WO2014142516A1 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 장치 Download PDF

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WO2014142516A1
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강지원
정재훈
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Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for reporting channel state information.
  • Multi-Output Multi-Output
  • MIMO Multiple i-Input
  • MIMO Multiple i-Input
  • the receiving end receives data through a single antenna path, but using a multiple antenna, the receiving end receives data through multiple paths. Therefore, the data transmission speed and the transmission amount can be improved, and the coverage can be increased.
  • channel status information is fed back from the MIM0 receiver and used by the MIMO transmitter.
  • the receiver may determine the CSI by performing channel measurement using a predetermined reference signal (RS) from the transmitter.
  • RS reference signal
  • a method for reporting channel state information (CSI) in a terminal of a wireless communication system includes: receiving a reference signal from a base station; And reporting the CSI generated using the reference signal to the base station.
  • the CSI is a two-dimensional antenna structure At least one first domain precoding matrix indicator (PMI) indicating a first precoding matrix for the first domain, and at least one second indicating a second precoding matrix for the second domain of the two-dimensional antenna structure It may include a two domain PMI.
  • the reporting period of the one or more first domain PMIs may be shorter than the reporting period of the one or more second domain PMIs.
  • a method for receiving channel state information (CSI) in a base station of a wireless communication system includes: transmitting a reference signal to a terminal; And receiving the CSI generated by the terminal from the terminal using the reference signal, wherein the CSI indicates a first precoding matrix for a first domain of a two-dimensional antenna structure.
  • the reporting period of the one or more first domain PMIs may be shorter than the reporting period of the one or more second domain PMIs.
  • a terminal device for reporting channel state information (CSI) in a wireless communication system includes a transmitter; receiving set; And a processor.
  • the processor may be configured to control the receiver to receive a reference signal from a base station, and report the CSI generated using the reference signal to the base station by controlling the transmitter.
  • the CSI includes one or more first domain precoding matrix indicators (PMIs) that indicate a first precoding matrix for a first domain of a two-dimensional antenna structure, and a second for the second domain of the two-dimensional antenna structure.
  • PMIs first domain precoding matrix indicators
  • One or more second domain PMIs that indicate the two precoding matrices may be included.
  • the reporting period of the one or more first domain PMIs may be shorter than the reporting period of the one or more second domain PMIs.
  • a base station apparatus for receiving channel state information (CSI) in a wireless communication system includes: a transmitter; receiving set; And a processor.
  • the processor may be configured to transmit the reference signal to the terminal by controlling the transmitter, and receive the CSI generated by the terminal using the reference signal, and control the receiver to receive from the terminal.
  • the CSI may include one or more first domain precoding matrix indicators (PMIs) indicating a first precoding matrix for a first domain of a two-dimensional antenna structure, And one or more second domain PMIs indicating a second precoding matrix for the second domain of the two-dimensional antenna structure.
  • the reporting period of the one or more first domain PMIs may be shorter than the reporting period of the one or more second domain PMIs.
  • the second precoding matrix may be indicated by a combination of the second domain PMI_1 and the second domain PMI_2.
  • the second domain PMI_1 and the second domain? 1_2 may be reported at different time points.
  • the reporting period of the second domain? «_ 2 may be shorter than the reporting period of the second domain PMI_1.
  • the first precoding matrix may be indicated by one first domain PMI.
  • the reporting period of the second domain PMI_2 may be shorter than the reporting period of the single first domain PMI.
  • the second domain PMI_2 may be simultaneously reported with the one first domain PMI.
  • the first precoding matrix may be indicated by a combination of the first domain PMI_1 and the first domain PMI_2.
  • the second precoding matrix may be indicated by one second domain PMI.
  • a preferred precoding matrix of the terminal may be determined for the two-dimensional antenna structure by combining the first precoding matrix and the second precoding matrix.
  • the first domain may be a horizontal domain and the second domain may be a vertical domain.
  • a new CSI generation and reporting method capable of correctly and efficiently supporting a two-dimensional antenna structure can be provided.
  • 1 is a diagram for explaining the structure of a radio frame.
  • FIG. 2 illustrates a resource grid in a downlink slot.
  • 3 shows a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an exemplary pattern of CRS and DRS on one RB pair.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a DMRS pattern defined in an LTE-A system.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating examples of a CSI-RS pattern defined in an LTE-A system.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a method in which a CSI-RS is periodically transmitted.
  • 11 shows examples of configuring 8 transmission antennas.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining a general structure of an active antenna array system.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining a two-dimensional antenna array structure.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining a geometrical description of the MS.
  • 15 is a view for explaining the definition of the angular direction.
  • 16 is a diagram illustrating a planar array antenna configuration. 17 is a diagram for explaining another definition of the angular direction.
  • 18 is a diagram illustrating examples of beamforming according to a two-dimensional antenna configuration.
  • 19 is a diagram for describing examples of vertical bump forming.
  • CSI channel state information
  • 21 is a diagram showing the configuration of a preferred embodiment of a base station apparatus and a terminal apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be substituted for components or features of another embodiment.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • 0FDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of UMTS Jni versa 1 Mobile Telecommunications System.
  • 3GPP long 3rd Generation Partnership Project
  • LTE long term evolution
  • E-UMTS Evolved UMTS
  • SC-FDMA SC-FDMA
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system).
  • IEEE 802.16e WiMA-OFDMA Reference System
  • advanced IEEE 802.16m WiMA-OFDMA Advanced system
  • 3GPP LTE and 3GPP LTE-A 3GPP LTE-A systems, but the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • 1 is a diagram for explaining the structure of a radio frame.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to TDDCTime Division Duplex (TDDCTime Division Duplex).
  • FIG. 1 (a) is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time it takes for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval () ⁇ ).
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • an OFDM symbol represents one symbol period.
  • An OFDM symbol may also be referred to as an SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a cyclic prefix (CP).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be seven.
  • the 0FDM symbol is configured by the extended CP, since the length of one 0FDM symbol is increased, the number of OFDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes 7 0FDM symbols, and thus, one subframe includes 14 0FDM symbols.
  • the first two or three 0FDM symbols of each subframe is assigned to a physical downlink control channel (PDCCH).
  • the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • FIG. 1B is a diagram showing the structure of a type 2 radio frame.
  • FIG. Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which is composed of five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UPPTS). )
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UPTS uplink pilot time slot
  • one subframe consists of two slots.
  • the DwPTS is used for initial cell discovery, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • 2 is downlink. A diagram showing a resource grid in a slot.
  • one downlink pilot includes seven OFDM symbols in the time domain and one resource block (RB) includes 12 subcarriers in the frequency domain
  • the present invention is not limited thereto.
  • one slot includes 7 OFDM symbols in the case of a general cyclic prefix (CP), but one slot may include 6 OFDM symbols in the case of an extended-CP (CP).
  • Each element on the resource grid is called a resource element.
  • One resource block includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number of N DLs of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • a maximum of three OFDM symbols in front of the first pilot in one subframe corresponds to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • the downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), physical HARQ payment physical channel (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • Resource allocation of upper layer control messages such as random access responses transmitted to the network, a set of transmit power control commands for individual terminals in a certain terminal group, transmit power control information, and activation of voice over IP (VoIP) It may include a dung.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in an aggregation of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH. If the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTKC-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC. Or, if the PDCCH is for a paging message, a paging indicator identifier (P-RNTI) may be masked to the CRC.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the system information identifier and system information RNTKSI-RNTI may be masked to the CRC. Random access of terminal Random Access-In order to indicate a random access response that is a response to the transmission of the preamble.
  • SIB system information block
  • the theoretical ratio is proportional to the number of antennas, unlike when only a plurality of antennas are used in a transmitter or a receiver.
  • Channel transmission capacity is increased. Therefore, the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate can theoretically increase as the maximum rate of transmission 0?.) Multiplied by the rate increase? /).
  • Each transmission information s ⁇ , s '', S N T may have a different transmission power. If each transmission power is P ⁇ , P 1, ', P N T , transmission information whose transmission power is adjusted may be expressed as follows.
  • ⁇ may be expressed as follows using the diagonal matrix P of the transmission power.
  • ⁇ transmission signals ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ , ..., ⁇ ⁇ ⁇ that are actually transmitted are formed by applying the weight matrix W to the information vector S whose transmission power is adjusted.
  • the weighting matrix W plays a role in properly distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ ' ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ vector X may be represented as follows:
  • U denotes a weight between the / th transmit antenna and the _th information.
  • W is also called a precoding matrix.
  • channels may be classified according to transmit / receive antenna indexes. Transmit Antenna
  • the channel passing from there through the receive antenna / will be denoted by k ij. Note that in the order of the index, the receive antenna index is first, and the index of the transmit antenna is later.
  • Receive antennas may be expressed as follows.
  • the real channel is added with Additive White Gaussian Noise (AWGN) after passing through the channel matrix H.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the white noises ⁇ ⁇ , ⁇ 2, ⁇ ' ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ added to each of the ⁇ reception antennas may be expressed as follows.
  • the received signal may be expressed as follows.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the channel state is determined by the number of transmit / receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number of receive antennas, and the number of columns is equal to the number of transmit antennas. That is, the channel matrix H has a matrix y ⁇ ⁇ y.
  • a tank can be defined as the number of nonzero eigenvalues when the matrix is eigenvalue decomposition.
  • rank is not zero when singular value decomposition. It can be defined as the number of outliers.
  • rank in the channel matrix The physical meaning of is the maximum number of different information that can be sent on a given channel.
  • 'rank' for MIM0 transmission refers to the number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and 'number of layers' It represents the number of signal streams transmitted through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits a number of layers corresponding to the number of tanks used for signal transmission, unless otherwise specified, a tank has the same meaning as the number of layers.
  • a signal When a packet is transmitted in a wireless communication system, a signal may be distorted in the transmission process because the transmitted packet is transmitted through a wireless channel. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion must be corrected in the received signal using the channel information. In order to find out the channel information, a signal known to both the transmitting side and the receiving side is transmitted, and a method of finding the channel information with a distortion degree when the signal is received through the channel is mainly used. The signal is called a pilot signal or a reference signal.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an exemplary pattern of CRS and DRS on one RB pair.
  • the base station may be maximum of four or more in the LTE-A system.
  • the RS for these antenna ports should be further defined.
  • both RS for channel measurement and RS for data demodulation should be considered.
  • the CSI-RS for channel measurement purposes is a channel, unlike the CRS in the existing LTE system used for data demodulation at the same time as channel measurement, handover measurement, and the like. There is a feature designed for measurement-oriented purposes. Of course, the CSI-RS may also be used for the purpose of measuring handover. Since the CSI-RS is transmitted only for obtaining the channel state information, unlike the CRS in the existing LTE system, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. Thus, to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS may be designed to be transmitted intermittently (eg, periodically) on the time axis.
  • DMRS may be transmitted for four antenna ports (antenna port indexes 7, 8, 9, and 10) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • DMRSs for different antenna ports may be distinguished by being located in different frequency resources (subcarriers) and / or different time resources (OFDM symbols) (ie, may be multiplexed in FDM and / or TDM schemes).
  • OFDM symbols time resources
  • DMRSs for different antenna ports located on the same time-frequency resource are orthogonal to each other.
  • DMRSs for antenna ports 7 and 8 may be located in resource elements (REs) indicated as DMRS CDM group 1, and they may be multiplexed by an orthogonal code.
  • DMRSs for antenna ports 9 and 10 may be located in resource elements indicated as DMRS group 2 in the example of FIG. 7, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • the same precoding applied to the data is applied to the DMRS. Accordingly, the channel information estimated by the DMRS (or UE-specific RS) in the terminal is precoded channel information.
  • the UE can easily perform data demodulation using the precoded channel information estimated through DMRS.
  • the terminal since the terminal cannot know the precoding information applied to the DMRS, the terminal cannot obtain channel information that is not precoded from the DMRS.
  • the terminal uses a separate reference signal other than the DMRS, that is, the aforementioned CSI-RS. Channel information that is not precoded may be obtained.
  • FIGS. 8 (a) to 8 (e) show the location of a resource element on which a CSI-RS is transmitted on one resource block pair in which downlink data is transmitted (in the case of a general CP, 12 subcarriers on 14 OFDM symbols X frequencies in time). .
  • one of the CSI-RS patterns of FIGS. 8 (a) to 8 (e) may be used.
  • the CSI-RS may be transmitted for eight antenna ports (antenna port indexes 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, and 22) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • CSI-RSs for antenna ports 17 and 18 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 2, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 19 and 20 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 3, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 21 and 22 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 4, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • the base station should transmit CSI-RS for all antenna ports. Transmitting CSI-RS for each subframe for up to 8 transmit antenna ports has a disadvantage in that the overhead is too large. Therefore, CSI-RS is not transmitted every subframe but is transmitted intermittently on the time axis. Can be reduced. Accordingly, the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe or may be transmitted in a specific transmission pattern.
  • CSI-RS pattern a sequence used for CSI-RS purposes, which are pseudo-random according to a predetermined rule based on slot number, cell ID, CP length, etc.). Generated), and the like. That is, a plurality of CSI-RS configurations may be used in a given base station, and the base station may inform a CSI-RS configuration to be used for terminal (s) in a cell among the plurality of CSI-RS configurations.
  • the CSI-RS is periodically transmitted with an integer multiple of one subframe (for example, 5 subframe periods, 10 subframe periods, 20 subframe periods, 40 subframe periods, or 80 subframe periods). Can be.
  • the CSI reference resource may be configured on a valid downlink subframe.
  • the valid downlink subframe may be configured as a subframe satisfying various requirements. One of the requirements is for the UE in case of periodic CSI reporting. If the CSI subframe set is configured, it will be a subframe belonging to the CSI subframe set linked to the periodic CSI report.
  • the UE may derive the CQI index in consideration of the following assumptions (see 3GPP TS 36.213 for details):
  • DMRS overhead matches the most recently reported tank.
  • DMRS overhead is 12 REs for one resource block pair is 12 RE in the case of two or more antenna ports (ie, rank 2 or less) as described in FIG.
  • 24 RE so the CQI index can be calculated assuming a DMRS overhead based on the most recently reported rank value.
  • the PDSCH transmission scheme depends on the transmission mode currently configured for the terminal (may be the default mode)
  • the base station can be informed to the terminal using RRCX Radio Resource Control (RSC) signaling. That is, information on the CSI-RS configuration may be provided to each of the terminals in the cell by using dedicated RRC signaling.
  • RRC Radio Resource Control
  • the base station corresponds to the corresponding base station.
  • the UE may be informed of the CSI—RS configuration through RRC signaling.
  • the base station transmits an RRC signaling message for requesting channel state feedback based on the CSI-RS measurement
  • the base station may inform the terminal of the CSI-RS configuration through the corresponding RRC signaling message.
  • the time position where the CSI-RS exists that is, the cell-specific subframe setting period and the cell-specific subframe offset, can be summarized as shown in Table 1 below, for example.
  • the parameter / CS1 _ RS may be separately configured for the CSI-RS in which the UE assumes a non-zero transmission power and the CSI-RS in which the UE assumes a transmission power of zero.
  • the subframe including the CSI-RS may be expressed as in Equation 12 below (where Equation 12 is a system frame number and n s is a slot number).
  • the antenna port count (ay7 ey? / 7a3 ⁇ 4r s (“ ⁇ )) parameter indicates the number of antenna ports (ie, CSI-RS ports) used for CSI-RS transmission, and anl is 1. Corresponds to dog, and an2 corresponds to 2.
  • the p_C parameter in Table 2 indicates the ratio of PDSCH EPRECEnergy Per Resource Element) and CSI—RS EPRE to be assumed when the UE derives CSI feedback.
  • the resource configuration OesOT / rce / 7) parameter has a value that determines, for example, the location of the resource element on which the CSI-RS is embedded on the RB pair as shown in FIG.
  • zeroTxPowerResourceConfigLi st and zeroTxPowerSubframeConfig correspond to resourceConf ig and subframeConf ig for CSI-RS of 0 transmission power, respectively.
  • CSI-RS configuration IE of Table 2 refer to standard document TS 36.331.
  • the MIM0 method may be classified into an open-loop method and a closed loop method.
  • the open loop MIM0 scheme means that the transmitter performs MIM0 transmission without feedback of the channel state information from the MIM0 receiver.
  • the closed-loop MIM0 scheme means that the MIM0 transmission is performed by the transmitter by receiving the channel state information from the MIM0 receiver.
  • each of the transmitter and the receiver may perform the bumping based on the channel state information in order to obtain a multiplexing gain of the MIM0 transmit antenna.
  • the transmitting end eg, the base station
  • the UE may perform estimation and / or measurement on the downlink channel using CRS and / or CSI-RS.
  • the channel state information (CSI) fed back to the base station by the terminal may include a tank indicator (RI), a precoding matrix index (PMI) and a channel quality indicator (CQI).
  • RI is information about a channel tank.
  • a tank of channels refers to the maximum number of layers (or streams) that can send different information through the same time-frequency resources. Since the rank value is determined primarily by the long-term fading of the channel, it can be fed back over a generally longer period (ie less frequently) compared to PMI and CQI.
  • the PMI is information about a precoding matrix used for transmission from a transmitter and is a value reflecting spatial characteristics of a channel.
  • Precoding means mapping a transmission layer to a transmission antenna, and a layer-antenna mapping relationship may be determined by a precoding matrix.
  • the PMI corresponds to a precoding matrix index of a base station preferred by the terminal based on metrics such as signal-to-interference plus noise ratio (SINR).
  • SINR signal-to-interference plus noise ratio
  • a scheme in which the transmitter and the receiver share a codebook including various precoding matrices in advance, and a method of feeding back only an index indicating a specific precoding matrix in the corresponding codebook may be used.
  • the PMI may be determined based on the most recently reported RI.
  • CQI is information indicating channel quality or channel strength.
  • CQI may be expressed as a predetermined MCS combination. That is, the fed back CQI index indicates a corresponding modulation scheme and code rate.
  • the CQI sets a specific resource region (eg, a region specified by valid subframes and / or physical resource blocks) as a CQI reference resource, and assumes that a PDSCH transmission exists in the corresponding CQI reference resource. It can be calculated assuming that the PDSCH can be received without exceeding (for example, 0.1).
  • the CQI is a value that reflects the received SINR obtained when the base station configures a spatial channel using the PMI.
  • the CQI may be calculated based on the most recently reported RI and / or PMI.
  • an additional multiuser diversity is obtained by using a multiuser-MIM0 (MU-MIM0) scheme.
  • MU-MIM0 multiuser-MIM0
  • the MIM0 scheme since an interference channel exists between terminals multiplexed in an antenna domain, when a base station performs downlink transmission using channel state information fed back by one terminal among multiple users, it is transmitted to another terminal. It is necessary to prevent interference from occurring. Therefore, in order for the MU-MIM0 operation to be performed correctly, the channel state information with higher accuracy than the single user-MIM0 (SU-MIM0) method should be fed back.
  • SU-MIM0 single user-MIM0
  • a new CSI feedback scheme that improves the existing CSI composed of RI, PMI, and CQI may be applied.
  • the precoding information fed back by the receiving end may be indicated by a combination of two PMIs (eg, il and i2). Accordingly, more sophisticated PMI can be fed back, and more sophisticated CQI can be calculated and reported based on this sophisticated PMI.
  • the CSI may be periodically transmitted through the PUCCH or may be transmitted periodically through the PUSCH. Also, which of RI, first PMI (e.g., W1), second PMI (e.g., W2), CQI is fed back, whether the fed back PMI and / or CQI is for wideband (WB) or Depending on whether it is for a subband (SB), various reporting modes can be defined.
  • first PMI e.g., W1
  • second PMI e.g., W2
  • CQI is fed back
  • WB wideband
  • SB wideband
  • SB subband
  • various reporting modes can be defined.
  • a method of setting / defining a resource (hereinafter, referred to as a reference resource) as a reference for calculating a CQI when a UE reports CSI will be described. .
  • a reference resource a resource that is a reference for calculating a CQI when a UE reports CSI.
  • the CQI reported by the UE corresponds to a specific index value.
  • the CQI index is a value indicating a modulation technique, a code rate, and the like corresponding to a channel state.
  • the CQI indices and their interpretation may be given as in Table 3 below.
  • the UE Based on the observation that is not limited in time and frequency, the UE has the highest CQI that satisfies a predetermined requirement among CQI indexes 1 to 15 of Table 3 for each CQI value reported in uplink subframe n.
  • the index can be determined.
  • the predetermined requirement is that a single PDSCH transmission has a combination of modulation scheme (e.g., MCS) and transport block size (TBS) corresponding to the corresponding CQI index and occupies a group of downlink physical resource blocks called CQI reference resources. It can be determined that a block can be received with a transmission block error probability of no more than 0 1 (ie, no more than 10W. If the CQI index 1 also does not satisfy the above requirement, the UE may determine the CQI index 0.
  • MCS modulation scheme
  • TBS transport block size
  • the UE may perform channel measurement for calculating a CQI value reported in uplink subframe n based on only the CSI-RS.
  • the terminal may perform channel measurement for CQI calculation based on the CRS.
  • a combination of a modulation scheme and a transport block size may correspond to one CQI index.
  • the combination may be signaled for transmission on the PDSCH in the CQI reference resource according to the associated transport block size table, a modulation scheme is indicated by the corresponding CQI index, and a combination of transmission block size and modulation scheme is referenced to the reference.
  • the above requirement is to have an effective channel code rate as close as possible to the code rate indicated by the corresponding CQI index. If two or more combinations of transport block sizes and modulation schemes are close to the same rate as the code rate indicated by the corresponding CQI index, the transport block size may be determined to be the smallest combination.
  • the CQI reference resource is defined as follows.
  • the CQI reference resource is defined as a group of downlink physical resource blocks corresponding to a band related to the derived CQI value.
  • the CQI reference resource is defined as a single downlink subframe n-nCQLref.
  • nCQI ⁇ ref is the smallest value among 4 or more
  • the downlink subframe n-nCQI_ref is determined as a value corresponding to a valid downlink subframe.
  • nCQI_ref is a valid downlink corresponding to a CQI request (or a CQI request received) in an uplink DCI format (ie, a PDCCH DCI format for providing uplink scheduling control information to a UE).
  • the same downlink subframe as the subframe is determined as the CQI reference resource.
  • nCQI_ref is 4 and the downlink subframe n-nCQI ⁇ ref corresponds to a valid downlink subframe, where downlink The link subframe n-nCQI_ref may be received after the subframe corresponding to the CQI request (or the CQI request received) in the random access response grant.
