WO2015068614A1 - インピーダンス変換比設定方法、インピーダンス変換回路および通信端末装置 - Google Patents

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石塚健一
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an impedance conversion ratio setting method for an impedance conversion circuit applied to an antenna device or the like, an impedance conversion circuit, and a communication terminal device including the same.
  • one antenna is used for multiple communication systems.
  • a low-band (for example, 800 MHz band) and a high-band (for example, 2 GHz band) communication system a basic resonance mode and a higher-order resonance mode of one radiating element are used.
  • the impedance of the radiating element varies depending on the frequency, if a matching circuit matching one frequency band is provided, there is a problem that matching cannot be performed at the other frequency.
  • the inductance of the primary coil and the secondary coil that constitute the transformer of the impedance conversion circuit is as small as several nH. Therefore, there are problems that a sufficient number of turns of the coil cannot be secured and the magnetic flux is not concentrated, and that the ratio of the inductance generated in the input / output section of the transformer to the total inductance increases and the effective value of the coupling coefficient decreases. There is.
  • the primary coil and the secondary coil have the same shape, there is almost no degree of freedom for determining the inductance for each of the primary coil and the secondary coil. Since the impedance conversion ratio is determined according to the inductances of the primary coil and the secondary coil of the transformer, it is very difficult to obtain a predetermined impedance ratio for the above reason.
  • an object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and to maintain a high coupling coefficient while being small in size, an impedance conversion ratio setting method capable of determining a predetermined impedance conversion ratio, an impedance conversion circuit, and It is to provide a communication terminal device including the same.
  • the impedance conversion ratio setting method of the present invention is: A laminated body in which a plurality of base material layers are laminated, a first transformer composed of a primary side coil element and a secondary side coil element that are electromagnetically coupled to each other, a primary side coil element that is electromagnetically coupled to each other, and 2 A method for setting an impedance conversion ratio of an impedance conversion circuit including a second transformer configured by a secondary coil element, The primary coil element (L1) of the first transformer, the secondary coil element (L2) of the first transformer, the primary coil element (L3) of the second transformer, and the second transformer In the secondary coil element (L4), the respective coil openings overlap in a plan view from the stacking direction, The primary coil element (L1) of the first transformer and the primary coil element (L3) of the second transformer are connected in parallel, and the secondary coil element (L2) of the first transformer and Connecting the secondary coil element (L4) of the second transformer in parallel; The stacking order of the primary coil element (L1) of the first transformer and the secondary coil element (L2)
  • the impedance conversion circuit of the present invention A laminated body in which a plurality of base material layers are laminated, a first transformer composed of a primary side coil element and a secondary side coil element that are electromagnetically coupled to each other, a primary side coil element that is electromagnetically coupled to each other, and 2 A second transformer composed of a secondary coil element, The primary coil element (L1) of the first transformer, the secondary coil element (L2) of the first transformer, the primary coil element (L3) of the second transformer, and the second transformer In the secondary coil element (L4), the respective coil openings overlap in a plan view from the stacking direction, The primary coil element (L1) of the first transformer and the primary coil element (L3) of the second transformer are connected in parallel, and the secondary coil element (L2) of the first transformer and The secondary coil element (L4) of the second transformer is connected in parallel, The primary coil element (L1) of the first transformer and the secondary coil element (L2) of the first transformer are adjacent to each other in the stacking direction in the stacked body, The primary coil element (L3) of
  • the impedance conversion circuit of the present invention is the above (2).
  • the stacking order of the primary coil element (L1) of the first transformer and the secondary coil element (L2) of the first transformer in the stacked body is the order of the second transformer in the stacked body. It is the same as the stacking order of the primary coil element (L3) and the secondary coil element (L4) of the second transformer.
  • the impedance conversion circuit of the present invention is the above (2).
  • the stacking order of the primary coil element (L1) of the first transformer and the secondary coil element (L2) of the first transformer in the stacked body is the order of the second transformer in the stacked body.
  • the order of lamination of the primary side coil element (L3) and the secondary side coil element (L4) of the second transformer is reverse.
  • the impedance conversion circuit of the present invention is any one of the above (2) to (4), Equipped with a power supply terminal, antenna terminal and ground terminal,
  • the power supply terminal is connected to a first end of the primary coil (L1) of the first transformer and a first end of the primary coil (L3) of the second transformer
  • the antenna terminal includes a second end of the primary coil (L1) of the first transformer, a second end of the primary coil (L3) of the second transformer, and the secondary side of the first transformer.
  • the ground terminal is connected to a second end of the secondary coil (L2) of the first transformer and a second end of the secondary coil (L4) of the second transformer.
  • a communication terminal device includes an antenna that transmits and receives a high-frequency signal, and a power feeding circuit for the antenna, and the impedance conversion circuit is provided between the power feeding circuit and the antenna. To do.
  • the impedance conversion ratio is set to a predetermined impedance conversion ratio while maintaining a high coupling coefficient while being small.
  • a communication terminal apparatus including an impedance conversion circuit having a predetermined impedance conversion ratio can be configured.
  • FIG. 1 is an internal perspective view of the impedance conversion circuit 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a conductor pattern and a current path formed on each base material layer of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 101 shown in FIGS.
  • FIG. 4A is a simplified circuit diagram of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 4B is a further simplified circuit diagram of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 4C is an equivalent circuit diagram of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 5 shows the stacking order of the primary side coil (first coil element L1) of the first transformer T1 and the primary side coil (third coil element L3) of the second transformer T2, and the secondary of the first transformer T1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a difference in inductance between the primary coil and the secondary coil depending on the stacking order of the coil elements L1, L2, L3, and L4.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a communication terminal device such as a mobile phone terminal according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is an internal perspective view of the impedance conversion circuit 101 according to the first embodiment. However, it is drawn excluding the dielectric base material layer on which the conductor pattern is formed. In addition, the dimensions in the stacking direction are exaggerated in view of easy understanding of the stacked structure. The actual dimensions are, for example, 1.6 ⁇ 0.8 mm on the mounting surface and 0.6 mm in height.
  • coil conductors LP1 to LP8 are formed in the laminate 10.
  • the coil conductors LP1 to LP8 are interlayer-connected at predetermined positions by vias V11, V12, V21, V22, V23, V31, V32, V41, V42, V43 and the like.
  • a power feeding terminal P1, an antenna terminal P2, a ground terminal P3, and an empty terminal NC are formed on the outer surface of the laminated body 10.
  • the power supply terminal P1 is formed on the first side surface of the laminate 10 and the antenna terminal P2 is formed on the second side surface facing the first side surface.
  • a ground terminal P3 is formed on the third side surface, and an empty terminal NC is formed on the fourth side surface facing the third side surface.
  • a feeding terminal P1, an antenna terminal P2, a ground terminal P3, and an empty terminal NC connected to the external terminals on the side surfaces are formed, respectively.
