WO2015141658A1

WO2015141658A1 - 光信号送信装置及び光信号送信方法

Info

Publication number: WO2015141658A1
Application number: PCT/JP2015/057831
Authority: WO
Inventors: 聖司岡本; 浩一石原; 山崎　悦史; 光輝吉田; 片岡　智由; 一茂米永; 木坂　由明; 政則中村; 富沢　将人
Original assignee: 日本電信電話株式会社
Priority date: 2014-03-17
Filing date: 2015-03-17
Publication date: 2015-09-24
Also published as: CN106063153B; JPWO2015141658A1; CN106063153A; JP6186075B2; EP3094015A4; EP3094015A1; US20170070296A1; EP3094015B1; US10171173B2

Abstract

　光信号送信装置は、送信信号を変調する変調部と、それぞれ複数の異なる周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であって、振幅及び位相の少なくとも一方が変調された複数の信号系列をトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成部と、送信信号にトレーニング信号を付加する信号多重部と、送信信号にトレーニング信号が付加された信号系列を光信号にして送信する電気／光変換部とを備える。

Description

光信号送信装置及び光信号送信方法

　本発明は、光通信の技術に関する。
　本願は、２０１４年３月１７日に日本へ出願された特願２０１４－０５４１１０号、および、２０１４年１０月３０日に日本へ出願された特願２０１４－２２１６６２号に基づいて優先権を主張し、それらの内容をここに援用する。

　光通信の分野において、周波数利用効率を飛躍的に向上する同期検波方式と信号処理を組み合わせた通信システムが注目されている。この種の通信システムは、直接検波により構築されていたシステムと比較すると、受信感度を向上することができる。さらに、こうした通信システムは、送信信号をデジタル信号として受信することで、受信したデジタル信号の信号処理により信号位置検出、周波数ずれ補償、クロックずれ補償、波長分散補償、及び偏波モード分散（Polarization-Mode Dispersion; PMD）補償などの線形効果による波形歪の補償を行うことができる。また、こうした通信システムは、非線形効果による信号品質劣化に対してもデジタル補償を行うことで強い耐性を有することが知られている。したがって、こうした通信システムは次世代の光通信技術として導入が検討されている。

　非特許文献１及び２に代表されるデジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のタップ数を持つデジタルフィルタ（例えば、２８Ｇｂａｕｄの信号に対し、２００００ｐｓ／ｎｍの分散で、タップ数が２０４８）で補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムを用いた小さいタップ数（例えば、５０ｐｓの偏波モード分散で１０－１２ｔａｐ程度）の適応フィルタで補償する方法を採用している。また、非特許文献３に代表されるように、伝送レートの高速化に伴う偏波多重伝送が注目を集めている。

　なお、非特許文献４には、無線通信における同期確立について記載されている。また、非特許文献５には、波長多重伝送において、隣接波長から被る非線形光学効果である相互位相変調について、記載されている。

　非特許文献４に記載されているように、無線通信における無線ＬＡＮ（Local Area Network）標準規格であるＩＥＥＥ　８０２．１１ａスタンダードでは、送信信号の先頭に、トレーニング信号としてショートプリアンブル信号やロングプリアンブル信号を挿入するフレーム構成により、周波数ずれやクロックずれを推定できる。そして、推定された結果に基づいてこれらのずれを補償することで、同期を確立することができる。

　一方、光通信においては、波長分散という光信号固有の問題があるため、受信ビットが波長分散により正しく検出できなくなり、上記ショートプリアンブル信号及びロングプリアンブル信号を受信側で検出することは難しい。この点に対しては、送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数広がりが小さい信号成分を複数の特定周波数に有する特定周波数帯域信号を生成し、生成された特定周波数帯域信号を送信すべき信号系列に挿入し、受信側で前記特定周波数帯域信号に対して高い検出感度を有する回路を備えることで、トレーニングパタンを検出することが可能となる（非特許文献１）。

　また、受信側において複数の特定周波数帯域信号を個別に検出することで、それらの到来時間差と、それらの中心周波数差から波長分散量を推定することが可能である。さらに、特定周波数帯域信号の中心周波数を推定することで、送信側レーザと受信側局発レーザの周波数オフセットを推定することが可能となる。その結果、上記手段を用いることで波長分散、および、周波数オフセットの検出は、１００Ｇｂｐ級の信号についても可能となる。

国際公開第２０１０／１３４３２１号

H. Masuda， et al.， "13.5-Tb/s (135x111-Gb/s/ch) No-Guard-Interval Coherent OFDM Transmission over 6，248 km using SNR Maximized Second-order DRA in the Extended L-band"， OSA/OFC/NFOEC 2009， PDPB5, 2009. J. Yu， et al.， "17 Tb/s (161x114 Gb/s) PolMux-RZ-8PSK transmission over 662 km of ultra-low loss fiber using C-band EDFA amplification and digital coherent detection"， ECOC 2008， Th. 3. E. 2， Brussels， Belgium，21-25 September 2008 L. Liu， et al.， "Initial Tap Setup of Constant Modulus Algorithm for Polarization De-multiplexing in Optical Coherent Receivers"， OSA/OFC/NFOEC 2009， OMT2， 2009. IEEE, "Part 11: Wireless LAN Medium Access Control （MAC) and Physical Layer （PHY) Specifications Amendment 5: Enhancements for Higher Throughput", IEEE 802.11n-2009, Oct. 2009. G. P. Agrawal, "Nonlinear fiber optics", Fourth Edition, Elsevier, pp. 182-183, 2007.

