WO2016124681A1 - Regelverfahren und -vorrichtung zur aktiven kompensation von netz- oder lastbedingten schwankungen des leistungsflusses eines leistungselektronischen konvertsystems - Google Patents

Regelverfahren und -vorrichtung zur aktiven kompensation von netz- oder lastbedingten schwankungen des leistungsflusses eines leistungselektronischen konvertsystems Download PDF

Info

Publication number
WO2016124681A1
WO2016124681A1 PCT/EP2016/052361 EP2016052361W WO2016124681A1 WO 2016124681 A1 WO2016124681 A1 WO 2016124681A1 EP 2016052361 W EP2016052361 W EP 2016052361W WO 2016124681 A1 WO2016124681 A1 WO 2016124681A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power
voltage
compensator
output
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2016/052361
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Dominik Bortis
Johann Kolar
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Eidgenoessische Technische Hochschule Zurich ETHZ
Original Assignee
Eidgenoessische Technische Hochschule Zurich ETHZ
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Eidgenoessische Technische Hochschule Zurich ETHZ filed Critical Eidgenoessische Technische Hochschule Zurich ETHZ
Publication of WO2016124681A1 publication Critical patent/WO2016124681A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from DC input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/66—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Definitions

  • the invention relates to the field of power electronic converter or converter.
  • Power fluctuation is generally passively filtered by a storage capacitor integrated in the converter structure or a low-pass filter, so that a largely constant power flow occurs at the second port of the converter, or, e.g. one
  • DC voltage consumers can be supplied with a largely constant voltage.
  • the filtering can also be carried out actively by means of a power electronic unit to be designated generally as a compensator (see Section 5)), in which case the filter characteristic can be predetermined by regulation such that ideally only the constant power flow remains at the second end of the converter. the power fluctuation is completely eliminated by the compensator.
  • the invention is directed to methods and controllers according to the preamble of the corresponding independent claims for controlling such a compensator.
  • Sinusstromaus salad characteristic temporal fluctuation of the power output with twice the mains frequency have this, generally referred to as single-phase pulse rectifier or Power Factor Corrected- (PFC) rectifiers systems on the DC side compelling an energy storage which covers the difference between the constant power delivered by the grid and that consumed by a DC load at a constant voltage.
  • PFC Power Factor Corrected-
  • this memory realized by electrolytic capacitors, which, however, have a relatively high volume and a limited life. The large size is mainly due to the fact that the capacitor must be dimensioned so that despite the pulsating power consumption and - the fluctuation of the DC voltage remains limited to a small value, typically a few percent compared to the nominal value.
  • Capacitor stored in total and the volume directly directing energy is therefore used only to a very small extent for the buffering of the input power fluctuation.
  • Such an arrangement is e.g. used in locomotives in rail technology.
  • the function of this system is tied to a fixed network frequency;
  • relatively high voltages occur across the resonant elements.
  • an inductance is required for the realization of the absorption circuit, which has relatively high losses compared to capacitive elements.
  • Construction volume must be limited to small values to the deviation of the
  • the AC side is e.g. To generate reactive power for regulating the mains voltage, the amplitude of the
  • Energy source in this case typically acts as an electrochemical storage, which is to be operated advantageously with a constant current as possible.
  • a constant current as possible.
  • higher losses are avoided on longer supply lines between the memory and converter or the supply line can be dimensioned only after the average power consumption.
  • UPS systems with three-phase output in the supply of asymmetrical load on the DC side power fluctuation with twice the output frequency and thus have a corresponding energy storage requirements.
  • unbalanced three-phase network with a three-phase load or a three-phase feeding network with a single-phase (or single-ended three-phase) load. It is then to provide a storage capacitor of appropriate capacity in the DC link to the low-frequency component of the difference of on and output torque to compensate for a largely constant DC link voltage.
  • DC / DC converter circuits Apart from the above-described power conversion between an AC system and a DC system or between AC voltage systems, a low-frequency difference of input and output power can also occur in DC / DC converter circuits, which may need to be compensated by a storage capacitor. Examples are the feeding of a load with pulsed power peaks from a battery, or the e.g. temporally pulsed fluctuating power generation of an energy harvester which should feed DC loads that tolerate only a small supply voltage fluctuation. It should be noted that the term DC / DC conversion is to be understood very generally here, and also the simplest variant of a DC / DC converter, i. a direct link between positive input and output
  • Output terminal and the negative input and output terminal includes (input voltage identical to the output voltage).
  • a storage capacitor can be used to cover a low-frequency component of the difference between input and output power, although the mentioned disadvantage is that a large part of the stored energy is not used to buffer the power fluctuation.
  • the voltage of the storage capacitor is decoupled from the DC voltage to be supported via a DC / DC converter (for example buck or boost converter circuit or a low + boost converter or else a DC / DC converter with potential isolation). It is then permissible for the storage capacitor voltage to fluctuate greatly, because an adaptation to the (constant) DC voltage can always take place via a corresponding duty ratio of the DC / DC converter. Accordingly, the energy content of the storage capacitor can now to a much higher degree for the compensation of low-frequency
  • Power fluctuation are used; e.g. remain at a discharge of the
  • Energy i. 75% of the nominal energy content is used for power equalization. This allows, instead of electrolytic capacitors foil or ceramic capacitors
  • Capacitance density (capacitance / volume) of these capacitor technologies can be compensated by a correspondingly high fluctuation of the storage capacitor voltage due to the quadratic dependence of the stored energy on the voltage, as opposed to the linear dependence on the capacitance DC voltage despite the additional required Tief- or boost converter a size advantage results.
  • Storage capacitor generally be referred to as energy storage.
  • Embodiment variants of a corresponding DC / DC coupling converter for simplicity, only a DC / DC buck converter (the current in the buck converter inductance defines directly the current removed from the energy storage) and a DC / DC boost converter (the current in the boost converter inductance directly defines the for the power compensation in the DC voltage supplied current) are considered. These basic variants are also characteristic of more complex converter circuits (for example, with electrical isolation), or the description can be analogously easily transferred to more complex circuits. Overall, a combination of the buck or boost converter and the energy storage can be seen as an active compensator or active filter for a low-frequency component of the difference between the input and output power of the main converter. In addition to the compensator i.a. also a directly on the DC voltage to be supported backup capacitor - im
  • buffer capacity - to provide which receives switching-frequency current components and absorbs the remaining due to the real always limited control dynamics of the active compensator remaining power fluctuations.
  • the compensator should be located favorably at the port where the power fluctuation occurs so that the actual DC / DC conversion is limited to the constant power flow
  • the compensator in addition to coupling the energy store to the DC link, it is also possible to connect to one of the AC ports, in which case an AC / DC coupling converter is to be provided and the power to be supplied by the compensator is fed via appropriate AC currents.
  • low frequency here denotes frequencies in the range of an AC line voltage or a fundamental frequency of an AC voltage at a port of the converter system.
  • Low frequency may thus include frequencies of up to two, five or ten times such a network or fundamental frequency. These are different from “high frequency” frequency ranges, which are in the range of switching frequencies of
  • a possible object of the invention is therefore to provide a method for controlling an active compensator for eliminating low-frequency differences in the input and output power of a converter system, which reduces the capacity of a
  • One possible object is to provide a method and a corresponding device which incorporate a regulation of a DC voltage of a converter gate and / or allow specification of a profile of the power to be compensated or the power profile remaining after compensation.
  • One possible object is to provide a method and a corresponding device which are suitable for use with an AC / DC, DC / AC, AC / AC or DC / DC converter system. At least one of these objects solve a control method and a control device according to the claims.
  • the control method is used to actively compensate for fluctuations in a power flow of a power electronic converter system
  • the converter system comprises a main converter for power transmission between a DC port and an output port, also called an AC port, and a buffer capacitor C connected in parallel with the DC port and having a buffer capacity voltage ⁇ C;
  • a compensator is connected, which has a
  • Coupling converter and having an energy storage device wherein the coupling converter is adapted to feed energy into the energy storage respectively to remove this.
  • the following steps are performed:
  • the output port is considered as an AC voltage connection by way of example and is also called an AC port.
  • a voltage at the output port or AC port can in principle have any, that is to say also fluctuating and / or, in the limit, the value zero.
  • the method is also suitable for use with DC / DC converters.
  • Output filters on the output port can be designed according to an operating frequency or the operating mode (AC or DC) of the output port.
  • the determination of the power pout, AC delivered by the main converter at the output port can be done by measurements of quantities such as voltages and currents at the converter and / or by reference values for such quantities.
  • quantities such as voltages and currents at the converter and / or by reference values for such quantities.
  • Control element and determining a correction value of the compensator power pK, C * based on an output of this control element;
  • This embodiment can be realized in combination with the previously described steps or independently.
  • Compensator to be delivered or absorbed power pK, out * before its further processing.
  • the following steps are carried out to regulate the voltage uC at the DC port or the current consumption iinquer from a DC voltage source:
  • Buffer capacity voltage ⁇ C • Determine, by means of an input current controller, a setpoint for a
  • Buffer capacitance voltage average value uCquer * which corresponds to that from the DC
  • Voltage source iinquer leads to its setpoint iinquer *; optionally with a pilot control according to the internal voltage ui of the DC voltage source;
  • Power flows are the inventive methods simply also on rectifier operation, i. to transmit an inverse power flow direction.
  • the port of the DC / AC converter (general main converter) to which the compensator is connected is referred to below as the compensator port (interface for the
  • Step-down converter (step-down compensator) and a version with boost converter
  • the DC / AC converter is connected to the DC port through a DC voltage source
  • the coupling converter is formed by a buck converter bridge branch arranged directly on the compensator port or generally one
  • Kompensatorschaltch formed whose output is connected via a buck converter inductance with the energy storage of the compensator.
  • the current taken from the energy store or flowing into the energy store (energy storage current) is thus converted via the switching stage into the current finally delivered or received at the compensator port (see FIG. 1);
  • the switching stage is used to adjust the voltage of the
  • the Kompensatorausgangsstrom thus shows discontinuous course, which can be smoothed through a filter circuit, which is not discussed here in detail, since the control and regulation of the
  • Compensator but not its detailed design of the power unit is the subject of the invention.
