WO2015060644A1 - 단권변압기를 이용한 ｚｖｚｃｓ 스위칭 컨버터 - Google Patents

단권변압기를 이용한 ｚｖｚｃｓ 스위칭 컨버터 Download PDF

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WO2015060644A1
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diode
mode
switching
winding
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임춘택
최보환
이성우
태춘반
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한국과학기술원
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to a ZVZCS switching converter using a single winding transformer.
  • one embodiment of the present invention has a main object to reduce the current and voltage stress of the device by performing ZCS or ZVS operation when the active switch is turned on and off.
  • a switching converter for converting the input power to generate a conversion output
  • the main winding including a primary winding and a secondary winding connected in series to the primary winding, A single winding transformer having a tab connection portion at a contact point between the primary winding and the secondary winding, and one end of the input power connected to one end of the main winding;
  • An active switch connected between the tab connection part and the other end of the input power source;
  • a snubber circuit connected in parallel to the active switch;
  • a link diode having one end connected to an output of the snubber circuit;
  • a clamp diode positioned between the other end of the link diode and one end of the conversion output;
  • a recovery capacitor connected between the contact between the link diode and the clamp diode and the other end of the main winding;
  • an output diode connected between one end of the conversion output and the other end of the main winding.
  • the snubber circuit may include a snubber diode having one end connected to the tab connection part; And a snubber capacitor connected between the other end of the snubber diode and the other end of the input power source, and the other end of the snubber diode may be connected to one end of the link diode.
  • An inductor may be further included at at least one position between the tab connection part and the active switch, and between the other end of the main winding and the output diode.
  • the switching converter performs ZCS operation using the leakage inductance of the tap inductor when the active switch is turned on, and when the active switch is turned off, the energy of the leakage inductance through the diode is a snubber capacitor. To enable ZVS operation.
  • the ZVZCS soft switching range is not limited by the output conditions, and the voltage stress of all devices except the output diode is less than the output voltage.
  • Active switches can be turned on and off regardless of input / output voltage, load conditions, etc. All diodes and capacitors except the main switches (switch Q, output diode D 0 ) are a snubber circuit, so the rms current stress is low.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a ZVZCS switching converter 100 using a single winding transformer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an equivalent circuit for the switching converter 100 of FIG. 1.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating mode 2 operation of the switching converter 100.
  • FIG 5 is a diagram illustrating mode 3 operation of the switching converter 100.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating mode 4A operation of the switching converter 100.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating mode 4B operation of the switching converter 100.
  • FIG 9 is a diagram illustrating mode 6 operation of the switching converter 100.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating Mode 7 operation of the switching converter 100.
  • 11 is a diagram illustrating mode 8 operation of the switching converter 100.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating mode 9 operation of the switching converter 100.
  • FIG. 13 is a view illustrating waveforms according to switching of the switching converter 100.
  • FIG. 14 is a view illustrating a change in mode state of the switching converter 100.
  • FIG. 15 (b) shows all DC sources and single winding transformers removed together. And an AC equivalent circuit for viewing only voltage and current changes.
  • FIG. 16A is a diagram showing an equivalent circuit of the switching converter 100 showing both a DC component and an AC component with respect to mode 3, and FIG. 16B shows only an AC component excluding the DC component.
  • the equivalent circuit of the converter 100 is shown.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an equivalent circuit for mode 6.
  • FIG. 19A is a diagram showing an equivalent circuit for the mode 7
  • FIG. 19B is a diagram showing the Thevenin equivalent circuit for FIG. 19A.
  • FIG. 20A is a diagram showing an equivalent circuit for Mode 8
  • FIG. 20B is a diagram showing the Thevenin equivalent circuit for FIG. 20A.
  • FIG. 21 illustrates first to sixth modes for DCM operation
  • FIG. 22 illustrates seventh to twelfth modes for DCM operation.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a switching waveform of the ZCZVS switching converter 100 corresponding to the operation mode of FIGS. 21 to 22.
  • 24 is a view showing a state change of the operation mode in the DCM operation.
  • FIG. 25 illustrates a ZVZCS switching converter 2500 according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a ZVZCS switching converter 100 using a single winding transformer according to an embodiment of the present invention.
  • the ZVZCS switching converter 100 using a single winding transformer includes a tap inductor 110, an active switch Q, a snubber circuit 120, and a link diode D 2. ), Clamp diode (D 3 ), recovery capacitor (C r ), output diode (D 0 ), load capacitor (C L ), and load resistor (R L ).
  • D 3 Clamp diode
  • C r recovery capacitor
  • D 0 output diode
  • C L load capacitor
  • R L load resistor
  • the tap inductor 110 includes a main winding 113 including a primary winding 111 and a secondary winding 112 connected in series with the primary winding 111, and a primary winding 111 and a secondary winding 112.
  • the tab connection portion 114 is provided at the contact point between the first and second ends of the input power source 101 to one end of the main winding 113.
  • the active switch Q is connected between the tab connection 114 and the other end of the input power source 101.
  • the snubber circuit 120 is connected in parallel to the active switch Q, and the snubber circuit 120 may be implemented in a form in which a snubber diode D 1 and a snubber capacitor C s are connected in series.
  • link diode D 2 is connected to the output of the snubber circuit 120.
  • the link diode D 2 is a snubber diode D 1 and a snubber capacitor ( One end is connected to the contact between C s ).
  • the clamp diode D 3 is located between the other end of the link diode D 2 and one end of the conversion output of the switching converter 100.
  • the recovery capacitor C r is connected between the contact between the link diode D 2 and the clamp diode D 3 and the other end of the main winding 113.
  • the output diode D 0 is connected between one end of the conversion output of the switching converter 100 and the other end of the main winding 113.
  • the load capacitor C L is connected between one end of the conversion output of the switching converter 100 and the other end of the input power source 101.
  • the load resistor R L is connected in parallel to the load capacitor C L.
  • the ZVZCS switching converter 100 uses a soft switching technique, and uses a single switch-based zero voltage and / or zero current switching (ZVZCS) for a tap boost converter.
  • the switching converter 100 includes three small size diodes (snubber diode (D 1 ), link diode (D 2 ), clamp diode (D 3 )) and two capacitors (snubber capacitor (C s ) for ZVZCS operation. ) And recovery capacitor (C r )) are added to the general tap boost converter.
  • the switching converter 100 of the present invention operates like a tap boost converter with a lossless snubber circuit.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an equivalent circuit for the switching converter 100 of FIG. 1.
  • the operation principle and design considerations of the switching converter 100 will be described in detail and experimentally confirmed by a prototype based on silicon carbide (SiC) junction field effect transistor (JFET) of 100 kHz switching frequency.
  • SiC silicon carbide
  • JFET junction field effect transistor
  • the active switch Q is described as an SiC JFET, but the present invention is not limited thereto, and various switching elements may be used as the active switch Q.
  • L a and L b may be the inductance component of the inductor 110 of the tap inductor 110, but an inductor connected in series with L a or an inductor connected in series with L b may be further externally connected.
  • both the first inductor and the second inductor may be connected, but only one of them may be connected.
  • Tap inductor 110 is designed to be suitable for limiting the current slope during ZCS switching with a liquid inductance.
  • the switching converter 100 operates in Continuous Current Mode (CCM), and the parasitic elements including line inductance, stray capacitance and internal resistance are negligible. All diodes used here are fast recovery diodes and their switching losses, conduction losses and reverse recovery switching times are small, and the turn on time of the active switch Q is assumed to be t r and the turn off time is t f , respectively.
  • the source voltage V i and the output voltage V L of the input power source 101 have DC without ripple voltage during the switching period T S , and C L has a very large capacitance.
  • FIG. 3 to 12 are diagrams illustrating Mode 1 to Mode 9 operation of the switching converter 100
  • FIG. 13 is a diagram illustrating waveforms according to the switching of the switching converter 100
  • 14 is a view showing a mode state change of the switching converter 100.
  • the operation mode of the switching converter 100 may be classified into 10 for the switching period T S.
  • the turn-off switching mode of the active switch is mode 1-4
  • the off mode is mode 5
  • the turn-on switching mode is mode 6-8
  • the on mode is mode 9.
  • the turn-on and turn-off switching times are negligibly small compared to the switching period T S.
  • the average static characteristic of the switching converter 100 may be determined by the average of the duty cycle D as in the conventional tap inductor boost converter as shown in Equations 1 and 2.
  • G v is the gain of the output voltage (V L ) compared to the input voltage (V i ).
  • V rp is a voltage at which the recovery capacitor C r determined in Mode 8 (described later for Mode 8) of the previous cycle is charged, and it is assumed that the magnetizing current i m is constant for a short period of Mode 1.
  • v s is determined as in Equation 4.
  • I m1 m2 the minimum value
  • I m i the maximum value of the m i. This is roughly determined from equations (6) and (7) for a given load current I L or I m assuming an ideal tap boost converter.
  • Equations 9 and 10 are as shown in Equations 9 and 10, respectively.
  • Equation 11 A general solution for v s of the equivalent circuit of FIG. 15A can be expressed by Equation 11 using the coefficient ⁇ a k ⁇ .
  • Equation 11 which is a general solution, uses Equation 4. It can be greatly simplified as shown in equation (12). This is because the sinusoidal change can be neglected, because C S is linearly charged after Mode 1.
  • diodes D 1 and D 2 are turned off because i a becomes zero due to the KCL condition of equation (14).
  • FIG. 16A is a diagram showing an equivalent circuit of the switching converter 100 showing both a DC component and an AC component with respect to mode 3, and FIG. 16B shows only an AC component excluding the DC component.
  • the equivalent circuit of the converter 100 is shown.
  • Equation 16 The general solutions of v r and i b for the equivalent circuit of FIG. 16A can be expressed by Equations 16 and 17 using coefficients ⁇ b k ⁇ .
