WO2016195085A1 - 通信方法及び通信機 - Google Patents

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WO2016195085A1
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frequency
arrangement
approximate
frequency arrangement
periodic
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PCT/JP2016/066629
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English (en)
French (fr)
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中澤　勇夫
梅野　健
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Kyoto University NUC
Original Assignee
Kyoto University NUC
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes

Definitions

  • the present invention relates to multi-carrier communication.
  • the OFDM method using a synchronized periodic function generally has a high PAPR (Peak to average power ratio) and is likely to cause deterioration in communication quality.
  • PAPR Peak to average power ratio
  • the occupied bandwidth is increased and the adjacent interference is increased due to the intermodulation distortion in the transmission system.
  • the present invention has been made in connection with the solution of the above problems.
  • One aspect of the present invention is a communication method including communication using multicarriers, wherein the frequency arrangement of the multicarriers is asynchronous between the multicarriers and the frequency intervals are unequal. Includes an approximately periodic frequency arrangement.
  • the communication is meant to include broadcasting.
  • Another aspect of the present invention is a communication device that includes a modulation unit that modulates a subcarrier based on a transmission code.
  • the subcarrier frequency arrangement includes an almost periodic arrangement that is asynchronous with respect to the frame time length.
  • the communication method according to the embodiment is a communication method including performing communication using a multicarrier.
  • the multicarrier frequency arrangement includes an almost periodic frequency arrangement in which the frequency intervals between carriers are non-uniform.
  • the almost periodic frequency arrangement is a frequency arrangement that is asynchronous between any subcarriers with respect to the frame time length used as a delimiter of the signal sequence, and includes an arrangement with non-equal intervals.
  • the almost periodic frequency is the frequency of each subcarrier on the almost periodic frequency arrangement.
  • the frequency intervals of the subcarriers are set at equal intervals so as to satisfy the orthogonal condition so that the carriers (subcarriers) do not interfere with each other.
  • OFDM OFDM
  • by arranging subcarriers at equal intervals that satisfy orthogonal conditions interference between subcarriers can be prevented even if the subcarrier frequency interval is reduced so that the bands of the subcarriers overlap each other.
  • the PAPR tends to be high.
  • the sub-carriers are arranged in an approximately periodic frequency that is asynchronous with respect to the frame time length, it is possible to suppress an increase in PAPR even if the number of multiplexed carriers is increased.
  • the approximate periodic frequency arrangement can be determined based on an approximate periodic function.
  • the approximate periodic function can be based on a Weyl sequence.
  • the Weyl sequence is based on Weyl's uniform distribution theorem that the fractional part of an integral multiple of an irrational number is uniformly distributed in [0, 1). In addition, the fractional part that is a multiple of the real number is also uniformly distributed in [0, 1).
  • the approximate periodic frequency may be determined from an irrational number group, a rational number group that limits the number of significant digits of the irrational number, or a rational number that approximates an irrational number determined based on an approximate periodic function. It may be determined from a group.
  • the approximate periodic frequency allocation is generated from a prime number using an approximate periodic function by determining a reference frequency allocation with equal frequency intervals between subcarriers. It can be determined by selecting an approximate periodic frequency close to the reference carrier frequency in the reference frequency arrangement in which the frequency interval between the subcarriers is equal from the set approximate periodic frequency group.
  • the almost periodic frequency group can be generated using an almost periodic function.
  • the reference frequency arrangement is preferably a frequency arrangement that satisfies the orthogonality condition and the frequency interval between the carriers is equal, as in the carrier frequency arrangement in OFDM, but the optimum reference frequency arrangement may be determined depending on the form of communication to be applied. good.
  • the reference carrier frequency is each carrier frequency in the reference frequency arrangement.
  • the combined substantially periodic frequency arrangement includes at least a first partial approximate periodic frequency arrangement and a second partial approximate periodic frequency arrangement other than the first partial approximate periodic frequency arrangement, and a second partial approximate period other than the first part.
  • the frequency arrangement can be easily obtained by shifting the frequency of the first partial substantially periodic frequency arrangement.
  • the first partial approximate periodic frequency arrangement can be determined based on an approximate periodic function.
  • the second partial approximate periodic frequency allocation other than the first partial approximate periodic frequency allocation is obtained by shifting the frequency of the first partial approximate periodic frequency allocation, so that each of the first portion and the portion other than the first portion is obtained with respect to the frame time length
  • the subcarriers can be made asynchronous and an almost periodic frequency arrangement can be obtained.
  • a plurality of partial approximate periodic frequency arrangements may be obtained from the first partial approximate periodic frequency arrangement by frequency shift. That is, one or a plurality of partial approximate periodic frequency arrangements can be obtained by frequency shift. When obtaining a plurality of partial approximate periodic frequency arrangements, the amount of frequency shift from the first partial approximate periodic frequency arrangement may be varied.
  • the frequency arrangement of multicarriers may include blank portions of subcarriers.
  • the blank part of the carrier may be used, for example, as a guard interval that prevents intersubcarrier interference or as a noise measurement interval.
  • the frequency arrangement of the multicarrier includes a substantially periodic frequency arrangement and may partially include a frequency arrangement that is not an approximately periodic frequency arrangement. For example, even if the frequency arrangement of the multicarrier includes a frequency arrangement in which the subcarriers are synchronized with the frame time length, the asynchrony of the substantially periodic frequency arrangement is maintained.
  • the multicarrier frequency arrangement may include a pilot frequency. Further, carrier wave recovery may be performed using a pilot frequency.
  • Each carrier included in the multicarrier may be subjected to N-level multiplex modulation such as QPSK or N-QAM, power level modulation, or phase modulation in order to increase transmission efficiency. May be done.
  • the spectrum may be made uniform by applying a window function to the multi-carrier frame.
  • the signal on the time axis of the multicarrier with the almost periodic frequency arrangement is subjected to FFT processing, then the transmission frequency is band-limited, and then IFFT processing is performed to convert the signal on the time axis. Can be sent.
  • FFT processing is performed in advance on the same approximate periodic frequency arrangement as that used for transmission, and a cross-correlation value is obtained after FFT processing on the received signal of the multicarrier having the approximate periodic frequency arrangement.
  • the cross-correlation value may be obtained on the time axis or may be obtained from the cross spectrum.
