WO2016083019A1 - Vorrichtung und verfahren zur auswertung eines wirbelstromsensors - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zur auswertung eines wirbelstromsensors Download PDF

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Volker Frese
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Robert Bosch Gmbh
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    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2611—Measuring inductance

Definitions

  • the invention proceeds from a device for evaluating an eddy current sensor according to the preamble of independent claim 1 and from a corresponding method for evaluating an eddy current sensor according to the preamble of independent patent claim 7.
  • Eddy current sensors are known from the prior art , which detect the inductance of a track geometry. Usually, a metallic conductor is moved in the vicinity of the track geometry. This prevents the penetration of the electric field and thus changes the inductance of the conductor track geometry. If the trace geometry or a trace with a capacitor is integrated into an LC resonant circuit, then the resonant frequency of the LC
  • Oscillatory circuit of the inductance of the track geometry and thus on the position of the metallic conductor in the vicinity of the track geometry depends. For example, by evaluating the inductance change, the position of the metallic conductor can be determined.
  • the conductor track geometries should be made as small as possible, so that the corresponding conductor track geometries also have low inductances.
  • the resulting resonant circuits have high resonance frequencies. For example, resonance frequencies of more than 100 MHz can result.
  • an evaluation and control unit designed, for example, as an ASIC must be able to operate even at very high frequencies. Thus, no simple and inexpensive in the automotive industry conventional microprocessor for frequency evaluation can be used. Disclosure of the invention
  • the inventive device for evaluating an eddy current sensor with the features of independent claim 1 and the inventive method for evaluating an eddy current sensor with the features of independent claim 7 have the advantage that simple and inexpensive used in the automotive industry microcontroller for frequency evaluation can be.
  • the essence of the invention is that the phase shift of the LC resonant circuit is measured with a test signal having a fixed predetermined frequency.
  • the test signal with the fixed predetermined frequency can for example be generated by a designed as a microcontroller evaluation and control unit via a timer.
  • test signals with a fixed frequency in the automotive industry microcontrollers test signals with a fixed frequency in the
  • Range can be generated from 10 MHz to 16 MHz, which can be applied to the LC resonant circuit and evaluated using simple and inexpensive peripheral components and small discrete additional circuitry.
  • Embodiments of the present invention provide a device for evaluating an eddy-current sensor with an evaluation and control unit and an LC resonant circuit, which comprises a measuring capacitor having a substantially constant capacitance value and a measuring inductance whose inductance value is dependent on a with the eddy current sensor measuring variable varies.
  • the evaluation and control unit detects the inductance change via the LC resonant circuit and uses this to determine a current measured value of the measured variable to be detected.
  • the evaluation and control unit generates a test signal having a predetermined frequency, which is applied directly to a first input of a phase measuring device and the LC resonant circuit to a second input of the phase measuring device, wherein the phase measuring device outputs an output signal which a phase shift between the test signal and the phase-shifted by the LC resonant circuit test signal represents.
  • the evaluation and control unit receives the output signal of the phase measuring device directly or prepares and evaluates it to determine the current measured value of the measured variable to be detected.
  • a method for evaluating an eddy-current sensor by means of an LC resonant circuit which comprises a measuring capacitor having a substantially constant capacitance value and a measuring inductance whose inductance value varies as a function of a measured variable to be detected by the eddy current sensor.
  • the inductance change is detected via the LC resonant circuit and evaluated to determine a current measured value of the measured variable.
  • a test signal is generated at a predetermined frequency and applied to the LC resonant circuit.
  • a phase shift between the test signal and the phase-shifted by the LC resonant circuit test signal representative output signal is detected and evaluated directly or processed to determine the current measurement value of the measured variable to be detected.
  • the measured variable to be detected may represent, for example, the position of a metallic conductor with respect to the measuring inductance and / or the distance of the metallic conductor from the measuring inductance and / or the angle of rotation of the metallic conductor with respect to the measuring inductance.
  • the measuring inductance is generated, for example, by a conductor track geometry.
  • the phase measuring device can have an NPN high-frequency transistor, wherein the test signal can be applied to the emitter and the phase-shifted test signal to the base of the NPN high-frequency transistor and the output signal of the phase measuring device at the collector of the NPN high-frequency transistor can be tapped.
  • the simple NPN high-frequency transistor for measuring the phase shift enables a cost-effective implementation of the phase senmessvorraum.
  • the NPN RF transistor can pull the collector output to a low level when the test signal at the emitter is already low and the test signal at the base is still high. As a result, the NPN high frequency transistor at the collector generates the output signal which has the low level during the phase shift and otherwise the high level.
  • an integrator can integrate the output signal of the phase measuring device and output a corresponding integrated signal. This makes it easier for the evaluation and control unit to evaluate the phase shift.
  • the integrator preferably comprises a first capacitor which integrates the phase pulses of the output signal. By a parallel-connected first resistor, the first capacitor is constantly discharged.
  • the integrated signal is a measure of the ratio of the phase shift between the test signal and the phase-shifted test signal to the period of the test signal.
  • This signal can be further smoothed by a low-pass filter and output as a measurement signal.
  • the low-pass filter can preferably be realized by an RC element which has a second capacitor and a series-connected second ohmic resistor.
  • the evaluation and control unit can receive the measuring signal via an analogue-digital converter.
  • the analog-to-digital converter can be executed here as a separate unit or as part of the evaluation and control unit.
  • limiting means may be provided which limit an amplitude of the phase-shifted test signal at the base of the NPN high-frequency transistor to a value which is smaller than a sum value of the corresponding integrated signal and a forward voltage of the base-collector diode ,
  • a voltage divider to ground may be used to control the NPN high frequency transistor. This will determine the amplitude of the voltage at the base of the NPN High-frequency transistor limited to values which are smaller than the above-mentioned sum value, so that no current can flow to the first capacitor of the integrator.
  • the output signal representing the phase shift can be integrated and smoothed.
  • a measuring signal representing the integrated and smoothed output signal can be digitized and evaluated to determine the current measured value.
  • the evaluation can be carried out successively for two test signals with different frequencies.
