WO2015041121A1 - 近接センサ - Google Patents

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oscillation circuit
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proximity sensor
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Kyushu Institute of Technology NUC
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    • G01V3/101—Electric or magnetic prospecting or detecting; Measuring magnetic field characteristics of the earth, e.g. declination, deviation operating with magnetic or electric fields produced or modified by objects or geological structures or by detecting devices using induction coils by measuring the impedance of the search coil; by measuring features of a resonant circuit comprising the search coil
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
    • H03K17/945—Proximity switches
    • H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector
    • H03K17/952—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils
    • H03K17/9537—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit
    • H03K17/9542—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator
    • H03K17/9545—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator with variable frequency

Definitions

  • the present invention relates to a proximity sensor using radio waves.
  • a human sensor that uses light such as infrared rays requires a predetermined "window" to receive thermal infrared rays emitted from the human body or infrared rays from an infrared light emitting diode and receive the reflected light.
  • a human sensor that detects a change in capacitance which has been widely used for smartphones in recent years, has a very short detection distance.
  • Patent Document 1 There is a sensor that uses radio waves as a sensor that does not require a window like a sensor that uses light such as infrared rays and that can increase the detection distance compared to a sensor that detects a change in capacitance.
  • the sensor disclosed in Patent Document 1 is a kind of sensor using radio waves, and is called a Doppler sensor.
  • the Doppler sensor is a sensor that detects the presence of an object using the Doppler effect.
  • the Doppler sensor uses ultra high frequency waves such as 10 GHz.
  • Such semiconductor elements for handling high frequency radio waves are expensive, and circuit design and mass production are very difficult. For this reason, the application object of a Doppler sensor is limited.
  • the sensor disclosed in Patent Document 2 supplies a frequency having a sufficiently short wavelength with respect to the size of the conductive member from the output oscillator to the conductive member, and radiates microwaves using the conductive member as an antenna.
  • a microwave is radiated by using a conductive member as an antenna
  • a detection target dielectric material
  • a cavity resonance circuit in which the conductive member and the detection target function as an antenna with each other An assumed circuit to be regarded is formed, and the electric field of the electromagnetic wave radiated from the conductive member is reflected or absorbed by the detection target.
  • the electric field of the electromagnetic wave radiated from the conductive member is reflected or absorbed by the detection target, and the influence appears as a change in the output frequency of the output oscillator. Therefore, the detection target can be detected by detecting the shift of the oscillation frequency of the output oscillator and the amplitude of the specific frequency.
  • the sensor disclosed in Patent Document 2 is a microwave with a frequency of a radio wave to be used of 300 MHz to 300 GHz, the circuit becomes expensive, and mass production is difficult.
  • the present invention has been made in view of such a situation, and an object of the present invention is to provide a proximity sensor that can set a detection distance of a detection target freely and inexpensively using a radio wave having a relatively low frequency.
  • a proximity sensor includes a first oscillation circuit that uses a first antenna having an open end as part of an element of a resonance circuit, and a second antenna that has both ends connected to the circuit. As a part of an element of the resonant circuit. Then, a proximity detector that detects a proximity state of an arbitrary detection target based on a frequency difference between the first output signal output from the first oscillation circuit and the second output signal output from the second oscillation circuit is provided.
  • the proximity sensor which can set the detection distance of a detection target freely cheaply using the electromagnetic wave of a comparatively low frequency can be provided.
  • FIG. 2 is a schematic external view of a proximity sensor, frequency characteristics of a helical antenna and a loop antenna before the human body approaches, and frequency characteristics of the helical antenna and the loop antenna when a human body approaches. It is a graph which shows the relationship between the distance of a proximity sensor and a human body, and the frequency of the signal obtained from a mixer.
  • FIG. 1 is a block diagram of a proximity sensor 101 according to an embodiment of the present invention.
  • the proximity sensor 101 according to the embodiment of the present invention can be divided into a first oscillation circuit 102 having a helical antenna 103, a second oscillation circuit having a loop antenna 105, and a signal processing circuit after the mixer 106.
  • the mixer 106, the BPF 107, and the AM detection circuit 108 are based on the first frequency f1 signal output from the first oscillation circuit 102 and the second frequency f2 signal output from the second oscillation circuit 104. It can be considered as a proximity detector that detects the proximity state of an arbitrary detection target.
  • the first oscillation circuit 102 oscillates a signal having the first frequency f1 and emits a radio wave having the first frequency f1 from the helical antenna 103.
  • the first oscillation circuit 102 is also a resonance circuit in which the oscillation frequency changes following a change in the distribution constant of the helical antenna 103.
  • the second oscillation circuit 104 oscillates a signal having the second frequency f2, and emits a radio wave having the second frequency f2 from the loop antenna 105.
  • the second oscillation circuit 104 is also a resonance circuit in which the oscillation frequency changes following the change in the distributed constant of the loop antenna 105.
  • the signal of the first frequency f1 output from the first oscillation circuit 102 and the signal of the second frequency f2 output from the second oscillation circuit 104 are input to the mixer 106, respectively.
  • the mixer 106 is an analog multiplier and outputs a signal of f1 ⁇ f2.
  • the output signal of the mixer 106 is input to a band pass filter (hereinafter abbreviated as “BPF”) 107.
  • BPF 107 extracts the signal
  • a signal in a specific frequency range output from the BPF 107 is subjected to envelope detection by an AM detection circuit 108 made of, for example, a known diode.
  • the noise component is removed through the first LPF 109 which is a low-pass filter (hereinafter abbreviated as “LPF”), and the first output signal is output from the first output terminal 110.
  • LPF low-pass filter
  • FIG. 2A is a circuit diagram of the first oscillation circuit 102.
  • FIG. 2B is an equivalent circuit of a portion surrounded by a dotted line in the circuit diagram of the first oscillation circuit 102.
  • the first oscillation circuit 102 is a well-known base-grounded Colpitts oscillation circuit.
  • the base of the transistor 201 which is an NPN transistor, is supplied with a fixed bias current by the resistors R202 and R203 and is grounded in an AC manner by the capacitor C204.
  • a capacitor C205 and a coil L206 are connected in parallel between the collector of the transistor 201 and the power supply terminal + B.
  • a capacitor C207 is connected between the collector and emitter of the transistor 201.
  • a capacitor C208 and a resistor R209 are connected in parallel between the emitter of the transistor 201 and the ground node.
  • the helical antenna 103 is connected to the collector of the transistor 201 via a capacitor C210.
  • the output signal of the first oscillation circuit 102 is obtained from the collector of the transistor 201 through the capacitor C210.