　しかしながら、波長多重伝送においては、周囲のチャネルにおける光電力の変化が、光ファイバ伝送路の相互位相変調効果を介して、自チャネルの搬送波位相の変化を引き起こし、誤り率を増加させる信号劣化が想定される。また、非特許文献５によれば、相互位相変調効果は、光信号の瞬時電力に比例した位相回転量を生じる非線形位相回転効果である。

　また、偏波多重信号において、独立した２つの偏波に対して、同一のパタンで変調すると、トレーニング区間のみが単一偏波状態となる。たとえば、非特許文献５によれば、波長多重伝送においては、隣接波長からの非線形光学効果である相互位相変調では、平行偏波から受ける位相変調と、直交偏波から受ける位相変調では、それらの位相変調の大きさに差分があり、それら位相変調量の比率は３：２である。被擾乱チャネルにおいては２つの偏波が受ける位相変調は、伝送路中では、walk off効果により、時間的に平均化される。偏波多重信号では、独立した２つの偏波のデータ間の相関は小さく、独立に変調されるため、瞬時偏波状態はシンボル毎に変換する。walk off効果による時間的な平均化のために、結果として被擾乱チャネルの２つの偏波が受ける位相変調は同程度となる。一方、トレーニング区間では、瞬時偏波状態は顕著な場合では一定となる。このため、walk off効果による時間的な平均化があったとしても、被擾乱チャネルの２つの偏波では受ける位相変調量が異なる現象が発生する。このため、偏波クロストークが大きくなり、誤り率が増加して伝送特性を劣化させる。

　また、トレーニングパタンが２つの偏波にて同一である場合、合成された単一偏波信号の瞬時電力は２倍の大きさとなる。そのため、相互位相変調効果による位相回転量の大きさは２倍となり、不規則な偏波状態を持つパタンを伝送した場合に比べて位相回転量が増大し、誤り率が増加する可能性がある。

　また、トレーニングパタンが２つの偏波にて、同一でなくとも、その周波数広がりが小さい場合には、トレーニング区間の瞬時偏波状態は周囲に比較して、低速で変化することになる。そのため、walk off効果による時間的な平均化があったとしても、被擾乱チャネルの２つの偏波では受ける位相変調量に差分が生じる現象が発生する。その結果、偏波クロストークが大きくなり、誤り率が増加して伝送特性を劣化させる。つまり、トレーニングパタンの周波数広がりが小さい場合には、伝送路ファイバの非線形光学効果である四光波混合の発生効率が増加して、被擾乱チャネルにクロストークを発生させて、誤り率を増加させる可能性がある。

　また、送信すべき信号系列のスペクトラムに対して周波数広がりが小さい信号成分を挿入すると、その周波数と周辺のアナログデバイスなどにおける周波数によって群遅延量が大きく変化する周波数領域とが重なってしまうことがある。このように、挿入した周波数とアナログデバイスの群遅延量が大きくなる周波数とが重なってしまうと、群遅延特性により波長分散推定値の誤差が増大し、また、推定値にオフセットが生じる問題がある。

　また、送信側で挿入する特定周波数帯域信号の周波数が高い場合には、周辺アナログデバイスの周波数帯域制限により、特定周波数帯域信号を挿入した時間区間のみ、光電力が低下することになる。これは、伝送路区間の電力を一定に維持する光増幅器、アナログデジタル変換器（Analog-to-digital converter；ADC）への入力電力を一定に保つ電気増幅器、デジタル識別若しくは軟判定識別器への平均入力振幅を一定に保つデジタル振幅調整器などにおいて、その調整利得が一時的に変化して、特定周波数帯域信号以外の時間区間に対しても影響を与えて、誤り率を増加させる可能性がある。

　また、送信側で挿入する特定周波数帯域信号の周波数が高い場合に、周辺アナログデバイスの周波数帯域制限により、特定周波数帯域信号を挿入した時間区間のみ光電力が低下する点は、光ファイバ伝送路で生じる非線形光学効果により伝送特性が劣化する可能性もある。光ファイバ伝送路で生じる非線形光学効果により、瞬時的な光信号電力の変化がキャリア位相の変化をもたらす特徴がある。このため、特定周波数帯域信号が挿入された時間区間の瞬時的な光電力の変化は、搬送波位相の変化に変換されるため、位相変調信号においては誤り率の増加をもたらす。

　また、送信側で挿入する特定周波数帯域信号の振幅がデータ系列に比べて大きい場合には、相互位相変調効果による位相回転量がデータ系列に比べて増大するため、上記の相互位相変調が原因となる伝送特性の劣化も大きくなり、誤り率が増大する可能性がある。

　上記事情に鑑み、本発明は、トレーニング信号によるデータ信号の特性品質劣化を抑える技術の提供を目的とする。

　本発明の一態様は、送信信号を変調する変調部と、それぞれ複数の異なる周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であって、振幅および位相の少なくとも一方が変調された複数の信号系列をトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成部と、前記送信信号に前記トレーニング信号系列を付加する信号多重部と、前記送信信号に前記トレーニング信号系列が付加された信号系列を光信号にして送信する電気／光変換部とを備える光信号送信装置である。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号系列生成部は、特定の周波数帯域にのみデータ系列よりも高い電力の周波数成分が集中した特定周波数帯域信号を生成する基本信号系列生成部と、前記周波数成分を変調する変調系列を生成する変調系列生成部と、前記基本信号系列生成部の出力系列と前記変調系列生成部の出力系列を乗算する乗算器と、を備える。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記変調系列生成部は、前記特定周波数帯域信号の前記特定の周波数帯域に存在するデータ系列に対して高い電力成分が周波数拡散されるように前記振幅及び前記位相の少なくとも一方を変調する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記変調系列生成部は、伝送路パラメータの推定精度と、アナログデバイスおよび伝搬路の少なくとも一方における特性劣化要因をもとに、前記変調系列を生成する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記変調系列生成部は、前記変調系列として、主信号シンボルのＮシンボル分の時間間隔で変化する系列を生成し、前記伝送路パラメータの前記推定精度と、前記アナログデバイスおよび前記伝搬路の少なくとも一方における前記特性劣化要因とに基づいてＮの値を設定して、生成された変調系列の変調速度を変えることで、前記特定周波数帯域信号の前記周波数成分の変調の度合いを調整する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記変調系列生成部は、伝送路の非線形光学効果である相互位相変調の実効通過帯域幅および主信号のボーレートをもとに、前記変調系列を生成する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号系列生成部は、異なる第１の偏波および第２の偏波において振幅及び位相の少なくとも一方が異なる変調を行って前記トレーニング信号系列を生成する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号系列生成部は、前記第１の偏波と前記第２の偏波におけるトレーニング信号系列の積又は排他的論理和をとった後のパタンにおいて、互いの相関が最も低くなるように、前記第１の偏波と前記第２の偏波における前記トレーニング信号系列のパタン位相および低周期パタンを決定する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号系列生成部は、前記送信信号に対してＭ値の多値変調を行う場合、Ｍ個の候補点から前記トレーニング信号系列を生成する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号系列生成部は、偏波スクランブルとしての位相変調を９０度に制限して前記トレーニング信号系列を生成する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号系列生成部は、前記送信信号に対して前記Ｍ値の多値変調を行う場合、前記Ｍ個の候補点からＭ個より少なく原点に対して点対称な候補点を選択し、選択された候補点を用いて前記トレーニング信号系列を生成する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、さらに、要求条件のパラメータに応じたトレーニング信号系列を決定するトレーニング信号決定部を備え、前記トレーニング信号決定部は、トレーニング信号系列生成のための初期系列に対して、前記要求条件を満足したトレーニング信号系列の周波数スペクトルの形状を模擬した周波数フィルタを用いてクリッピングすることで、前記トレーニング信号系列を決定する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号決定部は、トレーニング信号系列生成のための初期系列を第１の偏波と第２の偏波とで異なるものにする。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号決定部は、前記周波数フィルタによりクリッピングされたトレーニング信号系列に対して、前記送信信号の変調方式に応じた硬判定を行う。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記トレーニング信号決定部は、前記周波数フィルタによるクリッピングおよび前記送信信号の前記変調方式に応じた前記硬判定を繰り返し行う。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記変調系列生成部は、前記特定周波数帯域信号の前記特定の周波数帯域に存在するデータ系列に比べて高い電力成分が周波数拡散されないように前記振幅及び前記位相の少なくとも一方を変調する。

