WO2016152742A1 - 生体信号検出装置 - Google Patents

生体信号検出装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2016152742A1
WO2016152742A1 PCT/JP2016/058604 JP2016058604W WO2016152742A1 WO 2016152742 A1 WO2016152742 A1 WO 2016152742A1 JP 2016058604 W JP2016058604 W JP 2016058604W WO 2016152742 A1 WO2016152742 A1 WO 2016152742A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
sensor
part data
frequency
data sequence
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/058604
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
佐藤　寧
Original Assignee
国立大学法人九州工業大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 国立大学法人九州工業大学 filed Critical 国立大学法人九州工業大学
Priority to US15/560,729 priority Critical patent/US10058304B2/en
Publication of WO2016152742A1 publication Critical patent/WO2016152742A1/ja

Links

Images

Classifications

    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
    • A61B8/44—Constructional features of the ultrasonic, sonic or infrasonic diagnostic device
    • A61B8/4416—Constructional features of the ultrasonic, sonic or infrasonic diagnostic device related to combined acquisition of different diagnostic modalities, e.g. combination of ultrasound and X-ray acquisitions
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/05—Detecting, measuring or recording for diagnosis by means of electric currents or magnetic fields; Measuring using microwaves or radio waves 
    • A61B5/053—Measuring electrical impedance or conductance of a portion of the body
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/72—Signal processing specially adapted for physiological signals or for diagnostic purposes
    • A61B5/7235—Details of waveform analysis
    • A61B5/7253—Details of waveform analysis characterised by using transforms
    • A61B5/7257—Details of waveform analysis characterised by using transforms using Fourier transforms
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
    • A61B8/02—Measuring pulse or heart rate
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
    • A61B8/48—Diagnostic techniques
    • A61B8/488—Diagnostic techniques involving Doppler signals
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
    • A61B8/52—Devices using data or image processing specially adapted for diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
    • A61B8/5269—Devices using data or image processing specially adapted for diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves involving detection or reduction of artifacts
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B2503/00—Evaluating a particular growth phase or type of persons or animals
    • A61B2503/08—Elderly
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/68—Arrangements of detecting, measuring or recording means, e.g. sensors, in relation to patient
    • A61B5/6887—Arrangements of detecting, measuring or recording means, e.g. sensors, in relation to patient mounted on external non-worn devices, e.g. non-medical devices
    • A61B5/6893—Cars