  • Capacitors C205 and C210, a coil L206, and a helical antenna 103 surrounded by a dotted line portion in FIG. 2A can be regarded as an AC equivalent circuit shown in FIG. 2B.
  • it includes a resistance component R c is the capacitor C 205.
  • the coil L206 and the helical antenna 103 include a resistance component RL .
  • the helical antenna 103 is connected in series with the coil L206, and the inductance changes according to the change of the distributed constant. The change of the distribution constant in the helical antenna 103 is caused by the proximity of a human body or the like.
  • the Colpitts oscillation circuit shown in FIG. 2A can be understood as a coil in which a helical antenna 103 is connected through a capacitor C210 to a coil constituting a resonance circuit of a known Colpitts oscillation circuit.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of the second oscillation circuit 104.
  • FIG. 3B is a circuit diagram of the mixer 106.
  • FIG. 3C is a circuit diagram of the BPF 107.
  • the second oscillation circuit 104 is a well-known Colpitts oscillation circuit. Unlike the Colpitts oscillation circuit of FIG. 2A, capacitors C302 and C303 and a loop antenna 105, that is, a resonance circuit including a coil, are provided between the base and emitter of the transistor 301.
  • the loop antenna 105 is connected between the base of the transistor 301 and the ground node. Further, capacitors C302 and C303 are connected in series with the loop antenna 105 in parallel. The connection point between the capacitors C302 and C303 is connected to the emitter of the transistor 301. A resistor R304 is connected between the emitter of the transistor 301 and the ground node. A resistor R305 is connected between the collector of the transistor 301 and the power supply terminal + B. A resistor R306 is connected between the collector and base of the transistor 301. Therefore, the resistor R306 constitutes a well-known self-bias circuit. The output signal of the second oscillation circuit 104 is obtained from the collector of the transistor 301 through the capacitor C307.
  • the inductance of the loop antenna 105 changes due to the change of the distribution constant.
  • the change of the distribution constant in the loop antenna 105 is caused by the proximity of a human body or the like. That is, the oscillation frequency of the second oscillation circuit 104 changes as the inductance of the loop antenna 105 that forms part of the resonance circuit changes.
  • the Colpitts oscillation circuit is used for the first oscillation circuit 102 and the second oscillation circuit 104, the oscillation circuit is not limited to this. Any oscillation circuit using an LC resonance circuit such as a well-known Hartley oscillation circuit may be used.
  • the output signal of the first oscillation circuit 102 is applied to the first gate of the dual gate FET 311 connected between the resistor R312 and the ground node.
  • the output signal of the second oscillation circuit 104 is applied to the second gate of the dual gate FET 311 connected between the resistor R313 and the ground node. Then, a multiplication output signal is obtained from the drain of the dual gate FET 311 connected to the power supply terminal + B through the resistor R314.
  • a typical BPF 107 is provided with a series resonance circuit of a coil L321 and a capacitor C322 as a first stage on a signal line, and between the other end of the capacitor C322 and a ground node, a coil L323 and a capacitor C324 as a second stage are provided.
  • a parallel resonant circuit is provided.
  • this combination of circuit elements is connected in series as necessary, and the final stage ends with a series resonance circuit (coil L325 and capacitor C326).
  • FIG. 4A is a schematic external view of the proximity sensor 101.
  • FIG. 4B shows frequency characteristics of the helical antenna 103 and the loop antenna 105 before the human body approaches.
  • FIG. 4C shows the frequency characteristics of the helical antenna 103 and the loop antenna 105 when a human body is in proximity.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the distance between the proximity sensor 101 and the human body and the frequency of the signal obtained from the mixer 106.
  • the circuit configuration of the proximity sensor 101 is simple.
  • the proximity sensor 101 can be easily mounted by hand on a substrate approximately 5 cm square. If chip components are used, the proximity sensor 101 can be mounted on a 2.5 cm square substrate. Further, by appropriately selecting the oscillation frequency employed in the first oscillation circuit 102 and the second oscillation circuit 104, the size of the helical antenna 103 and the loop antenna 105 can be reduced.
  • a helical antenna 103 is provided on the inner periphery of the loop antenna 105. Further, for example, by mounting these antennas together with the circuit of the proximity sensor 101 on the flexible substrate, it is possible to achieve miniaturization and improve the yield of mass production.
  • FIG. 4B shows the frequency characteristic P402 of the helical antenna 103 and the frequency characteristic P403 of the loop antenna 105 before the human body 401 approaches.
  • the center frequencies of the helical antenna 103 and the loop antenna 105 coincide with the first oscillation circuit 102 and the second oscillation circuit 104.
  • the first oscillation circuit 102 and the second oscillation circuit 104 are designed to resonate at the same frequency. For this reason, in FIG.
  • the helical antenna 103 and the loop antenna 105 show the same center frequency.
  • the helical antenna 103 has a strong gain in a narrow frequency band as indicated by a curve P402.
  • the loop antenna 105 has a low gain in a wide frequency band as indicated by a curve P403.
  • FIG. 4C shows frequency characteristics of the helical antenna 103 and the loop antenna 105 after the human body 401 comes close.
  • the resonance frequency of the helical antenna 103 decreases as the human body 401 approaches as indicated by the curve P404.
  • the oscillation frequency of the first oscillation circuit 102 changes from f1 to f1 ′.
  • the resonance frequency of the loop antenna 105 increases as the human body 401 approaches.
  • the oscillation frequency of the second oscillation circuit 104 changes from f2 to f2 ′.
  • a graph showing the relationship between the distance between the proximity sensor 101 and the human body 401 and the frequency of the frequency difference signal obtained from the mixer 106 is as shown in FIG. If the frequency f1 that is the oscillation frequency of the first oscillation circuit 102 and the frequency f2 that is the oscillation frequency of the second oscillation circuit 104 are set to the same frequency, the frequency difference signal
  • ( f2-f1) is zero in principle.
  • the frequency f1 of the first oscillation circuit 102 decreases with a large frequency fluctuation
  • the frequency difference signal f2-f1 appears as a signal having a predetermined frequency.
  • the frequency difference signal f2-f1 reaches a predetermined frequency.
  • the graph shown in FIG. 5 is represented by a curve close to a linear function.
  • shaft of FIG. 5 is a common logarithm display of a frequency.
  • the proximity sensor 101 can obtain an appropriate detection output signal corresponding to the distance of the human body 401 with respect to the proximity sensor 101.
  • the passband of the BPF 107 is ⁇ fa, which is a frequency at which the frequency difference signal f2-f1 clearly appears when the human body 401 approaches the predetermined distance from the proximity sensor 101, and when the human body 401 is sufficiently close to the proximity sensor 101. If the frequency difference signal f2-f1 is set to include ⁇ fb, when the frequency difference signal f2-f1 is in the range of ⁇ fa to ⁇ fb, the BPF 107 outputs a significant gain output signal.