　本発明の一態様は、上記の光信号送信装置であって、前記変調系列生成部は、前記トレーニング信号系列の電力が前記データ系列の電力と同等以下となるように前記振幅及び前記位相の少なくとも一方を変調する。

　本発明の一態様は、送信信号を変調し、それぞれ複数の異なる周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であって、振幅および位相の少なくとも一方が変調された複数の信号系列をトレーニング信号系列として生成し、前記送信信号に前記トレーニング信号系列を付加し、前記送信信号に前記トレーニング信号系列が付加された信号系列を光信号に変換して送信する光信号送信方法である。

　本発明によれば、光信号送信装置は、アナログデバイスや光ファイバ伝送路において生じる相互位相変調効果などによる特性劣化要因の影響を受けにくく、かつ光信号受信装置でフレーム同期、周波数同期、波長分散推定などが可能な複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中していると共に変調されたトレーニング信号系列を発生させる。光信号受信装置では、受信したトレーニング信号系列を用いて、フレーム同期、周波数同期、波長分散推定を行うことが可能であり、かつアナログデバイスや光ファイバ伝送路において生じる相互位相変調効果などによる特性劣化要因の影響を低減することが可能になる。

本発明の第１の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態における光信号送信装置が出力する送信信号系列の一例を示す図である。本発明の第１の実施形態におけるトレーニング信号系列生成部１０４を説明する図である。本発明の第２の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の基本となる信号パタンのシンボルマッピングの一例である。本発明の第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の基本となる信号パタンのシンボルマッピングの一例である。本発明の第２の実施形態におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの第１の例である。本発明の第２の実施形態におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの第１の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第２の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第２の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第３の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第３の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第４の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第４の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第５の例である。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第５の例である。第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の第１の例のシンボルマッピングにおける周波数スペクトルを示す。第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の第４の例のシンボルマッピングにおける周波数スペクトルを示す。第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の第５の例のシンボルマッピングにおける周波数スペクトルを示す。第３の実施形態におけるトレーニング信号系列の基本となるシンボルマッピングにおける周波数スペクトルの一例を示す。１６ＱＡＭにおいて振幅変調された一つ目のトレーニング信号系列の例である。８ＱＡＭにおいて振幅変調された一つ目のトレーニング信号系列の例である。多値ＱＡＭにおいて振幅変調されたトレーニング信号系列の周波数スペクトルの一例を示す。本発明の第４の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。トレーニング信号決定部３１０でのトレーニング信号の決定処理を示すフローチャートである。

　以下、図面を参照しながら本発明に係る実施形態を詳細に説明する。本発明に係る実施形態における光信号送信装置及び光信号受信装置は、例えば、光信号を用いた同期検波による光ファイバ伝送システムなどのコヒーレント通信システムに用いられる。

（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。同図において、１０１－１及び１０１－２は送信信号変調部、１０２－１及び１０２－２は信号多重部、１０３－１及び１０３－２は電気／光変換部、１０４はトレーニング信号系列生成部、１０５は偏波多重部である。光信号送信装置は、送信信号変調部１０１－１及び１０１－２、信号多重部１０２－１及び１０２－２、電気／光変換部１０３－１及び１０３－２、トレーニング信号系列生成部１０４、偏波多重部１０５を備えている。なお、以下、二つの直交する偏波（Ｘ偏波及びＹ偏波）による偏波多重伝送を一例に説明を行うが、必ずしもそのような構成である必要はなく、片方の偏波のみの伝送や、３偏波以上の伝送においても適用可能である。

　送信信号変調部１０１－１及び１０１－２は、それぞれＸ及びＹ偏波における送信するデータのバイナリ系列を変調し、送信シンボル系列（Ｉ相（同相）及びＱ相（直角位相））を出力する。変調方式としては、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などが挙げられるが、それら以外の変調方式でもよい。トレーニング信号系列生成部１０４は、先に挙げた条件を満足するような系列をトレーニング信号系列（Ｉ相及びＱ相）として生成し、出力する。

　信号多重部１０２－１及び１０２－２は、それぞれＸ及びＹ偏波における送信信号変調部１０１－１及び１０１－２の出力及びトレーニング信号系列生成部１０４の出力を入力する。そして、信号多重部１０２－１及び１０２－２は、送信シンボル系列に対して、トレーニング信号系列を任意の信号周期Ｎｓ（Ｎｓ≧１、Ｎｓは正数）ごとに挿入（時間で多重）し、その結果得られた信号系列を出力する。電気／光変換部１０３－１及び１０３－２は、信号多重部１０２－１及び１０２－２の出力を入力として、信号系列の電気／光変換を行い、光信号を出力する。

