ステップ１］（Ａ側からＢ側へのパイロット信号の伝送）Ａ側のFPGA１０１内のパイロット信号発生器１０２から、振幅と位相が既知であるパイロット信号をＡ側のDA部１０３に出力する。パイロット信号は周波数領域に分散して複数配置され得る。DA部１０３では入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換してＡ側のTX１０４に出力する。TX１０４では入力された信号の周波数変換と増幅を行いＡ側のスイッチ１０５に出力する。この際、Ａ側のTX１０４のアナログ素子による、振幅、位相特性をTX_Aと置く。

Ａ側が送信している間、Ａ側のスイッチ１０５はTX１０４とアンテナ１０６を接続する。Ａ側のアンテナ１０６から送信された信号はチャネル特性Hを持つ空間３を伝搬し、Ｂ側のアンテナ２０６で受信される。Ｂ側のアンテナ２０６にて受信された信号はＢ側のスイッチ２０５に出力される。Ｂ側が受信時にはＢ側のスイッチ２０５はAGC２０８側に接続され、Ｂ側のAGC２０８に入力される。AGC２０８では入力された信号のレベル調整を行いＢ側のRX２０９に出力する。この際Ｂ側のAGC２０８による振幅、位相特性をAGC_Bとする。RX２０９では受信された信号の周波数変換を行いＢ側のAD部２１０に出力する。この際、Ｂ側のRX２０９による振幅、位相特性をRX_Bとする。Ｂ側のAD部２１０では入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換しＢ側のFPGA２０１内のFFT２１１へ出力する。Ｂ側のFFT２１１では入力された時間信号を周波数領域の信号に変換しＢ側のパイロット抽出部２２に出力する。パイロット抽出部２２では入力された周波数領域の信号からパイロットのみを抽出しデータ化部２３に出力する。データ化部２３では入力されたパイロット信号をデータに変換する。このデータは、等化などが為されていない、受信されたままの複素信号を２進コードなどで表したものである。

［ステップ２］（Ｂ側からＡ側へのパイロットの伝送とステップ１の情報の送り返し）データ化部２３にてデータ化された信号は変調部２４に入力される。変調部２４は、データ化部２３からのデータを含む送信信号を変調しＢ側のDA部２０３に出力する。変調される送信信号には、ＯＦＤＭで一般的なパイロット信号が適宜挿入され得る。データ化部２３からのデータは、一例として、そのまま１つのシンボルの変調に用いられる。
DA部２０３は、入力された信号をアナログ信号に変換し、Ｂ側のTX２０４に出力する。TX２０４は、入力された信号の周波数変換と増幅を行い、増幅された信号はＢ側のスイッチ２０５を通りＢ側のアンテナ２０６から空間３へ送信される。Ｂ側のスイッチ２０５は、ステップ１とは異なりＢ側が送信となるためTX２０４側に接続される。

送信された信号は、Ａ側のアンテナ１０６によって受信され、Ａ側のスイッチ１０５通りＡ側のAGC１０８に入力される。Ａ側のスイッチ１０５もステップ１とは異なりＡ側が受信となるためAGC１０８側に接続される。AGC１０８にて適切なレベルに調整されＡ側のRX１０９に出力される。RX１０９では入力された信号の周波数変換を行いＡ側のAD部１１０へ出力する。ここではステップ１のＡ側からＢ側への伝搬と同様にＢ側のTX２０４、Ａ側のAGC１０８、RX１０９がそれぞれ振幅、位相特性をもち、TX_B,AGC_A,RX_Aと置く。Ａ側のAD部１１０では入力された信号をデジタル信号に変換してＡ側のFPGA１０２のFFT部１１１へ出力する。FFT部１１１では入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換しウェイト算出部１５に出力する。

