WO2016063635A1 - 光アップ・ダウンコンバート型光位相共役対信号送受信回路 - Google Patents

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高秀 坂本
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国立研究開発法人情報通信研究機構
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    • G02F1/212—Mach-Zehnder type

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus capable of effectively compensating for a nonlinear effect that an optical signal and an optical fiber radio signal receive when transmitting through an optical fiber.
  • optical fiber wireless system increasing the input strength to an optical fiber is an important issue because it leads to an increase in RF link gain and an increase in transmission distance.
  • the input light intensity to the optical fiber is increased, the signal cannot be transmitted linearly due to the influence of nonlinear effects in the optical fiber. Therefore, in the current optical fiber radio system, the optical input light intensity is limited to several mWm.
  • optical multiplexing method is also attracting attention.
  • optical PSK optical phase shift keying
  • QAM optical quadrature amplitude modulation
  • OFDM optical orthogonal frequency division multiplexing
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-28470 discloses an optical signal receiving apparatus having an electric arithmetic circuit for compensating for nonlinear waveform distortion, and nonlinear distortion compensation using an optical phase conjugate pair signal.
  • an electric circuit for compensating for nonlinear waveform distortion, and nonlinear distortion compensation using an optical phase conjugate pair signal.
  • the waveform distortion due to the nonlinear effect in the optical transmission line is compensated by an electric circuit, the problem that the apparatus becomes complicated, and the optical phase conjugate pair signal generation on the transmitter side is not possible by digital signal processing or the like.
  • An object of the present invention is to provide a method capable of easily compensating for waveform distortion due to a nonlinear effect caused by a complicated electric circuit, and an apparatus for realizing the method.
  • the present invention uses an optical phase conjugate signal pair at the time of optical up-conversion or down-conversion, and effectively eliminates signal degradation such as waveform distortion caused by nonlinear effects caused by an optical fiber as an optical transport path. It is an object of the present invention to provide a method capable of compensation and a device capable of realizing the method.
  • the present invention basically generates both sidebands at the time of optical modulation and uses them as an optical phase conjugate signal pair, and then effectively interferes with these or components derived therefrom, thereby reducing nonlinear effects. cancel.
  • the present invention can easily compensate for the nonlinear effect due to the optical fiber without using a complicated electric circuit.
  • a first aspect of the present invention relates to a homodyne phase conjugate radio (C-RoF) system, which will be described later, and a method for compensating a nonlinear optical effect generated when an optical signal propagates through an optical fiber using the system.
  • the upper sideband and the lower sideband are easily generated using direct modulation of a semiconductor laser, etc., light intensity modulation, amplitude modulation, phase modulation, etc. by means of external modulation, etc.
  • the upper sideband and lower sideband are used as a phase conjugate signal pair.
  • the upper sideband and the lower sideband are simultaneously input to the optical fiber.
  • continuous light having the same frequency as the optical carrier is combined as a carrier signal.
  • the upper sideband and the lower sideband are combined with no phase difference between the upper sideband and the lower sideband.
  • a photodetector detects the combined optical signal.
  • An electric signal based on the optical signal detected by the photodetector is transmitted to the transmitting antenna.
  • the transmitting antenna emits a radio signal based on the electrical signal.
  • the receiver side receives the radio signal.
  • the optical receiver when continuous light having the same frequency as the optical carrier is combined as a carrier signal, the combined optical signal propagates through the optical fiber.
  • the homodyne C-RoF system has a radio signal emitting device 25 that compensates for a nonlinear optical effect generated when an optical signal propagates through an optical fiber. It functions as a phase conjugate signal pair-based optical signal output system that can effectively compensate for the nonlinear effect caused by the optical fiber caused in the part before the photodetector.
  • the emission device 25 includes an optical modulator 11, a signal source 13, an optical fiber 15, a multiplexing unit 17, a multiplexing local signal source 19, a photodetector 21, and a transmitting antenna 23. Including.
  • the optical modulator 11 is an element to which a carrier wave is input. Then, the optical modulator 11 outputs a phase conjugate signal pair including the upper sideband and the lower sideband.
  • the signal source 13 is an element that outputs a modulation signal and a bias signal applied to the optical modulator 11.
  • the optical fiber 15 is an element for receiving a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband, which are optical signals output from the optical modulator 11, and propagating the optical signal.
  • the multiplexing unit 17 is connected to the optical fiber 15 and is an element for multiplexing an optical signal including a phase conjugate signal pair and an optical signal from the outside (the following local continuous light and local light).
  • the multiplexing unit 17 may be provided in the optical transmitter, in the optical receiver, or in any location of the optical fiber transmission line.
  • the local light is combined with the optical signal including the phase conjugate signal pair in this arbitrary location. May be.
  • the local signal source for multiplexing 19 transmits an optical signal having the same frequency as that of the optical carrier wave via the multiplexing unit 17 in a state where there is no phase difference between the upper side band and the lower side band. It is an element for combining with waves.
  • the photodetector is an element for detecting the combined optical signal.
  • the transmitting antenna 23 is an element that receives an electrical signal based on the optical signal detected by the photodetector. The transmitting antenna 23 emits a radio signal based on the electric signal and transmits the radio signal to the receiver side.
  • the second aspect of the present invention relates to a heterodyne C-RoF system, which will be described later, and a method for compensating for a nonlinear optical effect generated when an optical signal propagates through an optical fiber using the system.
  • a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband is obtained by using direct modulation of a semiconductor laser or the like, light intensity modulation by external modulation, amplitude modulation, phase modulation, or the like.
  • the upper sideband and the lower sideband are simultaneously input to the optical fiber.
  • the optical signal is combined with the upper sideband and the lower sideband.
  • a photodetector detects the combined optical signal.
  • An electric signal based on the optical signal detected by the photodetector is transmitted to the transmitting antenna.
  • the transmitting antenna emits a radio signal based on the electrical signal.
  • the receiving antenna receives the radio signal emitted from the transmitting antenna.
  • the receiving antenna receives an electrical signal based on the radio signal received, and multiplexes the signal derived from the received upper sideband and the signal derived from the lower sideband after adjusting so as to eliminate the phase difference.
  • the heterodyne C-RoF system includes a transmission device and a reception device.
  • the radio signal transmitter 45 includes an optical modulator 31, a signal source 33, an optical fiber 35, a multiplexing unit 37 connected to the optical fiber 35, a multiplexing local signal source 39, and a photodetector 41. And a transmitting antenna 43.
  • the radio signal receiving device 55 includes a receiving antenna 51 and a signal processing device 53.
  • the optical modulator 31 is an element to which a carrier wave is input.
  • the signal source 33 is an element that outputs a modulation signal and a bias signal applied to the optical modulator 31.
  • the optical fiber 35 is an element to which a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband that are optical signals output from the optical modulator 31 is input simultaneously.
  • the multiplexing unit 37 is an element connected to the optical fiber 35 for multiplexing light.
  • the optical signal (local light) can be combined with the upper side band and the lower side band through the local signal source 39 for multiplexing and the multiplexing unit 37.
  • the photodetector 41 is an element for detecting the combined optical signal.
  • the transmitting antenna 43 is an element for receiving an electrical signal based on the optical signal detected by the photodetector and emitting it as a radio signal.
  • the receiving antenna 51 is an element for receiving a radio signal emitted from the transmitting antenna 43.
  • the signal processing device 53 receives an electrical signal based on the radio signal received by the receiving antenna, and adjusts the signal derived from the received upper sideband and the signal derived from the lower sideband so that there is no phase difference. It is an element for combining above. In the heterodyne C-ROF system, a wavelength or frequency different from that of the optical carrier is given as the wavelength or frequency of local light combined from the combining unit 37.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a homodyne C-RoF system.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the heterodyne C-RoF system.
  • FIG. 3 shows an example of a generated signal (in the case of QPSK modulation) in which there is no phase difference in the phase conjugate signal pair.
  • FIG. 4 shows an example of a generated signal (in the case of QPSK modulation) when the phase difference between the upper side wave and the lower side wave is not optimized, that is, when the phase difference is not zero.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example for generating local light using an independent light source.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a homodyne C-RoF system.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the heterodyne C-RoF system.
  • FIG. 3 shows an example of a generated signal (in the case of
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of a heterodyne C-RoF for generating local light using an independent light source.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • FIG. 11 shows a configuration example of a radio receiver using heterodyne C-RoF.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a wireless receiver when ⁇ f> fm.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the principle of an optical phase conjugate versus fiber radio (C-RoF) system.
  • FIG. 14 is a conceptual diagram showing the relationship between each component and nonlinear effects such as nonlinear distortion.
  • FIG. 15 is a conceptual diagram showing a homodyne C-RoF system.
  • FIG. 16 is a conceptual diagram showing a heterodyne C-RoF system.
  • FIG. 17 is a schematic diagram of a system in the numerical analysis of the embodiment.
  • FIG. 18 is a constellation map of received signals.
  • FIG. 19 is an experimental configuration diagram for demonstrating the principle of the bias shift type electro-optic effect type phase conjugate signal pair generator.
  • FIG. 20 is a diagram showing experimental results in Example 2.
  • An example of the compensation principle for nonlinear effect using an optical phase conjugate signal pair is as follows. A pair of signals with phase conjugation along with the original transmission signal is transmitted through the optical fiber. Then, in the optical fiber, both the original signal light and the phase conjugate light experience the same nonlinear phase shift. However, when the phase conjugate signal is based on the original signal, a phase shift of an opposite sign is caused. By utilizing and canceling the fact that the original signal light and phase conjugate light are subjected to the same non-linear effect with an opposite sign, it is possible to cancel non-linear effects such as non-linear distortion.
  • an optical phase conjugate signal pair is generated when optical modulation is performed in the optical modulator.
  • This system is called an electro-optic effect type phase conjugate signal pair generator.
  • electro-optic effect type phase conjugate signal pair generator it is possible to generate a phase conjugate signal pair using only the original data set without converting the electrical signal for phase conjugation. It can be simple.
  • a first aspect of the present invention relates to a homodyne phase conjugate radio (C-RoF) system, which will be described later, and a method for compensating for a nonlinear optical effect generated when an optical signal propagates through an optical fiber using the system.
  • C-RoF homodyne phase conjugate radio
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a homodyne C-RoF system.
  • the homodyne C-RoF system has a radio signal emitting device that compensates for nonlinear optical effects that occur when an optical signal propagates through an optical fiber.
  • it functions as a phase conjugate signal pair utilization type optical signal output system that effectively compensates for the nonlinear effect due to the optical fiber in the part before the photodetector.
  • the emission device 25 includes an optical modulator 11, a signal source 13, an optical fiber 15, a combining unit 17 connected to the optical fiber 15, and a combining local signal source 19. And a photodetector 21 and a transmitting antenna 23.
  • the optical modulator 11 is an element to which a carrier wave is input. Then, the optical modulator 11 outputs a phase conjugate signal pair including the upper sideband and the lower sideband.
  • a known modulator such as an intensity modulator, a phase modulator, a frequency modulator, an SSB modulator, an FSK modulator, a QPSK modulator, or an ASK modulator can be appropriately used.
  • a modulator having a Mach-Zehnder interferometer can be preferably used. For example, in Japanese Patent No.
  • an optical modulator having a Mach-Zehnder type interferometer can output phase conjugate light together with a modulation signal, and obtain an upper frequency component and a lower frequency component from phase conjugate light.
  • the upper frequency component and the lower frequency component may be acquired from the phase conjugate light included in the optical modulator to form a phase conjugate signal pair.