　図２は、本実施形態の光信号送信装置が出力する送信信号系列の一例を示す図である。同図に示すように、送信データ信号に対してＮｓシンボルごとにＮｔ個（Ｎｔ≧１、Ｎｔは正数）のシンボルからなるトレーニング信号を時間多重することにより、送信信号系列が生成される。なお、トレーニング信号は、リファレンス信号、パイロット信号、既知信号等と言及されてもよい。ここで、系列１と系列２は、それぞれＸ偏波及びＹ偏波における送信信号系列を示すが、Ｘ偏波とＹ偏波の系列は必ずしも異なる必要はなく、同一の系列（例えば、系列１のみ）をＸ偏波とＹ偏波の両偏波から送信してもよい。

　このように、本発明の第１の実施形態における光信号送信装置では、信号多重部１０２－１及び１０２－２において、送信信号にトレーニング信号系列を付加している。ここで、アナログデバイスや光ファイバ伝送路などによる特性劣化要因の影響を受けにくいトレーニング信号系列のパタンとしては、以下の条件を満足することが必要である。

（１）周辺アナログデバイスの帯域制限を受けるような周波数領域に、特定の周波数帯域にのみ高い電力の周波数成分を集中させないこと。具体的には、交番信号系列パタンを用いることやＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing）によるある特定のサブキャリアにのみ信号を送信することは上記特性劣化要因の影響を受けやすくなるため、避ける。

（２）２つの異なる偏波（例えば、Ｘ偏波とＹ偏波）の変調パタンの相関を下げるようにトレーニング信号系列のパタンを設定すること。なお、相関としては、小さければ小さいほど望ましい。

（３）トレーニング信号系列のパタンに対して、伝送路で期待できるwalk off効果による時間的な平均化のウィンドウ幅に比較して、それより短い周期で変調をかけること。つまり、伝送路における非線形光学効果である相互位相変調の実効通過帯域幅と比較して、それぞれの特定周波数の特定周波数帯域信号の周波数分布幅が広い特徴を有していること。

（４）光信号送受信装置のフロントエンド部におけるアナログデバイスの劣化要因（帯域制限、群遅延リプルなど）の影響を受けないようにすること。

（５）上記（１）～（４）の少なくとも一つを満足し、かつ光信号受信装置でフレーム同期、周波数同期、波長分散推定などが可能な、複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中しているトレーニング信号系列であること。

　以上の条件を満足するように、本発明の第１の実施形態では、以下のようにして、トレーニング信号系列を生成している。

　本発明の第１の実施形態では、特定周波数に高い電力密度を有する伝搬路推定用の信号パタンと、主信号シンボルのＮシンボル分の時間間隔で変化する低周期ランダムパタンとの積（若しくは排他的論理和）を取ることで、トレーニング信号系列を生成する。なお、特定周波数に高い電力密度を有する伝搬路推定用の信号パタンは、以下、特定周波数帯域信号と呼ぶ。

　特定周波数帯域信号としては、シンボルレート周波数の半分に電力が集中するパタンとしては、例えば以下のような交番パタンがある。

XI=（S, -S, S, -S, ……）
XQ= (S, -S, S, -S, ……)
YI= (S, -S, S, -S, ……)
YQ= (S, -S, S, -S, ……)　　　　　（式１）

　ここで、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱは、それぞれＸ偏波におけるＩ軸、Ｘ偏波におけるＱ軸、Ｙ偏波におけるＩ軸、Ｙ偏波におけるＱ軸における信号系列ベクトルを示し、Ｓは実数である。また、シンボルレート周波数の１／４に電力が集中するパタンとしては、以下のような２シンボル周期の交番パタンがある。

XI=（S, S, -S, -S, S, S, -S, -S ……）
XQ=（S, S, -S, -S, S, S, -S, -S ……）
YI= (S, S, -S, -S, S, S, -S, -S ……）
YQ=（S, S, -S, -S, S, S, -S, -S ……）　　　（式２）

　この交番パタンに対し、異なる系列との積を取ることで、アナログデバイスや伝搬路における特性劣化要因の影響を受けにくい系列を生成することができる。

　図３は、本発明の第１の実施形態におけるトレーニング信号系列生成部１０４を説明する図である。同図において、１００１は基本信号系列生成部、１００２－１～１００２－４は乗算器、１００３－１～１００３－４は変調系列生成部を示す。トレーニング信号系列生成部１０４は、基本信号系列生成部１００１、乗算器１００２－１～１００２－４、変調系列生成部１００３－１～１００３－４を備えている。

　基本信号系列生成部１００１では、基本となる信号パタン（伝搬路推定用の信号パタン、特定周波数帯域信号系列など）を生成する。生成された系列としては、例えば、先に示した交番パタンなどが挙げられる。乗算器１００２－１～１００２－４は、基本信号系列生成部１００１からの系列と、変調系列生成部１００３－１～１００３－４から入力された系列に対して、シンボル毎に乗算を行い、乗算結果を信号多重部１０２－１及び１０２－２へ出力する。

　変調系列生成部１００３－１～１００３－４は、乗算器１００２－１～１００２－４の出力の系列がアナログデバイスや伝搬路における特性劣化要因の影響を受けにくい系列になるような変調系列を生成する。変調系列としては、例えば疑似ランダム系列（Pseudo-Random Bit Sequence; PRBS）を利用する方法がある。その場合、４つの変調系列生成部ごとに異なる生成多項式により生成される疑似ランダム系列を用いてもよいし、同じ生成多項式を用いて異なる初期値を設定して生成された系列を用いてもよい。

　さらに、その生成された変調系列の変調速度を変えることで、基本となる信号パタンの変調の度合い（スペクトルの広がり）を調整することができる。例えば、疑似ランダム系列（PRBS）として、Ｖ＝（ｖ1，ｖ2，ｖ3，．．．）という系列を用いるとき、トレーニング信号系列による伝送路の推定精度を向上させたい場合には、スペクトルの広がりを抑えるような、以下に示す８倍の変調系列Ｖ８や１６倍の変調系列Ｖ１６といった系列を用いる。また、アナログデバイスや伝搬路での特性劣化要因の影響が大きく、スペクトルの広がりを大きくしたい場合には、以下に示す２倍の変調系列Ｖ２や４倍の変調系列Ｖ４といった系列を用いる。

