JP6281912B2

JP6281912B2 - 生体信号検出装置

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Publication number: JP6281912B2
Application number: JP2015059283A
Authority: JP
Inventors: 佐藤　寧; 寧佐藤
Original assignee: Kyushu Institute of Technology NUC
Current assignee: Kyushu Institute of Technology NUC
Priority date: 2015-03-23
Filing date: 2015-03-23
Publication date: 2018-02-21
Anticipated expiration: 2035-03-23
Also published as: US10058304B2; US20180070919A1; WO2016152742A1; JP2016174869A

Description

本発明は、周期性を有する生体信号を検出する生体信号検出装置に関する。

従来、人体の脈拍を検出するには、光電脈拍センサや心電計等のように、人体にセンサを接触させた状態でセンシングを行う必要があった。
もし、非接触で人体の脈拍を検出できるなら、健康維持や健康管理のためのグッズや、独居老人の見守りセンシング等への応用が期待できる。

特開２００４−１２５３９９号公報

特許文献１に開示されるドップラーセンサを始め、現在市場に流通する殆どのドップラーセンサは、人の接近または離遠を検出する機能を備えるが、人の心肺機能を検出する程の分解能を有しない。
発明者は、従来のドップラーセンサが極超短波を使用していることから、電波の周波数をＶＨＦ帯まで下げ、信号処理を工夫したセンサの実現を目指した。すると、人の心肺機能を検出する程の分解能を有するセンサが実現する可能性が見えてきたものの、検出可能な距離が短く、検出対象が遠くなるとノイズを拾いやすくなることが判った。

本発明は係る状況に鑑みてなされたものであり、極めて簡易な構成で、人体の脈拍等、検出対象の低周波振動を非接触にて、且つ適切にノイズを除去した生体信号検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の生体信号検出装置は、ドップラーセンサである第一センサの信号を高速フーリエ変換して、第一の実部データ列と第一の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第一ＦＦＴ変換部と、被測定者である人体のインピーダンス変化を生体信号として検出する電界型センサである第二センサの信号を高速フーリエ変換して、第二の実部データ列と第二の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第二ＦＦＴ変換部と、第二の実部データ列から第一の実部データ列を差し引いてノイズ除去済実部データ列を出力する周波数成分減算部と、ノイズ除去済実部データ列と第二の虚部データ列を高速フーリエ逆変換するＦＦＴ逆変換部とを具備する。

本発明によれば、極めて簡易な構成で、人体の脈拍等、検出対象の低周波振動を非接触にて、且つ適切にノイズを除去した生体信号検出装置を提供できる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

ドップラーセンサと電界型センサの検出可能な範囲と、生体信号検出装置を自動車の車内に実装した状態を示す概略図である。本発明の実施形態に係る、生体信号検出装置のブロック図である。電界型センサのブロック図である。パルス波生成部が出力するパルスの波形図と、パルス波生成部が出力するパルスをフーリエ変換した、周波数領域におけるスペクトル図と、ＢＰＦの周波数特性図と、ＢＰＦを通過した高調波成分を示すスペクトル図である。ＢＰＦを通過した高調波成分を示すスペクトル図と、方向性結合器から出力される反射波を示すスペクトル図である。ドップラーセンサのブロック図である。生体信号検出装置の各部における周波数成分を示す模式図である。

［生体信号検出装置１０４の動作原理］
図１Ａは、ドップラーセンサ１０１と電界型センサ１０２の検出可能な範囲を示す概略図である。
図１Ｂは、生体信号検出装置１０４を自動車の車内に実装した状態を示す概略図である。
発明者は、生体信号を検出する電界型センサ１０２を開発した（特願２０１３−２１７０９３号）。この電界型センサ１０２は図１Ａに示すように、被測定者１０３から生体信号を検出できるものの、検出可能な距離が短く、検出対象の距離が長くなると雑音が大きくなり、必要な生体信号を検出できなくなることが判った。
一方、既に市場に流通するドップラーセンサ１０１は、電界型センサ１０２と比較するとより長い距離で被測定者１０３の接近または離遠を検出する機能を備えるが、被測定者１０３の心肺機能を検出する程の分解能を有しない。発明者がこのドップラーセンサ１０１の出力信号を検証したところ、電界型センサ１０２の雑音成分に極めて類似することが判明した。
そこで、電界型センサ１０２の出力信号からドップラーセンサ１０１の出力信号を差し引くことで、ノイズを除去し、検出可能な距離を拡大することが可能であると考え、試行錯誤を経て、本発明の完成に至った。このように、電界型センサ１０２とドップラーセンサ１０１を組み合わせて生体信号検出装置１０４を構成することで、図１Ｂに示すように自動車の車内に生体信号検出装置１０４を実装して、運転者の脈拍や心音を非接触にて、且つ低雑音にて検出可能になる。生体信号検出装置１０４が検出した運転者の脈拍や心音は、運転者の健康状態を検出して事故を予防するための警告を発する情報システム等に利用される。

