JPWO2017010519A1 - 無線通信装置及びそのキャリブレーション方法 - Google Patents

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Abstract

本発明の課題は、TDD−MIMOの固有モード伝送におけるチャネルサウンディングのオーバヘッドを低減することである。本発明は、第1および第2の無線装置の少なくとも一方が複数のアンテナを有し、TDDにより双方向伝送するシステムにおいて、前記第1と第2の無線装置との間の全伝送路の中から伝送路を限定し、限定した伝送路の双方向伝送の特性を等価にするキャリレーションのために、既知信号を時間領域のまま送り返し、得た伝送路推定値を用いてキャリブレーションウェイトを算出する。一形態では、既知信号を含む信号を受信した第2の無線装置は、受信信号を周波数領域に変換し、キャリブレーションの対象となる伝送路の既知信号のみを選択した後、再び時間領域に変換して送り返すことで、同時に複数のキャリブレーションを行う。

Description

本発明は、無線通信の分野に関し、特に、チャネル特性を送信側にフィードバックする必要のある無線方式に関する。
図1は、一般的なMIMO通信システムの構成図である。このシステムは2台の無線送受信機から構成され、一方のA側送受信機1にはN本、他方のB側送受信機2にはM本のアンテナが備えられている。このような構成のシステムにTDD方式の固有モード伝送を適用する場合、伝搬するチャネルに応じてプリコーディング処理を行うため、送信側でチャネル情報を知る必要がある。
チャネル情報の取得方法の一つとしてチャネルの双対性を使用する方法がある。チャネルの双対性とは、A側からB側への伝送と、B側からA側への伝送が同じ空間を伝搬するため同一チャネルとするものである。双対性が保たれている限り、A側は、B側からチャネル情報を送り返してもらわなくても、A側の受信信号から推定(サウンディング)したチャネル情報を用いてプリコーディングすることができるはずである。しかし、実際には空間のチャネル特性のみではなく送受信機のアナログ素子の特性も考慮する必要がある。
図2に、送受信機1,2の内部構成を示す。各アナログ素子の個体差により、振幅や位相の特性がA側とB側で異なる。そのため双対性を利用しようとする場合、キャリブレーションによって、A側からB側への伝搬特性とB側からA側への伝搬特性を等価にする必要がある。MIMO構成ではA側のアンテナ本数N、B側のアンテナ本数Mの組み合わせ分の伝搬路があるため、それぞれについてキャリブレーションを行う必要がある。
特許第4744965号公報 特許第4773461号公報 特許第4361938号公報 特開2011−199850号公報
侯 暁林、外2名,"高速移動環境に対応した拡張2次元DFT補間によるチャネル推定",NTT DoCoMoテクニカル・ジャーナル,2009年1月,第16巻,第4号,p.20−26
キャリブレーションを行うために、B側からA側に送り返すデータ量が多いと、チャネル情報を送り返す方法に比べての優位性が損なわれてしまう。他方、データ量の削減(頻度の低減)を行うと、キャリブレーション誤差が増加してしまう問題がある。またMIMO構成に適用する場合、システムの複雑性が増す問題もある。またプリコーディングにより形成される伝送路の直交性が、キャリブレーションによって悪化されないようにしなければならない。
発明者らは、発明に至る過程で以下のようなキャリブレーション方法を検討した。
図2に示す送受信機1,2では、各アナログ素子の個体差により、振幅や位相の特性がA側とB側で異なる。そのためキャリブレーションを行うことで、A側からB側への伝搬特性とB側からA側への伝搬特性を等価にする必要がある。MIMO構成ではA側のアンテナ本数N、B側のアンテナ本数Mの組み合わせ分の伝搬路があるため、それぞれについてキャリブレーションを行う必要がある。以下にNxMの組み合わせの伝搬路の中から一つの伝搬路について従来方式でキャリブレーションを行う方法について図2を用いて説明する。なお、送受信機1,2は、OFDM変調された無線信号を送受するものとする。図2では、校正に係る構成に注目し、OFDM無線機がデータを送受信するための一般的な構成は一部省略してある。
