JP6853104B2

JP6853104B2 - 波長分散補償装置および波長分散補償方法

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Publication number: JP6853104B2
Application number: JP2017090690A
Authority: JP
Inventors: ベッカリアブデルモウラ; 西村　公佐; 公佐西村
Original assignee: KDDI Corp
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 2017-04-28
Filing date: 2017-04-28
Publication date: 2021-03-31
Anticipated expiration: 2037-04-28
Also published as: JP2018191088A

Description

本発明は、アナログのラジオオーバーファイバ（Radio-over-Fiber：RoF）システムにおけるファイバ波長分散補償を行なうための技術に関する。

従来から、ＲｏＦ（Radio-over-Fiber）は、ブロードバンド無線アクセスの有望な技術であるとされてきており、高い伝送容量、顕著な移動性と柔軟性、広帯域および低減衰特性を提供するために開発されてきた。このようなＲｏＦシステムでは、多数のユーザ端末を収容し、動的なリソース割り当てが可能であるため、複数の異なる種類のサービスを同時に提供することが可能である。これらの可能性は、ラストマイルソリューション、既存の無線カバレッジと容量の拡張、バックホールなど、幅広いアプリケーションに好適である。

ＲｏＦシステムを実際に運用する際には、中央局から遠隔局へＲＦ信号を分配するために、ＲＦ信号を光搬送波上に配置し、大容量の光ファイバケーブルを介して送信する。しかし、ダブルサイドバンド（DSB）変調に基づくＲｏＦ伝送は、周波数およびファイバ長に依存して信号品質を著しく低下させる「ファイバ波長分散（Chromatic Dispersion：CD）」による周期的な深いパワーフェージングを受ける。一方、シングルサイドバンド（SSB）変調は、ＤＳＢ変調の代替解決策となり得るが、ＳＳＢ変調を実現させるためには、光学フィルタを含む複雑なセットアップが必要となることが多く、特に広帯域アプリケーションの実装が困難になる。

近年、ＤＳＢ変調を用いたＲｏＦシステムにおいて、分散補償によるパワーフェージングの新しい効果的な手法が提案されている（非特許文献1-5）。これらの技術は、単一周波数信号ＣＤ補償（非特許文献1-3）と広帯域信号ＣＤ補償（非特許文献4,5）との２つに分類することができる。非特許文献１−３では、データ変調とＣＤ補償の両方に「Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator：DP-MZM（デュアルパラレルマッハツェンダー変調器）」と「Dual-Electrode Mach-Zehnder Modulator：DE-MZM（デュアル電極マッハツェンダー変調器）」が使用された。これらのデバイスは統合されており、使用が簡単であるという特徴を有する。一方、非特許文献４、５では、光リンクを介した広帯域ＲＦ信号伝送の技術が提案されている。

S. Li, et al, "Compensation of dispersion induced power fading for highly linear radio-over-fiber link using carrier phase-shifted double sideband modulation," Opt. Lett., vol. 36, no. 4, pp. 546-548, Feb. 2011. Y. Gao, et al ."An analog Photonic Link with compensation of dispersion induced power fading " IEEE PTL vol 27, no 12, pp1301-1304, 2015. Y. Gao, et al ."Compensation of the Dispersion-Induced Power Fading in an Analog Photonic Link Based on PM-IM Conversion in a Sagnac Loop"JLT vol.33, no.13, pp.2899-2904, 2015. J. Niu, et al."Broadband Dispersion-Induced Power Fading Compensation in Long-Haul Analog Optical Link Based on 2-Ch Phase Modulator" IEEE Photonics Journal, 2012. L. Huang, "Broadband Compensation of Dispersion in APL Using OPC Based on DFB Semiconductor Lasers" IEEE PTL Vol. 27, No. 23, 2013.

しかしながら、非特許文献１−３記載の技術では、特定の周波数とファイバに対してのみ有効であるという制限がある。また、非特許文献４、５に記載の技術では、複雑な設定を有し、実際のシナリオでは実現が容易ではない。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、従来技術の利点を組み合わせて、周波数とファイバの長さから制限を受けることなく、単一のデバイスを使用することで設定を簡略化し、実現を容易にすることができる波長分散補償装置および波長分散補償方法を提供することを目的とする。

