WO2015016146A1 - ゲート電源装置及びこれを用いた半導体遮断器 - Google Patents

ゲート電源装置及びこれを用いた半導体遮断器 Download PDF

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卓哉 藪本
一史 田中
岩蕗　寛康
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a gate power supply device suitable for a semiconductor breaker of a high-voltage DC transmission system.
  • the inductance component becomes dominant, and thus there is a problem that the switching element of the inverter circuit is in a hard switching state. .
  • an object of the present invention is to obtain a small and highly efficient gate power supply device that can stabilize a voltage applied to a gate driver and has high insulation ability. It is another object of the present invention to provide a semiconductor circuit breaker suitable for a high-voltage DC power transmission system by using the gate power supply device.
  • the gate power supply device is DC power supply, An inverter circuit that converts DC power from the DC power source into high-frequency power and outputs it; A transformer constituted by a primary side winding supplied with the high frequency power, and a plurality of secondary side windings wound around a transformer core through which the primary winding passes; A plurality of rectifier circuits that rectify high-frequency power output from the secondary windings of the transformer, respectively, and drive gate drivers of a plurality of semiconductor switch elements by the output, A plurality of secondary-side parallel capacitors connected in parallel to each secondary-side winding and canceling out the inductance component of the secondary-side winding at the drive frequency of the inverter circuit; The gate driver, the rectifier circuit, the secondary parallel capacitor, the secondary winding, the transformer core, and the primary winding that are connected in series to the primary winding and viewed from the inverter circuit A primary-side series capacitor that cancels the imaginary term (inductance component) of the combined impedance of the line.
  • the inductance component of the secondary side winding is canceled out, and the output voltage drop depending on the inductance component of the secondary side winding and the output current is eliminated.
  • the inverter output current can be made sinusoidal, the voltage applied to the gate driver can be stabilized, and the switching element of the inverter circuit can be in a soft switching state or a state close thereto.
  • a small and highly efficient gate power supply device having high insulation capability can be obtained.
  • a semiconductor circuit breaker suitable for a high-voltage DC power transmission system can be easily obtained.
  • a gate power supply device 1 includes a DC power supply 2, an inverter circuit 3 that outputs high-frequency power, a primary winding 4 that is supplied with high-frequency power from the inverter circuit 3, and a plurality of through the primary windings.
  • a transformer composed of a plurality of secondary windings 5 wound around a transformer core 6 (three in the figure) and a plurality of rectifiers for rectifying high-frequency power output from each secondary winding 5 of the transformer
  • a plurality of gate drivers 8 which are loads are driven by the outputs of the rectifier circuits 7.
  • each gate driver 8 is connected to a plurality of semiconductor switching elements (hereinafter simply referred to as switching elements) 9 connected in series to the transmission line of the high-voltage DC power transmission system, and supplies driving power to the gates.
  • each gate driver 8 is supplied with a control signal from the control circuit 11 via the optical oscillator 12 and the signal line 10, and the switching element 9 is ON / OFF controlled in accordance with this control signal.
  • the control circuit 11 generates a control signal for turning off the switching element 9 in response to an accident situation such as an overcurrent of a transmission line in the high-voltage DC power transmission system.
  • a semiconductor circuit breaker of the high-voltage DC power transmission system is configured including the gate power supply device 1, the gate driver 8, and the switching element 9.
  • each secondary winding 5 has a secondary parallel capacitor that cancels the inductance component of the secondary winding 5 at the drive frequency of the inverter circuit 3.
  • CP is provided, and the primary side winding 4 includes a gate driver 8, which is a load viewed from the inverter circuit 3, a rectifier circuit 7, a secondary side parallel capacitor C P , a secondary side winding 5, a transformer core 6, and the primary side series capacitor C S is provided to cancel the imaginary term of the combined impedance of the primary winding 4 (inductance component).
  • the transformer core 6 shown in FIG. 1 is formed in the circular arc shape which has an opening part in part, this is an example and is not limited to this.
  • the switching element 9 is illustrated as an IGBT (insulated gate bipolar transistor), but the type of the switching element 9 is not limited to the IGBT.
  • a switching element using a wide band gap semiconductor can also be used.
  • the DC power source 2 may be one obtained by converting AC power from a two-phase or three-phase AC power source (not shown) into DC power by a rectifier circuit (not shown).
  • the inverter circuit 3 can be of any circuit configuration, for example, a half bridge circuit or a full bridge circuit.
  • the rectifier circuit 7 can be of any circuit configuration, for example, a half-wave rectifier circuit or a full-wave rectifier circuit.
  • the gate driver 8 can be of any circuit configuration, and an IC can be used.
  • the transformer composed of the primary winding 4, the secondary winding 5, and the transformer core 6 in the circuit configuration as described above will be described.
  • the primary winding 4 having a diameter of 10 mm, a length of 1000 mm, and one turn as shown in FIG. 2 passes through the center of an annular transformer core 6 having a cross section of a height of 20 mm and a width of 20 mm.
  • a 10-turn secondary winding 5 is wound around the transformer core 6 in a region having a thickness of 5 mm and an angle of 30 ° along the transformer core 6.
  • the distance between the primary winding 4 and the secondary winding 5 was defined as the insulation distance, and the relationship between the insulation distance and the coupling coefficient was obtained by electromagnetic field simulation.
  • the result is shown in FIG. From FIG. 3, it can be confirmed that the insulation distance and the coupling coefficient are approximately proportional, and that the coupling coefficient decreases as the insulation distance increases.
  • the dielectric breakdown voltage of air is about 3 kV / mm, it is necessary to ensure an insulation distance of 100 mm or more. As the value increases, the coupling coefficient decreases.
  • an electromagnetic field simulation was performed in the same manner even when the transformer core 6 was provided with an opening and formed into an arc shape.
  • FIG. 4 based on the case of the insulation distance of 100 mm in the electromagnetic field simulation, an opening of the transformer core 6 is provided on the opposite side of the secondary winding 5, and the relationship between the opening angle and the coupling coefficient is electromagnetic. Obtained from field simulation. The result is shown in FIG. From FIG. 5, it can be confirmed that the coupling coefficient is greatly reduced when the transformer core 6 is provided with even a small opening. Further, when the opening angle is increased to some extent, the change in the coupling coefficient becomes gradual.
  • FIG. 6 shows a simulation circuit.
  • a leakage transformer is connected to a power source that outputs a rectangular wave simulating the output of a full bridge inverter, and a resistive load is connected to the output of the leakage transformer.
  • the leakage transformer parameters used were the results of the electromagnetic field simulation when the insulation distance was 100 mm, the opening angle was 180 °, and the primary current frequency was 10 kHz.
  • Table 1 shows the constants and definitions of the parameters of the simulation circuit. The results of circuit simulation are shown in FIGS.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the transformer output voltage and the transformer output current when the value of the resistance load RL is changed. It can be confirmed that the transformer output voltage decreases when the transformer output current is increased. From this, when the power consumption in the gate driver 8 changes suddenly, there is a problem that the gate driver 8 stops due to a decrease in the transformer output voltage. As a countermeasure against this problem, a method of stabilizing the output voltage by attaching a DC / DC converter or the like to the output of the transformer can be considered, but there is a problem that the apparatus becomes large.
  • the timing at which the polarity is inverted is the timing at which a switching element (not shown) inside the inverter circuit 3 performs switching, and the switching is performed at the timing when the power supply output current I is at the maximum value. There is.