  • a bridge branch it would also be possible to use a full bridge or generally a bidirectional, electrically isolated DC / DC converter with a switching stage located at the compensator port.
  • a boost converter inductor typically branches from the positive terminal of the compensator port and is connected at the other end to a boost converter shift stage, which further connects to the negative terminal of the
  • Compensator ports is connected.
  • the energy storage is at the output of
  • Step-up converter switching stage arranged (see Figure 2). Again, this only represents the
  • Energy storage current (see Fig. 3) as a function of the power supplied by the main converter on the AC port and optionally also, defined mainly by the capacitors of the output filter of the main converter capacitive reactive power which represents a fluctuating with two output frequency and thus compensated by compensator power component.
  • This method can be used in conjunction with one of the extensions described below or independently.
  • Voltage reduction starting from the rest voltage to deliver the minimum voltage is capable of. This ensures a symmetrical working range for compensating the power swing of the AC port.
  • the maximum allowable voltage is given by the buffer capacity voltage and the minimum allowable voltage is zero.
  • a safety distance is maintained by both voltage limits.
  • the minimum allowable voltage is equal to the buffer capacitance voltage, the maximum allowable voltage can be calculated considering the
  • Voltage load capacity of the energy storage are set relatively freely.
  • circuit diagrams respectively block diagrams they show: 1 shows a converter circuit with an active compensator with a buck converter for active compensation of the voltage of an energy storage of a main converter; FIG. 2 shows a converter circuit with a step-up converter for the same purpose;
  • FIG. 3 shows a controller for determining a desired value for an energy storage current of
  • FIG. 5 shows a regulator of an average voltage of the energy store of the compensator
  • FIG. 6 shows a regulator of an input voltage at a DC port
  • FIG. 7 shows a controller combining functions of FIGS. 3, 5 and 6.
  • Fig. 1 shows a DC / AC main converter 2 for power transmission between a DC port and an AC port.
  • a voltage supply 1 with an ideal voltage source with voltage uin and an internal resistance is connected by way of example.
  • Input current at the DC port is denoted by iin.
  • a load 3 is connected by way of example at the AC port.
  • An output current at the AC port is indicated by iout, an output voltage by uout.
  • the DC / AC main converter 2 has an energy store or buffer capacitor C, connected in parallel with the DC port, with voltage uC, a main converter switching stage 21 and a main converter output filter 22, the outputs of which form the AC port.
  • an active compensator 4 is connected via a compensator port.
  • This has a coupling converter 41 in order to feed energy in a compensation capacitor or energy storage 42 with voltage uE respectively refer.
  • the coupling converter 41 has a Kompensatorschalt matter 411 and a coupling inductance 412. In Fig. 1, the coupling converter 41 is designed as a buck converter.
  • Fig. 2 shows the same elements as Fig. 1, with the difference that the coupling converter 41 is designed as a boost converter.
  • Ad 1. - Determination of a setpoint for energy storage capacity resp. Energy storage power
  • FIG. 3 The task of the DC / AC main converter 2 is to set an AC voltage according to a setpoint value uout * based on the voltage uC at the DC port on the AC port.
  • ⁇ C is converted by means of the main converter switching stage 21 into a pulse-width-modulated voltage and this is smoothed by a single-stage or multistage main converter (LC) output filter 22 (see FIG. 1).
  • the power pout delivered at the AC port is calculated as the product of the measured values uout and iout;
  • the desired value of the output voltage uout * could also be used, since by means of a not described here in more detail
  • Pulse width modulation uout according to the setpoint default uout * can be performed.
  • AC of pout which has stationary twice the output frequency
  • a moving average low-pass filter (buckling frequency selected sufficiently far below twice the output frequency) is used for the time being, e.g. determined on a network half-period average poutquer and this then subtracted from pout.
  • AC * is the, e.g. by temporal differentiation of the one
  • pK, out * For a coupling converter 41 as a boost converter (boost converter compensator), pK, out * must be divided by the buffer capacitance voltage uC by the reference value of the
  • the efficiency of the main converter and the coupling converter and of the energy store can be taken into account when determining the desired power values by starting from a loss model of the converter, the setpoint pK, out * by the losses of the respective current flow or power transfer Main converter, coupling converter and energy storage is increased.
  • pout AC * only comprises components within an upwardly limited frequency range and not, as in FIG. 3, the entire AC component of pout.
  • the low-pass filtering of pout is then replaced by a band-stop filter.
  • Ad 2 Suppression of an AC component of the voltage of the buffering capacity
  • FIG. 4 The compensator power precontrol described under 1), which leads to pK, out *, can be supplemented by a control loop, which regulates a time fluctuation of the voltage of the buffer capacitor to zero.
  • the buffer capacity is hereby seen as a detector for incomplete compensation of the power pulsation at the inverter input due to the reactive power of the output filter and the fluctuation of the double-frequency power supplied to the load by the compensator, e.g. due to measurement inaccuracies or tolerances of components (capacitors of the output filter) may occur. The remaining after the compensation
  • Alternating power leads to a fluctuation of the buffer capacitance voltage uC, AC which is detected by high-pass filtering of uC with sufficiently low below twice the mains frequency knee frequency and a target-actual comparison of a Buffer capacity voltage fluctuation control is performed with setpoint zero; the control error is then turned into a by a controller (buffer capacity voltage fluctuation controller)
  • pK, C * can be formed directly by the buffer capacitance voltage fluctuation controller or the controller outputs a recharge current setpoint iC, AC * of the buffer capacitance, which is then multiplied by the current buffer capacitance voltage uC to calculate pK, C *, thus achieving the same control target. however, another dynamic behavior of the control results; Furthermore, alternatively, a multiplication of the
  • the (measured or determined by time derivation of ⁇ C) can also be used.
  • Buffer capacitive current iC are controlled to zero, which would be suppressed by a low-pass filter resulting from the switching mode of operation of the inverter and possibly the compensator switching frequency components. In the block diagram described above, uC would then be to replace AC with iC and omit high pass filtering from uC.
  • Called energy storage quiescent voltage can mean a value uEquer the
  • Energy storage voltage uE be determined by means of a low-pass filter with sufficiently far below the two-fold output frequency kink frequency and can subsequently by means of a target-actual comparison whose deviation DuEquer of a corresponding setpoint uEquer *, for example, defined by the energy center of the allowable fluctuation band of the voltage uE be calculated.
  • DuEquer becomes one
  • Regulator energy storage restraint voltage regulator
  • u Equer a supplementary low-frequency
  • Compensator component pK, Equer * returns uEquer to uEquer *. Note: Instead of multiplication with u Equer, a multiplication with u Equer * can also occur, or the controller can output pKquer * directly.
  • Buffer capacity voltage fluctuation and energy storage quiescent voltage is one
  • a non-linear control e.g. a two-point control of the within the tolerance band defined by the maximum value and minimum value of the energy storage voltage could take place.
  • Tolerance band would be advantageous a bphasengig of Kompensatorsereinistung pK, out *, ie for smaller power values to choose narrower and the band always energetically to the energy center between minimum and maximum value of the energy storage voltage to lay around to ensure the maximum possibility of a transient energy supply from the memory or a transient power consumption by the memory.
  • Ad 4. Regulation of the DC (average) value of the voltage at the DC port or the current consumption from the supplying DC voltage source
  • uCquer is formed by low-pass filtering of the buffer capacitance voltage uC;
  • the low-pass kink frequency should be chosen sufficiently low below twice the output frequency.
  • This setpoint value linquer * is then compared with the actual value iin of the input current (alternatively with the low-pass filtered current iinquer) and the control error Diin fed to an input current regulator which sets a nominal value of the internal impedance of the supplying voltage source with internal voltage ui
  • a setpoint for the buffer capacity voltage mean value uCquer * can be determined.
  • the setpoint value for the buffer capacitance voltage average value uCquer * is then compared with the actual value uC of the buffer capacitance voltage (here, for example, higher-frequency
  • Components of uC can also be separated by a low-pass filter with a high bending frequency, or a defined frequency range of uC can be masked out by a band-stop filter).
  • the resulting control deviation DuC is fed to a buffer capacity voltage regulator which outputs a setpoint value of the capacitor current iC * required for the correction of uC in the direction uCquer *. This can be converted by multiplication with uCquer into a nominal value for correction of the compensator power pK, C *.
  • pK, C * is then added with pK, out *, thus forming the total setpoint for the total power pK, ges * to be supplied by the compensator.
  • the precontrol of pK, ges * can also be omitted by pK, out *, in which case pK, C * directly assumes the function of pKges *.
  • iinquer * Be supplemented or added to the subtraction of iinquer * and iinquer an alternating current component. It should also be pointed out that a defined fluctuation of the voltage uC can be achieved by adding an alternating component to the subtraction of uinquer and uZiquer *. Finally, iC * can also be specified directly, in which case another method must be provided for ensuring a variation of uC around the energy-voltage center uEquer *. The above-described interventions may be e.g. done by higher-level controller.
  • Fig. 7 shows a possible combination of individual arrangements described above. It is a part of the controller of FIG. 5 according to subfunction 3. for determining pK, Equer * the Controller upstream of Fig. 6. Furthermore, the setpoint value for the compensation of the compensator power pK, C * determined with the controller from FIG. 6 in accordance with the partial function 1 is added to the setpoint value of the power delivery corresponding to the load pK, out * formed as in FIG Total setpoint value for the total power pK, ges * to be delivered by the compensator
  • controllers or control elements used are typically PID controllers, which of course also includes pure P, PI, PD controllers, etc. However, they can also have non-linear and / or time-invariant and / or adaptive elements, etc.
  • Control structures for a compensator with boost converter are formed in an analogous manner. The following principles apply: Naturally, for the step-up converter, the current iK occurring at the compensator port is directly due to the current in the
  • Boost converter a direct consideration of iK or the setpoint iK * possible, so that different multiplications and divisions in the control algorithm can be omitted; in any case, however, iK * must always be calculated by division by uC or uCquer * from pK, ges *.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Ein Regelverfahren dient zur aktiven Kompensation von Schwankungen eines Leistungsflusses eines leistungselektronischen Konvertersystems, wobei das Konvertersystem einen Hauptkonverter (2) zur Leistungsübertragung zwischen einem DC-Port und einem Ausgangs-Port, sowie eine parallel zum DC-Port geschaltete Pufferkapazität C mit einer Pufferkapazitätsspannung uC aufweist; wobei parallel zur Pufferkapazität C ein Kompensator (4) geschaltet ist, welcher einen Koppelkonverter (41) und einen Energiespeicher (42) aufweist, wobei der Koppelkonverter (41) dazu eingerichtet ist, Energie in den Energiespeicher (42) zu speisen respektive diesem zu entnehmen. Im Verfahren werden die folgenden Schritte ausgeführt: Bestimmen einer vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung pout,AC; Bestimmen, anhand der vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung pout,AC*, eines Sollwertes einer vom Kompensator (4) abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out* und/oder eines Sollwertes für einen Energiespeicherstrom iE* des Kompensators (4); Ansteuern des Koppelkonverters (41), so dass die vom Kompensator (4) abgegebene bzw. aufgenommene Leistung und/oder der Energiespeicherstrom dem entsprechenden Sollwert folgt.