  • Equation 18 corresponds to v r ( ⁇ ) of the circuit at steady state for small resistance attenuation.
  • mode 3 ends at t 3A and mode 4A starts.
  • Equation 22 the time interval t 32A is expressed by Equation 22.
  • Equation 21 mode 4A is present for light load conditions when I m1 is small.
  • Equation 21 is no longer valid, as in Equation 23, v r first becomes zero, mode 3 ends at t 3B and mode 4B begins.
  • Equation 24 the time interval t 32B is expressed by Equation 24.
  • t 32A or t 32B may be smaller than others depending on the load condition.
  • Equation 27 in consideration of Equation 26.
  • Equation (27) As shown in equation (27), i b increases while i a decreases.
  • the time interval t 43B at which i a becomes 0 may be determined from Equation 27 to Equation 28 using Equation 17, Equation 24, and Equation 26.
  • mode 5 [t 4 , t 5 ] in FIG. 8, when t 4 , all turn-off switching of the switch Q is completed, and the output diode D 0 , which transfers the magnetization current i m to the load side, is kept on. Compared to the previous transition mode, the duration of mode 5 is relatively very long. Therefore, as shown in FIG. 13, i m is no longer constant as in Equation 29, but changes linearly as in the conventional boost converter.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an equivalent circuit for mode 6.
  • the switch current i Q increases from zero to cause ZCS turn-on, during which the output diode current i 0 decreases toward zero to perform soft switching of D 0 .
  • Equation 31 i b can be expressed as Equation 31 from FIG.
  • the time interval t 65 at which i b decreases from I m2 to 0 is determined from Equation 31 to Equation 32.
  • FIG. 19A is a diagram showing an equivalent circuit for the mode 7
  • FIG. 19B is a diagram showing the Thevenin equivalent circuit for FIG. 19A.
  • the operating frequency of the equivalent circuit of mode 7 from (a) and (b) of FIG. 19 is the same as (33).
  • the recovery capacitor voltage v r is determined from Eq.
  • the coefficient ⁇ C k ⁇ may be determined as in Equations 37 to 40.
  • Equation 41 ⁇ and ⁇ can be represented by Equation 41.
  • Mode 7 ends at t 7 when v s reaches 0, as shown in Equation 42, where D 1 is turned on and mode 8 starts.
  • the time interval t 76 is determined as in Equation 43 from Equation 42.
  • FIG. 20A is a diagram showing an equivalent circuit for Mode 8
  • FIG. 20B is a diagram showing the Thevenin equivalent circuit for FIG. 20A.
  • the recovery capacitor voltage v r continues to increase and its current i r begins to decrease.
  • the voltage v r and the current i r may be determined as shown in Equations 44 and 45 using the same operating frequency as in Equation 15, respectively.
  • the coefficient ⁇ d k ⁇ can be determined as Equations 46 and 47 taking into account the peculiarities and initial conditions of the circuit.
  • the switch Q does not conduct reversely.
  • the body diodes do not conduct and always guarantee fast turn off switching regardless of load conditions and snubber design.
  • Mode 8 is terminated when the recovery capacitor current i r becomes 0 as shown in Equation 49.
  • time interval t 87 is determined as in Equation 50 from Equation 49.
  • the voltage and current stress and switching time of each component must be within a reasonable range. It is assumed here to provide a nominal 100 V input operating at a switching frequency of 100 kHz.
  • the maximum rated voltage and current can be found, as well as the root mean square (rms) of switches, diodes and capacitors.
  • Equation 51 may be expressed as Equation 53 using Equations 49 and 50.
  • Equation 55 When Equation 54 is applied to Equation 53 using Equations 15, 33, 46, and 47, Equation 55 may be expressed as Equation 55.
  • the voltage stress V o, max of the maximum output diode can be obtained as shown in Equation 56 using V rp, max, which is the maximum value of Equation 55 during mode 8.
  • the output diode rated voltage from Equations 55 and 56 is always higher than V L , but can be relaxed by increasing ⁇ and ⁇ appropriately.
  • the maximum reverse voltage of the link diode D 2 may be obtained as a value smaller than V rp, max as shown in Equation 57:
  • the current stress of a component can generally be classified into peak current and average current. 3 to 12 and 13, the peak current of switch Q is determined by I QP in mode 7 or I m1 in mode 9. From equations (30) and (35), I QP can be obtained as shown in equation (58).
  • I Q, max is relaxed by larger n and smaller C S for a given load condition.
  • Equation 60 The peak current rating of output diode D 0 can be found directly from I m1 in FIG. 13.
  • the peak current ratings of snubber diodes and link diodes D 1 and D 2 are determined by I m1 of the turn-on transition mode or the turn-off transition mode. Equations 45 and 53 can be represented by Equation 60.
  • Equation 61 the maximum rated current of D 1 and D 2 can be represented by Equation 61 from Equation 60.
  • the maximum rated current of clamp diode D 3 is related to modes 2 to 4 (mode 4A, mode 4B). However, current i 3 during mode 2 is small and the current in mode 4 is lower than the current in mode 3. Thus, only mode 3 is represented as in Equation 62.
  • the average rated current of Q and D 0 is almost equal to the rated current of a conventional tap boost converter, except for other components with small values. This is because the switching transition state of the switching converter 100 is relatively small as in Equations 63 and 64.
  • the maximum rated voltage and the maximum rated current are listed in Table 1 without design margin for all components of the switching converter 100.
  • the peak rated current of a commercially available diode is generally several times larger than the average current rating, diodes D 1 , D 2 , and D 3 have a size smaller than D 0 .
  • the voltage and current ratings are mainly governed by V L and I m , respectively, and V rp and n are the main considerations in reducing stress.
  • the switching transition time affects the switching losses of the soft switch Q, the operating range of the duty cycle and the switching frequency f S. Based on the circuit analysis of each mode described above, the turn-off switching time T f and the turn-on switching time T r are determined by equations (65) and (66), respectively.
  • the on / off minimum and maximum time i.e., the minimum and maximum duty cycle should be taken into account, and can be obtained from Equations 67 and 68 respectively from Equations 65, 66 and FIG.
  • Equation 69 the effective duty cycle associated with i 0 due to the delay switching time is defined as in Equation 69.
  • Equation 67 and 68 calculates the minimum and maximum effective duty cycles as shown in equations 70 and 71.
  • This effective duty cycle is taken into account in the design of the operating range of the switching converter 100.
  • the snubber circuit parameters can be determined by a given switching time and load conditions.
  • Equations 1 to 73 the turn ratio n of the tap inductor and the ratio C r / C S of the recovery capacitance and the snubber capacitance are the major design factors that affect most operations.
  • the output diode rated voltage of Equation 56, the switch rated current of Equation 59 and the switching transition times of Equations 65 and 66 are evaluated here. The smaller these parameters, the better the performance. However, not all of them can have small values in a given design, so a tradeoff between them is required.
  • n all the parameters become significant for n ⁇ 1, and the performance improvement made for larger n is rather worse for n> 3.
  • ⁇ is less than 1
  • ⁇ Tr and ⁇ Tf are small.
  • an active switch converter doesn't just mean cost savings, but it also helps avoid multi-switching problems that ensure the dead time and floating ground of the gate driver.
  • the disadvantages of excessive voltage and / or current stress in soft switching techniques are barriers to use in high power applications.
  • Conventional converters do not have the above problems except for the biggest disadvantage of hard switching characteristics.
  • the soft switching converter 100 of an active switch having the same operating characteristics as a conventional hard switching converter without high voltage and / or current stress is a new switching technology.
  • the switching converter 100 has the following characteristics.
  • the switching converter 100 performs ZCS operation using the leakage inductance of the tap inductor when the active switch is turned on, and when the active switch is turned off, the energy of the leakage inductance is transferred to the snubber capacitor through the diode to enable the ZVS operation. do.
  • the energy stored in the snubber capacitor is transferred to a recovery capacitor connected to the end of the tap inductor and then discharged to the output stage.
  • the switching converter 100 has a ZVZCS soft switching range that is not limited by the output conditions.
  • the active switch can be turned on and off regardless of the input / output voltage, load conditions, etc.
  • All diodes and capacitors except main switches are a kind of snubber circuit, so the rms current stress is low.
  • the DC input / output gain is insensitive to operating conditions such as output current and switching frequency, and is mainly determined by the duty cycle.
  • the switching converter 100 may operate in a discontinuous current mode (DCM).
  • DCM discontinuous current mode
  • FIG. 21 illustrates first to sixth modes for DCM operation
  • FIG. 22 illustrates seventh to twelfth modes for DCM operation.
  • the first mode to the fifth mode 5 operate similarly to the modes 1 to 3 of FIGS. 3 to 5 and the modes 4B and 5 of FIGS. 7 to 8, respectively.
  • the tenth mode 1010 and the twelfth mode 12 are similar to those of the modes 7 to 9 of FIGS. 10 to 12, respectively.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a switching waveform of the ZVZCS switching converter 100 corresponding to the operation modes of FIGS. 21 to 22, and
  • FIG. 24 is a diagram illustrating a state change of an operation mode in a DCM operation.
  • the first to fourth modes are for the active switch to be turned off
  • the fifth mode is for the active switch to be turned off
  • the tenth to eleventh modes are shown.
  • the mode is a mode for turning on the active switch
  • the twelfth mode is a mode in which the active switch is on.
  • FIG 24 it can be seen that there is a difference in the sixth mode to the ninth mode in DCM as compared with the state change in the CCM of FIG.
  • DCM transition occurs with several repetitive LC resonances after the magnetizing current i m goes to zero between modes in which the active switch is in the off state.
  • the average static characteristic according to the DCM operation of the converter 100 according to the present embodiment is simply determined by the average duty cycle D by Equation 80 as in the conventional general tap-inductor boost converter.
  • D off is defined by Equation 81 by the ratio of time that the output diode D 0 conducts.