［生体信号検出装置１０４の全体構成］
図２は、本発明の実施形態に係る、生体信号検出装置１０４のブロック図である。
ドップラーセンサ１０１の出力信号は、第一Ａ／Ｄ変換器２０１に入力されてデジタルデータに変換された後、第一ＡＧＣ２０２によって振幅値が調整される。そして、第一ＦＦＴ変換部２０３によって高速フーリエ変換処理が施される。
電界型センサ１０２の出力信号は、第二Ａ／Ｄ変換器２０４に入力されてデジタルデータに変換された後、第二ＡＧＣ２０５によって振幅が調整される。そして、第二ＦＦＴ変換部２０６によって高速フーリエ変換処理が施される。なお、第一ＦＦＴ変換部２０３と第二ＦＦＴ変換部２０６に内蔵される図示しないバッファの記憶容量は等しい。

第一ＦＦＴ変換部２０３は、前述のバッファの記憶容量に等しい要素数の、第一の実部データ列と第一の虚部データ列を出力する。
第二ＦＦＴ変換部２０６も第一ＦＦＴ変換部２０３と同様に、前述のバッファの記憶容量に等しい要素数の、第二の実部データ列と第二の虚部データ列を出力する。
第二ＦＦＴ変換部２０６から出力される第二の実部データ列と、第一ＦＦＴ変換部２０３から出力される第一の実部データ列は、それぞれ周波数成分減算部２０７に供給され、第一の実部データ列から第二の実部データ列が減算処理される。こうして、周波数成分減算部２０７は、ノイズ除去済実部データ列を出力する。
ＦＦＴ逆変換部２０８は、ノイズ除去済実部データ列と第二の虚部データ列を受けて、高速フーリエ逆変換処理を施し、ノイズ除去済電界型センサ信号を出力する。
なお、第一ＦＦＴ変換部２０３が出力する第一の虚部データ列は他に利用されることなく捨てられる。

［電界型センサ１０２の全体構成］
図３は、電界型センサ１０２の機能ブロック図である。この電界型センサ１０２は、本願の発明者が「脈拍センサ」として出願済（特願２０１３−２１７０９３号）の技術内容である。
電界型センサ１０２は、以下に記す二つの要素に分けられる。
第一の要素は、対象物に進行波である電波を送信し、対象物から反射される反射波を受信して抽出する要素である。この第一の要素には、パルス波生成部３０２、ＢＰＦ３０３、第一ＲＦ増幅器３０４、方向性結合器３０５及びヘリカルアンテナ３０６が含まれる。
第二の要素は、進行波と反射波から周波数差信号を生成し、更に生体信号を抽出する要素である。この第二の要素としては、第二ＲＦ増幅器３０８、第三ＲＦ増幅器３０９、第一ミキサ３１０、第二ミキサ３１２、第一ＬＰＦ３１４、第二ＬＰＦ３１５、差動増幅器３１６及び第三ＬＰＦ３１７が含まれる。

信号生成部ともいえるパルス波生成部３０２は、比較的低い周波数のパルスを生成する。このパルス波生成部３０２で生成されるパルスの周波数は、例えば１ＭＨｚである。
ＢＰＦ３０３は、パルス波生成部３０２が生成したパルスから高調波成分を取り出す。ＢＰＦ３０３の中心周波数と帯域幅は、例えば６０ＭＨｚ±３ＭＨｚである。ＢＰＦ３０３は例えばＬＣ共振回路を多段接続した回路構成が利用可能である。
第一ＲＦ増幅器３０４は、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分の信号を増幅する。