  • the optical output includes not only the carrier wave (f 0 ) but also a plurality of components whose frequency is indicated by f 0 ⁇ nf m [Hz] (n is an integer). Since these exist on the side surface of the carrier wave f 0 , they are called sidebands. Among them and f 0 + f m [Hz] 1 primary to those present in the sideband, since frequency is sidebands present in the higher position the carrier (f 0), referred to as upper side band (USB).
  • USB upper side band
  • a negative sideband (LSB) because it is a negative sideband or a sideband whose frequency is lower than the carrier wave (f 0 ).
  • the primary sideband wave and the ⁇ 1st order sideband wave may be simply expressed as a primary sideband wave, and in this specification, a component of f 0 + f m [Hz] and f 0 ⁇ f m [Hz] Hz] components are collectively referred to as primary sidebands.
  • a pair of a signal existing in f 0 + nf m [Hz] (n is an integer of 1 or more) and a signal existing in f 0 -nf m [Hz] may be used as a phase conjugate signal pair.
  • the signal source 13 is an element that outputs a modulation signal and a bias signal applied to the optical modulator 11.
  • the optical modulator 11 is driven using an electrical signal (voltage) such as a modulation signal and a bias signal.
  • the signal source 13 is a device for obtaining this electrical signal and controlling the optical modulator.
  • the output from the optical modulator can be developed using a Bessel function. In other words, by adjusting the bias voltage applied to the optical modulator, in general, the condition that the odd-order component (primary sideband, third-order sideband, fifth-order sideband ...) becomes stronger, the carrier wave, and the even-order order.
  • the conditions under which the components (secondary sideband, fourth-order sideband, sixth-order sideband ...) become strong can be changed.
  • the output light is controlled by controlling whether the light intensity is increased or decreased.
  • the evenness of the signal can be adjusted.
  • the intensity of each order component can be adjusted by adjusting the intensity of the modulation signal.
  • unnecessary light is abundant, unnecessary components may be removed using a known filter.
  • the optical fiber 15 is an element for receiving a phase conjugate signal pair including an upper side band wave and a lower side band wave, which are optical signals output from the optical modulator 11, and propagating the optical signal.
  • An example of the optical fiber is a single mode fiber, but a multimode fiber may be used.
  • the multiplexing unit 17 is connected to the optical fiber 15 and is an element for multiplexing a phase conjugate signal pair and an external optical signal (hereinafter also referred to as local continuous light or “local light emission”). .
  • the multiplexing unit 17 may be provided in an optical transmitter, an optical receiver, or an arbitrary place in an optical fiber transmission line.
  • An example of the multiplexing unit is a photocoupler, but the multiplexing unit may be constructed by an optical path.
  • the local signal source for multiplexing 19 transmits an optical signal having the same frequency as that of the optical carrier wave via the multiplexing unit 17 in a state where there is no phase difference between the upper side band and the lower side band. It is an element for combining with waves. It is preferable to combine the phase conjugate signal pair and the local light in a state where the phase difference between the upper side band and the local light is the same as the phase difference between the lower side wave and the local light. Further, the upper sideband and the lower sideband may have no phase difference, and may be combined with the optical signal having no phase difference.
  • the local signal source for multiplexing 19 is preferably one that obtains an optical signal (local light) having the same frequency as the optical carrier synchronized with the optical carrier.
  • the local signal source 19 for multiplexing guides the local light emission frequency f, the phase ⁇ , and the phase angle ⁇ to the multiplexing unit in a state where the frequency is appropriately adjusted.
  • the phase angle ⁇ may be adjusted using a phase shifter or the like that is an element of the local signal source 19 for multiplexing.
  • the multiplexing unit may already exist on the transmitter side (before the optical fiber), may exist in the middle of the optical fiber (for example, a relay point), or may be on the receiver side (after the optical fiber). ) May be present.
  • the local signal source 19 for multiplexing obtains an optical signal (local light) having the same frequency as the optical carrier wave. This optical signal may be a signal obtained by demultiplexing the previous carrier wave, or may be an optical signal prepared separately.
  • the local signal source 19 for multiplexing receives, for example, a clock signal from a light source that outputs a carrier wave, analyzes the phase of the upper sideband and the lower sideband based on the clock signal, , Control is performed so that these are combined at the multiplexing unit at a timing such that there is no phase difference between the upper sideband and the lower sideband.
  • the phase angle ⁇ of the local light is the average of the phase angle of the upper sideband and the phase angle of the lower sideband.
  • control may be performed so that these are combined at the multiplexing unit at a timing such that there is no phase difference with the sideband.
  • the photodetector is an element for detecting the combined optical signal.
  • the photodetector is well known, and a photodiode or the like can be used as appropriate.
  • the transmitting antenna 23 is an element that receives an electrical signal based on the optical signal detected by the photodetector.
  • the transmitting antenna 23 emits a radio signal based on the electric signal and transmits the radio signal to the receiver side.
  • a method for compensating for a nonlinear optical effect that occurs when an optical signal propagates through an optical fiber using a homodyne C-RoF system includes the following steps.
  • An optical carrier wave is input to the optical modulator.
  • the signal source 13 outputs a modulation signal and a bias signal applied to the optical modulator 11.
  • the optical modulator is driven by a modulation signal and a bias signal, and outputs a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband.
  • This optical signal may include a carrier wave in addition to the phase conjugate signal pair. Further, when an unnecessary light component is present, it may be appropriately removed by an optical filter.
  • a method for obtaining a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband is known, for example, as disclosed in Japanese Patent No. 5263205.
  • a phase conjugate signal pair including the upper sideband and the lower sideband is simultaneously input to the optical fiber. Thereafter, these optical signals propagate through the optical fiber.
  • Local light which is an optical signal having the same frequency as the optical carrier wave, is generated. Then, the local light is combined with the upper side band and the lower side band in the state where there is no phase difference between the upper side band and the lower side band. Then, the distortion due to the nonlinearity of the optical fiber is canceled out. Then, the photodetector detects the combined optical signal.
  • the local light and the phase conjugate signal pair may be combined and input to the optical fiber at the multiplexing unit. Moreover, you may provide a multiplexing part in the middle of an optical fiber.
  • an electric signal (difference frequency component) corresponding to the frequency difference between the optical signals is output (in this case, the component corresponding to the sum of the frequencies) (Sum frequency component) is also output). Therefore, the two sidebands on the optical carrier (f 0) (f 0 ⁇ nf m) are superimposed, the input to the photodetector, the photodetector (light detector), and the optical carrier (f 0) sideband An electric signal (nf m ) corresponding to the wave frequency difference is generated. At this time, if the optical carrier wave is suppressed, an electrical signal (2nf m ) corresponding to the frequency difference between the two sidebands is generated.
  • an electrical signal (nf m ) corresponding to the frequency difference between the optical carrier wave (f 0 ) and the sideband wave is the main output, The electric signal (2nf m ) corresponding to the frequency difference between the two sidebands can be ignored. On the other hand, if an electrical signal (2nf m ) corresponding to the frequency difference between the two sidebands is unnecessary, this component may be electrically removed.
  • the transmitting antenna emits a radio signal based on the electrical signal. Then, the receiver side receives the radio signal.
  • the second aspect of the present invention relates to a heterodyne C-RoF system, which will be described later, and a method for compensating a nonlinear optical effect generated when an optical signal propagates through an optical fiber using the system.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the heterodyne C-RoF system.
  • the heterodyne C-RoF system includes a transmission device and a reception device.
  • the radio signal transmitter 45 includes an optical modulator 31, a signal source 33, an optical fiber 35, a multiplexing unit 37 connected to the optical fiber 35, a multiplexing local signal source 39, and a photodetector 41. And a transmitting antenna 43.
  • the radio signal receiving device 55 includes a receiving antenna 51 and a signal processing device 53.
  • the optical modulator 31 is an element to which a carrier wave is input.
  • the signal source 33 is an element that outputs a modulation signal and a bias signal applied to the optical modulator 31.
  • the optical fiber 35 is an element to which a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband that are optical signals output from the optical modulator 31 is input simultaneously.
  • the multiplexing unit 37 is an element connected to the optical fiber 35 for multiplexing (or demultiplexing) light. This is an element for combining an optical signal with an upper side band wave and a lower side band wave through a local signal source for multiplexing 39 and a multiplexing unit 37.
  • the photodetector 41 is an element for detecting the combined optical signal.
  • the transmitting antenna 43 is an element for receiving an electrical signal based on the optical signal detected by the photodetector and emitting it as a radio signal.
  • the receiving antenna 51 is an element for receiving a radio signal emitted from the transmitting antenna 43.
  • the signal processing device 53 receives an electrical signal based on the radio signal received by the receiving antenna, and adjusts the signal derived from the received upper sideband and the signal derived from the lower sideband so that there is no phase difference. It is an element for combining above.
  • This method obtains a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband.
  • the upper sideband and the lower sideband are simultaneously input to the optical fiber.
  • An optical signal (local light) is combined with a phase conjugate signal pair including an upper sideband and a lower sideband.
  • a photodetector detects the combined optical signal.
  • An electric signal based on the optical signal detected by the photodetector is transmitted to the transmitting antenna.
  • the transmitting antenna emits a radio signal based on the electrical signal.
  • the receiving antenna receives the radio signal emitted from the transmitting antenna.
  • the receiving antenna receives an electrical signal based on the radio signal received, and multiplexes the signal derived from the received upper sideband and the signal derived from the lower sideband after adjusting so as to eliminate the phase difference.
  • the local light and the phase conjugate signal pair may be combined and input to the optical fiber at the multiplexing unit. Moreover, you may provide a multiplexing part in the middle of an optical fiber.
  • FIG. 3 shows an example of a generated signal (in the case of QPSK modulation) in which there is no phase difference in the phase conjugate signal pair.
  • the left figure shows the USB constellation map, and the right figure shows the LSB constellation map.
  • FIG. 4 shows an example of a generated signal (in the case of QPSK modulation) when the phase difference between the upper side wave and the lower side wave is not optimized, that is, when the phase difference is not zero.
  • the left figure shows the USB constellation map
  • the right figure shows the LSB constellation map.
  • the phase difference between the upper side signal and the lower side signal differs depending on the modulation method on the optical transmitter side.
  • this phase difference is 90 degrees, and in the case of amplitude modulation, it is 0 degrees.
  • the upper and lower side wave components are obtained by direct modulation of the laser, amplitude modulation and phase modulation are mixed due to the chirp effect during modulation, and the phase difference between the upper and lower side signal is mixed. Takes a value between 0 and 90 degrees. Further, the upper side wave and the lower side wave are given different phase shifts due to chromatic dispersion caused in the optical fiber.
  • the difference in phase angle between the local light and the upper side wave and the difference in phase angle between the local light and the lower side wave have the same value. Under this condition, the non-linear distortion experienced by the upper side wave and the lower side wave becomes equal length and reverse distortion, which are canceled when added together.
  • This principle can also be applied to a method by bias shift of an optical modulator, which will be described later, and a conventional method of generating a phase conjugate pair.
  • the value of the optical phase difference between the phase conjugate pairs is arbitrary.
  • nonlinear distortion can be compensated by combining local light having a phase angle of ⁇ with a phase conjugate pair.
  • Local light having an appropriate phase angle as described above can be generated using a method using an independent light source or a method of reusing an optical carrier wave.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example for generating local light using an independent light source.