  • a valid downlink subframe means The UE is configured as a downlink subframe and is not an MBSFN subframe except for transmission mode 9, and the length of the DwPTS is 7680 * Ts.
  • the CQI reference resource is defined as any RI and PMI presumed by the CQI.
  • the first 3 OFDM symbols of a downlink subframe are used for control signaling.
  • the redundancy version is zero.
  • the ratio of PDSCH Energy Per Resource Element (EP E) to CSI-RS EPRE has a predetermined value signaled by a higher layer.
  • PDSCH transmission schemes defined for each transmission mode are currently configured for the UE (may be the default mode).
  • PDSCH EPRE vs. CRS EPRE can be determined according to certain requirements. For more details regarding the definition of CQI, refer to 3GPP TS36.213.
  • the downlink receiving end (for example, the terminal) sets a specific single subframe in the past as a CQI reference resource based on a time point of performing a current CQI calculation, and transmits the PDSCH from the base station in the corresponding CQI reference resource.
  • the CQI value can be calculated to satisfy the condition that the error probability does not exceed 10%.
  • precoding that properly distributes transmission information to each antenna according to channel conditions may be applied.
  • Codebook-based precoding schemes determine a set of precoding matrices at the transmitter and receiver in advance, and measure the channel information from the transmitter at the receiver to determine the most appropriate precoding matrix (i.e., precoding matrix index The Matrix Index (PMI) is fed back to the transmitter, and the transmitter is based on the PMI.
  • PMI Matrix Index
  • the technique of applying precoding to signal transmission Since a method of selecting an appropriate precoding matrix from a predetermined set of precoding matrices, optimal precoding is not always applied, but feedback compared to explicitly feeding back the optimal precoding information to actual channel information. This has the advantage of reducing overhead.
  • FIG. 10 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring a received signal by using a maximum likelihood (ML) or a minimum mean square error (SE) method.
  • ML maximum likelihood
  • SE minimum mean square error
  • the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but it is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals of the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the tank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the above-described precoding is a Hermit of the precoding matrix (P) used for precoding of the transmitting end.
  • (Hermit) matrix (P H ) can be made by multiplying the received signal.
  • Table 4 below shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmitting antennas in 3GPP LTE release-8/9
  • Table 5 shows 4 transmissions in 3GPP LTE release-8/9. Represents a codebook used for downlink transmission using an antenna.
  • W n I-lu n u n "/ u n H u n , where / is a 4X4 single matrix.
  • ⁇ are the values given in Table 5.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrix, where a single matrix is for an open-loop system, There are a total of six precoding vectors / matrixes for precoding loop systems.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 5 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • MIM0 transmission using 8 transmission antennas may be performed.
  • Codebook design is required.
  • CSI-RS antenna ports may be represented by antenna port indexes 15 to 22.
  • Each of Tables 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, and 13, 1-layer, 2-layer, 3-layer, 4-layer, 5-layer, 6-layer using antenna ports 15 to 22 An example of a codebook for the 7-layer and 8-layer CSI reporting is shown.
  • 11 shows examples of configuring 8 transmission antennas.
  • FIG. 11 (a) shows a case in which N antennas configure channels independent of each other without grouping, and is generally called a ULACUniform Linear Array.
  • FIG. 11 (b) shows an antenna configuration of a ULA scheme in which two antennas are paired. In this case, two pairs of antennas may have an associated channel and may have a channel independent of another pair of antennas.
  • a ULA antenna configuration as shown in FIGS. 11A and 1Kb may not be suitable. Accordingly, it may be considered to apply a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 11 (c).
  • an independent channel can be formed by lowering the antenna correlation, thereby enabling high yield data transmission.
  • Group 1 up to 1, 2 ⁇ / 2 and groups up to index ⁇ ⁇ / 2 + 1, ⁇ ⁇ / 2 + 2 ⁇ ⁇
  • antenna 2 may be configured to have polarities orthogonal to each other.
  • Antennas in antenna group 1 may have the same polarity (eg vertical polarizat ion) and antennas in antenna group 2 may have another same polarity (eg horizontal polarization).
  • both antenna groups are co-located.
  • antennas 1 and ⁇ ⁇ / 2 + 1, antenna 2 and ⁇ ⁇ / 2 + 2, antenna 3 and ⁇ ⁇ / 2 + 3 antenna ⁇ ⁇ / 2 and ⁇ ⁇ may be disposed at the same position.
  • antennas in one antenna group have the same polarity as ULAOJniform Linear Array, and correlation between antennas in one antenna group has a linear phase increment characteristic.
  • the correlation between antenna groups has a phase rot at ion characteristic.
  • CSI feedback for precoded spatial multiplexing (SM) using CRS in a MIM0 system using four transmit antennas may be described as follows.
  • SM spatial multiplexing
  • 4Tx transmit antennas
  • H may be expressed as a matrix (or vector) of Nr X Nt size. Where Nr is the number of receive antennas and Nt is the number of transmit antennas.
  • CSI feedback for precoded spatial multiplexing (SM) using CSI-RS in a MIM0 system using eight transmit antennas may be described as follows.
  • 8Tx eight transmit antennas
  • W ra precoding weight matrix
  • the UE determines a rank and precoding weight suitable for downlink transmission. Can be selected and the expected CQI can be calculated when the selected ram and precoding weights are applied.
  • the UE may feed back the CSI (eg, RI, PMI, CQI) selected / calculated using the CRS or CSI-RS as described above to the base station.
  • the base station may determine the rank, precoding weight, modulation, and coding scheme suitable for downlink transmission in consideration of the CSI reported by the terminal.
  • a range formed by a one-dimensional antenna structure is specified only in the azimuth angle direction (e.g., the horizontal domain) and in the elevation angle direction (e.g., vertical). Domain), only two-dimensional bump forming is supported.
  • a one-dimensional antenna structure e.g., ULA or cross-polar array configuration
  • the beam formed by the two-dimensional antenna structure is Since the direction can be specified in the azimuth direction and the elevation direction, three-dimensional beamforming is possible.
  • the sector-specific elevation beamforming (for example, by vertical pattern beamwidth and / or downtilt) New beamforming, such as redundancy control), improved sectorization in the vertical domain, and user (or UE) -specific high and low beamforming.
  • Vertical sectorization can increase the average system performance through the gain of the vertical sector pattern, and typically does not require additional standard technical support.
  • UE-specific high and low bumping may improve SIN for the corresponding UE by specifying a vertical antenna pattern in the direction of the UE.
  • UE-specific high and low beamforming requires additional standard technical support. For example, in order to correctly support a two-dimensional port structure, a UE's CSI measurement and feedback method for UE-specific high and low bump forming is required.
  • the downlink MIM0 improvement scheme may include, for example, improving the CSI feedback scheme of the UE (eg, supporting new codebook design, codebook selection / update / modification, minimizing increase of CSI payload size, etc.), UE- Changes to CSI-RS configuration for specific high beamforming, definition of additional antenna ports for UE-specific high and low beamforming, and improved downlink control operation to support UE-specific high and low beamforming (e.g., antenna ports In case of increasing number, the common channel coverage and / or radio resource management (RMR) measurement reliability (reliability), etc.) may be included.
  • RMR radio resource management
  • a base station (eNB) antenna calibration error phase and time error
  • estimation error downlink overhead
  • complexity complexity
  • Feedback overhead backward compatibility
  • actual UE implementation reuse of existing feedback frameworks, subband-to-bandwidth feedback, and the like.
  • TXRUA Transceiver Unit Array
  • RDN Radio Distribution Network
  • AA Antenna Array
  • TXRUs may interface with the eNodeB and provide a receive input for base band processing of the eNB, or may receive a transmit output from baseband processing of the eNB.
  • the TXRUA may include a plurality of transmitting units and a plurality of receiving units.
  • the transmitting unit may receive a baseband input from the MS base station and provide a radio frequency (RF) transmit power, which may be distributed to M via the RDN.
  • the receiving unit may provide an RF receive input distributed from M through RDN as an output for baseband processing.
  • RF radio frequency
  • AAS may be defined as a base station system that combines M and active TXRUA.
  • the AAS may also include an RDN, which is a passive network that physically separates the active TXRUA from M, and defines the mapping between TXRUA and AA.
  • the RDN may convert K transmit outputs from TXRUA to L outputs to AA.
  • the RDN may convert L receive inputs from M into K inputs to TXRUA.
  • the transmitter unit and the receiver unit may be separated from each other, and mappings to the antenna elements may be defined differently from each other in the transmitter unit and the receiver unit.
  • a base station system including such an AAS may be assumed to support transmit diversity, beamforming, spatial multiplexing, or any combination thereof.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining a two-dimensional antenna array structure.
  • FIG. 13 (a) shows an MXN antenna array, and each antenna element may be assigned an index from (0, 0) to (M-1, N-1).
  • each column or one row may be configured as ULA.
  • FIG. 13 (b) shows an MX (N / 2) antenna array, and each antenna element may be given an index from (0, 0) to (M— 1, N / 2-1). .
  • Antenna of Fig. 13 (b) One column or one row in the array can be viewed as being composed of a pair of cross-polar arrays.
  • FIG. 14 defines a three-dimensional space (ie, X, y, z axes) for explaining an array factor having a plurality of columns formed by a URAOJniform Rectangular Array antenna structure. Space).
  • N H antenna elements in the horizontal direction or in the y axis direction
  • N Y antenna elements in the vertical direction or in the z axis direction
  • the spacing between antenna elements in the horizontal direction is defined as d H
  • d v the spacing between antenna elements in the vertical direction
  • the direction of the signal acting on the antenna array element is represented by u.
  • the elevation angle of the signal direction is represented by ⁇
  • the azimuth angle of the signal direction is represented by ⁇ .
  • 15 is a view for explaining the definition of the angular direction.
  • the elevation angle (9 is defined as a value between 90 ° and -90 ° , and the closer to 90 ° , the angle toward the bottom (or the ground surface), at -90 °) .
  • the elevation angle of the signal direction is defined as a value between 0 ° and 180 ° , in which case the angle toward the bottom (or surface) is closer to 0 ° .
  • the closer to 180 ° , the upward angle, and 90 ° is a value indicating a direction perpendicular to the antenna array element.
  • the azimuth angle ⁇ may also be defined as a value between -180 ° and 180 ° .
  • the RDN can control the side lobe levels and the tilt angle by assigning complex weights to signals from each port and distributing them to sub-arrays.
  • Complex weighting may include amplitude weighting and phase shift.
  • the complex weights w m, n for the antenna elements (in, n) can be given by Equation 14 below.
  • S p is a set of antenna elements of the sub-array associated with antenna port p.
  • W. is the amplitude weight given to the antenna element (m, n).
  • ⁇ 0 means wavelength on free-space.
  • r mn is an element position vector and is defined as in Equation 15 below.
  • ⁇ > Etili is a unit direction vector, and is defined as shown in Equation 16 below.
  • Equation 15 As can be seen from Equation (15), the meaning of can be referred to as the distance from the origin of the antenna element (m, n).
  • Equation 16 the vertical steering angle or elevation angle ( P escan is applied to the horizontal steering angle or the azimuth angle, ie, Equation 16 is a three-dimensional space).
  • beamforming adjusts the direction of the beam formed from the antenna array to a specific angle by compensating equally for the difference in phase experienced by each antenna. It can be said.
  • the antenna pattern A p which means a radiation pattern for the antenna port p, may be given by Equation 17 below.
  • the radiation pattern may be referred to as a shape of a beam formed by the antenna port p.
  • the shape of the bum may be a thin shape concentrated toward a certain position, or may be a bold shape facing a certain range.
  • Equation 17 A ⁇ ⁇ , ⁇ in Equation 17 means a composite array element pattern having a dB unit, and may be as defined in the element pattern of Table 14 below (Table 14).
  • the values of parameters e.g. the number of radiating elements per column, the number of columns, the maximum array gain in one column, etc.
  • TR Technical Report
  • V ww is a phase shift factor due to array placement (pl acement t), and is given by Equation 18 below.
  • Equation 18 ⁇ is given by Equation 19 below.
  • the maximum antenna gain of the MS should be defined as the sum of the passive maximum antenna gain and the losses of the cable network.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a planar array antenna configuration
  • FIG. 17 is a diagram for describing another definition of an angular direction.
  • the two-dimensional arrangement of the antenna elements (m, n) is considered, but the example of FIG. 16 is described assuming a two-dimensional arrangement of the antenna elements (n, m).
  • the elevation angle ⁇ is defined as a value between -90 ° and 90 ° (in this case, 0 ° is a value indicating a direction perpendicular to the antenna array element), and the azimuth angle ⁇ is 0 °.
  • the angle of the signal direction may be defined by changing a reference value.
  • the elevation angle ⁇ is defined as a value between ⁇ 90 ° and 90 ° , and the closer to ⁇ 90 ° , the angle toward the bottom (or the ground surface), The closer to 90 °, the more upward angle is shown ( ⁇ is a value indicating the direction perpendicular to the antenna array element.
  • the azimuth angle p is between -90 ° and 90 ° . Can also be defined as a value.
  • 18 is a diagram illustrating examples of bump forming according to a two-dimensional antenna configuration.
  • FIG. 18 (a) shows vertical sectorization by three-dimensional bump forming
  • FIG. 18 (b) shows vertical bump forming by three-dimensional bump forming.
  • the vertical domain may be segmented, and horizontal beamforming may be performed according to the azimuth angle in each vertical sector. have.
  • FIG. 18B when using elevation beamforming, high quality signals can be transmitted to users located higher than the antenna of the base station.
  • 19 is a diagram for describing examples of vertical beamforming.
  • the base station antenna In urban areas, buildings of varying heights are distributed. In general, the base station antenna is located on the roof of a building, and the height of the building where the antenna is located may be lower than or higher than the surrounding building.
  • 19 (a) is an example of beamforming considering neighboring buildings higher than the height of the base station antenna.
  • a tall building near the base station antenna and the base station Since there are no obstacles in between, a spatial channel with a strong line of sight (LOS) component can be created.
  • LOS line of sight
  • the red-beam beamforming by the height of the building may be more important than the horizontal red-beam forming in the building.
  • 19 (b) is an example of bumpforming considering neighboring buildings lower than the height of an antenna of a base station.
  • the signal transmitted from the base station antenna may be refracted by the roof of the building, or reflected by another building or the ground surface to generate a spatial channel including a large number of NLOS non-line of sight components.
  • a base station transmits a signal to a user using vertical bumping towards the bottom (or surface)
  • a spatial channel with various paths that can be represented by elevation and azimuth in certain spaces (especially locations obscured by buildings) Can be generated.
  • the present invention proposes a precoding codebook design scheme for correctly and efficiently supporting a UE-specific high beamforming, vertical sectorization, and the like enabled by a two-dimensional antenna structure.
  • the beam direction is fixed vertically (that is, the vertical direction of the beam cannot be selected / adjusted), and the beamforming can be performed only in the horizontal direction.
  • the base station instructs the CSI-RS configuration (CSI-RS conf igurat ion) to receive and report the CSI including the PMI from the UE in order to determine the most suitable horizontal bump forming, and the CSI- according to the CSI-RS configuration.
  • RS can be transmitted.
  • Indicating CSI-RS configuration includes at least one of information (eg, CSI-RS port, CSI-RS transmission timing, CSI-RS transmission RE location, etc.) included in the CSI-RS-Config IE in Table 2 above. Means to provide.
  • vertical beamforming (or vertical beam selection) is required in addition to the existing horizontal beamforming, and a specific method for this is not yet defined.
  • a two-dimensional URA (or UPA) is defined as a ULA of a first domain (eg, a horizontal domain) and a ULA of a second domain (eg, a vertical domain). It can be assumed in a combined form. For example, by determining the elevation angle in the vertical domain and then determining the azimuth angle in the horizontal domain, or horizontal After determining the azimuth angle in the domain, determine the elevation angle in the vertical domain.
  • a three-dimensional range can be formed.
  • selecting the ULA for any one of the first and second domains in the two-dimensional antenna structure may be referred to as regional selection or domain selection.
  • vertical beamforming or elevation beamforming
  • horizontal bumpforming or azimuthal bumpforming
  • the precoding codebook designed for beamforming in the horizontal direction may be designed such that the azimuth of the azimuth is divided at equal intervals or an arbitrary angular direction is formed.
  • a codebook designed on the basis of DFK Discrete Fourier Transform has a phase determined in the form of ei 27mk ' N , where 2 ⁇ / ⁇ can be understood as meaning that the phases are divided by equal intervals.
  • the codebook is determined in such a way that any beam direction has an arbitrary phase value.
  • one of the element (s) included in the predetermined codebook corresponds to a specific precoding matrix or a specific beam direction
  • the UE sends information (eg, ⁇ ) indicating the specific element in the codebook to the base station.
  • the UE can report the preferred beam direction to the base station.
  • the present invention proposes a codebook design method that can solve this problem.
  • the definition of the angular direction in various embodiments proposed in the present disclosure follows the definition of the angular direction described with reference to FIG. 15.
  • the scope of the present invention is not limited thereto, and it is apparent that the principles proposed by the present invention may be equally applied to other definitions of the angular direction by replacing the numerical values of the angles.
  • a precoding matrix (or precoding vector) supporting precise and efficient three-dimensional beamforming in consideration of the relationship between vertical and horizontal bump forming It is about how to configure.
  • a method of configuring a codebook to form a beam having a specific angular range in the elevation direction is proposed.
  • a vertical bump forming weight is calculated based on a direct ion of Arrival (DoA).
  • DoA direct ion of Arrival
  • such a principle may be applied to the case of expressing the vertical beamforming weight based on the DFT.
  • the principle may be applied to the weight vector for the horizontal beamforming.
  • the codebook for vertical bump forming may include a weight vector capable of forming a range of elevation angles from ⁇ 90 ° to 90 ° .
  • a weight vector for vertical bump forming for a 2 dimensional antenna array may be expressed as Equation 20 below based on DoA.
  • Wv denotes a weight vector for vertical bump forming.
  • M represents the number of antennas in the vertical domain
  • dv is vertical Indicates the distance between antennas in the domain.
  • ⁇ is the wavelength and ⁇ is the elevation angle.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 21 based on DoA.
  • Wh denotes a weight vector for horizontal bump forming.
  • N denotes the number of antennas in the horizontal domain
  • dh denotes the horizontal Indicates the distance between antennas in the domain.
  • ⁇ is the wavelength
  • ⁇ is the elevation angle
  • ⁇ is the azimuth angle.
  • the azimuth angle has a value in the range -180 ° to 180 ° (or a value in the range -90 ° to 90 ° )
  • the range of the variable ⁇ of the weight vector is -180 ° ⁇ ⁇ 180 ° (or-90 ° ⁇ ⁇ 90 ° )
  • sin (w) has a value in the range of -1 ⁇ sin (ij ⁇ l).
  • An incremental vector for vertical bump forming for a two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 22 below based on the DFT.
  • Wv denotes a weight vector for vertical bump forming.
  • M represents the number of antennas in the vertical domain
  • K denotes the number of beams in the vertical domain
  • k denotes the beam number (or beam index) in the vertical domain.
  • the elevation angle ranges from -90 ° to 90 °
  • dv ⁇ / 2 in Equation 20 of the DoA-based Embodiment 1-1
  • Wv exp (jx ⁇ XmXsin (e)) / sqrt (M).
  • -90 ° ⁇ ⁇ If it is 90 °, then -l ⁇ sin (9) ⁇ l.
  • 2k / K has a value ranging from 0 to 2 in accordance with the beam index k in Equation 22 of the present embodiment 1 to 3 based on DFT, the range of the elevation angle ⁇ in the DoA based method, The relationship with the beam index k in the DFT-based scheme may be set.
  • 2k / K has a value of 0 to 1.
  • the range of the 2k / K value is the same as the range of the sin (e) value (that is, 0 ⁇ sin (e) ⁇ l) when the elevation angle ⁇ has a range of 0 ° ⁇ ⁇ ⁇ 90 °.
  • the range of 2k / K values is the same as the range of sin (Q) values when the elevation angle ⁇ has a range of -90 ° ⁇ ⁇ ⁇ 0 ° (that is, -l ⁇ sin (e) ⁇ 0). .
  • setting the elevation angle ⁇ to 0 ° ⁇ ⁇ ⁇ 90 ° in the DoA-based method may correspond to setting the beam index k to a value in the range of 0 to K / 2 in the DFT-based method.
  • setting the elevation angle ⁇ to ⁇ 90 ° ⁇ ⁇ 0 ° in the DoA-based scheme may correspond to setting the pan-index k to a value in the range of K / 2 to K in the DFT-based scheme.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 23 below based on the DFT.
  • Equation 23 Wh denotes a weight vector for horizontal beamforming.
  • N represents the number of antennas in the horizontal domain
  • n represents the antenna number (or antenna index) in the horizontal domain
  • H denotes the number of beams in the horizontal domain
  • h denotes the beam number (or pan-index) in the horizontal domain
  • c is a value determined according to the beam index for vertical bump forming.
  • c may be set to have a value between 0 and 1.
  • the variable k of the weight vector for vertical bump forming is between 0 and K. It can have a value of.
  • the weight vector for horizontal beamforming there is a value (ie, c) determined according to the beam index selected in the vertical beamforming, and the value may be defined as in Equation 24 below.
  • an appropriate angle ⁇ may be selected in the horizontal domain. If the azimuth angle is selected by considering only the horizontal domain separately (or irrespective or independently) of the selected elevation angle in the vertical domain, and the beamforming in the elevation direction is actually applied, the originally selected azimuth direction may ensure optimal performance. In most cases there will be no. Accordingly, to enable more accurate beamforming, it is desirable to select an appropriate angle ⁇ in the horizontal domain according to the angle ⁇ selected in the vertical domain (or considering ⁇ , or dependent on ⁇ ).
  • a precoding codebook including weight vector (s) using a c value by designing a precoding codebook including weight vector (s) using a c value, CSI feedback including more accurate and efficient precoding information is possible in the UE position, and the eNB position. Allows for more accurate and efficient precoding (or beamforming).
  • a weight vector for horizontal bump forming for a two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 25 below based on DoA.
  • Wh means a weight vector for horizontal bump forming.
  • N denotes the number of antennas in the horizontal domain
  • dh denotes the horizontal Indicates the distance between antennas in the domain.
  • ⁇ represents a wavelength and ⁇ represents an azimuth.
  • Wh denotes a weight vector for horizontal beamforming.
  • N represents the number of antennas in the horizontal domain, and n represents the antenna number (or antenna index) in the horizontal domain.