（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の波長分散補償装置は、アナログのラジオオーバーファイバ（Radio-over-Fiber：RoF）システムにおけるファイバ波長分散補償を行なう波長分散補償装置であって、上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計と、前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計と、を備え、前記第１の副マッハツェンダー干渉計は、直交点を含む一定の範囲で動作し、角周波数ω_ＲＦでＲＦ信号を変調する一方、前記第２の副マッハツェンダー干渉計は、最小送信点で動作し、ＬＯ（Local Oscillator）信号を変調し、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_ＲＦの周波数ω_ＲＦと前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＬＯ駆動電圧Ｖ_ＬＯの周波数ω_ＬＯとの間に、ω_ＬＯ＝２ω_ＲＦが成り立つことを特徴とする。

この構成により、ＩＭ変調（I_ωRF1(t,L)）の信号に信号Ｉ_ωＲＦ２（ｔ，Ｌ）を積極的に加えることができるため、フェージングを完全に緩和することが可能となる。

（２）また、本発明の波長分散補償装置において、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、０．６以上かつ１．８４以下であることを特徴とする。

この構成により、波長分散を補償する上で、許容できる最低の性能を発揮させることが可能となる。

（３）また、本発明の波長分散補償装置において、前記第１の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＲＦとし、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＬＯとし、前記第１の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_１とし、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_２とし、前記第３の主マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_３とし、次数がｎである第１種のベッセル関数をＪｎ（．）とし、キャリアに対するＲＦ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＲＦとし、キャリアに対するＬＯ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＬＯとし、ｍ_ＲＦ<<１であると仮定し、上記（１）または（２）記載の波長分散補償装置から出力された光信号を光検出器で受信した場合、前記光検出器の出力電流は、次の数式（１）から（３）で与えられ、数式（４）の条件を満たしたときに、θ_１、θ_２、θ_３およびｍ_Ｌ０は、それぞれ数式（５）で示される数値に調整可能であることを特徴とする。

この構成により、波長分散を補償する上で、最大の効果を達成することが可能となる。

（４）また、本発明の波長分散補償装置において、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、１．８４であることを特徴とする。

（５）また、本発明の波長分散補償方法は、アナログのラジオオーバーファイバ（Radio-over-Fiber：RoF）システムにおけるファイバ波長分散補償を行なう波長分散補償方法であって、上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計および前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計を備えるデュアルパラレルマッハツェンダー変調器を用いて、前記第１の副マッハツェンダー干渉計を直交点の周辺で動作させて角周波数ω_ＲＦでＲＦ信号を変調させる一方、前記第２の副マッハツェンダー干渉計を最小送信点で動作させてＬＯ（Local Oscillator）信号を変調させ、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_ＲＦの周波数ω_ＲＦと前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＬＯ駆動電圧Ｖ_ＬＯの周波数ω_ＬＯとの間に、ω_ＬＯ＝２ω_ＲＦが成り立つことを特徴とする。

（６）また、本発明の波長分散補償方法において、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、０．６以上かつ１．８４以下であることを特徴とする。

（７）また、本発明の波長分散補償方法において、前記第１の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＲＦとし、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＬＯとし、前記第１の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_１とし、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_２とし、前記第３の主マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_３とし、次数がｎである第１種のベッセル関数をＪｎ（．）とし、キャリアに対するＲＦ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＲＦとし、キャリアに対するＬＯ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＬＯとし、ｍ_ＲＦ<<１であると仮定し、上記（５）または（６）記載の波長分散補償方法によって出力された光信号を光検出器で受信した場合、前記光検出器の出力電流は、次の数式（６）から（８）で与えられ、数式（９）の条件を満たしたときに、θ_１、θ_２、θ_３およびｍ_Ｌ０は、それぞれ数式（１０）で示される数値に調整可能であることを特徴とする波長分散補償装置。

（８）また、本発明の波長分散補償方法において、前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、１．８４であることを特徴とする。

本発明によれば、光ファイバの波長分散（CD）によって引き起こされるパワーフェージングの広帯域にわたる補償が可能となる。また、光ファイバの長さに制限はなく、簡易な構成で光信号の生成と伝送をすることが可能となる。その結果、光リンクを介して高データレートのアナログ信号を送信することが可能となり、本実施形態に係るシステムは、低遅延化、エネルギー効率の向上、高速データレート、大容量通信など、将来のモバイル通信システムが求める要件を満たすことが可能となる。

