WO2016121383A1 - 非接触給電装置 - Google Patents

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大林　和良
旭 神谷
英介 高橋
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type

Definitions

  • the power transmission circuit 10 is a circuit that converts alternating current supplied from the commercial power supply AC1 into high-frequency alternating current and supplies it to the power transmission coil 12.
  • the power transmission circuit 10 includes a power transmission side rectifier circuit 100 and an inverter circuit 101.
  • the inverter circuit 101 is a circuit that is controlled by the control circuit 16 and converts the direct current supplied from the power transmission side rectifier circuit 100 into a high frequency alternating current and supplies the alternating current to the power transmission coil 12. Specifically, it is a well-known H-bridge circuit composed of four switching elements.
  • the inverter circuit 101 converts the direct current supplied from the power transmission side rectifier circuit 100 into a high frequency alternating current by switching the four switching elements at a predetermined timing, and supplies the alternating current to the power transmission coil 12.
  • the input end of the inverter circuit 101 is connected to the output end of the power transmission side rectifier circuit 100, the output end is connected to the power transmission side resonance capacitor 11 and the power transmission coil 12, and the drive signal input end is connected to the control circuit 16.
  • the power transmission side current sensor 160 is an element that detects the output current I1 of the inverter circuit 101 and outputs the detection result.
  • the power transmission side current sensor 160 is provided so as to clamp the wiring to the wiring connecting the inverter circuit 101 and the power transmission side resonance capacitor 11.
  • the output terminal of the power transmission side current sensor 160 is connected to the power transmission side control circuit 161.
  • the power transmission side control circuit 161 is a circuit that controls the inverter circuit 101 based on information related to the power reception coil 13 and the power reception side rectifier circuit 150 received from the power reception side control circuit 163 by wireless communication. Specifically, the output power target value Pcom received from the power receiving side control circuit 163 by wireless communication, the output voltage V2 and the output current I2 of the power receiving coil 13 connected to the power receiving side resonance capacitor 14, the inverter circuit 101 detected by itself.
  • the switching element is controlled so that a high-frequency alternating current is output from the inverter circuit 101 based on the output voltage V1 and the output current I1 of the inverter circuit 101 detected by the power transmission side current sensor 160.
  • the power transmission side control circuit 161 includes a phase calculation unit 161a, a coupling coefficient calculation unit 161b, a phase difference target value calculation unit 161c, an output voltage target value calculation unit 161d, and a correction value calculation unit 161e. And a correction unit 161f and a drive signal generation unit 161g.
  • the phase calculation unit 161a is a block that calculates and outputs the phase ⁇ I of the output current I1 based on the output current I1.
  • the output current I1 is the output current of the inverter circuit 101 shown in FIG. 1 and is detected by the power transmission side current sensor 160.
  • the phase ⁇ I of the output current is the phase of the output current I1 of the inverter circuit 101.
  • the phase calculation unit 161a includes a delay unit 161i and a calculation unit 161j.
  • the calculation unit 161j is a block that calculates and outputs the phase ⁇ I of the output current I1 based on the output current I1 and the output current I1d before the quarter period output from the delay unit 161i.
  • the computing unit 161j computes and outputs the phase ⁇ I based on Equation 1.
  • the coupling coefficient calculation unit 161b shown in FIG. 2 has an output voltage V1, an output current I1, a phase difference ⁇ 1, an angular frequency ⁇ , an output voltage V2, an inductance L1 and a capacitance C1, and an inductance L2 and a capacitance C2. Based on this, the coupling coefficient k between the power transmission coil 12 and the power reception coil 13 is calculated and output.
  • the coupling coefficient calculator 161b also calculates the mutual inductance M of the power transmission coil 12 and the power receiving coil 13 in the process of calculating the coupling coefficient k.
  • the output voltage V ⁇ b> 1 is an output voltage of the inverter circuit 101 shown in FIG. 1 and is detected by the power transmission side control circuit 161.
  • the current vector Im is a current vector indicating an excitation current component of the current vector I1, and has a phase difference of 90 deg from the voltage vector E1.
  • the current vector I1 ′ is a current vector indicating a load current component of the current vector I1.
  • the vector sum of the current vector Im and the current vector I1 ′ becomes the current vector I1.
  • the current vector I2 is a current vector indicating the output current of the power receiving coil 13 to which the power receiving side resonance capacitor 14 is connected, and is the same as the current vector I1 ′.
  • the vector calculation unit 161n is an inverter circuit based on the excitation current target value
  • 101 is a block that calculates and outputs an output current target value
  • the vector computing unit 161n synthesizes the current vector target values Im_com and I2_com, which are target values for the current vectors Im and I2 shown in FIG. A current vector target value I1_com which is a target value is obtained.
  • the arithmetic unit 161o shown in FIG. 6 is an inverter based on the output current phase difference target value ⁇ 1_com output from the vector arithmetic unit 161n, the output current target value
  • This block calculates and outputs an output voltage target value
  • the calculation unit 161o calculates and outputs the output voltage target value
  • the calculation unit 161q illustrated in FIG. 8 calculates an output current target value
  • the computing unit 161q computes and outputs the output current target value
  • the calculation unit 161r is a block that calculates and outputs a deviation ⁇ I2 between the output current target value
  • the computing unit 161r computes and outputs the deviation ⁇ I2 based on Equation 13.
  • the PI calculation unit 161s is a block that performs proportional and integral calculations on the deviation ⁇ I2 output from the calculation unit 161r and outputs the result as a correction value
  • the drive signal generation unit 161g is configured to switch the switching element of the inverter circuit 101 based on the phase ⁇ I, the output power target value Pcom, the coupling coefficient k, the phase difference target value ⁇ 1_com, and the output voltage target value
  • This is a block that generates and outputs a drive signal for controlling the.
  • the drive signal generation unit 161g includes a correction value output unit 161u, calculation units 161v and 161w, and a signal generation unit 161x.
  • the signal generation unit 161x generates a drive signal for controlling the switching element of the inverter circuit 101 based on the phase target value ⁇ V output from the calculation unit 161w and the output voltage target value
  • the signal generation unit 161x generates and outputs a drive signal in which the phase of the voltage vector indicating the output voltage of the inverter circuit 101 is ⁇ V and the magnitude is
  • the power transmission side control circuit 161 receives the output power target value Pcom, the output voltage V2 and the output current I2 received from the power reception side control circuit 163 by wireless communication, the output voltage V1 detected by itself, and the output current I1 detected by the power transmission side current sensor 160. Based on the above, a voltage vector target value is obtained such that the phase difference between the AC voltage vector and current vector output from the inverter circuit 101 becomes the phase difference target value, and the AC voltage vector becomes the voltage vector target value.
  • the inverter circuit 101 is controlled.
  • the phase calculation unit 161a shown in FIG. 2 calculates and outputs the phase ⁇ I using Equation 1 based on the output current I1.
  • the coupling coefficient calculation unit 161b shown in FIG. 2 has an output voltage V1, an output current I1, a phase difference ⁇ 1, an angular frequency ⁇ , an output voltage V2, an inductance L1 and a capacitance C1, and an inductance L2 and a capacitance C2. Based on Equations 2 and 3, the mutual inductance M is calculated and output. Then, the coupling coefficient k is calculated using Equation 6 and output.
  • the correction value output unit 161u generates the correction value ⁇ . Based on the output power target value Pcom, the coupling coefficient k, and the map. com.
  • the computing unit 161v adds the correction value ⁇ .com to the phase difference target value ⁇ 1_com. com is added to obtain a new phase difference target value.
  • the calculation unit 161w adds the output of the calculation unit 161v to the phase ⁇ I and outputs the phase target value ⁇ V.
  • the signal generator 161x generates and outputs a drive signal for controlling the switching element of the inverter circuit 101 based on the phase target value ⁇ V that is the target value of the voltage vector and the output voltage target value
  • the inverter circuit 101 converts the direct current supplied from the power transmission side rectifier circuit 100 into a high frequency alternating current by switching the four switching elements according to the drive signal, and supplies the alternating current to the power transmission coil 12.
  • the power transmission side control circuit 161 obtains the voltage vector target value
  • the power transmission side control circuit 161 includes a voltage vector X1I1 indicating an electromotive voltage generated by an impedance X1 including a leakage inductance that is not coupled to the power receiving coil 13, based on the relationship between the voltage vector and the current vector.
  • is obtained using the voltage vector X2I2 indicating the electromotive voltage generated by the impedance X2 including the leakage inductance that is not coupled to the power transmission coil 12. Therefore, the voltage vector target value
  • the power transmission side control circuit 161 obtains a voltage vector target value such that the phase difference between the AC voltage vector and the current vector output from the inverter circuit 101 becomes the phase difference target value, and the inverter circuit The inverter circuit 101 is controlled so that the AC voltage vector output from the terminal 101 becomes the voltage vector target value. Therefore, there is no need to adjust the AC frequency in order to adjust the phase difference between the AC voltage and AC current output from the inverter circuit 101.
  • the phase difference between the AC voltage and the AC current can be directly controlled. Therefore, the delay accompanying control can be suppressed and the responsiveness can be improved more reliably.
  • the power transmission side control circuit 161 corrects the output voltage target value
  • the correction value calculation unit 161e calculates the correction value
  • the correction unit 161f adds the correction value
  • the correction value output unit 161u has a map, and based on this map, the correction value ⁇ . com is obtained, but the present invention is not limited to this.
  • a relational expression expressing the relation defined in the map may be provided, and the relational expression may be obtained based on this relational expression.
  • the non-contact power supply device of the second embodiment changes the power supply target from the in-vehicle battery to the resistive load with respect to the non-contact power supply device of the first embodiment, and accordingly, the output voltage target value calculation unit The configuration is partially changed.
  • the calculation unit 261k is a block that calculates and outputs the output current target value
  • the impedance Z2 is the impedance of the load, and is obtained by wireless communication that is preset in the power receiving side control circuit.
  • the calculation unit 261k calculates and outputs the output current target value
  • the correction calculation unit 361e is a block that calculates and outputs a new output power target value Pcom 'obtained by correcting the output power target value Pcom based on the output voltage V2 and the output current I2.
  • the correction calculation unit 361e includes calculation units 361q and 361r, a PI calculation unit 361s, and a calculation unit 361t.
  • the calculation units 361q and 361r and the PI calculation unit 361s are the same blocks as the calculation units 161q and 161r and the PI calculation unit 161s of the first embodiment.
  • the correction calculation unit 361e shown in FIG. 15 calculates a new output power target value Pcom ′ obtained by correcting the output power target value Pcom using Equation 18 based on the output voltage V2 and the output current I2, as shown in FIG. And output.
  • the contactless power supply device of the fourth embodiment controls the inverter circuit based on the output power target value, whereas the contactless power supply device of the first embodiment controls based on the output current target value. Is.
  • the output power target value calculation unit 461h is a block that calculates and outputs the output power target value Pcom based on the output current target value
  • is equivalent to the target value of the current supplied from the power receiving side rectifier circuit to the in-vehicle battery, and is a current vector indicating the output current of the power receiving coil to which the power receiving side resonance capacitor is connected. It is also the target value of the size of. This is because the output voltage V2 and output current I2 of the power receiving coil connected to the power receiving resonance capacitor and the voltage and current supplied to the in-vehicle battery have a known relationship. Therefore, as in the first embodiment,
  • the output power target value calculation unit 461h calculates and outputs the output power target value Pcom based on Equation 19.
  • the output voltage target value calculation unit 461d has a mutual inductance M, an angular frequency ⁇ , an impedance X2, an output current target value
  • the output voltage target value calculation unit 461d includes calculation units 461l and 461m, a vector calculation unit 461n, and a calculation unit 461o.
  • the correction value calculation unit 461e is a block that calculates and outputs a correction value
  • the correction value calculation unit 461e includes calculation units 461r and 461s. Since there is no need to obtain the output current target value
  • the calculation units 461r and 461s are the same blocks as the calculation units 161r and 161s of the first embodiment.
  • the correction calculation unit 661e is a block that calculates and outputs a new output current target value
  • the correction calculation unit 661e includes a calculation unit 661r, a PI calculation unit 661s, and a calculation unit 661t.
  • the calculation unit 661r and the PI calculation unit 661s are the same blocks as the calculation unit 461r and the PI calculation unit 461s of the fourth embodiment.
  • the calculation unit 661t is a block that calculates and outputs a new output power target value Pcom 'based on the output current target value
  • is the same as the correction value
  • the computing unit 661t computes and outputs the output current target value
  • the output voltage target value calculation unit 661d shown in FIG. 21 outputs the output voltage target value
  • the output voltage target value calculation unit 661d is the same block as the output voltage target value calculation unit 461d of the fourth embodiment, and the output power target value is replaced from Pcom to Pcom ′.
