WO2015016146A1 - ゲート電源装置及びこれを用いた半導体遮断器 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a gate power supply device suitable for a semiconductor breaker of a high-voltage DC transmission system.
- the inductance component becomes dominant, and thus there is a problem that the switching element of the inverter circuit is in a hard switching state. .
- an object of the present invention is to obtain a small and highly efficient gate power supply device that can stabilize a voltage applied to a gate driver and has high insulation ability. It is another object of the present invention to provide a semiconductor circuit breaker suitable for a high-voltage DC power transmission system by using the gate power supply device.
- the gate power supply device is DC power supply, An inverter circuit that converts DC power from the DC power source into high-frequency power and outputs it; A transformer constituted by a primary side winding supplied with the high frequency power, and a plurality of secondary side windings wound around a transformer core through which the primary winding passes; A plurality of rectifier circuits that rectify high-frequency power output from the secondary windings of the transformer, respectively, and drive gate drivers of a plurality of semiconductor switch elements by the output, A plurality of secondary-side parallel capacitors connected in parallel to each secondary-side winding and canceling out the inductance component of the secondary-side winding at the drive frequency of the inverter circuit; The gate driver, the rectifier circuit, the secondary parallel capacitor, the secondary winding, the transformer core, and the primary winding that are connected in series to the primary winding and viewed from the inverter circuit A primary-side series capacitor that cancels the imaginary term (inductance component) of the combined impedance of the line.
- the inductance component of the secondary side winding is canceled out, and the output voltage drop depending on the inductance component of the secondary side winding and the output current is eliminated.
- the inverter output current can be made sinusoidal, the voltage applied to the gate driver can be stabilized, and the switching element of the inverter circuit can be in a soft switching state or a state close thereto.
- a small and highly efficient gate power supply device having high insulation capability can be obtained.
- a semiconductor circuit breaker suitable for a high-voltage DC power transmission system can be easily obtained.
- a gate power supply device 1 includes a DC power supply 2, an inverter circuit 3 that outputs high-frequency power, a primary winding 4 that is supplied with high-frequency power from the inverter circuit 3, and a plurality of through the primary windings.
- a transformer composed of a plurality of secondary windings 5 wound around a transformer core 6 (three in the figure) and a plurality of rectifiers for rectifying high-frequency power output from each secondary winding 5 of the transformer
- a plurality of gate drivers 8 which are loads are driven by the outputs of the rectifier circuits 7.
- each gate driver 8 is connected to a plurality of semiconductor switching elements (hereinafter simply referred to as switching elements) 9 connected in series to the transmission line of the high-voltage DC power transmission system, and supplies driving power to the gates.
- each gate driver 8 is supplied with a control signal from the control circuit 11 via the optical oscillator 12 and the signal line 10, and the switching element 9 is ON / OFF controlled in accordance with this control signal.
- the control circuit 11 generates a control signal for turning off the switching element 9 in response to an accident situation such as an overcurrent of a transmission line in the high-voltage DC power transmission system.
- a semiconductor circuit breaker of the high-voltage DC power transmission system is configured including the gate power supply device 1, the gate driver 8, and the switching element 9.
- each secondary winding 5 has a secondary parallel capacitor that cancels the inductance component of the secondary winding 5 at the drive frequency of the inverter circuit 3.
- CP is provided, and the primary side winding 4 includes a gate driver 8, which is a load viewed from the inverter circuit 3, a rectifier circuit 7, a secondary side parallel capacitor C P , a secondary side winding 5, a transformer core 6, and the primary side series capacitor C S is provided to cancel the imaginary term of the combined impedance of the primary winding 4 (inductance component).
- the transformer core 6 shown in FIG. 1 is formed in the circular arc shape which has an opening part in part, this is an example and is not limited to this.
- the switching element 9 is illustrated as an IGBT (insulated gate bipolar transistor), but the type of the switching element 9 is not limited to the IGBT.
- a switching element using a wide band gap semiconductor can also be used.
- the DC power source 2 may be one obtained by converting AC power from a two-phase or three-phase AC power source (not shown) into DC power by a rectifier circuit (not shown).
- the inverter circuit 3 can be of any circuit configuration, for example, a half bridge circuit or a full bridge circuit.
- the rectifier circuit 7 can be of any circuit configuration, for example, a half-wave rectifier circuit or a full-wave rectifier circuit.
- the gate driver 8 can be of any circuit configuration, and an IC can be used.
- the transformer composed of the primary winding 4, the secondary winding 5, and the transformer core 6 in the circuit configuration as described above will be described.
- the primary winding 4 having a diameter of 10 mm, a length of 1000 mm, and one turn as shown in FIG. 2 passes through the center of an annular transformer core 6 having a cross section of a height of 20 mm and a width of 20 mm.
- a 10-turn secondary winding 5 is wound around the transformer core 6 in a region having a thickness of 5 mm and an angle of 30 ° along the transformer core 6.
- the distance between the primary winding 4 and the secondary winding 5 was defined as the insulation distance, and the relationship between the insulation distance and the coupling coefficient was obtained by electromagnetic field simulation.
- the result is shown in FIG. From FIG. 3, it can be confirmed that the insulation distance and the coupling coefficient are approximately proportional, and that the coupling coefficient decreases as the insulation distance increases.
- the dielectric breakdown voltage of air is about 3 kV / mm, it is necessary to ensure an insulation distance of 100 mm or more. As the value increases, the coupling coefficient decreases.
- an electromagnetic field simulation was performed in the same manner even when the transformer core 6 was provided with an opening and formed into an arc shape.
