WO2015165042A1 - 信号接收方法及接收机 - Google Patents

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WO2015165042A1
WO2015165042A1 PCT/CN2014/076497 CN2014076497W WO2015165042A1 WO 2015165042 A1 WO2015165042 A1 WO 2015165042A1 CN 2014076497 W CN2014076497 W CN 2014076497W WO 2015165042 A1 WO2015165042 A1 WO 2015165042A1
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WO
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signal
filter coefficient
filter
receiver
noise
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PCT/CN2014/076497
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English (en)
French (fr)
Inventor
刘玲
李良川
Original Assignee
华为技术有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
    • H04B10/6972—Arrangements for reducing noise and distortion using passive filtering
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/03299—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with noise-whitening circuitry
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03993—Noise whitening

Definitions

  • the embodiments of the present invention relate to the field of communications technologies, and in particular, to a signal receiving method and a receiver.
  • a plurality of transmitters generate a plurality of polarization multiplexed signals of a certain frequency interval, and combine them by a combiner to generate a wavelength division multiplexed signal, which is transmitted to a receiver through a fiber optic system.
  • the receiver adopts polarization multiplexing coherent reception, demultiplexes it by the demultiplexer, and obtains the signal of the current channel, and then divides the signal into X/Y signals by the polarization splitter, and inputs the X/Y signals into two respectively.
  • a 90-degree mixer the local laser signal beat frequency is used to move the signal to the baseband, and the electrical signals received by the four photodetectors are obtained through four analog-to-digital converters to obtain four digital signals, which are respectively recorded as XI, XQ. , YI, YQ, The last four digital signals are processed by the receiver digital signal processing chip to recover the data.
  • Embodiments of the present invention provide a signal receiving method and receiver capable of filtering according to different channel conditions and transmission requirements, thereby improving receiver system performance.
  • a first aspect of the present invention provides a signal receiving method, including:
  • the generating a filter coefficient for the second signal by converting the colored noise of the second signal into white noise comprises:
  • the filter coefficient W W 1 W W 2 ... W W , where N is the number of filter taps, N is a non-negative integer, and k corresponds to the number The time serial number of the two signals.
  • w. , w, w 2 ... w w include:
  • the dimensions of the matrix are (N+l)*(N+i;), and N+l is the filter length;
  • a second aspect of the present invention provides a tunnel processing method, including:
  • a processor configured to sequentially perform pre-processing on the first signal received by the receiver to obtain a second signal to be processed
  • a calculator configured to generate a filter coefficient for the second signal by converting colored noise of the second signal into white noise
  • a filter configured to filter the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the calculator is specifically configured to: if the data of the second signal is recorded as XI (k), the original transmission data of the second signal XI (k) is recorded as d (k), and the second signal XI ( k)
  • N is the number of filter taps
  • N is a non-negative integer
  • k corresponds to the time sequence of the second signal.
  • N+1 is the filter length
  • a receiver including:
  • a processing module configured to perform pre-processing on the first signal received by the receiving module to obtain a second signal to be processed
  • a filter coefficient generating module configured to convert the colored noise of the second signal into white noise by using Ww w...Wol to generate a filter coefficient for the second signal
  • a filtering module configured to filter the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the filter coefficient generating module is specifically configured to: if the data of the second signal is recorded as XI (k), the original transmit data of the second signal XI (k) is recorded as d (k), the second signal
  • N is the number of taps of the filter module
  • N is a non-negative integer
  • k corresponds to the time sequence of the second signal.
  • the filter coefficient generating module is specifically configured to use the second signal XI (k) 1
  • the autocorrelation function of noise n(X), the dimension of the correlation matrix is (; N+l)*(N+i;), and N +1 is the length of the filtering module;
  • the receiver sequentially preprocesses the received first signal to obtain a second signal to be processed; and converts the colored noise of the second signal into white noise.
  • the second signal generates a filter coefficient; and filters the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the receiver can filter the filter coefficients generated by degrading the colored noise into white noise during filtering.
  • the coefficients of the filter with colored noise and noise reduced to white noise will be different due to different channel conditions and transmission requirements. Therefore, using the method proposed in this patent, the filter coefficients can be automatically extracted to adapt to the influence of different channel conditions and transmission requirements, and the filtering accuracy can be improved, so that the performance of the receiver system can be improved when the sequence detector is subsequently received.
  • FIG. 1 is a schematic flowchart of a signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of noise estimation according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of obtaining a correlation matrix according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic flowchart of another signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic structural diagram of a system according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6 is a schematic structural diagram of a receiver according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a schematic structural diagram of another receiver according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a schematic structural diagram of a receiver according to another embodiment of the present invention.
  • the technical solutions in the embodiments of the present invention are clearly and completely described in the following with reference to the accompanying drawings in the embodiments of the present invention.
  • the embodiments are a part of the embodiments of the invention, and not all of the embodiments. All other embodiments obtained by those skilled in the art based on the embodiments of the present invention without creative efforts are within the scope of the present invention.
  • FIG. 1 is a schematic flowchart of a signal receiving method according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the method includes:
  • the receiver sequentially processes the received first signal to obtain a second signal to be processed.
  • the first signal is a digital signal received by the receiver, and the second signal is a signal preprocessed by the digital signal.
  • the preprocessing is to restore the original transmitted signal.
  • the preprocessing may include dispersion compensation, depolarization multiplexing, phase recovery, etc., and the receiver may sequentially perform the above processing on the received first signal to obtain multiple second signals.
  • the receiver generally acquires four second signals, but is not limited thereto.
  • the receiver can receive the first signal transmitted by the transmitter of the conventional polarization multiplexing coherent receiving system, or can receive the first signal transmitted by the pre-codmg pre-encoded transmitter.
  • Signal, transmitter added pre-codmg can compress the signal bandwidth, get the best forming signal under the corresponding system bandwidth.
  • the receiver receives the signal into two X/Y signals through the polarization splitter, and inputs the X/Y signals into two 90-degree mixers respectively, and then uses the local laser signal beat frequency to move the signal to the baseband, through the four photoelectric
  • the electrical signals received by the detector are obtained by four analog-to-digital converters to obtain four digital signals, which are respectively recorded as XI, XQ, YI, YQ.
  • XI, XQ, YI, YQ can be one way according to XI/XQ, YI/YQ is another way, input into two dispersion compensation modules respectively, and input the complex signals together into the polarization compensation module for polarization compensation, then output two
  • the path complex signals are respectively input into two phase recovery modules, and the two phase recovery modules respectively output the real and imaginary signals respectively for a total of four paths, which are respectively recorded as the second signal XI, the second signal XQ, the second signal YI and the second signal YQ. .
  • the receiver generates a filter coefficient for the second signal by converting the colored noise of the second signal into white noise.