[ステップ1](A側からB側へのパイロット信号の伝送) A側のFPGA101内のパイロット信号発生器102から、振幅と位相が既知であるパイロット信号をA側のDA部103に出力する。パイロット信号は周波数領域に分散して複数配置され得る。DA部103では入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換してA側のTX104に出力する。TX104では入力された信号の周波数変換と増幅を行いA側のスイッチ105に出力する。この際、A側のTX104のアナログ素子による、振幅、位相特性をTXAと置く。
A側が送信している間、A側のスイッチ105はTX104とアンテナ106を接続する。A側のアンテナ106から送信された信号はチャネル特性Hを持つ空間3を伝搬し、B側のアンテナ206で受信される。B側のアンテナ206にて受信された信号はB側のスイッチ205に出力される。B側が受信時にはB側のスイッチ205はAGC208側に接続され、B側のAGC208に入力される。AGC208では入力された信号のレベル調整を行いB側のRX209に出力する。この際B側のAGC208による振幅、位相特性をAGCBとする。RX209では受信された信号の周波数変換を行いB側のAD部210に出力する。この際、B側のRX209による振幅、位相特性をRXBとする。B側のAD部210では入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換しB側のFPGA201内のFFT211へ出力する。B側のFFT211では入力された時間信号を周波数領域の信号に変換しB側のパイロット抽出部22に出力する。パイロット抽出部22では入力された周波数領域の信号からパイロットのみを抽出しデータ化部23に出力する。データ化部23では入力されたパイロット信号をデータに変換する。このデータは、等化などが為されていない、受信されたままの複素信号を2進コードなどで表したものである。
[ステップ2](B側からA側へのパイロットの伝送とステップ1の情報の送り返し) データ化部23にてデータ化された信号は変調部24に入力される。変調部24は、データ化部23からのデータを含む送信信号を変調しB側のDA部203に出力する。変調される送信信号には、OFDMで一般的なパイロット信号が適宜挿入され得る。データ化部23からのデータは、一例として、そのまま1つのシンボルの変調に用いられる。
DA部203は、入力された信号をアナログ信号に変換し、B側のTX204に出力する。TX204は、入力された信号の周波数変換と増幅を行い、増幅された信号はB側のスイッチ205を通りB側のアンテナ206から空間3へ送信される。B側のスイッチ205は、ステップ1とは異なりB側が送信となるためTX204側に接続される。
送信された信号は、A側のアンテナ106によって受信され、A側のスイッチ105通りA側のAGC108に入力される。A側のスイッチ105もステップ1とは異なりA側が受信となるためAGC108側に接続される。AGC108にて適切なレベルに調整されA側のRX109に出力される。RX109では入力された信号の周波数変換を行いA側のAD部110へ出力する。ここではステップ1のA側からB側への伝搬と同様にB側のTX204、A側のAGC108、RX109がそれぞれ振幅、位相特性をもち、TXB,AGCA,RXAと置く。A側のAD部110では入力された信号をデジタル信号に変換してA側のFPGA102のFFT部111へ出力する。FFT部111では入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換しウェイト算出部15に出力する。
[ステップ3](ウェイト算出) ウェイト算出部15の構成を図3に示す。A側のFFT111から入力された信号は、復調部31とパイロット抽出部32に入力される。復調部31は、入力された信号の復調を行い、B側にて受信したパイロット信号を再生し、周波数方向パイロット補間部33に出力する。周波数方向パイロット補間部33は、入力されたパイロット信号からチャネル推定を行う。このチャネル推定S1,oldにはA側からB側に伝送を行った場合のアナログ素子による特性が含まれる。以下に式1で表現する。除算器35の分子として入力する。
パイロット抽出部32は、B側で挿入されたパイロット信号を抽出し周波数方向パイロット補間部302に出力する。周波数方向パイロット補間34では入力されたパイロット信号からチャネル推定を行う。このチャネル推定S2,oldにはステップ2にてB側からA側に伝搬を行った場合のアナログ素子による特性が含まれる。以下に式2で表現する。その結果を除算器35に分母として入力する。