- FIG. 4 based on the case of the insulation distance of 100 mm in the electromagnetic field simulation, an opening of the transformer core 6 is provided on the opposite side of the secondary winding 5, and the relationship between the opening angle and the coupling coefficient is electromagnetic. Obtained from field simulation. The result is shown in FIG. From FIG. 5, it can be confirmed that the coupling coefficient is greatly reduced when the transformer core 6 is provided with even a small opening. Further, when the opening angle is increased to some extent, the change in the coupling coefficient becomes gradual.
- FIG. 6 shows a simulation circuit.
- a leakage transformer is connected to a power source that outputs a rectangular wave simulating the output of a full bridge inverter, and a resistive load is connected to the output of the leakage transformer.
- the leakage transformer parameters used were the results of the electromagnetic field simulation when the insulation distance was 100 mm, the opening angle was 180 °, and the primary current frequency was 10 kHz.
- Table 1 shows the constants and definitions of the parameters of the simulation circuit. The results of circuit simulation are shown in FIGS.
- FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the transformer output voltage and the transformer output current when the value of the resistance load RL is changed. It can be confirmed that the transformer output voltage decreases when the transformer output current is increased. From this, when the power consumption in the gate driver 8 changes suddenly, there is a problem that the gate driver 8 stops due to a decrease in the transformer output voltage. As a countermeasure against this problem, a method of stabilizing the output voltage by attaching a DC / DC converter or the like to the output of the transformer can be considered, but there is a problem that the apparatus becomes large.
- the timing at which the polarity is inverted is the timing at which a switching element (not shown) inside the inverter circuit 3 performs switching, and the switching is performed at the timing when the power supply output current I is at the maximum value. There is.
- the present invention is intended to solve the above problem, the driving frequency f 0 of the inverter circuit 3, and the secondary side parallel capacitor C P to cancel the inductance component of the secondary winding 5, an inverter circuit It provided the primary side series capacitor C S to cancel the inductance component of the load circuit as seen from the 3.
- the primary winding 4 and add the secondary side parallel capacitor C P and the primary side series capacitor C S of the transformer consists of the secondary winding 5 and the transformer core 6, the rectifier circuit 7 and the gate driver Is a detailed equivalent circuit when connected to a resistance load RL simulating
- one or more necessary numbers can be provided on the secondary side of the transformer, but this time, two cases will be described for simplicity.
- the primary side parameter is converted to the secondary side and expressed with a '(dash).
- r 0-A ′, r 0-B ′ representing iron loss and winding resistances r 1 ′, r 2-A , r 2-B are represented by reactance x 0- at the drive frequency f 0 of the inverter circuit 3. Since it is sufficiently smaller than A ′, x 0-B ′, x 1 ′, x 2-A , x 2-B , the description thereof is omitted. Further, since the cost increases when using different specifications on the secondary side of the transformer, assuming that the same specifications are used, the following relationship is established, so that the simplified equivalent circuit of FIG. 10 is obtained.
- the imaginary part Z_Im of the combined impedance of the simplified equivalent circuit modification 1 is expressed by the following equation.
- FIG. 12 shows a simplified equivalent circuit modification 2 when the value of the primary side series capacitor CS is determined by [Equation 4].
- the equivalent circuit is an LCR series circuit having a power factor of 1, and the current waveform is sinusoidal, so that the switching loss of the inverter circuit 3 is almost zero.
- the voltage applied to the resistance load RL is the ratio of the output voltage of the inverter circuit 3 to the excitation reactance x 0 , the leakage reactance x 2 , the turns ratio a, and the resistance load RL connected to the secondary side. Only depends.
- the load ratio will not be constant, and the voltage applied to the load will not be constant, but the switching element that constitutes the semiconductor breaker of the high-voltage DC power transmission system
- the nine gate drivers 8 all the switching elements 9 must be turned ON / OFF at the same time, so that the loads composed of the rectifier circuit 7 and the gate driver 8 all change at the same timing. That is, since the load ratio is always constant, the voltage applied to the load does not fluctuate. Therefore, the voltage applied to the gate driver 8 can be stabilized without providing voltage adjusting means such as a DC / DC converter.
- the leakage transformer parameters were obtained by analyzing the electromagnetic field simulation model shown in FIG.
- the opening angle of the electromagnetic field simulation model shown in FIG. 4 is 180 °
- two secondary windings 5 and two transformer cores 6 are provided, and the distance between the secondary windings 5 is determined. It is 500 mm.
- FIG. 14 shows the simulation circuit
- Table 2 shows parameter constants and definitions of the simulation circuit.
- FIG. 15 is a graph showing the relationship between the transformer output current and the transformer output voltage when the resistance loads RLA and RLB are changed. It can be confirmed that the transformer output voltage is almost constant even when the transformer output current increases.
- Embodiment 2 when the secondary windings 5 are magnetically coupled, the circuit becomes complicated and it becomes difficult to cancel out the inductance component. Therefore, the secondary windings 5 are arranged sufficiently apart from each other. , The device gets bigger. Therefore, by arranging the magnetic shielding plate 13 between the secondary side windings 5 as shown in FIG. 17, the secondary side windings 5 can be arranged close to each other.
- the material of the magnetic shielding plate 13 a nonmagnetic metal having a small resistance value (for example, aluminum or copper) or a metamaterial having a negative relative magnetic permeability can be used.
- FIG. FIG. 18 is a diagram showing a configuration in the third embodiment of the present invention.
- the gate power supply device 1 includes a DC power supply 2, an inverter circuit 3 that outputs high-frequency power from DC power, a non-contact power supply unit 14 that transmits high-frequency power in a non-contact manner, and high-frequency power received by the non-contact power supply unit 14.