［ステップ３］（ウェイト算出）ウェイト算出部１５の構成を図３に示す。Ａ側のFFT１１１から入力された信号は、復調部３１とパイロット抽出部３２に入力される。復調部３１は、入力された信号の復調を行い、Ｂ側にて受信したパイロット信号を再生し、周波数方向パイロット補間部３３に出力する。周波数方向パイロット補間部３３は、入力されたパイロット信号からチャネル推定を行う。このチャネル推定Ｓ_１,oldにはＡ側からＢ側に伝送を行った場合のアナログ素子による特性が含まれる。以下に式１で表現する。除算器３５の分子として入力する。

パイロット抽出部３２は、Ｂ側で挿入されたパイロット信号を抽出し周波数方向パイロット補間部３０２に出力する。周波数方向パイロット補間３４では入力されたパイロット信号からチャネル推定を行う。このチャネル推定Ｓ_２,oldにはステップ２にてＢ側からＡ側に伝搬を行った場合のアナログ素子による特性が含まれる。以下に式２で表現する。その結果を除算器３５に分母として入力する。

除算器３５は、Ｓ_１,oldをＳ_２,oldで除算する。複素除算を行うことでＡ側からＢ側へのアナログ素子による特性も含むトータルの伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性の差分Ｗ_oldが算出される。以下に式３で表現する。ただし、ステップ１とステップ２を行う時間の間隔はチャネルの変動に対して十分短いものとする。
上記処理をNｘMの伝送路全てにおいて行う必要がある。

［ステップ４］（キャリブレーションウェイトの反映）次に、上記で算出した差分Ｗ_oldをキャリブレーションウェイトとして使用する方法について、図２を用いて説明する。Ｂ側のパイロット信号発生器２２からパイロット信号を発生し、上記のステップ２と同様にＡ側に送信する。このときのＡ側の周波数方向パイロット補間３４の出力CH_estをウェイト乗算部１６に入力する。
ウェイト乗算部１６は、ステップ３で算出したキャリブレーションウェイトＷ_oldを、入力されたチャネル推定結果CH_estに乗算する。この処理を式４で表す。

これらの式から、Ｂ側からＡ側への伝搬特性にキャリブレーションウェイトＷ_oldを乗じることで、Ａ側からＢ側への伝搬特性をＡ側で算出できることが理解できる。そのため、ウェイト乗算部１６の出力CH_calibrateを使用して送信のプリコーディングを算出することが可能となる。
しかしながら、ｔ_１、ｔ_２及びｔ_３に亘ってチャネル特性がほとんど変化しないことが前提となっており、送り返すデータの頻度を減らすことが難しいという問題があった。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、無線通信の伝播路のキャリブレーションにおいて、複雑な送り返し処理を省くことができる無線通信装置を提供することにある。

本発明の一側面に係るキャリブレーション方法では、従来、データに変換してから送り返していたパイロット信号を、時間波形として送り返す。これにより、Ａ側にてＡ側からＢ側への伝搬特性とＢ側からＡ側への伝搬特性が含まれる信号が取得でき、別途Ｂ側からＡ側への伝搬特性を測定し、Ａ側にて得られた二つの伝搬特性からキャリブレーションウェイトを算出する事ができる。

本発明に係るキャリブレーション手法を使用すれば、複雑な送り返し処理を省くことができ、送り返しに必要なシンボル数を低減することができるためスループットの改善が可能となる。また、図５に示す通りTDDフレームのＡ側からＢ側への伝送の最終シンボルにステップ１を行いＢ側からＡ側への伝送の最初にステップ２、次にステップ３を行うことで、実質的にキャリブレーションの頻度を増やすことができ、キャリブレーションの精度向上が可能となる。

一般的なMIMO通信システムの構成図。送受信機１、２の内部構成図。ウェイト算出部１５の内部ブロック図。本発明の実施形態に係る送受信機１０、２０の内部構成図。実施形態に係る無線フレームの構造図。実施形態に係るウェイト算出部１１５の内部ブロック図。実施形態に係るＡ側から送信されるパイロット信号の配置の一例。実施形態に係るＡ側から送信されるパイロット信号の配置の他の例。実施形態に係るＢ側の送り返し処理部２１４の内部構成図。実施形態に係るＢ側の送り返し処理部２１４の内部構成図。複数のアンテナのキャリブレーション手順の一例を示す模式図。複数のアンテナのキャリブレーション手順の他の例を示す模式図。複数のアンテナのキャリブレーション手順の他の例を示す模式図。キャリブレーションを適用したMIMO-TDDシステムの模式図。