  • the correction calculation unit 661e shown in FIG. 21 calculates a new output current target value
  • the correction unit 661f is the same block as the correction unit 461f of the fourth embodiment, but the correction value
  • the correcting unit 661f outputs the output voltage target value
  • the drive signal generation unit 661g is the same block as the drive signal generation unit 461g of the fourth embodiment, and the output power target value is replaced from Pcom to Pcom '.
  • the drive signal generator 661g controls the switching elements of the inverter circuit based on the phase ⁇ I, the new output power target value Pcom ′, the coupling coefficient k, the phase difference target value ⁇ 1_com, and the output voltage target value
  • the power receiving side rectifier circuit rectifies and outputs the supplied alternating current.
  • the present invention is not limited to this.
  • the supplied alternating current may be rectified and boosted and output.
  • the coupling coefficient calculation unit 761b is a block corresponding to the coupling coefficient calculation unit 161b of the first embodiment, which constitutes the power transmission side control circuit 761. Specifically, based on the output voltage V1, the output current I1, the phase difference ⁇ 1, the angular frequency ⁇ , the output voltage V2, the output current I2, and the capacitors C1 and C2, the coupling coefficient k between the power transmission coil and the power reception coil is calculated and output. It is a block to do.
  • the voltage vector and current vector of each part of the non-contact power feeding apparatus have a relationship as shown in FIG.
  • the phase difference ⁇ is a phase difference between the voltage vector E1 and the voltage vector V1.
  • the phase difference ⁇ m is a phase difference between the current vector Im and the current vector I1.
  • Others are the same as those described in the first embodiment.
  • the current vector Im has the relationship shown in Equation 26.
  • phase differences ⁇ 2, ⁇ , and ⁇ m have the relationships shown in Equations 28 to 30, respectively.
  • the current vector I1 is the vector sum of the current vector I2 and the current vector Im
  • the current vectors I1, I2, and Im have the relationship shown in Equation 31 and Equation 32.
  • the coupling coefficient calculator 761b shown in FIG. 23 includes the input output voltage V1, the output current I1, the phase difference ⁇ 1, the angular frequency ⁇ , the output voltage V2, and the output current I2, and are expressed by Expressions 26 to 29 and Expressions 31 to 33.
  • the capacitors C1 and C2 are not affected by the positional relationship between the power transmission side pad and the power reception side pad. Therefore, even if the capacitors C1 and C2 that are set in advance are used, a large error does not occur in the calculation result.
  • the vector from the origin to the end point of the voltage vector X2I2 becomes the voltage vector E2.
  • the target value calculation unit 861c obtains the current Im that is the magnitude of the current vector Im based on the voltage E2 that is the magnitude of the voltage vector E2 and Equation 26. As a result, the current vector Im is determined as shown in FIG. Further, as shown in FIG. 32, a voltage vector E1 having the same magnitude and the opposite direction as the voltage vector E2 is determined.
  • the current vector I1 is a vector sum of the current vector Im and the current vector I2.
  • the target value calculator 861c obtains a current I1 that is the magnitude of the current vector I1 from the current vector Im and the current vector I2.
  • the target value calculation unit 861c obtains a voltage X1I1 which is the magnitude of the voltage vector X1I1 from the impedance X1 obtained in the process of calculating the coupling coefficient k in the coupling coefficient calculation 861b and the current I1.
  • the voltage vector X1I1 is a vector that is orthogonal to the current vector I1 and whose end point reaches the end point of the voltage vector E1.
  • the voltage vector V1 is a vector from the origin to the start point of the voltage vector X1I1.
  • the target value calculator 861c obtains the voltage V1 that is the magnitude of the voltage vector V1 from the current I1 and the voltage X1I1, and obtains the phase difference ⁇ 1.
  • the target value calculation unit 861c obtains the value ⁇ c0 of the phase difference ⁇ c at which the current I1 becomes the minimum I1min. Then, the phase difference target value ⁇ 1_com and the output voltage target value
  • the power transmission side control circuit 861 obtains the voltage vector target value
  • the voltage vector X2I2 is orthogonal to the voltage vector V2.
  • the voltage vector E2 is a vector sum of the voltage vector V2 and the voltage vector X2I2.
  • a vector from the origin to the end point of the voltage vector X2I2 becomes the voltage vector E2.
  • the target value calculation unit 961c obtains a voltage E2 that is the magnitude of the voltage vector E2 from the voltage V2 and the voltage X2I2.
  • the target value calculation unit 961c obtains a current Im that is the magnitude of the current vector Im based on the voltage E2 and Equation 26.
  • the current vector Im is orthogonal to the voltage vector E2. As a result, the current vector Im is determined as shown in FIG.
  • the power transmission side control circuit 961 obtains the voltage vector target value
  • the power transmission side control circuit 961 obtains the angular frequency target value ⁇ com and the output voltage target value
  • the voltage and current at the input terminal of the immittance conversion circuit 17 are Vin and Iin
  • the voltage and current at the output terminal are Vout and Iout
  • the inductances of the reactors 170 and 171 are Lf
  • the capacitance of the capacitor 172 is Cf. Then, these have the relationship shown in Equation 38.
  • the configuration of the vector diagram showing the relationship between the output voltage vector and the current vector output from the power transmission circuit 10 is different from that in the first embodiment.
  • the power transmission side control circuit 161 controls the power transmission circuit 10 in consideration of the immittance conversion shown in Equation 38 based on the vector diagram.
  • the alternating voltage and alternating current output from the power transmission circuit 10 can be directly controlled. Therefore, it is possible to suppress the delay associated with the control and improve the responsiveness.
  • the non-contact power feeding device 1 includes the immittance conversion circuits 17 and 18 between the power transmission circuit 10 and the power transmission coil 12 and between the power reception coil 13 and the power reception circuit 15. Therefore, the vector diagram showing the relationship between the output voltage vector and the output current vector output from the power transmission circuit 10 is different from that in the first embodiment.
  • the power transmission side control circuit 161 controls the power transmission circuit 10 based on the relationship between the voltage vector and the current vector, as in the case of the first embodiment. Therefore, even when the immittance conversion circuits 17 and 18 are provided, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • the immittance conversion circuits 17 and 18 are provided between the power transmission circuit 10 and the power transmission coil 12 and between the power reception coil 13 and the power reception circuit 15, respectively. It is not limited to this.
  • the immittance conversion circuit may be provided between at least one of the power transmission circuit and the power transmission coil and between the power reception coil and the power reception circuit.

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Abstract

　非接触給電装置は、交流により磁束を発生する送電コイル（１２）と、前記送電コイルに交流を供給する送電回路（１０）と、前記送電回路を制御する送電側制御回路（１６１、２６１、３６１、４６１、５６１、６６１、７６１、８６１、９６１）と、前記送電コイルに発生した磁束と鎖交することで交流を発生する受電コイル（１３）と、前記受電コイルから供給される交流を直流に変換して給電対象に供給する受電回路（１５）とを備える。前記送電側制御回路は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて電圧ベクトル目標値を求め、前記送電回路から出力される交流の電圧ベクトルが前記電圧ベクトル目標値になるように前記送電回路を制御する。