除算器35は、S1,oldをS2,oldで除算する。複素除算を行うことでA側からB側へのアナログ素子による特性も含むトータルの伝搬特性とB側からA側への伝搬特性の差分Woldが算出される。以下に式3で表現する。ただし、ステップ1とステップ2を行う時間の間隔はチャネルの変動に対して十分短いものとする。
上記処理をNxMの伝送路全てにおいて行う必要がある。
[ステップ4](キャリブレーションウェイトの反映) 次に、上記で算出した差分Woldをキャリブレーションウェイトとして使用する方法について、図2を用いて説明する。B側のパイロット信号発生器22からパイロット信号を発生し、上記のステップ2と同様にA側に送信する。このときのA側の周波数方向パイロット補間34の出力CHestをウェイト乗算部16に入力する。
ウェイト乗算部16は、ステップ3で算出したキャリブレーションウェイトWoldを、入力されたチャネル推定結果CHestに乗算する。この処理を式4で表す。
これらの式から、B側からA側への伝搬特性にキャリブレーションウェイトWoldを乗じることで、A側からB側への伝搬特性をA側で算出できることが理解できる。そのため、ウェイト乗算部16の出力CHcalibrateを使用して送信のプリコーディングを算出することが可能となる。
しかしながら、t、t及びtに亘ってチャネル特性がほとんど変化しないことが前提となっており、送り返すデータの頻度を減らすことが難しいという問題があった。
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、無線通信の伝播路のキャリブレーションにおいて、複雑な送り返し処理を省くことができる無線通信装置を提供することにある。
本発明の一側面に係るキャリブレーション方法では、従来、データに変換してから送り返していたパイロット信号を、時間波形として送り返す。これにより、A側にてA側からB側への伝搬特性とB側からA側への伝搬特性が含まれる信号が取得でき、別途B側からA側への伝搬特性を測定し、A側にて得られた二つの伝搬特性からキャリブレーションウェイトを算出する事ができる。
本発明に係るキャリブレーション手法を使用すれば、複雑な送り返し処理を省くことができ、送り返しに必要なシンボル数を低減することができるためスループットの改善が可能となる。また、図5に示す通りTDDフレームのA側からB側への伝送の最終シンボルにステップ1を行いB側からA側への伝送の最初にステップ2、次にステップ3を行うことで、実質的にキャリブレーションの頻度を増やすことができ、キャリブレーションの精度向上が可能となる。
一般的なMIMO通信システムの構成図。 送受信機1、2の内部構成図。 ウェイト算出部15の内部ブロック図。 本発明の実施形態に係る送受信機10、20の内部構成図。 実施形態に係る無線フレームの構造図。 実施形態に係るウェイト算出部115の内部ブロック図。 実施形態に係るA側から送信されるパイロット信号の配置の一例。 実施形態に係るA側から送信されるパイロット信号の配置の他の例。 実施形態に係るB側の送り返し処理部214の内部構成図。 実施形態に係るB側の送り返し処理部214の内部構成図。 複数のアンテナのキャリブレーション手順の一例を示す模式図。 複数のアンテナのキャリブレーション手順の他の例を示す模式図。 複数のアンテナのキャリブレーション手順の他の例を示す模式図。 キャリブレーションを適用したMIMO-TDDシステムの模式図。
図4は、本発明の実施形態に係る送受信機10、20の内部構成図である。図2に示した構成と同じ構成は、説明を適宜省略する。
パイロット信号発生器102、202は、OFDM信号に挿入されるパイロットの時間領域信号を保持して出力する。
加算器107、207は、パイロット信号発生器102、202からのパイロット信号と、IFFT部112、212からの、データで変調されたOFDM信号とを合成する。
IFFT部112、212は、入力されたサブキャリア毎の変調信号を、逆高速フーリエ変換により時間領域信号に変換する。また必要であれば、サイクリックプリフィックスの付加も行う。
パイロット信号発生器102、202からのパイロット信号と、IFFT部112、212からの、データで変調されたOFDM信号とを合成する。