  • Table 2 lists the maximum rated voltage and the maximum rated current for all components of the switching converter 100 in DCM.
  • FIG. 25 illustrates a ZVZCS switching converter 2500 according to another embodiment of the present invention.
  • the present invention can be applied to the buck boost type converter as shown in FIG. 25 in addition to the boost type converter as shown in FIGS. 1 and 2, and the present invention is not limited thereto and can be extended to various types of converters.
  • the interconnections of the remaining components are identical except for the load resistors R L and R L2 and the load capacitors C L and C L2 . That is, in the ZVZCS switching converter 2500 of FIG. 25, the tap inductor T, the active switch Q, the recovery capacitor C r , the output diode D 0 , the snubber diode D 1 , and the snubber capacitor ( C s ), the link diode D 2 , the clamp diode D 3 , and the input power supply 2501 are the same as in FIG. 1.
  • the second load capacitor C L2 is connected to the output diode D 0 and the clamp diode D 3 .
  • the contact point is connected between one end of the input power supply 2501, and the second load resistor R L2 is connected in parallel to the second load capacitor C L2 .

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Abstract

본 발명의 실시예는, 1차권선 및 상기 1차권선에 직렬연결된 2차권선을 포함하는 주권선과, 상기 1차권선 및 상기 2차권선 사이의 접점에 탭 연결부를 구비하고, 상기 주권선의 일단에 입력전원의 일단이 연결되는 단권변압기; 상기 탭 연결부와 상기 입력전원의 타단 사이에 연결된 능동 스위치; 상기 능동 스위치에 병렬 연결된 스너버회로; 상기 스너버회로의 출력에 일단이 연결된 링크 다이오드; 상기 링크 다이오드의 타단과 상기 변환출력의 일단 사이에 위치하는 클램프 다이오드; 상기 링크 다이오드와 클램프 다이오드 사이의 접점과 상기 주권선의 타단 사이에 연결된 회복 커패시터; 및 상기 변환출력의 일단과 상기 주권선의 타단 사이에 연결된 출력 다이오드를 포함하는 스위칭 컨버터를 제공한다.

Description

단권변압기를 이용한 ＺＶＺＣＳ 스위칭 컨버터
본 발명의 실시예는 단권변압기를 이용한 ZVZCS 스위칭 컨버터에 관한 것이다.
이 부분에 기술된 내용은 단순히 본 발명의 실시예에 대한 배경 정보를 제공할 뿐 종래기술을 구성하는 것은 아니다.
수십 년 동안 지속되고 있는 전력 전자의 큰 트렌드 중 하나는 변환기와 필터의 크기와 무게를 줄이기 위한 높은 스위칭 주파수가 될 수 있다. 최근, 전기 자동차, 신 재생 에너지 시스템, 발광 다이오드 드라이버에서 고주파 응용 프로그램에 대한 요구가 증가하고 있다. 또 다른 일반적인 큰 트렌드는 에너지 손실을 줄이기 위한 높은 전력 효율과 열 발생 문제이다. 이러한 큰 트렌드와 관련하여, 영 전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching) 및/또는 영 전류 스위칭(ZCS: Zero Current Switching) 컨버터를 제공하는 많은 소프트 스위칭 기법이 지난 40 년 동안 제안되고 있다. 하지만, 기존의 하드 스위칭에 비해 소프트 스위칭 기법의 문제점은 다음과 같이 요약될 수 있다.
1) 의사 공진 컨버터와 클래스 E 공진 컨버터와 같은 일부 소프트 스위칭 컨버터를 제외하고 대부분 FET, BJT, SCR 및 IGBT와 같은 추가적 능동 스위치 및 소프트 스위칭을 필요로 한다.
2) 능동 스위치와 다이오드 스위치의 전압 및/또는 전류 스트레스가 의사 공진 컨버터 등의 일부 소프트 스위칭 컨버터에 대해서는 더 커지게 된다.
3) 스위칭 조건 및 부하변동에도 ZVS 혹은 ZCS 동작을 유지하기 위해서는 부가적인 전압/전류 센싱이 불가피하다.
4) 컨버터의 듀티사이클 및 부하전류와 같은 동작범위가 제한된다.
5) 부하전류 및 스위칭 주파수 등에 의해 DC 전압이득이 영향을 받으므로 비선형적인 제어특성을 갖는다.
6) ZCS 턴오프 직후 혹은 컨버터가 전류 불연속 모드(DCM)에서 동작할 때, 스위치의 기생 커패시턴스, 도선 인덕턴스 등으로 고주파의 링잉(Ringing) 현상이 야기된다.
이러한 문제점을 해결하기 위해 본 발명의 일 실시예는, 능동 스위치가 켜지고 꺼질 때 ZCS 또는 ZVS 동작을 하여 소자의 전류 및 전압 스트레스를 작게 하고자 하는 데에 주된 목적이 있다.
전술한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 일 실시예는, 입력전원을 컨버팅하여 변환출력을 생성하는 스위칭 컨버터에 있어서, 1차권선 및 상기 1차권선에 직렬연결된 2차권선을 포함하는 주권선과, 상기 1차권선 및 상기 2차권선 사이의 접점에 탭 연결부를 구비하고, 상기 주권선의 일단에 상기 입력전원의 일단이 연결되는 단권변압기; 상기 탭 연결부와 상기 입력전원의 타단 사이에 연결된 능동 스위치; 상기 능동 스위치에 병렬 연결된 스너버회로; 상기 스너버회로의 출력에 일단이 연결된 링크 다이오드; 상기 링크 다이오드의 타단과 상기 변환출력의 일단 사이에 위치하는 클램프 다이오드; 상기 링크 다이오드와 클램프 다이오드 사이의 접점과 상기 주권선의 타단 사이에 연결된 회복 커패시터; 및 상기 변환출력의 일단과 상기 주권선의 타단 사이에 연결된 출력 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터를 제공한다.
상기 스너버회로는, 상기 탭 연결부와 일단이 연결된 스너버 다이오드; 및 상기 스너버 다이오드의 타단과 상기 입력전원의 타단 사이에 연결된 스너버 커패시터를 포함하고, 상기 스너버 다이오드의 타단이 상기 링크 다이오드의 일단과 연결될 수 있다.
상기 탭연결부와 상기 능동 스위치 사이, 및 상기 주권선의 타단과 상기 출력 다이오드의 사이 중에서 적어도 하나의 위치에는 인덕터를 더 포함할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 의하면, 스위칭 컨버터는 능동 스위치가 켜질 때 탭인덕터의 누설인덕턴스를 이용하여 ZCS 동작을 하며, 능동 스위치가 꺼질 때는 누설 인덕턴스의 에너지가 다이오드를 통해 스너버 커패시터로 전달되어 ZVS 동작을 가능하게 한다.
또한, 이전의 하드스위칭 회로의 장점처럼 ZVZCS 소프트 스위칭 범위가 출력 조건에 따라 제한되지 않으며, 출력 다이오드를 제외한 모든 소자의 전압 스트레스가 출력전압보다 작다.
그리고, 능동 스위치는 입출력 전압, 부하조건 등과 무관하게 켜지고 꺼질 수 있으며, 주요 스위치들(스위치 Q, 출력다이오드 D0)을 제외한 모든 다이오드 및 커패시터는 스너버 회로의 일종이므로 rms 전류 스트레스가 낮다.
또한, 모든 다이오드가 ZCS 혹은 ZVS 턴오프 되므로, 다이오드들의 리버스 리커버리 현상을 무시할 수 있어 기생 순환현상(Parastic Ringing)이 발생하지 않는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 단권변압기를 이용한 ZVZCS 스위칭 컨버터(100)를 도시한 도면이다.
도 2는 도 1의 스위칭 컨버터(100)에 대한 등가회로를 도시한 도면이다.
도 3은 스위칭 컨버터(100)의 모드1 동작을 도시한 도면이다.
도 4는 스위칭 컨버터(100)의 모드2 동작을 도시한 도면이다.
도 5는 스위칭 컨버터(100)의 모드3 동작을 도시한 도면이다.
도 6은 스위칭 컨버터(100)의 모드4A 동작을 도시한 도면이다.
도 7은 스위칭 컨버터(100)의 모드4B 동작을 도시한 도면이다.
도 8은 스위칭 컨버터(100)의 모드5 동작을 도시한 도면이다.
도 9는 스위칭 컨버터(100)의 모드6 동작을 도시한 도면이다.
도 10은 스위칭 컨버터(100)의 모드7 동작을 도시한 도면이다.
도 11은 스위칭 컨버터(100)의 모드8 동작을 도시한 도면이다.
도 12는 스위칭 컨버터(100)의 모드9 동작을 도시한 도면이다.
도 13은 스위칭 컨버터(100)의 스위칭에 따른 파형을 도시한 도면이다.
도 14는 스위칭 컨버터(100)의 모드 상태 변화를 나타낸 도면이다.
도 15의 (a)는 im= Im1인 경우, 모드2에 대한 스위칭 컨버터(100)의 등가회로를 도시한 도면이고, 도 15의 (b)는 같이 모든 DC 소스와 단권변압기를 제거하고, 전압 및 전류 변화만 보기 위한 AC 등가 회로를 도시한 도면이다.
도 16의 (a)는 모드 3에 대하여 DC 성분과 AC 성분을 함께 나타낸 스위칭 컨버터(100)의 등가회로를 도시한 도면이고, 도 16의 (b)는 DC 성분을 제외하고 AC 성분만으로 나타낸 스위칭 컨버터(100)의 등가회로를 도시한 도면이다.
도 17은 모드 4B에 대한 등가 회로를 도시한 도면이다.
도 18은 모드 6에 대한 등가회로를 도시한 도면이다.
도 19의 (a)는 모드7에 대한 등가회로를 도시한 도면이고, 도 19의 (b)는 도 19의 (a)에 대한 테브난 등가회로를 도시한 도면이다.