  • FIG. 1 shows a schematic block diagram of an exemplary embodiment of a device according to the invention for evaluating an eddy-current sensor.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing various test signals applied to a phase measuring device of the inventive device for evaluating an eddy current sensor of FIG. 1.
  • FIG. 3 shows a characteristic diagram representing various output signals of the phase measuring device of the device according to the invention for evaluating an eddy-current sensor from FIG. 1.
  • FIG. 4 shows a characteristic diagram which shows various integrated signals which are produced by an integrator of the device according to the invention for evaluating 1, and represents various measuring signals which are output by a low-pass filter of the device according to the invention for evaluating an eddy-current sensor from FIG. 1.
  • the illustrated exemplary embodiment of an inventive device 1 for evaluating an eddy current sensor comprises an evaluation and control unit 3 and an LC resonant circuit 5, which comprises a measuring capacitor C M having a substantially constant capacitance value and a measuring inductance L M whose inductance value varies as a function of a measured variable to be detected by the eddy-current sensor.
  • the evaluation and control unit 3 detects the inductance change via the LC resonant circuit 5 and determines therefrom a current measured value of the measured variable to be detected.
  • the evaluation and control unit 3 generates a test signal TS shown in FIG.
  • the phase measuring device 12 outputs an output signal PS1, PS2, PS3 shown in FIG. 3, which represents a phase shift between the test signal TS and the test signal PT1, PT2, PT3 phase-shifted by the LC oscillation circuit 5, which is shown in FIG.
  • the evaluation and control unit 3 receives the output signal PS1, PS2, PS3 of the phase measuring device 12 directly or processed and evaluates it to determine the current measured value of the measured variable to be detected.
  • the evaluation and control unit 2 is designed as known from the automotive industry simple microcontroller, which can be obtained inexpensively in large quantities.
  • the measured variable to be detected may represent, for example, the position of a metallic conductor with respect to the measuring inductance L M and / or the distance of the metallic conductor from the measuring inductance L M and / or the angle of rotation of the metallic conductor with respect to the measuring inductance L M.
  • the phase measuring device 12 in the illustrated embodiment has a simple and inexpensive NPN high-frequency transistor Tl.
  • the test signal TS to the emitter E and the phase-shifted test signal PT1, PT2, PT3 are applied to the base B of the NPN high-frequency transistor Tl.
  • the output signal PS1, PS2, PS3 of the phase measuring device 12 is tapped at the collector C of the NPN high-frequency transistor Tl.
  • the integrator 14 comprises a first capacitor Cl, which integrates the phase pulses of the output signal PS1, PS2, PS3 of the phase measuring device 12.
  • the first capacitor Cl is constantly discharged.
  • an integrated signal IS1, IS2, IS3 output by the integrator 14 is a measure of the ratio of the phase shift between the test signal TS and the phase-shifted test signal PT1, PT2, PT3 to the period of the test signal TS.
  • the low-pass filter 16 in the illustrated exemplary embodiment is implemented as an RC element which has a second capacitor C2 and a series-connected second ohmic resistor R2.
  • the low-pass filter 16 smoothes the integrated signal IS1, IS2, IS3 of the integrator 14 and outputs a measurement signal MSI, MS2, MS3 to the evaluation and control unit 2 designed as a simple microcontroller.
  • the evaluation and control unit 3 digitizes the measurement signal MSI, MS2, MS3 via an integrated analog-to-digital converter.
  • the analog-to-digital converter can be implemented as a separate unit.
  • the core of the invention is that the phase shift of the LC resonant circuit 5 is measured with the test signal TS with a fixed predetermined frequency.
  • the executed as a microcontroller evaluation and control unit 3 generates the test signal TS with the fixed frequency via a timer not shown.
  • test signals TS with a fixed frequency in the range of 10 MHz to 16 MHz can be generated with the microcontrollers customary in the automotive industry.
  • the varying measuring inductance L M which can be generated for example by a conductor track geometry, has inductance values in the range of, for example, 0.5 to 5 ⁇ .
  • a value of approximately 47 pF can be selected for the measuring capacitor C M of the LC resonant circuit 5. This results in a delay or phase shift of approximately 10 ns for a mean inductance value of, for example, 2 ⁇ .
  • the characteristic curves PT1, PS1, IS1, MSI shown in FIGS. 2, 3 and 4 are generated when the measuring inductance L M has a first inductance value of approximately 0.5 ⁇ .
  • the characteristic curves PT2, PS2, IS2, MS2 shown in FIGS. 2, 3 and 4 are generated when the measuring inductance L M has a second inductance value of approximately 1.0 ⁇ .
  • the characteristic curves PT3, PS3, IS3, MS3 shown in FIGS. 2, 3 and 4 are generated when the measuring inductance L M has a third inductance value of approximately 1.5 ⁇ .
  • the measuring inductance L M shows, in addition to the characteristic curve of the test signal TS, three characteristic curves of phase-shifted test signals PT1, PT2, PT3, which represent different inductance values of the measuring inductance L M.
  • the measuring inductance L M with the first inductance value of approximately 0.5 ⁇ generates the illustrated curve of a first phase-shifted test signal PT1.
  • the measuring inductance L M With the second inductance value of approximately 1.0 ⁇ , the measuring inductance L M generates, for example, the course of a second phase-shifted test signal PT2.
  • the measuring inductance L M With 1.5 ⁇ the third inductance, the measuring inductance L M generates, for example, the illustrated course of a third phase-shifted test signal PT3.
  • the phase measuring device 12 which comprises, in addition to the NPN high frequency transistor Tl, a base resistor RB connected to the base B of the NPN high frequency transistor Tl and a collector resistor RC connected to the collector C of the NPN high frequency transistor Tl the first phase-shifted test signal PT1 applied to the second input E2 of the phase measuring device 12 in combination with the test signal TS present at the first input E1 of the phase measuring device 12, a first output signal PS1 shown in FIG. 3, which exhibits a phase shift between the test signal TS and the first phase-shifted test signal PT1 represents.