  • H represents the number of ranges of the horizontal domain, and h represents the beam number (or beam index) in the horizontal domain.
  • This Example 1-6 is equivalent to the assumption that the c value is 1 in the Example 1-4.
  • the present embodiment can be described as a method of selecting an azimuth angle without considering the elevation angle (or assuming the elevation angle is 0 °), so that even if the accuracy of the actual beam direction is somewhat reduced, This is an effective way to reduce complexity.
  • the codebook for vertical beamforming may include a weight vector capable of forming a range of elevation angles of 0 ° to 90 ° .
  • a weight vector for vertical bump forming for a two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 27 below based on DoA.
  • Wv is vertical.
  • M represents the number of antennas in the vertical domain
  • dv is vertical Indicates the distance between antennas in the domain.
  • ⁇ is the wavelength and ⁇ is the elevation angle.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 28 below based on DoA.
  • Equation 28 Wh denotes a weight vector for horizontal bump forming.
  • N denotes the number of antennas in the horizontal domain
  • dh denotes the horizontal Indicates the distance between antennas in the domain.
  • ⁇ is the wavelength
  • ⁇ is the elevation angle
  • ⁇ is the azimuth angle.
  • the range of the variable ⁇ of the weight vector is -180 ° ⁇ ⁇ ⁇ 180 ° (or-90).
  • ° ⁇ ⁇ 90 ° ) so sin () is a value in the range -1 ⁇ sin (ij;) ⁇ l Have.
  • the weight vector for vertical beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 29 below based on the DFT.
  • Wv denotes a weight vector for vertical beamforming.
  • M represents the number of antennas in the vertical domain
  • K denotes the number of beams in the vertical domain
  • k denotes the beam number (or beam index) in the vertical domain.
  • the elevation angle ranges from 0 ° to 90 °
  • Wv exp (j X ⁇ XmXsin (e)) / sqrt (M).
  • 2k / K has a value ranging from 0 to 2 according to the beam index k in Equation 29 of the present embodiment 2-3 based on the DFT, the range of the elevation angle ⁇ in the DoA-based scheme, The relationship with the beam index k in the DFT-based scheme may be set.
  • setting the elevation angle ⁇ to 0 ° ⁇ ⁇ 90 ° in the DoA-based scheme may correspond to setting the beam index k to a value in the range of 0 to K / 2 in the DFT-based scheme.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the 2—dimensional antenna array may be expressed as Equation 30 below based on the DFT.
  • Wh denotes a weight vector for horizontal bump forming.
  • N is the number of antennas in the horizontal domain
  • n is the antennas in the horizontal domain
  • H represents the number of beams in the horizontal domain
  • h represents the range number (or beam index) in the horizontal domain.
  • c is a value determined according to a beam index for vertical beamforming.
  • c may be set to have a value between 0 and 1.
  • the variable k of the weight vector for vertical beamforming is between 0 and K / 2. It can have a value of.
  • the weight vector for horizontal beamforming there is a value (ie, c) determined according to a pan-index selected in vertical beamforming, and the value may be defined as in Equation 31 below.
  • the value of c is a coefficient or variable such that an appropriate angle ⁇ is selected in the horizontal domain according to the selected angle ⁇ in the vertical domain (or considering ⁇ , or dependent on ⁇ ). As meaning.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 32 below based on DoA.
  • Wh denotes a weight vector for horizontal beamforming
  • N denotes the number of antennas in the horizontal domain
  • n denotes an antenna number (or antenna index) in the horizontal domain.
  • n 0, 1, ..., N-1
  • dh represents the distance between antennas in the horizontal domain.
  • ⁇ represents a wavelength and ⁇ represents an azimuth angle
  • the azimuth has a value in the range of -180 ° to 180 ° (or a value in the range of -90 ° to 90 °)
  • the range of the variable ⁇ of the weight vector is -180 ° ⁇ ⁇ ⁇ 180 ° (or-90 ° ⁇ ⁇ 90 ° )
  • sin () has a value in the range of ⁇ 1 ⁇ sin ( V ) ⁇ l.
  • the azimuth angle is selected without considering the elevation angle (or assuming the elevation angle is 0 °), thereby reducing the complexity of the UE calculation even if the accuracy of the actual beam direction is somewhat reduced. This is an effective way.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 33 below based on the DFT.
  • Wh means a weight vector for horizontal beamforming.
  • N represents the number of antennas in the horizontal domain
  • n represents the antenna number (or antenna index) in the horizontal domain.
  • H denotes the number of beams in the horizontal domain
  • h denotes the beam number (or pan-index) in the horizontal domain.
  • Example 2-6 has the same meaning as that of the c value of 1 in Example 2-4.
  • the present embodiment can be said to select the azimuth angle without considering the elevation angle (or assuming that the elevation angle is 0 ° ), so that even if the accuracy of the actual direction is somewhat reduced, This is an effective way to reduce complexity.
  • the codebook for vertical beamforming may include a weight vector capable of forming a range in elevation angle ⁇ 90 ° to 0 ° .
  • Example 3-1 A weight vector for vertical beamforming for a two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 34 below based on DoA.
  • Wv denotes a weight vector for vertical beamforming.
  • M represents the number of antennas in the vertical domain
  • dv is vertical Indicates the distance between antennas in the domain.
  • ⁇ represents a wavelength and ⁇ represents an elevation angle.
  • a weight vector for horizontal bump forming for a two-dimensional antenna array may be expressed as in Equation 35 below based on DoA.
  • Wh means a weight vector for horizontal bump forming.
  • N denotes the number of antennas in the horizontal domain
  • dh denotes the horizontal domain Represents the distance between antennas.
  • ⁇ is the wavelength
  • ⁇ is the elevation angle
  • ⁇ is the azimuth angle.
  • the range of the variable ⁇ of the weighted vector is -180 ° ⁇ ⁇ ⁇ 180 ° (or-90). ° ⁇ ⁇ 90 ° ), whereby ⁇ ⁇ ( ⁇ ) has a value in the range of ⁇ 1 ⁇ sin ( ⁇ ⁇ l.
  • Equation 36 The weight vector for vertical beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 36 below based on the DFT. [363] [Equation 36]
  • Wv denotes a weight vector for vertical bump forming.
  • M represents the number of antennas in the vertical domain
  • K denotes the number of beams in the vertical domain
  • k denotes the beam number (or beam index) in the vertical domain.
  • the elevation angle ranges from 0 ° to 90 °
  • k K / 2, K / 2 + 1,...
  • 2k / K has a value of 1 to 2.
  • A ⁇ X2k / K
  • the value A ranges from ⁇ to 2 ⁇ .
  • the exp (jA) value when the range of the A value is ⁇ to 2 ⁇ is the same as the exp (jA) value when the range of the A value is - ⁇ to 0. This can be seen as the same as the value of 2k / K has a value of -1 to 0.
  • the range of 2k / K values is equal to the range of sin (e) values when the elevation angle ⁇ has a range of -90 ° ⁇ ⁇ ⁇ (that is, -l ⁇ sin (e) ⁇ 0). .
  • the elevation angle ⁇ is set to ⁇ 90 ° ⁇ ⁇ ⁇ 0 ° in the DoA based method, in that the beam index k is set to a value ranging from K / 2 to K in the DFT based method.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 37 below based on the DFT.
  • Wh means a weight vector for horizontal bump forming.
  • N denotes the number of antennas in the horizontal domain
  • n denotes the antennas in the horizontal domain
  • H represents the number of ranges in the horizontal domain
  • h represents the range number (or beam index) in the horizontal domain.
  • c is a value determined according to a pan index for vertical bump forming.
  • c may be set to have a value between 1 and 0.
  • the variable k of the weight vector for vertical beamforming is K / 2 to It can have a value between ⁇ .
  • the weight vector for horizontal bump forming there is a value (ie, c) determined according to a pan index selected in the vertical beamforming, and the value may be defined as in Equation 38 below.
  • the value of c is a coefficient or variable such that an appropriate angle ⁇ is selected in the horizontal domain according to the selected angle ⁇ in the vertical domain (or considering ⁇ or dependent on ⁇ ). As meaning.
  • the weight vector for horizontal beamforming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 39 below based on DoA.
  • Wh means a weight vector for horizontal beamforming.
  • N denotes the number of antennas in the horizontal domain
  • dh is horizontal Indicates the distance between antennas in the domain.
  • ⁇ represents a wavelength
  • ⁇ represents an azimuth.
  • the azimuth has a value in the range -180 ° to 180 ° (or a value in the range -90 ° to 90 °)
  • the range of the variable ⁇ of the weight vector is -180 ° ⁇ ⁇ 180 ° (or-90 ° ⁇ ⁇ 90 ° )
  • sin () has a value in the range of ⁇ 1 ⁇ ⁇ ⁇ ( ⁇ ) ⁇ 1.
  • the weight vector for horizontal bump forming for the two-dimensional antenna array may be expressed as Equation 40 below based on the DFT.
  • Wh denotes an incremental vector for horizontal beamforming.
  • N represents the number of antennas in the horizontal domain, and n represents the antenna number (or antenna index) in the horizontal domain.
  • H represents the number of ranges of the horizontal domain, and h represents the beam number (or beam index) in the horizontal domain.
  • Example 4-6 has the same meaning as assuming that the c value is 1 in Example 3-4.
  • the present embodiment does not consider the elevation angle (or the elevation angle is 0 °) .
  • the azimuth angle is selected, it can be said to be an effective method in terms of reducing the complexity of the calculation of the UE even if the accuracy of the actual direction is somewhat reduced.
  • the resolution of the vertical beamforming may be set differently according to the elevation angle (or the range of the elevation angle).
  • Physical antenna in nature Considering that the space where the array is placed is a rooftop of a high building, the antenna array position is disposed higher than the target position of signal transmission / reception (for example, in FIG. 19 (b)), and vice versa ( For example, it is expected to be larger than in the case of FIG. 19 (a). Also, when the antenna array position is disposed higher than the target position of the signal transmission / reception (for example, in case of FIG. 19 (b)), various obstacles may be used. Considering the resulting refraction, reflection, etc., it is required to adjust the beam direction more precisely than in the opposite case (for example, in the case of Fig. 19 (a)).
  • the elevation angle is 0 ° when said value indicating the right angle direction with respect to the antenna array, in the case of -90 ° to 90 ° (or 0 ° to 90 °) range of the elevation angle, the elevation angle is 90 ° Closer to (i.e., downward facing in the antenna array), the closer the vertical bumpforming has the dense resolution, the closer the elevation angle is to the opposite direction (-90 ° or 0 ° ), the finer the vertical bumpforming is.
  • the precoding codebook can be designed to have a sparse resolution.
  • the resolution of the precoding weight vector / matrix for the vertical beamforming in the precoding codebook including the precoding weight vector / matrix for the vertical beamforming is close to 90 ° when the angle of elevation is close to 0 ° . It can be said that the lower configuration than the case. Also, within the precoding codebook, the number of precoding matrices (or precoding vectors) that lie near 90 degrees of elevation, the precoding matrices (or precoding vectors) where elevations lie near -90 ° (or 0 ° ) May be greater than).
  • the resolution of the horizontal beamforming may be set differently according to the elevation angle (or elevation range). Since the elevation angle is that the set of more granular pan direction possible glass as close to 90 ° of the same reason as described above, the elevation angle is as close to 90 ° (i.e., larger toward the downward direction in the antenna array), the horizontal beam forming a more dense With the resolution, the precoding codebook can be designed so that the horizontal beamforming has a finer resolution as the elevation is closer to the opposite direction (—90 ° or 0 °).
  • the resolution of the precoding weight vector / matrix for horizontal beamforming has a value in which the elevation angle is in the range of 0 ° to 90 °. It can be said that the angle of elevation is configured higher than when the angle of elevation has a value in the range of -90 ° to 0 ° .
  • the resolution of horizontal beamforming for an elevation angle ranged from 0 ° to 90 ° . More densely, the resolution of the horizontal bump forming for the case where the elevation angle is in the range of -90 ° to 0 ° can be made more delicate.
  • Embodiment 2 relates to a method of constructing a codebook set including a precoding weight vector for horizontal bump forming and a precoding weight vector for vertical beamforming.
  • the precoding weight vector (or precoding weight matrix) for three-dimensional beamforming may be determined or indicated by a combination of two indicators (or two PMIs).
  • Two indicators for example, can be referred to as an example, and 12.
  • And 1 2 may be reported at the same time, or may be reported at different time points to reduce feedback overhead.
  • ⁇ is reported as a long-term and can be applied to wideband.
  • Each of the one or more elements constituting the codebook may be designed to include both weight vector / matrix for vertical bumpforming and weight vector / matrix for horizontal beamforming.
  • the precoder set indicated by the first indicator may include one weight vector / matrix for vertical beamforming and one or more candidate weight vector / matrix for horizontal beamforming. Different vertical bump forming weight vectors / matrixes are determined by different first indicators (), and the same horizontal bump forming weight vectors / matrix can be treated for different first indicators (h). .
  • a precoder vector / matrix for three-dimensional bump forming may be configured by the first indicator () and the second indicator (1 2 ) as shown in Table 15 below.
  • any one of the four horizontal beamforming weight vector / matrix candidates may be specified according to the value of 1 2 .
  • One of the weight vector / matrix for vertical beamforming may be indicated in a similar manner for other values, and one of the weight vector / matrix for horizontal bump forming may be indicated in combination with 1 2.
  • a first indicator e.g., the precoder set indicated by 1 may be part of one or more candidate weight vector / matrix for vertical bump forming and all of one or more candidate weight vector / matrix for horizontal bump forming.
  • the first indicator (vertical beamforming weight vector / matrix for the first value of 1 may partially overlap with the vertical beamforming weight vector / matrix for the second value.
  • Different first indicators The same horizontal beamforming weight vector / matrix can be treated for ( ⁇ .
  • a first indicator as shown in Table 16, below
  • a pre-coder has a vector / matrix for a three-dimensional forming pan it can be specified by the second indicator (12).
  • the weighted vector / matrix for two (candidate) vertical beamforming for vertical beamforming is determined, and in combination with 1 2 , the weighted vector / matrix for one vertical beamforming is finally obtained.
  • One of the weight vector / matrix for horizontal bump forming can also be indicated.
  • the first indicator (e.g., the precoder set indicated by ⁇ may be part of one or more candidate weight vector / matrix for vertical beamforming and all of one or more candidate weight vector / matrix for horizontal beamforming.
  • the vertical bump forming weight vector / matrix is not overlapped by different first indicators ( ⁇ ), and the different vertical bump forming weight vector / matrix is determined by different first indicators.
  • the same horizontal beam for different first indicators ( ⁇ ) The forming weight vector / matrix can be treated.
  • the weight vector / matrix for two (candidate) vertical beamforming for vertical bump forming is determined in a similar manner for the other h values, and in combination with 1 2 , the weight vector / matrix for one vertical bump forming finally. This may be indicated, and also one of the weighted vectors / matrix for horizontal beamforming.
  • a first indicator (e.g., a set of precoders indicated by ⁇ may be part of one or more candidate weighting vectors / matrix for vertical beamforming and one or more candidate augmentation vector / matrix for horizontal beamforming.
  • the vertical beamforming weight vector / matrix subtracting the first value of the first indicator Ii may overlap some or all of the vertical beamforming augmentation vector / matrix subtracting the second value.
  • Different horizontal beamforming weight vector / matrix is not overlapped by different first indicators ( ⁇ ), and different horizontal beamforming weight vector / matrix is determined.
  • the precoder vector / matrix for the 3 dimensional beamforming may be specified by the first indicator () and the second indicator (1 2 ) as shown in Table 18 below.
  • Wv (0) which is one incremental vector / matrix for vertical beamforming
  • Wh four candidate weight vector / matrix for horizontal bumpforming
  • one of the four horizontal bump forming weight vector / matrix candidates may be specified according to a value of 1 2 .
  • Vertical bumping in a similar way for other values One of the weight vector / matrix for the horizontal vector may be indicated, and one of the weight vector / matrix for the horizontal bump forming may be indicated by a combination with 1 2 .
  • a DoA-based or DFT-based precoding weight vector / matrix may be configured according to the method described in Embodiment 1 above.
  • the codebook may be designed such that the size of the codebook of the horizontal domain is adaptively changed according to the value of the PMI of the vertical domain. For example, a large size codebook is designed such that seven horizontal domain PMIs of Wh (0) to Wh (7) are treated for Wv (0), and Wh (0) and Wh (for Wv (3). Only two horizontal domain PMIs in l) can be designed to design a smaller codebook.
  • codebooks of different sizes may be designed depending on the value (or range) of the elevation angle in the vertical direction. For example, for elevation range 0 ° to 45 °, include a greater number of vertical and / or horizontal precoding weight matrices / vectors (i.e. support tighter bumpforming), and elevation angle range 45 ° to 90 °
  • the codebook can be designed to include fewer vertical and / or horizontal precoding weight matrices / vectors (ie, to support finer panforming).
  • the range of elevation angles 0 ° to -45 ° include a greater number of vertical and / or horizontal precoding weight matrices / vectors (i.e.
  • the codebook may be designed to include fewer vertical and / or horizontal precoding weight matrices / vectors (ie, to support finer beamforming).
  • the codebook can be designed such that the vertical / horizontal precoding weight matrix / vector is defined tightly or sparsely for a particular elevation range.
  • Embodiments described below relate to a method of dividing a codebook set for horizontal beamforming and a codebook set for vertical beamforming.
  • the present embodiment relates to a scheme for configuring a codebook (hereinafter, referred to as a vertical beamforming codebook) including precoding weight vector / matrix (s) for vertical beamforming.
  • a codebook hereinafter, referred to as a vertical beamforming codebook
  • One particular precoding vector / matrix of the vertical beamforming codebook may be determined or indicated by a combination of two indicators (or two PMIs). Two indicators may be referred to, for example, Vh and VI 2 . V-Ii and V- I 2 may be reported at the same time, or may be reported at different times to reduce feedback overhead.
  • the PMI eg, V- and / or V-1 2
  • PMI for vertical beamforming is reported as a long-term and can be applied to wideband.
  • PMI for vertical beamforming Reported as an integrated team compared to VI 2 and can be applied to broadband.
  • the precoding weight vector / matrix for the vertical bump forming is indicated by two indicators
  • the precoding weight vector / matrix for the three-dimensional beamforming is finally one (1) for the horizontal beamforming.
  • the precoding augmentation vector / matrix for three-dimensional panforming may be indicated by a combination of two V-PMIs and one H-PMI.
  • the V-PMI (eg, V— and / or VI 2 ) is a vertically-formulated codebook to indicate a precoding weight vector / matrix configured based on DoA or DFT according to the method described in Embodiment 1 above. This can be configured.
  • the size or length of the V-PMI (eg, VU and / or VI 2 ) is determined according to the number of antenna ports in the vertical domain.
  • the vertical beamforming weight vector / matrix corresponding to the first value may overlap some or all of the vertical bump forming weight vector / matrix with respect to the second value.
  • the precoding vector / matrix for vertically bumping may be specified by V- and VI 2 .
  • the reporting period may be set as follows.
  • VI 2 may be more frequently reported V-Ii (or report cycle of the ⁇ - ⁇ 2 is - can be given shorter than a reporting cycle of ⁇ ).
  • V_I 2 may be reported more frequently than H-PMI (or the reporting period of VI 2 may be shorter than that of H-PMI).
  • V-1 2 may be reported at the same time point as the H-PMI.
  • This embodiment relates to another method of configuring a codebook (hereinafter, referred to as a vertical beamforming codebook) including precoding weight vector / matrix (s) for vertical beamforming.
  • a codebook hereinafter, referred to as a vertical beamforming codebook
  • one specific precoding vector / matrix of the vertical bump forming codebook may be determined or indicated by one indicator (or one PMI).
  • One such indicator may be referred to, for example, V-I.
  • the PMI eg, V-I
  • the PMI for vertical bump forming is reported as a long-term and can be applied to wideband.
  • the precoding weight vector / matrix for vertical beamforming is indicated by one indicator (for example, VI)
  • the precoding weight vector / matrix for three-dimensional panforming is finally horizontal. It can be specified by an additional combination of one (or a plurality of) precoding vectors / matrix for the bump forming.
  • the precoding weight vector / matrix for three-dimensional beamforming can be indicated by a combination of one VI and one or more H-PMIs (eg HI, or H-Ii and HI 2 ). have.
  • the VI converts the vertical bumpforming codebook to indicate a precoding weight vector / matrix configured based on DoA or DFT according to the method described in Embodiment 1 above. Can be configured.
  • the size or length of the V-I is determined according to the number of antenna ports in the vertical domain.
  • V-I may indicate a specific vertical beamforming precoding weight vector / matrix.
  • the VI may be reported at a different time point than the H-PMI (eg, HI, or H- and HI 2 ). In this case, the VI may be reported more frequently than the H-PMI (or the reporting period of the VI may be shorter than the reporting period of the H-PMI).
  • a vertical beamforming weight vector / matrix and a horizontal beamforming weight vector / matrix are combined to simultaneously perform three-dimensional beamforming (ie, vertical beamforming and horizontal beamforming).
  • Weight vector / matrix For example, the codebook may be configured such that one PMI points to one precoding vector / matrix that is applied to both the vertical and horizontal domains.
  • One such three-dimensional precoding vector / matrix may be indicated by constructing such a codebook and combining one PMI or a plurality of PMIs.
  • Embodiment 3 relates to a method of defining a PUCCH report type. Specifically, when performing UE-specific vertical bump forming and horizontal beamforming in a MIM0 system having an MS-based two-dimensional array antenna configuration, an index of the precoder for vertical beamforming and a precoder for horizontal bump forming Suggest ways to report indexes.
  • the existing 3GPP LTE system supports only horizontal beamforming, and defines a reporting method when PUCCH is used for CSI reporting as follows.
  • the codebook for 8Tx transmission is designed based on two indicators (first indicator () and second indicator (i2)).
  • the PUCCH report mode uses the first indicator and the second indicator in three ways. You can report it.
  • the first method is a method of simultaneously reporting a second indicator (i 2 ) and a CQI after reporting the first indicator ().
  • the second method is a method of simultaneously reporting a first indicator (), a second indicator (i 2 ), and a CQI.
