JP2020109887A

JP2020109887A - 光伝送方法および光伝送装置

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Publication number: JP2020109887A
Application number: JP2017089861A
Authority: JP
Inventors: 中沢　正隆; Masataka Nakazawa; 正隆中沢; 勝美岩月; Katsumi Iwatsuki; 岩月　　勝美; 俊彦廣岡; Toshihiko Hirooka; 吉田　真人; Masato Yoshida; 真人吉田; 恵介葛西; Keisuke Kasai
Original assignee: Tohoku University NUC
Current assignee: Tohoku University NUC
Priority date: 2017-04-28
Filing date: 2017-04-28
Publication date: 2020-07-16
Also published as: WO2018198873A1

Abstract

【課題】簡便な構成で経済性が高く、且つロスバジェットの大きい後方レイリー散乱非混合型の光伝送方法及び光伝送装置を提供する。【解決手段】基地局ベースバンド部１とアンテナ無線部３との間で無線信号を、光ファイバ２を介して伝送させる。基地局ベースバンド部１に配置されたレーザ光源１１を、アンテナ無線部３への下り信号の伝送用光源として用いると共に、アンテナ無線部３からの上り信号の受信用局発光源として用いる。アンテナ無線部３に配置されたレーザ光源３１を、基地局ベースバンド部１への上り信号の伝送用光源として用いると共に、基地局ベースバンド部１からの下り信号の受信用局発光源として用いる。上り信号と下り信号は互いに異なる周波数で伝送する。基地局ベースバンド部１および／またはアンテナ無線部３で、注入同期法又は光位相同期ループを用いて、信号光と受信用局発光源との光位相同期を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、デジタルコヒーレント光伝送技術ならびに光アクセスネットワークを用いて、基地局とアンテナとの間で高速な無線信号を、一芯の光ファイバを介して長距離双方向伝送させるための光伝送方法及び光伝送装置に関するものである。

スマートフォンの普及とLTE（Long Term Evolution）に代表されるモバイルブロードバンドサービスの進展に伴い、移動通信トラフィックが急増している。このような中、次世代の大容量モバイル通信システムとして第５世代移動通信システム（５Ｇ）の研究開発が国内外で精力的に進められている（例えば、非特許文献１参照）。

本伝送システムでは、伝送制御やベースバンド信号処理を行う基地局ベースバンド部（BBU: Base Band Unit）を１ヵ所に集約し、アンテナ及び高周波信号処理を担うアンテナ無線部（RRH: Remote Radio Head）を分散配置するC-RAN（Centralized-Radio Access Network）の適用が検討されている（例えば、非特許文献２参照）。C-RANの構成ではBBUとRRH間（モバイルフロントホール）は光ファイバで接続され、アンテナより送受信される無線信号を光波に重畳して伝送する。

無線信号を光波に重畳して伝送する手法としては、CPRI（Common Public Radio Interface）によるデジタルRoF（Radio over Fiber）方式が広く用いられている（例えば、非特許文献３参照）。デジタルRoFでは、無線信号をデジタル化して光ファイバ伝送するため、一般に無線信号の１６倍程度の光伝送帯域が要求される。10 Gbit/s以上の無線通信容量が想定される５Ｇ及びそれ以降の大容量無線アクセスシステムでは、モバイルフロントホールに要求される伝送容量は100 Gbit/s以上となる。

モバイルフロントホールの大容量化を実現する光伝送方式の一つとして、TWDM-PON（Time and Wavelength Division Multiplexing Passive Optical Network）が検討されている（例えば、非特許文献４参照）。本方式は、従来の光アクセスネットワーク技術であるTDM-PONに波長多重伝送技術を適用して大容量化を図るものであり、これまでに10 Gbit/s, OOK（On-Off Keying）信号を４波多重する40 Gbit/s伝送システムが実現されている（例えば、非特許文献５参照）。

一方、近年の光通信では、デジタルコヒーレント方式を用いた大容量光伝送技術が急速に進展している。本伝送においては、無線通信と同様に多値変調が採用されており、高度なデジタル信号処理技術を用いてキャリヤ位相推定、偏波分離、波形歪の補正および復調処理を行うことが大きな特徴である。これまで、１波長当たり100 Gbit/sの通信容量を有する25 Gbaud, QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）伝送システムが商用化されており、基幹伝送系への導入が始まっている（例えば、非特許文献６参照）。本光伝送においては、データ信号の多値度を増大することによって、波長多重伝送方式を用いることなくシンプルな構成で100 Gbit/sを越える大容量通信を実現することができる。また、低い変調速度でも高速伝送が実現できるため、比較的安価である低速な電子デバイスを用いて伝送系を構築することが可能であり、経済的な面でもメリットが大きい。

このような特徴から、将来予想される無線アクセスネットワークのさらなる大容量化・高度化に対応するために、モバイルフロントホールにおいてもデジタルコヒーレント光伝送を適用することに高い関心が寄せられている。

