WO2017006471A1 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

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WO2017006471A1
WO2017006471A1 PCT/JP2015/069698 JP2015069698W WO2017006471A1 WO 2017006471 A1 WO2017006471 A1 WO 2017006471A1 JP 2015069698 W JP2015069698 W JP 2015069698W WO 2017006471 A1 WO2017006471 A1 WO 2017006471A1
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signal
branch
unit
reception
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Application number
PCT/JP2015/069698
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English (en)
French (fr)
Inventor
林　幸雄
Original Assignee
パイオニア株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method for diversity reception of radio signals.
  • Digital modulation signals such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) signals are used in digital television broadcasting and data communication using mobile phones.
  • DVB-T Digital Video Broadcasting-Terrestrial
  • ISDB-T Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial
  • DVB-T2 which is a broadcasting standard improved from DVB-T
  • a movable receiving device such as an in-vehicle receiving device or a portable receiving device that is assumed to be used in various receiving environments, high characteristics against noise are required. Therefore, diversity reception technology is used that improves reception performance by combining signals received by a plurality of antennas (for example, Patent Document 1).
  • GI ratio guard interval ratio
  • Non-Patent Document 1 a receiver that synthesizes each block after time-dividing the transmission symbol of the received OFDM signal into a plurality of blocks, performing fast Fourier transform (partial FFT) and equalization processing on each block, has been considered (for example, Non-Patent Document 1).
  • the invention according to claim 1 is a plurality of reception branches for diversity reception of radio signals, and each reception branch detects a received signal and generates a detection signal, and M detection signals (M Is a time division FFT unit that performs FFT processing for each block divided by time division into an integer of 2 or more), and a transfer characteristic estimation unit that estimates the transfer characteristic of each block based on the detection signal
  • M detection signals M Is a time division FFT unit that performs FFT processing for each block divided by time division into an integer of 2 or more
  • M Is a time division FFT unit that performs FFT processing for each block divided by time division into an integer of 2 or more
  • a transfer characteristic estimation unit that estimates the transfer characteristic of each block based on the detection signal
  • the signals subjected to the FFT processing in the plurality of reception branches are combined for each block to generate a branch composite signal
  • the invention according to claim 10 is a reception method for receiving a radio signal, wherein the radio signal is diversity-received by a plurality of reception processing branches.
  • a detection sub-step for detecting a received signal and generating a detection signal a time-division FFT sub for performing FFT processing for each block divided by time-dividing the detection signal into M blocks (M is an integer of 2 or more)
  • the FFT processed signal is synthesized for each block to generate a branch synthesized signal.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating configurations of a transfer characteristic estimation unit and a noise power estimation unit in each branch of the first embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the receiver of Example 2 of this invention.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating configurations of an FFT unit, a transfer characteristic estimation unit, a variable branch synthesis unit, and a variable block equalization unit according to a second embodiment.
  • reception branches two diversity reception systems
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM receiver 10 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the OFDM receiver 10 includes a branch 0 (BR0) as a first branch and a branch 1 (BR1) as a second branch.
  • BR0 branch 0
  • BR1 branch 1
  • the branch 0 includes a detection unit 12a, a time division unit 13a, a partial FFT unit 14a (0), a partial FFT unit 14a (1), a total FFT unit 15a, a transfer characteristic estimation unit 16a, and a noise power estimation unit 17a. And connected to the antenna 11a.
  • the branch 1 includes a detection unit 12b, a time division unit 13b, a partial FFT unit 14b (0), a partial FFT unit 14b (1), a total FFT unit 15b, a transfer characteristic estimation unit 16b, and a noise power estimation unit 17b. And connected to the antenna 11b.
  • the antennas 11a and 11b receive the OFDM modulated signal transmitted wirelessly.
  • the antenna 11a supplies the reception signal R0 to the detection unit 12a.
  • Antenna 11b supplies the received signals R 1 to the detection portion 12b.
  • Detection unit 12a and 12b for each received signal R 0 and R 1, performs downconversion to an intermediate frequency band, A / D conversion, orthogonal detection, the detection process such as removal of guard intervals.
  • Detection unit 12a obtains a first detection signal y 0 by detecting processing for each transmission symbol the received signal R 0 in the branch 0 (BR0).
  • Detection unit 12b obtains a second detection signal y 1 by detecting process for each transmission symbol the received signal R 1 in branch 1 (BR1).
  • the time division unit 13a time-divides the first detection signal y 0 into two blocks (first block and second block), and generates the first block signal y 0 (0) and the second block.
  • a signal y 0 (1) is generated.
  • the first block signal y 0 (0) and the second block signal y 0 (1) have the same time width.
  • the time division unit 13b time-divides the second detection signal y 1 into a first block and a second block, and performs the first block signal y 1 (0) and the second block signal. Generate y 1 (1) .
  • the first block signal y 1 (0) and the second block signal y 1 (1) have the same time width.
  • the partial FFT unit 14a (0) performs a fast Fourier transform process (FFT process) on the first block signal y 0 (0) to generate the first frequency domain signal Y 0 (0). ) Is generated.
  • Partial FFT unit 14a (1) generates a second block signal y 0 (1) second frequency-domain signal by performing FFT processing on the Y 0 (1).
  • Partial FFT unit 14b (0) to generate a first block signal y 1 (0) the first frequency domain signal by performing FFT processing on Y 1 (0).
  • Partial FFT unit 14b (1) generates a second block signal y 1 (1) second frequency-domain signal by performing FFT processing on Y 1 (1).
  • time division unit 13a and the partial FFT units 14a (0) and 14a (1) constitute a time division FFT unit of branch 0 (BR0).
  • the time division unit 13b and the partial FFT units 14b (0) and 14b (1) constitute a time division FFT unit of the branch 1 (BR1).
  • Total FFT unit 15a performs FFT processing on the first detection signal y 0, and supplies the transfer characteristic estimating section 16a and the noise power estimation section 17a of the FFT-processed signals as received value Y 0.
  • Total FFT section 15b performs the FFT processing on the second detection signal y 1, and supplies the transfer characteristic estimating unit 16b and the noise power estimation section 17b of the FFT-processed signals as received value Y 1.
  • the transfer characteristic estimation unit 16a estimates transfer characteristics of the frequency domain signals Y 0 (0) and Y 0 (1) in the transmission path of the branch 0 (BR0) based on the received value Y 0 .
  • the transfer characteristic estimation unit 16b estimates transfer characteristics of the frequency domain signals Y 1 (0) and Y 1 (1) in the transmission path of the branch 1 (BR1) based on the received value Y 1 .
  • Noise power estimation unit 17a is supplied with transfer characteristic H 0 from the supply and transfer characteristic estimating section 16a of the estimated transmission value D from the supply and transmission value estimating unit 25 of the received value Y 0 from the total FFT unit 15a, The power of the noise component included in the reception value Y 0 is estimated.
  • Noise power estimation unit 17b is supplied with transfer characteristic H 1 from the supply and transfer characteristic estimating unit 16b of the estimated transmission value D from the supply and transmission value estimating unit 25 of the received value Y 1 from the total FFT unit 15b, The power of the noise component included in the received value Y 1 is estimated.
  • FIG. 3A is a block diagram showing the configuration of the transfer characteristic estimation unit 16a and the noise power estimation unit 17a.
  • FIG. 3B is a block diagram illustrating the configuration of the transfer characteristic estimation unit 16b and the noise power estimation unit 17b.
  • the transfer characteristic estimation unit 16a includes a transmission path estimator 26a and a time direction interpolation filter 27a.
  • the transfer characteristic estimation unit 16b includes a transmission path estimator 26b and a time direction interpolation filter 27b.
  • the noise power estimation unit 17a includes an instantaneous noise power calculation unit 28a and a symbol direction filter 29a.
  • the noise power estimation unit 17b includes an instantaneous noise power calculation unit 28b and a symbol direction filter 29b.
  • the transmission path estimator 26a calculates the transfer characteristic H 0 in the transmission symbol period.
  • Time direction interpolation filter 27a performs time-direction filtering on the transfer characteristic H 0, to calculate the transfer characteristic H 0 of the first block (0) and the transfer characteristic H 0 of the second block (1).
  • the transmission path estimator 26a extracts an SP (Scattered Pilot) from the received value Y 0, and based on the extracted SP, for example, a CFR (Channel Frequency Response) at an intermediate point in each OFDM symbol (transmission symbol) section. ).
  • the time direction interpolation filter 27a performs a process of interpolating transfer characteristics in the time direction with respect to the CFR at the intermediate point in each estimated OFDM symbol period.
  • branch 0 transfer characteristic of the first block in (BR0) H 0 (0) and the transfer characteristic H 0 of the second block (1 ) branch 0 transfer characteristic of the first block in (BR0) H 0 (0) and the transfer characteristic H 0 of the second block (1 ) .
  • the transmission path estimator 26b calculates the transfer characteristic H 1 in a transmission symbol period.
  • Time direction interpolation filter 27b performs a process of interpolating a transfer characteristic in the time direction with respect to the transfer characteristic H 1, calculating the transfer characteristic of the first block H 1 (0) transfer characteristic H 1 and second block (1) To do.
  • the transmission path estimator 26b on the basis of the SP extracted from the received value Y 1, in each OFDM symbol interval, to estimate the CFR in example waypoint.
  • the time direction interpolation filter 27b performs time direction filtering on the CFR at the intermediate point in each estimated OFDM symbol period.
  • branch 1 the transfer characteristic of the first block in (BR1) H 1 (0) and the transfer characteristic H 1 of the second block (1 ) .