本実施形態に係る波長分散補償装置の概略構成を示す図である。ＤＣバイアス電圧と各ＭＺＩの出力電力との関係を示す図である。 Eout(t,L)の位相シフト量の一例を示す図である。２０ｋｍのＳＭＦ送信を用いた従来のＩＭ変調（I_ωRF1(t,L)）と、本実施形態（I_ωRF(t,L)）のシミュレーションされた周波数応答を示す図である。異なるｍ_Ｌ０の値を用いたシミュレーション結果を示す。「ｍ_Ｌ０（LO OMI）の選択」の最良の範囲を示す図である。広帯域（0〜30GHz）で２本のファイバ長（L=20kmと50km）における本実施形態の性能を示す図である。

本発明者らは、アナログＲｏＦシステムにおいて、光ファイバ波長分散（CD）によってパワーフェージングが引き起こされる点に着目し、デュアルパラレルマッハツェンダー変調器において、第１のブランチでＲＦ信号を変調すると共に、第２のブランチで２つの光トーン信号を生成させることによって、全周波数帯域において、パワーフェージングを回避できることを見出し、本発明をするに至った。

すなわち、本発明の波長分散補償装置は、アナログのラジオオーバーファイバ（Radio-over-Fiber：RoF）システムにおけるファイバ波長分散補償を行なう波長分散補償装置であって、上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計と、前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計と、を備え、前記第１の副マッハツェンダー干渉計は、直交点の周辺で動作し、角周波数ω_ＲＦでＲＦ信号を変調する一方、前記第２の副マッハツェンダー干渉計は、最小送信点で動作し、ＬＯ（Local Oscillator）信号を変調し、前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_ＲＦの周波数ω_ＲＦと前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＬＯ駆動電圧Ｖ_ＬＯの周波数ω_ＬＯとの間に、ω_ＬＯ＝２ω_ＲＦが成り立つことを特徴とする。

これにより、本発明者らは、パワーフェージングを完全に緩和することを可能とした。以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。

図１Ａは、本実施形態に係る波長分散補償装置の概略構成を示す図である。また、図１Ｂは、ＤＣバイアス電圧と各ＭＺＩの出力電力との関係を示す図である。この波長分散補償装置１０は、上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１の副マッハツェンダー干渉計（MZI1）と第２の副マッハツェンダー干渉計（MZI2）を備える。また、各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計（MZI3）に接続された構成を採る。

この波長分散補償装置１０は、３つの独立したＤＣバイアス電圧と２つのＲＦ駆動電圧によって制御される。すなわち、ＭＺＩ１はＤＣバイアス電圧である「V_bias-1(θ₁)」とＲＦ駆動電圧である「V_RF(t)=V_RFsin(ω_RFt)」によって制御される。ＭＺＩ２はＤＣバイアス電圧である「V_bias-2(θ₂)」とＲＦ駆動電圧である「V_LO(t)=V_LOsin(ω_LOt)」によって制御される。ＭＺＩ３はＤＣバイアス電圧である「V_bias-３(θ₃)」によって制御される。なお、以上の「」内では、各電圧と数式上のパラメータの対応を示している。また、「ＭＺＩ」は「ＭＺＭ」と記載される場合もある。

本実施形態では、ＭＺＩ１を角周波数（ω_ＲＦ）でＲＦ信号を変調するために使用し、直交点（図1Bの"Quad point"、通常は右側のQuad point）の周辺で動作させる。また、ＭＺＩ２をＬＯ（Local Oscillator）信号を変調するために使用し、最小送信点（ヌルバイアス点、図1Bの"Null point"）で動作させる。これにより、ＬＤ４から入力される光信号（E_in(t)=E_incos(ω₀t)）は、抑制された搬送波の形式で変調される。ここで、２つの光側波帯間隔（２つの光信号の周波数帯域幅）は、「ω_ＬＯ＝２ω_ＲＦ」と設定される。

ここで、ＭＺＩ１およびＭＺＩ２が、両方ともチャープのない構成で動作すると共に、Ｙ分岐路において均等な電力分配比で動作する場合、ＭＺＩ１およびＭＺＩ２の光出力信号は、それぞれ、以下の数式で与えられる。なお、Ｖ_πは、図１Ｂに示すＭＺＩの半波長電圧である。

そして、本実施形態に係る波長分散補償装置の出力は、次の数式で与えられる。

上記の数式において、波長分散によって引き起こされるパワーフェージングの補償につながる「ｍ_ＲＦ、ｍ_ＬＯ、θ_１、θ_２、θ_３」は、次のように与えられる。ｍ_ＲＦは、ＭＺＩ１の光変調指数（OMI：Optical Modulation Index）であり、ｍ_ＬＯはＭＺＩ２のＯＭＩである。「θ_１、θ_２、θ_３」は、それぞれＭＺＩ１、ＭＺＩ２、ＭＺＩ３の位相シフト量である。