固定補償器113、213は、RX109、209の周波数特性(位相特性)を、固定の特性により粗く補償する。ここで補償される特性は、RX109等で使用される部品の標準的な特性から決めたもので、後述の重み計算部115内の位相特性テーブル311や312で保持される特性と完全に対応しているか、固定補償器113と213の特性が同一であるか、或いは、パイロット信号にも同じ特性が付与されるようにすべきである。固定補償器113、213は必須ではないし、MIMO側の処理(プリコーディング行列や信号分離行列の乗算)に含ませてもよい。
送り返し処理部214は、A側から受信したパイロットを、時間領域信号のまま、望ましくは次のOFDMシンボルで送り返すための回路であり、図9や図10で詳述する。
ウェイト算出部115は、送受信したパイロットに基づいて、キャリブレーションを行う中核的な構成であり、A側からB側への伝送路と、その逆の伝送路とを、実質的に同一にする重みWを算出する。重みWの要素の個数は、サブキャリア数と送信アンテナ数の積である。
固定補償器216は、TX204の周波数特性を粗く補償する。固定補償器216は、必須ではなく、もし備えられる場合は、位相特性テーブル311や312の特性と完全に対応させるか、校正済み補償器217に同じ特性が合成されるようにすべきである。固定補償器113、213は必須ではないし、MIMO側の処理(プリコーディング行列や信号分離行列の乗算)に含ませてもよい。
校正済み補償器217は、IFFT部112へ入力される各サブキャリアの変調信号に、重みWの対応する要素を乗算することで、キャリブレーションを行う。
図4に示した送受信機10、20は、以下のステップ1〜4の処理を行う。[ステップ1](A側からB側へのパイロットの伝送) 前述のステップ1と同様に、A側からB側へパイロット信号を送信する。B側のAD部210は、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換して、B側のFPGA201内の送り返し処理部214へ入力する。
図7に、A側から送信されるパイロット信号の配置の一例が示される。この例では、バイロット信号は、時間及び周波数軸方向に分散されて配置されるが、分散された各位置は、N本のアンテナと対応しており、N単位の巡回性を有する。例えば、最初のシンボルで、A側の4番目のアンテナから、4サブキャリア間隔でパイロットが送信され、他のアンテナはそれらのサブキャリアで送信は行わない。次のシンボルでは、A側の3番目のアンテナから、前のシンボルでパイロットを送信したサブキャリアの左隣のサブキャリアでパイロットが送信される。以後同じような動作が繰り返される。
図8に、A側から送信されるパイロット信号の配置の他の例が示される。この例では、バイロット信号は、時間軸方向に集中的に配置される。つまり、あるシンボルでは、全てのサブキャリアが、いずれかのアンテナからのパイロット送信に用いられる。アンテナのサブキャリアへの割り当ては、周波数軸方向に単位Nの巡回的となる。
図9に、B側の送り返し処理部214の内部構成の一例が示される。図7のように配置されたパイロット信号が送信されている場合、送り返し処理部214は、単にメモリ401を備えて、シンボル毎にその時間領域信号を保存する。
図10に、B側の送り返し処理部214の内部構成の他の例が示される。図9のように配置されたパイロット信号が送信されている場合、送り返し処理部214は、B側のAD210の出力をFFT411にて周波数領域の信号に変換し、パイロット抽出部22にてキャリブレーションの対象となる伝搬路のパイロットを抽出しIFFT412へ出力する。IFFT412では入力された信号を時間領域の信号に変換してメモリ401に出力する。
なお、FFT411とIFFT412は、FFT211とIFFT212と共用にしてもよい。FFT411やIFFT412を別途備える場合、AD210からの時間領域信号を、OFDM信号のFFTサイズNFFTの1/Nのサイズに分割しそれらを加算してからFFT処理し、またNFFT/NのサイズでIFFTした信号をN回連結してメモリ401に格納してもよい。
[ステップ2](ステップ1の信号の送り返し) 処理部214のメモリ 401に保存された時間領域信号を、次のシンボル用に読み出し、B側のDA部203に出力する。
以降の処理は先に検討されたステップ2と同様にB側からA側へ伝送を行い、A側のFFT211の出力をウェイト算出部115に出力する。