Description

非接触給電装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１５年１月３０日に出願された日本特許出願番号２０１５－１７０１６号および２０１５年１１月２５日に出願された日本特許出願番号２０１５―２２９７３９号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、送電コイルと、送電コイルに交流を供給する送電回路と、送電回路を制御する送電側制御回路とを備えた非接触給電装置に関するものである。
　従来、送電コイルと、送電コイルに交流を供給する送電回路と、送電回路を制御する送電側制御回路とを備えた非接触給電装置として、例えば以下に示す特許文献１に開示されている非接触給電設備がある。
　この非接触給電設備は、１次導線と、インバータ部と、電圧検出装置と、電流検出装置と、位相ロックループとを備えている。１次導線及びインバータ部が送電コイル及び送電回路に相当する。電圧検出装置、電流検出装置及び位相ロックループが送電側制御回路に相当する。
　インバータ部は、１次導線に接続され、１次導線に交流を供給する。電圧検出装置は、インバータ部の出力端に接続され、インバータ部から出力される交流電圧を検出する。電流検出装置は、インバータ部と１次導線を接続する配線に設けられ、インバータ部から出力される交流電流を検出する。位相ロックループは、電圧検出装置と電流検出装置によって検出されたインバータ部から出力される交流電圧と交流電流の位相差がなくなるように、インバータ部から出力される交流の周波数を調整する。これにより、損失を抑えることができる。
　ところで、前述した非接触給電設備は、インバータ部から出力される交流電圧と交流電流の位相差を調整しようとする場合、まず、インバータ部から出力される交流電圧と交流電流を検出する。そして、検出した交流電圧と交流電流に基づいて交流の周波数を調整し、交流電圧と交流電流の位相差を調整する。つまり、交流の周波数を調整するという工程を介して、交流電圧と交流電流の位相差を調整する。そのため、位相差の調整に遅れが発生してしまう。その結果、１次導線から受電コイルに送電する電力を変えた場合や、１次導線と受電コイルの磁気的な結合状態が変化した場合に、応答が遅れ、過電圧が加わったり、過電流が流れたりする可能性がある。
特開平１０－２２５１２９号公報
　本開示は、制御に伴う遅れを抑え、応答性を向上させることができる非接触給電装置を提供することを目的とする。
　本開示の態様において、非接触給電装置は、交流が供給されることで磁束を発生する送電コイルと、前記送電コイルに接続され、前記送電コイルに交流を供給する送電回路と、前記送電回路に接続され、前記送電回路を制御する送電側制御回路と、前記送電コイルに発生した磁束と鎖交することで交流を発生する受電コイルと、前記受電コイル及び給電対象に接続され、前記受電コイルから供給される交流を直流に変換して前記給電対象に供給する受電回路と備える。前記送電側制御回路は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて電圧ベクトル目標値を求める。前記送電側制御回路は、前記送電回路から出力される交流の電圧ベクトルが前記電圧ベクトル目標値になるように前記送電回路を制御する。
　上記の非接触給電装置によれば、送電回路から出力される交流電圧と交流電流を直接制御することができる。そのため、制御に伴う遅れを抑え、応答性を向上させることができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態における非接触給電装置の回路図であり、 図２は、図１に示す送電側制御回路のブロック図であり、 図３は、図２に示す位相演算部のブロック図であり、 図４は、図２に示す結合係数演算部のブロック図であり、 図５は、第１実施形態における非接触給電装置の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルを説明するためのベクトル図であり、 図６は、図２に示す出力電圧目標値演算部のブロック図であり、 図７は、図２に示す出力電流目標値演算部の動作を説明するためのベクトル図であり、 図８は、図２に示す補正値演算部のブロック図であり、 図９は、図２に示す駆動信号生成部のブロック図であり、 図１０は、図９に示すマップを説明するための説明図であり、 図１１は、図１に示すインバータ回路の出力電圧が正弦波状波形である場合における出力電圧及び出力電流の波形図であり、 図１２は、図１に示すインバータ回路の出力電圧が１８０度通電制御による矩形波状波形である場合における出力電圧及び出力電流の波形図であり、 図１３は、図１に示すインバータ回路の出力電圧がＰＷＭ制御による矩形波状波形である場合における出力電圧及び出力電流の波形図であり、 図１４は、第２実施形態における送電側制御回路の出力電圧目標値演算部のブロック図であり、 図１５は、第３実施形態における送電側制御回路のブロック図であり、 図１６は、図１５に示す補正演算部のブロック図であり、 図１７は、第４実施形態における送電側制御回路のブロック図であり、 図１８は、図１７に示す出力電圧目標値演算部のブロック図であり、 図１９は、図１７に示す補正値演算部のブロック図であり、 図２０は、第５実施形態における送電側制御回路の出力電圧目標値演算部のブロック図であり、 図２１は、第６実施形態における送電側制御回路のブロック図であり、 図２２は、図２１に示す補正演算部のブロック図であり、 図２３は、第７実施形態における送電制御回路の結合係数演算部のブロック図であり、 図２４は、第７実施形態における非接触給電装置の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルを説明するためのベクトル図であり、 図２５は、第８実施形態における送電側制御回路のブロック図であり、 図２６は、第８実施形態における非接触給電装置の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルを説明するためのベクトル図であり、 図２７は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第１のベクトル図であり、 図２８は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第２のベクトル図であり、 図２９は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第３のベクトル図であり、 図３０は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第４のベクトル図であり、 図３１は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第５のベクトル図であり、 図３２は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第６のベクトル図であり、 図３３は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第７のベクトル図であり、 図３４は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第８のベクトル図であり、 図３５は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための第９のベクトル図であり、 図３６は、図２５における目標値演算部の動作を説明するための位相差θｃと電流Ｉ１の関係を示すグラフであり、 図３７は、第９実施形態における送電側制御回路のブロック図であり、 図３８は、第９実施形態における非接触給電装置の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルを説明するためのベクトル図であり、 図３９は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第１のベクトル図であり、 図４０は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第２のベクトル図であり、 図４１は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第３のベクトル図であり、 図４２は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第４のベクトル図であり、 図４３は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第５のベクトル図であり、 図４４は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第６のベクトル図であり、 図４５は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第７のベクトル図であり、 図４６は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための第８のベクトル図であり、 図４７は、図３７における目標値演算部の動作を説明するための角周波数ωと電流Ｉ１の関係を示すグラフであり、 図４８は、第１０実施形態における非接触給電装置の回路図であり、 図４９は、図４８におけるイミタンス変換回路の回路図であり、 図５０は、図４８におけるイミタンス変換回路周辺の等価回路の回路図であり、 図５１は、図５０に示すイミタンス変換回路周辺の等価回路をさらに等価的に変形した回路図である。
　次に、実施形態を挙げ、本開示をより詳しく説明する。本実施形態では、本開示に係る非接触給電装置を、電気自動車やハイブリッド車に搭載された車載バッテリに非接触で送電する非接触給電装置に適用した例を示す。
　（第１実施形態）
　まず、図１を参照して第１実施形態の非接触給電装置の構成について説明する。
　図１に示す非接触給電装置１は、車両外部の商用電源ＡＣ１から車両に搭載された車載バッテリＢ１（給電対象）に非接触で送電し、車載バッテリＢ１を充電する装置である。非接触給電装置１は、送電回路１０と、送電側共振用コンデンサ１１と、送電コイル１２と、受電コイル１３と、受電側共振用コンデンサ１４と、受電回路１５と、制御回路１６とを備えている。
　送電回路１０は、商用電源ＡＣ１から供給される交流を高周波数の交流に変換して送電コイル１２に供給する回路である。送電回路１０は、送電側整流回路１００と、インバータ回路１０１とを備えている。
　送電側整流回路１００は、商用電源ＡＣ１から供給される交流を整流するとともに昇圧してインバータ回路１０１に供給する回路である。送電側整流回路１００の入力端は商用電源ＡＣ１に、出力端はインバータ回路１０１にそれぞれ接続されている。
　インバータ回路１０１は、制御回路１６によって制御され、送電側整流回路１００から供給される直流を高周波数の交流に変換して送電コイル１２に供給する回路である。具体的には、４つのスイッチング素子によって構成される周知のＨブリッジ回路である。インバータ回路１０１は、４つのスイッチング素子を所定のタイミングでスイッチングさせることで送電側整流回路１００から供給される直流を高周波数の交流に変換して送電コイル１２に供給する。インバータ回路１０１の入力端は送電側整流回路１００の出力端に、出力端は送電側共振用コンデンサ１１及び送電コイル１２に、駆動信号入力端は制御回路１６にそれぞれ接続されている。
　送電側共振用コンデンサ１１は、送電コイル１２とともに共振回路を構成する素子である。送電側共振用コンデンサ１１の一端はインバータ回路１０１の出力端に、他端は送電コイル１２にそれぞれ接続されている。
　送電コイル１２は、インバータ回路１０１から交流が供給されることで交番磁束を発生する素子である。送電コイル１２は、駐車スペースの地表面の所定位置に設けられている。送電コイル１２の一端は送電側共振用コンデンサ１１の他端に、他端はインバータ回路１０１の出力端にそれぞれ接続されている。
　受電コイル１３は、送電コイル１２の発生した交番磁束と鎖交することで電磁誘導によって交流を発生する素子である。受電コイル１３は、駐車スペースに車両を駐車したときに、上下方向に間隔をあけて送電コイル１２と対向するよう、車両の底部に設けられている。受電コイル１３の一端は受電側共振用コンデンサ１４に、他端は受電回路１５にそれぞれ接続されている。
　受電側共振用コンデンサ１４は、受電コイル１３とともに共振回路を構成する素子である。受電側共振用コンデンサ１４の一端は受電コイル１３の一端に、他端は受電回路１５にそれぞれ接続されている。
　受電回路１５は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ１に供給する回路である。受電回路１５は、受電側整流回路１５０を備えている。
　受電側整流回路１５０は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３から供給される交流を整流し、直流に変換して車載バッテリＢ１に供給する回路である。受電側整流回路１５０の入力端は受電側共振用コンデンサ１４の他端と受電コイル１３の他端に、出力端は車載バッテリＢ１にそれぞれ接続されている。
　制御回路１６は、車両制御装置ＣＮＴ１から入力される出力電力目標値Ｐｃｏｍ、及び、自ら検出した検出結果に基づいて、インバータ回路１０１を制御する回路である。ここで、出力電力目標値Ｐｃｏｍは、受電側整流回路１５０の出力電力の目標値であり、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電力の目標値でもある。制御回路１６は、送電側電流センサ１６０と、送電側制御回路１６１と、受電側電流センサ１６２と、受電側制御回路１６３とを備えている。
　送電側電流センサ１６０は、インバータ回路１０１の出力電流Ｉ１を検出し、検出結果を出力する素子である。送電側電流センサ１６０は、インバータ回路１０１と送電側共振用コンデンサ１１を接続する配線に、配線をクランプするように設けられている。送電側電流センサ１６０の出力端は、送電側制御回路１６１に接続されている。
　送電側制御回路１６１は、無線通信によって受電側制御回路１６３から受信した受電コイル１３及び受電側整流回路１５０に関連する情報に基づいてインバータ回路１０１を制御する回路である。具体的には、無線通信によって受電側制御回路１６３から受信した出力電力目標値Ｐｃｏｍ、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２、自ら検出したインバータ回路１０１の出力電圧Ｖ１、送電側電流センサ１６０の検出したインバータ回路１０１の出力電流Ｉ１に基づいて、インバータ回路１０１から高周波数の交流が出力されるようにスイッチング素子を制御する回路である。送電側制御回路１６１は、インバータ回路１０１から出力される交流の電圧ベクトルと電流ベクトルの位相差が位相差目標値になるような電圧ベクトル目標値を求め、インバータ回路１０１から出力される交流の電圧ベクトルが電圧ベクトル目標値になるようにインバータ回路１０１を制御する。送電側制御回路１６１の電圧検出端はインバータ回路１０１の出力端に、電流信号入力端は送電側電流センサ１６０の出力端に、駆動信号出力端はインバータ回路１０１の駆動信号入力端にそれぞれ接続されている。
　受電側電流センサ１６２は、受電側整流回路１５０の出力電流に相当する受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電流Ｉ２を検出し、検出結果を出力する素子である。受電側電流センサ１６２は、受電側共振用コンデンサ１４と受電側整流回路１５０を接続する配線に、配線をクランプするように設けられている。受電側電流センサ１６２の出力端は、受電側制御回路１６３に接続されている。
　受電側制御回路１６３は、受電コイル１３及び受電側整流回路１５０に関連する情報であって、インバータ回路１０１の制御に必要な情報を無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する回路である。具体的には、車両制御装置ＣＮＴ１から入力された出力電力目標値Ｐｃｏｍ、自ら検出した受電側整流回路１５０の出力電圧に相当する受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電圧Ｖ２、受電側電流センサ１６２の検出した受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電流Ｉ２を無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する回路である。受電側制御回路１６３は、送電側制御回路１６１からの要求に応じて、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２の情報を無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する。受電側制御回路１６３の出力電力目標値入力端は車両制御装置ＣＮＴ１に、電圧検出端は受電側整流回路１５０の出力端に、電流信号入力端は受電側電流センサ１６２の出力端にそれぞれ接続されている。
　次に、図２を参照して、送電側制御回路の構成についてより詳細に説明する。
　図２に示すように、送電側制御回路１６１は、位相演算部１６１ａと、結合係数演算部１６１ｂと、位相差目標値演算部１６１ｃと、出力電圧目標値演算部１６１ｄと、補正値演算部１６１ｅと、補正部１６１ｆと、駆動信号生成部１６１ｇとを備えている。
　位相演算部１６１ａは、出力電流Ｉ１に基づいて出力電流Ｉ１の位相θＩを演算し出力するブロックである。ここで、出力電流Ｉ１は、図１に示すインバータ回路１０１の出力電流であり、送電側電流センサ１６０によって検出したものである。出力電流の位相θＩは、インバータ回路１０１の出力電流Ｉ１の位相である。図３に示すように、位相演算部１６１ａは、遅延部１６１ｉと、演算部１６１ｊとを備えている。
　遅延部１６１ｉは、出力電流Ｉ１に基づいて、１／４周期前の出力電流Ｉ１ｄを出力するブロックである。