ここで、高次高調波が無視できるように、「ｍ_ＲＦ<<１」と仮定すると、ＭＺＩ２は、最小送信点（例えば、θ_２=π）にバイアスされ、メインキャリアを含む偶数次高調波がキャンセルされる。従って、Ｅ_ｏｕｔは次のように書くことができる。

ここで、Ｊｎ（．）は、次数がｎである第１種のベッセル関数である。

また、Φ_ＲＦとΦ_ＬＯは、図１Ｃに示すように、キャリアに対するＲＦおよびＬＯ側波帯の分散誘導位相シフト（Dispersion-induced Phase Shifts）であり、次の数式で与えられる。β_２は、分散係数である。

上記の「Eout」で与えられる光信号を、強度検出用の光検出器（PD：フォトダイオード）に送信すると、ＰＤの出力電流は、次の数式で与えられる。

ここで、

であるから、ＰＤの周波数に対応する出力電流は、次の数式で与えられる。

ここで、信号の最初の部分は、次の数式に示されるように、ＭＺＩ１（従来の強度変調：IM）による電気出力に対応する。

次に、信号の第２の部分は、次の数式に示されるように、ＭＺＩ１で変調されたデータを用いて、ＭＺＩ２で生成された光ツートーン信号を示す。

これらの数式で示されるＰＤの出力に対してパワーフェージングを確実に回避するために、θ_３を「θ_３＝１／２θ_１」として設定する必要がある。また、次の条件を満たす必要がある。

そして、ベッセル関数Ｊ１（ｍ_Ｌ０）により、最適な値「ｍ_Ｌ０＝１．８４」を得ることができる。すなわち、「θ_１、θ_２、θ_３」および「ｍ_Ｌ０」は、それぞれ次の値が最適である。

図２は、この最適値に基づいて、２０ｋｍのＳＭＦ送信を用いた従来のＩＭ変調（I_ωRF1(t,L)）と、本実施形態（I_ωRF(t,L)）のシミュレーションされた周波数応答を示す図である。図２に示すように、従来のＩＭ変調（I_ωRF1(t,L)）では、信号が２０ｋｍ以上送信された場合、周波数が１４ＧＨｚ付近で深いフェージングが発生する。これに対し、信号Ｉ_ωＲＦ２（ｔ，Ｌ）を積極的に加えることにより、フェージングを完全に緩和することが可能となる。

図３は、異なるｍ_Ｌ０の値を用いたシミュレーション結果を示す。図３に示されるように、「ｍ_Ｌ０＝１．８４」である場合に、最大利得が達成可能であることは明らかである。しかしながら、「ｍ_Ｌ０＝０．６」である場合、許容できる最低の性能が発揮されることから、「ｍ_Ｌ０＞０．６」が満たされれば、十分に波長分散補償の効果が得られると言える。

図４は、「ｍ_Ｌ０（LO OMI）の選択」の最良の範囲を見つける方法を示す図である。図４に示すように、相対フェージング（Δ）は、パワーフェージングの最大値と最小値の差として定義される。最良の範囲の上限は、ｍ_{Ｌ０，ｍａｘ}に対応し、次の数式で与えられる。この上限において、相対フェージング閾値（Δ_th）を、「ｍ_Ｌ０＝ｍ_{Ｌ０，ｍａｘ}」のときの相対フェージングとして定義することができる。従って、下限「ｍ_{Ｌ０，ｍｉｎ}」は、この一次方程式を解くことによって見つけることが可能となる。

図４から、最良の範囲は、［0.6, 1.84］であることが分かる。

図５は、広帯域（0〜30GHz）で２本のファイバ長（L=20kmと50km）における本実施形態の性能を示す図である。「θ_１、θ_２、θ_３」および「ｍ_Ｌ０」は、それぞれ上述した最適値を用いている。図５から明らかなように、フェージングはすべてのヌルポイント（図2の曲線（2）および（3）において強度が急激に低下している周波数付近）に対して補償され、平均受信電力は一定のままとなっている。

以上説明したように、本実施形態によれば、光ファイバの波長分散（CD）によって引き起こされるパワーフェージングの広帯域にわたる補償が可能となる。また、光ファイバの長さに制限はなく、簡易な構成で光信号の生成と伝送をすることが可能となる。その結果、光リンクを介して高データレートのアナログ信号を送信することが可能となり、本実施形態に係るシステムは、低遅延化、エネルギー効率の向上、高速データレート、大容量通信などの５Ｇが求める要件を満たすことが可能となる。