- Sequential power transmission unit 15 composed of a cascade transformer for distribution to the gate of switching element 9, rectifier circuit 7 for rectifying high-frequency power distributed from sequential power transmission unit 15, and power rectified by rectification circuit 7 Includes a DC / DC converter 19 for boosting or stepping down the voltage.
- the gate power supply device 1 supplies power from the DC / DC converter 19 to the gate driver 8 and drives the switching elements 9 connected in a plurality of stages in series.
- FIG. 18 shows a configuration in which three stages of switching elements are connected in series for ease of explanation, but a configuration having three or more stages is also included in the present invention.
- the non-contact power feeding unit 14 includes a primary side series capacitor CS and a primary side winding 4, which are connected in series with the inverter circuit 3, and a secondary side winding 5, which is disposed with a space from the primary side winding 4. consists of secondary side parallel capacitor C P connected in parallel with the next winding 5.
- the sequential power transmission unit 15 is composed of a cascade transformer composed of multi-stage cascaded transformers.
- the sequential power transmission unit 15 sequentially transmits the power supplied via the non-contact power feeding unit 14 to the adjacent switching elements 9.
- the contact power feeding unit 14 side is the lower stage side
- the lower stage side primary winding 16, the upper stage side secondary winding 17, and the tertiary winding 18 connected to the rectifier circuit 7 are provided, and the output stage has three stages.
- the transformers having the same characteristics are connected in series so that the same voltage can be output from the tertiary winding 18 in all.
- FIG. 19 is a diagram showing a state during the gate power supply operation.
- V in When the voltage V in is supplied from the DC power source 2, high frequency power is supplied via the non-contact power supply unit 14, and the AC voltage V out1 is output to the output terminal of the non-contact power supply unit 14.
- V out2 , V out3 , and V out4 are output to the winding 17 in order.
- ⁇ V out1 , ⁇ V out2 , and ⁇ V out3 are set to be output to both ends of the tertiary winding 18 in order.
- the voltage output from the tertiary winding 18 is rectified by the rectifier circuit 7, converted to a DC voltage V g necessary for driving the gate driver by the DC / DC converter 19, and supplied with electric power necessary for driving the gate driver 8. I do.
- the gate-to-ground potential difference of the switching element 9 is also several hundred kV, so that a large insulation capability is required.
- a large number of switching elements 9 are connected in series, so that the potential difference between adjacent switching elements 9 connected in series is small. Therefore, in this configuration, the first-stage gate of the switching element 9 connected in series with N stages (N is an integer of 2 or more) has a large insulation capacity of several hundreds kV class capable of withstanding the voltage to ground of the DC transmission line.
- Power is supplied by contactless power supply, and the gate of the switching element 9 in the second and subsequent stages is supplied with a cascade transformer having a small insulation capacity of about 1 to 10 kV applied to one stage of the switching elements 9 connected in series. Supply.
- insulation can be ensured by using a small cascade transformer without using a non-contact power supply that requires a large installation area for the gates of all the switching elements 9, so that the installation area is reduced. be able to.
- power is supplied to the lowermost stage (the lowest potential side) of the switching elements connected in series by non-contact power supply, and then power is sequentially sent to the upper stage using a cascade transformer.
- contact power supply power may be sent first to the uppermost stage, then power may be sent sequentially to the lower stages, or power may be sent to the middle stage by non-contact power supply, and then power will be sequentially supplied to the upper and lower stages. May be sent.
- FIG. 20 shows the configuration. In FIG. 20, the structure which supplies electric power with a non-contact electric power feeding and a cascade transformer for every switching element 3 series is shown.
- the present invention also includes a configuration in which power is supplied by non-contact power feeding for every three or more stages in series.
- power can be supplied to the gate using a small cascade transformer having a small insulation capacity, and a constant voltage can be supplied to all gate drivers even when the number of switching elements 9 connected in series is large. It becomes possible.
- the DC power supply 2 and the DC power supply 2 Inverter circuit 3 for converting DC power from the output to high frequency power and outputting it, primary side winding 4 to which high frequency power is supplied, and secondary side winding arranged with respect to the primary side winding 4 via a space
- a non-contact power supply unit 14 configured to supply power to the gate of at least one of the switching elements 9 connected in series, and a power supplied via the non-contact power supply unit 14,
- a sequential power transmission unit 15 that sequentially transmits power to adjacent switching elements 9 is provided.
- the non-contact electric power feeding part 14 and the sequential power transmission part 15 are provided for every number of serial connection stages below N.
- the non-contact power supply unit 14 includes a primary winding 4 is supplied with high frequency power, and the primary side series capacitor C S connected in series to the primary winding 4, a high-frequency magnetic field from the primary winding 4 through to the secondary winding 5 is supplied with electric power, and a secondary side parallel capacitor C S connected in parallel to the secondary winding 5.
- the sequential power transmission unit 15 is configured using a cascade transformer in which transformers composed of a primary winding 16, a secondary winding 17, and a tertiary winding 18 are connected in cascade. That is, the sequential power transmission unit 15 includes N transformers (three stages in the figure) including a primary winding 16, a secondary winding 17, and a tertiary winding 18.
- the primary winding 16 of the first-stage transformer is connected to the secondary-side winding 5 of the non-contact power feeding unit 14, and the secondary winding 17 of the first-stage transformer is the second-stage primary winding of the transformer.
- the tertiary winding 18 of the first-stage transformer connected to the line 16 rectifies the high-frequency power from the non-contact power feeding unit 14, and the DC / DC converter 19 converts the power from the rectifying circuit 7.