  • one of the data of the second signal is recorded as XI (k) for example, and the data of the second signal is recorded as XQ (k) , YI (k) , YQ (k), and so on. Calculate the corresponding filter coefficients, and will not repeat them.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of noise estimation according to an embodiment of the present invention. 2 the original transmission data of the second signal XI (k) is recorded as d (k), the colored noise of the second signal XI (k) is recorded as the relationship between n (k) and the second signal XI (k) as a formula (1) as shown.
  • n(k) XKk)-d(k) (1)
  • the original transmission data d (k) can be obtained according to the training sequence or the decision feedback.
  • the noise reduction of colored noise is white noise
  • the sequence detection method can be combined to achieve optimal reception performance. Due to the influence of channel conditions and transmission requirements, the calculated colored noise power spectrum will be different each time, and the corresponding whitening filter will be different.
  • the variable coefficient post filter can automatically adapt to different channel conditions and transmission requirements, so that the recovered data is more accurate.
  • the conversion of colored noise to white noise to generate a filter coefficient for the second signal may be calculated based on function (2).
  • the filter coefficient is a finite length unit impulse response filter coefficient.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of obtaining a correlation matrix according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 3, correlation is performed on colored noise to obtain a correlation matrix:
  • R is an autocorrelation function of n(k)
  • the dimension of the correlation matrix is (N+1)*(N+1)
  • (N+1) is the filter length, and the filter is used for whitening noise reduction.
  • the correlation matrix and filter coefficients should satisfy the formula (4).
  • the receiver filters the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the filter coefficient W When ' W >' W - W w Wi , W i+1 ... W w are all less than the preset threshold, according to the first L coefficients W in the filter coefficient.
  • the second signal corresponding to , W x , ... ⁇ is filtered, where 0 ⁇ L ⁇ N. B, the number of taps of the filter is variable. If the original N taps in the filter, N>10, but the calculated 10 ⁇ N corresponding to 10 ⁇ N are less than the preset threshold, the number of taps of the filter is 10 .
  • the preset threshold can be any value such as 0.01.
  • the receiver sequentially processes the received first signal to obtain a second signal to be processed; and generates a filter coefficient by converting the colored noise of the second signal into white noise to generate a second signal; Filtering the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the receiver can filter the filter coefficients generated by degrading the colored noise into white noise during filtering.
  • the coefficients of the filter with colored noise and noise reduced to white noise will be different due to different channel conditions and transmission requirements. Therefore, using the method proposed in this patent, the filter coefficients can be automatically extracted to adapt to the influence of different channel conditions and transmission requirements, and the filtering accuracy can be improved, so that the performance of the receiver system can be improved when the sequence detector is subsequently received.
  • a function that enables the receiver to receive optimally. 4 is a schematic flowchart of another signal receiving method according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 2, the method is different from that of FIG. 1 in that, after S103, the method further includes:
  • the receiver performs sequence detection on the filtered second signal, where the sequence detection is divided into The metric value is calculated based on the filter coefficient.
  • the receiver can also perform the sequence detection on each of the filters, such as the FIR filter, through the four sequence detection modules, and finally output the forward error correction decoding to obtain the final data.
  • the sequence detection may be performed by using the MLSD algorithm or the BCJR algorithm to perform sequence detection on the filtered second signal, wherein the branch metric value in the sequence detection is calculated according to the filter coefficient.
  • the filter coefficient w. , W 1 W 2 ... W ⁇ in W i, ⁇ + ⁇ ;? ⁇ All less than a preset threshold, wherein, 0 ⁇ L ⁇ N, the post filter employed W. , W , — WL ⁇ filtering, corresponding W. , W ⁇ .W is used to calculate the branch metric value in the sequence detection.
  • the rules for selecting the filter coefficient are as described above, and are not described here.
  • FIG. 5 is a schematic structural diagram of a system according to an embodiment of the present invention.
  • the system 1 includes a transmitter 10 and a receiver 20, where
  • the transmitter 10 includes a processor 101, a digital-to-analog converter 102, a modulator 103, a polarization coupler 104, and a combiner 105, which are sequentially connected.
  • the receiver 20 includes: a demultiplexer 201, a polarization splitter 202, and a mixer. 203. Photodetector 204, analog to digital converter 205, processor 206 and filter 207, sequence detector 208 and Forward Error Correction (FEC) 209.
  • FEC Forward Error Correction
  • the first signal provided by the above method may be formed by the transmitter 1 converting the wideband digital signal into a narrowband digital signal through a filter: First, the transmitter 1 performs constellation mapping, and the prefiltering prefilter is performed based on the baud rate constellation mapping point. For the baud rate signal, the wideband signal is narrowed, and then waveform shaping and transmitter damage compensation are performed. For example, the narrowband digital signals of the four channels obtained by the processor 101 are processed, and the narrowband digital signals of the four channels are respectively input to the four digital-to-analog converters 103, and the digital-to-analog converters 103 respectively correspond to the four channels.
  • the narrowband digital signal is digital-to-analog converted to analog signal IX, QX, IY, QYo and then IX, QX is sent to the first modulator 103 for modulation to obtain a high-frequency first modulated signal, while IY, QY are It is sent to a second modulator 103 for modulation to obtain a second modulated signal of high frequency. Then, the first modulated signal and the second modulated signal are sent to the polarization coupler 104 and coupled into one signal, and sent to the combiner 105. The signal is coupled to the other channels, and the coupled signal is input to the transmitting fiber for transmission as a first signal to the receiver 2. Since the transmitter 1 converts the wideband digital signal into a narrowband digital signal through the processor 101, the narrowband digital signal can smoothly pass through the same narrowband digital-to-analog converter 102, thereby reducing signal damage caused by insufficient device bandwidth. .
  • the receiver 20 may down-convert the received first signal, that is, the optical signal, by the demultiplexer 201 to obtain an optical signal, and the optical signal is decomposed into a first depolarization signal by a polarization separator 202. And a second depolarization signal.
  • the input signal of the other second polarization splitter is local light.
  • the first depolarization signal is input to a mixer 203, and the second depolarization signal is input to the other mixer 203.
  • Each of the mixers 203 outputs the mixed signal to the two photodetectors 204, and the photodetector 204 restores the input signal to a low frequency baseband signal.
  • the analog to digital converter 205 then performs analog to digital conversion, and finally, the processor 206 performs equalization (including dispersion compensation and polarization compensation) and phase recovery to obtain a second signal.
  • the filter 207 performs post-filtering on the second signal, wherein the post-filtering is finite impulse corresponding filtering, after the filtering, the sequence detector 208 performs sequence detection on the second signal, and then the FEC 209 performs forward error correction code. Decoding.
  • the white noise superimposed on the channel after the signal is transmitted through the channel equalization will be amplified, and will be suppressed after post filtering, and the receiver 20-side adopts post filtering to filter out noise and introduce Inter-Symbol Interference (ISI), and then sequence detection.
  • ISI Inter-Symbol Interference
  • the inter-code crosstalk introduced by the post-filtering method can be controlled, and the influence of inter-code crosstalk can be eliminated by the sequence detection in the receiver to improve system performance.