  • phase measuring device 12 From the second phase-shifted test signal PT2 applied to the second input E2 of the phase measuring device 12, the phase measuring device 12 generates a second output signal PS2 shown in FIG represents the second phase-shifted test signal PT2. From the third phase-shifted test signal PT3 applied to the second input E2 of the phase measuring device 12, the phase measuring device 12 generates a third output signal PS2 shown in FIG. 3 in combination with the test signal TS present at the first input E1 of the phase measuring device 12, which phase shift between the test signal TS and represents the third phase-shifted test signal PT3. The phase shift can clearly be seen in FIG. 3 as a "low" signal.
  • a voltage divider to ground can be used to control the N PN high-frequency transistor T 1.
  • the amplitude of the voltage at the base of the N PN high-frequency transistor is limited to values which are smaller than the above-mentioned sum value, so that no current can flow to the first capacitor Cl of the integrator 14.
  • the integrator 14 generates a first integrated signal IS1 from the first output signal PS1, from which the low-pass filter 16 generates a first measuring signal MSI. From the second output signal PS2, the integrator 14 generates a second integrated signal IS2, from which the
  • Low pass filter 16 generates a second measurement signal MS2. From the third output signal PS3, the integrator 14 generates a third integrated signal IS3, from which the low-pass filter 16 generates a third measurement signal MS3.
  • an LC resonant circuit 5 which comprises a measuring capacitor C M having a substantially constant capacitance value and a measuring inductance I_M whose inductance value varies as a function of a measured variable to be detected by the eddy current sensor, is output via the LC Resonant circuit 5 detects the inductance change and to determine a current reading of the
  • a test signal TS is generated at a predetermined frequency and applied to the LC resonant circuit 5.
  • a phase shift between the test signal TS and the phase-shifted by the LC resonant circuit 5 test signal PT1, PT2, PT3 representative output signal PSL, PS2, PS3 is detected and evaluated directly or processed to determine the current measurement value.
  • the phase shift representing output signal PSL, PS2, PS3 is integrated and smoothed.
  • a measurement signal MSI, MS2, MS3 representing the integrated and smoothed output signal PS1, PS2, PS3 can be digitized and evaluated to determine the current measured value.
  • the evaluation can be carried out successively, for example, for two test signals TS with different frequencies.
  • the evaluation and control unit 2 designed as a simple microcontroller is capable of generating a first test signal TS having a fixed first frequency of, for example, 16 MHz and a second test signal TS having a fixed second frequency of, for example, 12 MHz, then the phase shift of LC resonant circuit 5 are determined at two different frequencies.
  • a foreign field with the same frequency and a fixed phase shift to the excitation frequency could theoretically disturb the result.
  • the generated phase error signal would vary with the beat frequency and be eliminated by the integration in the low-pass filter.
  • the noise frequency can only act at an excitation frequency. Due to the consecutive evaluation with two test signals with different excitation frequencies, the system can be designed much more robust against external fields.
  • Embodiments of the inventive device for evaluating an eddy current sensor and the inventive method for evaluating an eddy current sensor can be used for example in steering angle sensors or other position sensors in the vehicle, which require a certain accuracy.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung (1) und ein Verfahren zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mit einer Auswerte- und Steuereinheit (3) und einem LC-Schwingkreis (5), welcher einen Messkondensator (CM) mit einem im Wesentlichen konstanten Kapazitätswert und eine Messinduktivität (LM) umfasst, deren Induktivitätswert in Abhängigkeit einer mit dem Wirbelstromsensor zu erfassenden Messgröße variiert, wobei die Auswerte- und Steuereinheit (3) über den LC-Schwingkreis (5) die Induktivitätsänderung erfasst und daraus einen aktuellen Messwert der zu erfassenden Messgröße ermittelt. Erfindungsgemäß erzeugt die Auswerte- und Steuereinheit (3) ein Testsignal (TS) mit einer vorgegebenen Frequenz, welches direkt an einen ersten Eingang (E1) einer Phasenmessvorrichtung (12) und über den LC-Schwingkreis (5) an einen zweiten Eingang (E2) der Phasenmessvorrichtung (12) angelegt ist, wobei die Phasenmessvorrichtung (12) ein Ausgabesignal (PS1, PS2, PS3) ausgibt, welches eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal (TS) und dem durch den LC-Schwingkreis (5) phasenverschobenen Testsignal (PT1, PT2, PT3) repräsentiert, wobei die Auswerte- und Steuereinheit (3) das Ausgabesignal (PS1, PS2, PS3) der Phasenmessvorrichtung (12) direkt oder aufbereitet empfängt und zur Ermittlung des aktuellen Messwerts der zu erfassenden Messgröße auswertet.

Description

Beschreibung
Titel
Vorrichtung und Verfahren zur Auswertung eines Wirbelstromsensors Die Erfindung geht aus von einer Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors nach der Gattung des unabhängigen Patentanspruchs 1 und von einem korrespondierenden Verfahren zur Auswertung eines Wirbelstromsensors nach der Gattung des unabhängigen Patentanspruchs 7. Aus dem Stand der Technik sind Wirbelstromsensoren bekannt, welche die Induktivität einer Leiterbahngeometrie erfassen. Meist wird in der Nähe der Leiterbahngeometrie ein metallischer Leiter bewegt. Dies verhindert die Durchdringung des elektrischen Feldes und verändert so die Induktivität der Leiterbahngeometrie. Wird die Leiterbahngeometrie bzw. eine Leiterbahn mit einem Kondensator in einen LC-Schwingkreis integriert, so ist die Resonanzfrequenz des LC-
Schwingkreises von der Induktivität der Leiterbahngeometrie und somit von der Lage des metallischen Leiters in der Nähe der Leiterbahngeometrie abhängig. So kann durch Auswerten der Induktivitätsänderung beispielsweise die Position des metallischen Leiters bestimmt werden.