  • PAPR may be further improved by limiting the power of multicarrier transmission with an approximately periodic frequency arrangement.
  • multi-carrier signals with almost periodic frequency arrangement are frequency converted (up-converted) to the required radio frequency band, and in the receiving system, the received signals in the radio frequency band are down-converted to the base frequency band.
  • a multi-carrier signal having a substantially periodic frequency arrangement may be obtained.
  • the transmission power transmitted from each terminal may be controlled to make the reception level at the base station (server station) substantially constant.
  • FIG. 1 shows a procedure for determining an approximately periodic frequency arrangement
  • FIG. 2 shows an approximately periodic frequency arrangement generating device (an approximately periodic frequency arrangement generating unit) 10.
  • the almost periodic frequency arrangement generation device 10 is configured by, for example, a computer having a processor and a memory.
  • the computer constituting the approximately periodic frequency arrangement generating apparatus 10 executes the procedure shown in FIG. 1 by executing a computer program stored in the memory, and functions as the approximately periodic frequency arrangement generating apparatus shown in FIG.
  • the almost periodic frequency generation device 10 may be mounted on a communication device, or may be configured as a device different from the communication device.
  • the 2 includes a prime group storage unit 11, an approximate periodic frequency group calculation / storage unit 12, a reference frequency allocation calculation / storage unit 13, and an approximate periodic frequency allocation search / And a storage unit 14.
  • the prime group storage unit 11 stores a large number (for example, 10 million) of prime numbers used for calculating the approximate periodic frequency.
  • the approximate cycle frequency group calculation / storage unit 13 calculates and stores the approximate cycle frequency using the prime numbers stored in the prime number group storage unit 11.
  • the reference frequency arrangement calculation / storage unit 13 calculates and stores a reference frequency arrangement used to determine the approximate periodic frequency arrangement.
  • the search / storage unit 14 for the approximate periodic frequency arrangement searches and selects an approximate periodic frequency close to the reference carrier frequency in the reference frequency arrangement from the approximate periodic frequency group, determines the approximate periodic frequency arrangement, and determines the determined approximate period. The frequency arrangement is stored.
  • the approximate periodic frequency group is calculated by the approximate periodic frequency group calculation / storage unit 12 (step S11).
  • the calculation / storage unit 12 of the approximate periodic frequency group calculates and stores the approximate periodic frequency f k according to the equation (approximately periodic function) in step S11 of FIG.
  • n is an arbitrary integer or real number, but may be 1.5, 2, or 3, for example.
  • (mod 1) is a function for obtaining a decimal part of a real number.
  • the approximate periodic function is not limited to the format shown in FIG.
  • the equation (approximately periodic function) in step S11 of FIG. 1 shows an example of obtaining from the nth root of a prime number in order to obtain an irrational approximate periodic frequency. It may be a power (e n ) or may be obtained by irrational addition and subtraction.
  • e n a power
  • irrational addition and subtraction In order to obtain the approximate periodic frequency of rational numbers, there are methods such as limiting the number of digits of the irrational approximate periodic frequency and obtaining it as an integer fraction.
  • the horizontal axis indicates the size of the prime number
  • the vertical axis indicates the normalized frequency.
  • 3A and 3B show points where black portions are plotted. From the prime numbers, it can be seen that a large number of frequencies are uniformly distributed over the entire range (0 to 1) of the normalized frequency. .
  • the reference frequency arrangement is calculated by the reference frequency arrangement calculation / storage unit 13.
  • FIG. 4 shows an example of the reference frequency arrangement.
  • the frequency interval ⁇ f between carriers is equal.
  • the total number N of reference carriers is also the number of code multiplexes, and is preferably a power of 2 in order to reduce the calculation load.
  • C 1 to C N indicate N reference carriers.
  • ⁇ f / 2 is the frequency between the reference carriers (subchannels) C 1 and C N on both sides of the normalized frequency range and the edge of the pass bandwidth (normalized frequency is 0 or 1). Showing the difference.
  • the frame time length of the approximate periodic function may be processed in units of N ⁇ T according to the number of multiplexing N.
  • the signal processing time length T N ⁇ T.
  • 1 / N ⁇ T is a fundamental frequency
  • ⁇ f 1 / (N ⁇ T)
  • step S13 the search / storage unit 14 for the approximate periodic frequency arrangement searches the approximate periodic frequency used for the approximate periodic frequency arrangement from the approximate periodic frequency group obtained in step S12.
  • step S14 N approximate periodic frequencies closest to the frequencies of the target reference carriers C 1 to C N are extracted from the retrieved approximate periodic frequencies, and are composed of the extracted N approximate periodic frequencies. An approximately periodic frequency arrangement is determined.
  • the approximate periodic frequency obtained from the approximate periodic function shown in FIG. 1 is an irrational number, it does not match the frequencies of the reference carriers C 1 to C N that are rational numbers. For this reason, the searched approximate periodic frequency arrangement composed of N approximate periodic frequencies is non-uniformly spaced. However, since frequencies close to the reference carriers C 1 to C N that are equally spaced are selected, they are generally equally spaced. Incidentally, almost periodic frequency, if it is rational does not coincide with the frequency of the reference carrier C 1 ⁇ C N, it may be selected close to the frequency of the reference carrier C 1 ⁇ C N.
  • Figure 5 is almost periodic frequency selected, the reference carrier C 1 ⁇ C N normalized frequency standard deviation of how close the normalized frequency of the reference carrier C 1 ⁇ C N to a frequency of (standard deviation) Show.
  • the horizontal axis represents the total number of prime numbers used in step S11
  • the vertical axis represents the normalized frequency standard deviation.
  • the larger the total number of primes the easier it is to select frequencies close to the reference carriers C 1 to C N and the smaller the frequency standard deviation.
  • the total number of prime numbers exceeds 1 million, the frequency standard deviation becomes about 0.001 or less, and the interference between subcarriers can be reduced while maintaining the asynchrony of the approximate periodic frequency arrangement.
  • the standard deviation approaches zero and approaches the OFDM method.
  • FIG. 6 shows a communication device 20 that performs communication using multicarriers having a substantially periodic frequency arrangement.
  • the communication device 20 includes a multi-carrier signal transmitter 30 and a multi-carrier signal receiver 40.