図5に本実施形態における無線フレームの構造図が示される。1つの無線フレーム(TDDフレーム)は、A側からB側へ伝送する区間(下りサブフレーム)と、B側からA側へ伝送する区間(上りサブフレーム)とを有する。ステップ1におけるパイロットの伝送は、下りサブフレームの最後のシンボルで行われ、ステップ2における送り返しは、望ましくは上りサブフレームの最初のシンボルで行われる。ステップ1とステップ2の間の略1シンボルの時間差は、OFDM方式において実現できる最小の時間である。なお下りサブフレームと上りサブフレームの間にはTDDギャップが設けられることがあり、その結果時間差が1シンボルを越えることは妨げない。
図6にウェイト算出部115の詳細構成を示す。FFT部211より入力された信号は、位相回転補正部311に入力される。
位相回転補正部311は、TX104、RX109、TX204及びRX209のトータルの標準的な位相特性を保持した位相特性テーブル311からの信号を使用して、それらの特性(主に、RX109内のSAWフィルタによるものである)を補償する処理を行う。ステップ2の送り返されるパイロットは、SAWフィルタを4回通過するため、大きな位相変化を受けうるが、チャネル特性Hと結合された時に、近接するパイロット間の位相差が180度を超えると正しくチャネル推定できない。位相回転補正部311は、TX104等による位相回転をできるだけキャンセルする。
伝搬路位相特性テーブル311には、周波数領域での位相特性(サブキャリア毎の位相(又は複素振幅)を列挙したもの)が保持されるものとする。TX104の特性の補償は本来、送信信号に対してTX104の前で行うことが望ましいが、本例のキャリブレーションを行う範囲では、位相回転補正部311で一括に補償にできる。隣接チャネルとのアイソレーションを改善するために、受信信号の中心周波数をSAWフィルタの通過帯域の中心周波数から少しオフセットさせることがあり、位相特性テーブル311には使用されるサブキャリア数による占有帯域より広い範囲で特性が保持されることが望ましい。
パイロット抽出部302は、キャリブレーションの対象となるアンテナから送信されたパイロット信号を抽出し、メモリ305に保存する。キャリブレーション対象については後述する。
[ステップ3](B側からA側へのパイロットの伝送) 図4のB側のパイロット信号発生器22にて発生したパイロット信号をB側のDA部203へ出力する。以降の処理は上述のステップ2と同様にB側からA側へ伝送を行い、A側のFFT211の出力をウェイト算出部115に出力する。
図5に示されるように、ステップ3におけるパイロットの伝送は、ステップ2でパイロットを送り返したシンボルの次のシンボル(つまり上りサブフレームにおける2番目のシンボル)で行われる。
[ステップ4](キャリブレーションウェイトの算出) ステップ2で図8或いは図10のメモリ305に保存された信号とステップ3にてウェイト算出部115に入力された信号を使用してキャリブレーションに必要なウェイトを算出する。以下に具体的な処理を記載する。
最初に、周波数方向パイロット補間部304は、ステップ2にてメモリ305に保存された信号を読み出し、アンテナ毎に周波数方向に補間し、その出力を一つ目の除算器306の分子として入力する。
それと並列して、位相回転補正部311は、ステップ3にてFFT211から入力された信号に対し、位相回転補正を行い、パイロット抽出部115に信号を出力する。ここで入力される信号にはB側からA側への位相特性が含まれるため、予め取得したB側からA側への位相特性を保存した位相特性テーブル312を使用し位相回転を補正する。位相特性テーブル312の保持する位相回転は、位相特性テーブル312のそれのちょうど半分である(複素振幅においては、位相特性テーブル312のそれの平方根となる)。これは、A側からB側への伝送路とB側からA側への伝送路に、同じ任意特性を付加することを意味する。
次に、パイロット抽出部115は、位相回転補正部311からの信号から、キャリブレーション対象となるアンテナから送信されたパイロットのみを抽出し、周波数方向パイロット補間部302と雑音算出部313に出力する。キャリブレーション対象については後述する。
周波数方向パイロット補間部302Bでは周波数方向に内挿を行った結果であるチャネル推定を二つの除算器306と307に分母として出力する。
