CH711566B1 - Inverter zum Austausch elektrischer Energie zwischen einem DC-System und einem AC-System. - Google Patents

Abstract

Ein erfindungsgemässer Inverter dient zum Austausch elektrischer Energie zwischen einem DC-System und einem AC-System, wobei der Inverter mehrere Brückenzweige aufweist und jeder Brückenzweig einen Mittelpunkt (I, II) aufweist, und im Betrieb der Inverter jeweils vom Mittelpunkt (I, II) eines Brückenzweigs ein Brückenzweigstrom (i_1, i_2) durch eine dem Brückenzweig zugeordnete Filterinduktivität (L_1, L_2) eines Ausgangsfilters (L_1, C_1, L_2, C_2) und über dem Brückenzweig zugeordnete Ausgangsklemme (1, 2) zum AC-System fliesst, wobei an die Ausgangsklemme (1, 2) eine Ausgangsfilterkapazität (C_1, C_2) zur Glättung einer entsprechenden Ausgangsteilspannung (u_1, u_2) angeschlossen ist. Der Inverter weist eine Regelung zur Ansteuerung der Schalter der Brückenzweige auf, welche dazu eingerichtet ist, die Brückenzweige zum Erzeugen von Spannungen an ihren Mittelpunkten (I, II) entsprechend Sollwerten von Brückenzweigausgangsspannungen (u_I*, u_II*) anzusteuern und diese Sollwerte derart zu bestimmen, dass ein niederfrequenter Wechselanteil einer mit dem AC-System ausgetauschten Leistung durch die Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) aufgenommen respektive abgegeben wird.

Description

Beschreibung [0001] Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der leistungselektronischen Konverter oder Wandler.

[0002] Einphasen-DC/AC-Konverter (nachfolgend kurz Inverterschaltungen oder Inverter) werden typisch in Vollbrückenstruktur ausgeführt, wobei ein erster Brückenzweig und ein zweiter Brückenzweig zwischen der positiven und der negativen Eingangs-Gleichspannungsschiene angeordnet sind. Für die Speisung des Systems ist eine DC-Quelle, z.B. ein Batteriespeicher mit einer DC-Spannung oder Eingangsspannung oder Batteriespannung U_DC, vorgesehen, deren positiver Pol mit der positiven Gleichspannungsscheine verbunden ist und deren negativer Pol an die negative Gleichspannungsschiene gelegt ist. Jeder Brückenzweig wird durch eine Serienschaltung von Transistoren mit antiparallelen Freilaufdioden gebildet. Beide Brückenzweige werden pulsbreitenmoduliert betrieben, wobei dieser Betrieb für jeden Brückenzweig jener eines Umschalters zwischen der positiven und negativen Gleichspannungsschiene entspricht. Von jeweiligen Schaltungspunkten I und II zwischen den Transistoren des jeweils ersten und zweiten Brückenzweiges wird dann jeweils eine pulsbreitenmodulierte Spannung abgegriffen und über jeweils eine Filterinduktivität L_1 bzw. L_2 an je eine Klemme einer jeweils zugeordneten Ausgangsfilterkapazität C_O gelegt. Da die Induktivitäten und die Ausgangsfilterkapazität ein Tiefpassfilter bilden, tritt an den Klemmen 1 und 2 der Ausgangsfilterkapazität C_O eine glatte Spannung u_O auf, welche im einfachsten Fall, d.h. ohne weitere Filterung, die Ausgangswechselspannung (nachfolgend kurz Ausgangsspannung) der Inverterschaltung bildet (im Grenzfall kann diese Spannung auch die Frequenz Null aufweisen, d.h., zu einer Gleichspannung entarten); die beiden Enden 1 und 2 der Ausgangsfilterkapazität stellen also gleichzeitig die Ausgangsklemmen dar.

[0003] Durch das vorstehend beschriebene Tiefpassfilter wird nur die Spannungsdifferenz der Schaltungspunkte I und II, d.h. die Differential-Mode-Komponente, kurz DM-Komponente, der Brückenzweigausgangsspannungen gefiltert. Neben dieser DM-Komponente weisen die Brückenzweigausgangsspannungen allerdings auch noch eine Gleichtaktkomponente oder Common-Mode-Komponente, kurz CM-Komponente, auf. Werden alle Spannungen und auch die Brückenzweigausgangsspannungen u_l und u_lI (an den Schaltungspunkten I und II) auf die negative Spannungsschiene bezogen, ist diese Spannung als Mittelwert von u_l und u_ll, also 1/2 (u_l + u_ll) zu erhalten. Soll auch die CM-Komponente tiefpassgefiltert werden, ist gemäss dem Stand der Technik zusätzlich zur Ausgangsfilterkapazität abzweigend von Ausgangsklemme 1 ein erster CM-Filterkondensator C_1 und weiters abzweigend von Ausgangsklemme 2 ein zweiter CM-Filterkondensator C_2 gegen die negative Gleichspannungsschiene zu legen; über den Kondensatoren C_1 und C_2 treten dann Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 auf, auch Pufferkondensatorspannungen genannt. Alternativ können C_1 und C_2 auch gegen die positive Spannungsschiene geschaltet werden, oder es können CM-Filterkondensatoren sowohl gegen die positive als auch gegen die negative Gleichspannungsschiene angeordnet werden. Werden C_1 und C_2 vorgesehen, kann die Ausgangsfilterkapazität auch entfallen, da die CM-Filterung in abgeschwächter Form auch für eine Gegentaktkomponente wirksam ist (die gegen eine Gleichspannungsschiene geschalteten CM-Kondensatoren wirken in Serienschaltung).