  • the instantaneous noise power calculation unit 28a calculates the instantaneous power (instantaneous noise power) E 0 of the noise component included in the reception value Y 0 based on the estimated transmission value D and the transfer characteristic H 0. .
  • the instantaneous noise power calculation unit 28a multiplies the estimated transmission value D by the transfer characteristic H 0 to obtain a reception value in the absence of noise, and subtracts this from the reception value Y 0 to obtain the reception value Y obtaining a noise component W 0 contained in the 0.
  • the instantaneous noise power calculation unit 28a calculates the instantaneous noise power E 0 as the square of the absolute value of the noise component W 0 .
  • the symbol direction filter 29a performs a process of smoothing the instantaneous noise power E 0 in the symbol time direction to calculate the noise power Z 0 .
  • the instantaneous noise power calculation unit 28b calculates the instantaneous noise power E 1 of the noise component included in the reception value Y 1 based on the estimated transmission value D and the transfer characteristic H 1 .
  • Symbol direction filter 29b performs a process of smoothing the symbol time direction with respect to the instantaneous noise power E 1, it calculates the noise power Z 1.
  • the noise power estimation unit 17a supplies the noise power Z 0 to the branch synthesis unit 21 (0) and the branch synthesis unit 21 (1).
  • the noise power estimation unit 17b supplies the noise power Z 1 to the branch synthesis unit 21 (0) and the branch synthesis unit 21 (1).
  • the branch combining unit 21 (0) Frequency domain signal synthesis (branch synthesis) is performed for the first block. That is, the branch combining unit 21 (0) performs the synthesis of branch 0 (BR0) first frequency-domain signal Y 0 (0) and a first frequency-domain signal Y 1 (0) of the branch 1 (BR1), V A branch composite signal composed of ' (0) and Q' (0) is generated.
  • the branch synthesizing unit 21 (1) performs transfer characteristics H 0 (1) and transfer characteristics H 1 (1) , which are transfer characteristics for the second block, and noise powers Z 0 and Z 1 , respectively.
  • Frequency domain signal synthesis (branch synthesis) for the second block from the branch is performed. That is, the branch combining section 21 (1) performs the synthesis of branch 0 second frequency domain signal Y 0 of (BR0) (1) and branch 1 (BR1) second frequency-domain signal Y 1 (1) of, V A branch composite signal composed of ' (1) and Q' (1) is generated.
  • branch synthesis signals V ′ (0) and Q ′ (0) correspond to an example of the first block synthesis signal
  • the branch synthesis signals V ′ (1) and Q ′ (1) are the second block synthesis signals. It corresponds to an example of a signal.
  • the branch composite signals V ′ (V ′ (0) , V ′ (1) ), Q ′ (Q ′ ( 0) and Q ′ (1) ) are represented by the following formulas (1) and (2), respectively.
  • branch composition unit 21 (0) and the branch composition unit 21 (1) perform branch composition by the maximum ratio composition method.
  • the block equalization unit 22 (0 ) performs equalization processing (block equalization processing) on the branch combined signals V ′ (0) and Q ′ (0) that are the first block combined signals of the branch 0 and the branch 1.
  • the first equalization signal V ′′ (0) is generated.
  • the block equalization unit 22 (1) performs branch synthesis signals V ′ (1) and Q ′ which are the second block synthesis signals of the branch 0 and the branch 1. (1) performs the equalization processing on, to produce a second equalized signal V "(1).
  • the first equalization signal V ′′ (0) and the second equalization signal V ′′ (1) are expressed by the following equation (3).
  • the first equalized signal V ′′ (0) is a demodulated value of the subcarrier in the first block, and Q ′ (0) is a value indicating the reliability.
  • the second equalized signal V ′′ (1) is , The demodulated value of the subcarrier in the second block, and Q ′ (1) is a value indicating its reliability.
  • the block synthesis unit 23 performs block synthesis processing based on the first equalization signal V ′′ (0) and the second equalization signal V ′′ (1) , and generates a block synthesis signal V.
  • the block composite signal V is expressed by the following equation (4).
  • the block synthesis unit 23 calculates a block synthesis reliability value Q based on the branch synthesis signal Q ′ (0) and the branch synthesis signal Q ′ (1) .
  • the block synthesis reliability value Q is expressed by the following equation (5).
  • the block synthesis unit 23 supplies the block synthesis signal V and the block synthesis confidence value Q to the decoder 24.
  • the decoder 24 performs a decoding process on the block composite signal V based on the block composite confidence value Q to obtain received information data.
  • the transmission value estimation unit 25 includes a slicer and the like, and estimates a transmission value based on the block composite signal V. For example, the transmission value estimation unit 25 estimates a transmission value by selecting a point closest to the block composite signal V from a set of constellation points that characterize a digital modulation method such as QPSK or 16QAM. Do. The transmission value estimation unit 25 supplies the estimated transmission value D to the noise power estimation units 17a and 17b.
  • the detection signal is time-divided into two blocks (first block and second block) and divided. Partial FFT processing is performed for each block.
  • each block (first block and second block) are estimated in each of branch 0 and branch 1.
  • the noise power of each block is estimated in each of branch 0 and branch 1. Then, as shown in equations (1) and (2), based on the transfer characteristics and noise power for each block, the branch that synthesizes the signals subjected to partial FFT processing for branch 0 and branch 1 for each block Perform synthesis processing.
  • the transfer characteristic H 0 (0) in the branch 0 and the branch 1 is performed on the basis of the transfer characteristic H 1 (0) in 1 , the noise power Z 0 in branch 0 and the noise power Z 1 in branch 1.
  • the signal Y 0 (1) FFT-processed in branch 0 the signal Y 1 (1) FFT-processed in branch 1
  • the transfer characteristic H 0 (1) in branch 0 Based on the transfer characteristic H 1 (1) in the branch 1, the noise power Z 0 in the branch 0, and the noise power Z 1 in the branch 1, branch synthesis processing is performed.
  • the signal after FFT processing obtained in each branch is synthesized based on the estimated transfer characteristic and noise power for each block estimated in each branch (branch Synthesis) and equalization processing is performed.
  • equalization signals obtained for the first block and the second block are synthesized (block synthesis). That is, by performing the branch synthesis prior to the block synthesis, the influence of the branch having the large amplitude of the transfer characteristics becomes dominant with respect to the amplitude of the transfer characteristics after the branch synthesis. Accordingly, since the amplitude is smoothed, a point with a small amplitude (or a null point) hardly occurs in the transfer characteristics after branch synthesis.
  • the detection signal is time-divided into M blocks whose respective periods (time lengths) are the first to M-th periods, and for each divided block. Partial FFT processing is performed.
  • Branch synthesis processing is performed for synthesizing the signal Y b (m) that has been subjected to the partial FFT processing in each block (m).
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the OFDM receiver 30 according to the second embodiment of the present invention.
  • the same or equivalent parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the OFDM receiver 30 performs mobile reception of OFDM signals.
  • the OFDM receiver 30 includes a branch 0 (BR0) as a first branch and a branch 1 (BR1) as a second branch, a block number control unit 31, a variable branch synthesis unit 41, a variable block equalization unit 42, A block synthesizing unit 43 and a decoder 24.
  • Branch 0 includes a detection unit 12a, a variable time division unit 33a, an FFT unit 34a, a total FFT unit 15a, and a transfer characteristic estimation unit 36a, and is connected to the antenna 11a.
  • Branch 1 includes a detection unit 12b, a variable time division unit 33b, an FFT unit 34b, a total FFT unit 15b, and a transfer characteristic estimation unit 36b, and is connected to the antenna 11b.
  • the block number control unit 31 receives movement speed information indicating the movement speed of the OFDM receiver 30 from a speedometer of the mobile apparatus in which the OFDM receiver 30 is mounted. Based on the moving speed information, the block number control unit 31 generates a block number control signal BC for setting the division block number k (k: an integer of 2 or more) in the variable time division units 33a and 33b.
  • the block number control unit 31 sets the divided block number k in a range of 2 ⁇ k ⁇ n (n: an integer of 3 or more) according to the moving speed of the OFDM receiver 30. Specifically, the number k of divided blocks is set to a larger value as the moving speed of the OFDM receiver 30 is higher. For example, the divided block number k is set to n when the moving speed is high, and the divided block number k is set to 2 when the moving speed is low.
  • the block number control unit 31 supplies the block number control signal BC to the variable time division units 33a and 33b, the FFT units 34a and 34b, the transfer characteristic estimation units 36a and 36b, the variable branch synthesis unit 41, and the variable block equalization unit 42. . When the moving speed is low, the number k of divided blocks may be set to 1 (that is, time division is not performed).
  • the variable time division unit 33a time-divides the first detection signal y 0 into k blocks based on the block number control signal BC, and performs the first block signal y 0 (0) to k-th block signal y 0 (k -1) is generated.
  • the variable time division unit 33b time-divides the second detection signal y 1 into k blocks based on the block number control signal BC, and performs the first block signal y 1 (0) to k-th block signal y 1 (k -1) is generated.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of the FFT units 34a and 34b, the transfer characteristic units 36a and 36b, the variable branch synthesis unit 41, and the variable block equalization unit 42.
  • the FFT unit 34a includes partial FFT units 34a (0) to 34a (n-1) which are n partial FFT units.
  • the FFT unit 34a selectively selects k (34a (0) to 34a (k-1)) of the n partial FFT units in response to the branch number control signal BC designating the number of divided blocks k.
  • the operation state (ON) is set, and the other partial FFT units 34a (k) to 34a (n-1) are set to the stop state (OFF).
