WO2015093866A1 - 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전송을 지원하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전송을 지원하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2015093866A1
WO2015093866A1 PCT/KR2014/012526 KR2014012526W WO2015093866A1 WO 2015093866 A1 WO2015093866 A1 WO 2015093866A1 KR 2014012526 W KR2014012526 W KR 2014012526W WO 2015093866 A1 WO2015093866 A1 WO 2015093866A1
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reference signal
terminal
information
antenna
matrix
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PCT/KR2014/012526
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김영태
김기준
서인권
채혁진
박종현
박한준
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엘지전자 주식회사
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    • H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
    • H04L5/0055—Physical resource allocation for ACK/NACK

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for supporting reference signal transmission in a multi-antenna supported wireless communication system.
  • MIMO MUL t iple-Input Mul- iple-Output
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna according to channel conditions may be applied.
  • the existing 3rd Generation Generat ion Partnership Project (3GPP) Long Term Evolut ion (LTE) system supports up to 4 transmit antennas (4) for downlink transmission and defines a precoding codebook accordingly.
  • a method of supporting a serving cell by transmitting a reference signal of a neighboring cell may include: setting a sounding reference signal to a terminal; Transmitting a Reference Signal (SRS) conf igurat ion); Transmitting the sounding reference signal setting and the terminal association position information to the neighbor cell; And receiving a sounding reference signal (SRS) based first channel quality value estimated according to the sounding reference signal setting from the neighboring cell, wherein the first channel The quality value is estimated by applying a reception weighting value (receiving vector) according to the terminal association location information.
  • SRS Reference Signal
  • SRS Sounding reference signal
  • the first channel quality value may be characterized as being a Reference Signal Received Power (RSRP) or Reference Signal Received Quality (RSRQ).
  • RSRP Reference Signal Received Power
  • RSRQ Reference Signal Received Quality
  • the terminal association position information may include weight information on a horizontal antenna of the terminal, weight information on a vertical antenna of the terminal, global position system (GPS) information of the terminal, and the terminal. May include one of expected location information or information indicating absence of location information of the terminal.
  • GPS global position system
  • the terminal associated location information may be set to be transmitted only when the neighbor cell is composed of multidimensional antennas.
  • the method may further include determining whether to handover the terminal by comparing the first channel quality value with the second channel quality value measured in the serving cell.
  • the first channel state information of the serving cell-the channel state informat ion-reference signal (CSI-RS) and the second channel state information of the neighboring cell- Transmitting a reference signal (CSI-RS) to the terminal; And receiving a handover confirmation message of the terminal based on the first channel state information -reference signal and the second channel state information -reference signal.
  • CSI-RS channel state informat ion-reference signal
  • CSI-RS reference signal
  • a method of transmitting a reference signal of a neighbor cell in a wireless communication system supporting multiple antennas includes: setting a sounding reference signal set by a serving cell for a terminal; Terminal-related location information Receiving; Receiving a channel quality value measured according to the sounding reference signal setting from the terminal; And transmitting the channel quality value to the serving cell, wherein the channel quality value is estimated by a neighboring cell by applying a receiving vector according to the terminal associated location information. can do.
  • a serving cell supporting reference signal transmission of a neighboring cell may include: a radio frequency unit (Radio Frequency Unit); And a processor, wherein the processor transmits a sounding reference signal (SRS) conf igurat ion to the terminal, and transmits the sounding reference signal setting and the terminal association location information. Transmitting to the neighboring cell and receiving a Sounding Reference Signal (SRS) based first channel quality value estimated from the neighboring cell according to the sounding reference signal setting, The first channel quality value may be estimated by applying a receiving vector according to the terminal associated location information.
  • SRS Sounding Reference Signal
  • the terminal association position information may include weight information on the horizontal antenna of the terminal, weight information on the vertical antenna of the terminal, global position system (GPS) information of the terminal, and the terminal.
  • the estimated location information of the black may include one of the information indicating the absence of the location information of the terminal.
  • a reference signal can be efficiently transmitted in a multi-antenna supported wireless communication system.
  • FIG. 1 is a view for explaining the structure of a downlink radio frame.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 3 shows a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • CRS common reference signal
  • FIG. 6 is a diagram for explaining shift of a reference signal pattern.
  • FIG. 7 and 8 illustrate a resource element group which is a unit to which downlink control channels are allocated.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating positions of PCFICH and PHICH channels.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • FIG. 12 illustrates a structure of a transmitter according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a DFT processed signal is mapped to a frequency domain.
  • FIG. 14 is a block diagram for explaining a transmission process of a reference signal.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a symbol position to which a reference signal is mapped.
  • 16 to 19 are diagrams illustrating a clustered DFT-s-OFDMA technique.
  • 21 is a block diagram illustrating the functions of the MIM0 system.
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 23 shows examples of configuring 8 transmission antennas.
  • 24 is a reference diagram for describing a multidimensional active antenna system.
  • Figure 26 shows an embodiment of the present invention.
  • 27 and 28 illustrate a case in which a neighbor cell estimates a beam forming state of a serving cell according to the present invention.
  • FIG. 29 illustrates a case in which neighboring cells perform broad-forming based on area information according to the present invention.
  • 30 shows a case of transmitting weight / PMI information in a horizontal direction and a vertical direction according to the present invention.
  • 31 is a diagram showing the configuration of a base station apparatus and a terminal apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be implemented in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • Embodiments of the present invention will be described with reference to the relationship between data transmission and reception between a base station and a terminal.
  • the base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with the terminal.
  • Certain equivalents described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • BS Self-explanatory A 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), and an access point (AP).
  • eNB eNode B
  • AP access point
  • base station may be used as a concept including a cell or a sector.
  • the repeater can be replaced by terms such as Relay Node (RN), Relay Station (RS).
  • an uplink transmitting entity may mean a terminal or a repeater
  • an uplink receiving entity may mean a base station or a repeater
  • a downlink transmission entity may mean a base station or a repeater
  • a downlink reception entity May mean a terminal or a repeater.
  • the uplink transmission may mean transmission from the terminal to the base station, transmission from the terminal to the relay, or transmission from the repeater to the base station.
  • downlink transmission may mean transmission from a base station to a terminal, transmission from a base station to a repeater, and transmission from a repeater to a terminal.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-Advanced (LTE-A) system and 3GPP2 system . That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • FDMA Frequency Division Multiple Access
  • TDMA Time Division Multiple Access
  • FDMA 0rthogonal Frequency Division Multiple Access
  • SC to FDMA Code Division Multiple Access
  • CDMA can be implemented with radio technologies such as UTRA Jniversal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA can be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobility Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobility Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA), and the like.
  • UTRA is part of UMTS Jni versa 1 Mobile Telecommunications System.
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) LTEdong term evolution (EG) uses E-UTRA As part of E-UMTS (Evolved UMTS), it adopts DMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced
  • WiMAX is IEEE 802.11e standard.
  • Wi ResessMAN-OFDMA Reference System Wi ResessMAN-OFDMA Reference System
  • the advanced IEEE 802.11m standard Wi relessMAN ⁇ OFDMA Advanced system
  • a structure of a downlink radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency diversity duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time diversity duplex (TDD).
  • FIG. 1 (a) is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time it takes for one subframe to be transmitted is referred to as a TTK trans ion interval (TK).
  • TK trans ion interval
  • one subframe may have a length of 1 ms
  • one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain, and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • the 0FDM symbol represents one symbol period.
  • the 0FDM symbol may also be referred to as an SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration (conf igurat ion) of CPCC lic Pref ix).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be seven.
  • the 0FDM symbol is configured by an extended CP, the length of one 0FDM symbol is increased,
  • the number of OFDM symbols included is less than that of a normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six.
  • an extended CP may be used to further reduce interference between symbols.
  • one slot When a general CP is used, one slot includes 7 OFDM symbols, and thus, one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a PDSCKphysical downlink shared channel.
  • PDCCH physical downlink control channel
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a structure of a type 2 radio frame.
  • FIG. Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UPPTS). )
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UPTS uplink pilot time slot
  • one subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe includes two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers as an example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located in the k th subcarrier and the first 0FDM symbol.
  • one resource A tok contains 12X7 resource elements (in the case of an extended CP, it includes 12X6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • the value of N DL may be determined according to a downlink transmission bandwidth set by scheduling of the base station.
  • PDSCH Physical Downlink Shared Chancel
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical HARQ indicator channel.
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PDCH physical downlink control channel
  • PHICH Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first 0FOM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a male answer of uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), paging information of a resource allocation information paging channel (PCH) of an uplink shared channel (UL-SCH), system information on a DL-SCH, and transmitted on a PDSCH.
  • DL-SCH DL shared channel
  • PCH resource allocation information paging channel
  • UL-SCH uplink shared channel
  • Resource allocation of upper layer control messages such as random access response, set of transmit power control commands for individual terminals in a certain terminal group, transmit power control information, activation of VoIPCVoice over IP), and the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the UE may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • CCE is a group of resource elements To Daewoong.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the CRC is masked with an identifier called a Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH. If the PDCCH is for a specific UE, the cell-R TKC-RNTI) identifier of the UE may be masked to the CRC.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a paging indicator identifier may be masked to the CRC.
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB))
  • SI-RNTI system information RNTI
  • random access -RNTKRA-RNTI may be masked to the CRC.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • each transmit antenna has an independent data channel.
  • the receiver may estimate the channel for each of the transmit antennas and receive data transmitted from each transmit antenna.
  • Channel estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading is a signal in which the strength of a signal fluctuates rapidly due to multipath-time delay in a wireless communication system environment.
  • Channel estimation requires a reference signal that is known to both the transmitter and the receiver.
  • the reference signal may also be referred to simply as a reference signal (RS) or pilot according to the applied standard.
  • RS reference signal
  • the downlink reference signal is a coherent such as Physical Downlink Shared CHanne 1 (PDSCH), Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH), Physical Hybrid Indicator CHannel (PHICH), and Physical Downlink Control CHannel (PDCCH). coherent) Pilot signal for demodulation.
  • the downlink reference signal includes a common reference signal (CRS) shared by all terminals in a cell and a dedicated reference signal (DRS) for only a specific terminal.
  • the common reference signal may be called a cell-specific reference signal.
  • the dedicated reference signal may also be called a UE-specific reference signal or a demodulation reference signal (DMRS).
  • a downlink reference signal allocation scheme in the existing 3GPP LTE system will be described.
  • the position (ie, reference signal pattern) of a resource element to which a reference signal is transmitted will be described based on one resource block pair (one subframe length in time x 12 subcarrier lengths in frequency).
  • One subframe consists of 14 OFDM symbols (for general CP) or 12 OFDM symbols (for extended CP) and the number of subcarriers in one OFDM symbol is 128, 256, 512, 1024, 1536 or 2048. Select one of them and use it.
  • FIG. 5 shows a pattern of a common reference signal (CRS) for a case where 1-TTI (ie, 1 subframe) has 14 0FDM symbols.
  • 5 (a), 5 (b) and 5 (c) are for the CRS pattern for a system having one, two and four transmit antennas, respectively.
  • R0 represents a reference signal for antenna port index 0.
  • R1 represents antenna port index 1
  • R2 represents antenna port index 2
  • R3 represents reference signals for antenna port index 3.
  • the reference signal may be protected by shifting (translating) the reference signal pattern in a subcarrier unit or an OFDM symbol unit in a frequency domain or a time domain so that a collision of the reference signal does not occur. For example, in the case of 1 transmit antenna transmission, since the reference signals are located at 6 subcarrier intervals on one OFDM symbol, if a shift in the frequency domain subcarrier unit is applied in each cell, at least 5 neighboring cells may have different resources.
  • the reference signal can be placed on the element. For example, the frequency shift of the reference signal may appear as cells 2 to 6 of FIG. 6.
  • the receiver reduces interference by a reference signal received from an adjacent cell to improve channel estimation performance. It may be.
  • This PN sequence may be applied in units of OFDM symbols within one subframe.
  • the sequence may be applied to a different cell identifier (Cel l ID), subframe number (subframe number) and OFDM symbol position for each,
  • a system having an extended antenna configuration for example, 8 communication antennas supporting an 8 transmit antenna
  • an existing communication system supporting 4 transmission antennas for example, 3GPP LTE release 8 or 9 systems
  • 3GPP LTE release 8 or 9 systems for example, a system according to 3GPP LTE Release-10 or subsequent releases
  • DMRS-based data demodulation is considered to support efficient reference signal operation and advanced transmission schemes, ie, data through an extended antenna.
  • DMRSs for two or more layers may be defined.
  • the downlink receiver receives precoded channel information about the extended antenna configuration through DMRS.
  • a separate reference signal other than DMRS may be used to obtain unprecoded channel information. Required.
  • a reference signal that is, CSI-RS, for acquiring channel state information (CSI) may be defined at a receiving side.
  • the CSI-RS can be transmitted through eight antenna ports, and antenna port indexes 15 to 22 can be used to distinguish the antenna port through which the CSI-RS is transmitted from the antenna port in the existing 3GPP LTE release -8/9. have.
  • the first three OFDM symbols can be used arbitrarily in each subframe, and one to three OFDM symbols can be used according to the overhead of the downlink control channel. have.
  • PCFICH may be used.
  • the PHICH may be used to provide an acknowledgment (acknowledgment (ACK) / negative acknowledgment (NACK)) for the uplink transmission through the downlink.
  • ACK acknowledgeledgment
  • NACK negative acknowledgment
  • the PDCCH may be used for transmission of control information for downlink data transmission or uplink data transmission.
  • FIG. 7 and 8 show that the downlink control channels as described above are allocated in a resource element group (REG) unit in the control region of each subframe.
  • FIG. 7 is for a system with one or two transmit antenna configurations
  • FIG. 8 is for a system with four transmit antenna configurations.
  • REG which is a basic resource unit to which a control channel is allocated, is composed of four REs concatenated in the frequency domain except for resource elements to which reference signals are allocated.
  • a certain number of REGs may be used for transmission of the downlink control channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • a PDCCH may be transmitted between 0FDM symbol indexes 0 to 2, and 0FDM symbol index 0 is used according to the control channel overhead.
  • 0FDM symbol indexes 0 and 1 may be used, or 0FDM symbol indexes 0 to 2 may be used.
  • the number of 0FDM symbols used by the control channel may be changed for each subframe, and information on this may be provided through the PCFICH. Therefore, the PCFICH should be transmitted in each subframe.
  • Three kinds of information may be provided through the PCFICH. Table 1 below shows CFKControl Format Indicator of PCFICH.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • the REG shown in FIG. 9 is composed of four subcarriers, is composed only of data subcarriers except RS (reference signal), and in general, a transmit diversity scheme may be applied.
  • the location of the REG can also be frequency shifted per cell (ie, according to the cell identifier) so as not to interfere between cells.
  • the PCFICH is always transmitted in the first 0FDM symbol (OFDM symbol index 0) of the subframe. Accordingly, when receiving a subframe, the receiver first checks the information of the PCFICH to determine the number of 0FDM symbols in which the PDCCH is transmitted, and accordingly, may receive control information transmitted through the PDCCH.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating positions of PCFICH and PHICH channels that are generally applied in a specific bandwidth. For uplink data transmission through PHICH ACK / NACK information is transmitted. Several PHICH groups are created in one subframe, and several PHICHs exist in one PHICH group. Therefore, one PHICH group includes PHICH channels for several terminals.
  • PHICH allocation for each terminal in a plurality of PHICH groups may include a lowest physical resource block (PRB) index of a PUSCH resource allocation. And a cyclic shift index for a demodulation RS (DMRS) transmitted through an uplink grant PDCCH.
  • DMRS is an uplink reference signal and is a signal provided together with uplink transmission for channel estimation for demodulation of uplink data.
  • PHICH resources are known through index pairs such as ⁇ ⁇ : ⁇ ⁇ ⁇ : ), where N PH, cH is the PHICH group number in ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ).
  • N PHICH 3 ⁇ 4 N PHICH is defined as Equation 1 below.
  • Equation i ⁇ is used in uplink transmission associated with PHICH
  • N SF is a spreading factor size used for PHICH .
  • I P ': s " dex is the lowest PRB index of uplink resource allocation.
  • N ; is the number of PHICH groups configured and is defined as in Equation 2 below.
  • Equation 2 7 ⁇ is a physical broadcast channel
  • PBCH is information on the amount of PHICH resources transmitted, and ⁇ «has a 2-bit size and is represented by ( ⁇ 1/6, ⁇ 2,1,2 ⁇ ).
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • the PHICH group may be configured on different time domains (ie, different 0S (0FDM Symbol)) within one subframe according to a PHICH interval (durat ion) as shown in FIG. 11.
  • the control information transmitted through the PDCCH may have different sizes and uses of the control information according to downlink control information (DCI) format, and may vary in size depending on a coding rate.
  • DCI downlink control information
  • Table 3 DCI formats used in zone 3GPP LTE release -8/9 may be defined as shown in Table 3 below.
  • the DCI format of Table 3 is independently applied to each UE, and PDCCHs of multiple UEs may be multiplexed simultaneously in one subframe.
  • PDCCH of each multiplexed terminal is independently channel coded and CRC is applied.
  • a unique identifier of each terminal may be masked on the CRC of the PDCCH to apply the terminal to receive its own PDCCH channel.
  • the UE since the UE cannot know the location of its own PDCCH channel, it checks whether every PDCCH channel of the corresponding DCI format is a PDCCH channel having its ID for each subframe and blinds until receiving the corresponding PDCCH. A bl ind detect ion should be performed.
  • the basic resource allocation unit of the PDCCH is a CCE (Control Channel Element), and one CCE is composed of 9 REGs.
  • One PDCCH may consist of one, two, four or eight CCEs.
  • the PDCCH configured according to each terminal is interleaved and mapped to the control channel region of each subframe by a CCE-to-RE mapping rule.
  • the RE location to which the CCE is mapped may vary depending on the number of OFDM symbols, the number of PHICH groups, the transmission antenna, and the frequency shift for the control channel of each subframe.
  • UL retransmission may be indicated through the aforementioned PHICH and DCI format 0 (DCI format scheduling PUSCH transmission).
  • UE has previously moved through PHICH Receive ACK / NACK for uplink transmission and perform synchronous non-adapt ive retransmission, or UE is uplink via DCI format 0 PDCCH from base station
  • the grant may be received to perform synchronous adaptive retransmission.
  • Synchronous transmission refers to a method in which retransmission is performed at a predetermined time point (eg, n + kth subframe) after a time point of transmitting one data packet (eg, nth subframe).
  • K can be 4 for example.
  • synchronous retransmission is performed.
  • a frequency resource eg, physical resource blocktalk (PRB)
  • PRB physical resource blocktalk
  • a transmission method eg, a modulation technique
  • the same frequency resource and transmission method are used for retransmission.
  • a frequency resource and a transmission method for performing retransmission according to scheduling control information indicated by an uplink grant may be configured differently from previous transmissions. .