　演算部１６１ｊは、出力電流Ｉ１、及び、遅延部１６１ｉの出力する１／４周期前の出力電流Ｉ１ｄに基づいて出力電流Ｉ１の位相θＩを演算し出力するブロックである。演算部１６１ｊは、数１に基づいて位相θＩを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　図２に示す結合係数演算部１６１ｂは、図４に示すように、出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２、インダクタンスＬ１及び容量Ｃ１、インダクタンスＬ２及び容量Ｃ２に基づいて、送電コイル１２と受電コイル１３の結合係数ｋを演算し出力するブロックである。結合係数演算部１６１ｂは、結合係数ｋを演算する過程において送電コイル１２と受電コイル１３の相互インダクタンスＭも演算する。ここで、出力電圧Ｖ１は、図１に示すインバータ回路１０１の出力電圧であり、送電側制御回路１６１で検出したものである。位相差θ１は、インバータ回路１０１の出力電圧Ｖ１と出力電流Ｉ１の位相差であり、出力電圧Ｖ１と出力電流Ｉ１から検出したものである。角周波数ωは、インバータ回路１０１の出力する交流の角周波数であり、出力電圧Ｖ１又は出力電流Ｉ１から検出したものである。あるいは、駆動信号から求めたものである。出力電圧Ｖ２は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電圧であり、受電側制御回路１６３で検出したものを無線通信によって入手したものである。インダクタンスＬ２は受電コイル１３のインダクタンス、容量Ｃ２は受電側共振用コンデンサ１４の容量であり、受電側制御回路１６３に予め設定されていたものを無線通信によって入手したものである。インダクタンスＬ１は送電コイル１２のインダクタンス、容量Ｃ１は送電側共振用コンデンサ１１の容量であり、送電側制御回路１６１に予め設定されていたものである。
　ところで、非接触給電装置１の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルは、図５に示すような関係を有している。図５に示すベクトル図は、角周波数ωで回転する回転座標において電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示したものである。なお、回転座標系における電圧ベクトルと電流ベクトルの関係は、モータ制御において広く用いられている回転座標系を静止座標系に変換する公知の方法により、位相θＩを用いて静止座標系へ変換することができる。ここで、電圧ベクトルＶ１はインバータ回路１０１の出力電圧を示す電圧ベクトルであり、電流ベクトルＩ１はインバータ回路１０１の出力電流を示す電流ベクトルである。位相差θ１は、電圧ベクトルＶ１と電流ベクトルＩ１の位相差である。電圧ベクトルＥ１は、電圧ベクトルＶ１と、送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２において、受電コイル１３と結合しない漏れインダクタンスと送電側共振用コンデンサ１１の容量の合成インピーダンスＸ１によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ１Ｉ１をベクトル的に合成した電圧ベクトルである。ここで、インピーダンスＸ１は、数２に基づいて求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　電流ベクトルＩｍは、電流ベクトルＩ１の励磁電流成分を示す電流ベクトルであり、電圧ベクトルＥ１との位相差が９０ｄｅｇである。電流ベクトルＩ１’は、電流ベクトルＩ１の負荷電流成分を示す電流ベクトルである。電流ベクトルＩｍと電流ベクトルＩ１’のベクトル和が電流ベクトルＩ１になる。電流ベクトルＩ２は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電流を示す電流ベクトルであり、電流ベクトルＩ１’と同一である。電圧ベクトルＥ２は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の起電圧を示す電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＥ２は、電圧ベクトルＶ２と、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３において、送電コイル１２と結合しない漏れインダクタンスと受電側共振用コンデンサ１４の容量の合成インピーダンスＸ２によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ２Ｉ２をベクトル的に合成した電圧ベクトルである。電圧ベクトルＥ２は、電圧ベクトルＥ１と大きさが同一で逆位相である。ここで、インピーダンスＸ２は、数３に基づいて求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　電圧ベクトルＶ２は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電圧、つまり、接続された受電側共振用コンデンサ１４及び受電コイル１３の出力電圧を示す電圧ベクトルである。位相差θ２は、電圧ベクトルＥ２と電圧ベクトルＶ２の位相差であり、電圧ベクトルＥ１に対する電流ベクトルＩ２の位相でもある。
　電圧ベクトルＥ１の大きさである電圧Ｅ１と、電圧ベクトルＥ２の大きさである電圧Ｅ２が等しくなることから、図２に示す結合係数演算部１６１ｂは、数４及び数５を用いて相互インダクタンスＭを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　そして、数６に基づいて結合係数ｋを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　位相差目標値演算部１６１ｃは、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示すベクトル図に基づいて、結合係数演算部１６１ｂの出力する結合係数ｋから、出力電圧Ｖ１と出力電流Ｉ１の位相差の目標値である位相差目標値θ１＿ｃｏｍを演算し出力するブロックである。
　出力電圧目標値演算部１６１ｄは、図６に示すように、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示すベクトル図に基づいて、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍから、インバータ回路１０１の出力電圧を示す電圧ベクトルの大きさの目標値である出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。ここで、インピーダンスＸ２は、無線通信によって入手した情報に基づいて、数３を用いて求められたものである。出力電力目標値Ｐｃｏｍは、受電側整流回路１５０の出力電力の目標値であり、車両制御装置ＣＮＴ１から受電側制御回路１６３に入力されたものを、無線通信によって入手したものである。出力電圧目標値演算部１６１ｄは、演算部１６１ｋ～１６１ｍと、ベクトル演算部１６１ｎと、演算部１６１ｏとを備えている。
　演算部１６１ｋは、出力電力目標値Ｐｃｏｍ及び出力電圧Ｖ２に基づいて、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電流を示す電流ベクトルの大きさの目標値である出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を演算し出力するブロックである。演算部１６１ｋは、数７に基づいて出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　演算部１６１ｌは、角周波数ω、インピーダンスＸ２、演算部１６１ｋの出力する出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び出力電圧Ｖ２に基づいて、電圧Ｅ２、及び、出力電流Ｉ２の位相の目標値である位相目標値θ２＿ｃｏｍを演算し出力するブロックである。演算部１６１ｌは、数８及び数９に基づいて電圧Ｅ２及び位相目標値θ２＿ｃｏｍを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　演算部１６１ｍは、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、及び、演算部１６１ｌの出力する電圧Ｅ２に基づいて、送電コイル１２に流れる励磁電流ベクトルの大きさの目標値である励磁電流目標値｜Ｉｍ＿ｃｏｍ｜を演算し出力するブロックである。演算部１６１ｍは、数１０に基づいて励磁電流目標値｜Ｉｍ＿ｃｏｍ｜を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ベクトル演算部１６１ｎは、演算１６１ｍ部の出力する励磁電流目標値｜Ｉｍ＿ｃｏｍ｜、演算部１６１ｌの出力する位相目標値θ２＿ｃｏｍ、演算部１６１ｋの出力する出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路１０１の出力電流を示す電流ベクトルの大きさの目標値である出力電流目標値｜Ｉ１＿ｃｏｍ｜をベクトル的に演算し出力するブロックである。ベクトル演算部１６１ｎは、図７に示すように、図５に示す電流ベクトルＩｍ及びＩ２に対する目標値である電流ベクトル目標値Ｉｍ＿ｃｏｍ及びＩ２＿ｃｏｍをベクトル的に合成して、図５に示す電流ベクトルＩ１に対する目標値である電流ベクトル目標値Ｉ１＿ｃｏｍを求める。具体的には、図５に示すように、電流ベクトルＩｍと電圧ベクトルＥ１の位相差が９０ｄｅｇであり、電圧ベクトルＥ１に対する電流ベクトルＩ２の位相がθ２であり、位相θ２に対する目標値が図７に示すように位相目標値θ２＿ｃｏｍであることから、励磁電流目標値｜Ｉｍ＿ｃｏｍ｜及び出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づいて、出力電流目標値｜Ｉ１＿ｃｏｍ｜を求める。
　図６に示す演算部１６１ｏは、ベクトル演算部１６１ｎの出力する出力電流位相差目標値θ１＿ｃｏｍ、演算部１６１ｎの出力する出力電流目標値｜Ｉ１＿ｃｏｍ｜、及び、出力電力目標値Ｐｃｏｍに基づいて、インバータ回路１０１の出力電圧を示す電圧ベクトルの大きさの目標値である出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。演算部１６１ｏは、数１１に基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　図２に示す補正値演算部１６１ｅは、図８に示すように、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づいて、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を補正するための補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を演算し出力するブロックである。ここで、出力電流Ｉ２は、図１に示す受電側整流回路１５０の出力電流であり、受電側電流センサ１６２から受電側制御回路１６３に入力されたものを、無線通信によって入手したものである。補正値演算部１６１ｅは、演算部１６１ｑ、１６１ｒと、ＰＩ演算部１６１ｓとを備えている。
　図８に示す演算部１６１ｑは、出力電力目標値Ｐｃｏｍ及び出力電圧Ｖ２に基づいて、受電側整流回路１５０の出力電流を示す電流ベクトルの大きさ目標値である出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を演算し出力するブロックである。演算部１６１ｑは、数１２に基づいて出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　演算部１６１ｒは、演算部１６１ｑの出力した出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜と出力電流Ｉ２の偏差ΔＩ２を演算し出力するブロックである。演算部１６１ｒは、数１３に基づいて偏差ΔＩ２を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 　ＰＩ演算部１６１ｓは、演算部１６１ｒの出力する偏差ΔＩ２を比例、積分演算して補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜として出力するブロックである。
　図２に示すように、補正部１６１ｆは、出力電圧目標値演算部１６１ｄの出力する出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜に、補正値演算部１６１ｅの出力する補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を加算して新たな出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜として出力するブロックである。
　駆動信号生成部１６１ｇは、図９に示すように、位相θＩ、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、結合係数ｋ、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路１０１のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成し出力するブロックである。駆動信号生成部１６１ｇは、補正値出力部１６１ｕと、演算部１６１ｖ、１６１ｗと、信号生成部１６１ｘとを備えている。
　補正値出力部１６１ｕは、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、結合係数ｋ、及び、予め設定されているマップに基づいて、インバータ回路１０１のスイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように位相差目標値θ１＿ｃｏｍを補正するための補正値Δθ．ｃｏｍを求め出力するブロックである。ここで、マップは、図１０に示すように、出力電力目標値Ｐｃｏｍと結合係数ｋに対する補正値Δθ．ｃｏｍの関係を規定したものである。マップは、実験やシミュレーションによって予め求められ設定されている。
　図９に示すように、演算部１６１ｖは、位相差目標値θ１＿ｃｏｍに、補正値出力部１６１ｕの出力する補正値Δθ．ｃｏｍを加算して新たな位相差目標値として出力するブロックである。
　演算部１６１ｗは、位相θＩに演算部１６１ｖの出力を加算して、インバータ回路１０１の出力電圧を示す電圧ベクトルの位相の目標値である位相目標値θＶを出力するブロックである。演算部１６１ｗは、数１４に基づいて位相目標値θＶを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　信号生成部１６１ｘは、電圧ベクトルの目標値である、演算部１６１ｗの出力する位相目標値θＶ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路１０１のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成し出力するブロックである。信号生成部１６１ｘは、インバータ回路１０１の出力電圧を示す電圧ベクトルの位相がθＶに、大きさが｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜になるような駆動信号を生成し出力する。
　次に、図１～図４、図６、図８、図９及び図１１～図１３を参照して第１実施形態の非接触給電装置の動作について説明する。
　駐車スペースに車両を駐車すると、図１に示す送電コイル１２と受電コイル１３が、上下方向に所定の間隔をあけて対向する。この状態で充電開始ボタン（図略）が押され、充電の開始が指示されると、非接触給電装置１は動作を開始する。
　受電側制御回路１６３は、送電側制御回路１６１からの要求に応じて、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２の情報を無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する。
　送電側整流回路１００は、商用電源ＡＣ１から供給される交流を整流するとともに昇圧してインバータ回路１０１に供給する。
　送電側制御回路１６１は、無線通信によって受電側制御回路１６３から受信した出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２、自ら検出した出力電圧Ｖ１、送電側電流センサ１６０の検出した出力電流Ｉ１に基づいて、インバータ回路１０１から出力される交流の電圧ベクトルと電流ベクトルの位相差が位相差目標値になるような電圧ベクトル目標値を求め、交流の電圧ベクトルが電圧ベクトル目標値になるようにインバータ回路１０１を制御する。
　図２に示す位相演算部１６１ａは、図３に示すように、出力電流Ｉ１に基づき、数１を用いて位相θＩを演算し出力する。
　図２に示す結合係数演算部１６１ｂは、図４に示すように、出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２、インダクタンスＬ１及び容量Ｃ１、インダクタンスＬ２及び容量Ｃ２に基づき、数２及び数３を用いて、相互インダクタンスＭを演算し出力する。そして、数６を用いて結合係数ｋを演算し出力する。
　図２に示す位相差目標値演算部１６１ｃは、結合係数ｋに基づいて位相差目標値θ１＿ｃｏｍを演算し出力する。インバータ回路１０１から出力される交流電圧と交流電流の位相差を０にしようとする場合、位相差目標値演算部１６１ｃは、位相差目標値θ１＿ｃｏｍとして０を出力する。
　出力電圧目標値演算部１６１ｄは、図６に示すように、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍに基づき、数７～数１１を用いて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力する。
　図２に示す補正値演算部１６１ｅは、図８に示すように、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づいて、補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を演算し出力する。そして、図２に示す補正部１６１ｆは、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜に、補正値演算部１６１ｅの出力する補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を加算して新たな出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜として出力する。