Description

Regelverfahren und -Vorrichtung zur aktiven Kompensation von netz- oder lastbedingten Schwankungen des Leistungsflusses eines leistungselektronischen Konvertersystems
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der leistungselektronischen Konverter oder Wandler.
Nachfolgend werden in Abschnitten 1) bis 4) vorerst kurz Beispiele leistungselektronischer Konverter (AC/DC-, DC/AC-, AC/AC- und DC/DC-Konverter) mit Zweitorstruktur beschrieben, deren Leistungsfluss an einem ersten Tor des Konverters neben einem konstanten Anteil eine niederfrequente, z.B. zweifach netzfrequente Wechselkomponente zeigt. Diese
Leistungsschwankung wird im allgemeinen passiv durch einen in der Konverterstruktur integrierten Speicherkondensator bzw. ein Tiefpassfilter gefiltert, sodass am zweiten Tor des Konverters ein weitgehend konstanter Leistungsfluss auftritt, bzw. z.B. ein
Gleichspannungsverbraucher mit weitgehend konstanter Spannung gespeist werden kann. Alternativ kann die Filterung auch aktiv mittels einer allgemein als Kompensator zu bezeichnenden leistungselektronischen Einheit erfolgen (siehe Abschnitt 5)), wobei dann die Filtereigenschaft durch eine Regelung derart vorgebbar ist, dass am zweiten Ende des Konverters ideal nur der konstante Leistungsfluss verbleibt, d.h. die Leistungsschwankung durch den Kompensator vollständig eliminiert wird. Die Erfindung richtet sich auf Verfahren und Regler gemäss dem Oberbegriff der entsprechenden unabhängigen Patentansprüche zur Regelung eines solchen Kompensators.
1) AC/DC Konversion
Zur Umformung einer Einphasen-Wechselspannung in eine Gleichspannung werden heute leistungselektronische Konverter eingesetzt, welche eingangsseitig (am eingangsseitigen Tor) eine sinusförmige Stromaufnahme und ausgangsseitig (am ausgangsseitigen Tor) eine konstante (Gleich)spannung sicherstellen. Aufgrund der für Einphasennetze bei
Sinusstromentnahme charakteristischen zeitlichen Schwankung der Leistungsabgabe mit zweifacher Netzfrequenz (entsprechend Nulldurchgängen von Strom und/oder Spannung, schaltfrequente Schwankungen vernachlässigt) weisen diese, allgemein als Einphasen- Pulsgleichrichter oder Power-Factor-Corrected-(PFC)-Rectifiers bezeichneten Systeme gleichspannungsseitig zwingend einen Energiespeicher auf, welcher die Differenz zwischen der vom Netz gelieferten und der von einem Gleichspannungsverbraucher bei konstanter Spannung aufgenommenen konstanten Leistung deckt. Im Allgemeinen wird dieser Speicher durch Elektrolytkondensatoren realisiert, welche allerdings ein relativ hohes Bauvolumen und eine beschränkte Lebensdauer aufweisen. Die hohe Baugrösse begründet sich vor allem dadurch, dass der Kondensator so dimensioniert werden muss, dass trotz der pulsierenden Leistungsaufnahme und - abgäbe die Schwankung der Gleichspannung auf einen, gegenüber dem Nennwert kleinen Wert, typischerweise einige Prozent, beschränkt bleibt. Die im
Kondensator insgesamt gespeicherte und das Bauvolumen direkt bestimmende Energie wird daher nur zu einem sehr kleinen Teil für die Pufferung der Eingangsleistungsschwankung genützt.
Eine, Einphasen-Pulsgleichrichtersystemen ähnliche Situation liegt bei Dreiphasen- Pulsgleichrichtersystemen und Unsymmetrie des speisenden Netzes vor. Über entsprechende Regelung des Eingangsstromes könnte hier zwar ein zeitlich konstanter
gleichspannungsseitiger Leistungsfluss erreicht werden, allerdings treten dann
niederfrequente Verzerrungen des Netzstromes auf. Werden sinusförmige Netzströme eingestellt, weist die Ausgangsleistung wieder eine Schwankung mit zweifacher Netzfrequenz auf. Vielfach ist weiters auch die Möglichkeit eines Weiterbetriebs der Systeme bei Ausfall einer Phase des Netzes gefordert, womit hinsichtlich der erforderlichen Grösse des gleichspannungsseitigen Energiespeichers gleiche Verhältnisse wie bei Einphasen- Pulsgleichrichtersystemen vorliegen. Anzumerken ist, dass anstelle eines Elektrolytkondensators auch ein auf die doppelte
Netzfrequenz abgestimmter LC-Saugkreis zur Pufferung der Leistungsschwankung
herangezogen werden kann. Eine derartige Anordnung wird z.B. bei Triebfahrzeugen in der Bahntechnik eingesetzt. Allerdings ist die Funktion dieses Systems an eine feste Netzfrequenz gebunden; weiters treten über den Resonanzelementen relativ hohe Spannungen auf. Darüber hinaus ist für die Realisierung des Saugkreises eine Induktivität erforderlich, welche gegenüber kapazitiven Elementen relativ hohe Verluste aufweist.
2) DC/AC-Konversion
Soll Leistung von der Gleichspannungsseite (eingangsseitiges Tor) mit sinusförmigem Strom in ein einphasiges Netz (ausgangsseitiges Tor) oder unsymmetrisches Dreiphasennetz eingespeist, d.h. eine Wechselrichterfunktion realisiert werden, ist bzgl. der niederfrequenten Differenz von Ein- und Ausgangsleistung grundsätzlich eine gleiche Situation wie für Ein- bzw. Dreiphasen-Pulsgleichrichtersysteme gegeben. Der Fall einer derartigen DC/AC-Konversion liegt z.B. bei Anbindung einer Photovoltaik (PV)-Anlage an ein Einphasennetz vor. Gleichspannungsseitig ist hier eine konstante
Leistungsaufnahme sicherzustellen um die PV-Anlage im Punkt maximaler Leistungsabgabe (Maximum Power Point, MPP) zu halten, andererseits ist jedoch netzseitig eine zweifach netzfrequent pulsierende Leistung zu erzeugen bzw. mittels eines sinusförmigen Stromes in das Netz einzuspeisen. Der Ausgleich der ein- und ausgangsseitigen Leistungsdifferenz erfolgt im einfachsten Fall wieder durch einen gleichspannungsseitigen Kondensator dessen
Spannungsschwankung durch Wahl eines entsprechend hohen Kapazitätswertes bzw.
Bauvolumens auf kleine Werte beschränkt werden muss um die Abweichung des
Betriebspunktes der PV-Anlage vom MPP zu limitieren. Ist wechselspannungsseitig z.B. zur Regelung der Netzspannung Blindleistung zu erzeugen, wird die Amplitude der
Leistungsschwankung und damit das Kondensatorvolumen nochmals erhöht.
Auch für Unterbrechungsfreie Stromversorgungen (USV-Systeme) ist eine Kopplung einer Gleichspannungsquelle mit einem Wechselspannungsnetz vorzunehmen. Als
Energiequelle fungiert in diesem Fall typischerweise ein elektrochemischer Speicher, welcher vorteilhaft mit möglichst konstanter Stromentnahme betrieben werden soll. Hierdurch wird einerseits die Lebensdauer erhöht und andererseits werden höhere Verluste auf längeren Zuleitungen zwischen Speicher und Konverter vermieden bzw. kann die Zuleitung nur nach der mittleren Leistungsaufnahme dimensioniert werden. Hierbei ist anzumerken, dass auch USV- Systeme mit Dreiphasenausgang bei der Speisung unsymmetrischer Verbraucher eine gleichspannungsseitige Leistungsschwankung mit zweifacher Ausgangsfrequenz und damit einen entsprechenden Energiespeicherbedarf aufweisen.
3) AC/AC-Konversion
Die vorstehend beschriebenen Systeme zur AC/DC- bzw. DC/AC-Konversion können auch zu einem AC/AC-Konvertersystem mit DC-Zwischenkreis kombiniert werden, wobei hier neben der Konversion zwischen Einphasenwechselspannungen oder Dreiphasenwechselspannungen auch Mischformen, d.h. die Kopplung eines speisenden Einphasennetzes (oder
unsymmetrischen Dreiphasennetzes) mit einem dreiphasigen Verbraucher oder eines speisenden Dreiphasennetzes mit einem einphasigen (oder unsymmetrischen dreiphasigen) Verbraucher vorliegen können. Es ist dann ein Speicherkondensator entsprechender Kapazität im DC-Zwischenkreis vorzusehen um den niederfrequenten Anteil der Differenz der ein- und ausgangsseitigen Momentanleistung unter Sicherstellung einer weitgehend konstanten Zwischenkreisspannung auszugleichen.
4) DC/DC-Konversion
Ausser bei der vorstehend beschrieben Leistungsumformung zwischen einem AC- und einem DC-System bzw. zwischen AC-Spannungssystemen kann auch bei DC/DC-Konverterschaltungen eine niederfrequente Differenz von Ein- und Ausgangsleistung auftreten, welche ggf. durch einen Speicherkondensator ausgeglichen werden muss. Beispiele sind die Speisung einer Last mit pulsförmigen Leistungsspitzen aus einer Batterie, bzw. die z.B. zeitlich pulsförmig schwankende Leistungsgenerierung eines Energy-Harvesters welcher DC-Lasten speisen soll, die eine nur geringe Versorgungsspannungsschwankung tolerieren. Anzumerken ist, dass der Begriff der DC/DC-Konversion hier sehr allgemein zu verstehen ist, und auch die einfachste Variante eines DC/DC Konverters, d.h. eine direkte Verbindung der positiven Ein- und
Ausgangsklemme und der negativen Ein- und Ausgangsklemme einschliesst (Eingangsspannung identisch mit der Ausgangsspannung).
5) Aktive Leistungsschwankungsfilterung mittels Kompensator
Wie vorgehend beschrieben, kann zur Deckung eines niederfrequenten Anteils der Differenz von Eingangs- und Ausgangsleistung ein Speicherkondensator eingesetzt werden, wobei allerdings der erwähnte Nachteil besteht, dass ein Grossteil der gespeicherten Energie nicht zur Pufferung der Leistungsschwankung genutzt wird.
Vorteilhaft wird daher die Spannung des Speicherkondensators von der zu stützenden DC Spannung über einen DC/DC-Konverter (z.B. Tief- oder Hochsetzstellerschaltung oder einen Tief+Hochsetzsteller oder auch einen DC/DC-Konverter mit Potentialtrennung) entkoppelt. Es ist dann eine hohe Schwankung der Speicherkondensatorspannung zulässig, da über ein entsprechendes Tastverhältnis des DC/DC-Konverters stets eine Anpassung an die (konstante) DC-Spannung erfolgen kann. Demgemäss kann der Energieinhalt des Speicherkondensators nun zu einem wesentlich höheren Grad für den Ausgleich der niederfrequenten