Die Leiterbahngeometrien sollten möglichst klein ausgeführt werden, so dass die korrespondierenden Leiterbahngeometrien auch geringe Induktivitäten aufweisen. Dadurch weisen die sich ergebenden Schwingkreisen hohe Resonanzfrequenzen auf. So können sich beispielsweise Resonanzfrequenzen von über 100 MHz ergeben. Um diese Resonanzfrequenzen mit Frequenzzählern auswerten zu können, muss eine beispielsweise als ASIC ausgeführte Auswerte- und Steuereinheit selbst auch mit sehr hohen Frequenzen arbeiten können. Somit kann kein einfacher und kostengünstiger in der Automobilindustrie üblicher Mikroprozessor zur Frequenzauswertung verwendet werden. Offenbarung der Erfindung
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 1 und das erfindungs- gemäße Verfahren zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 7 haben demgegenüber den Vorteil, dass einfache und kostengünstige in der Automobilindustrie übliche Mikrocontrol- ler zur Frequenzauswertung verwendet werden können. Der Kern der Erfindung besteht darin, dass mit einem Testsignal mit fest vorgegebener Frequenz die Phasenverschiebung des LC-Schwingkreises gemessen wird. Das Testsignal mit der fest vorgegebenen Frequenz kann beispielsweise von einer als Mikrocontroller ausgeführten Auswerte- und Steuereinheit über einen Zeitgeber erzeugt werden. So können beispielsweise mit den in der Automo- bilindustrie üblichen Mikrocontrollern Testsignale mit einer festen Frequenz im
Bereich von 10 MHz bis 16 MHz erzeugt werden, welche an den LC- Schwingkreis angelegt und mit Hilfe von einfach und kostengünstig aufgebauten Peripheriekomponenten und kleiner diskreter Zusatzbeschaltung ausgewertet werden können.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen eine Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mit einer Auswerte- und Steuereinheit und einem LC-Schwingkreis zur Verfügung, welcher einen Messkondensator mit einem im Wesentlichen konstanten Kapazitätswert und eine Messinduktivität um- fasst, deren Induktivitätswert in Abhängigkeit einer mit dem Wirbelstromsensor zu erfassenden Messgröße variiert. Die Auswerte- und Steuereinheit erfasst über den LC-Schwingkreis die Induktivitätsänderung und ermittelt daraus einen aktuellen Messwert der zu erfassenden Messgröße. Erfindungsgemäß erzeugt die Auswerte- und Steuereinheit ein Testsignal mit einer vorgegebenen Frequenz, welches direkt an einen ersten Eingang einer Phasenmessvorrichtung und über den LC-Schwingkreis an einen zweiten Eingang der Phasenmessvorrichtung angelegt ist, wobei die Phasenmessvorrichtung ein Ausgabesignal ausgibt, welches eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal und dem durch den LC- Schwingkreis phasenverschobenen Testsignal repräsentiert. Die Auswerte- und Steuereinheit empfängt das Ausgabesignal der Phasenmessvorrichtung direkt oder aufbereitet und wertet es zur Ermittlung des aktuellen Messwerts der zu erfassenden Messgröße aus.
Zudem wird ein Verfahren zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mittels ei- nes LC-Schwingkreises vorgeschlagen, welcher einen Messkondensator mit einem im Wesentlichen konstanten Kapazitätswert und eine Messinduktivität um- fasst, deren Induktivitätswert in Abhängigkeit einer mit dem Wirbelstromsensor zu erfassenden Messgröße variiert. Hierbei wird über den LC-Schwingkreis die Induktivitätsänderung erfasst und zur Ermittlung eines aktuellen Messwerts der Messgröße ausgewertet. Erfindungsgemäß wird ein Testsignal mit einer vorgegebenen Frequenz erzeugt und an den LC-Schwingkreis angelegt. Hierbei wird ein, eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal und dem durch den LC- Schwingkreis phasenverschobenen Testsignal repräsentierendes Ausgabesignal erfasst und direkt oder aufbereitet zur Ermittlung des aktuellen Messwerts der zu erfassenden Messgröße ausgewertet.
Die zu erfassende Messgröße kann beispielsweise die Position eines metallischen Leiters in Bezug auf die Messinduktivität und/oder den Abstand des metallischen Leiters zur Messinduktivität und/oder den Drehwinkel des metallischen Leiters in Bezug auf die Messinduktivität repräsentieren. Die Messinduktivität wird beispielsweise von einer Leiterbahngeometrie erzeugt.
Durch die in den abhängigen Ansprüchen aufgeführten Maßnahmen und Weiterbildungen sind vorteilhafte Verbesserungen der im unabhängigen Patentan- spruch 1 angegebenen Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors möglich und des im unabhängigen Patentanspruch 7 angegebenen Verfahrens zur Auswertung eines Wirbelstromsensors möglich.
Besonders vorteilhaft ist, dass die Phasenmessvorrichtung einen NPN- Hochfrequenztransistor aufweisen kann, wobei das Testsignal an den Emitter und das phasenverschobene Testsignal an die Basis des NPN- Hochfrequenztransistors angelegt werden können und das Ausgabesignal der Phasenmessvorrichtung am Kollektor des NPN-Hochfrequenztransistors abgegriffen werden kann. Der einfache NPN-Hochfrequenztransistor zur Messung der Phasenverschiebung ermöglicht eine kostengünstige Implementierung der Pha- senmessvorrichtung. Der NPN-Hochfrequenztransistor kann das Ausgangssignal am Kollektor auf einen niedrigen Pegel ziehen, wenn das Testsignal am Emitter schon den niedrigen Pegel und das verzögerte Testsignal an der Basis noch einen hohen Pegel aufweist. Als Resultat erzeugt der NPN-Hochfrequenztransistor am Kollektor das Ausgabesignal, welches während der Phasenverschiebung den niedrigen Pegel und sonst den hohen Pegel aufweist.