　駆動信号生成部１６１ｇは、図９に示すように、駆動信号生成部１６１ｇは、補正値出力部１６１ｕと、演算部１６１ｖ、１６１ｗと、信号生成部１６１ｘとを備えている。
　補正値出力部１６１ｕは、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、結合係数ｋ及びマップに基づいて補正値Δθ．ｃｏｍを求める。演算部１６１ｖは、位相差目標値θ１＿ｃｏｍに補正値Δθ．ｃｏｍを加算して新たな位相差目標値とする。演算部１６１ｗは、位相θＩに演算部１６１ｖの出力を加算して位相目標値θＶを出力する。
　信号生成部１６１ｘは、電圧ベクトルの目標値である位相目標値θＶ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路１０１のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成し出力する。
　インバータ回路１０１は、４つのスイッチング素子を駆動信号に従ってスイッチングさせることで送電側整流回路１００から供給される直流を高周波数の交流に変換して送電コイル１２に供給する。
　その結果、図１１に示すように、インバータ回路１０１から出力される交流電圧が正弦波状波形である場合には、正弦波状の出力電圧のピーク点と、正弦波状の出力電流のピーク点の位相差θ１が位相差目標値θ１＿ｃｏｍに制御される。図１２に示すように、インバータ回路１０１が１８０度通電制御を行い、インバータ回路１０１から出力される交流電圧が１８０度毎に振幅が変化する矩形波状波形である場合には、矩形波状の出力電圧の中心点と、正弦波状の出力電流のピーク点の位相差θ１が位相差目標値θ１＿ｃｏｍに制御される。図１３に示すように、インバータ回路１０１がＰＷＭ制御を行い、インバータ回路１０１から出力される交流電圧が幅の変化する矩形波状波形である場合、正弦波のピーク点に相当する矩形波状の出力電圧の中心点と、正弦波状の出力電流のピーク点の位相θ１が位相差目標値θ１＿ｃｏｍに制御される。この場合、演算部１６１ｖで補正値Δθ．ｃｏｍによる補正が行われ、スイッチング素子がターンオンする際に、スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように制御される。
　受電コイル１３は、送電コイル１２の発生した交番磁束と鎖交することで電磁誘導によって交流を発生する。受電側整流回路１５０は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３から供給される交流を整流し、直流に変換して車載バッテリＢ１に供給し、車載バッテリＢ１を充電する。このようにして、商用電源ＡＣ１から車載バッテリＢ１に非接触で送電することができる。
　次に、第１実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そして、インバータ回路１０１から出力される交流の電圧ベクトルが電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜になるようにインバータ回路１０１を制御する。そのため、インバータ回路１０１から出力される交流電圧と交流電流を直接制御することができる。従って、制御に伴う遅れを抑え、応答性を向上させることができる。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、受電コイル１３と結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ１によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ１Ｉ１、及び、送電コイル１２と結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ２によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ２Ｉ２を用いて電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そのため、電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜をより正確に求めることができる。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、インバータ回路１０１から出力される交流の電圧ベクトルと電流ベクトルの位相差が位相差目標値になるような電圧ベクトル目標値を求め、インバータ回路１０１から出力される交流の電圧ベクトルが電圧ベクトル目標値になるようにインバータ回路１０１を制御する。そのため、インバータ回路１０１から出力される交流電圧と交流電流の位相差の調整のために、交流の周波数を調整する必要がない。交流電圧と交流電流の位相差を直接制御することができる。そのため、制御に伴う遅れを抑え、より確実に応答性を向上させることができる。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、受電側整流回路１５０から車載バッテリＢ１に供給される電力の目標値である出力電力目標値Ｐｃｏｍに基づいて、電圧ベクトル目標値を構成する、電圧ベクトルの大きさの目標値である出力電圧目標値を求める。そのため、交流電圧と交流電流の位相を直接制御するとともに、受電側整流回路１５０から車載バッテリＢ１に供給される電力を出力電力目標値Ｐｃｏｍに制御することができる。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、送電コイル１２と受電コイル１３の相互インダクタンスＭ、インバータ回路１０１から出力される交流の角周波数ω、及び、受電コイル１３のインダクタンスＬ２に基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。具体的には、出力電圧目標値演算部１６１ｄにおいて、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍに基づき、数７～数１１を用いて、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算する。そのため、出力電力目標値Ｐｃｏｍに応じた出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜を確実に求めることができる。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、インバータ回路１０１から出力される交流電圧Ｖ１及び交流電流Ｉ１、インバータ回路１０１から出力される交流電圧Ｖ１と交流電流Ｉ１の位相差θ１、インバータ回路１０１から出力される交流の角周波数ω、及び、送電コイル１２及び受電コイル１３のインダクタンスＬ１、Ｌ２に基づいて送電コイル１２と受電コイル１３の相互インダクタンスＭを求める。具体的には、結合係数演算部１６１ｂにおいて、出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２、インダクタンスＬ１及び容量Ｃ１、インダクタンスＬ２及び容量Ｃ２に基づき、数２及び数３を用いて相互インダクタンスＭを演算する。そのため、車両の駐車状態等によって変化する相互インダクタンスＭを確実に求めることができる。従って、相互インダクタンスＭが変化しても、インバータ回路１０１から出力される交流電圧と交流電圧の位相差を確実に制御することができる。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、出力電力目標値Ｐｃｏｍと受電側整流回路１５０から車載バッテリＢ１に供給される電力に基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜を補正する。具体的には、補正値演算部１６１ｅにおいて、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づいて、補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を演算する。そして、補正部１６１ｆにおいて、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜に、補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を加算して新たな出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜とする。そのため、受電側整流回路１５０から車載バッテリＢ１に供給される電力が出力電力目標値Ｐｃｏｍから解離した場合であっても、その影響を打消すように制御することができる。
　第１実施形態によれば、受電側制御回路１６３は、受電コイル１３及び受電側整流回路１５０に関連する情報であって、インバータ回路１０１の制御に必要な情報を、無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する。送電側制御回路１６１は、無線通信によって受電側制御回路１６３から受信した受電コイル１３及び受電側整流回路１５０に関連する情報に基づいてインバータ回路１０１を制御する。そのため、従来の非接触給電装置における制御では必要とされていなかった、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３の出力電流Ｉ２の情報を、送電側制御回路１６１において入手することができる。従って、インバータ回路１０１から出力される交流電圧と交流電流の位相差を確実に制御することができる。
　第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、インバータ回路１０１のスイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように位相差目標値θ１＿ｃｏｍを補正する。具体的には、補正値出力部１６１ｕにおいて、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、結合係数ｋ及びマップに基づいて補正値Δθ．ｃｏｍを求める。そして、演算部１６１ｖにおいて、位相差目標値θ１＿ｃｏｍに補正値Δθ．ｃｏｍを加算して新たな位相差目標値とする。そのため、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流を０付近に抑えることができる。従って、スイッチング素子がターンオンする際に発生するスイッチング損失を抑えることができる。これにより、インバータ回路１０１のスイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に問題となるスイッチング損失を抑え、電力の伝送効率を向上させることができる。
　なお、第１実施形態では、補正値出力部１６１ｕが、マップを有し、このマップに基づいて補正値Δθ．ｃｏｍを求める例を挙げているが、これに限られるものではない。マップに代えて、マップに規定された関係を式で表した関係式を有し、この関係式に基づいて求めるようにしてもよい。
　第１実施形態では、非接触給電装置１の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルが、図５及び図７に示すような関係を有していることを前提に、送電側制御回路１６１を構成する演算部等の数式が求められている例を挙げているが、これに限られるものではない。図５及び図７に示すベクトル図では配線やコイルの抵抗が考慮されていない。これらの抵抗を考慮したベクトル図に基づいて演算部等の数式を求めてもよい。より正確に制御することができる。
　（第２実施形態）
　次に、第２実施形態の非接触給電装置について説明する。第２実施形態の非接触給電装置は、第１実施形態の非接触給電装置に対して、給電対象を車載バッテリから抵抗性の負荷に変更するとともに、それに伴って、出力電圧目標値演算部の構成を一部変更したものである。
　出力電圧目標値演算部以外の構成及び動作は、第１実施形態と同一であるため、必要である場合を除いて説明を省略する。
　まず、図１４を参照して出力電圧目標値演算部の構成について説明する。
　出力電圧目標値演算部２６１ｄは、図１４に示すように、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、Ｚ２及び出力電力目標値Ｐｃｏｍに基づいて、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。出力電圧目標値演算部２６１ｄは、演算部２６１ｋ～２６１ｍと、ベクトル演算部２６１ｎと、演算部２６１ｏとを備えている。
　演算部２６１ｋは、出力電力目標値Ｐｃｏｍ及びインピーダンスＺ２に基づいて、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を演算し出力するブロックである。ここで、インピーダンスＺ２は、負荷のインピーダンスであり、受電側制御回路に予め設定されていたものを無線通信によって入手したものである。演算部２６１ｋは、数１５に基づいて出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　演算部２６１ｌは、角周波数ω、インピーダンスＸ２、Ｚ２、及び演算部２６１ｋの出力する出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づいて電圧Ｅ２及び位相目標値θ２＿ｃｏｍを演算し出力するブロックである。演算部２６１ｌは、数１６及び数１７に基づいて電圧Ｅ２及び位相目標値θ２＿ｃｏｍを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 　演算部２６１ｍ、ベクトル演算部２６１ｎ及び演算部２６１ｏは、第１実施形態の演算部１６１ｍ、ベクトル演算部１６１ｎ及び演算部１６１ｏと同一のブロックである。
　次に、図１４を参照して第２実施形態の非接触給電装置における出力電圧目標値演算部の動作について説明する。
　出力電圧目標値演算部２６１ｄは、図１４に示すように、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、Ｚ２及び出力電力目標値Ｐｃｏｍに基づき、数１５～数１７を用いて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力する。演算部２６１ｌにおいて、角周波数ω、インピーダンスＸ２、Ｚ２及び出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づき、数１６及び数１７を用いて電圧Ｅ２及び位相目標値θ２＿ｃｏｍを演算すため、出力電圧Ｖ２が入力されなくても、第１実施形態の場合と同様の出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力することができる。
　次に、第２実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第２実施形態によれば、給電対象が抵抗性の負荷であっても、第１実施形態の場合と同様の出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力することができる。そのため、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　（第３実施形態）
　次に、第３実施形態の非接触給電装置について説明する。第３実施形態の非接触給電装置は、第１実施形態の非接触給電装置が出力電圧目標値を補正しているのに対して、出力電力目標値を補正するようにしたものである。
　送電側制御回路以外の構成及び動作は、第１実施形態と同一であるため、必要である場合を除いて説明を省略する。
　まず、図１５及び図１６を参照して送電側制御回路の構成について説明する。
　図１５に示すように、送電側制御回路３６１は、位相演算部３６１ａと、結合係数演算部３６１ｂと、位相差目標値演算部３６１ｃと、出力電圧目標値演算部３６１ｄと、補正演算部３６１ｅと、補正部３６１ｆと、駆動信号生成部３６１ｇとを備えている。
　位相演算部３６１ａ、結合係数演算部３６１ｂ及び位相差目標値演算部３６１ｃは、第１実施形態の位相演算部１６１ａ、結合係数演算部１６１ｂ及び位相差目標値演算部１６１ｃと同一のブロックである。
　補正演算部３６１ｅは、図１６に示すように、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づいて出力電力目標値Ｐｃｏｍを補正した新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’を演算し出力するブロックである。補正演算部３６１ｅは、演算部３６１ｑ、３６１ｒと、ＰＩ演算部３６１ｓと、演算部３６１ｔとを備えている。
　演算部３６１ｑ、３６１ｒ及びＰＩ演算部３６１ｓは、第１実施形態の演算部１６１ｑ、１６１ｒ及びＰＩ演算部１６１ｓと同一のブロックである。
　演算部３６１ｔは、出力電圧Ｖ２、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び補正値｜Ｉ２＿ＦＢ｜に基づいて新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’を演算し出力するブロックである。ここで、補正値｜Ｉ２＿ＦＢ｜は、第１実施形態の補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜と同一のものである。演算部３６１ｔは、数１８に基づいて出力電力目標値Ｐｃｏｍ’を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
 　図１５に示す出力電圧目標値演算部３６１ｄは、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、出力電圧Ｖ２及び位相差θ１＿ｃｏｍに基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。出力電圧目標値演算部３６１ｄは、第１実施形態の出力電圧目標値演算部１６１ｄと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。