Definitions

  • the present invention relates to a biological signal detection apparatus that detects a biological signal having periodicity.
  • Doppler sensors currently on the market including the Doppler sensor disclosed in Patent Document 1, have a function of detecting a person's approach or separation, but do not have a resolution to detect a person's cardiopulmonary function. .
  • the inventor aimed at the realization of the sensor which devised signal processing by reducing the frequency of the radio wave to the VHF band because the conventional Doppler sensor uses ultra high frequency. Then, although the possibility of realizing a sensor having a resolution high enough to detect a person's cardiopulmonary function has been realized, it has been found that noise can be easily picked up when the detectable distance is short and the detection target is far away.
  • the present invention has been made in view of such a situation, and provides a biological signal detection apparatus that has a very simple configuration and that appropriately removes noise from a low-frequency vibration of a detection target such as a pulse of a human body in a non-contact manner.
  • the purpose is to do.
  • the biological signal detection apparatus of the present invention performs a fast Fourier transform on the signal of the first sensor to generate a complex data sequence including the first real part data sequence and the first imaginary part data sequence.
  • a first FFT conversion unit for outputting, a second FFT conversion unit for performing a fast Fourier transform on the signal of the second sensor, and outputting a complex data sequence composed of a second real part data sequence and a second imaginary part data sequence;
  • a frequency component subtracting unit that subtracts the first real part data string from the second real part data string and outputs a noise-removed real part data string, a noise-removed real part data string, and a second imaginary part data string
  • an FFT inverse transform unit that performs inverse fast Fourier transform.
  • a biological signal detection apparatus that has an extremely simple configuration and that appropriately removes noise from a low-frequency vibration to be detected such as a pulse of a human body in a non-contact manner.
  • FIG. 1 is a block diagram of a biological signal detection device according to an embodiment of the present invention. It is a block diagram of an electric field type sensor. Waveform diagram of pulse output from pulse wave generation unit, spectrum diagram in frequency domain obtained by Fourier transform of pulse output from pulse wave generation unit, frequency characteristic diagram of BPF, and spectrum showing harmonic components passing through BPF FIG. It is the spectrum figure which shows the harmonic component which passed BPF, and the spectrum figure which shows the reflected wave output from a directional coupler. It is a block diagram of a Doppler sensor. It is a schematic diagram which shows the frequency component in each part of a biosignal detection apparatus.
  • FIG. 1A is a schematic diagram showing a detectable range of the Doppler sensor 101 and the electric field type sensor 102.
  • FIG. 1B is a schematic diagram showing a state in which the biological signal detection device 104 is mounted in a car.
  • the inventor has developed an electric field sensor 102 for detecting a biological signal (Japanese Patent Application No. 2013-217093). As shown in FIG. 1A, this electric field type sensor 102 can detect a biological signal from the person to be measured 103, but the detectable distance is short and the noise becomes large when the distance to be detected becomes long, and the necessary biological signal is detected. I found it impossible.
  • the Doppler sensor 101 already on the market has a function of detecting the approach or separation of the measurement subject 103 at a longer distance than the electric field type sensor 102, but detects the cardiopulmonary function of the measurement subject 103. It does not have as much resolution.
  • the inventor verified the output signal of the Doppler sensor 101, it was found that it was very similar to the noise component of the electric field type sensor 102. Therefore, it is considered that noise can be removed and the detectable distance can be expanded by subtracting the output signal of the Doppler sensor 101 from the output signal of the electric field type sensor 102, and the present invention is completed through trial and error. It came to.
  • the biological signal detection device 104 is configured by combining the electric field type sensor 102 and the Doppler sensor 101, so that the biological signal detection device 104 is mounted in the interior of the automobile as shown in FIG. And heart sounds can be detected without contact and with low noise.
  • the pulse and heart sound of the driver detected by the biological signal detection device 104 are used for an information system that detects a driver's health condition and issues a warning for preventing an accident.
  • FIG. 2 is a block diagram of the biological signal detection apparatus 104 according to the embodiment of the present invention.
  • the output signal of the Doppler sensor 101 is input to the first A / D converter 201 and converted into digital data, and then the amplitude value is adjusted by the first AGC 202. Then, a fast Fourier transform process is performed by the first FFT transform unit 203.
  • the output signal of the electric field sensor 102 is input to the second A / D converter 204 and converted into digital data, and then the amplitude is adjusted by the second AGC 205.
  • the second FFT transform unit 206 performs a fast Fourier transform process. Note that the storage capacities of buffers (not shown) incorporated in the first FFT conversion unit 203 and the second FFT conversion unit 206 are equal.
  • the first FFT conversion unit 203 outputs a first real part data string and a first imaginary part data string having the same number of elements as the storage capacity of the buffer.
  • the second FFT conversion unit 206 outputs a second real part data string and a second imaginary part data string having the same number of elements as the storage capacity of the buffer.
  • the second real part data sequence output from the second FFT conversion unit 206 and the first real part data sequence output from the first FFT conversion unit 203 are supplied to the frequency component subtraction unit 207, respectively.
  • the second real part data string is subtracted from the real part data string. In this way, the frequency component subtraction unit 207 outputs the noise-removed real part data string.
  • the FFT inverse transform unit 208 receives the noise-removed real part data sequence and the second imaginary part data sequence, performs fast Fourier inverse transform processing, and outputs a noise-removed electric field type sensor signal. Note that the first imaginary part data string output from the first FFT conversion unit 203 is discarded without being used elsewhere.
  • FIG. 3 is a functional block diagram of the electric field sensor 102.
  • the electric field type sensor 102 has the technical contents of the present inventor filed as a “pulse sensor” (Japanese Patent Application No. 2013-217093).
  • the electric field type sensor 102 is divided into the following two elements.
  • the first element is an element that transmits a radio wave that is a traveling wave to an object and receives and extracts a reflected wave reflected from the object.
  • the first element includes a pulse wave generator 302, a BPF 303, a first RF amplifier 304, a directional coupler 305, and a helical antenna 306.
  • the second element is an element that generates a frequency difference signal from the traveling wave and the reflected wave, and further extracts a biological signal.
  • the second element includes a second RF amplifier 308, a third RF amplifier 309, a first mixer 310, a second mixer 312, a first LPF 314, a second LPF 315, a differential amplifier 316, and a third LPF 317.
  • the pulse wave generator 302 which can be called a signal generator, generates a pulse having a relatively low frequency.
  • the frequency of the pulse generated by the pulse wave generator 302 is, for example, 1 MHz.
  • the BPF 303 extracts a harmonic component from the pulse generated by the pulse wave generation unit 302.
  • the center frequency and bandwidth of the BPF 303 are, for example, 60 MHz ⁇ 3 MHz.
  • the first RF amplifier 304 amplifies the harmonic component signal of the pulse that has passed through the BPF 303.
  • the signal of the harmonic component of the pulse amplified by the first RF amplifier 304 is input to the input terminal (“IN” in FIG. 3) of the directional coupler 305. Then, the harmonic component signal of this pulse is supplied to the helical antenna 306 connected to the output terminal (“OUT” in FIG. 3) of the directional coupler 305.
  • the directional coupler 305 is a well-known circuit element formed of a coil, a capacitor, and a resistor and used for a VSWR meter (Voltage Standing Wave Ratio) or the like.
  • the directional coupler 305 can output an output signal proportional to the traveling wave and an output signal proportional to the reflected wave based on the traveling wave and the reflected wave included in the first transmission path.
  • the helical antenna 306 emits radio waves having a plurality of frequencies based on the harmonic component signal of the pulse.
  • the radio wave reflected by the object such as a human body is received by the helical antenna 306, and a standing wave is generated inside the directional coupler 305.
  • a signal proportional to a radio wave signal (reflected wave) input from the output terminal through the helical antenna 306 is output to the separation terminal (“Isolated” in FIG. 3) of the directional coupler 305.
  • a signal proportional to the harmonic component signal (traveling wave) of the pulse input to the input terminal is output to the coupling terminal of the directional coupler 305 (“Coupled” in FIG. 3).
  • the coupling terminal is connected to the ground node via the resistor R307.
  • the resistance value of the resistor R307 is set equal to the impedance of the directional coupler 305 and the helical antenna 306. In many cases, the impedance of the directional coupler 305 and the helical antenna 306 is 50 ⁇ or 75 ⁇ .
  • the second RF amplifier 308 amplifies the harmonic component signal (traveling wave) of the pulse that has passed through the BPF 303.
  • the third RF amplifier 309 amplifies a radio wave signal (reflected wave) input from the output terminal through the helical antenna 306 and output from the separation terminal of the directional coupler 305.
  • the output signal of the second RF amplifier 308 is supplied to the first mixer 310 and also supplied to the second mixer 312 via the inverting amplifier 311.
  • the output signal of the third RF amplifier 309 is supplied to the second mixer 312 and also supplied to the first mixer 310 via the buffer 313.
  • the first mixer 310 and the second mixer 312 output the multiplied signals of the traveling wave and the reflected wave, respectively.
  • a buffer non-inverting amplifier
  • the first mixer 310 and the second mixer 312 for example, a dual gate FET or the like can be used.