In vorteilhafter Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung kann ein Integrierer das Ausgabesignal der Phasenmessvorrichtung integrieren und ein korrespondierendes integriertes Signal ausgeben. Dies erleichtert der Auswerte- und Steuereinheit die Auswertung der Phasenverschiebung. Der Integrierer um- fasst vorzugweise einen ersten Kondensator, welcher die Phasenpulse des Ausgabesignals aufintegriert. Durch einen parallel geschalteten ersten ohmschen Widerstand wird der erste Kondensator konstant entladen. Somit ist das integrierte Signal ein Maß für das Verhältnis der Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal und dem phasenverschobenen Testsignal zur Periode des Testsignals. Dieses Signal kann durch einen Tiefpassfilter weiter geglättet und als Messsignal ausgegeben werden. Der Tiefpassfilter kann vorzugsweise durch ein RC-Glied realisiert werden, welches einen zweiten Kondensator und einen in Reihe geschalteten zweiten ohmschen Widerstand aufweist.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung kann die Auswerte- und Steuereinheit das Messsignal über einen Analog- Digitalwandler empfangen. Der Analog-Digitalwandler kann hierbei als separate Einheit oder als Teil der Auswerte- und Steuereinheit ausgeführt werden.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung können Begrenzungsmittel vorgesehen werden, welche eine Amplitude des phasenverschobenen Testsignals an der Basis des NPN-Hochfrequenztransistors auf einen Wert begrenzen, welcher kleiner als ein Summenwert aus dem korrespondierenden integrierten Signal und einer Durchlassspannung der Basis- Kollektor- Diode ist. So kann beispielsweise anstatt eines in Reihe zur Basis des NPN- Hochfrequenztransistors geschalteten ohmschen Widerstands ein Spannungsteiler gegen Masse zur Steuerung des NPN-Hochfrequenztransistors eingesetzt werden. Dadurch wird die Amplitude der Spannung an der Basis des NPN- Hochfrequenztransistors auf Werte begrenzt, welcher kleiner als der o.g. Summenwert sind, so dass kein Strom zum ersten Kondensator des Integrierers fließen kann.
In vorteilhafter Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens kann das die Phasenverschiebung repräsentierende Ausgabesignal integriert und geglättet werden. Ein das integrierte und geglättete Ausgabesignal repräsentierendes Messsignal kann digitalisiert und zur Ermittlung des aktuellen Messwerts ausgewertet werden.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens kann die Auswertung nacheinander für zwei Testsignale mit unterschiedlichen Frequenzen durchgeführt werden. Durch diese Maßnahme kann in vorteilhafter Weise die Empfindlichkeit gegenüber Fremdfeldern verringert werden.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen Komponenten bzw. Elemente, die gleiche bzw. analoge Funktionen ausführen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors.
Fig. 2 zeigt ein Kennliniendiagramm, welches verschiedene Testsignale darstellt, welche an eine Phasenmessvorrichtung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors aus Fig. 1 angelegt werden.
Fig. 3 zeigt ein Kennliniendiagramm, welches verschiedene Ausgabesignale der Phasenmessvorrichtung der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors aus Fig. 1 dargestellt.
Fig. 4 zeigt ein Kennliniendiagramm, welches verschiedene integrierte Signale, welche von einem Integrierer der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Auswer- tung eines Wirbelstromsensors aus Fig. 1 ausgegeben werden, und verschiedene Messsignale darstellt, welche von einem Tiefpassfilter der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors aus Fig. 1 ausgegeben werden.
Ausführungsformen der Erfindung
Wie aus Fig. 1 ersichtlich ist, umfasst das dargestellte Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung 1 zur Auswertung eines Wirbelstromsensors eine Auswerte- und Steuereinheit 3 und einen LC-Schwingkreis 5, welcher einen Messkondensator CM mit einem im Wesentlichen konstanten Kapazitätswert und eine Messinduktivität LM umfasst, deren Induktivitätswert in Abhängigkeit einer mit dem Wirbelstromsensor zu erfassenden Messgröße variiert. Die Auswerte- und Steuereinheit 3 erfasst über den LC-Schwingkreis 5 die Induktivitätsänderung und ermittelt daraus einen aktuellen Messwert der zu erfassenden Messgröße. Erfindungsgemäß erzeugt die Auswerte- und Steuereinheit 3 ein in Fig. 2 dargestelltes Testsignal TS mit einer vorgegebenen Frequenz, welches direkt an einen ersten Eingang El einer Phasenmessvorrichtung 12 und über den LC- Schwingkreis 5 an einen zweiten Eingang E2 der Phasenmessvorrichtung 12 angelegt ist. Die Phasenmessvorrichtung 12 gibt ein in Fig. 3 dargestelltes Ausgabesignal PS1, PS2, PS3 aus, welches eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal TS und dem durch den LC-Schwingkreis 5 phasenverschobenen Testsignal PT1, PT2, PT3 repräsentiert, welches in Fig. 2 dargestellt ist. Die Auswerte- und Steuereinheit 3 empfängt das Ausgabesignal PS1, PS2, PS3 der Phasenmessvorrichtung 12 direkt oder aufbereitet und wertet es zur Ermittlung des aktuellen Messwerts der zu erfassenden Messgröße aus. Vorzugsweise ist die Auswerte- und Steuereinheit 2 als aus der Automobilindustrie bekannter einfacher Mikrocontroller ausgeführt, welcher kostengünstig in großen Stückzahlen bezogen werden kann.
Die zu erfassende Messgröße kann beispielsweise die Position eines metallischen Leiters in Bezug auf die Messinduktivität LM und/oder den Abstand des metallischen Leiters zur Messinduktivität LM und/oder den Drehwinkel des metallischen Leiters in Bezug auf die Messinduktivität LM repräsentieren. Wie aus Fig. 1 weiter ersichtlich ist, weist die Phasenmessvorrichtung 12 im dargestellten Ausführungsbeispiel einen einfachen und kostengünstigen NPN- Hochfrequenztransistor Tl auf. Hierbei sind das Testsignal TS an den Emitter E und das phasenverschobene Testsignal PT1, PT2, PT3 an die Basis B des NPN- Hochfrequenztransistors Tl angelegt. Das Ausgabesignal PS1, PS2, PS3 der Phasenmessvorrichtung 12 wird am Kollektor C des NPN- Hochfrequenztransistors Tl abgegriffen. Der NPN-Hochfrequenztransistors Tl soll, wenn das am Emitter E anliegende Testsignal TS schon einen niedrigen Pegel aufweist und das phasenverschobene Testsignal PT1, PT2, PT3 an der Basis B des NPN-Hochfrequenztransistors Tl noch einen hohen Pegel aufweist, aufmachen und das korrespondierende Ausgabesignal PS1, PS2, PS3 am Kollektor C des NPN-Hochfrequenztransistors Tl auf den niedrigen Pegel ziehen. Als Ergebnis weist das Ausgabesignal PS1, PS2, PS3 während der Phasenverschiebung den niedrigen Pegel und sonst den höheren Pegel auf. Da es für die als aus der Automobilindustrie bekannter einfacher Mikrocontroller ausgeführte Auswerte- und Steuereinheit 2 schwierig ist, so kurze Zeiten bzw. Phasenverschiebungen auszuwerten, wird das Ausgabesignal PS1, PS2, PS3 im dargestellten Ausführungsbeispiel durch einen Integrierer 14 und einen Tiefpassfilter 16 aufbereitet.