  • the present invention is intended to solve the above problem, the driving frequency f 0 of the inverter circuit 3, and the secondary side parallel capacitor C P to cancel the inductance component of the secondary winding 5, an inverter circuit It provided the primary side series capacitor C S to cancel the inductance component of the load circuit as seen from the 3.
  • the primary winding 4 and add the secondary side parallel capacitor C P and the primary side series capacitor C S of the transformer consists of the secondary winding 5 and the transformer core 6, the rectifier circuit 7 and the gate driver Is a detailed equivalent circuit when connected to a resistance load RL simulating
  • one or more necessary numbers can be provided on the secondary side of the transformer, but this time, two cases will be described for simplicity.
  • the primary side parameter is converted to the secondary side and expressed with a '(dash).
  • r 0-A ′, r 0-B ′ representing iron loss and winding resistances r 1 ′, r 2-A , r 2-B are represented by reactance x 0- at the drive frequency f 0 of the inverter circuit 3. Since it is sufficiently smaller than A ′, x 0-B ′, x 1 ′, x 2-A , x 2-B , the description thereof is omitted. Further, since the cost increases when using different specifications on the secondary side of the transformer, assuming that the same specifications are used, the following relationship is established, so that the simplified equivalent circuit of FIG. 10 is obtained.
  • the imaginary part Z_Im of the combined impedance of the simplified equivalent circuit modification 1 is expressed by the following equation.
  • FIG. 12 shows a simplified equivalent circuit modification 2 when the value of the primary side series capacitor CS is determined by [Equation 4].
  • the equivalent circuit is an LCR series circuit having a power factor of 1, and the current waveform is sinusoidal, so that the switching loss of the inverter circuit 3 is almost zero.
  • the voltage applied to the resistance load RL is the ratio of the output voltage of the inverter circuit 3 to the excitation reactance x 0 , the leakage reactance x 2 , the turns ratio a, and the resistance load RL connected to the secondary side. Only depends.
  • the load ratio will not be constant, and the voltage applied to the load will not be constant, but the switching element that constitutes the semiconductor breaker of the high-voltage DC power transmission system
  • the nine gate drivers 8 all the switching elements 9 must be turned ON / OFF at the same time, so that the loads composed of the rectifier circuit 7 and the gate driver 8 all change at the same timing. That is, since the load ratio is always constant, the voltage applied to the load does not fluctuate. Therefore, the voltage applied to the gate driver 8 can be stabilized without providing voltage adjusting means such as a DC / DC converter.
  • the leakage transformer parameters were obtained by analyzing the electromagnetic field simulation model shown in FIG.
  • the opening angle of the electromagnetic field simulation model shown in FIG. 4 is 180 °
  • two secondary windings 5 and two transformer cores 6 are provided, and the distance between the secondary windings 5 is determined. It is 500 mm.
  • FIG. 14 shows the simulation circuit
  • Table 2 shows parameter constants and definitions of the simulation circuit.
  • FIG. 15 is a graph showing the relationship between the transformer output current and the transformer output voltage when the resistance loads RLA and RLB are changed. It can be confirmed that the transformer output voltage is almost constant even when the transformer output current increases.
  • Embodiment 2 when the secondary windings 5 are magnetically coupled, the circuit becomes complicated and it becomes difficult to cancel out the inductance component. Therefore, the secondary windings 5 are arranged sufficiently apart from each other. , The device gets bigger. Therefore, by arranging the magnetic shielding plate 13 between the secondary side windings 5 as shown in FIG. 17, the secondary side windings 5 can be arranged close to each other.
  • the material of the magnetic shielding plate 13 a nonmagnetic metal having a small resistance value (for example, aluminum or copper) or a metamaterial having a negative relative magnetic permeability can be used.
  • FIG. FIG. 18 is a diagram showing a configuration in the third embodiment of the present invention.
  • the gate power supply device 1 includes a DC power supply 2, an inverter circuit 3 that outputs high-frequency power from DC power, a non-contact power supply unit 14 that transmits high-frequency power in a non-contact manner, and high-frequency power received by the non-contact power supply unit 14.
  • Sequential power transmission unit 15 composed of a cascade transformer for distribution to the gate of switching element 9, rectifier circuit 7 for rectifying high-frequency power distributed from sequential power transmission unit 15, and power rectified by rectification circuit 7 Includes a DC / DC converter 19 for boosting or stepping down the voltage.
  • the gate power supply device 1 supplies power from the DC / DC converter 19 to the gate driver 8 and drives the switching elements 9 connected in a plurality of stages in series.
  • FIG. 18 shows a configuration in which three stages of switching elements are connected in series for ease of explanation, but a configuration having three or more stages is also included in the present invention.
  • the non-contact power feeding unit 14 includes a primary side series capacitor CS and a primary side winding 4, which are connected in series with the inverter circuit 3, and a secondary side winding 5, which is disposed with a space from the primary side winding 4. consists of secondary side parallel capacitor C P connected in parallel with the next winding 5.
  • the sequential power transmission unit 15 is composed of a cascade transformer composed of multi-stage cascaded transformers.
  • the sequential power transmission unit 15 sequentially transmits the power supplied via the non-contact power feeding unit 14 to the adjacent switching elements 9.
  • the contact power feeding unit 14 side is the lower stage side
  • the lower stage side primary winding 16, the upper stage side secondary winding 17, and the tertiary winding 18 connected to the rectifier circuit 7 are provided, and the output stage has three stages.
  • the transformers having the same characteristics are connected in series so that the same voltage can be output from the tertiary winding 18 in all.
  • FIG. 19 is a diagram showing a state during the gate power supply operation.
  • V in When the voltage V in is supplied from the DC power source 2, high frequency power is supplied via the non-contact power supply unit 14, and the AC voltage V out1 is output to the output terminal of the non-contact power supply unit 14.
  • V out2 , V out3 , and V out4 are output to the winding 17 in order.
  • ⁇ V out1 , ⁇ V out2 , and ⁇ V out3 are set to be output to both ends of the tertiary winding 18 in order.
  • the voltage output from the tertiary winding 18 is rectified by the rectifier circuit 7, converted to a DC voltage V g necessary for driving the gate driver by the DC / DC converter 19, and supplied with electric power necessary for driving the gate driver 8. I do.
  • the gate-to-ground potential difference of the switching element 9 is also several hundred kV, so that a large insulation capability is required.
  • a large number of switching elements 9 are connected in series, so that the potential difference between adjacent switching elements 9 connected in series is small. Therefore, in this configuration, the first-stage gate of the switching element 9 connected in series with N stages (N is an integer of 2 or more) has a large insulation capacity of several hundreds kV class capable of withstanding the voltage to ground of the DC transmission line.
  • Power is supplied by contactless power supply, and the gate of the switching element 9 in the second and subsequent stages is supplied with a cascade transformer having a small insulation capacity of about 1 to 10 kV applied to one stage of the switching elements 9 connected in series. Supply.
  • insulation can be ensured by using a small cascade transformer without using a non-contact power supply that requires a large installation area for the gates of all the switching elements 9, so that the installation area is reduced. be able to.
  • power is supplied to the lowermost stage (the lowest potential side) of the switching elements connected in series by non-contact power supply, and then power is sequentially sent to the upper stage using a cascade transformer.
  • contact power supply power may be sent first to the uppermost stage, then power may be sent sequentially to the lower stages, or power may be sent to the middle stage by non-contact power supply, and then power will be sequentially supplied to the upper and lower stages. May be sent.
  • FIG. 20 shows the configuration. In FIG. 20, the structure which supplies electric power with a non-contact electric power feeding and a cascade transformer for every switching element 3 series is shown.