  • the transmitter 30 includes an input unit 31, a serial / parallel conversion unit 32, a subcarrier modulation unit 33, a multicarrier generation unit 34 having a substantially periodic frequency arrangement, an output unit 35, and a synchronization signal generation unit 36. ing.
  • the input unit 32 receives an input of a transmission code (transmission data) from a signal processing device (not shown) included in the communication device 20, and performs preprocessing that should be performed prior to multicarrier modulation if necessary.
  • the serial / parallel converter 32 converts the serial code (serial data) output from the input unit 32 into a parallel code (parallel data) having a parallel number corresponding to the multiple code length N.
  • a parallel code having a code length N is a transmission code.
  • the subcarrier modulation unit 33 performs almost periodic frequency division multiplexing shown in FIG.
  • the subcarrier modulation unit 33 performs subcarrier modulation of a transmission code (d 1 d 2 d 3 ... D N ⁇ 1 d N ) having a code length N, and generates a code string (y 1 y 2 y 3. y N-1 y N ) is output as a multi-carrier signal having a substantially periodic frequency arrangement.
  • the subcarrier modulation unit 33 performs multicarrier modulation based on the multicarrier given from the multicarrier generation unit 34 having a substantially periodic frequency arrangement.
  • the multi-carrier generating unit 34 having the substantially periodic frequency arrangement may include the approximate frequency arrangement generating unit 10 illustrated in FIG. 2, or the approximate periodic frequency determined by the approximate frequency arrangement generating unit 10 illustrated in FIG. 2. An arrangement may be set, and a carrier having the set approximate periodic frequency arrangement may be generated.
  • a matrix having elements a k b k to p k (1 ⁇ k ⁇ N) is an N ⁇ N matrix.
  • ⁇ dk is a prime number used to generate the k th frequency in an approximately periodic frequency arrangement having N carriers.
  • ⁇ k is an arbitrary real number and may be 0.
  • C k to P k are amplitude values of the k-th carrier similarly to A k and B k .
  • the subcarrier signal output from the subcarrier modulation unit 33 is supplied to the output unit 35, and the output unit 35 transmits a transmission path (such as a radio propagation path) as an approximately periodic subcarrier output signal (an approximately periodic frequency subcarrier composite signal). Is output.
  • a transmission path such as a radio propagation path
  • an approximately periodic subcarrier output signal an approximately periodic frequency subcarrier composite signal
  • the serial / parallel conversion unit 33, the subcarrier modulation unit 33, and the output unit 35 operate based on the synchronization signal provided from the synchronization signal generation unit 36.
  • the receiver 40 includes an input unit 41, a subcarrier demodulation unit 42, a frequency generation unit 43 having a substantially periodic frequency arrangement, a parallel / serial conversion unit 44, an output unit 45, and a synchronization signal generation unit 46. Yes.
  • the input unit 41 receives an input of a reception signal (substantially periodic frequency subcarrier composite signal) and gives the reception signal to the subcarrier demodulation unit 42.
  • the subcarrier demodulator 42 obtains the cross-correlation value (complex correlation value) between the approximate periodic frequency (delayed approximate periodic frequency arrangement; approximate periodic complex carrier) used on the transmission side of the received signal and the received signal. Demodulate.
  • the frequency of the demodulated substantially periodic frequency arrangement is given from the frequency generating unit 43 of the almost periodic frequency arrangement.
  • the cross-correlation value of signals for example, the following “method for obtaining on the time axis” and “method for obtaining from cross spectrum” can be employed.
  • the signal output from the demodulator 42 is converted into serial data by the parallel-serial converter 44.
  • This serial data is output as a demodulated code to a signal processing device (not shown) via the output unit 45.
  • the input unit 41, the subcarrier demodulation unit 42, the frequency generation unit 43 with a substantially periodic frequency arrangement, and the parallel-serial conversion unit 44 operate based on the synchronization signal provided from the synchronization signal generation unit 46.
  • FIG. 8A shows an output unit 35 having a band limiting function.
  • the output unit 35 includes an input processing circuit 351 that receives an input of an approximately periodic frequency subcarrier composite signal (time domain signal) given from the modulation unit 33, an FFT processing circuit 352, a band limitation processing circuit 353, and an IFFT process.
  • a circuit 354 The FFT processing circuit 352 converts the substantially periodic frequency subcarrier composite signal, which is a time domain signal, into a frequency domain signal.
  • the band limitation processing circuit 353 limits the frequency band of the signal and removes unnecessary frequency components.
  • the IFFT processing circuit 354 returns the band-limited signal to the time axis domain signal. Since the output unit 35 has the configuration shown in FIG. 8A, it is possible to limit the band for the substantially periodic frequency subcarrier composite signal.
  • FIG. 8B shows an input unit 41 having a band limiting function.
  • the input unit 41 includes an input processing circuit 411 that receives an input of a substantially periodic frequency subcarrier composite signal (time domain signal) that is a received signal, an FFT processing circuit 412, a band limiting processing circuit 413, and an IFFT processing circuit 414. It is equipped with.
  • the FFT processing circuit 412 converts the substantially periodic frequency subcarrier synthesized signal, which is a time domain signal, into a frequency domain signal.
  • the band limitation processing circuit 413 limits the signal band and removes unnecessary frequency components.
  • the IFFT processing circuit 414 returns the band-limited signal to the time axis domain signal.
  • the band-limited signal is supplied to the subcarrier demodulation unit 42.
  • FIG. 9 has a multi-access communication system having a large number of terminals and base stations.
  • the above-described communication device 10 may be the base station of FIG. 9 or a terminal.
  • the transmission power of the substantially periodic multicarrier signal transmitted from each terminal is controlled by the terminal based on an instruction from the base station, and the reception level at the base station may be substantially constant.
  • FIG. 10 shows the PAPR simulation values of the OFDM signal and the substantially periodic frequency allocation subcarrier composite signal.
  • the horizontal axis indicates the number of multiplexed subcarriers
  • the vertical axis indicates PAPR.
  • the PAPR of the substantially periodic frequency-arranged multicarrier signal tends to be lower than the PAPR of the OFDM signal and exhibit good characteristics.
  • the PAPR tends to decrease because of the effect that the error order of the Weyl sequence becomes O (1 / ⁇ N).