[0004] Wird durch die Inverterschaltung zwischen den Ausgangsklemmen 1 und 2 eine Sinuswechselspannung erzeugt und z.B. eine ohmsche Last gespeist, weist der Zeitverlauf der Ausgangsleistung die für Einphasensysteme charakteristische Schwankung mit zweifacher Netzfrequenz um einen als Wirkleistung bezeichneten Mittelwert auf. Diese Leistungsschwankung tritt, da die Filterinduktivitäten und die Filterkapazitäten nur auf schaltfrequente Vorgänge ausgelegt sind, also keine nennenswerte Energiespeicherfähigkeit aufweisen, im Wesentlichen auch an der Gleichspannungs(DC)-Ein-gangsseite der Vollbrücke auf und kann dort durch einen zwischen der positiven und negativen Gleichspannungsschiene angeordneten Pufferkondensator hoher Kapazität in Verbindung mit einer Induktivität in den Zuleitungen zum Batteriespeicher geglättet werden, sodass der aus der DC-Quelle resp. dem Batteriespeicher bezogene Strom nur mehr eine geringe Schwankung aufweist, d.h., nur den Gleichanteil der Momentanleistung der Last bzw. die Wirkleistung deckt. Ein klarer Nachteil dieser Lösung ist das hohe Bauvolumen des Pufferkondensators und eine aufgrund der endlichen Pufferkondensatorkapazität letztlich doch verbleibende Schwankung des dem Batteriespeicher entnommenen Stromes mit zweifacher Netzfrequenz.

[0005] Alternativ kann anstelle des Pufferkondensators auch eine aktive leistungselektronische Einheit mit internem Energiespeicher eingesetzt, d.h., zwischen die positive und negative Gleichspannungsschiene geschaltet werden, welche bei entsprechender Regelung und Vorsteuerung durch den Wechselanteil der von der Last bezogenen Leistung eine Schwankung des Batteriespeicherstromes ideal gänzlich unterdrückt. Eine derartige Lösung wird gemeinsam mit dem zugehörigen Regelverfahren z.B. in der Patentanmeldung CH 0 151/15 mit Anmeldetag 4.2.2015 beschrieben. Nachteile dieser Lösung stellen der relativ hohe Realisierungsaufwand und die relativ hohe Komplexität dar. Es ist ja neben der die eigentliche Ausgangsspannung erzeugenden Vollbrücke eine weitere aktive Einheit anzuordnen und entsprechend den Lastverhältnissen zu regeln.

[0006] Anzumerken ist, dass die vorstehende Beschreibung auch für Leistungsfluss von der Last, d.h. der Wechselspannungs(AC)-Seite an die DC-Seite der Vollbrücke, also für Gleichrichterbetrieb, gilt. Hierbei tritt ein Einphasenwechselspannungsnetz an die Stelle der Last, wird also im einfachsten Fall an die Klemmen der Ausgangsfilterkapazität geschaltet; gleichspannungsseitig wird Strom in die DC-Quelle resp. den Batteriespeicher gespeist, die Batterie also aufgeladen. Derartige Systeme werden aufgrund der typisch sinusförmigen Führung des dem Netz entnommenen Stromes als Einphasen-PFC-Gleichrichter bezeichnet und finden z.B. als On-Board-Charger von Elektrofahrzeugen Einsatz.

[0007] Weiters ist anzumerken, dass für Wechselrichterbetrieb, d.h. für DC/AC-Konversion anstelle des Batteriespeichers, grundsätzlich auch ein Photovoltaik-Modul (im Weiteren kurz PV-Modul) treten kann, wobei dann bei Netzeinspeisung der photovoltaisch erzeugten Leistung wieder das Netz an die Ausgangsklemmen 1 und 2 gelegt wird. Um das PV-Modul im Betriebspunkt maximaler Leistungsabgabe (Maximum Power Point) zu halten, ist dann wieder eine konstante DC-Spannung anzustreben, d.h. eine Schwankung der seitens des PV-Moduls abgegebenen Leistung möglichst zu vermeiden.

[0008] Wie oben erwähnt sind die hierfür bisher bekannten technischen Lösungen allerdings bauraumintensiv oder komplex und kostenintensiv.