  • FIG. 2 is a diagram showing a conductor pattern and a current path formed on each base material layer of the impedance conversion circuit 101.
  • the first coil conductor LP1 is formed on the base material layer 15
  • the second coil conductor LP2 is formed on the base material layer 14
  • the third coil conductor LP3 is formed on the base material layer 13
  • the fourth coil conductor LP4 is formed on the base material layer 12.
  • a fifth coil conductor LP5 is formed on the base material layer 16
  • a sixth coil conductor LP6 is formed on the base material layer 17
  • the coil conductors LP1 and LP2 constitute a part of the first coil element L1.
  • the coil conductors LP3 and LP4 constitute a part of the second coil element L2.
  • the first coil element L1 and the second coil element L2 constitute a first transformer T1
  • the third coil element L3 and the fourth coil element L4 constitute a second transformer T2.
  • the first transformer T1 and the second transformer T2 are vertically symmetrical, with the lamination order of the coil conductors being reversed in the lamination direction. Therefore, the first transformer T1 will be mainly described.
  • the first coil conductor LP1 is composed of conductor patterns L1A and L1B1. The end of the conductor pattern L1A is electrically connected to the power supply terminal P1.
  • the second coil conductor LP2 is composed of conductor patterns L1C and L1B2.
  • the third coil conductor LP3 is composed of conductor patterns L2B2 and L2C. The end of the conductor pattern L2C is electrically connected to the antenna terminal P2.
  • the fourth coil conductor LP4 is composed of conductor patterns L2A and L2B1. The end portion of the conductor pattern L2A is electrically connected to the ground terminal P3.
  • the conductor pattern L1B1 which is a part of the first coil conductor LP1 and the conductor pattern L1B2 which is a part of the second coil conductor LP2 are connected in parallel via vias V11 and V12.
  • the end of the conductor pattern L1C is connected in series to the conductor pattern L2C through the via V21.
  • the conductor pattern L2B2 which is a part of the third coil conductor LP3 and the conductor pattern L2B1 which is a part of the fourth coil conductor LP4 are connected in parallel via the vias V22 and V23.
  • each of the coil conductors LP1 to LP8 of the impedance conversion circuit 101 of the present embodiment substantially constitutes a one-turn coil.
  • the coil openings formed by the coil conductors LP5 to LP8 overlap in a plan view from the stacking direction of the stacked body. Also, the coil openings formed by the coil conductors LP1 to LP8 as a whole overlap in a plan view from the stacking direction of the stacked body.
  • a current flows through the first coil conductor LP1 and the second coil conductor LP2 through a path of the power supply terminal P1, the conductor pattern L1A, the conductor pattern (L1B1 + L1B2), the conductor pattern L1C, and the antenna terminal P2.
  • a current flows through the third coil conductor LP3 and the fourth coil conductor LP4 through a path of the antenna terminal P2, the conductor pattern L2C, the conductor pattern (L2B2 + L2B1), the conductor pattern L2A, and the ground terminal P3.
  • the structure of the second transformer T2 is the same as that of the first transformer T1 except that the stacking order of the coil conductors is different. Therefore, in the impedance conversion circuit 101, the primary coil (first coil element L1) of the first transformer T1 and the primary coil (third coil element L3) of the second transformer T2 are connected in parallel, and the first transformer This is a circuit in which the secondary coil (second coil element L2) of T1 and the secondary coil (fourth coil element L4) of the second transformer T2 are connected in parallel.
  • the base material layers 11 to 20 are dielectric (insulator) or magnetic layers.
  • the laminate 10 may be formed by using dielectric ceramic green sheets, laminated and pressure-bonded, and fired, or may be formed by pressure-bonding a resin sheet.
  • the laminated body 10 may be formed by using green sheets of magnetic ceramics, laminating and pressing them, and firing them.
  • the laminated body 10 may be formed by pressing a resin sheet in which a magnetic filler is dispersed. It may be configured.
  • only the layer to be the magnetic core may be a magnetic material, and the other layers may be a dielectric material.
  • the substrate layers 13 to 19 are layers having a magnetic material, and the other substrate layers are non-magnetic layers.
  • the impedance conversion circuit 101 is further downsized.
  • the laminated body 10 has a rectangular parallelepiped shape.
  • the feeding terminal P1 and the antenna terminal P2 are respectively arranged at the center of the two short sides in a plan view, and the ground terminal P3 and the empty terminal NC are respectively arranged at the centers of the two long sides. ing. Therefore, the impedance conversion circuit 101 can be easily arranged in the middle of the signal transmission path between the power feeding circuit and the antenna.
  • the signal transmission path between the feeding circuit and the antenna is a coplanar line
  • the feeding terminal P1 and the antenna terminal P2 are connected to the central conductor, and the ground terminal P3 and the empty terminal NC are easily used as the ground conductor of the circuit board. Can be connected. That is, there is no need to provide a routing pattern or a special land pattern for connecting the terminals, and the impedance conversion circuit 101 can be easily mounted on the circuit board.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 101 shown in FIGS.
  • the power feeding circuit 30 is connected to the power feeding terminal P1 of the impedance conversion circuit 101, and the antenna 40 is connected to the antenna terminal P2.
  • the ground terminal P3 is connected to the ground.
  • the first coil element L1, the second coil element L2, the third coil element L3, and the fourth coil element L4 of the impedance conversion circuit 101 shown in FIGS. 1 and 2 are each composed of four inductors.
  • the lengths of the parallel connection portions (L1B1, L1B2) (L2B1, L2B2) (L3B1, L3B2) (L4B1, L4B2) in the middle are vias V11, V12, V22, V23, V31, It is determined by the positions of V32, V42, and V43.
  • the inductances of the conductor pattern L1A of the first coil conductor LP1 and the conductor pattern L1C of the second coil conductor LP2 are represented by L1A and L1C
  • the conductor pattern L1B1 of the first coil conductor LP1 and the conductor pattern L1B2 of the second coil conductor LP2 Is represented by L1B1 and L1B2
  • the inductance L1 of the first coil element L1 is represented by the following equation.
  • L1 L1A + L1C + L1B1 ⁇ L1B2 / (L1B1 + L1B2) Therefore, the inductance L1B1 ⁇ L1B2 / (L1B1 + L1B2) of the parallel connection and the inductance L1A + L1C of the series connection are determined not only by the size of the coil of one turn but also by the position of the interlayer connection conductors V11, V12. Therefore, the combined inductance of the first coil element L1 can be set to a predetermined value depending on the positions of the interlayer connection conductors V11 and V12 without changing the coil opening.
