WO2015019678A1 - 回転電機及び回転電機駆動装置 - Google Patents

回転電機及び回転電機駆動装置 Download PDF

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WO2015019678A1
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WO
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calculation unit
torque
value
magnetic flux
rotating electrical
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/063637
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English (en)
French (fr)
Inventor
裕人 今西
宮崎　英樹
勝洋 星野
鈴木　康介
安部　元幸
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
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Filing date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K11/00—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection
    • H02K11/20—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection for measuring, monitoring, testing, protecting or switching
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive

Definitions

  • the present invention relates to a rotating electrical machine and a rotating electrical machine drive device.
  • a rotating electric machine control device that prevents a deterioration in torque accuracy due to a change in residual magnetic flux density of a magnet due to a change in temperature of the magnet.
  • the change in the residual magnetic flux density of the magnet is corrected by the d-axis current, and the torque is kept constant.
  • the magnet since the magnet is embedded in the rotor, the temperature and the magnitude of the magnetic flux cannot be directly measured.
  • the heat generation of the coil is caused by the electrical resistance and increases mainly as the torque of the rotating electrical machine increases.
  • the heat generation of the magnet is caused by the change of the magnetic flux passing through the magnet. However, it increases as the rotational speed increases.
  • the conventional device that measures only the coil temperature cannot detect the temperature of the magnet, so that there is a problem that a change in residual magnetic flux density due to a temperature rise of the magnet cannot be detected, and therefore deterioration of torque accuracy cannot be prevented. .
  • a rotating electrical machine includes a stator in which a coil is wound around a plurality of teeth arranged in the circumferential direction, and a magnet arranged in the circumferential direction, and the stator is radially inner or outer. And at least one of the plurality of teeth has a strain detection unit that detects strain of the teeth.
  • a rotary electric machine drive device comprising: the rotary electric machine; an inverter power supply that converts a direct current into AC power and supplies the rotary electric machine; and a control calculation unit that calculates a switching operation command signal of the inverter power supply
  • the control calculation unit has a residual magnetic flux density estimation value calculation unit that calculates a residual magnetic flux density estimation value of the magnet based on the detection value of the strain detection unit, and the residual magnetic flux calculated by the residual magnetic flux density estimation value calculation unit
  • a switching operation command signal is calculated based on the estimated density value and output to the inverter power supply.
  • the rotating electrical machine of the present invention it is possible to detect the distortion of the teeth due to the magnetic attractive force.
  • the rotating electrical machine driving apparatus of the present invention the fluctuation of the magnetic attractive force is estimated from the distortion of the teeth, the residual magnetic flux density of the magnet is estimated, and the rotating electrical machine is driven from this residual magnetic flux density estimated value.
  • the torque fluctuation of the rotating electrical machine due to the magnet temperature can be suppressed, and the torque accuracy can be improved.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an electric vehicle 200 equipped with a motor drive device 100 according to the first embodiment of the present invention. Note that broken line arrows in FIG. 1 indicate the flow of signals.
  • the electric vehicle 200 is connected to the battery 1, the motor 2, the inverter power supply 3, the speed reducer 4, the differential mechanism 5, the drive wheel 6, the control calculation unit 8, and the control calculation unit 8, which will be described later.
  • the various sensors 9 to 15 are provided.
  • the motor drive device 100 includes a motor 2, an inverter power supply 3, and a control calculation unit 8.
  • the inverter power supply 3 converts the direct current supplied from the battery 1 into a three-phase alternating current by pulse width modulation (PWM) and supplies it to the motor 2.
  • PWM pulse width modulation
  • the motor 2 converts electrical energy supplied as a three-phase alternating current from the inverter power supply 3 into kinetic energy.
  • the power generated as kinetic energy by the motor 2 is transmitted to the speed reducer 4, and after being decelerated by a gear type speed reducing mechanism inside the speed reducer 4, is transmitted to the left and right drive wheels 6 via the differential mechanism 5. This is a driving force for driving the vehicle.
  • a braking device 7 for braking the vehicle is provided near the drive wheel 6.
  • the braking device 7 is provided with a hydraulic booster, and the driving wheel 6 is pressed by a hydraulic operation force generated by the hydraulic booster to generate a frictional force. This converts kinetic energy into thermal energy and brakes the vehicle.
  • the braking device 7 can reduce the rotational speed of the motor 2 by braking the vehicle.
  • a control calculation unit 8 is composed of a CPU, a memory, and the like, and controls a motor 2 and a braking device 7 by executing a motor control program to be described later.
  • the control calculation unit 8 sends a command to the inverter power source 3 to change the magnitude of the current applied to the motor 2 and the frequency of the alternating current, thereby generating torque generated by the motor 2 and regenerative power charged in the battery 1. Can be changed.
  • the control calculation part 8 can change the braking force which the braking device 7 generate
  • the control calculation unit 8 includes a vehicle speed sensor 9 that detects a vehicle speed, an accelerator sensor 10 that detects an accelerator pedal opening (amount of operation of the accelerator pedal), and a brake pedal opening (an amount of operation of the brake pedal). ) For detecting a rotation angle of a rotor 20 (described later) of the motor 2, and a motor 2 described later. A coil temperature sensor 14 for detecting the temperature of the coil 24, a strain sensor 15 for detecting strain of a tooth 26 (to be described later) of the motor 2, and the like are connected. The control calculation unit 8 controls the braking device 7 and controls the drive of the motor 2 via the inverter power supply 3 in accordance with signals from these various sensors 9 to 15.
  • FIG. 2 is a sectional view of the motor 2 in the axial direction. Since the motor 2 has a symmetric configuration with respect to the plane including the AA axis as the rotation axis, the configuration below the AA axis is omitted in FIG.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view orthogonal to the axial direction of the motor 2. Since the motor 2 has rotational symmetry with respect to a rotating shaft (not shown), only a part of the motor 2 is shown.
  • the motor 2 is an IPM (Interior / Permanent / Magnet) motor, and a magnet 21 is embedded in the rotor 20. Both ends of the rotor 20 are supported by bearings 23 provided on the case 22.
  • a stator 25 is fixed to the inner peripheral surface of the case 22.
  • a coil 24 in which a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase winding is Y-connected is wound around a tooth 26 extending in the inner circumferential direction from the stator 25.
  • a coil temperature sensor 14 (FIG. 2) for measuring the temperature of the coil 24 is attached to the coil 24.
  • a strain sensor 15 that detects strain of the tooth 26 is attached to at least one of the teeth 26.
  • the strain sensor 15 is provided on any one of the end surfaces in the rotation axis direction of the teeth 26. How to use the strain sensor 15 will be described later.
  • energy conversion between kinetic energy and electric energy is performed as follows.
  • the rotor 20 rotates in synchronization with the rotational speed of the rotating magnetic field by the magnetic action between the coil 24 and the rotor 20 that receives the supply of the three-phase alternating current and generates the rotating magnetic field. That is, electric energy is converted into kinetic energy.
  • a three-phase alternating current is generated as the field magnetic flux of the rotor 20 is linked to the coil 24 by the rotation of the rotor 20. That is, kinetic energy is converted into electrical energy.
  • the residual magnetic flux density of the magnet 21 is involved in the energy conversion between the kinetic energy and the electric energy described above.
  • the magnitude of the residual magnetic flux density of the magnet 21 depends on the temperature of the magnet 21. Specific examples are shown below with normal temperature as the reference temperature. When the temperature of the magnet 21 rises, the residual magnetic flux density of the magnet 21 decreases. On the contrary, when the temperature of the magnet 21 decreases, the residual magnetic flux density of the magnet 21 increases. When returning to normal temperature, the magnitude of the residual magnetic flux density of the magnet may or may not return to the magnitude before the temperature change.
  • the former is called reversible demagnetization
  • the latter is called irreversible demagnetization.
  • the case of reversible demagnetization will be described unless otherwise specified.
  • the residual magnetic flux density of the magnet 21 varies depending on the temperature of the magnet 21.
  • the magnitude of the torque output from the motor 2 is different even when the current flowing through the coil 24 is equal.
  • the current applied to the coil 24 is designed so that the energy conversion efficiency of the motor 2 is maximized when the temperature of the magnet 21 is a reference temperature (for example, normal temperature). Since the energy conversion efficiency of the motor 2 is reduced, the output torque is reduced.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the heat generation tendency of the coil 24, in which the heat generation tendency (lines L11 to L14) of the coil 24 is superimposed on the curve L1 indicating the rotation speed / torque characteristics (maximum torque) of the motor 2.
  • the vertical axis represents motor torque
  • the horizontal axis represents motor rotation speed.
  • the upper side in the figure from the horizontal axis represents the power running side, and the lower side in the figure represents the regeneration side.
  • a line L1 indicated by a bold line represents the maximum torque of the motor 2 at room temperature.
  • the maximum torque L1 indicates a motor torque that can be output at each motor speed, and the motor 2 is used in a region inside the maximum torque (region surrounded by the line L1).
  • Each line L11 to L14 is a curve connecting the operating points where the heat generation amount of the coil 24 is the same, and as described above, the heat generation tendency of the coil 24 can be understood.
  • the alternating current applied to the coil 24 varies substantially according to the magnitude (absolute value) of the motor torque. Therefore, the heat generation amount of the coil 24 increases in accordance with the magnitude of the motor torque, and the heat generation amount increases in the order of L11 ⁇ L12 ⁇ L13 ⁇ L14. As can be seen from FIG. 4, if the motor torque is the same, the amount of generated heat hardly changes even if the rotational speed changes.
  • FIG. 5 is a view for explaining the heat generation tendency of the magnet 21, and shows the heat generation tendency (curves L 21 to L 24) of the magnet 21 on the curve L 1 indicating the maximum torque of the motor 2.
  • the vertical axis represents motor torque
  • the horizontal axis represents motor rotation speed.
  • the upper side in the figure from the horizontal axis represents the power running side, and the lower side in the figure represents the regeneration side.
  • the density of magnetic flux generated by the coil 24 increases in accordance with the magnitude of the motor torque. Further, when the number of rotations of the motor 2 increases, the change in magnetic flux becomes severe. Therefore, the amount of heat generated by the magnet 21 due to the magnitude of the magnetic flux density of the coil 24 and the eddy current due to the change over time changes according to the magnitude of the motor torque and the motor speed, and as shown in FIG. Curves L21 to L24 connecting the operating points are in a complicated shape. In FIG. 5, the calorific value increases in the order of L21 ⁇ L22 ⁇ L23 ⁇ L24.
  • the heating value of the coil 24 changes according to the magnitude of the motor torque (FIG. 4), whereas the heating value of the magnet 21 changes according to the magnitude of the motor torque and the motor rotation speed ( FIG. 5). Therefore, when the magnitude (absolute value) of the motor torque increases, the amount of heat generated by the coil 24 increases, and the coil temperature becomes high. In the case of the magnet 21, when the motor torque increases or the motor rotation speed increases, the amount of heat generation increases and the magnet temperature becomes high.
  • the motor 2 is provided with a coil temperature sensor 14 that measures the temperature of the coil 24. Although it is possible to measure the temperature of the coil 24 by the coil temperature sensor 14, it is impossible to estimate the temperature of the magnet 21 or the change in the residual magnetic flux density of the magnet 21 according to the temperature of the magnet 21 due to the above-described difference in heat generation tendency. .