Wie aus Fig. 1 weiter ersichtlich ist, umfasst der Integrierer 14 einen ersten Kondensator Cl, welcher die Phasenpulse des Ausgabesignals PS1, PS2, PS3 der Phasenmessvorrichtung 12 aufintegriert. Durch einen parallel zum ersten Kondensator Cl geschalteten ohmschen Widerstand Rl wird der erste Kondensator Cl konstant entladen. Somit ist ein vom Integrierer 14 ausgegebenes integriertes Signal IS1, IS2, IS3 ein Maß für das Verhältnis der Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal TS und dem phasenverschobenen Testsignal PT1, PT2, PT3 zur Periode des Testsignals TS.
Wie aus Fig. 1 weiter ersichtlich ist, ist der Tiefpassfilter 16 im dargestellten Ausführungsbeispiel als RC-Glied realisiert, welches einen zweiten Kondensator C2 und einen in Reihe geschalteten zweiten ohmschen Widerstand R2 aufweist. Der Tiefpassfilter 16 glättet das integrierte Signal IS1, IS2, IS3 des Integrierers 14 und gibt ein Messsignal MSI, MS2, MS3 an die als einfacher Mikrocontroller ausgeführte Auswerte- und Steuereinheit 2 aus. Im dargestellten Ausführungs- beispiel digitalisiert die Auswerte- und Steuereinheit 3 das Messsignal MSI, MS2, MS3 über einen integrierten Analog-Digitalwandler. Alternativ kann der Analog-Digitalwandler als separate Einheit ausgeführt werden.
Der Kern der Erfindung besteht darin, dass mit dem Testsignal TS mit fest vorgegebener Frequenz die Phasenverschiebung des LC-Schwingkreises 5 gemessen wird. Im dargestellten Ausführungsbeispiel erzeugt die als Mikrocontroller ausgeführten Auswerte- und Steuereinheit 3 das Testsignal TS mit der fest vorgegebenen Frequenz über einen nicht näher dargestellten Zeitgeber. So können beispielsweise mit den in der Automobilindustrie üblichen Mikrocontrollern Testsignale TS mit einer festen Frequenz im Bereich von 10 MHz bis 16 MHz erzeugt werden. Die variierende Messinduktivität LM, welche beispielsweise durch eine Leiterbahngeometrie erzeugt werden kann, weist Induktivitätswerte im Bereich von beispielsweise 0,5 bis 5 μΗ auf. Um die Verzögerung bzw. Phasenverschiebung des LC-Schwingkreises 5 in die gleiche Größenordnung wie die Resonanzfrequenz zu legen, kann für den Messkondensator CM des LC-Schwingkreises 5 ein Wert von ca. 47 pF gewählt werden. Damit ergibt sich für einen mittleren Induktivitätswert von beispielsweise 2μΗ eine Verzögerung bzw. Phasenverschiebung von ca. 10ns.
Die in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellten Kennlinien PT1, PS1, IS1, MSI werden erzeugt, wenn die Messinduktivität LM einen ersten Induktivitätswert von ca. 0,5 μΗ aufweist. Die in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellten Kennlinien PT2, PS2, IS2, MS2 werden erzeugt, wenn die Messinduktivität LM einen zweiten Induktivitätswert von ca. 1,0 μΗ aufweist. Die in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellten Kennlinien PT3, PS3, IS3, MS3 werden erzeugt, wenn die Messinduktivität LM einen dritten Induktivitätswert von ca. 1,5 μΗ aufweist.
Fig. 2 zeigt neben der Kennlinie des Testsignals TS drei Kennlinien von phasenverschobenen Testsignalen PT1, PT2, PT3, welche verschiedene Induktivitätswerte der Messinduktivität LM repräsentieren. So erzeugt die Messinduktivität LM mit dem ersten Induktivitätswert von ca. 0,5 μΗ beispielsweise den dargestellten Verlauf eines ersten phasenverschobenen Testsignals PT1. Mit dem zweiten Induktivitätswert von ca. 1,0 μΗ erzeugt die Messinduktivität LM beispielsweise den dargestellten Verlauf eines zweiten phasenverschobenen Testsignals PT2. Mit dem dritten Induktivitätswert von ca. 1,5 μΗ erzeugt die Messinduktivität LM beispielsweise den dargestellten Verlauf eines dritten phasenverschobenen Testsignals PT3.
Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, erzeugt die Phasenmessvorrichtung 12, welche neben dem NPN-Hochfrequenztransistor Tl einen mit der Basis B des NPN- Hochfrequenztransistors Tl verbundenen Basiswiderstand RB und einen mit dem Kollektor C des NPN-Hochfrequenztransistors Tl verbundenen Kollektorwiderstand RC umfasst, aus dem am zweiten Eingang E2 der Phasenmessvorrichtung 12 anliegenden ersten phasenverschobenen Testsignal PTl in Kombination mit dem am ersten Eingang El der Phasenmessvorrichtung 12 anliegenden Testsignal TS ein in Fig. 3 dargestelltes erstes Ausgabesignal PSl, welches eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal TS und dem ersten phasenverschobenen Testsignal PTl repräsentiert. Aus dem am zweiten Eingang E2 der Phasenmessvorrichtung 12 anliegenden zweiten phasenverschobenen Testsignal PT2 erzeugt die Phasenmessvorrichtung 12 in Kombination mit dem am ersten Eingang El der Phasenmessvorrichtung 12 anliegenden Testsignal TS ein in Fig. 3 dargestelltes zweites Ausgabesignal PS2, welches eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal TS und dem zweiten phasenverschobenen Testsignal PT2 repräsentiert. Aus dem am zweiten Eingang E2 der Phasenmessvorrichtung 12 anliegenden dritten phasenverschobenen Testsignal PT3 erzeugt die Phasenmessvorrichtung 12 in Kombination mit dem am ersten Eingang El der Phasenmessvorrichtung 12 anliegenden Testsignal TS ein in Fig. 3 dargestelltes drittes Ausgabesignal PS2, welches eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal TS und dem dritten phasenverschobenen Testsignal PT3 repräsentiert. Die Phasenverschiebung ist in Fig. 3 deutlich als„Low" Signal zu sehen.