  • FIG. 6 is a schematic structural diagram of a receiver according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, the receiver 30 includes: a processor 301, a receiver 302, a calculator 303, and a filter 304.
  • the receiver 30 It can be used in the system 1 provided in FIG. 5, and the processor 301 of the receiver 30 can include the demultiplexer 201, the polarization splitter 202, the mixer 203, and the photodetector 204 in the receiver 20 provided in FIG. And the analog to digital converter 205, or the processor 301 may have the functions of a demultiplexer, a polarization splitter, a mixer, a photodetector, and an analog to digital converter.
  • the processor 301 is configured to sequentially perform pre-processing on the first signal received by the receiver 302 to obtain a second signal to be processed.
  • a calculator 303 is configured to generate a filter coefficient for the second signal by converting the colored noise of the second signal into white noise.
  • the calculator 303 can write Www with ... Wol as the data of the second signal as XI (k), and the original transmit data of the second signal XI (k) as d (k), the second signal XI (
  • the colored noise of k) is denoted as n ( k )
  • ⁇ - ⁇ Bay ij is obtained according to w mm w (n(k)-W 0 n(k)-W in (k -l) -W 2 n(kl)...-W N n(kN)) 2 Filter coefficient W. , W 1? W 2 ... W W , where N is the number of filter taps, N is a non-negative integer, and k is the time serial number of the second signal.
  • the dimension of the correlation matrix is (N+1)*(N+1), and (N+1) is the filter length.
  • the value of the final value determines the filter coefficient w. , w 1? w 2 ...w N
  • the filter 304 is configured to filter the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • filter 304 is used to filter coefficient w. , W 1? U L , U ⁇ is less than the preset threshold, then according to W in the filter coefficient. , W x , ... 1 ⁇ - i corresponding to the second signal is filtered, where 0 ⁇ L ⁇ N.
  • the processor 303 is further configured to perform sequence detection on the filtered second signal by using a maximum likelihood sequence detection MLSD algorithm or a BCJR algorithm.
  • Processor 303 can be a digital processing chip. Wherein, in the sequence detection algorithm of the sequence detection, the calculation of the corresponding branch metric value may be based on the above calculated filter coefficient.
  • the processor determines the filter coefficient W. , W 1? W 2 ... W ⁇ in W i, W i + 1 ... W w all less than a preset threshold, wherein, 0 ⁇ L ⁇ N, the post filter employed W. , W x , ... ⁇ i filter, corresponding to W according to the filter coefficient. , W x , ... ⁇ i calculates the branch metric.
  • the receiver 30 of the present embodiment can be used to implement the technical solution of the method embodiment shown in FIG. 1 or FIG. 4, and is applied to the system provided in FIG. 5, and its implementation principle and technical effects are similar, and will not be further described herein.
  • the receiver sequentially processes the received first signal to obtain a second signal to be processed; and generates a filter coefficient by converting the colored noise of the second signal into white noise to generate a second signal; Filtering the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the receiver can filter the filter coefficients generated by degrading the colored noise into white noise during filtering.
  • the coefficients of the filter with colored noise and noise reduced to white noise will be different due to different channel conditions and transmission requirements.
  • FIG. 7 is a schematic structural diagram of a receiver according to another embodiment of the present invention.
  • the receiver 40 includes: a processing module 401, a receiving module 402, a filter coefficient generating module 403, and a filtering module 404.
  • the present receiver 40 can be used in the system 1 provided in Fig. 5, and the processing module 401 of the receiver 40 can have the functions of a demultiplexer, a polarization splitter, a mixer, a photodetector, and an analog to digital converter.
  • the processing module 401 is configured to sequentially perform pre-processing on the first signal received by the receiving module 402 to obtain a second signal to be processed.
  • the filter coefficient generation module 403 is configured to generate a filter coefficient for the second signal by converting the colored noise of the second signal into white noise.
  • the filter coefficient generation module 403 can be used to record the data of the second signal as XI(k).
  • the original transmitted data of the second signal XI (k) is denoted as d (k)
  • N is the number of taps of the filter module
  • N is a non-negative integer
  • k corresponds to the number
  • the filter coefficient generation module 403 may first pair the second signal XI (k)
  • the autocorrelation function of the noise n(X), the dimension of the correlation matrix is (N+l)*(;N+i;), and N+1 is the length of the filter module.
  • the value obtained by the finalization; the final value determines the filter coefficients w n , w, w 9 ... w,
  • the filtering module 403 is configured to filter the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the filtering module 403 can be used to filter the coefficient W. ' W i'
  • W i+1 ... W w are all less than the preset threshold, then according to W in the filter coefficient.
  • the second signal corresponding to , W , ... ⁇ i is filtered, where 0 ⁇ L ⁇ N.
  • FIG. 8 is a schematic structural diagram of another receiver according to an embodiment of the present invention, as shown in the following figure.
  • the receiver 40 further includes: a sequence detecting module 405 and an FEC module 406.
  • the BCJR algorithm performs sequence detection on the filtered second signal.
  • the calculation of the corresponding branch metric in the sequence detection algorithm is based on the above calculated filter coefficients.
  • sequence detection module 405 can be used to filter the coefficient W. ' W >' w - w w
  • W i7 W i+1 ... W w are all less than the preset threshold, where 0 ⁇ L ⁇ N, the post filter is adopted
  • the corresponding metric in the sequence detector is based on
  • the receiver 40 of this embodiment can be used to perform the process shown in FIG. 1 or FIG.
  • the technical solution of the method embodiment is applied to the system provided in FIG. 5, and the implementation principle and the technical effect are similar, and details are not described herein again.
  • the receiver sequentially processes the received first signal to obtain a second signal to be processed; and generates a filter coefficient by converting the colored noise of the second signal into white noise to generate a second signal; Filtering the corresponding second signal according to the filter coefficient.
  • the receiver can filter the filter coefficients generated by degrading the colored noise into white noise during filtering.
  • the coefficients of the filter with colored noise and noise reduced to white noise will be different due to different channel conditions and transmission requirements. Therefore, using the method proposed in this patent, the filter coefficients can be automatically extracted to adapt to the influence of different channel conditions and transmission requirements, and the filtering accuracy can be improved, so that the performance of the receiver system can be improved when the sequence detector is subsequently received.
  • the aforementioned program can be stored in a computer readable storage medium.
  • the program when executed, performs the steps including the above-described method embodiments; and the foregoing storage medium includes: a medium that can store program codes, such as a ROM, a RAM, a magnetic disk, or an optical disk.