  • FIG. 11 illustrates a modification of the receiver 30 included in the communication device 20. 11 is obtained by adding a PAPR compensation unit 37 to the receiver 30 shown in FIG.
  • the PAPR compensation unit 37 is provided between the subcarrier modulation unit 33 and the output unit 35.
  • the PAPR compensation unit limits the peak value of the norm of the vector on the time axis of the almost periodic frequency subcarrier composite signal to improve the PAPR of the almost periodic frequency subcarrier composite signal.
  • the substantially periodic frequency subcarrier composite signal with improved PAPR is output to a transmission path (such as a radio propagation path) via the output unit 35.
  • FIG. 12 shows a circuit configuration example of the PAPR compensation unit 37.
  • the PAPR compensation unit 37 includes an input unit 37a, a peak value detection unit 37b, an impulse new signal generation unit 37c, a complex synthesis unit 37d, and an output unit 37e.
  • the input unit 37a accepts an input of an approximately periodic frequency subcarrier composite signal.
  • the peak value detection unit 37b detects the position and peak value of the peak of the substantially periodic frequency subcarrier composite signal output from the input unit 37a on the time axis.
  • the complex synthesizer 37d When the detected peak value exceeds the specified value, the complex synthesizer 37d generates a peak for the signal generated by the impulse signal generator 37c with respect to the substantially periodic frequency subcarrier synthesized signal output from the input unit 37a. Complex synthesis with opposite polarity to the value. Thereby, a peak is suppressed and PAPR reduces.
  • the substantially periodic frequency subcarrier composite signal whose peak is suppressed is output via the output unit 37e.
  • the signal generated by the impulse signal generator 37c is a reverse impulse signal corresponding to the difference between the detected peak value and the specified value.
  • the PAPR compensation unit 37 shown in FIG. 12 can further improve the PAPR by repeating a plurality of PAPR compensation processes.
  • FIG. 13 shows the result of limiting the peak by the PAPR compensation unit 37 of FIG.
  • FIG. 13 shows the case where the magnitude of the inverse impulse signal (peak limit level) is set to 2 ⁇ , 1.8 ⁇ , and 1.6 ⁇ , where ⁇ is the standard deviation of the peak in the substantially periodic frequency subcarrier composite signal.
  • PAPR and PAPR without PAPR compensation are shown.
  • the PAPR is about 8 to 9 [dB], but when PAPR compensation is performed, the PAPR can be reduced. Further, the PAPR can be reduced as the peak limit level is deepened.
  • FIG. 13 shows the frequency standard deviation of each subcarrier constituting the substantially periodic frequency subcarrier composite signal, and when the frequency standard deviation is zero, it becomes OFDM.
  • the PAPR is usually about 10 dB.
  • the almost periodic frequency subcarrier signal can reduce the PAPR more than the OFDM even without the PAPR compensation, and the PAPR can be further reduced by performing the PAPR compensation.