  • the third method is to define a specific indicator (eg, Precoding Type Indicator (PTI)) on whether the first indicator () is reported and apply a different reporting method accordingly. If the specific indicator indicates that the first indicator (h) is reported, the first indicator () is reported at a predetermined time, and then the second indicator (i 2 ) and the CQI are simultaneously reported. If the specific indicator indicates that the first indicator () is not reported, the second indicator (i 2 ) and the CQI are simultaneously reported at a predetermined time (in this case, without the first indicator ( ⁇ ;! Since it is not possible to determine the specific precoding vector / matrix by the second indicator (i 2 ) alone, it is possible to determine or indicate the specific precoding vector / matrix by assuming that the first indicator ( ⁇ ) previously reported is used).
  • a specific indicator eg, Precoding Type Indicator (PTI)
  • a specific indicator (or flag indicator) indicating whether or not to report PMKV-PMI for vertical beamforming is defined.
  • This specific indicator is called a V-PMI Reporting Type Indicator (RTI).
  • the V-PMI RTI may be included in the CSI transmitted by the UE through the PUCCH. Also, depending on the value of the V-PMI RTI, the UE may or may not perform the V-PMI report (or, depending on whether the UE performs or does not perform the V-PMI report). Can also be determined).
  • the V-PMI RTI is set to a first value (or a value indicating On)
  • the V-PMI may be reported after the V-PMI RTI is reported.
  • the H-PMI may be reported.
  • V-PMI and H-PMI may be reported at the same time.
  • part of the H-PMI together with the V-PMI may be reported at the same time, and then the remaining part of the H-PMI may be reported (for example, after V-PMI and H-PMI ⁇ l are reported simultaneously).
  • H-PMI 2 and CQI may be reported simultaneously).
  • the precoder for vertical bump forming assumes that the precoder indicated by the V—PMI most recently reported (eg the last reported before the V-PMI RTI report) is used as is. can do.
  • the precoder for vertical beamforming may use a precoder indicated by a specific V-PMI set as a default. The default V-PMI may be the V-PMI with the lowest number (or index).
  • the V-PMI RTI may be reported in conjunction with the RI.
  • V-PMI is assumed to be selected / determined based on tank-1, and the reported RI may be used to indicate the rank value upon which H-PMI is selected / determined (e.g., V Regardless of whether the value of the PMI RTI indicates On or Off, the RI may indicate the transmission tank value associated with the H-PMI reported thereafter).
  • the reported RI may be a precoding vector / matrix indicated by a combination of V-PMI and H-PMI (or a precoding vector / matrix indicated by V-PMI and a precoding vector indicated by H-PMI). Indicates the tank value of the matrix combination (e.g., the precoding vector / matrix resulting from the ronecker product) May be used.
  • the V-PMI RTI may be reported before the RI.
  • the V-PMI is assumed to be selected / determined based on rank -1, and the reported RI indicates the tank value that is the basis for the selection / decision of the H-PMI (ie, the tank value associated with the H-PMI).
  • the reporting period of the V-PMI RTI may be determined by an integer multiple of the reporting period of the RI, and the fact that the V-PMI RTI is reported before the RI is offset based on a predetermined reporting time (for example, the RI reporting time). It can be indicated as an (offset) value.
  • the fourth embodiment relates to a method of supporting legacy MIM0 operation when vertical bump forming is applied.
  • Legacy MIM0 operation refers to MIM0 transmission techniques that were defined in a system before vertical bumpforming was introduced (eg, a system supporting only horizontal beamforming).
  • MIM0 transmission schemes include single antenna port transmission technique, transmit diversity technique, spatial multiplexing technique, closed-loop MIM0 technique, single-layer beamforming technique, double-layer bumpforming technique, multi-layer beamforming Techniques are defined.
  • the basic transmission method is a single antenna port transmission technique and a transmit diversity technique.
  • a single antenna port transmission scheme is used when one CRS port is used, a space—frequency block code (SFBC) scheme is used, and four CRS ports are used when two CRS ports are used.
  • SFBC space—frequency block code
  • FSTD Frequency Switched Transmit Diversity
  • the CRS may be used for RSRP (Reference Signal Received Power) / RSSRQ (Reference Signal Received Quality) measurement for cell selection or CQI as information for link adaptation.
  • RSRP Reference Signal Received Power
  • RSSRQ Reference Signal Received Quality
  • the passive antenna When the passive antenna is used, single vertical bump forming is applied, and the same vertical beamforming is performed for all of the CRS, CSI-RS, DMRS (or UE-specific RS), synchronization signal, control channel, data channel, and the like. Because it is applied (or can be expressed without any vertical bump forming), it has the same coverage in the vertical domain.
  • variable beamforming is possible for the vertical domain.
  • different vertical beamforming may be applied to RSCCRS, CSI-RS, DMRS (or UE-specific RS, etc.), a synchronization signal control channel, a data channel, and the like.
  • RSCCRS RSCCRS
  • CSI-RS CSI-RS
  • DMRS UE-specific RS
  • a synchronization signal control channel a data channel, and the like.
  • legacy technique does not consider the application of vertical beamforming itself, the application of vertical beamforming may cause ambiguity to the operation of legacy entities (UE, eNB, etc.). This problem may occur.
  • legacy entities UE, eNB, etc.
  • This embodiment describes a CQI calculation scheme that assumes transmission diversity based on multiple vertical beamforming (or vertical electric tilting, or simply vertical tilting).
  • CSI feedback for DMRS-based data transmission is divided into a case of reporting a PMI and a case of not reporting a PMI.
  • PMI and CQI based thereon may be reported.
  • CQI may be reported without PMI.
  • the base station measures the precoding weight through an uplink reference signal
  • the UE measures the CQI without the PMI. Can be reported.
  • the terminal does not report the PMI, the CQI may be measured and reported on the assumption of an open-loop spatial multiplexing scheme or a transmit diversity scheme.
  • the SNR is improved by a predetermined level (for example, 3 dB). Can be used by correcting the CQI reported by the UE.
  • the SNR may have a significant difference (eg, OdB to 6dB). That is, a range in a fixed direction may be measured as a high SNR due to the concentrated signal strength at some locations, but may be measured as a low SNR since the signal strength is measured at other locations. Accordingly, when fixed beamforming is applied in the vertical domain, the CQI calculation value is greatly different according to the user position.
  • the existing passive antenna can be regarded as using a fixed beam pattern in the vertical domain.
  • the CRS is transmitted in a fixed range pattern (as in a legacy system), and variable vertical beamforming is applied to DMRS-based data transmission.
  • the CMI is calculated based on the CRS when the PMI is not reported, there is a problem in that the SNR greatly varies depending on the position of the user due to the application of fixed beamforming in the vertical domain.
  • the present invention proposes the following methods.
  • the SNR may be calculated according to the vertical beamforming direction (or vertical tilting).
  • vertical beamforming (or vertical tilting) information may be delivered to the terminal through higher layer (eg, RRC) signaling.
  • RRC Radio Resource Control
  • a special reference signal (RS) for calculating the CQI in consideration of vertical beamforming (or vertical tilting) may be set to the UE.
  • RS reference signal
  • CSI-RS may be used, or a CRS for measurement purposes different from the previously defined CRS may be used.
  • vertical bump forming may be expressed as a weighted vector for vertical domain beamforming.
  • the vertical beamforming is, by applying vertical tilting differently for each CRS, the CRS from a different cell from the standpoint of the UE (also referred to as a different vertical bumpforming (or vertical tilting) is applied). It can also be recognized.
  • the terminal may be configured to calculate / select the CSI for the vertical domain sectors corresponding to each CSI-RS configuration.
  • a new transmission mode can be defined for vertical beamforming.
  • the new transmission mode includes a precoding technique for performing vertical beamforming and horizontal beamforming, and a fallback technique that can operate without feedback information. It may be configured as.
  • the fallback technique is a basic operation that can be performed without special configuration when there is a problem in communication.
  • the fallback scheme may be defined as using a precoding vector / matrix for vertically bumping corresponding to the case where the V-PMI index is 0 and applying a single antenna transmission gibbon.
  • the fallback technique may be applied as a transmission scheme based on vertical domain sectorization using open-loop transmission.
  • a fixed precoding weight may be used as the vertical domain.
  • the weighting vector for the vertical domain for the legacy MIM0 scheme is applied.
  • Equation 41 For example, assume a two-dimensional antenna array in which four antenna elements exist in the vertical domain and four antenna elements exist in the horizontal domain.
  • four antenna ports of the horizontal domain may be configured by applying a specific (or default) weight vector of the vertical domain.
  • H ap is a spatial channel vector / matrix formed by H k .
  • H k is the spatial channel for k and k is the antenna port index.
  • H ae is a spatial channel vector / matrix composed by H ran .
  • H ran is the spatial channel for antenna elements (m, n), m is the antenna element index in the vertical domain, and n is the antenna element index in the horizontal domain.
  • W v is a specific (or default) weight vector / matrix for vertical domain beamforming.
  • vertical sectorization may be applied in the time domain. For example, if a time unit to which resources are allocated is called a subframe, different vertical bump forming (or vertical tilting) may be applied for each subframe.
  • different vertical beamforming may be applied in each subframe unit.
  • the bitmap may be used to distinguish subframe (s) to which the first vertical bump forming (or vertical tilting) is applied and subframe (s) to which the second vertical bump forming (or vertical tilting) is applied. It may be.
  • different vertical beamforming (or vertical tilting) may be applied according to a subframe type (for example, a normal subframe and an MBSFN subframe).
  • carrier-based vertical sectorization is possible. It can be understood that different vertical bumping (or vertical tilde) is applied to different carriers (or cells).
  • CSI channel state information
  • the base station may transmit a reference signal (eg, CSI-RS) that may be used to generate CSI for the two-dimensional antenna structure to the terminal.
  • CSI-RS reference signal
  • step S20 the UE may generate CSI for the two-dimensional antenna structure by using the reference signal received from the base station.
  • the terminal may report the generated CSI to the base station.
  • various examples proposed by the present invention for example, precoding for representing vertical / horizontal beamforming suitable for a two-dimensional antenna structure.
  • One or more combinations of a matrix construction scheme, a codebook design scheme, a precoding matrix indicator construction scheme, a precoding matrix indicator reporting scheme, and a scheme for supporting an entity of a legacy system may be applied.
  • FIG. 20 The example method described in FIG. 20 is presented as a series of actions for simplicity of description, but is not intended to limit the order in which the steps are performed, where each step is concurrent or in a different order if necessary. May be performed. In addition, not all the steps illustrated in FIG. 20 are necessary to implement the method proposed by the present invention.
  • 21 is a diagram showing the configuration of a preferred embodiment of a terminal apparatus and a base station apparatus according to the present invention.
  • the base station apparatus 10 may include a transmitter 11, a receiver 12, a processor 13, a memory 14, and a plurality of antennas 15. .
  • the transmitter 11 may transmit various signals, data, and information to an external device (eg, a terminal).
  • the receiver 12 may receive various signals, data, and information from an external device (eg, a terminal).
  • the processor 13 may control the operation of the base station apparatus 10 as a whole.
  • the plurality of antennas 15 may be configured according to the two-dimensional antenna structure.
  • the processor 13 of the base station apparatus 10 controls the transmitter 11 to transmit a reference signal to the terminal, and uses the reference signal to generate the CSI generated by the terminal.
  • the receiver 12 may be configured to control and receive from the terminal.
  • the processor 13 of the base station apparatus 10 performs a function of processing the information received by the base station apparatus 10, information to be transmitted to the outside, and the like.
  • the computed information may be stored for a predetermined time, and may be replaced with a component such as a buffer (not shown).
  • the terminal device 20 may include a transmitter 21, a receiver 22, a processor 23, a memory 24, and a plurality of antennas 25.
  • the plurality of antennas 25 refers to a terminal device that supports MIM0 transmission and reception.
  • the transmitter 21 can transmit various signals, data, and information to an external device (e.g., base station).
  • Receiver 22 may receive various signals, data, and information from an external device (eg, base station).
  • the processor 23 may control operations of the entire terminal device 20.
  • the processor 23 of the terminal device 20 controls the receiver 22 to receive a reference signal from a base station, and transmits the CSI generated using the reference signal to the transmitter. Control 21 to report to the base station.
  • various examples proposed by the present invention with respect to CSI generation and / or reporting for the two-dimensional antenna structure for example, suitable for the two-dimensional antenna structure.
  • One or more combinations of precoding matrix construction schemes for representing vertical / horizontal bumpforming, codebook design schemes, precoding matrix indicator construction schemes, precoding matrix indicator reporting schemes, and supporting objects in legacy systems can be applied. Can be.
  • the processor 23 of the terminal device 20 performs a function of arithmetic processing of information received by the terminal device 20, information to be transmitted to the outside, and the memory 24 includes arithmetic processing information. It may be stored for a predetermined time, it may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • a downlink transmission entity or an uplink reception entity has been described mainly using an example of a base station, and a downlink reception entity or an uplink transmission entity mainly uses a terminal.
  • the scope of the present invention is not limited thereto.
  • the description of the base station is a cell, an antenna port, an antenna port group, an RRH, a transmission point, a reception point, an access point, a repeater, etc., becomes a downlink transmission entity to a terminal or an uplink reception entity from a terminal.
  • the repeater becomes a downlink transmission subject to the terminal or receives an uplink from the terminal
  • the principles of the present invention described through various embodiments of the present invention may be equally applied.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more Application Specific Integrated Circuits (ASICs), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), and PLDs (Programmable). Logic Devices), Field Programmable Gate Arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable.
  • Logic Devices Field Programmable Gate Arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention as described above may be applied to various mobile communication systems.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Mathematical Physics (AREA)
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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보(CSI)를 보고하는 방법은, 기지국으로부터 참조신호를 수신하는 단계; 및 상기 참조신호를 이용하여 생성된 상기 CSI를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 CSI는, 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자(PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함할 수 있다. 상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는, 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧을 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 채널 상태 정보를 보고하는 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
[2] 다중 입출력 (Mult i -Input Mul ti -Output； MIMO) 기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다증 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신단은 데이터를 단일 안테나 경로 (path)를 통해 수신하지만, 다증 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서, 데이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고, 커버리지 (coverage)를 증대시킬 수 있다.
[3] MIM0 동작의 다중화 이득을 높이기 위해서 MIM0 수신단으로부터 채널상태정보 (Channel Status Information; CSI)를 피드백 받아 MIMO 송신단에서 이용할 수 있다. 수신단에서는 송신단으로부터의 소정의 참조신호 (Reference Signal; RS)를 이용하여 채널 측정을 수행함으로써 CSI를 결정할 수 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[4] 본 발명에서는 2-차원 안테나 구조를 올바르고 효율적으로 지원하기 위한 CSI 생성 및 보고 방안 등을 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.
[5] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
[6] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보 (CSI)를 보고하는 방법은， 기지국으로부터 참조신호를 수신하는 단계; 및 상기 참조신호를 이용하여 생성된 상기 CSI를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 CSI는， 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함할 수 있다. 상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는， 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧을 수 있다.
[7] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 기지국에서 채널상태정보 (CSI)를 수신하는 방법은, 단말에게 참조신호를 전송하는 단계; 및 상기 참조신호를 이용하여 상기 단말에서 생성된 CSI를, 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함할 수 있다, 상기 CSI는, 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2—차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함할 수 있다. 상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는, 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧을 수 있다.
[8] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보 (CSI)를 보고하는 단말 장치는, 송신기; 수신기; 및 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 프로세서는， 상기 수신기를 제어하여 기지국으로부터 참조신호를 수신하고， 상기 참조신호를 이용하여 생성된 상기 CSI를, 상기 송신기를 제어하여 상기 기지국으로 보고하도톡 구성될 수 있다. 상기 CSI는, 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함할 수 있다. 상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는， 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧을 수 있다.
[9] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보 (CSI)를 수신하는 기지국 장치는， 송신기; 수신기; 및 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 프로세서는， 상기 송신기를 제어하여 단말에게 참조신호를 전송하고， 상기 참조신호를 이용하여 상기 단말에서 생성된 CSI를， 상기 수신기를 제어하여 상기 단말로부터 수신하도록 구성될 수 있다. 상기 CSI는， 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함할 수 있다. 상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는, 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧을 수 있다.
[10] 상기 본 발명에 따른 실시예들에 있어서 이하의 사항들 중의 하나 이상이 적용될 수 있다.
[11] 상기 제 2 프리코딩 행렬은, 제 2 도메인 PMI_1 및 제 2 도메인 PMI_2의 조합에 의해서 지시될 수 있다.
[12] 상기 제 2 도메인 PMI_1과 상기 제 2 도메인 ? 1_2는 상이한 시점에서 보고될 수 있다.
[13] 상기 제 2 도메인 ?«_2의 보고 주기는， 상기 제 2 도메인 PMI_1의 보고 주기에 비하여 짧을 수 있다.
[14] 상기 제 1 프리코딩 행렬은， 하나의 제 1 도메인 PMI에 의해서 지시될 수 있다.
[15] 상기 제 2 도메인 PMI_2의 보고 주기는, 상기 하나의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧을 수 있다.
[16] 상기 제 2 도메인 PMI_2는, 상기 하나의 제 1 도메인 PMI와 동시에 보고될 수 있다.
[17] 상기 제 1 프리코딩 행렬은, 제 1 도메인 PMI_1 및 게 1 도메인 PMI_2의 조합에 의해서 지시될 수 있다.
[18] 상기 제 2 도메인 ?1\11_2와 상기 제 1 도메인 PMI_1는 동시에 보고될 수 있다.
[19] 상기 제 2 프리코딩 행렬은， 하나의 제 2 도메인 PMI에 의해서 지시될 수 있다.
[20] 상기 제 1 프리코딩 행렬 및 상기 제 2 프리코딩 행렬의 결합에 의해서 상기 2-차원 안테나 구조에 대해서 상기 단말이 선호하는 (preferred) 프리코딩 행렬이 결정될 수 있다.
[21] 상기 제 1 도메인은 수평 (horizontal) 도메인이고, 상기 제 2 도메인은 수직 (vertical) 도메인일 수 있다.
[22] 본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다. 【유리한 효과】
[23] 본 발명에 따르면 2-차원 안테나 구조를 기법을 올바르고 효율적으로 지원할 수 있는 새로운 CSI 생성 및 보고 방안이 제공될 수 있다.
[24] 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[25] 본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
[26] 도 1은 무선 프레임의 구조에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[27] 도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[28] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[29] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[30] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[31] 도 6은 하나의 자원블록 쌍 상에서의 CRS 및 DRS의 예시적인 패턴을 나타내는 도면이다.
[32] 도 7은 LTE-A 시스템에서 정의되는 DMRS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
[33] 도 8은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
[34] 도 9는 CSI-RS가 주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
[35] 도 10은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[36] 도 11은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[37] 도 12는 액티브 안테나 어레이 시스템의 일반적인 구조를 설명하기 위한 도면이다.
[38] 도 13은 2-차원 안테나 어레이 구조를 설명하기 위한 도면이다.
[39] 도 14는 MS의 기하학적인 설명올 위한 도면이다.
[40] 도 15는 각도 방향의 정의를 설명하기 위한 도면이다.
[41] 도 16은 평면 어레이 안테나 구성을 나타내는 도면이다. [42] 도 17은 각도 방향의 다른 정의를 설명하기 위한 도면이다.
[43] 도 18은 2-차원 안테나 구성에 따른 빔포밍의 예시들을 나타내는 도면이다.
[44] 도 19는 수직 범포밍의 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
[45] 도 20은 본 발명에 따른 채널상태정보 (CSI) 송수신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[46] 도 21은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 바람직한 실시예의 구성올 도시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 형태】
[47] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[48] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[49] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal)'은 UECUser Equi ment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SSCSubscr iber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. [50] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[51] 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는ᅳ생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다 .
[52] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템， 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 증 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[53] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA( Orthogon l Frequency Division Multiple Access) , SC~FDMA(S ingle Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA (Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communi cat ions) /GPRS (General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS Jni versa 1 Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generat ion Partnership Project) LTE (long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS( Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A (Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다. [54] 도 1은 무선 프레임의 구조에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[55] 셀를라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDDCTime Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
[56] 도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 ΊΤΙ (transmission time interval)이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다.
[57] 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성 (configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, 0FDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 0FDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우에는 하나의 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.
[58] 일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 0FDM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14개의 0FDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 0FDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고， 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
[59] 도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 하프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot)., 보호구간 (Guard Period; GP) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다증경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편， 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
[60] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 술롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[61] 도 2는 하향링크. 술롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[62] 하나의 하향링크 술롯은 시간 영역에서 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록 (RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼을 포함하지만， 확장된 CP( extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소 (resource element)라 한다. 하나의 자원블록은 12X7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 NDL의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[63] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[64] 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 술롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. [65] 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어， 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel； PCFICH) , 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH) , 물리 HARQ지入 1자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보， VoIP(Voice over IP)의 활성화 둥을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있고, 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다.
[66] PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합 (aggregation)으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다.
[67] 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTKC-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면， 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTKSI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 임의접속웅답을 나타내기 위해, 임의접속-
RNTKRA— RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[68] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[69] 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel； PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수ᅳ호핑 (frequency-hopped)된다고 한다.
[70] 다중안테나 (MIM0) 시스템의 모델링
[71] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[72] 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 개로， 수신 안테나의 수를 ¾e 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트 0?。)에 레이트 증가율 ?/)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
[73] 【수학식 1】
^=πύη Ντ,Νκ)
[74] 예를 들어， 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한， 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[75] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송를 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
[76] 다증안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 개의 송신 안테나와 Λ¾>개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
[77] 송신 신호를 살펴보면, /Vᅳ개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 yVy개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[78] 【수학식 2】
_ I \τ
S = i？ ^2 » " ' ' SNR J
[79] 각각의 전송 정보 s\,s ' ',SNT 는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을 P\,P1, ',PNT 라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[80] 【수학식 3】
^ ~
Figure imgf000012_0001
" ' ' ^ΝΤ ί ~ [^l^l ' PS2 ,'·', ΡΝτ SNT ^
[81] 또한, § 는 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
[82] 【수학식 4】
Figure imgf000012_0002
[83] 전송전력이 조정된 정보 백터 S 에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 ^개의 송신신호 Χ\,ΧΙ,· · ·,ΧΝΤ 가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다. Χ\,Χ·Ζ,· ' ·,ΧΝΤ^ 백터 X 를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
[84] 【수학식 5】 X = = Ws = WPs
Figure imgf000013_0003
[85] 여기에서， U는 /번째 송신 안테나와 _번째 정보간의 가중치를 의미한다. W는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.
[86] 수신신호는 NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 ^ΐ'^'···^^ 은 백터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
[87] 【수학식 6】
Figure imgf000013_0001
[88] 다증안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우， 채널은 송수신 안테나 인텍스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 그로부터 수신 안테나 /를 거치는 채널을 kij 로 표시하기로 한다. 에서， 인텍스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인텍스가 나중임에 유의한다.