도 20의 (a)는 모드 8에 대한 등가회로를 도시한 도면이고, 도 20의 (b)는 도 20의 (a)에 대한 테브난 등가회로를 도시한 도면이다.
도 21은 DCM 동작을 위한 제1모드 내지 제6모드를 도시한 도면이고, 도 22는 DCM 동작을 위한 제7모드 내지 제12모드를 도시한 도면이다.
도 23은 도 21 내지 도 22의 동작모드에 대응되는 ZCZVS 스위칭 컨버터(100)의 스위칭 파형을 도시한 도면이다.
도 24는 DCM 동작에서의 동작모드의 상태변화를 도시한 도면이다.
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따른 ZVZCS 스위칭 컨버터(2500)를 도시한 도면이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 단권변압기를 이용한 ZVZCS 스위칭 컨버터(100)를 도시한 도면이다.
도 1에 도시하듯이, 본 발명의 일 실시예에 따른 단권변압기를 이용한 ZVZCS 스위칭 컨버터(100)는 탭인덕터(110), 능동 스위치(Q), 스너버 회로(120), 링크 다이오드(D2), 클램프 다이오드(D3), 회복 커패시터(Cr), 출력 다이오드(D0), 부하 커패시터(CL) 및 부하 저항(RL)을 포함한다. 여기서, ZVZCS 스위칭 컨버터(100)의 구성요소 중에서 일부 구성요소는 생략되어 구현되거나 다른 구성요소를 더 포함하여 구현될 수도 있다.
탭인덕터(110)는 1차권선(111) 및 1차권선(111)에 직렬연결된 2차권선(112)을 포함하는 주권선(113)과, 1차권선(111) 및 2차권선(112) 사이의 접점에 탭 연결부(114)를 구비하고, 주권선(113)의 일단에 입력전원(101)의 일단이 연결된다.
능동 스위치(Q)는 탭 연결부(114)와 입력전원(101)의 타단 사이에 연결된다.
스너버 회로(120)는 능동 스위치(Q)에 병렬 연결되며, 스너버 회로(120)는 스너버 다이오드(D1) 및 스너버 커패시터(Cs)가 직렬 연결된 형태로 구현될 수 있다.
링크 다이오드(D2)는 스너버회로(120)의 출력에 일단이 연결된다. 스너버회로(120)가 스너버 다이오드(D1) 및 스너버 커패시터(Cs)가 직렬 연결된 형태로 구현되는 경우, 링크 다이오드(D2)는 스너버 다이오드(D1) 및 스너버 커패시터(Cs) 사이의 접점에 일단이 연결된다.
클램프 다이오드(D3)는 링크 다이오드(D2)의 타단과 스위칭 컨버터(100)의 변환출력의 일단 사이에 위치한다.
회복 커패시터(Cr)는 링크 다이오드(D2)와 클램프 다이오드(D3) 사이의 접점과 주권선(113)의 타단 사이에 연결된다.
출력 다이오드(D0)는 스위칭 컨버터(100)의 변환출력의 일단과 주권선(113)의 타단 사이에 연결된다.
부하 커패시터(CL)는 스위칭 컨버터(100)의 변환출력의 일단과 입력전원(101)의 타단 사이에 연결된다.
부하 저항(RL)은 부하 커패시터(CL)에 병렬로 연결된다.
도 1에 도시하듯이, 본 발명의 일 실시예에 따른 ZVZCS 스위칭 컨버터(100)는, 소프트 스위칭 기술을 사용한 것으로서, 탭 부스트 컨버터를 위한 단일 스위치 기반 영전압 및/또는 영전류 스위칭(ZVZCS)을 수행한다. 스위칭 컨버터(100)는 ZVZCS 동작을 위해 세 개의 작은 크기의 다이오드(스너버 다이오드(D1), 링크 다이오드(D2), 클램프 다이오드(D3))와 두 개의 커패시터(스너버 커패시터(Cs) 및 회복 커패시터(Cr))가 일반 탭 부스트 컨버터에 추가된 형태를 갖는다. 따라서, 본 발명의 스위칭 컨버터(100)는 무손실 스너버 회로를 갖는 탭 부스트 컨버터처럼 동작한다.
도 2는 도 1의 스위칭 컨버터(100)에 대한 등가회로를 도시한 도면이다.
도 2에서, 능동 스위치(Q)가 턴 온일 때, 능동 스위치(Q)는 탭인덕터(110)의 리키지(leakage) 인덕턴스(La)의 도움으로 영전류 스위칭(ZCS)을 한다. 능동 스위치(Q)가 턴 오프(Turn Off)일 때, 리키지 인덕턴스(La)의 에너지는 스너버 다이오드(D1)를 통해 스너버 커패시터(Cs)로 전송되며, 이는 능동 스위치(Q)의 영전압 스위칭(ZVS)을 발생한다. 그러면, 스너버 커패시터(Cs)의 에너지는 능동 스위치(Q)가 다시 턴 온(Turn On)될 때 탭인덕터(110)의 타단부에 연결된 출력 다이오드(D0)와 회복 커패시터(Cr)를 통해 추출된다.
이하, 스위칭 컨버터(100)의 동작 원리 및 디자인 고려 사항은 100 kHz 스위칭 주파수의 SiC(Silicon Carbide) JFET(Junction Field Effect Transistor) 기반의 프로토 타입에 의해 상세히 설명하고 실험적으로 확인한다. 여기서 능동 스위치(Q)가 SiC JFET인 것을 예로 들어서 설명하나, 본 발명이 이에 한정되지 않고 능동 스위치(Q)로 다양한 스위칭 소자를 사용할 수 있다.
도 2에서, 탭인덕터(110)는 큰 값의 자화 인덕턴스 Lm, 두 개의 작은 값의 리키지(leakage) 인덕턴스인 La 및 Lb, 그리고 n:1(n = N1/N2)의 턴 비(Turn Ratio)를 갖는 이상적인 단권변압기로 모델링될 수 있다.
한편, La 및 Lb는 탭인덕터(110)의 리키지 인덕턴스 성분일 수도 있으나, La 와 직렬로 연결된 인덕터 또는 Lb 와 직렬로 연결된 인덕터를 외부에서 추가로 연결할 수도 있다. 여기서 제1 인덕터 및 제2 인덕터를 둘다 연결할 수도 있으나 그 중에서 어느 하나만 연결할 수도 있다.
탭인덕터(110)는 리키지 인덕턴스로 ZCS 스위칭 동안 전류 기울기를 제한하기에 적합하도록 설계된다. 여기서 스위칭 컨버터(100)는 CCM(Continuous Current Mode)에서 작동하며, 라인 인덕턴스, 스트레이 커패시턴스 및 내부 저항을 포함하는 기생 소자는 무시할만 하다. 여기에 사용된 모든 다이오드는 고속 회복 다이오드이며 그들의 스위칭 손실, 전도 손실 및 역 회복 스위칭 시간은 작으며, 능동 스위치(Q)의 턴 온 시간은 tr 및 턴 오프 시간은 tf로 각각 가정한다. 입력전원(101)의 소스 전압 Vi와 출력 전압 VL은 스위칭 주기 TS 동안에 리플 전압 없는 DC를 가지며, CL은 매우 큰 값의 커패시턴스를 갖는다.
도 3 내지 도 12는 스위칭 컨버터(100)의 모드1(Mode1) 내지 모드9(Mode9) 동작을 도시한 도면이고, 도 13은 스위칭 컨버터(100)의 스위칭에 따른 파형을 도시한 도면이고, 도 14는 스위칭 컨버터(100)의 모드 상태 변화를 나타낸 도면이다.
도 3 내지 도 12에서 보면 스위칭 주기 TS에 대해 스위칭 컨버터(100)의 동작 모드는 10 개로 분류할 수 있다. 도 14에서 보면, 능동 스위치의 턴 오프 전환 모드는 모드1-4이고, 오프 모드는 모드 5, 반면 턴 온 전환 모드는 모드6-8, 온 모드는 모드9이다. 여기서, 턴-온 및 턴-오프 스위칭 시간은 스위칭 주기 TS에 비교해서 무시할 정도로 작다.
CCM에서 스위칭 컨버터(100)의 평균 정적 특성은 수학식 1 및 2와 같이 기존의 탭 인덕터 부스트 컨버터에서처럼 듀티 사이클 D의 평균에 의해 결정될 수 있다. 여기서 Gv는 입력전압(Vi) 대비 출력전압(VL)의 게인(Gain)이다.
수학식 1
Figure PCTKR2014009958-appb-M000001
수학식 2
Figure PCTKR2014009958-appb-M000002
이하, 턴 오프 프로세스로부터 시작하여 각 모드에 대한 세부 회로 분석을 한다.
도 3의 모드 1[t0, t1]은, 도 13의 t0에서, 스위치(Q)는 이제 막 턴 오프된 상태이다. 스위치(Q)의 턴 오프 시간을 무시하면, 리키지 전류 ia는 스너버 커패시터 CS를 따라 흐르고 CS의 전압 vs는 0으로부터 증가하여 스위치 Q의 ZVS 스위칭을 한다. 전압 vs가 증가함에 따라, 탭 인덕터(110) 타단의 전압 vt는 부스트 업(Boost up)되며, 추후 전압 vt는 복구 커패시터(Cr) 전압 Vr과 함께 결국 클램프 다이오드 D3를 턴 온 하게 된다. 따라서 D3가 턴 오프일 때, D3 양단의 전압 v3는 수학식 3과 같다.
수학식 3
Figure PCTKR2014009958-appb-M000003
여기서 Vrp는 이전 주기의 모드8(모드8에 대해서는 후술함)에서 결정된 회복 커패시터 Cr가 충전되어 있는 전압이고, 자화 전류 im이 모드1의 짧은 기간 동안 일정하다고 가정한다. v3은 t=t1 에서 0이 된다. 이때, vs는 수학식 4와 같이 결정된다.