  • the present invention also includes a configuration in which power is supplied by non-contact power feeding for every three or more stages in series.
  • power can be supplied to the gate using a small cascade transformer having a small insulation capacity, and a constant voltage can be supplied to all gate drivers even when the number of switching elements 9 connected in series is large. It becomes possible.
  • the DC power supply 2 and the DC power supply 2 Inverter circuit 3 for converting DC power from the output to high frequency power and outputting it, primary side winding 4 to which high frequency power is supplied, and secondary side winding arranged with respect to the primary side winding 4 via a space
  • a non-contact power supply unit 14 configured to supply power to the gate of at least one of the switching elements 9 connected in series, and a power supplied via the non-contact power supply unit 14,
  • a sequential power transmission unit 15 that sequentially transmits power to adjacent switching elements 9 is provided.
  • the non-contact electric power feeding part 14 and the sequential power transmission part 15 are provided for every number of serial connection stages below N.
  • the non-contact power supply unit 14 includes a primary winding 4 is supplied with high frequency power, and the primary side series capacitor C S connected in series to the primary winding 4, a high-frequency magnetic field from the primary winding 4 through to the secondary winding 5 is supplied with electric power, and a secondary side parallel capacitor C S connected in parallel to the secondary winding 5.
  • the sequential power transmission unit 15 is configured using a cascade transformer in which transformers composed of a primary winding 16, a secondary winding 17, and a tertiary winding 18 are connected in cascade. That is, the sequential power transmission unit 15 includes N transformers (three stages in the figure) including a primary winding 16, a secondary winding 17, and a tertiary winding 18.
  • the primary winding 16 of the first-stage transformer is connected to the secondary-side winding 5 of the non-contact power feeding unit 14, and the secondary winding 17 of the first-stage transformer is the second-stage primary winding of the transformer.
  • the tertiary winding 18 of the first-stage transformer connected to the line 16 rectifies the high-frequency power from the non-contact power feeding unit 14, and the DC / DC converter 19 converts the power from the rectifying circuit 7.
  • the gate driver 8 for supplying power to the gate of the first-stage switching element 9 of the N-stage switching elements 9 and the primary winding of the n-th transformer (n is 2 or more) 16 is connected to the secondary winding 17 of the n-1 stage transformer, and the secondary winding 17 of the n stage transformer is The tertiary winding 18 of the n-th stage transformer is connected to the n + 1-stage transformer primary winding 16 via the rectifier circuit 7 and the DC / DC converter 19 to the n-th stage gate driver 8. It is connected to a gate driver 8 that supplies power to the gate of the switching element 9 at the stage.
  • series in the non-contact power supply unit 14 is a primary side series capacitor C S of the primary winding 4, be connected in parallel to the secondary side parallel capacitor C P to the secondary winding 5
  • the voltage supplied to the gate driver 8 by the DC / DC converter 19 can be corrected to a predetermined value even if the output voltage of the non-contact power supply unit 14 is lowered.
  • the primary side winding 4 may be connected to the primary side capacitor in series
  • the secondary side winding 5 may be connected to the secondary side capacitor in series
  • the primary side winding 4 may be connected to the primary side capacitor.
  • a secondary capacitor may be connected to the secondary winding 5 in parallel, or one or both of the primary capacitor and the secondary capacitor may be omitted.