  • the proximity sensor 101 can appropriately detect the state in which the human body 401 is close to a predetermined distance and output it as the first output signal. Further, the pass band of the BPF 107 is correlated with the distance of the human body 401 with respect to the proximity sensor 101. Therefore, the detection distance of the human body 401 with respect to the proximity sensor 101 can be freely set depending on the setting of the pass band of the BPF 107.
  • a prototype of the proximity sensor 101 was manufactured in which the oscillation frequency f1 of the first oscillation circuit 102 and the oscillation frequency f2 of the second oscillation circuit 104 were set to 120 MHz. Then, when the human body 401 comes close to the prototype helical antenna 103 and the loop antenna 105 by about 1 m, the oscillation frequency f1 ′ of the first oscillation circuit 102 decreases to about 119 MHz, and the oscillation frequency f2 ′ of the second oscillation circuit 104 becomes 120. It rose to about 2MHz. For this reason, the frequency difference signal f2'-f1 'appears as a signal having a frequency of about 1 MHz, and the prototype can detect the presence of the human body 401 significantly.
  • the frequency of the frequency difference signal f2-f1 is preferably below the detection limit of the BPF 107.
  • the frequency of the frequency difference signal f2-f1 is desirably 100 kHz or less, preferably less than 50 kHz.
  • the proximity sensor 101 obtains the first output signal from the first output terminal 110 according to the distance between the helical antenna 103 and the loop antenna 105 and the human body 401 through the BPF 107 and the AM detection circuit 108.
  • the FM detection circuit 111 outputs a signal corresponding to a change in frequency and phase of the frequency difference signal f2-f1. That is, the FM detection circuit 111 outputs a signal corresponding to the moving speed of the human body 401, not the distance between the helical antenna 103 and the loop antenna 105 and the human body 401.
  • this signal is input to the microcomputer 113 including the A / D converter together with the first output signal. Then, while the first output signal indicates logic “true”, the voltage of the signal obtained from the second LPF 112 is compared with a predetermined threshold value. Then, when a human hand is within a predetermined distance range from the helical antenna 103 and the loop antenna 105, a second output signal indicating a determination result corresponding to the moving speed of the hand is obtained from the second output terminal 114. be able to.
  • the proximity sensor 101 it is possible to change the operation of the application of the proximity sensor 101 such that a relatively dark room light is turned on when the hand is slowly approached, and a bright room light is turned on when the hand is approached quickly. Since the movement of the human body 401 can be detected from the output signal of the FM detection circuit 111, the output signal of the FM detection circuit 111 is binarized by an LPF and a comparator, and the movement of the human body 401 during sleep is measured. It can be used as a sensor.
  • the FM detection circuit 111 when the FM detection circuit 111 outputs a significant output signal, it means that the human body 401 that is the detection target is close. Therefore, the output signal of the FM detection circuit 111 is not treated as an analog voltage, but as a digital logic signal, and a logical product of the first output signal of the AM detection circuit 108 and the output signal of the FM detection circuit 111 is output as a second output. By outputting as a signal, it can be expected to reduce the influence of noise mixed in the first output signal of the AM detection circuit 108 due to reflection of radio waves, external noise, and the like.
  • the microcomputer 113 functions as a logic signal output unit (AND gate) that outputs a logical product of the first output signal of the AM detection circuit 108 and the output signal of the FM detection circuit 111.
  • the first BPF outputs the frequency difference signal f2-f1 when the distance of the human body 401 from the helical antenna 103 and the loop antenna 105 is in the range of 1 m to 50 cm. Design the amount of attenuation appropriately. Then, the second BPF attenuates at the BPF bandwidth and the stop frequency so as to output the frequency difference signal f2-f1 when the distance of the human body 401 to the helical antenna 103 and the loop antenna 105 is within a range of 30 cm. Design the quantity appropriately.
  • the first AM detection circuit 108 is connected after the first BPF, and the second AM detection circuit 108 is connected after the second BPF. Then, different output signals are obtained by the first AM detection circuit 108 and the second AM detection circuit 108 according to the distance of the human body 401 to the helical antenna 103 and the loop antenna 105. Further, when a timer is started based on the signal obtained from the first AM detection circuit 108 and the time difference of the signal obtained from the second AM detection circuit 108 is measured, a procedure similar to the above-described FM detection circuit 111 is performed. It is also possible to obtain a determination result according to the moving speed.
  • an LPF that removes the f1 + f2 signal from the output of the mixer 106 is provided, and then the distance of the human body 401 to the helical antenna 103 and the loop antenna 105 is determined using a well-known FFT (Fast Fourier Transform). The presence or absence of a corresponding specific frequency component may be detected.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the proximity sensor 101 in the above-described embodiment causes the first oscillation circuit 102 and the second oscillation circuit 104 to oscillate at substantially the same frequency, and when the human body 401 approaches the helical antenna 103 and the loop antenna 105, This is a mechanism for detecting the frequency difference signal f2-f1 that appears when each oscillation frequency changes.
  • the respective oscillation frequencies change. You may comprise so that the difference in frequency may approximate zero.
  • the oscillation frequency of the second oscillation circuit 104 is set lower than the oscillation frequency of the first oscillation circuit 102.
  • This frequency difference signal f2-f1 is not shown when the human body 401 comes close to the helical antenna 103 and the loop antenna 105, but instead of the first LPF 109 and at the subsequent stage of the FM detection circuit 111. Is provided with a high-pass filter (HPF) instead of the second LPF 112.
  • HPF high-pass filter
  • the helical antenna 103 that is, the first oscillation circuit 102 that uses an antenna having an open end as a part of the element of the resonance circuit
  • the loop antenna 105 that is, does not have an open end and both ends are in the circuit.
  • the proximity sensor 101 has been described in which the second oscillation circuit 104 that uses the connected antenna as a part of the element of the resonance circuit is oscillated at substantially the same frequency.
  • the first oscillation circuit 102 connected to the helical antenna 103 is connected to the loop antenna 105, whereas the oscillation frequency decreases.
  • the second oscillation circuit 104 having a higher oscillation frequency.
  • the change in the oscillation frequency in each oscillation circuit is extracted by the BPF 107 after a frequency difference signal is generated by the mixer 106 (multiplier).
  • the frequency of the extracted frequency difference signal increases as the distance of the human body 401 from the helical antenna 103 and the loop antenna 105 decreases.
  • this signal is extracted by the BPF 107, it is used for proximity detection through envelope detection.