図４は、本発明の実施形態に係る送受信機１０、２０の内部構成図である。図２に示した構成と同じ構成は、説明を適宜省略する。
パイロット信号発生器１０２、２０２は、ＯＦＤＭ信号に挿入されるパイロットの時間領域信号を保持して出力する。
加算器１０７、２０７は、パイロット信号発生器１０２、２０２からのパイロット信号と、ＩＦＦＴ部１１２、２１２からの、データで変調されたＯＦＤＭ信号とを合成する。

ＩＦＦＴ部１１２、２１２は、入力されたサブキャリア毎の変調信号を、逆高速フーリエ変換により時間領域信号に変換する。また必要であれば、サイクリックプリフィックスの付加も行う。
パイロット信号発生器１０２、２０２からのパイロット信号と、ＩＦＦＴ部１１２、２１２からの、データで変調されたＯＦＤＭ信号とを合成する。
固定補償器１１３、２１３は、ＲＸ１０９、２０９の周波数特性（位相特性）を、固定の特性により粗く補償する。ここで補償される特性は、ＲＸ１０９等で使用される部品の標準的な特性から決めたもので、後述の重み計算部１１５内の位相特性テーブル３１１や３１２で保持される特性と完全に対応しているか、固定補償器１１３と２１３の特性が同一であるか、或いは、パイロット信号にも同じ特性が付与されるようにすべきである。固定補償器１１３、２１３は必須ではないし、MIMO側の処理（プリコーディング行列や信号分離行列の乗算）に含ませてもよい。
送り返し処理部２１４は、Ａ側から受信したパイロットを、時間領域信号のまま、望ましくは次のＯＦＤＭシンボルで送り返すための回路であり、図９や図１０で詳述する。

ウェイト算出部１１５は、送受信したパイロットに基づいて、キャリブレーションを行う中核的な構成であり、Ａ側からＢ側への伝送路と、その逆の伝送路とを、実質的に同一にする重みＷを算出する。重みＷの要素の個数は、サブキャリア数と送信アンテナ数の積である。
固定補償器２１６は、ＴＸ２０４の周波数特性を粗く補償する。固定補償器２１６は、必須ではなく、もし備えられる場合は、位相特性テーブル３１１や３１２の特性と完全に対応させるか、校正済み補償器２１７に同じ特性が合成されるようにすべきである。固定補償器１１３、２１３は必須ではないし、MIMO側の処理（プリコーディング行列や信号分離行列の乗算）に含ませてもよい。
校正済み補償器２１７は、ＩＦＦＴ部１１２へ入力される各サブキャリアの変調信号に、重みＷの対応する要素を乗算することで、キャリブレーションを行う。

図４に示した送受信機１０、２０は、以下のステップ１〜４の処理を行う。［ステップ１］（Ａ側からＢ側へのパイロットの伝送）前述のステップ１と同様に、Ａ側からＢ側へパイロット信号を送信する。Ｂ側のAD部２１０は、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換して、Ｂ側のFPGA２０１内の送り返し処理部２１４へ入力する。

図７に、Ａ側から送信されるパイロット信号の配置の一例が示される。この例では、バイロット信号は、時間及び周波数軸方向に分散されて配置されるが、分散された各位置は、Ｎ本のアンテナと対応しており、N単位の巡回性を有する。例えば、最初のシンボルで、Ａ側の４番目のアンテナから、４サブキャリア間隔でパイロットが送信され、他のアンテナはそれらのサブキャリアで送信は行わない。次のシンボルでは、Ａ側の３番目のアンテナから、前のシンボルでパイロットを送信したサブキャリアの左隣のサブキャリアでパイロットが送信される。以後同じような動作が繰り返される。