　８倍の変調系列Ｖ８は、以下のような系列である。
V８＝（ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，．．．）

　１６倍の変調系列Ｖ１６は、以下のような系列である。
V16＝（ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，．．．）

　２倍の変調系列Ｖ２は、以下のような系列である。
V２＝（ｖ1，ｖ1，ｖ2，ｖ2，ｖ3，ｖ3，．．．）

　４倍の変調系列Ｖ４は、以下のような系列である。
V４＝（ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ1，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ2，ｖ3，ｖ3，ｖ3，ｖ3，．．．）

　以上のように、系列としてＮ倍（Ｎ≧１、Ｎは整数）の変調系列を用いることで、Ｎが大きくなるほどスペクトルの広がりが小さくなる。このため、基本となる信号パタンの変調の度合いを調整することができる。また、伝送路パラメータの推定精度とアナログデバイスや伝搬路における特性劣化要因の状況により適応的にＮを設定することで、伝送路パラメータの推定精度向上とアナログデバイスや伝搬路における特性劣化要因の抑制の両立を実現することができる。例えば、伝送路の非線形光学効果である相互位相変調の実効通過帯域幅をＢＮＬ、主信号のボーレートをＢＳとした場合には、ＢＳ／Ｎ＞ＢＮＬを満たすようにＮを設定する。

　また、図３のトレーニング信号系列生成部の構成で、トレーニング信号系列のパタンが、（２）２つの異なる偏波（例えば、Ｘ偏波とＹ偏波）の変調パタンの相関を下げる条件を満たすようにトレーニング信号を生成する場合には、Ｘ偏波とＹ偏波で異なる系列を用いればよい。さらに、（２）のみの条件を満足させる場合、信号パタンの変調の度合いをトレーニング信号系列数と同じ倍数にすればよい。具体的には、トレーニング信号系列長をＬとしたとき、（２）のみの条件を満足させる場合、Ｘ偏波における系列をＶＬ＝（ｖ1，．．．．．，ｖ1），Ｙ偏波における系列をＶＬ’＝（ｖ2，．．．．．，ｖ2）とすればよい。

（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図４は、本発明の第２の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態と第２の実施形態との違いは、トレーニング信号系列生成部１０４をトレーニング信号マッピング部２０１として用いる点にある。トレーニング信号マッピング部２０１は、トレーニング信号を送信信号と同じ変調方式にシンボルマッピングし、トレーニング信号系列を生成する。

　本実施形態では、Ｘ偏波とＹ偏波で直交する系列パタンを利用することで、Ｘ偏波とＹ偏波の相関を小さくする方法を利用している。すなわち、本実施形態では、Ｘ偏波とＹ偏波で積（若しくは排他的論理和）をとった後のパタンにおいて、互いの相関が最も低くなるように、トレーニング信号マッピング部２０１でパタン位相、及び低周期パタンを決定する。以下、具体的な系列パタンを１６ＱＡＭを例にとって説明する。

　図５Ａおよび図５Ｂは、本実施形態におけるトレーニング信号系列の基本となる信号パタンのシンボルマッピングの一例である。基本パタンとしては、式１の交番信号を想定しており、原点に対して点対称な２点（Ａ，Ｂで示す）を交互に用いることで基本パタンとしての交番信号を生成している。このように、１６ＱＡＭの場合、図５Ａおよび図５Ｂに示すように、１６個の候補点から信号（シンボル）が構成されるため、この候補点１６個から系列を生成することで上記条件に合ったトレーニング信号系列を生成する。

　次に、トレーニング信号マッピング部２０１におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの例を示す。図６Ａおよび図６Ｂは、本発明の第２の実施形態におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの第１の例である。図６Ａおよび図６Ｂに示すように、この第１の例でのトレーニング信号マッピング部２０１におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングでは、Ｘ偏波及びＹ偏波において、４つの候補点（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄで示す）を順にマッピングした後、９０度位相をシフトさせるという操作を繰り返し行う。さらにＸ偏波では９０度位相シフトをプラス側に行うのに対して、Ｙ偏波では９０度位相シフトをマイナス側に行うことで、Ｘ偏波とＹ偏波を直交させている。以上の操作を系列長Ｎｔシンボル分行う。

　図７Ａおよび図７Ｂは、トレーニング信号マッピング部２０１におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの第２の例である。図７Ａおよび図７Ｂに示すように、トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第２の例では、Ｘ偏波及びＹ偏波において、４つの候補点（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄで示す）を順にマッピングする際に、一方の偏波では内側をマッピングしたとき、もう一方の偏波では外側をマッピングした後、９０度位相をシフトさせるという操作を繰り返し行う。一方の偏波では内側をマッピングしたときに、もう一方の偏波では外側をマッピングすることで、全体的にはシンボル毎で同じ送信電力にすることができる。さらにＸ偏波では９０度位相シフトをプラス側に行うのに対して、Ｙ偏波では９０度位相シフトをマイナス側に行うことで、Ｘ偏波とＹ偏波を直交させている。以上の操作を系列長Ｎｔシンボル分行う。

　図８Ａおよび図８Ｂは、トレーニング信号マッピング部２０１におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの第３の例である。図８Ａおよび図８Ｂに示すように、トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第３の例では、Ｘ偏波及びＹ偏波において、４つの候補点（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄで示す）を順にマッピングした後、９０度位相をシフトさせ、４つの候補点を順にマッピングした後、最初の４つの候補点に戻るという操作を繰り返し行う。つまり、図８Ａおよび図８Ｂに示す系列は、二つ目のトレーニング信号系列（図７Ａおよび図７Ｂ）のうち、前半部分のみを抽出した系列となっている。さらにＸ偏波では９０度位相シフトをプラス側に行うのに対して、Ｙ偏波では９０度位相シフトをマイナス側に行うことで、Ｘ偏波とＹ偏波を直交させている。以上の操作を系列長Ｎｔシンボル分行う。