  • L2 L2A + L2C + L2B1 ⁇ L2B2 / (L2B1 + L2B2) Therefore, the inductance L2B1 ⁇ L2B2 / (L2B1 + L2B2) of the parallel connection and the inductance L2A + L2C of the series connection are determined not only by the size of the coil of one turn but also by the positions of the interlayer connection conductors V22, V23. Therefore, the combined inductance of the second coil element L2 can be set to a predetermined value depending on the positions of the interlayer connection conductors V22 and V23 without changing the coil opening.
  • the combined inductance of the third coil element L3 can be set to a predetermined value by the position of the interlayer connection conductors V31 and V32, and the combined inductance of the fourth coil element L4 is determined by the position of the interlayer connection conductors V42 and V43. The value can be determined.
  • FIG. 4A is a simplified circuit diagram of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 4B is a further simplified circuit diagram of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 4C is an equivalent circuit diagram of the impedance conversion circuit 101.
  • the primary coil (first coil element L1) of the first transformer T1 and the primary coil (third coil element L3) of the second transformer T2 are connected in parallel, and the first The secondary side coil (second coil element L2) of the transformer T1 and the secondary side coil (fourth coil element L4) of the second transformer T2 are connected in parallel.
  • FIG. 4B is a circuit diagram in which inductors connected in parallel are represented by one inductor.
  • the primary side coil LA and the secondary side coil LB constitute an autotransformer circuit.
  • this autotransformer circuit can be equivalently converted to a T-type circuit including three inductance elements Z1, Z2, and Z3. That is, this T-type circuit has a power supply terminal P1 connected to the power supply circuit 30, an antenna terminal P2, a ground terminal P3, an inductance element Z1 connected between the power supply terminal P1 and the branch point A, and a branch with the antenna terminal P2. An inductance element Z2 connected between the point A and a third inductance element Z3 connected between the ground terminal P3 and the branch point A is configured.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the stacking order.
  • the impedance conversion circuit 101A is the same as the example of the impedance conversion circuit 101 shown in FIG.
  • the inductance of the primary coil and the inductance of the secondary coil of the first transformer T1 and the second transformer T2 vary depending on the stacking order of the coil elements L1, L2, L3, and L4.
  • FIG. 6 is a diagram showing a difference in inductance between the primary coil and the secondary coil depending on the stacking order of the coil elements L1, L2, L3, and L4.
  • (I) is simply the inductance of the primary coil and the secondary coil when a single transformer is formed by laminating one layer of the primary coil and one layer of the secondary coil. This case is the standard.
  • (II) is the inductance of the primary side coil LA and the secondary side coil LB of the impedance conversion circuits 101B and 101C of FIG.
  • III is the inductance of the primary side coil LA and the secondary side coil LB of the impedance conversion circuit 101D of FIG.
  • (IV) is the inductance of the primary side coil LA and the secondary side coil LB of the impedance conversion circuit 101A of FIG.
  • the primary coil (first coil element L1) of the first transformer T1 and the primary coil (third coil element L3) of the second transformer T2 are arranged in the stacking direction. These two coil elements are arranged adjacent to each other so as to be sandwiched between the secondary coil (second coil element L2) of the first transformer T1 and the secondary coil (fourth coil element L4) of the second transformer T2. Since the sandwiched coil elements L1 and L3 approach each other, the inductance of the primary coil LA by the coil elements L1 and L3 is larger than the inductance of the secondary coil LB by the sandwiched coil elements L2 and L4.
  • the secondary coil (second coil element L2) of the first transformer T1 and the secondary coil (fourth coil element L4) of the second transformer T2 are adjacent in the stacking direction.
  • these two coil elements are arranged so as to be sandwiched between the primary coil (first coil element L1) of the first transformer T1 and the primary coil (third coil element L3) of the second transformer T2. Since the sandwiched coil elements L2 and L4 approach each other, the inductance of the secondary coil LB by the coil elements L2 and L4 is larger than the inductance of the primary coil LA by the sandwiched coil elements L1 and L3.
  • the secondary coil (second coil element L2) of the first transformer T1 and the primary coil (third coil element L3) of the second transformer T2 are adjacent to each other in the stacking direction.
  • the two coil elements are arranged so as to be sandwiched between the primary coil (first coil element L1) of the first transformer T1 and the secondary coil (fourth coil element L4) of the second transformer T2
  • the inductance of the primary coil LA and the inductance of the secondary coil LB are both small and substantially equal.
  • the primary coil (first coil element L1) of the first transformer T1 and the secondary coil (fourth coil element L4) of the second transformer T2 are adjacent in the stacking direction.
  • the two coil elements are arranged so as to be sandwiched between the secondary coil (second coil element L2) of the first transformer T1 and the primary coil (third coil element L3) of the second transformer T2.
  • the inductance of the primary coil LA and the inductance of the secondary coil LB are both small and substantially equal.
  • the primary side coil element L3 of the second transformer T2 with respect to the stacking order of the primary side coil element L1 of the first transformer T1 and the secondary side coil element L2 of the first transformer T1 in the laminated body,
  • the magnitude relationship between the inductance of the primary coil LA and the inductance of the secondary coil LB can be determined depending on whether the stacking order of the second transformer T2 with the secondary coil element L4 is the same or different.
  • the stacking order of the primary side coil L1 of the first transformer T1 and the primary side coil L3 of the second transformer T2, and the secondary side coil L2 of the first transformer T1 and the second transformer in the laminate 10 are the same.
  • the ratio of impedance conversion by the first transformer T1 and the second transformer T2 can be determined by the stacking order of the T2 secondary coil L4.
  • the transformation ratio of the impedance conversion circuit 101 is (LA + LB + 2M): LB
  • the impedance conversion ratio is Can be bigger.
  • the impedance conversion ratio can be reduced by using the impedance conversion circuit 101D having the relationship of LA ⁇ LB. If impedance conversion circuits 101B and 101C having a relationship of LA ⁇ LB are used, the impedance conversion ratio can be set in the middle.
  • each of the plurality of coil conductors LP1 to LP8 preferably overlap all in a plan view from the stacking direction of the stacked body, but may have a portion that does not overlap.
  • FIGS. 1 and 2 show an example in which the order of lamination of the coil conductors of the first transformer T1 and the second transformer T2 is reversed and vertically symmetrical, but each coil of the first transformer T1 and the second transformer T2 is shown.
  • the conductor may be vertically asymmetric.
  • the inductances of the first layer coil element and the fourth layer coil element in the example shown in FIGS. 1 and 2, the coil element L2 and the coil element L4 are different. Also good.
  • the inductances of the second layer coil element and the third layer coil element in the example shown in FIGS. 1 and 2, the coil element L1 and the coil element L3) may be different.
  • the stacking order of the primary side coil L1 of the first transformer T1 and the primary side coil L3 of the second transformer T2 and the secondary side coil L2 of the first transformer T1 in the laminate 10 The ratio of impedance conversion by the first transformer T1 and the second transformer T2 can be determined by the stacking order of the second transformer T2 and the secondary coil L4.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a communication terminal device such as a mobile phone terminal according to the second embodiment.