  • the present embodiment it is possible to improve the frequency utilization efficiency by reducing the PAPR and reducing the intermodulation product in the transmission system by using the relationship of making the subcarrier complex frequencies asynchronous. Further, according to the present embodiment, it is possible to realize a super-multiplexing and super-multi-access communication system that can increase transmission capacity by increasing transmission power efficiency.
  • the technology disclosed in the present embodiment can be applied to a wide range of communication systems (including broadcast systems) from sound / radio wave utilization systems to optical communications.

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Abstract

伝送周波数帯域幅を制限しつつＰＡＰＲの抑制を容易にする。通信方法は、マルチキャリアを用いて通信を行うことを含み、マルチキャリアの周波数配置は、フレーム時間長に対して各々のサブキャリアが非同期とする概周期周波数配置を含む。

Description

通信方法及び通信機
　本発明は、マルチキャリア通信に関するものである。
　地上デジタル放送の本格的運用と共に、超高精細な映像技術（４Ｋ・８Ｋ）を用いたより高度な放送サービスの提供が要求されてきている。地上移動通信においては、周波数利用効率が高く、高速・大容量通信、多数接続等が可能となる第５世代移動通信システムの国際標準化に向けた研究開発が進められている。地上デジタル放送および４ＧＬＴＥ方式では、占有周波数帯域の狭帯域化および周波数選択性干渉に対する耐干渉特性を有するＯＦＤＭ方式採用されている。
梅野健、"概周期関数に基づくスペクトル拡散通信について－概周期とカオスとの違いについて－"、信学技報、vol.114,no.250 NLP2014-64, pp.87-90(2014),一般社団法人電子情報通信学会
　同期した周期関数を用いたＯＦＤＭ方式では、一般的にＰＡＰＲ（Peak to average power ratio）が高く、通信品質の劣化を招き易い。また、送信系での相互変調歪みから占有帯域幅の拡大と隣接干渉が増加する欠点もあり、周波数有効利用からも課題が残っている。
　本発明は、上記の課題の解決に関連してなされたものである。
　本発明の一の態様は、通信方法であって、マルチキャリアを用いて通信を行うことを含み、前記マルチキャリアの周波数配置は、マルチキャリア間が非同期であり、周波数間隔が非等間隔である概周期周波数配置を含む。なお、ここでは、通信は、放送を含む意である。本発明の他の態様は、通信機であって、送信符号に基づいてサブキャリアを変調する変調部を備える。サブキャリアの周波数配置は、フレーム時間長に対して非同期となる概周期配置を含む。
概周期周波数配置の決定手順を示すフローチャートである。 概周期周波数配置生成装置のブロック図である。 素数から求めた概周期周波数をプロットした図である。 等間隔周波数配置の模式図である。 素数の総数対周波数標準偏差を示す図である。 通信機のブロック図である。 概周期周波数多重変調の説明図である。 出力部及び入力部のブロック図である。 マルチアクセス通信システムのブロック図である。 ＰＡＰＲシミュレーションの模式図である。 ＰＡＰＲ補償部を備えた送信部のブロック図である。 ＰＡＰＲ補償部のブロック図である。 ＰＡＰＲを示す図である。
　以下、本発明の好ましい実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
［１．実施形態の概要］
　実施形態に係る通信方法は、マルチキャリアを用いて通信を行うことを含む通信方法である。マルチキャリアの周波数配置は、キャリア間の周波数間隔が非等間隔である概周期周波数配置を含む。実施形態において概周期周波数配置とは、信号列の区切りとするフレーム時間長に対して何れのサブキャリア間においても非同期である周波数配置であり、非等間隔な配置を含む。また、概周期周波数（Ａｌｍｏｓｔ　Ｐｅｒｉｏｄｉｃ　Ｆｒｅｑｕｎｅｃｙ）とは、概周期周波数配置上の各々のサブキャリアの周波数をいう。
　ここで、従来のＯＦＤＭでは、キャリア（サブキャリア）を互いに干渉させないように、サブキャリアの周波数間隔は、直交条件を満たすように等間隔で設定される。ＯＦＤＭでは、直交条件を満たす等間隔のサブキャリア配置とすることで、各サブキャリアの帯域が重複するようにサブキャリアの周波数間隔を小さくしても、サブキャリア同士の干渉を防止できる。ただし、ＯＦＤＭでは、サブキャリアが周期的に等間隔で配置されているため、ＰＡＰＲが高くなりやすい。これに対して、本実施形態では、フレーム時間長に対して各々のサブキャリアが非同期となる概周期周波数配置であるため、キャリア多重数が多くなっても、ＰＡＰＲが高くなるのを抑制できる。
　概周期周波数配置は、概周期関数に基づいて決定することができる。概周期関数は、Ｗｅｙｌ系列に基づくものすることができる。Ｗｅｙｌ系列は、無理数の整数倍の小数部分は［０，１）に一様分布するというＷｅｙｌの一様分布定理に基づいている。また、拡張して実数倍の小数部分も［０，１）に一様分布する。概周期周波数は、無理数群から決定されてもよいし、無理数の有効桁数を制限した有理数群から決定されてもよいし、概周期関数に基づいて決定される無理数に近似する有理数群から決定されてもよい。
　概周期周波数配置は、サブキャリア間の周波数間隔が等間隔に近い配置にする場合には、サブキャリアの周波数間隔が等間隔である基準周波数配置を決めて、概周期関数を用いた素数から生成された概周期周波数群から、サブキャリア間の周波数間隔が等間隔である基準周波数配置における基準キャリア周波数に近い概周期周波数を選択することによって決定することができる。概周期周波数群は、概周期関数を用いて生成できる。基準周波数配置は、ＯＦＤＭにおけるキャリア周波数配置のように、直交条件を満たし、キャリア間の周波数間隔が等間隔である周波数配置が好ましいが、適用する通信の形態によって最適な基準周波数配置を決めても良い。基準キャリア周波数は、基準周波数配置における各キャリア周波数である。基準キャリア周波数に近い概周期周波数を決定した場合には、キャリアを密に配置でき、キャリア間の干渉も抑えることができる。