  • the output signal of the first mixer 310 is supplied to the first LPF 314.
  • the first LPF 314 outputs a difference signal between the traveling wave and the reflected wave among the traveling wave and the reflected wave output from the first mixer 310.
  • the output signal of the second mixer 312 is supplied to the second LPF 315.
  • the second LPF 315 outputs a signal having a frequency difference between the traveling wave and the reflected wave among the traveling wave and the reflected wave output from the second mixer 312.
  • the output signal of the first LPF 314 and the output signal of the second LPF 315 are input to the differential amplifier 316, respectively.
  • a differential amplifier 316 composed of an operational amplifier outputs a signal obtained by removing noise components from the output signal of the first LPF 314 and the output signal of the second LPF 315.
  • the output signal of the differential amplifier 316 is supplied to the third LPF 317.
  • the third LPF 317 removes a relatively high frequency AC component from the output signal of the differential amplifier 316 and passes a low frequency signal indicating a biological signal of the human body.
  • FIG. 4A is a waveform diagram of pulses output by the pulse wave generator 302.
  • the horizontal axis of the waveform diagram is time, and the vertical axis is voltage.
  • FIG. 4A since the waveform with a small duty ratio and close to an impulse includes many harmonics, such a waveform is desirable for the electric field sensor 102 of the present embodiment.
  • FIG. 4B is a spectrum diagram in the frequency domain obtained by Fourier transforming the pulse shown in FIG. 4A output from the pulse wave generator 302.
  • the horizontal axis of the spectrum diagram is frequency, and the vertical axis is voltage.
  • the pulse includes a plurality of harmonics having a frequency that is an integral multiple of the fundamental wave.
  • FIG. 4C is a frequency characteristic diagram of the BPF 303. Since the scale of FIG. 4C is matched with FIG. 4B, the horizontal axis of the frequency characteristic diagram is frequency, and the vertical axis is voltage.
  • FIG. 4D is a frequency distribution diagram of a signal that has passed through the BPF 303. Since the scale of FIG. 4D is also matched with FIG. 4C, the horizontal axis of the frequency characteristic diagram is frequency, and the vertical axis is voltage.
  • the BPF 303 passes a component of a specific frequency among the harmonic components included in the pulse. Then, as shown in the frequency distribution diagram of FIG. 4D, the harmonic component of the pulse that has passed through the BPF 303 is removed from the pulse such as a frequency component equal to or lower than the cutoff frequency including the fundamental wave.
  • FIG. 5A is an enlarged view of the frequency axis (horizontal axis) of the frequency distribution diagram of FIG. 4D and is a spectrum diagram showing the harmonic components of the pulse that has passed through the BPF 303.
  • FIG. 5B is a spectrum diagram showing a reflected wave output from the directional coupler 305.
  • These five signals are amplified by the first RF amplifier 304 and emitted as radio waves from the helical antenna 306 via the directional coupler 305.
  • the frequency characteristic (bandwidth) of the helical antenna 306 is narrow, one or about two of the signals f1 to f5 are emitted from the helical antenna 306 as radio waves.
  • the radio wave emitted from the helical antenna 306 is reflected by the object and input to the directional coupler 305 through the helical antenna 306.
  • ' Any of 62.1 MHz.
  • it is assumed that the frequency of the reflected wave is shifted by 100 kHz from the traveling wave due to the Doppler effect.
  • any of f1 to f5 and f1 ′ to f5 ′ is input to the first mixer 310 and the second mixer 312 and multiplied. Then, the first mixer 310 and the second mixer 312 output a signal obtained by adding the respective frequencies and a signal obtained by subtracting the respective frequencies.
  • the signal obtained by adding the frequencies is f1 + f1 ′, f2 + f1 ′... F5 + f1 ′.
  • the reflected wave is f2 ′, f1 + f2 ′, f2 + f2 ′... F5 + f2 ′.
  • the reflected wave is f3 ′,...
  • the reflected wave is f4 ′, and so on, and when the reflected wave is f5 ′, f1 + f5 ′, f2 + f5 ′, f5 + f5 ′.
  • the reflected wave when the reflected wave is f1 ′, the signal obtained by subtracting the frequency becomes
  • the reflected wave is f2 ′,
  • f3 ′ when the reflected wave is f3 ′,... When the reflected wave is f4 ′, and so on, and when the reflected wave is f5 ′,
  • the lowest frequency is
  • the frequencies of these signals are all 100 kHz. These signals are only components whose frequencies are shifted by the Doppler effect, and all have the same frequency.
  • the vibration sensor according to the embodiment of the present invention uses radio waves having a plurality of frequencies by using a bandpass filter that includes the fluctuation of the resonance frequency. By doing so, even if the resonance frequency of the antenna fluctuates, one or about two of the signals of a plurality of frequencies match the bandwidth of the antenna, and a reflected wave can be received.
  • the presence and / or fluctuation state of the object can be detected by extracting the frequency difference between the reflected wave and the traveling wave generated by the Doppler effect using a mixer. Note that 60 MHz is a frequency that is said to be most easily matched to the blood flow of the human body.
  • the electric field type sensor 102 uses the differential amplifier 316 to remove in-phase component noise included in the signal. Further, the high-frequency component noise is also removed by passing the third LPF 317. After removing these noises, the electric field type sensor 102 of the present embodiment can measure the subject 103 without using an expensive device such as a fast Fourier transform because of the slight fluctuation that is multiplied by the radio wave due to the vibration of the subject 103. The biological signal can be detected.
  • FIG. 6 is a block diagram of the Doppler sensor 101. There are various mounting forms of the Doppler sensor 101, and FIG. 6 shows an example thereof.
  • An oscillation source 602 is connected to the transmission antenna 601, and a signal emitted from the oscillation source 602 is transmitted as a radio wave.
  • the oscillation source 602 emits a very high frequency signal of about 10 GHz.
  • the radio wave is reflected by the object and received by the receiving antenna 603.
  • a third mixer 604 and a fourth mixer 605 are connected to the receiving antenna 603.
  • the third mixer 604 multiplies the radio wave signal received from the receiving antenna 603 by the signal from the oscillation source 602.
  • the fourth mixer 605 multiplies the radio wave signal received from the receiving antenna 603 and the signal of the oscillation source 602 by a signal delayed by the ⁇ / 2 phase by the ⁇ / 2 phase shift circuit 606.
  • the third mixer 604 outputs a frequency difference component between the radio wave signal received from the receiving antenna 603 and the signal from the oscillation source 602. Since the frequency output from the oscillation source 602 is too high, the frequency sum component is naturally attenuated by a distributed constant on the circuit without providing an LPF, and is not output as a significant signal.
  • the frequency of the radio wave signal received from the receiving antenna 603 and the signal obtained by delaying the phase of the oscillation source 602 by the ⁇ / 2 phase shift circuit 606 from the fourth mixer 605 are the same.
  • the difference component is output. Similar to the third mixer 604, the frequency sum component does not appear.
  • the output signal of the third mixer 604 is converted into digital data by the third A / D converter 607.
  • the output signal of the fourth mixer 605 is also converted into digital data by the fourth A / D converter 608.
  • the output data of the third A / D converter 607 and the fourth A / D converter 608 are subjected to predetermined arithmetic processing by a signal processing unit 609 formed of a microcomputer, and the D / A converter 610 converts the movement of the object. A corresponding signal is output.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing frequency components in each part of the biological signal detection device 104.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents voltage or signal level.
  • the first real part data string based on the output signal of the Doppler sensor 101 is a graph of P121.
  • the signal component of the Doppler sensor 101 includes noise components S701a, S701b, and S701c.
  • the second real part data string based on the output signal of the electric field type sensor 102 is a graph of P122.
  • the noise-removed real part data string of P123 is obtained.
  • the signal component of the noise-removed real part data string is composed of biological signal components S702a, S702b, and S702c. That is, the second real part data string based on the output signal of the electric field sensor 102 includes noise components S701a, S701b, and S701c, and biological signal components S702a, S702b, and S702c.
  • the electric field sensor 102 uses the helical antenna 306, the type of antenna is not limited to this. Any antenna having an open end, such as a dipole antenna, a ground plane antenna, or a meander line antenna may be used. Even a loop antenna having no open end can be used although the gain is reduced.
  • a circuit that generates white noise may be used instead of the pulse wave generation unit 302, a circuit that generates white noise may be used.
  • the biological signal detection device 104 that combines the Doppler sensor 101 and the electric field sensor 102 has been described.
  • the frequency component of the Doppler sensor 101 is subtracted from the real part data string obtained by fast Fourier transform using the output signal of the Doppler sensor 101 with respect to the output signal of the electric field type sensor 102 that is susceptible to noise due to low sensitivity to distance.
  • noise removal of the electric field sensor 102 can be realized.
  • Each of the above-described configurations, functions, processing units, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit. Further, each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software for interpreting and executing a program that realizes each function by the processor. Information such as programs, tables, and files that realize each function must be held in a volatile or non-volatile storage such as a memory, hard disk, or SSD (Solid State Drive), or a recording medium such as an IC card or an optical disk. Can do.
  • the control lines and information lines are those that are considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.
  • First mixer 311 ... Inverting amplifier, 312 ... Second mixer, 313 ... Buffer 314: first LPF, 315: second LPF, 316: differential amplifier, 317: third LPF, 601: transmitting antenna, 602: oscillation source, 603: receiving antenna, 04 ... third mixer, 605 ... fourth mixer, 606 ... ⁇ / 2 phase shift circuit, 607 ... third A / D converter, 608 ... fourth A / D converter, 609 ... signal processor, 610 ... D / A converter