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Abstract

本发明实施例提供一种信号接收方法及接收机。信号接收方法包括：对接收到的第一信号依次进行预处理获得待处理的第二信号；通过将所述第二信号的有色噪声转化成白噪声为所述第二信号生成滤波系数；根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波。能够根据不同的信道条件和传输要求进行滤波，从而提高接收机系统性能。

Description

信号接收方法及接收机
技术领域
本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种信号接收方法及接收机。 背景技术 多个发射机生成一定频率间隔的多个偏振复用信号， 通过合波器合波， 生成波分复用信号， 通过光纤系统向接收机传输。 接收机采用偏振复用相干 接收， 通过解复用器解复用， 得到当前信道的信号， 再通过偏振分离器将该 信号分为 X/Y两路信号， 并将 X/Y信号分别输入两个 90度混频器， 再利用 本地激光信号拍频将信号搬移到基带， 通过四个光电探测器接收得到的电信 号通过四个模数转换器得到四路数字信号， 分别记作 XI， XQ, YI, YQ, 最 后这四路数字信号通过接收机数字信号处理芯片进行处理以恢复数据。
在通信领域中，随着系统波特率的提升，单载波所占用的带宽越来越大， 所以， 当发射机和接收机硬件的带宽不足时， 信号通过发射机或接收机会带 来信号的损失， 影响系统的整体性能。 对于波分复用系统， 信号通常加载在 固定间隔的多个单载波上的， 当单载波带宽增加， 信道间串扰加强， 也会劣 化系统性能。 为了提升系统接受性能， 可以采用发表于 2012 的文章 《Approaching Nyquist Limit in WDM Systems by Low-Complexity Receiver -Side Duobinary Shaping))中于第 1664-1676页提出的 2抽头有限冲击响应 滤波器（Finite Impulse Response, FIR)和 2状态最大似然序列检测（Maximum Likelihood Sequence Detection, MLSD)接收机。 也可以采用发表于 2013的 国际申请号为 PCT/CN2013/084032的专利《发送、 接收信号方法、 相应设 备及系统》 中提出的接收机， 以提升接收带宽受限信号的质量。
由于信道条件不同， 如系统带宽的差别， 光信噪比 （Optical Signal Noise Ratio, OSNR) 的差别等， 和传输要求的差别， 如波分复用系统（Wavelength Division Multiplexing, WDM) 的信道间隔要求等， 因此数字信号处理芯片处 理的信号恢复数据时未能排除信道条件不同和传输要求差别带来的影响， 如 果采用滤波系数固定的接收系统，会因为不匹配而导致接收机系统性能较差。 发明内容 本发明的实施例提供一种信号接收方法及接收机， 能够根据不同的信道 条件和传输要求进行滤波， 从而提高接收机系统性能。
本发明的第一方面， 提供一种信号接收方法， 包括：
对接收到的第一信号依次进行预处理获得待处理的第二信号；
通过将所述第二信号的有色噪声转化成白噪声为所述第二信号生成滤波 系数；
根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波。
在第一种可能的实现方式中， 根据第一方面， 所述通过将所述第二信号 的有色噪声转化成白噪声为所述第二信号生成滤波系数包括：
若所述第二信号的数据记作 XI (k) ， 所述第二信号 XI (k) 的原始发送 数据记作 d (k)，所述第二信号 XI (k)的有色噪声记作 n (k)， n(k)=(k)-d(k) 则根据 mm (n(k)-W0n (k)-Win(k— 1)— W2n(k— 2)···— WNn(k— N)f 得到滤波 系数 W。， W1? W2...WW， 其中， N为滤波器抽头个数， N为非负整数， k对应所 述第二信号的时间序号。
在第二种可能的实现方式中， 根据第一种可能的实现方式， 所述根据 mm (n(k)-W0n (k)-Win(k-l)-W2n(k-2)...-WNn(k-N))2得到滤波系数
W0， W[ ,W2...WN、 '
w。， w， w2...ww包括：
归 对所述第二信号 xi (k) 的" )= / )-^ )求相关， 得到相关矩阵
R(0) R(l)--- R(N)
R(l) R(0)- R(N-l)
其中， R是噪声 n(k)的自相关函数， 所述相关
R(N) R(N-l)--- R(0)
矩阵的维度为 （N+l)*(N+i;)， N+l为滤波器长度;
— R(o) . "w0" — R(o)— "w0" "w0"
R(l) … R(N-l)
根据 = 0 w, w,
得到 ，再对所述
R(N -!)■■■ R( ) _ _wN_ 0 wN_ wN_ wn w， 的取值确定所述滤波系数
Figure imgf000004_0001
W,
本发明的第二方面， 提供了一种隧道处理方法， 包括：
处理器， 用于对接收器接收到的第一信号依次进行预处理获得待处理的 第二信号；
计算器， 用于通过将所述第二信号的有色噪声转化成白噪声为所述第二 信号生成滤波系数；
滤波器， 用于根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波。
在第一种可能的实现方式中， 根据第二方面，
所述计算器， 具体用于若所述第二信号的数据记作 XI (k) ， 所述第二 信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) ， 所述第二信号 XI (k) 的有色噪 声记作 n (k) ， n(k)= XKk)-d(k) ， 则根据
mm (n(k)-W0n (k)-Win(k-l)- W2n(k-2)...- WNn(k-N))2得到滤波系
W0, W W^.A^
数 W。， W1? W2...WW， 其中， N为滤波器抽头个数， N为非负整数， k对应所述 第二信号的时间序号。
在第二种可能的实现方式中， 根据第一种可能的实现方式，
所述计算器， 具体用于对所述第二信号 XI (k) 的" )= / )-^ )求相
R(0) R(l)--- R(N)
R(l) R(0)--- R(N-l)
关， 得到相关矩阵 ， 其中， R是噪声 n(k)的自相关函
R(N) R(N-l)--- R(0)
数， 所述相关矩阵的维度为 (N+l^N+l), N+1为滤波器长度
— R(o) . "w0" — R(o)— "w0" "w0"
R(l) … R(N-l) 0
根据 = 得到 ， 再对所述
Figure imgf000004_0002
RiN-ί)··· R( ) _ _wN_ 0 _ — 的取值； 根据所述 的取值确定所述滤波系数 wn， , w9
Figure imgf000005_0001
本发明的第三方面， 提供了一种接收机， 包括：
处理模块， 用于对接收模块接收到的第一信号依次进行预处理获得待处 理的第二信号；
滤波系数生成模块， 用于通 W w w过…Wol将所述第二信号的有色噪声转化成白噪声 为所述第二信号生成滤波系数；
滤波模块， 用于根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波。 在第一种可能的实现方式中， 根据第三方面，