　複合した概周期周波数配置は、少なくとも、第１部分概周期周波数配置と、第１部分概周期周波数配置以外の第２部分概周期周波数配置と、を含み、第１部分以外の第２部分概周期周波数配置は、第１部分概周期周波数配置を周波数シフトして容易に得られる。第１部分概周期周波数配置は、概周期関数に基づき決定することができる。第１部分概周期周波数配置以外の第２部分概周期周波数配置は、第１部分概周期周波数配置を周波数シフトして得ることで、フレーム時間長に対して第１部分と第１部分以外の各々のサブキャリアが非同期とすることが出来て、概周期周波数配置を得る事ができる。なお、周波数シフトによって、第１部分概周期周波数配置から、複数の部分概周期周波数配置を得ても良い。すなわち、周波数シフトによって、１又は複数の部分概周期周波数配置を得ることができる。複数の部分概周期周波数配置を得る場合、第１部分概周期周波数配置からの周波数シフト量をそれぞれ異ならせればよい。
　マルチキャリアの周波数配置は、サブキャリアの空白部分を含んでいても良い。キャリアの空白部分は、例えば、サブキャリア間干渉を防止するガード区間として用いても良いし、ノイズ測定用区間として用いても良い。
　マルチキャリアの周波数配置は、概周期周波数配置を含むとともに、概周期周波数配置ではない周波数配置も部分的に含んでも良い。例えば、マルチキャリアの周波数配置は、フレーム時間長に対してサブキャリアが同期となる周波数配置を含んでいても、概周期周波数配置の非同期は維持される。マルチキャリアの周波数配置は、パイロット周波数を含んでも良い。また、パイロット周波数を用いて搬送波再生を行っても良い。
　マルチキャリアに含まれる各キャリアには、伝送効率を上げるためにＱＰＳＫ、Ｎ－ＱＡＭなどのＮ値多重変調が行われていても良いし、パワーレベル変調が行われていても良いし、位相変調が行われていても良い。マルチキャリアのフレームに窓関数をかけてスペクトラムを一様化してもよい。
　マルチキャリア通信の送信系では、概周期周波数配置のマルチキャリアの時間軸上の信号を、ＦＦＴ処理した後、送信周波数を帯域制限し、その後、ＩＦＦＴ処理して時間軸上の信号に変換して送信することができる。
　マルチキャリア通信の受信系では、送信に用いられた概周期周波数配置と同じ概周期周波数配置を予めＦＦＴ処理しておき、概周期周波数配置のマルチキャリアの受信信号のＦＦＴ処理後に相互相関値を求めて、送信された概周期周波数の変調された符号を検出することができる。相互相関値は、時間軸上で求めてもよいし、クロススペクトラムから求めても良い。
　マルチキャリア通信の送信系では、概周期周波数配置のマルチキャリア送信の電力に制限を加えて、ＰＡＰＲをより改善してもよい。
　マルチキャリア通信の送信系では、概周期周波数配置のマルチキャリア信号を、必要な無線周波数バンドに周波数コンバート（アップコンバート）し、受信系では、無線周波数バンドの受信信号をダウンコンバートして基底周波数帯の概周期周波数配置のマルチキャリア信号を得ても良い。
　概周期周波数配置のマルチキャリアを用いたマルチアクセス通信システムにおいて、個々の端末から送信される送信電力を制御し、基地局（サーバ局）での受信レベルを略一定にしてもよい。
［２．実施形態の詳細］
［２．１　概周期周波数の決定］
　図１は、概周期周波数配置の決定のための手順を示し、図２は、概周期周波数配置生成装置（概周期周波数配置生成部）１０を示している。概周期周波数配置生成装置１０は、例えば、プロセッサ及びメモリを有するコンピュータによって構成される。概周期周波数配置生成装置１０を構成するコンピュータは、メモリに記憶されたコンピュータプログラムを実行することにより、図１に示す手順を実行し、図２に示す概周期周波数配置生成装置として機能する。概周期周波数発生装置１０は、通信機に搭載されていてもよいし、通信機とは別の装置として構成されてもよい。
　図２に示す概周期周波数配置生成装置１０は、素数群記憶部１１と、概周期周波数群の計算・記憶部１２と、基準周波数配置の計算・記憶部１３と、概周期周波数配置の検索・記憶部１４と、を備えている。素数群記憶部１１は、概周期周波数を計算するために用いられる多数（例えば、１０００万個）の素数を記憶する。概周期周波数群計算・記憶部１３は、素数群記憶部１１に記憶された素数を用いて、概周期周波数を計算し、記憶する。基準周波数配置の計算・記憶部１３は、概周期周波数配置を決定するために用いられる基準周波数配置を計算し、記憶する。概周期周波数配置の検索・記憶部１４は、概周期周波数群から、基準周波数配置における基準キャリア周波数に近い概周期周波数を検索して選択し、概周期周波数配置を決定し、決定された概周期周波数配置を記憶する。
　図１に戻り、概周期周波数の決定には、まず、概周期周波数群の計算・記憶部１２によって、概周期周波数群の計算が行われる（ステップＳ１１）。概周期周波数群の計算・記憶部１２は、図１のステップＳ１１中の式（概周期関数）に従って、概周期周波数ｆｋを計算し、記憶する。ステップＳ１１中の式において、ｎは任意の整数又は実数であるが、例えば、１．５，２又は３とすることができる。また、（ｍｏｄ　１）は、実数の小数部分を求める関数である。
　なお、概周期関数は、図１に示す形式に限定されるものではない。例えば、図１のステップＳ１１中の式（概周期関数）は、無理数の概周期周波数を求めるために、素数のｎ乗根から求める例を示しているが、無理数周波数は、ｅのｎ乗（ｅｎ）であってもよいし、無理数の加減剰余算によって求めても良い。有理数の概周期周波数を求めるには、無理数の概周期周波数の桁数制限や、整数の分数として求めるなどの方法がある。
　素数は、無限に存在するため、概周期関数は無限に生成できる。図３（ａ）は、図１に示す概周期関数においてｎ＝２である場合に得られる正規化周波数（０［Ｈｚ］から１［Ｈｚ］の範囲の周波数）をプロットしたものであり、図３（ｂ）は、同じくｎ＝１．５である場合に得られる正規化周波数をプロットしたものである。図３において、横軸は素数の大きさを示し、縦軸は正規化周波数を示す。図３（ａ）（ｂ）において黒い部分がプロットされた点を示しており、素数から、正規化周波数の全範囲（０から１）にわたって多数の周波数が一様に分布していることがわかる。
　また、ステップ１２において、基準周波数配置の計算・記憶部１３により、基準周波数配置が計算される。図４は、基準周波数配置の例を示している。基準周波数配置は、ＯＦＤＭと同様に、キャリア間の周波数間隔Δｆが等間隔である。正規化周波数（０～１）の範囲で基準となる複数のキャリア（複数の基準キャリア）を配置する場合、キャリア間の周波数間隔Δｆは、基準キャリアの総数Ｎによって決定される。すなわち、周波数間隔Δｆ＝１／Ｎである。基準キャリアの総数Ｎは、符号多重数でもあり、２の冪であるのが計算負荷の低減上好ましい。図４において、Ｃ１～ＣＮは、Ｎ本の基準キャリアを示している。また、図１において、Δｆ／２は、正規化周波数の範囲の両側にある基準キャリア（サブチャネル）Ｃ１，ＣＮと、通過帯域幅のエッジ（正規化周波数が０又は１）との周波数差を示している。