　図９Ａおよび図９Ｂは、トレーニング信号マッピング部２０１におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの第４の例である。図９Ａおよび図９Ｂに示すように、トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第４の例では、Ｘ偏波及びＹ偏波において、２つの候補点（Ａ，Ｂで示す）を順にマッピングした後、振幅を変えて２つの候補点（Ｃ，Ｄで示す）を順にマッピングするという操作を繰り返し行う。さらにＸ偏波とＹ偏波で異なる振幅にすることで、全体的にはシンボル毎で同じ送信電力にすることができる。以上の操作を系列長Ｎｔシンボル分行う。

　図１０Ａおよび図１０Ｂは、トレーニング信号マッピング部２０１におけるトレーニング信号系列のシンボルマッピングの第５の例である。図１０Ａおよび図１０Ｂに示すように、トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第５の例では、Ｘ偏波及びＹ偏波において、４つの候補点（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄで示す）を順にマッピングした後、９０度位相をシフトさせ、４つの候補点を順にマッピングした後、最初の４つの候補点に戻るという操作を繰り返し行う。トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第３の例と異なる点は、トレーニング信号系列のシンボルマッピングの第５の例の場合は、振幅が大小交互になる点である。以上の操作を系列長Ｎｔシンボル分行う。

　ここで、上記５つのトレーニング信号マッピング部２０１におけるトレーニング信号系列の生成の共通点は、基準となる特定周波数帯域信号系列に対して、二つの異なる偏波において異なる振幅を用いたり、異なる位相変調を行ったりして、トレーニング信号系列を生成している点である。また、Ｍ値変調の場合、Ｍ個の候補点からＫ点（Ｋ＜Ｍ）選択してトレーニング信号系列をシンボルマッピングして生成しており、交番信号を生成する際には、候補点として原点に対して点対称な点を選択して交番信号を生成している。さらに、位相変調は、偏波スクランブルのために適用しているが、位相変調９０度でもＸＹ偏波変調をかけると交番信号の電力低下があるため位相変調を９０度に制限している。以上のようにトレーニング信号系列を生成することで、伝送路パラメータの推定精度向上とアナログデバイスや伝搬路における特性劣化要因の抑制の両立を実現するトレーニング信号系列を生成している。

　図１１は、第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の第１の例のシンボルマッピングにおける周波数スペクトルを示す。図１２は、第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の第４の例のシンボルマッピングにおける周波数スペクトルを示す。図１３は、第２の実施形態におけるトレーニング信号系列の第５の例のシンボルマッピングにおける周波数スペクトルを示す。これらの図において、横軸は周波数（若しくは４０９６ポイントＦＦＴ（Fast Fourier Transform、高速フーリエ変換）を行ったときのＦＦＴポイント数）を示し、縦軸は各周波数点における電力値を示す。図１１～図１３から分かるように、本方式を適用することで、交番信号系列から生成される２つの線スペクトル（特定周波数帯域信号スペクトル）を変調することができ、線スペクトルに膨らみを持たせることができる。また、作成するシンボルマッピングの信号系列パタンにより線スペクトルの膨らむ（変調する）量が変わっている。このように、状況に応じて適応的にトレーニング信号の信号系列パタンを変えることで伝送路パラメータの推定精度向上とアナログデバイスや伝搬路における特性劣化要因の抑制の両立を実現するトレーニング信号系列を生成している。

　以上では５つの系列を例にとって説明したが、これらの系列に限る必要はなく、基本パタンの性質を保持したまま、振幅や位相を回転させることで、伝送路パラメータの推定精度向上とアナログデバイスや伝搬路における特性劣化要因の抑制の両立を実現するトレーニング信号系列を生成することができる。また、上記５つのパタンにおいて、ＡからＢをＮｒ１（Ｎｒ１≧２、Ｎｒ１は整数）回繰り返したあと、ＣからＤをＮｒ２（Ｎｒ２≧２、Ｎｒ２は整数）回繰り返すことでパタンを変形させることもできる。さらに、Ｘ偏波とＹ偏波で、低周期ランダムパタンのパタン位相をシフトさせることで、排他的論理和をとった後のパタンにおいて、互いの相関が最も低くなるように、パタン位相、及び低周期パタンを決定する方法がある。

（第３の実施形態）
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態が、第１および第２の実施形態と異なる点は、変調系列生成部１００３－１～１００３－４が、トレーニング信号系列のスペクトルを拡散せずに、トレーニング信号系列の電力が低減するように変調を行う点である。前述したように相互位相変調効果は瞬時電力に比例するため、トレーニング信号系列の振幅を低減させることで相互位相変調による誤り率の劣化を抑えることができる。

　図１４は第３の実施形態におけるトレーニング信号系列の基本となるシンボルマッピングにおける周波数スペクトルの一例を示す。図１４は、８ＱＡＭおよび１６ＱＡＭにおけるトレーニング信号系列の周波数スペクトルの一例である。この場合、Ｘ偏波とＹ偏波は同一の複素振幅である。１周期が４シンボルで定義される場合の、基本のトレーニング信号系列ＴＳを以下の式で表す。

ＴＳ（４ｍ－３）＝Ｓ
ＴＳ（４ｍ－２）＝Ｓ
ＴＳ（４ｍ－１）＝－Ｓ
ＴＳ（４ｍ）＝－Ｓ　　　　　（式３）
　式３において、ｍ＝１、２、３、・・・、Ｎｔ／４である。

　この基本のトレーニング信号系列に対して固定の周期の変調を加えた場合、トレーニング信号系列ＴＳの偶数番目と奇数番目は以下の式で表すことができる。

ＴＳ（２ｌ－１）＝ＴＳ（２ｌ－１）
ＴＳ（２ｌ）＝a^＊ＴＳ（２ｌ）^＊ｅｘｐ（ｉθ）　　　（式４）
　式４において、ｌ＝１、２、３、・・・、Ｎｔ／２である。また、ｅｘｐは指数関数であり、ｉは虚数単位である。