所述滤波系数生成模块， 具体用于若所述第二信号的数据记作 XI (k)， 所述第二信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) ， 所述第二信号 XI (k) 的有色噪声记作 n (k) ， ηω=χιω-άω,
贝1 J申艮据 (k)- n(k-l)-W2n(k-2)...-WNn(k-N))2
Figure imgf000005_0002
滤波系数 W。， W1? W2...WN, 其中， N为滤波模块抽头个数， N为非负整数， k 对应所述第二信号的时间序号。
在第二种可能的实现方式中， 根据第一种可能的实现方式，
所述滤波系数生成模块， 具体用于对所述第二信号 XI (k) 1的
R(0) R(l)--- R(N)
" )= / )- 求相关， 得到相关矩阵 I 1) ^0)… .w^i,其中， R是
R(N) R(N-l)--- R(0)
噪声 n(X)的自相关函数， 所述相关矩阵的维度为 (； N+l)*(N+i;)， N +1为滤波模块长 度；
— R(o) . "w0" — R(o)— "w0" "w0"
R(l) … R(N-\) w, 根据 = 0 w,
得到 ， 再对所述
R(N-l)--- R( ) _ _wN_ 0 wN_ wN_ 的取值确定所述滤波系数 wn， , w9
Figure imgf000006_0001
W, 本发明实施例提供的信号接收方法及接收机， 接收机对接收到的第一信 号依次进行预处理获得待处理的第二信号； 通过将第二信号的有色噪声转化 成白噪声为第二信号生成滤波系数； 根据滤波系数对对应的第二信号进行滤 波。 这样一来， 接收机在滤波时能够通过将有色噪声降噪为白噪声而生成的 滤波系数进行滤波， 有色噪声降噪为白噪声的滤波器的系数会因信道条件不 同和传输要求差别而不同， 因此采用本专利提出的方法， 能够自动提取滤波 器系数， 适应信道条件不同和传输要求差别带来的影响， 能够提高滤波准确 度， 以使得后续采用序列检测器接收时提高接收机系统性能， 使接收机实现 最佳接收的功能。
附图说明 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案， 下面将对实 施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍， 显而易见地， 下 面描述中的附图是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在 不付出创造性劳动性的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。
图 1为本发明实施例提供的信号接收方法的流程示意图；
图 2为本发明实施例提供的噪声估计示意图；
图 3为本发明实施例提供的得到相关矩阵的示意图；
图 4为本发明实施例提供的另一信号接收方法的流程示意图；
图 5为本发明实施例提供的系统的结构示意图；
图 6为本发明实施例提供的接收机的结构示意图；
图 7为本发明实施例提供的另一接收机的结构示意图；
图 8为本发明另一实施例提供的接收机的结构示意图。 具体实施方式 为使本发明实施例的目的、 技术方案和优点更加清楚， 下面将结合本发 明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。 基于 本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获 得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。
图 1为本发明实施例提供的信号接收方法的流程示意图， 如图 1所示， 该方法包括：
S101、 接收机对接收到的第一信号依次进行预处理获得待处理的第二信 号。
其中， 第一信号为接收机接收的数字信号， 第二信号为该数字信号预处 理后的信号。
预处理的目的在于恢复原始发送信号。以偏振复用相干接收机举例来说， 预处理可以包括色散补偿、 解偏振复用、 相位恢复等， 接收机可以对接收到 的第一信号依次进行上述处理后获取多路第二信号， 现有的系统中接收机一 般会获取到四路第二信号， 但不以此限定。
进一歩地， 本接收机既可以接收传统偏振复用相干接收系统发射机发送 的第一信号， 也可以接收相对传统偏振复用相干接收系统， 加入 pre-codmg 预编码的发射机发送的第一信号，发射机加入 pre-codmg可以压缩信号带宽， 得到对应系统带宽下的最佳成型信号。
接收机接收信号通过偏振分离器分为 X/Y两路信号，并将 X/Y信号分别 输入两个 90度混频器， 再利用本地激光信号拍频将信号搬移到基带， 通过四 个光电探测器接收得到的电信号通过四个模数转换器得到四路数字信号分别 记作 XI， XQ, YI， YQ。 XI， XQ, YI， YQ可以按照 XI/XQ为一路， YI/YQ 为另一路， 分别输入两个色散补偿模块中， 并将输出的复数信号一起输入偏 振补偿模块进行偏振补偿， 再将输出两路复数信号分别输入两个相位恢复模 块， 两个相位恢复模块分别输出实部和虚部信号总共四路， 分别记作第二信 号 XI， 第二信号 XQ, 第二信号 YI和第二信号 YQ。 S102、 接收机通过将第二信号的有色噪声转化成白噪声为第二信号生成 滤波系数。
进一歩地， 以第二信号的数据中的一路记作 XI (k) 举例进行说明， 第 二信号的数据记作 XQ (k) ， YI (k) ， YQ (k) ， 均以此方法类推计算相应 的滤波系数， 不再赘述。
第二信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) ， 第二信号 XI (k) 的有 色噪声记作 n (k) ， 图 2为本发明实施例提供的噪声估计示意图， 如图 2所 示， 第二信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) 、 第二信号 XI (k) 的有 色噪声记作 n (k) 和第二信号 XI (k) 的关系如公式 （1) 所示。
n(k)= XKk)-d(k) (1)
其中， 原始发送数据 d (k) 可以根据训练序列或判决反馈获取。
需要说明的是， 将有色噪声降噪为白噪声， 结合序列检测方法， 可以实 现最佳接收性能。 由于受到信道条件和传输要求的影响， 每次计算得到的有 色噪声功率谱会不同，相应的白化滤波器不同。采用可变系数的后置滤波器， 可以自动适配不同的信道条件和传输要求，从而使恢复出的数据准确度更高。
举例来说， 有色噪声转化成白噪声为第二信号生成滤波系数可以是根据 函数 （2) 计算滤波系数。
mm (n(k)-W0n (k)-Wn(k-l)- W2n(k
2...WN ' -2) '...- WNn(k-N))2
W0， W!,W ' ' (2) 其中， N为滤波器抽头个数， N为非负整数， k对应第二信号的时间序号。 滤波系数是有限长单位冲激响应滤波系数。
进一歩地， 可以利用相关矩阵来求解函数（2) 中的滤波系数。 图 3为本 发明实施例提供的得到相关矩阵的示意图，如图 3所示，对有色噪声求相关， 得到相关矩阵：
Figure imgf000008_0001
其中， R是 n(k)的自相关函数，相关矩阵的维度为 (N+1)*(N+1)， (N+1) 为滤波器长度， 该滤波器用于白化降噪。
为了白化噪声， 相关矩阵和滤波系数应该满足公式 （4)
Figure imgf000009_0001
Figure imgf000009_0003
再对
Figure imgf000009_0002
Figure imgf000009_0004