  • the coil 24 is provided in the stator 25 which is a non-rotating part, the coil temperature sensor 14 can be easily attached.
  • the magnet 21 is embedded in the rotor 20 which is a rotating part, a direct temperature sensor or magnetic flux is provided. It is difficult to attach a sensor or the like.
  • the influence of the change in the residual magnetic flux density of the magnet 21 can be made with high accuracy without providing a sensor directly on the magnet 21. , A means to estimate is needed.
  • a strain sensor 15 for detecting the strain of the tooth 26 is provided, and the control calculation unit 8 changes the detected value of the strain sensor 15 and the current applied to the coil 24.
  • An estimated value of magnetic flux in the tooth 26 is calculated from the waveform.
  • the strain sensor 15 is provided so as to detect the tensile stress in the radial direction of the tooth 26. . Further, in addition to the radial tensile stress, the teeth 26 also generate a circumferential bending stress. The strain due to the bending stress in the circumferential direction of the teeth 26 varies greatly depending on the space factor of the coil 24 and the mounting position of the strain sensor 15, and if the mounting position of the strain sensor 15 is not accurately mounted, reproducibility, mass productivity, etc. A problem arises. For this reason, in the present embodiment, as described below, a study was performed so as not to detect a bending stress in the circumferential direction.
  • the strain sensor 15 was attached to a position where the tensile stress in the radial direction of the tooth 26 can be detected and the influence of the bending stress in the circumferential direction is small.
  • FIG. 6A is a diagram illustrating a waveform of an alternating current of the coil 24.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating a waveform of magnetic flux in the tooth 26.
  • FIG. 6C is a diagram illustrating a waveform of a detection value of the strain sensor 15. A tendency between the alternating current of the coil 24 and the detection value of the strain sensor 15 will be described with reference to FIGS. Note that what is shown here relates to the operation of the control calculation unit 8 described later.
  • the alternating current of the coil 24 shown in FIG. 6 (a) mainly consists of q-axis components. Further, the magnetic flux generated by the coil 24 is mainly composed of a q-axis component. On the other hand, although not shown in the drawing, the magnetic flux generated by the magnet 21 mainly consists of a component whose phase is shifted by 90 ° from the q-axis component, that is, a d-axis component. The magnetic flux generated by the magnet 21 depends on the rotation angle of the rotor 20. Since the magnetic flux in the tooth 26 in FIG. 6B is a combination of the magnetic flux generated by the coil 24 and the magnetic flux generated by the magnet 21, the q-axis component and the d-axis component are combined.
  • the detection value of the strain sensor 15 shown in FIG. 6C is proportional to the square of the magnitude of the magnetic flux in the tooth 26, the time of zero crossing in FIG. 6B and the detection value in FIG. 6 coincides with the time when the amplitude (including both positive and negative) in FIG. 6B becomes the maximum and the time when the detected value in FIG. 6C becomes the maximum. Therefore, the period of the waveform shown in FIG. 6C is a half of the period of the waveform shown in FIG. Based on the above, the waveform change in FIGS. 6B and 6C due to the temperature rise of the magnet 21 will be described.
  • the magnetic flux resulting from the residual magnetic flux density of the magnet 21 and the residual magnetic flux density of the magnet 21 among the magnetic flux in the teeth 26 changes according to the temperature of the magnet 21.
  • the waveform of the magnetic flux in the tooth 26 shown in FIG. 6B is composed of the magnetic flux (q-axis component) generated by the coil 24 and the magnetic flux (d-axis component) generated by the magnet 21.
  • the magnetic flux (d-axis component) by the magnet 21 out of the magnetic flux in the teeth 26 decreases.
  • the magnetic flux (q-axis component) by the coil 24 among the magnetic fluxes in the teeth 26 does not change in temperature. As a result, as shown in FIG.
  • the amplitude of the magnetic flux in the tooth 26 is reduced by the amount of the magnetic flux (d-axis component) generated by the magnet 21. Further, the phase of the magnetic flux in the tooth 26 approaches the magnetic flux (q-axis component) generated by the coil 24. Since the alternating current of the coil 24 shown in FIG. 6A is in phase with the magnetic flux (q-axis component) generated by the coil 24 among the magnetic flux in the tooth 26, the phase of FIG. ) And the phase difference between the two becomes smaller.
  • the detection value of the strain sensor 15 shown in FIG. 6C is proportional to the square of the magnetic flux in the tooth 26 shown in FIG. From this, when the amplitude of the magnetic flux in the tooth 26 shown in FIG. 6B is reduced, the distortion amplitude of the tooth 26 is also reduced as shown in FIG. 6C. For the same reason, if the phase difference between the waveforms in FIGS. 6A and 6B decreases, the phase difference between FIGS. 6C and 6A also decreases.
  • the control calculation unit 8 in the first embodiment calculates the estimated magnetic flux value in the tooth 26 from the amplitude information of the detected value of the strain sensor 15 and the information of the rotation angle of the rotor 20. obtain. Further, the control calculation unit 8 calculates the residual magnetic flux density estimated value of the magnet 21 from the information on the phase difference between the detected value waveform of the strain sensor 15 and the current waveform applied to the coil 24 and the estimated magnetic flux value in the tooth 26. To do.
  • phase difference between the coil current waveform (FIG. 6 (a)) and the magnetic flux waveform in the tooth (FIG. 6 (b)) depends on the magnet temperature.
  • the phases of the magnetic flux waveform in the tooth (FIG. 6B) and the strain sensor output waveform (FIG. 6C) match. Therefore, the phase difference between the coil current waveform (FIG. 6A) and the strain sensor output waveform (FIG. 6C) depends on the magnet temperature. Therefore, in the present invention, an estimated value of the residual magnetic flux density of the magnet is obtained based on the phase difference between the coil current waveform (FIG. 6 (a)) and the strain sensor output waveform (FIG. 6 (c)) and the magnetic flux in the teeth. .
  • the flow of calculation of the residual magnetic flux density estimation value of the magnet 21 described above is summarized as follows. That is, the estimated value of the magnetic flux in the tooth 26 as shown in FIG. 6B is obtained from the information of the detected value of the strain sensor 15 as shown in FIG. 6C and the information of the rotation angle of the rotor 20. .
  • the residual magnetic flux density of the magnet 21 changes according to the temperature of the magnet 21.
  • the control calculation unit 8 in the first embodiment calculates the estimated temperature value of the magnet 21 from the estimated residual magnetic flux density value of the magnet 21.
  • the varnish applied to the coil 24 may be altered.
  • the magnet 21 is a neodymium magnet, if it receives a large reverse magnetic field at a high temperature, it may cause demagnetization in which the residual magnetic flux density of the magnet 21 does not recover even after returning to normal temperature, that is, irreversible demagnetization. Therefore, it is necessary to protect the coil 24 and the magnet 21 from an excessive temperature rise.
  • a method for preventing an excessive temperature rise will be described.
  • the coil 24 and the magnet 21 have different heat generation tendencies, and therefore desirable responses for lowering the temperature are different. Therefore, as will be described below, an excessive temperature rise of the coil 24 and the magnet 21 is prevented by using different methods depending on whether the coil 24 is hot or the magnet 21 is hot.
  • the heat generation amount that is, the motor torque may be limited according to the coil temperature.
  • the allowable motor torque When the coil temperature is relatively low, the allowable motor torque is relatively large. Below a certain temperature, the maximum torque shown in FIG. 4 is allowed. Conversely, when the coil temperature is relatively high, the allowable motor torque is limited.
  • the heat generation amount of the magnet 21 changes according to the magnitude (absolute value) of the motor torque and the motor rotation speed, and the line with a constant heat generation has a shape like the lines L21 to L24 shown in FIG.
  • the heat generation amount that is, the motor torque and the motor rotation speed, according to the temperature of the magnet 21.
  • the heat generated by the magnet 21 increases according to the magnitude (absolute value) of the motor torque and the motor rotation speed. Therefore, even if the motor torque is decreased, the temperature of the magnet 21 may increase if the motor rotation speed is large. For example, when the vehicle is traveling on a downward slope, that is, when a load that increases the motor rotation speed is applied to the rotor 20, even if the motor torque is limited to zero, the vehicle speed, that is, the motor rotation speed is To increase. At this time, the heat generated by the magnet 21 increases and the magnet temperature continues to rise. In such a case, if the motor torque is adjusted to decrease the motor rotation speed, it is necessary to increase the motor torque to the regeneration side. Also in this case, the heat generation of the magnet 21 increases.
  • the control calculation unit 8 when the control calculation unit 8 sends a command to the inverter power supply 3 so as to make the motor torque zero, the calculated temperature of the magnet 21 still rises above a predetermined temperature higher than the reference temperature. In order to reduce the vehicle speed, that is, the motor rotation speed, a command is sent to the braking device 7. Thereby, motor rotation speed can be reduced and the excessive temperature rise of the magnet 21 can be avoided.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing the configuration of the control calculation unit 8 in the first embodiment.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the operation of the control calculation unit 8 in the first embodiment.
  • the motor control operation of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 9 and 10 are also used in the middle of this description. While the ignition key switch (not shown) of the vehicle is on, the motor control program shown in FIG. 8 is repeatedly executed.
  • the control calculation unit 8 includes a torque request calculation unit 30, a braking force request calculation unit 31, a magnetic flux calculation unit 32, a torque estimation calculation unit 33, a residual magnetic flux density calculation unit 34, and a magnet temperature calculation unit 35.
  • a torque limit calculator 36, a torque target calculator 37, a torque command calculator 38, a current command calculator 39, a PWM calculator 40, a braking force limit calculator 41, and a braking force command calculator 42 are provided.
  • step S ⁇ b> 1 based on the vehicle speed signal detected by the vehicle speed sensor 9 and the accelerator opening signal detected by the accelerator sensor 10 (a signal corresponding to the amount of depression of the accelerator pedal), the torque request calculating unit 30 performs the torque of the motor 2. Calculate the required value. Specifically, since the accelerator opening of the accelerator pedal is proportional to the required output value as the vehicle, the accelerator opening is converted into the required output value. Then, the required driving force value of the vehicle, that is, the required torque value of the motor 2 is calculated by dividing the output required value by the vehicle speed.
  • step S2 the braking force request calculation unit 31 calculates a braking force request value of the braking device 7 based on a brake signal detected by the brake sensor 11 (a signal corresponding to the amount of depression of the brake pedal). Since the brake signal is proportional to the required braking force value of the vehicle, the brake signal is converted into the required braking force value. Note that the required braking force value is converted to a motor torque equivalent and works negatively because the vehicle is decelerated.
  • step S ⁇ b> 3 based on the rotation angle signal of the rotor 20 detected by the rotation angle sensor 13 and the strain signal of the tooth 26 detected by the strain sensor 15, the magnetic flux calculation unit 32 calculates an estimated magnetic flux value in the tooth 26. .
  • the rotation angle signal of the rotor 20 plays a role of selecting either positive or negative of the magnetic flux waveform in the tooth 26.
  • step S ⁇ b> 4 the torque estimation calculation unit 33 calculates the estimated torque value of the motor 2 based on the current signal of the coil 24 detected by the current sensor 12 and the estimated magnetic flux value in the tooth 26 calculated by the magnetic flux calculation unit 32.