ＭＺＩ１（第１の副マッハツェンダー干渉計）
ＭＺＩ２（第２の副マッハツェンダー干渉計）
ＭＺＩ３（第３の主マッハツェンダー干渉計）
４ＬＤ（Laser Diode）
１０波長分散補償装置

Claims

アナログのラジオオーバーファイバ（Radio-over-Fiber：RoF）システムにおけるファイバ波長分散補償を行なう波長分散補償装置であって、
上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計と、
前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計と、を備え、
前記第１の副マッハツェンダー干渉計は、直交点を含む一定の範囲で動作し、角周波数ω_ＲＦでＲＦ信号を変調する一方、前記第２の副マッハツェンダー干渉計は、最小送信点で動作し、ＬＯ（Local Oscillator）信号を変調し、
前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_ＲＦの周波数ω_ＲＦと前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＬＯ駆動電圧Ｖ_ＬＯの周波数ω_ＬＯとの間に、ω_ＬＯ＝２ω_ＲＦが成り立つことを特徴とする波長分散補償装置。
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、０．６以上かつ１．８４以下であることを特徴とする請求項１記載の波長分散補償装置。
前記第１の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＲＦとし、
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＬＯとし、
前記第１の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_１とし、
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_２とし、
前記第３の主マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_３とし、
次数がｎである第１種のベッセル関数をＪｎ（．）とし、
キャリアに対するＲＦ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＲＦとし、
キャリアに対するＬＯ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＬＯとし、
ｍ_ＲＦ<<１であると仮定し、
請求項１または請求項２記載の波長分散補償装置から出力された光信号を光検出器で受信した場合、前記光検出器の出力電流は、次の数式（１）から（３）で与えられ、数式（４）の条件を満たしたときに、θ_１、θ_２、θ_３およびｍ_Ｌ０は、それぞれ数式（５）で示される数値に調整可能であることを特徴とする波長分散補償装置。
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、１．８４であることを特徴とする請求項１記載の波長分散補償装置。
アナログのラジオオーバーファイバ（Radio-over-Fiber：RoF）システムにおけるファイバ波長分散補償を行なう波長分散補償方法であって、
上側アームと下側アームにそれぞれ並列に配置された第１および第２の副マッハツェンダー干渉計および前記各副マッハツェンダー干渉計を含む上側アームおよび下側アームからなる第３の主マッハツェンダー干渉計を備えるデュアルパラレルマッハツェンダー変調器を用いて、
前記第１の副マッハツェンダー干渉計を直交点の周辺で動作させて角周波数ω_ＲＦでＲＦ信号を変調させる一方、前記第２の副マッハツェンダー干渉計を最小送信点で動作させてＬＯ（Local Oscillator）信号を変調させ、
前記第１の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＲＦ駆動電圧Ｖ_ＲＦの周波数ω_ＲＦと前記第２の副マッハツェンダー干渉計に対して印加するＬＯ駆動電圧Ｖ_ＬＯの周波数ω_ＬＯとの間に、ω_ＬＯ＝２ω_ＲＦが成り立つことを特徴とする波長分散補償方法。
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、０．６以上かつ１．８４以下であることを特徴とする請求項５記載の波長分散補償方法。
前記第１の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＲＦとし、
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数をｍ_ＬＯとし、
前記第１の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_１とし、
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_２とし、
前記第３の主マッハツェンダー干渉計の位相シフト量をθ_３とし、
次数がｎである第１種のベッセル関数をＪｎ（．）とし、
キャリアに対するＲＦ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＲＦとし、
キャリアに対するＬＯ側波帯の分散誘導位相シフトをΦ_ＬＯとし、
ｍ_ＲＦ<<１であると仮定し、
請求項５または請求項６記載の波長分散補償方法によって出力された光信号を光検出器で受信した場合、前記光検出器の出力電流は、次の数式（６）から（８）で与えられ、数式（９）の条件を満たしたときに、θ_１、θ_２、θ_３およびｍ_Ｌ０は、それぞれ数式（１０）で示される数値に調整可能であることを特徴とする波長分散補償装置。
前記第２の副マッハツェンダー干渉計の光変調指数は、１．８４であることを特徴とする請求項５記載の波長分散補償方法。