  • the uplink grant PDCCH (for example, DCI format 0) includes a new data indicator (NDI).
  • NDI new data indicator
  • the UE even if the UE receives an ACK for the previous transmission through the PHICH, if the NDI value is not toggled in the uplink grant PDCCH received at the same time or after receiving the PHICH, the UE does not flush the buffer for the previous transmission (fl ush) It is composed.
  • FIG. 12 illustrates a structure of a transmitter according to the SC-FDMA scheme.
  • One block consisting of N symbols input to the transmitter is converted into a parallel signal through a serial-to-parallel converter (1201).
  • the parallel signal spreads through the N-point DFT modules 1202, where the spread signal is a subcarrier Mapping modes 1203 are mapped to the frequency domain.
  • the signal on each subcarrier is a linear combination of N symbols.
  • the signal mapped to the frequency domain is converted into a time domain signal via M-point IFFT modes 1204.
  • the time domain signal is converted into a serial signal through a parallel-to-serial converter 1205 and CP is added.
  • the effect of the IFFT processing of the M-point IFFT modes 404 is partially offset by the DFT processing of the N-point DFT modes 1202.
  • the SC-FDMA scheme may be referred to as a DFT-s- OFDMA (DFT-spr ead-OFDMA) scheme.
  • the signal input to the DFT module 1202 has a low peak-to-average power ratio (PAPR) or CMCCubic metric (PAC) but has a high PAPR after the DFT process, and the IFFT processing of the IFFT mode 1204 is performed.
  • the signal output by may again have a low PAPR. That is, the SC-FDMA scheme transmits by avoiding the nonlinear distortion period of the power amplifier (PA), thereby reducing the implementation cost of the transmitter.
  • PA peak-to-average power ratio
  • PAC CMCCubic metric
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a frequency domain.
  • a signal output from the SC-FDMA transmitter may satisfy a single carrier property.
  • FIG. 13A illustrates a localized mapping method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a specific portion of a subcarrier region.
  • FIG. 13B illustrates a distributed mapping method in which signals output from the DFT models 1202 are distributed and mapped in the entire subcarrier region. In the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system, it is defined as using a local mapping method.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a transmission process of a reference signal (RS) for demodulating a transmission signal according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • the data portion is transmitted by IFFT processing after subcarrier mapping after the signal generated in the time domain is converted into a frequency domain signal through DFT processing (see FIG. 12). It is defined that the DFT process is skipped and generated directly in the frequency domain, mapped onto the subcarrier, and then transmitted through IFFT processing and CP addition.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a symbol position where a reference signal (RS) is mapped in a subframe structure according to the SC-FD scheme.
  • FIG. 15 (a) shows one book in case of a normal CP It is shown that RS is located in the fourth SC-FDMA symbol of each of the two slots in the frame.
  • FIG. 15 (b) shows that an RS is located in a third SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in the case of an extended CP.
  • the cluster method DFT-s-OFDMA is a variation of the above-described SC-FDMA, in which a DFT-processed signal is written in a plurality of sub-blocks and then mapped to a position spaced apart from the frequency domain.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-table talks # 0 to # Nsb-1).
  • Nsb sub-blocks sub-table talks # 0 to # Nsb-1.
  • sub-blocks # 0 to # Nsb-l are all mapped onto one carrier (e.g., carrier of 20 MHz bandwidth), each sub-block being frequency domain It can be mapped to a location spaced apart on the screen.
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • 17 and 18 are diagrams for explaining a clustered DFT-s-OFDMA scheme on a multicarrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocktalks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-l may each be mapped onto component carriers # 0 to # Nsb-l (each carrier (or cell) is an example. For example, may have a 20 MHz bandwidth).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through one IFFT mode.
  • FIG. 18 illustrates a situation in which a multicarrier (or cell) is configured to be non-cont iguous ly (i.e., a situation in which frequency bands of each of the multicarriers (or multiple cells) are not allocated consecutively).
  • a multicarrier or cell
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-l may be mapped onto carriers (or cells) # 0 to # Nsb-l respectively (each carrier (or cell) may be For example, it may have a 20 MHz bandwidth.
  • each carrier (or cell) may be For example, it may have a 20 MHz bandwidth.
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocktalks mapped on each carrier (or sal) may be converted into a time domain signal through respective IFFT models.
  • DFT-s-OFDMA on a single carrier described with reference to FIG. 16 is an inter-carrier (or intra-cel l) DFT-s-OFDMA, it will be described with reference to FIGS. 17 and 18.
  • DFT-s-OFDMA on multiple carriers (or cells) may be referred to as inter-carrier (or inter-cel l) DFT-s-OFDMA.
  • Such intra-carrier DFT-s-0FDMA and inter-carrier DFT-s-OFDMA may be commonly used with each other.
  • FIG. 19 illustrates a partial-specific DFT-s-OFDMA (chunk-specific DFT-s-OFDMA) technique for performing DFT processing, frequency domain mapping, and IFFT processing in units of chunks.
  • Partial-specific DFT-s-OFDMA may be referred to as Nx SC-FDMA.
  • the code block segment at signal is divided into chunks and channel coding and modulation are performed on each part.
  • the modulated signal is subjected to DFT processing, frequency domain mapping and IFFT processing in the same manner as described with reference to FIG.
  • the Nx SC-FDMA scheme described in FIG. 19 may be applied to a case of concatenating multiple carriers (or multiple cells) or non-concatenating multiple carriers (or multiple cells).
  • FIG. 20 illustrates a basic system structure for a MIM0 system having multiple transmit antennas and / or multiple receive antennas. Each block of FIG. 20 conceptually illustrates a function or operation at a transmitting end and a receiving end for the MIM0 transmission.
  • the channel encoder of FIG. 20 illustrates an operation of adding redundancy bits to input data bits, thereby reducing the influence of noise from the channel.
  • the mapper represents an operation of converting data bit information into data symbol information.
  • Serial-to-parallel converter converts serial data into parallel data It shows the changing operation.
  • the multi-antenna encoder represents an operation of converting data symbols into time-spatial signals.
  • the multi-antenna of the transmitting end transmits such a space-time signal through a channel, and the multiple-antenna of the receiving end receives a signal through the channel.
  • the multi-antenna decoder of FIG. 20 illustrates an operation of converting a received space-time signal into respective data symbols.
  • the parallel / serial converter represents the operation of converting a parallel signal into a serial signal.
  • the demapper represents an operation of converting data symbols into data bit information. It shows the decoding operation for the channel code in the channel decoder, and as a result, the data can be estimated.
  • the MIM0 transmit / receive system as described above may have one or several codewords spatially according to the spatial multiplexing rate.
  • a single codeword (SCW) may be used to have one codeword spatially.
  • Structure the case of having multiple codewords is called a multiple codeword (MCW) structure.
  • FIG. 21 (a) is a block diagram showing the function of a transmitter of a MIM0 system having a SCW structure
  • FIG. 21 (b) is a block diagram showing the function of a transmitter of a MIM0 system having an MCW structure.
  • precoding that properly distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • Codebook-based precoding schemes predetermine the set of precoding matrices at the transmitter and the receiver, and the receiver measures channel information from the transmitter to determine what is the most appropriate precoding matrix (ie, the precoding matrix index).
  • PMI Precoding Matr ix Index
  • the transmitter is a method of applying the appropriate precoding to the signal transmission based on the PMI
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission tank, an antenna number, and the like.
  • codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission tank, an antenna number, and the like.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and may feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter selecting the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission rank with the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through the plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the rank value is the same as the number of layers, the number of columns is the same as the number of layers. For example, when the number of transmit antennas is 4 and the number of transport layers is 2, the precoding matrix may be configured as a 4 X 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is performed by the Hermit (P) of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter.
  • Hermi t) matrix P H may be multiplied by the received signal.
  • Table 4 shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9, and Table 5 shows 4 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9. This indicates a codebook used for downlink transmission using. [126] [Table 4]
  • the codebook for two transmitting antennas has a total of seven precoding vectors / matrix, where a single matrix is for an open-loop system, Precoding of loop systems There are a total of six precoding vectors / matrix for.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 5 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • the codebook above has common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and limited Alphabot K Constrained al dont.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all the precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low rank precoding matrix is designed to consist of a subset of a particular column of the high rank precoding matrix.
  • the limited alphabetic feature means that each element of every precoding matrix in the codebook is limited. For example, each element of the precoding matrix is limited to only the elements used for binary phase shift keying (BPSK) ( ⁇ 1), or only to the elements used for quadrature phase shift keying (QPSK), Or 8-PSK
  • the alphabet of each element of all the precoding matrices in the codebook is composed of L 2 V2 J, so that it has limited alphabetical characteristics. I can express it.
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the downlink channel information may be fed back through the PUCCH or the downlink channel information may be fed back via the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically.
  • PUSCH channel information is fed back aperiodically at the request of a base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the allocated all frequency bands (ie, WideBand (WB)), and for a specific number of RBs (ie, SubBand (SB)). Channel information may also be fed back.
  • WB WideBand
  • SB SubBand
  • FIG. 23 shows examples of configuring an eight transmission antenna.
  • FIG. 23 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and is generally called a ULA Jniform Linear Array.
  • N antennas form channels independent of each other without grouping
  • ULA Jniform Linear Array When the number of antennas is small, such a ULA configuration may be used. However, when the number of antennas is large, the space between the transmitter and / or the receiver may be insufficient to form a plurality of antennas spaced apart from each other to form independent channels. .
  • FIG. 23 (b) an antenna configuration of a ULA scheme in which two antennas are paired is shown.
  • 8G antennas can be used in the downlink in the 3GPP LTE Release-10 system.
  • ULA antenna configurations such as FIGS. 23A and 23B may not be suitable.
  • it may be considered to apply a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 23 (c).
  • the overhead for the receiver to feed back precoding information to be used for MIM0 transmission from the transmitter can be reduced, so that efficient precoding can be applied.
  • a precoder matrix may be configured by using a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix or a Walsh matrix.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • various types of precoder may be configured by combining a phase shift matrix or a phase shift diversity matrix.
  • Equation 4 represents an exemplary rotated DFT / 2 matrix.
  • Equation 4 When the DFT matrix is constructed as shown in Equation 4, G rotated ⁇ ⁇ matrices can be generated, and the generated matrices satisfy the toggle of the DFT matrix.
  • Householder-based codebook structure means a codebook consisting of a householder matrix.
  • the householder matrix is a matrix used for the householder transform, and the householder transform is one of linear transformations and can be used to perform QR decomposition.
  • QR decomposition means decomposing a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R).
  • the upper triangular matrix means a square matrix with zero components below the main diagonal component.
  • Equation 5 An example of the 4 ⁇ 4 householder matrix is shown in Equation 5 below.
  • a householder transformation may generate a 4 ⁇ 4 unitary matrix having CM characteristics.
  • an nXn precoding matrix is generated by using a householder transform, and a tank subset for n smaller than n is used by using a column subset of the generated precoding matrix. It can be configured to be used as a precoding matrix.
  • the precoding operation used for the multi-antenna transmission may be described as the operation of mapping the signal transmitted through the layer (s) to the antenna (s). That is, the Y transport layers (or streams) may be mapped to the X transmit antennas by the XXY precoding matrix.
  • Equation 6 shows an example of a codebook consisting of c matrices.
  • Equation 6 denotes a specific resource index (subcarrier index, virtual resource index, or subband index ' ). Equation 6 may be configured in the form of Equation 7 below.
  • Equation 7 may be configured to shift P M xR i by a specific complex weight (co lex weight). Therefore
  • Equation 8 When expressed as a complex weight, it can be expressed as Equation 8 below.
  • Equation 8 may be expressed as Equation 9 below using a Kroneker product (expressed as Kroneker product, ®).
  • the Kronecker product is an operation on two matrices of arbitrary sizes, and a block matrix can be obtained as a result of the Kronecker product operation.
  • the Kronecker class (A®B) of the m-by-n matrix A and the pxq matrix B may be expressed by Equation 10 below.
  • Equation 10 a ran represents an element of the matrix A, and b pq represents an element of the matrix B.
  • Equation 9 the partial matrix of the precoding And may be independently fed back from the receiving end, and the transmitting end may configure and use a precoder as shown in Equation 8 or 9 using respective feedback information.
  • ⁇ is always configured in the form of a 2 ⁇ 1 vector, and may be configured in the form of a codebook as in Equation 11 below.
  • Equation 11 denotes the total number of precoding vectors included in the codebook, and / may be used as an index of the vector. To minimize the feedback overhead and achieve proper performance, / can be set to 2, 4, or 8.
  • P M xR ⁇ may be configured as a codebook for 4 transmit antennas or a codebook for 2 transmit antennas, and so on, the codebooks of Table 4 or Table 5 (2 defined in 3GPP LTE Release-8 / 9) Alternatively, codebooks for four transmit antennas) may be used and may be configured in the form of a rotated DFT.
  • the matrix may be used in the form of a 2 ⁇ 2 matrix. Equation 12 below shows an example of a 2 ⁇ 2 matrix.
  • the codebook can be designed up to a tank of 2R.
  • the precoder can be configured to allow 8x8 transmissions from the system. In this case, may be configured in the form of a codebook as shown in Equation 13 below.
  • the precoder configuration method of Equations 9 and 12 may vary in application according to each rank.
  • the method of Equation 9 may be used in the case of tank 4 or less (R ⁇ 4), and the method of Equation 12 may be used in case of rank 5 or more (i? ⁇ 5).
  • W and P described in connection with Equation 9 and Equation 12 may be fed back to have characteristics as shown in Table 6 below.
  • One matrix (e.g., P) is used with a more reliable coding rate.
  • Coding and the remaining matrices are relatively reliable in protecting ion
  • It can be configured to code at a low coding rate.
  • the alphabet of the W matrix is limited to BPSK and the
  • the alphabet of the W matrix is limited to QPSK and the
  • the codebook can be constructed using the methods of Equation 9 and Equation 12 as appropriate. However, depending on the situation, it may not be possible to configure the precoder without using the two combinations. To solve this problem, the precoder can be configured and used as shown in Equation 14 below.
  • the precoder is configured in this manner, the CQI calculation can be simplified because the nested property is satisfied.
  • P M , xM may be composed of a rotated DFT matrix or other form of codebook.
  • the beam diversity gain may be maximized by changing the precoder according to a specific resource based on the precoder configured in the above-described manner.
  • a method of applying the precoder according to a specific resource may be expressed as in Equation 15 below.
  • Equation 15 k denotes a specific resource region.
  • the precoding matrix for the specific resource region k is determined by modulo operat ion as shown in Equation 15, where ⁇ and Wc may represent the size of the codebook for the W matrix and the P matrix, respectively. Each subset may be represented.
  • the W matrix may be modulated according to a physical resource block index (PRB index) and the P matrix may be modulated according to a subframe index.
  • PRB index physical resource block index
  • the W matrix may be modulated according to the subframe index
  • the P matrix may be modulated according to the physical resource block index.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to the PRB index, and the P matrix may be configured to perform modulo operation according to the subband index.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to the subband index, and the P matrix may be configured to perform modulo operation according to the PRB index.
  • the feedback scheme used in the existing 3GPP LTE release -8/9 system can be extended and applied.
  • channel state information such as RKRank Indi cator
  • PMK Precoding Mat Index IX may be fed back.
  • CQ I Channel Qual Informat ion
  • the receiver can transmit a precoding matrix index (PMI) to the song-stage to indicate the precoder to be used for the MIM0 transmission of the transmitter, which is precoded by a combination of two different PMIs.
  • the matrix can be indicated. That is, the receiving end feeds back two different PMIs (i.e., the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs. Applicable to the transmission.
  • SU-MIM0 single user -MIM0
  • MU-MIMO multi-user -MIM0
  • MU-MIM0 In the case of MU-MIM0, it is desirable for the terminals participating in the MU-MIM0 to be separated in a correlating ion domain. Therefore, the codebook for MU-IM0 needs to be designed to work correctly in the channel with high correlation. Since DFT vectors provide good performance in channels with high correlation, we can consider including DFT vectors in the codebook set up to tank-2. In addition, in a high scattering propagation environment (eg, indoor environment with high reflected waves) that can generate many spatial channels, SU-MIM0 operation may be more suitable for MIM0 transmission. Can be. therefore, Codebooks for tanks larger than Tank-2 may be designed to have good performance in distinguishing multi-layers.
  • a high scattering propagation environment eg, indoor environment with high reflected waves
  • one precoder structure has good performances for various antenna configurations (low-correlation, high-correlation, cross-polarity, etc.). desirable.
  • a cross-polar array with 4 ⁇ antenna spacing as a low-correlation antenna configuration is constructed, a ULA with a 0.5 ⁇ antenna spacing as a high-correlation antenna configuration is constructed or cross-polar
  • a cross-polar array having a 0.5 ⁇ antenna spacing may be configured.
  • the DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • block diagonal matrixes may be more suitable for the cross-polar antenna configuration.
  • a diagonal matrix is introduced into the codebook for the eight transmit antennas, it is possible to construct a codebook that provides good performance for all antenna configurations.
  • the codebook design criterion is to satisfy a unitary codebook, a CM characteristic, a limited alphabet, an appropriate codebook size, a nested characteristic, and the like. This applies to the 3GPP LTE Release-8 / 9 codebook design, and the application of these codebook design criteria to 3GPP LTE Release-10 codebook designs that support extended antenna configurations may be considered.
  • codebook size the codebook size must be increased to fully support the advantage of using 8 transmit antennas.
  • large codebooks e.g., codebooks with sizes greater than 4 bits for rank 1 and rank 2
  • a 4 bit codebook may be divided in order to obtain a precoding gain.
  • MU-MIM0 we can increase the codebook size for rank 1 and tank 2.
  • a codebook for 8 transmit antennas is formed by a combination of two base matrices.
  • Equation 16 a form using the dot product of two basis matrices may be expressed as in Equation 16 below.
  • the first basis matrix may be represented by the diagonal matrix as shown in Equation 17 below for the co-polarized antenna group.
  • this second basis matrix when used to adjust the relative phase between polarities, this second basis matrix may be represented using an identity matrix.
  • the second base matrix For the upper rank of the codebook for the 8 transmit antennas, the second base matrix may be expressed as Equation 18 below. In Equation 18, the relation between the coefficient 1 of the first row of the second base matrix and the coefficient a or -a of the second row is adjusted to adjust the relative phase between orthogonal polarizations. ) Can be reflected.
  • the codebook for the eight transmit antennas is expressed using the inner product of the first base matrix and the second base matrix
  • the codebook may be expressed as Equation 19 below. 212] [Equation 19]
  • a codebook expressed using the dot product as shown in Equation 19 may be simply expressed using a Kronecker product as shown in Equation 20 below.
  • the precoding matrix included in the codebook W has 4 * 2 rows and N * M columns. Thus, it can be used as a codebook for transmission of 8 transmit antennas and N * M tanks.