前段の除算部306は、入力されたステップ2で取得したチャネル推定S2,newの結果を、ステップ3で取得したチャネル推定S3,newで除算し、後段の除算器307に出力する。この処理によりA側からB側への伝送特性のみを算出する。以下に式5〜8で表す:
S2,new= TXB H(t2) AGCA RXA TXA H(t1) AGCB
RXB (式5) S3,new= TXB H(t3) AGCA RXA = H’ (式6) S4,new= S2,new / S3,new (式7) = TXAH(t1) AGCBRXB (式8)
後段の除算器307は、ステップ3で取得したチャネル推定S3,newを、前段の除算部306からの入力S4,newで除算し、周波数軸フィルタ316に出力する。この処理により前段の除算部306にて算出したA側からB側への伝送特性とB側からA側への伝送特性の差分(比)Wnewを算出する。以下に式9、10で表す:
Wnew= S3,new / S4,new (式9) = (TXBAGCA RXA)/ (TXA AGCB RXB) (式10)式10のように、位相回転補正部311の行った位相補正は、除算によりキャンセルされるため、Wnewの算出に影響しないことが理解される。
一方、雑音算出部313では1シンボルことなる時刻のパイロットの減算などを行い、雑音量を推定して、しきい値算出部314としきい値比較部315に出力する。
しきい値算出部313は、入力された周波数軸方向の雑音値の平均値を算出し、その値からマージンを持ったレベルの値をしきい値として、しきい値比較部315に出力する。
しきい値比較部315は、しきい値算出部314から入力されたしきい値と雑音算出部313から入力された雑音レベルをサブキャリア毎に比較し、しきい値を超える場合にHiとなる信号を周波数軸フィルタ316へ出力する。
周波数軸フィルタ316は、しきい値比較部315からHiが出力されたサブキャリアに対して、除算器307からの信号を破棄して他の信号で代替する。この機能によりマルチパスによる周波数選択性フェージングでレベルが極端に低下している周波数の信号は使用せず、周波数領域又は時間領域で近接する他のパイロットの値から補間することができる。そのため除算器306等で小さい値で除算されることによる雑音強調を防ぐことができる。
時間軸フィルタ317では入力された値を時間方向に平滑化(低域通過フィルタ処理)する。この処理により、時間方向に不足する信号が補間されるとともに雑音が低減され、その結果をウェイトとして出力する。
以下にNxM のMIMOシステム時に上記キャリブレーションを適応させるための、キャリブレーション対象伝搬路の切換、及び、パイロット配置による送り返し処理変更について説明する。
まず、第1の実施例として、図7のパイロット配置を想定して説明する。
図7に示すパイロット配置は、4サブキャリアに1つの頻度でパイロットが配置され、シンボルによりパイロット配置とパイロット送信アンテナが異なる。また、あるアンテナからパイロットが送信される際、その他のアンテナのパイロットサブキャリアはNULL(無送信)とする。更に、A側からB側への伝送する際の最終シンボルのパイロット配置はTDDフレームごとに異なる。
図11に、図7のパイロット配置時のキャリブレーション手順を示す。
図7のパイロット配置では、ステップ1において、つまり下りフレームの最終シンボルにおいて、A側から送信するパイロットは、N本のアンテナの内の一つである。B側ではM本のアンテナにてそれぞれ受信される。
次にB側ではM本の内の一つのアンテナでステップ2の送り返しを行い、それ以外のB側のアンテナでは、パイロット位置のサブキャリアをNULLとする。これによりB側からの送り返しをA側で受信した際の干渉を避けることができる。B側で受信したパイロットは一つのアンテナから送信されたものであるため、 送り返し処理部214は図9の構成を使用し時間領域のまま送り返しが可能である。送り返される信号には、パイロット以外に、A側の複数のアンテナから送信されデータ信号もそのまま含まれ得る。
この後、パイロットを送信するアンテナ、もしくはB側の送り返しを行うアンテナを変えることで、伝搬路を変えてNxMの伝搬路特性を別TDDフレームにて取得する必要がある。なお、ステップ3のB側からA側への伝搬特性の取得は、ステップ2の送り返しと同じTDDフレームで行えるため、NxMの伝搬路特性を取得するには、NxM個のTDDフレームを要する。