  • the FFT unit 34b includes n partial FFT units 34b (0) to 34b (n-1) which are n partial FFT units.
  • the FFT unit 34b selectively selects k (34b (0) to 34b (k-1)) of the n partial FFT units in response to the branch number control signal BC designating the number of divided blocks k.
  • the other partial FFT units 34b (k) to 34b (n-1) are turned off.
  • Partial FFT unit 34a (0) to generate a first block signal y 0 (0) the first frequency domain signal by performing FFT processing on the Y 0 (0).
  • the partial FFT units 34a (1) to 34a (k-1) perform FFT processing on the first block signal y 0 (1) to the kth block signal y 0 (k-1) to obtain the first frequency.
  • the region signal Y 0 (1) to the k-th frequency region signal Y 0 (k ⁇ 1) are generated.
  • Partial FFT unit 34b (0) to generate a first block signal y 1 (0) the first frequency domain signal by performing FFT processing on Y 1 (0).
  • the partial FFT units 34b (1) to 34b (k ⁇ 1) perform the FFT processing on the first block signal y 1 (1) to the kth block signal y 1 (k ⁇ 1) to obtain the first frequency.
  • the region signal Y 1 (1) to the k-th frequency region signal Y 1 (k ⁇ 1) are generated.
  • the transfer characteristic estimation units 36a and 36b include a transmission path estimator and a time direction interpolation filter. Based on the received value Y 0 , the transfer characteristic estimation unit 36a transfers the transfer characteristics H 0 (0) to H 0 of the frequency domain signals Y 0 (0) to Y 0 (k ⁇ 1) in the transmission path of the branch 0 (BR0). Estimate 0 (k-1) . Based on the received value Y 1 , the transfer characteristic estimation unit 36b transfers the transfer characteristics H 1 (0) to H 1 of the frequency domain signals Y 1 (0) to Y 1 (k-1) in the transmission path of the branch 1 (BR1). Estimate 1 (k-1) .
  • the variable branch combining unit 41 includes branch combining units 41 (0) to 41 (n-1) which are n branch combining units.
  • the variable branch combining unit 41 selects k (41 (0) to 41 (k ⁇ 1)) of the n branch combining units in response to the branch number control signal BC designating the number of divided blocks k.
  • the other branch synthesis units (41 (k) to 41 (n-1)) are turned off.
  • the variable block equalization unit 42 includes block equalization units 42 (0) to 42 (n-1) which are n block equalization units.
  • the variable block equalization unit 42 responds to the branch number control signal BC specifying the number of divided blocks k, and k (42 (0) to 42 (k-1)) of the n block equalization units. Are selectively turned on, and the other block equalization units (42 (k) to 42 (n-1)) are turned off.
  • the block equalization unit 42 ( 0) performs equalization processing (block equalization processing) on the branch combined signals V ′ (0) and Q ′ (0) that are the combined signals of the first blocks of the branch 0 and the branch 1 To generate a first equalized signal V ′′ (0) .
  • each block equalization unit (42 (1) to 42 (k ⁇ 1)) synthesizes each block of branch 0 and branch 1 Equalization processing is performed on the branch composite signals (V ′ (1) , Q ′ (1) ) to (V ′ (k ⁇ 1) , Q ′ (k ⁇ 1) ) which are signals, and the second equalization is performed.
  • the signal V ′′ (1) to the k-th equalized signal V ′′ (k ⁇ 1) are generated.
  • the block synthesis unit 43 performs block synthesis processing based on the first equalized signal V ′′ (0) to the kth equalized signal V ′′ (k ⁇ 1) , and performs block synthesis.
  • a signal V is generated.
  • the block synthesis unit 23 supplies the block synthesis signal V to the decoder 24.
  • the decoder 24 performs a decoding process on the block composite signal V to obtain received information data.
  • the division block number k (2 ⁇ k ⁇ n) in time division is set according to the moving speed of the receiving apparatus.
  • the larger the moving speed the larger the number k of divided blocks, and the smaller the moving speed, the smaller the number k of divided blocks.
  • branch synthesis processing is performed for synthesizing the signals subjected to the partial FFT processing in each of the branch 0 and the branch 1 for each k blocks. That is, for each of the first to kth blocks, a branch synthesis process is performed on the signals corresponding to the block and subjected to FFT processing in branch 0 and branch 1 based on the transfer characteristics corresponding to the block.
  • the branch composite signals ((V ′ (0) , Q ′ (0) ) to (V ′ (k ⁇ 1) , Q ′ (k ⁇ 1) )) for each of the first to k-th blocks.
  • equalization signals V ′′ (0) to V ′′ (k ⁇ 1) for each block are obtained by equalization processing of the branch composite signal.
  • synthesis processing (block synthesis) is performed on the equalized signals obtained for all the blocks, and a block synthesis signal V is obtained.
  • the number of divided blocks k is set large, and the detection signal for each transmission symbol is divided into a large number of blocks to perform branch synthesis, equalization, and block synthesis, thereby performing mobile reception. Performance can be improved.
  • the calculation cost can be reduced and the power consumption can be suppressed by setting the number k of divided blocks small. Further, the same effect as in the case of the first embodiment can be obtained, and reception can be performed with high reception performance and high signal quality.
  • a transmission value estimation section and a noise power estimation section corresponding to each reception branch may be provided.
  • the noise power estimation unit of branch 0 (BR0) supplies the reception value Y 0 from the total FFT unit 15a, supplies the estimated transmission value D from the transmission value estimation unit, and the transfer characteristic H from the transfer characteristic estimation unit 36a. 0 is supplied, the power of the noise component included in the received value Y 0 is estimated, and the noise power Z 0 is calculated.
  • the noise power estimation unit of branch 1 (BR1) supplies the reception value Y 1 from the total FFT unit 15b, supplies the estimated transmission value D from the transmission value estimation unit, and the transfer characteristic H 1 from the transfer characteristic estimation unit 36b.
  • the branch combining units 41 (0) to 41 (k ⁇ 1) of the variable branch combining unit 41 transfer characteristics (H 0 ) for the first to kth blocks estimated in the branch 0 (BR0) and the branch 1 (BR1). (0) to H 0 (k-1) , H 0 (0) to H 0 (k-1) ) and noise powers Z 0 and Z 1 , branch synthesis is performed, and a branch synthesis signal (V ′ ( 0) , Q ′ (0) ) to (V ′ (k ⁇ 1) , Q ′ (k ⁇ 1) ).
  • the present invention is not limited to this.
  • the present invention can be applied to other communication systems such as CDMA (Code Division Multiple Access).
  • the present invention can be applied to various types of diversity reception such as spatial diversity and polarization diversity.
  • each unit of the receiving apparatus of the present invention may be configured as hardware, or may be configured in whole or in part by a computer reading and executing a program stored in a recording medium. That is, according to the reception method of the present invention, diversity reception of a radio signal is performed by a plurality of reception processing branches, and a detection signal is generated by detecting the reception signal in each of the plurality of reception processing branches. Are time-divided into M blocks (M is an integer equal to or greater than 2) in the first to M-th periods, FFT processing is performed for each of the divided blocks, and transfer characteristics for each block are estimated based on the detection signal Receiving step.
  • M is an integer equal to or greater than 2
  • branch synthesis is performed for synthesizing the FFT-processed signal for each block, and the synthesized branch synthesized signals for the M blocks are synthesized.