第一ＲＦ増幅器３０４によって増幅されたパルスの高調波成分の信号は、方向性結合器３０５の入力端子（図３中「ＩＮ」）に入力される。そして、このパルスの高調波成分の信号は方向性結合器３０５の出力端子（図３中「ＯＵＴ」）に接続されたヘリカルアンテナ３０６に供給される。
方向性結合器３０５は、コイル、コンデンサ及び抵抗で形成され、ＶＳＷＲ計（電圧定在波比：Voltage Standing Wave Ratio）等に用いられる周知の回路素子である。方向性結合器３０５は、第一の伝送路に含まれる進行波と反射波に基づいて、進行波に比例した出力信号と、反射波に比例した出力信号とをそれぞれ出力することができる。

ヘリカルアンテナ３０６は、パルスの高調波成分の信号に基づく、複数の周波数の電波を発する。そして、人体等の対象物によって反射された電波は、ヘリカルアンテナ３０６によって受信され、方向性結合器３０５の内部で定在波を生じる。
方向性結合器３０５の分離端子（図３中「Ｉｓｏｌａｔｅｄ」）には、ヘリカルアンテナ３０６を通じて出力端子から入力される電波の信号（反射波）に比例した信号が出力される。
方向性結合器３０５の結合端子（図３中「Ｃｏｕｐｌｅｄ」）には、入力端子に入力されるパルスの高調波成分の信号（進行波）に比例した信号が出力される。
結合端子は、抵抗Ｒ３０７を介して接地ノードに接続されている。抵抗Ｒ３０７の抵抗値は、方向性結合器３０５及びヘリカルアンテナ３０６のインピーダンスに等しい抵抗値が設定される。多くの場合、方向性結合器３０５及びヘリカルアンテナ３０６のインピーダンスは５０Ωか７５Ωである。

第二ＲＦ増幅器３０８は、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分の信号（進行波）を増幅する。
第三ＲＦ増幅器３０９は、方向性結合器３０５の分離端子から出力される、ヘリカルアンテナ３０６を通じて出力端子から入力される電波の信号（反射波）を増幅する。
第二ＲＦ増幅器３０８の出力信号は、第一ミキサ３１０に供給されると共に、反転増幅器３１１を介して第二ミキサ３１２に供給される。
第三ＲＦ増幅器３０９の出力信号は、第二ミキサ３１２に供給されると共に、バッファ３１３を介して第一ミキサ３１０に供給される。なお、第二ＲＦ増幅器３０８の出力信号と第三ＲＦ増幅器３０９の出力信号とは、位相が異なっていても所望の信号を第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２から得られる。したがって、反転増幅器３１１の代わりにバッファ（非反転増幅器）を用いてもよい。
こうして、第一ミキサ３１０と第二ミキサ３１２は、それぞれ進行波と反射波の乗算信号を出力する。ここで、第一ミキサ３１０と第二ミキサ３１２としては、例えばデュアルゲートＦＥＴ等が利用可能である。

第一ミキサ３１０の出力信号は、第一ＬＰＦ３１４に供給される。第一ＬＰＦ３１４は、第一ミキサ３１０から出力される進行波と反射波の乗算信号のうち、進行波と反射波の、それぞれの周波数の差の信号を出力する。
同様に、第二ミキサ３１２の出力信号は、第二ＬＰＦ３１５に供給される。第二ＬＰＦ３１５は、第二ミキサ３１２から出力される進行波と反射波の乗算信号のうち、進行波と反射波の周波数の差の信号を出力する。
第一ＬＰＦ３１４の出力信号と、第二ＬＰＦ３１５の出力信号は、それぞれ差動増幅器３１６に入力される。オペアンプよりなる差動増幅器３１６は、第一ＬＰＦ３１４の出力信号と、第二ＬＰＦ３１５の出力信号からノイズ成分を除去した信号を出力する。
差動増幅器３１６の出力信号は、第三ＬＰＦ３１７に供給される。第三ＬＰＦ３１７は、差動増幅器３１６の出力信号から比較的高い周波数の交流成分を除去して、人体の生体信号を示す低周波信号を通過させる。