上記にて取得した特性を使用してNxM個のキャリブレーションウェイトwijを算出する。
以上の処理により例えばA側で予めキャリブレーションウェイトを乗算して伝送することにより、A側とB側の間の両方向の伝搬路を同一にすることができる。
第2の実施例として図8のパイロット配置の場合について説明する。
図8のパイロット配置は、パイロットキャリアのみを送信するパイロットシンボルとデータのみを送信するデータシンボルがある。図8の例では4シンボルに1回の頻度でパイロットシンボルが送信され、A側からB側への伝送の最終シンボルにパイロットシンボルが配置される。パイロットシンボルは周波数方向に直交させた各送信アンテナのパイロット信号が配置される。
図12に、図8のパイロット配置時のキャリブレーション手順の一例を示す。
ステップ1において、A側から送信するパイロット信号はN本アンテナすべてから送信され、B側ではM本のアンテナにて受信される。B側では、そのうちある1つのアンテナで受信した信号(1OFDMシンボル)を保持する。
ステップ2で、B側は保持した信号に対応するアンテナから、保持した信号を送り返し、A側はN本のアンテナのそれぞれで受信する。送り返し処理部214は、図9の構成を使用し時間領域のまま送り返す。
ステップ3で、ステップ2と同じアンテナからパイロット信号を伝送する。パイロット信号は、A側のN本のアンテナのそれぞれで受信される。このパイロット信号には、利用可能な全てのサブキャリアにパイロットが割当てられたOFDM信号を用いることができるが、A側の各アンテナにとって、パイロット信号の1/4しか有用ではない。周波数方向パイロット補間302A、Bが十分な精度でパイロットの間を補間できるのであれば、このステップ3のパイロットは、4本に1本の間隔にすることができる。
ステップ1から3を繰り返す際は、ステップ2と3で、送信するB側のアンテナを順次変える。このため繰り返しはM回となる。
図13に、図8のパイロット配置時のキャリブレーション手順の他の例を示す。この例では送り返し処理部214に図10の構成を採用する。
ステップ1で、A側から送信するパイロット信号はN本のアンテナすべてから送信され、B側ではM本のアンテナにて受信され、それぞれの送り返し処理部214に入力される。
ステップ2で、送り返し処理部214は、一度周波数領域に変換してA側の一つのアンテナ(i番目のアンテナとする)から送信されたパイロットのみを抽出して再び時間領域に変換して送り返し、それをA側のi番目のアンテナが受信し、送信したパイロットと同じ周波数のパイロットを抽出する。
図8に示すようにN個の周波数方向に直交したパイロットが送信されている場合、B側ではM本の内のN本(M≧Nの場合)又はM本(M<Nの場合)のアンテナが、それぞれ異なるパイロットを抽出して送り返す。
ステップ3で、ステップ2と同じアンテナからパイロット信号を伝送する。
ステップ1から3を繰り返す際は、ステップ2と3で、送信するB側のアンテナを順次巡回させる。このため繰り返しは、M回(M≧Nの場合)又はN回(M>Nの場合)となる。従ってM≫Nの場合に有利である。
本例で用いる送り返し処理部214はFFT及びIFFTを伴うため、連続する2シンボルでステップ1と2を行うことは困難である。図13の例に限らず、ステップ3とステップ2は、逆の順序で、或いは同時に行うことができる。一般に、サブフレームの先頭のシンボルでは、等化用に高密度のパイロット信号が挿入されることが多い。
図14に、上述のキャリブレーションを適用したMIMO-TDDシステムの模式図を示す。ここではMIMOの検出方法としてSVD(特異値分解)法を用いて説明するが、それに限らず、ZF(Zero forcing)、BLAST(Bell Lab. 1Ayered Space-Time)、MMSE(Minimum Mean Square Error)、SIC(Successive Interference Cancellation)、MLD (Maximum Likelihood Detection)法など公知の方式を任意に適用できる。
チャネル推定器501は、送信及び受信アンテナの組合せの数(N x M)だけあるチャネルについて、それらの特性h’を、パイロット信号を参照するなどして推定する。
特異値分解器502は、h’を要素とするN行M列の行列Hをチャネル行列を特異値分解し、左特異ベクトル群からなる行列U、右特異ベクトル群からなる行列V、及び1つ以上の特異値λを得る。