図８に、Ａ側から送信されるパイロット信号の配置の他の例が示される。この例では、バイロット信号は、時間軸方向に集中的に配置される。つまり、あるシンボルでは、全てのサブキャリアが、いずれかのアンテナからのパイロット送信に用いられる。アンテナのサブキャリアへの割り当ては、周波数軸方向に単位Nの巡回的となる。

図９に、Ｂ側の送り返し処理部２１４の内部構成の一例が示される。図７のように配置されたパイロット信号が送信されている場合、送り返し処理部２１４は、単にメモリ４０１を備えて、シンボル毎にその時間領域信号を保存する。

図１０に、Ｂ側の送り返し処理部２１４の内部構成の他の例が示される。図９のように配置されたパイロット信号が送信されている場合、送り返し処理部２１４は、Ｂ側のAD２１０の出力をＦＦＴ４１１にて周波数領域の信号に変換し、パイロット抽出部２２にてキャリブレーションの対象となる伝搬路のパイロットを抽出しＩＦＦＴ４１２へ出力する。ＩＦＦＴ４１２では入力された信号を時間領域の信号に変換してメモリ４０１に出力する。
なお、ＦＦＴ４１１とＩＦＦＴ４１２は、ＦＦＴ２１１とＩＦＦＴ２１２と共用にしてもよい。ＦＦＴ４１１やＩＦＦＴ４１２を別途備える場合、AD２１０からの時間領域信号を、OFDM信号のFFTサイズＮ_FFTの１／Ｎのサイズに分割しそれらを加算してからFFT処理し、またＮ_FFT／ＮのサイズでＩＦＦＴした信号をＮ回連結してメモリ４０１に格納してもよい。

[ステップ２]（ステップ１の信号の送り返し）処理部２１４のメモリ４０１に保存された時間領域信号を、次のシンボル用に読み出し、Ｂ側のDA部２０３に出力する。
以降の処理は先に検討されたステップ２と同様にＢ側からＡ側へ伝送を行い、Ａ側のFFT２１１の出力をウェイト算出部１１５に出力する。

図５に本実施形態における無線フレームの構造図が示される。１つの無線フレーム（ＴＤＤフレーム）は、Ａ側からＢ側へ伝送する区間（下りサブフレーム）と、Ｂ側からＡ側へ伝送する区間(上りサブフレーム)とを有する。ステップ１におけるパイロットの伝送は、下りサブフレームの最後のシンボルで行われ、ステップ２における送り返しは、望ましくは上りサブフレームの最初のシンボルで行われる。ステップ１とステップ２の間の略１シンボルの時間差は、ＯＦＤＭ方式において実現できる最小の時間である。なお下りサブフレームと上りサブフレームの間にはTDDギャップが設けられることがあり、その結果時間差が１シンボルを越えることは妨げない。

図６にウェイト算出部１１５の詳細構成を示す。FFT部２１１より入力された信号は、位相回転補正部３１１に入力される。
位相回転補正部３１１は、ＴＸ１０４、ＲＸ１０９、ＴＸ２０４及びＲＸ２０９のトータルの標準的な位相特性を保持した位相特性テーブル３１１からの信号を使用して、それらの特性（主に、ＲＸ１０９内のＳAＷフィルタによるものである）を補償する処理を行う。ステップ２の送り返されるパイロットは、ＳAＷフィルタを４回通過するため、大きな位相変化を受けうるが、チャネル特性Hと結合された時に、近接するパイロット間の位相差が１８０度を超えると正しくチャネル推定できない。位相回転補正部３１１は、ＴＸ１０４等による位相回転をできるだけキャンセルする。
伝搬路位相特性テーブル３１１には、周波数領域での位相特性（サブキャリア毎の位相（又は複素振幅）を列挙したもの）が保持されるものとする。ＴＸ１０４の特性の補償は本来、送信信号に対してＴＸ１０４の前で行うことが望ましいが、本例のキャリブレーションを行う範囲では、位相回転補正部３１１で一括に補償にできる。隣接チャネルとのアイソレーションを改善するために、受信信号の中心周波数をＳAＷフィルタの通過帯域の中心周波数から少しオフセットさせることがあり、位相特性テーブル３１１には使用されるサブキャリア数による占有帯域より広い範囲で特性が保持されることが望ましい。
パイロット抽出部３０２は、キャリブレーションの対象となるアンテナから送信されたパイロット信号を抽出し、メモリ３０５に保存する。キャリブレーション対象については後述する。