수학식 4
Figure PCTKR2014009958-appb-M000004
자화 전류는 모드 1에서 im = Im1으로서 변하지 않으므로, 도 13에 도시한 바와 같이, vs의 전압 기울기가 직선이므로 스너버 커패시터를 0으로부터 수학식 4의 소정의 전압까지 충전하기 위한 시간 간격 t10 은 수학식 5와 같이 결정된다.
수학식 5
Figure PCTKR2014009958-appb-M000005
도 13에서 보듯이 Im1은 im의 최소값이고 Im2는 im의 최대값이다. 이것은 이상적인 탭 부스트 컨버터를 가정하면, 주어진 부하 전류 IL 또는 Im에 대하여 수학식 6 및 7로부터 대략 결정된다.
수학식 6
Figure PCTKR2014009958-appb-M000006
수학식 7
Figure PCTKR2014009958-appb-M000007
도 4의 모드 2[t1, t2]에서는 클램프 다이오드 D3가 턴 온 되면서, 도 13에서와 같이 스너버 커패시터 전압 vs가 증가하는 동안 회복 커패시터 전압 vr은 감소하기 시작한다.
도 15의 (a)는 im=Im1인 경우, 모드2에 대한 스위칭 컨버터(100)의 등가회로를 도시한 도면이다.
도 15의 (a)에서 회로의 4 차 미분 방정식을 구하는 것을 방지하기 위하여, 도 15의 (b)와 같이 모든 DC 소스와 단권변압기를 제거하고, 전압 및 전류 변화만 보기 위한 AC 등가 회로를 그렸다.
도 15의 (b)에서 전류들은 서로 상관 관계를 갖는다. 즉,
Figure PCTKR2014009958-appb-I000001
이다. 따라서, 이 회로의 동작은 두 개의 공진 주파수에 의해서가 아니라 수학식 8과 같은 공진 주파수에 의해 지배된다.
수학식 8
Figure PCTKR2014009958-appb-M000008
여기서 등가 인덕턴스와 등가 커패시턴스는 각각 수학식 9와 수학식 10와 같다.
수학식 9
Figure PCTKR2014009958-appb-M000009
수학식 10
Figure PCTKR2014009958-appb-M000010
도 15의 (a)의 등가 회로의 vs에 대한 일반적인 솔루션은 계수 {ak}를 사용하여 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 11
Figure PCTKR2014009958-appb-M000011
도 13에 나타낸 바와 같이, 모드 2는 ω1 의 공진 주기와 비교했을 때 매우 짧다는 사실과 im≒Im1라는 것을 고려하면, 일반해(General Solution)인 수학식 11은 수학식 4를 이용하여 수학식 12와 같이 크게 단순화할 수 있다. 왜냐하면 정현파 변화가 무시될 수 있으며, CS가 모드 1 이후 선형적으로 충전되기 때문이다.
수학식 12
Figure PCTKR2014009958-appb-M000012
수학식 5와 비슷한 방법으로, vs(t2)=VL에 도달하는 시간 간격 t21은 수학식 13과 같이 직접적으로 결정할 수 있다.
수학식 13
Figure PCTKR2014009958-appb-M000013
도 5의 모드 3[t2, t3]에서, 시간 t2일 때, vs가 VL까지 증가한 결과 링크 다이오드 D2는 턴 온이 된다. 그런 다음, ib는 증가하고, ia는 감소하고, Vr은 감소한다. 결국, 부하 조건에 따라 모드 4A에 해당하도록 ia가 0이 되거나 모드 4B에 해당하도록 Vr이 0이 된다.
ib가 im과 같아지는 경우, 수학식 14의 KCL 조건으로 인해 ia가 제로로 되기 때문에 다이오드 D1과 D2가 턴 오프된다.
수학식 14
Figure PCTKR2014009958-appb-M000014
도 16의 (a)는 모드 3에 대하여 DC 성분과 AC 성분을 함께 나타낸 스위칭 컨버터(100)의 등가회로를 도시한 도면이고, 도 16의 (b)는 DC 성분을 제외하고 AC 성분만으로 나타낸 스위칭 컨버터(100)의 등가회로를 도시한 도면이다.
im≒Im1로서 여전히 자화전류가 일정하게 유지된다고 가정하면 도 16과 같은 등가회로가 된다.
모드 2와는 약간 다르게, 도 16의 (b)에서 모드 3의 등가 회로의 동작 주파수는 수학식 15와 같다.
수학식 15
Figure PCTKR2014009958-appb-M000015
도 16의 (a)의 등가회로에 대한 vr 및 ib의 일반해는 계수 {bk}를 사용하여 수학식 16 및 17과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 16
Figure PCTKR2014009958-appb-M000016
수학식 17
Figure PCTKR2014009958-appb-M000017
도 16 (a) 회로의 특이해 및 초기 조건을 고려하여, 계수 {bk}는 수학식 18, 19, 20과 같이 결정될 수 있다.
수학식 18
Figure PCTKR2014009958-appb-M000018
수학식 19
Figure PCTKR2014009958-appb-M000019
수학식 20
Figure PCTKR2014009958-appb-M000020
여기서 수학식 18은 작은 저항 감쇠에 대한 정상 상태에서 회로의 vr(∞)에 해당한다.
ib가 수학식 21과 같이 Im1에 도달하면 t3A에서 모드3이 종료되고, 모드 4A가 시작된다.
수학식 21
Figure PCTKR2014009958-appb-M000021
여기서 시간 간격 t32A는 수학식 22와 같다.
수학식 22
Figure PCTKR2014009958-appb-M000022
수학식 21과 22에서 나타내듯이, Im1가 작을 때 모드 4A는 가벼운 부하 조건에 대해 존재한다. 무거운 부하 조건에 대해서는, 수학식 21은 더 이상 유효하지 않으며, 수학식 23과 같이 vr이 먼저 영이 되고 t3B에서 모드3이 끝나고 모드 4B가 시작된다.
수학식 23
Figure PCTKR2014009958-appb-M000023
여기서 시간 간격 t32B는 수학식 24와 같다.
수학식 24
Figure PCTKR2014009958-appb-M000024
수학식 22를 수학식 24와 비교하면, 부하조건에 따라 t32A 또는 t32B이 다른 것보다 작을 수 있다.
도 6의 모드 4A[t3A, t4]에서는, t3A일 때, 다이오드 D1과 D2는 막 턴 오프되고, 계속 일정하게 유지되는 자화전류 Im1은 Vr이 제로가 될 때까지 Cr로 흐른다. 따라서, 시간 간격 t43A은 직접적으로 수학식 25와 같이 선형 충전을 고려하여 결정될 수 있다.
수학식 25
Figure PCTKR2014009958-appb-M000025
여기서 t32A는 수학식 22에서 결정된다.
도 7의 모드 4B[t3B, t4]에서는, t3B일 때, 회복 커패시터 전압 vr은 제로가 되고 출력 다이오드 D0가 막 턴 온이 된다. 자화 전류 im이 최대값인 im1을 유지하는 동안, 전류 ia는 수학식 14를 사용하여 수학식 26과 같이 결정될 수 있다.
수학식 26
Figure PCTKR2014009958-appb-M000026
도 17은 모드 4B에 대한 등가 회로를 도시한 도면이다.
도 17과 같이, 모드 4B에서는 ia와 ib는 수학식 26을 고려하여 수학식 27과 같이 해결할 수 있다.
수학식 27
Figure PCTKR2014009958-appb-M000027
수학식 27에서 보는 바와 같이, ia가 감소하는 동안 ib가 증가한다. ia가 0이 되는 시간 간격 t43B은 수학식 17, 수학식 24 및 수학식 26을 사용하여 수학식 27로부터 수학식 28과 같이 결정될 수 있다.
수학식 28
Figure PCTKR2014009958-appb-M000028
도 8의 모드 5[t4, t5]에서는, t4일 때, 스위치 Q의 모든 턴 오프 전환이 완료되고, 부하 측에 자화 전류 im을 전달하는 출력 다이오드 D0을 턴온으로 유지한다. 이전 전환 모드와 비교하여 모드 5의 기간은 상대적으로 매우 길다. 그러므로 도 13에서 보듯이, 수학식 29와 같이 im은 더 이상 일정하지 않지만 기존의 부스트 컨버터와 같이 선형으로 변화된다.
수학식 29
Figure PCTKR2014009958-appb-M000029
도 9의 모드 6[t5, t6]에서는, t5일 때, 스위치 Q에 외부(예컨대, 스위칭 컨버터(100)의 제어기(도시하지 않음))로부터의 턴 온 명령에 따라 턴 온 된다.
도 18은 모드 6에 대한 등가회로를 도시한 도면이다.
t5일 때, 도 8에 도시한 바와 같이 스위치 전류 iQ는 영으로부터 증가하여 ZCS 턴 온을 야기하고, 그 동안에 출력 다이오드 전류 i0가 영을 향하여 감소하여 D0의 소프트 스위칭을 한다.
자화 전류 im이 Im2로 일정하게 유지되는 동안, 전류 ia는 이제 수학식 14를 이용하여 수학식 30으로 결정될 수 있다.
수학식 30
Figure PCTKR2014009958-appb-M000030
수학식 30을 고려하면, 도 18로부터 ib는 수학식 31과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 31
Figure PCTKR2014009958-appb-M000031
ib가 Im2에서 0으로 감소하는 시간 간격 t65는 수학식 31로부터 수학식 32와 같이 결정된다.
수학식 32
Figure PCTKR2014009958-appb-M000032
도 10의 모드 7[t6, t7]에서, t6일 때, D0 출력 다이오드 전압이 역 바이어스되고 링크 다이오드 D2는 턴 온되어, 그 결과 리키지 인덕턴스 La, Lb 및 커패시터 Cs, Cr로 구성된 직렬 공진 회로가 형성된다.