  • a signal corresponding to the distance of the human body 401 from the helical antenna 103 and the loop antenna 105 can be obtained.
  • the proximity sensor 101 of the present embodiment has a signal frequency as low as about several tens to several hundreds of MHz compared to the conventional Doppler sensor. For this reason, the price of a circuit element is low, for example, an inexpensive small signal transistor can be used. In addition, since the frequency of the signal to be handled is low, it is easy to mount a circuit including the BPF 107. Furthermore, the proximity sensor 101 of the present embodiment has an extremely small circuit scale as compared with a conventional Doppler sensor. As is well known, the AM detection circuit 108 may be a single diode.
  • the semiconductor elements excluding the diodes necessary for mounting the proximity sensor 101 of this embodiment are one transistor 201 in the first oscillation circuit 102 and one transistor 301 in the second oscillation circuit 104.
  • One dual gate FET 311 is required for the mixer 106, which is a total of three. Therefore, it can be manufactured at low cost and mass production is easy.
  • the proximity sensor 101 of the present embodiment is not used for irradiating a measurement object with radio waves.
  • the proximity sensor 101 of this embodiment only detects changes in the antenna distribution constant. That is, both the first oscillation circuit 102 and the second oscillation circuit 104 do not require power for emitting radio waves. Therefore, the power consumption is extremely small as compared with the conventional Doppler sensor. Also in this respect, the proximity sensor 101 of this embodiment can use an inexpensive semiconductor element. Further, since the frequency difference signal of the two oscillation circuits is detected, the frequency drift based on the change of the circuit constant accompanying the temperature change is canceled when it passes through the mixer 106. Therefore, in principle, there is very little temperature fluctuation, so it is resistant to temperature fluctuation, robust, easy to handle, and has a wide range of applications.
  • Each of the above-described configurations, functions, processing units, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit. Further, each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software for interpreting and executing a program that realizes each function by the processor. Information such as programs, tables, and files that realize each function should be held in memory, hard disk, volatile or non-volatile storage such as SSD (Solid State Drive), or recording media such as IC cards and optical disks. Can do.
  • the control lines and information lines are those that are considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.

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Abstract

　ヘリカルアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第一発振回路と、ループアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第二発振回路とを、それぞれほぼ同一の周波数で発振させる。ヘリカルアンテナとループアンテナに人体が近接すると、第一発振回路と第二発振回路との周波数差が大きくなる。この周波数差をＢＰＦで抽出する。

Description

近接センサ
　本発明は、電波を用いる近接センサに関する。
　人体が任意の対象物に近づいたことを検出する近接センサは、その検出方法によって多種多様なものが存在する。
　赤外線等の光を用いる人感センサは、受光素子が人体から発される熱赤外線や、あるいは赤外線発光ダイオードから赤外線を人体に照射し、その反射光を受光するために所定の「窓」を必要とする。
　一方、近年スマートフォン等に広く用いられている、静電容量の変化を検出する人感センサは、検出距離が極めて短い。
特開２００４－２５７８４８号公報 特開２００５－１３４２３６号公報
　赤外線等の光を用いるセンサのように窓を用意する必要がなく、かつ静電容量の変化を検出するセンサと比べて検出距離を長くできるセンサとして、電波を用いるセンサがある。（例えば、特許文献１参照）