箕輪守彦、関宏之、奥村幸彦、須山聡、大高明浩、木村俊二、中津川征士、浅野弘明、市川泰史、平野幸男、山尾泰、安達文幸、中沢正隆、「5 G実現に向けた超高密度マルチバンド・マルチアクセス多層セル構成による大容量化技術の研究開発の概要」、電子情報通信学会、2015年、信学技報、RCS2015-250、pp. 43-48 清嶋耕平、瀧口貴啓、河辺泰宏、佐々木優輔、「高度化C-RANアーキテクチャを活用したLTE-Advancedの開発」、NTT DOCOMOテクニカルジャーナル、2015年、vol. 23、no. 2、pp. 6-10 CPRI、"Specification 仕様の概略"、[online]、［平成27年11月17日検索］、インターネット〈URL:http://www.cpri.info/jp/spec.html〉寺田純、桑野茂、鈴木裕生、浅井孝浩、奥野幸彦、大高明浩、「5 Gの実現に向けたモバイル光ネットワーキング技術」、電子情報通信学会、2014年、信学技報、RCS2014-238、pp. 37-41 K. Taguchi, K. Asaka, M. Fujiwara, S. Kaneko, T. Yoshida, Y. Fujita, H. Iwamura, M. Kashima, S. Furusawa, M. Sarashina, H. Tamai, A. Suzuki, T. Mukojima, S. Kimura, K. Suzuki, and A. Otaka, "First field trial of 40-km reach and 1024-split symmetric-rate 40-Gbit/s λ-tunable WDM/TDM-PON", Optical Fiber Communication Conference (OFC), 2015, Postdeadline paper Th5A.6 E. Yamazaki, S. Yamanaka, Y. Kisaka, T. Nakagawa, K. Murata, E. Yoshida, T. Sakano, M. Tomizawa, Y. Miyamoto, S. Matsuoka, J. Matsui, A. Shibayama, J. Abe, Y. Nakamura, H. Noguchi, K. Fukuchi, H. Onaka, K. Fukumitsu, K. Komaki, O. Takeuchi, Y. Sakamoto, H. Nakashima, T. Mizuochi, K. Kubo, Y. Miyata, H. Nishimoto, S. Hirano, and K. Onohara, "Fast optical channel recovery in field demonstration of 100-Gbit/s Ethernet over OTN using real-time DSP", Opt. Express, 2011, vol. 19, pp. 13179-13184

多数のアンテナ（RRHに含まれる）が高密度に配置される５Ｇ伝送システムにおいては、効率的かつ経済的なモバイルフロントホール光ネットワークが不可欠となる。そのためには、光伝送系をシンプルに構築することが重要であり、これを構成する光・電子部品の点数を出来るだけ削減することが求められる。

経済性、効率性が重要視されるモバイルフロントホール伝送には、多値信号を用いたデジタルコヒーレント伝送方式が好適である。しかしながら、デジタルコヒーレント伝送は、送信用光源に加えて受信側で局発光源が必要であり、上り回線・下り回線の各送受信を合計すると、１チャネルあたり４台の光源が必要となる。また、多値データ信号を高精度に復調するためには、データ信号と局発光源との高精度な光位相同期技術が不可欠となる。

モバイルフロントホール光伝送系においては、敷設ファイバ数を削減して経済的な伝送システムを実現するため、一芯の光ファイバに上りと下り両方向の信号を伝送させる一芯双方向伝送方式が用いられる。このような伝送形態においては、光ファイバ伝送路中で生じる上り・下りそれぞれの信号の後方レイリー散乱光が、反対方向の信号にノイズとして混入する。その結果、ロスバジェットや伝送距離が制限される等、伝送特性が大きく劣化する。

本発明は、このような課題を解決するためのものであり、簡便な構成で経済性が高く、且つロスバジェットの大きい後方レイリー散乱非混合型の光伝送方法および光伝送装置を提供することを目的とする。

かかる目的を達成するために、本発明に係る光伝送方法は、基地局ベースバンド部とアンテナ無線部との間で上り信号および下り信号を、光ファイバを介して一芯双方向伝送させるための光伝送方法において、前記基地局ベースバンド部に配置されたレーザ光源を、前記アンテナ無線部への下り信号の伝送用光源として用いると共に、前記アンテナ無線部からの上り信号の受信用局発光源として用い、前記アンテナ無線部に配置されたレーザ光源を、前記基地局ベースバンド部への上り信号の伝送用光源として用いると共に、前記基地局ベースバンド部からの下り信号の受信用局発光源として用い、前記基地局ベースバンド部および／または前記アンテナ無線部において、注入同期法又は光位相同期ループを用いて、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源との光位相同期、および／または、前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源との光位相同期を行い、前記上り信号と前記下り信号は互いに異なる周波数で伝送することを特徴とする。

また、本発明に係る光伝送方法において、信号光の送信側でデータ信号にパイロットトーンを重畳し、前記信号光の受信側で前記パイロットトーンを介して前記信号光と前記受信用局発光源との間の位相を同期させ、前記パイロットトーンと前記上り信号および前記下り信号とは互いに異なる周波数で伝送してもよい。

また、本発明に係る光伝送方法において、信号光の送信側でデータ信号に複数のパイロットトーンを重畳し、前記信号光の受信側で前記複数のパイロットトーンのうち、いずれか１本を介して前記信号光と前記受信用局発光源との位相を同期させると共に、前記複数のパイロットトーンのうち、いずれか２本を光検出することで前記２本のパイロットトーンの差周波電気信号を抽出し、前記差周波電気信号を、前記受信用局発光源に接続され、前記受信用局発光源の出力光を変調する光変調器を駆動する変調信号または光位相同期ループの基準信号として用い、前記複数のパイロットトーンと前記上り信号および前記下り信号とは、互いに異なる周波数で伝送してもよい。

本発明に係る光伝送装置は、基地局ベースバンド部とアンテナ無線部との間で上り信号および下り信号を、光ファイバを介して一芯双方向伝送させるための光伝送装置において、前記基地局ベースバンド部に配置されたレーザ光源が、前記アンテナ無線部への下り信号の伝送用光源であると共に、前記アンテナ無線部からの上り信号の受信用局発光源であり、前記アンテナ無線部に配置されたレーザ光源が、前記基地局ベースバンド部への上り信号の伝送用光源であると共に、前記基地局ベースバンド部からの下り信号の受信用局発光源であり、前記基地局ベースバンド部もしくは前記アンテナ無線部に配置された前記レーザ光源は、外部から光を注入できる構造を有し、注入同期によって前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源との間の位相もしくは前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源との間の位相を同期するよう構成されている、または、前記基地局ベースバンド部もしくは前記アンテナ無線部に、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源との間の位相もしくは前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源との間の位相を同期させるための電圧制御型発振器及び光位相同期ループが配置されていることを特徴とする。