Aufgabe der Erfindung [0009] Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Inverter und eine entsprechende Regelung zu schaffen, welche eine Pufferung der Leistungsschwankung erlauben und welche mit weniger Leistungskomponenten und/oder mit einem geringeren Bauvolumen als herkömmliche Lösungen realisierbar ist.

Darstellung der Erfindung [0010] Diese Aufgabe wird gelöst durch einen Inverter gemäss den Patentansprüchen sowie durch eine Regelung für den Inverter und ein durch die Regelung ausgeführtes Regelverfahren.

[0011] Der Inverter dient zum Austausch elektrischer Energie zwischen einem DC-System und einem AC-System, wobei der Inverter mehrere Brückenzweige aufweist und jeder Brückenzweig einen Mittelpunkt (I, II) aufweist, der über einen oberen Schalter mit einer positiven Gleichspannungsschiene (p) und über einen unteren Schalter mit einer negativen Gleichspannungsschiene (n) verbunden werden kann, und im Betrieb der Inverter jeweils vom Mittelpunkt (I, II) eines Brückenzweigs ein Brückenzweigstrom (i_1, i_2) durch eine dem Brückenzweig zugeordnete Filterinduktivität (L_1, L_2) eines Ausgangsfilters (L_1, C_1, L_2, C_2) und über dem Brückenzweig zugeordnete Ausgangsklemme (1, 2) zum AC-System fliesst, wobei an die Ausgangsklemme (1,2) eine Ausgangsfilterkapazität (C_1, C_2) zur Glättung einer entsprechenden Ausgangsteilspannung (u_1, u_2) angeschlossen ist.

[0012] Dabei weist der Inverter eine Regelung oder einen Regler zur Ansteuerung der Schalter der Brückenzweige auf, respektive führt ein entsprechendes Regelverfahren aus. Die Regelung respektive das Regelverfahren ist dazu eingerichtet, die Brückenzweige zum Erzeugen von Spannungen an ihren Mittelpunkten (I, II) entsprechend jeweils zugeordneten Sollwerten von Brückenzweigausgangsspannungen (u_l*, u_ll*) anzusteuern, und diese Sollwerte von Brückenzweigausgangsspannungen (u_l*, u_ll*) derart zu bestimmen, dass ein niederfrequenter Wechselanteil einer mit dem AC-System ausgetauschten Leistung durch die Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) aufgenommen respektive abgegeben wird.

[0013] «Niederfrequent» ist hier im Gegensatz zu «schaltfrequent» zu verstehen und entspricht einer Grundfrequenz des AC-Systems. Der niederfrequente Wechselanteil pendelt beispielsweise mit der doppelten Frequenz einer Grundfrequenz des AC-Systems, insbesondere wenn eine ohmsche Last am AC-System vorliegt.

[0014] Es ist also - im Gegensatz zum Stand der Technik - nicht ein Pufferkondensator DC-seitig zwischen der positiven und der negativen Gleichspannungsschiene, sondern zwei Ausgangsfilterkapazitäten AC-seitig von den Ausgangsklemmen beispielsweise gegen die negative DC-Spannungsschiene angeordnet und die Vollbrückenschaltung derart geregelt, dass der den beiden Ausgangsfilterkapazitäten entnommene Gesamtleistungsfluss den niederfrequenten Wechselanteil der von der Last bezogenen Leistung deckt, sodass an der DC-Seite der Vollbrücke mit Ausnahme schaltfrequenter Schwankungen nur ein konstanter Momentanleistungsfluss auftritt.

[0015] Es werden mit anderen Worten also die CM-Filterkondensatoren oder Ausgangsfilterkapazitäten mit insbesondere hoher Kapazität versehen, also als Pufferkondensatoren mit vorteilhaft gleichem Kapazitätswert ausgeführt und wird der Zeitverlauf der CM-Komponente der Ausgangsspannung u_CM = 1/2 (u_1 + u_2) so eingestellt, dass ein Gesamtleistungsfluss aus den beiden Ausgangsfilterkapazitäten derart auftritt, dass einerseits der niederfrequente Wechselanteil der von der Last bezogenen Leistung und andererseits die zufolge der Ausgangswechselspannung u_O, d.h. der DM-Komponente u_DM = (u1 - u2) = u_O auftretende Blindleistung der Ausgangsfilterkapazitäten gedeckt wird, sodass an der DC-Seite der Vollbrücke mit Ausnahme schaltfrequenter Schwankungen nur ein konstanter Momentanleistungsfluss auftritt.

[0016] Die Kapazität der Ausgangsfilterkapazitäten ist z.B. 10-fach höher gegenüber üblichen Kapazitätswerten von Ausgangsfilterkondensatoren für einen Inverter mit ansonsten gleichen Parametern bezüglich Spannungen und Leistung.

[0017] Damit ist es möglich, die leistungselektronischen Komponenten auf die DC/AC-Konvertergrundstruktur, d.h. die Vollbrücke und das AC-seitige Tiefpassfilter, zu beschränken und durch entsprechende Regelung dieses Systems das Auftreten einer niederfrequenten Momentanleistungsschwankung auf der DC-Seite zu unterbinden.