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Abstract

【目的】伝送路容量が大きく、ノイズが抑制された高い信号品質の受信装置を提供する。 【構成】無線信号をダイバーシティ受信する複数の受信ブランチであり、各々が、受信信号を検波して検波信号を生成する検波部、検波信号をそれぞれの期間が第１ないし第Ｍ期間であるＭ個（Ｍは２以上の整数）のブロックに時分割して分割されたブロック毎にＦＦＴ処理を行う時分割ＦＦＴ部、及び検波信号に基づいてブロック毎の伝達特性を推定する伝達特性推定部を有する前記複数の受信ブランチを有する。ブランチ合成部は、複数の受信ブランチにおいて推定されたブロック毎の伝達特性に基づいて、複数の受信ブランチにおいてＦＦＴ処理がなされた信号をブロック毎に合成するブランチ合成処理を行う。ブロック合成部は、ｎ個のブロックについて得られたブランチ合成信号を合成するブロック合成処理を行う。

Description

受信装置及び受信方法
　本発明は、無線信号をダイバーシティ受信する受信装置及び受信方法に関する。
　デジタルテレビ放送や、携帯電話を用いたデータ通信等において、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重）信号等のデジタル変調信号が用いられている。例えば、ＯＦＤＭ方式を採用した放送規格として、ＤＶＢ－Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）や、ＩＳＤＢ－Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）等が知られている。また、近年では、ＤＶＢ－Ｔを改良した放送規格であるＤＶＢ－Ｔ２が用いられている。特に、多様な受信環境での使用が想定される車載型受信装置や携帯型受信装置等の移動可能な受信装置においては、雑音に対する高い特性が必要となる。そこで、複数のアンテナで受信した信号を合成することで受信性能を向上させる、ダイバーシティ受信技術が用いられている（例えば、特許文献１）。
　ＤＶＢ－Ｔ２規格においては、４Ｋテレビや多サービス化に対応するため、大きな伝送路容量が求められる。伝送路容量を拡大するためには、ガードインターバル比（以下、ＧＩ比と称する）を小さくすることが望ましい。しかし、マルチパスの影響を避けるため、ガードインターバル長は一定以上の長さに保つ必要がある。そこで、ガードインターバル長を一定以上に保ちつつＧＩ比を圧縮するため、伝送シンボルのシンボル長を長くすることにより、伝送路容量を拡大することが行われている。
　しかし、シンボル長が長ければ長いほど、キャリア間干渉電力は大きくなる。また、移動受信する場合には、移動速度が速ければ速いほど、キャリア間干渉電力が大きくなる。そこで、受信したＯＦＤＭ信号の伝送シンボルを複数のブロックに時分割し、各ブロックについて高速フーリエ変換（パーシャルＦＦＴ）及び等化処理を行った後、各ブロックの合成を行う受信機が考えられた（例えば、非特許文献１）。
特開２０１２－４９７７５号公報
P. Baracca, S. Tomasin, N. Benvenuto, "Equalization of OFDM for Doubly Very Selective Channels" Communication Technology (ICCT), 2010 12th IEEE International Conference on, Pages 29 -32, 11-14 Nov. 2010
　上述した従来技術の場合、受信性能や信号品質が低下するという種々の問題がある。例えば、伝送路容量を拡大するために伝送シンボルのシンボル長を長くすると、キャリア間干渉が大きくなるという問題がある。また、移動受信の場合、移動受信速度が速くなるほどキャリア間干渉によって移動受信性能が低下する。あるいは、上記した従来技術におけるパーシャルＦＦＴの場合、伝達特性の振幅が小さいブロックのノイズエンハンスメントによって、信号品質が低下するという問題がある。また、パーシャルＦＦＴにおける分割ブロック数を多くした場合、伝達特性の振幅が小さいブロックのノイズエンハンスメントの影響が表れやすくなり、移動受信の性能が改善されにくいという問題が生じる。本発明が解決しようとする課題には、上記した種々の問題が例として挙げられる。
　請求項１に記載の発明は、無線信号をダイバーシティ受信する複数の受信ブランチであり、各々の受信ブランチが、受信信号を検波して検波信号を生成する検波部、前記検波信号をＭ個（Ｍは２以上の整数）のブロックに時分割して分割されたブロック毎にＦＦＴ処理を行う時分割ＦＦＴ部、及び前記検波信号に基づいて前記ブロック毎の伝達特性を推定する伝達特性推定部を有する前記複数の受信ブランチと、前記複数の受信ブランチにおいて推定された前記ブロック毎の前記伝達特性に基づいて、前記複数の受信ブランチにおいて前記ＦＦＴ処理がなされた信号を前記ブロック毎に合成しブランチ合成信号を生成するブランチ合成処理を行うブランチ合成部と、前記Ｍ個のブロックについて得られた前記ブランチ合成信号が合成されたブロック合成信号を生成するブロック合成処理を行うブロック合成部と、を有することを特徴とする。
　また、請求項１０に記載の発明は、無線信号を受信する受信方法であって、複数の受信処理ブランチによって前記無線信号をダイバーシティ受信する受信ステップであり、前記複数の受信処理ブランチの各々において、受信信号を検波して検波信号を生成する検波サブステップ、前記検波信号をＭ個（Ｍは２以上の整数）のブロックに時分割して分割されたブロック毎にＦＦＴ処理を行う時分割ＦＦＴサブステップ、及び前記検波信号に基づいて前記ブロック毎の伝達特性を推定する伝達特性推定サブステップを行う前記受信ステップと、前記受信ステップにおいて推定された前記ブロック毎の前記伝達特性に基づいて、前記受信ステップにおいて前記ＦＦＴ処理がなされた信号を前記ブロック毎に合成しブランチ合成信号を生成するブランチ合成を行うブランチ合成ステップと、前記Ｍ個のブロックについて得られたブランチ合成信号を合成するブロック合成処理を行うブロック合成ステップと、を有することを特徴とする。
本発明の実施例１の受信装置の構成を示すブロック図である。 時分割部における第１及び第２検波信号の時分割を模式的に示す図である。 実施例１の各ブランチにおける伝達特性推定部及び雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例２の受信装置の構成を示すブロック図である。 実施例２のＦＦＴ部、伝達特性推定部、可変ブランチ合成部及び可変ブロック等化部の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。以下の実施例においては、ＯＦＤＭ変調信号をダイバーシティ受信するＯＦＤＭ受信装置において、ダイバーシティの受信系統（以下、受信ブランチ又は単にブランチと称する）が２つである場合を例に説明する。
　図１は、本発明の実施例１に係るＯＦＤＭ受信装置１０の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ受信装置１０は、第１ブランチであるブランチ０（ＢＲ０）及び第２ブランチであるブランチ１（ＢＲ１）を有する。
　ブランチ０（ＢＲ０）は、検波部１２ａ、時分割部１３ａ、パーシャルＦＦＴ部１４ａ（０）、パーシャルＦＦＴ部１４ａ（１）、トータルＦＦＴ部１５ａ、伝達特性推定部１６ａ及び雑音電力推定部１７ａから構成され、アンテナ１１ａに接続されている。ブランチ１（ＢＲ１）は、検波部１２ｂ、時分割部１３ｂ、パーシャルＦＦＴ部１４ｂ（０）、パーシャルＦＦＴ部１４ｂ（１）、トータルＦＦＴ部１５ｂ、伝達特性推定部１６ｂ及び雑音電力推定部１７ｂから構成され、アンテナ１１ｂに接続されている。
　アンテナ１１ａ及び１１ｂは、無線送信されたＯＦＤＭ変調信号を受信する。アンテナ１１ａは、受信信号Ｒ0を検波部１２ａに供給する。アンテナ１１ｂは、受信信号Ｒ1を検波部１２ｂに供給する。
　検波部１２ａ及び１２ｂは、それぞれ受信信号Ｒ0及びＲ1に対して、中間周波数帯域へのダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換、直交検波、ガードインターバルの除去等の検波処理を行う。検波部１２ａは、ブランチ０（ＢＲ０）における受信信号Ｒ0を伝送シンボル毎に検波処理して第１検波信号ｙ0を得る。検波部１２ｂは、ブランチ１（ＢＲ１）における受信信号Ｒ1を伝送シンボル毎に検波処理して第２検波信号ｙ1を得る。
　時分割部１３ａは、図２に示すように、第１検波信号ｙ0を２つのブロック（第１ブロック、第２ブロック）に時分割し、第１ブロック信号ｙ0 (0)及び第２ブロック信号ｙ0 (1)を生成する。第１ブロック信号ｙ0 (0)及び第２ブロック信号ｙ0 (1)は、時間幅が同一である。
　同様に、時分割部１３ｂは、図２に示すように、第２検波信号ｙ1を第１ブロックと第２ブロックとに時分割し、第１ブロック信号ｙ1 (0)及び第２ブロック信号ｙ1 (1)を生成する。第１ブロック信号ｙ1 (0)及び第２ブロック信号ｙ1 (1)は、時間幅が同一である。