[ステップ３]（Ｂ側からＡ側へのパイロットの伝送）図４のＢ側のパイロット信号発生器２２にて発生したパイロット信号をＢ側のDA部２０３へ出力する。以降の処理は上述のステップ２と同様にＢ側からＡ側へ伝送を行い、A側のFFT２１１の出力をウェイト算出部１１５に出力する。
図５に示されるように、ステップ３におけるパイロットの伝送は、ステップ２でパイロットを送り返したシンボルの次のシンボル（つまり上りサブフレームにおける２番目のシンボル)で行われる。

[ステップ４]（キャリブレーションウェイトの算出）ステップ２で図８或いは図１０のメモリ３０５に保存された信号とステップ３にてウェイト算出部１１５に入力された信号を使用してキャリブレーションに必要なウェイトを算出する。以下に具体的な処理を記載する。

最初に、周波数方向パイロット補間部３０４は、ステップ２にてメモリ３０５に保存された信号を読み出し、アンテナ毎に周波数方向に補間し、その出力を一つ目の除算器３０６の分子として入力する。
それと並列して、位相回転補正部３１１は、ステップ３にてFFT２１１から入力された信号に対し、位相回転補正を行い、パイロット抽出部１１５に信号を出力する。ここで入力される信号にはＢ側からＡ側への位相特性が含まれるため、予め取得したＢ側からＡ側への位相特性を保存した位相特性テーブル３１２を使用し位相回転を補正する。位相特性テーブル３１２の保持する位相回転は、位相特性テーブル３１２のそれのちょうど半分である（複素振幅においては、位相特性テーブル３１２のそれの平方根となる）。これは、Ａ側からＢ側への伝送路とＢ側からＡ側への伝送路に、同じ任意特性を付加することを意味する。

次に、パイロット抽出部１１５は、位相回転補正部３１１からの信号から、キャリブレーション対象となるアンテナから送信されたパイロットのみを抽出し、周波数方向パイロット補間部３０２と雑音算出部３１３に出力する。キャリブレーション対象については後述する。
周波数方向パイロット補間部３０２Ｂでは周波数方向に内挿を行った結果であるチャネル推定を二つの除算器３０６と３０７に分母として出力する。

前段の除算部３０６は、入力されたステップ２で取得したチャネル推定S_2,newの結果を、ステップ３で取得したチャネル推定S_3,newで除算し、後段の除算器３０７に出力する。この処理によりＡ側からＢ側への伝送特性のみを算出する。以下に式５〜８で表す：
S_2,new= TX_B H(t₂) AGC_A RX_A TX_A H(t₁) AGC_B
RX_B （式５） S_3,new= TX_B H(t₃) AGC_A RX_A = H’ （式６） S_4,new= S_2,new / S_3,new （式7） = TX_AH(t₁) AGC_BRX_B （式８）

後段の除算器３０７は、ステップ３で取得したチャネル推定S_3,newを、前段の除算部３０６からの入力S_4,newで除算し、周波数軸フィルタ３１６に出力する。この処理により前段の除算部３０６にて算出したＡ側からＢ側への伝送特性とＢ側からＡ側への伝送特性の差分（比）W_newを算出する。以下に式９、１０で表す：
W_new= S_3,new / S_4,new （式９） = (TX_BAGC_A RX_A)/ (TX_A AGC_B RX_B) （式１０）式１０のように、位相回転補正部３１１の行った位相補正は、除算によりキャンセルされるため、W_newの算出に影響しないことが理解される。