  • an independent light source for example, an optical phase-locked loop or the like is used.
  • a light source independent of the light source on the transmitter side can be used as the local light source.
  • the local signal source 19 for multiplexing is adjusted by the light source 61 that generates light having the same frequency as the carrier wave, the adjustment unit 63 that adjusts the frequency, intensity, and phase of the light output from the light source, and the adjustment unit 63.
  • a phase adjusting unit 65 such as a phase shifter for adjusting the phase of the emitted light, and a phase of the light propagating through the multiplexing unit, and adjusting the amount of the phase adjusted by the adjusting unit 53 or the phase adjusting unit 63 And a detecting unit 57 for obtaining the information.
  • the local light emission is controlled so as to have the same optical frequency as the optical frequency f and optical phase of the optical carrier wave transmitted from the optical transmitter side by the optical phase locked loop (optical PLL).
  • optical phase locked loop optical phase locked loop
  • an optical phase shifter is used to give the above-mentioned optimum phase angle ⁇ opt to the local light, and the condition for canceling the nonlinear effect is maintained.
  • This optical phase-locked loop may exist on the optical modulator side of the optical fiber, may exist in the optical fiber, may exist in the subsequent stage of the optical fiber, It may be present at the site.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • the optical carrier is branched. Then, one of the branched lights is applied to the optical modulator as an optical carrier wave.
  • the remaining branched light is input to the phase adjusting unit 55 such as a phase shifter, and the phase is adjusted so that the above situation can be achieved in the multiplexing unit.
  • both the phase conjugate signal pair and the local light may propagate through the optical fiber, or may be combined with the local light after the phase conjugate signal pair propagates through the optical fiber.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • the wavelength separation device 61 performs wavelength separation. Then, a component having a frequency corresponding to the optical carrier wave is input to the phase adjustment unit 55 such as a phase shifter, and the phase is adjusted so that the above situation can be achieved in the multiplexing unit.
  • the optical carrier on the optical transmitter side is reused as local light.
  • the optical carrier wave may be separated from the modulated light after the optical modulation for splitting the continuous light before the optical modulation or after the optical modulation for generating the upper side wave and the lower side wave.
  • the local light obtained by these methods is combined with the phase conjugate signal pair in the multiplexer 17.
  • the place of multiplexing may be any place in the optical transmitter side, the receiver side, or the optical fiber transmission line.
  • an optical phase modulator an optical phase modulator, an optical SSB (single sideband) modulator, an optical fiber stretcher, or the like can be used.
  • ⁇ f is desirably ⁇ f> 2B, where B [Hz] is a band to be secured for data transmission or the like.
  • the optical carrier frequency f 0, with respect to the light modulation frequency f m which is used for the upper sideband and lower sideband product, Delta] f ⁇ f m is desirable, and this condition is satisfied, from an upper wave emitted as a radio signal Either of the above-mentioned signal or the signal derived from the lower side wave is subjected to phase conjugation again during the down-conversion process in the photodetector and re-converted to the original modulation signal. It becomes.
  • Delta] f> f m is a non-linear compensation possible, it is preferable to perform the phase conjugation operation in either the signal or signals from the lower side wave from the upper wave radio receiver.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of a heterodyne C-RoF for generating local light using an independent light source.
  • a radio using this heterodyne C-RoF local light having a different frequency from the carrier wave is combined with a phase conjugate signal pair.
  • the optical frequency and phase are synchronized with those of the optical carrier using an optical phase locked loop or the like. There is no need.
  • the optical frequency and phase may be synchronized with those of the optical carrier using an optical phase locked loop or the like.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • the component having a frequency corresponding to the optical carrier wave is subjected to processing for changing the frequency by a frequency adjusting unit 75 such as a frequency shifter, and further input to a phase adjusting unit 65 such as a phase shifter. Adjust the phase so that the above situation can be achieved.
  • a frequency adjusting unit 75 such as a frequency shifter
  • a phase adjusting unit 65 such as a phase shifter.
  • Adjust the phase so that the above situation can be achieved.
  • the continuous light before optical modulation is branched, or the optical carrier is separated from the modulated light after optical modulation for generating the upper side wave and the lower side wave by using an optical filter or the like.
  • An optical frequency difference ⁇ f [Hz] is given to the separated optical carrier using an optical frequency shifter.
  • the phase of local light is adjusted by a phase shifter or the like so that the above-described situation can be achieved.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example for generating local light by reusing an optical carrier wave.
  • the wavelength separation device 61 performs wavelength separation.
  • the frequency adjustment unit 75 such as a frequency shifter performs processing to change the frequency of the component having the frequency corresponding to the optical carrier wave, and the above situation is achieved in the multiplexing unit by the phase adjustment unit 55 such as the phase shifter. Adjust the phase so that you can.
  • the local light obtained by these methods is multiplexed from the multiplexer 17.
  • the place of multiplexing may be any place in the optical transmitter side, the receiver side, or the optical fiber transmission line.
  • An acoustooptic effect modulator, an optical SSB modulator, or the like can be applied to the optical frequency shifter.
  • FIG. 11 shows a configuration example of a radio receiver using heterodyne C-RoF.
  • FIG. 11 is particularly for explaining processing of a radio signal.
  • Delta] f ⁇ f m is a component derived from and from the lower side wave upper sideband separated respectively, detect, this may, combined added at the optimum phase angle theta opt.
  • the optimal phase angle theta opt, operation or one component adding the phase angle portion on optimum phase angle theta opt to one of the separated components from and from the lower side wave upper sideband optimum phase angle theta ( computation such that opt ) is performed, and the computation of adding the components derived from the upper side wave and the lower side wave may be performed.
  • the component derived from LSB (or the component derived from USB) may be in a state in which phase conjugation is taken by the photodetector and the signal is returned to the original signal.
  • the Delta] f> f m showing a configuration example of a radio receiver.
  • ⁇ opt ( ⁇ U + ⁇ L ) / 2 is maintained with respect to the phase angle of the component derived from the upper side wave and the lower side wave.
  • FIG. 13 is a diagram showing the principle of an optical phase conjugate versus fiber radio (C-RoF) system.
  • This system uses double sideband (DSB) modulated light to propagate light that is a radio (RF) signal over an optical fiber link.
  • Double sideband modulated light can be easily generated by applying modulation to continuous (CW) light.
  • Intensity modulation by a Mach-Zehnder modulator (MZM) that performs push-pull drive at a frequency corresponding to a subcarrier of a radio signal is a typical method for obtaining such double-sideband modulated light.
  • the generated upper sideband and lower sideband propagate simultaneously through the optical fiber and are detected by a high-speed PD (photodetector).
  • PD photodetector
  • a fiber radio (Radio-on-Fiber: RoF) signal is down-converted to the frequency of the radio signal, and the original radio wavelength signal is recovered.
  • FIG. 14 is a conceptual diagram showing the relationship between each component and nonlinear effects such as nonlinear distortion.
  • USB and LSB are affected by the same amount of nonlinear distortion and chromatic dispersion due to the optical fiber.
  • SPM self-phase modulation
  • XPM external phase modulation
  • the USB component and the LSB component are subjected to a phase shift caused by SPM and XPM as shown in FIG.
  • This phase shift is represented as a vector in FIG. USB and LSB undergo the same amount of phase shift in the same direction.
  • the C-RoF system according to this embodiment cancels the influence of the nonlinear effect without separately preparing a dispersion compensator and a nonlinear compensator.
  • this embodiment takes one phase conjugate of the double sideband component and superimposes it on the remaining components.
  • one phase conjugate pair component is affected by nonlinear distortion in the opposite direction to the remaining phase conjugate pair component.
  • the C-RoF system can achieve the above processing only by adding simple processing to photomixing or adding simple processing to demodulation of a radio signal.
  • LSB is used as a component whose phase conjugation is taken, and local continuous light having a signal with a frequency (that is, wavelength) between USB and LSB is applied.
  • the embodiments of the present invention are roughly classified into two modes.
  • One is an embodiment named homodyne C-RoF.
  • the local continuous light has the same frequency as the C-RoF carrier.
  • the other is named heterodyne C-RoF.
  • local continuous light having a frequency different from that of a C-RoF carrier is used.
  • FIG. 15 is a conceptual diagram showing a homodyne C-RoF system.
  • USB and LSB are simultaneously downconverted to the same radio frequency region.
  • the LSB component is a component having a frequency lower than that of the local light
  • the phase conjugation of the LSB component is taken again to restore the original signal.
  • the USB and LSB in the phase conjugate state are superimposed in an optical mixing process (photomixing) for obtaining a radio signal frequency in the photodetector.
  • photomixing optical mixing
  • phase of the local continuous light is locked to the phase of the C-RoF carrier and adjusted to the optimum situation.
  • Locking the phase of the local continuous light to the phase of the C-RoF carrier means that the phase of the local continuous light is the same as the phase of the C-RoF carrier. This means that continuous light is combined with an optical signal including a C-RoF carrier.
  • the timing at which the C-RoF carrier is output and the combining unit This can also be achieved by calculating the time to reach, and adjusting the time for the local light to reach the multiplexing part.
  • DSB (DSB-C) modulation with a carrier wave is preferably employed.
  • Another embodiment uses an optical phase locked loop, i.e., two optical phase locked loops. In these aspects, nonlinear distortion can be eliminated as described above.
  • FIG. 16 is a conceptual diagram showing a heterodyne C-RoF system.
  • the USB component and the LSB component are both downconverted to different frequency components.
  • this heterodyne C-RoF system is also conjugated with one sideband (here, LSB) component, similar to the homodyne C-RoF system.
  • LSB sideband
  • both down-converted components are emitted as radio signals, and both are detected by the detector of the radio signal receiver.
  • the phase-conjugated LSB-derived component is superimposed on the USB-derived component.
  • This processing can be easily implemented by a digital processor (arithmetic unit) in the receiver and a data restoration function (data recovery unit), and as a result, nonlinear effects can be easily eliminated.
  • Heterodyne C-RoF does not need to lock the local continuous light to the carrier of the C-RoF signal because the phase lock loop (PLL) in the receiver can trace the phase drift of the local continuous light.
  • PLL phase lock loop
  • This system can generate local continuous light in a local area away from the central station, and can generate an optical signal that becomes local continuous light in the central station.
  • the C-RoF system has two main modes. These are the homodyne C-RoF system and the heterodyne C-RoF system. Although these systems require local continuous light, the configuration of a typical C-RoF transmission system using DSB-C and a C-RoF transmission system using DSB-SC can be used as they are. Although the heterodyne C-RoF system needs to occupy twice the band, it does not need to lock the phase of the local continuous light to the phase of the RoF carrier.
  • FIG. 13 is a conceptual diagram showing a bias shift type electro-optic effect type phase conjugate signal pair generator.
  • This phase conjugate signal pair generator consists of two quadrature modulators. Both of these quadrature modulators are driven by the same Inphase (I) signal and Quadrature (Q) signal.
  • the main bias of one quadrature modulator (the bias of the main Mach-Zehnder modulator) is set to ⁇ / 2
  • the main bias of the other quadrature modulator is set to ⁇ / 2.
  • the biases on the I and Q component sides are respectively [ ⁇ / 4, ⁇ ⁇ ⁇ / 4] for the upper quadrature modulator and [ ⁇ / 4, ⁇ / m for the lower quadrature modulator, respectively. 4].