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Molecular Biology (AREA)
  • Pathology (AREA)
  • Biophysics (AREA)
  • Biomedical Technology (AREA)
  • Heart & Thoracic Surgery (AREA)
  • Medical Informatics (AREA)
  • Veterinary Medicine (AREA)
  • Surgery (AREA)
  • Animal Behavior & Ethology (AREA)
  • Public Health (AREA)
  • Nuclear Medicine, Radiotherapy & Molecular Imaging (AREA)
  • Radiology & Medical Imaging (AREA)
  • Computer Vision & Pattern Recognition (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Artificial Intelligence (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Physiology (AREA)
  • Psychiatry (AREA)
  • Cardiology (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
  • Measurement Of The Respiration, Hearing Ability, Form, And Blood Characteristics Of Living Organisms (AREA)
  • Measuring And Recording Apparatus For Diagnosis (AREA)
  • Measurement And Recording Of Electrical Phenomena And Electrical Characteristics Of The Living Body (AREA)

Abstract

　距離に対する感度が低いためにノイズの影響を受けやすい電界型センサの出力信号に対し、ドップラーセンサの出力信号を用いて、高速フーリエ変換した実部データ列からドップラーセンサの周波数成分を差し引くことで、電界型センサのノイズ除去を実現できる。

Description

生体信号検出装置
　本発明は、周期性を有する生体信号を検出する生体信号検出装置に関する。
　従来、人体の脈拍を検出するには、光電脈拍センサや心電計等のように、人体にセンサを接触させた状態でセンシングを行う必要があった。
　もし、非接触で人体の脈拍を検出できるなら、健康維持や健康管理のためのグッズや、独居老人の見守りセンシング等への応用が期待できる。
特開２００４－１２５３９９号公報
　特許文献１に開示されるドップラーセンサを始め、現在市場に流通する殆どのドップラーセンサは、人の接近または離遠を検出する機能を備えるが、人の心肺機能を検出する程の分解能を有しない。
　発明者は、従来のドップラーセンサが極超短波を使用していることから、電波の周波数をＶＨＦ帯まで下げ、信号処理を工夫したセンサの実現を目指した。すると、人の心肺機能を検出する程の分解能を有するセンサが実現する可能性が見えてきたものの、検出可能な距離が短く、検出対象が遠くなるとノイズを拾いやすくなることが判った。
　本発明は係る状況に鑑みてなされたものであり、極めて簡易な構成で、人体の脈拍等、検出対象の低周波振動を非接触にて、且つ適切にノイズを除去した生体信号検出装置を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の生体信号検出装置は、第一センサの信号を高速フーリエ変換して、第一の実部データ列と第一の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第一ＦＦＴ変換部と、第二センサの信号を高速フーリエ変換して、第二の実部データ列と第二の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第二ＦＦＴ変換部と、第二の実部データ列から第一の実部データ列を差し引いてノイズ除去済実部データ列を出力する周波数成分減算部と、ノイズ除去済実部データ列と第二の虚部データ列を高速フーリエ逆変換するＦＦＴ逆変換部とを具備する。
　本発明によれば、極めて簡易な構成で、人体の脈拍等、検出対象の低周波振動を非接触にて、且つ適切にノイズを除去した生体信号検出装置を提供できる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
ドップラーセンサと電界型センサの検出可能な範囲と、生体信号検出装置を自動車の車内に実装した状態を示す概略図である。 本発明の実施形態に係る、生体信号検出装置のブロック図である。 電界型センサのブロック図である。 パルス波生成部が出力するパルスの波形図と、パルス波生成部が出力するパルスをフーリエ変換した、周波数領域におけるスペクトル図と、ＢＰＦの周波数特性図と、ＢＰＦを通過した高調波成分を示すスペクトル図である。 ＢＰＦを通過した高調波成分を示すスペクトル図と、方向性結合器から出力される反射波を示すスペクトル図である。 ドップラーセンサのブロック図である。 生体信号検出装置の各部における周波数成分を示す模式図である。
　［生体信号検出装置１０４の動作原理］
　図１Ａは、ドップラーセンサ１０１と電界型センサ１０２の検出可能な範囲を示す概略図である。
　図１Ｂは、生体信号検出装置１０４を自動車の車内に実装した状態を示す概略図である。
　発明者は、生体信号を検出する電界型センサ１０２を開発した（特願２０１３－２１７０９３号）。この電界型センサ１０２は図１Ａに示すように、被測定者１０３から生体信号を検出できるものの、検出可能な距離が短く、検出対象の距離が長くなると雑音が大きくなり、必要な生体信号を検出できなくなることが判った。
　一方、既に市場に流通するドップラーセンサ１０１は、電界型センサ１０２と比較するとより長い距離で被測定者１０３の接近または離遠を検出する機能を備えるが、被測定者１０３の心肺機能を検出する程の分解能を有しない。発明者がこのドップラーセンサ１０１の出力信号を検証したところ、電界型センサ１０２の雑音成分に極めて類似することが判明した。