  • W 2 is 2XM
  • the value of N for ⁇ becomes R / M.
  • W1 is in the form of a block diagonal matrix such as
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a matrix having a size of 4XNb.
  • 16 4Tx DFT beams may be defined for X, and a pan index may be given as 0, 1, 2, and 15.
  • a pan index may be given as 0, 1, 2, and 15.
  • adjacent overlapping bands can be used to reduce edge effect dispersion in frequency-selective precoding. Accordingly, even if the codebook is configured using the same for the same or different W2, optimal performance may be guaranteed for the various subbands.
  • Eight W1 matrices may be defined for each of Rank 1 and Rank 2, and one W1 may include beams that overlap with an adjacent W1. For example, if the general index is given by 0, 1, 2 15,
  • the Wl matrix may be constructed.
  • the W1 codebook for tanks 1 and 2 may be defined as in Equation 21 below.
  • Equation 21 1 ° ( corresponding to a block of the block diagonal matrix Wl (n)) is defined, and a W1 codebook CB1 may be configured of eight different W1s.
  • W2 and the common-phase component four different matrices can be selected for rank 1 and four different QPSK common-phases can be applied. Can be defined.
  • the W2 codebook CB 2 for the tank 1 may be configured as in Equation 22 below.
  • the W2 codebook for rank 2 may be defined as in Equation 23 below.
  • W1 matrices can be defined for each of the Tank 3 and Rank 4 angles, and one W1 can include bumps that overlap with the adjacent W1.
  • the general index is given by 0, 1, 2, 15, for example, ⁇ 0, 1, 2,... ⁇ 7 ⁇ 'adjacent W1, such as ⁇ 4, 5, 6, 11, 11, ⁇ 8, 9, 10, 15 ⁇ , ⁇ 12, ..., 15, 0, 3 ⁇
  • codebooks for tanks 3 and 4 may be defined as in Equation 24 below.
  • n 0,1,2,3
  • Equation 24 X (n) corresponding to a block of the block diagonal matrix Wl (n) is defined, and a W1 codebook CB ol may be configured with four different W1s.
  • Tank 3 For example, eight different matrices can be selected for Tank 3 and two different QPSK common-phases can be applied. Can be defined. For example, tank
  • the W2 codebook for 3 may be defined as in Equation 25 below.
  • Equation 24 e n is an 8 ⁇ 1 vector, and an nth element has a value of 1 and the remaining elements mean a selection vector having a value of 0.
  • W2 codebook and W1 codebook for tank 4 may be defined as in Equation 26 below.
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a DFT matrix having a size of 4 ⁇ 4, and one W1 matrix may be defined.
  • W2 is defined as the product of the matrix and a fixed 8Xr column selection matrix
  • Is introduced so that all polar groups for each transport layer are used equally, and good performance can be expected for high rank transmissions with more scattering spatial channels.
  • I means unit matrix.
  • the ⁇ codebook and the codebook for ranks 5 to 8 may be defined as Equation 27 below. [244] [27]
  • the W1 codebook for ranks 5 to 8 includes only one W1 matrix.
  • 1 4 represents an identity matrix of size 4 ⁇ 4.
  • the Y matrix may be defined, for example, as in Equations 28 to 31 below.
  • the Y matrix for rank 5 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for tank 6 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for the tank 7 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for rank 8 may be defined as in Equation 28 below.
  • Equation 31 1 8 denotes a unit matrix having a size of 8 ⁇ 8 .
  • the present invention is a technology for transmitting a resource allocation information on the SRS of the UE and the location information of the UE to the base stations where the serving cell (serving ce ll) is installed around 2I) -AAS.
  • an antenna system using an active antenna system is about to be introduced.
  • the MS is composed of active antennas, each of which includes an active circuit, and can be more effectively used to reduce interference or to perform beamforming by changing the antenna pattern according to a situation.
  • 24 is a reference diagram for describing a multidimensional active antenna system.
  • 2D-S is expected to build a large amount of antenna system by installing the antenna in the vertical direction and the horizontal direction as shown in FIG.
  • the main lobe of the antenna can be adjusted in the vertical direction as well as the existing horizontal plane in terms of the antenna pattern.
  • beam adaptation can be performed more efficiently, and based on this, it is possible to change the transmission beam more actively according to the position of the UE.
  • RSRP Reference Sign Received Power
  • FIG. 25 is a diagram referred to for describing CRS transmission in the case of using a 2D-MS antenna. This will be described in more detail with reference to FIG. 25.
  • the UE is located close to a serving cell having four antennas, and a neighbor cell has six antenna elements in the vertical and horizontal directions, respectively, so that a total of 36 antenna elements are provided.
  • the UE of FIG. 25 compares RSRP between its own cell and neighboring cells and performs handover. If the neighboring cell uses the beam B, which is one beam direction, as the CRS range due to the CRS overhead problem described above, the UE may receive the range C of the neighboring cell. There is a high likelihood that you will not.
  • the present invention proposes a new handover method for improving an inaccurate CRS based handover when base stations including 2D-MS are installed.
  • FIG. 26 is a reference diagram for explaining an embodiment of the present invention. FIG. The present invention will be described with reference to FIG. 26.
  • step S2601 the serving cell configures SRS Conf igurat ion for at least one UE (located within the serving cell).
  • the serving cell signals the neighbor cells to the SRS configuration (eg, resource information allocated to the SRS) of UEs that have configured the SRS (conf igure).
  • the SRS configuration eg, resource information allocated to the SRS
  • location information of UEs may be signaled together.
  • the serving cell may transmit the configured SRS information and the location information of the UE to the neighboring cell, but may be transmitted only when the neighboring cell is a base station containing 2D-S which is likely to have an inaccurate RSRP. have.
  • the serving cell transmits information for estimating the position of the UE together with i) PMI information / weight information about the channel between the UE and the serving cell, or ⁇ )
  • PMI information / weight information about the antenna in the vertical direction or iii) the GPS information of the UE or iv) the area information where the UE is currently located in the serving cell. It may be. This information roughly indicates the location between the serving cell and the UE, allowing the user to estimate the approximate location of the UE in terms of neighboring cells.
  • the information may be used when neighboring cells apply a receiving weight for more accurate RSRP upon receiving the SRS of the UE.
  • neighboring cells receive SRSs of UEs.
  • neighboring cells may use reception information for efficiently receiving SRSs of UEs as efficiently as possible using location information of UEs transmitted in operation S2603.
  • Receiving SRSs of UEs can be received using a receiving weight).
  • step S2605 neighboring cells receive SRSs of UEs using SRS resource conf igurat ion of UEs transmitted in step S2603.
  • the neighboring cells apply the RSRP of the UEs based on the vertical / horizontal PMI information, the weight information, the GPS information, or the UE area information for the location information of the UEs transmitted by the serving cell. Estimate as accurately as possible. Accordingly, neighboring cells estimate the RSRP based on the SRS to which the reception weight is applied.
  • the serving cell does not transmit vertical / horizontal PMI information, weight information, GPS information, or area information of the UE for the location information of the UE, neighboring sals are determined as a whole. It is also possible to apply a reception weight by estimating the area to cover.
  • neighboring cells transmit an RSRP based on an SRS to which a receiving weight is applied, to the serving cell in operation S2605.
  • a reception weight is applied in step S2605 to transmit the received SRS-based RSRP to the serving cell.
  • RSRQ Reference Signal Received Quality
  • RSRQ considers the total received signal strength compared to RSRP.
  • the serving cell determines a specific UE to perform handover among the UEs based on the SRS-based RSRP to which the reception weight is applied in operation S2607, and performs the handover to the determined specific UE. Instruct. For example, the serving eNB compares the SRS based RSRP measured in the serving cell with the SRS based RSRP measured in the neighbor cel l and measures the neighboring cell cel l. If the RSRP is higher than a certain level, it can be determined that handover is necessary.
  • a handover occurs in step S2609, but uplink and down ink may have a difference between channels, and an interference environment may also be different. Therefore, even if the handover is determined in S2609, an additional confirmation procedure may be necessary.
  • a cell (cel l) determined as a target of handover is a CSI-RS precoded using a receiving weight vector obtained in step S2605 to a UE determined to perform a handover. Send it.
  • the serving eNB may signal the CSI-RS configuration (e.g., conf igurat ion index, transmission period, etc.) for each sal to the UE and request to perform a measurement. have.
  • the CSI-RS configures the serving cell for the CSI-RS for the cell and the CSI-RS for the neighbor cell, and the neighboring cell and the serving cell have their respective precodings applied to their CSI-RS resources.
  • CSI-RS may be transmitted.
  • the UE may determine whether the handover is appropriate based on the received beam, report it to the serving cell, or transmit a confirmation message to the serving cell. For example, you can compare the RSRP for each CSI-RS and check the handover (conf i rm) if the difference is above a certain level, and the difference is below a certain level or absolutely below a certain number (e.g. For example, if the communication is difficult, the handover command may be rejected.
  • step S2605 the receiving power of UEs can be measured more accurately, and the RSRS based on the SRS is measured to reflect this, so that a more accurate handover is achieved than the existing RSRP. It may be possible.
  • the serving cell transmits to the neighboring cell i) weight / PMI information for the antenna in the horizontal direction of the UE and ii) weight for the antenna in the vertical direction of the UE. (weight) / PMI information, iii) the GPS information of the UE, iv) the GPS information of the UE, v) the information on at least one of the presence (nul l) of the UE can be received.
  • a serving cell informs horizontal weight / PMI information of a UE.
  • a serving cell informs horizontal weight (we i ght) / PMI information of a UE, and this is always information when tank 1 is used. It is unclear whether the serving cell stores the weight (wei ght) / PMI information assuming rank 1 for each UE, so that the weight / PMI information assuming rank 1 You may ask.
  • the serving cell may request weight / PMI information for all UEs, but checks whether there is previously stored weight / PMI information, and checks weight / PMI information. Signaling overhead may be reduced by requesting weight (wei ght) / PMI information for UEs for which UE is not stored.
  • 27 and 28 are reference diagrams for describing a case in which a neighbor cell estimates a beam forming state of a serving cell according to the present invention.
  • the UE is likely to use pan-S3 as a weight vector / PMI between the serving cell and the UE.
  • a serving cell operates with four PMIs, and each PMI generates beams SI, S2, S3, and S4.
  • the serving cell informs the neighbor cell of the PMI information about the beam S3 for the UE.
  • the neighbor cell may know whether the serving cell forms the best category for the UE through the information related to the received beam S3 when the current serving cell shoots the beam S3.
  • the neighboring sal can estimate which area of each beam of the serving cell is illuminated in FIG. 28.
  • the information about the region such as Si (ie, S1 to S4) shown in FIG. 28 through the PMI will vary depending on the base station height of the serving cell and the length between antenna elements of the serving cell or the length between antenna ports. Therefore, it is assumed that the areas of the serving sal are shared by each base station in advance.
  • CS ' It is defined as a ⁇ . That ⁇ .
  • the serving cell may send this information to neighboring cells instead of ⁇ / weight information.
  • the neighbor cell receives the received weight as a weight vector that best reflects the position of ⁇ , based on S i ⁇ ' 7 information and base station location information of itself (i.e., neighbor cell). receiving weight can be determined.
  • the base station of the neighboring cell knows ⁇ 3 ⁇ 3 , / 3 / received from the serving cell.
  • the base station of the neighboring cell is also referred to as the location information of itself (ie, neighboring cell).
  • neighboring sals can easily compute ⁇ and ⁇ in global coordinates. Is the vertical angle in global coordinates, and ⁇ represents the horizontal angle in global coordinates, so first convert from local coordinates to angles ⁇ and ⁇ depending on the orientation of the antenna of the base station. do. Then, the neighboring cell can obtain a receiving weight vector as shown in Equation 32.
  • Equation 32 is basically an equation in which beams in directions ', and' are received at the highest energy.
  • m and n are the horizontal axis and Antenna element number on the vertical axis.
  • ⁇ ⁇ ⁇ 1 f, (is the speed of light, f is the frequency of propagation)
  • the serving cell carries 2D-S and the serving cell informs of the above-described weight / PMI information (ie, i) and ii) in the horizontal and vertical directions of the UE. , It is always assumed to be information at rank 1. At this time, since it is unclear whether the serving cell stores weight / PMI information assuming rank 1 for each UE, the weight / PMI information assuming tank 1 is determined. You can also ask separately.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a case of transmitting weight / PMI information in a horizontal direction and a vertical direction according to the present invention.
  • neighboring cells can estimate which areas the respective beams of the serving cell are illuminated.
  • 30 assumes that there are four PMI / weight vectors for generating serving cells in the horizontal direction, and two PMI / weight vectors for generating beams in the vertical direction.
  • the total number of regions for the crime will be eight.
  • the information on the region as shown in FIG. 30 through the PMI will vary according to the height of the base station of the serving cell and the length between antenna elements of the serving cell or the length between ports. It is assumed that the area of the beam of the serving cell is shared by each base station in advance.
  • the position of the center of gravity of each region is known to each other in advance between the base stations, and this value is calculated for each region illuminated by each beam Si (where i is an area index).
  • I a i Pi ⁇ ⁇ is called the X, y, and z coordinates of the center of weight of the illuminated area, respectively.
  • the serving cell may send this s ' information to the neighboring sal instead of PMI / weight information.
  • the neighbor cell at this time The beam is best based on the base station location information of the beam and itself (i.e. neighboring Sal).
  • the neighbor cell may also receive its own (ie neighbor Sal) received from the serving cell. .
  • the zero-out cell can easily calculate ⁇ and in global coordinates.
  • ⁇ means the angle in the vertical direction in the global coordinates
  • ⁇ represents the horizontal angle in the global coordinates, so first convert to and from the local coordinate (local coordinate) according to the direction of the antenna of the base station .
  • the neighboring cell can obtain Eq 32 and a receiving weight vector.
  • Equation 32 is an equation that basically receives a range of ⁇ and directions with the highest energy.
  • the serving cell may inform the GPS information of the UE.
  • the GPS information of the UE may be requested by the base station from time to time.
  • the serving cell sends the GPS information of the UE (, / / to the neighboring sal.
  • the neighbor sal can determine the reception weight using a weight vector that reflects the most (° ⁇ , ⁇ ' , left position based on the (chi) information and its base station location information.
  • the neighbor cell receives the serving sal.
  • the neighboring cell is its location information Assume that we also know.
  • neighboring sals are easily global coordinates. coordinate), ⁇ and ⁇ in FIG. 29 can be calculated. Since ⁇ and ⁇ are angles in global coordinates, we first convert them to angles in local coordinates and ⁇ depending on the direction of the base station antenna. Then, the neighboring sal can obtain the received weight vector using Equation 32. That is, as described above, it is possible to receive the range of the over direction with the highest energy by using Equation 32.
  • the serving cell may inform area information of the UE.
  • the area information of the UE may be defined as an area to which the UE belongs when the serving cell is divided into a plurality and an area as illustrated in FIG. 30.
  • each serving cell calculates the receiving weight as a weight vector where the beam reflects the most s i ⁇ ⁇ position based on the information of ⁇ a i, fii,) and the position of its neighbor. You can decide.
  • the neighbor cell knows a received from the serving cell.
  • the neighbor cell is its location information
  • neighboring cells can easily calculate ⁇ and ⁇ in FIG. 29 at global coordinates. Since ⁇ and ⁇ are angles in global coordinates, first, the angles are transformed into angles ⁇ and ⁇ in local coordinates, depending on the direction of the neighboring cell's antenna. Then, the neighboring sal returns the received weight using Eq 32. The receiving weight vector can be obtained. That is, the Equation 32 can be used to receive the beam in the highest direction with the highest energy.
  • the neighboring cell Based on neighbor information and location information of neighbor cell The neighboring cell receives the serving cell as the weighted vector determines the received weight.
  • the neighboring cell can easily calculate ⁇ 1 and ⁇ 7 of FIG. 29 in the global coordinate. Since ⁇ and ⁇ are angles in global coordinates, we first convert them to angles in local coordinates and ⁇ depending on the orientation of the antenna of the base station. Thereafter, the neighboring cell can obtain a reception weight vector using Equation 32. That is, as described above, the beam in the direction of ⁇ and the highest energy can be received using Equation 32.
  • 31 is a diagram showing the configuration of a base station apparatus and a terminal apparatus according to the present invention.
  • the base station apparatus 3110 includes a reception module 3111, a transmission module 3112, a processor 3113, a memory 3114, and a plurality of antennas 3115. It may include.
  • the plurality of antennas 3115 mean a base station apparatus that supports MIM0 transmission and reception.
  • the receivers 3111 may receive various signals, data, and information on uplink from the terminal.
  • the transmission modes 3112 are in downlink to the terminal.
  • Various signals, data and information can be transmitted.
  • the processor 3113 may control the overall operation of the base station device 3110.
  • the processor 3113 of the base station apparatus 3110 performs a function of processing information received by the base station apparatus 3110, information to be transmitted to the outside, and the memory 3114. It may be stored for a predetermined time, it may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the terminal device 3120 includes a reception module 3121, a transmission module 3122, a processor 3123, a memory 3124, and a plurality of antennas 3125. May include.
  • the plurality of antennas 3125 refers to a terminal device that supports MIM0 transmission and reception.
  • the receivers 3121 may receive various signals, data, and information on downlink from the base station.
  • the transmission modules 3122 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station.
  • the processor 3123 may control operations of the entire terminal device 3120.
  • the processor 3123 of the terminal device 3120 performs a function of arithmetic processing of information received by the terminal device 3120, information to be transmitted to the outside, and the memory 3124 includes arithmetic processing information. It may be stored for a predetermined time and may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the description of the base station apparatus 3110 may be equally applied to a relay apparatus as a downlink transmission subject or an uplink receiving subject, and the description of the terminal apparatus 3120 may be described. The same can be applied to a relay apparatus as a downlink receiving entity or an uplink transmitting entity.
  • embodiments of the present invention described above may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware (f i rmware), software, or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more ASICs (Appl i cat ion speci fic Integrated Ci rcui ts), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), Programmable Logic Devices (PLDs), Field Programmable Gate Arrays (FPGAs), Processors, Controllers, Microcontrollers, Microprocessors, etc. have.
  • ASICs Appl i cat ion speci fic Integrated Ci rcui ts
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic Devices
  • FPGAs Field Programmable Gate Arrays
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions that perform the functions or operations described above.