[0018] Grundsätzlich sind verschiedenste Regelverfahren denkbar, welche das so definierte Regelziel erreichen. Aspekte einer möglichen Regelstruktur sind im Folgenden beschrieben.

[0019] In einer Ausführungsform ist die Regelung dazu eingerichtet, einen zeitlichen Mittelwert (u_CMquer) eines Com-mon-Mode-Anteils (u_CM) der Ausgangsteilspannungen (u_1, u_2) auf einen vorgegebenen Sollwert (u_CM*quer) zu regeln, insbesondere auf einen über die Zeit konstanten Wert.

[0020] In einer Ausführungsform ist die Regelung dazu eingerichtet, einen Differential-Mode-Anteil (u_DM) der Ausgangsteilspannungen (u_1, u_2) auf einen vorgegebenen Ausgangspannungssollwert (u_O*) zu regeln, insbesondere auf einen sich über die Zeit sinusförmig ändernden Wert.

[0021] In einer Ausführungsform weist der Inverter keinen Pufferkondensator oder eine aktive leistungselektronische Einheit zwischen der positiven und negativen Gleichspannungsschiene (p, n) zum Ausgleich von Lastschwankungen auf.

[0022] In einer Ausführungsform sind die Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) alle zwischen die jeweilige Ausgangsklemme (1, 2) und die positive Gleichspannungsschiene (p) oder alle zwischen die jeweilige Ausgangsklemme (1, 2) und die negative Gleichspannungsschiene (n) geschaltet.

[0023] In einer Ausführungsform ist jede der Ausgangsklemmen (1,2) jeweils über eine obere Ausgangsfilterteilkapazität an die positive Gleichspannungsschiene (p) und über eine untere Ausgangsfilterteilkapazität an die negative Gleichspannungsschiene (n) angeschlossen.

[0024] Damit ergibt sich eine Symmetrierung der Schaltungsfunktion hinsichtlich Energiespeicherung in Abhängigkeit der CM-Spannung, da bei Erhöhung der CM-Spannung ausgehend von der halben Batteriespannung U_DC dieselbe Energieänderung wie bei Absenkung der CM-Spannung ausgehend von der halben Batteriespannung U_DC resultiert.

[0025] In einer Ausführungsform ist mindestens eine der Ausgangsklemmen (1,2) über eine erste Ausgangsfilterkapazität an die positive Gleichspannungsschiene (p) und mindestens eine andere der Ausgangsklemmen (1,2) über eine weitere Ausgangsfilterkapazität an die negative Gleichspannungsschiene (n) angeschlossen.

[0026] Damit wird eine Symmetrierung der Schaltungsfunktion hinsichtlich Energiespeicherung mit minimalem Aufwand erreicht.

[0027] In einer Ausführungsform sind die Filterinduktivitäten (L_1, L_2) der Ausgangsfilters magnetisch miteinander gekoppelt.

[0028] Damit wird eine Verringerung der Baugrösse und eine Erhöhung der zu filternden effektiven Schaltfrequenz erreicht. Beispielsweise werden dabei die Brückenzweige der Vollbrücke um eine halbe Taktperiode phasenversetzt getaktet.

[0029] In einer Ausführungsform ist die Regelung dazu eingerichtet, eine Energiespeicherung in den Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) • durch Vorgabe einer Common-Mode-Komponente (i_CM*) der Brückenzweigströme (i_1, i_2) so zu regeln, dass ein Wechselanteil der mit dem AC-System ausgetauschten Leistung, welche einen Wirk- und einen Blindleistungsanteil umfassen kann, kompensiert wird und so mit dem DC-System eine im Wesentlichen konstante Momentanleistung ausgetauscht wird; und • durch Vorgabe einer Differential-Mode-Komponente (i_DM*) der Brückenzweigströme (i_1, i_2) so zu regeln, dass einerseits ein AC-seitiger Laststrom (i_O) gedeckt ist und andererseits ein Umladestrom für die Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) fliesst, welcher eine Differenz der Ausgangsteilspannungen (u_1, u_2) an den Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) auf einen vorgegebenen Ausgangspannungssollwert (u_O*) einstellt.

[0030] Es versteht sich, dass die mit dem DC-System ausgetauschte «im Wesentlichen konstante» Momentanleistung mit Bezug auf eine Frequenz des niederfrequenten AC-Systems als konstant betrachtet werden kann. Sie kann noch hochfrequente respektive schaltfrequente Schwankungen aufweisen. Die Ausgangsfilterkapazitäten weisen typischerweise den gleichen Kapazitätswert auf. Die Ausgangsfilterkapazitäten wirken, von den Ausgangsklemmen aus betrachtet, als Serienschaltung zweier Kapazitäten.