　そこで、電界型センサ１０２の出力信号からドップラーセンサ１０１の出力信号を差し引くことで、ノイズを除去し、検出可能な距離を拡大することが可能であると考え、試行錯誤を経て、本発明の完成に至った。このように、電界型センサ１０２とドップラーセンサ１０１を組み合わせて生体信号検出装置１０４を構成することで、図１Ｂに示すように自動車の車内に生体信号検出装置１０４を実装して、運転者の脈拍や心音を非接触にて、且つ低雑音にて検出可能になる。生体信号検出装置１０４が検出した運転者の脈拍や心音は、運転者の健康状態を検出して事故を予防するための警告を発する情報システム等に利用される。
　［生体信号検出装置１０４の全体構成］
　図２は、本発明の実施形態に係る、生体信号検出装置１０４のブロック図である。
　ドップラーセンサ１０１の出力信号は、第一Ａ／Ｄ変換器２０１に入力されてデジタルデータに変換された後、第一ＡＧＣ２０２によって振幅値が調整される。そして、第一ＦＦＴ変換部２０３によって高速フーリエ変換処理が施される。
　電界型センサ１０２の出力信号は、第二Ａ／Ｄ変換器２０４に入力されてデジタルデータに変換された後、第二ＡＧＣ２０５によって振幅が調整される。そして、第二ＦＦＴ変換部２０６によって高速フーリエ変換処理が施される。なお、第一ＦＦＴ変換部２０３と第二ＦＦＴ変換部２０６に内蔵される図示しないバッファの記憶容量は等しい。
　第一ＦＦＴ変換部２０３は、前述のバッファの記憶容量に等しい要素数の、第一の実部データ列と第一の虚部データ列を出力する。
　第二ＦＦＴ変換部２０６も第一ＦＦＴ変換部２０３と同様に、前述のバッファの記憶容量に等しい要素数の、第二の実部データ列と第二の虚部データ列を出力する。
　第二ＦＦＴ変換部２０６から出力される第二の実部データ列と、第一ＦＦＴ変換部２０３から出力される第一の実部データ列は、それぞれ周波数成分減算部２０７に供給され、第一の実部データ列から第二の実部データ列が減算処理される。こうして、周波数成分減算部２０７は、ノイズ除去済実部データ列を出力する。
　ＦＦＴ逆変換部２０８は、ノイズ除去済実部データ列と第二の虚部データ列を受けて、高速フーリエ逆変換処理を施し、ノイズ除去済電界型センサ信号を出力する。
　なお、第一ＦＦＴ変換部２０３が出力する第一の虚部データ列は他に利用されることなく捨てられる。
　［電界型センサ１０２の全体構成］
　図３は、電界型センサ１０２の機能ブロック図である。この電界型センサ１０２は、本願の発明者が「脈拍センサ」として出願済（特願２０１３－２１７０９３号）の技術内容である。
　電界型センサ１０２は、以下に記す二つの要素に分けられる。
　第一の要素は、対象物に進行波である電波を送信し、対象物から反射される反射波を受信して抽出する要素である。この第一の要素には、パルス波生成部３０２、ＢＰＦ３０３、第一ＲＦ増幅器３０４、方向性結合器３０５及びヘリカルアンテナ３０６が含まれる。
　第二の要素は、進行波と反射波から周波数差信号を生成し、更に生体信号を抽出する要素である。この第二の要素としては、第二ＲＦ増幅器３０８、第三ＲＦ増幅器３０９、第一ミキサ３１０、第二ミキサ３１２、第一ＬＰＦ３１４、第二ＬＰＦ３１５、差動増幅器３１６及び第三ＬＰＦ３１７が含まれる。
　信号生成部ともいえるパルス波生成部３０２は、比較的低い周波数のパルスを生成する。このパルス波生成部３０２で生成されるパルスの周波数は、例えば１ＭＨｚである。
　ＢＰＦ３０３は、パルス波生成部３０２が生成したパルスから高調波成分を取り出す。ＢＰＦ３０３の中心周波数と帯域幅は、例えば６０ＭＨｚ±３ＭＨｚである。ＢＰＦ３０３は例えばＬＣ共振回路を多段接続した回路構成が利用可能である。
　第一ＲＦ増幅器３０４は、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分の信号を増幅する。
　第一ＲＦ増幅器３０４によって増幅されたパルスの高調波成分の信号は、方向性結合器３０５の入力端子（図３中「ＩＮ」）に入力される。そして、このパルスの高調波成分の信号は方向性結合器３０５の出力端子（図３中「ＯＵＴ」）に接続されたヘリカルアンテナ３０６に供給される。
　方向性結合器３０５は、コイル、コンデンサ及び抵抗で形成され、ＶＳＷＲ計（電圧定在波比：Voltage Standing Wave Ratio）等に用いられる周知の回路素子である。方向性結合器３０５は、第一の伝送路に含まれる進行波と反射波に基づいて、進行波に比例した出力信号と、反射波に比例した出力信号とをそれぞれ出力することができる。
　ヘリカルアンテナ３０６は、パルスの高調波成分の信号に基づく、複数の周波数の電波を発する。そして、人体等の対象物によって反射された電波は、ヘリカルアンテナ３０６によって受信され、方向性結合器３０５の内部で定在波を生じる。
　方向性結合器３０５の分離端子（図３中「Ｉｓｏｌａｔｅｄ」）には、ヘリカルアンテナ３０６を通じて出力端子から入力される電波の信号（反射波）に比例した信号が出力される。
　方向性結合器３０５の結合端子（図３中「Ｃｏｕｐｌｅｄ」）には、入力端子に入力されるパルスの高調波成分の信号（進行波）に比例した信号が出力される。
　結合端子は、抵抗Ｒ３０７を介して接地ノードに接続されている。抵抗Ｒ３０７の抵抗値は、方向性結合器３０５及びヘリカルアンテナ３０６のインピーダンスに等しい抵抗値が設定される。多くの場合、方向性結合器３０５及びヘリカルアンテナ３０６のインピーダンスは５０Ωか７５Ωである。
　第二ＲＦ増幅器３０８は、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分の信号（進行波）を増幅する。
　第三ＲＦ増幅器３０９は、方向性結合器３０５の分離端子から出力される、ヘリカルアンテナ３０６を通じて出力端子から入力される電波の信号（反射波）を増幅する。
　第二ＲＦ増幅器３０８の出力信号は、第一ミキサ３１０に供給されると共に、反転増幅器３１１を介して第二ミキサ３１２に供給される。
　第三ＲＦ増幅器３０９の出力信号は、第二ミキサ３１２に供給されると共に、バッファ３１３を介して第一ミキサ３１０に供給される。なお、第二ＲＦ増幅器３０８の出力信号と第三ＲＦ増幅器３０９の出力信号とは、位相が異なっていても所望の信号を第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２から得られる。したがって、反転増幅器３１１の代わりにバッファ（非反転増幅器）を用いてもよい。
　こうして、第一ミキサ３１０と第二ミキサ３１２は、それぞれ進行波と反射波の乗算信号を出力する。ここで、第一ミキサ３１０と第二ミキサ３１２としては、例えばデュアルゲートＦＥＴ等が利用可能である。
　第一ミキサ３１０の出力信号は、第一ＬＰＦ３１４に供給される。第一ＬＰＦ３１４は、第一ミキサ３１０から出力される進行波と反射波の乗算信号のうち、進行波と反射波の、それぞれの周波数の差の信号を出力する。