  • the software code can be stored in the memory unit and driven by the processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

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Abstract

본 발명은 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전송 방법 및 장치에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 서빙 셀이 이웃 셀의 참조 신호 전송을 지원하는 방법에 있어서, 단말에게 사운딩 참조 신호 설정(Sounding Reference Signal(SRS) configuration)을 송신하는 단계, 사운딩 참조 신호 설정 및 단말 연관 위치 정보를, 이웃 셀로 송신하는 단계 및 이웃 셀로부터 사운딩 참조 신호 설정에 따라 추정한 사운딩 참조 신호(Sounding Reference Signal, SRS) 기반 제 1 채널 품질(Channel Quality)값을 수신하는 단계를 포함하며, 제 1 채널 품질 값은, 단말 연관 위치 정보에 따른 수신 가중치(receiving vector)가 적용되어 추정되는 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】
【발명의명칭】
다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전송을 지원하는 방 법 및 이를 위한 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서， 보다 상세하게는 다중 안 테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전송을 지원하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] MIMO (Mul t iple-Input Mul t iple-Output ) 기술은 지금까지 합 개의 전송 안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다증전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말 한다. 즉， 무선통신시스템의 송신단 (transmi tt ing end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이 다. MIM0 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
[3] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generat ion Partnership Project ) LTE(Long Term Evolut ion) 시스템에 서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나 (4 )를 지원하고， 이에 따른 프 리코딩 코드북 (codebook)을 정의하고 있다.
【발명의상세한설명】
[기술적과제】
[4] 상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전송을 지원하는 방법 및 이를 위한 장치를 제안하 고자 한다.
[5] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되 지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적해결방법】 [6] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인， 다중 안테나를 지 원하는 무선 통신 시스템에서 서빙 샐이 이웃 샐의 참조 신호 전송을 지원하는 방법은, 단말에게 사운딩 참조 신호 설정 (Sounding Reference Signal (SRS) conf igurat ion)올 송신하는 단계; 상기 사운딩 참조 신호 설정 및 상기 단말 연 관 위치 정보를, 상기 이웃 샐로 송신하는 단계; 및 상기 이웃 셀로부터 상기 사운딩 참조 신호 설정에 따라 추정한 사운딩 참조 신호 (Sounding Reference Signal , SRS) 기반 제 1 채널 품질 (Channel Qual i ty)값을 수신하는 단계를 포함 하며， 상기 제 1 채널 품질 값은, 상기 단말 연관 위치 정보에 따른 수신 가중 치 (receiving vector )가 적용되어 추정되는 것을 특징으로 한다.
[7] 나아가， 상기 제 1 채널 품질 값은， RSRP(Reference Signal Received Power) 혹은 RSRQ(Reference Signal Received Qual i ty)인 것올 특징으로 할 수 있다.
[8] 나아가， 상기 단말 연관 위치 정보는, 상기 단말의 수평 방향 안테나에 대한 가중치 정보， 상기 단말의 수직 방향 안테나에 대한 가중치 정보， 상기 단 말의 GPS(Global Posi t ioning System) 정보， 상기 단말의 예상 위치 정보 혹은 상기 단말의 위치 정보 부존재를 지시하는 정보 중 하나를 포함할 수 있다.
[9] 나아가, 상기 단말 연관 위치 정보는， 상기 이웃 셀이 다차원 안테나들 로 구성된 경우에 한하여 전송되도톡 설정된 것을 특징으로 할 수 있다.
[10] 나아가， 상기 제 1 채널 품질 값과 상기 서빙 샐에서 측정된 제 2 채널 품질 값을 비교하여， 상기 단말의 핸드오버 여부를 결정하는 단계를 더 포함하 는 것을 특징으로 할 수 있다. 바람직하게는, 상기 단말의 핸드오버가 결정된 경우， 상기 서빙 셀의 제 1 채널 상태 정보 -참조 신호 (Channel State Informat ion-Reference Signal , CSI-RS) 및 상기 이웃 셀의 제 2 채널 상태 정 보 -참조 신호 (CSI-RS)를 상기 단말로 전송하는 단계; 및 상기 제 1 채널 상태 정보 -참조 신호와 상기 제 2 채널 상태 정보 -참조 신호에 기반한 상기 단말의 핸도오버 확인 메시지를 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있 다.
[11] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인， 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 이웃 샐의 참조 신호 전송 방법은, 서빙 셀이 단말에 대하여 설정한 사운딩 참조 신호 설정 및 상기 단말 연관 위치 정보를 수신하는 단계; 상기 단말로부터 상기 사운딩 참조 신호 설정에 따라 측정된 채 널 품질 값을 수신하는 단계; 및 상기 채널 품질 값을 상기 서빙 셀로 송신하는 단계를 포함하며, 상기 채널 품질 값은， 상기 이웃 셀에 의하여, 상기 단말 연 관 위치 정보에 따른 수신 가중치 (receiving vector)가 적용되어 추정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[12] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 양상인, 다중 안테나 를 지원하는 무선 통신 시스템에서 이웃 샐의 참조 신호 전송을 지원하는 서빙 샐은, 무선 주파수 유닛 (Radio Frequency Uni t ) ; 및 프로세서 (Processor)를 포 함하며， 상기 프로세서는, 단말에게 사운딩 참조 신호 설정 (Sounding Reference Signal (SRS) conf igurat ion)을 송신하고, 상기 사운딩 참조 신호 설정 및 상기 단말 연관 위치 정보를， 상기 이웃 셀로 송신하며, 상기 이웃 샐로부터 상기 사 운딩 참조 신호 설정에 따라 추정한 사운딩 참조 신호 (Sounding Reference Signal , SRS) 기반 제 1 채널 품질 (Channel Qual i ty)값을 수신하도톡 구성되며， 상기 제 1 채널 품질 값은, 상기 단말 연관 위치 정보에 따른 수신 가중치 (receiving vector)가 적용되어 추정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[13] 나아가, 상기 단말 연관 위치 정보는, 상기 단말의 수평 방향 안테나에 대한가중치 정보， 상기 단말의 수직 방향 안테나에 대한 가중치 정보, 상기 단 말의 GPS(Global Posi t ioning System) 정보， 상기 단말의 예상 위치 정보 흑은 상기 단말의 위치 정보 부존재를 지시하는 정보 중 하나를 포함할 수 있다. 【유리한효과】
[14] 본 발명의 실시예에 따르면 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참 조 신호를 효율적으로 전송할 수 있다.
[15] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【도면의간단한설명】
[16] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술 적 사상을 설명한다.
[17] 도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다. [18] 도 2 는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource gr id)의 일 례를 나타낸 예시도이다.
[19] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[20] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[21] 도 5 는 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
[22] 도 6 은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
[23] 도 7 및 도 8 은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹
(REG)을 설명하는 도면이다.
[24] 도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
[25] 도 10 은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
[26] 도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도 면이다
[27] 도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
[28] 도 13 은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
[29] 도 14은 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다.
[30] 도 15은 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
[31] 도 16 내지 19 는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법을 나타내는 도면이다
[32] 도 20은 MIM0 시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
[33] 도 21은 MIM0 시스템의 기능을 설명하는 블록도이다.
[34] 도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[35] 도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[36] 도 24는 다차원 능동 안테나 시스템을 설명하기 위한 참고도이다.
[37] 도 25는 2D-AAS 안테나를 이용하는 경우의 CRS 전송을 나타낸다.
[38] 도 26은 본 발명의 일 실시예를 나타낸다.
[39] 도 27 및 도 28 은 발명에 따라 이웃 셀이 서빙 샐의 빔 포밍 상태를 추 정하는 경우를 나타낸다.
[40] 도 29 는 본 발명에 따라 이웃 샐이 영역 정보에 기반하여 적웅적으로 범 포밍을 수행하는 경우를 나타낸다. [41] 도 30 은 본 발명에 따라 수평 방향 및 수직 방향의 가중치 /PMI 정보를 전송하는 경우를 나타낸다.
[42] 도 31 은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도 면이다ᅳ 【발명의실시를위한형태】
[43] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들올 소정 형태로 결합 한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합 되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결 합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되 는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체 될 수 있다.
[44] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통 신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 등작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[45] 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루 어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， 본 문서에서 기지국이라는 용어는 셀 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있 다. 한편, 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체 될 수 있다. '단말 (Terminal)'은 UEOJser Equi ment), MS( obile Station), MSSCMobile Subscriber Station), SS( Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 본 문서에서 상향링크 전송 주체는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있 고, 상향링크 수신 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있다. 유사하게， 하 향링크 전송 주체는 기지국 또는 증계기를 의미할 수 있고， 하향링크 수신 주체 는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있다. 다시 말하자면, 상향링크 전송은 단말 로부터 기지국으로의 전송, 단말로부터 중계기로의 전송, 또는 중계기로부터 기 지국으로의 전송을 의미할 수 있다. 유사하게， 하향링크 전송은 기지국으로부터 단말로의 전송， 기지국으로부터 중계기로의 전송， 중계기로부터 단말로의 전송 을 의미할 수 있다.
[46] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[47] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구 조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서 는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[48] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시 스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나 에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부 분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있 는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[49] 이하의 기술은 CDMA (Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA(0rthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC~FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시 스템에 사용될 수 있다, CDMA 는 UTRA Jniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobi le communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구 현될 수 있다. 0FDMA 는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802- 20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA 는 UMTS Jni versa 1 Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTEdong term evolution)는 E-UTRA 를 사용 하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 ( DMA 를 채용하고 상향 링크에서 SC-FDMA를 채용한다 . LTE-A( Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX 는 IEEE 802. 16e 규격 (Wi rel essMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802. 16m 규격 (Wi relessMAN~OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지 만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
[50] 도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
[51] 샐를라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상 /하향링크 데이터 패킷 전송 은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며， 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심 불을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Divi s ion Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Divi s ion Dup lex)에 적용 가능한 타입 2 의 무선 프레 임 구조를 지원한다.
[52] 도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10 개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고， 하나 의 서브프레임은 시간 영역 (t ime domain)에서 2 개의 슬롯 (s lot )으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTK transmi ss ion t ime interval )이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms 이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심 볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함 한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA 를 사용하므로, 0FDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. 0FDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간 으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이 고， 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarr i er )를 포함할 수 있 다.
[53] 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 CPCCyc l i c Pref ix)의 구성 (conf igurat ion)에 따라 달라질 수 있다. CP 에는 확장된 CP(extended CP)와 일 반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, 0FDM 심볼이 일반 CP 에 의해 구성된 경 우， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심블의 수는 7 개일 수 있다. 0FDM 심블이 확 장된 CP 에 의해 구성된 경우， 한 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼와수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예 를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6 개일 수 있다. 단말이 빠 른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우ᅳ 심볼간 간섭 을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
[54] 일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14 개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처 음 2 개 또는 3 개의 OFDM 심블은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCKphysical downlink shared channel)에 할 당될 수 있다.
[55] 도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무 선 프레임은 2 개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며， 각 해프 프레임은 5 개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1 개의 서브 프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색 , 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향 링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위 한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1 개의 서브프레임은 2 개 의 슬롯으로 구성된다.
[56] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프 레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수 는 다양하게 변경될 수 있다.
[57] 도 2 는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일 례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP 로 구성된 경우이다. 도 2 를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고， 주 파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서， 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼올 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적 으로 기술하나， 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element) 를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어， 자원 요소 a(k,l)은 k 번째 부반송파와 1 번째 0FDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP 의 경우에， 하나의 자원블 톡은 12X7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP 의 경우에는 12X6 자원요소를 포 함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz 이므로， 하나의 자원블록은 주파수영역에 서 약 180kHz 을 포함한다. ^ 은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL 의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
[58] 도 3 은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브 프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심블들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한 다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH 가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채 널들에는, 예를 들어， 물리 제어 포맷 지시자 채널 (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리 HARQ 지시자 채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH 는 서브프레임의 첫 번 째 0FOM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH 는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링 크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI 는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH 는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보 DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보， VoIPCVoice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH 가 제 어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH 를 모니터링할 수 있다. PDCCH 는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE 는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH 를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE 는 복수개의 자원 요소 그룹 에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전 송되는 DCI 에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도 에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI) 라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH 가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-R TKC-RNTI) 식별자가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH 가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로, 시스 템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송 에 대한 응답인 임의접속웅답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTKRA-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다.
[59] 도 4 는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서 브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제 어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical upl ink shared channel； PUSCH)이 할 당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 는 서브프레임에서 자원블 록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하 여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당되는 자원블톡 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다.
[60] 참조신호
[61] MI 0 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진 다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로 부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정 (channel estimation)은 페이 딩 (fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하 는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로 (multi path)-시간지연 (time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신 호 (reference signal)가 필요하다. 또한， 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿 (Pilot)으로 지칭될 수도 있다.
[62] 기존의 3GPP LTE 릴리즈 (release)-8또는 릴리즈 -9 시스템에서는 기지국 이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호 (downlink reference signal)는 PDSCH( Physical Downlink Shared CHanne 1 ) , PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런 트 (coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 샐 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호 (Common Reference Signal; CRS)와 특정 단말만 을 위한 전용 참조신호 (Dedicated Reference Signal; DRS)가 있다. 공용 참조신 호는 셀 -특정 (cell-specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또한， 전용 참조신호 는 단말 -특정 (UE-specific) 참조신호 또는 복조용 참조신호 (Demodulation Reference Signal; DMRS)라 불릴 수도 있다.
[63] 기존의 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치 (즉, 참조신호 패턴)를, 하나의 자원블록 쌍 (시간상으로 하나의 서브프레임 길이 X 주파수 상으로 12부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14 개 OFDM 심볼 (일반 CP 경 우) 혹은 12 개의 OFDM심볼 (확장된 CP 경우)로 구성되며 한 개의 OFDM심볼에 서 부반송파의 개수를 128， 256, 512, 1024, 1536 또는 2048 중의 하나로 선정 하여 사용하게 된다.
[64] 도 5 는 1-TTI (즉 1 서브프레임)가 14 개의 0FDM 심블을 갖는 경우에 대한 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a), 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개， 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.
[65] 도 5 에서, R0 는 안테나 포트 인덱스 0 에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한, 도 5에서， R1 은 안테나 포트 인덱스 1， R2 는 안테나 포트 인덱스 2 그 리고 R3는 안테나 포트 인덱스 3에 대한 참조신호를 각각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나 포트에서는 간섭올 방지하기 위하여 아무 신호 도 전송되지 않는다.
[66] 도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 충돌하지 않도록 참조신호 패턴이 셀마 다 시프트되는 것을 나타낸다. 도 5(a)의 1 개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 샐 (Cel l 1)에서 사용된 것으로 가정하면， 1 번 샐에 인접하 는 2 번 샐， 3 번 샐 등에서 셀 간에 참조신호의 충돌이 발생하지 않도록 참조 신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 OFDM 심볼 단 위의 시프트 (천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어， 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 OFDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위 치하므로, 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면, 적 어도 5 개의 인접 샐은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어， 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 셀 내지 6 번 셀과 같이 나타날 수 있다.
[67] 또한, 유사 -랜덤 (Pseudo-Random ; PN) 시뭔스를 샐 별 하향링크 참조신호 에 곱하여 전송함으로써， 수신기에서 인접셀로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시뭔스는 하 나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한, 시원스는 셀 식별자 (Cel l ID) , 서브프레임 번호 (subframe number ) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시퀀스가 적용 될 수 있다，
[68] 4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴 리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어， 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는， 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS 를 정의할 수 있다. DMRS 는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩 되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정 보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편, 하향링크 수신측에서는 DMRS 를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면， 프 리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 DMRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라, LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보 (Channel State Informat ion ; CSI )를 획득하기 위한 참조신호 즉 CSI-RS 를 정의할 수 있다. CSI-RS 는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며， CSI-RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인텍스 15 내지 22 가 사용될 수 있다.
[69] 하향링크 제어채널의 구성
[70] 하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 가본적으로는 각각의 서브프레 임의 처음 3 개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있으며, 하향링크 제어채널의 오버헤 드에 따라서 1 내지 3 개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여 , PCFICH 가 사용 될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인웅답 (긍정확인응답 (ACK)/부정확인응답 (NACK) )을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH 가사용될 수 있다. 또한, 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위 해서 PDCCH 가 사용될 수 있다.
[71] 도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹 (Resource Element Group ; REG) 단위로 할당되는 것 을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고， 도 8 은 4 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이, 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단 위인 REG 는, 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접 한 4 개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수 의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다.
[72] PCFICH (Phys i cal Control Format Indicator Channel )
[73] 각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등을 제 공하기 위해서 PDCCH 가 0FDM 심볼 인텍스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고， 제어채널의 오버헤드에 따라서 0FDM 심블 인덱스 0 이 사용되거나, 0FDM 심볼 인덱스 0 및 1 이 사용되거나, 0FDM 심볼 인덱스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 0FDM 심볼의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데, 이에 대한 정보는 PCFICH 를 통해 제공될 수 있다. 따라서, PCFICH 는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다. [74] PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH 의 CFKControl Format Indicator)를 나타낸다. CFI=1 은 OFDM 심볼 인덱스 0 에서 PDCCH 가 전송됨을 나타내고， CFI=2 는 OFDM 심볼 인덱스 0 및 1 에서 PDCCH 가 전송됨을 나타내고， CFI=3 은 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 에서 PDCCH 가 전송됨을 나타낸다.
[75] 【표 1】
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[77] PCFICH 를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭 (system bandwidth)에 따 라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면， 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작 은 경우 CFI=1 , 2， 3 은 각각 2 , 3， 4 개의 0FDM 심볼이 PDCCH 를 위해 사용됨 을 나타낼 수도 있다.
[78] 도 9 는 PCFICH 가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9 에서 도시 하는 REG 는, 4 개의 부반송파로 구성되어 있고， RS (참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며， 일반적으로 전송 다이버시티 (transmi t diversi ty) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG 의 위치는， 샐간에 간섭을 주지 않도록 샐마다 (즉, 셀 식별자에 따라서) 주파수 시프트될 수 있다. 추가적으로, PCFICH 는 항상 서브프레임의 첫 번째 0FDM 심볼 (OFDM 심볼 인덱스 0)에서 전송 된다. 이에 따라 수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH 의 정보 를 확인하여 PDCCH 가 전송되는 0FDM 심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.
[79] PHICH (Physical Hybrid— ARQ Indicator Channel )
[80] 도 10 은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보가 전송된다. 하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH 그룹이 만 들어지고, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH 가 존재한다. 따라서， 하나 의 PHICH그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널이 포함된다.
[81] 도 10 에서 도시하는 바와 같이， 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한 PHICH할당은, PUSCH 자원 할당 (resource allocation)의 가장 낮은 물리자 원블록 (Physical Resource Block; PRB) 인덱스 (lowest PRB index)와， 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호 (Demodulation RS; DMRS)를 위한 순환시프트 (Cyclic Shift) 인덱스를 이용하여 이루어진다. DMRS는 상향링크 참 조신호이며， 상향링크 데이터의 복조를 위한 채널 추정을 위해서 상향링크 전송 과 함께 제공되는 신호이다. 또한, PHICH 자원은 ^ΡΗΚ:Η^ΡΗΚ:Η) 와 같은 인덱 스 쌍 (index pair)를 통해서 알려지게 되는데 이때 ^Ρ^Η ^ΡΗ Η) 에서 NPH,cH 는 PHICH 그룹 번호 (PHICH group number)를 의미하고, " 는 해당 PHICH 그 룹 내에서의 직교 시뭔스 인덱스 (orthogonal sequence index)를 의미한다.