[0031] Hierbei kann der Sollwert u_CM*quer des zeitlichen Mittelwertes des Common-Mode-Anteils der Ausgangsspannungen, z.B. durch eine überlagerte Regelschleife, so vorgegeben werden, dass der Maximalwert der Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 (beide Ausgangsteilspannungen weisen stationär denselben Maximalwert auf) vom Wert der Spannung U_DC des DC-Systems respektive Batteriespeichers denselben Abstand wie der Minimalwert der Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 (beide Spannungen weisen stationär denselben Minimalwert auf) vom Wert Null aufweist, der Zeitverlauf von u_1 und u_2 also in der Mitte des durch die Batteriespannung U_DC bzw. Eingangsspannung der Vollbrücke und den Wert Null definierten Spannungsbandes liegt. Alternativ kann der Sollwert u_CM*quer auch gleich der Energiemitte des Spannungsbandes gewählt werden, wobei hier die Energie aller von den Ausgangsklemmen abzweigenden und gegen die negative oder positive DC-Spannungsschiene geschalteten Kondensatoren berücksichtigt wird. Eine weitere Möglichkeit ist eine Vorgabe derart, dass der Maximalwert der Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 einen definierten Abstand von der Batteriespannung U_DC oder der Minimalwert von u_1 und u_2 einen definierten Abstand von Null beibehält.

[0032] In einer Ausführungsform liegt ein mehrphasiges, insbesondere dreiphasiges AC-System vor und ist die Regelung dazu eingerichtet, CM-Komponenten und DM-Komponenten aus Phasengrössen von Strömen und/oder Spannung zu bestimmen.

[0033] Beispielsweise kann bei einem dreiphasigen System die Common-Mode-Komponente i_CM von Brückenzweigströmen i_1, i_2, i_3 als i_CM = 1/3 (i_1 + i_2 + i_3) gebildet werden. Ferner kann die Bildung von DM-Komponenten in an sich bekannter Weise geschehen, am Beispiel der Phasenströme sind diese DM-Komponenten i_alpha, i_beta und werden bestimmt als i_alpha = i_1 - i_CM und i_beta = l/sqrt(3) (i_2 - i_3).

[0034] In der Anmeldung ist stellenweise die DC-Seite als Eingangsseite und die AC-Seite als Ausgangsseite bezeichnet. Dies geschieht lediglich der Einfachheit der Erklärung halber. Es ist die Erfindung für einen Wechselrichterbetrieb, mit Leistungsfluss von der DC-Seite an die AC-Seite, wie auch für einen Gleichrichterbetrieb, mit Leistungsfluss von der AC- an die DC-Seite, realisierbar.

[0035] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch:

Fig. 1 eine Inverterschaltung mit einer Regelung;

Fig. 2 eine Bildung eines Vorsteuerwertes für eine Common-Mode-Komponente von Ausgangsströmen;

Fig. 3 einen zeitlichen Verlauf von charakteristischen Grössen der Schaltung.

[0036] Die physikalische Möglichkeit einer Kompensation von Leistungsschwankungen kann anschaulich auf Basis einer Zerlegung der Ströme i_1 und i_2 in den Filterinduktivitäten L_1 und L_2 (beide in Richtung der zugehörigen Ausgangsklemme 1 bzw. 2 positiv gezählt) in eine DM-Komponente i_DM = 1/2(i_1 - i_2) und eine Gleichtaktkomponente i_CM = 1/2(i_1 + i_2) und die vorstehend angegeben Zerlegung der Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 mit u_CM = 1/2(u_1 + u_2) und u_DM = (u1 -u2) = u_O verstanden werden. Wichtig ist hier festzuhalten, dass die Ströme i_1 und i_2 unabhängig voneinander vorgebbar sind, also nicht i_1= -i_2 gelten muss; in anderen Worten ist also die DM- und CM-Komponente der Ströme i_1 und i_2 unabhängig voneinander vorgebbar, da über die negative Spannungsschiene eine Möglichkeit des Rückflusses des Summenstromes besteht. Weiter ist festzuhalten, dass die Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 nur hinsichtlich der Differenz, d.h. des DM-Anteiles u_DM definiert sind, da u_DM gleich der geforderten Ausgangsspannung u_O gebildet werden muss. Die Spannung u_DM wird durch i_DM erzeugt, wobei dieser Strom einerseits den Laststrom i_O über den zwischen den Klemmen 1 und 2 liegenden Lastwiderstand und den von Ausgangsklemme 1 über C_1 und zurück über C_2 fliessenden Strom für die Einprägung einer DM-Spannungskomponente bzw. Differenz von u_1 und u_2 gleich der geforderten Ausgangsspannung u_O* (Ausgangspannungssollwert) decken muss. Resultierend verbleiben also die Grössen u_CM und i_CM als nicht direkt an die Bildung des Ausgangsspannungssollwerts u_O* (der Index «*» bezeichnet jeweils den Referenzwert oder Sollwert) gebunden.