  • the gate power supply device 1 includes a rectifier circuit 7 that rectifies high-frequency power supplied from the non-contact power supply unit 14, and a smoothing capacitor 20 that smoothes power supplied from the rectifier circuit 7.
  • a rectifying / smoothing circuit including a smoothing capacitor 20 connected to a gate driver 8 that supplies power to the gate of the first-stage switching element 9 among the N-stage switching elements 9 via a DC converter 19, and a charging diode
  • the multistage bootstrap unit includes N-1 stages of multistage bootstrap units, and the multistage bootstrap unit includes a rectifier circuit 7 that connects the anode side of the first stage of the charging diodes 21 among the N-1 stages of charging diodes 21. And the anode side of the second stage charging diode 21 is connected to the cathode side of the first stage charging diode 21, and n (n is 2).
  • the cathode side of the charging diode 21 at the upper stage is connected to the anode side of the charging diode 21 at the (n + 1) th stage, and is connected to the cathode side of the charging diode 21 at the nth stage.
  • the DC / DC converter 19 supplies power to the gate of the switching element 9. It is comprised so that it may be connected to the gate driver 8 which supplies this.
  • SYMBOLS 1 Gate power supply device, 2 ... DC power supply, 3 ... Inverter circuit, 4 ... Primary winding, 5 ... Secondary winding, 6 ... Transformer core, 7 ... Rectifier circuit, 8 ... Gate driver, 9 ... Switching element, 10 ... Signal line, DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... Control circuit, 12 ... Optical oscillator, 13 ... Magnetic shielding board, 14 ... Non-contact power feeding unit, 15 ... Sequential power transmission unit, 16 ... Primary winding, 17 ... secondary winding, 18 ... tertiary winding, 19 ... DC / DC converter, 20 ... smoothing capacitor, 21 ... charging diode, 22 ... bootstrap capacitor, C S ... primary side series capacitor, C P ... Secondary side parallel capacitor.

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Abstract

　ゲートドライバに印加される電圧を安定化し得ると共に、高い絶縁能力を有する小型で高効率なゲート電源装置を得る。 インバータ回路(３)、トランス、整流回路(７)を備えたゲート電源装置(１)において、トランスの二次側巻線（５）に並列に接続され、インバータ回路（３）の駆動周波数ｆ０において二次側巻線（５）のインダクタンス成分を打ち消す二次側並列コンデンサ（ＣＰ）と、トランスの一次側巻線(４)に直列に接続され、インバータ回路(３)から見た負荷であるゲートドライバ（８）、整流回路(７)、二次側並列コンデンサ（ＣＰ),二次側巻線（５）、トランスコア（６）及び一次側巻線（４）の合成インピーダンスの虚数項（インダクタンス成分）を打ち消す一次側直列コンデンサ（ＣＳ)を備えた。

Description

ゲート電源装置及びこれを用いた半導体遮断器
　この発明は、高圧直流送電システムの半導体遮断器等に適したゲート電源装置に関するものである。
　従来の高圧直流送電システムでは、送電線路の過電流事故等に対処するため、複数の半導体スイッチを直列に接続した半導体遮断器を用いることで高速遮断動作を実現する技術が発明されている（例えば、特許文献１参照）。
ここで課題となるのが、半導体スイッチを開閉するゲートドライバへの電力供給である。従来のゲート電源装置では、ゲートドライバごとに二次側巻線を巻回したトランスコアを設け、トランスコアの中空部に一次側巻線を貫通配置し、一次側巻線に高周波電力を供給することで、電磁誘導現象によってゲートドライバに電力を供給する技術が発明されている（例えば、特許文献２参照）。
ＷＯ２０１１‐１４１０５４号公報（Ｆｉｇ１－４） 特開２００９‐２８４５６２号公報（段落００１５－００１７、図３）
　特許文献２のような方法において、数百ｋＶ級高圧直流送電システムの半導体遮断器を構成する半導体スイッチのゲートドライバに電力を供給するような場合、一次側巻線と二次側巻線の間の電位差は数百ｋＶになる。
そこで、一次側巻線と二次側巻線の間の絶縁距離を確保するためにトランスコアが大きくなるという問題があった。
また、トランスコアを大きくすることで一次側巻線と二次側巻線の間の結合係数が低下するため、リーケージトランスとなり、二次側では出力電流の増加に伴い出力電圧が低下する。
さらに、一次側では一次側巻線に高周波電力を供給するインバータ回路から見た負荷回路において、インダクタンス成分が支配的となるため、インバータ回路のスイッチング素子がハードスイッチング状態となってしまう問題があった。
　この発明は、上記のような問題を解決するため、ゲートドライバに印加される電圧を安定化し得ると共に、高い絶縁能力を有する小型で高効率なゲート電源装置を得ることを目的とするものである。
また、上記ゲート電源装置を用いることにより、高圧直流送電システムに適した半導体遮断器を提供することを目的とするものである。
　この発明に係るゲート電源装置は、
直流電源と、
前記直流電源からの直流電力を高周波電力に変換して出力するインバータ回路と、
前記高周波電力を供給される一次側巻線、及び前記一次巻線が貫通するトランスコアに巻回された複数の二次側巻線によって構成されるトランスと、
前記トランスの前記各二次側巻線から出力される高周波電力をそれぞれ整流し、その出力により複数の半導体スイッチ素子のゲートドライバをそれぞれ駆動する複数の整流回路と、
前記各二次側巻線に並列に接続され、前記インバータ回路の駆動周波数において前記二次側巻線のインダクタンス成分を打ち消す複数の二次側並列コンデンサと、
前記一次側巻線に直列に接続され、前記インバータ回路から見た負荷である前記ゲートドライバ、前記整流回路、前記二次側並列コンデンサ、前記二次側巻線、前記トランスコア及び前記一次側巻線の合成インピーダンスの虚数項（インダクタンス成分）を打ち消す一次側直列コンデンサとを備えたものである。
　この発明によれば、二次側並列コンデンサを設けたことにより、二次側巻線のインダクタンス成分が打ち消され、二次側巻線のインダクタンス成分と出力電流に依存する出力電圧降下がなくなり、一次側直列コンデンサを設けたことにより、インバータ出力電流を正弦波状となし、ゲートドライバに印加される電圧を安定化することができると共に、インバータ回路のスイッチング素子をソフトスイッチング状態または、それに近い状態とすることができ、高い絶縁能力を有する小型で高効率なゲート電源装置を得ることができる。　
　また、この発明によるゲート電源装置を用いることにより、高圧直流送電システムに適した半導体遮断器を容易に得ることができる。