NPHICH ¾ N PHICH 는 아래의 수학식 1과 갈이 정의된다.
[82] 【수학식 1】
n Sr"uP - (J low st _ index Λγηη Λ group
"PHICH - PHICH
nse(i = mnd ? ]ψ r PHICH
[83] PHIC
Figure imgf000017_0001
II1UU SF [84] 상기 수학식 i 에서 画는 PHICH 가 연관된 상향링크 전송에서 사용된
PHICH
DMRS 의 순환시프트이다. 또한， NSF 는 PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기 (spreading factor size)이다. IP':s "dex 는 상향링크 자원 할당의 가장 낮 은 PRB 인텍스이다. N; 는 설정된 PHICH 그룹의 개수이며, 아래의 수학식 2 와 같이 정의된다.
[85] 【수학식 2】
for normal cyclic prefix
for extended cyclic prefix
Figure imgf000017_0002
[87] 상기 수학식 2 에서 7 ^는 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel;
PBCH)로 전송되는 PHICH 자원의 양에 대한 정보이며， Ν«는 2 비트 크기를 가 지고 (^^1/6,^2,1,2})으로 표현된다.
[88] 또한， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 정의되는 직교 시¾스의 예는 아래의 표 2 와 같다.
[89] 【표 2】
Figure imgf000018_0001
[90] 도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도 면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간 (durat ion)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서 브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉， 상이한 0S(0FDM Symbol)) 상에서 구성 될 수도 있다.
[91] PDCCH (Physical Downlink Control Channel)
[92] PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는, 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며， 부호화율 (coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 예를 들어， 기 존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3 과 같이 정 의될 수 있다.
[93] 【표 3】
Figure imgf000019_0001
[94] 상기 표 3 의 상기 DCI 포떳은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되 며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH 가 동시에 다중화 (mul t iplexing)될 수 있다. 다중화된 각 단말기의 PDCCH 는 독립적으로 채널코 딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH 의 CRC 에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도톡 적용할 수 있다. 그러나， 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로, 매 서 브프레밈마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID 를 가진 PDCCH 채 널인지 확인하여 해당 PDCCH 를 수신할 때까지 블라인드 검출 (bl ind detect ion) 을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH 의 기본 자원할당 단위는 CCE(Control Channel Element )이며， 하나의 CCE 는 9 개의 REG 로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH 는 1 개， 2개， 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH 는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙 (CCE-to-RE mapping rule)에 의하여 각 서 브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각 사브프레임의 제어채널을 위한 OFDM 심볼 개수, PHICH 그룹 개수, 전송 안테나 및 주파수 시 프트 등에 따라서, CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다.
[95] 상향링크 재전송
[96] 상향링크 재전송은 전술한 PHICH 및 DCI 포맷 0 (PUSCH 전송을 스케줄링 하는 DCI 포맷)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH 를 통하여 이전의 (previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK 을 수신하여 동기식 (synchronous) 비-적웅적 (non-adapt ive) 재전송올 수행할 수 있고， 또는 단말이 기지국으로부 터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적웅적 (adapt ive) 재전송을 수행할 수 있다.
[97] 동기식 전송이란， 하나의 데이터 패킷을 전송한 시점 (예를 들어， n 번 째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점 (예를 들어, n+k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다) . PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전 송이 수행된다.
[98] PHICH 를 통하여 재전송을 수행하는 비-적응적 재전송의 경우에， 이전 전송에서 사용된 주파수 자원 (예를 들어， 물리자원블톡 (PRB) ) 영역 및 전송 방 법 (예를 들어， 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적 용된다. 한편, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적응적 재 전송의 경우에는， 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케줄링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.
[99] 만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하 는 경우에는， PHICH 는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어, DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자 (New Data Indi cator ; NDI )가 포함되는데, NDI 비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글 (toggle)된 경우에는， 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편, 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK을 수신하더라도, PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말 은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지 ( f l ush) 않도록 구성된다.
[100] 상향링크 전송구성
[101] 도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
[102] 송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은, 직렬 -병렬 변 환기 (Ser i al-to-Paral lel Converter ; 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병 렬 신호는 N-포인트 DFT 모들 (1202)을 거쳐 확산되며， 확산된 신호는 부반송파 매핑 모들 (1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합 (linear combination)이다. 주파수 영역에 매핑된 신호 는 M-포인트 IFFT 모들 (1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신 호는 병렬 -직렬 변환기 (1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP 가 추가된다. N-포인트 DFT 모들 (1202)의 DFT 처리에 의해 M-포인트 IFFT 모들 (404)의 IFFT 처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SC-FDMA 방식은 DFT-s- OFDMA (DFT-spr ead-OFDMA ) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한， DFT모들 (1202)에 입 력되는 신호는 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CMCCubic Metric) 을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR 을 가지게 되며, IFFT 모들 (1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR 을 가질 수 있다. 즉, SC- FDMA 방식은 전력 증폭기 (Power Amplifier; PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여， 송신단의 구현 비용을 절감할 수 있다.
[103] 도 13 은 DFT 모들 (1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방 식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13 에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함 으로써 SC-FDMA 송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성 (Single Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT 모들 (1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매¾( localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT 모들 (1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송 파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.
[104] 도 14 은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조 (demodulat ion)하기 위 한 참조 신호 (reference signal; RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서는, 데이터 부분은 시간 영역에서 생성 된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만 (도 12 참조)， RS 는 DFT 처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.
[105] 도 15 은 SC-FD 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호 (RS)가 매 핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP 경우에 하나의 서 브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 4 번째 SC-FDMA 심볼에 RS 가 위치하는 것을 도시한다. 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각 각의 3 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.
[106] 도 16 내지 19 를 참조하여， 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SC-FDMA의 변형으로서， DFT 처 리된 신호를 복수개의 서브 -블록 (sub-bock)으로 쓰갠 후 주파수 영역에서 이격 된 위치에 매핑하는 방식이다.
[107] 도 16 는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하 여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브-블 톡 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함 에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어， 20MHz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고, 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에 서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한, 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다.
[108] 도 17 및 18 은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[109] 도 17 은 다중 반송파 (또는 다중 셀 (cel l ) )가 인접하여 (cont iguously) 구성된 상황 (즉, 다중 반송파 (또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬 (al ign)된 경우에, 하나의 IFFT 모들을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면 이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블톡 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으 로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑될 수 있다 (각 각의 반송파 (또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다) . 또한， 서브- 블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환 될 수 있다.
[110] 도 18 은 다중 반송파 (또는 셀)가 비-인접하여 (non-cont iguous ly) 구성 된 상황 (즉， 다중 반송파 (또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT모들을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내 지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 각각 반송파 (또는 셀) #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑 될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있 다) . 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 샐) 상에 매핑된 서브-블톡들은 각각의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
[111] 도 16 에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 가 반송파-내 ( inter-carr ier ) (또는 intra-cel l ) DFT-s-OFDMA 라면， 도 17 및 18 에 서 설명하는 다중 반송파 (또는 셀) 상에서의 DFT-s-OFDMA 는 반송파-간 ( inter- carr ier ) (또는 inter-cel l ) DFT-s-OFDMA 라 할 수 있다. 이와 같은 반송파-내 DFT-s— 0FDMA와 반송파-간 DFT-s-OFDMA는 서로 흔용될 수도 있다.
[112] 도 19 는 부분 (chunk) 단위로 DFT 처리， 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리 를 수행하는 부분 -특정 DFT-s-OFDMA (chunk-spec i f i c DFT-s-OFDMA) 기법에 대하 여 설명하기 위한 도면이다. 부분 -특정 DFT-s-OFDMA는 Nx SC-FDMA라고 칭할 수 도 있다. 코드 블록 분할 (code block segment at i on)된 신호는 부분 (chunk) 분할 되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12 에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리 되고 각각의 IFFT 로부터의 출력이 합산되어 CP 가 추가될 수 있다. 도 19 에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파 (또는 다중 샐) 또는 연접하 지 않는 다중 반송파 (또는 다중 셀)의 경우에 모두 적용될 수 있다.
[113] MIM0시스템의 구조
[114] 도 20 은 다중 송신 안테나 및 /또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIM0 시 스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록 은 MIM0 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나 타내는 것이다.
[115] 도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시 (redundancy) 비트 를 부가하는 동작을 나타내는 것이고， 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 줄일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬 /병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시 공간 (t ime-spat ial ) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다 중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고, 수신단 의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.
[116] 도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼 로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬 /직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대 한 디코딩 동작을 나타내는 것이며, 그 결과 데이터를 추정 (est imat ion)할 수 있게 된다.
[117] 전술한 바와 같은 MIM0 송수신 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적 으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데， 공간적으로 한 개의 코 드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드 (Single Code ord; SCW) 구조라 하고， 여 러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다중 코드워드 (Mul t iple Codeword ; MCW) 구 조라 한다.
[118] 도 21(a)는 SCW 구조를 가자는 MIM0 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이고， 도 21(b) 는 MCW 구조를 가지는 MIM0시스템의 송신단의 기능을 나 타내는 블록도이다.
[119] 코드북 기반 프리코딩 기법
[120] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬 의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인텍스 (Precoding Matr ix Index ; PMI )를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI 에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (expl i ci t ly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있 는 장점이 있다. [121] 도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[122] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 탱크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉 피드백 정보가 유한한 (f ini te) 경우에 프리 코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상 태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코 딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 ML(Maximum Likel ihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22 에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
[123] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코당을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어 의 개수와 동일하므로, 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들 어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코 딩 행렬이 4 X 2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어 를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
[124] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이 루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I 와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술 한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르 미트 (Hermi t ) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
[125] 예를 들어 , 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다. [126] 【표 4】
Figure imgf000026_0001
[127] 【표 5】
Figure imgf000027_0001
로부터 구성되는 세트 아로 얻어진다. 이 때, /는 4 X 4 단일행렬을 나타내고 ""는 표 5 에서 주어지는 값이다.
[129] 상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개 -투프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐 -루프 ( loop) 시스템의 프리코딩 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한, 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다.
[130] 위와 같은 코드북은 일정 모들러스 (Constant modulus ; CM) 특성， 네스티 드 특성 (Nested property) , 제한된 알파벗 K Constrained al habet ) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element )는 '0' 을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset ) 으로 구성되도톡 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element )가 제 한되는 것을 의미한다. 예를 들어, 프리코딩 행렬의 각각의 요소가 BPSK(Binary Phase Shi ft Keying)에 사용되는 요소 ( ±1 )로만 제한되거나， QPSK( Quadrature Phase Shi ft Keying) 에 사용되는 요소 ( )로만 제한되거나, 또는 8-PSK 에
± 1，± '，土 i^,± ^
사용되는 요소 ( V2 V2 )로만 제한될 수 있다 상기 표 5 의 코 드북의 예시에서는 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element )의 알파벳이 L 2 V2 J 으로 구성되므로, 제한된 알파벳 특성을 가진다고 표현할 수 있다.
[131] 피드백 채널 구조
[132] 기본적으로， FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로， 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존 의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템의 경우， PUCCH 를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH 의 경우 주기적 (periodic)으로 채널정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aper iodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또 한， 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역 (즉, 광대역 (WideBand; WB) )에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고， 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand; SB) )에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다. [133] 확장된 안테나구성 (Antenna configuration)
[134] 도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[135] 도 23(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하 는 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULA Jniform Linear Array) 라고 한다. 안테나의 개수가 적을 때에는 이와 같은 ULA 구성이 사용될 수 있지만, 안테나 의 개수가 많을 때에는 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치하여 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
[136] 도 23(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나사이에는 연 관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
[137] 한편 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나 를 사용하는 것과 달리 , 3GPP LTE 릴리즈 -10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는， 부 족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 23(a) 및 도 23(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서 , 도 23(c) 와 같이 이증 -극성 (dual-pole) (또는 크로스 -극성 (cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 독립적인 채널을 구성할 수 있으므로 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.
[138] 코드북 구조 (codebook structures)
[139] 미리 정해진 (pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써， 송신단으로부터의 MIM0 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위 한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
[140] 미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시 (Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트 (phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티 (phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구 성할 수도 있다. [141] DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, /2 /? DFT 행렬은 아래의 수학식 3 과 같이 정의 될 수 있다.
[142] 【수학식 3】
Figure imgf000030_0001
[144] 상기 수학식 3 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서 , 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용 하기 위해서는 DFT/2 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것올 고려할 수 있다. 아래의 수학식 4 는 예시적인 회전 (rotated) DFT/2 행렬을 나타낸다
[145] 【수학식 4】 rotated DFT«: Dn (G'8) (k,£) = ex (- jln k{l + g I G) I n), k,£ = ,l,...,n-l, g = 0,\,...,G.
[146] 상기 수학식 4 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전 (rotated) Ό ΐη 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 톡성을 만족한다.
[147] 다음으로， 하우스홀더 -기반 (Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더 -기반 코드북 구조란， 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북 을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Transform)에 사 용되는 행렬이고， 하우스홀더 변환은， 선형 변환 (linear transformation)의 일 종이며 QR 분해 (QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모 두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 5 와 같다.
[148] 【수학식 5】
Figure imgf000031_0001
[149] 하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 5 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이， 하우스홀더 변환을 이용하여 nXn 프리코딩 행렬을 생성하고， 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset )을 이용하여 n 보다 작은 탱크 전송을 위한 프리코딩 행 렬로 사용하도록 구성할 수 있다.
[150] 다중-코드북 기반프리코더 생성
[151] 다중 안테나 전송에 이용되는 프리코딩 동작은 레이어 (들)을 통해 전송 되는 신호를 안테나 (들)에 매핑시키는 동작이라고 설명할 수 있다. 즉, XXY 프 리코딩 행렬에 의해서 Y 개의 전송 레이어 (또는 스트림)을 X 개의 전송 안테나 에 매핑될 수 있다.
[152] Nt 개의 송신안테나를 통하여 R 개의 스트림 (즉， 탱크 R)을 전송함에 있 어서 사용되는 Nt XR 프리코딩 행렬을 구성하기 위하여， 수신단으로부터 하나 이상의 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI )를 피드백 받아서 송신단이 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 아래의 수학식 6 은 c 개의 행렬로 구성되는 코드북의 일례를 나타낸 것이다.
[153] 【수학식 6】
[154] ^k) & \^ ，尸 3 ，. " )
[155] 상기 수학식 6 에서， k 는 특정 자원 인덱스 (부반송파 인덱스， 가상자원 (virtual resource) 인덱스 또는 서브대역 인덱스')를 나타낸다. 상기 수학식 6 은 아래의 수학식 7 과 같은 형태로 구성될 수 있다.
[156] 【수학식 7】 N =2-M.
P,
[157]
[158] 상기 수학식 7 에서 은 PM xR i를 특정 복소 가중치 (co即 lex weight) 만큼 시프트한 형태로 구성 될 수 있다. 따라서
정 복소 가중치로 표현하면 아래의 수학식 8 과 같이 표현할 수 있다.
159] 【수학식 8
Figure imgf000032_0001
[161] 또한， 상기 수학식 8 을 크로네커 곱 (Kroneker product , ® 으로 표현됨 ) 을 이용하여 아래의 수학식 9 와 같이 표현할 수 있다.
162] 【수학식 9】 W„0P„
Figure imgf000032_0002
[164] 크로네커 곱은 임의의 크기의 2 개의 행렬에 대한 연산이며, 크로네커 곱 연산의 결과로 블록 행렬을 얻을 수 있다. 예를 들어, mxn 행렬 A 와 pxq 행렬 B 의 크로네커 급 (A®B) 은 아래의 수학식 10 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 10 에서 aran 은 행렬 A 의 요소 (element)를 나타내고, bpq 는 행렬 B 의 요소를 나타낸다.
【수학식 10]
Figure imgf000032_0003
[166] 상기 수학식 9 에서 프리코딩의 부분 행렬인
Figure imgf000033_0001
와 는 독립적으 로 수신단으로부터 피드백될 수 있으며， 송신단은 각각의 피드백 정보를 이용하 여 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같이 프리코더를 구성하여 사용할 수 있다. 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같은 형태를 적용하는 경우, ^는 항상 2X1 백터의 형태로 구성되며, 아래의 수학식 11 과 같이 코드북 형태로 구성될 수 있다.
[167] 【수학식 11】
We 2π . ί = 0,...,Ν-\
e
[168]
[169] 상기 수학식 11 에서， 은 코드북이 포함하고 있는 총 프리코딩 백터의 개수를 나타내며， /는 백터의 인덱스로 사용될 수 있다. 피드백 오버헤드를 최 소로 하면서 적절한 성능을 얻기 위해서 /는 2， 4 또는 8 로 정하여 두고 사용 할 수 있다. 또한 PM xR \은 4 전송 안테나를 위한 코드북 또는 2 전송 안테나를 위한 코드북 등으로 구성할 수 있는데, 이에 대해서 상기 표 4 또는 표 5 의 코 드북 (3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 정의되는 2 개 또는 4 개의 전송 안테나를 위한 코드북)이 사용될 수 있고, 희전 (rotated) DFT 형태로도 구성할 수 있다.
[170] 또한, 행렬을 2X2 행렬의 형태로 사용할 수도 있다. 아래의 수학식 12는 2X2 행렬에 대한 일례를 나타낸 것이다.
171] 【수학식 12】
Figure imgf000033_0002
[173] 상기 수학식 12 와 같이 구성하는 경우, pMixR,i 코드북의 최대 탱크가 R 인 경우에， 2R 의 탱크까지 코드북을 설계할 수 있다. 예를 들어 , P쐬,,로서 상기 표 4 의 코드북을 사용하는 경우， 상기 수학식 9 에 따르면 최대 탱크로서 4 (R=4) 까지만 사용할 수 있다. 한편， 상기 수학식 12 에 따르면 최대 랭크로 서 8 (2R=8) 까지 사용할 수 있다. 따라서， 8 개의 송신안테나를 구성하는 시스 템에서 8X8 전송이 가능하도록 프리코더를 구성할 수 있다. 이때 , 는 아래 의 수학식 13 과 같은 코드북의 형태로 구성될 수 있다.
174] 【수학식 13】
Figure imgf000034_0001
[176] 상기 수학식 9 및 수학식 12 의 프리코더 구성방법은 각각의 랭크에 따 라서 적용을 달리할 수 있다. 예를 들면， 상기 수학식 9 의 방식은 탱크 4 이하 ( R≤4)인 경우에 사용하고， 상기 수학식 12 의 방식은 랭크 5 이상 (i?≥5)인 경우에 사용하도록 할 수 있다. 또는， 상기 수학식 9 의 방식은 탱크 1 ( R = i) 인 경우에만 사용하고， 나머지 (랭크 2 이상 ( R≥2)) 경우에는 상기 수학식 12 의 방식을 사용하도톡 할 수도 있다. 상기 수학식 9 및 상기 수학식 12 과 관련 하여 설명한 W와 P는 아래의 표 6 과 같은 특성을 가지도록 피드백될 수 있다.