　同様に、第二ミキサ３１２の出力信号は、第二ＬＰＦ３１５に供給される。第二ＬＰＦ３１５は、第二ミキサ３１２から出力される進行波と反射波の乗算信号のうち、進行波と反射波の周波数の差の信号を出力する。
　第一ＬＰＦ３１４の出力信号と、第二ＬＰＦ３１５の出力信号は、それぞれ差動増幅器３１６に入力される。オペアンプよりなる差動増幅器３１６は、第一ＬＰＦ３１４の出力信号と、第二ＬＰＦ３１５の出力信号からノイズ成分を除去した信号を出力する。
　差動増幅器３１６の出力信号は、第三ＬＰＦ３１７に供給される。第三ＬＰＦ３１７は、差動増幅器３１６の出力信号から比較的高い周波数の交流成分を除去して、人体の生体信号を示す低周波信号を通過させる。
　［電界型センサ１０２の動作］
　これより、図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、図４Ｄ、図５Ａ及び図５Ｂを参照して、電界型センサ１０２の動作を説明する。
　図４Ａは、パルス波生成部３０２が出力するパルスの波形図である。波形図の横軸は時間であり、縦軸は電圧である。図４Ａに示すように、デューティ比が小さくインパルスに近い波形は高調波を多く含むので、本実施形態の電界型センサ１０２にはこのような波形が望ましい。
　図４Ｂは、パルス波生成部３０２が出力する、図４Ａに示すパルスをフーリエ変換した、周波数領域におけるスペクトル図である。スペクトル図の横軸は周波数であり、縦軸は電圧である。図４Ｂに示すように、パルスには、基本波に対し、整数倍の周波数の高調波が複数含まれる。
　図４Ｃは、ＢＰＦ３０３の周波数特性図である。図４Ｃのスケールは図４Ｂに合わせてあるので、周波数特性図の横軸は周波数であり、縦軸は電圧である。
　図４Ｄは、ＢＰＦ３０３を通過した信号の周波数分布図である。図４Ｄのスケールも図４Ｃに合わせてあるので、周波数特性図の横軸は周波数であり、縦軸は電圧である。
　図４Ｃに示すように、ＢＰＦ３０３は、パルスに含まれる高調波成分のうち、特定の周波数の成分を通過させる。すると、図４Ｄの周波数分布図に示すように、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分は、パルスから基本波を含むカットオフ周波数以下の周波数成分等が除去される。
　図５Ａは、図４Ｄの周波数分布図の周波数軸（横軸）を拡大して示したものであり、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分を示すスペクトル図である。
　図５Ｂは、方向性結合器３０５から出力される反射波を示すスペクトル図である。
　今、図５Ａに示すように、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分が、６０ＭＨｚを中心とした五つの信号であるものとする。五つの信号は周波数が低い順から、ｆ１＝５８ＭＨｚ、ｆ２＝５９ＭＨｚ、ｆ３＝６０ＭＨｚ、ｆ４＝６１ＭＨｚ、ｆ５＝６２ＭＨｚである。これら五つの信号は、第一ＲＦ増幅器３０４によって増幅され、方向性結合器３０５を介してヘリカルアンテナ３０６から電波として発される。
　但し、ヘリカルアンテナ３０６の周波数特性（帯域幅）は狭いので、ｆ１～ｆ５の信号のうち、どれか一つあるいは二つ程度がヘリカルアンテナ３０６から電波として発射される。
　そして、ヘリカルアンテナ３０６から発された電波は、対象物に反射して、ヘリカルアンテナ３０６を通じて方向性結合器３０５に入力される。これら反射波の信号が、例えば図５Ｂに示すように、周波数が低い順から、ｆ１’＝５８．１ＭＨｚ、ｆ２’＝５９．１ＭＨｚ、ｆ３’＝６０．１ＭＨｚ、ｆ４’＝６１．１ＭＨｚ、ｆ５’＝６２．１ＭＨｚの何れかである。この例では、ドップラー効果によって反射波の周波数が進行波から１００ｋＨｚシフトしたものとする。
　第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２には、ｆ１～ｆ５と、ｆ１’～ｆ５’の何れかが入力され、乗算される。すると、第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２は、各々の周波数を加算した信号と、各々の周波数を減算した信号が出力される。
　周波数を加算した信号は、例えば反射波がｆ１’であった場合、ｆ１＋ｆ１’，ｆ２＋ｆ１’…ｆ５＋ｆ１’となる。
　反射波がｆ２’であった場合、ｆ１＋ｆ２’，ｆ２＋ｆ２’…ｆ５＋ｆ２’となる。
　以下同様に、反射波がｆ３’であった場合、…反射波がｆ４’であった場合、…と続き、反射波がｆ５’であった場合、ｆ１＋ｆ５’，ｆ２＋ｆ５’…ｆ５＋ｆ５’となる。
　周波数を減算した信号は、例えば反射波がｆ１’であった場合、｜ｆ１－ｆ１’｜，｜ｆ２－ｆ１’｜…｜ｆ５－ｆ１’｜となる。
　反射波がｆ２’であった場合、｜ｆ１－ｆ２’｜，｜ｆ２－ｆ２’｜…｜ｆ５－ｆ２’｜となる。
　以下同様に、反射波がｆ３’であった場合、…反射波がｆ４’であった場合、…と続き、反射波がｆ５’であった場合、｜ｆ１－ｆ５’｜，｜ｆ２－ｆ５’｜…｜ｆ５－ｆ５’｜となる。
　第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２から出力されるこれら信号のうち、最も低い周波数は、｜ｆ１－ｆ１’｜，｜ｆ２－ｆ２’｜，｜ｆ３－ｆ３’｜，｜ｆ４－ｆ４’｜及び｜ｆ５－ｆ５’｜である。図５Ａ及び図５Ｂの場合、これら信号の周波数は全て１００ｋＨｚである。これらの信号はドップラー効果によって周波数がシフトした成分のみであり、全て等しい周波数になる。
　アンテナに対象物が近い場合、対象物の位置や動作で、アンテナの共振周波数は容易に変動する。すると、単一の周波数の信号でアンテナから電波を発しても、その信号がアンテナの共振周波数とミスマッチを生じてしまい、正しく反射波を受信できない。
　そこで、本発明の実施形態に係る振動センサは、この共振周波数の変動を包含するバンドパスフィルタを用いて、複数の周波数の電波を利用する。こうすることで、アンテナの共振周波数が変動しても、複数の周波数の信号のうちどれか一つあるいは二つ程度はアンテナの帯域幅に合致し、反射波を受信できる。
　反射波を受信できれば、ドップラー効果によって生じた、反射波と進行波の周波数差を、ミキサを用いて取り出すことで、対象物の存在及び／又は変動状態を検出できる。
　なお、６０ＭＨｚは人体の血流に最もマッチングし易いと言われている周波数である。
　電界型センサ１０２は、差動増幅器３１６を用いて信号に含まれる同相成分のノイズを除去している。更に第三ＬＰＦ３１７を通すことで、高周波成分のノイズも除去している。これらノイズ除去を経て、本実施形態の電界型センサ１０２は、被測定者１０３の振動によって電波に乗じている微弱な変動から、高速フーリエ変換等の高価な装置を用いることなく、被測定者１０３の生体信号を検出できる。