この発明の実施の形態１におけるゲート電源装置を高圧直流送電システムの半導体遮断器に用いた場合の基本的な構成を示す回路構成図である。 この発明の実施の形態１におけるトランス部分の電磁界シミュレーションモデルを示す図である。 この発明の実施の形態１におけるトランス部分の絶縁距離と結合係数の関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１におけるトランスコアに開口部がある場合のトランス部分の電磁界シミュレーションモデルを示す図である。 この発明の実施の形態１におけるトランスコアに開口部がある場合のトランス部分の開口部角度と結合係数の関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１におけるトランス部分のシミュレーション回路を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるトランス部分のシミュレーション回路より得られたトランス出力電圧とトランス出力電流の関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１におけるトランス部分のシミュレーション回路より得られた電源出力電圧と電源出力電流の関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１におけるコンデンサと負荷を含めたトランス部分の詳細等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるコンデンサと負荷を含めたトランス部分の簡易等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるコンデンサと負荷を含めたトランス部分の簡易等価回路変形１を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるコンデンサと負荷を含めたトランス部分の簡易等価回路変形２を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるトランスコアに開口部があり、二次側が２つある場合のトランス部分の電磁界シミュレーションモデルを示す図である。 この発明の実施の形態１におけるコンデンサと負荷を含めたトランス部分の二次側が２つある場合のシミュレーション回路を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるコンデンサと負荷を含めたトランス部分の二次側が２つある場合のシミュレーション回路より得られたトランス出力電圧とトランス出力電流の関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１におけるコンデンサと負荷を含めたトランス部分の二次側が２つある場合のシミュレーション回路より得られた電源出力電圧と電源出力電流の関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態２におけるトランス部分の二次側と磁気遮蔽板の位置関係を示す図である。 この発明の実施の形態３における非接触給電とカスケードトランスを用いたゲート電源装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態３におけるゲート電源装置動作時にゲート電源から出力される電圧を示す図である。 この発明の実施の形態３におけるスイッチング素子の複数直列接続毎に非接触でゲートドライバに電力を給電する装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態３におけるダイオードを用いた多段ブートストラップ方式によるゲート給電装置の構成を示す図である。
実施の形態１．
　図１において、ゲート電源装置１は、直流電源２と、高周波電力を出力するインバータ回路３と、インバータ回路３から高周波電力を供給される一次側巻線４及び前記一次巻線が貫通する複数のトランスコア６（図では３個）にそれぞれ巻回された複数の二次側巻線５によって構成されるトランスと、このトランスの各二次側巻線５から出力される高周波電力を整流する複数の整流回路７とで構成されており、各整流回路７の出力により、負荷である複数のゲートドライバ８を駆動する。
　更に、各ゲートドライバ８は、高圧直流送電システムの送電線路に直列接続された複数の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子という）９に接続され、そのゲートに駆動電力を供給する。
一方、各ゲートドライバ８には、制御回路１１から光発振器１２、信号線１０を介して制御信号が供給され、この制御信号に応じてスイッチング素子９がＯＮ／ＯＦＦ制御される。制御回路１１は、高圧直流送電システムにおける送電線路の過電流等の事故状況に対応してスイッチング素子９をＯＦＦする制御信号を発生する。
上記ゲート電源装置１、ゲートドライバ８、スイッチング素子９を含めて、高圧直流送電システムの半導体遮断器が構成されている。
　上記構成に加え、この発明の特徴として、ゲート電源装置１において、各二次側巻線５には、インバータ回路３の駆動周波数において二次側巻線５のインダクタンス成分を打ち消す二次側並列コンデンサＣＰが設けられ、一次側巻線４には、インバータ回路３から見た負荷であるゲートドライバ８、整流回路７、二次側並列コンデンサＣＰ、二次側巻線５、トランスコア６及び一次側巻線４の合成インピーダンスの虚数項（インダクタンス成分）を打ち消す一次側直列コンデンサＣＳが設けられている。
　なお、図１においては、二次側巻線５、トランスコア６、整流回路７、ゲートドライバ８、スイッチング素子９、二次側並列コンデンサＣＰをそれぞれ３個設けた例を示しているが、それらの個数はスイッチング素子９の個数に応じて任意に変更可能である。
また、図１に示したトランスコア６は、一部に開口部を有する円弧型に形成されているがこれは一例であり、これに限定されない。
また、図１ではスイッチング素子９をＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）として図示しているが、スイッチング素子９の種類はＩＧＢＴに限定されない。
例えば、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子なども用いることができる。
更に、直流電源２は、二相または三相の交流電源（図示せず）からの交流電力を整流回路（図示せず）によって直流電力に変換したものであってもよい。
インバータ回路３は、任意の回路構成のものを用いることができ、例えばハーフブリッジ回路または、フルブリッジ回路で構成することができる。
同様に、整流回路７も任意の回路構成のものを用いることができ、例えば、半波整流回路または、全波整流回路などで構成することができる。
さらに、ゲートドライバ８も任意の回路構成のものを用いることができ、ＩＣ化されたものなども用いることができる。
　次に、上記のような回路構成において、一次側巻線４、二次側巻線５及びトランスコア６で構成されるトランスの課題について述べる。
ここでは、簡単のため二次側巻線５及びトランスコア６が１つの場合について考える。まず、図２に示すような直径１０ｍｍ、長さ１０００ｍｍ、１ターンの一次側巻線４が高さ２０ｍｍ、幅２０ｍｍの断面を有する円環型のトランスコア６の中心を貫通しており、前記トランスコア６には１０ターンの二次側巻線５がトランスコア６に沿って厚さ５ｍｍ、角度３０°の領域において巻回されている。
そのとき、一次側巻線４と二次側巻線５の間の距離を絶縁距離として定義し、絶縁距離と結合係数の関係を電磁界シミュレーションにより求めた。その結果を図３に示す。
図３より絶縁距離と結合係数は概ね比例関係にあり、絶縁距離が大きくなると結合係数が低下することが確認できる。
例えば、３００ｋＶの高圧直流送電システムにこのようなゲート電源装置１を適用する場合、空気の絶縁破壊電圧が約３ｋＶ／ｍｍであるため、１００ｍｍ以上の絶縁距離を確保する必要があり、トランスコア６が大きくなるとともに、結合係数が低下する。
　さらに、トランスコア６の小型化・軽量化のため、トランスコア６に開口部を設け、円弧型にした場合についても同様に電磁界シミュレーションを行った。
図４に示すように、上記電磁界シミュレーションの絶縁距離１００ｍｍの場合を基準とし、二次側巻線５の反対側にトランスコア６の開口部を設け、開口部角度と結合係数の関係を電磁界シミュレーションより求めた。その結果を図５に示す。
図５よりトランスコア６に僅かでも開口部を設けると大幅に結合係数が低下することが確認できる。
また、開口部角度がある程度大きくなると結合係数の変化は緩やかになる。
　上記電磁界シミュレーションの結果より、このようなゲート電源装置１を高圧直流送電システムの半導体遮断器に適用する場合、一次側巻線４、二次側巻線５及びトランスコア６で構成されるトランスは、必然的にリーケージトランスとなることがわかる。
　ここで、リーケージトランスであることの問題について、回路シミュレーションの結果から説明する。図６にシミュレーション回路を示す。
ここでは、簡単のためフルブリッジインバータの出力を模擬した矩形波を出力する電源にリーケージトランスを接続し、リーケージトランスの出力に抵抗負荷を接続したものとした。
リーケージトランスのパラメータは、上記電磁界シミュレーションの絶縁距離１００ｍｍ、開口部角度１８０°、一次側電流周波数１０ｋＨｚ時の結果を使用した。