- the gate driver 8 for supplying power to the gate of the first-stage switching element 9 of the N-stage switching elements 9 and the primary winding of the n-th transformer (n is 2 or more) 16 is connected to the secondary winding 17 of the n-1 stage transformer, and the secondary winding 17 of the n stage transformer is The tertiary winding 18 of the n-th stage transformer is connected to the n + 1-stage transformer primary winding 16 via the rectifier circuit 7 and the DC / DC converter 19 to the n-th stage gate driver 8. It is connected to a gate driver 8 that supplies power to the gate of the switching element 9 at the stage.
- series in the non-contact power supply unit 14 is a primary side series capacitor C S of the primary winding 4, be connected in parallel to the secondary side parallel capacitor C P to the secondary winding 5
- the voltage supplied to the gate driver 8 by the DC / DC converter 19 can be corrected to a predetermined value even if the output voltage of the non-contact power supply unit 14 is lowered.
- the primary side winding 4 may be connected to the primary side capacitor in series
- the secondary side winding 5 may be connected to the secondary side capacitor in series
- the primary side winding 4 may be connected to the primary side capacitor.
- a secondary capacitor may be connected to the secondary winding 5 in parallel, or one or both of the primary capacitor and the secondary capacitor may be omitted.
- the gate power supply device 1 includes a rectifier circuit 7 that rectifies high-frequency power supplied from the non-contact power supply unit 14, and a smoothing capacitor 20 that smoothes power supplied from the rectifier circuit 7.
- a rectifying / smoothing circuit including a smoothing capacitor 20 connected to a gate driver 8 that supplies power to the gate of the first-stage switching element 9 among the N-stage switching elements 9 via a DC converter 19, and a charging diode
- the multistage bootstrap unit includes N-1 stages of multistage bootstrap units, and the multistage bootstrap unit includes a rectifier circuit 7 that connects the anode side of the first stage of the charging diodes 21 among the N-1 stages of charging diodes 21. And the anode side of the second stage charging diode 21 is connected to the cathode side of the first stage charging diode 21, and n (n is 2).
- the cathode side of the charging diode 21 at the upper stage is connected to the anode side of the charging diode 21 at the (n + 1) th stage, and is connected to the cathode side of the charging diode 21 at the nth stage.
- the DC / DC converter 19 supplies power to the gate of the switching element 9. It is comprised so that it may be connected to the gate driver 8 which supplies this.