Leistungsschwankung genutzt werden; z.B. verbleiben bei einer Entladung des
Speicherkondensators auf 50% der Nennspannung nur 25% der ursprünglich gespeicherten
Energie, d.h. es werden 75% des Nenn-Energieinhaltes für den Leistungsausgleich genutzt. Dies erlaubt, anstelle von Elektrolytkondensatoren Folien- oder Keramikkondensatoren
einzusetzen, welche eine signifikant höhere Lebensdauer aufweisen. Die geringere Kapazitätsdichte (Kapazität/Volumen) dieser Kondensatortechnologien kann aufgrund der quadratischen Abhängigkeit der gespeicherten Energie von der Spannung - im Gegensatz zur linearen Abhängigkeit von der Kapazität - durch eine entsprechend hohe Schwankung der Speicherkondensatorspannung ausgeglichen werden, womit insbesondere bei Forderung nach kleinen Werten der verbleibenden Schwankung der DC-Spannung trotz des zusätzlich erforderlichen Tief- oder Hochsetzstellers ein Baugrössenvorteil resultiert.
Für die weitere Beschreibung soll der über einen DC/DC-Konverter angekoppelte
Speicherkondensator allgemein als Energiespeicher bezeichnet werden. Als
Ausführungsvarianten eines entsprechenden DC/DC-Koppelkonverters werden der Einfachheit halber nur ein DC/DC-Tiefsetzsteller (der Strom in der Tiefsetzstellerinduktivität definiert direkt den dem Energiespeicher entnommenen Strom) und ein DC/DC-Hochsetzsteller (der Strom in der Hochsetzstellerinduktivität definiert direkt den für den Leistungsausgleich in die DC-Spannung gespeisten Strom) betrachtet werden. Diese Grundvarianten sind auch für komplexere Konverterschaltungen (z.B. mit Potentialtrennung) kennzeichnend, bzw. kann die Beschreibung sinngemäss einfach auf komplexere Schaltungen ü bertragen werden. Insgesamt kann eine Kombination des Tief- oder Hochsetzstellers und des Energiespeichers als aktiver Kompensator oder aktives Filter für eine niederfrequente Komponente der Differenz von Ein- und Ausgangsleistung des Hauptkonverters gesehen werden. Neben dem Kompensator ist i.a. auch noch ein direkt an der zu stützenden DC-Spannung liegender Stützkondensator - im
Weiteren als Pufferkapazität bezeichnet - vorzusehen, welcher schaltfrequente Stromanteile aufnimmt und die aufgrund der real stets begrenzten Regeldynamik des aktiven Kompensators verbleibenden Leistungsschwankungen aufnimmt.
Bzgl. der Ankopplung des Kompensators ist darauf hinzuweisen, dass für DC/DC- Konverter (d.h. Systeme ohne AC-Anschluss der Kompensator vorteilhaft an dem Port angeordnet wird, an dem die Leistungsschwankung auftritt, sodass die eigentliche DC/DC- Konversion auf den konstanten Leistungsfluss beschränkt werden kann. Für Dreiphasen- AC/AC-Konverter ist ausser einer Ankopplung des Energiespeichers am DC-Zwischenkreis auch eine Ankopplung an einem der AC-Anschlüsse möglich, wobei dann ein AC/DC- Koppelkonverter vorzusehen ist und die durch den Kompensator zu liefernde Leistung über entsprechende AC-Ströme eingespeist wird. In der Literatur wird die Struktur und Grundfunktion derartiger Kompensatoren allgemein beschrieben, es fehlen jedoch Details zur Sollwertvorgabe und Regelung der Stromentnahme aus dem Energiespeicher bzw. Stromeinspeisung in den Energiespeicher und zur Sicherstellung einer mittleren Energiespeicherspannung, d.h. einer Regelung, welche eine beständige langsame Entladung oder Aufladung der Pufferkapazität verhindert. Weiters wird die Regelung der eigentlichen DC-Spannung, d.h. der Spannung der Pufferkapazität nicht in Verbindung mit der Regelung des Kompensators behandelt und es wird nur eine vollständige und nicht auch eine nur teilweise Eliminierung der niederfrequenten Leistungsschwankung betrachtet, welche u.U. bei pulsierender Ein- und Ausgangsleistung oder bei Überlast oder allgemein bei Minimierung des Kompensatoraufwandes vorteilhaft bzw. erforderlich sein kann.
Mit dem Begriff„niederfrequent" sind hier Frequenzen im Bereich einer Netzwechselspannung oder einer Grundfrequenz einer Wechselspannung an einem Port des Konvertersystems bezeichnet.„Niederfrequent" kann somit Frequenzen von bis zum zwei-, fünf- oder zehnfachen einer solchen Netz- oder Grundfrequenz umfassen. Diese unterscheiden sich von „hochfrequenten" Frequenzbereichen, die im Bereich von Schaltfrequenzen von
elektronischen Schaltern des Konvertersystems liegen.
Eine mögliche Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren zur Regelung eines aktiven Kompensators zur Eliminierung niederfrequenter Differenzen der Ein- und Ausgangsleistung eines Konvertersystems zu schaffen, welches eine Reduktion der Kapazität eines
Pufferspeichers des Konvertersystems erlaubt.
Eine mögliche Aufgabe ist es, ein Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung zu schaffen, welche eine Regelung einer DC-Spannung eines Konvertertores einbeziehen und/oder eine Vorgabe eines Profils der zu kompensierenden Leistung oder des nach Kompensation verbleibenden Leistungsprofils erlauben.
Eine mögliche Aufgabe ist es, ein Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung zu schaffen, welche für den Einsatz mit einem AC/DC-, DC/AC-, AC/AC- oder DC/DC-Konvertersystem geeignet sind. Mindestens eine dieser Aufgaben lösen eine Regelverfahren und eine Regelvorrichtung gemäss den Patentansprüchen.
Das Regelverfahren dient zur aktiven Kompensation von Schwankungen eines Leistungsflusses eines leistungselektronischen Konvertersystems,
wobei das Konvertersystem einen Hauptkonverter zur Leistungsü bertragung zwischen einem DC-Port und einem Ausgangs-Port, auch AC-Port genannt, sowie eine parallel zum DC-Port geschaltete Pufferkapazität C mit einer Pufferkapazitätsspannung uC aufweist;
wobei parallel zur Pufferkapazität C ein Kompensator geschaltet ist, welcher einen
Koppelkonverter und einen Energiespeicher aufweist, wobei der Koppelkonverter dazu eingerichtet ist, Energie in den Energiespeicher zu speisen respektive diesem zu entnehmen. Im Verfahren werden die folgenden Schritte ausgeführt:
• Bestimmen einer vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung pout,AC;
• Bestimmen, anhand der vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung pout,AC*, eines Sollwertes einer vom Kompensator abzugebenden bzw.
aufzunehmenden Leistung pK,out* und/oder eines Sollwertes für einen
Energiespeicherstrom iE* des Kompensators;
• Ansteuern des Koppelkonverters, so dass die vom Kompensator abgegebene bzw. aufgenommene Leistung und/oder der Energiespeicherstrom dem entsprechenden Sollwert folgt.
Hier und auch in den anschliessenden Varianten und beispielhaften Ausführungsformen wird der mit Ausgangs-Port beispielhaft als Wechselspannungsanschluss betrachtet und auch AC- Port genannt. Dabei kann eine Spannung am Ausgangs-Port respektive AC-Port eine prinzipiell beliebige, also auch schwankende und/oder im Grenzfall den Wert Null aufweisende Frequenz aufweisen. Somit eignet sich das Verfahren auch zur Anwendung bei DC/DC-Konvertern.
Ausgangsfilter am Ausgangs-Port können entsprechend einer Betriebsfrequenz oder der Betriebsweise (AC oder DC) des Ausgangs-Ports ausgelegt werden.
Das Bestimmen der vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung pout,AC kann durch Messungen von Grössen wie Spannungen und Strömen am Konverter und/oder anhand von Sollwerten für solche Grössen geschehen. Gemäss einer Ausführungsform werden zur Unterdrückung einer AC-Komponente der Pufferkapazitätsspannung uC die folgenden Schritte ausgeführt:
• Hochpassfiltern der Pufferkapazitätsspannung uC zum Bestimmen einer Schwankung der Pufferkapazitätsspannung uC,AC;
· Verarbeiten der Schwankung der Pufferkapazitätsspannung uC,AC in einem ersten
Regelglied und Bestimmen eines Korrekturwertes der Kompensatorleistung pK,C* anhand einer Ausgangsgrösse dieses Regelglieds;
• Addieren dieses Korrekturwertes der Kompensatorleistung pK,C*zum Sollwert der vom Kompensator abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out* vor dessen weiterer Verarbeitung.
Diese Ausführungsform kann in Kombination mit den vorgängig beschriebenen Schritten oder unabhängig davon realisiert werden.
Gemäss einer Ausführungsform werden zur Regelung einer mittleren Spannung des
Energiespeicher die folgenden Schritte ausgeführt:
• Tiefpassfiltern der Energiespeicherspannung uE zum Bestimmen eines Mittelwerts uEquer der Energiespeicherspannung uE;
• Bilden einer Differenz Du Equer des Mittelwerts u Equer der Energiespeicherspannung uE von einem entsprechenden Sollwert uEquer*;
• Verarbeiten dieser Differenz DuEquer in einem zweiten Regelglied und Bestimmen eines einen ergänzenden niederfrequenten Kompensatorleistungsanteils pK,Equer* anhand einer Ausgangsgrösse dieses Regelglieds;
• Addieren dieses Kompensatorleistungsanteils pK,Equer* zum Sollwert der vom
Kompensator abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out* vor dessen weiterer Verarbeitung.
Gemäss einer Ausführungsform werden zur Regelung der Spannung uC am DC-Port oder der Stromaufnahme iinquer aus einer DC Spannungsquelle die folgenden Schritte ausgeführt:
• Vorgeben eines Sollwertes iinquer* für den aus der DC Spannungsquelle
aufgenommenen Strom iinquer, oder Bestimmen dieses Sollwertes iinquer* anhand eines Gesamtleistungsbedarfs aus einem Hauptkonverterleistungsanteil poutquer und einem Kompensatorleistungsanteil pK,Equer* und optional auch der
Pufferkapazitätsspannung uC; • Bestimmen, mittels eines Eingangsstromreglers, eines Sollwertes für einen