　ここで、符号当たりの時間長をΔＴとすれば、多重化数Ｎに応じて概周期関数のフレーム時間長はＮΔＴを単位として信号処理をすればよい。信号処理する時間長Ｔ＝ＮΔＴである。また、１／ＮΔＴが基本周波数となり、Δｆ＝１／（ＮΔＴ）であり、通過帯域幅ＢＷは、ΔｆのＮ倍から、ＢＷ＝１／ΔＴ［Ｈｚ］となる。
　ステップＳ１３において、概周期周波数配置の検索・記憶部１４は、ステップＳ１２において得られた概周期周波数群から概周期周波数配置に用いられる概周期周波数が検索される。ステップＳ１４では、検索された概周期周波数のうち、ターゲットとなる基準キャリアＣ１～ＣＮそれぞれの周波数に最も近いＮ個の概周期周波数が抽出され、抽出されたＮ個の概周期周波数からなる概周期周波数配置が決定される。
　図１に示す概周期関数から得られる概周期周波数は、無理数となるため、有理数である基準キャリアＣ１～ＣＮの周波数とは一致しない。このため、検索されたＮ個の概周期周波数からなる概周期周波数配置は、非等間隔となる。ただし、等間隔である基準キャリアＣ１～ＣＮに近い周波数が選択されるため、概ね等間隔となる。なお、概周期周波数が、有理数である場合には、基準キャリアＣ１～ＣＮの周波数とは一致しないが、基準キャリアＣ１～ＣＮの周波数に近いものを選択すればよい。
　図５は、選択された概周期周波数が、基準キャリアＣ１～ＣＮの正規化周波数にどの程度近いかを基準キャリアＣ１～ＣＮの正規化周波数からの周波数標準偏差（ｓｔａｎｄａｒｄ　ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）で示している。図５において、横軸は、ステップＳ１１において用いられた素数の総数であり、縦軸は正規化周波数標準偏差を示している。図１３に示すように、素数の総数が大きいほど、基準キャリアＣ１～ＣＮに近い周波数を選択しやすくなり、周波数標準偏差が小さくなる。例えば、素数の総数が、１００万を超えると、周波数標準偏差は、０．００１程度ないしそれ以下となり、概周期周波数配置の非同期は維持されたままでサブキャリア間の干渉を減らす事ができる。図５に示すように、素数の総数が増加すると標準偏差はゼロに近づき、ＯＦＤＭ方式に近づくとこととなる。
［２．２　通信機］
　図６は、概周期周波数配置のマルチキャリアによって通信を行う通信機２０を示している。通信機２０は、マルチキャリア信号の送信機３０と、マルチキャリア信号の受信機４０と、を備えている。
　送信機３０は、入力部３１と、シリアルパラレル変換部３２と、サブキャリア変調部３３と、概周期周波数配置のマルチキャリア発生部３４と、出力部３５と、同期信号発生部３６と、を備えている。
　入力部３２は、通信機２０が有する図示しない信号処理装置から、送信符号（送信データ）の入力を受け付け、必要であればマルチキャリア変調に先立って行われるべき前処理を行う。シリアルパラレル変換部３２は、入力部３２から出力されたシリアル符号（シリアルデータ）を、多重符号長Ｎに対応したパラレル数を持つパラレル符号（パラレルデータ）に変換する。符号長Ｎのパラレル符号が、送信符号となる。
　サブキャリア変調部３３は、図７に示す概周期周波数多重変調を行う。サブキャリア変調部３３は、符号長Ｎの送信符号（ｄ１ｄ２ｄ３・・・ｄＮ－１ｄＮ）のサブキャリア変調を行って、符号列（ｙ１ｙ２ｙ３・・・ｙＮ－１ｙＮ）で示される概周期周波数配置マルチキャリア信号を出力する。サブキャリア変調部３３は、概周期周波数配置のマルチキャリア発生部３４から与えられたマルチキャリアに基づき、マルチキャリア変調を行う。概周期周波数配置のマルチキャリア発生部３４は、図２に示す概周波数配置生成部１０を備えて構成されていてもよいし、図２に示す概周波数配置生成部１０によって決定された概周期周波数配置が設定されており、設定された概周期周波数配置のキャリアを発生するものであってもよい。
　図７に示す入出力関係式において、要素ａｋｂｋ～ｐｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を有する行列は、Ｎ×Ｎ行列である。また、図７において、ρｄｋは、Ｎ個のキャリアを有する概周期周波数配置において、ｋ番目の周波数を生成するために用いられた素数である。また、図７において、θｋは、任意の実数であり、０であってもよい。
　なお、図７に示す入出力関係式において、要素ａｋｂｋ以外の要素ｃｋ～ｐｋの定義を明示していないが、要素ａｋｂｋの定義に含まれるＡｋ，Ｂｋを、Ｃｋ～Ｐｋに置換すればよい。Ｃｋ～Ｐｋは、Ａｋ，Ｂｋと同様にｋ番目のキャリアの振幅値である。
　サブキャリア変調部３３から出力されたサブキャリア信号は、出力部３５に与えられ、出力部３５から、概周期サブキャリア出力信号（概周期周波数サブキャリア合成信号）として伝送路（無線伝播路など）へ出力される。
　なお、シリアルパラレル変換部３３、サブキャリア変調部３３、及び出力部３５は、同期信号発生部３６から与えられる同期信号に基づいて動作する。
　受信機４０は、入力部４１と、サブキャリア復調部４２と、概周期周波数配置の周波数発生部４３と、パラレルシリアル変換部４４と、出力部４５と、同期信号発生部４６と、を備えている。
　入力部４１は、受信信号（概周期周波数サブキャリア合成信号）の入力を受け付け、受信信号をサブキャリア復調部４２に与える。サブキャリア復調部４２は、受信信号の送信側で用いられた概周期周波数（復調用概周期周波数配置；概周期複素搬送波）と、受信信号との相互相関値（複素相関値）を求めることで復調を行う。復調用概周期周波数配置の周波数は、概周期周波数配置の周波数発生部４３から与えられる。信号の相互相関値は、例えば、以下の「時間軸上で求める方法」「クロススペクトラムから求める方法」を採用できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　復調部４２からから出力された信号は、パラレルシリアル変換部４４によってシリアルデータに変換される。このシリアルデータは、出力部４５を介して、図示しない信号処理装置へ、復調された符号として、出力される。
　なお、入力部４１、サブキャリア復調部４２、概周期周波数配置の周波数発生部４３、パラレルシリアル変換部４４は、同期信号発生部４６から与えられる同期信号に基づいて動作する。
　図８（ａ）は、帯域制限機能を有する出力部３５を示している。この出力部３５は、変調部３３から与えられた概周期周波数サブキャリア合成信号（時間領域信号）の入力を受け付ける入力処理回路３５１と、ＦＦＴ処理回路３５２と、帯域制限処理回路３５３と、ＩＦＦＴ処理回路３５４と、を備えている。ＦＦＴ処理回路３５２は、時間領域信号である概周期周波数サブキャリア合成信号を周波数領域信号に変換する。帯域制限処理回路３５３は、信号の周波数帯域を制限し、不要な周波数成分を除去する。ＩＦＦＴ処理回路３５４は、帯域制限された信号を時間軸領域信号に戻す。出力部３５が、図８（ａ）に示される構成を有することで、概周期周波数サブキャリア合成信号に対する帯域制限が可能である。