[177] 【표 6】
Figure imgf000034_0002
있다. 둥 중 하나의 행렬 (e .g. , P)는 더 신뢰도 높은 부호화율로
Unequal
코딩하고 나머지 행렬 (e .g. , W)는 신뢰도가 상대적으로 protect ion
낮은 부호화율로 코딩하도록 구성 할 수 있다.
W 행렬의 alphabet 은 BPSK 로 한정되고 P 행렬의
Al habet
alphabet 은 QPSK 또는 8 PSK 로 한정되도록 구성할 수 restr ict ion 1
있다.
W 행렬의 alphabet 은 QPSK 로 한정되고 P 행렬의
Al habet
alphabet 은 QPSK 또는 8 PSK 로 한정되도록 구성할 수 restr i ct ion 2
있다.
[178] 다음으로, 네스티드 특성 (nested property)을 가지는 다중-코드북 기반 프리코더에 대하여 설명한다.
[179] 상가 수학식 9 및 수학식 12 의 방식을 적절히 사용하여 코드북올 구성 할 수 있다. 하지만, 상황에 따라서 두 가지 조합을 사용하지 않으면 프리코더 의 구성이 불가능할 수도 있다. 이와 같은 문제를 해결하기 위하여， 아래의 수 학식 14 와 같이 프리코더를 구성하여 사용 할 수 있다.
[180] 【수학식 14】 w.
P NtxN n,m
W
[181]
[182] 상기 수학식 14 로부터 얻어진 ！뇨를 이용하여 탱크 값이 전송 안테나 의 개수와 동일한 경우 (R=Nt)를 위한 프리코더를 구성하고, 구성된 프리코더의 열 서브셋 (column subset )을 하위 랭크를 위한 프리코더로 사용할 수 있다. 이 와 같은 방식으로 프리코더를 구성하는 경우, 네스티드 특성을 만족하므로 CQI 계산이 간단해질 수 있다. 상기 수학식 14 에서 YN xN„m은 R=Nt 인 경우의 프리 코더를 나타낸다. 이러한 경우에, 예를 들어， R=2 에 대한 프리코더는 p 의 0 번째 및 2 번째의 열로 구성되는 서브셋이 사용될 수 있으며， 이를 P 스 (0,2)와 같이 표현할 수 있다. 여기서 PM,xM,는 희전 (rotated) DFT 행렬 또는 다른 형태의 코드북으로 구성될 수도 있다.
[ 183] 한편， 개루프 환경에서 다이버시티 이득을 높이기 위하여, 전술한 방식 으로 구성된 프리코더를 기반으로， 특정 자원에 따라 프리코더를 바꿔 사용하여 빔 다이버시티 이득을 극대화 할 수 있다. 예를 들어, 상기 수학식 9 의 방식에 따른 프리코더를 이용하는 경우에， 특정 자원에 따라 프리코더를 적용하는 방식 을 아래의 수학식 15 와 같이 표현할 수 있다.
[ 184] 【수학식 15】
[ 185]
Figure imgf000036_0001
® P modwc
[ 186] 상기 수학식 15 에서 k는 특정 자원 영역을 나타내는 것이다. 특정 자 원영역 k에 대한 프리코딩 행렬은 상기 수학식 15 와 같이 모들로 연산 (modulo operat ion)에 의하여 결정되며, 여기서 ^와 Wc 는 각각 W 행렬과 P 행렬을 위 한 코드북의 크기를 나타낼 수도 있고, 각각의 서브셋을 나타낼 수도 있다.
[ 187] 상기 수학식 15 와 같이 두 행렬 모두의 순환 (cycl ing)을 적용하면 다이 버시티 이득은 극대화시킬 수 있으나 복잡도가 증가할 수 있다. 따라서， 특정 행렬은 장 -기간 ( long-term)으로 순환 (cycl ing)을 적용하고 나머지 행렬은 단-기 간 (short-term)으로 순환 (cycl ing)을 적용하도록 설정 할 수도 있다.
[ 188] 예를 들어， W 행렬은 물리자원블톡 인덱스 (PRB index)에 따라서 모들로 연산을 수행하고， P 행렬은 서브프레임 인덱스 (subframe index)에 따라서 모들 로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다. 또는， W 행렬은 서브프레임 인덱스에 따 라서 모들로 연산을 수행하고， P 행렬은 물리자원블톡 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
[ 189] 다른 예로， W 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하고, P 행렬은 서브대역 인덱스 (subband index)에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구 성할 수 있다. 또는, W 행렬은 서브대역 인텍스에 따라서 모들로 연산을 수행하 고 , P 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
[ 190] 또한， 두 개의 행렬 중 하나의 행렬만 모큘로 연산을 이용한 프리코더 순환 (precoder eye l ing)을 적용하고， 다른 하나의 행렬은 고정된 것을 사용할 수도 있다. [191] 8 전송 안테나를위한코드북구성
[192] 확장된 안테나 구성 (예를 들어， 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리 즈 -10 시스템에서 , 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식 을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어， RKRank Indi cator ) , PMKPrecoding Matr ix Index) , CQ I (Channel Qual i ty Informat ion) 등의 채널상태정보 (Channel State Informat ion; CSI )를 피드백할 수 있다. 이하에서는， 확장된 안테나 구성 을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder) 기반 피 드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서， 송신단의 MIM0 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단 은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI )를 송십단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다 른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신 단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI )를 송신단으로 피드백 하고， 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결 정하여 MIM0 전송에 적용할 수 있다.
[193] 이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서， 8 전송 안테나 MIM0 전송, 단일사용자 -MIM0 (Single User-MIMO; SU-MIM0) 및 다중사용자 -MIM0 (Mul t iple User-MIMO; MU-MIMO) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성， 코드 북 설계 기준， 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
[194] 8 전송 안테나 MIM0 전송에 적용되는 코드북으로서， 랭크 2 보다 큰 경 우에는 SU-MIM0 만을 지원하고， 탱크 2 이하에서는 SU-MIM0 및 MU-M 0 모두에 최적화되고， 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
[195] MU-MIM0 의 경우에, MU-MIM0 에 참여하는 단말들이 상관 영역 (correl at ion domain)에서 구별되도록 (separated) 하는 것이 바람직하다. 따라 서, MU- IM0를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도 록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성 능을 제공하므로, 탱크 -2 까지의 코드북 집합에 DFT 백터를 포함시키는 것을 고 려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scatter ing propagat i on) 환경 (예를 들어, 반사파가 많은 옥내 ( indoor ) 환경 등)에서는, MIM0 전송 방식으로 SU-MIM0 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 탱크 -2 보다 큰 탱크를 위한 코드북은, 다중 -레이어들을 구별하는 성능이 양호 하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
[196] MIM0 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서， 하나의 프리코더 구조가 다 양한 안테나 구성 (낮은-상관， 높은-상관， 크로스 -극성 등의 안테나 구성)에 대 해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배 치에 있어서, 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4 λ 안테나 간격을 가지는 크로스- 극성 어레이가 구성되거나， 높은 -상관 안테나 구성으로서 0.5 λ 안테나 간격올 가지는 ULA 가 구성되거나， 크로스 -극성 안테나 구성으로서 0.5 λ 안테나 간격 을 가지는 크로스 -극성 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은 -상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다. 한편, 크로스 -극성 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block diagonal matr ix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에， 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
[197] 코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성, 제한 된 알파벳, 적절한 코드북 크기， 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며, 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈 -10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설 계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
[198] 코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 층분하게 지 원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에 서 8 전송 안테나로부터 충분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코 드북 (예를 들어， 랭크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 층분할 수 있다. 그러나 MU-MIM0 의 다중화 이득을 달 성하기 위해서는， 랭크 1 및 탱크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
[199] 전술한 사항을 바탕으로, 8 전송 안테나를 위한 코드북의 일반적인 구조 에 대하여 이하에서 설명한다.
[200] 코드북구조 (1)
[201] 다중 -단위 (mul t i-granular) 피드백의 적용에 있어서， 8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬 (base matr ix)의 조합에 의해서 구성하는 방안 과 관련하예 내적 (inner product)을 이용하여 2 개의 기저 행렬의 조합을 구성 하는 방안에 대하여 설명한다.
[202] 우선, 2 개의 기저 행렬의 내적을 이용하는 형태를 아래의 수학식 16 과 같이 나타낼 수 있다.
[203] 【수학식 16】
[204] W = W,W2
[205] 8 전송 안테나를 위한 코드북이 내적의 형태로 표현되는 경우에, 제 1 기저 행렬은 공통 -극성 (co-polarized) 안테나 그룹을 위해서 아래의 수학식 17 과 같이 대각 행렬로 표현될 수 있다.
[206] 【수학식 17】
Figure imgf000039_0001
[208] 또한， 제 2 기저 행렬이 극성들간의 상대적인 위상을 조절 (adjust)하기 위해 사용되는 경우에， 이러한 제 2 기저 행렬은 단위 행렬 (identity matrix)을 사용하여 표현될 수 있다. 8 전송 안테나를 위한 코드북의 상위 랭크에 대해서 , 제 2 기저행렬은 아래의 수학식 18 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 18 에서 제 2 기저 행렬의 첫 번째 행 (row)의 계수 1 과 두 번째 행의 계수 a 또는 -a 의 관계는, 직교 극성들 (orthogonal polarizations) 간의 상대적인 위상 (relative phase)을 조절 (adjust)을 반영할 수 있다.
[209] [수학식 18】
Figure imgf000039_0002
[211] 이에 따라, 8 전송 안테나를 위한 코드북을 제 1 기저 행렬 및 제 2 기 저 행렬의 내적을 이용하여 표현하면 아래의 수학식 19 와 같이 표현될 수 있다. 212] 【수학식 19】
Figure imgf000039_0003
[214] 상기 수학식 19 와 같이 내적을 이용하여 표현한 코드북은， 아래의 수학 식 20 과 같이 크로네커 곱을 이용하여 간단하게 표현될 수 있다.
[215] 【수학식 20】 [216] w = w2®wi (wi :4xN,W2 :2x )
[217] 여기서, 코드북 W 에 포함되는 프리코딩 행렬은 4*2 개의 행 및 N*M 개 의 열을 가지게 된다. 따라서, 8 전송 안테나 및 N*M 탱크의 전송에 대한 코드 북으로 이용될 수 있다. 예를 들어， 8 전송 안테나 및 ¾크 R 의 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에, W2 가 2XM 으로 구성되면 ^ 에 대한 N 값은 R/M 이 된다. 예를 들어， 8 전송 안테나 및 탱크 4 의 전송을 위한 프리코 딩 코드북을 구성하는 경우에， W2 가 2X2 (즉， M=2) 행렬 (예를 들어, 상기 수 학식 13 의 행렬)로 구성되면， ^ 은 4X2 (즉， N=R/M=4/2=2) 행렬 (예를 들어， DFT 행렬)을 적용할 수 있다.
[218] 코드북 구조 (2)
[219] 8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬 (base matrix)의 조합 에 의해서 구성하는 다른 방안에 대하여 설명한다. 2 개의 기저행렬을 W1 및 W2 이라고 하면 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬 W 가 W1*W2 의 형태로 정의될 수
X 0
있다. 탱크 1 내지 8 에 대해서 W1 은 와 같은 블록 대각 행렬의 형태
0 X 를 가질 수 있다.
[220] 랭크 1 내지 4 에 대해서， 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4XNb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한, X 에 대해서 16 개의 4Tx DFT 빔이 정의될 수 있고， 범 인덱스는 0， 1， 2， 15 로 부여될 수 있다. 각각의 W1 에 대해서， 인접한 (adjacent) 겹치는 (over lapping) 범들은 주파수-선택적인 프 리코딩에 있어서 경계 효과 (edge effect)흩 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 이에 따라, 동일하거나 상이한 W2 에 대해서 동일한 을 사용하여 코드북이 구성되어도 여러 서브대역들에 대해서 최적의 성능이 보장될 수 있다.
[221] 탱크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4X 4 (즉， Nb=4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. ¾크 1 및 랭크 2 각각에 대해서 8 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 범 인덱스가 0, 1， 2 15 로 부여되는 경우에， 예를 들어,
{0,1,2,3}, {2,3,4,5}, {4,5,6,7}， {6,7,8,9} ,{8,9,10,11}, {10,11,12,13}, {1 2,13,14,15), {14,15,0,1} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 범이 겹치는 8 개 의 Wl 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어, 탱크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다 음의 수학식 21 과 같이 정의될 수 있다.
[222] 【수학식 21】
0,1,2,· · ·
Figure imgf000041_0001
[224] 상기 수학식 21 에서 블록 대각 행렬 Wl(n)의 블톡에 해당하는 ) (1°가 정 의되고, 8 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (CB1)이 구성될 수 있다.
[225] 또한， W2 의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면, 랭크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK 공통 -위상 이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 탱크 1 에 대한 W2 코드북 (CB2)은 다음의 수학식 22 와 같이 구성될 수 있다.
[226] 【수학식 22】
Figure imgf000041_0002
Y e
[227]
Figure imgf000041_0003
[228] 랭크 2 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지 의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의 될 수 있다. 예를 들에 랭크 2 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 23 과 같이 정의될 수 있다.
[229] 【수학식 23】
Figure imgf000042_0001
Ye
[230]
Figure imgf000042_0003
[231] 다음으로, 탱크 3 및 4 에 대해서, 블톡 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하 는 X 가 4X8 (즉， Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 탱크 3 및 랭크 4 각 각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹 치는 범들을 포함할 수 있다. 범 인덱스가 0， 1， 2, 15 로 부여돠는 경우 에, 예를 들어 {0,1, 2,…ᅳ 7}' {4，5,6，ᅳ，11}, {8,9, 10, ··· , 15}, {12, ··· , 15,0, ··· 3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 범이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어， 탱크 3 및 4 에 대한 코드북은 다음의 수학식 24 와 같이 정의될 수 있다.
[232] 【수학식 24】
n = 0,1,2,3
CBJ = {W, (0；
)
Figure imgf000042_0002
[234] 상기 수학식 24 에서 블록 대각 행렬 Wl(n)의 블록에 해당하는 X(n)가 정 의되고， 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (CB ol 구성될 수 있다.
[235] 또한, W2 의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면, 탱크 3 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통 -위상 이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 탱크
3 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 25 와 같이 정의될 수 있다.
[236] 【수학식 25】
Figure imgf000043_0001
e [ei e5 ])'(e2,[e2 e6]),(e3,[e3 e7]),(e4,[e4 eg]),
Y',Y2)'
[(e5> e5]),(e6,[e2 e6]),(e7,[e3 e7]),(e8,[e4 e8])
[237]
[238] 상기 수학식 24 에서 en 은 8X1 백터이고 , n 번째 요소가 1 의 값을 가 지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 백터를 의미한다.
[239] 랭크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지 의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의 될 수 있다. 예를 들어， 탱크 4 에 대한 W2 코드북 및 W1 코드북은 다음의 수학 식 26 과 같이 정의될 수 있다.
[240]
Figure imgf000043_0002
Figure imgf000043_0004
[241] Ye{[e' e=]' e6]' 세 e
[242] 다음으로, 랭크 5 내지 8 에 대해서， 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당 하는 X 가 4X4 크기의 DFT 행렬로 구성될 수 있고, 하나의 W1 행렬이 정의될 수 있다. W2 는 행렬과 고정된 8Xr 크기의 열 선택 행렬의 곱으로 정
I
의될 수 있다. 탱크 5 에 대해서 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하므로 4 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 랭크 6 에 대해서 4 가지의 서로 다른 행렬 의 선택이 가능하므로 4 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 랭크 7 에 대해서 1 가지의 행렬 및 ¾크 8 에 대해서 1 가지의 행렬이 선택될 수 있으므로， 탱크 7 및 8 각각에 대해서 하나의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 여기서
Figure imgf000043_0003
은 각각의 전송 레이어에 대한 모든 극성 그룹들이 동일하게 사용되도록 하기 위해서 도입된 것이며, 산란 (scattering)이 더 심한 공간 채널을 가지는 높은 랭크의 전송에 대해서 양호한 성능이 기대될 수 있다. 여기서， I 는 단위행렬을 의미한다.
[243] 예를 들어， 랭크 5 내지 8 에 대한 Π 코드북 및 코드북은 다음의 수 학식 27 과 같이 정의될 수 있다. [244] 【 27】
Figure imgf000044_0001
[246] 상기 수학식 27 에서 랭크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북은 하나의 W1 행 렬만으로 구성된다. 랭크 5 내지 8 에 대한 W2 코드북에서 14 는 4 X 4 크기의 단위 행렬을 의미한다. 상기 수학식 27 에서 Y 행렬은， 예를 들어, 다음의 수학 식 28 내지 31 과 같이 정의될 수 있다.
[247] 랭크 5 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
[248] 【수학식 28】
Figure imgf000044_0002
[250] 탱크 6 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
[251] 【수학식 29】
Figure imgf000044_0003
[253] 탱크 7 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
[254] [수학식 30】
Y = e2 e3 e4 e5 e6 e7]
[255]
[256] 랭크 8 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
[257] 【수학식 31】
Υ = Ι8
[258]
[259] 상기 수학식 31 에서 18 은 8X8 크기의 단위행렬을 의미한다.
[260] 전술한 바와 같이 랭크 1 내지 8 의 각각에 대해서 정의될 수 있는 W1 의 개수를 모두 합하면， 8+8+4+4+1+1+1+1 = 28 이다.
[261] 본 발명에서는 2 차원 능동 안테나 시스템 (2 dimensi onal act ive antenna system , 2D-MS)가 설치된 3D MIMO 시스템을 기반으로, UE 의 효율적인 핸드오버를 위해， 서빙 셀 (serving ce l l )이 주변 2I)-AAS 가 설치된 기지국들에 게 UE 의 SRS 에 대한 자원 할당 정보와 UE 의 위치 정보를 보내주는 기술에 대 한 발명이다.
[262] LTE Re 1-12 이후에 능동 안테나 시스템 (AAS)을 활용한 안테나 시스템이 도입되려 한다. MS 는 각각의 안테나가 능동 회로를 포함하는 능동 안테나로 구성되어 있어서， 상황에 맞추어 안테나 패턴을 변화시킴으로써 간섭을 줄이거 나， 빔포밍을 수행하는데 좀 더 효을적으로 웅용될 수 있다.
[263] 도 24 는 다차원 능동 안테나 시스템을 설명하기 위한 참고도이다. 예를 들어 , 2D- S 는 도 24 와 같이 안테나를 수직 방향과 수평 방향으로 설치하여， 다량의 안테나 시스템을 구축하게 될 것으로 예측된다.