一方、雑音算出部３１３では１シンボルことなる時刻のパイロットの減算などを行い、雑音量を推定して、しきい値算出部３１４としきい値比較部３１５に出力する。
しきい値算出部３１３は、入力された周波数軸方向の雑音値の平均値を算出し、その値からマージンを持ったレベルの値をしきい値として、しきい値比較部３１５に出力する。
しきい値比較部３１５は、しきい値算出部３１４から入力されたしきい値と雑音算出部３１３から入力された雑音レベルをサブキャリア毎に比較し、しきい値を超える場合にHiとなる信号を周波数軸フィルタ３１６へ出力する。

周波数軸フィルタ３１６は、しきい値比較部３１５からHiが出力されたサブキャリアに対して、除算器３０７からの信号を破棄して他の信号で代替する。この機能によりマルチパスによる周波数選択性フェージングでレベルが極端に低下している周波数の信号は使用せず、周波数領域又は時間領域で近接する他のパイロットの値から補間することができる。そのため除算器３０６等で小さい値で除算されることによる雑音強調を防ぐことができる。

時間軸フィルタ３１７では入力された値を時間方向に平滑化（低域通過フィルタ処理）する。この処理により、時間方向に不足する信号が補間されるとともに雑音が低減され、その結果をウェイトとして出力する。

以下にNxM のMIMOシステム時に上記キャリブレーションを適応させるための、キャリブレーション対象伝搬路の切換、及び、パイロット配置による送り返し処理変更について説明する。
まず、第１の実施例として、図７のパイロット配置を想定して説明する。
図７に示すパイロット配置は、4サブキャリアに１つの頻度でパイロットが配置され、シンボルによりパイロット配置とパイロット送信アンテナが異なる。また、あるアンテナからパイロットが送信される際、その他のアンテナのパイロットサブキャリアはNULL（無送信）とする。更に、Ａ側からＢ側への伝送する際の最終シンボルのパイロット配置はTDDフレームごとに異なる。

図１１に、図７のパイロット配置時のキャリブレーション手順を示す。
図7のパイロット配置では、ステップ１において、つまり下りフレームの最終シンボルにおいて、Ａ側から送信するパイロットは、N本のアンテナの内の一つである。Ｂ側ではM本のアンテナにてそれぞれ受信される。
次にＢ側ではM本の内の一つのアンテナでステップ２の送り返しを行い、それ以外のＢ側のアンテナでは、パイロット位置のサブキャリアをNULLとする。これによりＢ側からの送り返しをＡ側で受信した際の干渉を避けることができる。Ｂ側で受信したパイロットは一つのアンテナから送信されたものであるため、送り返し処理部２１４は図９の構成を使用し時間領域のまま送り返しが可能である。送り返される信号には、パイロット以外に、Ａ側の複数のアンテナから送信されデータ信号もそのまま含まれ得る。

この後、パイロットを送信するアンテナ、もしくはＢ側の送り返しを行うアンテナを変えることで、伝搬路を変えてNxMの伝搬路特性を別TDDフレームにて取得する必要がある。なお、ステップ３のＢ側からＡ側への伝搬特性の取得は、ステップ２の送り返しと同じTDDフレームで行えるため、NxMの伝搬路特性を取得するには、NxM個のTDDフレームを要する。
上記にて取得した特性を使用してNxM個のキャリブレーションウェイトｗ_ijを算出する。
以上の処理により例えばＡ側で予めキャリブレーションウェイトを乗算して伝送することにより、Ａ側とB側の間の両方向の伝搬路を同一にすることができる。

第２の実施例として図８のパイロット配置の場合について説明する。
図８のパイロット配置は、パイロットキャリアのみを送信するパイロットシンボルとデータのみを送信するデータシンボルがある。図８の例では４シンボルに１回の頻度でパイロットシンボルが送信され、Ａ側からＢ側への伝送の最終シンボルにパイロットシンボルが配置される。パイロットシンボルは周波数方向に直交させた各送信アンテナのパイロット信号が配置される。