[89] 한편， 도 5(b)은 Ντ 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 /로의 채널을 도시한 도면이다. 상기 채널을 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서， 총 ^ 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 /로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[90] 【수학식 7】
Figure imgf000013_0002
[91] 따라서， 개의 송신 안테나로부터 7¾?개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[92] 【수학식 8】
Figure imgf000014_0003
[93] 실제 채널에는 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음 (AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. ^ 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 ηι,η2,·'·,ηΝκ 은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[94] 【수학식 9】
Figure imgf000014_0001
[95] 상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[96] 【수학식 10】
Figure imgf000014_0004
Figure imgf000014_0002
[97] 한편 , 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 같다. 즉, 채널 행렬 H는 행렬이 y\ <y된다.
[98] 행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 ( independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 탱크 (ra/^(H))는 다음과 같이 제한된다.
[99] 【수학식 11】
rank H)≤ πήη(ΝΤ， NR )
[100] 탱크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해 (singular value decomposition) 하였을 때， 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크. 의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
[101] 본 문서의 설명에 있어서, MIM0 전송에 대한 '랭크 (Rank)' 는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며， '레이어 (layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
[102] 참조 신호 (Reference Signal; RS)
[103] 무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때， 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서， 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여， 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.
[104] 다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.
[105] 이동 통신 시스템에서 참조신호 (RS)는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 하나는 채널 정보 획득을 위해 사용되는 RS이고， 다른 하나는 데이터 복조를 위해 사용되는 RS이다. 전자는 단말이 하향 링크 채널 정보를 획득하도록 하기 위한 RS이므로 광대역으로 전송되어야 하고， 특정 서브프레임에서 하향링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 해당 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 이러한 RS는 핸드 오버 등을 위한 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 자원에 함께 보내는 RS로서， 단말은 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다,
[106] 기존의 3GPP LTE (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈ᅳ8) 시스템에서는 유니캐스트 (uni cast) 서비스를 위해서 2 가지 종류의 하향링크 RS 를 정의한다. 그 중 하나는 공용 참조신호 (Co瞧 on RS; CRS)이고, 다른 하나는 전용 참조신호 (Dedicated RS; DRS) 이다. CRS 는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등을 위한 측정 등을 위해서 사용되고, 샐 -특정 (cell-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. DRS 는 데이터 복조를 위해 사용되고， 단말 -특정 (UE-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. 기존의 3GPP LTE 시스템에서 DRS 는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용될 수 있다.
[107] CRS는 셀-특정으로 전송되는 RS 이며， 광대역 (wideband)에 대해서 매 서브프레임마다 전송된다. CRS는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대해서 전송될 수 있다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우， 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고， 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.
[108] 도 6은 하나의 자원블록 쌍 상에서의 CRS 및 DRS의 예시적인 패턴을 ¬¬나타내는 도면이다.
[109] 도 6의 참조신호 패턴의 예시에서는, 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 하나의 자원블록 쌍 (일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의
OFDM 심볼 X 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CRS 및 DRS의 패턴을 나타낸다. 도 6에서 'R0' , 'Rl' , 'R2' 및 'R3' 로 표시된 자원 요소 (RE)는， 각각 안테나 포트 인덱스 0, 1, 2 및 3에 대한 CRS의 위치를 나타낸다. 한편， 도 6에서 로 표시된 자원 요소는 LTE 시스템에서 정의되는 DRS의 위치를 나타낸다.
[110] LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서는, 하향링크에서 최대
8개의 송신 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서의 하향링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대해서만 정의되어 있으므로， LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대
8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS로서， 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 고려되어야 한다.
[Ill] LTE-A 시스템을 설계함에 있어서 중요한 고려 사항 증 하나는 역방향 호환성 (backward compatibi lity)이다. 역방향 호환성이란, 기존의 LTE 단말이
LTE-A 시스템에서도 올바르게 동작하도록 지원하는 것을 의미한다. RS 전송 관점에서 보았을 때 LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS를 추가하는 경우, RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서, 최대 8 안테나 포트에 대한 RS를 새롭게 설계함에 있어서 RS 오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.
[112] LTE-A 시스템에서 새롭게 도입되는 RS는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 전송 탱크， 변조및코딩기법 (Modulation and Coding Scheme; MCS), 프리코딩행렬인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS인 채널상태정보-참조신호 (Channel State Information RS; CSI-RS)이고, 다른 하나는 최대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한 목적의 RS 인 복조-참조신호 (DeModulation RS; DMRS)이다.
[113] 채널 측정 목적의 CSI-RS는， 기존의 LTE 시스템에서의 CRS가 채널 측정， 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리, 채널. 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로， 기존의 LTE 시스템에서의 CRS와 달리， 매 서브프레임마다 전송되지 않아도 된다. 따라서, CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 (예를 들어, 주기적으로) 전송되도록 설계될 수 있다.
[114] 만약 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는, 데이터 전송이 스케줄링된 단말에게 전용으로 (dedicated) DMRS가 전송된다. 즉, DMRS는 단말 -특정 (UE-specific) RS라고 칭할 수도 있다. 특정 단말 전용의 DMRS는， 해당 단말이 스케줄링된 자원영역, 즉 해당 단말에 대한 데이터가 전송되는 시간- 주파수 영역에서만 전송되도록 설계될 수 있다.
[115] 도 7은 LTE— A 시스템에서 정의되는 DMRS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
[116] 도 7에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록 쌍 (일반 CP 의 경우， 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 X 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 DMRS가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. DMRS는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 4 개의 안테나 포트 (안테나 포트 인텍스 7, 8， 9 및 10)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 DMRS는 상이한 주파수 자원 (부반송파) 및 /또는 상이한 시간 자원 (OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다 (즉, FDM 및 /또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간- 주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 DMRS들은 서로 직교 코드 (orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다 (즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 7 의 예시에서 DMRS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소 (RE) 들에는 안테나 포트 7 및 8 에 대한 DMRS들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 마찬가지로， 도 7 의 예시에서 DMRS 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 9 및 10 에 대한 DMRS들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다.
[117] 기지국에서 DMRS를 전송함에 있어서， 데이터에 대해서 적용되는 프리코딩과 동일한 프리코딩이 DMRS에 적용된다. 따라서， 단말에서 DMRS (또는 단말 -특정 RS)를 이용하여 추정되는 채널 정보는 프리코딩된 채널 정보이다. 단말은 DMRS를 통하여 추정한 프리코딩된 채널 정보를 이용하여， 데이터 복조를 용이하게 수행할 수 있다. 그러나, 단말은 DMRS에 적용된 프리코딩 정보를 알 수 없으므로， DMRS로부터는 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득할 수 없다, 단말은, DMRS 이외의 별도의 참조신호， 즉, 전술한 CSI-RS를 이용하여 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득할 수 있다.
[118] 도 8은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI— RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
[119] 도 8에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록 쌍 (일반 CP 의 경우， 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 X 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CSI-RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 8(a) 내지 8(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 8 개의 안테나 포트 (안테나 포트 인덱스 15， 16, 17， 18, 19, 20, 21 및 22) 에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주파수 자원 (부반송파) 및 /또는 상이한 시간 자원 (0FDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다 (즉， FDM 및 /또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한， 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 서로 직교 코드 (orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다 (즉， CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소 (RE) 들에는 안테나 포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 8(b) 내지 8(e)에 적용될 수 있다.
[120] 도 6 내지 8 의 RS 패턴들은 단지 예시적인 것이며, 본 발명의 다양한 실시예들을 적용함에 있어서 특정 RS 패턴에 한정되는 것이 아니다. 즉， 도 6 내지 8 과 다른 RS 패턴이 정의 및 사용되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예들은 동일하게 적용될 수 있다.
[121] CSI-RS 설정 (configuration)
[122] 전술한 바와 같이， 하향링크에서 최대 8 개의 전송 안테나를 지원하는 LTE-A 시스템에서 기지국은 모든 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 매 서브프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로， CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 이에 따라, CSI-RS는 한 서브프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나, 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다.
[123] 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 네트워크 (예를 들어， 기지국)가 설정 (configure) 할 수 있다. CSI-RS에 기초한 측정을 수행하기 위해서 단말은 반드시 자신이 속한 샐 (또는 송신 포인트 (TP))의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS 설정 (configuration)을 알고 있어야 한다. CSI-RS 설정에는, CSI- RS가 전송되는 하향링크 서브프레임 인덱스ᅳ 전송 서브프레임 내에서 CSI-RS 자원요소 (RE)의 시간-주파수 위치 (예를 들어， 도 8(a) 내지 8(e)와 같은 CSI-RS 패턴), 그리고 CSI-RS시퀀스 (CSI-RS용도로 사용되는 시퀀스로서， 슬롯 번호， 셀 ID, CP 길이 등에 기초하여 소정의 규칙에 따라 유사 -랜덤 (pseudo— random)하게 생성됨 ) 등이 포함될 수 있다. 즉， 임의의 (given) 기지국에서 복수개의 CSI-RS 설정 (configuration)이 사용될 수 있고， 기지국은 복수개의 CSI-RS 설정 중에서 셀 내의 단말 (들)에 대해 사용될 CSI-RS 설정을 알려줄 수 있다.
[124] 복수개의 CSI-RS 설정들은， 단말이 CSI-RS의 전송 전력이 0이 아닌 (non¬ zero) 것으로 가정하는 CSI-RS설정을 하나를 포함하거나 포함하지 않을 수 있고, 또한， 단말이 0의 전송 전력으로 가정하는 CSI-RS 설정을 하나 이상을 포함하거나 포함하지 않을 수 있다.
[125] 또한， 상위 계층에 의해서 0의 전송전력의 CSI-RS 설정에 대한 파라미터 (예를 들어ᅳ 16-비트 비트맵 ero/ eri:5/ S파라미터)의 각각의 비트는 CSI-RS 설정 (또는 CSI-RS 설정에 따라 CSI-RS가 할당될 수 있는 RE들)에 대응할 수 있고， 단말은 해당 파라미터에서 1로 설정되는 비트에 대응하는 CSI— RS 설정의 CSI-RS RE들에서의 전송 전력이 0인 것으로 가정할 수 있다.
[126] 또한， 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 구별될 필요가 있으므로， 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 가 전송되는 자원은 서로 직교 (orthogonal)해야 한다. 도 8 과 관련하여 설명한 바와 같이， 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 직교하는 주파수 자원, 직교하는 시간 자원 및 /또는 직교하는 코드 자원을 이용하여 FDM, TDM 및 /또는 CDM 방식으로 다중화될 수 있다.
[127] CSI-RS에 관한 정보 (CSI— RS 설정 (configuration))를 기지국이 샐 내의 단말들에게 알려줄 때， 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI— RS가 매핑되는 시간— 주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, 시간에 대한 정보에는， CSI- RS가 전송되는 서브프레임 번호들， CSI-RS 가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브프레임 오프셋, 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소 (RE)가 전송되는 OFDM 심볼 번호 등이 포함될 수 있다. 주파수에 대한 정보에는 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소 (RE)가 전송되는 주파수 간격 (spacing)ᅳ 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 시프트 값 등이 포함될 수 있다.
[128] 도 9는 CSI-RS각 주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
[129] CSI-RS는 한 서브프레임의 정수 배의 주기 (예를 들어， 5 서브프레임 주기 , 10 서브프레임 주기, 20 서브프레임 주기， 40 서브프레임 주기 또는 80 서브프레임 주기)를 가지고 주기적으로 전송될 수 있다.
[130] 도 9에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임 (서브프레임 번호 0 내지 9)로 구성되는 것을 도시한다. 도 9 에서는， 예를 들어， 기지국의 CSI-RS의 전송 주기가 10ms (즉， 10 서브프레임) 이고， CSI-RS 전송 오프셋 (Offset)은 3 인 경우를 도시한다. 여러 셀들의 CSI-RS가 시간 상에서 고르게 분포할 수 있도록 상기 오프셋 값은 기지국마다 각각 다른 값을 가질 수 있다. 10ms의 주기로 CSIᅳ RS가 전송되는 경우， 오프셋 값은 0 내지 9 중 하나를 가질 수 있다. 이와 유사하게， 예를 들어 5ms의 주기로 CSI-RS가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~4 중 하나의 값을 가질 수 있고， 20ms의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~19 중 하나의 값을 가질 수 있고, 40ms의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~39 중 하나의 값을 가질 수 있으며， 80ms의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~79 중 하나의 값을 가질 수 있다. 이 오프셋 값은， 소정의 주기로 CSI-RS 를 전송하는 기지국이 CSI-RS 전송을 시작하는 서브프레임의 값을 나타낸다. 기지국이 CSI-RS의 전송 주기와 오프셋 값을 알려주면， 단말은 그 값을 이용하여 해당 서브프레임 위치에서 기지국의 CSIᅳ RS를 수신할 수 있다. 단말은 수신한 CSI-RS를 통해 채널을 측정하고 그 결과로서 CQI, PMI 및 /또는 RKRank Indicator) 와 같은 정보를 기지국에게 보고할 수 있다. 본 문서에서 CQI, PMI 및 RI 를 구별하여 설명하는 경우를 제외하고， 이들을 통칭하여 CQI (또는 CSI) 라 칭할 수 있다. 또한, CSI-RS 에 관련된 상기 정보들은 셀 -특정 정보로서, 셀 내의 단말들에게 공통으로 적용될 수 있다. 또한, CSI-RS 전송 주기 및 오프셋은 CSI-RS 설정 (configuration) 별로 별도로 지정될 수 있다. 예를 들어, 후술하는 바와 같이 0의 전송 전력으로 전송되는 CSI-RS 를 나타내는 CSI-RS 설정 (configuration) 및 0이 아닌 (non-zero) 전송 전력으로 전송되는 CSI-RS 를 나타내는 CSI-RS 설정 (configuration) 에 대해서 별도의 CSI- RS 전송 주기 및 오프셋이 설정될 수 있다.
[131] PDSCH가 전송될 수 있는 모든 서브프레임에서 전송되는 CRS와 달리， CSI- RS는 일부 서브프레임에서만 전송되는 것으로 설정될 수 있다. 예를 들어， 상위 계층에 의해서 CSI 서브프레임 세트 CCS1,0 및 Ccs 이 설정될 수 있다. CSI 레퍼런스 자원 (즉, CSI 계산의 기준이 되는 소정의 자원 영역)은 CCSI,0 또는 CCSu 중 하나에 속할 수 있고， CCSI,0 및 Ccsu 의 모두에 동시에 속하지는 않을 수 있다ᅳ 이에 따라， CSI 서브프레임 세트 CCS1,0 및 Ccsu 이 상위 계층에 의해서 설정되는 경우에, 단말은 CSI 서브프레임 세트 중 어디에도 속하지 않는 서브프레임에 존재하는 CSI 레퍼런스 자원에 대한 트리거 (또는 CSI 계산에 대한 지시)를 받을 것으로 기대하지 않을 수 있다.
[132] 또한， CSI 레퍼런스 자원은 유효한 하향링크 서브프레임 상에서 설정될 수 있다. 유효한 하향링크 서브프레임은 다양한 요건을 만족하는 서브프레임으로서 설정될 수 있다. 그 요건들 중 하나는， 주기적 CSI 보고의 경우에 단말에 대해서 CSI 서브프레임 세트가 설정된다면 주기적 CSI 보고에 연결 (link)되는 CSI 서브프레임 세트에 속하는 서브프레임일 것이다.
[133] 또한, CSI 레퍼런스 자원에서, 단말은 다음과 같은 가정들을 고려하여 CQI 인덱스를 도출할 수 있다 (자세한사항은 3GPP TS 36.213을 참조한다):
[134] - 한 서브프레임의 처음 3 개의 OFDM 심볼들은 제어 시그널링에 의해 점유됨
[135] - 주 동기신호 (primary synchronization signal ) , 부 (secondary) 동기 신호 또는 물리방송채널 (PBCH)에 의해 사용되는 자원요소는 없음
[136] - «l-MBSFN(Multicast Broadcast Single Frequency Network) 서브프레임의 CP 길이
[137] - 리던던시 버전 (Redundancy Vers ion)은 0 임
[138] - 채널 측정을 위해 CSI-RS가 사용되는 경우, PDSCH EPRE (Energy Per
Resource Element) 대 CSI-RS EPRE의 비 (ratio)는 소정의 규칙에 따름
[139] - 전송모드 9(즉, 최대 8 레이어 전송을 지원하는 모드)에서의 CSI 보고의 경우에, 단말에 대해 PMI/RI 보고가 설정되면， DMRS 오버헤드는 가장 최근에 보고된 탱크에 일치하는 것으로 가정함 (예를 들어 , DMRS 오버헤드는 도 7에서 설명한 바와 같이 2개 이상의 안테나 포트 (즉， 랭크 2 이하)의 경우에는 하나의 자원블록 쌍 상에서의 DMRS 오버헤드가 12 RE이지만, 3개 이상의 안테나 포트 (즉, 탱크 3 이상)의 경우에는 24 RE이므로， 가장 최근에 보고된 랭크 값에 대웅하는 DMRS 오버해드를 가정하여 CQI 인덱스를 계산할 수 있다.)
[140] - CSI-RS 및 0-전력 CSI-RS에 대해서 RE가 할당되지 않음
[141] - PRSCPositioning RS)에 대해서는 RE가 할당되지 않음
[142] - PDSCH 전송 기법은 단말에 대해 현재 설정된 전송 모드 (디폴트 모드일 수 있음)에 따름
[143] - PDSCH EPRE 대 셀 -특정 참조신호 EPRE의 비 (ratio)는 소정의 규칙에 따름
[144] 이러한 CSI-RS 설정은， 예를 들어, RRCXRadio Resource Control) 시그널링을 이용하여 기지국이 단말에게 알려즐 수 있다. 즉， 전용 (dedicated) RRC 시그널링을 사용하여 CSI-RS 설정에 대한 정보가 셀 내의 단말들 각각에게 제공될 수 있다. 예를 들어, 단말이 초기 액세스 또는 핸드오버를 통해서 기지국과 연결 (connect ion)을 확립 (establ ish)하는 과정에서, 기지국이 해당 단말에게 RRC 시그널링을 통해 CSI— RS 설정 (configuration)을 알려 주도록 할 수 있다. 또는 기지국이 단말에게 CSI-RS 측정에 기반한 채널 상태 피드백을 요구하는 RRC 시그널링 메시지를 전송할 때에， 해당 RRC 시그널링 메시지를 통해 CSI-RS 설정 (configuration)을 해당 단말에게 알려 주도록 할 수도 있다.
[145] 한편, CSI-RS가 존재하는 시간 위치, 즉, 셀 -특정 서브프레임 설정 주기 및 셀 -특정 서브프레임 오프셋은, 예를 들어, 다음의 표 1과 같이 정리할 수 있다.
[146] 【표 1】
Figure imgf000023_0002
[147] 전술한 바와 같이， 파라미터 /CS1_RS는 단말이 0이 아닌 전송 전력으로 가정하는 CSI-RS와 0의 전송 전력으로 가정하는 CSI-RS에 대해서 별도로 (separately) 설정될 수 있다. CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 다음의 수학식 12와 같이 표현할 수 있다 (수학식 12에서 는 시스템 프레임 번호이고， ns는 슬롯 번호임).
[148] 【수학식 12】
Figure imgf000023_0001
[149] 아래의 표 2와 같이 정의되는 CSI— RS— Config 정보요소 (IE)는
설정을 특정하기 위해서 사용될 수 있다.
[150] 【표 2】 CSI-RS-Config information elements
― ASN1START
CSI-RS-Config-rlO SEQUENCE {
csi-RS-rlO CHOICE {
release NULL,
setup SEQUENCE
ant ennaPort sCount -r 10 ENUMERATED {anl, an2, an4, an8} resourceConf i g-r 10 INTEGER (0..31),
subframeConf i g-r 10 INTEGER (0..154)
p-C-rlO INTEGER (-8..15)
OPTIONAL, - Need ON zeroTxPowerCSI-RS-rlO CHOICE {
release NULL,
setup SEQUENCE {
zeroTxPowerResourceConf igList-rlO BIT STRING (SIZE (16)) zeroTxPowerSubf r ameConf i g-r 10 INTEGER (0..154)
}
} OPTIONAL ― Need 0
}
― ASN1ST0P
[151] 상기 표 2에서 안테나포트카운트 (ay7 ey?/7a¾r s( "^) 파라미터는 CSI-RS의 전송을 위해서 사용되는 안테나 포트 (즉， CSI-RS 포트)의 개수를 나타내며, anl은 1개에 해당하고， an2는 2개에 해당한다.
[152] 상기 표 2에서 p_C파라미터는, UE가 CSI 피드백을 유도 (derive)할 때에 가정하는 PDSCH EPRECEnergy Per Resource Element)와 CSI— RS EPRE의 비율올 나타낸다.
[153] 상기 표 2에서 자원설정 OesOT/rce /7 ) 파라미터는, 예를 들어， 상기 도 8에서와 같은 RB 쌍 상에서 CSI-RS가 매큉되는 자원요소의 위치를 결정하는 값을 가진다.
[154] 상기 표 2에서 서브프레임설정 (s^/raz7e M ) 파라미터는, 상기 표 1에서의 /CSI一 에 해당한다.
[155] 상기 표 2에서 zeroTxPowerResourceConf igLi st 및 zeroTxPowerSubframeConfig 각각 0의 전송전력의 CSI-RS에 대한 resourceConf ig 및 subframeConf ig 해당한다. [156] 상기 표 2의 CSI-RS 설정 IE에 대한 보다 구체적인 사항은 표준문서 TS 36.331을 참조할 수 있다.
[157] 채널상태정보 (CSI)
[158] MIM0 방식은 개 -루프 (open-loop) 방식과 폐ᅳ루프 (closedᅳ loop) 방식으로 구분될 수 있다. 개ᅳ루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보의 피드백이 없이 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보를 피드백 받아 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식에서는 MIM0 송신 안테나의 다중화 이득 (multiplexing gain)을 얻기 위해서 송신단과 수신단의 각각이 채널 상태정보를 바탕으로 범포밍을 수행할 수 있다. 수신단 (예를 들어, 단말)이 채널상태정보를 피드백할 수 있도록 송신단 (예를 들어, 기지국)은 수신단 (예를 들어, 단말)에게 상향링크 제어 채널 또는 상향링크 공유 채널을 할당할 수 있다.