　補正部３６１ｆは、第１実施形態の補正部１６１ｆと同一のブロックであるが、出力電力目標値Ｐｃｏｍの補正が加えられていることから、補正値｜Ｖ１＿ＦＦ｜が０に設定されている。
　駆動信号生成部３６１ｇは、位相θＩ、新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、結合係数ｋ、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成し出力するブロックである。駆動信号生成部３６１ｇは、第１実施形態の駆動信号生成部１６１ｇと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。
　次に、図１５及び図１６を参照して第３実施形態の非接触給電装置における送電側制御回路の動作について説明する。
　図１５に示す補正演算部３６１ｅは、図１６に示すように、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づき、数１８を用いて出力電力目標値Ｐｃｏｍを補正した新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’を演算し出力する。
　図１５に示す出力電圧目標値演算部３６１ｄは、第１実施形態の出力電圧目標値演算部１６１ｄと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。出力電圧目標値演算部３６１ｄは、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、出力電圧Ｖ２及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍに基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力する。
　補正部３６１ｆは、第１実施形態の補正部１６１ｆと同一のブロックであるが、出力電力目標値Ｐｃｏｍの補正が加えられていることから、補正値｜Ｖ１＿ＦＦ｜が０に設定されている。補正部３６１ｆは、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を新たな出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜として出力する。
　駆動信号生成部３６１ｇは、第１実施形態の駆動信号生成部１６１ｇと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。駆動信号生成部３６１ｇは、位相θＩ、新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、結合係数ｋ、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成し出力する。
　その結果、出力電力目標値Ｐｃｏｍに対する補正が、第１実施形態の場合と同様に駆動信号に反映されることになる。
　次に、第３実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第３実施形態によれば、出力電圧目標値に代えて、出力電力目標値を補正するようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　（第４実施形態）
　次に、第４実施形態の非接触給電装置について説明する。第４実施形態の非接触給電装置は、第１実施形態の非接触給電装置が出力電力目標値に基づいてインバータ回路を制御するのに対して、出力電流目標値に基づいて制御するようにしたものである。
　送電側制御回路以外の構成及び動作は、第１実施形態と同一であるため、必要である場合を除いて説明を省略する。
　まず、図１７～図１９を参照して送電側制御回路の構成について説明する。
　図１７に示すように、送電側制御回路４６１は、位相演算部４６１ａと、結合係数演算部４６１ｂと、位相差目標値演算部４６１ｃと、出力電圧目標値演算部４６１ｄと、補正値演算部４６１ｅと、補正部４６１ｆと、駆動信号生成部４６１ｇとを備えている。さらに、出力電力目標値演算部４６１ｈを備えている。
　出力電力目標値演算部４６１ｈは、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び出力電圧Ｖ２に基づいて出力電力目標値Ｐｃｏｍを演算し出力するブロックである。ここで、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜は、受電側整流回路から車載バッテリに供給される電流の目標値と等価であり、受電側共振用コンデンサの接続された受電コイルの出力電流を示す電流ベクトルの大きさの目標値でもある。これは、受電側共振用コンデンサの接続された受電コイルの出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２と車載バッテリに供給される電圧と電流は公知の関係を有するためである。そのため、第１実施形態と同様に、｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜と表記している。出力電力目標値演算部４６１ｈは、数１９に基づいて出力電力目標値Ｐｃｏｍを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
 　出力電圧目標値演算部４６１ｄは、図１８に示すように、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜、出力電圧Ｖ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍに基づいて、インバータ回路の出力電圧を示す電圧ベクトルの大きさの目標値である出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。出力電圧目標値演算部４６１ｄは、演算部４６１ｌ、４６１ｍと、ベクトル演算部４６１ｎと、演算部４６１ｏとを備えている。出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を求める必要がないため、第１実施形態の演算部１６１ｋに相当するブロックはない。演算部４６１ｌ、４６１ｍ、ベクトル演算部４６１ｎ及び演算部４６１ｏは、第１実施形態の演算部１６１ｌ、１６１ｍ、ベクトル演算部１６１ｎ及び演算部１６１ｏと同一のブロックである。
　図１７に示す位相演算部４６１ａ、結合係数演算部４６１ｂ、位相差目標値演算部４６１ｃ及び出力電圧目標値演算部４６１ｄは、第１実施形態の位相演算部１６１ａ、結合係数演算部１６１ｂ、位相差目標値演算部１６１ｃ及び出力電圧目標値演算部１６１ｄと同一のブロックである。
　補正値演算部４６１ｅは、図１９に示すように、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び出力電流Ｉ２に基づいて補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を演算し出力するブロックである。補正値演算部４６１ｅは、演算部４６１ｒ、４６１ｓを備えている。出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を求める必要がないため、第１実施形態の演算部１６１ｑに相当するブロックはない。演算部４６１ｒ、４６１ｓは、第１実施形態の演算部１６１ｒ、１６１ｓと同一のブロックである。
　図１７に示す補正部４６１ｆ及び駆動信号生成部４６１ｇは、第１実施形態の補正部１６１ｆ及び駆動信号生成部１６１ｇと同一のブロックである。
　次に、図１７～図１９を参照して第４実施形態の非接触給電装置における送電側制御回路の動作について説明する。出力電力目標値演算部、出力電力目標値演算部及び補正値演算部以外の動作は、第１実施形態と同一であるため、必要がある場合を除いて説明を省略する。
　図１７に示す出力電力目標値演算部４６１ｈは、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び出力電圧Ｖ２に基づき、数１９を用いて出力電力目標値Ｐｃｏｍを演算し出力する。
　出力電圧目標値演算部４６１ｄは、図１８に示すように、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜、出力電圧Ｖ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍに基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力する。その結果、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づいて制御する場合であっても、第１実施形態の場合と同様の出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を得ることができる。
　図１７に示す補正値演算部４６１ｅは、図１９に示すように、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び出力電流Ｉ２に基づいて補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を演算し出力する。その結果、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づいて制御する場合であっても、第１実施形態の場合と同様の補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜を得ることができる。
　次に、第４実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第４実施形態によれば、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づいて電圧ベクトル目標値を求める場合であっても、第１実施形態の場合と同様のインバータ回路を制御することができる。そのため、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　（第５実施形態）
　次に、第５実施形態の非接触給電装置について説明する。第５実施形態の非接触給電装置は、第４実施形態の非接触給電装置に対して、給電対象を車載バッテリから抵抗性の負荷に変更するとともに、それに伴って、出力電圧目標値演算部の構成を一部変更したものである。
　出力電圧目標値演算部以外の構成及び動作は、第４実施形態と同一であるため、必要である場合を除いて説明を省略する。
　まず、図２０を参照して出力電圧目標値演算部の構成について説明する。
　出力電圧目標値演算部５６１ｄは、図２０に示すように、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、Ｚ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ及び出力電圧Ｖ２に基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。出力電圧目標値演算部５６１ｄは、演算部５６１ｌ、５６１ｍと、ベクトル演算部５６１ｎと、演算部５６１ｏとを備えている。さらに、演算部５６１ｐを備えている。
　演算部５６１ｐは、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び出力電圧Ｖ２に基づいて出力電力目標値Ｐｃｏｍを演算し出力するブロックである。演算部５６１ｐは、数２０に基づいて出力電力目標値Ｐｃｏｍを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
 　演算部５６１ｌは、角周波数ω、インピーダンスＸ２、Ｚ２及び出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に基づいて電圧Ｅ２及び位相目標値θ２＿ｃｏｍを演算し出力するブロックである。演算部５６１ｌは、数２１及び数２２に基づいて電圧Ｅ２及び位相目標値θ２＿ｃｏｍを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
 　演算部５６１ｍ、ベクトル演算部５６１ｎ及び演算部５６１ｏは、第４実施形態の演算部４６１ｍ、ベクトル演算部４６１ｎ及び演算部４６１ｏと同一のブロックである。
　次に、図２０を参照して第５実施形態の非接触給電装置における出力電圧目標値演算部の動作について説明する。
　出力電圧目標値演算部５６１ｄは、図２０に示すように、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、Ｚ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ及び出力電圧Ｖ２に基づき、数２０～数２２を用いて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力する。演算部５６１ｐにおいて、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及び出力電圧Ｖ２に基づき、数２０を用いて出力電力目標値Ｐｃｏｍを演算するため、出力電力目標値Ｐｃｏｍが入力されなくても、第４実施形態の場合と同様の出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算する。
　次に、第５実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第５実施形態によれば、給電対象が抵抗性の負荷であっても、第４実施形態の場合と同様の出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力することができる。そのため、第４実施形態と同様の効果を得ることができる。
　（第６実施形態）
　次に、第６実施形態の非接触給電装置について説明する。第６実施形態の非接触給電装置は、第４実施形態の非接触給電装置が出力電圧目標値を補正しているのに対して、出力電力目標値を補正するようにしたものである。
　送電側制御回路以外の構成及び動作は、第４実施形態と同一であるため、必要である場合を除いて説明を省略する。
　まず、図２１及び図２２を参照して送電側制御回路の構成について説明する。
　図２１に示すように、送電側制御回路６６１は、位相演算部６６１ａと、結合係数演算部６６１ｂと、位相差目標値演算部６６１ｃと、出力電圧目標値演算部６６１ｄと、補正演算部６６１ｅと、補正部６６１ｆと、駆動信号生成部６６１ｇとを備えている。さらに、出力電力目標値演算部６６１ｈを備えている。
　位相演算部６６１ａ、結合係数演算部６６１ｂ及び位相差目標値演算部６６１ｃは、第４実施形態の位相演算部４６１ａ、結合係数演算部４６１ｂ及び位相差目標値演算部４６１ｃと同一のブロックである。
　補正演算部６６１ｅは、図２２に示すように、出力電流Ｉ２に基づいて出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を補正した新たな出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜’を演算し出力するブロックである。補正演算部６６１ｅは、演算部６６１ｒと、ＰＩ演算部６６１ｓと、演算部６６１ｔとを備えている。
　演算部６６１ｒ及びＰＩ演算部６６１ｓは、第４実施形態の演算部４６１ｒ及びＰＩ演算部４６１ｓと同一のブロックである。
　演算部６６１ｔは、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜及びＰＩ演算部６６１ｓの出力する補正値｜Ｉ２＿ＦＢ｜に基づいて新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’を演算し出力するブロックである。ここで、補正値｜Ｉ２＿ＦＢ｜は、第４実施形態の補正値｜Ｖ１＿ＦＢ｜と同一のものである。演算部６６１ｔは、数２３に基づいて出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜’を演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
 　図２１に示す出力電圧目標値演算部６６１ｄは、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、出力電圧Ｖ２及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍに基づいて、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。出力電圧目標値演算部６６１ｄは、第４実施形態の出力電圧目標値演算部４６１ｄと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。
　補正部６６１ｆは、第４実施形態の補正部４６１ｆと同一のブロックであるが、出力電力目標値Ｐｃｏｍの補正が加えられていることから、補正値｜Ｖ１＿ＦＦ｜が０に設定されている。
　駆動信号生成部６６１ｇは、位相θＩ、新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、結合係数ｋ、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成し出力するブロックである。駆動信号生成部６６１ｇは、第４実施形態の駆動信号生成部４６１ｇと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。
　次に、図２１及び図２２を参照して第６実施形態の非接触給電装置における送電側制御回路の動作について説明する。
　図２１に示す補正演算部６６１ｅは、図２２に示すように、出力電流Ｉ２に基づき、数２３を用いて出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜を補正した新たな出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜’を演算し出力する。
　図２１に示す出力電圧目標値演算部６６１ｄは、第４実施形態の出力電圧目標値演算部４６１ｄと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。出力電圧目標値演算部６６１ｄは、相互インダクタンスＭ、角周波数ω、インピーダンスＸ２、出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、出力電圧Ｖ２及び位相差目標値θ１＿ｃｏｍに基づいて出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力する。