定滤波系数 W。， Wi， H 。
S103、 接收机根据滤波系数对对应的第二信号进行滤波。
举例来说， 滤波系数 W。' W>' W-Ww中 Wi， Wi+1...Ww全部小于预设门限 时， 根据滤波系数中的前 L个系数 W。， Wx , …^^对应的第二信号进行滤 波， 其中， 0<L<N。 B , 滤波器的抽头数可变， 如果滤波器中原有 N个抽头， N>10， 但计算出的 10~N对应的 10~N都小于预设门限时， 则滤波器的抽头 数为 10。 预设门限可以是 0.01等任意数值。
本发明实施例提供的接收机， 接收机对接收到的第一信号依次进行预处 理获得待处理的第二信号； 通过将第二信号的有色噪声转化成白噪声为第二 信号生成滤波系数； 根据滤波系数对对应的第二信号进行滤波。 这样一来， 接收机在滤波时能够通过将有色噪声降噪为白噪声而生成的滤波系数进行滤 波， 有色噪声降噪为白噪声的滤波器的系数会因信道条件不同和传输要求差 别而不同， 因此采用本专利提出的方法， 能够自动提取滤波器系数， 适应信 道条件不同和传输要求差别带来的影响， 能够提高滤波准确度， 以使得后续 采用序列检测器接收时提高接收机系统性能，使接收机实现最佳接收的功能。 进一歩地， 图 4为本发明实施例提供的另一信号接收方法的流程示意图， 如图 2所示， 该方法与图 1的区别在于， S103之后， 还包括：
S104、 接收机对滤波后的第二信号进行序列检测， 其中， 序列检测中分 支度量值根据滤波系数计算。
需要说明的是， 接收机还可以将滤波器如 FIR滤波器滤波后的各路信号 分别通过四个序列检测模块进行序列检测， 最后输出进入前向纠错译码， 以 得到最终的数据。 进一歩地， 进行序列检测可以采用 MLSD算法或者 BCJR算法对滤波后 的第二信号进行序列检测，其中，序列检测中分支度量值根据滤波系数计算。
举例来说， 若滤波系数 w。， w1? W2...WΛί中Wi， ^^+^；^全部小于预设门 限，其中， 0<L<N，后置滤波器采用 W。， W , —WL^滤波，相应的 W。， W^.W 用于计算序列检测中分支度量值， 选取滤波系数的规则如上所述， 在此不再 赘述。
需要说明的是， 上述方法可适用于图 5提供的系统中， 图 5为本发明实 施例提供的系统的结构示意图， 如图 5所示， 系统 1包括发射机 10和接收机 20， 其中， 发射机 10包括依次连接的处理器 101、 数模转换器 102、 调制器 103、 偏振耦合器 104以及合波器 105， 接收机 20包括： 解复用器 201、 偏振 分离器 202、 混频器 203、 光电检测器 204， 模数转换器 205、 处理器 206和 滤波器 207，序列检测器 208和前向纠错译码（Forward Error Correction , FEC ) 209。 上述方法提供的第一信号可以是由发射机 1通过滤波器将宽带的数字信 号转为窄带的数字信号形成的： 首先发射机 1进行星座映射， 基于波特率星 座映射点进行前置滤波 prefilter, 针对波特率信号， 将宽带信号压窄， 然后进 行波形成形以及发射端损伤补偿等等。 如， 处理器 101处理后得到的四个通 道的窄带的数字信号， 四个通道的窄带的数字信号分别被输入到四个数模转 换器 103中， 数模转换器 103分别对四个通道的窄带的数字信号进行数模转 换以转为模拟信号 IX， QX, IY, QYo 然后 IX， QX被输送到第一个调制器 103进行调制以获得高频的第一调制信号， 同时 IY， QY被输送到第二个调 制器 103进行调制以获得高频的第二调制信号。 然后， 第一调制信号和第二 调制信号被发送到偏振耦合器 104中耦合为一路信号， 并送至合波器 105中 和其它通道的信号耦合， 耦合后的信号输入传送光纤， 以作为第一信号发送 到接收机 2中。 由于该发射机 1通过处理器 101将宽带的数字信号转为窄带的数字信号， 使得窄带的数字信号能够顺利地通过同样为窄带的数模转换器 102， 减少因 为器件带宽不足而引起的信号损伤。
接收机 20接收到第一信号后，可以通过解复用器 201将接收到的第一信 号即光信号下波以得到光信号， 一光信号被一偏振分离器 202分解为第一解 偏信号和第二解偏信号。 另一第二个偏振分离器的输入信号是本地光。 第一 解偏信号被输入至一个混频器 203，第二解偏信号被输入至另一个混频器 203。 每个混频器 203分别将混频后得到信号输出至两个光电检测器 204中， 光电 检测器 204将输入信号还原成低频基带电信号。 再由模数转换器 205进行模 数转换成数字信号， 最后， 由处理器 206进行均衡 （包括色散补偿以及偏振 补偿） 以及相位恢复以得到第二信号。 然后， 滤波器 207对第二信号进行后 置滤波， 其中， 后置滤波为有限冲击相应滤波， 滤波之后序列检测器 208再 对第二信号进行序列检测， 再由 FEC 209进行前向纠错码译码。 上述方案中， 发射后的信号在信道中叠加的白噪声通过信道均衡， 会被 放大， 在后置滤波后将会得到抑制， 接收机 20—方面采用后置滤波的方式滤 除噪声， 同时引入可控码间串扰（Inter-Symbol Interference, ISI) ， 然后进行 序列检测。 而且， 通过后置滤波的方式引入的码间串扰可控， 可以通过接收 机中的序列检测消除码间串扰的影响， 提高系统性能。
综上， 接收机能够通过将有色噪声降噪为白噪声而生成的滤波系数进行 滤波， 再加上序列检测提升整体性能。 将有色噪声降噪为白噪声的滤波器的 系数会因信道条件不同和传输要求差别而不同，因此采用本专利提出的方法， 能够自动提取滤波器系数， 适应信道条件不同和传输要求差别带来的影响， 能够提高滤波准确度， 以使得后续采用序列检测器接收时提高接收机系统性 能， 使接收机实现最佳接收的功能。 图 6为本发明实施例提供的接收机的结构示意图， 如图 6所示， 接收机 30包括： 处理器 301、 接收器 302、 计算器 303和滤波器 304。 本接收机 30 可以用于图 5提供的系统 1中，接收机 30的处理器 301中可以包括图 5提供 的接收机 20中的解复用器 201、 偏振分离器 202、 混频器 203、 光电检测器 204和模数转换器 205，或者，处理器 301中可以具有解复用器、偏振分离器、 混频器、 光电检测器和模数转换器的功能。
处理器 301， 用于对接收器 302接收到的第一信号依次进行预处理获得 待处理的第二信号。
计算器 303， 用于通过将第二信号的有色噪声转化成白噪声为第二信号 生成滤波系数。
举例来说， 计算器 303可以 W w w用…Wol于若第二信号的数据记作 XI (k) ， 第二 信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) ， 第二信号 XI (k) 的有色噪声记 作 n ( k ) ， 且
Figure imgf000012_0001
χιω-άω ， 贝 ij 根 据 w mm w (n(k)-W0n(k)-Win(k -l) -W2n(k-l)...-WNn(k-N))2 得到滤波系数 W。， W1? W2...WW， 其中， N为滤波器抽头个数， N为非负整数， k为第二信号 的时间序列号。
进一歩地， 计算器 303可以先对第二信号 XI (k) 的" )= / )-^ )求
R(0) R(l)--- R(N)
R(l) R(0)- - - R(N-l)
相关，得到相关矩阵 ，其中， R是噪声 n(k)自相关函数，
R(N) R(N-l)- - - R(0)
相关矩阵的维度为 (N+1)*(N+1)， （N+1)为滤波器长度