  • a communication terminal device such as a mobile phone terminal according to the second embodiment.
  • the antenna 40 and a circuit board are provided in the housing, and a ground conductor 50, an impedance conversion circuit 101, and a power feeding circuit 30 are provided on the circuit board.
  • the antenna 40 is a T-branch antenna.
  • the ground conductor 50 functions as an image forming conductor of the antenna 40 or functions as a radiating element together with the antenna 40.
  • the configuration of the impedance conversion circuit 101 is as shown in the first embodiment.
  • the power supply terminal P1 of the impedance conversion circuit 101 is connected to the power supply circuit 30, the antenna terminal P2 of the impedance conversion circuit 101 is connected to the antenna 40, and the ground terminal P3 of the impedance conversion circuit 101 is connected to the ground conductor 50 of the circuit board. .
  • the impedance conversion circuit 101 Since the impedance conversion circuit 101 is small and can have a large predetermined impedance conversion ratio, the impedance conversion circuit 101 can be provided with a small (lower impedance) antenna 40, and a communication terminal device with a small size and low loss as a whole can be provided. Composed.
  • each coil conductor has a substantially rectangular loop shape
  • the loop shape of the coil conductor is not limited thereto.
  • it may be a circle, an ellipse, a quadrangle with rounded corners, or a quadrangle with cut corners. If rectangular, the coil opening can be enlarged in a limited space. If it is a circle, an ellipse, or a quadrangle with rounded corners, the loss at the corners can be reduced.
  • one parallel connection portion is configured by connecting two coil conductors formed in adjacent base material layers with two interlayer connection conductors. It is not limited to the configuration. Two or more parallel connection portions of the first coil conductor and the second coil conductor may be configured by connecting the first coil conductor and the second coil conductor via the interlayer connection conductor at three or more locations. .
  • First transformer T2 2nd transformer V11, V12, V21, V22, V23, V31, V32, V41, V42, V43 ... Via 10 ... Laminate 11-20 ... Base material layer 30 ... Feed circuit 40 ... Antenna 50 ... Ground conductors 101, 101A 101D: Impedance conversion circuit

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Abstract

　第１トランス（Ｔ１）の１次側コイル（Ｌ１）、第１トランス（Ｔ１）の２次側コイル（Ｌ２）、第２トランス（Ｔ２）の１次側コイル（Ｌ３）および第２トランス（Ｔ２）の２次側コイル（Ｌ４）は、それぞれのコイル開口が、積層方向からの平面視で重なり、第１トランス（Ｔ１）の１次側コイル（Ｌ１）と第２トランス（Ｔ２）の１次側コイル（Ｌ３）とを並列接続し、第１トランス（Ｔ１）の２次側コイル（Ｌ２）と第２トランス（Ｔ２）の２次側コイル（Ｌ４）とを並列接続し、積層体内での第１トランス（Ｔ１）の１次側コイル（Ｌ１）と２次側コイル（Ｌ２）との積層順に対する第２トランス（Ｔ２）の１次側コイル（Ｌ３）と２次側コイル（Ｌ４）との積層順によって、インピーダンス変換比を定める。

Description

インピーダンス変換比設定方法、インピーダンス変換回路および通信端末装置
　本発明は、アンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路のインピーダンス変換比設定方法、インピーダンス変換回路およびそれを備えた通信端末装置に関する。
　携帯電話端末などの無線通信機器の小型化に伴って、アンテナは小型化され、そのインピーダンスは低くなる傾向にある。そのため、給電回路と、この給電回路に比べてインピーダンスが非常に低いアンテナとを、リアクタンス素子で整合させようとすると、狭帯域化してしまう。
　一方、１つのアンテナで複数の通信システムに対応させる場合が多い。ローバンド（例えば800MHz帯）とハイバンド（例えば2GHz帯）の通信システムに対応させる場合、１つの放射素子の基本共振モードと高次共振モードとが利用される。しかし放射素子のインピーダンスは周波数によって異なるため、一方の周波数帯に整合する整合回路を設けると他方周波数で整合できないといった問題も生じる。
　上記問題を解決するため、特許文献１に示されるように、整合回路にトランス回路を用いたインピーダンス変換回路が提案される。
特許第４７６１００９号公報
　アンテナおよびインピーダンス変換回路の小型化の要請に伴い、インピーダンス変換回路のトランスを構成する１次コイルおよび２次コイルのインダクタンスは数nHと非常に小さい。そのため、十分なコイルの巻き数が確保できず、磁束が集中しないという問題や、トランスの入出力部に生じるインダクタンスの全体のインダクタンスに対する割合が大きくなり、結合係数の実効値が小さくなる、といった問題がある。
　小さなコイルでありながらも所定の（大きな）結合係数を得るためには、１次コイルと２次コイルの形状を同一形状（合同に近い形状）にして互いに重なるように配置することが有効である。
　しかし、１次コイルと２次コイルを同一形状にすると、１次コイルおよび２次コイルそれぞれについてインダクタンスを定めるための自由度は殆ど無い。インピーダンス変換比はトランスの１次コイルと２次コイルのインダクタンスに応じて定まるので、上記の理由から、所定のインピーダンス比を得るのは非常に困難である。