　ここで、再度図１を参照すると、パーシャルＦＦＴ部１４ａ（０）は、第１ブロック信号ｙ0 (0)に対し高速フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）を施して第１周波数領域信号Ｙ0 (0)を生成する。パーシャルＦＦＴ部１４ａ（１）は、第２ブロック信号ｙ0 (1)に対しＦＦＴ処理を施して第２周波数領域信号Ｙ0 (1)を生成する。
　同様に、パーシャルＦＦＴ部１４ｂ（０）は、第１ブロック信号ｙ1 (0)に対しＦＦＴ処理を施して第１周波数領域信号Ｙ1 (0)を生成する。パーシャルＦＦＴ部１４ｂ（１）は、第２ブロック信号ｙ1 (1)に対しＦＦＴ処理を施して第２周波数領域信号Ｙ1 (1)を生成する。
　すなわち、時分割部１３ａと、パーシャルＦＦＴ部１４ａ（０）及び１４ａ（１）とは、ブランチ０（ＢＲ０）の時分割ＦＦＴ部を構成する。また、時分割部１３ｂと、パーシャルＦＦＴ部１４ｂ（０）及び１４ｂ（１）とは、ブランチ１（ＢＲ１）の時分割ＦＦＴ部を構成する。
　トータルＦＦＴ部１５ａは、第１検波信号ｙ0に対しＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ処理された信号を受信値Ｙ0として伝達特性推定部１６ａと雑音電力推定部１７ａに供給する。トータルＦＦＴ部１５ｂは、第２検波信号ｙ1に対しＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ処理された信号を受信値Ｙ1として伝達特性推定部１６ｂと雑音電力推定部１７ｂに供給する。
　伝達特性推定部１６ａは、受信値Ｙ0に基づいて、ブランチ０（ＢＲ０）の伝送路における周波数領域信号Ｙ0 (0)及びＹ0 (1)の伝達特性を推定する。伝達特性推定部１６ｂは、受信値Ｙ1に基づいて、ブランチ１（ＢＲ１）の伝送路における周波数領域信号Ｙ1 (0)及びＹ1 (1)の伝達特性を推定する。
　雑音電力推定部１７ａは、トータルＦＦＴ部１５ａからの受信値Ｙ0の供給及び送信値推定部２５からの推定送信値Ｄの供給及び伝達特性推定部１６ａからの伝達特性Ｈ0の供給を受け、受信値Ｙ0に含まれる雑音成分の電力を推定する。雑音電力推定部１７ｂは、トータルＦＦＴ部１５ｂからの受信値Ｙ1の供給及び送信値推定部２５からの推定送信値Ｄの供給及び伝達特性推定部１６ｂからの伝達特性Ｈ1の供給を受け、受信値Ｙ1に含まれる雑音成分の電力を推定する。
　図３（ａ）は、伝達特性推定部１６ａ及び雑音電力推定部１７ａの構成を示すブロック図である。図３（ｂ）は、伝達特性推定部１６ｂ及び雑音電力推定部１７ｂの構成を示すブロック図である。伝達特性推定部１６ａは、伝送路推定器２６ａ及び時間方向補間フィルタ２７ａを含む。伝達特性推定部１６ｂは、伝送路推定器２６ｂ及び時間方向補間フィルタ２７ｂを含む。雑音電力推定部１７ａは、瞬時雑音電力算出部２８ａ及びシンボル方向フィルタ２９ａを含む。雑音電力推定部１７ｂは、瞬時雑音電力算出部２８ｂ及びシンボル方向フィルタ２９ｂを含む。
　伝達特性推定部１６ａにおいて、伝送路推定器２６ａは、伝送シンボル区間における伝達特性Ｈ0を算出する。時間方向補間フィルタ２７ａは伝達特性Ｈ0に対して時間方向フィルタリングを行い、第１ブロックの伝達特性Ｈ0 (0)及び第２ブロックの伝達特性Ｈ0 (1)を算出する。例えば、伝送路推定器２６ａは、受信値Ｙ0からＳＰ（Scattered Pilot）を抽出し、抽出したＳＰに基づいて、各ＯＦＤＭシンボル（伝送シンボル）区間における、例えば中間地点でのＣＦＲ（Channel Frequency Response）を推定する。時間方向補間フィルタ２７ａは、推定された各ＯＦＤＭシンボル区間における中間地点でのＣＦＲに対し、時間方向に伝達特性を補間する処理を行う。これにより、ＯＦＤＭシンボルを分割した各分割ブロック区間における中間地点でのＣＦＲを算出し、ブランチ０（ＢＲ０）における第１ブロックの伝達特性Ｈ0 (0)及び第２ブロックの伝達特性Ｈ0 (1)を推定する。
　同様に、伝達特性推定部１６ｂにおいて、伝送路推定器２６ｂは、伝送シンボル区間における伝達特性Ｈ1を算出する。時間方向補間フィルタ２７ｂは伝達特性Ｈ1に対して時間方向に伝達特性を補間する処理を行い、第１ブロックの伝達特性Ｈ1 (0)及び第２ブロックの伝達特性Ｈ1 (1)を算出する。例えば、伝送路推定器２６ｂは、受信値Ｙ1から抽出したＳＰに基づいて、各ＯＦＤＭシンボル区間における、例えば中間地点でのＣＦＲを推定する。時間方向補間フィルタ２７ｂは、推定された各ＯＦＤＭシンボル区間における中間地点でのＣＦＲに対し、時間方向フィルタリングを行う。これにより、ＯＦＤＭシンボルを分割した各分割ブロック区間における中間地点でのＣＦＲを算出し、ブランチ１（ＢＲ１）における第１ブロックの伝達特性Ｈ1 (0)及び第２ブロックの伝達特性Ｈ1 (1)を推定する。
　雑音電力推定部１７ａにおいて、瞬時雑音電力算出部２８ａは、推定送信値Ｄ、伝達特性Ｈ0に基づいて、受信値Ｙ0に含まれる雑音成分の瞬時電力（瞬時雑音電力）Ｅ0を算出する。例えば、瞬時雑音電力算出部２８ａは、推定送信値Ｄに伝達特性Ｈ0を乗じることで、雑音が無い状態での受信値を求め、これを受信値Ｙ0から減算することで、受信値Ｙ0に含まれる雑音成分Ｗ0を求める。そして、瞬時雑音電力算出部２８ａは、雑音成分Ｗ0の絶対値の２乗として瞬時雑音電力Ｅ0を算出する。シンボル方向フィルタ２９ａは、瞬時雑音電力Ｅ0に対しシンボル時間方向に平滑化する処理を行い、雑音電力Ｚ0を算出する。
　同様に、雑音電力推定部１７ｂにおいて、瞬時雑音電力算出部２８ｂは、推定送信値Ｄ、伝達特性Ｈ1に基づいて、受信値Ｙ1に含まれる雑音成分の瞬時雑音電力Ｅ1を算出する。シンボル方向フィルタ２９ｂは、瞬時雑音電力Ｅ1に対しシンボル時間方向に平滑化する処理を行い、雑音電力Ｚ1を算出する。
　ここで、再度図１を参照すると、雑音電力推定部１７ａは、雑音電力Ｚ0をブランチ合成部２１（０）とブランチ合成部２１（１）に供給する。雑音電力推定部１７ｂは、雑音電力Ｚ1をブランチ合成部２１（０）とブランチ合成部２１（１）に供給する。
　ブランチ合成部２１（０）は、第１ブロックについての伝達特性である伝達特性Ｈ0 (0)及び伝達特性Ｈ1 (0)と雑音電力Ｚ0及びＺ1とに基づいて、各ブランチからの第１ブロックについての周波数領域信号の合成（ブランチ合成）を行う。すなわち、ブランチ合成部２１（０）は、ブランチ０（ＢＲ０）の第１周波数領域信号Ｙ0 (0)及びブランチ１（ＢＲ１）の第１周波数領域信号Ｙ1 (0)の合成を行い、Ｖ'(0)及びＱ'(0)からなるブランチ合成信号を生成する。
　同様に、ブランチ合成部２１（１）は、第２ブロックについての伝達特性である伝達特性Ｈ0 (1)及び伝達特性Ｈ1 (1)と雑音電力Ｚ0及びＺ1とに基づいて、各ブランチからの第２ブロックについての周波数領域信号の合成（ブランチ合成）を行う。すなわち、ブランチ合成部２１（１）は、ブランチ０（ＢＲ０）の第２周波数領域信号Ｙ0 (1)及びブランチ１（ＢＲ１）の第２周波数領域信号Ｙ1 (1)の合成を行い、Ｖ'(1)及びＱ'(1)からなるブランチ合成信号を生成する。
　ここで、ブランチ合成信号Ｖ'(0)及びＱ'(0)は、第１ブロック合成信号の一例に相当し、ブランチ合成信号Ｖ'(1)及びＱ'(1)は、第２ブロック合成信号の一例に相当する。
　例えば、ブランチインデックスをｂ、シンボルインデックスをｓ、キャリアインデックスをｃ、分割ブロックインデックスをｍとすると、ブランチ合成信号Ｖ'（ Ｖ'(0)，Ｖ'(1)）、Ｑ'（ Ｑ'(0)，Ｑ'(1)）は、それぞれ以下の式（１）、式（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、ブランチ合成部２１（０）及びブランチ合成部２１（１）は、最大比合成方式により、ブランチ合成をおこなう。
　ブロック等化部２２（０）は、ブランチ０及びブランチ１の第１ブロック合成信号であるブランチ合成信号Ｖ'(0)及びＱ'(0)に対して等化処理（ブロック等化処理）を行い、第１等化信号Ｖ"(0)を生成する。ブロック等化部２２（１）は、ブランチ０及びブランチ１の第２ブロック合成信号であるブランチ合成信号Ｖ'(1)及びＱ'(1)に対して等化処理を行い、第２等化信号Ｖ"(1)を生成する。第１等化信号Ｖ"(0)及び第２等化信号Ｖ"(1)は、以下の式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　第１等化信号Ｖ"(0)は、第１ブロックにおけるサブキャリアの復調値であり、Ｑ'(0)はその信頼度を示す値である。第２等化信号Ｖ"(1)は、第２ブロックにおけるサブキャリアの復調値であり、Ｑ'(1)はその信頼度を示す値である。