　表１にシミュレーション回路のパラメータの定数及び定義を示す。また、回路シミュレーションの結果を図７及び図８に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　まずは、図７の結果について説明する。
これは、抵抗負荷ＲＬの値を変化させた場合のトランス出力電圧とトランス出力電流の関係を示した図である。
トランス出力電流を大きくするとトランス出力電圧が低下する特性が確認できる。
ここから、ゲートドライバ８での消費電力が急変した場合、トランス出力電圧が低下することによりゲートドライバ８が停止する問題がある。
この問題の対策として、トランスの出力にＤＣ／ＤＣコンバータなどを取り付けることで出力電圧を安定化する方法が考えられるが、装置が大きくなる問題がある。
　つづいて、図８の結果について説明する。
これは、抵抗負荷ＲＬ＝５０Ωの場合の電源出力電圧Ｖと電源出力電流Ｉを示した図でる。電源出力電流Ｉが電源出力電圧Ｖの極性が反転するタイミングで正の最大値または負の最大値となる三角波となっていることが確認できる。
極性が反転するタイミングとは、インバータ回路３内部のスイッチング素子（図示せず）がスイッチングを行うタイミングであり、電源出力電流Ｉが最大値のタイミングでスイッチングが行われるため大きなスイッチング損が発生する問題がある。
　この発明は、上記のような問題を解決するためのものであり、インバータ回路３の駆動周波数ｆ０において、二次側巻線５のインダクタンス成分を打ち消す二次側並列コンデンサＣＰと、インバータ回路３から見た負荷回路のインダクタンス成分を打ち消す一次側直列コンデンサＣＳを設けた。
　二次側並列コンデンサＣＰと一次側直列コンデンサＣＳを設けた効果について、説明する。図９は、一次側巻線４、二次側巻線５及びトランスコア６から構成されるトランスに二次側並列コンデンサＣＰと一次側直列コンデンサＣＳを追加し、整流回路７とゲートドライバを模擬した抵抗負荷ＲＬに接続した場合の詳細等価回路である。
また、トランスの二次側は１つ以上の必要数を設けることができるが、今回は簡単のため２つの場合について説明する。
ここで、巻数比をａ＝Ｎ１／Ｎ２とし、一次側パラメータは二次側に換算し’（ダッシュ）をつけて表記する。
また、トランスの二次側が２つあるので、１つ目の二次側に関係するパラメータにはＡ、２つ目の二次側に関係するパラメータにはＢの添え字を表記する。
従って、図９において、ＲＬ‐Ａ、ＲＬ‐Ｂ…抵抗負荷、ｒ０‐Ａ’、ｒ０‐Ｂ’…二次側に換算された励磁抵抗（鉄損）、ｒ１’…二次側に換算された一次側巻線抵抗、ｒ２‐Ａ、ｒ２‐Ｂ…二次側巻線抵抗、ｘ０‐Ａ’、ｘ０‐Ｂ’…二次側に換算された励磁リアクタンス、ｘ１’…二次側に換算された一次側漏れリアクタンス、ｘ２‐Ａ、ｘ２‐Ｂ…二次側漏れリアクタンス、ｘＳ’…二次側に換算された一次側直列コンデンサのリアクタンス、ｘＰ‐Ａ、ｘＰ‐Ｂ…二次側並列コンデンサのリアクタンスをそれぞれ示している。
　ここで、鉄損を表すｒ０‐Ａ’、ｒ０‐Ｂ’と巻線抵抗ｒ１’、ｒ２‐Ａ、ｒ２‐Ｂは、インバータ回路３の駆動周波数ｆ０においてリアクタンスｘ０‐Ａ’、ｘ０‐Ｂ’、ｘ１’、ｘ２‐Ａ、ｘ２‐Ｂと比較して十分小さいので、省略する。
また、トランスの二次側にそれぞれ異なる仕様のものを使うとコストが高くなるため、同じ仕様のものを使うと仮定した場合、次の関係が成り立つので、図１０の簡易等価回路となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図１０の簡易等価回路において、二次側巻線インダクタンスＬ２を打ち消すように二次側並列コンデンサＣＰの値を定めると、二次側の合成インピーダンスＺＬ‐Ａ、ＺＬ‐Ｂはそれぞれ次式のようになり、図１１の簡易等価回路変形１になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図１１の簡易等価回路変形１の合成インピーダンスＺとすると、簡易等価回路変形１の合成インピーダンスの虚数部Ｚ＿Ｉｍは次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　一次側直列コンデンサＣＳの値を［数４］で定めたときの簡易等価回路変形２を図１２に示す。
図１２より、等価回路は力率１のＬＣＲ直列回路となり、電流波形は正弦波状となるためインバータ回路３のスイッチング損はほぼ０となる。
また、抵抗負荷ＲＬに印加される電圧は、インバータ回路３の出力電圧と励磁リアクタンスｘ０、漏れリアクタンスｘ２、巻数比ａそして、二次側にそれぞれ接続される抵抗負荷ＲＬの比率にのみ依存する。
　このとき、負荷が任意に変化するシステムであれば、負荷の比率が一定に定まらず、負荷に印加される電圧が一定でなくなってしまうが、高圧直流送電システムの半導体遮断器を構成するスイッチング素子９のゲートドライバ８に電力を供給するような場合、すべてのスイッチング素子９は同時にＯＮ／ＯＦＦされなければならないので、整流回路７とゲートドライバ８からなる負荷は、すべて同じタイミングで変化する。
つまり、負荷の比率は常に一定であるため、負荷に印加される電圧は変動しない。
よって、ＤＣ／ＤＣコンバータのような電圧調整手段を設けずともゲートドライバ８に印加される電圧を安定化することができる。
　最後に、回路シミュレーションにより発明の効果を確認する。
リーケージトランスのパラメータは、図１３に示す電磁界シミュレーションモデルを解析することで求めた。
この電磁界シミュレーションモデルは、図４に示した電磁界シミュレーションモデルの開口部角度を１８０°とし、二次側巻線５とトランスコア６を２ずつ設け、二次側巻線５同士の距離を５００ｍｍとしたものである。
　図１４にシミュレーション回路、表２にシミュレーション回路のパラメータの定数及び定義を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　図１５は、抵抗負荷ＲＬＡ、ＲＬＢを変更した場合のトランス出力電流とトランス出力電圧の関係を示すグラフである。
トランス出力電流が増えてもトランス出力電圧をほぼ一定にできていることが確認できる。また、図１６は抵抗負荷ＲＬＡ＝ＲＬＢ＝２５Ωの場合の電源出力電圧Ｖと電源出力電流Ｉを示すグラフである。
電源出力電流Ｉはほぼ正弦波状であり、電源出力電圧Ｖの極性が変化するタイミングでほぼゼロとなることが確認できる。
よって、インバータ回路３のスイッチング損はほぼゼロとなる。
実施の形態２．
　また、実施の形態１では二次側巻線５同士が磁気的に結合すると回路が複雑化し、インダクタンス成分を打ち消すことが難しくなるため、二次側巻線５同士を十分に離して配置したが、装置が大きくなってしまう。
そこで、図１７のように二次側巻線５の間に磁気遮蔽板１３を配置することで、二次側巻線５同士を近接配置することができるようになる。
ここで、磁気遮蔽板１３の素材としては、非磁性体で抵抗値の小さな金属（例えば、アルミや銅など）やマイナスの比透磁率を有するメタマテリアルなどが使用できる。
実施の形態３．
　図１８はこの発明の実施の形態３における構成を示す図である。
ゲート電源装置１は、直流電源２と、直流電力から高周波電力を出力するインバータ回路３と、高周波電力を非接触で送電する非接触給電部１４と、非接触給電部１４で受電した高周波電力をスイッチング素子９のゲートに分配するためのカスケードトランスで構成される順次電力伝送部１５と、順次電力伝送部１５より分配された高周波電力を整流する整流回路７と、整流回路７で整流された電力の電圧を昇圧あるいは降圧させるためのDC/DCコンバータ１９を含んでいる。
ゲート電源装置１は、DC/DCコンバータ１９からゲートドライバ８に電力を供給し、直列に複数段接続されたスイッチング素子９を駆動する。
図１８では説明を簡易にするためにスイッチング素子を３段直列接続した構成を示しているが、３段以上の構成もこの発明に含む。
非接触給電部１４は、インバータ回路３と直列に接続された一次側直列コンデンサＣＳと一次側巻線４、一次側巻線４と空間を隔てて配置された二次側巻線５、二次側巻線５と並列に接続された二次側並列コンデンサＣＰで構成される。
　順次電力伝送部１５は、多段縦続接続されたトランスからなるカスケードトランスで構成され、非接触給電部１４を介して供給される電力を、隣接するスイッチング素子９に順次電力を伝送するもので、非接触給電部１４側を下段側とすると、下段側の１次巻線１６、上段側の２次巻線１７、整流回路７に接続される３次巻線１８で構成され、３段ある出力端全てで３次巻線１８から等しい電圧を出力できるよう、同じ特性をもつトランスを直列に接続して構成される。
　本実施の形態におけるゲート電源装置１の動作の説明を行う。図１９はゲート電源動作時の状態を示す図である。
直流電源２から電圧Vinを供給すると、非接触給電部１４を介して高周波電力が供給され、非接触給電部１４の出力端に交流電圧Vout1が出力され、順次電力伝送部１５の２次巻線１７には順にVout2、Vout3、Vout4が出力される。
このトランスの２次巻線１７に出力される電圧はVout1＝Vout2＝Vout3＝Vout4となるように設定する。
また３次巻線１８の両端には順に、αVout1、αVout2、αVout3が出力されるように設定する。ここでαの値は任意の値である。