　そこで、本発明の目的は、上述の課題を解決して、小型でありながら高い結合係数を維持しつつ、所定のインピーダンス変換比を定められるようにしたインピーダンス変換比設定方法、インピーダンス変換回路、およびそれを備えた通信端末装置を提供することにある。
（１）本発明のインピーダンス変換比設定方法は、
　複数の基材層が積層される積層体に、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第１トランスと、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第２トランスと、を備えたインピーダンス変換回路のインピーダンス変換比の設定方法であって、
　前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）、前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）、前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）および前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）は、それぞれのコイル開口が、積層方向からの平面視で重なり、
　前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）と前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）とを並列接続し、前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）と前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）とを並列接続し、
　前記積層体内での、前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）と、前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）との積層順、および前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）と、前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）との積層順によって、前記第１トランスおよび前記第２トランスによるインピーダンス変換の比を定める、ことを特徴とする。
（２）本発明のインピーダンス変換回路は、
　複数の基材層が積層される積層体に、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第１トランスと、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第２トランスと、を備え、
　前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）、前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）、前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）および前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）は、それぞれのコイル開口が積層方向からの平面視で重なり、
　前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）と前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）とは並列接続され、前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）と前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）とは並列接続され、
　前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）と前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）とは前記積層体内で積層方向に隣接し、
　前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）と前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）とは前記積層体内で積層方向に隣接する、ことを特徴とする。
（３）本発明のインピーダンス変換回路は、上記（２）において、
　前記積層体内での前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）と前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）との積層順は、前記積層体内での前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）と前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）との積層順と同じであることを特徴とする。
（４）本発明のインピーダンス変換回路は、上記（２）において、
　前記積層体内での前記第１トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ１）と前記第１トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ２）との積層順は、前記積層体内での前記第２トランスの前記１次側コイル素子（Ｌ３）と前記第２トランスの前記２次側コイル素子（Ｌ４）との積層順とは逆であることを特徴とする。
（５）本発明のインピーダンス変換回路は、上記（２）～（４）のいずれかにおいて、
　給電端子、アンテナ端子およびグランド端子を備え、
　前記給電端子は、前記第１トランスの前記１次側コイル（Ｌ１）の第１端および前記第２トランスの前記１次側コイル（Ｌ３）の第１端に繋がり、
　前記アンテナ端子は、前記第１トランスの前記１次側コイル（Ｌ１）の第２端、前記第２トランスの前記１次側コイル（Ｌ３）の第２端、前記第１トランスの前記２次側コイル（Ｌ２）の第１端、および前記第２トランスの前記２次側コイル（Ｌ４）の第１端に繋がり、
　前記グランド端子は、前記第１トランスの前記２次側コイル（Ｌ２）の第２端および前記第２トランスの前記２次側コイル（Ｌ４）の第２端に繋がることを特徴とする。
（６）本発明の通信端末装置は、高周波信号を送受信するアンテナと、前記アンテナに対する給電回路とを備え、前記給電回路と前記アンテナとの間に、上記インピーダンス変換回路を備えたことを特徴とする。
　本発明のインピーダンス変換比設定方法およびインピーダンス変換回路によれば、小型でありながら高い結合係数を維持しつつ、所定のインピーダンス変換比に定められる。また、所定インピーダンス変換比のインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置を構成できる。
図１は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１の内部透視斜視図である。 図２はインピーダンス変換回路１０１の各基材層に形成される導体パターンと電流経路を示す図である。 図３は、図１、図２に示したインピーダンス変換回路１０１の回路図である。 図４（Ａ）はインピーダンス変換回路１０１の簡易回路図である。図４（Ｂ）はインピーダンス変換回路１０１の更なる簡易回路図である。図４（Ｃ）はインピーダンス変換回路１０１の等価回路図である。 図５は、第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）との積層順、および第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）との積層順が異なる４つのインピーダンス変換回路の例を示す図である。 図６はコイル素子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の積層順による、１次コイルと２次コイルのインダクタンスの違いについて示す図である。 図７は第２の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１の内部透視斜視図である。但し、導体パターンが形成される誘電体の基材層は除いて描いている。また、積層構造の分かりやすさを考慮して、積層方向の寸法を誇張して表している。実際の寸法は、例えば実装面は１．６×０．８mm、高さは０．６mmである。