  • the symbol arrangement of the modulation signal output from each modulator is shown on the right side of FIG. In this example, symbol arrangement in the case of QPSK modulation is shown. Different symbols in the figure mean different symbols, and it can be seen that the symbol arrangement of each quadrature modulator output signal is symmetric with respect to the dotted line in the figure. That is, it can be seen that the modulated lights output from the pair of quadrature modulators have a phase conjugate relationship with each other.
  • phase conjugate signal pairs can be generated without performing signal processing in the electrical stage.
  • This electro-optic effect type phase conjugate signal pair generator can be applied to any phase conjugate pair transmission, such as wavelength multiplexing or polarization multiplexing.
  • wavelength multiplexing the input light to each quadrature modulator is set to a different wavelength, and the optical signal pair is transmitted at a different wavelength.
  • polarization multiplexing the optical signal pair is transmitted as orthogonal polarization components. In this case, light of the same wavelength is input to each orthogonal modulator and the output is combined with polarization. It ’s fine.
  • FIG. 17 is a schematic diagram of a system in the numerical analysis of the embodiment.
  • MZM Mach-Zehnder modulator
  • This RoF signal propagates in a standard single mode fiber having the following parameter characteristics.
  • Fiber length (L) 10 km
  • propagation loss ( ⁇ ) 0.2 decibel / km
  • nonlinearity coefficient ( ⁇ ) 2.6 W ⁇ 1 km ⁇ 1 .
  • Group velocity dispersion ( ⁇ 2 ⁇ 16 ps 2 / km
  • the received RoF signal and local continuous light are combined and introduced into the photodetector.
  • the wavelength of the local light is set to be the same as the frequency of the carrier wave of the RoF signal.
  • the photodetector is assumed to be sufficiently high speed corresponding to the 10 GHz radio frequency region.
  • the RF signal output from the photodetector is down-converted by an RF down converter, and the I component and the Q component are restored through a carrier delivery restoration process and a phase lock process.
  • the radio frequency component from the photodetector is emitted as a radio signal from the antenna.
  • FIG. 18 is a received signal constellation map.
  • FIG. 18A is a constellation map of the QPSK signal obtained by the RoF system based on the conventional SSB-C technology. As shown in FIG. 18A, it can be seen that the symbol is distorted. In this case, this is due to non-linear distortion caused by SPM.
  • FIG. 18B is a constellation map of the QPSK signal obtained by the C-RoF system. FIG. 18B shows that the obtained constellation map is not affected by nonlinear distortion. In other words, it has been shown that the C-RoF system eliminates the effects of nonlinear effects due to optical fibers.
  • FIG. 19 is an experimental configuration diagram for demonstrating the principle of the bias shift type electro-optic effect type phase conjugate signal pair generator.
  • the compensation effect of the self-phase modulation effect is shown by SMF transmission of 20-Gb / sQPSK.
  • Transmission of the phase conjugate signal pair is performed by a polarization multiplexing configuration.
  • continuous light having a wavelength of 1552 nm output from a fiber laser having a line width of 10 kHz is branched by an optical coupler and input to two independent quadrature modulators.
  • the quadrature modulator is driven at the same timing by the same I and Q data.
  • the drive signal is an NRZ signal generated from a pulse pattern generator and has a pattern length of 215-1PRBS.
  • Each sub-Mach-Zehnder modulator of each quadrature modulator has a null point bias.
  • the main bias is ⁇ / 2 and ⁇ / 2, respectively.
  • a 20-Gb / sQPSK signal and its phase conjugate signal can be obtained from each quadrature modulator.
  • the obtained phase conjugate signal pair is polarization multiplexed by the polarization beam splitter so that there is no delay between both signals.
  • the polarization-multiplexed phase conjugate signal pair is amplified to 17.6 dBm by an optical fiber amplifier and then input to a single mode fiber (SMF) having a total length of 20 km.
  • SMF single mode fiber
  • the received phase conjugate signal pair is received by a polarization diversity type digital coherent detector.
  • homodyne mixing with local light is performed by a 90-degree hybrid coupler having a balanced detector as an output port, and in-phase and quadrature components (for local light) and phase components of each polarization component are detected.
  • detection signals are digitized at a high sampling rate of 50 GSa / s, and then subjected to digital signal processing having polarization separation and carrier phase estimation functions.
  • one signal phase conjugate signal side
  • phase conjugation again and then added to the other signal.
  • FIG. 20 is a diagram showing experimental results in Example 2.
  • FIGS. 20A and 20B show received constellations, which correspond to the case where the nonlinear effect in the optical fiber is not compensated (by the phase conjugate signal pair method) and the case where it is compensated, respectively.
  • FIG. 20A in the case of non-compensation, a nonlinear phase shift is observed. This is considered to be due to the self-phase modulation effect and the cross-phase modulation effect from orthogonal polarization components.
  • FIG. 20B by performing nonlinear compensation using the phase conjugate signal pair on the receiver side, these nonlinear effects are canceled out and a clear constellation is obtained. Recognize. From this experimental result, it was confirmed that a phase conjugate signal pair was certainly generated from the proposed electro-optic effect type phase conjugate signal pair generator.
  • the present invention can be used in the information communication industry using light.