- SYMBOLS 1 Gate power supply device, 2 ... DC power supply, 3 ... Inverter circuit, 4 ... Primary winding, 5 ... Secondary winding, 6 ... Transformer core, 7 ... Rectifier circuit, 8 ... Gate driver, 9 ... Switching element, 10 ... Signal line, DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... Control circuit, 12 ... Optical oscillator, 13 ... Magnetic shielding board, 14 ... Non-contact power feeding unit, 15 ... Sequential power transmission unit, 16 ... Primary winding, 17 ... secondary winding, 18 ... tertiary winding, 19 ... DC / DC converter, 20 ... smoothing capacitor, 21 ... charging diode, 22 ... bootstrap capacitor, C S ... primary side series capacitor, C P ... Secondary side parallel capacitor.
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Abstract
Description
ここで課題となるのが、半導体スイッチを開閉するゲートドライバへの電力供給である。従来のゲート電源装置では、ゲートドライバごとに二次側巻線を巻回したトランスコアを設け、トランスコアの中空部に一次側巻線を貫通配置し、一次側巻線に高周波電力を供給することで、電磁誘導現象によってゲートドライバに電力を供給する技術が発明されている(例えば、特許文献2参照)。
そこで、一次側巻線と二次側巻線の間の絶縁距離を確保するためにトランスコアが大きくなるという問題があった。
また、トランスコアを大きくすることで一次側巻線と二次側巻線の間の結合係数が低下するため、リーケージトランスとなり、二次側では出力電流の増加に伴い出力電圧が低下する。
さらに、一次側では一次側巻線に高周波電力を供給するインバータ回路から見た負荷回路において、インダクタンス成分が支配的となるため、インバータ回路のスイッチング素子がハードスイッチング状態となってしまう問題があった。
また、上記ゲート電源装置を用いることにより、高圧直流送電システムに適した半導体遮断器を提供することを目的とするものである。
直流電源と、
前記直流電源からの直流電力を高周波電力に変換して出力するインバータ回路と、
前記高周波電力を供給される一次側巻線、及び前記一次巻線が貫通するトランスコアに巻回された複数の二次側巻線によって構成されるトランスと、
前記トランスの前記各二次側巻線から出力される高周波電力をそれぞれ整流し、その出力により複数の半導体スイッチ素子のゲートドライバをそれぞれ駆動する複数の整流回路と、
前記各二次側巻線に並列に接続され、前記インバータ回路の駆動周波数において前記二次側巻線のインダクタンス成分を打ち消す複数の二次側並列コンデンサと、
前記一次側巻線に直列に接続され、前記インバータ回路から見た負荷である前記ゲートドライバ、前記整流回路、前記二次側並列コンデンサ、前記二次側巻線、前記トランスコア及び前記一次側巻線の合成インピーダンスの虚数項(インダクタンス成分)を打ち消す一次側直列コンデンサとを備えたものである。
図1において、ゲート電源装置1は、直流電源2と、高周波電力を出力するインバータ回路3と、インバータ回路3から高周波電力を供給される一次側巻線4及び前記一次巻線が貫通する複数のトランスコア6(図では3個)にそれぞれ巻回された複数の二次側巻線5によって構成されるトランスと、このトランスの各二次側巻線5から出力される高周波電力を整流する複数の整流回路7とで構成されており、各整流回路7の出力により、負荷である複数のゲートドライバ8を駆動する。
一方、各ゲートドライバ8には、制御回路11から光発振器12、信号線10を介して制御信号が供給され、この制御信号に応じてスイッチング素子9がON/OFF制御される。制御回路11は、高圧直流送電システムにおける送電線路の過電流等の事故状況に対応してスイッチング素子9をOFFする制御信号を発生する。
上記ゲート電源装置1、ゲートドライバ8、スイッチング素子9を含めて、高圧直流送電システムの半導体遮断器が構成されている。
また、図1に示したトランスコア6は、一部に開口部を有する円弧型に形成されているがこれは一例であり、これに限定されない。
また、図1ではスイッチング素子9をIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)として図示しているが、スイッチング素子9の種類はIGBTに限定されない。
例えば、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子なども用いることができる。
更に、直流電源2は、二相または三相の交流電源(図示せず)からの交流電力を整流回路(図示せず)によって直流電力に変換したものであってもよい。
インバータ回路3は、任意の回路構成のものを用いることができ、例えばハーフブリッジ回路または、フルブリッジ回路で構成することができる。
同様に、整流回路7も任意の回路構成のものを用いることができ、例えば、半波整流回路または、全波整流回路などで構成することができる。
さらに、ゲートドライバ8も任意の回路構成のものを用いることができ、IC化されたものなども用いることができる。
ここでは、簡単のため二次側巻線5及びトランスコア6が1つの場合について考える。まず、図2に示すような直径10mm、長さ1000mm、1ターンの一次側巻線4が高さ20mm、幅20mmの断面を有する円環型のトランスコア6の中心を貫通しており、前記トランスコア6には10ターンの二次側巻線5がトランスコア6に沿って厚さ5mm、角度30°の領域において巻回されている。
そのとき、一次側巻線4と二次側巻線5の間の距離を絶縁距離として定義し、絶縁距離と結合係数の関係を電磁界シミュレーションにより求めた。その結果を図3に示す。
図3より絶縁距離と結合係数は概ね比例関係にあり、絶縁距離が大きくなると結合係数が低下することが確認できる。
例えば、300kVの高圧直流送電システムにこのようなゲート電源装置1を適用する場合、空気の絶縁破壊電圧が約3kV/mmであるため、100mm以上の絶縁距離を確保する必要があり、トランスコア6が大きくなるとともに、結合係数が低下する。