　ブロック合成部２３は、第１等化信号Ｖ"(0)及び第２等化信号Ｖ"(1)に基づいてブロック合成処理を行い、ブロック合成信号Ｖを生成する。ブロック合成信号Ｖは、以下の式（４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　また、ブロック合成部２３は、ブランチ合成信号Ｑ'(0)及びブランチ合成信号Ｑ'(1)に基づいてブロック合成信頼値Ｑを算出する。ブロック合成信頼値Ｑは、以下の式（５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ブロック合成部２３は、ブロック合成信号Ｖ及びブロック合成信頼値Ｑをデコーダ２４に供給する。デコーダ２４は、ブロック合成信頼値Ｑに基づいてブロック合成信号Ｖに対して復号処理を施し、受信情報データを得る。
　送信値推定部２５は、スライサ等から構成され、ブロック合成信号Ｖに基づいて送信値を推定する。送信値推定部２５は、例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のデジタル変調方式を特徴付ける規定のコンスタレーション点集合の中から、ブロック合成信号Ｖに最も距離の近い点を選択することにより、送信値の推定を行う。送信値推定部２５は、推定送信値Ｄを雑音電力推定部１７ａ及び１７ｂに供給する。
　以上説明したように、本実施例においては、２つの受信ブランチ（ブランチ０及びブランチ１）の各々において、検波信号を２つのブロック（第１ブロック、第２ブロック）に時分割し、分割されたブロック毎にパーシャルＦＦＴ処理を行う。
　また、ブランチ０及びブランチ１の各々において各ブロック（第１ブロック、第２ブロック）の伝達特性を推定する。また、ブランチ０及びブランチ１の各々において各ブロックの雑音電力を推定する。そして、式（１）及び（２）に示したように、各ブロックについての伝達特性と雑音電力とに基づいて、ブランチ０及びブランチ１についてパーシャルＦＦＴ処理がなされた信号をブロック毎に合成するブランチ合成処理を行う。
　すなわち、第１ブロックに対応し、ブランチ０においてＦＦＴ処理された信号Ｙ0 (0)及びブランチ１においてＦＦＴ処理された信号Ｙ1 (0)と、ブランチ０における伝達特性Ｈ0 (0)及びブランチ１における伝達特性Ｈ1 (0)と、ブランチ０における雑音電力Ｚ0及びブランチ１における雑音電力Ｚ1とに基づいて、ブランチ合成処理を行う。同様に、第２ブロックに対応し、ブランチ０においてＦＦＴ処理された信号Ｙ0 (1)及びブランチ１においてＦＦＴ処理された信号Ｙ1 (1)と、ブランチ０における伝達特性Ｈ0 (1)及びブランチ１における伝達特性Ｈ1 (1)と、ブランチ０における雑音電力Ｚ0及びブランチ１における雑音電力Ｚ1とに基づいて、ブランチ合成処理を行う。
　これにより、第１ブロックについてのブランチ合成信号Ｖ'(0)及びＱ'(0)と、第２ブロックについてのブランチ合成信号Ｖ'(1)及びＱ'(1)と、を得る。そして、式（３）に示したように、ブランチ合成信号の等化処理によって、第１ブロックについての第１等化信号Ｖ"(0)及び第２ブロックについての第２等化信号Ｖ"(1)を得る。
　そして、式（４）に示したように、第１及び第２ブロックについて得られた等化信号Ｖ"（Ｖ"(0)，Ｖ"(1)）について合成処理を行い、ブロック合成信号Ｖを得る。
　このように、まず第１ブロック及び第２ブロックのそれぞれについて、各ブランチにおいて得られたＦＦＴ処理後の信号を、各ブランチにおいて推定されたブロック毎の推定伝達特性及び雑音電力に基づいて合成（ブランチ合成）し、等化処理を行う。そして、第１ブロック及び第２ブロックについて得られた等化信号の合成（ブロック合成）を行う。すなわち、ブロック合成よりも先にブランチ合成を行うことにより、ブランチ合成後の伝達特性の振幅については、伝達特性の振幅が大きいブランチの影響が支配的となる。従って、振幅が平滑化されるため、ブランチ合成後の伝達特性においては、振幅が小さい点（又はヌル点）が生じにくい。
　なお、各ブランチにおいてブロック毎に等化した後に、ブロック合成を行う場合では、等化によって伝達特性の振幅が小さいブロックによる大きなノイズエンハンスメントが生じる。そして、その後に、ブロック合成を行ってもノイズエンハンスメントが支配的となり、信号品質が低下する。しかしながら、本発明によれば、等化及びブロック合成の前にブランチ合成を行うことにより、伝達特性の振幅が小さいブロックによるノイズエンハンスメントが生じることを抑制でき、良好な信号品質で受信を行うことができる。また、分割ブロック数を多くした場合であっても、移動受信性能を大きく改善することができる。
　また、伝送シンボルのシンボル長（ＦＦＴ長）が長い場合であっても、あるいは移動速度が速い場合でも、高い受信性能及び高い信号品質で受信を行うことができる。
　また、雑音を考慮してブランチ合成、等化及びブロック合成を行うことにより、ブランチ毎、シンボル毎、キャリア毎に雑音電力が異なる場合における、受信性能を改善することができる。
　なお、本実施例においては、受信ブランチが２である場合、及び検波信号を２つのブロックに時分割する場合について説明したが、一般に、ダイバーシティ受信する受信ブランチがＪ個（Ｊは２以上の整数）の場合、及び検波信号をＭ個（Ｍは２以上の整数）のブロックに時分割する場合に拡張することが可能である。
　より具体的には、上記Ｊ個の受信ブランチの各々において、検波信号をそれぞれの期間（時間長）が第１ないし第Ｍ期間であるＭ個のブロックに時分割し、分割されたブロック毎にパーシャルＦＦＴ処理を行う。そして、式（１）及び（２）に示したように、Ｊ個の受信ブランチにおいて各ブロック（ブロックインデックス：ｍ＝０，１，．．．，Ｍ－１）について伝達特性Ｈ0 (m)～ＨJ-1 (m)を推定する。そして、各ブロック（ｍ）についての伝達特性Ｈ0 (m)～ＨJ-1 (m)に基づいて、全ての受信ブランチ（ブランチインデックス：ｂ＝０，１，．．．，Ｊ－１）においてパーシャルＦＦＴ処理がなされた信号Ｙb (m)を当該ブロック（ｍ）毎に合成するブランチ合成処理を行う。すなわち、各ブロック（ｍ）について、当該ブロック（ｍ）に対応し、全ての受信ブランチにおいてＦＦＴ処理された信号Ｙb (m)，（ｂ＝０，１，．．．，Ｊ－１）を、当該ブロック（ｍ）に対応する全ての伝達特性Ｈ0 (m)～ＨJ-1 (m)，（ｍ＝０，１，．．．，Ｍ－１）に基づいて、ブランチ合成処理を行う。
　これにより、各ブロック（ｍ）についてのブランチ合成信号Ｖ'（Ｖ'(m)，Ｑ'(m)），（ｍ＝０，１，．．．，Ｍ－１）を得る。そして、式（３）に示したように、ブランチ合成信号Ｖ'（Ｖ'(m)，Ｑ'(m)）の等化処理によって、各ブロック（ｍ）についての等化信号Ｖ"(m)，（ｍ＝０，１，．．．，Ｍ－１）を得る。
　そして、式（４）に示したように、全てのブロック（ｍ＝０，１，．．．，Ｍ－１）について得られた等化信号Ｖ"(m)について合成処理（ブロック合成）を行い、ブロック合成信号Ｖを得る。
　なお、各受信ブランチにおいて検波信号をＭ個のブロックに時分割する場合、検波信号を等分割、すなわち同一期間を有するＭ個のブロックに時分割してもよい。あるいは、検波信号を異なる期間を有するＭ個のブロックに時分割してもよい。すなわち、Ｍ個のブロックのうち少なくとも１のブロックが他のブロックとは異なる期間を有していてもよい。このような場合、少なくとも各受信ブランチにおいて対応するブロックが同一の期間を有するように分割すればよい。具体的には、検波信号を時間軸上で順次第１～第ＭブロックのＭ個のブロックに時分割する場合、全ての受信ブランチ（ｂ＝０，１，．．．，Ｊ－１）について、第ｋブロック（ｋ＝１，２，．．．，Ｍ）が同一期間（第ｋ期間）を有するように分割すればよい。
　図４は、本発明の実施例２に係るＯＦＤＭ受信装置３０の構成を示すブロック図である。以下、実施例１と同様又は等価な部分については同じ符号を付して、説明は省略することとする。
　ＯＦＤＭ受信装置３０は、ＯＦＤＭ信号の移動受信を行う。ＯＦＤＭ受信装置３０は、第１ブランチであるブランチ０（ＢＲ０）及び第２ブランチであるブランチ１（ＢＲ１）と、ブロック数制御部３１と、可変ブランチ合成部４１と、可変ブロック等化部４２と、ブロック合成部４３と、デコーダ２４と、を有する。
　ブランチ０（ＢＲ０）は、検波部１２ａ、可変時分割部３３ａ、ＦＦＴ部３４ａ、トータルＦＦＴ部１５ａ及び伝達特性推定部３６ａから構成され、アンテナ１１ａに接続されている。ブランチ１（ＢＲ１）は、検波部１２ｂ、可変時分割部３３ｂ、ＦＦＴ部３４ｂ、トータルＦＦＴ部１５ｂ及び伝達特性推定部３６ｂから構成され、アンテナ１１ｂに接続されている。
　ブロック数制御部３１は、ＯＦＤＭ受信装置３０を搭載する移動装置の速度計等から、ＯＦＤＭ受信装置３０の移動速度を示す移動速度情報を受信する。ブロック数制御部３１は、移動速度情報に基づいて、可変時分割部３３ａ及び３３ｂにおける分割ブロック数ｋ（ｋ；２以上の整数）を設定するブロック数制御信号ＢＣを生成する。
　ブロック数制御部３１は、ＯＦＤＭ受信装置３０の移動速度に応じて、２≦ｋ≦ｎ（ｎ；３以上の整数）の範囲で、分割ブロック数ｋを設定する。具体的には、ＯＦＤＭ受信装置３０の移動速度が大きいほど、分割ブロック数ｋを大きな値に設定する。例えば、移動速度が大きい場合には分割ブロック数ｋをｎに設定し、移動速度が小さい場合には分割ブロック数ｋを２に設定する。ブロック数制御部３１は、ブロック数制御信号ＢＣを可変時分割部３３ａ及び３３ｂ、ＦＦＴ部３４ａ及び３４ｂ、伝達特性推定部３６ａ及び３６ｂ、可変ブランチ合成部４１、可変ブロック等化部４２に供給する。なお、移動速度が小さい場合に、分割ブロック数ｋを１に設定する（即ち、時分割をしない）ようにしてもよい。