Pufferkapazitätspannungsmittelwert uCquer*, welcher den aus der DC
Spannungsquelle aufgenommenen Strom iinquer zu seinem Sollwert iinquer* führt; optional mit einer Vorsteuerung nach Massgabe der inneren Spannung ui der DC Spannungsquelle;
• Bestimmen, mittels eines Pufferkapazitätspannungsreglers, eines Sollwertes für einen Kondensatorstrom iC* in die Pufferkapazität C, der die Pufferkapazitätsspannung uC zu ihrem Sollwert uCquer* führt
• Bestimmen eines diesem Sollwert für den Kondensatorstrom iC* entsprechenden Korrekturwert der Kompensatorleistung pK,C*
• Addieren dieses Korrekturwertes der Kompensatorleistung pK,C*zum Sollwert der vom Kompensator abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out* vor dessen weiterer Verarbeitung. Nachfolgend wird das erfindungsgemässe Verfahren am Beispiel eines Einphasen-DC/AC- Konverters (Wechselrichters) für Leistungstransfer von der DC- auf die Ausgangsseite respektive AC-Seite diskutiert. Weiters werden im Sinne der Einfachheit nur die Verhältnisse für eine möglichst schwankungsfreie DC-Spannung, bzw. einen zeitlich konstanten
Leistungsfluss am DC Anschluss (vollständige Deckung der AC-seitigen Leistungsschwankung durch den Kompensator) betrachtet.
Anmerkung: Durch entsprechende Änderung der Vorzeichen der Ströme und
Leistungsflüsse sind die erfindungsgemässen Verfahren einfach auch auf Gleichrichterbetrieb, d.h. eine inverse Leistungsflussrichtung zu ü bertragen.
Jener Port des DC/AC-Konverters (allgemein Hauptkonverters) an dem der Kompensator angeschlossen ist wird im Weiteren als Kompensatorport (Interface für den
Kompensatoranschluss) bezeichnet. Für den Kompensator wird eine Ausführung mit
Tiefsetzsteller (Tiefsetzstellerkompensator) und eine Ausführung mit Hochsetzsteller
(Hochsetzstellerkompensator) betrachtet.
Der DC/AC-Konverter werde über den DC-Port durch eine DC-Spannungsquelle mit
Innenwiderstand gespeist und wird durch zwei Brückenzweige, deren Eingangsspannung durch eine Pufferkapazität gestützt wird, gebildet. An den Ausgängen der Brückenzweige sind jeweils ein LC -Tiefpassfilter gegen die negative Spannungsscheine gelegt, welches die
diskontinuierlichen Brückenzweigausgangsspannungen glättet. Die Ausgänge der beiden Filter bilden direkt die Wechselspannungsausgangsklemmen (AC-Port), an welchen die AC-Last angeschlossen ist. Für die weitere Beschreibung werden beide Filterstufen gemeinsam kurz als Ausgangsfilter bezeichnet.
Für den Tiefsetzstellerkompensator wird der Koppelkonverter durch einen direkt am Kompensatorport angeordneten Tiefsetzstellerbrückenzweig bzw. allgemein eine
Kompensatorschaltstufe gebildet, deren Ausgang ü ber eine Tiefsetzstellerinduktivität mit dem Energiespeicher des Kompensators verbunden ist. Der dem Energiespeicher entnommene bzw. in den Energiespeicher fliessende Strom (Energiespeicherstrom) wird also über die Schaltstufe in den letztlich am Kompensatorport abgegebenen bzw. aufgenommenen Strom umgesetzt (siehe Fig.l); andererseits dient die Schaltstufe der Anpassung der Spannung des
Energiespeichers und der Kompensatorportspannung. Der Kompensatorausgangsstrom zeigt also diskontinuierlichen Verlauf, welcher über eine Filterschaltung geglättet werden kann, worauf hier jedoch nicht näher eingegangen wird, da die Steuerung und Regelung des
Kompensators, nicht jedoch dessen detaillierte Ausführung des Leistungsteils Gegenstand der Erfindung ist. Der Vollständigkeit halber sei einzig erwähnt, dass anstelle eines Brückenzweiges ggf. auch eine Vollbrücke oder allgemein ein bidirektionaler potentialgetrennter DC/DC- Konverter mit am Kompensatorport liegender Schaltstufe eingesetzt werden könnte.
Für den Hochsetzstellerkompensator zweigt typischerweise von der positiven Klemme des Kompensatorports eine Hochsetzstellerinduktivität ab und wird mit dem anderen Ende an eine Hochsetzstellerschaltstufe gelegt, welche weiters mit der negativen Klemme des
Kompensatorports verbunden ist. Der Energiespeicher ist am Ausgang der
Hochsetzstellerschaltstufe angeordnet (siehe Fig.2). Auch hier stellt dies nur die
Grundanordnung dar; wie vorstehend für den Tiefsetzstellerkompensator beschrieben, sind auch hier weitere Ausführungsformen höherer Komplexität möglich. Wichtiges Merkmal aller Varianten ist, dass der in den Kompensatorport gespeiste oder aus dem Kompensatorport bezogene Strom über die Schaltstufe in einen, dem Energiespeicher entnommenen oder in den Energiespeicher fliessenden Strom umgesetzt werden kann. Dieser diskontinuierliche Strom kann ggf. durch ein zwischen Schaltstufe und Energiespeicher angeordnetes Filter geglättet werden. Andererseits dient die Schaltstufe der Anpassung der Spannung des Energiespeichers und der Kompensatorportspannung. Anstelle des Brückenzweiges kann wieder ohne grundsätzlichen Einfluss auf die erfindungsgemässen Verfahren allgemein eine bidirektionale Schaltstufe höherer Komplexität und ggf. mit integrierter Potentialtrennung eingesetzt werden.
Teilfunktionen der Regelung:
1. Ermittlung eines Sollwertes der vom Kompensator abzugebenden bzw.
aufzunehmenden Leistung (Kompensatorportleistung) bzw. des
Energiespeicherstromes (siehe Fig. 3) in Abhängigkeit der vom Hauptkonverter am AC- Port gelieferten Leistung und optional auch der, vor allem durch die Kondensatoren des Ausgangsfilters des Hauptkonverters definierten kapazitiven Blindleistung welche eine mit zweifacher Ausgangsfrequenz pendelnde und damit von Kompensator auszugleichende Leistungskomponente darstellt. Dieses Verfahren kann in Verbindung mit einer der nachfolgend beschriebenen Erweiterungen oder eigenständig eingesetzt werden.
2. Regelung zur Unterdrückung einer AC-Komponente der Spannung der Pufferkapazität bzw. des DC-Ports (siehe Fig.4). Diese Anordnung kann zusätzlich zu Teilfunktion 1) oder auch ohne Teilfunktion 1) eingesetzt werden und basiert auf der Grundidee, dass eine glatte Spannung an der Pufferkapazität zeigt, dass die zeitliche Schwankung der Leistung des AC-Ports direkt durch den Kompensator gedeckt wird, womit der Pufferkapazität kein weiterer Strom entnommen werden muss bzw. die Spannung über der Pufferkapazität einen konstanten Wert zeigt. Über den DC-Port, d.h. aus der DC-Spannungsquelle wird dann eine konstante Leistung bezogen.
3. Regelung der mittleren Spannung des Kompensationskondensators (siehe Fig.5). Da seitens Teilfunktion 1. oder 2. naturgemäss nur Wechselleistungsanteile definiert werden ist für die Sicherstellung eines entsprechenden Ruhewertes der Spannung des Energiespeichers (Energiespeicherruhespannung) ein expliziter Regelkreis vorzusehen. Diese Energiespeicherruhespannung wird dabei in der Energiemitte und nicht in der Spannungsmitte des durch eine minimal zulässige und eine maximal zulässige Spannung definierten Arbeitsspannungsbandes des Energiespeichers gelegt, sodass der Energiespeicher ausgehend von der Ruhespannung bis zum Erreichen der Maximalspannung dieselbe Energiemenge aufnehmen kann als er bei
Spannungsverringerung ausgehend von der Ruhespannung bis zur Minimalspannung abzugeben imstande ist. So wird ein für die Kompensation der Leistungspendelungen des AC-Ports symmetrischer Arbeitsbereich sichergestellt. Anmerkung: Für einen Tiefsetzstellerkompensator einfachster Ausführung ist die maximal zulässige Spannung durch die Spannung der Pufferkapazität und die minimal zulässige Spannung durch den Wert Null gegeben. Vorteilhaft wird jedoch von beiden Spannungsgrenzen ein Sicherheitsabstand eingehalten. Für einen Hochsetzstellerkompensator einfachster Ausführung ist die minimal zulässige Spannung gleich der Pufferkapazitätsspannung, die maximal zulässige Spannung kann unter Berücksichtigung der
Sperrspannungsfestigkeit der Leistungshalbleiter und der maximalen
Spannungsbelastbarkeit des Energiespeichers relativ frei festgelegt werden.
4. Regelung des DC-(Mittel)wertes der Spannung am DC-Port oder der Stromaufnahme aus der speisenden DC Spannungsquelle (welche typischerweise einen zeitlich konstanten Wert zeigen soll). Diese Regelung ist erforderlich, da die Regelung der Energiespeicherruhespannung nach Teilfunktion 3. insbesondere nach Lastsprüngen am AC-Port eine entsprechende Leistungsabgabe oder Leistungsaufnahme des Energiespeichers bzw. Kompensators bewirkt, welche eine Änderung der
Pufferkapazitätsspannung zur Folge hat (die Pufferkapazität wird aufgrund der
Anordnung eines Kompensators typ. relativ klein gewählt, womit auch kleinere transiente Leistungsschwankungen bereits in einer relativ grossen Schwankung der Pufferkapazitätsspannung resultieren). Die Regelung nach Teilfunktion 2. versucht nun diese Spannungsänderung zu kompensieren, wofür jedoch ein Leistungstransfer an den Energiespeicher erforderlich wäre. Beide Regelungen wirken daher einander entgegen und es ist eine Koordination beider Regelaufgaben erforderlich. Die Lösung liegt in einer Regelung der Stromaufnahme aus der DC-Spannungsquelle bzw. nicht nur des AC-Anteiles der Pufferkapazitätsspannung (siehe Teilfunktion 2.) sondern auch des DC-Wertes, also der gesamten Pufferkapazitätsspannung.
Im folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils in Form von Schaltbildern respektive Blockschaltbildern: Figur 1 eine Konverterschaltung mit einem aktiven Kompensator mit einem Tiefsetzsteller zur aktiven Kompensation der Spannung eines Energiespeichers eines Hauptkonverters; Figur 2 eine Konverterschaltung mit einem Hochsetzsteller zum gleichen Zweck;