［電界型センサ１０２の動作］
これより、図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、図４Ｄ、図５Ａ及び図５Ｂを参照して、電界型センサ１０２の動作を説明する。
図４Ａは、パルス波生成部３０２が出力するパルスの波形図である。波形図の横軸は時間であり、縦軸は電圧である。図４Ａに示すように、デューティ比が小さくインパルスに近い波形は高調波を多く含むので、本実施形態の電界型センサ１０２にはこのような波形が望ましい。
図４Ｂは、パルス波生成部３０２が出力する、図４Ａに示すパルスをフーリエ変換した、周波数領域におけるスペクトル図である。スペクトル図の横軸は周波数であり、縦軸は電圧である。図４Ｂに示すように、パルスには、基本波に対し、整数倍の周波数の高調波が複数含まれる。

図４Ｃは、ＢＰＦ３０３の周波数特性図である。図４Ｃのスケールは図４Ｂに合わせてあるので、周波数特性図の横軸は周波数であり、縦軸は電圧である。
図４Ｄは、ＢＰＦ３０３を通過した信号の周波数分布図である。図４Ｄのスケールも図４Ｃに合わせてあるので、周波数特性図の横軸は周波数であり、縦軸は電圧である。
図４Ｃに示すように、ＢＰＦ３０３は、パルスに含まれる高調波成分のうち、特定の周波数の成分を通過させる。すると、図４Ｄの周波数分布図に示すように、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分は、パルスから基本波を含むカットオフ周波数以下の周波数成分等が除去される。

図５Ａは、図４Ｄの周波数分布図の周波数軸（横軸）を拡大して示したものであり、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分を示すスペクトル図である。
図５Ｂは、方向性結合器３０５から出力される反射波を示すスペクトル図である。
今、図５Ａに示すように、ＢＰＦ３０３を通過したパルスの高調波成分が、６０ＭＨｚを中心とした五つの信号であるものとする。五つの信号は周波数が低い順から、ｆ１＝５８ＭＨｚ、ｆ２＝５９ＭＨｚ、ｆ３＝６０ＭＨｚ、ｆ４＝６１ＭＨｚ、ｆ５＝６２ＭＨｚである。これら五つの信号は、第一ＲＦ増幅器３０４によって増幅され、方向性結合器３０５を介してヘリカルアンテナ３０６から電波として発される。
但し、ヘリカルアンテナ３０６の周波数特性（帯域幅）は狭いので、ｆ１〜ｆ５の信号のうち、どれか一つあるいは二つ程度がヘリカルアンテナ３０６から電波として発射される。

そして、ヘリカルアンテナ３０６から発された電波は、対象物に反射して、ヘリカルアンテナ３０６を通じて方向性結合器３０５に入力される。これら反射波の信号が、例えば図５Ｂに示すように、周波数が低い順から、ｆ１’＝５８．１ＭＨｚ、ｆ２’＝５９．１ＭＨｚ、ｆ３’＝６０．１ＭＨｚ、ｆ４’＝６１．１ＭＨｚ、ｆ５’＝６２．１ＭＨｚの何れかである。この例では、ドップラー効果によって反射波の周波数が進行波から１００ｋＨｚシフトしたものとする。

第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２には、ｆ１〜ｆ５と、ｆ１’〜ｆ５’の何れかが入力され、乗算される。すると、第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２は、各々の周波数を加算した信号と、各々の周波数を減算した信号が出力される。
周波数を加算した信号は、例えば反射波がｆ１’であった場合、ｆ１＋ｆ１’，ｆ２＋ｆ１’…ｆ５＋ｆ１’となる。
反射波がｆ２’であった場合、ｆ１＋ｆ２’，ｆ２＋ｆ２’…ｆ５＋ｆ２’となる。
以下同様に、反射波がｆ３’であった場合、…反射波がｆ４’であった場合、…と続き、反射波がｆ５’であった場合、ｆ１＋ｆ５’，ｆ２＋ｆ５’…ｆ５＋ｆ５’となる。

周波数を減算した信号は、例えば反射波がｆ１’であった場合、｜ｆ１−ｆ１’｜，｜ｆ２−ｆ１’｜…｜ｆ５−ｆ１’｜となる。
反射波がｆ２’であった場合、｜ｆ１−ｆ２’｜，｜ｆ２−ｆ２’｜…｜ｆ５−ｆ２’｜となる。
以下同様に、反射波がｆ３’であった場合、…反射波がｆ４’であった場合、…と続き、反射波がｆ５’であった場合、｜ｆ１−ｆ５’｜，｜ｆ２−ｆ５’｜…｜ｆ５−ｆ５’｜となる。