　補正部６６１ｆは、第４実施形態の補正部４６１ｆと同一のブロックであるが、出力電力目標値Ｐｃｏｍの補正が加えられていることから、補正値｜Ｖ１＿ＦＦ｜が０に設定されている。補正部６６１ｆは、出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を新たな出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜として出力する。
　駆動信号生成部６６１ｇは、第４実施形態の駆動信号生成部４６１ｇと同一のブロックであり、出力電力目標値がＰｃｏｍからＰｃｏｍ’に置き換えられたものである。駆動信号生成部６６１ｇは、位相θＩ、新たな出力電力目標値Ｐｃｏｍ’、結合係数ｋ、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、インバータ回路のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成し出力する。
　その結果、出力電流目標値｜Ｉ２＿ｃｏｍ｜に対する補正が、第４実施形態の場合と同様に駆動信号に反映されることになる。
　次に、第６実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第６実施形態によれば、出力電圧目標値に代えて、出力電流目標値を補正するようにしても、第４実施形態と同様の効果を得ることができる。
　なお、第１～第６実施形態では、送電側共振用コンデンサ及び受電側共振用コンデンサが、送電コイル及び受電コイルに直列接続されている例を挙げているが、これに限られるものではない。送電側共振用コンデンサ及び受電側共振用コンデンサは、送電コイル及び受電コイルに並列接続されていてもよい。この場合、インピーダンスＸ１及びＸ２に相当するインピーダンスＸ１’及びＸ２’は、数２４及び数２５に基づいて求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
 　第１～第６実施形態では、制御に必要な情報を受電側制御回路から送電側制御回路に送信し、制御に必要な演算を全て送電側制御回路で行っている例を挙げているが、これに限られるものではない。送電側制御回路で行っている演算の一部を受電側制御回路で行うようにしてもよい。この場合、制御に必要な情報を送電側制御回路から受電側制御回路に送信すればよい。送電側制御回路と受電側制御回路の間で、受電コイルから受電回路に供給される電流の位相に関連する情報をやり取りするとよい。
　第１～第６実施形態では、受電側整流回路が、供給される交流を整流して出力する例を挙げているが、これに限られるものではない。送電側整流回路のように、供給される交流を整流するとともに昇圧して出力するようにしてもよい。
　第１～第６実施形態において、送電コイルと受電コイルの巻数比が変わった場合でも、各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルの関係を示すベクトル図に基づいて数式を見直すことで同様に適用することができる。
　（第７実施形態）
　次に、第７実施形態の非接触給電装置について説明する。第７実施形態の非接触給電装置は、第１実施形態の非接触給電装置に対して、結合係数演算部の構成を変更したものである。具体的には、第１実施形態の結合係数演算部が出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２、インダクタンスＬ１及び容量Ｃ１、インダクタンスＬ２及び容量Ｃ２に基づいて、送電コイル１２と受電コイル１３の結合係数ｋを演算するのに対して、出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２、出力電流Ｉ２、容量Ｃ１、Ｃ２に基づいて、送電コイルと受電コイルの結合係数ｋを演算するようにしたものである。
　結合係数演算部以外の構成及び動作は、第１実施形態と同一であるため、必要がある場合を除いて説明を省略する。まず、図２３及び図２４を参照して結合係数演算部の構成及び動作について説明する。
　図２３に示すように、結合係数演算部７６１ｂは、送電側制御回路７６１を構成する、第１実施形態の結合係数演算部１６１ｂに対応するブロックである。具体的には、出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２、出力電流Ｉ２、容量Ｃ１、Ｃ２に基づいて、送電コイルと受電コイルの結合係数ｋを演算し出力するブロックである。結合係数演算部７６１ｂは、結合係数ｋを演算する過程において送電コイルのインダクタンスＬ１、受電コイルのインダクタンスＬ２、及び、送電コイルと受電コイルの相互インダクタンスＭも演算する。
　ところで、非接触給電装置の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルは、図２４に示すような関係を有している。ここで、位相差θαは、電圧ベクトルＥ１と電圧ベクトルＶ１の位相差である。位相差θｍは、電流ベクトルＩｍと電流ベクトルＩ１の位相差である。その他は、第１実施形態において説明したものと同一のものである。
　電流ベクトルＩｍは、数２６に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
 　電圧ベクトルＥ１、Ｅ２は、数２７に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
 　位相差θ２、θα、θｍは、それぞれ数２８～数３０に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
 　電流ベクトルＩ１が電流ベクトルＩ２と電流ベクトルＩｍのベクトル和であることから、　電流ベクトルＩ１、Ｉ２、Ｉｍは、数３１及び数３２に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
 　電圧ベクトルＥ１と電流ベクトルＩｍの位相差が９０度であることから、位相差θ１、θα、θｍは、数３３に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
 　電圧ベクトルＥ１、Ｅ２は大きさが同一で向きが逆であることから、数３４及び数３５に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
 　図２３に示す結合係数演算部７６１ｂは、入力された出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２、出力電流Ｉ２と、数２６～数２９、数３１～数３３を用い、ニュートンラプソン法等によって演算し、インピーダンスＸ１、Ｘ２及び相互インダクタンスＭを求める。容量Ｃ１、Ｃ２は、送電側パッドと受電側パッドの位置関係に影響されない。そのため、容量Ｃ１、Ｃ２として予め設定されているものを用いても演算結果に大きな誤差を生じることはない。結合係数演算部７６１ｂは、入力された容量Ｃ１、Ｃ２とインピーダンスＸ１、Ｘ２からインダクタンスＬ１、Ｌ２を求める。さらに、インダクタンスＬ１、Ｌ２、相互インダクタンスＭから結合係数ｋを求める。
　次に、第７実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第７実施形態によれば、送電側制御回路７６１は、送電回路の出力電圧Ｖ１及び出力電流Ｉ１、送電回路の出力電圧Ｖ１と出力電流Ｉ１の位相差θ１、送電回路の出力の角周波数ω、及び、受電コイルの出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づいて、受電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ１、送電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ２、及び、送電コイルと受電コイルの相互インダクタンスＭを求める。具体的には、結合係数演算部７６１ｂにおいて、出力電圧Ｖ１、出力電流Ｉ１、位相差θ１、角周波数ω、出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づき、数２６～数２９、数３１～数３３を用いてインピーダンスＸ１、Ｘ２及び相互インダクタンスＭを求める。そのため、車両の駐車状態等によって変化するインピーダンスＸ１、Ｘ２及び相互インダクタンスＭを確実に求めることができる。従って、インピーダンスＸ１、Ｘ２及び相互インダクタンスＭが変化しても、送電回路から出力される交流電圧と交流電圧の位相差を確実に制御することができる。なお、容量Ｃ１、Ｃ２が不確定の場合は、さらに、数３４及び数３５を用いて、容量Ｃ１，Ｃ２も合わせて求めることも可能である。
　なお、第７実施形態の構成は、結合係数演算部を有する他の実施形態においても適用することができる。
　（第８実施形態）
　次に、第８実施形態の非接触給電装置について説明する。第８実施形態の非接触給電装置は、第１実施形態の非接触給電装置に対して、送電側制御回路の構成を変更したものである。具体的には、第１実施形態の送電側制御回路が位相差目標値を演算する位相差目標値演算部と、出力電圧目標値を演算する出力電圧目標値演算部とを備えるのに対して、位相差目標値と出力電圧目標値を一括して演算する目標値演算部を備えるようにしたものである。
　位相差目標値及び出力電圧目標値の演算部分以外の構成及び動作は、第１実施形態と同一であるため、必要がある場合を除いて説明を省略する。まず、図２５～図３６を参照して位相差目標値及び出力電圧目標値の演算部分の構成及び動作について説明する。
　図２５に示すように、送電側制御回路８６１は、位相演算部８６１ａと、結合係数演算部８６１ｂと、目標値演算部８６１ｃと、補正値演算部８６１ｅと、補正部８６１ｆと、駆動信号生成部８６１ｇとを備えている。
　位相演算部８６１ａ、補正値演算部８６１ｅ、補正部８６１ｆ及び駆動信号生成部８６１ｇは、第１実施形態の位相演算部１６１ａ、補正値演算部１６１ｅ、補正部１６１ｆ及び駆動信号生成部１６１ｇと同一のブロックである。また、結合係数演算部８６１ｂは、第７実施形態の結合係数演算部７６１ｂと同一のブロックである。
　目標値演算部８６１ｃは、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示すベクトル図に基づいて位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。
　ところで、非接触給電装置の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルは、図２６に示すような関係を有している。ここで、位相差θｃは、図２８に示すように、電流ベクトルＩｍと電流ベクトルＩ２の位相差である。その他は、第１実施形態において説明したものと同一のものである。
　出力電力目標値Ｐｃｏｍは、数３６に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
 　受電コイル、受電側共振用コンデンサ及び受電側整流回路の等価インピーダンスをＲとすると、出力電圧Ｖ２は、数３７に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
 　目標値演算部８６１ｃは、車両制御装置から入力される出力電力目標値Ｐｃｏｍ、予め設定されている等価インピーダンスＲ、数３６及び数３７に基づいて、電圧ベクトルＶ２の大きさである出力電圧Ｖ２及び電流ベクトルＩ２の大きさである出力電流Ｉ２を求める。その結果、図２７に示すように、電圧ベクトルＶ２及び電流ベクトルＩ２が決まる。
　その後、目標値演算部８６１ｃは、位相差θｃを所定値に仮設定する。その結果、図２８に示すように、原点を通り電流ベクトルＩｍの方向を示すＩｍ軸と、原点を通り電圧ベクトルＥ１、Ｅ２の方向を示すＩｍ軸に直交するＥ軸が決まる。
　図２９に示すように、電圧ベクトルＶ２に直交し、電圧ベクトルＶ２の終点からＥ軸に至るベクトルが電圧ベクトルＸ２Ｉ２になる。目標値演算部８６１ｃは、電圧ベクトルＸ２Ｉ２の大きさである電圧Ｘ２Ｉ２と、インダクタンスＬ２、容量Ｃ２、出力電流Ｉ２、相互インダクタンスＭ、及び、数３に基づいて、位相差θｃが所定値である場合における角周波数ωを求める。
　図３０に示すように、原点から電圧ベクトルＸ２Ｉ２の終点に至るベクトルが電圧ベクトルＥ２になる。目標値演算部８６１ｃは、電圧ベクトルＥ２の大きさである電圧Ｅ２及び数２６に基づいて、電流ベクトルＩｍの大きさである電流Ｉｍを求める。その結果、図３１に示すように電流ベクトルＩｍが決まる。また、図３２に示すように、電圧ベクトルＥ２と大きさが同一で向きが逆である電圧ベクトルＥ１が決まる。
　図３３に示すように、電流ベクトルＩ１は、電流ベクトルＩｍと電流ベクトルＩ２のベクトル和である。目標値演算部８６１ｃは、電流ベクトルＩｍと電流ベクトルＩ２から電流ベクトルＩ１の大きさである電流Ｉ１を求める。
　その後、目標値演算部８６１ｃは、結合係数演算８６１ｂにおいて結合係数ｋを演算する過程において求められたインピーダンスＸ１と、電流Ｉ１から、電圧ベクトルＸ１Ｉ１の大きさである電圧Ｘ１Ｉ１を求める。図３４に示すように、電圧ベクトルＸ１Ｉ１は、電流ベクトルＩ１に直交し、その終点が電圧ベクトルＥ１の終点に至るベクトルである。図３５に示すように、電圧ベクトルＶ１は、原点から電圧ベクトルＸ１Ｉ１の始点に至るベクトルである。目標値演算部８６１ｃは、電流Ｉ１と電圧Ｘ１Ｉ１から、電圧ベクトルＶ１の大きさである電圧Ｖ１を求めるとともに、位相差θ１を求める。
　以降、位相差θｃの値を変え、同様の演算を繰り返す。その結果、図３６に示すような、位相差θｃと電流Ｉ１の関係が得られる。目標値演算部８６１ｃは、電流Ｉ１が最小Ｉ１ｍｉｎとなる位相差θｃの値θｃ０を求める。そして、位相差θｃ０と、位相差θｃ０の場合における電圧Ｖ１から、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。
　送電側制御回路８６１は、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜等から駆動信号を生成し、位相差が位相差目標値θ１＿ｃｏｍになるとともに、電圧ベクトルＶ１の大きさが出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜になるように送電回路を制御する。
　次に、第８実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第８実施形態によれば、送電側制御回路８６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そして、送電回路から出力される交流の電圧ベクトルが電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜になるように送電回路を制御する。そのため、送電回路から出力される交流電圧と交流電流を直接制御することができる。従って、制御に伴う遅れを抑え、応答性を向上させることができる。
　第８実施形態によれば、送電側制御回路８６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、受電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ１によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ１Ｉ１、及び、送電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ２によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ２Ｉ２を用いて電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そのため、電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜をより正確に求めることができる。
　第８実施形態によれば、送電側制御回路８６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、位相差目標値θ１＿ｃｏｍと出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そして、位相差が位相差目標値θ１＿ｃｏｍになるとともに、電圧ベクトルＶ１の大きさが出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜になるように送電回路を制御する。そのため、送電回路から出力される交流電圧と交流電流をより正確に制御することができる。
　第８実施形態によれば、送電側制御回路８６１は、電流ベクトルＩ１の大きさが最小になる位相差を位相差目標値θ１＿ｃｏｍにする。そのため、送電回路から出力される電力を抑えることができる。
　なお、第８実施形態の構成は、位相差目標値θ１＿ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算するブロックを有する他の実施形態においても適用することができる。また、第８実施形態において、位相差目標値θ１＿ｃｏｍを求める過程で同時に求められる角周波数ωを指令値として制御することも可能である。
　（第９実施形態）
　次に、第９実施形態の非接触給電装置について説明する。第９実施形態の非接触給電装置は、第８実施形態の非接触給電装置に対して、目標値演算部の構成を変更したものである。具体的には、第８実施形態の目標値演算部が位相差目標値と出力電圧目標値を一括して演算するのに対して、角周波数と出力電圧目標値を一括して演算するようにしたものである。
　目標値演算部以外の構成及び動作は、第８実施形態と同一であるため、必要がある場合を除いて説明を省略する。まず、図３７～図４７を参照して目標値演算部の構成及び動作について説明する。
　図３７に示すように、送電側制御回路９６１は、位相演算部９６１ａと、結合係数演算部９６１ｂと、目標値演算部９６１ｃと、補正値演算部９６１ｅと、補正部９６１ｆと、駆動信号生成部９６１ｇとを備えている。
　位相演算部９６１ａ、結合係数演算部９６１ｂ、補正値演算部９６１ｅ及び補正部９６１ｆは、第８実施形態の位相演算部８６１ａ、結合係数演算部８６１ｂ、補正値演算部８６１ｅ、及び補正部８６１ｆと同一のブロックである。