　［ドップラーセンサ１０１の全体構成］
　図６は、ドップラーセンサ１０１のブロック図である。ドップラーセンサ１０１には様々な実装形態があるが、図６はその一例を示す。
　送信アンテナ６０１には発振源６０２が接続されており、発振源６０２が発する信号を電波として送信する。発振源６０２は凡そ１０ＧＨｚ程度の極超短波の信号を発する。電波は対象物に反射して、受信アンテナ６０３によって受信される。受信アンテナ６０３には第三ミキサ６０４と第四ミキサ６０５が接続されている。
　第三ミキサ６０４は、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号を乗算処理する。
　第四ミキサ６０５は、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号にπ／２移相回路６０６によってπ／２位相を遅らせた信号を乗算処理する。
　第三ミキサ６０４からは、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号との周波数差成分が出力される。周波数和成分は、発振源６０２から出力される周波数が高すぎるが故に、特にＬＰＦを設けずとも回路上の分布定数によって自然に減衰され、有意な信号としては出力されない。
　第四ミキサ６０５からも第三ミキサ６０４と同様に、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号にπ／２移相回路６０６によってπ／２位相を遅らせた信号との周波数差成分が出力される。周波数和成分が現れないのも第三ミキサ６０４と同様である。
　第三ミキサ６０４の出力信号は、第三Ａ／Ｄ変換器６０７によってデジタルデータに変換される。第四ミキサ６０５の出力信号も、第四Ａ／Ｄ変換器６０８によってデジタルデータに変換される。第三Ａ／Ｄ変換器６０７と第四Ａ／Ｄ変換器６０８の出力データは、マイコンよりなる信号処理部６０９によって所定の演算処理が行われ、Ｄ／Ａ変換器６１０によって対象物の動きに相当する信号が出力される。
　［生体信号検出装置１０４の動作］
　図７は、生体信号検出装置１０４の各部における周波数成分を示す模式図である。図７中、全てのグラフは横軸が周波数であり、縦軸が電圧又は信号レベルである。
　ドップラーセンサ１０１の出力信号に基づく第一の実部データ列がＰ１２１のグラフになる。Ｐ１２１のグラフ中、ドップラーセンサ１０１の信号成分はノイズ成分Ｓ７０１ａ、Ｓ７０１ｂ及びＳ７０１ｃよりなる。
　電界型センサ１０２の出力信号に基づく第二の実部データ列がＰ１２２のグラフになる。このうち、第二の実部データ列から周波数成分が共通する第一の実部データ列を差し引くと、Ｐ１２３の、ノイズ除去済実部データ列になる。Ｐ１２３のグラフ中、ノイズ除去済実部データ列の信号成分は生体信号成分Ｓ７０２ａ、Ｓ７０２ｂ及びＳ７０２ｃよりなる。すなわち、電界型センサ１０２の出力信号に基づく第二の実部データ列は、ノイズ成分Ｓ７０１ａ、Ｓ７０１ｂ及びＳ７０１ｃと、生体信号成分Ｓ７０２ａ、Ｓ７０２ｂ及びＳ７０２ｃよりなる。
　以上説明した実施形態には、以下に記す応用例が可能である。
　（１）電界型センサ１０２ではヘリカルアンテナ３０６を使用したが、アンテナの種類はこれに限られない。ダイポールアンテナ、グランドプレーンアンテナ、メアンダラインアンテナ等、開放端を有するアンテナであれば何でもよい。また、開放端を有さないループアンテナでも、ゲインは下がるが利用可能である。
　（２）パルス波生成部３０２の代わりに、ホワイトノイズを生成する回路を用いてもよい。
　（３）市場で流通するドップラーセンサ１０１は、人感センサとして機能させるため、Ｄ／Ａ変換器６１０を内蔵せず、コンパレータ等で論理信号を出力するものが存在する。そのような場合、ドップラーセンサ１０１を構成するマイコンから、直接的にデジタルデータを取り出して、第一ＡＧＣ２０２に供給することが可能である。
　上述の実施形態では、ドップラーセンサ１０１と電界型センサ１０２を組み合わせた生体信号検出装置１０４について説明した。
　距離に対する感度が低いためにノイズの影響を受けやすい電界型センサ１０２の出力信号に対し、ドップラーセンサ１０１の出力信号を用いて、高速フーリエ変換した実部データ列からドップラーセンサ１０１の周波数成分を差し引くことで、電界型センサ１０２のノイズ除去を実現できる。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
　例えば、上記した実施形態は本発明をわかりやすく説明するために装置及びシステムの構成を詳細かつ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることは可能であり、更にはある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
　また、上記の各構成、機能、処理部等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計するなどによりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行するためのソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の揮発性あるいは不揮発性のストレージ、または、ＩＣカード、光ディスク等の記録媒体に保持することができる。
　また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
　１０１…ドップラーセンサ、１０２…電界型センサ、１０３…被測定者、１０４…生体信号検出装置、２０１…第一Ａ／Ｄ変換器、２０２…第一ＡＧＣ、２０３…第一ＦＦＴ変換部、２０４…第二Ａ／Ｄ変換器、２０５…第二ＡＧＣ、２０６…第二ＦＦＴ変換部、２０７…周波数成分減算部、２０８…ＦＦＴ逆変換部、３０２…パルス波生成部、３０３…ＢＰＦ、３０４…第一ＲＦ増幅器、３０５…方向性結合器、３０６…ヘリカルアンテナ、３０８…第二ＲＦ増幅器、３０９…第三ＲＦ増幅器、３１０…第一ミキサ、３１１…反転増幅器、３１２…第二ミキサ、３１３…バッファ、３１４…第一ＬＰＦ、３１５…第二ＬＰＦ、３１６…差動増幅器、３１７…第三ＬＰＦ、６０１…送信アンテナ、６０２…発振源、６０３…受信アンテナ、６０４…第三ミキサ、６０５…第四ミキサ、６０６…π／２移相回路、６０７…第三Ａ／Ｄ変換器、６０８…第四Ａ／Ｄ変換器、６０９…信号処理部、６１０…Ｄ／Ａ変換器