[264] 이러한 AAS를 2차원으로 구축 (2D-AAS)하게 되면， 안테나 패턴 측면에서 안테나의 메인 로브 (main lobe)를 기존의 수평면뿐만 아니라 수직면에서도 빔 방향에 대한 조절이 가능하여， 3 차원적으로 더 효율적으로 빔 적응 (beam adapt at i on)이 가능하게 되고， 이를 바탕으로 UE 의 위치에 따라 좀 더 적극적 으로 송신빔을 변화시키는 것이 가능하다.
[265] 상기 2D-MS가 도입될 경우, 핸드오버를 위해서 UE들은 RSRP(Reference Signa l Received Power )를 계산하게 된다. 이 때 , RSRP는 CRS를 이용하여 계산 하게 되는데 CRS 는 오버헤드 (overhead) 문제로 모든 안테나 포트를 다 사용하 지는 않게 될 것이다.
[266] 예를 들어， 도 24 처럼 64 개의 안테나 포트가 있는 경우 각각 수직 방 향의 8 개의 안테나 포트에는 일정한 수직 방향의 빔을 적용한 가중치 (weight ) 를 적용한다. 그리고， 이렇게 모인 8 개의 수평 방향의 안테나 포트 증 일부가 CRS 로 UE 에게 전송될 가능성이 높다. 그 이유는 64 개의 안테나 포트를 모두 CRS를 전송하게 되면， 그 오버헤드 (overhead)가 너무 크기 때문이다.
[267] 도 25 는 2D-MS 안테나를 이용하는 경우의 CRS 전송을 설명하기 위한 참고도이다. 도 25 를 참조하여 보다 구체적으로 설명한다. 도 25 에서 UE 는 4 개의 안테나를 가진 서빙 셀에 근접하여 위치하고， 이웃 샐 (neighbor ce l l )에는 수직 , 수평 방향에 각각 6개의 안테나 요소 (e l ement )를 가져 총 36개의 안테나 요소들을 가진 2D-AAS 안테나 기지국이 있다. [268] 이 때 도 25 의 UE 는 자신의 셀과 이웃 셀들간에 RSRP 를 비교하여， 핸 드오버를 하게 된다. 만약, 이웃 셀이 상술한 CRS오버헤드 (CRS overhead) 문제 로 한 가지 빔 방향인 빔 B 를 CRS 범으로 사용할 경우， UE 는 이웃 셀의 범 C 를 받을 수 있는데도 불구하고, 잘못된 RSRP 로 인해 핸드오버를 하지 않을 가 능성이 높다. 또한， 만약 이러한 특정 빔 방향을 가진 CRS 문제를 해결하기 위 해， 수직 방향의 안테나에 가중치 (weight )를 부여하지 않고, 수직 방향의 안테 나 1 개의 요소에 CRS 범을 싣게 되면， 빔 A 처럼 두꺼운 빔이 형성이 되어 빔 이 전체적으로 파워 (power )가 약해진다. 따라서， UE 는 이웃 셀의 빔 C 를 받을 수 있는데도 블구하고, 이에 대한 고려 없이 핸드오버를 결정하게 된다. 나아가, 이를 해결하기 위하여， 여러 개의 CRS 빔 또는 CSI-RS 빔을 이용할 수도 있으나, 늘어난 참조 신호 (RS) 전송에 대한 오버해드 (overhead)가 발생할 수 도 있다.
[269]
[270] 따라서, 본 발명에서는 이러한 2D-MS 를 포함하는 기지국들이 설치될 경우, 부정확해진 CRS 기반 핸드오버 (CRS based handover )를 개선하기 위한 새 로운 핸드오버 방법을 제안한다.
[271] 도 26은 본 발명의 일 실시예를 설명하가위한 참조도이다. 도 26을 참 조하여 본 발명을 설명한다.
[272] S2601 단계에서， 서빙 샐은 (서빙 샐 내에 위치한) 적어도 하나의 UE 들 에게 SRS 설정 (SRS Conf igurat ion)을 설정 (conf igure)한다.
[273] S2603단계에서， 서빙 셀은 SRS를 설정 (conf igure)해준 UE들의 SRS설정 (예를 들어, SRS 가 할당된 자원 정보)를 이웃 샐들에게 시그널링해 준다. 이 때， UE들의 위치 정보도 함께 시그널링될 수 있다.
[274] 즉， 서빙 셀은 설정된 SRS 정보와 UE 의 위치 정보를 이웃 셀에게 전송 할 수 있으나, 이웃 셀이 주로 RSRP 가 부정확할 가능성이 높은 2D- S 가 람재 된 기지국인 경우에만 전송될 수 도 있다.
[275] 또한, 서빙 셀은 어느 정도의 UE 의 위치를 추정해줄 수 있는 정보를 함 께 전송하게 되는데 , 이는 i )해당 UE와 서빙 샐간에 채널에 대한 PMI정보 /가중 치 (weight ) 정보, 또는 Π )서빙 셀이 2D-MS 가 탑재된 경우, 수직 방향의 안테 나에 대한 PMI 정보 /가중치 (weight ) 정보가 될 수 있다. 또는 i i i )UE 의 GPS 정 보 혹은 iv) 서빙 셀 내에 UE 가 현재 위치할 것으로 예상되는 영역정보가 될 수도 있다. 이러한 정보는, 서빙 셀과 UE 간의 위치를 대략적으로 나타냄으로써, 이웃 셀 입장에서 그 UE 가 대략적으로 어느 정도 위치에 있는지를 추정할 수 있게 한다. 나아가， 상기 정보는 이웃 샐들이 UE 의 SRS 를 수신시 더 정확한 RSRP를 위해 수신 가중치 (receiving weight )를 적용할 때 사용될 수도 있다.
[276] S2605 단계에서， 이웃 셀들은 UE 들의 SRS 를 수신하는데， 이 때, 이웃 셀들은 S2603 단계에서 전송 받은 UE 들의 위치 정보들을 이용하여, 최대한 UE 들의 SRS 를 효율적으로 수신할 수 있는 수신 가중치 (receiving weight )를 이용 하여 UE들의 SRS를 수신할 수 있다.
[277] 즉， S2605 단계에서는 S2603단계에서 전송된 UE들의 SRS 자원 설정 (SRS resource conf igurat ion)을 이용하여 이웃 셀들은 UE들의 SRS를 수신하게 된다. 이 때， 이웃 셀들은 서빙 셀이 전송한 UE 들의 위치 정보를 위한 수직 /수평 방 향의 PMI 정보나 가중치 정보， GPS 정보 또는 UE 의 영역 정보에 따라， 수신 가 중치를 적용해서， UE 들의 RSRP 를 최대한 정확하게 추정한다. 이에 따라， 이웃 샐들은 수신 가중치가 적용된 SRS에 기반한 RSRP를 추정하게 된다.
[278] 만약, 이러한 UE 의 위치 정보를 위한 수직 /수평 방향의 PMI 정보나 가 중치 (weight ) 정보, GPS 정보 또는 UE 의 영역 정보를 서빙 셀이 전송하지 않을 경우， 이웃 샐들은 서빙 샐이 전체적으로 커버 (cover )하는 영역을 추정하예 수 신 가중치를 적용할 수도 있다.
[279] S2607 단계에서, 이웃 샐들은 S2605 단계에서 수신 가중치 (receiving weight )가 적용된 SRS에 기반한 RSRP를 서빙 샐에게 전송한다.
[280] S2607 단계에서는 S2605 단계에서 수신 가중치 (receiving weight )가 적 용되어 수신된 SRS 기반의 RSRP 를 서빙셀에게 전송한다. 여기서, 본 발명에 따 르면 RSRP 대신 RSRQ(Reference Signal Received Qual i ty)가 이용될 수 있으며, RSRQ 는 RSRP 에 비해 전체 수신 신호 강도 (total received s ignal strength)가 고려되므로 서빙 샐은 채널 상황을 좀더 구체적으로 파악할 수 있는 장점이 있 다.
[281] S2609 단계에서 , 서빙 셀은 S2607단계에서 수신 가중치가 적용된 SRS기 반의 RSRP 를 기준으로 상기 일부 UE 들 중 핸드오버를 수행할 특정 UE 를 결정 하고， 결정된 특정 UE에게 핸드오버를 수행할 것을 지시한다. [282] 예를 들어 , 서빙 eNB(serving eNB)는 서빙 셀에서 측정한 SRS 기반 RSRP 와 이웃 샐 (neighbor cel l )에서 측정한 SRS 기반 RSRP 를 비교하여, 이웃 셀 (neighbor cel l )에서 측정한 RSRP 가 일정 수준 이상 높으면 핸드오버가 필요하 다고 판단할 수 있다.
[283] 본 발명에서는 S2609 과정에서 핸드오버가 일어난다고 가정했으나， 상향 링크 (upl ink)와 하향링크 (downl ink)는 채널 간의 차이가 있을 수 있고, 간섭 ( interference) 환경도 다를 수가 있다. 따라서, S2609 에서 핸드오버가 결정된 다고 해도， 추가적인 확인 절차가 필요할 수 있다. 이러한 확인 절차를 위해， 핸드오버의 대상으로 결정된 샐 (cel l )은 핸드오버를 수행하도록 결정된 UE 에게 S2605 단계에서 구한 수신 가중치 백터 (receiving weight vector)를 이용하여 프리코딩 (precoding)한 CSI-RS를 전송한다. 이를 위해 , 서빙 eNB(serving eNB) 는 각각의 샐에 대한 CSI-RS 설정 (예， 설정 인덱스 (conf igurat ion index) , 전송 주기 등)을 UE 에게 시그널링하고 측정 (measurement )을 수행할 것을 요청할 수 있다. 여기서， CSI-RS는 서빙 셀이 자신을 위한 CSI-RS와 이웃 셀을 위한 CSI- RS 를 설정해 주고, 이웃 셀과 서빙 샐은 각자의 CSI-RS 자원에 각자의 프리코 딩 (precoding)이 적용된 CSI-RS를 전송할 수 있다.
[284] 핸드오버 확인을 위한 CSI-RS를 수신한 UE는 수신된 빔을 토대로, 핸드 오버가 적절한지 여부를 결정해서 서빙 샐에게 보고해 주거나 서빙셀에게 확인 메시지를 전송할 수 있다. 예를 들어， 각 CSI-RS 에 대한 RSRP 를 비교하여 그 차이가 일정 수준 이상일 경우 핸드오버를 확인 (conf i rm)할 수 밌으며， 해당 차 이가 일정 레벨 이하이거나 절대적으로 특정 수치 이하 (예를 들어 통신이 어려 운 정도)일 경우 해당 핸드오버 명령 (handover command)를 거부할 수도 있다.
[285] 따라서， 본 발명에 따르면， S2605단계에서 UE들의 수신 강도 (receiving power)가 좀 더 정확하게 측정될 수 있고， 이를 반영하여 SRS 기반의 RSRP 가 측정되어 , 기존의 RSRP보다 더 정확한 핸드오버가 가능해질 수 있다.
[286]
[287] 이하에서 본 발명의 S2603 단계 및 S2605 단계에서 이웃 셀이 수신 가중 치 (receiving weight )를 결정하는 방안에 대하여 보다 구체적으로 설명한다.
[288] S2603 단계에서, 서빙 셀은 이웃 샐에게 i )UE 의 수평 방향의 안테나에 대한 가중치 (weight )/PMI 정보, i i )UE 의 수직 방향의 안테나에 대한 가중치 (weight )/PMI 정보, i i i )UE의 GPS 정보, iv)UE의 GPS 정보, v)UE의 위치 정보 부존재 (nul l ) 증 적어도 하나에 대한 정보를 수신할 수 있다.
[289] 먼저， 서빙 샐 (serving ce l l )이 UE 의 수평 방향의 가중치 (weight )/PMI 정보를 알려주는 경우를 설명한다. 예를 들어， 서빙 셀 ( serving ce l l )이 UE 의 수평 방향의 가중치 (we i ght )/PMI 정보를 알려준다고 가정하고， 이는 항상 탱크 (rank) 1 일 때의 정보라고 가정한다. 서빙 셀은 각각의 UE 들에 대한 랭크 (rank) 1 을 가정한 가중치 (wei ght )/PMI 정보를 저장하고 있는지 여부가 불확실 하므로, 랭크 1올 가정한 가중치 (weight )/PMI정보를 UE에게 별도로 요청할 수 도 있다. 이 때, 서빙 샐은 모든 UE 들에 대하여 가중치 (weight )/PMI 정보를 요 청할 수 도 있으나， 미리 저장된 가중치 (wei ght )/PMI 정보가 존재하는지 여부를 확인하여， 가중치 (weight )/PMI 정보가 저장되어 있지 아니한 UE 들에 대해서면 가중치 (wei ght ) /PMI 정보를 요청함으로써 시그널링 오버헤드를 감소시킬 수 도 있다.
[290] 도 27 및 도 28 은 발명에 따라 이웃 셀이 서빙 셀의 빔 포밍 상태를 추 정하는 경우를 설명하기 위한 참조도이다.
[291] 도 27을 참조하여 설명하면 UE는 서빙 셀과 UE사이에서 범 S3를 가중 치 백터 (weight vector )/PMI 로 사용할 가능성이 크다. 도 27 에서는 서빙 샐이 4 개의 PMI 를 가지고 운영하며, 각각의 PMI 는 빔 SI , S2 , S3 , S4 를 만든다고 가정한다. 이 때, S2605과정에서 서빙 셀은 UE를 위해 빔 S3에 대한 PMI 정보 를 이웃 샐에게 알려 준다. 이웃 셀은 수신된 빔 S3 에 관련된 정보를 통해 현 재 서빙 샐이 빔 S3를 쏘아야 UE에게 가장 좋은 범을 형성하는지 알 수 있다.
[292] 추가적으로 도 28 을 참조하여 설명하면， 도 28 에서 서빙 셀의 각각의 빔이 어떤 영역을 많이 비추고 있는지 이웃 샐이 추정할 수 있게 된다. PMI 를 통한 도 28 에서 나타난 Si (즉， S1 내지 S4)와 같은 영역에 대한 정보는 서빙 셀의 기지국 높이와 서빙 셀의 안테나 요소간 길이 또는 안테나 포트 (port )간 길이에 따라 달라질 것이다. 따라서, 서빙 샐의 범이 비추고 있는 영역은 각 기 지국끼리 서로 사전에 공유하고 있다고 가정한다.
[293] 또한， 각각의 영역의 무게 중심의 위치를 기지국간에 사전에 서로 알고 있다고 가정하고， 이를 각 빔 Si (여기서, i 는 영역 인덱스)가 비추는 영역마다 C S' =
Figure imgf000050_0001
라고 정의한다 a ι.그 β. 구 γ.는 각각 비추는 영역의 무게 증심의 x, y, z좌표라고 한다. 서빙 셀은 이러한 ά'정보를 ΡΜΙ/가중치 (weight) 정보 대신 이웃 셀에게 보내줄 수도 있다.
C, =( βί, ί)
[294] 이웃 셀은 이 때의 Si ^^ ' 7정보와 자신 (즉， 이웃 샐)의 기지국 위치 정보를 토대로, 범이 가장 \ 위치를 잘 비추 는 가중치 백터 (weight vector)로 수신 가중치 (receiving weight)를 결정할 수 있다.
[295] 도 29 는 본 발명에 따라 이웃 셀이 영역 정보에 기반하여 적응적으로 빔 포밍을 수행하는 경우를 나타낸다. 도 29 를 참조로 설명하면， 이웃 셀의 기 지국은 서빙 셀로부터 전송받은 ^ 3^^3，/3/를 알고 있다ᅳ 이웃 셀 의 기지국은 또한 자신 (즉, 이웃 셀)의 위치 정보인 ^ ^，씌 ^/를 알고 있 다고 가정한다. 이 정보들을 바탕으로 이웃 샐은 쉽게 전역 좌표 (global coordinate)에서 ^와 ^를 계산할 수 있게 된다. 는 전역 좌표에서의 수직 방향의 각도를 의미하며， ^는 전역 좌표에서의 수평 방향의 각도를 나타내므로, 먼저 기지국의 안테나 놓여 있는 방향에 따라 지역 좌표 (local coordinate)에서 의 각도 ^과 ^으로 변환한다. 그런 뒤, 이웃 셀은 수학식 32와 같이 수신 가 중치 백터 (receiving weight vector)를 구할 수 있다.
[296] 【수학식 32】
W m,n _ expi- 2π . j' cos((9')+ (n세 sin(<9')' sin(
Figure imgf000050_0002
켸
[297] 수학식 32 는 기본적으로 '과 、 방향의 빔을 가장 높은 에너지 (energy)로 수신 받게 되는 수식이다. 수학식 32에서 m 과 n 은 각각 수평축과 수직축의 안테나 요소 (antenna element) 번호이다. 그리고, 와 는 각각 수평축과 수직축의 안테나 간격 (spacing)이며, 는 전파의 파장이다. { λ = θ 1 f ， ( 는 빛의 속도， f 는 전파의 주파수)
[298] 또한， 서빙 샐이 2D- S 를 탑재하고 서빙 셀이 상술한 UE 의 수평 방향 과 수직 방향의 가증치 (weight )/PMI 정보 (즉, i ) , i i ) 정보)를 알려준다고 가정 하고, 이는 항상 랭크 (rank) 1 일 때의 정보라고 가정한다. 이 때， 서빙 셀은 각각의 UE 들에 대한 램크 (rank) 1 을 가정한 가중치 (weight )/PMI 정보를 저장 하고 있는지 여부가 불확실하므로, 탱크 1을 가정한 가중치 (weight )/PMI정보를 UE에게 별도로 요청할 수 도 있다.
[299] 도 30 은 본 발명에 따라 수평 방향 및 수직 방향의 가중치 /PMI 정보를 전송하는 경우를 설명하기 위한 참고도이다. 도 30 을 참조하면， 서빙 샐의 각 각의 빔이 어떤 영역을 많이 비추고 있는지 이웃 셀이 추정할 수 있게 된다. 도 30 은서빙 셀이 수평 방향의 범을 생성하는 PMI/가중치 백터 (weight vector)가 4 개라고 가정하고， 수직 방향의 빔을 생성하는 PMI/가중치 백터 (weight vector) 가 2개라고 가정한다 .
[300] 따라서, 도 30에서 범에 대한 영역은 전체 8개가 될 것이다. PMI를 통 한 도 30 과 같은 영역에 대한 정보는， 서빙 샐의 기지국 높이와 서빙 셀의 안 테나 요소간 길이 또는 포트 (port )간 길이에 따라 달라질 것이다. 이러한 서빙 셀의 빔이 비추고 있는 영역은 각 기지국끼리 서로 사전에 공유하고 있다고 가 정한다.