Vout1＝Vout2＝Vout3＝Vout4の場合にはαVout1＝αVout2＝αVout3となり、３次巻線１８から出力される電圧は全て等しくなる。
３次巻線１８から出力される電圧を整流回路７で整流し、DC/DCコンバータ１９で、ゲートドライバ駆動に必要な直流電圧Vgに変換し、ゲートドライバ８の駆動に必要な電力の給電を行う。
　数百ｋＶ級高圧直流送電システムの半導体遮断器では、スイッチング素子９のゲート対地電位差も数百kVとなるために、大きな絶縁能力が必要となる。
一方、数百kV級高圧直流送電ではスイッチング素子９が多数直列接続されるため、直列接続した隣り合うスイッチング素子９間の電位差は小さい。
従って本構成では、Ｎ段（Ｎは２以上の整数）直列接続したスイッチング素子９の１段目のゲートには、直流送電線の対地間電圧に耐えられる数百kV級の大きな絶縁能力を持つ非接触給電で電力を供給し、２段目以降のスイッチング素子９のゲートには直列接続されたスイッチング素子９の１段に印加される1～10kV程度の絶縁能力の小さなカスケードトランスを用いて電力を供給している。
この構成を用いることで、全てのスイッチング素子９のゲートに大きな設置領域の必要な非接触給電を用いずに、小型のカスケードトランスを用いて絶縁を確保することができるので、設置領域を小さくすることができる。
　順次電力伝送部１５の１次巻線１６の電圧と２次巻線１７の電圧が同じ、すなわち、Vout1＝Vout2=・・・となるように設定するが、巻線抵抗などの影響により１次巻線電圧と２次側電圧との間に僅かに差が生じると、直列接続の後段にいくに従い徐々に電圧が所定の電圧からずれて行く場合がある。
その場合は、数段毎に巻数比の異なるトンランスを挿入し、各段の出力電圧がほぼ所定の値となるように補正してもよい。
　なお、以上の説明では非接触給電により、直列接続されたスイッチング素子の最下段（もっとも電位の低い側）に給電し、そこからカスケードトランスを用いて上位の段に順次電力を送ったが、非接触給電により、まず最上位段に電力を送り、そこから順次下位の段に順次電力を送っても良いし、非接触給電によりまず中間の段に電力を送り、そこから上下の段に順次電力を送っても良い。
　またスイッチング素子の直列数が増加し、それに伴いカスケードトランスの直列数が増加すると、１段目付近の伝送電力が大きくなり、非接触給電部やカスケードトランスが大型化する。
また、上述のように、ゲートに給電する電力によっては１段目のスイッチング素子から離れるにしたがって、カスケードトランスから出力される電圧が減少する場合がある。
そのような場合には、スイッチング素子の一定直列数ごとに、非接触給電でゲートに電力を供給する構成を用いることもできる。
図２０にその構成を示す。図２０ではスイッチング素子３直列毎に、非接触給電とカスケードトランスで電力を供給する構成を示している。
３段以上の直列数毎に非接触給電で電力を供給する構成もこの発明に含む。
この構成を用いることで、絶縁能力の小さな小型のカスケードトランスを用いてゲートに電力を供給でき、スイッチング素子９の直列数接続数が多い場合でも、一定電圧を全てのゲートドライバに供給することが可能となる。
　以上のように実施の形態３は、Ｎ段（Ｎは２以上の整数）直列接続されたスイッチング素子９のゲートに対して、電力を供給するゲート電源装置において、直流電源２と、直流電源２からの直流電力を高周波電力に変換して出力するインバータ回路３と、高周波電力を供給される一次側巻線４と、一次側巻線４に対し空間を介して配置される二次側巻線５を有する充電部より構成され、直列接続されたスイッチング素子９のうちの少なくとも１つのスイッチング素子のゲートに給電する非接触給電部１４と、非接触給電部１４を介して供給される電力を、隣接するスイッチング素子９に順次電力を伝送する順次電力伝送部１５を備えるようにしたものである。
　更に、実施の形態３においては、非接触給電部１４と順次電力伝送部１５を、Ｎ未満の直列接続段数毎に備えられている。
そして、非接触給電部１４は、高周波電力を供給される一次側巻線４と、一次側巻線４に直列に接続される一次側直列コンデンサＣＳと、一次側巻線４から高周波磁界を介して電力を供給される二次側巻線５と、二次側巻線５に並列に接続される二次側並列コンデンサＣＳとで構成されている。
　また、順次電力伝送部１５は、１次巻線１６、２次巻線１７、３次巻線１８で構成されるトランスを複数段縦続接続したカスケードトランスを用いて構成されている。
即ち、順次電力伝送部１５は、１次巻線１６、２次巻線１７、３次巻線１８で構成されるトランスをＮ段(図では３段)備え、前記Ｎ段のトランスのうちの１段目のトランスの１次巻線１６は非接触給電部１４の二次側巻線５に接続され、１段目のトランスの２次巻線１７は、トランスの２段目の１次巻線１６に接続され、１段目のトランスの３次巻線１８は、非接触給電部１４からの高周波電力を整流する整流回路7と、該整流回路７からの電力をDC/DCコンバータ１９を介して、Ｎ段のスイッチング素子９のうちの１段目のスイッチング素子９のゲートに給電を行うゲートドライバ８に接続されており、ｎ（ｎは２以上）段目のトランスの１次巻線１６は、ｎ－１段目のトランスの２次巻線１７に接続され、ｎ段目のトランスの２次巻線１７は、ｎ＋１段目のトランスの１次巻線１６に接続され、ｎ段目のトランスの３次巻線１８は、ｎ段目のゲートドライバ８に、整流回路７およびDC/DCコンバータ１９を介してｎ段目のスイッチング素子９のゲートに給電を行うゲートドライバ８に接続されている。
　なお、上述したように、非接触給電部１４は一次側直列コンデンサＣＳを一次側巻線４に直列に、二次側並列コンデンサＣＰを二次側巻線５に並列に接続することが望ましいが、非接触給電部１４の出力電圧が低下しても、DC/DCコンバータ１９によってゲートドライバ８に供給する電圧を所定の値に補正できるので、一次側コンデンサおよび二次側コンデンサは他の接続方法、例えば一次側巻線４に一次側コンデンサを直列に、二次側巻線５に二次側コンデンサを直列に接続する構成にしてもよいし、一次側巻線４に一次側コンデンサを並列に、二次側巻線５に二次側コンデンサを並列に接続する構成にしてもよいし、一次側コンデンサあるいは二次側コンデンサのどちらか一方または両方を省略した構成でもよい。
　また、上述の説明では直列接続された隣接するスイッチング素子間の順次電力伝送部１５にカスケードトランスを用いる方法を示したが、複数のスイッチング素子を直列接続したスイッチング素子ブロック毎　に、ブロック外から高周波電電力を非接触で供給し、ブロック内では、隣接する直列段間にて順次電力を伝送する方式であれば、ブロック内の電力伝送には他の方法を用いることもできる。
　例えば、図２１に示すように、順次電力伝送部としてダイオードを用いた多段ブートストラップ方式を用いることができる。
図２１において、ゲート電源装置1は、非接触給電部１４から供給される高周波電力を整流する整流回路７と、整流回路７から供給された電力を平滑する平滑コンデンサ２０とで構成され、DC/DCコンバータ１９を介して、Ｎ段のスイッチング素子９のうち１段目のスイッチング素子９のゲートに給電を行うゲートドライバ８に接続される平滑コンデンサ２０で構成される整流平滑回路と、充電用ダイオード２１をＮ－１段接続された多段ブートストラップ部を備え、多段ブートストラップ部は、Ｎ－１段接続された充電用ダイオード２１のうち１段目の充電用ダイオード２１のアノード側を整流回路７の正の出力端に接続され、１段目の充電用ダイオード２１のカソード側に２段目の充電用ダイオード２１のアノード側を接続され、ｎ（ｎは２以上かつＮ－１以下の整数）段目の充電用ダイオード２１のカソード側はｎ＋１段目の充電用ダイオード２１のアノード側と接続されており、ｎ段目の充電用ダイオード２１のカソード側に接続されたブートストラップコンデンサ２２と、ブートストラップコンデンサ２２からの電力を、スイッチング素子９のゲートに適した電圧に制御するDC/DCコンバータ１９を備え、DC/DCコンバータ１９がスイッチング素子９のゲートに電力を供給するゲートドライバ８に接続されるように構成されている。
なお、多段ブートストラップ方式の詳細については、本出願人より出願した、日本出願特願2013-153443に記載しているので、ここでは詳細な説明は省略する。
　以上のように構成することで、直流送電線の対地間電圧や線間電圧に相当する大きな電位差が生じる部分においては非接触給電によって高い絶縁を確保しつつ、直列接続されたスイッチング素子９間においては、スイッチング素子１段に印加される程度の低い耐圧の小型な電力伝送装置を用いて順次電力を伝送することにより、トータルとして小型で高耐圧な半導体遮断器用ゲート電源システムを提供することができる。
　なお，この発明は，その発明の範囲内において，各実施の形態を自由に組み合わせたり，各実施の形態を適宜，変形，省略することが可能である。
１…ゲート電源装置、２…直流電源、３…インバータ回路、
４…一次側巻線、５…二次側巻線、６…トランスコア、７…整流回路、
８…ゲートドライバ、９…スイッチング素子、１０…信号線、
１１…制御回路、１２…光発振器、１３…磁気遮蔽板、
１４…非接触給電部、１５…順次電力伝送部、１６…１次巻線、
１７…２次巻線、１８…３次巻線、１９…DC/DCコンバータ、
２０…平滑コンデンサ、２１…充電用ダイオード、
２２…ブーストラップコンデンサ、ＣＳ…一次側直列コンデンサ、
ＣＰ…二次側並列コンデンサ。