本発明に係る光伝送装置において、前記基地局ベースバンド部または前記アンテナ無線部は、前記上り信号または前記下り信号と共にパイロットトーンを生成する回路と、前記パイロットトーンを介して、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路または前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路とを有し、前記上り信号と前記下り信号と前記パイロットトーンとを、互いに異なる周波数で生成するよう構成されていてもよい。また、本発明に係る光伝送装置において、前記基地局ベースバンド部または前記アンテナ無線部は、前記上り信号または前記下り信号と共に複数のパイロットトーンを生成する回路と、前記複数のパイロットトーンのうちいずれか１本を介して、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路または前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路と、前記複数のパイロットトーンのうちいずれか２本を光検出して差周波電気信号を抽出する回路とを有し、前記上り信号と前記下り信号と前記複数のパイロットトーンとを、互いに異なる周波数で生成するよう構成されていてもよい。

本発明に係る光伝送方法及び光伝送装置は、１台のレーザで送信用光源および局発光源の両方の役割を担わせ、光位相同期の位相基準信号として、例えばパイロットトーンを信号光と共に伝送することにより、光源を有効利用できると同時に、受信器での位相同期を光回路で実現することができる。また、上り信号および下り信号を（光位相同期用のパイロットトーンを用いる場合にはパイロットトーンも）互いに異なる光周波数で伝送することによって、後方レイリー散乱光による伝送性能の劣化を抑制し、ロスバジェットの大きい長距離双方向伝送を実現することができる。これにより、簡便な構成で且つ経済性の高い、後方レイリー散乱非混合型の光伝送方法および光伝送装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態における光伝送装置（ホモダイン方式）を示すブロック構成図である。本発明の第１の実施形態における光伝送装置の、（ａ）下り信号の周波数配置、（ｂ）上り信号の周波数配置を示す説明図である。本発明の第１の実施形態における光伝送装置の、伝送実験の実験系を示すブロック図である。図３に示す伝送実験における、（ａ）ＢＢＵ１からＲＲＨ３へ伝送する下り信号の光スペクトル、（ｂ）ＲＲＨ３からＢＢＵ１へ伝送する上り信号の光スペクトル、（ｃ）伝送後の下り信号の光ペクトル、（ｄ）伝送後の上り信号の光スペクトルである。図３に示す伝送実験における、（ａ）光ファイバ伝送後の下り信号の256 QAMコンスタレーション、（ｂ）光ファイバ伝送後の上り信号の256 QAMコンスタレーションである。本発明の第２の実施の形態における光伝送装置（ヘテロダイン方式）を示すブロック構成図である。本発明の第３の実施の形態における光伝送装置（ホモダイン方式）を示すブロック構成図である。本発明の第３の実施の形態における光伝送装置の、ヘテロダイン方式を用いる変形例を示すブロック構成図である。本発明の第４の実施の形態における光伝送装置（ホモダイン方式）を示すブロック構成図である。本発明の第４の実施の形態における光伝送装置の、ヘテロダイン方式を用いる変形例を示すブロック構成図である。本発明の第５の実施の形態における光伝送装置を示すブロック構成図である。図１１に示す光伝送装置の、（ａ）下り信号の周波数配置、（ｂ）上り信号の周波数配置を示す説明図である。本発明の第６の実施の形態における光伝送装置を示すブロック構成図である。

コヒーレント伝送における受信方式には、ホモダイン検波とヘテロダイン検波とがある。具体的には、信号光と局発光の周波数が等しい場合をホモダイン検波、異なる場合をヘテロダイン検波と呼ぶ。ホモダイン方式は、中間周波数帯にダウンコンバートした際、その帯域がヘテロダイン方式に比べて半分となり、それに伴い雑音帯域も半分となるため、受信感度がヘテロダイン方式より３ｄＢ改善される。また、光検出器の帯域に関しても、ヘテロダイン方式では信号帯域に加え、セルフビート信号の分だけ広くとる必要があるのに対して、ホモダイン方式では信号帯域の半分だけで良い。一方、ホモダイン方式は、局発光の周波数だけではなく位相も安定化させるために、高精度な位相同期が必要となる。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態における光伝送装置の構成を、図１に示す。本実施形態では、コヒーレント検波としてホモダイン方式を用いる。基地局においてベースバンド信号処理を行う基地局ベースバンド部（以下、BBUと称する）１は、レーザ光源１１、ＩＱ変調器１２、光変調器１３、ＲＦ発振器１４、光フィルタ１５、９０度光ハイブリッド回路１６、平衡光検出器１７、Ａ／Ｄ変換器１８、デジタル信号処理回路（DSP: Digital Signal Processor）１９、Ｄ／Ａ変換器２０、光サーキュレータ２１を備える。一方、アンテナ及び高周波信号処理を担うアンテナ無線部（以下、RRHと称する）３は、レーザ光源３１、ＩＱ変調器３２、光変調器３３、光フィルタ３４及び３５、９０度光ハイブリッド回路３６、平衡光検出器３７、Ａ／Ｄ変換器３８、デジタル信号処理回路（DSP: Digital Signal Processor）３９、Ｄ／Ａ変換器４０、光増幅器４１、光フィルタ４２、光サーキュレータ４３、光検出器４４、分周器４５、光サーキュレータ４６を備える。なお、光サーキュレータ２１、４３、４６は、ポート１（Ｐ１）へ入射された信号光をポート２（Ｐ２）へ出力し、ポート２（Ｐ２）へ入射された信号光をポート３（Ｐ３）へ出力するようになっている。