  • the torque of the motor 2 is determined by the amplitude of the alternating current in the coil 24, the amplitude of the magnetic flux in the teeth 26, and the phase difference between the alternating current and the magnetic flux. That is, the torque of the motor 2 is an outer product in the case where the alternating current of the coil 24 and the magnetic flux in the tooth 26 are expressed in a polar format based on the maximum amplitude and the phase difference.
  • step S ⁇ b> 5 the residual magnetic flux density calculation unit 34 estimates the residual magnetic flux density of the magnet 21 based on the current signal of the coil 24 detected by the current sensor 12 and the estimated magnetic flux value in the tooth 26 calculated by the magnetic flux calculation unit 32. Calculate the value.
  • FIG. 9 is a block diagram showing details of the configuration of the residual magnetic flux density calculator 34.
  • FIG. 10 is a flowchart showing the operation of the residual magnetic flux density calculator 34, that is, the details of step S5 in FIG.
  • the residual magnetic flux density calculator 34 includes a magnetic flux amplitude calculator 50, a current amplitude calculator 51, a phase difference calculator 52, and a residual magnetic flux density calculator 53. The operation of each unit described above will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • step S51 the magnetic flux amplitude calculation unit 50 calculates the maximum magnetic flux amplitude based on the magnetic flux estimation value in the tooth 26 calculated by the magnetic flux calculation unit 32.
  • step S52 the current amplitude calculation unit 51 calculates the maximum amplitude of the alternating current based on the current signal of the coil 24 detected by the current sensor 12.
  • step S53 based on the current signal of the coil 24 detected by the current sensor 12 and the estimated magnetic flux value in the tooth 26 calculated by the magnetic flux calculation unit 32, the phase difference calculation unit 52 uses the magnetic flux in the tooth 26 and the coil 24. The phase difference between the current and the alternating current is calculated.
  • step S54 the maximum amplitude of the magnetic flux estimation value in the tooth 26 calculated by the magnetic flux amplitude calculation unit 50, the maximum amplitude of the alternating current of the coil 24 calculated by the current amplitude calculation unit 51, and the phase difference calculation unit 52 calculate.
  • the residual magnetic flux density calculation unit 53 calculates the residual magnetic flux density estimation value of the magnet 21. Using the maximum amplitude of the magnetic flux in the tooth 26, the maximum amplitude of the alternating current in the coil 24, and the phase difference between the magnetic flux in the tooth 26 and the alternating current in the coil 24 as input parameters, the residual magnetic flux density of the magnet 21 is output.
  • step S54 an estimated value of the residual magnetic flux density of the magnet 21 is calculated based on this numerical map.
  • the magnet temperature calculation unit 35 calculates the temperature estimation value of the magnet 21.
  • the correspondence when the residual magnetic flux density of the magnet 21 is an input parameter and the temperature is an output parameter is stored as a numerical map in a memory included in the control calculation unit 8.
  • an estimated temperature value of the magnet 21 is calculated based on this numerical map.
  • step S7 based on the rotation angle signal of the rotor 20 detected by the rotation angle sensor 13, the temperature of the coil 24 detected by the coil temperature sensor 14, and the estimated temperature value of the magnet 21 output by the magnet temperature calculation unit 35.
  • the torque limit calculation unit 36 executes a torque limit process for protecting the coil 24 and the magnet 21 from excessive temperature rise. From the rotation angle signal of the rotor 20 detected by the rotation angle sensor 13, an estimated value of the number of rotations of the motor 2 is calculated.
  • the correspondence relationship when the temperature of the coil 24, the temperature of the magnet 21 and the rotation speed of the motor 2 are input parameters and the torque limit value is an output parameter is stored as a numerical map in the memory provided in the control calculation unit 8. .
  • the torque limit calculation unit 36 calculates a torque limit value based on this numerical map.
  • step S8 the torque target calculation unit 37 calculates the torque target value based on the torque request value of the motor 2 output from the torque request calculation unit 30 and the torque limit value of the motor 2 output from the torque limit calculation unit 36.
  • a power running side torque limit value and a regeneration side torque limit value are provided on the power running side and the regeneration side, respectively.
  • the torque request value becomes the torque target value.
  • the power running side torque limit value becomes the torque target value.
  • the regeneration side torque limit value becomes the torque target value.
  • step S ⁇ b> 9 based on the torque target value of the motor 2 output from the torque target calculation unit 37 and the estimated torque value of the motor 2 output from the torque estimation calculation unit 33, the torque command calculation unit 38 performs the torque command of the motor 2. Calculate the value. Specifically, when the estimated torque value is equal to the target torque value, the current torque command value is maintained. When the estimated torque value is larger than the target torque value, the torque command value is set lower than the current torque command value in order to bring the estimated torque value closer to the target torque value. When the estimated torque value is smaller than the target torque value, the torque command value is set higher than the current torque command value in order to bring the estimated torque value closer to the target torque value. In this manner, the torque command calculation unit 38 calculates the torque command value so that the estimated torque value matches the torque target value.
  • step S 10 the torque command value of the motor 2 output from the torque command calculation unit 38, the estimated residual magnetic flux density value of the magnet 21 output from the residual magnetic flux density calculation unit 34, and the rotation of the rotor 20 detected by the rotation angle sensor 13.
  • the current command calculation unit 39 calculates the current command value of the coil 24. From the rotation angle signal of the rotor 20 detected by the rotation angle sensor 13, an estimated value of the number of rotations of the motor 2 is calculated.
  • the correspondence relationship when the rotational speed and torque of the motor 2 and the residual magnetic flux density of the magnet 21 are input parameters and the current of the coil 24 is an output parameter is stored as a numerical map in the memory included in the control calculation unit 8. .
  • the current command calculation unit 39 calculates the current command value of the coil 24 based on this numerical map.
  • step S11 based on the current command value output from the current command calculation unit 39, the current signal of the coil 24 detected by the current sensor 12, and the rotation angle signal of the rotor 20 detected by the rotation angle sensor 13,
  • the PWM calculation unit 40 generates and outputs an on / off PWM pulse of the switch element of the inverter power supply 3 by a pulse width modulation (PWM) method.
  • PWM pulse width modulation
  • step S12 based on the vehicle speed signal detected by the vehicle speed sensor 9, the estimated temperature value of the magnet 21 output from the magnet temperature calculation unit 35, and the estimated torque value of the motor 2 output from the torque estimation calculation unit 33,
  • the braking force limit calculation unit 41 calculates a braking force limit value of the braking device 7 for protecting the magnet 21 from excessive temperature rise.
  • the command value at which the vehicle speed is equal to or lower than the vehicle speed limit value is set as the braking force limit value. In cases other than the above, the required braking force value is set to zero.
  • the correspondence when the estimated temperature of the magnet 21, the estimated torque value, and the vehicle speed signal are input parameters and the vehicle speed limit value is an output parameter is stored as a numerical map in the memory provided in the control calculation unit 8.
  • the braking force limit calculation unit 41 calculates a vehicle speed limit value based on this numerical map. Thereby, motor rotation speed can be reduced and the excessive temperature rise of the magnet 21 can be avoided.
  • step S13 a braking force command calculation is performed based on the braking force request value of the braking force device 7 output from the braking force request calculation unit 31 and the braking force limit value of the braking device 7 output from the braking force limit calculation unit 41.
  • the braking force command value transmitted from the unit 42 to the braking device 7 is calculated.
  • the parts of the control arithmetic unit 8 described above are summarized as follows.
  • the torque request calculation unit 30 calculates a torque request value from the accelerator opening and the vehicle speed.
  • the magnetic flux calculation unit 32 calculates the magnetic flux in the teeth using the tooth strain and the rotation angle.
  • the estimated torque value calculator 33 calculates the estimated torque value from the magnetic flux in the teeth and the coil current, and outputs it to the torque target calculator 37.
  • the residual magnetic flux density calculation unit 34 calculates the residual magnetic flux density estimated value from the magnetic flux in the tooth and the phase difference between the coil current and the calculated magnetic flux in the tooth.
  • the magnet temperature calculation 35 calculates the magnet temperature estimated value from the residual magnetic flux density estimated value.
  • the torque limit calculation unit 36 calculates a torque limit value from three signals of the coil temperature, the rotation angle signal, and the magnet temperature estimated value.
  • the torque target calculation unit 37 calculates the torque target so that the torque request value does not exceed the torque limit value.
  • the torque command calculation unit 38 calculates the torque command so that the estimated torque value matches the torque target value.
  • the current command calculation unit 39 calculates a current command using three signals: a torque command value, a rotation angle, and a magnet temperature estimated value.
  • the PWM calculation unit 40 calculates a switching operation command that is a PWM pulse by using three signals of a current command, a coil current, and a rotation angle.
  • the braking force calculation unit 31 calculates a braking force request from the brake opening signal.
  • the braking force limit calculation unit 41 calculates the braking force limit value using the three signals of the vehicle speed signal, the magnet temperature estimated value, and the torque estimated value. (13) The braking force command calculation unit 42 calculates a braking force command from the braking force request and the braking force limit value.
  • the motor 2 or the motor drive device 100 has the following operational effects. (1) Since the strain sensor 15 is provided in the tooth 26 of the motor 2, the strain due to the magnetic attraction force of the tooth 26 can be detected. Further, an estimated magnetic flux value in the tooth 26 is obtained from the distortion of the tooth 26 and the rotation angle of the rotor 20. Further, an estimated value of the residual magnetic flux density of the magnet 21 is obtained from the magnetic flux in the tooth 26 and the current in the coil 24.
  • strain sensor 15 of the tooth 26 detects the strain in the radial direction of the tooth 26, the strain in the radial direction that does not vary depending on the space factor of the coil 24 and the mounting position of the strain sensor 15 can be obtained with high accuracy. It is possible to detect and distortion due to magnetic attractive force can be detected with high accuracy.
  • the strain sensor 15 of the tooth 26 Since the strain sensor 15 of the tooth 26 is provided at the center in the circumferential direction of the tooth 26, the radial component due to the bending stress in the circumferential direction is reduced, and the strain due to the magnetic attractive force can be accurately detected. (4) Since the strain sensor 15 of the tooth 26 is provided on the distal end side of the tooth 26, the bending stress is reduced, and the strain due to the magnetic attractive force can be detected with high accuracy.
  • the rotating electrical machine driving apparatus 100 includes the rotating electrical machine 2, an inverter power supply 3 that converts a direct current into AC power and supplies the rotating electrical machine, and a control calculation unit 8 that calculates a switching operation command signal of the inverter power supply 3.
  • the control calculation unit 8 includes a residual magnetic flux density estimated value calculation unit 34 that calculates a residual magnetic flux density estimated value of the magnet 21 based on the detection value of the strain detection sensor 15.
  • the control calculation unit 8 calculates a switching operation command signal based on the residual magnetic flux density estimated value calculated by the residual magnetic flux density estimated value calculation unit 34 and outputs it to the inverter power supply 3.
  • the residual magnetic flux density estimated value of the magnet 21 is obtained by the residual magnetic flux density estimated value calculation unit 34 based on the detection value of the strain sensor 15 provided on the tooth 26 of the motor 2.
  • the motor drive control device 100 controls the drive of the motor 2 by calculating a switching operation command signal based on the estimated residual magnetic flux density of the magnet 21. By this. Torque accuracy can be improved.