[159] 단말은 CRS 및 /또는 CSI-RS를 이용하여 하향링크 채널에 대한 추정 및 /또는 측정을 수행할 수 있다. 단말에 의해서 기지국으로 피드백되는 채널상태정보 (CSI)는 탱크 지시자 (RI), 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI) 및 채널품질지시자 (CQI)를 포함할 수 있다.
[160] RI는 채널 탱크에 대한 정보이다. 채널의 탱크는 동일한 시간-주파수 자원을 통해서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 레이어 (또는 스트림)의 최대 개수를 의미한다. 랭크 값은 채널의 통―텀 (long-term) 페이딩에 의해서 주로 결정되므로, PMI 및 CQI 에 비하여 일반적으로 더 긴 주기에 따라 (즉, 덜 빈번하게) 피드백될 수 있다.
[161] PMI는 송신단으로부터의 전송에 이용되는 프리코딩 행렬에 대한 정보이며， 채널의 공간 특성을 반영하는 값이다. 프리코딩이란 전송 레이어를 송신 안테나에 매핑시키는 것을 의미하며, 프리코딩 행렬에 의해 레이어—안테나 매핑 관계가 결정될 수 있다. PMI 는 신호대잡음및간섭비 (Signal-to-Interference plus Noise Ratio; SINR) 등의 측정값 (metric)을 기준으로 단말이 선호하는 (preferred) 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스에 해당한다. 프리코딩 정보의 피드백 오버헤드를 줄이기 위해서， 송신단과 수신단이 여러 가지 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 미리 공유하고 있고， 해당 코드북에서 특정 프리코딩 행렬을 지시하는 인덱스만을 피드백하는 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어， PMI는 가장 최근에 보고된 RI에 기초하여 결정될 수 있다. [162] CQI는 채널 품질 또는 채널 세기를 나타내는 정보이다. CQI는 미리 결정된 MCS 조합으로서 표현될 수 있다. 즉, 피드백되는 CQI 인덱스는 해당하는 변조기법 (modulation scheme) 및 코드 레이트 (code rate)를 나타낸다. CQI는 특정 자원 영역 (예를 들어， 유효한 서브프레임 및 /또는 물리자원블톡에 의해 특정되는 영역)을 CQI 레퍼런스 자원으로 설정하고， 해당 CQI 레퍼런스 자원에서 PDSCH 전송이 존재하는 것으로 가정하여, 소정의 에러확를 (예를 들어， 0.1)을 넘지 않고 PDSCH가 수신될 수 있는 경우를 가정하여 계산될 수 있다. 일반적으로， CQI 는 기지국이 PMI 를 이용하여 공간 채널을 구성하는 경우에 얻을 수 있는 수신 SINR 을 반영하는 값이 된다. 예를 들어， CQI는 가장 최근에 보고된 RI 및 /또는 PMI에 기초하여 계산될 수 있다.
[163] 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템 (예를 들어, LTE-A 시스템)에서는 다중사용자 -MIM0 (MU-MIM0) 방식을 이용하여 추가적인 다증사용자 다이버시티를 획득하는 것을 고려하고 있다. 薦 -MIM0 방식에서는 안테나 영역 (domain)에서 다중화되는 단말들 간의 간섭 채널이 존재하므로， 다중사용자 중 하나의 단말이 피드백하는 채널상태정보를 기지국에서 이용하여 하향링크 전송을 수행하는 경우에 다른 단말에 대해서 간섭이 발생하지 않도록 하는 것이 필요하다. 따라서 , MU-MIM0 동작이 올바르게 수행되기 위해서는 단일사용자 -MIM0 (SU-MIM0) 방식에 비하여 보다 높은 정확도의 채널상태정보가 피드백되어야 한다.
[164] 이와 같이 보다 정확한 채널상태정보를 측정 및 보고할 수 있도록, 기존의 RI, PMI 및 CQI 로 구성되는 CSI 를 개선한 새로운 CSI 피드백 방안이 적용될 수 있다. 예를 들어, 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보가 2 개의 PMI (예를 들어, il 및 i2)의 조합에 의해서 지시될 수 있다. 이에 따라 보다 정교한 PMI가 피드백될 수 있으며， 이러한 정교한 PMI에 기초하여 보다 정교한 CQI가 계산 및 보고될 수 있다.
[165] 한편， CSI는 주기적으로 PUCCH를 통하여 전송되거나， 비주기적으로 PUSCH를 통하여 전송될 수 있다. 또한， RI, 제 1 PMI (예를 들어， W1), 제 2 PMI (예를 들에 W2), CQI 중에서 어느 것이 피드백되는지와， 피드백되는 PMI 및 /또는 CQI가 광대역 (WB)에 대한 것인지 또는 서브대역 (SB)에 대한 것인지에 따라, 다양한 보고 모드가 정의될 수 있다.
[166] CQI 계산 [167] 이하에서는 하향링크 수신단이 단말인 경우를 가정하여 CQI 계산에 대하여 구체적으로 설명한다. 그러나， 본 발명에서 설명하는 내용은 하향링크 수신 주체로서의 중계기에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
[168] 단말이 CSI를 보고할 때 CQI를 계산하는 기준이 되는 자원 (이하에서는， 레퍼런스 자원 (reference resource)라 칭함)을 설정 /정의하는 방안에 대하여 설명한다..먼저, CQI의 정의에 대하여 보다 구체적으로 설명한다.
[169] 단말이 보고하는 CQI는 특정 인덱스 값에 해당한다. CQI 인덱스는 채널 상태에 해당하는 변조기법, 코드 레이트, 등을 나타내는 값이다. 예를 들어， CQI 인덱스들 및 그 해석은 다음의 표 3과 같이 주어질 수 있다.
[170] 【표 3】
Figure imgf000027_0001
[171] 시간 및 주파수에서 제한되지 않는 관찰에 기초하여， 단말은 상향링크 서브프레임 n에서 보고되는 각각의 CQI 값에 대해서 상기 표 3의 CQI 인텍스 1 내지 15중에서 소정의 요건을 만족하는 가장 높은 CQI 인텍스를 결정할 수 있다. 소정의 요건은， 해당 CQI 인텍스에 해당하는 변조 기법 (예를 들어， MCS) 및 전송 블록 크기 (TBS)의 조합을 가지고， CQI 레퍼런스 자원이라고 칭하여지는 하향링크 물리 자원 블록들의 그룹을 차지하는 단일 PDSCH 전송 블록이 0 1(즉, 10W을 넘지 않는 전송 블록 에러 확률로 수신될 수 있는 것으로 정해질 수 있다. 만약 CQI 인텍스 1도 상기 요건을 만족하지 않는 경우에는 단말은 CQI 인덱스 0으로 결정할 수 있다.
[172] 전송 모드 9(최대 8 레이어 전송에 해당함) 및 피드백 보고 모드의 경우에 단말은 CSI-RS에만 기초해서 상향링크 서브프레임 n에서 보고되는 CQI 값을 계산하기 위한 채널 측정을 수행할 수 있다. 다른 전송 모드 및 해당하는 보고 모드들의 경우에, 단말은 CRS에 기초하여 CQI 계산을 위한 채널 측정을 수행할 수 있다.
[173] 아래의 요건이 모두 만족하는 경우에, 변조 기법 및 전송 블록 크기의 조합은 하나의 CQI 인덱스에 해당할 수 있다. 관련된 전송 블록 크기 테이블에 따라서 CQI 레퍼런스 자원에서의 PDSCH 상에서의 전송에 대해서 상기 조합이 시그널링될 수 있고, 변조 기법이 해당 CQI 인덱스에 의해서 지시되고， 그리고, 전송 블톡 크기 및 변조 기법의 조합이 상기 레퍼런스 자원에 적용되는 경우에， 해당 CQI 인덱스에 의해 지시되는 코드 레이트에 최대한 가까운 유효 채널 코드 레이트를 가지는 것이 위 요건에 해당한다. 만약 전송 블록 크기 및 변조 기법의 조합의 2 개 이상이 해당 CQI 인덱스에 의해 지시되는 코드 레이트에 동일한 정도로 가까운 경우에는, 전송 블록 크기가 최소인 조합으로 결정될 수 있다.
[174] CQI 레퍼런스 자원은 다음과 같이 정의된다.
[175] 주파수 영역에서 CQI 레퍼런스 자원은, 도출된 CQI 값이 관련된 대역에 해당하는 하향링크 물리 자원 블록들의 그룹으로 정의된다.
[176] 시간 영역에서 CQI 레퍼런스 자원은， 단일 하향링크 서브프레임 n- nCQLref 로 정의된다. 여기서 주기적 CQI 보고의 경우에는， nCQIᅳ ref 는 4 이상의 값 중에서 가장 작은 값이면서, 하향링크 서브프레임 n-nCQI_ref 가 유효한 하향링크 서브프레임에 해당하는 값으로 결정된다. 비주기적 CQI 보고의 경우에는， nCQI_ref 는 상향링크 DCI 포맷 (즉, 상향링크 스케줄링 제어 정보를 단말에게 제공하기 위한 PDCCH DCI 포맷)에서의 CQI 요청에 해당하는 (또는 CQI 요청이 수신된) 유효한 하향링크 서브프레임과 동일한 하향링크 서브프레임이 CQI 레퍼런스 자원으로 결정된다 또한, 비주기적 CQI 보고의 경우에, nCQI_ref 는 4이고 하향링크 서브프레임 n-nCQIᅳ ref 는 유효한 하향링크 서브프레임에 해당하며， 여기서 하향링크 서브프레임 n-nCQI_ref 는 임의접속웅답그랜트 (random access response grant)에서의 CQI 요청에 해당하는 (또는 CQI 요청이 수신된) 서브프레임 이후에 수신될 수 있다. 여기서， 유효한 하향링크 서브프레임이란, 해당 UE에 대해서 하향링크 서브프레임으로 설정되고, 전송 모드 9를 제외하고는 MBSFN 서브프레임이 아니고， DwPTS의 길이가 7680*Ts
(Ts=l/(15000X2048)초)이하인 경우에 DwPTS 필드를 포함하지 않으며, 그리고. 해당 UE에 대해서 설정된 측정 갭에 속하지 않는 하향링크 서브프레임을 의미한다. 만약 CQI 레퍼런스 자원을 위한 유효한 하향링크 서브프레임이 없는 경우에는, 상향링크 서브프레임 n에서 CQI 보고는 생략될 수 있다.
[177] 레이어 영역에서 CQI 레퍼런스 자원은， CQI가 전제로 하는 임의의 RI 및 PMI로 정의된다.
[178] CQI 레퍼런스 자원에서 단말이 CQI 인텍스를 유도하기 위해서 다음의 사항들을 가정할 수 있다: (1) 하향링크 서브프레임의 처음 3 OFDM 심볼은 제어 시그널링의 용도로 사용된다. (2) 주동기신호， 부동기신호 또는 물리방송채널에 의해서 사용되는 자원 요소는 없다. (3) 비 -MBSFN서브프레임의 CP길이를 가진다. (4) 리던던시 버전은 0이다. (5) 채널 측정을 위해서 CSI-RS가 사용되는 경우， PDSCH EP E( Energy Per Resource Element) 대 CSI-RS EPRE의 비율은 상위 계층에 의해 시그널링되는 소정의 값을 가진다. (6) 전송 모드 별로 정의된 PDSCH 전송 기법 (단일 안테나 포트 전송， 전송 다이버시티， 공간 다중화， MU-MIM0등)이 해당 UE에 대해서 현재 설정되어 있다 (디폴트 모드일 수 있음). (7) 채널 측정을 위해서 CRS가 사용되는 경우에 , PDSCH EPRE 대 CRS EPRE는 소정의 요건에 따라서 결정될 수 있다. CQI 정의에 관련된 보다 구체적인 사항은 3GPP TS36.213을 참조할 수 있다.
[179] 요컨대, 하향링크 수신단 (예를 들어， 단말)은 현재 CQI 계산을 수행하는 시점을 기준으로 과거의 특정한 단일 서브프레임을 CQI 레퍼런스 자원으로 설정하고， 해당 CQI 레퍼런스 자원에서 기지국으로부터 PDSCH가 전송되었을 때 그 에러 확률이 10%를 넘지 않을 조건을 만족하도록 CQI 값을 계산할 수 있다.
[180] 코드북 기반 프리코딩 기법
[181] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)올 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
[182] 도 10은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[183] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 匪 SE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 10에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
[184] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
[185] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다. [186] 예를 들어， 다음의 표 4는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것 이고， 표 5는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것 이다 .
[187] 【표 4】
Figure imgf000031_0001
[188] 【표 5】
Figure imgf000031_0002
[189] 상기 표 5에서 , w 는 Wn =I-lunun" /un Hun 와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 ^로 얻어진다. 이 때， /는 4X4 단일행렬을 나타내고 ^는 표 5 에서 주어지는 값이다.
[190] 상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 개- 루프 (open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있다.
[191] 추가적으로， 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템 (예를 들어 , 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 후속 시스템)에서는， 예를 들어 8 개의 전송 안테나를 이용한 MIM0 전송이 수행될 수 있으며， 이를 지원하기 위한 코드북 설계가 요구된다.
[192] 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송되는 채널에 대한 CSI 보고를 위해서， 아래의 표 6 내지 13과 같은 코드북을 사용하는 것을 고려할 수 있다. 8 개의 CSI-RS 안테나 포트는 안테나 포트 인덱스 15 내지 22로 표현할 수 있다. 표 6, 7, 8, 9， 10， 11, 12 및 13의 각각은， 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 1- 레이어, 2-레이어， 3-레이어, 4-레이어， 5-레이어, 6ᅳ레이어, 7-레이어 및 8- 레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례를 나타낸다.
[193] 표 6 내지 13에 있어서, ^ 및 은 수학식 13과 같이 주어질 수 있다.
[194] 【수학식 13】 φη 二 ejm/2
Figure imgf000032_0001
[195] '【표 6】
Figure imgf000032_0002
[196] 【표 7】 so/soHOSM/uld ss Ois∑:AV.
Ul】벼6l8
Figure imgf000033_0001
Figure imgf000033_0002
【】26벼8
Figure imgf000034_0001
[199] 【표 10】
Figure imgf000034_0002
[200] 【표 11】
Figure imgf000034_0003
[201] 【표 12】
Figure imgf000034_0004
[202] 【표 13】
Figure imgf000034_0005
[203] 다중 안테나 배치
[204] 도 11은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[205] 도 11(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULACUniform Linear Array)라고 칭한다. [206] 도 11(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
[207] 부족한 공간에 많은 개수의 송신안테나를 설치해야 하는 경우에는 도 11(a) 및 도 1Kb) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서， 도 11(c) 와 같이 이중 -극성 (dual-pole) (또는 크로스 -극성 (cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는， 안테나간의 거리 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 독립적인 채널을 구성할 수 있으므로， 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.
[208] 도 11(c)의 예시에서는 총 Ντ개의 송신 안테나를 배치함에 있어서， 인덱스
1, 2 Ντ/2 까지의 그룹 1과， 인덱스 Ντ/2+1, Ντ/2+2 Ντ 까지의 그룹
2는 서로 직교하는 극성을 가지도톡 구성될 수 있다. 안테나 그룹 1의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수직 극성 (vertical polarizat ion))을 가지고 안테나 그룹 2의 안테나들은 또 다른 동일한 극성 (예를 들어 수평 극성 (horizontal polarization))을 가질 수 있다. 또한， 두 안테나 그룹은 동일한 위치에 위치한다 (co-located). 예를 들어， 안테나 1과 Ντ/2+1, 안테나 2와 Ντ/2+2, 안테나 3과 Ντ/2+3 안테나 Ντ/2와 Ντ는 동일한 위치에 배치될 수 있다. 달리 표현하자면， 하나의 안테나 그룹 내의 안테나들은 ULAOJniform Linear Array)와 같이 동일한 극성을 가지고, 하나의 안테나 그룹 내의 안테나 간의 상관 (correlation)은 선형 위상 증가 (linear phase increment) 특성을 가진다. 또한, 안테나 그룹 간의 상관은 위상 회전 (phase rot at ion)된 특성을 갖는다.
[209] 1-차원 안테나 구조
[210] 1-차원 안테나 배치는 도 11과 같은 ULA 또는 크로스—극성 안테나 어레이 구성을 포함할 수 있다. 이러한 1-차원 안테나 배치가 적용되는 경우， 전술한 바와 같은 참조신호 전송 및 CSI 피드백 방안이 적용된다. 즉, 하향링크 전송에 있어서의 송신단과 수신단 (또는 기지국과 단말) 사이의 채널을 추정하기 위한 목적으로, 송신단은 참조신호 (예를 들어， CRS 또는 CSI-RS)를 수신단으로 전송하고， 수신단은 참조신호로부터 채널 상태를 추정할 수 있다. 수신단은 참조신호를 통해 획득된 채널 정보를 바탕으로 하향링크 데이터 전송에 적절할 것으로 예상되는 탱크， 프리코딩 가중치， 및 이에 기초한 CQI를 산출할 수 있다. [211] 프리코딩된 공간 다중화 (Precoded Spatial Mult iplexing)와 같은 MIMO 전송을 위해서는 프리코딩 정보가 요구되는데, 프리코딩 가중치는 코드북 형태로 구성될 수 있다.
[212] 예를 들어, 4 개의 전송 안테나 (이하에서는, 4Tx로 표현함)를 이용하는 MIM0 시스템에서 CRS를 이용한 프리코딩된 공간 다중화 (SM)를 위한 CSI 피드백은 다음과 같이 설명할 수 있다. 4 개의 송신 안테나를 갖는 기지국에서 CRS를 전송할 때, 각각의 RS에 매핑되는 안테나 포트 (ΑΡ)의 인덱스를 APO, 1, 2, 3이라고 하면， 단말은 CRS를 이용하여 APO, 1, 2， 3으로부터의 채널을 추정할 수 있다.
[213] 이 경우， 단말에 의해서 추정된 채널을 표현하는 행렬 (또는 백터)를 Η라고 하면, Η = [Ηη Η12 Η13 Η14; Η21 Η22 Η23 Η24; ...； HNrl HNr2 HNr3 HNr4] 라고 나타낼 수 있다. 즉， H는 Nr X Nt 크기의 행렬 (또는 백터)로 표현될 수 있다. 여기서, Nr은 수신 안테나의 개수이고， Nt는 송신 안테나의 개수이다.
[214] 또한, 단말은 기지국이 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터) Wra(k)를 사용하여 데이터를 전송한다고 가정할 수 있다. Wm(k)에서， m은 전송 탱크를 의미하고, k는 Rank-m을 위쳬 정의된 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터)의 인덱스를 의미한다. Wra(k) = [Wn W12 W13 ... Wlm; i W22 W23 ... W2m; W31 2 W33 -.. W3m; ...； W41 W42 W43 ... W4J 으로 나타낼 수 있다. 즉, Wra(k)는 Nt X m 크기의 행렬 (또는 백터)로 표현될 수 있다.
[215] 또한， 단말은 등가채널 Heq을 산출할 수 있다. 등가채널 Heq는， 추정된 채널 H와 프리코딩 가증치 Wn(k)의 합성 (즉, Heq = HWn(k))에 의해서 계산되거나， 추정된 채널의 공분산 행렬 (Covariance Matrix) R과 프리코딩 가중치 Wra(k)의 합성 (즉， Heq = RWm(k))에 의해서 계산될 수 있다. 등가채널 Heq에 기초하여 단말은 하향링크 전송에 적합한 탱크 및 프리코딩 가증치를 선택할 수 있다. 또한， 단말은 선택된 랭크 및 프리코딩 가중치를 적용하였을 때의 예상되는 CQI를 계산할 수 있다.
[216] 다른 예시로서， 8 개의 전송 안테나 (이하에서는， 8Tx로 표현함)를 이용하는 MIM0 시스템에서 CSI-RS를 이용한 프리코딩된 공간 다중화 (SM)를 위한 CSI 피드백은 다음과 같이 설명할 수 있다. 8 개의 송신 안테나를 갖는 기지국에서 CSI-RS를 전송할 때, 각각의 RS에 매핑되는 안테나 포트 (ΑΡ)의 인덱스를 AP15, 16， 17, 18, 19， 20， 21， 22라고 하면, 단말은 CSIᅳ RS를 이용하여 AP15, 16, 17， 18， 19， 20， 21， 22으로부터의 채널을 추정할 수 있다。
[217] 이 경우， 단말에 의해서 추정된 채널을 표현하는 행렬 (또는 백터)를 H라고 斜 ， H = [Hii Hi2 Hi3 Hi4 His H17 H^; H21 H22 H23 H¾ H25 H26 H27 H28; · .. ; ΗΝΓΙ HNr2 HNr3 HNr4 HNr5 HNr6 HNr7 HNr8] (여기서， Nr은 수신 안테나의 개수) 라고 나타낼 수 있다.
[218] 또한， 단말은 기지국이 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터) Wra(k)를 사용하여 데이터를 전송한다고 가정할 수 있으며， Wm(k) = [Wn W12 W13 ... W^; 21 w22 w23 ... w2ra; w31 w32 w33 -.. w3m; ...； W81 W82 W83 ... 8J 으로 나타낼 수 있다.
[219] 또한， 등가채널 Heq (여기서， Heq = Mm(k) 또는 Heq = RWm(k) 에 의해서 계산됨)에 기초하여 단말은 하향링크 전송에 적합한 랭크 및 프리코딩 가중치를 선택하고, 선택된 램크 및 프리코딩 가중치를 적용하였을 때의 예상되는 CQI를 계산할 수 있다.
[220] 이에 따라， Nt개의 전송 안테나를 지원하는 MIM0 시스템에서, 단말은 위와 같이 CRS 또는 CSI-RS를 이용하여 선택 /계산된 CSI (예를 들어， RI, PMI， CQI)를 기지국으로 피드백할 수 있다. 기지국은 단말이 보고하는 CSI를 고려하여 하향링크 전송에 적합한 랭크， 프리코딩 가중치， 변조및코딩기법 둥을 결정할 수 있다.
[221] 2-차원 안테나 구조
[222] 기존의 ULA와 같은 1-차원 안테나 구조에 의해서 형성되는 범은 방위각 (azimuth angle) 방향 (예를 들어， 수평 도메인) 으로만 특정되고， 앙각 (elevation angle) 방향 (예를 들어， 수직 도메인) 으로는 특정될 수 없으므로， 2-차원 범포밍만이 지원된다. 이러한 1-차원 안테나 구조 (예를 들어， ULA 또는 크로스 -극성 어레이 구성)는 방위각 방향의 적웅적 빔포밍 또는 공간 다중화를 지원할 수 있고, 기존의 무선 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈— 8， 9, 10， 11에 따르는 시스템)에서는 이를 위한 MIM0 송수신 기법만이 설계되어 있다.