図１２に、図８のパイロット配置時のキャリブレーション手順の一例を示す。
ステップ１において、Ａ側から送信するパイロット信号はN本アンテナすべてから送信され、Ｂ側ではM本のアンテナにて受信される。Ｂ側では、そのうちある１つのアンテナで受信した信号（１OFDMシンボル）を保持する。
ステップ２で、Ｂ側は保持した信号に対応するアンテナから、保持した信号を送り返し、Ａ側はN本のアンテナのそれぞれで受信する。送り返し処理部２１４は、図９の構成を使用し時間領域のまま送り返す。
ステップ３で、ステップ２と同じアンテナからパイロット信号を伝送する。パイロット信号は、Ａ側のN本のアンテナのそれぞれで受信される。このパイロット信号には、利用可能な全てのサブキャリアにパイロットが割当てられたOFDM信号を用いることができるが、Ａ側の各アンテナにとって、パイロット信号の１／４しか有用ではない。周波数方向パイロット補間３０２A、Ｂが十分な精度でパイロットの間を補間できるのであれば、このステップ３のパイロットは、４本に１本の間隔にすることができる。
ステップ１から３を繰り返す際は、ステップ２と３で、送信するB側のアンテナを順次変える。このため繰り返しはＭ回となる。

図１３に、図８のパイロット配置時のキャリブレーション手順の他の例を示す。この例では送り返し処理部２１４に図１０の構成を採用する。
ステップ１で、Ａ側から送信するパイロット信号はN本のアンテナすべてから送信され、Ｂ側ではM本のアンテナにて受信され、それぞれの送り返し処理部２１４に入力される。
ステップ２で、送り返し処理部２１４は、一度周波数領域に変換してＡ側の一つのアンテナ（ｉ番目のアンテナとする）から送信されたパイロットのみを抽出して再び時間領域に変換して送り返し、それをＡ側のｉ番目のアンテナが受信し、送信したパイロットと同じ周波数のパイロットを抽出する。
図８に示すようにＮ個の周波数方向に直交したパイロットが送信されている場合、Ｂ側ではＭ本の内のＮ本（Ｍ≧Ｎの場合）又はＭ本（Ｍ＜Ｎの場合）のアンテナが、それぞれ異なるパイロットを抽出して送り返す。

ステップ３で、ステップ２と同じアンテナからパイロット信号を伝送する。
ステップ１から３を繰り返す際は、ステップ２と３で、送信するＢ側のアンテナを順次巡回させる。このため繰り返しは、Ｍ回（Ｍ≧Nの場合）又はＮ回（Ｍ＞Ｎの場合）となる。従ってＭ≫Ｎの場合に有利である。
本例で用いる送り返し処理部２１４はＦＦＴ及びＩＦＦＴを伴うため、連続する２シンボルでステップ１と２を行うことは困難である。図１３の例に限らず、ステップ３とステップ２は、逆の順序で、或いは同時に行うことができる。一般に、サブフレームの先頭のシンボルでは、等化用に高密度のパイロット信号が挿入されることが多い。

図１４に、上述のキャリブレーションを適用したMIMO-TDDシステムの模式図を示す。ここではMIMOの検出方法としてSVD（特異値分解）法を用いて説明するが、それに限らず、ZF(Zero forcing)、BLAST(Bell Lab. 1Ayered Space-Time)、MMSE(Minimum Mean Square Error)、SIC(Successive Interference Cancellation)、MLD (Maximum Likelihood Detection)法など公知の方式を任意に適用できる。

チャネル推定器５０１は、送信及び受信アンテナの組合せの数（N x M）だけあるチャネルについて、それらの特性h’を、パイロット信号を参照するなどして推定する。
特異値分解器５０２は、h’を要素とするＮ行M列の行列Ｈをチャネル行列を特異値分解し、左特異ベクトル群からなる行列Ｕ、右特異ベクトル群からなる行列V、及び１つ以上の特異値λを得る。
マッパー５０３は、送信データ系列を各固有チャネルに振り分け、変調信号を生成する。