도 19의 (a)는 모드7에 대한 등가회로를 도시한 도면이고, 도 19의 (b)는 도 19의 (a)에 대한 테브난 등가회로를 도시한 도면이다.
도 19의 (a), (b)로부터 모드 7의 등가 회로의 동작 주파수는 수학식 33과 같다.
수학식 33
Figure PCTKR2014009958-appb-M000033
모드7에서, 도 13에 도시한 바와 같이 스너버 커패시터 전압 vs는 VL로부터 감소하고 그 전류 ib는 정현파에서 0으로부터 증가하며 이는 수학식 34 및 35로 각각 나타낼 수 있다.
수학식 34
Figure PCTKR2014009958-appb-M000034
수학식 35
Figure PCTKR2014009958-appb-M000035
회복 커패시터 전압 vr은 수학식 34로부터 수학식 36과 같이 결정된다.
수학식 36
Figure PCTKR2014009958-appb-M000036
이 회로의 특이해 및 초기 조건을 고려하여, 계수{Ck}는 수학식 37 내지 40과 같이 결정될 수 있다.
수학식 37
Figure PCTKR2014009958-appb-M000037
수학식 38
Figure PCTKR2014009958-appb-M000038
수학식 39
Figure PCTKR2014009958-appb-M000039
수학식 40
Figure PCTKR2014009958-appb-M000040
여기서, α 및 β는 수학식 41과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 41
Figure PCTKR2014009958-appb-M000041
모드 7은 수학식 42와 같이 vs가 0에 도달할 때인 t7에 끝나고, 이때 D1이 턴 온 되고 모드 8이 시작한다.
수학식 42
Figure PCTKR2014009958-appb-M000042
시간 간격 t76는 수학식 42로부터 수학식 43과 같이 결정된다.
수학식 43
Figure PCTKR2014009958-appb-M000043
근사화를 위한 α 및 β의 조건은 후술한다.
도 11의 모드 8[t7, t8]에서는, t7일 때, 스너버 다이오드 D1이 턴 온되고 스너버 커패시터 CS가 공진 루프에서 제외된다.
도 20의 (a)는 모드 8에 대한 등가회로를 도시한 도면이고, 도 20의 (b)는 도 20의 (a)에 대한 테브난 등가회로를 도시한 도면이다.
도 20의 (a) 및 (b)에서, 복구 커패시터 전압 vr은 지속적으로 증가하고 그 전류 ir은 감소하기 시작한다. 그리고 전압 vr 및 전류 ir은 수학식 15와 동일한 동작 주파수를 사용하여 수학식 44 및 45와 같이 각각 결정할 수 있다.
수학식 44
Figure PCTKR2014009958-appb-M000044
수학식 45
Figure PCTKR2014009958-appb-M000045
모드 7과 유사한 방식으로, 계수 {dk}은, 회로의 특이해 및 초기 조건을 고려하여 수학식 46 및 47과 같이 결정될 수 있다.
수학식 46
Figure PCTKR2014009958-appb-M000046
수학식 47
Figure PCTKR2014009958-appb-M000047
이때, iO의 전류 방향을 아는 것은 중요하며, 이는 도 20 및 수학식 30으로부터 수학식 48과 같이 결정된다.
수학식 48
Figure PCTKR2014009958-appb-M000048
수학식 48로 나타낸 바와 같이, 스위치 Q가 반대로 도통하지 않는다. 따라서, 바디 다이오드가 있는 경우, 바디 다이오드들은 도통하지 않고 부하 조건 및 스너버 설계에 관계없이 빠른 턴 오프 스위칭을 항상 보장한다.
회복 커패시터 전류 ir이 수학식 49와 같이 0이 될 때 모드 8을 종료한다.
수학식 49
Figure PCTKR2014009958-appb-M000049
여기서, 시간 간격 t87은 수학식 49로부터 수학식 50과 같이 결정된다.
수학식 50
Figure PCTKR2014009958-appb-M000050
이때, 시간 t8에서 수학식 51과 같이 복구 커패시터가 완전히 충전된다.
수학식 51
Figure PCTKR2014009958-appb-M000051
도 12의 모드 9[t8, t9]에서는, t8일 때, 공진 전류 ir이 0에 도달하고, ZCS는 D1과 D2에 대해 달성된다. 이제, Q는 전적으로 턴 온 되고 다른 모든 다이오드는 잠시 동안 완전히 오프가 된다. La << Lm인 경우, 자화 전류 im이 최종적으로 수학식 52와 같이 결정된다.
수학식 52
Figure PCTKR2014009958-appb-M000052
스위칭 컨버터(100)의 실용적인 응용에서, 각 구성 요소의 전압 및 전류 스트레스와 스위칭 시간은 합리적인 범위 내이어야 한다. 여기서, 100 kHz의 스위칭 주파수에서 작동하는 공칭 100 V 입력을 제공하는 것으로 가정한다.
A. 각 구성 요소의 전압 및 전류 스트레스
스위치, 다이오드 및 커패시터의 rms(root mean square)값 뿐만 아니라 최대 정격 전압 및 전류를 구할 수 있다.
도 3 내지 12와 도 13으로부터 알 수 있듯이, 스위치 Q, 다이오드 D1, D2, D3 및 스너버 커패시터 CS의 최대 전압은 회로 구성에 의해 항상 부하 전압 VL에 제한된다. 이 낮은 전압 스트레스는 스위칭 컨버터(100)의 가장 큰 장점 중 하나이다. 한 가지 예외는 출력 다이오드 D0로서, D0는 수학식 51에 의해 결정되는 회복 커패시터 전압 Vrp의 추가에 의한 높은 전압 스트레스를 겪는다. 수학식 51은 수학식 49와 50을 이용하여 수학식 53과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 53
Figure PCTKR2014009958-appb-M000053
수학식 43을 수학식 47에 적용하면, d2는 수학식 54와 같이 근사화할 수 있다.
수학식 54
Figure PCTKR2014009958-appb-M000054
수학식 15, 33, 46, 47을 사용하여 수학식 54를 수학식 53에 적용하면 수학식 55와 같이 나타낼 수 있다.
수학식 55
Figure PCTKR2014009958-appb-M000055
도 11에서 보는 바와 같이, 최대 출력 다이오드의 전압 스트레스 Vo,max는 모드 8 동안에 수학식 55의 최대값인 Vrp,max을 이용하여 수학식 56와 같이 얻을 수 있다.
수학식 56
Figure PCTKR2014009958-appb-M000056
여기서 수학식 55 및 56으로부터 출력 다이오드 정격 전압은 항상 VL보다 높지만 α와 β가 적절하게 증가하여 완화될 수 있다.
도 12에서 나타내듯이, 링크 다이오드 D2의 최대 역 전압은 수학식 57과 같이 Vrp,max 보다 작은 값으로 구할 수 있다 :
수학식 57
Figure PCTKR2014009958-appb-M000057
어떤 구성 요소의 전류 스트레스는 일반적으로 피크 전류와 평균 전류로 분류할 수 있다. 도 3 내지 12와 도 13에 나타내듯이, 스위치 Q의 피크 전류는 모드 7의 IQP 또는 모드 9의 Im1에 의해 결정된다. 수학식 30과 35로부터, IQP는 수학식 58과 같이 구할 수 있다.
수학식 58
Figure PCTKR2014009958-appb-M000058
따라서 Q의 최대 정격 전류는 최종적으로 수학식 59와 같이 결정된다.
수학식 59
Figure PCTKR2014009958-appb-M000059
수학식 58과 59에서 나타내듯이, IQ,max는 주어진 부하 조건에 대해 더 큰 n과 더 작은 CS에 의해 완화된다.
출력 다이오드 D0의 피크 정격 전류는 도 13으로부터 Im1으로 직접적으로 찾을 수 있다. 반면, 스너버 다이오드 및 링크 다이오드 D1과 D2의 피크 정격 전류는 턴 온 전환 모드(Turn-on Transition Mode)의 Im1이나 턴 오프 전환 모드(Turn-off Transition Mode)에 의해 결정되며, 이는 수학식 45 및 53으로부터 수학식 60으로 나타낼 수 있다.
수학식 60
Figure PCTKR2014009958-appb-M000060
따라서, D1과 D2의 최대 정격 전류는 수학식 60으로부터 최종적으로 수학식 61로 나타낼 수 있다.
수학식 61
Figure PCTKR2014009958-appb-M000061
도 4 내지 도 7에 나타내듯이, 클램프 다이오드 D3의 최대 정격 전류는 모드 2 내지 모드4(모드 4A, 모드 4B)에 관련된다. 하지만, 모드2 동안의 전류 i3은 작고 모드 4에서의 전류는 모드 3에서의 전류보다 낮다. 그래서 모드3만 수학식 62와 같이 나타낸다.
수학식 62
Figure PCTKR2014009958-appb-M000062
Q와 D0의 평균 정격 전류는, 작은 값을 갖는 다른 구성요소들을 제외하고, 기존의 탭 부스트 컨버터의 정격 전류와 거의 동일하다. 왜냐하면, 스위칭 컨버터(100)의 스위칭 전환 상태가 수학식 63 및 64와 같이 상대적으로 작기 때문이다.
수학식 63
Figure PCTKR2014009958-appb-M000063
수학식 64
Figure PCTKR2014009958-appb-M000064
스위칭 컨버터(100)의 모든 구성 요소에 대한 설계 마진 없이 최대 정격 전압과 최대 정격 전류는 표 1에 나열된다. 상업적으로 사용가능한 다이오드의 피크 정격 전류가 일반적으로 평균 전류 정격보다 몇 배 더 큰 것을 고려하면, 다이오드 D1, D2, 및 D3는 D0보다 작은 크기를 갖는다. 전압과 전류의 정격은 주로 VL과 Im에 각각 지배되며, Vrp와 n이 스트레스를 저감하는 데 주된 고려 사항이다.