  • the control calculation unit 8 calculates a torque estimation calculation unit 33 that calculates a torque estimation value of the rotating electrical machine 2 based on the residual magnetic flux density estimation value and the coil current, and calculates a torque target value based on the torque request value.
  • a torque target calculation unit 37 and a torque command calculation unit 38 that calculates a torque command so that the estimated torque value matches the torque target value are provided.
  • the motor drive device 100 controls the motor 2 so that the estimated torque value calculated based on the residual magnetic flux density value of the magnet 21 and the current of the coil 24 and the torque target value coincide with each other. Can be improved.
  • the first embodiment may be modified and implemented as follows.
  • the control calculation unit 8 of the motor drive device 100 compares the estimated temperature value of the magnet 21 calculated by the magnet temperature calculation unit 35 with a predetermined temperature higher than the reference temperature, and controls the motor 2 based on the comparison result. Good.
  • the motor drive device 100 may drive and control the motor 2 so as to reduce the torque or the rotational speed of the motor 2.
  • the motor drive device 100 may drive and control the motor 2 so as to reduce the torque or the rotation speed of the motor 2.
  • the control calculation unit 8 includes a magnet temperature calculation unit 35 that calculates the temperature estimation value of the magnet 21 based on the residual magnetic flux density estimation value, and the temperature estimation value is a predetermined value higher than the reference temperature.
  • the switching operation command signal is calculated and output based on the result of comparison with the temperature. For example, when the estimated temperature value exceeds a predetermined temperature, the control calculation unit 8 calculates and outputs a switching operation command signal so as to reduce the torque or the rotation speed of the rotating electrical machine 2. According to the above modification, an excessive temperature rise of the magnet 21 and the coil 24 can be suppressed.
  • FIG. 11 is a diagram showing a schematic configuration of an electric vehicle 200 on which the motor drive device 100 according to the second embodiment of the present invention is mounted.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the control calculation unit 8 in the second embodiment. In the second embodiment, the configuration of the control calculation unit 8 of the first embodiment described above is changed. Elements similar to those shown in FIGS. 1 and 7 are given the same reference numerals, and the differences will be mainly described below.
  • the control calculation unit 8 in the second embodiment includes a first control calculation unit 61 that calculates the magnitude of the current applied to the motor 2 and the frequency of the alternating current, and a second calculation unit that calculates a torque request value of the motor 2.
  • the control calculation unit 62 is configured.
  • the first control calculation unit 61 and the second control calculation unit 62 are configured by different CPUs and memories, respectively.
  • the second control calculation unit 62 mainly performs calculations that do not depend on the motor 2.
  • a vehicle speed sensor 9, an accelerator sensor 10, a brake sensor 11, and the like are connected to the second control calculation unit 62.
  • the second control calculation unit 62 calculates a torque request value of the motor 2 and transmits it to the first control calculation unit 61.
  • the first control calculation unit 61 mainly executes a calculation specific to the motor 2.
  • a current sensor 12, a rotation angle sensor 13, a coil temperature sensor 14, a strain sensor 15, and the like are connected to the first control calculation unit 61.
  • the first control calculation unit 61 calculates the magnitude of the current applied to the motor 2 and the frequency of the alternating current from the torque request value transmitted by the second control calculation 62, instructs the inverter power supply 3, and outputs the motor 2 And the temperature of the magnet 21 are calculated and transmitted to the second control calculation unit 62.
  • the maintainability of the program is improved. be able to. For example, when the vehicle specifications change and the characteristics of the motor 2 change, only the first control calculation unit 61 needs to be corrected.
  • the first control calculation unit 61 is provided closer to the motor 2 than the second control calculation unit 62, and the current sensor 12, the rotation angle sensor 13, the coil temperature is provided. Based on the detection values of the sensor 14 and the strain sensor 15, the torque of the motor 2 and the temperature of the magnet 21 are calculated and transmitted to the second control calculation unit 62. As a result, the detected values of the strain sensor 15 and the current sensor 12 can calculate the torque of the motor 2 and the temperature of the magnet 21 without being affected by communication delay or communication noise.
  • FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of an electric vehicle 200 on which the motor drive device 100 according to the third embodiment of the present invention is mounted.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the motor 2 according to the third embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of the control calculation unit 8 in the third embodiment.
  • the third embodiment a part of the configuration of the first embodiment described above is changed. Elements similar to those shown in FIGS. 1, 2, and 7 are denoted by the same reference numerals, and different points will be mainly described below.
  • the motor 2 in the third embodiment includes a tooth temperature sensor 71 that detects the temperature of the tooth 26.