f₁ [Hz]の光周波数で発振するレーザ光源１１の出力光は、２分岐され、一方はBBU１からRRH３への下り回線用の信号光として、もう一方はRRH３からBBU１へ伝送してきた上り信号の受信に必要な局発光として、それぞれ用いる。前者は、ＩＱ変調器１２によってデータ変調される。ここでＩＱ変調器１２は、ベースバンド信号Ix, Qx, Iy, Qyで駆動され、偏波多重機能を備えている。あるいは２台のＩＱ変調器１２を用い、１台をIx, Qx、もう１台をIy, Qyでデータ変調し、その後両者を偏波多重させてもよい。ベースバンド信号は、必要に応じて高周波増幅器で増幅された後、ＩＱ変調器１２に供給されてもよい。ここで、データ信号から±Δf [Hz]だけ離れた周波数にパイロットトーン１およびパイロットトーン２の２本の信号を立てておく。その結果、信号光は、周波数f₁[Hz]のデータ信号および周波数f₂ [Hz]、f₃[Hz]の２本パイロットトーンで構成される。下り信号のデータとパイロットトーンの周波数配置を、図２（ａ）に示す。ここでは、f₁よりΔf [Hz]だけ低周波数側の信号をパイロットトーン１（ｆ２）、高周波数側の信号をパイロットトーン２（ｆ３）としている。

パイロットトーンが重畳された信号光は、光サーキュレータ２１のポート１（Ｐ１）へ入射される。光サーキュレータ２１のポート２より出力された信号光は、光ファイバ伝送路２を伝搬し、RRH３で受信される。RRH３では、伝送後の信号は、まずサーキュレータ４６のポート２に入射され、ポート３より受信部へ出力される。２分岐された信号光の一方は、９０度光ハイブリッド回路３６および平衡光検出器３７で構成されるホモダイン検波回路へ入力される。もう一方は、光フィルタ４２によってパイロットトーンが抽出され、これを必要に応じて光増幅器４１で増幅した後、光サーキュレータ４３のポート１（Ｐ１）へ入力し、ポート２（Ｐ２）からレーザ光源３１に注入する。パイロットトーンが十分なパワーを有し、且つその周波数がレーザ光源３１の発振周波数に十分近いとき（正確には、パイロットトーンのパワー及び周波数が、レーザ光源３１のロッキングレンジの範囲にあるとき）、注入同期現象により、レーザ光源３１の位相はパイロットトーンの位相、即ち下り信号光の位相に同期する。注入同期に用いるパイロットトーンは、パイロットトーン１、パイロットトーン２のいずれでも構わないが、ここではパイロットトーン１（f₂[Hz]）にレーザ光源３１が注入同期するとして以降の動作を説明する。

注入同期され、f₂[Hz]の光周波数で発振するレーザ光源３１の出力はf_clock（=Δf）[Hz]のRF信号で駆動される光変調器３３に入力される。ここで光強度または光位相変調を行うことで、f_clock[Hz]間隔の複数のCW（Continuous Wave）光が光周波数軸上に並ぶ光コム信号が生成される。f_clock[Hz]のRF信号は、伝送されてきたパイロットトーン１とパイロットトーン２とを光検出器４４に入力し、本光検出器４４より出力される周波数2 f_clock（=f₃-f₂）[Hz]のヘテロダインビート電気信号を、分周器４５を用いて１／２分周することで得られる。生成された光コム信号を２分岐し、一方では、光フィルタ３４を介して周波数f₄（=f₂-Δf）[Hz]のCW光を一本抽出し、これをRRH３からBBU１への上りの信号光として用いる。もう一方では、光フィルタ３５を介して周波数f₁[Hz]のCW光を一本抽出し、これを局発光として下り信号光とともに、９０度光ハイブリッド回路３６および平衡光検出器３７で構成されるホモダイン検波回路へ入力する。ホモダイン検波された信号は、Ａ／Ｄ変換器３８でデジタル信号に変換され、DSP回路３９で偏波分離、復調、適応等化等の信号処理を行った後、Ｄ／Ａ変換器４０で再びアナログ信号へ変換され、データ信号Ix, Qx, Iy, Qyが出力される。

一方、上り信号については、RRH３において、BBU１と同様に、レーザ光源３１の出力をＩＱ変調器３２によってデータ変調および偏波多重する。なお、このとき、データ信号にはパイロットトーンを重畳させなくてよい。上り信号のデータとパイロットトーンの周波数配置を、図２（ｂ）に示す。

信号光は、光ファイバ伝送路２を伝搬し、BBU１で受信される。BBU１では、レーザ光源１１から分岐された周波数f₁[Hz]の光を、2f_clock[Hz]の電気信号で駆動される光変調器１３へ入射し、光強度または光位相変調を行う。ここで、2f_clock[Hz]の電気信号としては、下りのベースバンド信号を生成する際に使用されるクロック信号を逓倍して用いてもよい。光変調によって生成された2f_clock[Hz]間隔の光コム信号より、光フィルタ１５を用いて周波数f₄[Hz]のCW光を一本抽出し、本信号をBBU１における局発光として用いる。本信号を上り信号（f₄[Hz]）と共に、９０度光ハイブリッド回路１６および平衡光検出器１７で構成されるホモダイン検波回路へ入力する。ホモダイン検波された信号は、Ａ／Ｄ変換器１８でデジタル信号に変換され、DSP回路１９で偏波分離、復調、適応等化等の信号処理を行った後、Ｄ／Ａ変換器２０で再びアナログ信号へ変換され、データ信号Ix, Qx, Iy, Qyが出力される。

本実施形態では２つのレーザ光源１１、３１は、RRH３における注入同期によって互いに位相同期されているため、BBU１においては、光位相同期回路は不要である。しかしながら、コヒーレント検波を行う際、９０度光ハイブリッド回路１６または３６へ入力される信号光および局発光は、それぞれ異なる光路を通るため、光路長の変動に伴って（例えば温度変化に伴う光ファイバ長の変動）、データ信号と局発光間の位相はゆっくりとした速度で僅かに変動する。このような低速な位相ドリフト変動は、受信部のDSP１９または３９にて補正を行う。