マッパー503は、送信データ系列を各固有チャネルに振り分け、変調信号を生成する。
注水部504は、各固有チャネルの変調信号に、対応する特異値λを乗算することで、チャネル容量に応じた電力配分を行う。
プリコーダー505は、各固有チャネルの変調信号に、行列Vを掛けることで、プリコーディングを行う。プリコーダー505のN本の出力は、対応するN本の送信アンテナから送信される。
信号分離器507は、N本のアンテナで受信された相手側無線機からの信号に、行列U*を掛けることで、各固有チャネルの信号に分離する(MIMO検出)。なお、U*は、行列Uの複素共役行列である。これは、行列Hの転置行列HTを特異値分解して得たエルミート共役UHを用いるのと等価である。
デマッパー508は、各固有チャネルの変調信号を復調し、データ系列につなぎ合わせる。
チャネル推定器511〜デマッパー518の構成も同様であり、説明を省略する。なお、これら1対の無線機のそれぞれで行うMIMO検出には、異なる種類のものが用いられてもよい。また、キャリブレーションを行う側の無線機では、チャネル推定器501は、ウェイト算出部115で代替できる。
以上説明したように、実施形態に係るキャリブレーション手法を使用すれば、パイロットの送り返しを短時間のうちに実行するので、時間及び周波数領域での伝搬路特性の連続性を利用して、送信するパイロットや送り返すパイロットの密度或いは頻度を低減しても伝搬特性を推定することができる。例えば送り返しの時間間隔は、TX104やRX110等の温度変化に伴う特性の変動に対応して、数分程度に選ぶことができる。また、ステップ1や3のパイロットは、キャリブレーションのだけために設けられる必要はなく、チャネル特性等の取得のために元々設けられているものを利用できる。
なお、パイロット信号発生器102や202に、位相補正テーブル311や312と同じ位相特性が予め付加されたパイロット信号を格納するようにすれば、位相回転補正部301及び位相補正テーブル311等は不要となる。
また、周波数軸フィルタと時間軸フィルタは、公知の2次元補間フィルタにより一体に構成してもよい。
本発明は、MIMO-OFDMシステムに限らず、固有モード伝送を行うシステムに広く適用可能であり、DFT-Spread OFDM等の、信号処理にDFT演算を伴う通信方式や、周波数領域等化を行う通信方式等を含む。
1,2:送受信機、 空間3、 101,201:FPGA、 102,202:パイロット信号発生器、 103,203:DA部、 104,204:TX、 105,205:TDDスイッチ、 106,206:アンテナ、 108,208:AGC、 109,209:RX、 110,210:AD部、 111,212:FFT、 112,212:IFFT、 113:固定補償器、 214:送り返し処理部、 15,115:ウェイト算出部、 117:校正済み補償器、 301:位相回転補正部、 302:パイロット抽出部、 303,304:周波数方向パイロット補間部、 305:メモリ、 306,307:除算器、 311,312:位相補正テーブル、 313:雑音算出部、 314:しきい値算出部、 315:しきい値比較器、 316:周波数軸フィルタ、 317:時間軸フィルタ。

Claims (3)

  1. TDD(Time Division Duplexing)により双方向伝送を行う第1および第2の無線装置を有し、前記第1および第2の無線装置の少なくとも一方がアレイアンテナを具備する無線通信装置であって、前記第1の無線装置と前記第2の無線装置との間の全伝送路の中から伝送路を限定し、限定した伝送路の双方向伝送の特性を等価にするキャリブレーションのために、既知信号を時間領域のまま送り返し得た伝送路推定値を用いてキャリブレーションウェイトを算出する無線通信装置。
  2. 前記第1と第2の無線装置のキャリブレーションにおいて既知信号を受信して周波数領域に変換し、キャリブレーションの対象となる伝送路の既知信号のみを選択した後、再び時間領域に変換して送り返すことで、一度に複数の伝送路キャリブレーションを行えることを特徴とする請求項1に記載の無線通信装置。
  3. キャリブレーションを容易に行うためにパイロット配置がTDDフレームごとに可変することを特徴とする請求項2に記載の無線通信装置。
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