표 1
Figure PCTKR2014009958-appb-T000001
B. 턴 온 및 턴 오프 전환 시간(Turn-on and Turn-off Transition Times)
스위칭 전환 시간은 소프트 스위치 Q의 스위칭 손실, 듀티 사이클의 동작 범위 및 스위칭 주파수 fS에 영향을 미친다. 전술한 각 모드의 회로 분석을 바탕으로, 턴-오프 전환 시간 Tf 및 턴-온 전환 시간 Tr은 각각 수학식 65 및 66에 의해 결정된다.
수학식 65
Figure PCTKR2014009958-appb-M000065
수학식 66
Figure PCTKR2014009958-appb-M000066
스위칭 주기에 ZVZCS 동작을 확실히 하기 위해, 온/오프 최소 및 최대 시간, 즉, 최소 및 최대 듀티 사이클이 고려되어야 하며, 수학식 65, 66 및 도 13으로부터 수학식 67 및 68에서 각각 구할 수 있다.
수학식 67
Figure PCTKR2014009958-appb-M000067
수학식 68
Figure PCTKR2014009958-appb-M000068
도 13에서 보듯이, 지연 스위칭 시간 때문에 i0와 관련된 유효 듀티 사이클은 수학식 69와 같이 정의된다.
수학식 69
Figure PCTKR2014009958-appb-M000069
수학식 1, 2, 6, 7, 41 및 63, 64와 같은 DC의 특성을 위하여 Deff를 D로 교체하는 것이 훨씬 더 정확한 결과를 낼 수 있다.
수학식 67, 68을 수학식 69에 적용하면 수학식 70 및 71과 같이 최소 및 최대 유효 듀티 사이클이 계산된다.
수학식 70
Figure PCTKR2014009958-appb-M000070
수학식 71
Figure PCTKR2014009958-appb-M000071
이 유효 듀티 사이클을 스위칭 컨버터(100)의 작동 범위의 설계에 고려한다.
수학식 72 및 73과 같이 소프트 스위칭 전력 손실을 완화하기 위하여, 스위치 Q의 턴 온 및 턴 오프 스위칭 시간 tr과 tf은 수학식 56의 스너버 회로의 턴 온 및 턴 오프 전환 시간보다 적어도 몇 배 작아야 한다(즉, kr = 20, kf = 5).
수학식 72
Figure PCTKR2014009958-appb-M000072
수학식 73
Figure PCTKR2014009958-appb-M000073
여기서 스너버 회로 매개 변수는 주어진 스위칭 시간과 부하 조건에 의해 결정될 수 있다.
C. 회복 커패시터 및 탭인덕터의 턴 비(Recovery Capacitor and Tapped Inductor Turn Ratio)
수학식 1에서 73까지 나타낸 바와 같이, 탭 인덕터의 턴 비 n과, 회복 커패시턴스와 스너버 커패시턴스의 비 Cr/CS는 대부분의 동작에 영향을 미치는 주요 설계 요소이다. 많은 설계 변수들 중에서, 수학식 56의 출력 다이오드 정격 전압, 수학식 59의 스위치 정격 전류 및 수학식 65 및 66의 스위칭 전환 시간은 여기에서 평가한다. 이러한 파라미터들이 작을수록 성능은 더 나아진다. 하지만, 주어진 설계에서 그들 모두가 작은 값을 가질 수는 없으므로 그들 사이의 트레이드 오프가 필요하다.
비 조명(Non-light) 부하 조건과 낮은 전류 리플(즉, Im1≒Im2≒Im=IL/(1-D))을 가정하고, 수학식 1, 2, 41, 63, 64와 같은 근사화된 이상적인 DC 특성을 활용하고, 수학식 72, 73과 같은 설계 조건 및 tr = tf = ts의 경우에 대해 RL = VL/IL 인 것을 결합하면, 선택한 설계 매개 변수는 수학식 74 내지 79와 같이 정규화할 수 있다.
수학식 74
Figure PCTKR2014009958-appb-M000074
수학식 75
Figure PCTKR2014009958-appb-M000075
수학식 76
Figure PCTKR2014009958-appb-M000076
수학식 77
Figure PCTKR2014009958-appb-M000077
수학식 78
Figure PCTKR2014009958-appb-M000078
수학식 79
Figure PCTKR2014009958-appb-M000079
수학식 74 내지 79에서 나타내듯이, 그들은 주어진 회로 매개 변수에 대해 무차원(dimensionless) 변수인 α(= Cr / CS), n 및 D의 함수이다. n과 관련하여, 모든 파라미터는 n<1에 대하여 심각해지며, 더 큰 n에 대하여 이루어진 성능 향상은 n>3인 경우에는 성능 향상이 오히려 악화된다. 따라서, 최적의 값은 1<n<3에 존재하며, 바람직하게는 n = 2이다. 이와 유사하게, α가 1 미만인 경우 전압 스트레스는 높으며, α > 3 인 경우 γTr, γTf는 작다. 따라서, 최적의 값은 1 <α< 3에서 존재하며 바람직하게는 α = 2이다. 이 최적값들은 디자인 상의 선호 사항뿐만 아니라 다른 동작 듀티 사이클 및 스위칭 시간에 따라 변할 수 있다.
능동 스위치 컨버터를 구현하는 것은 단순히 비용 절감을 의미하는 것이 아니라, 게이트 드라이버의 데드 타임과 부동 그라운드를 확실히 하는 멀티 스위칭 문제를 방지할 수 있도록 한다. 소프트 스위칭 기술의 과도한 전압 및/또는 전류 스트레스의 단점은 고전력 응용에서의 사용을 막는 요인이 된다. 종래의 컨버터는 하드 스위칭 특성이라는 가장 큰 단점을 제외하고 위와 같은 문제가 발생하지 않는다. 따라서, 큰 전압 및/또는 전류 스트레스 없이 기존의 하드 스위칭 컨버터와 동일한 동작 특성을 갖는 능동 스위치의 소프트 스위칭 컨버터(100)는 새로운 스위칭 기술이다.
이상의 설명을 정리하면 스위칭 컨버터(100)는 다음과 같은 특징을 갖는다.
1. 스위칭 컨버터(100)는 능동 스위치가 켜질 때 탭인덕터의 누설인덕턴스를 이용하여 ZCS 동작을 하며, 능동 스위치가 꺼질 때는 누설 인덕턴스의 에너지가 다이오드를 통해 스너버 커패시터로 전달되어 ZVS 동작을 가능하게 한다.
2. 스너버 커패시터에 저장된 에너지는 탭인덕터의 끝단에 연결된 리커버리 커패시터로 전달된 후 출력단으로 방전된다.
3. 이전의 하드스위칭 회로의 장점처럼 스위칭 컨버터(100)는 ZVZCS 소프트 스위칭 범위가 출력 조건에 따라 제한되지 않는다.
4. 출력 다이오드를 제외한 모든 소자의 전압 스트레스가 출력전압보다 작다.
5. 능동 스위치는 입출력 전압, 부하조건 등과 무관하게 켜지고 꺼질 수 있다.
6. 주요 스위치들(스위치 Q, 출력다이오드 D0)을 제외한 모든 다이오드 및 커패시터는 스너버 회로의 일종이므로 rms 전류 스트레스가 낮다.
7. 컨버터가 연속전류모드(CCM)에서 동작할 때, DC 입출력 이득은 출력전류 및 스위칭 주파수와 같은 동작조건에 둔감하며, 듀티 사이클에 의해 주로 결정된다.
8. 모든 다이오드가 ZCS 혹은 ZVS 턴오프 되므로, 다이오드들의 리버스 리커버리 현상을 무시할 수 있어 기생 순환현상(Parastic Ringing)이 발생하지 않는다.
여기서 스위칭 컨버터(100)가 CCM에서 동작하는 것으로 가정하였으나, DCM(Discontinuous Current Mode)에서도 작동 가능하다.
도 21은 DCM 동작을 위한 제1모드 내지 제6모드를 도시한 도면이고, 도 22는 DCM 동작을 위한 제7모드 내지 제12모드를 도시한 도면이다.
도 21에서, 제1모드(mode1) 내지 제5모드(mode5)는 각각 도 3 내지 도 5의 모드1 내지 모드 3과 도 7 내지 도 8의 모드4B 및 모드5와 각각 유사하게 동작하고, 도 22에서, 제10모드(mode10) 내지 제12모드(mode12)는 각각 도 10 내지 도 12의 모드7 내지 모드9와 유사한 동작을 한다.
도 23은 도 21 내지 도 22의 동작모드에 대응되는 ZVZCS 스위칭 컨버터(100)의 스위칭 파형을 도시한 도면이고, 도 24는 DCM 동작에서의 동작모드의 상태변화를 도시한 도면이다.
도 23 및 도 24에 도시하듯이, DCM 동작에서, 제1모드 내지 제4모드는 능동 스위치가 오프 전환하기 위한 것이며, 제5모드는 능동 스위치가 오프 상태인 모드이고, 제10모드 내지 제11모드는 능동 스위치가 온 전환하기 위한 모드이고, 제12모드는 능동 스위치가 온 상태인 모드이다. 한편, 도 24에 도시하듯이, 도 14의 CCM에서의 상태변화와 비교할 때 DCM에서는 제6모드 내지 제9모드에서 차이가 있음을 알 수 있다. 여기서, 능동 스위치가 오프 상태인 모드에서 온 전환하는 모드 사이에, 자화전류 im이 0이 된 후에 몇몇의 반복적인 L-C 공명과 함께 DCM 천이(DCM Transient)가 일어난다.