  • optical modulator 15. signal source; . Optical fiber; . Multiplexing part; 19. . Local signal source for multiplexing; 21. . 23. a photodetector; . 25. transmitting antenna; . Discharge device; 31. . Optical modulator; 33. . 35. signal source; . Optical fiber; 37. . Multiplexing part; 39. . Local signal source for multiplexing; 41. . Optical detector; 43. . Transmitting antenna; 45. . Discharge device; 51. . Receiving antenna; 53. . 55. signal processing device; . Receiver

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Abstract

【解決課題】　複雑な電気回路による非線形効果による波形の歪みを簡単に補償できる方法や，その方法を実現するための装置を提供する。 【解決手段】　光アップコンバート時又はダウンコンバート時の光位相共役信号対を利用し，光搬送路である光ファイバによる非線形効果によってもたらされる波形の歪みといった信号の劣化を効果的に補償できる方法や，その方法を実現できる装置。この放出装置２５は，光変調器１１と，信号源１３と，光ファイバ１５と，合波部１７と，合波用局所信号源１９と，光検出器２１と，送信用アンテナ２３と，を含む。

Description

光アップ・ダウンコンバート型光位相共役対信号送受信回路
　本発明は，光信号及び光ファイバ無線信号が光ファイバを伝送する際に受ける非線形効果を効果的に補償できる方法及び装置に関するものである。
　光ファイバ無線システムにおいて，光ファイバへの入力強度を高めることは，ＲＦリンクゲインの増加や，伝送距離の拡張等に繋がるため，重要な課題である。しかしながら，光ファイバへの入力光強度を強めると，光ファイバ中の非線形効果の影響を受け，信号の線形伝送を行えない。そのため，現状の光ファイバ無線システムでは，光入力光強度が数ｍＷ に限られている。
　一方，光ファイバ伝送，光ファイバ無線伝送等において，光位相シフトキーイング（光ＰＳＫ），光直交振幅変調（光ＱＡＭ）等のコヒーレント光伝送方式や，光直交周波数分割多重（光ＯＦＤＭ）などの複雑な光多重方式も注目を集めている。これらの光信号を伝送する場合，伝送路中の光非線形効果の影響は無視できず，これを補償する方法が渇望されている。
　特開２０１０－２８４７０号公報には，非線形波形歪を補償するための電気演算回路を有する光信号の受信装置や，光位相共役対信号による非線形歪み補償が開示されている。しかし，光伝送路中の非線形効果による波形の歪を電気回路により補償する場合，装置が複雑になるといった問題や，送信機側での光位相共役対信号生成には，デジタル信号処理等による前処理を施した電気信号を用いて複数の光変調器を出す必要があるといった問題や，受信機側ではデジタル信号処理等による電気的信号処理が必要となる，といった問題があった。
特開２０１０－２８４７０号公報
　本発明は，複雑な電気回路による非線形効果による波形の歪みを簡単に補償できる方法や，その方法を実現するための装置を提供することを目的とする。
　より詳しく説明すると，本発明は光アップコンバート時又はダウンコンバート時の光位相共役信号対を利用し，光搬送路である光ファイバによる非線形効果によってもたらされる波形の歪みといった信号の劣化を効果的に補償できる方法や，その方法を実現できる装置を提供することを目的とする。
　本発明は，基本的には，光変調時に両サイドバンドを発生させ，これを光位相共役信号対として利用したうえで，効果的にこれら又はこれら由来の成分を干渉させることで，非線形効果を相殺する。これにより，本発明は，複雑な電気回路を用いることなく，光ファイバによる非線形効果を容易に補償できる。
　本発明の第１の態様は，後述するホモダイン位相共役ラジオ無線（Ｃ－ＲｏＦ）システムやそのシステムを用いて光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償する方法に関する。
　この方法は，半導体レーザ等の直接変調，外部変調等による光の強度変調，振幅変調，位相変調等を用いて，簡単に上側帯波と下側帯波を生成し，この対の信号は互いに位相共役の関係にあり，この上側帯波と下側帯波を位相共役信号対として利用する。この上側帯波と下側帯波とを同時に光ファイバに入力する。光の受信機あるいはリモート局では，光搬送波と同一の周波数を有する連続光をキャリア信号として，合波する。その際， 上側帯波と下側帯波と位相差がない状態で，上側帯波と下側帯波と合波する。合波された光信号を光検出器が検出する。光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を送信用アンテナへ伝える。送信用アンテナが，電気信号に基づいた無線信号を放出する。そして，受信機側が，無線信号を受信する。なお，光の受信機において，光搬送波と同一の周波数を有する連続光をキャリア信号として合波した場合は，合波した状態の光信号が光ファイバを伝播する。
　ホモダインＣ－ＲｏＦシステムは，光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償した無線信号の放出装置２５を有する。なお，光検出器より前の部分で引き起こされる光ファイバによる非線形効果を効果的に補償することができる，位相共役信号対利用型の光信号出力システムとして機能する。この放出装置２５は，光変調器１１と，信号源１３と，光ファイバ１５と，合波部１７と，合波用局所信号源１９と，光検出器２１と，送信用アンテナ２３と，を含む。
　光変調器１１は，搬送波が入力される要素である。そして，光変調器１１は，上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を出力する。信号源１３は，光変調器１１に印加される変調信号及びバイアス信号を出力する要素である。光ファイバ１５は，光変調器１１から出力される光信号である上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対が同時に入力され，光信号を伝搬するための要素である。合波部１７は，光ファイバ１５と接続され，位相共役信号対を含む光信号と外部からの光信号（以下の局所的な連続光，局発光）とを合波するための要素である。合波部１７は，光送信機内，光受信機内，あるいは，光ファイバ伝送路の任意の場所に設けても良く，局発光は，この任意の場所において位相共役信号対を含む光信号と合波してもよい。合波用局所信号源１９は，合波部１７を介して，光搬送波と同一の周波数を有する光信号を，上側帯波と下側帯波と位相差がない状態で，上側帯波と下側帯波と合波するための要素である。光検出器は，合波された光信号を検出するための要素である。送信用アンテナ２３は，光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を受け取る要素である。送信用アンテナ２３は，電気信号に基づいて無線信号を放出し，受信機側へ無線信号を伝える。
　本発明の第２の態様は，後述するヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムやそのシステムを用いて光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償する方法に関する。
　この方法では，半導体レーザ等の直接変調，外部変調等による光の強度変調，振幅変調，位相変調等を用いて，上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を得る。次に上側帯波と下側帯波とを同時に光ファイバに入力する。光信号を，上側帯波と下側帯波と合波する。合波された光信号を光検出器が検出する。光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を送信用アンテナへ伝える。送信用アンテナが，電気信号に基づいた無線信号を放出する。送信用アンテナから放出された無線信号を受信用アンテナが受信する。受信用アンテナが受信した無線信号に基づく電気信号を受け取り，受け取った上側帯波に由来する信号と，下側帯波に由来する信号とを，位相差がなくなるように調整したうえで合波する。
　ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムは，送信装置と受信装置とを含む。無線信号の送信装置４５は，光変調器３１と，信号源３３と，光ファイバ３５と，光ファイバ３５と接続された合波部３７と，合波用局所信号源３９と，光検出器４１と，送信用アンテナ４３を含む。無線信号の受信装置５５は，受信用アンテナ５１と，信号処理装置５３を含む。
　光変調器３１は，搬送波が入力される要素である。信号源３３は，光変調器３１に印加される変調信号及びバイアス信号を出力する要素である。光ファイバ３５は，光変調器３１から出力される光信号である上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対が同時に入力される要素である。合波部３７は，光ファイバ３５と接続され光を合波するための要素である。合波用局所信号源３９と合波部３７を介して，光信号（局発光）を，上側帯波と下側帯波と合波することができる。光検出器４１は，合波された光信号を検出するための要素である。送信用アンテナ４３は，光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を受け取り，無線信号として放出するための要素である。
　受信用アンテナ５１は，送信用アンテナ４３から放出された無線信号を受信するための要素である。信号処理装置５３は，受信用アンテナが受信した無線信号に基づく電気信号を受け取り，受け取った上側帯波に由来する信号と，下側帯波に由来する信号とを，位相差がなくなるように調整したうえで合波するための要素である。ヘテロダインＣ－ＲＯＦシステムでは，合波部３７から合波される局発光の波長又は，周波数として，光の搬送波とは異なる波長や周波数を与える。
　本発明によれば，光ファイバによる非線形効果を容易に補償できる方法やシステムを提供できる。
図１は，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムの構成例を示すブロック図である。 図２は，ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムの構成例を示すブロック図である。 図３は，位相共役信号対に位相差がない状態の生成信号の例(ＱＰＳＫ変調の場合)を示す。 図４は，上側波及び下側波間の位相差が最適化されない場合，すなわち位相差が零でない場合の，生成信号の例(ＱＰＳＫ変調の場合)を示す。 図５は，独立光源を用いて局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。 図６は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。 図７は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。 図８は，独立光源を用いて局発光を発生させるためのヘテロダインＣ－ＲｏＦの構成例を示すブロック図である。 図９は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。 図１０は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。 図１１にヘテロダインＣ－ＲｏＦを用いた無線受信器の構成例を示す。 図１２は，Δf＞ｆｍの場合無線受信器の構成例を示す図である。 図１３は，光位相共役対ファイバ無線（Ｃ－ＲｏＦ）システムの原理を示す図である。 図１４は，各成分と非線形歪みなど非線形効果の関係を示す概念図である。 図１５は，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムを示す概念図である。 図１６は，ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムを示す概念図である。 図１７は，実施例の数値解析におけるシステムの概略図である。 図１８は，受信信号のコンスタレーションマップである。 図１９は，バイアスシフト型電気光学効果型位相共役信号対生成器の原理実証のための実験構成図である。 図２０は，実施例２における実験結果を示す図である。
　光位相共役信号対を用いた非線形効果の補償原理
　光位相共役信号対を用いた非線形効果の補償原理の例は，以下のとおりである。
　オリジナルの伝送信号と共に，位相共役をとった信号を対にして，光ファイバ中を伝送させる。すると，光ファイバ中では，元の信号光及び位相共役光共に同等の非線形位相シフトを経験する。しかしながら，位相共役信号は元信号を基準とすると，逆符号の位相シフトが引き起こされることになる。この元の信号光及び位相共役光が逆符号で同様の非線形効果を受けることを利用し，相殺することで，非線形歪みなどの非線形効果を相殺できる。　
　本発明の一例では，光変調器において光変調を行う際に光位相共役信号対を生成する。このシステムを電気光学効果型位相共役信号対生成器とよぶ。この電気光学効果型位相共役信号対生成器を用いると，元のデータセットのみを用い，位相共役用に電気信号を変換することなく，位相共役信号対を発生でき，送信機側の構成をより簡単なものにできる。
　本発明の第１の態様は，後述するホモダイン位相共役ラジオ無線（Ｃ－ＲｏＦ）システムやそのシステムを用いて光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償する方法に関する。
　図１は，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムの構成例を示すブロック図である。ホモダインＣ－ＲｏＦシステムは，光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償した無線信号の放出装置を有する。なお，光検出器より前の部分で，光ファイバによる非線形効果を効果的に補償した位相共役信号対利用型の光信号出力システムとして機能する。図１に示されるように，この放出装置２５は，光変調器１１と，信号源１３と，光ファイバ１５と，光ファイバ１５と接続された合波部１７と，合波用局所信号源１９と，光検出器２１と，送信用アンテナ２３とを含む。