Figur 3 einen Regler zur Ermittlung eines Sollwertes für einen Energiespeicherstrom des
Kompensators;
Figur 4 einen Regler zur Unterdrückung einer AC-Komponente einer
Pufferkapazitätsspannung;
Figur 5 einen Regler einer mittleren Spannung des Energiespeichers des Kompensators;
Figur 6 einen Regler einer Eingangsspannung an einem DC-Port; und
Figur 7 einen Regler unter Kombination von Funktionen der Figuren 3, 5 und 6.
Die vorstehend skizzierten Verfahren/Funktionen werden nachfolgend anhand
regelungstechnischer Blockschaltbilder beschrieben. Wie auch für die Konzeption der Regelung werden hierbei vernachlässigbare Verluste der Konverterstufen vorausgesetzt.
Fig. 1 zeigt einen DC/AC-Hauptkonverter 2 zur Leistungsübertragung zwischen einem DC-Port und einem AC-Port. Am DC- Port ist beispielhaft eine Spannungsversorgung 1 mit einer idealen Spannungsquelle mit Spannung uin und einem Innenwiderstand angeschlossen. Ein
Eingangsstrom am DC-Port ist mit iin bezeichnet. Am AC-Port ist beispielhaft eine Last 3 angeschlossen. Ein Ausgangsstrom am AC-Port ist mit iout bezeichnet, eine Ausgangsspannung mit uout. Der DC/AC-Hauptkonverter 2 weist einen parallel zum DC-Port geschalteten Energiespeicher oder Pufferkapazität C mit Spannung uC auf, eine Hauptkonverterschaltstufe 21 und ein Hauptkonverter-Ausgangsfilter 22 auf, dessen Ausgänge den AC-Port bilden.
Parallel zur Pufferkapazität C ist über einen Kompensatorport ein aktiver Kompensator 4 geschaltet. Dieser weist einen Koppelkonverter 41 auf, um Energie in einen Kompensationskondensator oder Energiespeicher 42 mit Spannung uE zu speisen respektive zu entnehmen. Der Koppelkonverter 41 weist eine Kompensatorschaltstufe 411 und eine Koppelinduktivität 412 auf. In der Fig. 1 ist der Koppelkonverter 41 als Tiefsetzsteller ausgeführt.
Fig. 2 zeigt dieselben Elemente wie die Fig. 1, mit dem Unterschied, dass der Koppelkonverter 41 als Hochsetzsteller ausgeführt ist. Ad 1. - Ermittlung eines Sollwertes für Energiespeicherleistung resp. Energiespeicherstrom
Fig.3: Aufgabe des DC/AC-Hauptkonverters 2 ist es, ausgehend von der Spannung uC am DC- Port am AC-Port eine AC-Spannung gemäss einem Sollwert uout* einzustellen. Hierfür wird uC mittels der Hauptkonverterschaltstufe 21 in eine pulsbreitenmodulierte Spannung umgeformt und diese durch ein ein- oder mehrstufiges Hauptkonverter-(LC-)Ausgangsfilter 22 geglättet (siehe Fig.l). Die am AC-Port abgegebene Leistung pout wird als Produkt der Messwerte uout und iout berechnet; alternativ zu uout könnte auch der Sollwert der Ausgangsspannung uout* herangezogen werden, da mittels einer hier nicht näher beschriebene
Ausgangsspannungsregelung durch entsprechende Einstellung der oben erwähnten
Pulsbreitenmodulation uout gemäss der Sollwertvorgabe uout* geführt werden kann. Zur Ermittlung eines Pendelleistungsanteils pout,AC von pout, welcher stationär zweifache Ausgangsfrequenz aufweist, wird durch ein Moving-average Tiefpassfilter (Knickfrequenz hinreichend weit unterhalb der zweifachen Ausgangsfrequenz gewählt) vorerst ein, z.B. auf eine Netzhalbperiode bezogener Mittelwert poutquer ermittelt und dieser dann von pout subtrahiert. Zu pout,AC* wird der, z.B. durch zeitliche Differentiation der einem
Ausgangspannungsmomentanwert uout (bzw. uout*) zugeordneten gespeicherten Energie ermittelte Momentanblindleistungsbedarf der Filterkondensatoren des Ausgangsfilters, pout,Q*, addiert (Anmerkung: d/dt ( i*C*uoutA2)= C*uout*duout/dt)
Der so gebildete Sollwert der Leistungslieferung seitens des Kompensators, pK,out*=pout,AC* + pout,Q*, wird dann für einen Tiefsetzstellerkompensator mittels Division durch die Spannung des Energiespeichers uE in einen Sollwert des dem Energiespeicher 42 zu entnehmenden Stromes iE* bzw. des Stromes in der Koppelinduktivität 412 respektive Tiefsetzstellerinduktivität iL,T* umgesetzt, welcher durch einen entsprechenden Regelkreis, der auf die Taktung der Kompensatorschaltstufe 411 Einfluss nimmt, eingestellt wird.
Hervorzuheben ist, dass hierbei vorteilhaft auch eine (in Fig.3 nicht gezeigte) Begrenzung des Energiespeicherstromes iE* erfolgen kann um eine Überlastung des Energiespeichers 42 oder des Koppelkonverters 41 zu vermeiden.
Für einen Koppelkonverter 41 als Hochsetzsteller (Hochsetzstellerkompensator) ist pK,out* durch die Pufferkapazitätsspannung uC zu dividieren um den Sollwert des
Energiespeicherstromes bzw. des Sollwertes des Stromes in der Hochsetzstellerinduktivität iL, H* zu erhalten, welcher wieder durch einen Stromregelkreis eingestellt werden kann. Anzumerken ist, dass der Momentanblindleistungsbedarf der Filterkondensatoren pout,Q*, z.B. bei tiefen Ausgangsfrequenzen oder kleinen Werten der Filterkapazität auch
unberücksichtigt bleiben kann.
Weiters ist darauf hinzuweisen, dass bei der Ermittlung der Leistungssollwerte auch der Wirkungsgrad des Hauptkonverters und des Koppelkonverters und des Energiespeichers Berücksichtigung finden können, indem ausgehend von einem Verlustmodell der Konverter der Sollwert pK,out* um die beim jeweiligen Stromfluss bzw. Leistungstransfer vorliegenden Verluste des Hauptkonverters, Koppelkonverters und Energiespeichers erhöht wird.
Zusätzlich ist festzuhalten, dass die vorgehend anhand eines Blockdiagramms beschriebene Ermittlung von pKout* nur den Grundgedanken der Kompensation sowohl des Pendelanteiles der Ausgangsleistung als auch der Filterkondensatorblindleistung darstellen soll. Die Zeitverläufe der Grössen pout,AC* und pout,Q* könnten alternativ auch direkt von uout* über Frequenzverdopplung und entsprechende zeitliche Verschiebung a bgeleitet und die Amplituden in Verbindung mit iout (für pout,AC) auf Basis allgemeiner
Leistungsflussberechnungen in Einphasen-AC-Systemen festgelegt werden.
Schliesslich sei auch noch die Möglichkeit erwähnt, dass pout,AC* nur Anteile innerhalb eines nach oben beschränkten Frequenzbereiches und nicht, wie nach Fig.3 den gesamten AC-Anteil von pout umfasst. Die Tiefpassfilterung von pout ist dann durch eine Bandsperre zu ersetzen.
Ad 2. - Unterdrückung einer AC-Komponente der Spannung der Pufferkapazität
Fig.4: Die unter 1) beschriebene Kompensatorleistungsvorsteuerung, welche auf pK,out* führt, kann durch einen Regelkreis ergänzt sein, welcher eine zeitliche Schwankung der Spannung der Pufferkapazitätzu Null regelt. Die Pufferkapazität ist hierbei als Detektor für eine unvollständige Kompensation der zufolge der Blindleistung des Ausgangsfilters und der Schwankung der an die Last gelieferten Leistung mit zweifacher Netzfrequenz auftretenden Leistungspulsation am Wechselrichtereingang durch den Kompensator zu sehen, welche z.B. aufgrund von Messungenauigkeiten oder Toleranzen von Komponenten (Kondensatoren des Ausgangsfilters) auftreten kann. Die damit nach der Kompensation verbleibend
Wechselleistung führt zu einer Schwankung der Pufferkapazitätsspannung uC,AC welche durch Hochpassfilterung von uC mit hinreichend weit unter der zweifachen Netzfrequenz liegender Knickfrequenz erfasst und an einen Soll-Ist-Vergleich einer Pufferkapazitätspannungsschwankungsregelung mit Sollwert Null geführt wird; der Regelfehler wird dann durch einen Regler (Pufferkapazitätspannungsschwankungsregler) in einen
Korrekturwert der Kompensatorleistung pK,C* umgesetzt, der zu dem nach Teilfunktion 1. berechneten Sollwert pK,out* addiert wird, womit ein Gesamtsollwert pK,ges* resultiert. Anmerkung: pK,C* kann direkt durch den Pufferkapazitätspannungsschwankungsregler gebildet werden oder der Regler gibt einen Nachladestromsollwert iC,AC* der Pufferkapazität aus, welcher dann zu Berechnung von pK,C* mit der aktuellen Pufferkapazitätsspannung uC multipliziert wird, womit dasselbe Regelziel erreicht wird, jedoch ein anderes dynamisches Verhalten der Regelung resultiert; weiters ist alternativ auch eine Multiplikation des
Nachladestromsollwerts iC,AC* mit dem für den jeweiligen Betriebspunkt vorliegenden Nennwert der Pufferkapazitätsspannung möglich).
Weiters anzumerken ist, dass die Bildung von pK,out* gemäss Teilfunktion 1. auch gänzlich weggelassen werden kann, womit pK,C* identisch zum Gesamtsollwert pK,ges* wird. Die Regelung geschieht dabei also nur mittels der Teilfunktion 2.
Alternativ zur Ermittlung der zeitlichen Schwankung der Pufferkapazitätsspannung kann auch der (gemessene oder durch zeitliche Ableitung von uC ermittelte)
Pufferkapazitätstrom iC zu Null geregelt werden, wobei über ein Tiefpassfilter die von der schaltenden Betriebsweise des Wechselrichters und ggf. des Kompensators herrührende schaltfrequente Anteile zu unterdrücken wären. Im vorstehend beschriebenen Blockdiagramm wäre dann uC,AC durch iC zu ersetzen und die Hochpassfilterung von uC wegzulassen.
Ad 3. - Regelung der mittleren Spannung des Energiespeichers
Fig.5: Zur Regelung der mittleren Spannung des Energiespeichers, auch
Energiespeicherruhespannung genannt, kann ein Mittelwert uEquer der
Energiespeicherspannung uE mittels eines Tiefpassfilters mit hinreichend weit unter der zweifachen Ausgangsfrequenz liegenden Knickfrequenz ermittelt werden und kann nachfolgend mittels eines Soll-Ist-Vergleichs dessen Abweichung DuEquer von einem entsprechenden Sollwert uEquer*, der beispielswiese durch die Energiemitte des zulässigen Schwankungsbandes der Spannung uE definiert ist, berechnet werden. DuEquer wird einem