第一ミキサ３１０及び第二ミキサ３１２から出力されるこれら信号のうち、最も低い周波数は、｜ｆ１−ｆ１’｜，｜ｆ２−ｆ２’｜，｜ｆ３−ｆ３’｜，｜ｆ４−ｆ４’｜及び｜ｆ５−ｆ５’｜である。図５Ａ及び図５Ｂの場合、これら信号の周波数は全て１００ｋＨｚである。これらの信号はドップラー効果によって周波数がシフトした成分のみであり、全て等しい周波数になる。

アンテナに対象物が近い場合、対象物の位置や動作で、アンテナの共振周波数は容易に変動する。すると、単一の周波数の信号でアンテナから電波を発しても、その信号がアンテナの共振周波数とミスマッチを生じてしまい、正しく反射波を受信できない。
そこで、本発明の実施形態に係る振動センサは、この共振周波数の変動を包含するバンドパスフィルタを用いて、複数の周波数の電波を利用する。こうすることで、アンテナの共振周波数が変動しても、複数の周波数の信号のうちどれか一つあるいは二つ程度はアンテナの帯域幅に合致し、反射波を受信できる。
反射波を受信できれば、ドップラー効果によって生じた、反射波と進行波の周波数差を、ミキサを用いて取り出すことで、対象物の存在及び／又は変動状態を検出できる。
なお、６０ＭＨｚは人体の血流に最もマッチングし易いと言われている周波数である。

電界型センサ１０２は、差動増幅器３１６を用いて信号に含まれる同相成分のノイズを除去している。更に第三ＬＰＦ３１７を通すことで、高周波成分のノイズも除去している。これらノイズ除去を経て、本実施形態の電界型センサ１０２は、被測定者１０３の振動によって電波に乗じている微弱な変動から、高速フーリエ変換等の高価な装置を用いることなく、被測定者１０３の生体信号を検出できる。

［ドップラーセンサ１０１の全体構成］
図６は、ドップラーセンサ１０１のブロック図である。ドップラーセンサ１０１には様々な実装形態があるが、図６はその一例を示す。
送信アンテナ６０１には発振源６０２が接続されており、発振源６０２が発する信号を電波として送信する。発振源６０２は凡そ１０ＧＨｚ程度の極超短波の信号を発する。電波は対象物に反射して、受信アンテナ６０３によって受信される。受信アンテナ６０３には第三ミキサ６０４と第四ミキサ６０５が接続されている。

第三ミキサ６０４は、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号を乗算処理する。
第四ミキサ６０５は、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号にπ／２移相回路６０６によってπ／２位相を遅らせた信号を乗算処理する。
第三ミキサ６０４からは、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号との周波数差成分が出力される。周波数和成分は、発振源６０２から出力される周波数が高すぎるが故に、特にＬＰＦを設けずとも回路上の分布定数によって自然に減衰され、有意な信号としては出力されない。
第四ミキサ６０５からも第三ミキサ６０４と同様に、受信アンテナ６０３から受信した電波の信号と、発振源６０２の信号にπ／２移相回路６０６によってπ／２位相を遅らせた信号との周波数差成分が出力される。周波数和成分が現れないのも第三ミキサ６０４と同様である。

第三ミキサ６０４の出力信号は、第三Ａ／Ｄ変換器６０７によってデジタルデータに変換される。第四ミキサ６０５の出力信号も、第四Ａ／Ｄ変換器６０８によってデジタルデータに変換される。第三Ａ／Ｄ変換器６０７と第四Ａ／Ｄ変換器６０８の出力データは、マイコンよりなる信号処理部６０９によって所定の演算処理が行われ、Ｄ／Ａ変換器６１０によって対象物の動きに相当する信号が出力される。

［生体信号検出装置１０４の動作］
図７は、生体信号検出装置１０４の各部における周波数成分を示す模式図である。図７中、全てのグラフは横軸が周波数であり、縦軸が電圧又は信号レベルである。
ドップラーセンサ１０１の出力信号に基づく第一の実部データ列がＰ１２１のグラフになる。Ｐ１２１のグラフ中、ドップラーセンサ１０１の信号成分はノイズ成分Ｓ７０１ａ、Ｓ７０１ｂ及びＳ７０１ｃよりなる。
電界型センサ１０２の出力信号に基づく第二の実部データ列がＰ１２２のグラフになる。このうち、第二の実部データ列から周波数成分が共通する第一の実部データ列を差し引くと、Ｐ１２３の、ノイズ除去済実部データ列になる。Ｐ１２３のグラフ中、ノイズ除去済実部データ列の信号成分は生体信号成分Ｓ７０２ａ、Ｓ７０２ｂ及びＳ７０２ｃよりなる。すなわち、電界型センサ１０２の出力信号に基づく第二の実部データ列は、ノイズ成分Ｓ７０１ａ、Ｓ７０１ｂ及びＳ７０１ｃと、生体信号成分Ｓ７０２ａ、Ｓ７０２ｂ及びＳ７０２ｃよりなる。