  • the magnetic flux calculation unit 32 in the third embodiment includes the rotation angle signal of the rotor 20 detected by the rotation angle sensor 13, the strain signal of the tooth 26 detected by the strain sensor 15, and the tooth 26 detected by the tooth temperature sensor 71. Based on the temperature, the estimated magnetic flux value in the tooth 26 is calculated.
  • the relationship between the stress and strain of the tooth 26 depends on the Young's modulus of the tooth 26.
  • the Young's modulus of the teeth 26 depends on the temperature of the teeth 26, and the Young's modulus decreases as the temperature increases.
  • the magnetic flux calculation unit 32 in the third embodiment uses the temperature of the tooth 26 detected by the tooth temperature sensor 71 to exclude the strain component due to the temperature from the strain detected by the strain sensor 15. By correcting the estimated magnetic flux value, the estimated magnetic flux value in the tooth 26 can be calculated with high accuracy without being affected by the temperature of the tooth 26.
  • this invention is applicable similarly to an outer rotor motor.
  • the strain sensor 15 is preferably attached to the tip side of the teeth.
  • the tip side of the teeth is radially outward. The fact that the strain sensor 15 is attached to the center in the circumferential direction of the teeth is the same as that of the inner rotor motor in the outer rotor motor.
  • the present invention relates to an electric vehicle such as a railway vehicle or a construction vehicle, an electric vehicle using an engine and an electric motor as an internal combustion engine as a driving source of the vehicle, such as a hybrid vehicle (passenger car), a freight vehicle such as a hybrid truck, and a hybrid bus.
  • an electric vehicle such as a railway vehicle or a construction vehicle
  • an electric vehicle using an engine and an electric motor as an internal combustion engine as a driving source of the vehicle
  • a hybrid vehicle passingenger car
  • a freight vehicle such as a hybrid truck
  • a hybrid bus such as a vehicle (passenger car)
  • the present invention can also be applied to a control device such as a shared car.

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Abstract

　トルク精度を向上する回転電機および回転電機駆動装置の提供。　ティース２６が内周側周方向に配置され、ティース２６にコイル２４が巻回されたステータ２５と，ステータ２５の内側に配置されたロータ２０と、を備えたモータ２であって、ティース２６にはティース２６のひずみを検出するひずみセンサ１５が取り付けられている。

Description

回転電機及び回転電機駆動装置
　本発明は、回転電機及び回転電機駆動装置に関する。
　電気自動車の車両駆動用回転電機において、磁石の温度変化に起因して、磁石の残留磁束密度が変化することによるトルク精度の悪化を防止する回転電機制御装置が知られている。例えば、特許文献１に記載の発明では、磁石の残留磁束密度の変化をｄ軸電流によって補正し，トルクを一定に保つようにしている。
　しかしながら、磁石は回転子に埋め込まれており、温度や磁束の大きさを直接計測することができない。またコイルの発熱は電気抵抗が原因で生じ、主に回転電機のトルクの増加に応じて大きくなるのに対し、磁石の発熱は磁石を貫く磁束の変化が原因で生じ、回転電機のトルクだけではなく、回転数が増加することによっても大きくなる。
特開２０００－２２４８１２号公報
　そのため、従来のコイル温度のみを計測する装置では、磁石の温度を検出できないことから、磁石の温度上昇による残留磁束密度の変化が検出できず、したがってトルク精度の悪化を防止できないという問題があった。
　請求項１の発明による回転電機は、周方向に配置された複数のティースにコイルが巻回されてなる固定子と、周方向に配置された磁石を有し、固定子の径方向内側または外側に配設される回転子とを備え、複数のティースの少なくとも一つには、ティースのひずみを検出するひずみ検出部を有するものである。
　請求項５の発明による回転電機駆動装置は、上記回転電機と、直流電流を交流電力に変換して回転電機に供給するインバータ電源と、インバータ電源のスイッチング動作指令信号を演算する制御演算部とを備え、制御演算部は、ひずみ検出部の検出値に基づいて磁石の残留磁束密度推定値を算出する残留磁束密度推定値演算部を有し、残留磁束密度推定値演算部で演算された残留磁束密度推定値に基づいてスイッチング動作指令信号を演算してインバータ電源に出力するものである。
　本発明による回転電機によれば、磁気吸引力によるティースのひずみを検出することができる。本発明による回転電機駆動装置によれば、ティースのひずみから磁気吸引力の変動を推定し、さらに磁石の残留磁束密度を推定し、この残留磁束密度推定値から回転電機を駆動するようにしたので、磁石の温度による回転電機のトルク変動を抑制し、トルク精度を向上させることができる。
第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の概略構成を示す図である。 第１の実施の形態におけるモータ２の概略構成を示す図である。 第１の実施の形態におけるモータ２の概略構成を示す図である。 第１の実施の形態におけるコイル２４の発熱の傾向を示す図である。 第１の実施の形態における磁石２１の発熱の傾向を示す図である。 第１の実施の形態におけるひずみセンサ１５の検出値の傾向を示す図である。 第１の実施の形態における制御演算部８のブロック図である。 第１の実施の形態における制御演算部８の動作を示すフローチャートである。 第１の実施の形態における残留磁束密度演算部３４のブロック図である。 第１の実施の形態における残留磁束密度演算部３４の動作を示すフローチャートである。 第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の概略構成を示す図である。 第２の実施の形態における制御演算部８のブロック図である。 第３の実施の形態におけるモータ駆動装置の概略構成を示す図である。 第３の実施の形態におけるモータ２の概略構成を示す図である。 第３の実施の形態における制御演算部８のブロック図である。
　以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。本発明の回転電機の一例として、モータ、特にインナーロータモータについて説明する。
－第１の実施の形態－
　図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置１００を搭載した電気自動車２００の概略構成を示す図である。なお、図１の破線矢印は信号の流れを示している。電気自動車２００は、バッテリ１と、モータ２と、インバータ電源３と、減速機４と、差動機構５と、駆動輪６と、制御演算部８と、制御演算部８に接続されている後述の各種センサ９～１５とを備えている。また、モータ駆動装置１００は、モータ２と、インバータ電源３と、制御演算部８を有する。
　インバータ電源３は、バッテリ１から供給される直流電流を、パルス幅変調（ＰＷＭ）により三相交流電流に変換してモータ２に供給する。モータ２は、インバータ電源３から三相交流電流として供給された電気エネルギーを運動エネルギーに変換する。モータ２が運動エネルギーとして発生した動力は、減速機４に伝えられ、この減速機４内部のギア式の減速機構により減速された後に、差動機構５を介して左右の駆動輪６に伝えられ、車両を駆動する駆動力となる。
　駆動輪６の近傍には車両を制動させる制動装置７が設けられている。制動装置７には油圧倍力装置が備えられており、この油圧倍力装置が発生する油圧操作力で駆動輪６を押さえつけ、摩擦力を発生させる。これにより運動エネルギーを熱エネルギーに変換し、車両を制動する。制動装置７は、車両を制動することでモータ２の回転数を低下させることができる。
　図１において、制御演算部８はＣＰＵやメモリなどから構成され、後述するモータ制御プログラムを実行してモータ２および制動装置７を制御する。制御演算部８は、インバータ電源３に指令を送り、モータ２に印加する電流の大きさや、交流電流の周波数を変更させることで、モータ２が発生するトルクや、バッテリ１に充電される回生電力を変化させることができる。また、制御演算部８は、駆動輪６に発生させる摩擦力を変更させる指令（後述する制動力指令）を制動装置７に送ることで、制動装置７が発生する制動力を変化させることができる。
　図１に示すように、制御演算部８には、車速を検出する車速センサ９、アクセルペダル開度（アクセルペダルの操作量）を検出するアクセルセンサ１０、ブレーキペダル開度（ブレーキペダルの操作量）を検出するブレーキセンサ１１、モータ２の後述するコイル２４に印加された電流を検出する電流センサ１２、モータ２の後述するロータ２０の回転角を検出する回転角センサ１３、モータ２の後述するコイル２４の温度を検出するコイル温度センサ１４、モータ２の後述するティース２６のひずみを検出するひずみセンサ１５、などが接続されている。制御演算部８は、これら各種センサ９～１５の信号に応じて、制動装置７を制御したり、インバータ電源３を介してモータ２を駆動制御したりする。
　図２は、モータ２の軸方向断面図である。モータ２は、回転軸であるＡ－Ａ軸を含む面に対して対称な構成を有しているため、図２では、Ａ－Ａ軸より図示下方の構成について省略する。図３は、モータ２の軸方向に直交する断面図である。モータ２は、回転軸（不図示）に対して、回転対称性があるため、モータ２の一部のみを示している。モータ２はＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータであって、ロータ２０の内部に磁石２１が埋め込まれている。ロータ２０の両端は、ケース２２に設けられた軸受２３によって支持されている。ケース２２の内周面にはステータ２５が固定されている。ステータ２５から内周方向に伸びたティース２６には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相巻線がＹ結線されたコイル２４が、巻かれている。コイル２４には、コイル２４の温度を計測するためのコイル温度センサ１４（図２）が取り付けられている。また、ティース２６のうちの少なくとも１つに、ティース２６のひずみを検出するひずみセンサ１５が取り付けられている。ひずみセンサ１５は、ティース２６の回転軸方向端面のうちのいずれか一方に設けられている。ひずみセンサ１５の用い方については、後述する。
　モータ２において、運動エネルギーと電気エネルギーの間のエネルギー変換は、以下のように行われる。力行時には、三相交流電流の供給を受けて回転磁界を発生するコイル２４とロータ２０との間の磁気的作用によりロータ２０が回転磁界の回転速度に同期して回転する。即ち、電気エネルギーが運動エネルギーに変換される。一方、回生時には、ロータ２０の界磁磁束がロータ２０の回転によってコイル２４に鎖交することにより三相交流電流が発生する。即ち、運動エネルギーが電気エネルギーに変換される。