Figure imgf000012_0002
Figure imgf000012_0004
的取值； 最后根据 的取值确定滤波系数 w。， w1? w2...wN
Figure imgf000012_0003
滤波器 304， 用于根据滤波系数对对应的第二信号进行滤波。
举例来说，滤波器 304用于若滤波系数 w。， W1? U L， U ± 部小于预设门限， 则根据滤波系数中的 W。， Wx , …1^— i对应的第二信号进 行滤波， 其中， 0<L<N。 进一歩地， 处理器 303 还用于采用最大似然序列检测 MLSD算法或者 BCJR算法对滤波后的第二信号进行序列检测。处理器 303可以是数字处理芯 片。 其中， 在序列检测的序列检测算法当中， 相应的分支度量值的计算可以 基于上述计算出的滤波系数。
举例来说，处理器若确定滤波系数 W。， W1? W2...WΛί中Wi， Wi+1...Ww全部小 于预设门限， 其中， 0<L<N， 后置滤波器采用 W。， Wx , …^― i滤波， 相应 的则根据滤波系数中的 W。， Wx , …^― i计算分支度量值。
本实施例的接收机 30可以用于执行图 1或图 4所示方法实施例的技术方 案， 并应用于图 5提供的系统中， 其实现原理和技术效果类似， 此处不再赘 述。 本发明实施例提供的接收机， 接收机对接收到的第一信号依次进行预处 理获得待处理的第二信号； 通过将第二信号的有色噪声转化成白噪声为第二 信号生成滤波系数； 根据滤波系数对对应的第二信号进行滤波。 这样一来， 接收机在滤波时能够通过将有色噪声降噪为白噪声而生成的滤波系数进行滤 波， 有色噪声降噪为白噪声的滤波器的系数会因信道条件不同和传输要求差 别而不同， 因此采用本专利提出的方法， 能够自动提取滤波器系数， 适应信 道条件不同和传输要求差别带来的影响， 能够提高滤波准确度， 以使得后续 采用序列检测器接收时提高接收机系统性能，使接收机实现最佳接收的功能。 图 7为本发明另一实施例提供的接收机的结构示意图， 如图 7所示， 接 收机 40包括： 处理模块 401、 接收模块 402、 滤波系数生成模块 403和滤波 模块 404。 本接收机 40可以用于图 5提供的系统 1中， 接收机 40的处理模 块 401可以具有解复用器、 偏振分离器、 混频器、 光电检测器和模数转换器 的功能。
处理模块 401， 用于对接收模块 402接收到的第一信号依次进行预处理 获得待处理的第二信号。
滤波系数生成模块 403， 用于通过将第二信号的有色噪声转化成白噪声 为第二信号生成滤波系数。
举例来说，滤波系数生成模块 403可以用于若第二信号的数据记作 XI(k)， 第二信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) ， 第二信号 XI (k) 的有色噪 声记作 n (k) ， n(k)= XKk)-d(k) , 则根据
m W w wi…nWol (n(k)-W0n (k)-Win(k-l)- W2n(k-2)...- WNn(k-N))
w。' WI'W2—WN… ' 得到滤波系
W。， W1? W2...WW， 其中， N为滤波模块抽头个数， N为非负整数， k对应第 数
二信号的时间序号。
进一歩地， 滤波系数生成模块 403 可以先对第二信号 XI (k) 的
R(0) R(l)--- R(N)
" )= / )-^ )求相关， 得到相关矩阵 R(l) R(0)--- R(N-l)
， 其中， R是 W w w…Wol R(N) R(N-l)--- R(0)
噪声 n(X)的自相关函数， 相关矩阵的维度为 (N+l)*(;N+i;)， N+1为滤波模块长度
Figure imgf000014_0001
Figure imgf000014_0002
化得到 的取值； 最后根据 的取值确定滤波系数 wn， w, w9...w,
滤波模块 403， 用于根据滤波系数对对应的第二信号进行滤波。
举例来说， 滤波模块 403 可以用于若滤波系数 W。' Wi'
Wi+1...Ww全部小于预设门限，则根据滤波系数中的 W。， W , …^― i对应 的所述第二信号进行滤波， 其中， 0<L<N。
进一歩地， 图 8为本发明实施例提供的另一接收机的结构示意图， 如图
8所示， 接收机 40， 还包括： 序列检测模块 405和 FEC模块 406。
序列检测模块 405， 可以用于采用最大似然序列检测 MLSD 算法或者
BCJR算法对滤波后的第二信号进行序列检测。其中，序列检测算法当中相应 的分支度量的计算基于上述计算出的滤波系数。
举例来说， 序列检测模块 405 可以用于若滤波系数 W。' W>' w-ww中
Wi7 Wi+1...Ww全部小于预设门限， 其中， 0<L<N， 后置滤波器采用
W。， W , …^― i滤波， 相应的序列检测器中分支度量值基于
W0, Wx, …^^计算。本实施例的接收机 40可以用于执行图 1或图 4所示 方法实施例的技术方案， 并应用于图 5提供的系统中， 其实现原理和技术效 果类似， 此处不再赘述。
本发明实施例提供的接收机， 接收机对接收到的第一信号依次进行预处 理获得待处理的第二信号； 通过将第二信号的有色噪声转化成白噪声为第二 信号生成滤波系数； 根据滤波系数对对应的第二信号进行滤波。 这样一来， 接收机在滤波时能够通过将有色噪声降噪为白噪声而生成的滤波系数进行滤 波， 有色噪声降噪为白噪声的滤波器的系数会因信道条件不同和传输要求差 别而不同， 因此采用本专利提出的方法， 能够自动提取滤波器系数， 适应信 道条件不同和传输要求差别带来的影响， 能够提高滤波准确度， 以使得后续 采用序列检测器接收时提高接收机系统性能，使接收机实现最佳接收的功能。
本领域普通技术人员可以理解： 实现上述各方法实施例的全部或部分 歩骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算 机可读取存储介质中。 该程序在执行时， 执行包括上述各方法实施例的歩 骤； 而前述的存储介质包括： ROM、 RAM, 磁碟或者光盘等各种可以存 储程序代码的介质。 最后应说明的是： 以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非 对其限制； 尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明， 本领域的 普通技术人员应当理解： 其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进 行修改， 或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换； 而这些修改或 者替换， 并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims

权 利 要 求 书
1、 W一 w w…Wol种信号接收方法， 其特征在于， 包括：
对接收到的第一信号依次进行预处理获得待处理的第二信号；
通过将所述第二信号的有色噪声转化成白噪声为所述第二信号生成滤波 系数；
根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波。
2、 根据权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 所述通过将所述第二信号 的有色噪声转化成白噪声为所述 W w w第…Wol二信号生成滤波系数包括：