　図１に表れるように、８つのコイル導体ＬＰ１～ＬＰ８が積層体１０内に形成される。各コイル導体ＬＰ１～ＬＰ８は所定位置でビアＶ１１，Ｖ１２，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ２３，Ｖ３１，Ｖ３２，Ｖ４１，Ｖ４２，Ｖ４３等により層間接続される。
　積層体１０の外面には、外部端子である、給電端子Ｐ１、アンテナ端子Ｐ２、グランド端子Ｐ３および空き端子ＮＣがそれぞれ形成される。具体的には、積層体１０の第１側面に給電端子Ｐ１、第１側面に対向する第２側面にアンテナ端子Ｐ２、がそれぞれ形成される。第３側面にはグランド端子Ｐ３、第３側面に対向する第４側面には空き端子ＮＣがそれぞれ形成される。積層体１０の下面および上面には、側面の外部端子に繋がる、給電端子Ｐ１、アンテナ端子Ｐ２、グランド端子Ｐ３および空き端子ＮＣがそれぞれ形成される。
　図２はインピーダンス変換回路１０１の各基材層に形成される導体パターンと電流経路を示す図である。基材層１５に第１コイル導体ＬＰ１、基材層１４に第２コイル導体ＬＰ２、基材層１３に第３コイル導体ＬＰ３、基材層１２に第４コイル導体ＬＰ４、がそれぞれ形成される。また、基材層１６に第５コイル導体ＬＰ５、基材層１７に第６コイル導体ＬＰ６、基材層１８に第７コイル導体ＬＰ７、基材層１９に第８コイル導体ＬＰ８、がそれぞれ形成される。
　コイル導体ＬＰ１，ＬＰ２は第１コイル素子Ｌ１の一部を構成する。コイル導体ＬＰ３，ＬＰ４は第２コイル素子Ｌ２の一部を構成する。そして、この第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２とで第１トランスＴ１が構成され、第３コイル素子Ｌ３と第４コイル素子Ｌ４とで第２トランスＴ２が構成される。
　第１トランスＴ１と第２トランスＴ２は、各コイル導体の積層順が積層方向で逆であり、上下対称形である。そこで、第１トランスＴ１について主に説明する。
　第１コイル導体ＬＰ１は導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂ１で構成される。導体パターンＬ１Ａの端部は給電端子Ｐ１に導通する。第２コイル導体ＬＰ２は導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｂ２で構成される。第３コイル導体ＬＰ３は導体パターンＬ２Ｂ２，Ｌ２Ｃで構成される。導体パターンＬ２Ｃの端部はアンテナ端子Ｐ２に導通する。第４コイル導体ＬＰ４は導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂ１で構成される。導体パターンＬ２Ａの端部はグランド端子Ｐ３に導通する。
　第１コイル導体ＬＰ１の一部である導体パターンＬ１Ｂ１および第２コイル導体ＬＰ２の一部である導体パターンＬ１Ｂ２は、ビアＶ１１，Ｖ１２を介して並列接続される。導体パターンＬ１Ｃの端部はビアＶ２１を介して導体パターンＬ２Ｃに直列接続される。第３コイル導体ＬＰ３の一部である導体パターンＬ２Ｂ２および第４コイル導体ＬＰ４の一部である導体パターンＬ２Ｂ１は、ビアＶ２２，Ｖ２３を介して並列接続される。
　図１、図２に示すように、本実施形態のインピーダンス変換回路１０１のコイル導体ＬＰ１～ＬＰ８それぞれは実質的に１ターンのコイルを構成する。
　第１コイル導体ＬＰ１が形成するコイル開口と第２コイル導体ＬＰ２が形成するコイル開口とは、積層体の積層方向からの平面視で重なる。また、第３コイル導体ＬＰ３が形成するコイル開口と第４コイル導体ＬＰ４が形成するコイル開口とは、積層体の積層方向からの平面視で重なる。さらに、各コイル導体ＬＰ１～ＬＰ４が形成するコイル導体のコイル開口は積層体の積層方向からの平面視で重なる。
　コイル導体ＬＰ５～ＬＰ８についても同様に、それらが形成するコイル開口は、積層体の積層方向からの平面視で重なる。また、コイル導体ＬＰ１～ＬＰ８全体についても、それらが形成するコイル開口は、積層体の積層方向からの平面視で重なる。
　図２において、第１コイル導体ＬＰ１および第２コイル導体ＬＰ２には、給電端子Ｐ１→導体パターンＬ１Ａ→導体パターン（Ｌ１Ｂ１＋Ｌ１Ｂ２）→導体パターンＬ１Ｃ→アンテナ端子Ｐ２の経路で電流が流れる。また、第３コイル導体ＬＰ３および第４コイル導体ＬＰ４には、アンテナ端子Ｐ２→導体パターンＬ２Ｃ→導体パターン（Ｌ２Ｂ２＋Ｌ２Ｂ１）→導体パターンＬ２Ａ→グランド端子Ｐ３の経路で電流が流れる。
　上述のとおり、第２トランスＴ２の構造は、コイル導体の積層順が異なること以外は第１トランスＴ１と同じである。したがって、インピーダンス変換回路１０１は、第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）が並列接続され、且つ第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）が並列接続された回路である。
　基材層１１～２０は誘電体（絶縁体）または磁性体の層である。例えば、誘電体セラミックスのグリーンシートを使用し、それらを積層圧着して焼成することにより積層体１０を構成してもよいし、樹脂シートを圧着して積層体１０を構成してもよい。また、磁性体セラミックスのグリーンシートを使用し、それらを積層圧着して焼成することにより積層体１０を構成してもよいし、磁性体フィラーを分散させた樹脂シートを圧着して積層体１０を構成してもよい。さらには、磁芯となるべき層のみを磁性体とし、その他の層を誘電体としてもよい。例えば複数の基材層のうち、基材層１３～１９を、磁性体を有する層とし、その他の基材層を非磁性体の層とする。
　このように、磁性体を有する積層体に、コイル素子Ｌ１～Ｌ４を設けることにより、第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２との結合度が高まり、第３コイル素子Ｌ３と第４コイル素子Ｌ４との結合度が高まる。そのため、それらの相互インダクタンスが大きくなる。また、所定のインダクタンスを得るに要する、コイル素子Ｌ１～Ｌ４のコイル導体長が短くなるので、インピーダンス変換回路１０１はより小型になる。
　積層体１０は直方体形状であり、平面視での２つの短辺の中央に給電端子Ｐ１とアンテナ端子Ｐ２がそれぞれ配置され、２つの長辺の中央にグランド端子Ｐ３と空き端子ＮＣがそれぞれ配置されている。そのため、給電回路とアンテナとの間の信号伝送経路の途中に、インピーダンス変換回路１０１を容易に配置できる。特に、給電回路とアンテナとの間の信号伝送経路がコプレーナラインである場合に、給電端子Ｐ１とアンテナ端子Ｐ２を中心導体に接続し、グランド端子Ｐ３と空き端子ＮＣを回路基板のグランド導体に容易に接続できる。すなわち、各端子を接続するための引き回しパターンや特別なランドパターンを設ける必要がなく、回路基板へのインピーダンス変換回路１０１の実装が容易である。
　図３は、図１、図２に示したインピーダンス変換回路１０１の回路図である。インピーダンス変換回路１０１の給電端子Ｐ１に給電回路３０が接続され、アンテナ端子Ｐ２にアンテナ４０が接続される。グランド端子Ｐ３はグランドに接続される。
　図１、図２に示したインピーダンス変換回路１０１の第１コイル素子Ｌ１、第２コイル素子Ｌ２、第３コイル素子Ｌ３、第４コイル素子Ｌ４はそれぞれ４つのインダクタで構成される。それぞれのコイル素子Ｌ１～Ｌ４のうち、途中の並列接続部（Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２）（Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２）（Ｌ３Ｂ１，Ｌ３Ｂ２）（Ｌ４Ｂ１，Ｌ４Ｂ２）の長さはビアＶ１１，Ｖ１２，Ｖ２２，Ｖ２３，Ｖ３１，Ｖ３２，Ｖ４２，Ｖ４３の位置によって定められる。
　ここで、第１コイル導体ＬＰ１の導体パターンＬ１Ａと第２コイル導体ＬＰ２の導体パターンＬ１ＣのインダクタンスをL1A，L1Cで表し、第１コイル導体ＬＰ１の導体パターンＬ１Ｂ１と第２コイル導体ＬＰ２の導体パターンＬ１Ｂ２のインダクタンスをL1B1，L1B2で表すと、第１コイル素子Ｌ１のインダクタンスL1は次式で表される。