[0037] Durch i_CM werden beide Kondensatoren C_1 und C_2 gleichartig geladen und so eine CM-Spannung u_CM gebildet. i_CM und u_CM sind also gekoppelt, repräsentieren also de facto nur einen Freiheitsgrad. Dieser Freiheitsgrad kann nun dafür genutzt werden, einen Leistungsfluss u_CM.i_CM aus den Pufferkondensatoren derart zu bewirken, dass die ohne die Puffervorrichtung an der DC-Seite der Vollbrücke auftretende zweifach netzfrequente Leistungsschwankung durch den Leistungsfluss aus der Puffervorrichtung, d.h. aus den Pufferkondensatoren C_1 und C_2, genau kompensiert wird. Hierfür wird der Leistungsfluss aus den Pufferkondensatoren derart eingestellt, dass der zweifach netzfrequente Wechselanteil der von der Last bezogenen Leistung und die für die Einstellung der Differenz der Ausgangsteilspannung oder Pufferkondensatorspannung u_1 und u_2 in Höhe des Ausgangspannungssollwerts, u_O* = u_1 - u_2, erforderliche Blindleistung genau gedeckt wird.

[0038] Der hierfür erforderliche Verlauf von i_CM kann in einem realen System durch die in Fig. 1 gezeigte Regelvorrichtung eingestellt werden.

[0039] Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Fig. 1 und Fig. 2 näher erläutert.

[0040] Fig. 1 zeigt den Leistungsteil einer Inverterschaltung mit Einphasenausgang, realisiert durch eine Vollbrückenschaltung mit AC-seitigem Tiefpassfilter, gebildet durch von den Wurzelpunkten I und II des ersten und zweiten Brückenzweiges abzweigenden Filterinduktivitäten L1, L2 und einer als CM-Filterkondensatoren oder Ausgangsfilterkapazitäten C_1 und C_2 ausgeführten Ausgangsfilterkapazität. Vorzusweise sind C_1 und C_2 als Pufferkondensatoren mit hoher Kapazität ausgeführt. Die gezeigte Regelung stellt einen DM-Anteil und CM-Anteil der Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 derart sicher, dass eine niederfrequente Schwankung der dem DC-System resp. Batteriespeicher an der DC-Seite der Vollbrücke entnommenen Leistung mit Ausnahme schaltfrequenter Schwankungen unterbunden, d.h., der DC-seitige Leistungsfluss stationär konstant gehalten wird, d.h., keine niederfrequente und insbesondere keine zweifach ausgangsfrequente Leistungsschwankung auftritt.

[0041] Hierfür werden die Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 gemessen und durch Addition und Gewichtung des CM-Anteils, u_CM = 1/2(u_1 + u_2), und durch Subtraktion von u_1 und u_2 der DM-Anteil, u_DM = (u1 - u2), bestimmt. u_DM muss nun durch eine Spannungsregelung so geführt werden, dass der Verlauf dem Ausgangspannungssollwert u_O* folgt. Hierfür wird die Regeldifferenz u_O* - u_DM gebildet und einem DM-Spannungsregler 5 zugeführt. Der Reglerausgang wird vorteilhaft durch den gemessenen Laststrom i_O vorgesteuert, sodass seitens des Reglers nur der für die Umladung der Serienschaltung von C_1 und C_2 erforderliche Strom iC_DM respektive dessen Sollwert iC_DM* zu bilden ist. Insgesamt resultiert damit der Sollwert i_DM* der DM-Komponente von i_1 und i_2.

[0042] Anzumerken ist, dass optional auch iC_DM vorgesteuert werden kann, da der Verlauf der über der Serienschaltung von C_1 und C_2 zu bildenden Spannung mit dem Ausgangspannungssollwert u_O* ja bekannt ist. Weisen die Pufferkondensatoren jeweils eine Kapazität C auf, kann also neben der Laststromvorsteuerung durch i_O auch noch eine

Vorsteuerkomponente C/2 d u_O7dt dem Reglerausgang des DM-Spannungsreglers 5 addiert werden, womit der Regler stationär nur mehr einen Messfehler von i_O oder durch Nichtidealitäten der Komponenten verursachte Abweichungen ausgleichen muss.

[0043] Der Sollwert der CM-Komponente i_CM*AC der Ströme i_1 und i_2 wird direkt durch die für die Kompensation der zweifach ausgangsfrequenten Schwankung der von der Last bezogenen Leistung sowie der für die Umladung der Serienschaltung von C_1 und C_2 erforderlichen Blindleistung bestimmt. Die entsprechende Schaltung ist in Fig. 2 gezeigt und weiter unten beschrieben.