Regler (Energiespeicherruhespannungsregler) zugeführt, welcher einen Nachladestromsollwert iEquer* ausgibt, der mit u Equer multipliziert einen ergänzenden niederfrequenten
Kompensatorleistungsanteil pK,Equer* ergibt welcher uEquer auf uEquer* zurückführt. Anmerkung: Anstelle der Multiplikation mit u Equer kann auch eine M ultiplikation mit u Equer* treten, oder der Regler kann direkt pKquer* ausgeben.
Naheliegend wäre nun, diesen Leistungsanteil einfach zum Gesamtsollwert pK,ges* nach Teilfunktion 2. zu addieren, u nd so einen totalen Kompensatorleistungssollwert zu bilden. Dies ist jedoch nicht möglich, da z.B. nach einem Lastsprung am AC-Port ein tra nsienter Leistungsanteil pK, Equer* auftritt. (Ein Lastsprung bedeutet auch eine momentan höhere Pendelleistung welche entsprechend Teilfunktion 1. a us dem Energiespeicher gedeckt wird und damit zu einer transienten Änderung der Energiespeicherspannung führt, welche auch in einem transienten Ausgangssignal der Energiespeicherruhespannungsregelung resultiert). Die Einstellung von pKEquer* würde zu einer transienten Absenkung der
Pufferkapazitätsspannung führen, welche ü ber den
Pufferkapazitätspannungsschwankungsregler in der Anforderung einer, aus dem
Energiespeicher zu deckenden Nachladeleistung pK,C* resultieren wü rde, die pK,Equer* entgegenwirken würde. Beide Regler wü rden daher einander entgegenwirken, womit potentiell die Gefahr einer Insta bilität gegeben wäre. Die
Energiespeicherruhespannungsregelung ist daher nicht in Kom bination mit dem Verfahren nach Teilfunktion 2. (Fig.4) sondern nur gemeinsam mit der
Kompensatorleistungsvorsteuerung nach Teilfunktion 1. (welche pK,out* definiert, Fig.3) betreibbar, womit insgesamt ein Kompensatorleistungssollwert pK*= pK,out* + pK, Equer* resultiert (siehe Fig. 5). Für eine gleichzeitige Regelung der
Pufferkapazitätspannungsschwankung und der Energiespeicherruhespannung ist eine
Modifikation gemäss Teilfunktion 4) erforderlich.
Anzumerken ist, dass anstelle der linearen Regelung der Energiespeicherruhespannung u Equer auch eine nichtlineare Regelung, z.B. einer Zweipunktregelung des innerhalb des durch den Maximalwert und Minimalwert der Enegiespeicherspannung definierten Toleranzbandes erfolgen könnte. Bei Ü berschreiten des Maximalwertes oder Unterschreiten des
M inimalwertes würde ein solcher Energiespeichertoleranzbandspannungsregler dann einen entsprechenden Korrekturwert iEquer* generieren welcher die betriebsbedingt schwankende Spannu ng des Energiespeichers in das Toleranzband zurückführt. Die Breite des
Toleranzbandes wäre dabei vorteilhaft a bhängig von der Kompensatorsolleistung pK,out*, d.h. für kleinere Leistungswerte enger zu wählen und das Band stets energiesymmetrisch um die Energiemitte zwischen Minimal- und Maximalwert der Energiespeicherspannung zu legen, um die maximale Möglichkeit einer transienten Energielieferung aus dem Speicher oder einer transienten Leistungsaufnahme durch den Speicher sicherzustellen.
Ad 4. - Regelung des DC-(Mittel)wertes der Spannung am DC-Port oder der Stromaufnahme aus der speisenden DC Spannungsquelle
Fig.6: Sowohl der Mittelwert der Ausgangsleistung poutquer als auch der für eine eventuelle Korrektur der mittleren Energiespeicherspannung auf den Energiespeicherruhespannungswert durch den Kompensator bezogene Leistungswert pK,Equer sind vom Eingang her zu beziehen. Die Summe dieser beiden Leistungen oder deren Sollwerte poutquer* und pK,Equer* wird als Gesamtleistungsbedarf betrachtet. Es kann daher ein Regler für den aus der DC
Spannungsquelle aufgenommenen (Gleich)Strom iinquer zu implementiert werden, dessen Sollwert anhand des Gesamtleistungsbedarfs als iinquer*=(poutquer*+pK,Equer*)/uCquer ermittelt wird. Dabei wird uCquer durch Tiefpassfilterung der Pufferkapazitätsspannung uC gebildet wird; die Tiefpassknickfrequenz ist hierbei hinreichend tief unterhalb der zweifachen Ausgangsfrequenz zu wählen. Dieser Sollwert linquer* wird nun mit dem Istwert iin des Eingangsstromes (alternativ mit dem tiefpassgefilterten Strom iinquer) verglichen und der Regelfehler Diin einem Eingangsstromregler zugeführt, der einen Sollwert des an der inneren Impedanz der speisenden Spannungsquelle mit innerer Spannung ui einzustellenden
Spannungsabfalls uZiquer* ausgibt, aus dem unter Berücksichtigung von uinquer durch
Differenzbildungein Sollwert für den Pufferkapazitätspannungsmittelwert uCquer* ermittelt werden kann. Alternativ kann die Vorsteuerung durch Differenzbildung mit uin auch entfallen, wobei der Eingangsstromregler dann direkt uCquer* auszugeben hat.
Der Sollwert für den Pufferkapazitätspannungsmittelwert uCquer* wird nun mit dem Istwert uC der Pufferkapazitätsspannung verglichen (hier können z.B. höherfrequente
Komponenten von uC auch durch ein Tiefpassfilter hoher Knickfrequenz abgetrennt werden, oder es kann ein definierter Frequenzbereich von uC durch eine Bandsperre ausgeblendet werden). Die resultierende Regelabweichung DuC wird einem Pufferkapazitätspannungsregler zugeführt, der einen Sollwert des für die Korrektur von uC in Richtung uCquer* erforderlichen Kondensatorstromes, iC*, ausgibt. Dieser kann durch Multiplikation mit uCquer in einen Sollwert zur Korrektur der Kompensatorleistung pK,C* umgesetzt werden. Es ist in einer alternativen Ausführungsform auch eine Multiplikation mit dem Istwert uC möglich, wobei dann ein anderes regelungstechnisches Verhalten resultiert. Analog wie für die Teilfunktion 2. beschrieben, wird pK,C* dann mit pK,out* addiert und so der Gesamtsollwert für die insgesamt vom Kompensator zu liefernde Leistung pK,ges* gebildet. Anzumerken ist, dass, die Vorsteuerung von pK,ges* durch pK,out* auch wegelassen werden kann, wobei dann pK,C* direkt die Funktion von pKges* übernimmt.
Wichtig ist weiters darauf hinzuweisen, dass durch die vorstehend beschriebene
Struktur implizit auch die Eliminierung einer AC Komponente der Pufferkapazitätsspannung erreicht wird, da der Sollwert des Pufferkapazitätspannungsmittelwertes uCquer* mit der ungefilterten Pufferkapazitätsspannung und nicht mit einer tiefpassgefilterten Spannung verglichen wird. In den Regelfehler DuC geht somit auch eine eventuelle Schwankung von uC mit zweifacher Ausgangsfrequenz ein bzw. wirkt die Regelung in Richtung einer Unterdrückung einer derartigen Schwankung.
Ist die innere Impedanz der den DC-Port speisenden Quelle bekannt, und weist z.B. rein ohmsche Charakteristik (Innenwiderstand) auf, kann der der Sollwert von iin* alternativ zu einem Eingangsstromregler auch durch direkte Vorgabe von uCquer* eingestellt werden, wobei uCquer* dann so gewählt wird, dass der sich über den Innenwiderstand Ri bildende Spannungsabfall direkt eine Stromaufnahme iin=iin* bewirkt (uZiquer*=Ri*iinquer* bzw. uCquer*= uin - iin* Ri; uin bezeichnet die innere Spannung der den DC-Port speisenden Spannungsquelle).
Anzumerken ist, dass durch Erweiterung des Blockschaltbildes nach Fig.6 auch eine definierte Schwankung der, der speisenden Spannungsquelle entnommenen Leistung erreicht werden kann. Es kann hiefür z.B. bei der Addition von poutquer* und pK,Equer* ein
Wechselleistungsanteil ergänzt werden, oder zur Subtraktion von iinquer* und iinquer ein Wechselstromanteil hinzu gefügt werden. Weiters ist darauf hinzuweisen, dass eine definierte Schwankung der Spannung uC durch Hinzufügen eines Wechselanteiles zur Subtraktion von uinquer und uZiquer* erreicht werden kann. Schliesslich ist auch iC* direkt vorgebbar, wobei dann über ein anderes Verfahren für die Sicherstellung einer Variation von uC um die Energie- Spannungsmitte uEquer* zu sorgen ist. Die vorstehend beschriebenen Eingriffe können z.B. durch übergeordnete Regler erfolgen.
Fig. 7 zeigt eine mögliche Kombination von oben beschriebenen Einzelregelungen. Es ist dabei ein Teil des Reglers aus der Fig. 5 gemäss Teilfunktion 3. zur Bestimmung von pK,Equer* dem Regler aus der Fig. 6 vorgeschaltet. Ferner wird der mit dem Regler aus der Fig. 6 gemäss Teilfunktion 4. bestimmte Sollwert zur Korrektur der Kompensatorleistung pK,C* zum wie in Fig. 3 gemäss Teilfunktion 1. gebildeten Sollwert der Leistungslieferung entsprechend der Last pK,out* addiert und so der Gesamtsollwert für die insgesamt vom Kompensator zu liefernde Leistung pK,ges* gebildet
Allgemein gilt, dass die verwendeten Regler oder Regelglieder typischerweise PID-Regler sind, was natürlich auch reine P-, PI-, PD-Regler etc. umfasst. Sie können aber auch nichtlineare und/oder zeitinvariante und/oder adaptive Elemente etc. aufweisen
Regelstrukturen für einen Kompensator mit Hochsetzsteller sind in analoger Weise gebildet. Dabei gelten die folgenden Prinzipien: Naturgemäss ist für den Hochsetzsteller der am Kompensatorport auftretende Strom iK direkt durch den Strom in der
Hochsetzstellerinduktivität 412 bestimmt. Anstelle der für den Tiefsetzstellerkompensator notwendigen Betrachtung von Leistungen am Kompensatorport, welche dann mit der Energiespeicherspannung uE in eine dem Energiespeicher 42 zu entnehmendem, bzw. in der Tiefsetzstellerinduktivität einzustellenden Strom iE* umzurechnen sind, ist für den
Hochsetzsteller eine direkte Betrachtung von iK bzw. des Sollwertes iK* möglich, womit verschiedene Multiplikationen und Divisionen im Regelalgorithmus entfallen können; in jedem Fall ist jedoch iK* stets mittels Division durch uC oder uCquer* aus pK,ges* zu berechnen.