　光変調器１１は，搬送波が入力される要素である。そして，光変調器１１は，上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を出力する。光変調器１１は，強度変調器，位相変調器，周波数変調器，ＳＳＢ変調器，ＦＳＫ変調器，ＱＰＳＫ変調器，ＡＳＫ変調器など公知の変調器を適宜用いることができる。これらのなかでは，マッハツェンダー型の干渉計を有する変調器を好ましく用いることができる。
　例えば，特許第５２６３２０５号公報には，マッハツェンダー型の干渉計を有する光変調器が，変調信号とともに位相共役光が出力できることや，位相共役光から上側周波数成分及び下側周波数成分を取得することが記載されている（もっともこの文献は，遅延差を制御することを開示する文献である）。この文献と同様にして，光変調器に含まれる位相共役光から上側周波数成分及び下側周波数成分を取得し，位相共役信号対とすればよい。
　光搬送波の周波数をｆ０［Ｈｚ］とし変調信号の周波数をｆｍ［Ｈｚ］とする。すると光出力には，搬送波（ｆ０）のみならず，周波数がｆ０±ｎｆｍ［Ｈｚ］（ｎは整数）で示される複数の成分が存在する。これらは搬送波ｆ０の側面に存在することから側帯波とよばれる。そのうちｆ０＋ｆｍ［Ｈｚ］に存在するものを１次側帯波や，周波数が搬送波（ｆ０）より高い位置に存在する側帯波であるから，上側帯波（ＵＳＢ）とよぶ。ｆ０－ｆｍ［Ｈｚ］に存在するものを－１次側帯波や，周波数が搬送波（ｆ０）より低い位置に存在する側帯波であるから，下側帯波（ＬＳＢ）とよぶ。なお，１次側帯波と－１次側帯波とをあわせて単に１次側帯波と表現することもあり，本明細書では，ｆ０＋ｆｍ［Ｈｚ］の成分と，ｆ０－ｆｍ［Ｈｚ］の成分をあわせて１次側帯波とよぶ。もっともｆ０＋ｎｆｍ［Ｈｚ］に存在するもの（ｎは１以上の整数）とｆ０－ｎｆｍ［Ｈｚ］に存在するものとの対を位相共役信号対としてもよい。
　信号源１３は，光変調器１１に印加される変調信号及びバイアス信号を出力する要素である。光変調器１１は，変調信号及びバイアス信号といった電気信号（電圧）を用いて駆動する。信号源１３は，この電気信号を得て，光変調器を制御するための装置である。光変調器からの出力は，ベッセル関数を用いて展開できる。つまり，光変調器に印加するバイアス電圧を調整することで，一般に，奇数次成分（１次側帯波，３次側帯波，５次側帯波．．．）が強くなる条件と，搬送波及び偶数次成分（２次側帯波，４次側帯波，６次側帯波．．．）が強くなる条件を変化させることができる。つまり，仮想的に，光変調器に変調信号を印加せず，バイアス信号のみを印加した場合において，光強度が強くなる状態か光強度が弱くなる状態かを制御することで，出力される光信号の偶奇性を調整できる。また，変調信号の強度を調整することで，各次数成分の強度を調整することもできる。一方，不要な光がぞんざいする場合は，公知のフィルタを用いて不要な成分を取り除けばよい。
　光ファイバ１５は，光変調器１１から出力される光信号である上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対が同時に入力され，光信号を伝搬するための要素である。光ファイバの例は，シングルモードファイバであるが，マルチモードファイバを用いても良い。
　合波部１７は，光ファイバ１５と接続され，位相共役信号対と，外部からの光信号（以下の局所的な連続光や「局発光」ともよぶ）とを合波するための要素である。合波部１７は，光送信機内，光受信機内，あるいは光ファイバ伝送路中の任意の場所に設けられても良い。合波部の例は，フォトカプラであるが，光導路により合波部を構築してもよい。
　合波用局所信号源１９は，合波部１７を介して，光搬送波と同一の周波数を有する光信号を，上側帯波と下側帯波と位相差がない状態で，上側帯波と下側帯波と合波するための要素である。上側帯波と局発光との位相差と，下側帯波と局発光との位相差とが同一である状態で，位相共役信号対と局発光とを合波することが好ましい。また，上側帯波と下側帯波とが位相差がなく，さらにこの光信号とも位相差がない状態で，合波されてもよい。この合波用局所信号源１９は，光搬送波と同期がとられた光搬送波と同一の周波数を有する光信号（局発光）をえるものが好ましい。そして，合波用局所信号源１９は，この局発光の周波数ｆや位相φ及び位相角θを適宜調整した状態で合波部へと導く。この位相角θは，合波用局所信号源１９の要素である位相シフタ等を用いて調整すればよい。合波部は，送信器側（光ファイバの前）にすでに存在していても良いし，光ファイバの途中（たとえば中継地点）に存在していても良いし，受信器側（光ファイバの後）に存在していても良い。この合波用局所信号源１９は，光搬送波と同一の周波数を有する光信号（局発光）をえる。この光信号は，先の搬送波が分波されたものであってもよいし，それとは別途用意された光信号であってもよい。そして，合波用局所信号源１９は，たとえば，搬送波を出力する光源からクロック信号を受け取って，そのクロック信号により上側帯波と下側帯波との位相を分析し，その上で，局発光と，上側帯波と下側帯波との間に位相差がないようなタイミングで，これらを合波部で合波するよう制御する。局発光と，上側帯波と下側帯波との間に位相差がないようにするためには，局発光の位相角θが，上側帯波の位相角及び下側帯波の位相角の平均となるように調整すればよい。いずれかの地点に上側帯波と下側帯波を検出する検出部が存在する場合は，その検出部からの情報を得て，合波用局所信号源１９が局発光と，上側帯波と下側帯波との間に位相差がないようなタイミングで，これらを合波部で合波するよう制御しても良い。
　光検出器は，合波された光信号を検出するための要素である。光検出器は，公知であり，フォトダイオードなどを適宜用いることができる。
　送信用アンテナ２３は，光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を受け取る要素である。送信用アンテナ２３は，電気信号に基づいて無線信号を放出し，受信器側へ無線信号を伝える。
　ホモダインＣ－ＲｏＦシステムを用いた光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償する方法は，以下の工程を含む。
　光搬送波が光変調器に入力する。そして，信号源１３が，光変調器１１に印加される変調信号及びバイアス信号を出力する。光変調器は，変調信号及びバイアス信号により駆動され，上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を出力する。この光信号には，位相共役信号対のほか搬送波が含まれていても良い。また，不要な光成分が存在する場合は，適宜光フィルタで除去しても良い。上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を得る方法は，たとえば，特許第５２６３２０５号公報に開示されたとおり公知である。
　次に，上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を同時に光ファイバに入力する。その後，これらの光信号が光ファイバを伝播する。光搬送波と同一の周波数を有する光信号である局発光を発生させる。そして，合波部にて，局発光を，上側帯波と下側帯波と位相差がない状態で，上側帯波と下側帯波と合波する。すると，光ファイバの非線形性による歪が相殺される。その上で，合波された光信号を光検出器が検出する。
　なお，合波部で局発光と位相共役信号対とを合波した後に光ファイバに入力しても構わない。また，光ファイバの途中に合波部を設けても構わない。
　光検出器に，異なる周波数を有する光信号を同時に入力すると，その光信号の周波数差に相当する電気信号（差周波成分）が出力される（なお，この際に，周波数の和に相当する成分（和周波成分）も出力される）。このため，光搬送波（ｆ０）に２つの側波帯（ｆ０±ｎｆｍ）を重畳させ，光検出器へ入力すると，受光器（光検出器）から，光搬送波（ｆ０）と側帯波の周波数差に相当する電気信号（ｎｆｍ）が発生する。この際，光搬送波が抑圧されていれば，２つの側帯波の周波数差に相当する電気信号（２ｎｆｍ）が発生する。光検出器に入力される光搬送波の強度が側帯波の強度に比べて強ければ，光搬送波（ｆ０）と側帯波の周波数差に相当する電気信号（ｎｆｍ）が主な出力であり，２つの側帯波の周波数差に相当する電気信号（２ｎｆｍ）は無視できる。一方，２つの側帯波の周波数差に相当する電気信号（２ｎｆｍ）が不要であれば，この成分を電気的に取り除いても良い。
　光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を送信用アンテナへ伝える。送信用アンテナが，電気信号に基づいた無線信号を放出する。そして，受信器側が，無線信号を受信する。
　本発明の第２の態様は，後述するヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムやそのシステムを用いて光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償する方法に関する。
　図２は，ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムの構成例を示すブロック図である。図２に示されるように，ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムは，送信装置と受信装置とを含む。無線信号の送信装置４５は，光変調器３１と，信号源３３と，光ファイバ３５と，光ファイバ３５と接続された合波部３７と，合波用局所信号源３９と，光検出器４１と，送信用アンテナ４３を含む。無線信号の受信装置５５は，受信用アンテナ５１と，信号処理装置５３を含む。
　光変調器３１は，搬送波が入力される要素である。信号源３３は，光変調器３１に印加される変調信号及びバイアス信号を出力する要素である。光ファイバ３５は，光変調器３１から出力される光信号である上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対が同時に入力される要素である。合波部３７は，光ファイバ３５と接続され光を合波（又は分波）するための要素である。合波用局所信号源３９と合波部３７を介して，光信号を，上側帯波と下側帯波と合波するための要素である。光検出器４１は，合波された光信号を検出するための要素である。送信用アンテナ４３は，光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を受け取り，無線信号として放出するための要素である。
　受信用アンテナ５１は，送信用アンテナ４３から放出された無線信号を受信するための要素である。信号処理装置５３は，受信用アンテナが受信した無線信号に基づく電気信号を受け取り，受け取った上側帯波に由来する信号と，下側帯波に由来する信号とを，位相差がなくなるように調整したうえで合波するための要素である。
　この方法は，上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を得る。次に上側帯波と下側帯波とを同時に光ファイバに入力する。光信号（局発光）を，上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対と合波する。合波された光信号を光検出器が検出する。光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を送信用アンテナへ伝える。送信用アンテナが，電気信号に基づいた無線信号を放出する。送信用アンテナから放出された無線信号を受信用アンテナが受信する。受信用アンテナが受信した無線信号に基づく電気信号を受け取り，受け取った上側帯波に由来する信号と，下側帯波に由来する信号とを，位相差がなくなるように調整したうえで合波する。
　なお，合波部で局発光と位相共役信号対とを合波した後に光ファイバに入力しても構わない。また，光ファイバの途中に合波部を設けても構わない。
　上記した方法により，非線形補償を実現するためには，位相共役信号対を構成する上側帯波及び下側帯波を位相差が無いように足し合わせることが好ましい。上側帯波と局発光との位相差と，下側帯波と局発光との位相差とが同一である状態で，位相共役信号対と局発光とを合波することが好ましい。図３は，位相共役信号対に位相差がない状態の生成信号の例(ＱＰＳＫ変調の場合)を示す。左図はＵＳＢのコンスタレーションマップを示し，右図はＬＳＢのコンスタレーションマップを示す。ホモダインＣ-ＲｏＦの場合には，合波器１７により合波される，局発光の光位相を適切に制御することにより，この条件が得られる。図４は，上側波及び下側波間の位相差が最適化されない場合，すなわち位相差が零でない場合の，生成信号の例(ＱＰＳＫ変調の場合)を示す。左図はＵＳＢのコンスタレーションマップを示し，右図はＬＳＢのコンスタレーションマップを示す。この場合，光ファイバ中の非線形歪みは完全には相殺されず，歪み成分が残留する。また，上側波と下側波の信号間の位相差は，光送信機側での変調の手法によって異なる。位相変調により生成した場合には，この位相差は９０度であり，振幅変調の場合は０度である。また，レーザの直接変調等により上側波と下側波成分を得た場合には，変調時のチャープ効果により，振幅変調，位相変調が混在し，上側波と下側波の信号間の位相差は０度と９０度の間の値をとる。また，光ファイバ中で引き起こされる波長分散により上側波及び下側波は異なる位相シフトが与えられる。
　このような場合において，非線形効果を相殺させるためには，上側波（その位相角をθＵとする）及び下側波（その位相角をθＬとする）の位相角の平均値θすなわち，（θＵ+θＬ）／２を持った局発光を合波すればよい。この場合，局発光と上側波の位相角の差と，局発光と下側波の位相角の差とが同じ値となる。この条件の下で，上側波及び下側波の受ける非線形歪みは，等長で逆方向の歪みとなり，足し合わせた際に相殺される。この原理は，また，後述の光変調器のバイアスシフトによる方法や，従来の位相共役対生成の方法の場合にも適用することができる。従来方式の場合，位相共役対間の光位相差の値は任意となる。この場合にも，θの位相角を持った局発光を位相共役対と合波することによって，非線形歪みを補償できる。上記のような適切な位相角を持った局発光は，独立光源を用いる方法や，光搬送波を再利用する方法を用いて発生することができる。