図4に示すように、上記電磁界シミュレーションの絶縁距離100mmの場合を基準とし、二次側巻線5の反対側にトランスコア6の開口部を設け、開口部角度と結合係数の関係を電磁界シミュレーションより求めた。その結果を図5に示す。
図5よりトランスコア6に僅かでも開口部を設けると大幅に結合係数が低下することが確認できる。
また、開口部角度がある程度大きくなると結合係数の変化は緩やかになる。
ここでは、簡単のためフルブリッジインバータの出力を模擬した矩形波を出力する電源にリーケージトランスを接続し、リーケージトランスの出力に抵抗負荷を接続したものとした。
リーケージトランスのパラメータは、上記電磁界シミュレーションの絶縁距離100mm、開口部角度180°、一次側電流周波数10kHz時の結果を使用した。
これは、抵抗負荷RLの値を変化させた場合のトランス出力電圧とトランス出力電流の関係を示した図である。
トランス出力電流を大きくするとトランス出力電圧が低下する特性が確認できる。
ここから、ゲートドライバ8での消費電力が急変した場合、トランス出力電圧が低下することによりゲートドライバ8が停止する問題がある。
この問題の対策として、トランスの出力にDC/DCコンバータなどを取り付けることで出力電圧を安定化する方法が考えられるが、装置が大きくなる問題がある。
これは、抵抗負荷RL=50Ωの場合の電源出力電圧Vと電源出力電流Iを示した図でる。電源出力電流Iが電源出力電圧Vの極性が反転するタイミングで正の最大値または負の最大値となる三角波となっていることが確認できる。
極性が反転するタイミングとは、インバータ回路3内部のスイッチング素子(図示せず)がスイッチングを行うタイミングであり、電源出力電流Iが最大値のタイミングでスイッチングが行われるため大きなスイッチング損が発生する問題がある。
また、トランスの二次側は1つ以上の必要数を設けることができるが、今回は簡単のため2つの場合について説明する。
ここで、巻数比をa=N1/N2とし、一次側パラメータは二次側に換算し’(ダッシュ)をつけて表記する。
また、トランスの二次側が2つあるので、1つ目の二次側に関係するパラメータにはA、2つ目の二次側に関係するパラメータにはBの添え字を表記する。
従って、図9において、RL‐A、RL‐B…抵抗負荷、r0‐A’、r0‐B’…二次側に換算された励磁抵抗(鉄損)、r1’…二次側に換算された一次側巻線抵抗、r2‐A、r2‐B…二次側巻線抵抗、x0‐A’、x0‐B’…二次側に換算された励磁リアクタンス、x1’…二次側に換算された一次側漏れリアクタンス、x2‐A、x2‐B…二次側漏れリアクタンス、xS’…二次側に換算された一次側直列コンデンサのリアクタンス、xP‐A、xP‐B…二次側並列コンデンサのリアクタンスをそれぞれ示している。
また、トランスの二次側にそれぞれ異なる仕様のものを使うとコストが高くなるため、同じ仕様のものを使うと仮定した場合、次の関係が成り立つので、図10の簡易等価回路となる。
図12より、等価回路は力率1のLCR直列回路となり、電流波形は正弦波状となるためインバータ回路3のスイッチング損はほぼ0となる。
また、抵抗負荷RLに印加される電圧は、インバータ回路3の出力電圧と励磁リアクタンスx0、漏れリアクタンスx2、巻数比aそして、二次側にそれぞれ接続される抵抗負荷RLの比率にのみ依存する。
つまり、負荷の比率は常に一定であるため、負荷に印加される電圧は変動しない。
よって、DC/DCコンバータのような電圧調整手段を設けずともゲートドライバ8に印加される電圧を安定化することができる。
リーケージトランスのパラメータは、図13に示す電磁界シミュレーションモデルを解析することで求めた。
この電磁界シミュレーションモデルは、図4に示した電磁界シミュレーションモデルの開口部角度を180°とし、二次側巻線5とトランスコア6を2ずつ設け、二次側巻線5同士の距離を500mmとしたものである。
トランス出力電流が増えてもトランス出力電圧をほぼ一定にできていることが確認できる。また、図16は抵抗負荷RLA=RLB=25Ωの場合の電源出力電圧Vと電源出力電流Iを示すグラフである。
電源出力電流Iはほぼ正弦波状であり、電源出力電圧Vの極性が変化するタイミングでほぼゼロとなることが確認できる。
よって、インバータ回路3のスイッチング損はほぼゼロとなる。
また、実施の形態1では二次側巻線5同士が磁気的に結合すると回路が複雑化し、インダクタンス成分を打ち消すことが難しくなるため、二次側巻線5同士を十分に離して配置したが、装置が大きくなってしまう。
そこで、図17のように二次側巻線5の間に磁気遮蔽板13を配置することで、二次側巻線5同士を近接配置することができるようになる。
ここで、磁気遮蔽板13の素材としては、非磁性体で抵抗値の小さな金属(例えば、アルミや銅など)やマイナスの比透磁率を有するメタマテリアルなどが使用できる。
図18はこの発明の実施の形態3における構成を示す図である。
ゲート電源装置1は、直流電源2と、直流電力から高周波電力を出力するインバータ回路3と、高周波電力を非接触で送電する非接触給電部14と、非接触給電部14で受電した高周波電力をスイッチング素子9のゲートに分配するためのカスケードトランスで構成される順次電力伝送部15と、順次電力伝送部15より分配された高周波電力を整流する整流回路7と、整流回路7で整流された電力の電圧を昇圧あるいは降圧させるためのDC/DCコンバータ19を含んでいる。
ゲート電源装置1は、DC/DCコンバータ19からゲートドライバ8に電力を供給し、直列に複数段接続されたスイッチング素子9を駆動する。
図18では説明を簡易にするためにスイッチング素子を3段直列接続した構成を示しているが、3段以上の構成もこの発明に含む。
非接触給電部14は、インバータ回路3と直列に接続された一次側直列コンデンサCSと一次側巻線4、一次側巻線4と空間を隔てて配置された二次側巻線5、二次側巻線5と並列に接続された二次側並列コンデンサCPで構成される。
直流電源2から電圧Vinを供給すると、非接触給電部14を介して高周波電力が供給され、非接触給電部14の出力端に交流電圧Vout1が出力され、順次電力伝送部15の2次巻線17には順にVout2、Vout3、Vout4が出力される。
このトランスの2次巻線17に出力される電圧はVout1=Vout2=Vout3=Vout4となるように設定する。
また3次巻線18の両端には順に、αVout1、αVout2、αVout3が出力されるように設定する。ここでαの値は任意の値である。
Vout1=Vout2=Vout3=Vout4の場合にはαVout1=αVout2=αVout3となり、3次巻線18から出力される電圧は全て等しくなる。
3次巻線18から出力される電圧を整流回路7で整流し、DC/DCコンバータ19で、ゲートドライバ駆動に必要な直流電圧Vgに変換し、ゲートドライバ8の駆動に必要な電力の給電を行う。