Claims

Patentansprüche
1. Regelverfahren zur aktiven Kompensation von Schwankungen eines Leistungsflusses eines leistungselektronischen Konvertersystems,
wobei das Konvertersystem einen Hauptkonverter (2) zur Leistungsübertragung zwischen einem DC-Port und einem Ausgangs-Port, sowie eine parallel zum DC-Port geschaltete Pufferkapazität C mit einer Pufferkapazitätsspannung uC aufweist;
wobei parallel zur Pufferkapazität C ein Kompensator (4) geschaltet ist, welcher einen Koppelkonverter (41) und einen Energiespeicher (42) aufweist, wobei der Koppelkonverter (41) dazu eingerichtet ist, Energie in den Energiespeicher (42) zu speisen respektive diesem zu entnehmen; und wobei im Verfahren die folgenden Schritte ausgeführt werden:
• Bestimmen einer vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung
pout,AC*;
• Bestimmen, anhand der vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung pout,AC*, eines Sollwertes einer vom Kompensator (4) abzugebenden bzw.
aufzunehmenden Leistung pK,out* und/oder eines Sollwertes für einen
Energiespeicherstrom iE* des Kompensators (4); und
• Ansteuern des Koppelkonverters (41), so dass die vom Kompensator (4) abgegebene bzw. aufgenommene Leistung und/oder der Energiespeicherstrom dem
entsprechenden Sollwert folgt.
2. Regelverfahren gemäss Anspruch 1, wobei zum Bestimmen des Sollwertes der vom Kompensator abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out*,
• dieser Sollwert als Differenz pout,AC* zwischen einem Momentanwert und einem zeitlichen Mittelwert der vom Hauptkonverter am Ausgangs-Port gelieferten Leistung berechnet wird; und
• optional ein Momentanblindleistungsbedarf pout,Q* von Filterkondensatoren eines Ausgangsfilters (22) des Hauptkonverters (2) berechnet wird und zu pout,AC* addiert wird.
3. Regelverfahren gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei zum Bestimmen des Sollwertes für den Energiespeicherstrom iE* • im Falle, dass der Koppelkonverter (41) als Tiefsetzsteller realisiert ist, dieser Sollwert iE* durch Division des Sollwertes der vom Kompensator abzugebenden bzw.
aufzunehmenden Leistung pK,out* durch die Spannung des Energiespeichers uE bestimmt wird; und
« im Falle, dass der Koppelkonverter (41) als Hochsetzsteller realisiert ist, dieser Sollwert iE* durch Division des Sollwertes der vom Kompensator abzugebenden bzw.
aufzunehmenden Leistung pK,out* durch die Pufferkapazitätsspannung uC bestimmt wird.
4. Regelverfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei zur Unterdrückung einer AC-Komponente der Pufferkapazitätsspannung uC die folgenden Schritte ausgeführt werden:
• Hochpassfiltern der Pufferkapazitätsspannung uC zum Bestimmen einer Schwankung der Pufferkapazitätsspannung uC,AC;
• Verarbeiten der Schwankung der Pufferkapazitätsspannung uC,AC in einem ersten Regelglied und Bestimmen eines Korrekturwertes der Kompensatorleistung pK,C* anhand einer Ausgangsgrösse dieses Regelglieds;
• Addieren dieses Korrekturwertes der Kompensatorleistung pK,C*zum Sollwert der vom Kompensator (4) abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out* vor dessen weiterer Verarbeitung.
5. Regelverfahren gemäss Anspruch 4, wobei beim Bestimmen des Korrekturwertes der Kompensatorleistung pK,C*
• der Korrekturwert der Kompensatorleistung pK,C* gleich der Ausgangsgrösse des ersten Regelglieds gesetzt wird; oder
• der Korrekturwert der Kompensatorleistung pK,C* als Produkt der Ausgangsgrösse des ersten Regelglieds mit der aktuellen Pufferkapazitätsspannung uC bestimmt wird; oder
• der Korrekturwert der Kompensatorleistung pK,C* als Produkt der Ausgangsgrösse des ersten Regelglieds mit einem Nennwert der Pufferkapazitätsspannung uC bestimmt wird.
6. Regelverfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei zur Regelung einer mittleren Spannung des Energiespeicher (42) die folgenden Schritte ausgeführt werden: Tiefpassfiltern der Energiespeicherspannung uE zum Bestimmen eines Mittelwerts uEquer der Energiespeicherspannung uE;
Bilden einer Differenz Du Equer des Mittelwerts u Equer der Energiespeicherspannung uE von einem entsprechenden Sollwert uEquer*;
Verarbeiten dieser Differenz DuEquer in einem zweiten Regelglied und Bestimmen eines einen ergänzenden niederfrequenten Kompensatorleistungsanteils pK,Equer* anhand einer Ausgangsgrösse dieses Regelglieds;
Addieren dieses Kompensatorleistungsanteils pK,Equer* zum Sollwert der vom Kompensator (4) abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out* vor dessen weiterer Verarbeitung.
7. Regelverfahren gemäss Anspruch 6, wobei beim Bestimmen des
Kompensatorleistungsanteils pK,Equer*
• der Kompensatorleistungsanteil pK,Equer* gleich der Ausgangsgrösse des zweiten Regelglieds gesetzt wird; oder
• der Kompensatorleistungsanteil pK,Equer*als Produkt der Ausgangsgrösse des zweiten Regelglieds mit dem Mittelwert uEquer der Energiespeicherspannung uE bestimmt wird; oder
• der Kompensatorleistungsanteil pK,Equer* als Produkt der Ausgangsgrösse des
zweiten Regelglieds mit dem Sollwert u Equer* des Mittelwerts der
Energiespeicherspannung uE bestimmt wird.
8. Regelverfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei zur Regelung der Spannung uC am DC-Port oder der Stromaufnahme iinquer aus einer DC Spannungsquelle die folgenden Schritte ausgeführt werden:
• Vorgeben eines Sollwertes iinquer* für den aus der DC Spannungsquelle
aufgenommenen Strom iinquer, oder Bestimmen dieses Sollwertes iinquer* anhand eines Gesamtleistungsbedarfs aus einem Hauptkonverterleistungsanteil poutquer und einem Kompensatorleistungsanteil pK,Equer*;
· Bestimmen, mittels eines Eingangsstromreglers, eines Sollwertes für einen
Pufferkapazitätspannungsmittelwert uCquer*, welcher den aus der DC
Spannungsquelle aufgenommenen Strom iinquer zu seinem Sollwert iinquer* führt; optional mit einer Vorsteuerung nach Massgabe der inneren Spannung ui der DC Spannungsquelle;
• Bestimmen, mittels eines Pufferkapazitätspannungsreglers, eines Sollwertes für einen Kondensatorstrom iC* in die Pufferkapazität C, der die Pufferkapazitätsspannung uC zu ihrem Sollwert uCquer* führt
• Bestimmen eines diesem Sollwert für den Kondensatorstrom iC* entsprechenden Korrekturwert der Kompensatorleistung pK,C*
• Addieren dieses Korrekturwertes der Kompensatorleistung pK,C*zum Sollwert der vom Kompensator (4) abzugebenden bzw. aufzunehmenden Leistung pK,out* vor dessen weiterer Verarbeitung.
9. Regelverfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei zur Bestimmung des Kompensatorleistungsanteils pK,Equer* die folgenden Schritte ausgeführt werden:
• Tiefpassfiltern der Energiespeicherspannung uE zum Bestimmen eines Mittelwerts uEquer der Energiespeicherspannung uE;
• Bilden einer Differenz Du Equer des Mittelwerts u Equer der Energiespeicherspannung uE von einem entsprechenden Sollwert uEquer*;
• Verarbeiten dieser Differenz DuEquer in einem zweiten Regelglied und Bestimmen des Kompensatorleistungsanteils pK,Equer* anhand einer Ausgangsgrösse dieses
Regelglieds.
10. Regelverfahren zur aktiven Kompensation von Schwankungen eines Leistungsflusses eines leistungselektronischen Konvertersystems,
wobei das Konvertersystem einen Hauptkonverter (2) zur Leistungsübertragung zwischen einem DC-Port und einem Ausgangs-Port, sowie eine parallel zum DC-Port geschaltete Pufferkapazität C mit einer Pufferkapazitätsspannung uC aufweist;
wobei parallel zur Pufferkapazität C ein Kompensator (4) geschaltet ist, welcher einen Koppelkonverter (41) und einen Energiespeicher (42) aufweist, wobei der Koppelkonverter (41) dazu eingerichtet ist, Energie in den Energiespeicher (42) zu speisen respektive diesem zu entnehmen; und wobei im Verfahren
zur Unterdrückung einer AC-Komponente der Pufferkapazitätsspannung uC die folgenden Schritte ausgeführt werden: • Hochpassfiltern der Pufferkapazitätsspannung uC zum Bestimmen einer Schwankung der Pufferkapazitätsspannung uC,AC;
• Verarbeiten der Schwankung der Pufferkapazitätsspannung uC,AC in einem ersten Regelglied und Bestimmen eines Korrekturwertes pK,C* anhand einer Ausgangsgrösse dieses Regelglieds;
• Ansteuern des Koppelkonverters (41), so dass die vom Kompensator (4) abgegebene bzw. aufgenommene Leistung diesem Korrekturwert pK,C* folgt.
11. Regelvorrichtung, aufweisend digitale und/oder analoge Signalverarbeitungsmittel, und welches dazu eingerichtet ist, eines der Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1-10 zu realisieren.
PCT/EP2016/052361 2015-02-04 2016-02-04 Regelverfahren und -vorrichtung zur aktiven kompensation von netz- oder lastbedingten schwankungen des leistungsflusses eines leistungselektronischen konvertsystems Ceased WO2016124681A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CH00151/15 2015-02-04
CH00151/15A CH710734B1 (de) 2015-02-04 2015-02-04 Regelverfahren und -vorrichtung zur aktiven Kompensation von netz- oder lastbedingten Schwankungen des Leistungsflusses eines leistungselektronischen Konvertersystems.

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016124681A1 true WO2016124681A1 (de) 2016-08-11

Family

ID=55357964

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2016/052361 Ceased WO2016124681A1 (de) 2015-02-04 2016-02-04 Regelverfahren und -vorrichtung zur aktiven kompensation von netz- oder lastbedingten schwankungen des leistungsflusses eines leistungselektronischen konvertsystems

Country Status (2)

Country Link
CH (1) CH710734B1 (de)
WO (1) WO2016124681A1 (de)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106787873A (zh) * 2017-03-01 2017-05-31 华东交通大学 一种交流侧耦合的功率解耦电路
EP3521095A1 (de) * 2018-02-01 2019-08-07 ABB Schweiz AG Batterie-ladegerät für elektrische fahrzeuge
CN113325898A (zh) * 2021-05-31 2021-08-31 深圳市白光电子科技有限公司 一种热敏控温器的启动保护电路
CN113348615A (zh) * 2019-06-25 2021-09-03 华为技术有限公司 Dc-dc功率变换器
CN114384432A (zh) * 2021-12-09 2022-04-22 华为数字能源技术有限公司 一种储能系统及储能系统的检测方法
WO2023005489A1 (zh) * 2021-07-27 2023-02-02 广东志成冠军集团有限公司 开关功率放大器及其控制方法、控制系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6424207B1 (en) * 2001-04-18 2002-07-23 Northrop Grumman Corporation PWM active filter for DC power systems
US20100027304A1 (en) * 2008-07-30 2010-02-04 Ruxi Wang Electrical power system with high-density pulse width modulated (pwm) rectifier

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6424207B1 (en) * 2001-04-18 2002-07-23 Northrop Grumman Corporation PWM active filter for DC power systems
US20100027304A1 (en) * 2008-07-30 2010-02-04 Ruxi Wang Electrical power system with high-density pulse width modulated (pwm) rectifier

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106787873A (zh) * 2017-03-01 2017-05-31 华东交通大学 一种交流侧耦合的功率解耦电路
CN106787873B (zh) * 2017-03-01 2023-06-30 华东交通大学 一种交流侧耦合的功率解耦电路
EP3521095A1 (de) * 2018-02-01 2019-08-07 ABB Schweiz AG Batterie-ladegerät für elektrische fahrzeuge
CN113348615A (zh) * 2019-06-25 2021-09-03 华为技术有限公司 Dc-dc功率变换器
US12155310B2 (en) 2019-06-25 2024-11-26 Huawei Technologies Co., Ltd. DC-to-DC power converter
CN113325898A (zh) * 2021-05-31 2021-08-31 深圳市白光电子科技有限公司 一种热敏控温器的启动保护电路
WO2023005489A1 (zh) * 2021-07-27 2023-02-02 广东志成冠军集团有限公司 开关功率放大器及其控制方法、控制系统
CN114384432A (zh) * 2021-12-09 2022-04-22 华为数字能源技术有限公司 一种储能系统及储能系统的检测方法

Also Published As

Publication number Publication date
CH710734A2 (de) 2016-08-15
CH710734B1 (de) 2019-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2016124681A1 (de) Regelverfahren und -vorrichtung zur aktiven kompensation von netz- oder lastbedingten schwankungen des leistungsflusses eines leistungselektronischen konvertsystems
EP2375552B1 (de) Verfahren zur Betriebsführung eines Wechselrichters
DE202012012968U1 (de) Dynamische Leistungsfaktorkorrektur und dynamische Steuerung für einen Umformer in einer Stromversorgung
WO2012123559A2 (de) Netzgekoppelter wechselrichter, wechselrichteranordnung und betriebsverfahren für eine wechselrichteranordnung
EP2451065B1 (de) Wechselrichterschaltung mit einem tiefsetzsteller
EP2517344B1 (de) Bidirektionaler dc-steller mit pufferkondensator und regelbarer spannung über dem kondensator
WO2015176899A1 (de) Stromversorgung einer nichtlinearen last mit multilevel-matrixumrichtern
DE112019002444T5 (de) Energie-umwandlungseinrichtung und energie-umwandlungssystem
EP2994969A1 (de) Anordnung zur kompensation von blindleistung und wirkleistung in einem hochspannungsnetz
EP3729626B1 (de) Umrichter mit mindestens einem wandlermodul mit drei brückenzweigen, verfahren zum betreiben und verwendung eines solchen umrichters
EP4324064A1 (de) Leistungsfluss-regelmodul zum einsatz in einem niederspannungs-ortsnetz
WO2012126835A2 (de) Ladeeinrichtung für eine hochspannungsbatterie
WO2019057771A1 (de) Ac/dc konverter mit hoch-tiefsetzsteller phasenmodulen
CH704553B1 (de) Hybrider dreiphasiger AC/DC-Konverter und Verfahren zu dessen Steuerung.
CH711566B1 (de) Inverter zum Austausch elektrischer Energie zwischen einem DC-System und einem AC-System.
CH715005A2 (de) Vorrichtung zur Umsetzung einer in weiten Grenzen variierenden Gleichspannung in eine Mehrphasenwechselspannung mit variabler Frequenz und Amplitude.
AT519842A1 (de) Wechselrichter
EP4070444B1 (de) Verfahren zum betreiben eines wechselrichters und wechselrichter zur durchführung des verfahrens
AT411413B (de) Vorrichtung zur erhöhung der spannungsreserve dreiphasiger pulsgleichrichtersysteme mit verbindung des ausgangsspannungsmittelpunktes mit einem fiktiven netzsternpunkt
DE102012206976B4 (de) Schaltwandler zum Betreiben mindestens einer LED
EP3668745B1 (de) Energiespeicheranordnung und verfahren zum betreiben einer solchen energiespeicheranordnung
DE2852066C2 (de)
DE102018203614A1 (de) Umrichter mit wenigstens zwei über einen Gleichspannungs-Zwischenkreis verbundenen Stromrichtern
AT404527B (de) Aktive netzspannungsfilterung mit vorgebbarer innerer impedanz
WO2025176439A1 (de) Stromversorgungsvorrichtung und verfahren zum betrieb einer stromversorgungsvorrichtung

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16704408

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16704408

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1