　図１５は、１６ＱＡＭにおいて振幅変調された一つ目のトレーニング信号系列の例である。図１５の例では、Ｘ偏波及びＹ偏波において、４つの候補点（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄで示す）を順にマッピングする際、ａ＝１／３、θ＝０とすれば４つの候補点は原点を通る一直線上にマッピングされる。このように１６ＱＡＭ以上の多値度においては、θ＝０としてトレーニング信号系列が対角線上となるように設定することができる。

　図１６は、８ＱＡＭにおいて振幅変調された一つ目のトレーニング信号系列の例である。図１５の例のように、１６ＱＡＭでは、Ｘ偏波及びＹ偏波において、４つの候補点（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄで示す）を一直線上にマッピングできたのに対し、８ＱＡＭでは、４つの候補点を一直線上にマッピングすることができない。そのため、８ＱＡＭでは、４つの候補点をａ＝１／２、θ＝π／２としてマッピングする。

　図１７は、多値ＱＡＭにおいて振幅変調されたトレーニング信号系列の周波数スペクトルの一例である。図１７では、図１４に比べて、トレーニング信号系列のピーク周波数成分の電力が低減していることがわかる。これにより相互位相変調による誤り率の劣化を防ぐことが可能となる。

　なお、ここで示したａ及びθは一例であり、ａ及びθの値は、多値度に応じて、トレーニング信号系列のピーク周波数成分が低減するように選択されてもよい。また、上記の例では偶数シンボルの振幅値をａで乗算したが、奇数シンボルの振幅値を乗算してもよい。また、Ｘ偏波及びＹ偏波のトレーニング信号系列は、それぞれ異なるａとθの値を用いてもよい。また、上記では、一例として、１周期４シンボルのＴＳに対して１／２周期で変調を加えた場合について説明した。１周期ＰシンボルのＴＳに対する１周期Ｑシンボルでの変調は、トレーニング信号系列のピーク周波数成分の電力が低減すれば、任意の自然数Ｐ及びＱが選択されてもよい。
　ａの目安としては、トレーニング信号系列の電力がデータ系列と同等またはそれ以下となるように設定することができる。これによりトレーニング信号系列による相互位相変調の影響を低減することができる。
　また、トレーニング信号系列のピーク周波数成分の電力を低減するために、Ｘ偏波およびＹ偏波に同一の情報を載せる偏波多重ではなく、片側の偏波をランダム系列に設定して単一偏波とすることもできる。これにより、トレーニング信号系列のピーク周波数成分の電力は３ｄＢ低減され、同時にトレーニング信号系列区間の偏波状態をランダマイズさせられるため、電力の集中により生じる非線形光学効果の影響を低減することができる。
　トレーニング信号系列を単一偏波とすることで検出感度は下がるが、部分的に偏波多重伝送とすることで感度の改善を図ることができる。例えば、トレーニング信号系列の中心部の系列のみ偏波多重として、初めの系列と終わりの系列は単一偏波とすることができる。

（第４の実施形態）
　次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図１８は、本発明の第４の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。図１８において、送信信号変調部３０１－１及び３０１－２、信号多重部３０２－１及び３０２－２、電気／光変換部３０３－１及び３０３－２、トレーニング信号系列生成部３０４、偏波多重部３０５は、第１の実施形態における、送信信号変調部１０１－１及び１０１－２、信号多重部１０２－１及び１０２－２、電気／光変換部１０３－１及び１０３－２、トレーニング信号系列生成部１０４、偏波多重部１０５に対応している。

　第４の実施形態では、トレーニング信号決定部３１０は、要求条件（パラメータ）を入力し、このパラメータに応じて、トレーニング信号系列を決定する。そして、トレーニング信号系列生成部３０４は、トレーニング信号決定部３１０で決定されたトレーニング信号系列を生成する。

　図１９は、トレーニング信号決定部３１０でのトレーニング信号系列の決定処理を示すフローチャートである。図１９において、トレーニング信号決定部３１０には、トレーニング信号系列の要求条件（パラメータ）が設定される（ステップＳ１０）。要求条件としては、例えば、トレーニング信号系列の変調方式、条件を満足したトレーニング信号系列の周波数スペクトルの形状を模擬した周波数フィルタ及びその関連パラメータ（種類、中心周波数、カットオフ周波数、スペクトル数（複数）、その他係数など）若しくは目標とするトレーニング信号系列のスペクトルの形状、トレーニング信号系列長Ｎｔなどがある。

　次に、トレーニング信号決定部３１０は、トレーニング信号系列生成のための初期系列を設定する（ステップＳ１１）。初期系列としては、例えば、疑似ランダム系列（ＰＲＢＳ）、ランダムパタン、交番パタンなどがあり、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱごとに異なるパタンを用いることもできるし、同一のパタンを用いてもよい。得られた信号系列に対して、周波数変換を行い、周波数スペクトルを算出する（ステップＳ１２）。周波数変換の方法としては、例えば、ＦＦＴやＤＦＴ（Discrete Fourier Transform、離散フーリエ変換）などがある。

　次に、トレーニング信号決定部３１０は、要求条件を満足しない周波数成分に対してクリッピングを行う（ステップＳ１３）。例えば、得られた周波数スペクトル若しくはその電力値（ＸＩ（ｋ）とＸＱ（ｋ）の二乗の和、若しくはＹＩ（ｋ）とＹＱ（ｋ）の二乗の和、ｋは周波数）に対して、初期設定の際（ステップＳ１０）に設定した周波数フィルタを適用する。そして、周波数フィルタの値を超えている周波数成分に対しては、クリッピングを行う。その後、トレーニング信号決定部３１０は、クリッピングした周波数スペクトルに対して時間変換を行い、時間信号系列を算出する（ステップＳ１４）。時間変換の方法としては、例えば、ＩＦＦＴ(Inverse FFT、逆ＦＦＴ)やＩＤＦＴ（Inverse DFT、逆ＤＦＴ）などがある。

　次に、トレーニング信号決定部３１０は、得られた時間信号系列に対して、送信信号の変調方式に応じた硬判定を行い、変調後のトレーニング信号系列を得る（ステップＳ１５）。以上の操作を、Ｎｉ＋１（Ｎｉ≧０、Ｎｉは整数）回繰り返し行い（ステップＳ１６，Ｓ１７）、最終結果を決定されたトレーニング信号系列として出力する。トレーニング信号系列生成部３０４は、決定されたトレーニング信号系列を生成する。