　L1 = L1A + L1C + L1B1・L1B2 / (L1B1 + L1B2)
　したがって、前記１ターンのコイルの大きさだけでなく、層間接続導体Ｖ１１，Ｖ１２の位置によっても、並列接続部のインダクタンス L1B1・L1B2 / (L1B1 + L1B2) および直列接続部のインダクタンス L1A + L1C が定まるので、コイル開口を変えることなく、層間接続導体Ｖ１１，Ｖ１２の位置によって、第１コイル素子Ｌ１の合成インダクタンスを所定値に定めることができる。
　同様に、第２コイル素子Ｌ２のインダクタンスL2は次式で表される。
　L2 = L2A + L2C + L2B1・L2B2 / (L2B1 + L2B2)
　したがって、前記１ターンのコイルの大きさだけでなく、層間接続導体Ｖ２２，Ｖ２３の位置によっても、並列接続部のインダクタンス L2B1・L2B2 / (L2B1 + L2B2) および直列接続部のインダクタンス L2A + L2C が定まるので、コイル開口を変えることなく、層間接続導体Ｖ２２，Ｖ２３の位置によって、第２コイル素子Ｌ２の合成インダクタンスを所定値に定めることができる。
　同様に、層間接続導体Ｖ３１，Ｖ３２の位置によって、第３コイル素子Ｌ３の合成インダクタンスを所定値に定めることができ、層間接続導体Ｖ４２，Ｖ４３の位置によって、第４コイル素子Ｌ４の合成インダクタンスを所定値に定めることができる。
　図４（Ａ）はインピーダンス変換回路１０１の簡易回路図である。図４（Ｂ）はインピーダンス変換回路１０１の更なる簡易回路図である。図４（Ｃ）はインピーダンス変換回路１０１の等価回路図である。
　図４（Ａ）に示すように、第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）が並列接続され、第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）が並列接続される。
　図４（Ｂ）は並列接続されたインダクタを１つのインダクタで表した回路図である。１次側コイルＬＡと２次側コイルＬＢとでオートトランス型回路が構成される。
　このオートトランス型回路は、図４（Ｃ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路３０に接続される給電端子Ｐ１、アンテナ端子Ｐ２、グランド端子Ｐ３、給電端子Ｐ１と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ１、アンテナ端子Ｐ２と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ２、およびグランド端子Ｐ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。インピーダンス変換回路１０１の変圧比は、１次側コイルＬＡのインダクタンスをＬＡ、２次側コイルＬＢのインダクタンスをＬＢで表すと、
　｛（ＬＡ＋Ｍ）＋（ＬＢ＋Ｍ）｝：｛（－Ｍ）＋（ＬＢ＋Ｍ）｝
＝（ＬＡ＋ＬＢ＋２Ｍ）：ＬＢ
である。
　図１に示した積層体１０内での、第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）との積層順、および第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）との積層順は、図１、図２に示した順以外に数通りある。図５は、その積層順の例を示す図である。図５においてインピーダンス変換回路１０１Ａは、図４（Ａ）に示したインピーダンス変換回路１０１の例と同じである。上記コイル素子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の積層順によって、第１トランスＴ１および第２トランスＴ２の１次側コイルのインダクタンスならびに２次側コイルのインダクタンスは変化する。
　図６は上記コイル素子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の積層順による、１次コイルと２次コイルのインダクタンスの違いについて示す図である。ここで(I)は単に１層の１次コイルと１層の２次コイルを積層して単一のトランスを構成したときの、１次コイルと２次コイルのインダクタンスである。この場合を基準とする。(II)は図５のインピーダンス変換回路１０１Ｂ，１０１Ｃの１次側コイルＬＡと２次側コイルＬＢのインダクタンスである。(III)は図５のインピーダンス変換回路１０１Ｄの１次側コイルＬＡと２次側コイルＬＢのインダクタンスである。(IV)は図５のインピーダンス変換回路１０１Ａの１次側コイルＬＡと２次側コイルＬＢのインダクタンスである。
　図５に示すインピーダンス変換回路１０１Ａのように、第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）とが積層方向に隣接し、この２つのコイル素子を第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）とで挟み込むように配置されると、挟み込まれたコイル素子Ｌ１，Ｌ３は接近するので、コイル素子Ｌ１，Ｌ３による１次側コイルＬＡのインダクタンスは、挟み込んだコイル素子Ｌ２，Ｌ４による２次側コイルＬＢのインダクタンスより大きい。
　逆に、インピーダンス変換回路１０１Ｄのように、第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）とが積層方向に隣接し、この２つのコイル素子を第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）とで挟み込むように配置されると、挟み込まれたコイル素子Ｌ２，Ｌ４は接近するので、コイル素子Ｌ２，Ｌ４による２次側コイルＬＢのインダクタンスは、挟み込んだコイル素子Ｌ１，Ｌ３による１次側コイルＬＡのインダクタンスより大きい。
　また、インピーダンス変換回路１０１Ｂのように、第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）とが積層方向に隣接し、この２つのコイル素子を第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）とで挟み込むように配置されると、１次側コイルＬＡのインダクタンスと２次側コイルＬＢのインダクタンスとは共に小さく且つほぼ等しい。
　同様に、インピーダンス変換回路１０１Ｃのように、第１トランスＴ１の１次側コイル（第１コイル素子Ｌ１）と第２トランスＴ２の２次側コイル（第４コイル素子Ｌ４）とが積層方向に隣接し、この２つのコイル素子を第１トランスＴ１の２次側コイル（第２コイル素子Ｌ２）と第２トランスＴ２の１次側コイル（第３コイル素子Ｌ３）とで挟み込むように配置されると、１次側コイルＬＡのインダクタンスと２次側コイルＬＢのインダクタンスとは共に小さく且つほぼ等しい。
　このように、積層体内での、第１トランスＴ１の１次側コイル素子Ｌ１と第１トランスＴ１の２次側コイル素子Ｌ２との積層順に対する、第２トランスＴ２の１次側コイル素子Ｌ３と第２トランスＴ２の２次側コイル素子Ｌ４との積層順が、等しいか異なるか、によって、１次側コイルＬＡのインダクタンスと２次側コイルＬＢのインダクタンスの大小関係を定めることができる。
　したがって、積層体１０内での、第１トランスＴ１の１次側コイルＬ１と第２トランスＴ２の１次側コイルＬ３との積層順、および第１トランスＴ１の２次側コイルＬ２と第２トランスＴ２の２次側コイルＬ４との積層順によって、第１トランスＴ１および第２トランスＴ２によるインピーダンス変換の比を定めることができる。
　図４（Ｂ）（Ｃ）に示したように、インピーダンス変換回路１０１の変圧比は（ＬＡ＋ＬＢ＋２Ｍ）：ＬＢであるので、ＬＡ＞ＬＢの関係にあるインピーダンス変換回路１０１Ａを用いれば、インピーダンス変換比をより大きくできる。逆に、ＬＡ＜ＬＢの関係にあるインピーダンス変換回路１０１Ｄを用いれば、インピーダンス変換比を小さくできる。ＬＡ≒ＬＢの関係にあるインピーダンス変換回路１０１Ｂ，１０１Ｃを用いれば、インピーダンス変換比をその中間に設定できる。
　以上に述べた効果以外に次のような効果を奏する。
（ａ）複数のコイル導体ＬＰ１～ＬＰ８は、それぞれのコイル開口が積層方向からの平面視で重なるので、第１トランスＴ１および第２トランスＴ２の、１次側コイルと２次側コイルとの間の高い電磁界結合が得られる。