　特許文献１に開示されるセンサは、電波を用いたセンサの一種であり、ドップラーセンサと呼ばれるものである。ドップラーセンサはその名称の通り、ドップラー効果を利用して対象物の存在等を検出するセンサである。
　しかしながら、ドップラーセンサは例えば１０ＧＨｚ等の、極超短波を使用する。このような高い周波数の電波を扱うための半導体素子は高価であり、また回路設計及び量産も非常に難しい。このため、ドップラーセンサの適用対象は限られている。
　特許文献２に開示されるセンサは、導電性部材の大きさに対し十分波長が短い周波数を出力発振器から導電性部材に供給し、導電性部材をアンテナとしてマイクロ波を放射する。導電性部材をアンテナとしてマイクロ波を放射したとき、そのマイクロ波の放射されている領域に検出対象（誘電体）が近づくと、導電性部材と検出対象が互いをアンテナと機能する空洞共振回路と見做される見做し回路を形成し、導電性部材から放射された電磁波の電界が、前記検出対象で反射あるいは吸収される。この見做し回路において、導電性部材から放射された電磁波の電界が、検出対象で反射あるいは吸収され、その影響が出力発振器の出力周波数の変化となって現れる。したがって、出力発振器の発振周波数の偏移（シフト）、特定周波数の振幅を検出することにより、検出対象を検出することができる。しかしながら特許文献２に開示されるセンサは、使用する電波の周波数が３００ＭＨｚから３００ＧＨｚのマイクロ波であり、回路が高価になり、量産も難しい。
　本発明は係る状況に鑑みてなされたものであり、比較的低い周波数の電波を用いて、安価に、しかも検出対象の検出距離を自由に設定できる近接センサを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の近接センサは、開放端を有する第一のアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第一発振回路と、両端が回路に接続される第二のアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第二発振回路とを具備する。そして、第一発振回路が出力する第一の出力信号と、第二発振回路が出力する第二の出力信号の周波数差に基づいて任意の検出対象の近接状態を検出する近接検出部を設ける。
　本発明によれば、比較的低い周波数の電波を用いて、安価に、しかも検出対象の検出距離を自由に設定できる近接センサを提供できる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の実施形態に係る、近接センサのブロック図である。 第一発振回路の回路図と、一部分の等価回路である。 第二発振回路の回路図と、ミキサの回路図と、ＢＰＦの回路図である。 近接センサの概略的外観図と、人体が近接する前の、ヘリカルアンテナ及びループアンテナの周波数特性と、人体が近接した時の、ヘリカルアンテナ及びループアンテナの周波数特性である。 近接センサと人体との距離と、ミキサから得られる信号の周波数との関係を示すグラフである。
　［近接センサ１０１の全体構成］
　図１は、本発明の実施形態に係る、近接センサ１０１のブロック図である。
　本発明の実施形態に係る近接センサ１０１は、ヘリカルアンテナ１０３を有する第一発振回路１０２と、ループアンテナ１０５を有する第二発振回路と、ミキサ１０６以降の信号処理回路に分けることができる。
　ミキサ１０６、ＢＰＦ１０７、そしてＡＭ検波回路１０８は、第一発振回路１０２から出力される第一の周波数ｆ１の信号と、第二発振回路１０４から出力される第二の周波数ｆ２の信号に基づいて、任意の検出対象の近接状態を検出する近接検出部と考えることができる。
　第一発振回路１０２は、第一の周波数ｆ１の信号を発振して、ヘリカルアンテナ１０３から第一の周波数ｆ１の電波を発する。なお、第一発振回路１０２は、ヘリカルアンテナ１０３の分布定数の変化に追従して発振周波数が変わる、共振回路でもある。
　第二発振回路１０４は、第二の周波数ｆ２の信号を発振して、ループアンテナ１０５から第二の周波数ｆ２の電波を発する。なお、第二発振回路１０４は、ループアンテナ１０５の分布定数の変化に追従して発振周波数が変わる、共振回路でもある。
　第一発振回路１０２から出力される第一の周波数ｆ１の信号と、第二発振回路１０４から出力される第二の周波数ｆ２の信号は、それぞれミキサ１０６に入力される。ミキサ１０６はアナログ乗算器であり、ｆ１±ｆ２の信号を出力する。
　ミキサ１０６の出力信号はバンドパスフィルタ（以下「ＢＰＦ」と略）１０７に入力される。ＢＰＦ１０７は、ｆ１±ｆ２の信号から｜ｆ１－ｆ２｜の信号を取り出す。
　ＢＰＦ１０７から出力される、特定の周波数範囲の信号は、例えば周知のダイオードよりなるＡＭ検波回路１０８によって包絡線検波が行われる。そして、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」と略）である第一ＬＰＦ１０９を通じてノイズ成分が除去され、第一出力端子１１０から第一出力信号が出力される。
　以上が、本発明の実施形態に係る、近接センサ１０１の基本構成である。なお、ＦＭ検波回路１１１、第二ＬＰＦ１１２、マイコン１１３及び第二出力端子１１４の構成及び動作説明は後述する。
　［第一発振回路１０２の具体例］
　図２Ａは、第一発振回路１０２の回路図である。図２Ｂは、第一発振回路１０２の回路図中、点線で囲んだ部分の等価回路である。
　第一発振回路１０２は、周知のベース接地型コルピッツ発振回路である。
　ＮＰＮトランジスタであるトランジスタ２０１のベースは、抵抗Ｒ２０２とＲ２０３によって固定バイアス電流が供給されると共に、コンデンサＣ２０４によって交流的に接地されている。
　トランジスタ２０１のコレクタと電源端子＋Ｂとの間には、コンデンサＣ２０５とコイルＬ２０６が並列接続されている。
　トランジスタ２０１のコレクタとエミッタとの間には、コンデンサＣ２０７が接続されている。
　トランジスタ２０１のエミッタと接地ノードとの間には、コンデンサＣ２０８と抵抗Ｒ２０９が並列接続されている。
　トランジスタ２０１のコレクタには、コンデンサＣ２１０を介してヘリカルアンテナ１０３が接続されている。
　第一発振回路１０２の出力信号は、トランジスタ２０１のコレクタからコンデンサＣ２１０を通じて得られる。
　図２Ａの点線部分で囲まれた、コンデンサＣ２０５とＣ２１０とコイルＬ２０６とヘリカルアンテナ１０３は、図２Ｂに示す交流等価回路として見做すことができる。
　図２Ｂ中、コンデンサＣ２０５には抵抗成分Ｒｃが含まれている。また、コイルＬ２０６とヘリカルアンテナ１０３には抵抗成分ＲＬが含まれている。
　ヘリカルアンテナ１０３はコイルＬ２０６と直列接続され、分布定数の変化によってインダクタンスが変化する。ヘリカルアンテナ１０３における分布定数の変化は、人体等が近接することによって引き起こされる。すなわち、共振回路の一部をなすコイルＬ２０６とヘリカルアンテナ１０３のうち、ヘリカルアンテナ１０３のインダクタンスが変化することで、第一発振回路１０２の発振周波数は変化する。
　図２Ａに示すコルピッツ発振回路は、周知のコルピッツ発振回路の共振回路を構成するコイルに、コンデンサＣ２１０を通じてヘリカルアンテナ１０３を接続したものと解することができる。
　［第二発振回路１０４、ミキサ１０６及びＢＰＦ１０７の具体例］
　図３Ａは、第二発振回路１０４の回路図である。図３Ｂは、ミキサ１０６の回路図である。図３Ｃは、ＢＰＦ１０７の回路図である。
　先ず、図３Ａを参照して、第二発振回路１０４の構成を説明する。
　第二発振回路１０４は、周知のコルピッツ発振回路である。図２Ａのコルピッツ発振回路とは異なり、トランジスタ３０１のベース－エミッタ間にコンデンサＣ３０２とＣ３０３とループアンテナ１０５、すなわちコイルによる共振回路が設けられている。