　なお、ステップＳ１５における硬判定は、必ずしも行う必要はなく、例えば、トレーニング信号系列の変調方式に特に規定が無かったり、送信側のＤＡＣ（Digital-to-analog converter、Ｄ／Ａ変換器）の分解能に余裕があったりする場合は不要になる。

　また、光信号受信装置におけるフレーム同期、周波数同期、波長分散推定などの方法については、例えば、特許文献１などに開示されている方法を用いることで実現可能である。

　また、光信号送信装置の全部又は一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳ（Operating System）や周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
　また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷ（World Wide Web）システムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（或いは表示環境）も含むものとする。
　また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ（Compact Disc）－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

　本発明は、例えば、光通信に適用することができる。本発明によれば、トレーニング信号によるデータ信号の特性品質劣化を抑えることができる。

１０１－１，１０１－２，３０１－１，３０１－２：送信信号変調部
１０２－１，１０２－２，３０２－１，３０２－２：信号多重部
１０３－１，１０３－２，３０３－１，３０３－２：電気／光変換部
１０４，３０４：トレーニング信号系列生成部
１０５，３０５：偏波多重部
１００１：基本信号系列生成部
１００２－１～１００２－４：乗算器
１００３－１～１００３－４：変調系列生成部

Claims

　送信信号を変調する変調部と、
　それぞれ複数の異なる周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であって、振幅および位相の少なくとも一方が変調された複数の信号系列をトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成部と、
　前記送信信号に前記トレーニング信号系列を付加する信号多重部と、
　前記送信信号に前記トレーニング信号系列が付加された信号系列を光信号にして送信する電気／光変換部と
　を備える光信号送信装置。
　前記トレーニング信号系列生成部は、特定の周波数帯域にのみデータ系列よりも高い電力の周波数成分が集中した特定周波数帯域信号を生成する基本信号系列生成部と、
　前記周波数成分を変調する変調系列を生成する変調系列生成部と、
　前記基本信号系列生成部の出力系列と前記変調系列生成部の出力系列を乗算する乗算器と、
　を備える請求項１に記載の光信号送信装置。
　前記変調系列生成部は、前記特定周波数帯域信号の前記特定の周波数帯域に存在するデータ系列に対して高い電力成分が周波数拡散されるように前記振幅及び前記位相の少なくとも一方を変調する、請求項２に記載の光信号送信装置。
　前記変調系列生成部は、伝送路パラメータの推定精度と、アナログデバイスおよび伝搬路の少なくとも一方における特性劣化要因をもとに、前記変調系列を生成する請求項３に記載の光信号送信装置。
　前記変調系列生成部は、
　前記変調系列として、主信号シンボルのＮシンボル分の時間間隔で変化する系列を生成し、
　前記伝送路パラメータの前記推定精度と、前記アナログデバイスおよび前記伝搬路の少なくとも一方における前記特性劣化要因とに基づいてＮの値を設定して、生成された変調系列の変調速度を変えることで、前記特定周波数帯域信号の前記周波数成分の変調の度合いを調整する請求項４に記載の光信号送信装置。
　前記変調系列生成部は、伝送路の非線形光学効果である相互位相変調の実効通過帯域幅および主信号のボーレートをもとに、前記変調系列を生成する請求項２に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号系列生成部は、異なる第１の偏波および第２の偏波において振幅及び位相の少なくとも一方が異なる変調を行って前記トレーニング信号系列を生成する請求項１に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号系列生成部は、前記第１の偏波と前記第２の偏波におけるトレーニング信号系列の積又は排他的論理和をとった後のパタンにおいて、互いの相関が最も低くなるように、前記第１の偏波と前記第２の偏波における前記トレーニング信号系列のパタン位相および低周期パタンを決定する請求項７に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号系列生成部は、前記送信信号に対してＭ値の多値変調を行う場合、Ｍ個の候補点から前記トレーニング信号系列を生成する請求項１に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号系列生成部は、偏波スクランブルとしての位相変調を９０度に制限して前記トレーニング信号系列を生成する請求項９に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号系列生成部は、前記送信信号に対して前記Ｍ値の多値変調を行う場合、前記Ｍ個の候補点からＭ個より少なく原点に対して点対称な候補点を選択し、選択された候補点を用いて前記トレーニング信号系列を生成する請求項９に記載の光信号送信装置。
　さらに、要求条件のパラメータに応じたトレーニング信号系列を決定するトレーニング信号決定部を備え、
　前記トレーニング信号決定部は、トレーニング信号系列生成のための初期系列に対して、前記要求条件を満足したトレーニング信号系列の周波数スペクトルの形状を模擬した周波数フィルタを用いてクリッピングすることで、前記トレーニング信号系列を決定する請求項１に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号決定部は、トレーニング信号系列生成のための初期系列を第１の偏波と第２の偏波とで異なるものにする請求項１２に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号決定部は、前記周波数フィルタによりクリッピングされたトレーニング信号系列に対して、前記送信信号の変調方式に応じた硬判定を行う請求項１２に記載の光信号送信装置。
　前記トレーニング信号決定部は、前記周波数フィルタによるクリッピングおよび前記送信信号の前記変調方式に応じた前記硬判定を繰り返し行う請求項１４に記載の光信号送信装置。
　前記変調系列生成部は、前記特定周波数帯域信号の前記特定の周波数帯域に存在するデータ系列に比べて高い電力成分が周波数拡散されないように前記振幅及び前記位相の少なくとも一方を変調する、請求項２に記載の光信号送信装置。
　前記変調系列生成部は、前記トレーニング信号系列の電力が前記データ系列の電力と同等以下となるように前記振幅及び前記位相の少なくとも一方を変調する、請求項１６に記載の光信号送信装置。
　送信信号を変調し、
　それぞれ複数の異なる周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であって、振幅及び位相の少なくとも一方が変調された複数の信号系列をトレーニング信号系列として生成し、
　前記送信信号に前記トレーニング信号系列を付加し、
　前記送信信号に前記トレーニング信号系列が付加された信号系列を光信号に変換して送信する光信号送信方法。