（ｂ）導体パターンを部分的に並列接続する２つのビアは導体パターンの形成位置上にあるので、ビア形成のための領域が不要であり、コイル導体の形成領域外に配線を形成する必要がない。そのため、限られた領域にループ状コイル導体を形成でき、小型化できる。
　なお、複数のコイル導体ＬＰ１～ＬＰ８それぞれが形成するコイル開口は、積層体の積層方向からの平面視で、すべてが重なることが好ましいが、重ならない部分があってもよい。
　図１，図２では、第１トランスＴ１と第２トランスＴ２の各コイル導体の積層順が逆で、上下対称形である例を示したが、第１トランスＴ１と第２トランスＴ２の各コイル導体は上下非対称であってもよい。例えば、積層された４つのコイル素子のうち、第１層のコイル素子と第４層のコイル素子（図１、図２に示した例ではコイル素子Ｌ２とコイル素子Ｌ４）のインダクタンスが異なっていてもよい。また、第２層のコイル素子と第３層のコイル素子（図１、図２に示した例ではコイル素子Ｌ１とコイル素子Ｌ３）のインダクタンスが異なっていてもよい。これらの場合でも、積層体１０内での、第１トランスＴ１の１次側コイルＬ１と第２トランスＴ２の１次側コイルＬ３との積層順、および第１トランスＴ１の２次側コイルＬ２と第２トランスＴ２の２次側コイルＬ４との積層順によって、第１トランスＴ１および第２トランスＴ２によるインピーダンス変換の比を定めることができる。
《第２の実施形態》
　図７は第２の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。この図７では、通信端末装置の筐体内の主要部について表す。筐体内にアンテナ４０および回路基板が設けられ、回路基板にはグランド導体５０、インピーダンス変換回路１０１および給電回路３０が設けられる。アンテナ４０はＴ分岐型アンテナである。グランド導体５０はアンテナ４０のイメージ形成用導体として作用、またはアンテナ４０とともに放射素子として作用する。
　インピーダンス変換回路１０１の構成は第１の実施形態で示したとおりである。インピーダンス変換回路１０１の給電端子Ｐ１は給電回路３０に接続され、インピーダンス変換回路１０１のアンテナ端子Ｐ２はアンテナ４０に接続され、インピーダンス変換回路１０１のグランド端子Ｐ３は回路基板のグランド導体５０に接続される。
　インピーダンス変換回路１０１は、小型でありながら大きな所定のインピーダンス変換比をもつことができるので、小型の（より低インピーダンスの）アンテナ４０を備えることができ、全体に小型で低損失の通信端末装置が構成される。
《他の実施形態》
　第１の実施形態では、各コイル導体がほぼ矩形のループ状である例を示したが、コイル導体のループ形状はこれに限らない。例えば円形、楕円形、角に丸みをもつ四角形、角をカットした四角形などであってもよい。矩形であれば、限られたスペースでコイル開口を大きくすることができる。円形、楕円形、角に丸みをもつ四角形であれば、角部における損失を低減できる。
　第１の実施形態では、隣接する基材層に形成された２つのコイル導体を２つの層間接続導体で接続することにより、１つの並列接続部を構成した例を示したが、本発明はこの構成に限られない。第１コイル導体と第２コイル導体とが３個所以上で層間接続導体を介して接続されることで、第１コイル導体と第２コイル導体との並列接続部が２個所以上構成されてもよい。
Ｌ１…第１コイル素子
Ｌ２…第２コイル素子
Ｌ３…第３コイル素子
Ｌ４…第４コイル素子
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ…導体パターン
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ…導体パターン
Ｌ３Ａ，Ｌ３Ｂ１，Ｌ３Ｂ２，Ｌ３Ｃ…導体パターン
Ｌ４Ａ，Ｌ４Ｂ１，Ｌ４Ｂ２，Ｌ４Ｃ…導体パターン
ＬＡ…１次側コイル
ＬＢ…２次側コイル
ＬＰ１～ＬＰ８…コイル導体
Ｐ１…給電端子
Ｐ２…アンテナ端子
Ｐ３…グランド端子
Ｔ１…第１トランス
Ｔ２…第２トランス
Ｖ１１，Ｖ１２，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ２３，Ｖ３１，Ｖ３２，Ｖ４１，Ｖ４２，Ｖ４３…ビア
１０…積層体
１１～２０…基材層
３０…給電回路
４０…アンテナ
５０…グランド導体
１０１，１０１Ａ～１０１Ｄ…インピーダンス変換回路

Claims (6)

  1. 　複数の基材層が積層される積層体に、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第１トランスと、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第２トランスと、を備えたインピーダンス変換回路のインピーダンス変換比の設定方法であって、
    　前記第１トランスの前記１次側コイル素子、前記第１トランスの前記２次側コイル素子、前記第２トランスの前記１次側コイル素子および前記第２トランスの前記２次側コイル素子は、それぞれのコイル開口が、積層方向からの平面視で重なり、
    　前記第１トランスの前記１次側コイル素子と前記第２トランスの前記１次側コイル素子とを並列接続し、前記第１トランスの前記２次側コイル素子と前記第２トランスの前記２次側コイル素子とを並列接続し、
    　前記積層体内での、前記第１トランスの前記１次側コイル素子と、前記第１トランスの前記２次側コイル素子との積層順、および前記第２トランスの前記１次側コイル素子と、前記第２トランスの前記２次側コイル素子との積層順によって、前記第１トランスおよび前記第２トランスによるインピーダンス変換の比を定める、インピーダンス変換比設定方法。
  2. 　複数の基材層が積層される積層体に、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第１トランスと、互いに電磁界結合する１次側コイル素子および２次側コイル素子で構成される第２トランスと、を備え、
    　前記第１トランスの前記１次側コイル素子、前記第１トランスの前記２次側コイル素子、前記第２トランスの前記１次側コイル素子および前記第２トランスの前記２次側コイル素子は、それぞれのコイル開口が積層方向からの平面視で重なり、
    　前記第１トランスの前記１次側コイル素子と前記第２トランスの前記１次側コイル素子とは並列接続され、前記第１トランスの前記２次側コイル素子と前記第２トランスの前記２次側コイル素子とは並列接続され、
    　前記第１トランスの前記１次側コイル素子と前記第１トランスの前記２次側コイル素子とは前記積層体内で積層方向に隣接し、
    　前記第２トランスの前記１次側コイル素子と前記第２トランスの前記２次側コイル素子とは前記積層体内で積層方向に隣接する、
    　インピーダンス変換回路。
  3. 　請求項２に記載のインピーダンス変換回路であって、
    　前記積層体内での前記第１トランスの前記１次側コイル素子と前記第１トランスの前記２次側コイル素子との積層順は、前記積層体内での前記第２トランスの前記１次側コイル素子と前記第２トランスの前記２次側コイル素子との積層順と同じである。
  4. 　請求項２に記載のインピーダンス変換回路であって、
    　前記積層体内での前記第１トランスの前記１次側コイル素子と前記第１トランスの前記２次側コイル素子との積層順は、前記積層体内での前記第２トランスの前記１次側コイル素子と前記第２トランスの前記２次側コイル素子との積層順とは逆である。
  5. 　請求項２～４のいずれかに記載のインピーダンス変換回路であって、
    　給電端子、アンテナ端子およびグランド端子を備え、
    　前記給電端子は、前記第１トランスの前記１次側コイルの第１端および前記第２トランスの前記１次側コイルの第１端に繋がり、
    　前記アンテナ端子は、前記第１トランスの前記１次側コイルの第２端、前記第２トランスの前記１次側コイルの第２端、前記第１トランスの前記２次側コイルの第１端、および前記第２トランスの前記２次側コイルの第１端に繋がり、
    　前記グランド端子は、前記第１トランスの前記２次側コイルの第２端および前記第２トランスの前記２次側コイルの第２端に繋がる。
  6. 　高周波信号を送受信するアンテナと、前記アンテナに対する給電回路とを備えた通信端末装置であって、
    　前記給電回路と前記アンテナとの間に、請求項２～５のいずれかに記載のインピーダンス変換回路を備える。
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