[301] 또한， 각각의 영역의 무게 중심의 위치를 기지국간에 사전에 서로 알고 있다고 고, 이를 각 빔 Si (여기서, i 는 영역 인텍스)가 비추는 영역마다 ᅳ
Figure imgf000051_0001
구 )라고 정의한다ᅳ ai Pi ^ᅳ는 각각 비추는 영역의 무 게 중심의 X , y , z 좌표라고 한다. 서빙 셀은 이러한 s' 정보를 PMI/가중치 (weight ) 정보 대신 이웃 샐에게 보내줄 수도 있다. [302] 이웃 셀은 이 때의
Figure imgf000052_0001
보와 자신 (즉， 이웃 샐)의 기지국 위치 정보를 토대로， 빔이 가장
Figure imgf000052_0002
는 가중치 백터 (weight vector)로 수신 가중치 (receiving weight)를 결정할 수 있다.
303] 예를 들어, 도 29 와 같이 이웃 셀은 서빙 셀로부터 전송받은 또한 자신 (즉, 이웃 샐)의
Figure imgf000052_0003
. 이 정보들을 바탕으로 0 웃 셀은 쉽게 전역 좌표 (global coordinate)에서 ^와 를 계산할 수 있게 된 다. Θ 는 전역 좌표에서의 수직 방향의 각도를 의미하며， ^는 전역 좌표에서 의 수평 방향의 각도를 나타내므로 먼저 기지국의 안테나 놓여 있는 방향에 따 라 지역 좌표 (local coordinate)에서의 각도 과 으로 변환한다. 그런 뒤， 이웃 셀은 수학식 32 와 갈이 수신 가중치 백터 (receiving weight vector)를 구 할 수 있다. 상술한 바와 마찬가지로 수학식 32 는 기본적으로 ^과 방향의 범을 가장 높은 에너지로 수신 받게 되는 수식이다.
[304] 또 다른 예로, 서빙 셀이 UE의 GPS정보를 알려줄 수도 있다. UE의 GPS 정보는 기지국이 수시로 UE 에게 요청해서 받을 수 있다. 서빙 셀은 UE 의 GPS 정보인 ( ，찌 /를 이웃 샐로 보내 준다.
[305] 이웃 샐은 이 때의 (찌찌 )정보와 자신의 기지국 위치 정보를 토대 로 범이 가장 (°^，^'，좌위치를 잘 비추는 가중치 백터로 수신 가중치를 결정 할 수 있다.
[306] 예를 들어, 도 29 와 같이 이웃 셀은 서빙 샐 전송받은
，찌 /)를 알고 있으며， 이웃 셀은 자신의 위치 정보인
Figure imgf000052_0004
， )도 알고 있다고 가정한다. 이에 따라， 이웃 샐은 쉽게 전역 좌표 (global coordinate)에서 도 29 의 ^와 ^를 계산할 수 있게 된다. ^ 와 ^는 전역 좌표 (global coordinate)에서의 각도이므로 먼저， 기지국의 안테나 놓여 있는 방향에 따라 지역 좌표 ( local coordinate)에서의 각도 과 ^ 으로 변환한다. 그런 뒤, 이웃 샐은 수학식 32 을 이용해 수신 가중치 백터를 구할 수 있다. 즉， 상술한 바와 같이 수학식 32를 이용하여 과 방향의 범을 가장 높은 에너 지로 수신 받을 수 있다.
[307] 또 다른 예로， 서빙 셀이 UE 의 영역 정보를 알려줄 수도 있다. 이 때 UE 의 영역 정보는 서빙 셀을 도 30 처럼 다수와 영역으로 구분하였을 경우, UE 가 속하는 영역으로 정의될 수 있다.
[308] 즉， 각각의 서빙 셀에 따른 영역상의 무게 중심의 위치를 기지국간에 사 서로 알고 있다고 가정하고， 이를 각각의 범 (beam) Sf 가 비추는 영역마다
Figure imgf000053_0001
는 각각 비추는 영역의 무게 중심의 X， y , z 좌표라고 할 수 있다. 이웃 셀은 이 때의 ᅳ ai , fii, ) 정보와 이웃 샐 자신의 위치 정보를 토대로 빔이 가장 si ^^ ^ 위 치를 잘 비추는 가증치 백터 (weight vector)로 수신 가중치 (receiving weight ) 를 결정할 수 있다.
[309] 들어 도 29 와 같이 이웃 샐은 서빙 셀로부터 전송받은 를 알고 있다. 또한, 이웃 셀은 자신의 위치 정보인
Figure imgf000053_0002
알고 있다고 가정한다. 이 정보를 바탕으로 이웃 셀은 쉽게 전역 좌표 (global coordinate)에서 도 29 의 ^와 ^를 계산할 수 있게 된다. ^ 와 ^는 전역 좌표 (global coordinate)에서의 각도이므로 먼저, 이웃 셀의 안테나에 따른 범 방향에 따라 지역 좌표 ( local coordinate)에서의 각도 ^과 φ 으로 변환한다. 그런 뒤, 이웃 샐은 수학식 32 를 이용하여 수신 가중치 백 터 (receiving weight vector)를 구할 수 있다. 즉, 수학식 32 를 이용하여 과 방향의 빔을 가장 높은 에너지로 수신받을 수 있다.
[310] 마지막 예로， 서빙 샐이 UE 의 정보를 보내 주지 않는다고 가정한다. 이 경우 서빙 셀이 커버하는 전체 영역의 무게 중심의 위치를 기지국간에 사전에 서로 알고 있다고 가정하고 ，찌 ^ )라고 정의한다 .
[311] 이웃 정보와 이웃 셀의 위치 정보를 토대로
Figure imgf000054_0001
비추는 가중치 백터로 수신 가중치를 결정할 같이 이웃 셀은 서빙 셀 전송받은
"/， ¾，^' )를 알고 있으며， 이웃 셀은 자신의 위치 정보인
Figure imgf000054_0002
， )도 알고 있다고 가정한다. 이에 따라， 이웃 셀은 쉽게 전역 좌표 (global coordinate)에서 도 29 의 ^1와 ^7를 계산할 수 있게 된다. ^ 와 ^는 전역 좌표 (global coordinate)에서의 각도이므로 먼저， 기지국의 안테나 놓여 있는 방향에 따라 지역 좌표 ( local coordinate)에서의 각도 '과 ^ 으로 변환한다. 그런 뒤, 이웃 셀은 수학식 32 을 이용해 수신 가중치 백터를 구할 수 있다. 즉, 상술한 바와 같이 수학식 32를 이용하여 ^과 방향의 빔을 가장 높은 에너 지로 수신 받을 수 있다.
[313] 도 31 은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도 면이다.
[314] 도 31 를 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치 (3110)는, 수신모들 (3111) , 전송모들 (3112)， 프로세서 (3113) , 메모리 (3114) 및 복수개와 안테나 (3115)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (3115)는 MIM0송수신을 지원하는 기 지국 장치를 의미한다. 수신모들 (3111)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신 호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (3112)은 단말로의 하향링크 상 의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (3113)는 기지국 장 치 (3110) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[315] 기지국 장치 (3110)의 프로세서 (3113)는 그 외에도 기지국 장치 (3110)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (3114)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[316] 도 31 를 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치 (3120)는, 수신모들 (3121)， 전송모들 (3122)， 프로세서 (3123)， 메모리 (3124) 및 복수개의 안테나 (3125)를 포 함할 수 있다. 복수개의 안테나 (3125)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모들 (3121)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이 터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (3122)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (3123)는 단말 장치 (3120) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[317] 단말 장치 (3120)의 프로세서 (3123)는 그 외에도 단말 장치 (3120)가 수신 한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (3124)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[318] 위와 같은 기지국 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은， 전술한 본 발 명의 다양한 실시예에서 설명한사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도톡 구현될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하 여 설명을 생략한다. '
[319] 또한， 도 31 에 대한 설명에 있어서 기지국 장치 (3110)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동 일하게 적용될 수 있고， 단말 장치 (3120)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또 는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
[320] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단올 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어 ( f i rmware) , 소프트웨어 또는 그 것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[321] 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Appl i cat ion Speci f i c Integrated Ci rcui ts) , DSPs(Digi tal Signal Processors) , DSPDs(Digi tal Signal Processing Devices) , PLDs (Programmable Logic Devices) , FPGAs(Field Programmable Gate Arrays) , 프로세서, 컨트를러， 마이크로 컨트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[322] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차또는 함수 등 의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세 서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부 에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[323] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련 된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다 양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어 당업자 는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있 다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[324] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다 른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서 상기의 상세한 설명은 모든 면에 서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명 의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한 특허청구범 위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하 거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상이용가능성】 [325] 상술한 바와 같은다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호 전 송을 지원하는 방법 및 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명 하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

【청구의범위】
【청구항 1】
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 서빙 샐이 이웃 셀의 참 조 신호 전송을 지원하는 방법에 있어서，
단말에게 사운딩 참조 신호 설정 (Sounding Reference Signal (SRS) conf igurat ion)을 송신하는 단계;
상기 사운딩 참조 신호 설정 및 상기 단말 연관 위치 정보를， 상기 이 웃 샐로 송신하는 단계; 및
상기 이웃 셀로부터 상기 사운딩 참조 신호 설정에 따라 추정한 사운딩 참조 신호 (Sounding Reference Signal , SRS) 기반 제 1 채널 품질 (Channel Qual i ty)값을 수신하는 단계를 포함하며,
상기 제 1 채널 품질 값은，
상기 단말 연관 위치 정보에 따른 수신 가중치 (receiving vector )가 적 용되어 추정되는 것을 특징으로 하는，
참조신호 전송 지원 방법 .
【청구항 2】
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 채널 품질 값은,
RSRP(Reference Signal Received Power ) 혹은 RSRQ( Reference Signal Received Qual i ty)인 것을 특징으로 하는,
참조 신호 전송 지원 방법 .
【청구항 3】
제 1 항에 있어서,
상기 단말 연관 위치 정보는,
상기 단말의 수평 방향 안테나에 대한 가중치 정보， 상기 단말의 수직 방향 안테나에 대한 가중치 정보, 상기 단말의 GPS(Global Pos i t ioning System) 정보， 상기 단말의 예상 위치 정보 흑은 상기 단말의 위치 정보 부존재를 지시 하는 정보 중 하나를 포함하는，
참조 신호 전송 지원 방법 .
【청구항 4】 제 1 항에 있어서，
상기 단말 연관 위치 정보는，
상기 이웃 셀이 다차원 안테나들로 구성된 경우에 한하여 전송되도톡 설정된 것을 특징으로 하는,
참조 신호 전송 지원 방법 .
【청구항 5】
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 채널 품질 값과 상기 서빙 샐에서 측정된 제 2 채널 품질 값 을 비교하여, 상기 단말의 핸드오버 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는
참조 신호 전송 지원 방법.
【청구항 6]
제 5 항에 있어서，
상기 단말의 핸드오버가 결정된 경우, 상기 서빙 샐의 제 1 채널 상태 정보 -참조 신호 (Channel State Informat ion-Reference Signal , CSI-RS) 및 상기 이웃 샐의 제 2 채널 상태 정보 -참조 신호 (CSI-RS)를 상기 단말로 전송하는 단 계; 및
상기 제 1 채널 상태 정보 -참조 신호와 상기 제 2 채널 상태 정보 -참조 신호에 기반한 상기 단말의 핸도오버 확인 메시지를 수신하는 단계를 더 포함하 는 것을 특징으로 하는，
참조 신호 전송 지원 방법 .
【청구항 7]
제 1 항에 있어서，
상기 수신 가중치는，
수학식 A에 따라 결정되는， 참조 신호 전송 지원 방법 .
A] sin(6>') · sin ( )
Figure imgf000059_0001
여기서， 찌는 지역 좌표에서의 수직 방향의 각도， ^ 는 지역 좌표에 서의 수평 방향의 각도， m은 상기 이웃 셀의 수평축 안테나 요소 번호， n은 상 기 이웃 샐의 수직축의 안테나 요소 번호， * ^는 상기 이웃 샐의 수평축 안테 나 간격 , h는 상기 이웃 셀의 수직축의 안테나 간격， Λ는 전파의 파장이다.
【청구항 8】
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 이웃 샐의 참조 신호 전 송 방법에 있어서，
서빙 셀이 단말에 대하여 설정한 사운딩 참조 신호 설정 및 상기 단말 연관 위치 정보를 수신하는 단계;
상기 단말로부터 상기 사운딩 참조 신호 설정에 따라 측정된 채널 품질 값을 수신하는 단계 ; 및
상기 채널 품질 값을 상기 서빙 셀로 송신하는 단계를 포함하며， 상기 채널 품질 값은，
상기 이웃 셀에 의하여, 상기 단말 연관 위치 정보에 따른 수신 가중치 (receiving vector )가 적용되어 추정되는 것을 특징으로 하는,
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 9】
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 이웃 셀의 참조 신호 전 송을 지원하는 서빙 셀에 있어서 ,
무선 주파수 유닛 (Radio Frequency Uni t ) ; 및
프로세서 (Processor )를 포함하며,
상기 프로세서는， 단말에게 사운딩 참조 신호 설정 (Sounding Reference Signal (SRS) conf igurat ion)을 송신하고， 상기 사운딩 참조 신호 설정 및 상기 단말 연관 위치 정보를, 상기 이웃 셀로 송신하며, 상기 이웃 셀로부터 상기 사 운딩 참조 신호 설정에 따라 추정한 사운딩 참조 신호 (Sounding Reference Signal , SRS) 기반 제 1 채널 품질 (Channel Qual i ty)값을 수신하도록 구성되며， 상기 제 1 채널 품질 값은， 상기 단말 연관 위치 정보에 따른 수신 가중치 (receiving vector)가 적 용되어 추정되는 것을 특징으로 하는，
서빙 셀.
【청구항 10】
제 9 항에 있어서 ,
상기 단말 연관 위치 정보는，
상기 단말의 수평 방향 안테나에 대한 가중치 정보， 상기 단말의 수직 방향 안테나에 대한 가중치 정보， 상기 단말의 GPS(Global Posi t ioning System) 정보 상기 단말의 예상 위치 정보 흑은 상기 단말의 위치 정보 부존재를 지시 하는 정보 중 하나를 포함하는，
서빙 샐.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017212733A (ja) * 2016-05-23 2017-11-30 ノキア テクノロジーズ オーユー 入力されるユーザー移動度情報に基づく参照信号適用のための方法および装置
WO2017188724A3 (ko) * 2016-04-26 2018-08-02 삼성전자 주식회사 이동 통신 시스템에서 빔 형성 방법 및 장치

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101603338B1 (ko) * 2008-08-11 2016-03-15 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법 및 장치
CN106470096B (zh) * 2015-08-14 2021-03-23 索尼公司 用于无线通信的基站侧和用户设备侧的装置及方法
CN106922035B (zh) * 2015-12-28 2019-04-16 华为技术有限公司 一种传输机会控制方法及装置
EP3485597B1 (en) * 2017-01-09 2020-03-04 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Systems and methods for reliable dynamic indication for semi-persistent csi-rs
US10644732B2 (en) * 2017-09-05 2020-05-05 Qualcomm Incorporated Systems and methods for signaling incorporating interference avoidance or beam nulling constraints for millimeter wave communication systems
CN112822713B (zh) * 2019-11-18 2022-07-08 维沃移动通信有限公司 一种srs上报处理方法及相关设备
WO2021255791A1 (ja) * 2020-06-15 2021-12-23 日本電信電話株式会社 無線通信システム、無線通信システムの制御方法、無線通信システムの制御装置、及び無線通信システム制御プログラム
WO2023037323A1 (en) * 2021-09-10 2023-03-16 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. Apparatus and method for user equipment positioning measurements
CN116456466A (zh) * 2022-01-05 2023-07-18 华为技术有限公司 一种通信方法及装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130201966A1 (en) * 2011-08-08 2013-08-08 Research In Motion Limited Method and system for uplink interference management in heterogeneous cellular networks
US20130229985A1 (en) * 2010-11-03 2013-09-05 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting control information for reduction of inter-cell interference in wireless communication system
US20130237274A1 (en) * 2009-10-23 2013-09-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication system for inter-cell coordination
US20130308473A1 (en) * 2012-05-17 2013-11-21 Ying Sun Signaling support for multi sector deployment in cellular communications
US20130329612A1 (en) * 2011-03-11 2013-12-12 Lg Electronics Inc. Method and device for controlling interference between cells in wireless communication system

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8213994B2 (en) * 2002-08-07 2012-07-03 Interdigital Technology Corporation Mobile communications system and method for providing common channel coverage using beamforming antennas
TWI240581B (en) * 2002-09-27 2005-09-21 Interdigital Tech Corp Mobile communications system and method for providing mobile unit handover in wireless communication systems that employ beamforming antennas
DE602008003225D1 (de) * 2008-08-28 2010-12-09 Alcatel Lucent Messung in Funkkommunikationssystemen
KR101615235B1 (ko) * 2009-09-09 2016-04-25 엘지전자 주식회사 ＭＵ-ＭＩＭＯ 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 ＣｏＭＰ 동작에서의 참조신호 송수신 방법 및 이를 이용하는 단말 장치와 기지국 장치
KR20140135700A (ko) * 2012-02-10 2014-11-26 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 이웃 셀에 대한 측정 수행 방법 및 장치
CN103906120A (zh) * 2012-12-27 2014-07-02 上海贝尔股份有限公司 多点协作测量集的配置方法与装置
WO2015012900A1 (en) * 2013-07-26 2015-01-29 Intel IP Corporation Signaling interference information for user equipment assistance
CN105229932B (zh) * 2013-07-29 2019-09-10 Lg 电子株式会社 无线通信系统中的nib comp传输方法和装置
JP6263803B2 (ja) * 2013-12-13 2018-01-24 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 干渉制御方法、干渉制御装置、および干渉制御システム

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130237274A1 (en) * 2009-10-23 2013-09-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication system for inter-cell coordination
US20130229985A1 (en) * 2010-11-03 2013-09-05 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting control information for reduction of inter-cell interference in wireless communication system
US20130329612A1 (en) * 2011-03-11 2013-12-12 Lg Electronics Inc. Method and device for controlling interference between cells in wireless communication system
US20130201966A1 (en) * 2011-08-08 2013-08-08 Research In Motion Limited Method and system for uplink interference management in heterogeneous cellular networks
US20130308473A1 (en) * 2012-05-17 2013-11-21 Ying Sun Signaling support for multi sector deployment in cellular communications

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017188724A3 (ko) * 2016-04-26 2018-08-02 삼성전자 주식회사 이동 통신 시스템에서 빔 형성 방법 및 장치
US11070261B2 (en) 2016-04-26 2021-07-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for beamforming in mobile communication system
JP2017212733A (ja) * 2016-05-23 2017-11-30 ノキア テクノロジーズ オーユー 入力されるユーザー移動度情報に基づく参照信号適用のための方法および装置
US10320539B2 (en) 2016-05-23 2019-06-11 Nokia Technologies Oy Methods and apparatuses for reference signal adaptation based on incoming user mobility information

Also Published As

Publication number Publication date
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EP3086482A1 (en) 2016-10-26
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US10063357B2 (en) 2018-08-28
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