　目標値演算部９６１ｃは、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示すベクトル図に基づいて角周波数相差目標値ωｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を演算し出力するブロックである。
　ところで、非接触給電装置の各部の電圧ベクトル及び電流ベクトルは、図３８に示すような関係を有している。全て、第１実施形態において説明したものと同一のものである。
　目標値演算部９６１ｃは、車両制御装置から入力される出力電力目標値Ｐｃｏｍ、予め設定されている等価インピーダンスＲ、数３６及び数３７に基づいて、電圧ベクトルＶ２の大きさである出力電圧Ｖ２及び電流ベクトルＩ２の大きさである出力電流Ｉ２を求める。その結果、図３９に示すように、電圧ベクトルＶ２及び電流ベクトルＩ２が決まる。
　その後、目標値演算部９６１ｃは、角周波数ωを所定値に仮設定する。そして、インピーダンスＸ２と電流Ｉ２から、電圧ベクトルＸ２Ｉ２の大きさである電圧Ｘ２Ｉ２を求める。
　図４０に示すように、電圧ベクトルＸ２Ｉ２は、電圧ベクトルＶ２に直交する。図４１に示すように、電圧ベクトルＥ２は、電圧ベクトルＶ２と電圧ベクトルＸ２Ｉ２のベクトル和である。原点から電圧ベクトルＸ２Ｉ２の終点に至るベクトルが電圧ベクトルＥ２になる。目標値演算部９６１ｃは、電圧Ｖ２と電圧Ｘ２Ｉ２から電圧ベクトルＥ２の大きさである電圧Ｅ２を求める。
　その後、目標値演算部９６１ｃは、電圧Ｅ２及び数２６に基づいて、電流ベクトルＩｍの大きさである電流Ｉｍを求める。電流ベクトルＩｍは、電圧ベクトルＥ２と直交する。その結果、図４２に示すように、電流ベクトルＩｍが決まる。
　図４３に示すように、電流ベクトルＩ１は、電流ベクトルＩｍと電流ベクトルＩ２のベクトル和である。目標値演算部８６１ｃは、電流ベクトルＩｍと電流ベクトルＩ２から電流ベクトルＩ１の大きさである電流Ｉ１を求める。
　図４４に示すように、電圧ベクトルＥ２と大きさが同一で向きが逆である電圧ベクトルＥ１が決まる。図４５に示すように、電圧ベクトルＸ１Ｉ１は、電流ベクトルＩ１に直交し、その終点が電圧ベクトルＥ１の終点に至るベクトルである。図４６に示すように、電圧ベクトルＶ１は、原点から電圧ベクトルＸ１Ｉ１の始点に至るベクトルである。目標値演算部９６１ｃは、電流Ｉ１と電圧Ｘ１Ｉ１から電圧ベクトルＶ１の大きさである電圧Ｖ１を求めるとともに、位相差θ１を求める。
　以降、角周波数ωの値を変え、同様の演算を繰り返す。その結果、図４７に示すような、角周波数ωと電流Ｉ１の関係が得られる。目標値演算部９６１ｃは、電流Ｉ１が最小Ｉ１ｍｉｎとなる角周波数ωの値ω０を求める。そして、角周波数ω０と角周波数ω０の場合における電圧Ｖ１から、角周波数目標値ωｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。
　図３７に示す駆動信号生成部９６１ｇは、位相θＩ、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、角周波数目標値目標値ωｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ｃｏｍ｜に基づいて、送電回路を制御するための駆動信号を生成し出力するブロックである。
　送電側制御回路９６１は、角周波数目標値ωｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜等から駆動信号を生成し、角周波数が角周波数目標値ωｃｏｍになるとともに、電圧ベクトルＶ１の大きさが出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜になるように送電回路を制御する。
　次に、第９実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第９実施形態によれば、送電側制御回路９６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そして、送電回路から出力される交流の電圧ベクトルが電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜になるように送電回路を制御する。そのため、送電回路から出力される交流電圧と交流電流を直接制御することができる。従って、制御に伴う遅れを抑え、応答性を向上させることができる。
　第９実施形態によれば、送電側制御回路９６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、受電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ１によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ１Ｉ１、及び、送電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスＸ２によって発生する起電圧を示す電圧ベクトルＸ２Ｉ２を用いて電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そのため、電圧ベクトル目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜をより正確に求めることができる。
　第９実施形態によれば、送電側制御回路９６１は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、角周波数目標値ωｃｏｍと出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜を求める。そして、角周波数が角周波数目標値ωｃｏｍになるとともに、電圧ベクトルＶ１の大きさが出力電圧目標値｜Ｖ１＿ＦＦ｜になるように送電回路を制御する。そのため、送電回路から出力される交流電圧と交流電流をより正確に制御することができる。
　第９実施形態によれば、送電側制御回路９６１は、電流ベクトルＩ１の大きさが最小になる角周波数を角周波数目標値ωｃｏｍにする。そのため、送電回路から出力される電力を抑えることができる。また、第９実施形態において、角周波数目標値ωｃｏｍを求める過程で同時に求められる位相差θ１＿ｃｏｍを指令値として制御することも可能である。
　（第１０実施形態）
　次に、第１０実施形態の非接触給電装置について説明する。第１０実施形態の非接触給電装置は、第１実施形態の非接触給電装置に対して、送電回路と送電コイルの間、及び、受電コイルと受電回路の間にイミタンス変換回路を追加したものである。
　イミタンス変換回路以外の構成及び動作は、第１実施形態と同一であるため、必要がある場合を除いて説明を省略する。まず、図４８～図５１を参照して非接触給電装置１の構成及び動作について説明する。
　図４８に示すように、非接触給電装置１は、送電回路１０と、送電側共振用コンデンサ１１と、送電コイル１２と、受電コイル１３と、受電側共振用コンデンサ１４と、受電回路１５と、制御回路１６とを備えている。さらに、イミタンス変換回路１７、１８を備えている。送電回路１０、送電側共振用コンデンサ１１、送電コイル１２、受電コイル１３、受電側共振用コンデンサ１４、受電回路１５及び制御回路１６は、第１実施形態と同一のものである。
　イミタンス変換回路１７は、送電回路１０と送電コイル１２の間に設けられ、イミタンス変換を行う回路である。具体的には、一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路のアドミタンスに比例する回路である。図４９に示すように、イミタンス変換回路１７は、リアクトル１７０、１７１と、コンデンサ１７２とを備えている。リアクトル１７０、１７１は直列接続されている。リアクトル１７０の一端はインバータ回路１０１の一方の出力端に、リアクトル１７１の一端は送電側共振用コンデンサ１１の他端にそれぞれ接続されている。コンデンサ１７２の一端はリアクトル１７０、１７１の直列接続点に、他端はインバータ回路１０１の他方の出力端及び送電コイル１２の他端にそれぞれ接続されている。
　図４９に示すように、イミタンス変換回路１７の入力端の電圧及び電流をＶｉｎ、Ｉｉｎ、出力端の電圧及び電流をＶｏｕｔ、Ｉｏｕｔ、リアクトル１７０、１７１のインダクタンスをＬｆ、コンデンサ１７２の容量をＣｆとすると、これらは、数３８に示す関係を有している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
 　図４８に示すイミタンス変換回路１８は、受電コイル１３と受電回路１５間に設けられ、イミタンス変換を行う回路である。具体的には、一方の端子対から見たインピーダンスが他方の端子対に接続された回路のアドミタンスに比例する回路である。イミタンス変換回路１８は、イミタンス変換回路１７と同一構成である。
　ところで、送電コイル１２及び受電コイル１３をＴ型等価回路で表すと、図５０に示すようになる。ここで、リアクトル１９０は、受電コイル１３と結合しない漏れインダクタンスに相当するものである。リアクトル１９２は、送電コイル１２と結合しない漏れインダクタンスに相当するものである。リアクトル１９１は、送電コイル１２と受電コイル１３の相互インダクタンスに相当するものである。さらに、図５１に示すように、イミタンス変換回路１７のリアクトル１７１と送電側共振用コンデンサ１１を、周波数ωにおけるインピーダンスで足し合わせ、等価的なコンデンサ１９３に置き換えることも可能である。
　イミタンス変換回路１７、１８が設けられることで、送電回路１０から出力される出力電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示すベクトル図の構成が、第１実施形態の場合とは異なるものになる。しかし、送電側制御回路１６１は、第１実施形態の場合と同様に、ベクトル図に基づいて数３８に示すイミタンス変換を考慮して、送電回路１０を制御する。第１実施形態の場合と同様に、送電回路１０から出力される交流電圧と交流電流を直接制御することができる。そのため、制御に伴う遅れを抑え、応答性を向上させることができる。
　次に、第１０実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。
　第１０実施形態によれば、非接触給電装置１は、送電回路１０と送電コイル１２の間、及び、受電コイル１３と受電回路１５の間にイミタンス変換回路１７、１８を有している。そのため、送電回路１０から出力される出力電圧ベクトルと出力電流ベクトルの関係を示すベクトル図が第１実施形態の場合とは異なるものになる。しかし、送電側制御回路１６１は、第１実施形態の場合と同様に、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて送電回路１０を制御する。そのため、イミタンス変換回路１７、１８を有している場合であっても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　なお、第１０実施形態では、イミタンス変換回路１７、１８が、送電回路１０と送電コイル１２の間、及び、受電コイル１３と受電回路１５の間にそれぞれ設けられている例を挙げているが、これに限られるものではない。イミタンス変換回路は、送電回路と送電コイルの間、及び、受電コイルと受電回路の間の少なくともいずれかに設けられていていればよい。
　第１０実施形態の構成は、他の実施形態においても適用することができる。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (16)

  1. 　交流が供給されることで磁束を発生する送電コイル（１２）と、
    　前記送電コイルに接続され、前記送電コイルに交流を供給する送電回路（１０）と、
    　前記送電回路に接続され、前記送電回路を制御する送電側制御回路（１６１、２６１、３６１、４６１、５６１、６６１、７６１、８６１、９６１）と、
    　前記送電コイルに発生した磁束と鎖交することで交流を発生する受電コイル（１３）と、
    　前記受電コイル及び給電対象に接続され、前記受電コイルから供給される交流を直流に変換して前記給電対象に供給する受電回路（１５）と、
    を備えた非接触給電装置において、
    　前記送電側制御回路は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて電圧ベクトル目標値を求め、
    　前記送電側制御回路は、前記送電回路から出力される交流の電圧ベクトルが前記電圧ベクトル目標値になるように前記送電回路を制御する非接触給電装置。
  2. 　前記送電側制御回路は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、前記受電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスによって発生する起電圧を示す電圧ベクトル、及び、前記送電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンスによって発生する起電圧を示す電圧ベクトルを用いて前記電圧ベクトル目標値を求める請求項１に記載の非接触給電装置。
  3. 　前記送電側制御回路は、前記送電回路から出力される交流の電圧ベクトルと電流ベクトルの位相差が位相差目標値になるような前記電圧ベクトル目標値を求め、
    　前記送電側制御回路は、前記送電回路から出力される交流の電圧ベクトルが前記電圧ベクトル目標値になるように前記送電回路を制御する請求項１又は２に記載の非接触給電装置。
  4. 　前記送電側制御回路は、前記受電回路から前記給電対象に供給される電力の目標値である出力電力目標値、又は、前記受電回路から前記給電対象に供給される電流の目標値である出力電流目標値に基づいて、前記電圧ベクトル目標値を構成する、電圧ベクトルの大きさの目標値である出力電圧目標値を求める請求項３に記載の非接触給電装置。
  5. 　前記送電側制御回路は、前記出力電力目標値又は前記出力電流目標値、前記送電コイルと前記受電コイルの相互インダクタンス、前記送電回路から出力される交流の周波数、及び、前記受電コイルのインダクタンスに基づいて前記出力電圧目標値を求める請求項４に記載の非接触給電装置。
  6. 　前記送電側制御回路は、前記送電回路から出力される交流電圧及び交流電流、前記送電回路から出力される交流電圧と交流電流の位相差、前記送電回路から出力される交流の周波数、及び、前記送電コイル及び前記受電コイルのインダクタンスに基づいて前記送電コイルと前記受電コイルの相互インダクタンスを求める請求項５に記載の非接触給電装置。
  7. 　前記送電側制御回路は、前記出力電力目標値と前記受電回路から前記給電対象に供給される電力、又は、前記出力電流目標値と前記受電回路から前記給電対象に供給される電流に基づいて前記出力電圧目標値を補正する請求項４～６のいずれか１項に記載の非接触給電装置。
  8. 　前記受電コイル及び前記受電回路に関連する情報であって、前記送電回路の制御に必要な情報を前記送電側制御回路に送信する受電側制御回路（１６３）をさらに有し、
    　前記送電側制御回路は、前記受電側制御回路から受信した前記受電コイル及び前記受電回路に関連する情報に基づいて前記送電回路を制御する請求項４～７のいずれか１項に記載の非接触給電装置。
  9. 　前記送電側制御回路と前記受電側制御回路の間で、前記受電コイルから前記受電回路に供給される電流の位相に関連する情報をやり取りする請求項８に記載の非接触給電装置。
  10. 　前記送電回路は、前記送電コイルに接続され、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をスイッチングさせることで入力された直流を交流に変換して前記送電コイルに供給するインバータ回路（１０１）を有し、
    　前記送電側制御回路は、前記スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように前記位相差目標値を補正する請求項１～９のいずれか１項に記載の非接触給電装置。
  11. 　前記送電側制御回路（８６１）は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、前記送電回路から出力される交流の前記電圧ベクトルと前記電流ベクトルの位相差の目標値である位相差目標値と、前記電圧ベクトルの大きさの目標値である出力電圧目標値とを求め、
    　前記送電側制御回路は、前記位相差が前記位相差目標値になるとともに、前記電圧ベクトルの大きさが前記出力電圧目標値になるように前記送電回路を制御する請求項１又は２に記載の非接触給電装置。
  12. 　前記送電側制御回路は、前記電流ベクトルの大きさが最小になる前記位相差を前記位相差目標値にする請求項１１に記載の非接触給電装置。
  13. 　前記送電側制御回路（９６１）は、電圧ベクトルと電流ベクトルの関係に基づいて、前記送電回路から出力される交流の角周波数の目標値である角周波数目標値と、前記電圧ベクトルの大きさの目標値である出力電圧目標値とを求め、
    　前記送電側制御回路は、前記角周波数が前記角周波数目標値になるとともに、前記電圧ベクトルの大きさが前記出力電圧目標値になるように前記送電回路を制御する請求項１又は２に記載の非接触給電装置。
  14. 　前記送電側制御回路は、前記電流ベクトルの大きさが最小になる前記角周波数を前記角周波数目標値にする請求項１３に記載の非接触給電装置。
  15. 　前記送電側制御回路（７６１）は、前記送電回路の出力電圧及び出力電流、前記送電回路の前記出力電圧と前記出力電流の位相差、前記送電回路の出力の角周波数、及び、前記受電コイルの出力電圧及び出力電流に基づいて、前記受電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンス、前記送電コイルと結合しない漏れインダクタンスを含むインピーダンス、及び、前記送電コイルと前記受電コイルの相互インダクタンスを求める請求項１～５、１１～１４のいずれか１項に記載の非接触給電装置。
  16. 　前記送電回路と前記送電コイルの間、及び、前記受電コイルと前記受電回路の間の少なくともいずれかにイミタンス変換回路（１７、１８）をさらに有する請求項１～１５のいずれか１項に記載の非接触給電装置。
     
     
     
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