Claims (2)

  1. 　第一センサの信号を高速フーリエ変換して、第一の実部データ列と第一の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第一ＦＦＴ変換部と、
    　第二センサの信号を高速フーリエ変換して、第二の実部データ列と第二の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第二ＦＦＴ変換部と、
    　前記第二の実部データ列から前記第一の実部データ列を差し引いてノイズ除去済実部データ列を出力する周波数成分減算部と、
    　前記ノイズ除去済実部データ列と前記第二の虚部データ列を高速フーリエ逆変換するＦＦＴ逆変換部と
    を具備する、生体信号検出装置。
  2. 　前記第一センサはドップラーセンサであり、
    　前記第二センサは被測定者である人体のインピーダンス変化を生体信号として検出する電界型センサである、
    請求項１に記載の生体信号検出装置。
PCT/JP2016/058604 2015-03-23 2016-03-17 生体信号検出装置 WO2016152742A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/560,729 US10058304B2 (en) 2015-03-23 2016-03-17 Biological signal detection device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015059283A JP6281912B2 (ja) 2015-03-23 2015-03-23 生体信号検出装置
JP2015-059283 2015-03-23

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016152742A1 true WO2016152742A1 (ja) 2016-09-29

Family

ID=56978726

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/058604 WO2016152742A1 (ja) 2015-03-23 2016-03-17 生体信号検出装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10058304B2 (ja)
JP (1) JP6281912B2 (ja)
WO (1) WO2016152742A1 (ja)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7322160B2 (ja) * 2019-02-22 2023-08-07 シグニファイ ホールディング ビー ヴィ 照明器具、及び対応する方法
JP7446597B2 (ja) * 2019-06-04 2024-03-11 国立大学法人電気通信大学 非接触バイタルサイン計測装置、非接触バイタルサイン計測方法およびプログラム
KR102122758B1 (ko) * 2019-11-11 2020-06-26 주식회사 제이씨에프테크놀러지 생체신호 측정용 레이더에서 레이더 수집신호의 랜덤노이즈 제거방법 및 그 장치

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002050814A1 (fr) * 2000-12-07 2002-06-27 Kabushiki Kaisha Kenwood Systeme et procede d'interpolation de signaux
JP2008058470A (ja) * 2006-08-30 2008-03-13 Hitachi Maxell Ltd 音声信号処理装置、音声信号再生システム
WO2014084162A1 (ja) * 2012-11-27 2014-06-05 国立大学法人九州工業大学 信号雑音除去装置、その方法及びプログラム

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6519372B1 (en) * 1999-08-31 2003-02-11 Lockheed Martin Corporation Normalized crosscorrelation of complex gradients for image autoregistration
JP4006547B2 (ja) 2002-09-30 2007-11-14 Ｔｏｔｏ株式会社 物体検知装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002050814A1 (fr) * 2000-12-07 2002-06-27 Kabushiki Kaisha Kenwood Systeme et procede d'interpolation de signaux
JP2008058470A (ja) * 2006-08-30 2008-03-13 Hitachi Maxell Ltd 音声信号処理装置、音声信号再生システム
WO2014084162A1 (ja) * 2012-11-27 2014-06-05 国立大学法人九州工業大学 信号雑音除去装置、その方法及びプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
JP2016174869A (ja) 2016-10-06
US10058304B2 (en) 2018-08-28
JP6281912B2 (ja) 2018-02-21
US20180070919A1 (en) 2018-03-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8597196B2 (en) Cardiac signal processing apparatus and cardiac signal processing method
JP6400018B2 (ja) 振動センサ及び脈拍センサ
JP6392151B2 (ja) 心拍検出装置及び生体信号処理装置
Wang et al. Noncontact distance and amplitude-independent vibration measurement based on an extended DACM algorithm
US10582877B2 (en) High-frequency device
JP6445354B2 (ja) 生体信号検出装置及び血圧測定システム
WO2016152742A1 (ja) 生体信号検出装置
JP6663115B2 (ja) Ｆｍｃｗレーダー
CN103383453A (zh) 材料识别的邻近感测
JP2001221848A (ja) 超音波ソナー及び超音波ソナーの超音波送信方法
JP6388447B2 (ja) 生体信号処理装置及び血圧測定システム
US9971056B2 (en) Proximity sensor
US20180164347A1 (en) Apparatus and method for measuring an electric current in an electrical conductor
CN113093165A (zh) 基于毫米波雷达的车内活体检测方法及系统
JP2013088273A (ja) Ｆｍｃｗレーダ装置
JP2012247303A (ja) 周波数検出方法及び装置
KR101883947B1 (ko) 주차 보조 시스템의 수신 장치 및 수신 방법
JP6498004B2 (ja) 生体信号センサ
JP6401639B2 (ja) 生体信号センサ
US20210028803A1 (en) Sensor Circuit with Tracking Filter and Leakage Rejection
KR20230080737A (ko) 도플러 레이더를 기반으로 하는 보행자 인식 장치 및 그 방법
JP2017227460A (ja) 不要放射抑制装置、及び、不要放射抑制方法
JP2016075631A (ja) 信号処理装置
GB2528546A (en) An object detector and method

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16768645

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15560729

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16768645

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1