一方、数百kV級高圧直流送電ではスイッチング素子9が多数直列接続されるため、直列接続した隣り合うスイッチング素子9間の電位差は小さい。
従って本構成では、N段(Nは2以上の整数)直列接続したスイッチング素子9の1段目のゲートには、直流送電線の対地間電圧に耐えられる数百kV級の大きな絶縁能力を持つ非接触給電で電力を供給し、2段目以降のスイッチング素子9のゲートには直列接続されたスイッチング素子9の1段に印加される1~10kV程度の絶縁能力の小さなカスケードトランスを用いて電力を供給している。
この構成を用いることで、全てのスイッチング素子9のゲートに大きな設置領域の必要な非接触給電を用いずに、小型のカスケードトランスを用いて絶縁を確保することができるので、設置領域を小さくすることができる。
その場合は、数段毎に巻数比の異なるトンランスを挿入し、各段の出力電圧がほぼ所定の値となるように補正してもよい。
また、上述のように、ゲートに給電する電力によっては1段目のスイッチング素子から離れるにしたがって、カスケードトランスから出力される電圧が減少する場合がある。
そのような場合には、スイッチング素子の一定直列数ごとに、非接触給電でゲートに電力を供給する構成を用いることもできる。
図20にその構成を示す。図20ではスイッチング素子3直列毎に、非接触給電とカスケードトランスで電力を供給する構成を示している。
3段以上の直列数毎に非接触給電で電力を供給する構成もこの発明に含む。
この構成を用いることで、絶縁能力の小さな小型のカスケードトランスを用いてゲートに電力を供給でき、スイッチング素子9の直列数接続数が多い場合でも、一定電圧を全てのゲートドライバに供給することが可能となる。
そして、非接触給電部14は、高周波電力を供給される一次側巻線4と、一次側巻線4に直列に接続される一次側直列コンデンサCSと、一次側巻線4から高周波磁界を介して電力を供給される二次側巻線5と、二次側巻線5に並列に接続される二次側並列コンデンサCSとで構成されている。
即ち、順次電力伝送部15は、1次巻線16、2次巻線17、3次巻線18で構成されるトランスをN段(図では3段)備え、前記N段のトランスのうちの1段目のトランスの1次巻線16は非接触給電部14の二次側巻線5に接続され、1段目のトランスの2次巻線17は、トランスの2段目の1次巻線16に接続され、1段目のトランスの3次巻線18は、非接触給電部14からの高周波電力を整流する整流回路7と、該整流回路7からの電力をDC/DCコンバータ19を介して、N段のスイッチング素子9のうちの1段目のスイッチング素子9のゲートに給電を行うゲートドライバ8に接続されており、n(nは2以上)段目のトランスの1次巻線16は、n-1段目のトランスの2次巻線17に接続され、n段目のトランスの2次巻線17は、n+1段目のトランスの1次巻線16に接続され、n段目のトランスの3次巻線18は、n段目のゲートドライバ8に、整流回路7およびDC/DCコンバータ19を介してn段目のスイッチング素子9のゲートに給電を行うゲートドライバ8に接続されている。
図21において、ゲート電源装置1は、非接触給電部14から供給される高周波電力を整流する整流回路7と、整流回路7から供給された電力を平滑する平滑コンデンサ20とで構成され、DC/DCコンバータ19を介して、N段のスイッチング素子9のうち1段目のスイッチング素子9のゲートに給電を行うゲートドライバ8に接続される平滑コンデンサ20で構成される整流平滑回路と、充電用ダイオード21をN-1段接続された多段ブートストラップ部を備え、多段ブートストラップ部は、N-1段接続された充電用ダイオード21のうち1段目の充電用ダイオード21のアノード側を整流回路7の正の出力端に接続され、1段目の充電用ダイオード21のカソード側に2段目の充電用ダイオード21のアノード側を接続され、n(nは2以上かつN-1以下の整数)段目の充電用ダイオード21のカソード側はn+1段目の充電用ダイオード21のアノード側と接続されており、n段目の充電用ダイオード21のカソード側に接続されたブートストラップコンデンサ22と、ブートストラップコンデンサ22からの電力を、スイッチング素子9のゲートに適した電圧に制御するDC/DCコンバータ19を備え、DC/DCコンバータ19がスイッチング素子9のゲートに電力を供給するゲートドライバ8に接続されるように構成されている。
なお、多段ブートストラップ方式の詳細については、本出願人より出願した、日本出願特願2013-153443に記載しているので、ここでは詳細な説明は省略する。
4…一次側巻線、5…二次側巻線、6…トランスコア、7…整流回路、
8…ゲートドライバ、9…スイッチング素子、10…信号線、
11…制御回路、12…光発振器、13…磁気遮蔽板、
14…非接触給電部、15…順次電力伝送部、16…1次巻線、
17…2次巻線、18…3次巻線、19…DC/DCコンバータ、
20…平滑コンデンサ、21…充電用ダイオード、
22…ブーストラップコンデンサ、CS…一次側直列コンデンサ、
CP…二次側並列コンデンサ。
Claims (20)
- 直流電源と、
前記直流電源からの直流電力を高周波電力に変換して出力するインバータ回路と、
前記高周波電力を供給される一次側巻線、及び前記一次側巻線が貫通するトランスコアに巻回された複数の二次側巻線によって構成されるトランスと、
前記トランスの前記各二次側巻線から出力される高周波電力をそれぞれ整流し、その出力により複数の半導体スイッチ素子のゲートドライバをそれぞれ駆動する複数の整流回路と、前記各二次側巻線に並列に接続され、前記インバータ回路の駆動周波数において前記二次側巻線のインダクタンス成分を打ち消す複数の二次側並列コンデンサと、
前記一次側巻線に直列に接続され、前記インバータ回路から見た負荷である前記ゲートドライバ、前記整流回路、前記二次側並列コンデンサ、前記二次側巻線、前記トランスコア及び前記一次側巻線の合成インピーダンスの虚数項(インダクタンス成分)を打ち消す一次側直列コンデンサとを備えた
ことを特徴とするゲート電源装置。 - 前記インバータ回路から見た負荷が力率1のLCR直列回路となるように前記一次側直列コンデンサの値を設定したことを特徴とする請求項1記載のゲート電源装置。
- 前記トランスコアは、一部に開口部を有する円弧型に形成されていることを特徴とする請求項1または2記載のゲート電源装置。
- 前記二次側巻線同士の間に前記二次側巻線同士の結合を防ぐ、金属またはメタマテリアル製の磁気遮蔽板を設けたことを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載のゲート電源装置。