　図５は，独立光源を用いて局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。独立光源を用いる方法では，例えば，光位相同期ループ等を用い，局発光は，送信機側の光源と独立した光源を局発光源として用いることができる。この合波用局所信号源１９は，搬送波と同一の周波数を有する光を発生させる光源６１と，光源から出力される光の周波数，強度及び位相を調整する調整部６３と，調整部６３により調整された光の位相を調整する位相シフタなどの位相調整部６５と，合波部を伝播する光の位相を検出し，調整部５３や位相調整部６３が調整する位相などの量を調整するための情報を得る検出部５７とを含む。光位相同期ループ（光ＰＬＬ）により，光送信機側から送られてくる光搬送波の光周波数f，光位相と同一の光周波数を持つよう，局発光を制御する。この，光周波数同期，光位相同期のとれた局発光に対して，光位相シフタを用いて，上述の最適位相角θｏｐｔを局発光に与え，非線形効果の相殺される条件を保つ。この光位相同期ループは，光ファイバより光変調器側に存在しても良いし，光ファイバ中に存在しても良いし，光ファイバの後段に存在してもよいし，光ファイバの後の部位に存在しても良い。
　図６は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。この例では，光搬送波を分岐する。そして，分岐した一方の光を光搬送波として光変調器へ印加する。一方，分岐した残りの光を位相シフタなどの位相調整部５５に入力し，合波部において上記の状況が達成できるように，位相を調整する。この場合，位相共役信号対と局発光とがともに光ファイバを伝播しても良いし，光ファイバを位相共役信号対が伝播した後に局発光と合波されてもよい。
　図７は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。この例では，光変調器で位相共役信号対を得た後に，波長分離装置６１により波長分離する。そして，光搬送波に相当する周波数を有する成分を位相シフタなどの位相調整部５５に入力し，合波部において上記の状況が達成できるように，位相を調整する。
　光搬送波を再利用する方法では，光送信機側の光搬送波を局発光として再利用する。光変調前の連続光を分岐する，あるいは，上側波及び下側波生成のための光変調後の変調光から，光フィルタ等を用いて，光搬送波を分離してもよい。
　これらの方法で得られた局発光を，合波器１７において位相共役信号対と合波する。合波の場所は，光送信機側，受信機側，光ファイバ伝送路中の任意の場所であってもよい。光位相シフタには，光位相変調器や，光ＳＳＢ（シングルサイドバンド）変調器，光ファイバストレッチャ等を用いることができる。
　ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムの場合には，光合波器３７から合波される局発光flに，光送信機側の光搬送波，光周波数差Δｆ[Ｈｚ]を与えｆｌ=ｆ０＋Δfもしくはｆｌｌ＝ｆ０－Δｆを与えることが好ましい。Δfは非零の値とする。f０は光搬送波の光周波数である。 
　Δfの値は，データ伝送などに確保するべき帯域をＢ[Ｈｚ]とすると，Δf＞２Ｂとすることが望ましい。また，光搬送波周波数f０,上側波及び下側波生成のために用いられる光変調周波数ｆｍに対し，Δf＜ｆｍが望ましく，この条件を満たすと，無線信号として放出される上側波由来の信号ないしは下側波由来の信号のいずれか一方が，光検出器内でのダウンコンバートの過程で，再度位相共役がとられ元の変調信号に再変換されるため，非線形効果補償の方法容易となる。Δf＞ｆｍの場合も非線形補償は可能であるが，無線受信機内で上側波由来の信号ないしは下側波由来の信号のいずれか一方で位相共役操作を行うことが好ましい。
　ヘテロダインＣ－ＲｏＦの場合も，先に説明した独立光源を用いる方法や，光搬送波を再利用する方法を用いて局発光を発生することができる。図８は，独立光源を用いて局発光を発生させるためのヘテロダインＣ－ＲｏＦの構成例を示すブロック図である。このヘテロダインＣ－ＲｏＦを用いた無線機は，搬送波と周波数の異なる局発光が位相共役信号対と合波される。
　ヘテロダインＣ－ＲｏＦにおいて，独立光源を用いる場合には，上述の光周波数差Δｆ［Ｈｚ］を与えることができれば，光位相同期ループ等を用いて，光周波数，位相を光搬送波のものと同期させる必要はない。もちろん，光位相同期ループ等を用いて，光周波数，位相を光搬送波のものと同期させても構わない。
　ヘテロダインＣ－ＲｏＦにおいて，搬送波を再利用する場合には，光送信機側の光搬送波を局発光として再利用する。図９は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。そして，光搬送波に相当する周波数を有する成分に対して，周波数シフタなどの周波数調整部７５により周波数を変化させる処理を行い，さらに，位相シフタなどの位相調整部６５に入力し，合波部において上記の状況が達成できるように，位相を調整する。つまり，この例では，光変調前の連続光を分岐する，あるいは，上側波及び下側波生成のための光変調後の変調光から，光フィルタ等を用いて，光搬送波を分離する。この分離された光搬送波に対し，光周波数シフタを用いて光周波数差Δｆ［Ｈｚ］を与える。そして，適宜位相シフタなどにより上記した状況が達成できるよう局発光の位相を調整する。
　図１０は，光搬送波を再利用して局発光を発生させるための構成例を示すブロック図である。この例では，光変調器で位相共役信号対を得た後に，波長分離装置６１により波長分離する。そして，光搬送波に相当する周波数を有する成分に対し，周波数シフタなどの周波数調整部７５により周波数を変化させる処理を行い，位相シフタなどの位相調整部５５により，合波部において上記の状況が達成できるように，位相を調整する。
　これらの方法によりで得られた局発光は，合波器１７から合波する。合波の場所は，光送信機側，受信機側，光ファイバ伝送路中の任意の場所であってもよい。光周波数シフタには，音響光学効果変調器や，光ＳＳＢ変調器等を適用する事ができる。
　図１１にヘテロダインＣ－ＲｏＦを用いた無線受信器の構成例を示す。図１１は，特に無線信号の処理を説明するためのものである。ここで，Δf＜ｆｍの場合には，上側波由来及び下側波由来の成分をそれぞれ分離して，検出し，これを最適位相角θｏｐｔで足し合わせればよい。最適位相角θｏｐｔに関する情報を得ておいて，分離した上側波由来及び下側波由来の成分の一方に最適位相角θｏｐｔに関する位相角部分を足す演算（又は一方の成分が最適位相角θｏｐｔとなるような演算）を行った上で，これら上側波由来及び下側波由来の成分を足し合わせる演算を行えばよい。具体的に説明すると，電気的位相同期ループや既存の電気信号を用い，上側波由来及び下側波由来の成分の位相角に対し，θｏｐｔ＝（θＵ＋θＬ）／２が保たれるように加算する。上側波由来の信号の位相角θＵ下側波由来の信号の位相角θＬに対し，θｏｐｔ＝（θｕ＋θＬ）／２を与えれば非線形効果が補償される。なお，例えば，ＬＳＢ由来の成分（又はＵＳＢ由来の成分）は，光検出器により位相共役が取られており，元の信号に戻っている状態としても良い。
　図１２にΔf＞ｆｍの場合無線受信器の構成例を示す。この場合，足し合わせの前に位相共役操作を上側波由来または下側波由来の成分のどちらか一方に施すことが好ましい。周波数ｆｍの局発正弦波とミキサーにより乗算し，この位相共役操作を得る。周波数ｆｍは，θｏｐｔ＝（θｕ＋θＬ）／２の関係を保つよう，電気的位相同期ループ等を用いて，光周波数，位相制御を行えばよい。具体的に説明すると，電気的位相同期ループや既存の電気信号を用い，上側波由来及び下側波由来の成分の位相角に対し，θｏｐｔ＝（θＵ＋θＬ）／２が保たれるように加算する。上側波由来の信号の位相角θＵ下側波由来の信号の位相角θＬに対し，θｏｐｔ＝（θｕ＋θＬ）／２を与えれば非線形効果が補償される。
　ホモダインＣ－ＲｏＦ及びヘテロダインＣ－ＲｏＦのいずれの場合においても，上記の最適位相角，それぞれθｏｐｔ＝（θｕ＋θＬ）／２を保つ場合，光ファイバ中の波長分散おけるフェージング効果の影響を受けない。
　従来のＲｏＦシステムの場合，両側波成分を光搬送波と共に光ファイバ中を伝搬させた場合，光ファイバ長に応じて得られる無線信号が変動するフェージング効果が知られていた。これを避けるため，従来のＲｏＦシステムでは，光搬送波と片方の側波成分の二成分のみを光ファイバに導入していた。
　Ｃ－ＲｏＦの基本的な構成
　図１３は，光位相共役対ファイバ無線（Ｃ－ＲｏＦ）システムの原理を示す図である。このシステムは，光ファイバリンク上を無線（ＲＦ）信号となる光を伝播するために両側波帯（ＤＳＢ）変調光が用いられる。両側波帯変調光は，連続（ＣＷ）光に変調を印加することによって，容易に生成できる。
　無線信号の副搬送波に相当する周波数でプッシュプル駆動を行うマッハツェンダー変調器（ＭＺＭ）による強度変調が，そのような両側帯波変調光を得る典型的な方法である。生成される上側帯波と下側帯波は，同時に光ファイバを伝播し，高速ＰＤ（光検出器）により検出される。この光検出によりファイバ無線（Ｒａｄｉｏ－ｏｎ－Ｆｉｂｅｒ：ＲｏＦ）信号はダウンコンバートされ，無線信号の周波数となり，もとの無線波長信号を取り戻す。
　一見すると，この両側波帯変調を得るためのシステム系は，初期段階のＲｏＦシステムに典型的であったもののようにもみえる。当時は，両側帯波と搬送波（ＤＳＢ－Ｃ）系が劣化を受けやすいのに対し，片側帯波と搬送波（ＳＳＢ－Ｃ）系が劣化を受けにくいことから，ＲｏＦシステムを構築するためにＳＳＢ－Ｃ系が採用されていた。
　この実施態様は，ＲｏＦシステムにおいて用いられていなかった両側帯波と搬送波（ＤＳＢ－Ｃ）系を用いるものである。この実施態様は，特にＤＳＢに含まれる上側帯波（ＵＳＢ）成分と下側側帯（ＬＳＢ）成分との光位相共役関係に注目するものである。図１４は，各成分と非線形歪みなど非線形効果の関係を示す概念図である。Ｃ－ＲｏＦシステムにおいて，ＵＳＢとＬＳＢとは，光ファイバにより同じ量の非線形歪みと波長分散の影響を受ける。特にＣ－ＲｏＦシステムを高出力で駆動した場合，自己位相変調（ＳＰＭ）と外部位相変調（ＸＰＭ）とが光ファイバにおける最も大きな非線形効果である。ＵＳＢ成分とＬＳＢ成分とは，図１４に示されるような，ＳＰＭとＸＰＭに起因する位相シフトをうける。この位相シフトは，図１４においてベクトルとして表現されている。ＵＳＢとＬＳＢは，同様の方向に対して，同じ量の位相シフトを受ける。この実施態様のＣ－ＲｏＦシステムは，この非線形歪みを，分散補償器や非線形補償器を別途用意することなく，非線形効果の影響を相殺するものである。
　光ファイバにより引き起こされる非線形歪みの解消
　次に，光ファイバにより引き起こされる非線形歪みがどのように解消されるのかについて説明する。基本的に，この実施態様は，両側帯波成分の一方の位相共役をとり，それを残りの成分に重畳する。図１４に示されるように，一方の位相共役対成分は，残りの位相共役対成分と反対方向に非線形歪みの影響を受ける。これら二つの成分を重ね合わせることで，非線形歪みの影響が解消される。Ｃ－ＲｏＦシステムは，フォトミキシングに簡単な処理を加えるか，又は無線信号の復調に簡単な処理を加えることのみで，上記の処理を達成できる。以下の説明では，簡単のため，ＬＳＢを位相共役がとられる成分とし，ＵＳＢとＬＳＢの間にある周波数（すなわち波長）の信号を有する局所的な（ｌｏｃａｌ）連続光を印加する。
　本発明の実施態様は，大きく分けて２つの態様に分類される。一つは，ホモダインＣ－ＲｏＦを命名された態様である。この態様は，局所的な連続光が，Ｃ－ＲｏＦの搬送波と同一の周波数を有するものである。もう一つは，ヘテロダインＣ－ＲｏＦを命名された態様である。この態様は，局所的な連続光として，Ｃ－ＲｏＦの搬送波とことなる周波数を有するものを用いるものである。
　ホモダインＣ－ＲｏＦ
　図１５は，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムを示す概念図である。ホモダインＣ－ＲｏＦ系では，ＵＳＢとＬＳＢとが，同時に，同じ無線周波数領域にダウンコンバートされる。この際に，ＬＳＢ成分は局所光より低い周波数を有する成分であるから，ＬＳＢ成分の位相共役をもう一度とり，元の信号を取り戻す。位相共役状態にあるＵＳＢとＬＳＢは，光検出器において無線信号周波数を得るための光混合過程（フォトミキシング）において重畳される。この際に，重要となるものが，ＵＳＢ成分と，位相共役状態にあるＬＳＢ成分とが制御された状態で重ね合わされることである。すなわち，局所的な連続光の位相を，Ｃ－ＲｏＦの搬送波の位相にロックし，最適状況に調整する。局所的な連続光の位相を，Ｃ－ＲｏＦの搬送波の位相にロックするとは，局所的な連続光の位相が，Ｃ－ＲｏＦの搬送波の位相と同位相となるようにした状態で，局所的な連続光をＣ－ＲｏＦの搬送波を含む光信号と合波することを意味する。
　これは，例えば，Ｃ－ＲｏＦの搬送波の位相を測定して，局所光を合波するタイミングを制御することによって達成できるし，Ｃ－ＲｏＦの搬送波が出力されるタイミングと，それが合波部に到達する時間を計算した上で，局所光が合波部に到達する時間を調整することによっても達成される。
　このために，ある実施態様では，搬送波を有するＤＳＢ（ＤＳＢ－Ｃ）変調を好ましく採用した。別の態様は，光位相ロックループ，すなわち二つの光位相ロックループを用いるものである。これらの態様では，非線形歪みを上述したように解消することができる。
　ヘテロダインＣ－ＲｏＦ