Claims (20)

  1. 　直流電源と、
    前記直流電源からの直流電力を高周波電力に変換して出力するインバータ回路と、
    前記高周波電力を供給される一次側巻線、及び前記一次側巻線が貫通するトランスコアに巻回された複数の二次側巻線によって構成されるトランスと、
    前記トランスの前記各二次側巻線から出力される高周波電力をそれぞれ整流し、その出力により複数の半導体スイッチ素子のゲートドライバをそれぞれ駆動する複数の整流回路と、前記各二次側巻線に並列に接続され、前記インバータ回路の駆動周波数において前記二次側巻線のインダクタンス成分を打ち消す複数の二次側並列コンデンサと、
    前記一次側巻線に直列に接続され、前記インバータ回路から見た負荷である前記ゲートドライバ、前記整流回路、前記二次側並列コンデンサ、前記二次側巻線、前記トランスコア及び前記一次側巻線の合成インピーダンスの虚数項（インダクタンス成分）を打ち消す一次側直列コンデンサとを備えた
    ことを特徴とするゲート電源装置。
  2. 　前記インバータ回路から見た負荷が力率１のＬＣＲ直列回路となるように前記一次側直列コンデンサの値を設定したことを特徴とする請求項１記載のゲート電源装置。
  3. 　前記トランスコアは、一部に開口部を有する円弧型に形成されていることを特徴とする請求項１または２記載のゲート電源装置。
  4. 　前記二次側巻線同士の間に前記二次側巻線同士の結合を防ぐ、金属またはメタマテリアル製の磁気遮蔽板を設けたことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  5. 　前記トランスと前記複数の整流回路との間に、前記トランスの前記二次側巻線を介して供給される電力を、前記複数の整流回路に順次伝送する順次電力伝送部を備え、
    前記順次電力伝送部及び前記複数の整流回路を介して前記複数の半導体スイッチ素子のゲートドライバをそれぞれ駆動することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  6. 　前記順次電力伝送部は、１次巻線、２次巻線、３次巻線で構成されるトランスを複数段縦続接続したカスケードトランスを用いて構成され、前記各段のトランスの３次巻線がそれぞれ前記整流回路に接続されていることを特徴とする請求項５記載のゲート電源装置。
  7. 　前記順次電力伝送部は、ダイオードを用いた多段ブートストラップ方式により構成されていることを特徴とする請求項５記載のゲート電源装置。
  8. 　Ｎ段（Ｎは２以上の整数）直列接続された半導体スイッチング素子のゲートに対して、電力を供給するゲート電源装置において、
    直流電源と、
    前記直流電源からの直流電力を高周波電力に変換して出力するインバータ回路と、
    前記高周波電力を供給される一次側巻線と、前記一次側巻線に対し空間を介して配置される二次側巻線を有する充電部より構成され、前記直列接続された半導体スイッチング素子のうちの少なくとも１つの半導体スイッチング素子のゲートに給電する非接触給電部と、前記非接触給電部を介して供給される電力を、隣接する前記半導体スイッチング素子に順次電力を伝送する順次電力伝送部を備えた
    ことを特徴とするゲート電源装置。
  9. 　前記非接触給電部と前記順次電力伝送部を、Ｎ未満の直列接続段数毎に備えることを特徴とする請求項８記載のゲート電源装置。
  10. 　前記非接触給電部は、
    前記高周波電力を供給される一次側巻線と、
    前記一次側巻線に直列に接続される一次側コンデンサと、
    前記一次側巻線から高周波磁界を介して電力を供給される二次側巻線と、
    前記二次側巻線に並列に接続される二次側コンデンサとで構成され、
    前記順次電力伝送部は、
    １次巻線、２次巻線、３次巻線で構成されるトランスをＮ段備え、
    前記Ｎ段のトランスのうちの１段目のトランスの１次巻線は前記非接触給電部の二次側巻線に接続され、
    前記１段目のトランスの２次巻線は、前記トランスの２段目の１次巻線に接続され、
    前記１段目のトランスの３次巻線は、前記非接触給電部からの高周波電力を整流する整流ダイオードと、該整流ダイオードからの電力をDC/DCコンバータを介して、前記Ｎ段の半導体スイッチング素子のうちの１段目の半導体スイッチング素子のゲートに給電を行うゲートドライバに接続されており、
    ｎ（ｎは２以上）段目のトランスの１次巻線は、ｎ－１段目のトランスの２次巻線に接続され、
    ｎ段目のトランスの２次巻線は、ｎ＋１段目のトランスの１次巻線に接続され、
    ｎ段目のトランスの３次巻線は、ｎ段目のゲートドライバに、整流ダイオードおよびDC/DCコンバータを介してｎ段目の半導体スイッチング素子のゲートに給電を行うゲートドライバに接続された
    ことを特徴とする請求項８記載のゲート電源装置。
  11. 　前記Ｎ段のトランスは、一定段数毎に、前記１次巻線と前記２次巻線間の昇降圧比が異なることを特徴とする請求項１０記載のゲート電源装置。
  12. 　前記非接触給電部と前記順次電力伝送部を、Ｎ未満の直列接続段数毎に備えることを特徴とする請求項８から１０のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  13. 　前記非接触給電部は、前記一次側巻線に直列に接続された一次側コンデンサと、前記二次側巻線に直列に接続された二次側コンデンサを備えたことを特徴とする請求項８から１１のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  14. 　前記非接触給電部は、前記一次側巻線に並列に接続された一次側コンデンサと、前記二次側巻線に直列に接続された二次側コンデンサを備えたことを特徴とする請求項８から１１のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  15. 　前記非接触給電部は、前記一次側巻線に並列に接続された一次側コンデンサと、前記二次側巻線に並列に接続された二次側コンデンサを備えたことを特徴とする請求項８から１１のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  16. 　前記順次電力伝送部は、
    前記非接触給電部から供給される高周波電力を整流する整流ダイオードと、
    前記整流ダイオードから供給された電力を平滑する平滑コンデンサで構成され、DC/DCコンバータを介して、前記Ｎ段の半導体スイッチング素子のうち１段目の半導体スイッチング素子のゲートに給電を行うゲートドライバに接続される整流平滑回路と、
    前記整流平滑回路に接続された充電用ダイオードをＮ－１段接続された多段ブートストラップ部を備え、
    前記多段ブートストラップ部は、
    前記Ｎ－１段接続された充電用ダイオードのうち１段目の充電用ダイオードのアノード側を前記整流平滑回路の正の出力端に接続され、
    前記１段目の充電用ダイオードのカソード側に２段目の充電用ダイオードのアノード側を接続され、
    ｎ（ｎは２以上かつＮ－１以下の整数）段目の充電用ダイオードのカソード側はｎ＋１段目の充電用ダイオードのアノード側と接続されており、
    ｎ段目の充電用ダイオードのカソード側に接続されたブートストラップコンデンサと、
    前記ブートストラップコンデンサからの電力を、前記半導体スイッチング素子のゲートに適した電圧に制御するDC/DCコンバータを備え、
    前記DC/DCコンバータが前記半導体スイッチング素子のゲートに電力を供給するゲートドライバに接続されることを特徴とする請求項８または９記載のゲート電源装置。
  17. 　前記非接触給電部の送電部の基準電位は大地電位であり、前記一次側巻線と前記二次側巻線との間にある空間距離は、高圧直流送電において前記半導体スイッチング素子と大地との間に生じる電圧での絶縁破壊距離より長いことを特徴とする請求項８から１６のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  18. 　前記順次電力伝送部の耐圧は、隣接する前記半導体スイッチング素子間において、前記半導体スイッチング素子１段に印加される電圧より高く、高圧直流送電において前記半導体スイッチング素子と大地との間で生じる電圧よりも低いことを特徴とする請求項８から１７のいずれか１項に記載のゲート電源装置。
  19. 　請求項１から１８のいずれか１項に記載のゲート電源装置と、
    高圧直流送電システムにおける送電線路に直列接続された複数の半導体スイッチング素子と、
    前記ゲート電源装置に接続され、前記各半導体スイッチング素子のゲートに駆動電力を供給する複数のゲートドライバとを備えたことを特徴とする半導体遮断器。
  20. 　前記半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴまたはワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子であることを特徴とする請求項１９記載の半導体遮断器。
    　
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