Hier ist noch ein parasitärer Effekt zu sehen, welcher entsteht, wenn der Pegel des verzögerten Testsignals PTl, PT2, PT2 an der Basis B des NPN- Hochfrequenztransistors Tl höher als der Pegel des korrespondierenden integrierten Signals IS1, IS2, IS3 ist. Dies verstärkt zwar den Messeffekt, hat aber den Nachteil, dass er von der Schwingungsamplitude abhängig ist. Die Amplitude ist aber empfindlich gegenüber Fremdfeldern. Um die Empfindlichkeit gegenüber Fremdfeldern zu verringern, können nicht näher dargestellte Begrenzungsmittel vorgesehen werden, welche eine Amplitude des phasenverschobenen Testsig- nals PT1, PT2, PT3 an der Basis B des N PN-Hochfrequenztransistors Tl auf einen Wert begrenzen, welcher kleiner als ein Summenwert aus dem korrespondierenden integrierten Signal ISl, IS2, IS3 und einer Durchlassspannung der Basis- Kollektor-Diode des N PN-Hochfrequenztransistors Tl ist. So kann beispiels- weise anstatt des in Reihe zur Basis B des N PN-Hochfrequenztransistors Tl geschalteten ohmschen Widerstands RB ein Spannungsteiler gegen Masse zur Steuerung des N PN-Hochfrequenztransistors Tl eingesetzt werden. Dadurch wird die Amplitude der Spannung an der Basis des N PN-Hochfrequenztransistors auf Werte begrenzt, welcher kleiner als der o.g. Summenwert sind, so dass kein Strom zum ersten Kondensator Cl des Integrierers 14 fließen kann.
Wie aus Fig. 4 ersichtlich ist, erzeugt der Integrierer 14 aus dem ersten Ausgabesignal PSl ein erstes integriertes Signal ISl, aus welchem der Tiefpassfilter 16 ein erstes Messsignal MSI erzeugt. Aus dem zweiten Ausgabesignal PS2 er- zeugt der Integrierer 14 ein zweites integriertes Signal IS2, aus welchem der
Tiefpassfilter 16 ein zweites Messsignal MS2 erzeugt. Aus dem dritten Ausgabesignal PS3 erzeugt der Integrierer 14 ein drittes integriertes Signal IS3, aus welchem der Tiefpassfilter 16 ein drittes Messsignal MS3 erzeugt. Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mittels eines LC-Schwingkreises 5, welcher einen Messkondensator CM mit einem im Wesentlichen konstanten Kapazitätswert und eine Messinduktivität I_M umfasst, deren Induktivitätswert in Abhängigkeit einer mit dem Wirbelstromsensor zu erfassenden Messgröße variiert, wird über den LC-Schwingkreis 5 die Induktivitätsänderung erfasst und zur Ermittlung eines aktuellen Messwerts der
Messgröße ausgewertet. Erfindungsgemäß wird ein Testsignal TS mit einer vorgegebenen Frequenz erzeugt und an den LC-Schwingkreis 5 angelegt. Hierbei wird ein, eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal TS und dem durch den LC-Schwingkreis 5 phasenverschobenen Testsignal PT1, PT2, PT3 reprä- sentierendes Ausgabesignal PSl, PS2, PS3 erfasst und direkt oder aufbereitet zur Ermittlung des aktuellen Messwerts ausgewertet. Vorzugsweise wird das die Phasenverschiebung repräsentierende Ausgabesignal PSl, PS2, PS3 integriert und geglättet. Des Weiteren kann ein das integrierte und geglättete Ausgabesignal PSl, PS2, PS3 repräsentierendes Messsignal MSI, MS2, MS3 digitalisiert und zur Ermittlung des aktuellen Messwerts ausgewertet werden. Um den Effekt von Fremdfeldern weiter zu reduzieren kann die Auswertung nacheinander beispielsweise für zwei Testsignale TS mit unterschiedlichen Frequenzen durchgeführt werden. Wenn die als einfacher Mikrocontroller ausgeführte Auswerte- und Steuereinheit 2 zum Beispiel fähig ist, ein erstes Testsignal TS mit einer festen ersten Frequenz von beispielsweise 16 MHz und ein zweites Testsignal TS mit einer festen zweiten Frequenz von beispielsweise 12MHz zu erzeugen, dann kann die Phasenverschiebung des LC-Schwingkreises 5 bei zwei verschiedenen Frequenzen bestimmt werden. Ein Fremdfeld mit der gleichen Frequenz und einer festen Phasenverschiebung zur Anregungsfrequenz könnte theoretisch das Ergebnis stören. Bei einer leichten Frequenzverschiebung zwischen Anregefrequenz und Störfeld würde das erzeugte Phasenfehlsignal mit der Schwebungsfrequenz variieren und durch die Integration im Tiefpassfilter eliminiert werden. Somit kann die Störfrequenz nur bei einer Anregungsfrequenz wirken. Durch die nacheinander durchgeführte Auswertung mit zwei Testsignalen mit unterschiedlichen Anregefrequenzen, kann das System deutlich robuster gegen Fremdfelder ausgelegt werden.
Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors und des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Auswertung eines Wirbelstromsensors können beispielsweise in Lenkwinkelsensoren oder anderen Positionssensoren im Fahrzeug eingesetzt werden, die eine gewisse Genauigkeit benötigen.