[223] 한편， 시스템 성능의 향상을 목적으로 하는 2-차원 안테나 구조 기반의 MIM0 송수신 기법을 지원하는 경우， 2-차원 안테나 구조에 의해서 형성되는 빔은 방위각 방향 및 앙각 방향으로의 방향 특정이 가능하므로, 3-차원 빔포밍이 가능해진다.
[224] 이와 같이 방위각 및 앙각을 특정하여 빔을 형성하는 기능에 의하면， 섹터 특정 고저 (elevation) 빔포밍 (예를 들어， 수직 패턴 빔폭 (bea丽 idth) 및 /또는 다운틸트 (downtilt)에 의한 적웅적 제어), 수직 도메인에서의 개선된 섹터화， 사용자 (또는 UE)-특정 고저 빔포밍 등의 새로운 빔포밍을 지원할 수 있게 된다.
[225] 수직 섹터화 (Vertical Sector izat ion)는 수직 섹터 패턴의 이득을 통해 평균 시스템 성능을 높일 수 있으며, 일반적으로 추가적인 표준기술 지원이 요구되지 않는다.
[226] UE-특정 고저 범포밍은, UE 방향으로 수직 안테나 패턴을 지정함으로써， 해당 UE에 대한 SIN을 향상 시킬 수 있다. 반면, 수직 섹터화 또는 섹터 -특정 수직 빔포밍과 달리， UE-특정 고저 빔포밍은 추가적인 표준기술 지원이 요구된다. 예를 들어， 2-차원 포트 구조를 을바르게 지원하기 위해서는, UE-특정 고저 범포밍을 위한 UE의 CSI 측정과 피드백 방법이 요구된다.
[227] UE-특정 고저 빔포밍을 지원하기 위해서는 하향링크 MIM0 개선 방안이 요구된다. 하향링크 MIM0 개선 방안은， 예를 들어， UE의 CSI 피드백 방식의 개선 (예를 들어， 새로운 코드북 설계 , 코드북 선택 /업데이트 /변형을 지원하는 방안， CSI 페이로드 크기 증가의 최소화 등)， UE-특정 고저 빔포밍을 위한 CSI-RS 설정의 변경， UE-특정 고저 범포밍을 위한 추가적인 안테나 포트의 정의， UE-특정 고저 빔포밍을 지원하기 위한 하향링크 제어 동작의 개선 (예를 들어ᅳ 안테나 포트의 개수가 증가하는 경우에 공통 채널 커버리지 및 /또는 RRM(Radio Resource Management) 측정 신뢰도 (reliabi 1 ity)를 확보하기 위한 방안 등) 등의 측면을 포함할 수 있다.
[228] 또한， 개선된 하향링크 MIM0동작을 설계함에 있어서， 기지국 (eNB) 안테나 교정 (calibration) 에러 (위상 및 시간 상의 에러)， 추정 (est imat ion) 에러, 하향링크 오버헤드， 복잡도 (complexity), 피드백 오버헤드, 역방향 호환성 (backward compatibility), 실제 UE 구현， 기존의 피드백 프레임워크의 재사용, 서브대역 대 광대역 피드백 등의 다양한 요소를 고려할 수 있다.
[229] 도 12는 액티브 안테나 어레이 시스템의 일반적인 구조를 설명하기 위한 도면이다. [230] 액티브 안테나 어레이 시스템 (Active Antenna Array System; AAS)의 구조는 논리적으로 3 개의 주요 기능 블록들로 표현될 수 있다. 이들은 송수신기 유닛 어레이 (Transceiver Unit Array; TXRUA) , 무선 분배 네트워크 (Radio Distribution Network; RDN), 및 안테나 어레이 (Antenna Array; AA)라고 칭할 수 있다. TXRU들은 eNodeB와 인터페이스되며， eNB의 기저 대역 (base band) 프로세싱을 위한 수신 입력을 제공하거나， eNB의 기저 대역 프로세싱으로부터 송신 출력을 제공받을 수 있다.
[231] 구체적으로， TXRUA는 복수개의 송신 유닛들과 복수개의 수신 유닛들을 포함할 수 있다. 송신 유닛은 MS 기지국으로부터 기저 대역 입력을 받아서 RF(Radio Frequency) 송신 출력을 제공할 수 있으며, RF 송신 출력은 RDN을 통해서 M에 분배될 수 있다. 수신 유닛은 M로부터 RDN을 통해서 분배된 RF 수신 입력을 기저 대역 프로세싱을 위한 출력으로 제공할 수 있다.
[232] 즉， AAS는 M와 액티브 TXRUA를 조합 (combine)하는 기지국 시스템으로 정의될 수 있다. 또한， AAS는 RDN을 포함할 수 있고， 이는 액티브 TXRUA를 M로부터 물리적으로 분리 (physically separate)시키는 패시브 (passive) 네트워크이며， TXRUA와 AA 간의 매핑을 정의한다. 예를 들어， RDN은 TXRUA로부터의 K개의 송신 출력을， AA로의 L개의 출력으로 변환할 수 있다. 또는， RDN은 M로부터의 L개의 수신 입력을 TXRUA로의 K개의 입력으로 변환할 수 있다.
[233] 또한， 송신기 유닛과 수신기 유닛은 서로 분리될 수 있고， 안테나 요소들에 대한 매핑은 송신기 유닛과 수신기 유닛에서 서로 상이하게 정의될 수 있다.
[234] 이러한 AAS를 포함하는 기지국 시스템은， 전송 다이버시티， 빔포밍， 공간 다중화， 또는 이들의 어떤 조합이라도 지원하는 것으로 가정할 수 있다.
[235] 도 13은 2-차원 안테나 어레이 구조를 설명하기 위한 도면이다.
[236] 도 13(a)는 MXN 안테나 어레이를 나타내며， 각각의 안테나 요소에는 (0， 0) 부터 (M-l, N-1) 까지의 인덱스가 부여될 수 있다. 도 13(a)의 안테나 어레이에서 하나의 열 (column) 또는 하나의 행 (row)은 ULA로 구성된 것으로 볼 수 있다.
[237] 도 13(b)는 MX(N/2) 안테나 어레이를 나타내며， 각각의 안테나 요소는 (0, 0) 부터 (M— 1, N/2-1) 까지의 인텍스가 부여될 수 있다. 도 13(b)의 안테나 어레이에서 하나의 열 또는 하나의 행은 크로스 -극성 어레이의 쌍 (pair)로 구성된 것으로 볼 수 있다.
[238] 도 14는 MS의 기하학적인 설명을 위한 도면이다.
[239] 도 14에서는 URAOJniform Rectangular Array) 안테나 구조에 의해서 형성되는 복수개의 열 (column)을 가지는 어레이 팩터 (array factor)를 설명하기 위한 3ᅳ차원 공간 (즉， X， y, z 축에 의해 정의되는 공간)을 나타낸다. 여기서， yz 평면 상에서 수평 방향으로 (또는 y 축 방향으로) NH개의 안테나 요소가 존재하고， 수직 방향으로 (또는 z 축 방향으로) NY 개의 안테나 요소가 존재하는 것으로 가정한다. 또한， 수평 방향의 안테나 요소들 간의 간격은 dH로 정의되고, 수직 방향의 안테나 요소들 간의 간격은 dv로 정의된다.
[240] 안테나 어레이 요소에 작용하는 신호의 방향은 u로 표현된다. 이러한 신호 방향의 앙각 (elevation angle)은 Θ 로 표현되며， 신호 방향의 방위각 (azimuth angle)은 ρ로 표현된다.
[241] 도 15는 각도 방향의 정의를 설명하기 위한 도면이다.
[242] 도 15(a)에서 나타내는 바와 같이， 앙각 (9 는 90° 와 -90° 사이의 값으로 정의되고， 90° 에 가까울수록 아래쪽 (또는 지표면)으로 향하는 각도를 나타내고， -90° 에 가까울수록 위쪽으로 향하는 각도를 나타내고， 0° 는 안테나 어레이 요소에 직각 (perpendicular) 방향을 나타내는 값이 된다. 또한， 도 15(b)에서 나타내는 바와 같이， 방위각 는 0° 와 180° 사이의 값으로 정의될 수도 있다.
[243] 또는， 기준 값을 무엇으로 하느냐에 따라서는ᅳ 신호 방향의 앙각 > 는 0° 와 180° 사이의 값으로 정의되고， 이 경우에는 0° 에 가까을수록 아래쪽 (또는 지표면)으로 향하는 각도를 나타내고, 180° 에 가까울수록 위쪽으로 향하는 각도를 나타내고, 90° 는 안테나 어레이 요소에 직각 방향을 나타내는 값이 된다. 또한, 방위각 φ는 -180° 와 180° 사이의 값으로 정의될 수도 있다.
[244] RDN은 각각의 포트로부터의 신호에 대해서 복소 가중치 (complex weight)를 부여하고 서브-어레이에 분산하여， 사이드 로브 레벨 (side lobe levels) 및 틸트 각 (tilt angle)을 제어할 수 있다. 복소 가중치 부여는 진폭 (ampl itude) 가중치 부여 및 위상 시프트 (phase shift)를 포함할 수 있다. 안테나 요소 (in, n)에 대한 복소 가중치 wm,n는 아래의 수학식 14와 같이 주어질 수 있다.
[245] 【수학식 14】 W = exp(-y2^-1 φεΜ '^))，( ，") e S p
[246] 상기 수학식 14에서 m=0, 1, ···, NH 또는 m=l, 2， ···, NH 이고, n=0, 1, … Nv 또는 n=l, 2, ···, Nv 이다. Sp 는 안테나 포트 p에 연관된 서브-어레이의 안테나 요소들의 세트이다. W. 는 안테나 요소 (m, n)에 부여되는 진폭 가중치이다. Λ0 는 자유 -공간 상에서의 파장 (wavelength)을 의미한다. rmn 는 요소 위치 백터이며， 아래의 수학식 15 와 같이 정의된다. ~>etili 는 단위 방향 백터이며, 아래의 수학식 16과 같이 정의된다.
[247] 【수학식 15】
Figure imgf000041_0001
[248] 상기 수학식 15에서 알 수 있는 바와 같이, 의 의미는 안테나 요소 (m, n)의 원점으로부터의 거리라고 할 수 있다.
[249] 【수학식 16】 \∞ etilt∞s(p ∞s0e sin(p sin 6^f
[250] 상기 수학식 16에서 는 수직 스티어링 각도 (vertical steering angle) 또는 앙각에 대웅하고, (Pescan는 수평 스티어링 각도 (horizontal steering angle) 또는 방위각에 대웅한다. 즉， 수학식 16은 3차원 공간 상에서의 범 방향을 각도로서 표현하는 것이라고 할 수 있다. 이러한 관점에서, 빔포밍은 각각의 안테나가 경험하는 위상의 차이를 동일하게 보상해 줌으로써， 안테나 어레이로부터 형성되는 빔의 방향을 특정 각도로 조정하는 것이라고 할 수 있다.
[251] 안테나 포트 p에 대한 방사 (radiation) 패턴을 의미하는 안테나 패턴 Ap는 아래의 수학식 17과 같이 주어질 수 있다. 방사 패턴이란, 안테나 포트 p에 의해서 형성되는 빔의 모양이라고 할 수 있다. 예를 들어, 범의 모양은 어떤 위치를 향하여 집중되는 얇은 형태일 수도 있고, 어떤 범위를 향하는 굵은 형태일 수도 있다.
[252] 【수학식 17】 Αρ(θ,φ) = ΑΕ(θ,φ) + 10^ 10
Figure imgf000042_0001
[253] 상기 수학식 17에서 Α^φ,θ) 는 dB 단위를 가지는 복합 어레이 요소 패턴 (composite array element pattern)을 의미하며, 아래의 표 14의 요소 패턴에서 정의되는 바에 따를 수 있다 (표 14의 요소 패턴을 적용함에 있어서 필요한 파라미터들 (예를 들어， 열 당 방사 요소의 개수， 열의 개수， 하나의 열에서의 최대 어레이 이득 등)의 값은， 예를 들어， Technical Report (TR) 37.840 문서를 참조할 수 있다).
[254] 【표 14】
Figure imgf000042_0002
[255] 상기 수학식 17에서 Vw w 은 어레이 배치 (placement)로 인한 위상 시프트 팩터이며, 아래의 수학식 18과 같이 주어진다.
[256] 【수학식 18】 vm,n = exp (y'2^ (φ .7mn j,(m,n)eSp
[257] 상기 수학식 18에서 ^는 아래의 수학식 19와 같이 주어진다.
[258] 【수학식 19】 φ = [ cos Θ cos φ cos ^ sin sin θ τ
[259] 또한, MS의 최대 안테나 이득 (gain)은， 패시브 최대 안테나 이득과 케이블 네트워크의 손실 (losses)을 합한 값으로 정의되어야 한다. [260] 다음으로， 도 16 및 도 17을 참조하여 평면 어레이 안테나 (또는 URA) 구성에 대해서 설명한다.
[261] 도 16은 평면 어레이 안테나 구성을 나타내는 도면이고， 도 17은 각도 방향의 다른 정의를 설명하기 위한 도면이다.
[262] 상기 도 14의 예시에서는 안테나 요소 (m, n)의 2—차원 배치를 고려하였지만, 도 16의 예시는 안테나 요소 (n, m)의 2-차원 배치를 가정하여 설명한다.
[263] 또한, 도 15의 예시에서는 앙각 Θ 는 -90° 와 90° 사이의 값으로 정의되고 (이 경우에 0° 는 안테나 어레이 요소에 직각 방향을 나타내는 값이 된다)， 방위각 φ는 0° 와 180° 사이의 값으로 정의하였지만， 도 17의 예시에서는 기준 값을 달리하여 신호 방향의 각도를 정의할 수 있다.
[264] 예를 들어， 도 17(a)에서 나타내는 바와 같이, 앙각 Θ 는 -90° 와 90° 사이의 값으로 정의되고， -90° 에 가까울수록 아래쪽 (또는 지표면)으로 향하는 각도를 나타내고, 90° 에 가까울수록 위쪽으로 향하는 각도를 나타내고, (Γ는 안테나 어레이 요소에 직각 방향을 나타내는 값이 된다. 또한， 도 17(b)에서 나타내는 바와 같이 , 방위각 ρ는 -90° 와 90° 사이의 값으로 정의될 수도 있다.
[265] 도 18은 2-차원 안테나 구성에 따른 범포밍의 예시들을 나타내는 도면이다.
[266] 도 18(a)에서는 3-차원 범포밍에 의한 수직 섹터화 (sectorization)를 나타내고, 도 18(b)에서는 3-차원 범포밍에 의한 수직 범포밍을 나타낸다. 구체적으로, 도 18(a)에서 나타내는 바와 같이， 앙각으로 범포밍이 가능한 경우에는 수직 도메인의 색터화 (sectorization)가 가능하게 되고， 각각의 수직 섹터 내에서 방위각에 따라서 수평 빔포밍이 수행될 수 있다. 나아가， 도 18(b)에서 나타내는 바와 같이, 앙각 빔포밍을 사용하는 경우 기지국의 안테나보다 높은 곳에 위치한 사용자들에게도 고품질의 신호를 전송할 수 있다.
[267] 도 19는 수직 빔포밍의 예시들을 설명하기 위한 도면이다.
[268] 도심지역의 경우 높이가 다양한 빌딩들이 분포한다. 일반적으로 기지국 안테나는 건물 옥상에 위치하는데， 안테나가 위치한 건물의 높이가 주변 건물보다 낮을 수도 있고, 높을 수도 있다.
[269] 도 19(a)는 기지국 안테나의 높이보다 높은 주변 건물들을 고려한 빔포밍의 예시이다. 이러한 경우, 기지국 안테나와 기지국 주변의 높은 건물 사이에는 장애물들이 없기 때문에, L0S(Line of Sight) 성분이 강한 공간 채널이 생성될 수 있다. 또한， 높은 건물을 지향하는 빔포밍의 경우 건물의 높낮이에 의한 적웅적 빔포밍이， 건물 내에서 수평방향의 적웅적 범포밍보다 증요한 요소가 될 수 있다.
[270] 도 19(b)는 기지국의 안테나의 높이보다 낮은 주변 건물들을 고려한 범포밍의 예시이다. 아러한 경우, 기지국 안테나로부터 전송된 신호가 건물 옥상에 의해 굴절되거나， 다른 건물 또는 지표면 등에 의해서 반사되어 NLOS non- line of sight) 성분이 다수 포함된 공간 채널이 생성될 수 있다. 따라서， 기지국에서 아래쪽 (또는 지표면)을 향하는 수직 범포밍을 이용하여 사용자에게 신호를 전송할 때， 특정 공간 (특히 건물에 의해 가려진 위치)에서는 앙각 및 방위각에 의해 표현될 수 있는 다양한 경로를 갖는 공간채널이 생성될 수 있다.
[271] 2-차원 안테나 구조를 지원하기 위한 프리코딩 코드북 설계 방안
[272] 본 발명에서는 2-차원 안테나 구조에 의해서 가능해지는 UE-특정 고저 빔포밍， 수직 섹터화 등의 기법을 올바르고 효율적으로 지원하기 위한 프리코딩 코드북 설계 방안에 대해서 제안한다.
[273] 기존의 시스템에서는 수직으로는 빔의 방향이 고정되고 (즉， 빔의 수직 방향을 선택 /조정할 수 없고)， 수평 방향으로만 빔포밍이 수행될 수 있었다. 기지국은 가장 적절한 수평 범포밍을 결정하기 위해서 UE로부터의 PMI 등을 포함하는 CSI를 보고 받기 위해서， UE에게 CSI-RS 설정 (CSI-RS conf igurat ion)을 지시하고 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS를 전송할 수 있다. CSI-RS 설정을 지시한다는 것은， 상기 표 2의 CSI-RS-Config IE에 포함되는 정보 (예를 들어， CSI-RS 포트, CSI-RS 전송 타이밍, CSI-RS 전송 RE 위치 등) 중에서 하나 이상을 제공한다는 의미이다.
[274] 3-차원 빔포밍을 위해서는 기존에 마련되어 있는 수평 빔포밍에 추가적으로 수직 빔포밍 (또는， 수직 빔의 선택)이 필요하며 , 이를 위한 구체적인 방안은 아직까지 정의되어 있지 않다.
[275] 본 발명의 기본적인 원리를 설명하기 위해서， 2—차원 URA (또는 UPA)를 제 1 도메인 (예를 들어， 수평 도메인)의 ULA와 제 2 도메인 (예를 들어， 수직 도메인)의 ULA가 조합된 형태로 가정할 수 있다. 예를 들어， 수직 도메인에서의 앙각을 결정한 후에 수평 도메인에서의 방위각을 결정하는 방식으로, 또는 수평 도메인에서의 방위각을 결정한 후에 수직 도메인에서의 앙각을 결정하는 방식으로
3-차원 범이 형성될 수 있다. 이와 같이 2-차원 안테나 구조에서 제 1 및 제 2 도메인의 어느 하나에 대한 ULA를 선택하는 것을 영역 선택 (regional selection) 또는 도메인 선택이라고 칭할 수 있다. 이와 같이, 2-차원 안테나 구조에서는 수평 범포밍 (또는 방위각 방향 범포밍 )과 함께 수직 빔포밍 (또는 앙각 방향 빔포밍)이 수행될 수 있다.
[276] 기존의 시스템에서는 수평 방향의 빔포밍을 위해서 설계된 프리코딩 코드북은， 방위각의 전방위를 등간격으로 나누거나， 임의의 범 방향이 형성되도록 설계할 수 있다. 예를 들어， DFKDiscrete Fourier Transform) 기반으로 설계된 코드북은 ei27mk'N 의 형태로 위상이 결정되는데， 여기서 2π/Ν 은 위상이 등간격으로 나누어진다는 의미로서 이해될 수 있다. 또는 임의의 빔 방향은 임의의 위상 값을 가지는 형태로 코드북이 결정된다는 것으로 이해될 수 있다. 이와 같이, 미리 결정되어 있는 코드북에 포함된 요소 (들) 중의 하나는 특정 프리코딩 행렬 또는 특정 빔 방향에 대응되고， UE는 코드북 중에서 특정 요소를 지시하는 정보 (예를 들어, ΡΜΙ)를 기지국에게 피드백함으로써， UE가 선호하는 빔 방향을 기지국에게 보고할 수 있다.
[277] 2-차원 안테나 전송을 효율적으로 지원하기 위해서는， 수직 범포밍에 대한 ΡΜΙ도 UE가 기지국에게 보고할 수 있어야 하며, 이를 위하여 수직 빔포밍에 이용될 수 있는 코드북을 설계하는 것이 필요하다. 수직 빔포밍을 위한 코드북 설계에 있어서， 기존의 코드북 설계와 같이 방위각을 등간격으로 나누는 방식을 그대로 적용하는 것은 효율적이지 않다. 왜냐하면, 도 18 또는 도 19 등에서 예시하는 바와 같이 수직 방향으로의 범포밍은 안테나보다 낮은 위치의 방향으로의 범이 형성될 경우가 많기 때문에， 코드북의 설계에 있어서도 가장 많이 사용될 수 있는 범 방향에 대웅하는 요소들이 코드워드에 많이 포함되도록 하는 것이 효율적이다. 만약 수직 빔포밍에 이용되는 코드북 설계에 있어서도 앙각을 등간격으로 나누는 방식이 적용된다면， 코드북에 의해 표현될 수 있는 빔 방향의 개수는 제한적인데 비하여, 사용될 가능성이 낮은 빔포밍 가중치가 코드북 요소에 포함될 수 있으므로， 그러한 코드북 내에서 적절한 빔포밍 가중치를 계산할 때에 불필요한 계산이 증가되거나， UE가 선호하는 실제 빔 방향을 표현하지 못하는 부적절한 코드북 요소가 선택 /결정될 수도 있다. 따라서， 본 발명에서는 이러한 문제점을 해결할 수 있는 코드북 설계 방안에 대해서 제안한다. [278] 또한, 본 발명에서 제안하는 다양한 실시예들에서 각도 방향의 정의는 도 15에서 설명한 각도 방향의 정의를 따르는 것으로 이해되어야 '한다. 다만, 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니고， 다른 각도 방향의 정의에 대해서도 본 발명에서 제안하는 원리가 각도의 수치를 대체함으로써 동일하게 적용될 수 있음은 자명하다.