　可変時分割部３３ａは、ブロック数制御信号ＢＣに基づいて、第１検波信号ｙ0をｋ個のブロックに時分割し、第１ブロック信号ｙ0 (0)～第ｋブロック信号ｙ0 (k-1)を生成する。可変時分割部３３ｂは、ブロック数制御信号ＢＣに基づいて、第２検波信号ｙ1をｋ個のブロックに時分割し、第１ブロック信号ｙ1 (0)～第ｋブロック信号ｙ1 (k-1)を生成する。
　図５は、ＦＦＴ部３４ａ及び３４ｂ、伝達特性部３６ａ及び３６ｂ、可変ブランチ合成部４１及び可変ブロック等化部４２の詳細な構成を示すブロック図である。
　ＦＦＴ部３４ａは、ｎ個のパーシャルＦＦＴ部であるパーシャルＦＦＴ部３４ａ（０）～３４ａ（ｎ－１）を有する。ＦＦＴ部３４ａは、分割ブロック数ｋを指定するブランチ数制御信号ＢＣに応答して、ｎ個のパーシャルＦＦＴ部のうちのｋ個（３４ａ（０）～３４ａ（ｋ－１））を選択的に動作状態（オン）にし、他のパーシャルＦＦＴ部３４ａ（ｋ）～３４ａ（ｎ－１）を停止状態（オフ）とする。
　同様に、ＦＦＴ部３４ｂは、ｎ個のパーシャルＦＦＴ部であるパーシャルＦＦＴ部３４ｂ（０）～３４ｂ（ｎ－１）を有する。ＦＦＴ部３４ｂは、分割ブロック数ｋを指定するブランチ数制御信号ＢＣに応答して、ｎ個のパーシャルＦＦＴ部のうちのｋ個（３４ｂ（０）～３４ｂ（ｋ－１））を選択的にオンにし、他のパーシャルＦＦＴ部３４ｂ（ｋ）～３４ｂ（ｎ－１）をオフとする。
　パーシャルＦＦＴ部３４ａ（０）は、第１ブロック信号ｙ0 (0)に対しＦＦＴ処理を施して第１周波数領域信号Ｙ0 (0)を生成する。同様に、パーシャルＦＦＴ部３４ａ（１）～３４ａ（ｋ－１）は、第１ブロック信号ｙ0 (1)～第ｋブロック信号ｙ0 (k-1)に対しＦＦＴ処理を施して第１周波数領域信号Ｙ0 (1)～第ｋ周波数領域信号Ｙ0 (k-1)を生成する。
　パーシャルＦＦＴ部３４ｂ（０）は、第１ブロック信号ｙ1 (0)に対しＦＦＴ処理を施して第１周波数領域信号Ｙ1 (0)を生成する。同様に、パーシャルＦＦＴ部３４ｂ（１）～３４ｂ（ｋ－１）は、第１ブロック信号ｙ1 (1)～第ｋブロック信号ｙ1 (k-1)に対しＦＦＴ処理を施して第１周波数領域信号Ｙ1 (1)～第ｋ周波数領域信号Ｙ1 (k-1)を生成する。
　伝達特性推定部３６ａ及び３６ｂは、実施例１の伝達特性推定部１６ａ及び１６ｂと同様に、伝送路推定器と時間方向補間フィルタとを含む構成を有する。伝達特性推定部３６ａは、受信値Ｙ0に基づいて、ブランチ０（ＢＲ０）の伝送路における周波数領域信号Ｙ0 (0)～Ｙ0 (k-1)の伝達特性Ｈ0 (0)～Ｈ0 (k-1)を推定する。伝達特性推定部３６ｂは、受信値Ｙ1に基づいて、ブランチ１（ＢＲ１）の伝送路における周波数領域信号Ｙ1 (0)～Ｙ1 (k-1)の伝達特性Ｈ1 (0)～Ｈ1 (k-1)を推定する。
　可変ブランチ合成部４１は、ｎ個のブランチ合成部であるブランチ合成部４１（０）～４１（ｎ－１）を有する。可変ブランチ合成部４１は、分割ブロック数ｋを指定するブランチ数制御信号ＢＣに応答して、ｎ個のブランチ合成部のうちのｋ個（４１（０）～４１（ｋ－１））を選択的にオンにし、他のブランチ合成部（４１（ｋ）～４１（ｎ－１））をオフとする。
　ブランチ合成部４１（０）は、ブランチ０（ＢＲ０）及びブランチ１（ＢＲ１）において推定された第１ブロックについての伝達特性Ｈ0 (0)及びＨ1 (0)に基づいて、ブランチ０（ＢＲ０）の第１周波数領域信号Ｙ0 (0)及びブランチ１（ＢＲ１）の第１周波数領域信号Ｙ1 (0)の合成（ブランチ合成）を行い、Ｖ'(0)及びＱ'(0)からなるブランチ合成信号を生成する。同様に、各ブランチ合成部（４１（ｉ）、ｉ＝１～（ｋ－１））は、ブランチ０（ＢＲ０）及びブランチ１（ＢＲ１）において推定された、第ｉブロックについての伝達特性Ｈ0 (i)及びＨ1 (i)に基づいて、ブランチ０（ＢＲ０）の各ブロックの周波数領域信号とブランチ１（ＢＲ１）の各ブロックの周波数領域信号との合成（ブランチ合成）を行う。これにより、それぞれブランチ合成信号（Ｖ'(1)，Ｑ'(1)）～（Ｖ'(k-1)，Ｑ'(k-1)）を生成する。
　可変ブロック等化部４２は、ｎ個のブロック等化部であるブロック等化部４２（０）～４２（ｎ－１）を有する。可変ブロック等化部４２は、分割ブロック数ｋを指定するブランチ数制御信号ＢＣに応答して、ｎ個のブロック等化部のうちのｋ個（４２（０）～４２（ｋ－１））を選択的にオンにし、他のブロック等化部（４２（ｋ）～４２（ｎ－１））をオフとする。
　ブロック等化部４２（０）は、ブランチ０及びブランチ１の第１ブロックの合成信号であるブランチ合成信号Ｖ'(0)及びＱ'(0)に対して等化処理（ブロック等化処理）を行い、第１等化信号Ｖ"(0)を生成する。同様に、各ブロック等化部（４２（１）～４２（ｋ－１））は、ブランチ０及びブランチ１の各ブロックの合成信号であるブランチ合成信号（Ｖ'(1)，Ｑ'(1)）～（Ｖ'(k-1)，Ｑ'(k-1)）に対して等化処理を行い、第２等化信号Ｖ"(1)～第ｋ等化信号Ｖ"(k-1)を生成する。
　ここで、再度図４を参照すると、ブロック合成部４３は、第１等化信号Ｖ"(0)～第ｋ等化信号Ｖ"(k-1)に基づいてブロック合成処理を行い、ブロック合成信号Ｖを生成する。ブロック合成部２３は、ブロック合成信号Ｖをデコーダ２４に供給する。デコーダ２４は、ブロック合成信号Ｖに対して復号処理を施し、受信情報データを得る。
　以上説明したように、本実施例においては、受信装置の移動速度に応じて、時分割における分割ブロック数ｋ（２≦ｋ≦ｎ）を設定する。移動速度が大きければ大きいほど、分割ブロック数ｋを大きな値に設定し、移動速度が小さければ小さいほど、分割ブロック数ｋを小さな値に設定する。そして、ｋ個のブロックについての伝達特性に基づいて、ブランチ０及びブランチ１の各ブランチにおいてパーシャルＦＦＴ処理がなされた信号をｋ個のブロック毎に合成するブランチ合成処理を行う。すなわち、第１～第ｋの各ブロックについて、当該ブロックに対応し、ブランチ０及びブランチ１においてＦＦＴ処理された信号を、当該ブロックに対応する伝達特性に基づいて、ブランチ合成処理を行う。
　これにより、第１～第ｋブロックの各ブロックについてのブランチ合成信号（（Ｖ'(0)，Ｑ'(0)）～（Ｖ'(k-1)，Ｑ'(k-1)））を得る。そして、ブランチ合成信号の等化処理によって、各ブロックについての等化信号Ｖ"(0)～Ｖ"(k-1)を得る。そして、全てのブロックについて得られた等化信号について合成処理（ブロック合成）を行い、ブロック合成信号Ｖを得る。
　このように、移動受信速度が大きい場合には、分割ブロック数ｋを大きく設定し、伝送シンボル毎の検波信号を多数のブロックに分けてブランチ合成、等化及びブロック合成を行うことにより、移動受信性能を向上させることができる。一方、移動速度が小さい場合には、分割ブロック数ｋを小さく設定することにより、演算コストを減少させ、消費電力を抑えることができる。また、実施例１の場合と同様の効果も得られ、高い受信性能及び高い信号品質で受信を行うことができる。
　なお、本実施例においては、受信ブランチが２である場合について説明したが、一般に、受信ブランチがＪ個（Ｊは２以上の整数）の場合に拡張することが可能である。
　また、本実施例において、実施例１と同様、送信値推定部及び各受信ブランチに対応した雑音電力推定部を設けてもよい。例えば、ブランチ０（ＢＲ０）の雑音電力推定部は、トータルＦＦＴ部１５ａからの受信値Ｙ0の供給及び送信値推定部からの推定送信値Ｄの供給及び伝達特性推定部３６ａからの伝達特性Ｈ0の供給を受け、受信値Ｙ0に含まれる雑音成分の電力を推定し、雑音電力Ｚ0を算出する。ブランチ１（ＢＲ１）の雑音電力推定部は、トータルＦＦＴ部１５ｂからの受信値Ｙ1の供給及び送信値推定部からの推定送信値Ｄの供給及び伝達特性推定部３６ｂからの伝達特性Ｈ1の供給を受け、受信値Ｙ1に含まれる雑音成分の電力を推定し、雑音電力Ｚ1を算出する。可変ブランチ合成部４１のブランチ合成部４１（０）～４１（ｋ－１）は、ブランチ０（ＢＲ０）及びブランチ１（ＢＲ１）において推定された第１～第ｋブロックについての伝達特性（Ｈ0 (0)～Ｈ0 (k-1)，Ｈ0 (0)～Ｈ0 (k-1)）と雑音電力Ｚ0及びＺ1とに基づいてブランチ合成を行い、ブランチ合成信号（Ｖ'(0)，Ｑ'(0)）～（Ｖ'(k-1)，Ｑ'(k-1)）を生成する。
　なお、上記した実施例１～３は適宜組み合わせて適用することが可能である。
　なお、上記した各実施例においては、ＯＦＤＭ通信方式に基づく無線信号を受信する受信装置の例を示した。しかし、本発明はこれに限られない。例えば、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）等の他の通信方式にも本発明を適用することが可能である。
　また、本発明は、空間ダイバーシティや偏波ダイバーシティ等、様々な種類のダイバーシティ受信に適用することができる。