Claims

Ansprüche
1. Vorrichtung zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mit einer Auswerte- und Steuereinheit (3) und einem LC-Schwingkreis (5), welcher einen Messkondensator (CM) mit einem im Wesentlichen konstanten Kapazi- tätswert und eine Messinduktivität (LM) umfasst, deren Induktivitätswert in Abhängigkeit einer mit dem Wirbelstromsensor zu erfassenden Messgröße variiert, wobei die Auswerte- und Steuereinheit (3) über den LC- Schwingkreis (5) die Induktivitätsänderung erfasst und daraus einen aktuellen Messwert der zu erfassenden Messgröße ermittelt, dadurch ge- kennzeichnet, dass die Auswerte- und Steuereinheit (3) ein Testsignal
(TS) mit einer vorgegebenen Frequenz erzeugt, welches direkt an einen ersten Eingang (El) einer Phasenmessvorrichtung (12) und über den LC-Schwingkreis (5) an einen zweiten Eingang (E2) der Phasenmessvorrichtung (12) angelegt ist, wobei die Phasenmessvorrichtung (12) ein Ausgabesignal (PS1, PS2, PS3) ausgibt, welches eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal (TS) und dem durch den LC- Schwingkreis (5) phasenverschobenen Testsignal (PT1, PT2, PT3) repräsentiert, wobei die Auswerte- und Steuereinheit (3) das Ausgabesignal (PS1, PS2, PS3) der Phasenmessvorrichtung (12) direkt oder aufbe- reitet empfängt und zur Ermittlung des aktuellen Messwerts der zu erfassenden Messgröße auswertet.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenmessvorrichtung (12) einen N PN-Hochfrequenztransistor (Tl) auf- weist, wobei das Testsignal (TS) an den Emitter (E) und das phasenverschobene Testsignal (PT1, PT2, PT3) an die Basis (B) des N PN- Hochfrequenztransistors (Tl) angelegt sind, und das Ausgabesignal (PS1, PS2, PS3) der Phasenmessvorrichtung (12) am Kollektor (C) des N PN-Hochfrequenztransistors (Tl) abgreifbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Integrierer (14) das Ausgabesignal (PS1, PS2, PS3) der Phasenmess- vorrichtung (12) integriert und ein korrespondierendes integriertes Signal (IS1, IS2, IS3) ausgibt.
Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Tiefpassfilter (16) das integrierte Signal (IS1, IS2, IS3) des Integrierers (14) glättet und als Messsignal (MSI, MS2, MS3) ausgibt.
Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerte- und Steuereinheit (3) das Messsignal (MSI, MS2, MS3) über einen Analog-Digitalwandler empfängt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass Begrenzungsmittel vorgesehen sind, welche eine Amplitude des phasenverschobenen Testsignals (PT1, PT2, PT3) an der Basis (B) des NPN-Hochfrequenztransistors (Tl) auf einen Wert begrenzen, welcher kleiner als ein Summenwert aus dem korrespondierenden integrierten Signal (IS1, IS2, IS3) und einer Durchlassspannung der Basis- Kollektor-Diode ist.
Verfahren zur Auswertung eines Wirbelstromsensors mittels eines LC- Schwingkreises (5), welcher einen Messkondensator (CM) mit einem im Wesentlichen konstanten Kapazitätswert und eine Messinduktivität (LM) umfasst, deren Induktivitätswert in Abhängigkeit einer mit dem Wirbelstromsensor zu erfassenden Messgröße variiert, wobei über den LC- Schwingkreis (5) die Induktivitätsänderung erfasst und zur Ermittlung eines aktuellen Messwerts der Messgröße ausgewertet wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein Testsignal (TS) mit einer vorgegebenen Frequenz erzeugt und an den LC-Schwingkreis (5) angelegt wird, wobei ein, eine Phasenverschiebung zwischen dem Testsignal (TS) und dem durch den LC-Schwingkreis (5) phasenverschobenen Testsignal (PT1, PT2, PT3) repräsentierendes Ausgabesignal (PS1, PS2, PS3) erfasst und direkt oder aufbereitet zur Ermittlung des aktuellen Messwerts der zu erfassenden Messgröße ausgewertet wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das die Phasenverschiebung repräsentierende Ausgabesignal (PSl, PS2, PS3) integriert und geglättet wird.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein das integrierte und geglättete Ausgabesignal (PSl, PS2, PS3) repräsentierendes Messsignal (MSI, MS2, MS3) digitalisiert und zur Ermittlung des aktuellen Messwerts der zu erfassenden Messgröße ausgewertet wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswertung nacheinander für zwei Testsignale (TS) mit unterschiedlichen Frequenzen durchgeführt wird.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115754484B (zh) * 2022-11-07 2023-11-10 上能电气股份有限公司 一种光储系统电感感量的在线监测方法及装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2965848A (en) * 1956-01-28 1960-12-20 Philips Corp Detector circuit arrangement
US5519317A (en) * 1994-03-04 1996-05-21 Schneider Electric Sa Inductive proximity sensor for detecting ferrous and non-ferrous objects
US20020180415A1 (en) * 2001-05-30 2002-12-05 Richard Roth Method and device for measuring the phase shift between a periodic signal and an output signal at an output of an electronic component
WO2011092009A1 (de) * 2010-01-28 2011-08-04 Junghans Microtec Gmbh Elektronische schaltung und verfahren zur bestimmung einer impedanz

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2965848A (en) * 1956-01-28 1960-12-20 Philips Corp Detector circuit arrangement
US5519317A (en) * 1994-03-04 1996-05-21 Schneider Electric Sa Inductive proximity sensor for detecting ferrous and non-ferrous objects
US20020180415A1 (en) * 2001-05-30 2002-12-05 Richard Roth Method and device for measuring the phase shift between a periodic signal and an output signal at an output of an electronic component
WO2011092009A1 (de) * 2010-01-28 2011-08-04 Junghans Microtec Gmbh Elektronische schaltung und verfahren zur bestimmung einer impedanz

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