本実施形態においては、BBU１からRRH３へ伝送する下り信号（f₁[Hz]）、パイロットトーン１（f₂[Hz]）、パイロットトーン２（f₃[Hz]）と、RRH３からBBU１へ伝送する上り信号（f₄[Hz]）をそれぞれ異なる周波数に割り当てている。そのため、これらの信号を伝送した際に光ファイバ伝送路中で生じるそれぞれの信号の後方レイリー散乱光は、前方へ伝搬するそれぞれの信号光にノイズとしての混入することがない。例えば、RRH３からBBU１へ向けて伝送した上り信号（f₄[Hz]）の後方レイリー散乱光がRRH３の受信部へ戻って来ても、BBU１からRRH３へ伝送されてきた下り信号（f₁[Hz]）、パイロットトーン１（f₂[Hz]）およびパイロットトーン２（f₃[Hz]）と周波数的に互いに重なることがないため、パイロットトーン１（f₂[Hz]）のレーザ光源３１への注入同期動作や下り信号（f₁[Hz]）の復調に影響を及ぼすことはない。

（第１の実施形態で行った伝送実験の実施例）
第１の実施形態で行った、80 Gbit/s、偏波多重5 Gbaud、256 QAM (Quadrature Amplitude Modulation)信号のSMF (Single Mode Fiber) 26 km双方向伝送実験について説明する。

伝送系の構成を示すブロック図を、図３に示す。なお、本図において、図１と同じ構成要素には同じ符号を付している。本伝送実験では、BBU１において、レーザ光源１１として波長1.55 μmで発振する（光周波数f₁[Hz]とする）線幅8 kHzのCW半導体レーザを用いた。I、Qベースバンドデータ信号は、サンプリング速度65 GS/sのDAC（Digital Analogue Converter）とDSP回路とから成る任意波形生成装置２２を用いて生成した。本装置から出力される5 Gbaud, 256 QAMベースバンド信号と、12 GHz（＝Δf＝f_clock）の正弦波信号（パイロットトーン信号として用いる）とをＩＱ変調器１２へ入力してレーザ光源１１の出力光を変調し、5 Gbaud, 256 QAMデータ信号（f₁ [Hz]）と、f₂[Hz]およびf₃[Hz]の２本のパイロットトーンを生成している。ここで、任意波形生成装置２２から出力される256 QAMデータ信号には、ロールオフ率が0.2のroot raised cosine Nyquist filterを施しており、その帯域を3 GHzに狭窄化している。偏波多重には、偏波ビームスプリッタと遅延回路とで構成される光回路から成る偏波多重回路２３を用いた。生成した80 Gbit/s、偏波多重5 Gbaud、256 QAM信号と２本のパイロットトーンは、-5 dBmの伝送パワーで、光ファイバ２として用いた長さ26 kmのSMFを伝搬しRRH３へ到達する。なお、本実施例におけるデータ信号とパイロットトーンの周波数関係は、図２（ａ）と等しい。

RRH３では、まず周波数f₂[Hz]のパイロットトーン信号を光フィルタ４２で抽出し、これをレーザ光源３１へ入射して注入同期を行うことで、レーザ光源３１を下りのデータ信号に位相同期する。レーザ光源３１としては、波長1.55 μm帯で発振する線幅200 kHz程度のCW半導体レーザを用いた。本実験では、およそ0.3 度の位相雑音でデータ信号と局発光源との位相同期を行っている。256 QAM信号の場合、最隣接するシンボル間の位相差として求められる許容位相雑音は、およそ2度である。したがって、本実験における注入同期回路は、256 QAM信号を復調するに十分な性能を有している。注入同期によってf₂[Hz]で発振するレーザ光源３１の出力光を、Δf [Hz]の正弦波で駆動される光変調器３３に入射し、光変調によってサイドバンドの生成を行っている。本実験では、光変調器３３としてLN (LiNbO₃)光強度変調器を用いたが、LN光位相変調器やSSB (Single Side-Band）変調器を用いても良い。また、第１の実施形態では、Δf [Hz]のクロック信号は２本のパイロットトーンのヘテロダインビート信号から生成しているが、本実験では簡単のため、RF発振器４７を用いて生成した。f₂[Hz]から12 GHz（=Δf [Hz]）低い周波数側（f₄[Hz]）および高い周波数側（f₁[Hz]）のサイドバンドを、光フィルタ３４および３５を用いて抽出し、それぞれを上り信号の光キャリヤ、下りのデータ信号をホモダイン検波する局発光として用いている。ホモダイン検波された下りのデータ信号は、40 GS/sのサンプリング速度でＡ／Ｄ変換され、その後DSP３９を用いてオフラインで復調される。なお、９０度光ハイブリッド回路３６へ入力する信号光と局発光とが異なる光路を通ることに起因するホモダイン検波信号の低速な位相変動は、DSP３９内で補正を行っている。

RRH３における上り信号生成部では、下りのデータ信号と同様の方法で偏波多重5 Gbaud、256 QAM信号を生成し、-5 dBmの伝送パワーで、26 kmのSMF をBBU１側へ伝送する。BBU１の受信部では、レーザ光源１１から分岐された周波数f₁[Hz]の光を、光変調器１３、発振器１４、光フィルタ１５から成る光周波数シフタによってf₄[Hz]に変換し、これを局発光として用いて、下りの信号光をホモダイン検波する。ここで、発振器１４の代わりとして、任意波形生成装置２２を駆動する基準クロック信号源を用いてもよい。検波後の信号は、40 GS/sのサンプリング速度のＡ／Ｄ変換器１７でデジタル化され、その後DSP１９を用いてオフラインで復調される。BBU１においても、信号光と局発光とが異なる光路を通ることに起因するホモダイン検波信号の位相変動が生じるが、これはDSP１９内で補正している。