　上述の運動エネルギーと電気エネルギーの間のエネルギー変換には磁石２１の残留磁束密度が関わっている。磁石２１の残留磁束密度の大きさは磁石２１の温度に依存する。常温を基準温度として具体例を以下に示す。磁石２１の温度が上昇すると、磁石２１の残留磁束密度は小さくなる。反対に、磁石２１の温度が低下すると、磁石２１の残留磁束密度は大きくなる。常温に戻した時に、磁石の残留磁束密度の大きさが温度変化前の大きさに戻る場合と戻らない場合がある。前者は可逆減磁と呼ばれ、後者は不可逆減磁と呼ばれる。以降においては、特に断りがない限り、可逆減磁の場合について述べる。
　このように、磁石２１の残留磁束密度は磁石２１の温度によって変化する。磁石２１の温度が異なると、コイル２４に流れる電流が等しい場合でも、モータ２が出力するトルクの大きさが異なる。また、コイル２４に印加される電流は、磁石２１の温度が基準温度（たとえば、常温）のときにモータ２のエネルギー変換効率が最大となるように設計されているため、磁石２１の温度が常温から変化するとモータ２のエネルギー変換効率が低下する分、出力トルクが低下してしまう。
　コイル２４は、電流が印加されると電気抵抗により発熱する。図４はコイル２４の発熱の傾向を説明する図であり、モータ２の回転数・トルク特性（最大トルク）を示す曲線Ｌ１にコイル２４の発熱傾向（ラインＬ１１～Ｌ１４）を重ねて示したものである。図４において縦軸はモータトルク、横軸はモータ回転数を表している。横軸より図示上方は力行側、図示下方は回生側を表している。また、太線で示すラインＬ１は常温におけるモータ２の最大トルクを表している。最大トルクＬ１は、各モータ回転数において出力可能なモータトルクを示しており、モータ２は最大トルクよりも内側の領域（ラインＬ１で囲まれた領域）で用いられる。
　各ラインＬ１１～Ｌ１４は、コイル２４の発熱量が同一の動作点を結んだ曲線であり、上述のように、これによりコイル２４の発熱傾向が分かる。コイル２４に印加される交流電流は、概ねモータトルクの大きさ（絶対値）に応じて変化する。そのため、コイル２４の発熱量はモータトルクの大きさに応じて大きくなり、Ｌ１１＜Ｌ１２＜Ｌ１３＜Ｌ１４の順に発熱量が大きくなっている。図４からも分かるように、モータトルクが同じであれば、回転数が変化しても発熱量はほとんど変化しない。
　一方、磁石２１は、磁石２１内に発生する渦電流によって発熱が起こる。磁石２１の渦電流は、コイル２４に発生する磁束が変化することによって起こり、その大きさは、コイル２４内に発生する磁束の密度（磁束密度）の大きさと、モータ回転数、すなわち、磁束密度の時間変化に応じて変化する。図５は磁石２１の発熱の傾向を説明する図であり、モータ２の最大トルクを示す曲線Ｌ１に磁石２１の発熱傾向（曲線Ｌ２１～Ｌ２４）を重ねて示したものである。図４と同様に、図５においても縦軸はモータトルク、横軸はモータ回転数を表している。横軸より図示上方は力行側、図示下方は回生側を表している。コイル２４によって発生する磁束の密度（磁束密度）は、モータトルクの大きさに応じて大きくなる。また、モータ２の回転数が大きくなると磁束の変化が激しくなる。そのため、コイル２４の磁束密度の大きさと時間変化に起因する渦電流に起因する磁石２１の発熱量はモータトルクの大きさとモータ回転数に応じて変化し、図５に示すように、同一発熱量の動作点を結んだ曲線Ｌ２１～Ｌ２４は複雑な形状となっている。図５においては、Ｌ２１＜Ｌ２２＜Ｌ２３＜Ｌ２４の順に発熱量が大きくなっている。
　上述したように、コイル２４の発熱量はモータトルクの大きさに応じて変化するのに対して（図４）、磁石２１の発熱量はモータトルクの大きさとモータ回転数に応じて変化する（図５）。従って、コイル２４はモータトルクの大きさ（絶対値）が大きくなると発熱量が増え、コイル温度が高温になる。また、磁石２１の場合には、モータトルクの大きさが大きくなったりモータ回転数が大きくなったりすると発熱量が増え、磁石温度が高温になる。
　このようにコイル２４と磁石２１では発熱傾向が異なる。モータ２には、コイル２４の温度を計測するコイル温度センサ１４が設けられている。コイル温度センサ１４によりコイル２４の温度を測ることは可能だが、上述の発熱傾向の違いから、磁石２１の温度や、磁石２１の温度に応じた磁石２１の残留磁束密度の変化を見積もることはできない。またコイル２４は非回転部分であるステータ２５に設けられているため、コイル温度センサ１４を容易に取り付けられるが、磁石２１は回転部分であるロータ２０に埋め込まれているため、直接温度センサや磁束センサなどを取り付けることが困難である。そのため、磁石２１の残留磁束密度の変化によるトルク精度の悪化や効率の低下を防止するためには、磁石２１に直接センサを設けることなく、高精度に磁石２１の残留磁束密度の変化による影響を、推定する手段が必要である。
　そこで、第１の実施の形態では、図３に示すように、ティース２６のひずみを検出するひずみセンサ１５を設け、制御演算部８はひずみセンサ１５の検出値の変化とコイル２４に印加した電流波形から、ティース２６内の磁束推定値を計算するようにした。これにより、後述するように磁石２１に直接センサを設けることなく、磁石２１の残留磁束密度の変化や磁石２１の温度を高精度に推定し、もってモータ２のトルクを精度よく算出することができる。
　ティース２６内の磁束の密度とティース２６の径方向の引張応力には強い相関があるため、第１の実施の形態では、ひずみセンサ１５はティース２６の径方向の引張応力を検出するように設ける。また、ティース２６には径方向の引張応力の他に、周方向の曲げ応力も生じる。ティース２６の周方向の曲げ応力によるひずみは、コイル２４の占積率やひずみセンサ１５の取り付け位置により大きく変化し、ひずみセンサ１５の取り付け位置などを精度よく取り付けないと、再現性や量産性などにおいて問題が生じる。そのため、本実施形態では、以下で示すように、周方向の曲げ応力を検出しないような検討を行った。
　具体的には、ひずみセンサ１５はティース２６の径方向の引張応力が検出でき、周方向の曲げ応力の影響が小さい位置に取り付けた。周方向の曲げ応力によるひずみは、ティース２６の周方向中央から離れるほど大きくなる。そこで、第１の実施の形態におけるひずみセンサ１５は、ティース２６の周方向中央、すなわち、図３における、Ｗ１＝Ｗ２を満たす位置に取り付けた。また、周方向の曲げ応力によるひずみは、ティース２６の径方向外側ほど大きくなる。そこで、第１の実施の形態におけるひずみセンサ１５は、ティース２６の先端側、すなわち、図３における、Ｗ３＜Ｗ４となる位置に取り付けた。これにより、ひずみセンサ１５はティース２６の周方向の曲げ応力による影響を受けることなく、径方向の引張応力によるひずみを検出できる。
　図６を参照して、ティースひずみと、コイル電流と、モータ回転角から磁石２１の残留磁束密度を推定するアルゴリズムを説明する。
　図６（ａ）は、コイル２４の交流電流の波形を示す図である。図６（ｂ）は、ティース２６内の磁束の波形を示す図である。図６（ｃ）は、ひずみセンサ１５の検出値の波形を示す図である。図６（ａ）～（ｃ）を用いて、コイル２４の交流電流とひずみセンサ１５の検出値との間の傾向を説明する。なお、ここで示すことは、後述する制御演算部８の動作に関係する。
　図６（ａ）に示すコイル２４の交流電流は、主にｑ軸成分からなる。また、コイル２４による磁束も、主にｑ軸成分からなる。一方、図に示していないが、磁石２１による磁束は主に、ｑ軸成分と位相が９０°ずれる成分、すなわち、ｄ軸成分からなる。また、磁石２１による磁束は、ロータ２０の回転角に依存するものである。図６（ｂ）のティース２６内の磁束は、コイル２４による磁束と、磁石２１による磁束を合成したものであるので、ｑ軸成分とｄ軸成分が合成されたものとなる。図６（ｃ）に示すひずみセンサ１５の検出値は、ティース２６内の磁束の大きさの２乗に比例するので、図６（ｂ）のゼロクロスの時刻と、図６（ｃ）の検出値がゼロとなる時刻が一致し、図６（ｂ）の振幅（正負どちらの場合も含む）が最大となる時刻と、図６（ｃ）の検出値が最大となる時刻が一致する。そのため、図６（ｃ）に示す波形の周期は、図６（ｂ）に示す波形の周期の２分の１となる。以上を踏まえて、磁石２１の温度上昇による図６（ｂ）、（ｃ）の波形変化について述べる。
　磁石２１の残留磁束密度、および、ティース２６内の磁束のうち磁石２１の残留磁束密度に起因する磁束は、磁石２１の温度に応じて変化する。また、上述のように、図６（ｂ）に示すティース２６内の磁束の波形は、コイル２４による磁束（ｑ軸成分）と、磁石２１による磁束（ｄ軸成分）からなる。温度上昇に伴って磁石２１の残留磁束密度は小さくなり、ティース２６内の磁束のうち磁石２１による磁束（ｄ軸成分）は減る。一方、ティース２６内の磁束のうちコイル２４による磁束（ｑ軸成分）は、温度変化しない。その結果、図６（ｂ）に示すように、磁石２１による磁束（ｄ軸成分）の分だけ、ティース２６内の磁束の振幅は小さくなる。また、ティース２６内の磁束の位相はコイル２４による磁束（ｑ軸成分）に近づく。図６（ａ）に示すコイル２４の交流電流は、ティース２６内の磁束のうちコイル２４による磁束（ｑ軸成分）と同位相であるので、図６（ｂ）の位相が、図６（ａ）の位相に近づき、両者の位相差が小さくなる現象が見られる。
　図６（ｃ）に示すひずみセンサ１５の検出値は、図６（ｂ）に示すティース２６内の磁束の２乗に比例する。このことから、図６（ｂ）に示すティース２６内の磁束の振幅が小さくなると、図６（ｃ）に示すように、ティース２６のひずみの振幅も小さくなる。また、同じ理由で、図６（ａ）と図６（ｂ）の波形の位相差が小さくなれば、図６（ｃ）と図６（ａ）の位相差も小さくなる。
　以上の現象を利用して、第１の実施の形態における制御演算部８は、ひずみセンサ１５の検出値の振幅の情報と、ロータ２０の回転角の情報から、ティース２６内の磁束推定値を得る。さらに、制御演算部８は、ひずみセンサ１５の検出値の波形とコイル２４に印加した電流波形の位相差の情報と、ティース２６内の磁束推定値から、磁石２１の残留磁束密度推定値を計算する。
　すなわち、コイル電流波形（図６（ａ））とティース内磁束波形（図６（ｂ））の位相差は、磁石温度に依存する。ティース内磁束波形（図６（ｂ））とひずみセンサ出力波形（図６（ｃ））の位相は一致している。したがって、コイル電流波形（図６（ａ））とひずみセンサ出力波形（図６（ｃ））との位相差は磁石温度に依存する。そこで、本発明では、コイル電流波形（図６（ａ））とひずみセンサ出力波形（図６（ｃ））との位相差と、ティース内磁束とに基づいて磁石の残留磁束密度推定値を求める。
　ひずみセンサ１５の検出値の出力波形の情報だけでなく、ロータ２０の回転角の情報も用いて、ティース２６内の磁束推定値を求めるのには、以下の理由がある。図６（ｂ）に示すティース２６内の磁束の波形から図６（ｃ）に示すひずみセンサ１５の検出値の出力波形を求めることは一意に決まる。しかし、反対に、図６（ｃ）の波形から図６（ｂ）の波形を求めようとすると、一意に決まらない。これは、図６（ｃ）の波形は、図６（ｂ）の波形の２乗したものから得られているため、その逆変換を行うことは、ある正数値の平方根を求めることを想像すれば容易にわかるように、正負２つの値が出てしまうためである。具体的には、図６（ｂ）に示す実線の波形、または、当該波形と時間軸に対して対称な波形のいずれかを選択するという問題が生じる。そのため、これを解決するために、ロータ２０の回転角の情報を用いて、上記波形のいずれかを選択する。
　以上で説明した、磁石２１の残留磁束密度推定値の算出の流れについてまとめると、以下のようになる。すなわち、図６（ｃ）に示すようなひずみセンサ１５の検出値の情報と、ロータ２０の回転角の情報から、図６（ｂ）に示すようなティース２６内の磁束の推定値が得られる。
　磁石２１の残留磁束密度は、磁石２１の温度に応じて変化する。磁石２１の温度が上昇すると、磁石２１の残留磁束密度は小さくなる。反対に、磁石２１の温度が低下すると、磁石２１の残留磁束密度は大きくなる。このことから、磁石２１の残留磁束密度から磁石２１の温度推定値を算出することができる。そこで第１の実施の形態における制御演算部８は、磁石２１の残留磁束密度推定値から、磁石２１の温度推定値を算出する。
　モータ２は運転状態に応じて発熱するので、その発熱によってモータ温度が過度に上昇すると、コイル２４に塗布されているワニスが変質するおそれがある。また、磁石２１がネオジム磁石である場合は、高温時に大きな逆磁場を受けると、その後常温に戻しても磁石２１の残留磁束密度が回復しない減磁、すなわち、不可逆減磁を起こすおそれがある。従って、コイル２４および磁石２１を過度な温度上昇から保護する必要がある。以下では、過度な温度上昇を防止する方法について述べる。
　上述したように、コイル２４と磁石２１では発熱傾向が異なるため、温度を下げるための望ましい対応が異なる。そこで、以下に示すように、コイル２４が高温の場合と、磁石２１が高温の場合とで、異なる方法を用いて、コイル２４および磁石２１の過度な温度上昇を防止する。
　コイル２４の過度な温度上昇を防止するためには、コイル温度に応じて発熱量すなわちモータトルクを制限すればよい。コイル温度が比較的低い場合には許容されるモータトルクは比較的大きく、ある温度以下では図４の最大トルクまで許容される。逆に、コイル温度が比較的高い場合には、許容されるモータトルクに制限がかかる。
　一方、磁石２１の発熱量はモータトルクの大きさ（絶対値）とモータ回転数に応じて変化し、発熱量一定のラインは図５に示すラインＬ２１～Ｌ２４のような形状となる。磁石２１の過度な温度上昇を防止するためには、磁石２１の温度に応じて、発熱量すなわちモータトルクとモータ回転数を制限する必要がある。