　また、本発明の受信装置の各部は、ハードウェアとして構成しても良いし、記録媒体に記憶されたプログラムをコンピュータが読み取って実行することによって、その全部又は一部を構成しても良い。すなわち、本発明の受信方法は、複数の受信処理ブランチによって無線信号をダイバーシティ受信し、当該複数の受信処理ブランチの各々において、受信信号を検波して検波信号を生成し、検波信号をそれぞれの期間が第１ないし第Ｍ期間であるＭ個（Ｍは２以上の整数）のブロックに時分割し、分割されたブロック毎にＦＦＴ処理を行い、検波信号に基づいてブロック毎の伝達特性を推定する受信ステップを有する。また、当該受信ステップにおいて推定されたブロック毎の前記伝達特性に基づいて、ＦＦＴ処理がなされた信号をブロック毎に合成するブランチ合成を行い、Ｍ個のブロックについて得られたブランチ合成信号を合成するブロック合成処理を行うステップを有する。
１０，３０，５０　　　　　　　　受信装置
１１ａ，１１ｂ　　　　　　　　　アンテナ
１２ａ，１２ｂ　　　　　　　　　検波部
１３ａ，１３ｂ　　　　　　　　　時分割部
１４ａ（０）～１４ａ（ｎ－１）　パーシャルＦＦＴ部
１４ｂ（０）～１４ｂ（ｎ－１）　パーシャルＦＦＴ部
１５ａ，１５ｂ　　　　　　　　　トータルＦＦＴ部
１６ａ，１６ｂ，３６ａ，３６ｂ　伝達特性推定部
１７ａ，１７ｂ　　　　　　　　　雑音電力推定部
２１（０）～２１（ｎ－１）　　　ブランチ合成部
２２（０）～２２（ｎ－１）　　　ブロック等化部
２３，４３　　　　　　　　　　　ブロック合成部
２４　　　　　　　　　　　　　　デコーダ
２５　　　　　　　　　　　　　　送信値推定部
２６ａ，２６ｂ　　　　　　　　　伝送路推定器
２７ａ，２７ｂ　　　　　　　　　時間方向補間フィルタ
２８ａ，２８ｂ　　　　　　　　　瞬時雑音電力算出部
２９ａ，２９ｂ　　　　　　　　　シンボル方向フィルタ
３１　　　　　　　　　　　　　　ブロック数制御部
３３　　　　　　　　　　　　　　可変時分割部
３４ａ，３４ｂ　　　　　　　　　ＦＦＴ部
４１　　　　　　　　　　　　　　可変ブランチ合成部
４２　　　　　　　　　　　　　　可変ブロック等化部

Claims (11)

  1. 　無線信号をダイバーシティ受信する複数の受信ブランチであり、各々の受信ブランチが、受信信号を検波して検波信号を生成する検波部、前記検波信号をＭ個（Ｍは２以上の整数）のブロックに時分割して分割されたブロック毎にＦＦＴ処理を行う時分割ＦＦＴ部、及び前記検波信号に基づいて前記ブロック毎の伝達特性を推定する伝達特性推定部を有する前記複数の受信ブランチと、
    　前記複数の受信ブランチにおいて推定された前記ブロック毎の前記伝達特性に基づいて、前記複数の受信ブランチにおいて前記ＦＦＴ処理がなされた信号を前記ブロック毎に合成しブランチ合成信号を生成するブランチ合成処理を行うブランチ合成部と、
    　前記Ｍ個のブロックについて得られた前記ブランチ合成信号が合成されたブロック合成信号を生成するブロック合成処理を行うブロック合成部と、
    　を有することを特徴とする受信装置。
  2. 　前記ブロック毎の前記伝達特性に基づいて、前記ブロック毎に前記ブランチ合成信号の等化処理を行い、等化信号を生成するブロック等化部をさらに備え、
    　前記ブロック合成部は、前記等化信号を合成して前記ブロック合成信号を生成する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記受信装置の移動速度を受信する移動速度受信部と、前記移動速度に応じて前記時分割ＦＦＴ部における分割ブロック数を確定するブロック数制御部と、をさらに備え、
    　前記複数の受信ブランチの前記時分割ＦＦＴ部の各々は、前記検波信号を前記分割ブロック数のブロックに時分割する、
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
  4. 　前記複数の受信ブランチの各々は、前記検波信号及び前記ブロック毎の前記伝達特性に基づいて前記ブロック毎の雑音電力を推定する雑音電力推定部をさらに備え、
    　前記ブランチ合成部は、前記ブロック毎の前記伝達特性及び前記雑音電力に基づいて、前記ブランチ合成処理を行う、
    　ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１に記載の受信装置。
  5. 　前記複数の受信ブランチは、第１及び第２受信ブランチからなり、
    　前記時分割ＦＦＴ部は、前記第１受信ブランチにおける第１検波信号及び前記第２受信ブランチにおける第２検波信号のそれぞれを、少なくとも第１のブロックと第２のブロックとに時分割し、分割されたブロック毎にＦＦＴ処理を行い、前記第１のブロックに対応する第１周波数領域信号と、前記第２のブロックに対応する第２周波数領域信号とを生成し、
    　前記ブランチ合成部は、前記第１検波信号に対応する前記第１周波数領域信号と前記第２検波信号に対応する前記第１周波数領域信号とを合成して第１ブロック信号を生成し、前記第１検波信号に対応する前記第２周波数領域信号と前記第２検波信号に対応する前記第２周波数領域信号とを合成して第２ブロック信号を生成し、
    　前記ブロック合成部は、前記第１ブロック信号に基づく信号と前記第２ブロック信号に基づく信号とを合成する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  6. 　前記第１ブロックに対応する前記伝達特性に基づいて前記第１ブロック信号に等化処理を行い第１等化信号を生成し、前記第２ブロックに対応する前記伝達特性に基づいて前記第２ブロック信号に等化処理を行い第２等化信号を生成するブロック等化部をさらに備え、
    　前記ブロック合成部は、前記第１等化信号と前記第２等化信号とを合成する、
    　ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
  7. 　前記受信装置の移動速度を受信する移動速度受信部と、前記移動速度に応じて前記時分割ＦＦＴ部における分割ブロック数を確定するブロック数制御部と、をさらに備え、
    　前記時分割ＦＦＴ部は、前記第１検波信号及び前記第２検波信号のそれぞれを前記分割ブロック数のブロックに時分割する、
    　ことを特徴とする請求項５又は６に記載の受信装置。
  8. 　前記伝達特性推定部は、前記検波信号に基づいて伝送シンボル区間における伝達特性を推定する伝送路推定器と、推定された前記伝送シンボル区間における伝達特性に対して時間方向に伝達特性を補間する時間方向補間フィルタと、を有することを特徴とする請求項５乃至７のいずれか１に記載の受信装置。
  9. 　前記ブロック合成信号に基づいて、送信値を推定する送信値推定部を更に備え、
    　前記第１受信ブランチは、前記第１検波信号と前記伝送シンボル区間における伝達特性と前記送信値とに基づいて、前記第１検波信号に含まれる雑音電力を推定する第１雑音電力推定部を備え、
    　前記第２受信ブランチは、前記第２検波信号と前記伝送シンボル区間における伝達特性と前記送信値とに基づいて、前記第２検波信号に含まれる雑音電力を推定する第２雑音電力推定部を備え、
    　前記ブランチ合成部は、前記第１ブロックの前記時間方向補間フィルタによって補間された伝達特性及び前記雑音電力に基づいて前記ブランチ合成処理を行って前記第１ブロック信号を生成し、前記第２ブロックの前記時間方向補間フィルタによって補間された伝達特性及び前記雑音電力に基づいて前記ブランチ合成処理を行って前記第２ブロック信号を生成する、
    　ことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
  10. 　前記無線信号は、ＯＦＤＭ信号であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１に記載の受信装置。
  11. 　無線信号を受信する受信方法であって、
    　複数の受信処理ブランチによって前記無線信号をダイバーシティ受信する受信ステップであり、前記複数の受信処理ブランチの各々において、受信信号を検波して検波信号を生成する検波サブステップ、前記検波信号をＭ個（Ｍは２以上の整数）のブロックに時分割して分割されたブロック毎にＦＦＴ処理を行う時分割ＦＦＴサブステップ、及び前記検波信号に基づいて前記ブロック毎の伝達特性を推定する伝達特性推定サブステップを行う前記受信ステップと、
    　前記受信ステップにおいて推定された前記ブロック毎の前記伝達特性に基づいて、前記受信ステップにおいて前記ＦＦＴ処理がなされた信号を前記ブロック毎に合成しブランチ合成信号を生成するブランチ合成を行うブランチ合成ステップと、
    　前記Ｍ個のブロックについて得られたブランチ合成信号を合成するブロック合成処理を行うブロック合成ステップと、
    　を有することを特徴とする受信方法。
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