若所述第二信号的数据记作 XI (k) ， 所述第二信号 XI (k) 的原始发送 数据记作 d(k)，所述第二信号 XKk)的有色噪声记作 n(k)， n(k)= XKk)-d(k) 则根据 mm (n -W0n (1^)^(1^-1) -W2n(k-2)...-WNn(k-N))
W0, W W^./W] 得到滤波
^^W0, W1? W2...WW， 其中， N为滤波器抽头个数， N为非负整数， k对应所 系数
述第二信号的时间序号。
3、 根据权利要求 2所述的方法， 其特征在于， 所述根据
min (n(k)-W0n (l -W^k-l)- W2n(k_2)..._ WNn(k_N))2得到滤波系 数 w。， w， w2...ww包括：
对所述第二信号 xi (k) 的" )= / )-^ )求相关， 得到相关矩阵
， 其中， R是噪声 n(k)的自相关函数， 所述相关
Figure imgf000016_0001
矩阵的维度为 （N+l)*(N+i;)， N+l为滤波器长度;
Figure imgf000016_0002
Figure imgf000016_0003
的取值； 根据所述 的取值确定所述滤波系数 wn， , w9... w,
4、 根据权利要求 2或 3所述的方法， 其特征在于， 所述原始发送数据根 据训练序列或判决反馈获取。
5、 根据权利要求 1~4任一项所述的方法， 其特征在于，
所述滤波系数 W。， W1? W2...WΛί中Wi， Wi+1...Ww全小于预设门限， 其中， 0<L<N;
所述根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波包括：
根据所述滤波系数中的 W。， W , …^^对应的所述第二信号进行滤波。
6、 根据权利要求 1~5任一项所述的方法， 其特征在于， 所述滤波系数为 有限长单位冲激响应 FIR滤波系数。
7、 根据权利要求 1~6任一项所述的方法， 其特征在于， 所述根据所述滤 波系数对对应的所述第二信号进行滤波之后， 还包括：
采用最大似然序列检测 MLSD算法或者 BCJR算法对滤波后的第二信号 进行序列检测， 其中， 所述序列检测中分支度量值根据滤波系数计算。
8、 根据权利要求 7所述的方法， 其特征在于，
所述滤波系数 W。， W1? W2...WΛί中Wi， Wi+1...Ww全小于预设门限， 其中， 0<L<N;
所述根据所述滤波系数计算分支度量值包括：
根据所述滤波系数中的 w。， W , …^― i计算分支度量值。
9、 一种接收机， 其特征在于， 包括：
处理器， 用于对接收器接收到的第一信号依次进行预处理获得待处理的 第二信号；
计算器， 用于通过将所述第二信号的有色噪声转化成白噪声为所述第二 信号生成滤波系数；
滤波器， 用于根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波。
10、 根据权利要求 9所述的接收机， 其特征在于，
所述计算器， 具体用于若所述第二信号的数据记作 XI (k) ， 所述第二 信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) ， 所述第二信号 XI (k) 的有色噪 声记作 n (k) ， n(k = XKk -d(k , 则根据
mm (n(k)-W0n (k)-Wn(k-l)- W2n(k-2)...- WNn(k-N))2
W0， W!,W2...WN ' ' ' ' 得到滤波系 数 W。， W1? W2...WW， 其中， N为滤波器抽头个数， N为非负整数， k对应所述 ；二信号的时间序号。
11、 根据权利要求 10所述的接收机， 其特征在于，
所述 W w w计…Wol算器， 具体用于对所述第二信号 XI (k) 的"
R(0) R(l)- - - R(N)
R(l) R(0)- - - R(N-l)
关， 得到相关矩阵 其中， R是噪声 n(k)的自相关函
R(N) R(N-l)- - - R(0)
数， 所述相关矩阵的维度为 (N+l^N+l), N+1为滤波器长度
W w w…Wol
Figure imgf000018_0001
Figure imgf000018_0002
的取值； 根据所述 的取值确定所述滤波系数 w。， w2
12、 根据权利要求 9~11任一项所述的接收机， 其特征在于，
所述滤波器，具体用于若滤波系数 w。， w1? w2...wΛί中wi， wi+1...ww全小于 预设门限， 则根据所述滤波系数中的 w。， w , …^^对应的所述第二信号 进行滤波， 其中， 0<L<N。
13、 根据权利要求 9~12任一项所述的接收机， 其特征在于，
所述处理器， 还用于采用最大似然序列检测 MLSD算法或者 BCJR算法 对滤波后的第二信号进行序列检测， 其中， 所述序列检测中分支度量值根据 滤波系数计算。
14、 根据权利要求 13所述的接收机， 其特征在于，
所述处理器，具体用于若所述滤波系数 W。， W1? U L， u ± 小于预设门限，则根据所述滤波系数中的 WQ， W , …^― i计算分支度量值， 其中， 0<L<N。
15、 一种接收机， 其特征在于， 包括：
处理模块， 用于对接收模块接收到的第一信号依次进行预处理获得待处 理的第二信号； 滤波系数生成模块， 用于通过将所述第二信号的有色噪声转化成白噪声 为所述第二信号生成滤波系数；
滤波模块， 用于根据所述滤波系数对对应的所述第二信号进行滤波。
16、 根据权利要求 15所述的接收机， 其特征在于，
所述滤波系数生成模块， 具体用于若所述第二信号的数据记作 XI (k)， 所述第二信号 XI (k) 的原始发送数据记作 d (k) ， 所述第二信号 XI (k) 的有色噪声记作 n (k) ， n(k)= XKk)-d(k) ，
贝1 J申艮据 mm (n(k)— W。n (k)-Win(k— 1)— W2n(k— 2)···— WNn(k— N))2
W0， W[ ,W2...WN、 ' 得到 滤波系数 W。， W1? W2...WW， 其中， N为滤波模块抽头个数， N为非负整数， k 对应所述第二信号的时间序号。
17、 根据权利要求 16所述的接收机， 其特征在于，
所述滤波系数生成模块， 具体用于对所述第二信号 XI (k) 的
R(0) R(l)--- R(N)
" )= / )- 求相关， 得到相关矩阵 ^0)… (λ^|， 其中， R是
R(N) R(N-l)--- R(0)
噪声 n(X)的自相关函数，所述相关矩阵的维度为 (； N+l)*(N+i;)， N+1为滤波模块长 度；
Figure imgf000019_0002
Figure imgf000019_0001
18、 根据权利要求 15~17任一项所述的接收机， 其特征在于，
所述滤波模块，具体用于若滤波系数 W。， W1? W2...WΛί中Wi， ，^+1..^全/」 于预设门限， 则根据所述滤波系数中的 WQ， W , …^― i对应的所述第二 f 号进行滤波， 其中， 0<L<N
19、 根据权利要求 15~18任一项所述的接收机， 其特征在于， 还包括： 序列检测模块， 用于采用最大似然序列检测 MLSD算法或者 BCJR算法 对滤波后的第二信号进行序列检测， 其中， 所述序列检测中分支度量值根据 滤波系数计算。
20、 根据权利要求 19所述的接收机， 其特征在于，
所述序列检测模块， 具体用于若所述滤波系数 W。， W1? ^.. 中 ^^+1.. ^全小于预设门限，则根据所述滤波系数中的 W。， W , …^― i计 算分支度量值， 其中， 0<L<N。
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