図４（ａ）および（ｂ）は、それぞれBBU１から送信される下り信号およびRRH３から送信される上り信号の光スペクトルである。これらはそれぞれ、図１のサーキュレータ２１のＰ２またはサーキュレータ４６のＰ２からの出力光を測定したものである。図のように本実験では、f₁〜f₄[Hz]のそれぞれ異なる光周波数に、上り信号、下り信号および２本のパイロットトーン信号を割り当てて伝送している。図４（ｃ）および（ｄ）は、SMFを26 km双方向伝送した後の下り信号および上り信号の光スペクトルであり、それぞれ、図１のサーキュレータ４６のＰ３またはサーキュレータ２１のＰ３からの出力光を測定した結果である。本図から、光ファイバ伝送路中で生じた上りおよび下り信号の後方レイリー散乱光が、前方へ伝送したそれぞれの信号に混入している様子がわかる。例えば、図４（ｃ）では、RRH３へ伝送された下り信号にRRH３よりBBU１へ向けて送信した上り信号（f₄[Hz]）の後方レイリー散乱光が混入していることがわかる。なお、本実験では、光サーキュレータ２１および４６のＰ１からＰ３への漏れ光量（クロストーク）は十分に小さいことを確認している。

図５に光ファイバ伝送後の偏波多重5 Gbaud、256 QAM信号の復調結果示す。図５（ａ）および（ｂ）は、それぞれ下り信号および上り信号のコンスタレーションである。いずれの結果も８ビットの情報を有する各シンボル点が明確に分離できており、ビット情報を正確に復調できていることがわかる。

本実施例において、例えばRRH３で生成する上り信号の周波数を、下りのデータ信号と同じf₁ [Hz]で生成して伝送すると、上り、下りいずれのデータ信号も復調することが出来なくなる。これは、下り、上りそれぞれの信号の後方レイリー散乱光が互いにノイズとして前方へ伝搬した復調対象となるデータ信号光に混入し、データ信号のS/N （Signal-to-Noise Ratio）を劣化させるためである。また、上り信号の周波数を下り信号のパイロットトーン２と同じf₃ [Hz]として伝送させた場合には、下りのデータ信号の復調が不可となる。この場合は、上り信号の後方レイリー散乱光が前方へ伝搬したパイロットトーン２へノイズとして混入し、RRH３においてレーザ光源３１の注入同期特性を大きく劣化させるためである。

以上のように、上り、下り信号を互いに異なる周波数に割り当て、且つ光注入同期によってデータと局発光との位相同期を行う本発明に係る伝送方式を用いることにより、簡便な伝送系で大容量モバイルフロントホールを実現することが出来る。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態における光伝送装置の構成を、図６に示す。本構成は、図１とほぼ同一であるため、図１と同じ構成要素には同じ符号を付して重複する説明を省略する。また、本実施形態における上り信号、下り信号の周波数配置は、図２と同じである。本構成では、BBU１およびRRH３における局発光は、それぞれレーザ光源１１および３１の出力の周波数がf₂ [Hz]となるように周波数シフトした後、ヘテロダイン検波回路２４に供給される。即ち、BBU１では、信号光および局発光の周波数がそれぞれf₄ [Hz]、f₂ [Hz]、RRH３ではそれぞれf₁[Hz]、f₂[Hz]となり、IF（Intermediate Frequency）信号の周波数がΔf [Hz]となるヘテロダイン検波を行っている。

本構成では、コヒーレント検波回路の構成が簡便化できるため、部品点数が削減され、コストが低減できる。その一方で、ヘテロダイン検波方式は、ホモダイン検波に比べて受信感度が3 dB劣化するため、ロスバジェットの確保に注意を要する。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態における光伝送装置の構成を、図７に示す。本構成は、光位相同期の手法として、注入同期ではなくOVCO（Optical Voltage Controlled Oscillator）方式に基づいた光位相同期ループ（OPLL: Optical Phase-Locked Loop）を用いる。また、本実施形態における上り信号、下り信号の周波数配置は、図２と同じである。BBU１の構成は、第１の実施形態と同じであるため、説明を省略する。RRH３では、狭帯域電気フィルタ４８、ミキサ４９、フィードバック回路５０、RF帯電圧制御型発振器（RF-VCO: Voltage Controlled Oscillator）５１、光変調器３３で構成されるOPLL回路を備える。

下り信号をRRH３でホモダイン検波するには、まず平衡光検出器３７より出力されるレーザ光源３１とパイロットトーン１とのヘテロダインビート信号（IF信号）を、狭帯域電気フィルタ４８を用いて抽出する。IF信号の位相は、ミキサ（DBM: Double Balanced Mixer）４９において、下り信号の２本のパイロットトーンから生成されるクロック信号（f_clock[Hz]）の位相と比較され、その差が誤差電圧信号として検出される。この誤差信号を、フィードバック回路（ループフィルタ）５０を介してRF-VCO５１に帰還することにより、IF信号は常にクロック信号と同期した高安定な信号となる。最後に、レーザ光源３１の出力光を、RF-VCO５１からの出力信号（f_clock[Hz]）で駆動される光変調器３３によって光強度または光位相変調し、周波数f₁ [Hz]のサイドバンド１本を光フィルタ３５で抽出し、これを局発光として用いる。また、光フィルタ３４を介して周波数f₄ [Hz]のサイドバンドを１本抽出し、これをRRH３からBBU１への上りの信号光として用いる。ここで、光変調器３３としては、LN強度変調器、LN位相変調器、SSB変調器などを用いてよい。

本実施形態では、２つのレーザ光源１１、３１は、RRH３におけるOPLL回路によって互いに位相同期されているため、BBU１においては、光位相同期回路は不要である。しかしながら、９０度光ハイブリッド回路１６へ入射される信号光と局発光とがそれぞれ異なる光路を通ることに起因する、ホモダイン検波信号の低速な位相揺らぎは、DSP１９にて補正を行う。