以上説明した実施形態には、以下に記す応用例が可能である。
（１）電界型センサ１０２ではヘリカルアンテナ３０６を使用したが、アンテナの種類はこれに限られない。ダイポールアンテナ、グランドプレーンアンテナ、メアンダラインアンテナ等、開放端を有するアンテナであれば何でもよい。また、開放端を有さないループアンテナでも、ゲインは下がるが利用可能である。
（２）パルス波生成部３０２の代わりに、ホワイトノイズを生成する回路を用いてもよい。

（３）市場で流通するドップラーセンサ１０１は、人感センサとして機能させるため、Ｄ／Ａ変換器６１０を内蔵せず、コンパレータ等で論理信号を出力するものが存在する。そのような場合、ドップラーセンサ１０１を構成するマイコンから、直接的にデジタルデータを取り出して、第一ＡＧＣ２０２に供給することが可能である。

上述の実施形態では、ドップラーセンサ１０１と電界型センサ１０２を組み合わせた生体信号検出装置１０４について説明した。
距離に対する感度が低いためにノイズの影響を受けやすい電界型センサ１０２の出力信号に対し、ドップラーセンサ１０１の出力信号を用いて、高速フーリエ変換した実部データ列からドップラーセンサ１０１の周波数成分を差し引くことで、電界型センサ１０２のノイズ除去を実現できる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
例えば、上記した実施形態は本発明をわかりやすく説明するために装置及びシステムの構成を詳細かつ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることは可能であり、更にはある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
また、上記の各構成、機能、処理部等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計するなどによりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行するためのソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の揮発性あるいは不揮発性のストレージ、または、ＩＣカード、光ディスク等の記録媒体に保持することができる。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１０１…ドップラーセンサ、１０２…電界型センサ、１０３…被測定者、１０４…生体信号検出装置、２０１…第一Ａ／Ｄ変換器、２０２…第一ＡＧＣ、２０３…第一ＦＦＴ変換部、２０４…第二Ａ／Ｄ変換器、２０５…第二ＡＧＣ、２０６…第二ＦＦＴ変換部、２０７…周波数成分減算部、２０８…ＦＦＴ逆変換部、３０２…パルス波生成部、３０３…ＢＰＦ、３０４…第一ＲＦ増幅器、３０５…方向性結合器、３０６…ヘリカルアンテナ、３０８…第二ＲＦ増幅器、３０９…第三ＲＦ増幅器、３１０…第一ミキサ、３１１…反転増幅器、３１２…第二ミキサ、３１３…バッファ、３１４…第一ＬＰＦ、３１５…第二ＬＰＦ、３１６…差動増幅器、３１７…第三ＬＰＦ、６０１…送信アンテナ、６０２…発振源、６０３…受信アンテナ、６０４…第三ミキサ、６０５…第四ミキサ、６０６…π／２移相回路、６０７…第三Ａ／Ｄ変換器、６０８…第四Ａ／Ｄ変換器、６０９…信号処理部、６１０…Ｄ／Ａ変換器

Claims

ドップラーセンサである第一センサの信号を高速フーリエ変換して、第一の実部データ列と第一の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第一ＦＦＴ変換部と、
被測定者である人体のインピーダンス変化を生体信号として検出する電界型センサである第二センサの信号を高速フーリエ変換して、第二の実部データ列と第二の虚部データ列よりなる複素データ列を出力する第二ＦＦＴ変換部と、
前記第二の実部データ列から前記第一の実部データ列を差し引いてノイズ除去済実部データ列を出力する周波数成分減算部と、
前記ノイズ除去済実部データ列と前記第二の虚部データ列を高速フーリエ逆変換するＦＦＴ逆変換部と
を具備する、生体信号検出装置。