　ループアンテナ１０５はトランジスタ３０１のベースと接地ノードとの間に接続されている。また、ループアンテナ１０５と並列に、コンデンサＣ３０２とＣ３０３が直列接続されている。そして、コンデンサＣ３０２とＣ３０３の接続点はトランジスタ３０１のエミッタに接続されている。トランジスタ３０１のエミッタと接地ノードとの間には、抵抗Ｒ３０４が接続されている。
　トランジスタ３０１のコレクタと電源端子＋Ｂとの間には、抵抗Ｒ３０５が接続されている。また、トランジスタ３０１のコレクタ－ベース間には抵抗Ｒ３０６が接続されており、したがって抵抗Ｒ３０６は周知の自己バイアス回路を構成する。
　第二発振回路１０４の出力信号は、トランジスタ３０１のコレクタからコンデンサＣ３０７を通じて得られる。
　図３Ａ中、ループアンテナ１０５は分布定数の変化によってインダクタンスが変化する。ループアンテナ１０５における分布定数の変化は、人体等が近接することによって引き起こされる。すなわち、共振回路の一部をなすループアンテナ１０５のインダクタンスが変化することで、第二発振回路１０４の発振周波数は変化する。
　なお、第一発振回路１０２及び第二発振回路１０４はコルピッツ発振回路を用いたが、発振回路はこれに限られない。周知のハートレー発振回路等、ＬＣ共振回路を用いる発振回路であればよい。
　次に、図３Ｂを参照して、ミキサ１０６の構成を説明する。
　ミキサ１０６は多種多様な実施態様が考えられるが、高周波において容易に実現できるものは、図３Ｂに示すデュアルゲートＦＥＴ３１１である。
　抵抗Ｒ３１２が接地ノードとの間に接続されているデュアルゲートＦＥＴ３１１の第一ゲートには、第一発振回路１０２の出力信号が印加される。
　抵抗Ｒ３１３が接地ノードとの間に接続されているデュアルゲートＦＥＴ３１１の第二ゲートには、第二発振回路１０４の出力信号が印加される。
　すると、抵抗Ｒ３１４を通じて電源端子＋Ｂに接続されているデュアルゲートＦＥＴ３１１のドレインから乗算出力信号が得られる。
　次に、図３Ｃを参照して、ＢＰＦ１０７の構成を説明する。
　典型的なＢＰＦ１０７は、信号線路に一段目となるコイルＬ３２１とコンデンサＣ３２２の直列共振回路が設けられ、コンデンサＣ３２２の他端と接地ノードとの間には二段目となるコイルＬ３２３とコンデンサＣ３２４の並列共振回路が設けられる。以下、この回路素子の組み合わせが必要に応じて直列接続され、最後の段は直列共振回路（コイルＬ３２５及びコンデンサＣ３２６）で終わる。
　［近接センサ１０１の動作］
　図４Ａは、近接センサ１０１の概略的外観図である。
　図４Ｂは、人体が近接する前の、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５の周波数特性である。
　図４Ｃは、人体が近接した時の、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５の周波数特性である。
　図５は、近接センサ１０１と人体との距離と、ミキサ１０６から得られる信号の周波数との関係を示すグラフである。
　先ず、図４Ａを参照して、近接センサ１０１の構成を説明する。
　図１から図３Ｃ迄の説明によって、近接センサ１０１の回路構成は簡素なものであることが判る。近接センサ１０１は、およそ５ｃｍ四方の基板上に、手作業でも容易に実装できる。チップ部品を使用すれば、近接センサ１０１は２．５ｃｍ四方の基板上でも実装可能である。また、第一発振回路１０２及び第二発振回路１０４にて採用する発振周波数を適切に選択することで、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５の大きさも小さくすることができる。
　人体の近接状態を的確に検出するため、これら二つのアンテナは、回路基板からあまり離れていない場所にあることが望ましい。図４Ａに示す近接センサ１０１では、ループアンテナ１０５の内周にヘリカルアンテナ１０３が設けられている。また、例えば、フレキシブル基板上に近接センサ１０１の回路と共にこれらアンテナも実装することで、小型化を達成すると共に、量産の歩留まりも向上できる。
　図４Ａに示すように構成された近接センサ１０１に対し、人体４０１が遠方から徐々に近づくと、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５の周波数特性が変化する。
　図４Ｂは、人体４０１が近接する前の、ヘリカルアンテナ１０３の周波数特性Ｐ４０２と、ループアンテナ１０５の周波数特性Ｐ４０３を示す。なお、説明を簡単にするために、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５の中心周波数と、第一発振回路１０２と第二発振回路１０４が一致しているものと仮定する。
　本発明の実施形態に係る近接センサ１０１において、第一発振回路１０２と第二発振回路１０４は同じ周波数で共振するように設計されている。このため、図４Ｂではヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５が同じ中心周波数を示している。図４Ｂ中、ヘリカルアンテナ１０３は曲線Ｐ４０２に示されるように、狭い周波数帯域で強いゲインを持つ。一方、ループアンテナ１０５は曲線Ｐ４０３に示されるように、広い周波数帯域で低いゲインを持つ。
　次に、図４Ｃは、人体４０１が近接した後の、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５の周波数特性である。
　図４Ｃ中、ヘリカルアンテナ１０３は曲線Ｐ４０４に示されるように、人体４０１が近接すると共振周波数が低くなる。このため、第一発振回路１０２の発振周波数はｆ１からｆ１’に変化する。この時の周波数移動幅Δｆ１（＝ｆ１－ｆ１’）は比較的大きい。
　これに対し、ループアンテナ１０５は曲線Ｐ４０５に示されるように、人体４０１が近接すると共振周波数が高くなる。このため、第二発振回路１０４の発振周波数はｆ２からｆ２’に変化する。この時の周波数移動幅Δｆ２（＝ｆ２’－ｆ２）はΔｆ１と比べると小さい。
　人間は水分を多く含む誘電体である。この誘電体がループアンテナに近づくと、ループアンテナのインダクタンスが下がる。インダクタンスが下がれば、ループアンテナの共振周波数は高くなる。ループアンテナと誘電体との距離に対する共振周波数の変化については、「携帯端末装置とそのｒｆｉｄアンテナ共振周波数調整方法」ＷＯ２０１３／８９１９５号公報にも記載されている。
　一方、誘電体がヘリカルアンテナ等、開放端を有するアンテナに近づくと、アンテナを取り巻く空間のキャパシタンスが上がる。キャパシタンスが上がれば、開放端を有するアンテナの共振周波数は低くなる。開放端を有するアンテナと誘電体との距離に対する共振周波数の変化については、「アンテナ装置」ＷＯ２０１０／４７０３２号公報にも記載されている。
　以上のことから、近接センサ１０１と人体４０１との距離と、ミキサ１０６から得られる周波数差信号の周波数との関係をグラフにすると、図５のようになる。
　第一発振回路１０２の発振周波数である周波数ｆ１及び第二発振回路１０４の発振周波数である周波数ｆ２を同じ周波数に設定しておくと、ミキサ１０６から得られる信号のうち、周波数差信号｜ｆ１－ｆ２｜（＝ｆ２－ｆ１）は、原理的にはゼロとなる。そして、人体４０１が近接センサ１０１に近接することによって、第一発振回路１０２の周波数ｆ１は大きな周波数変動を伴って低くなり、第二発振回路１０４の周波数ｆ２は小さな周波数変動を伴って高くなる。すなわち、周波数差信号ｆ２－ｆ１が所定の周波数の信号となって表れる。最終的に、近接センサ１０１のヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５と人体４０１との距離がゼロになると、周波数差信号ｆ２－ｆ１は所定の周波数に至る。このため、図５に示すグラフは一次関数に近い曲線で表される。