　上述したように、磁石２１の発熱は、モータトルクの大きさ（絶対値）とモータ回転数に応じて大きくなる。そのため、モータトルクを下げても、モータ回転数が大きい場合には、磁石２１の温度が上昇する可能性がある。例えば、車両が下り勾配を走行中のような場合、すなわち、モータ回転数を増加させる負荷がロータ２０に加わっている場合には、モータトルクをゼロに制限しても、車速すなわちモータ回転数は増加する。このとき、磁石２１の発熱が大きくなり磁石温度は上昇を続ける。また、このような場合にモータトルクを調整してモータ回転数を下げようとすると、モータトルクを回生側に増大させる必要がある。この場合も磁石２１の発熱は増大する。
　第１の実施の形態では、制御演算部８は、モータトルクをゼロとするようにインバータ電源３に指令を送ってもなお磁石２１の算出温度が基準温度より高い所定温度を越えて上昇する場合には、車速すなわちモータ回転数を低下させるように制動装置７に指令を送る。これにより、モータ回転数を低下させ、磁石２１の過度な温度上昇を避けることができる。
　図７は第１の実施の形態における制御演算部８の構成を示す機能ブロック図である。図８は第１の実施の形態における制御演算部８の動作を示すフローチャートである。以下では、図７，８を用いて第１の実施の形態のモータ制御動作を説明する。なお、本説明の途中で図９及び図１０も用いる。車両のイグニッションキースイッチ（不図示）がオンとなっている間、図８に示すモータ制御プログラムが繰り返し実行される。
　図７に示すように、制御演算部８には、トルク要求演算部３０、制動力要求演算部３１、磁束演算部３２、トルク推定演算部３３、残留磁束密度演算部３４、磁石温度演算部３５、トルク制限演算部３６、トルク目標演算部３７、トルク指令演算部３８、電流指令演算部３９、ＰＷＭ演算部４０、制動力制限演算部４１、制動力指令演算部４２が設けられている。以下では、上述の各部が図８に示すモータ制御プログラム内でどのような動作をするか説明する。
　ステップＳ１では、車速センサ９が検出した車速信号と、アクセルセンサ１０が検出したアクセル開度信号（アクセルペダルの踏み込み量に応じた信号）とに基づいて、トルク要求演算部３０がモータ２のトルク要求値を計算する。具体的には、アクセルペダルのアクセル開度は車両としての出力要求値に比例するので、アクセル開度を出力要求値に換算する。そして、その出力要求値を車速で除算することで、車両の駆動力要求値、すなわちモータ２のトルク要求値を計算する。
　ステップＳ２では、ブレーキセンサ１１が検出したブレーキ信号（ブレーキペダルの踏み込み量に応じた信号）に基づいて、制動力要求演算部３１が制動装置７の制動力要求値を計算する。ブレーキ信号は車両としての制動力要求値に比例するので、ブレーキ信号を制動力要求値に換算する。なお、制動力要求値はモータトルク相当に換算されており、車両を減速させるように働くので負値となる。
　ステップＳ３では、回転角センサ１３が検出したロータ２０の回転角信号と、ひずみセンサ１５が検出したティース２６のひずみ信号とに基づいて、磁束演算部３２がティース２６内の磁束推定値を計算する。なお、図６の説明箇所で述べたとおり、ロータ２０の回転角信号が、ティース２６内の磁束波形の正負いずれかを選択する役割を担っている。
　ステップＳ４では、電流センサ１２が検出したコイル２４の電流信号と、磁束演算部３２が計算するティース２６内の磁束推定値とに基づいて、トルク推定演算部３３がモータ２のトルク推定値を計算する。なお、モータ２のトルクは、コイル２４内の交流電流の振幅と、ティース２６内の磁束の振幅と、交流電流と磁束の位相差によって決まる。すなわち、モータ２のトルクは、コイル２４の交流電流とティース２６内の磁束を最大振幅と位相差による極形式で表記した場合の外積となる。
　ステップＳ５では、電流センサ１２が検出したコイル２４の電流信号と、磁束演算部３２が計算するティース２６内の磁束推定値とに基づいて、残留磁束密度演算部３４が磁石２１の残留磁束密度推定値を計算する。
　ここで、残留磁束密度演算部３４と具体的な計算手順の詳細について、図９と図１０を用いて説明する。図９は残留磁束密度演算部３４の構成の詳細を示すブロック図である。図１０は残留磁束密度演算部３４の動作、すなわち、図８のステップＳ５の詳細を示すフローチャートである。残留磁束密度演算部３４は、磁束振幅算出部５０、電流振幅算出部５１、位相差算出部５２、および残留磁束密度算出部５３を有する。図１０のフローチャートを説明しながら上述の各部の動作を説明する。
　ステップＳ５１では、磁束演算部３２で計算されたティース２６内の磁束推定値に基づいて、磁束振幅算出部５０が磁束の最大振幅を算出する。ステップＳ５２では、電流センサ１２が検出したコイル２４の電流信号に基づいて、電流振幅算出部５１が交流電流の最大振幅を算出する。ステップＳ５３では、電流センサ１２が検出したコイル２４の電流信号と、磁束演算部３２が計算するティース２６内の磁束推定値とに基づいて、位相差算出部５２がティース２６内の磁束とコイル２４の交流電流との間の位相差を算出する。
　ステップＳ５４では、磁束振幅算出部５０が算出するティース２６内の磁束推定値の最大振幅と、電流振幅算出部５１が算出するコイル２４の交流電流の最大振幅と、位相差算出部５２が算出するティース２６内の磁束推定値とコイル２４の交流電流との間の位相差とに基づいて、残留磁束密度算出部５３が磁石２１の残留磁束密度推定値を算出する。ティース２６内の磁束の最大振幅と、コイル２４の交流電流の最大振幅と、ティース２６内の磁束とコイル２４の交流電流との間の位相差を入力パラメータとし、磁石２１の残留磁束密度を出力パラメータとしたときの対応関係は、制御演算部８が備えるメモリ内に数値マップとして格納されている。ステップＳ５４ではこの数値マップに基づいて、磁石２１の残留磁束密度推定値を計算する。ステップＳ５内の最終ステップであるステップＳ５４が終了すると、図８のステップＳ６に進む。
　図８に示すステップＳ６では、残留磁束密度演算部３４が出力した磁石２１の残留磁束密度推定値に基づいて、磁石温度演算部３５が磁石２１の温度推定値を計算する。磁石２１の残留磁束密度を入力パラメータとし、温度を出力パラメータとしたときの対応関係は、制御演算部８が備えるメモリ内に数値マップとして格納されている。ステップＳ６ではこの数値マップに基づいて、磁石２１の温度推定値を計算する。
　ステップＳ７では、回転角センサ１３が検出したロータ２０の回転角信号と、コイル温度センサ１４が検出したコイル２４の温度と、磁石温度演算部３５が出力した磁石２１の温度推定値とに基づいて、コイル２４と磁石２１を過度な温度上昇から保護するためのトルク制限処理をトルク制限演算部３６が実行する。回転角センサ１３が検出したロータ２０の回転角信号からモータ２の回転数推定値が算出される。コイル２４の温度と磁石２１の温度とモータ２の回転数を入力パラメータとし、トルク制限値を出力パラメータとしたときの対応関係は、制御演算部８が備えるメモリ内に数値マップとして格納されている。ステップＳ７ではトルク制限演算部３６が、この数値マップに基づいてトルク制限値を計算する。
　ステップＳ８では、トルク要求演算部３０が出力したモータ２のトルク要求値と、トルク制限演算部３６が出力したモータ２のトルク制限値とに基づいて、トルク目標演算部３７がトルク目標値を計算する。トルク制限として、力行側と回生側にそれぞれ、力行側トルク制限値と回生側トルク制限値が設けられている。力行側トルク制限値と回生側トルク制限値に挟まれたトルク範囲（トルク制限範囲）にトルク要求値が位置する場合は、トルク要求値がトルク目標値となる。力行側で、かつ、トルク制限範囲の外にトルク要求値が位置する場合は、力行側トルク制限値がトルク目標値となる。回生側で、かつ、トルク制限範囲の外にトルク要求値が位置する場合は、回生側トルク制限値がトルク目標値となる。
　ステップＳ９では、トルク目標演算部３７が出力したモータ２のトルク目標値と、トルク推定演算部３３が出力したモータ２のトルク推定値とに基づいて、トルク指令演算部３８がモータ２のトルク指令値を算出する。具体的には、トルク推定値とトルク目標値が等しい場合には、現行のトルク指令値を維持する。トルク推定値がトルク目標値よりも大きい場合には、トルク推定値をトルク目標値に近づけるためにトルク指令値を現行のトルク指令値よりも低くする。トルク推定値がトルク目標値よりも小さい場合には、トルク推定値をトルク目標値に近づけるためにトルク指令値を現行のトルク指令値よりも高くする。このように、トルク推定値がトルク目標値と一致するようにトルク指令演算部３８がトルク指令値を算出する。
　ステップＳ１０では、トルク指令演算部３８が出力したモータ２のトルク指令値と、残留磁束密度演算部３４が出力した磁石２１の残留磁束密度推定値と、回転角センサ１３が検出したロータ２０の回転角信号とに基づいて、電流指令演算部３９がコイル２４の電流指令値を計算する。回転角センサ１３が検出したロータ２０の回転角信号からモータ２の回転数推定値が算出される。モータ２の回転数とトルクおよび磁石２１の残留磁束密度を入力パラメータとし、コイル２４の電流を出力パラメータとしたときの対応関係は、制御演算部８が備えるメモリ内に数値マップとして格納されている。電流指令演算部３９は、この数値マップに基づいて、コイル２４の電流指令値を計算する。
　ステップＳ１１では、電流指令演算部３９が出力した電流指令値と、電流センサ１２で検出されるコイル２４の電流信号と、回転角センサ１３で検出されたロータ２０の回転角信号とに基づいて、ＰＷＭ演算部４０は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式によりインバータ電源３のスイッチ素子のオンオフＰＷＭパルスを生成して出力する。
　ステップＳ１２では、車速センサ９で検出された車速信号と、磁石温度演算部３５が出力した磁石２１の温度推定値と、トルク推定演算部３３が出力したモータ２のトルク推定値とに基づいて、磁石２１を過度な温度上昇から保護するための制動装置７の制動力制限値を制動力制限演算部４１が計算する。磁石２１の温度が所定温度以上であり、かつモータ２のトルクがゼロであるにも関わらず車速が上昇する場合には、車速が車速制限値以下となる指令値を制動力制限値とする。上記以外の場合には、制動力要求値をゼロとする。磁石２１の推定温度とトルク推定値と車速信号とを入力パラメータとし、車速制限値を出力パラメータとしたときの対応関係は、制御演算部８が備えるメモリ内に数値マップとして格納されている。制動力制限演算部４１がこの数値マップに基づいて、車速制限値を計算する。これにより、モータ回転数を低下させ、磁石２１の過度な温度上昇を避けることができる。
　ステップＳ１３では、制動力要求演算部３１が出力した制動力装置７の制動力要求値と、制動力制限演算部４１が出力した制動装置７の制動力制限値とに基づいて、制動力指令演算部４２が制動装置７へ送信する制動力指令値を計算する。
　以上説明した制御演算部８の各部をまとめると以下のとおりである。
（１）トルク要求演算部３０は、アクセル開度と車速からトルク要求値を演算する。
（２）磁束演算部３２は、ティースひずみおよび回転角を用いてティース内磁束を演算する。
（３）トルク推定値演算部３３は、ティース内磁束とコイル電流からトルク推定値を演算してトルク目標演算部３７に出力する。
（４）残留磁束密度演算部３４は、ティース内磁束、および、コイル電流と前記演算されたティース内の磁束の位相差から残留磁束密度推定値を演算する。
（５）磁石温度演算３５は、残留磁束密度推定値から磁石温度推定値を演算する。
（６）トルク制限演算部３６は、コイル温度、回転角信号、磁石温度推定値の３つの信号からトルク制限値を演算する。
（７）トルク目標演算部３７は、トルク要求値がトルク制限値を超えないようにトルク目標を演算する。
（８）トルク指令演算部３８は、トルク推定値がトルク目標値に一致するようにトルク指令を演算する。
（９）電流指令演算部３９は、トルク指令値と、回転角と、磁石温度推定値の３つの信号を使用して電流指令を演算する。
（１０）ＰＷＭ演算部４０は、電流指令と、コイル電流と、回転角の３つの信号を使用してＰＷＭパルスであるスイッチング動作指令を演算する。
（１１）制動力演算部３１は、ブレーキ開度信号から制動力要求を演算する。
（１２）制動力制限演算部４１は、車速信号と、磁石温度推定値と、トルク推定値の３つの信号を使用して制動力制限値を演算する。
（１３）制動力指令演算部４２は、制動力要求と制動力制限値から制動力指令を演算する。
　以上で説明した第１の実施の形態におけるモータ２またはモータ駆動装置１００は、以下のような作用効果を奏する。
（１）モータ２のティース２６にひずみセンサ１５が設けられていることにより、ティース２６の磁気吸引力によるひずみが検出できる。さらに、ティース２６のひずみと、ロータ２０の回転角とからティース２６内の磁束推定値が求められる。さらに、ティース２６内の磁束とコイル２４の電流から、磁石２１の残留磁束密度推定値が求められる。
（２）ティース２６のひずみセンサ１５がティース２６の径方向のひずみを検出するようにしたことにより、コイル２４の占積率やひずみセンサ１５の取り付け位置によって変化しない径方向のひずみを高精度に検出することができ、磁気吸引力によるひずみが精度よく検出できる。
（３）ティース２６のひずみセンサ１５がティース２６の周方向中央に設けられるようにしたことにより、周方向の曲げ応力による径方向成分が少なくなり、磁気吸引力によるひずみが精度よく検出できる。
（４）ティース２６のひずみセンサ１５がティース２６の先端側に設けられたことにより、曲げ応力が小さくなり、磁気吸引力によるひずみが精度よく検出できる。
（５）回転電機駆動装置１００は、回転電機２と、直流電流を交流電力に変換して回転電機に供給するインバータ電源３と、インバータ電源３のスイッチング動作指令信号を演算する制御演算部８とを備え、制御演算部８は、ひずみ検出センサ１５の検出値に基づいて磁石２１の残留磁束密度推定値を算出する残留磁束密度推定値演算部３４を有する。制御演算部８は、残留磁束密度推定値演算部３４で演算された残留磁束密度推定値に基づいてスイッチング動作指令信号を演算してインバータ電源３に出力する。すなわち、モータ２のティース２６に設けたひずみセンサ１５の検出値に基づいて磁石２１の残留磁束密度推定値が残留磁束密度推定値演算部３４により求められる。モータ駆動制御装置１００は、磁石２１の残留磁束密度推定値に基づいてスイッチング動作指令信号を演算してモータ２を駆動制御する。これにより。トルク精度を向上させることができる。