[0044] Zusätzlich ist durch eine Regelung dafür zu sorgen, dass u_CM einen Mittelwert derart beibehält, dass eine symmetrische Aussteuerbarkeit von u_1 und u_2 zur Bildung der Differenzspannung u_1 - u_2 = u_O* gegeben ist. Dies kann durch Tiefpassfilterung 3 von u_CM derart erfolgen, dass eine hinreichende Mittelung über die betriebsmässig auftretenden Schwankungen mit zweifacher Ausgangsfrequenz gegeben ist. Es folgt als Ergebnis der Tiefpassfilterung 3 der Istwert u_CMquer, welcher mit einem Sollwert u_CM*quer verglichen wird. Die Differenz beider Grössen wird einem CM-Spannungsregler 4 zugeführt, welcher eine i_CM*AC ergänzenden Stromanteil i_CM*DC bildet. Die Addition beider Stromanteile führt letztlich auf den gesamten Sollwert i_CM* = i_CM*AC + iCM*DC. Aus den Stromsollwerten i_DM* und i_CM* können nun durch Addition und Subtraktion die Sollwerte ML* und i_2* der Ströme i_1 und i_2 durch die die Filterinduktivitäten gebildet werden; also i_1 * = i_CM* + i_DM*, i_2* = i_CM* - i_DM*.

[0045] Diese Sollwerte werden unterlagerten Stromregelschleifen zugeführt, welche die Istwerte i_1 und i_2 erfassen, und mittels Reglern 6, 7 die über die Filterinduktivitäten L_1 und L_2 zur Einprägung von i_1* und i_2* anzulegenden Spannungen bilden, wobei die Reglerausgänge vorteilhaft durch die Messwerte von den Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 vorgesteuert werden, womit die Sollwerte der von den Brückenzweigen der Vollbrücke auszugebenden Brückenzweigausgangsspannungen uj* und u_ll* resultieren, welche über Pulsbreitenmodulatorstufen unter Berücksichtigung des aktuellen Wertes der DC-Spannung bzw. der Spannung des Batteriespeichers eingestellt werden. Alternativ können auch andere Stromregelverfahren verwendet, und/oder die Vollbrücke mit dreieckförmigem, die Nulllinie geringfügig unterschreitendem Ausgangsstrom, d.h. im Triangular-Current-Mode betrieben und so weiches Schalten der Brückenzweige sichergestellt werden, wobei dann die Dreieckströme so eingestellt werden, dass über eine Taktperiode die geforderten lokalen Mittelwerte in Höhe der Sollwerte i_1 * und i_2* auftreten.

[0046] Die genannten Regler 4, 5, 6, 7 können beispielsweise durch P-, PI-, PID- oder andere Regler realisiert sein.

[0047] Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild der Generierung des Vorsteuerwertes i_CM*AC der CM-Komponente der Ströme i_1 und i_2 derart, dass der zweifach ausgangsfrequente Wechselanteil der von der Last bezogenen Leistung (gebildet durch Hochpassfilterung 8 der von der Last bezogenen Momentanleistung u_O i_O) sowie die für die Bildung der Spannungsdifferenz u_1 - u_2 = u_O* über der Serienschaltung von C_1 und C_2 erforderliche Blindleistung (gebildet durch Differentiation 9 des Ausgangspannungssollwerts u_O* und anschliessende Multiplikation mit C/2 u_O*, wobei C/2 als Kapazität der Serienschaltung von C_1 und C_2 folgt, falls C_1 und C_2 dieselbe Kapazität C aufweisen) durch einen entsprechenden Leistungsfluss aus den Pufferkondensatoren C_1 und C_2 gedeckt wird und auch eine ev. aufgrund von Nichtidealitäten der Vorsteuerung verbleibende niederfrequente Wechselkomponente der DC-seitigen Eingangsleistung der Vollbrücke (gebildet durch Hochpassfilterung 10 der DC-seitigen Leistungsaufnahme der Vollbrücke) zu Null geregelt wird.

[0048] Fig. 3 zeigt bei Einsatz der beschriebenen Regelung für typische Lastfälle resultierende Zeitverläufe der beiden Ausgangsteilspannungen u_1 und u_2 und den Zeitverlauf der in diesen Spannungen enthaltenen CM-Komponente u_CM und DM-Komponente u_DM, welche entsprechend dem vorgegebenen Ausgangsspannungssollwert u_O* einen rein sinusförmigen Verlauf aufweist. Weiters sind die Zeitverläufe der Ströme i_1, i_2 und deren DM- und CM-Komponente sowie der Eingangsstrom ij der Vollbrücke angegeben (schaltfrequente Änderungen sind ausgefiltert) angegeben; der Strom i_i weist einen über die Periodendauer der Ausgangsspannung konstanten Wert auf, dem DC-System oder Batteriespeicher wird also - wie durch die Regelung angestrebt - eine zeitlich konstante Momentanleistung entnommen. Die Lastfälle sind, bei ansonsten gleichbleibenden Parametern:

• Fig. 3a: Speisung der Last mit einer Wirkleistung von 2000 W • Fig. 3b: Speisung der Last mit einer Blindleistung von 2000 kVA bei cos(phi) = 0.7

• Fig. 3c: Speisung der Last mit einer Wirkleistung von 100 W

Claims (10)