　図８（ｂ）は、帯域制限機能を有する入力部４１を示している。この入力部４１は、受信信号である概周期周波数サブキャリア合成信号（時間領域信号）の入力を受け付ける入力処理回路４１１と、ＦＦＴ処理回路４１２と、帯域制限処理回路４１３と、ＩＦＦＴ処理回路４１４と、を備えている。ＦＦＴ処理回路４１２は、時間領域信号である概周期周波数サブキャリア合成信号を周波数領域信号に変換する。帯域制限処理回路４１３は、信号の帯域を制限し、不要な周波数成分を除去する。ＩＦＦＴ処理回路４１４は、帯域制限された信号を時間軸領域信号に戻す。帯域制限された信号が、サブキャリア復調部４２に与えられる。
　図９は、多数の端末と基地局とを有するマルチアクセス通信システムを有している。前述の通信機１０は、図９の基地局であってもよいし、端末であってもよい。個々の端末から送信される概周期マルチキャリア信号の送信電力は、基地局からの指示に基づいて、端末によって制御され、基地局での受信レベルがほぼ一定としても良い。
［２．３　ＰＡＰＲ］
　図１０は、ＯＦＤＭ方式の信号及び概周期周波数配置サブキャリア合成信号それぞれのＰＡＰＲのシミュレーション値を示している。図１０において、横軸は、サブキャリア多重数を示し、縦軸はＰＡＰＲを示す。図１０に示すように、サブキャリア多重化数が５１２を超えると、概周期周波数配置マルチキャリア信号のＰＡＰＲは、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲよりも低下し良好な特性を示す傾向があることがわかる。また、多重化数が１０００以上ではＰＡＰＲが減少の傾向にあるのはＷｅｙｌ系列の誤差オーダがＯ（１／√Ｎ）となる効果と考えられる。
［２．４　ＰＡＰＲ補償］
　図１１は、通信機２０が有する受信機３０の変形例を示している。図１１の受信機３０は、図６に示す受信機３０にＰＡＰＲ補償部３７を追加したものである。ＰＡＰＲ補償部３７は、例えば、サブキャリア変調部３３と出力部３５との間に設けられる。ＰＡＰＲ補償部は、概周期周波数サブキャリア合成信号の時間軸上のベクトルのノルムのピーク値に制限を加えて、概周期周波数サブキャリア合成信号のＰＡＰＲを改善する。ＰＡＰＲが改善された概周期周波数サブキャリア合成信号は、出力部３５を介して、伝送路（無線伝播路など）へ出力される。
　図１２は、ＰＡＰＲ補償部３７の回路構成例を示している。ＰＡＰＲ補償部３７は、入力部３７ａ、ピーク値検出部３７ｂ、インパルス新号発生部３７ｃ、複素合成部３７ｄ、及び出力部３７ｅを備えている。
　入力部３７ａは、概周期周波数サブキャリア合成信号の入力を受け付ける。ピーク値検出部３７ｂは、入力部３７ａから出力された概周期周波数サブキャリア合成信号のピークの時間軸上における位置とピーク値とを検出する。検出されたピーク値が、規定値を超えたときには、複素合成部３７ｄは、インパルス信号発生部３７ｃによって発生した信号を、入力部３７ａから出力された概周期周波数サブキャリア合成信号に対して、ピーク値とは逆極性で複素合成する。これにより、ピークが抑制され、ＰＡＰＲが低減する。ピークが抑制された概周期周波数サブキャリア合成信号は、出力部３７ｅを介して出力される。インパルス信号発生部３７ｃによって発生した信号は、検出されたピーク値と規定値との差に対応した逆インパルス信号である。また、図１２にあるＰＡＰＲ補償部３７は、ＰＡＰＲ補償処理を複数繰り返すことによりPAPRをより改善できる事は明らかである。
　図１３は、図１２のＰＡＰＲ補償部３７によって、ピークを制限した結果を示している。図１３は、概周期周波数サブキャリア合成信号におけるピークの標準偏差をσとした場合に、逆インパルス信号の大きさ（ピーク制限レベル）を、２σ、１．８σ、１．６σに設定した場合それぞれのＰＡＰＲと、ＰＡＰＲ補償なしの場合のＰＡＰＲを示している。なお、ＰＡＲＰ補償なし概周期周波数サブキャリア合成信号の場合、ＰＡＰＲは８～９［ｄＢ］程度あるのに対して、ＰＡＰＲ補償を行った場合には、ＰＡＰＲが低減できている。また、ピーク制限レベルを深くするほどＰＡＰＲを低減できる。
　図１３において、概周期周波数サブキャリア合成信号を構成する各サブキャリアの周波数標準偏差を示しており、周波数標準偏差がゼロの場合、ＯＦＤＭとなる。ＯＦＤＭの場合、通常、ＰＡＰＲは１０ｄＢ程度である。図１３から明らかなように、概周期周波数サブキャリア信号は、ＰＡＰＲ補償なしでもＯＦＤＭよりもＰＡＰＲを低減できており、ＰＡＰＲ補償を行うことにより、さらにＰＡＰＲを低減できる。
［２．４　まとめ］
　本実施形態によれば、サブキャリア複素周波数間を非同期にする関係を用いて、ＰＡＰＲを低減させ、送信系での相互変調積の低減による周波数利用効率の向上が可能である。また、本実施形態によれば、送信電力の効率化により伝送容量が増加できる超多重化、超マルチアクセス通信システムの実現が可能である。本実施形態において開示の技術は、音響・電波利用システムから光通信まで広範囲の通信システム（放送システムを含む）に適用できる。
　１０　概周期周波数配置生成装置
　２０　通信機
　３０　送信機
　３３　サブキャリア変調部
　４０　受信機
　４２　サブキャリア復調部

Claims (8)

  1. 　通信方法であって、
    　マルチキャリアを用いて通信を行うことを含み、
    　前記マルチキャリアの周波数配置は、フレーム時間長に対してサブキャリア間が非同期となる概周期周波数配置を含む
    　通信方法。
  2. 　前記概周期周波数配置は、概周期関数に基づいて決定された周波数配置である
    　請求項１記載の通信方法。
  3. 　前記概周期周波数配置は、概周期周波数群から、キャリア間の周波数間隔が等間隔である基準周波数配置における基準キャリア周波数に近い概周期周波数を選択することによって決定される
    　請求項１又は２記載の通信方法。
  4. 　前記概周期周波数配置は、少なくとも、第１部分概周期周波数配置と、第１部分概周期周波数配置以外の第２部分概周期周波数配置と、を含み、
    　前記第２部分概周期周波数配置は、前記第１部分概周期周波数配置を周波数シフトして得られる
    　請求項１から３のいずれか１項に記載の通信方法。
  5. 　前記マルチキャリアの周波数配置は、サブキャリアがフレーム時間長に対して同期となる周波数配置を更に含む
    　請求項１から４のいずれか１項に記載の通信方法。
  6. 　サブキャリアが合成されたサブキャリア合成信号のピークを低減することを含む
    　請求項１から５のいずれか１項に記載の通信方法。
  7. 　前記サブキャリア合成信号のピークを低減することは、
    　　サブキャリア合成信号の値が規定値よりも高くなるピーク値を検出すること、
    　　逆インパルス信号を、前記ピークに複素合成すること、
    　を少なくとも１回含む請求項６記載の通信方法。
  8. 　通信機であって、
    　送信符号に基づいてサブキャリアを変調する変調部を備え、
    　前記サブキャリアの周波数配置は、フレーム時間長に対して非同期となる概周期周波数配置を含む
    　通信機。
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