　図１６は，ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムを示す概念図である。この例に示すヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムでは，ＵＳＢ成分とＬＳＢ成分とがともに異なる周波数成分へとダウンコンバートされる。このヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムも，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムと同様一方の側帯波（ここではＬＳＢ）成分が共役状態とされるものの，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムと異なり，光検出器の出力において両側帯波が重畳されない。ヘテロダインＣ－ＲｏＦでは，ダウンコンバートされた両成分が，それぞれ無線信号として放出され，共に無線信号受信機の検出器により検出される。この受信器は，位相共役されたＬＳＢ由来の成分が，ＵＳＢ由来の成分に重畳されるようにされている。この処理は，受信器内のデジタルプロセッサー（演算装置）と，データ復元機能（データリカバリー部）とにより容易に実装でき，その結果，非線形効果を容易に解消できる。ヘテロダインＣ－ＲｏＦは，受信器内の位相ロックループ（ＰＬＬ）が局所的な連続光の位相ドリフトをトレースできるため，局所的な連続光をＣ－ＲｏＦ信号の搬送波にロックする必要がない。このシステムは，局所的な連続光を中心局と離れた局所において生成することもできるし，中心局において局所的な連続光となる光信号を発生させることもできる。
　上記のとおりＣ－ＲｏＦシステムは２つの主な態様が存在する。それは，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムと，ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムである。これらのシステムは，局所的な連続光を必要とするものの，典型的なＤＳＢ－Ｃを用いたＣ－ＲｏＦ伝送システムや，ＤＳＢ－ＳＣを用いたＣ－ＲｏＦ伝送システムの構成をそのまま利用できる。ヘテロダインＣ－ＲｏＦシステムは，２倍のバンド帯を占有する必要があるものの，局所的な連続光の位相をＲｏＦの搬送波の位相にロックする必要がない。
　図１３は，バイアスシフト型電気光学効果型位相共役信号対生成器を示す概念図である。この位相共役信号対生成器は二つの直交変調器からなる。これらの直交変調器は，どちらも同一のＩｎｐｈａｓｅ（Ｉ）信号，Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ(Ｑ)信号により駆動される。ただし，一方の直交変調器の主バイアス（主マハツェンダ変調器のバイアス）はπ／２に，もう一方の直交変調器の主バイアスは－π／２にバイアスを設定する。
　図１３では，説明の都合上，Ｉ,Ｑ 成分側のバイアスを上方の直交変調器ではそれぞれ［π／４, π／４]に，下方の直交変調器ではそれぞれ［－π／４, π／４］と記述している。） 各変調器から出力される変調信号のシンボル配置は，図１３の右側に示される。この例では，ＱＰＳＫ 変調の場合のシンボル配置を示す。図中の異なる記号は，異なるシンボルを意味し，各直交変調器出力信号のシンボル配置は，図中の点線に対して対称であることがわかる。すなわち，この１対の直交変調器から出力される変調光は互いに位相共役の関係にあることがわかる。
　この手法により，同一のＩ,Ｑ信号源を駆動信号とし，電気段での信号処理を介さずに，位相共役信号対を生成できることになる。この電気光学効果型位相共役信号対生成器は，波長多重方式，偏波多重方式，いずれの位相共役対伝送にも適用できる。波長多重方式の場合には，それぞれの直交変調器に対する入力光を別波長とし，光信号対は別波長で伝送される。一方，偏波多重の場合には，光信号対は直交した偏光成分として伝送されることになり，この場合には，同一波長の光を各直交変調器に入力し，出力を偏波合成すれば良い。
　以下では，上記のシステムを数値解析する。以下の数値解析では，ホモダインＣ－ＲｏＦシステムを用いて分析を行う。ＱＰＳＫやＱＡＭといった無線信号のサブキャリアを有するマルチレベルの信号がスタンダードなシングルモードファイバを経て遠隔地に転送されると仮定する。図１７は，実施例の数値解析におけるシステムの概略図である。
　Ｃ－ＲｏＦシステムの送信器側，すなわち，中心局側では，連続光が，ヌルバイアスに設定された，プッシュプル型のマッハツェンダー変調器（ＭＺＭ）において強度変調される。ＭＺＭは，ＲＦ信号を用いて以下のように変調される。周波数が１０ＧＨｚであるＲＦサブキャリア信号は，ＩＱ変調部によりデータ変調されて，ＱＰＳＫ信号を生じさせる。そのデータのシンボルレートは，５ＧＢａｕｄである。この装置を用いて，ＤＳＢ－ＳＣ信号，すなわち，Ｃ－ＲｏＦ信号を生成できる。生成されるＲｏＦ信号のＯＳＮＲ（０．１ｎｍにおける）は２７ｄＢである。
　このＲｏＦ信号は，以下のパラメータ特性を有するスタンダードシングルモードファイバ中を伝搬する。ファイバ長（Ｌ）＝１０ｋｍ，伝搬損失（α）＝０.２デシベル／ｋｍ，非直線性係数（γ）＝２.６Ｗ－１ｋｍ－１。群速度分散（β２ ＝－１６ｐｓ２／ｋｍ，光ファイバへの入力強度（ｌａｕｎｃｈｅｄ　ｐｏｗｅｒ）１０ミリワット。
　Ｃ－ＲｏＦシステムの受信器側，すなわち遠隔局では，受信したＲｏＦ信号と局所的な連続光（局発光）とが結合されて，光検出器に導入される。局発光の波長は，ＲｏＦ信号の搬送波の周波数と同一となるようにされる。光検出器は，１０ＧＨｚ無線周波数領域に対応した十分に高速なものとする。光検出器から出力されたＲＦ信号は，ＲＦダウンコンバータにてダウンコンバートされ，搬送配送復元工程と，位相ロック工程とを経て，Ｉ成分とＱ成分とが復元される。通常，光検出器からの無線周波数成分は，アンテナから無線信号として放出される。
　図１８は，受信信号のコンスタレーションマップである。図１８（ａ）は，従来のＳＳＢ－Ｃ技術に基づいたＲｏＦシステムによって得られるＱＰＳＫ信号のコンスタレーションマップである。図１８（ａ）に示されるとおり，シンボルは歪んでいることがわかる。この件では，これは，ＳＰＭによりひき起こされる非線形歪みによるものである。図１８（ｂ）は，Ｃ－ＲｏＦシステムによって得られるＱＰＳＫ信号のコンスタレーションマップである。図１８（ｂ）から，得られたコンスタレーションマップが非線形歪みの影響を受けていないことがわかる。すなわち，Ｃ－ＲｏＦシステムにより，光ファイバによる非線形効果による影響が，解消されることが示された。
　図１９は，バイアスシフト型電気光学効果型位相共役信号対生成器の原理実証のための実験構成図である。ここでは，２０－Ｇｂ／ｓＱＰＳＫのＳＭＦ伝送により，自己位相変調効果の補償効果を示す。位相共役信号対の伝送は偏波多重の構成により行う。送信機側では，線幅１０ｋＨｚのファイバレーザから出力される波長１５５２ｎｍの連続光を光カプラにより分岐し，それぞれ２つの独立した直交変調器に入力する。直交変調器は同一のＩ，Ｑデータにより，同じタイミングで駆動される。駆動信号はパルスパターン発生器から生成される，ＮＲＺ信号で，パターン長２１５－１ＰＲＢＳ形式である。各直交変調器の副マハツェンダ変調器はいずれもｎｕｌｌ点バイアスとする。主バイアスは，それぞれπ／２,－π／２とする。この構成により，それぞれの直交変調器から２０－Ｇｂ／ｓＱＰＳＫ信号とその位相共役信号が得られる。得られた位相共役信号対は，偏波ビームスプリッタにより，両信号間で遅延の無いよう，偏波多重される。偏波多重された位相共役信号対は，光ファイバ増幅器により，１７．６ｄＢｍにまで増幅した後，全長２０ｋｍのシングルモードファイバ（ＳＭＦ）に入力する。一方，受信機側では，受信した位相共役信号対を，偏波ダイバーシティ型デジタルコヒーレント検出器により受信する。まず，バランスドディテクタを出力ポートに持つ９０度ハイブリッドカプラにより，局発光とのホモダインミキシングが行い，各偏光成分の，（局発光に対する）同相直交成分，位相成分を検出する。これらの検出信号を５０ＧＳａ／ｓのサンプリングレートにより高速デジタイズした後，偏波分離，キャリア位相推定機能を持つデジタル信号処理を施す。位相回復されたＱＰＳＫ信号対の内，一方の信号（位相共役信号側）に対し，位相共役を取り直した後，他方の信号と加算する。これらのデジタル信号処理は全てオフライン処
理とする。
　図２０は，実施例２における実験結果を示す図である。図２０（ａ）（ｂ）は，受信されたコンスタレーションであり，それぞれ，（位相共役信号対の手法にて）光ファイバ中の非線形効果を補償しない場合，補償する場合に相当する。図２０(ａ)に示されるように，非補償の場合には，非線形位相シフトが見受けられる。これは，自己位相変調効果，及び直交偏光成分からの相互位相変調効果によるものと考えられる。一方，図２０（ｂ）に示されるように，受信機側で位相共役信号対を利用した非線形補償を行うことにより，これらの非線形効果は相殺され，クリアなコンスタレーションが得られていることがわかる。この実験結果により，提案した電気光学効果型位相共役信号対生成器から，確かに，位相共役信号対が生成されることが，確認された。
　本発明は光を用いた情報通信の産業において利用されうる。
　１１．．光変調器；　　１３．．信号源；　　１５．．光ファイバ；　　１７．．合波部；
　１９．．合波用局所信号源；
　２１．．光検出器；　　２３．．送信用アンテナ；　　２５．．放出装置；
　３１．．光変調器；　　３３．．信号源；　　３５．．光ファイバ；　　３７．．合波部；
　３９．．合波用局所信号源；
　４１．．光検出器；　　４３．．送信用アンテナ；　　４５．．放出装置；
　５１．．受信用アンテナ；　　５３．．信号処理装置；　　５５．．受信装置

 
 

Claims (4)

  1. 　光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償する方法であって，
    　上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を得る工程と，
    　前記上側帯波と前記下側帯波とを同時に前記光ファイバに入力する工程と，
    　前記光搬送波と同一の周波数を有する光信号を，前記上側帯波と前記下側帯波と位相差がない状態で，前記上側帯波と前記下側帯波と合波する工程と，
    　前記合波された光信号を光検出器が検出する工程と，
    　前記光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を送信用アンテナへ伝える工程と，
    　前記送信用アンテナが，前記電気信号に基づいた無線信号を放出する工程と，
    　を含む，
    　方法。
  2. 　搬送波が入力される光変調器（１１）と，
    　前記光変調器（１１）に印加される変調信号及びバイアス信号を出力する信号源（１３）と，
    　前記光変調器（１１）から出力される光信号である上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対が同時に入力される光ファイバ（１５）と，
    　前記光ファイバ（１５）と接続された合波部（１７）と，
    　前記合波部（１７）を介して，前記光搬送波と同一の周波数を有する光信号を，前記上側帯波と前記下側帯波と位相差がない状態で，前記上側帯波と前記下側帯波と合波するための合波用局所信号源（１９）と，
    　前記合波された光信号を検出する光検出器（２１）と，
    　前記光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を受け取る送信用アンテナ（２３）と，
    　を含む，
    　光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償した無線信号の放出装置（２５）。
  3. 　光ファイバを光信号が伝搬する際に生じる非線形光学効果を補償する方法であって，
    　上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対を得る工程と，
    　前記上側帯波と前記下側帯波とを同時に前記光ファイバに入力する工程と，
    　光信号を，前記上側帯波と前記下側帯波と合波する工程と，
    　前記合波された光信号を光検出器が検出する工程と，
    　前記光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を送信用アンテナへ伝える工程と，
    　前記送信用アンテナが，前記電気信号に基づいた無線信号を放出する工程と，
    　前記送信用アンテナから放出された無線信号を受信用アンテナが受信する工程と，
    　前記受信用アンテナが受信した無線信号に基づく電気信号を受け取り，受け取った前記上側帯波に由来する信号と，前記下側帯波に由来する信号とを，位相差がなくなるように調整したうえで合波する方法。
  4. 　搬送波が入力される光変調器（３１）と，
    　前記光変調器（３１）に印加される変調信号及びバイアス信号を出力する信号源（３３）と，
    　前記光変調器（３１）から出力される光信号である上側帯波と下側帯波とを含む位相共役信号対が同時に入力される光ファイバ（３５）と，
    　前記光ファイバ（３５）と接続された合波部（３７）と，
    　前記合波部（３７）を介して，光信号を，前記上側帯波と前記下側帯波と合波するための合波用局所信号源（３９）と，
    　前記合波された光信号を検出する光検出器（４１）と，
    　前記光検出器が検出した光信号に基づく電気信号を受け取る送信用アンテナ（４３）
    を含む，
    　無線信号の送信装置（４５）と，
    　前記送信用アンテナ（４３）から放出された無線信号を受信する受信用アンテナ（５１）と，
    　前記受信用アンテナが受信した無線信号に基づく電気信号を受け取り，受け取った前記上側帯波に由来する信号と，前記下側帯波に由来する信号とを，位相差がなくなるように調整したうえで合波するための信号処理装置（５３）を含む
    　無線信号の受信装置（５５）と，
    　を含む，無線通信システム。
     
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