本実施形態において、コヒーレント検波としてヘテロダイン方式を用いる場合の構成を、図８に示す。尚、本変形例では、図６と同じ構成要素には同じ符号を付して重複する説明を省略する。本構成では、BBU１における光フィルタ１５の中心周波数とRRH３における光フィルタ３５の中心周波数とをf₂ [Hz]に設定し、光変調器１３および３３を用いて、レーザ光源１１、３１の出力の周波数がf₂ [Hz]となるように周波数シフトする。これを、局発光としてヘテロダイン検波回路２４に供給する。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態における光伝送装置の構成を、図９に示す。本構成は、第３の実施形態（図７）において、OPLLの機能の一部をデジタル信号処理で実現したものである。具体的には、RRH３においては光検出器４４、分周器４５、狭帯域電気フィルタ４８、ミキサ４９の４つのアナログ回路で実現していた位相比較をDSP３９上で行い、得られた誤差信号（デジタル信号）をＤ／Ａ変換器４０によってＤ／Ａ変換し、フィードバック回路５０を介してRF-VCO５１に帰還させている。これにより、図７と比較して、構成を簡素化することができる。なお、図９はホモダイン方式の例を示しているが、本実施形態においても、第３の実施形態の変形例（図８参照）と同様に、図１０のようにヘテロダイン方式で構成することも可能である。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態における光伝送装置の構成を、図１１に示す。本実施形態では、１台のBBU１にＮ台のRRH３が接続されている場合を想定している。そのため、BBU１は、各RRH３へ送信するためのＮ台の送信器と、各RRH３からの上り信号を受信するためのＮ台の受信器を備えている。同図では各送受信器の構成を簡素化して示しているが、具体的には第１〜第４のいずれかの実施形態で示したものを用いればよい。

本構成では、各RRH３に異なる周波数を割り当て、光ファイバ伝送路２中を波長多重（WDM: Wavelength Division Multiplexing）伝送させている。その周波数配置の一例を、図１２に示す。ここでは2Δf [Hz]間隔のWDMグリットを定義し、偶数番目の周波数チャネル（f₂, f₄, …f_(2N), Nは自然数）に上り信号を割り当てている。例えば、Δf [Hz]は、データ信号の変調周波数と等しくてもよい。一方、下りのデータ信号は、奇数番目の周波数チャネル（f₁, f₃, …f_(2N-1), Nは自然数）に割り当てて伝送する。また、WDMグリットとは絶対周波数がΔf [Hz]だけ異なる周波数間隔2Δf [Hz]のWDMグリットを定義し（f₁’, f₂’…f_N’, Nは自然数とする）、ここに下り信号のパイロットトーンを割り当てている。

下り信号は、Ｎ台の送信器からWDM合波器４で合波され、光ファイバ伝送路２をWDM伝送し、パワースプリッタ６でＮ台のRRH３に分配される。各RRH３では、中心周波数がf₁, f₃, …f_(2N-1)に設定された光フィルタ７によって所望のWDM信号を選択し、コヒーレント検波回路８ａで受信する。各RRH３は、周波数f₂, f₄, …f_(2N)のレーザ光源３１を備えており、コヒーレント検波回路８ａは、第１〜第４の実施形態で示したいずれかの方法で構成する。コヒーレント検波回路８ａは、例えば、図１に示す第１の実施形態の、光変調器３３、光フィルタ３４及び３５、９０度光ハイブリッド回路３６、平衡光検出器３７、Ａ／Ｄ変換器３８、デジタル信号処理回路（DSP: Digital Signal Processor）３９、Ｄ／Ａ変換器４０、光増幅器４１、光フィルタ４２、光サーキュレータ４３、光検出器４４、分周器４５で構成することができる。光フィルタ７を省略し、コヒーレント検波回路８ａにおいてWDM信号の選択と復調とを同時に行うことも可能である。

一方、上り信号は、Ｎ台のRRH３からパワースプリッタ６で合波され、光ファイバ伝送路２をWDM伝送し、BBU１中のWDM分波器５でＮ個の異なる周波数に分離される。各受信器では、レーザ光源１１を局発光源として用い、第１〜第４の実施形態で示したいずれかの方法によりコヒーレント検波を行う。この場合のコヒーレント検波回路８ｂは、例えば、図１に示す第１の実施形態の、光変調器１３、RF発振器１４、光フィルタ１５、９０度光ハイブリッド回路１６、平衡光検出器１７、Ａ／Ｄ変換器１８、デジタル信号処理回路（DSP: Digital Signal Processor）１９、Ｄ／Ａ変換器２０で構成することができる。

（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態における光伝送装置の構成を、図１３に示す。本構成は、第５の実施形態（図１１）において、下り信号の各RRH３への分配をパワースプリッタ６の代わりにWDM分波器９で行っており、各RRH３へは波長ごとに分離された信号が送られる。その結果、各RRH３は、光フィルタ７等の波長選択素子が不要となる。

尚、以上の各実施形態においては、パイロットトーンを２本用いる場合を例示したが、これに代えて、信号光の送信側でデータ信号に３本以上のパイロットトーンを重畳し、信号光の受信側でこれらのパイロットトーンのうち、いずれか１本を介して信号光と受信用局発光源との位相を同期させると共に、これらのパイロットトーンのうち、いずれか２本を光検出することで当該２本のパイロットトーンの差周波電気信号を抽出し、当該差周波電気信号を、受信用局発光源の出力光を変調する光変調器を駆動する変調信号や光位相同期ループの基準信号として用いてもよい。この場合、これらのパイロットトーンと上り信号および下り信号とは、互いに異なる周波数で伝送される。あるいは、信号光の送信側でデータ信号に単一のパイロットトーンを重畳し、信号光の受信側でこのパイロットトーンを介して信号光と受信用局発光源との位相を同期させると共に、受信用局発光源の出力光を変調する光変調器を駆動する変調信号や光位相同期ループの基準信号は、別途用意した発振器により発生させてもよい。この場合、このパイロットトーンと上り信号および下り信号とは、互いに異なる周波数で伝送される。