（６）制御演算部８は、残留磁束密度推定値とコイル電流とに基づいて回転電機２のトルク推定値を演算するトルク推定演算部３３と、トルク要求値に基づいたトルク目標値を演算するトルク目標演算部３７と、トルク推定値がトルク目標値に一致するようにトルク指令を演算するトルク指令演算部３８とを備える。モータ駆動装置１００が磁石２１の残留磁束密度推定値とコイル２４の電流に基づいて算出されたトルク推定値とトルク目標値が一致するようにモータ２を駆動制御するようにしたことにより、トルク精度を向上させることができる。
－第１の実施の形態の変形例－
　第１の実施の形態を以下のように変形して実施形してもよい。
　モータ駆動装置１００の制御演算部８は、磁石温度演算部３５で算出した磁石２１の温度推定値を基準温度より高い所定温度と比較し、その比較結果によりモータ２を駆動制御するようにしてもよい。
　たとえば、上述の磁石２１の温度推定値が所定値以上になると、モータ駆動装置１００がモータ２のトルクまたは回転数を低下させるようにモータ２を駆動制御するようにしてもよい。
　あるいはまた、上述の磁石２１の残留磁束密度推定値が所定値以下になると、モータ駆動装置１００がモータ２のトルクまたは回転数を低下させるようにモータ２を駆動制御するようにしてもよい。
　変形例の回転電機駆動装置において、制御演算部８は、残留磁束密度推定値に基づいて磁石２１の温度推定値を算出する磁石温度演算部３５を有し、温度推定値を基準温度より高い所定温度と比較した結果によりスイッチング動作指令信号を演算して出力するようにした。たとえば、制御演算部８は、温度推定値が所定温度以上になると、回転電機２のトルクまたは回転数を低下させるようにスイッチング動作指令信号を演算して出力する。以上の変形例によれば、磁石２１やコイル２４の過度な温度上昇を抑制することができる。
－第２の実施の形態－
　図１１は、本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置１００を搭載した電気自動車２００の概略構成を示す図である。図１２は第２の実施の形態における制御演算部８の構成を示すブロック図である。第２の実施の形態は、上述した第１の実施の形態の制御演算部８の構成を変更したものである。図１、図７に示す要素と同様の要素に対しては同一の符号を付し、以下では相違点を中心に説明する。
　第２の実施の形態における制御演算部８は、モータ２に印加する電流の大きさや交流電流の周波数を演算する第１の制御演算部６１と、モータ２のトルク要求値を演算する第２の制御演算部６２から構成される。第１の制御演算部６１と第２の制御演算部６２は、それぞれ別のＣＰＵやメモリで構成されている。
　第２の制御演算部６２は主に、モータ２によらない演算を実行する。第２の制御演算部６２には、車速センサ９、アクセルセンサ１０、ブレーキセンサ１１、などが接続されている。第２の制御演算部６２はモータ２のトルク要求値を演算し、第１の制御演算部６１に送信する。
　第１の制御演算部６１は主に、モータ２に固有の演算を実行する。第１の制御演算部６１には、電流センサ１２、回転角センサ１３、コイル温度センサ１４、ひずみセンサ１５、などが接続されている。第１の制御演算部６１は、第２の制御演算６２が送信したトルク要求値から、モータ２に印加する電流の大きさや交流電流の周波数を演算し、インバータ電源３へ指令するとともに、モータ２のトルクや、磁石２１の温度を演算し、第２の制御演算部６２へ送信する。
　このように、モータ２に固有の演算を行う第１の制御演算部６１と、モータ２によらない演算を行う第２の制御演算部６２を別に構成することで、プログラムのメンテナンス性を向上させることができる。例えば車両のスペックが変更になり、モータ２の特性が変わった場合には、第１の制御演算部６１のみを修正すればよい。
　第２の実施の形態における制御演算部８は、第１の制御演算部６１を、第２の制御演算部６２に比べてモータ２の近傍に設け、電流センサ１２、回転角センサ１３、コイル温度センサ１４、ひずみセンサ１５の検出値に基づいて、モータ２のトルクや、磁石２１の温度を演算し、第２の制御演算部６２へ送信する。これにより、ひずみセンサ１５や電流センサ１２の検出値が、通信遅れや通信ノイズの影響を受けることなく、モータ２のトルクや、磁石２１の温度を演算することができる。
－第３の実施の形態－
　図１３は、本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置１００を搭載した電気自動車２００の概略構成を示す図である。図１４は第３の実施の形態におけるモータ２の構成を示す図である。図１５は第３の実施の形態における制御演算部８の構成を示すブロック図である。第３の実施の形態では、上述した第１の実施の形態の一部の構成を変更したものである。図１、図２、図７に示す要素と同様の要素に対しては同一の符号を付し、以下では相違点を中心に説明する。
　第３の実施の形態におけるモータ２は、ティース２６の温度を検出するティース温度センサ７１を備えている。第３の実施の形態における磁束演算部３２は、回転角センサ１３が検出したロータ２０の回転角信号と、ひずみセンサ１５が検出したティース２６のひずみ信号と、ティース温度センサ７１が検出したティース２６の温度に基づいて、ティース２６内の磁束推定値を計算する。ティース２６の応力とひずみの関係はティース２６のヤング率に依存する。またティース２６のヤング率は、ティース２６の温度に依存し、温度が高くなるとヤング率は低下する。第３の実施の形態における磁束演算部３２は、ティース温度センサ７１が検出したティース２６の温度を用いて、ひずみセンサ１５で検出したひずみのうち、温度によるひずみ成分を除外するようにティース２６内の磁束推定値を補正することにより、ティース２６の温度の影響を受けることなく、ティース２６内の磁束推定値を高精度に算出できる。
　以上、本発明をインナーロータモータに適用した例で説明してきたが、本発明は、アウターロータモータにおいても同様に適用できる。アウターロータモータにおいても、ひずみセンサ１５は、ティースの先端側に取り付けられるのが望ましい。ただし、アウターロータモータでは、ロータがステータの外周側に配置されるので、ティースの先端側は径方向外側となる。ひずみセンサ１５がティースの周方向の中央に取り付けられることは、アウターロータモータにおいてもインナーロータモータと同様である。
　以上で説明した実施形態では、本発明を車両の唯一の駆動源とする電気自動車の駆動システムに適用した場合を例に挙げている。しかし、本発明は、鉄道車両や建設車両などの電動車両、内燃機関であるエンジンと電動機とを車両の駆動源とする電動車両、例えばハイブリッド自動車（乗用車）、ハイブリッドトラックなどの貨物自動車、ハイブリッドバスなどの乗り合い自動車などの制御装置にも適用することができる。
　　１：バッテリ　　　　　　　　２：モータ
　　３：インバータ電源　　　　　４：減速機
　　５：差動機構　　　　　　　　６：駆動輪
　　７：制動装置　　　　　　　　８：制御演算部
　　９：車速センサ　　　　　　１０：アクセルセンサ
　１１：ブレーキセンサ　　　　１２：電流センサ
　１３：回転角センサ　　　　　１４：コイル温度センサ
　１５：ひずみセンサ　　　　　２０：ロータ
　２１：磁石　　　　　　　　　２２：ケース
　　２３：軸受　　　　　　　　２４：コイル
２５：ステータ　　　　　　　　２６：ティース
　３０：トルク要求演算部　　　３１：制動力要求演算部
　３２：磁束演算部　　　　　　３３：トルク推定演算部
　３４：残留磁束密度演算部　　３５：磁石温度演算部
　３６：トルク制限演算部　　　３７：トルク目標演算部
　３８：トルク指令演算部　　　３９：電流指令演算部
　４０：ＰＷＭ演算部　　　　　４１：制動力制限演算部
　４２：制動力指令演算部　　　５０：磁束振幅算出部
　５１：電流振幅算出部　　　　５２：位相差算出部
　５３：残留磁束密度算出部　　６１：第１の制御演算部
　６２：第２の制御演算部　　　７１：ティース温度センサ
１００：モータ駆動装置　　　２００：電気自動車

Claims (15)

  1. 　周方向に配置された複数のティースにコイルが巻回されてなる固定子と、
    　周方向に配置された磁石を有し、前記固定子の径方向内側または外側に配設される回転子とを備え、
    　前記複数のティースの少なくとも一つには、前記ティースのひずみを検出するひずみ検出部を有する回転電機。
  2. 　請求項１に記載の回転電機において、
    　前記ひずみ検出部は、前記ティースの径方向に沿った向きのひずみを検出するように、前記ティースにおける回転軸方向端面のうちのいずれか一方に設けられている回転電機。
  3. 　請求項２に記載の回転電機において、
    　前記ひずみ検出部は、前記ティースの周方向中央に設けられる回転電機。
  4. 　請求項２または３に記載の回転電機において、
    　前記ひずみ検出部は、前記ティースの先端側に設けられる回転電機。
  5. 　請求項１～４のいずれか一項に記載の回転電機と、
    　直流電流を交流電力に変換して前記回転電機に供給するインバータ電源と、
    　前記インバータ電源のスイッチング動作指令信号を演算する制御演算部とを備え、
    　前記制御演算部は、前記ひずみ検出部の検出値に基づいて前記磁石の残留磁束密度推定値を算出する残留磁束密度推定値演算部を有し、前記残留磁束密度推定値演算部で演算された前記残留磁束密度推定値に基づいて前記スイッチング動作指令信号を演算して前記インバータ電源に出力する回転電機駆動装置。
  6. 　請求項５に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記ひずみ検出部の検出値からティース内の磁束を演算する磁束演算部を有し、前記残留磁束密度推定値演算部は、前記演算されたティース内の磁束、および、コイル電流と前記演算されたティース内の磁束との位相差に基づいて残留磁束密度を演算する回転電機駆動装置。
  7. 　請求項５に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記残留磁束密度推定値とコイル電流とに基づいて前記回転電機のトルク推定値を演算するトルク推定演算部と、トルク要求値に基づいたトルク目標値を演算するトルク目標演算部と、前記トルク推定値が前記トルク目標値に一致するようにトルク指令を演算するトルク指令演算部とを備える回転電機駆動装置。
  8. 　請求項７に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記トルク要求値を演算するトルク要求演算部を前記トルク推定演算部とは別に有し、
    　前記トルク推定演算部は、前記トルク要求演算部に比べて前記回転電機の近傍に設けられている回転電機駆動装置。
  9. 　請求項５に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記残留磁束密度推定値に基づいて前記磁石の温度推定値を算出する磁石温度演算部を有し、前記磁石の温度推定値と基準温度より高い所定温度と比較した結果により前記スイッチング動作指令信号を演算して出力する回転電機駆動装置。
  10. 　請求項９に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記磁石温度演算部は、前記トルク要求演算部に比べて前記回転電機の近傍に設けられる回転電機駆動装置。
  11. 　請求項９または１０に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記温度推定値が前記所定温度以上になると、前記回転電機のトルクまたは回転数を低下させる電流指令を演算して出力する回転電機駆動装置。
  12. 　請求項１１に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記磁石温度演算部で演算した前記温度推定値が前記所定温度以上になると前記回転電機のトルクまたは回転数を低下させる電流指令を演算する電流指令演算部と、前記電流指令に基づいて前記スイッチング動作指令信号をＰＷＭパルスとして演算するＰＷＭ演算部とを有する回転電機駆動装置。
  13. 　請求項５～１１のいずれか一項に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記残留磁束密度推定値が所定値以下になると、前記回転電機のトルクまたは回転数を低下させるように前記スイッチング動作指令信号を演算して出力する回転電機駆動装置。
  14. 　請求項１３に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記制御演算部は、前記残留磁束密度推定値が所定値以下になると前記回転電機のトルクまたは回転数を低下させるように前記回転電機のトルクまたは回転数を低下させる電流指令を演算する電流指令演算部と、前記電流指令に基づいて前記スイッチング動作指令信号をＰＷＭパルスとして演算するＰＷＭ演算部とを有する回転電機駆動装置。
  15. 　請求項５～１４のいずれか一項に記載の回転電機駆動装置において、
    　前記ティースの温度を検出する温度検出部を備え、
    　前記制御演算部は、前記温度検出部が検出した前記ティースの温度に基づいて、前記ひずみ検出部で検出したひずみの中から温度によるひずみ成分を除外するように、前記残留磁束密度推定値を補正して前記スイッチング動作指令信号を演算して出力する回転電機駆動装置。
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