注水部５０４は、各固有チャネルの変調信号に、対応する特異値λを乗算することで、チャネル容量に応じた電力配分を行う。
プリコーダー５０５は、各固有チャネルの変調信号に、行列Ｖを掛けることで、プリコーディングを行う。プリコーダー505のN本の出力は、対応するＮ本の送信アンテナから送信される。
信号分離器５０７は、Ｎ本のアンテナで受信された相手側無線機からの信号に、行列Ｕ^*を掛けることで、各固有チャネルの信号に分離する（MIMO検出）。なお、Ｕ^*は、行列Ｕの複素共役行列である。これは、行列Ｈの転置行列Ｈ^Tを特異値分解して得たエルミート共役Ｕ^Hを用いるのと等価である。

デマッパー５０８は、各固有チャネルの変調信号を復調し、データ系列につなぎ合わせる。
チャネル推定器５１１〜デマッパー５１８の構成も同様であり、説明を省略する。なお、これら1対の無線機のそれぞれで行うＭＩＭＯ検出には、異なる種類のものが用いられてもよい。また、キャリブレーションを行う側の無線機では、チャネル推定器５０１は、ウェイト算出部１１５で代替できる。

以上説明したように、実施形態に係るキャリブレーション手法を使用すれば、パイロットの送り返しを短時間のうちに実行するので、時間及び周波数領域での伝搬路特性の連続性を利用して、送信するパイロットや送り返すパイロットの密度或いは頻度を低減しても伝搬特性を推定することができる。例えば送り返しの時間間隔は、ＴＸ１０４やＲＸ１１０等の温度変化に伴う特性の変動に対応して、数分程度に選ぶことができる。また、ステップ１や３のパイロットは、キャリブレーションのだけために設けられる必要はなく、チャネル特性等の取得のために元々設けられているものを利用できる。
なお、パイロット信号発生器１０２や２０２に、位相補正テーブル３１１や３１２と同じ位相特性が予め付加されたパイロット信号を格納するようにすれば、位相回転補正部３０１及び位相補正テーブル３１１等は不要となる。
また、周波数軸フィルタと時間軸フィルタは、公知の２次元補間フィルタにより一体に構成してもよい。

本発明は、MIMO-OFDMシステムに限らず、固有モード伝送を行うシステムに広く適用可能であり、DFT-Spread OFDM等の、信号処理にDFT演算を伴う通信方式や、周波数領域等化を行う通信方式等を含む。

１，２：送受信機、空間３、１０１，２０１：ＦＰＧＡ、１０２，２０２：パイロット信号発生器、１０３，２０３：ＤＡ部、１０４，２０４：ＴＸ、１０５，２０５：ＴＤＤスイッチ、１０６，２０６：アンテナ、１０８，２０８：ＡＧＣ、１０９，２０９：ＲＸ、１１０，２１０：ＡＤ部、１１１，２１２：ＦＦＴ、１１２，２１２：ＩＦＦＴ、１１３：固定補償器、２１４：送り返し処理部、１５，１１５：ウェイト算出部、１１７：校正済み補償器、３０１：位相回転補正部、３０２：パイロット抽出部、３０３，３０４：周波数方向パイロット補間部、３０５：メモリ、３０６，３０７：除算器、３１１，３１２：位相補正テーブル、３１３：雑音算出部、３１４：しきい値算出部、３１５：しきい値比較器、３１６：周波数軸フィルタ、３１７：時間軸フィルタ。

Claims

ＴＤＤ（Time Division Duplexing）により双方向伝送を行う第１および第２の無線装置を有し、前記第１および第２の無線装置の少なくとも一方がアレイアンテナを具備する無線通信装置であって、前記第１の無線装置と前記第２の無線装置との間の全伝送路の中から伝送路を限定し、限定した伝送路の双方向伝送の特性を等価にするキャリブレーションのために、既知信号を時間領域のまま送り返し得た伝送路推定値を用いてキャリブレーションウェイトを算出する無線通信装置。
前記第１と第２の無線装置のキャリブレーションにおいて既知信号を受信して周波数領域に変換し、キャリブレーションの対象となる伝送路の既知信号のみを選択した後、再び時間領域に変換して送り返すことで、一度に複数の伝送路キャリブレーションを行えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
キャリブレーションを容易に行うためにパイロット配置がTDDフレームごとに可変することを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。