以上詳細に説明したように、本発明は、モバイルフロントホールにおいて、BBUとRRHとの間で無線信号を、光ファイバを介して大きなロスバジェットで長距離双方向伝送するための後方レイリー散乱非混合型の光伝送方法および光伝送装置を提供することができる。本発明は、その光伝送方式としてデジタルコヒーレント伝送技術を用いることを特徴とし、そのコヒーレンスの点で無線信号と高い親和性を有することから、効率的且つ経済性の高い光・無線アクセスネットワークを実現できる。

１基地局ベースバンド部（BBU）
１１レーザ光源
１２ＩＱ変調器
１３光変調器
１４（RF）発振器
１５光フィルタ
１６９０度光ハイブリッド回路
１７平衡光検出器
１８Ａ／Ｄ変換器
１９デジタル信号処理回路（DSP）
２０Ｄ／Ａ変換器
２１光サーキュレータ
２２任意波形生成装置
２３偏波多重回路
２４ヘテロダイン検波回路
２光ファイバ伝送路
３アンテナ無線部（RRH）
３１レーザ光源
３２ＩＱ変調器
３３光変調器
３４光フィルタ
３５光フィルタ
３６９０度光ハイブリッド回路
３７平衡光検出器
３８Ａ／Ｄ変換器
３９デジタル信号処理回路（DSP）
４０Ｄ／Ａ変換器
４１光増幅器
４２光フィルタ
４３光サーキュレータ
４４光検出器
４５分周器
４６光サーキュレータ
４７ RF発振器
４８狭帯域電気フィルタ
４９ミキサ
５０フィードバック回路
５１ RF帯電圧制御型発振器（RF-VCO）
４ WDM合波器
５ WDM分波器
６パワースプリッタ
７光フィルタ
８ａ，８ｂコヒーレント検波回路
９ WDM分波器

Claims

基地局ベースバンド部とアンテナ無線部との間で上り信号および下り信号を、光ファイバを介して一芯双方向伝送させるための光伝送方法において、
前記基地局ベースバンド部に配置されたレーザ光源を、前記アンテナ無線部への下り信号の伝送用光源として用いると共に、前記アンテナ無線部からの上り信号の受信用局発光源として用い、
前記アンテナ無線部に配置されたレーザ光源を、前記基地局ベースバンド部への上り信号の伝送用光源として用いると共に、前記基地局ベースバンド部からの下り信号の受信用局発光源として用い、
前記基地局ベースバンド部および／または前記アンテナ無線部において、注入同期法又は光位相同期ループを用いて、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源との光位相同期、および／または、前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源との光位相同期を行い、
前記上り信号と前記下り信号は互いに異なる周波数で伝送することを
特徴とする光伝送方法。
信号光の送信側でデータ信号にパイロットトーンを重畳し、
前記信号光の受信側で前記パイロットトーンを介して前記信号光と前記受信用局発光源との位相を同期させ、
前記パイロットトーンと前記上り信号および前記下り信号とは、互いに異なる周波数で伝送することを
特徴とする請求項１記載の光伝送方法。
信号光の送信側でデータ信号に複数本のパイロットトーンを重畳し、
前記信号光の受信側で前記複数のパイロットトーンのうち、いずれか１本を介して前記信号光と前記受信用局発光源との位相を同期させると共に、
前記複数のパイロットトーンのうち、いずれか２本を光検出することで前記２本のパイロットトーンの差周波電気信号を抽出し、前記差周波電気信号を、前記受信用局発光源に接続され、前記受信用局発光源の出力光を変調する光変調器を駆動する変調信号または光位相同期ループの基準信号として用い、
前記複数のパイロットトーンと前記上り信号および前記下り信号とは、互いに異なる周波数で伝送することを
特徴とする請求項１記載の光伝送方法。
基地局ベースバンド部とアンテナ無線部との間で上り信号および下り信号を、光ファイバを介して一芯双方向伝送させるための光伝送装置において、
前記基地局ベースバンド部に配置されたレーザ光源が、前記アンテナ無線部への下り信号の伝送用光源であると共に、前記アンテナ無線部からの上り信号の受信用局発光源であり、
前記アンテナ無線部に配置されたレーザ光源が、前記基地局ベースバンド部への上り信号の伝送用光源であると共に、前記基地局ベースバンド部からの下り信号の受信用局発光源であり、
前記基地局ベースバンド部もしくは前記アンテナ無線部に配置された前記レーザ光源は、外部から光を注入できる構造を有し、注入同期によって前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源との間の位相もしくは前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源との間の位相を同期するよう構成されている、または、前記基地局ベースバンド部もしくは前記アンテナ無線部に、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源との間の位相もしくは前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源との間の位相を同期させるための電圧制御型発振器及び光位相同期ループが配置されていることを
特徴とする光伝送装置。
前記基地局ベースバンド部または前記アンテナ無線部は、前記上り信号または前記下り信号と共にパイロットトーンを生成する回路と、前記パイロットトーンを介して、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路または前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路とを有し、
前記上り信号と前記下り信号と前記パイロットトーンとを、互いに異なる周波数で生成するよう構成されていることを
特徴とする請求項４記載の光伝送装置。
前記基地局ベースバンド部または前記アンテナ無線部は、前記上り信号または前記下り信号と共に複数のパイロットトーンを生成する回路と、前記複数のパイロットトーンのうちいずれか１本を介して、前記上り信号と前記上り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路または前記下り信号と前記下り信号の受信用局発光源とを光位相同期する回路と、前記複数のパイロットトーンのうちいずれか２本を光検出して差周波電気信号を抽出する回路とを有し、
前記上り信号と前記下り信号と前記複数のパイロットトーンとを、互いに異なる周波数で生成するよう構成されていることを
特徴とする請求項４記載の光伝送装置。