　なお、図５の縦軸は周波数の常用対数表示である。
　ＢＰＦ１０７の中心周波数及び帯域幅、すなわち通過帯域を適切に設定すると、近接センサ１０１は、近接センサ１０１に対する人体４０１の距離に応じた、適切な検出出力信号を得ることができる。
　ＢＰＦ１０７の通過帯域を、人体４０１が近接センサ１０１に対し、所定の距離に近づくことによって周波数差信号ｆ２－ｆ１が明確に現れる周波数であるΔｆａと、人体４０１が十分近接センサ１０１に近接した場合の周波数差信号ｆ２－ｆ１の周波数であるΔｆｂを含むように設定すると、周波数差信号ｆ２－ｆ１がΔｆａからΔｆｂの範囲にある時、ＢＰＦ１０７は有意なゲインの出力信号を出力する。この、ＢＰＦ１０７の出力信号をＡＭ検波回路１０８でＡＭ検波して、ノイズ成分をＬＰＦで除去すると、人体４０１が近接した状態を示す論理信号として利用可能な信号が得られる。したがって、近接センサ１０１は人体４０１が所定の距離に近接した状態を適切に検出し、第一出力信号として出力できる。
　更に、ＢＰＦ１０７の通過帯域は、近接センサ１０１に対する人体４０１の距離と相関性がある。したがって、ＢＰＦ１０７の通過帯域の設定次第で、近接センサ１０１に対する人体４０１の検出距離を自由に設定できる。
　一例として、第一発振回路１０２の発振周波数ｆ１及び第二発振回路１０４の発振周波数ｆ２を１２０ＭＨｚに設定した、近接センサ１０１の試作機を製作した。すると、人体４０１が試作機のヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５に１ｍ程度近接すると、第一発振回路１０２の発振周波数ｆ１’は１１９ＭＨｚ程度迄下がり、第二発振回路１０４の発振周波数ｆ２’は１２０．２ＭＨｚ程度迄上がった。このため、周波数差信号ｆ２’－ｆ１’は凡そ１ＭＨｚ程度の周波数の信号となって現れ、試作機は有意に人体４０１の存在を検出できた。
　なお、人体４０１がアンテナに近接していない時と近接している時とで、周波数差信号ｆ２－ｆ１の変動幅が大きければ、必ずしもｆ１とｆ２が同じでなくてもよい。一般的に、周波数が高くなればなるほど、アンテナの共振周波数の変動幅は大きくなる。したがって、周波数差信号ｆ２－ｆ１の周波数変動を有意に検出できるならば、第一発振回路１０２と第二発振回路１０４の発振周波数のマージンに余裕を持たせることができる。
　好ましくは、人体４０１がアンテナに近接していない時、周波数差信号ｆ２－ｆ１の周波数はＢＰＦ１０７の検出限界以下であることが好ましい。例えば、ＢＰＦ１０７の低周波側カットオフ周波数が１ＭＨｚである場合、周波数差信号ｆ２－ｆ１の周波数は１００ｋＨｚ以下、好ましくは５０ｋＨｚを下回ることが望ましい。
　［ＦＭ検波回路１１１の動作］
　以上、本発明の実施形態に係る近接センサ１０１は、ＢＰＦ１０７とＡＭ検波回路１０８を通じて、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５と人体４０１との距離に応じた第一出力信号を第一出力端子１１０から得られることを説明した。
　一方、ＦＭ検波回路１１１は、周波数差信号ｆ２－ｆ１の周波数及び位相の変化に応じた信号を出力する。つまり、ＦＭ検波回路１１１はヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５と人体４０１との距離ではなく、人体４０１の移動速度に応じた信号を出力する。この信号を、第二ＬＰＦ１１２でノイズ成分を除去した後、第一出力信号と共にＡ／Ｄ変換器を内蔵するマイコン１１３に入力する。そして、第一出力信号が論理の「真」を示している間に、第二ＬＰＦ１１２から得られる信号の電圧を、所定の閾値と比較する。すると、人の手がヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５に対して所定の距離の範囲にある時の、手の移動速度に応じた判定結果を示す第二出力信号を、第二出力端子１１４から得ることができる。
　例えば、手をゆっくり近づけたら比較的暗いルームライトを点灯させ、手を早く近づけたら明るいルームライトを点灯させる、というように、近接センサ１０１のアプリケーションの動作に変化を持たせることが可能になる。また、ＦＭ検波回路１１１の出力信号から人体４０１の動きを検出できるので、ＦＭ検波回路１１１の出力信号をＬＰＦとコンパレータで二値化して、睡眠時の人体４０１の動きを計測する、睡眠計のセンサとしての利用が可能である。
　また、ＦＭ検波回路１１１が有意な出力信号を出力している時は、検出対象である人体４０１が近接していることを意味する。そこで、ＦＭ検波回路１１１の出力信号をアナログ電圧として扱うのではなく、デジタルの論理信号として扱い、ＡＭ検波回路１０８の第一出力信号とＦＭ検波回路１１１の出力信号との論理積を第二出力信号として出力することで、電波の反射や外来ノイズ等に起因する、ＡＭ検波回路１０８の第一出力信号に混入するノイズの影響を減らすことが期待できる。この場合、マイコン１１３はＡＭ検波回路１０８の第一出力信号とＦＭ検波回路１１１の出力信号の論理積を出力する、論理信号出力部（ＡＮＤゲート）として機能する。
　以上説明した実施形態には、以下に記す応用例が可能である。
　（１）上述の実施形態では、ＢＰＦ１０７は一つだけだったが、ＢＰＦ１０７を二つ以上設けることも考えられる。
　例えば、第一のＢＰＦは、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５に対する人体４０１の距離が１ｍから５０ｃｍの範囲にある時に、周波数差信号ｆ２－ｆ１を出力するように、ＢＰＦの帯域幅と阻止周波数における減衰量を適切に設計する。
　そして、第二のＢＰＦは、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５に対する人体４０１の距離が３０ｃｍ以内の範囲にある時に、周波数差信号ｆ２－ｆ１を出力するように、ＢＰＦの帯域幅と阻止周波数における減衰量を適切に設計する。
　第一のＢＰＦの後続には第一のＡＭ検波回路１０８を、第二のＢＰＦの後続には第二のＡＭ検波回路１０８を、それぞれ接続する。すると、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５に対する人体４０１の距離に応じて、第一のＡＭ検波回路１０８と第二のＡＭ検波回路１０８とで、異なる出力信号が得られる。
　更に、第一のＡＭ検波回路１０８から得られる信号に基いてタイマを起動して、第二のＡＭ検波回路１０８から得られる信号の時間差を計測すると、前述のＦＭ検波回路１１１と類似する、手の移動速度に応じた判定結果を得ることもできる。
　（２）ＢＰＦ１０７を用いる代わりに、ミキサ１０６の出力からｆ１＋ｆ２信号を除去するＬＰＦを設け、その後に周知のＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いて、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５に対する人体４０１の距離に対応する、特定の周波数成分の有無を検出してもよい。
　（３）上述の実施形態における近接センサ１０１は、第一発振回路１０２と第二発振回路１０４とを、それぞれほぼ同一の周波数で発振させ、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５に人体４０１が近接すると、それぞれの発振周波数が変化することによって現れる周波数差信号ｆ２－ｆ１を検出する仕組みであった。