1. Patentansprüche

   1. Inverter zum Austausch elektrischer Energie zwischen einem DC-System und einem AC-System, wobei der Inverter mehrere Brückenzweige aufweist und jeder Brückenzweig einen Mittelpunkt (I, II) aufweist, der über einen oberen Schalter mit einer positiven Gleichspannungsschiene (p) und über einen unteren Schalter mit einer negativen Gleichspannungsschiene (n) verbunden werden kann, und im Betrieb der Inverter jeweils vom Mittelpunkt (I, II) eines Brückenzweigs ein Brückenzweigstrom (i_1, i_2) durch eine dem Brückenzweig zugeordnete Filterinduktivität (L_1, L_2) eines Ausgangsfilters (L_1, C_1, L_2, C_2) und über dem Brückenzweig zugeordnete Ausgangsklemme (1, 2) zum AC-System fliesst, wobei an die Ausgangsklemme (1, 2) eine Ausgangsfilterkapazität (C_1, C_2) zur Glättung einer entsprechenden Ausgangsteilspannung (u_1, u_2) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Inverter eine Regelung zur Ansteuerung der Schalter der Brückenzweige aufweist, welche dazu eingerichtet ist, die Brückenzweige zum Erzeugen von Spannungen an ihren Mittelpunkten (I, II) entsprechend jeweils zugeordneten Sollwerten von Brückenzweigausgangsspannungen (u_l*, u_ll*) anzusteuern, und diese Sollwerte von Brückenzweigausgangsspannungen (u_l*, u_ll*) derart zu bestimmen, dass ein niederfrequenter Wechselanteil einer mit dem AC-System ausgetauschten Leistung durch die Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) aufgenommen respektive abgegeben wird.
2. 2. Inverter gemäss Anspruch 1, wobei die Regelung dazu eingerichtet ist, einen zeitlichen Mittelwert (u_CMquer) eines Common-Mode-Anteils (u_CM) der Ausgangsteilspannungen (u_1, u_2) auf einen vorgegebenen Sollwert (u_CM*quer) zu regeln, insbesondere auf einen über die Zeit konstanten Wert.
3. 3. Inverter gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei die Regelung dazu eingerichtet ist, einen Differential-Mode-Anteil (u_DM) der Ausgangsteilspannungen (u_1, u_2) auf einen vorgegebenen Ausgangspannungssollwert (u_O*) zu regeln, insbesondere auf einen sich über die Zeit sinusförmig ändernden Wert.
4. 4. Inverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Inverter keinen Pufferkondensator und keine aktive leistungselektronische Einheit zwischen der positiven und negativen Gleichspannungsschiene (p, n) zum Ausgleich von Lastschwankungen aufweist.
5. 5. Inverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) alle zwischen die jeweilige Ausgangsklemme (1,2) und die positive Gleichspannungsschiene (p) oder alle zwischen die jeweilige Ausgangsklemme (1,2) und die negative Gleichspannungsschiene (n) geschaltet sind.
6. 6. Inverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei jede der Ausgangsklemmen (1,2) jeweils über eine obere Ausgangsfilterteilkapazität an die positive Gleichspannungsschiene (p) und über eine untere Ausgangsfilterteilkapazität an die negative Gleichspannungsschiene (n) angeschlossen ist.
7. 7. Inverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei mindestens eine der Ausgangsklemmen (1,2) über eine erste Ausgangsfilterkapazität an die positive Gleichspannungsschiene (p) und mindestens eine andere der Ausgangsklemmen (1,2) über eine weitere Ausgangsfilterkapazität an die negative Gleichspannungsschiene (n) angeschlossen ist.
8. 8. Inverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Filterinduktivitäten (L_1, L_2) der Ausgangsfilter magnetisch miteinander gekoppelt sind.
9. 9. Inverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Regelung dazu eingerichtet ist, eine Energiespeicherung in den Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) • durch Vorgabe einer Common-Mode-Komponente (i_CM*) der Brückenzweigströme (i_1, i_2) so zu regeln, dass ein Wechselanteil der mit dem AC-System ausgetauschten Leistung, welche einen Wirk- und einen Blindleistungsanteil umfassen kann, kompensiert wird und so mit dem DC-System eine im Wesentlichen konstante Momentanleistung ausgetauscht wird; und • durch Vorgabe einer Differential-Mode-Komponente (i_DM*) der Brückenzweigströme (i_1, i_2) so zu regeln, dass einerseits ein AC-seitiger Laststrom (i_O) gedeckt ist und andererseits ein Umladestrom für die Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) fliesst, welcher eine Differenz der Ausgangsteilspannungen (u_1, u_2) an den Ausgangsfilterkapazitäten (C_1, C_2) auf einen vorgegebenen Ausgangspannungssollwert (u_O*) einstellt.
10. 10. Inverter gemäss Anspruch 9, wobei ein mehrphasiges, insbesondere dreiphasiges AC-System vorliegt, und die Regelung dazu eingerichtet ist, CM-Komponenten und DM-Komponenten aus Phasengrössen von Strömen und/oder Spannung zu bestimmen.