본 실시예에 따른 컨버터(100)의 DCM 동작에 따른 평균 정적 특성은, 기존의 일반적인 탭-인덕터 부스트 컨버터에서와 같이 수학식 80에 의해 평균 듀티 사이클 D에 의해 단순히 결정된다. 여기서 Doff는 출력 다이오드 D0가 도통하는 시간 비율에 의해 수학식 81과 같이 정의된다.
수학식 80
Figure PCTKR2014009958-appb-M000080
수학식 81
Figure PCTKR2014009958-appb-M000081
이하, DCM 동작에서의 제1모드 내지 제12모드에 대해 설명한다.
제1모드[t0, t1]: Q 스위치가 막 오프가 되었을 때, 누설 전류 ia가 스너버 커패시터 Cs로 흐르고, Cs의 전압 vs가 0으로부터 증가하여 Q의 ZVS 스위칭이 이루어진다.
제2모드[t1, t2]: 클램프 다이오드 D3가 턴 온 되는 경우, 회복 커패시터 전압 vr은 감소하기 시작하며 스너버 커패시터 전압 vs는 증가한다.
제3모드[t2, t3]: t2에서, vs가 VL까지 증가함에 따라 링크 다이오드 D2는 턴 온 된다. 결국, 부하 조건에 따라서, 모드 4A에 대응되어 ia가 제로가 되거나 또는 모드 4B에 대응되어 vr이 제로가 된다.
제4모드[t3, t4]: 모드4A 동안에, 다이오드 D1과 D2는 이제 막 턴 오프되고 일정한 Im1으로 유지되는 자화 전류 im은 vr이 0이 될 때까지 Cr로 흐른다. 회복 커패시터 전압 vr은 0이 되고, 출력 다이오드 D0는 모드 4B에 대해 이제 막 턴 온 된다.
제5모드[t4, t5]: t4에서, 모드 턴 오프 전환은 완료되고, 출력 다이오드 D0는 턴 온 상태를 유지하여 자화전류 im을 부하단으로 전달한다.
제6모드[t5, t6]: t5에서, 출력 다이오드 전류 i0는 0에 다다른다. 링크 다이오드 D2는 턴 온이 되어 인덕턴스 Lm, Lb와 커패시터 Cs, Cr로 이루어진 직렬 공진회로가 초래한다.
제7모드[t6, t7]: t6에서, 공진 전류는 0으로 감소하고 스너버 커패시터 전압 vs는 다시 증가한다.
제8모드[t7, t8]: t7에서, 클램프 다이오드 D3가 턴온 됨에 따라 회복 커패시터 전압 vr은 감소하기 시작한다.
제9모드[t8, t9]: t8에서, 제6모드 내지 제8모드는 종료된다. 모드 다이오드와 스위치는 잠시동안 완전히 턴 오프된다.
제10모드[t9, t10]: t9에서, 외부 턴 온 명령에 의해 스위치 Q는 턴 온 된다. 스위치 전류 iQ는 0으로 감소하여 ZCS 턴온을 야기한다. 링크 다이오드 D2는 턴 온 되어 누설 인덕턴스 La, Lb와 커패시터 Cs, Cr로 구성된 직렬 공진회로를 초래한다.
제11모드[t10, t11]: t10에서, 스너버 다이오드 D1은 턴 온되고 스너버 커패시터 Cs는 공진 루프부터 제외된다.
제12모드[t11, t12]: t11에서, 공진전류 ir은 0에 도달하고, D1 및 D2에 대하여 ZCS가 달성된다. 이때 Q는 혼자 턴온 되고 다른 모든 다이오드들은 잠시동안 완전히 턴 오프 된다.
표 2는 DCM에서 스위칭 컨버터(100)의 모든 구성 요소에 대한 최대 정격 전압과 최대 정격 전류를 나열한 것이다.
표 2
Figure PCTKR2014009958-appb-T000002
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따른 ZVZCS 스위칭 컨버터(2500)를 도시한 도면이다.
본 발명은 도 1 및 2에서 도시한 바와 같은 부스트 타입 컨버터 이외에도 도 25와 같은 벅 부스트 타입의 컨버터에 적용할 수 있으며, 본 발명은 이에 한정되지 않고 다양한 형태의 컨버터에 확장되어 적용 가능하다.
도 25과 도 2를 비교하면, 부하 저항(RL, RL2) 및 부하 커패시터(CL, CL2)를 제외하고 나머지 구성요소의 상호 연결은 동일하다. 즉, 도 25의 ZVZCS 스위칭 컨버터(2500)에서 탭인덕터(T), 능동 스위치(Q), 회복 커패시터(Cr), 출력 다이오드(D0), 스너버 다이오드(D1), 스너버 커패시터(Cs), 링크 다이오드(D2), 클램프 다이오드(D3) 및 입력전원(2501)의 연결관계는 도 1의 경우와 동일하다.
또한, 도 2의 부하 저항(RL) 및 부하 커패시터(CL)의 위치와 달리 도 25의 회로에서 제2 부하 커패시터(CL2)는 출력 다이오드(D0)와 클램프 다이오드(D3)의 접점과 입력전원(2501)의 일단 사이에 연결되고, 제2 부하 저항(RL2)은 제2 부하 커패시터(CL2)에 병렬로 연결된다.
이상의 설명은 본 발명 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명 실시예들은 본 발명 실시예의 기술사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명 실시예의 기술사상의 범위가 한정되는 것은 아니다.
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본 특허출원은 2013년 10월 22일 한국에 출원한 특허출원번호 제 10-2013-0126239 호에 대해 미국 특허법 119(a)조(35 U.S.C § 119(a))에 따라 우선권을 주장하면, 그 모든 내용은 참고문헌으로 본 특허출원에 병합된다. 아울러, 본 특허출원은 미국 이외에 국가에 대해서도 위와 동일한 이유로 우선권을 주장하면 그 모든 내용은 참고문헌으로 본 특허출원에 병합된다.

Claims (3)

  1. 입력전원을 컨버팅하여 변환출력을 생성하는 스위칭 컨버터에 있어서,
    1차권선 및 상기 1차권선에 직렬연결된 2차권선을 포함하는 주권선과, 상기 1차권선 및 상기 2차권선 사이의 접점에 탭 연결부를 구비하고, 상기 주권선의 일단에 상기 입력전원의 일단이 연결되는 단권변압기;
    상기 탭 연결부와 상기 입력전원의 타단 사이에 연결된 능동 스위치;
    상기 능동 스위치에 병렬 연결된 스너버회로;
    상기 스너버회로의 출력에 일단이 연결된 링크 다이오드;
    상기 링크 다이오드의 타단과 상기 변환출력의 일단 사이에 위치하는 클램프 다이오드;
    상기 링크 다이오드와 클램프 다이오드 사이의 접점과 상기 주권선의 타단 사이에 연결된 회복 커패시터; 및
    상기 변환출력의 일단과 상기 주권선의 타단 사이에 연결된 출력 다이오드
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스너버회로는,
    상기 탭 연결부와 일단이 연결된 스너버 다이오드; 및
    상기 스너버 다이오드의 타단과 상기 입력전원의 타단 사이에 연결된 스너버 커패시터
    를 포함하고, 상기 스너버 다이오드의 타단이 상기 링크 다이오드의 일단과 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 컨버터는,
    상기 탭연결부와 상기 능동 스위치 사이, 및 상기 주권선의 타단과 상기 출력 다이오드의 사이 중에서 적어도 하나의 위치에 인덕터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105450033A (zh) * 2016-01-06 2016-03-30 航天长峰朝阳电源有限公司 一种链式双桥自耦升压拓扑
CN105515393A (zh) * 2016-01-06 2016-04-20 航天长峰朝阳电源有限公司 一种链式单桥自耦升压拓扑
CN105515394A (zh) * 2016-01-06 2016-04-20 航天长峰朝阳电源有限公司 一种链式单桥自耦降压拓扑
CN109792211A (zh) * 2016-08-25 2019-05-21 费德里科圣玛丽亚科技大学 电能系统中的部分功率转换器(ppc)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4415963A (en) * 1981-04-24 1983-11-15 California Institute Of Technology FET commutated current-FED inverter
JPH0638516A (ja) * 1992-07-15 1994-02-10 Matsushita Electric Works Ltd 電源装置
US5321338A (en) * 1989-06-30 1994-06-14 Hubbell Incorporated Lamp starting circuit
JP2009268323A (ja) * 2008-04-29 2009-11-12 New Japan Radio Co Ltd 昇圧回路
KR20120073705A (ko) * 2010-12-27 2012-07-05 엘지디스플레이 주식회사 디씨-디씨컨버터 및 이를 포함하는 표시장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4415963A (en) * 1981-04-24 1983-11-15 California Institute Of Technology FET commutated current-FED inverter
US5321338A (en) * 1989-06-30 1994-06-14 Hubbell Incorporated Lamp starting circuit
JPH0638516A (ja) * 1992-07-15 1994-02-10 Matsushita Electric Works Ltd 電源装置
JP2009268323A (ja) * 2008-04-29 2009-11-12 New Japan Radio Co Ltd 昇圧回路
KR20120073705A (ko) * 2010-12-27 2012-07-05 엘지디스플레이 주식회사 디씨-디씨컨버터 및 이를 포함하는 표시장치

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105450033A (zh) * 2016-01-06 2016-03-30 航天长峰朝阳电源有限公司 一种链式双桥自耦升压拓扑
CN105515393A (zh) * 2016-01-06 2016-04-20 航天长峰朝阳电源有限公司 一种链式单桥自耦升压拓扑
CN105515394A (zh) * 2016-01-06 2016-04-20 航天长峰朝阳电源有限公司 一种链式单桥自耦降压拓扑
CN109792211A (zh) * 2016-08-25 2019-05-21 费德里科圣玛丽亚科技大学 电能系统中的部分功率转换器(ppc)
CN109792211B (zh) * 2016-08-25 2021-01-26 费德里科圣玛丽亚科技大学 电能系统中的部分功率转换器(ppc)

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