　これに対し、逆に予め第一発振回路１０２と第二発振回路１０４とを異なる周波数で発振させ、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５に人体４０１が近接すると、それぞれの発振周波数が変化することによって、周波数の差がゼロに近似するように構成してもよい。具体的には、第二発振回路１０４の発振周波数を、第一発振回路１０２の発振周波数に対して低めに設定する。人体近接時にはそれぞれの発振周波数の差が小さくなる。この周波数差信号ｆ２－ｆ１が、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５に人体４０１が近接した時に現れなくなるように、ＡＭ検波回路１０８の後段には第一ＬＰＦ１０９の代わりに、またＦＭ検波回路１１１の後段には第二ＬＰＦ１１２の代わりに、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を設ける。
　上述した本実施形態では、ヘリカルアンテナ１０３、すなわち開放端を有するアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第一発振回路１０２と、ループアンテナ１０５、すなわち開放端を有さず、両端が回路に接続されるアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第二発振回路１０４とを、それぞれほぼ同一の周波数で発振させるようにした、近接センサ１０１について説明した。
　このような近接センサ１０１において、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５に人体４０１が近接すると、ヘリカルアンテナ１０３に接続される第一発振回路１０２は発振周波数が低くなるのに対し、ループアンテナ１０５に接続される第二発振回路１０４は発振周波数が高くなる。この、各々の発振回路における発振周波数の変化を、ミキサ１０６（乗算器）で周波数差信号を生成した後、ＢＰＦ１０７で抽出する。抽出された周波数差信号の周波数は、ヘリカルアンテナ１０３及びループアンテナ１０５に対する人体４０１の距離が近づくに連れて高くなる。この信号を、ＢＰＦ１０７で抽出した後、包絡線検波を通して、近接の検出に用いる。ＢＰＦ１０７の中心周波数及び帯域幅を適切に設定することで、ヘリカルアンテナ１０３とループアンテナ１０５に対する人体４０１の距離に応じた信号を得ることができる。
　本実施形態の近接センサ１０１は、従来のドップラーセンサに比べて、扱う信号の周波数が凡そ数十～数百ＭＨｚ程度と低い。このため、安価な小信号用トランジスタを利用できる等、回路素子の価格が安価である。また、扱う信号の周波数が低いので、ＢＰＦ１０７を含めて回路の実装が容易である。
　更に、本実施形態の近接センサ１０１は、従来のドップラーセンサに比べて、回路規模が極めて小さい。周知のように、ＡＭ検波回路１０８はダイオード一個で済む。第一出力信号だけを取り出す場合、本実施形態の近接センサ１０１を実装するために必要な、ダイオードを除く半導体素子は、第一発振回路１０２にトランジスタ２０１一個、第二発振回路１０４にトランジスタ３０１一個、ミキサ１０６にデュアルゲートＦＥＴ３１１一個の、合計三個で済む。したがって、安価に製造できると共に、量産も容易である。
　更に、本実施形態の近接センサ１０１は、従来のドップラーセンサとは異なり、電波を測定対象物に照射するために用いない。本実施形態の近接センサ１０１は、あくまでもアンテナの分布定数の変化を検出する。すなわち、第一発振回路１０２及び第二発振回路１０４共々、電波を発するための電力を必要としない。したがって、従来のドップラーセンサと比べて、消費電力が極めて小さい。この点においても、本実施形態の近接センサ１０１は半導体素子に安価なものを利用できる。
　更に、二つの発振回路の周波数差信号を検出するので、温度変化に伴う回路定数の変化に基づく周波数ドリフトは、ミキサ１０６を通過した時点で打ち消される。したがって、原理的に温度変動が極めて少ないので温度変動に強く、堅牢で、扱い易く、適用範囲が広い。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
　例えば、上記した実施形態は本発明をわかりやすく説明するために装置及びシステムの構成を詳細且つ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることは可能であり、更にはある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
　また、上記の各構成、機能、処理部等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計するなどによりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行するためのソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の揮発性あるいは不揮発性のストレージ、または、ＩＣカード、光ディスク等の記録媒体に保持することができる。
　また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
　１０１…近接センサ、１０２…第一発振回路、１０３…ヘリカルアンテナ、１０４…第二発振回路、１０５…ループアンテナ、１０６…ミキサ、１０７…ＢＰＦ、１０８…ＡＭ検波回路、１０９…第一ＬＰＦ、１１０…第一出力端子、１１１…ＦＭ検波回路、１１２…第二ＬＰＦ、１１３…マイコン、１１４…第二出力端子、２０１、３０１…トランジスタ、３１１…デュアルゲートＦＥＴ、４０１…人体

Claims (7)

  1. 　開放端を有する第一のアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第一発振回路と、
    　両端が回路に接続される第二のアンテナを共振回路の素子の一部として用いる第二発振回路と、
    　前記第一発振回路が出力する第一の出力信号と、前記第二発振回路が出力する第二の出力信号の周波数差に基いて任意の検出対象の近接状態を検出する近接検出部と
    を具備する近接センサ。
  2. 　前記近接検出部は、
    　前記第一の出力信号及び前記第二の出力信号を受けて、周波数差信号を生成するミキサと、
    　前記周波数差信号から特定の周波数の信号を通過させるバンドパスフィルタと、
    　前記バンドパスフィルタの出力信号に包絡線検波を施すＡＭ検波回路と
    を有する、請求項１に記載の近接センサ。
  3. 　前記第一発振回路と、前記第二発振回路は、前記任意の検出対象が近接していない状態において、前記第一の出力信号と前記第二の出力信号の周波数差が前記バンドパスフィルタの低周波側カットオフ周波数以下である、
    請求項２に記載の近接センサ。
  4. 　前記バンドパスフィルタを通過する前記周波数差信号の周波数は、前記任意の検出対象が前記第一のアンテナ及び前記第二のアンテナに所定の距離にて近接した状態における周波数である、
    請求項３に記載の近接センサ。
  5. 　更に、
    　前記バンドパスフィルタの出力信号に周波数及び／又は位相差検波を施すＦＭ検波回路と、
    　前記ＡＭ検波回路の出力信号と前記ＦＭ検波回路の出力信号の論理積を出力する論理信号出力部と
    を有する、請求項２又は３又は４に記載の近接センサ。
  6. 　前記第一発振回路と、前記第二発振回路は、前記任意の検出対象が近接している状態において、前記第一の出力信号と前記第二の出力信号の周波数差が前記バンドパスフィルタの低周波側カットオフ周波数以下である、請求項２に記載の近接センサ。
  7. 　前記バンドパスフィルタを通過する前記周波数差信号の周波数は、前記任意の検出対象が前記第一のアンテナ及び前記第二のアンテナに所定の距離にて近接した状態における周波数である、
    請求項６に記載の近接センサ。
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