- 前記トランスと前記複数の整流回路との間に、前記トランスの前記二次側巻線を介して供給される電力を、前記複数の整流回路に順次伝送する順次電力伝送部を備え、
前記順次電力伝送部及び前記複数の整流回路を介して前記複数の半導体スイッチ素子のゲートドライバをそれぞれ駆動することを特徴とする請求項1から4のいずれか1項に記載のゲート電源装置。 - 前記順次電力伝送部は、1次巻線、2次巻線、3次巻線で構成されるトランスを複数段縦続接続したカスケードトランスを用いて構成され、前記各段のトランスの3次巻線がそれぞれ前記整流回路に接続されていることを特徴とする請求項5記載のゲート電源装置。
- 前記順次電力伝送部は、ダイオードを用いた多段ブートストラップ方式により構成されていることを特徴とする請求項5記載のゲート電源装置。
- N段(Nは2以上の整数)直列接続された半導体スイッチング素子のゲートに対して、電力を供給するゲート電源装置において、
直流電源と、
前記直流電源からの直流電力を高周波電力に変換して出力するインバータ回路と、
前記高周波電力を供給される一次側巻線と、前記一次側巻線に対し空間を介して配置される二次側巻線を有する充電部より構成され、前記直列接続された半導体スイッチング素子のうちの少なくとも1つの半導体スイッチング素子のゲートに給電する非接触給電部と、前記非接触給電部を介して供給される電力を、隣接する前記半導体スイッチング素子に順次電力を伝送する順次電力伝送部を備えた
ことを特徴とするゲート電源装置。 - 前記非接触給電部と前記順次電力伝送部を、N未満の直列接続段数毎に備えることを特徴とする請求項8記載のゲート電源装置。
- 前記非接触給電部は、
前記高周波電力を供給される一次側巻線と、
前記一次側巻線に直列に接続される一次側コンデンサと、
前記一次側巻線から高周波磁界を介して電力を供給される二次側巻線と、
前記二次側巻線に並列に接続される二次側コンデンサとで構成され、
前記順次電力伝送部は、
1次巻線、2次巻線、3次巻線で構成されるトランスをN段備え、
前記N段のトランスのうちの1段目のトランスの1次巻線は前記非接触給電部の二次側巻線に接続され、
前記1段目のトランスの2次巻線は、前記トランスの2段目の1次巻線に接続され、
前記1段目のトランスの3次巻線は、前記非接触給電部からの高周波電力を整流する整流ダイオードと、該整流ダイオードからの電力をDC/DCコンバータを介して、前記N段の半導体スイッチング素子のうちの1段目の半導体スイッチング素子のゲートに給電を行うゲートドライバに接続されており、
n(nは2以上)段目のトランスの1次巻線は、n-1段目のトランスの2次巻線に接続され、
n段目のトランスの2次巻線は、n+1段目のトランスの1次巻線に接続され、
n段目のトランスの3次巻線は、n段目のゲートドライバに、整流ダイオードおよびDC/DCコンバータを介してn段目の半導体スイッチング素子のゲートに給電を行うゲートドライバに接続された
ことを特徴とする請求項8記載のゲート電源装置。 - 前記N段のトランスは、一定段数毎に、前記1次巻線と前記2次巻線間の昇降圧比が異なることを特徴とする請求項10記載のゲート電源装置。
- 前記非接触給電部と前記順次電力伝送部を、N未満の直列接続段数毎に備えることを特徴とする請求項8から10のいずれか1項に記載のゲート電源装置。
- 前記非接触給電部は、前記一次側巻線に直列に接続された一次側コンデンサと、前記二次側巻線に直列に接続された二次側コンデンサを備えたことを特徴とする請求項8から11のいずれか1項に記載のゲート電源装置。
- 前記非接触給電部は、前記一次側巻線に並列に接続された一次側コンデンサと、前記二次側巻線に直列に接続された二次側コンデンサを備えたことを特徴とする請求項8から11のいずれか1項に記載のゲート電源装置。
- 前記非接触給電部は、前記一次側巻線に並列に接続された一次側コンデンサと、前記二次側巻線に並列に接続された二次側コンデンサを備えたことを特徴とする請求項8から11のいずれか1項に記載のゲート電源装置。
- 前記順次電力伝送部は、
前記非接触給電部から供給される高周波電力を整流する整流ダイオードと、
前記整流ダイオードから供給された電力を平滑する平滑コンデンサで構成され、DC/DCコンバータを介して、前記N段の半導体スイッチング素子のうち1段目の半導体スイッチング素子のゲートに給電を行うゲートドライバに接続される整流平滑回路と、
前記整流平滑回路に接続された充電用ダイオードをN-1段接続された多段ブートストラップ部を備え、
前記多段ブートストラップ部は、
前記N-1段接続された充電用ダイオードのうち1段目の充電用ダイオードのアノード側を前記整流平滑回路の正の出力端に接続され、
前記1段目の充電用ダイオードのカソード側に2段目の充電用ダイオードのアノード側を接続され、
n(nは2以上かつN-1以下の整数)段目の充電用ダイオードのカソード側はn+1段目の充電用ダイオードのアノード側と接続されており、
n段目の充電用ダイオードのカソード側に接続されたブートストラップコンデンサと、
前記ブートストラップコンデンサからの電力を、前記半導体スイッチング素子のゲートに適した電圧に制御するDC/DCコンバータを備え、
前記DC/DCコンバータが前記半導体スイッチング素子のゲートに電力を供給するゲートドライバに接続されることを特徴とする請求項8または9記載のゲート電源装置。 - 前記非接触給電部の送電部の基準電位は大地電位であり、前記一次側巻線と前記二次側巻線との間にある空間距離は、高圧直流送電において前記半導体スイッチング素子と大地との間に生じる電圧での絶縁破壊距離より長いことを特徴とする請求項8から16のいずれか1項に記載のゲート電源装置。
- 前記順次電力伝送部の耐圧は、隣接する前記半導体スイッチング素子間において、前記半導体スイッチング素子1段に印加される電圧より高く、高圧直流送電において前記半導体スイッチング素子と大地との間で生じる電圧よりも低いことを特徴とする請求項8から17のいずれか1項に記載のゲート電源装置。
- 請求項1から18のいずれか1項に記載のゲート電源装置と、
高圧直流送電システムにおける送電線路に直列接続された複数の半導体スイッチング素子と、
前記ゲート電源装置に接続され、前記各半導体スイッチング素子のゲートに駆動電力を供給する複数のゲートドライバとを備えたことを特徴とする半導体遮断器。 - 前記半導体スイッチング素子は、IGBTまたはワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子であることを特徴とする請求項19記載の半導体遮断器。
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