[279] 실시형태 1
[280] 본 실시형태 1은 프리코딩을 위한 피드백 코드북 구성에 있어서， 수직 범포밍과 수평 범포밍의 관계를 고려하여 정밀하고 효율적인 3-차원 빔포밍을 지원하는 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터)를 구성하는 방안에 대한 것이다. 또한， 본 실시형태 1에 따르면 앙각 방향에서는 특정 각도 범위의 빔이 형성되도록 코드북을 구성하는 방안에 대해서도 제안하며， 예를 들어, 도착방향 (Direct ion of Arrival; DoA) 기반으로 수직 범포밍 가중치를 표현하는 경우, DFT 기반으로 수직 빔포밍 가중치를 표현하는 경우 등에 이러한 원리가 적용될 수 있다， 나아가 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터에도 이러한 원리가 적용될 수도 있다.
[281] 실시예 1
[282] 앙각 0° 가 안테나 어레이에 대한 직각 방향을 나타내는 값이라고 하면, 수직 범포밍을 위한 코드북은， 앙각 -90° 내지 90° 범위의 범을 형성할 수 있는 가중치 백터를 포함할 수 있다.
[283] 실시예 1-1
[284] 2—차원 안테나 어레이에 대한 수직 범포밍을 위한 가중치 백터는, DoA 기반으로 아래의 수학식 20과 같이 표현될 수 있다.
[285] 【수학식 20】
Wv = ei-27tm-dvsin(e) / M
[286] 상기 수학식 20에서 Wv는 수직 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. M은 수직 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， m은 수직 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인텍스)를 나타내며 (예를 들어， m=0, 1, ·.·, M-1), dv는 수직 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을， Θ는 앙각을 나타낸다.
[287] 앙각이 -90° 내지 90° 범위의 값을 가진다고 하면， 가중치 백터의 변수 Θ의 범위는 -90° < Θ < 90° 이 되고， 이에 따라， sin(e)는 -l≤sin(9)<l 범위의 값을 가지게 된다.
[288] 실시예 1-2
[289] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DoA 기반으로 다음의 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
[290] 【수학식 21】
Wh = ej-2n-n-dh'Cos(9)-sin (φ)/λ卜
[291] 상기 수학식 21에서， Wh는 수평 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타내며 (예를 들어， n=0, 1， ···, N-1), dh는 수평 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을， Θ는 앙각을， ψ는 방위각을 나타낸다.
[292] 앙각이 -90° 내지 90° 범위의 값을 가진다고 하면, 가중치 백터의 변수 Θ의 범위는 ᅳ 90° < Θ < 90° 이 되고, 이에 따라， cos(e)는 0<cos(e)<l 범위의 값을 가지게 된다.
[293] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면， 가중치 백터의 변수 ψ의 범위는 -180° < ψ < 180° (또는 - 90° < ψ < 90° )이 되고， 이에 따라, sin(w)는 -1≤ sin(ij ≤l 범위의 값을 가지게 된다.
[294] 실시예 1-3
[295] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수직 범포밍을 위한 가증치 백터는, DFT 기반으로 아래의 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
[296] 【수학식 22】
Wv = e j-2K-m-k/K/ M
[297] 상기 수학식 22에서 Wv는 수직 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. M은 수직 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， m은 수직 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다 (예를 들어， m=0ᅳ 1， ···, M-1). K는 수직 도메인의 빔의 개수를 나타내고, k는 수직 도메인에서의 빔 번호 (또는 빔 인텍스)를 나타낸다. 앙각이 -90° 내지 90° 범위의 값을 가진다고 하면, k는 0 내지 K사이의 값 (예를 들어， k=0, 1, ···, K-1)을 가질 수 있다.
[298] 상기 DoA 기반의 실시예 1-1의 수학식 20에서 dv = λ/2 라고 하면, Wv = exp(jx π XmXsin(e))/sqrt(M)으로 표현할 수 있다. 여기서， -90° < Θ < 90° 이면 -l≤sin(9)≤l 이다. 한편, DFT 기반의 본 실시예 1—3의 상기 수학식 22에서 빔 인덱스 k에 따라서 2k/K가 0 내지 2 범위의 값을 가지게 되는 것을 고려하면， DoA 기반 방식에서의 앙각 Θ의 범위와， DFT 기반 방식에서의 빔 인덱스 k와의 관계를 설정할 수 있다.
[299] DFT 기반 방식에서 k = 0， 1, ···, K/2 인 경우에， 2k/K 는 0 내지 1 의 값을 가진다. 여기서， 2k/K 값의 범위는， 앙각 Θ가 0° ≤ Θ ≤ 90° 의 범위를 가지는 경우의 sin(e) 값의 범위 (즉， 0≤sin(e)≤l)와 동일하다.
[300] 나아가， k = K/2, K/2+1, ···, Κ 인 경우에, 2k/K 는 1 내지 2 의 값을 가진다. 여기서 , = π X2k/ 라고 가정하면， A 값의 범위는 π 내지 2π가 된다. 또한, exp(jA)의 관점에서는， A 값의 범위가 π 내지 2π인 경우의 exp(jA) 값은, A 값의 범위가 -π 내지 0인 경우의 exp(jA) 값과 동일하다. 이는， 2k/K 의 값이 -1 내지 0의 값을 가지는 것과 동일하게 볼 수 있다. 여기서， 2k/K 값의 범위는, 앙각 Θ가 -90° ≤ Θ ≤ 0° 의 범위를 가지는 경우의 sin(Q) 값의 범위 (즉, - l<sin(e)<0)와 동일하다.
[301] 요컨대， DoA 기반 방식에서 앙각 Θ가 0° ≤ Θ ≤ 90° 로 설정되는 것은, DFT 기반 방식에서 빔 인덱스 k가 0 내지 K/2 범위의 값으로 설정되는 것에 대응할 수 있다.
[302] 또한， DoA 기반 방식에서 앙각 Θ가 -90° < Θ < 0° 로 설정되는 것은， DFT 기반 방식에서 범 인덱스 k가 K/2 내지 K 범위의 값으로 설정되는 것에 대응할 수 있다.
[303] 실시예 1-4
[304] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DFT 기반으로 아래의 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.
[305] 【수학식 23】
Wh = e j-2lt-"-ch H/ N
[306] 상기 수학식 23에서 Wh는 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다.
N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다. H는 수평 도메인의 빔의 개수를 나타내고, h는 수평 도메인에서의 빔 번호 (또는 범 인덱스)를 나타낸다. c는 수직 범포밍을 위한 빔 인덱스에 따라서 결정되는 값이다.
[307] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면, n은 0 내지 N사이의 값 (예를 들어, n=0, 1， ···, N-1)을 가질 수 있다.
[308] 수직 빔 인덱스 k가 0 내지 K 사이의 값을 가지는 경우에， c는 0 내지 1 사이의 값을 가지도록 설정될 수 있다.
[309] 구체적으로， 상기 실시예 1-3에서와 같이， 앙각이 Θ가 -90° < Θ < 90° 범위의 값을 가지는 경우， 수직 범포밍을 위한 가중치 백터의 변수 k는 0 내지 K 사이의 값을 가질 수 있다. 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터에는, 수직 빔포밍에서 선택된 빔 인덱스에 따라서 결정되는 값 (즉， c)가 존재하며, 그 값은 아래의 수학식 24와 같이 정의될 수 있다.
[310] 【수학식 24】
c = 1- (2k/K - I)2
[311] 상기 수학식 24에서 나타내는 바와 같이， 본 발명에서의 c 값은 sin2(e) + cos2(9) = 1 을 맞추기 위한 계수 또는 변수로서의 의미를 가질 수 있으며， 이러한 관점에서, sin(e)는 k에 대응하고, cos(S)는 c에 대웅한다.
[312] 이에 따라, 수직 도메인에서 선택된 각도 Θ에 따라서, 수평 도메인에서 적절한 각도 Ψ가 선택될 수 있다. 수직 도메인에서 선택된 앙각에 별도로 (또는 무관하게， 또는 독립적으로) 수평 도메인만을 고려하여 방위각을 선택하는 경우， 실제로 앙각 방향의 빔포밍이 적용되는 경우에는 원래 선택된 방위각 방향이 최적의 성능을 보장할 수 없는 경우가 대부분일 것이다. 이에 따라， 좀더 정확한 빔포밍을 가능하게 하기 위해서는， 수직 도메인에서 선택된 각도 Θ에 따라서 (또는 Θ를 고려하여, 또는 Θ에 종속적으로) 수평 도메인에서 적절한 각도 ψ를 선택하는 것이 바람직하다.
[313] 따라서， 본 발명에 따르면 c 값을 사용하는 가중치 백터 (들)을 포함하는 프리코딩 코드북을 설계함으로써， UE 입장에서는 보다 정확하고 효율적인 프리코딩 정보를 포함하는 CSI 피드백이 가능해지고， eNB 입장에서는 보다 정확하고 효율적인 프리코딩 (또는 빔포밍 )이 가능해진다.
[314] 실시예 1-5
[315] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 범포밍을 위한 가중치 백터는， DoA 기반으로 아래의 수학식 25와 같이 표현될 수 있다.
[316] 【수학식 25】
Wh =
Figure imgf000049_0001
[317] 상기 수학식 25에서, Wh는 수평 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고, n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인텍스)를 나타내며 (예를 들어， n=0, 1, ···, N-1), dh는 수평 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을, ψ는 방위각을 나타낸다.
[318] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면， 가중치 백터의 변수 ψ의 범위는 -180° < ψ < 180° (또는 - 90° < ψ < 90° )이 되고， 이에 따라， sin(¾ 는 -1< sin <l 범위의 값을 가지게 된다. ·
[319] 본 실시예 1-5는 상기 실시예 1—2에서 θ=0° 로 가정한 경우에 해당한다. 이러한 관점에서， 앙각을 고려하지 않고 (또는 앙각이 0° 인 것으로 가정하고) 방위각을 선택하는 방식이라고 할 수 있으며 , 이에 따라 실제 범 방향의 정확도가 다소 떨어지더라도， UE의 계산의 복잡도를 줄이는 측면에서 효과적인 방식이라고 할 수 있다.
[320] 실시예 1-6
[321] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DFT 기반으로 아래의 수학식 26과 같이 표현될 수 있다.
[322] 【수학식 26】
Wh = e j.2^'h/H/V
[323] 상기 수학식 26에서 Wh는 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다. H는 수평 도메인의 범의 개수를 나타내고， h는 수평 도메인에서의 빔 번호 (또는 빔 인덱스)를 나타낸다.
[324] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면， n은 0 내지 N 사이의 값 (예를 들어, n=0, 1， ···, N-1)을 가질 수 있다.
[325] 본 실시예 1ᅳ6은 상기 실시예 1ᅳ 4에서 c 값이 1이라고 가정한 것과 동일한 의미이다. 이러한 관점에서, 본 실시예는 앙각을 고려하지 않고 (또는 앙각이 0° 인 것으로 가정하고) 방위각을 선택하는 방식이라고 할 수 있으며， 이에 따라 실제 빔 방향의 정확도가 다소 떨어지더라도， UE의 계산의 복잡도를 줄이는 측면에서 효과적인 방식이라고 할 수 있다.
[326] ^시예 2 [327] 앙각 0° 가 안테나 어레이에 대한 직각 방향을 나타내는 값이라고 하면, 수직 빔포밍을 위한 코드북은， 앙각 0° 내지 90° 범위의 범을 형성할 수 있는 가중치 백터를 포함할 수 있다.
[328] 실시예 2-1
[329] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수직 범포밍을 위한 가중치 백터는, DoA 기반으로 아래의 수학식 27과 같이 표현될 수 있다.
[330] 【수학식 27】
Wv = e''27r'm'dv'sin^/x / M
[331] 상기 수학식 27에서 Wv는 수직. 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. M은 수직 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고, m은 수직 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타내며 (예를 들어, m=0, 1, ···, M-1), dv는 수직 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을， Θ는 앙각을 나타낸다.
[332] 앙각이 0° 내지 90° 범위의 값을 가진다고 하면， 가중치 백터의 변수 Θ의 범위는 0° ≤ Θ ≤ 90° 이 되고， 이에 따라， sin(e)는 0≤sin(e)≤l 범위의 값을 가지게 된다.
[333] 실시예 2-2
[334] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DoA 기반으로 다음의 수학식 28과 같이 표현될 수 있다.
[335] 【수학식 28】
WH = ei'27Tn'dh'C0S^)'sin ^Φ)/Λ / N
[336] 상기 수학식 28에서， Wh는 수평 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다.
N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고, n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타내며 (예를 들어， n=0, 1, ···, N-1), dh는 수평 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을, Θ는 앙각을, Ψ는 방위각을 나타낸다.
[337] 앙각이 0° 내지 90° 범위의 값을 가진다고 하면， 가중치 백터의 변수 Θ의 범위는 0° < Θ < 90° 이 되고, 이에 따라, cos(e)는 0<cos(e)<l 범위의 값을 가지게 된다. ·
[338] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면， 가중치 백터의 변수 ψ의 범위는 -180° < Ψ < 180° (또는 - 90° < ψ < 90° )이 되고， 이에 따라 sin( )는 -1≤ sin(ij;)≤l 범위의 값을 가지게 된다.
[339] 실시예 2-3
[340] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DFT 기반으로 아래의 수학식 29와 같이 표현될 수 있다.
[341] 【수학식 29】
Wv = ej'2lT-m-k/K/ M
[342] 상기 수학식 29에서 Wv는 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. M은 수직 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， m은 수직 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인텍스)를 나타낸다 (예를 들어， m=0, 1, …， M-1). K는 수직 도메인의 빔의 개수를 나타내고, k는 수직 도메인에서의 빔 번호 (또는 빔 인덱스)를 나타낸다. 앙각이 0° 내지 90° 범위의 값을 가진다고 하면， k는 0 내지 /2 사이의 값 (예를 들어， k=0, 1， ···, K/2-1)을 가질 수 있다.
[343] 상기 DoA 기반의 실시예 2-1의 수학식 27에서 dv = λ/2 라고 하면, Wv = exp(j X π XmXsin(e))/sqrt(M)으로 표현할 수 있다. 여기서， 0° < Θ < 90° 이면 0≤sin(6)≤l 이다. 한편, DFT 기반의 본 실시예 2-3의 상기 수학식 29에서 빔 인텍스 k에 따라서 2k/K가 0 내지 2 범위의 값을 가지게 되는 것을 고려하면, DoA 기반 방식에서의 앙각 Θ의 범위와, DFT 기반 방식에서의 빔 인덱스 k와의 관계를 설정할 수 있다.
[344] DFT 기반 방식에서 k = 0， 1, ···, K/2 인 경우에， 2k/K 는 0 내지 1 의 값을 가진다. 여기서， 2k/K 값의 범위는, 앙각 Θ가 0° ≤ Θ ≤ 90° 의 범위를 가지는 경우의 3ίη(θ) 값의 범위 (즉， 0≤sin(e)≤l)와 동일하다.
[345] 이에 따라, DoA 기반 방식에서 앙각 Θ가 0° < Θ ≤ 90° 로 설정되는 것은， DFT 기반 방식에서 빔 인덱스 k가 0 내지 K/2 범위의 값으로 설정되는 것에 대응할 수 있다.
[346] 실시예 2-4
[347] 2—차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DFT 기반으로 아래의 수학식 30과 같이 표현될 수 있다.
[348] 【수학식 30】
Wh = ei'2lt'nch/H/VN
[349] 상기 수학식 30에서 Wh는 수평 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다. H는 수평 도메인의 빔의 개수를 나타내고， h는 수평 도메인에서의 범 번호 (또는 빔 인덱스)를 나타낸다. c는 수직 빔포밍을 위한 빔 인덱스에 따라서 결정되는 값이다.
[350] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면， n은 0 내지 N 사이의 값 (예를 들어, n=0, 1， …， N-1)을 가질 수 있다.
[351] 수직 빔 인덱스 k가 0 내지 K/2 사이의 값을 가지는 경우에， c는 0 내지 1 사이의 값을 가지도록 설정될 수 있다.
[352] 구체적으로 상기 실시예 2-3에서와 같이， 앙각이 Θ가 0° ≤ Θ < 90° 범위의 값을 가지는 경우， 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터의 변수 k는 0 내지 K/2 사이의 값을 가질 수 있다. 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터에는, 수직 빔포밍에서 선택된 범 인덱스에 따라서 결정되는 값 (즉, c)가 존재하며， 그 값은 아래의 수학식 31과 같이 정의될 수 있다.
[353] 【수학식 31】
Figure imgf000053_0001
[354] 상기 수학식 31에서 나타내는 바와 같이， c 값은 수직 도메인에서 선택된 각도 Θ에 따라서 (또는 Θ를 고려하여 , 또는 Θ에 종속적으로), 수평 도메인에서 적절한 각도 Ψ가 선택되도록 하는 계수 또는 변수로서 의미를 가진다.
[355] 한편, 본 실시형태에서와 같이 앙각이 제한되는 경우 (예를 들어, 0° < Θ < 90° )라면， c 값을 단순히 1로 설정 (또는ᅳ 앙각 θ=0° 으로 가정)함으로써
UE의 계산의 복잡성을 줄일 수도 있다. 이하에서는 이러한 예시들에 대해서 설명한다.
[356] 실시예 2-5
[357] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DoA 기반으로 아래의 수학식 32와 같이 표현될 수 있다.
[358] 【수학식 32】
WH = ej'2Tt'n.d h.sin((p) ^
[359] 상기 수학식 32에서， Wh는 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다, N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고, n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타내며 (예를 들어, n=0, 1, …， N-1), dh는 수평 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을, ψ는 방위각을 나타낸다, [360] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면, 가중치 백터의 변수 ψ의 범위는 -180° < Ψ < 180° (또는 - 90° < ψ < 90° )이 되고， 이에 따라， sin( )는 -1< sin(V)<l 범위의 값을 가지게 된다.
[361] 본 실시예 2-5는 상기 실시예 2-2에서 θ=0° 로 가정한 경우에 해당한다. 이러한 관점에서, 앙각을 고려하지 않고 (또는 앙각이 0° 인 것으로 가정하고) 방위각을 선택하는 방식이라고 할 수 있으며， 이에 따라 실제 빔 방향의 정확도가 다소 떨어지더라도， UE의 계산의 복잡도를 줄이는 측면에서 효과적인 방식이라고 할 수 있다.
[362] 실시예 2-6
[363] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는, DFT 기반으로 아래의 수학식 33과 같이 표현될 수 있다.
[364] 【수학식 33】
Wh = e )'2Tt'n-h H/ N
[365] 상기 수학식 33에서 Wh는 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다. H는 수평 도메인의 빔의 개수를 나타내고， h는 수평 도메인에서의 빔 번호 (또는 범 인덱스)를 나타낸다.
[366] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면， n은 0 내지 N 사이의 값 (예를 들어， n=0, 1, …， N—1)을 가질 수 있다.
[367] 본 실시예 2-6은 상기 실시예 2-4에서 c 값이 1이라고 가정한 것과 동일한 의미이다. 이러한 관점에서， 본 실시예는 앙각을 고려하지 않고 (또는 앙각이 0° 인 것으로 가정하고) 방위각을 선택하는 방식이라고 할 수 있으며, 이에 따라 실제 범 방향의 정확도가 다소 떨어지더라도， UE의 계산의 복잡도를 줄이는 측면에서 효과적인 방식이라고 할 수 있다 .
[368] 실시예 3
[369] 앙각 0° 가 안테나 어레이에 대한 직각 방향을 나타내는 값이라고 하면， 수직 빔포밍을 위한 코드북은, 앙각 -90° 내지 0° 범위의 범을 형성할 수 있는 가중치 백터를 포함할 수 있다.
[370] 실시예 3-1 [371] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터는, DoA 기반으로 아래의 수학식 34와 같이 표현될 수 있다.
[372] 【수학식 34】
Wv = ej-2 -mdvsin(e)/X卜
[373] 상기 수학식 34에서 Wv는 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. M은 수직 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， m은 수직 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타내며 (예를 들어， m=0, 1， ···, M-1), dv는 수직 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을, Θ는 앙각을 나타낸다.
[374] 앙각이 -90° 내지 0° 범위의 값을 가진다고 하면， 가중치 백터의 변수 Θ의 범위는 -90° < Θ < 0° 이 되고, 이에 따라， sin(S)는 -l<sin(e)<0 범위힉 값을 가지게 된다.
[375] 실시예 3-2
[376] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 범포밍을 위한 가중치 백터는， DoA 기반으로 다음의 수학식 35와 같이 표현될 수 있다.
[377] 【수학식 35】
Wh = ej-2 n-dh-cos(6)-sin (φ)/λ卜!^
[378] 상기 수학식 35에서， Wh는 수평 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인텍스)를 나타내며 (예를 들어， n=0, 1， .··, N-l), dh는 수평 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을， Θ는 앙각을, ψ는 방위각을 나타낸다.
[379] 앙각이 -90° 내지 0° 범위의 값을 가진다고 하면， 가증치 백터의 변수 Θ의 범위는 -90° ≤ Θ ≤ 0° 이 되고， 이에 따라, cos(e)는 0≤cos(6)≤l 범위의 값을 가지게 된다.
[380] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면, 가중치 백터의 변수 ψ의 범위는 -180° < Ψ < 180° (또는 - 90° < ψ < 90° )이 되고， 이에 따라， ^η(ψ)는 ᅳ1< sin( } <l 범위의 값을 가지게 된다.
[381] 실시예 3-3
[382] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DFT 기반으로 아래의 수학식 36과 같이 표현될 수 있다. [383] 【수학식 36】
Wv = ei-2Tt"m"k/K/VM
[384] 상기 수학식 36에서 Wv는 수직 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다. M은 수직 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고, m은 수직 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다 (예를 돌어， m=0, 1, ···, M-1). K는 수직 도메인의 빔의 개수를 나타내고， k는 수직 도메인에서의 빔 번호 (또는 빔 인덱스)를 나타낸다. 앙각이 0° 내지 90° 범위의 값을 가진다고 하면, k는 K/2 내지 K사이의 값 (예를 들어， k=K/2, K/2+1, ···, K-1)을 가질 수 있다.
[385] 상기 DoA 기반의 실시예 3-1의 수학식 34에서 dv = λ/2 라고 하면, Wv = exp(jx π XmXsin(e))/sqrt(M)으로 표현할 수 있다. 여기서 , —90° < Θ < 0° 이면 -l≤sin(e)≤0 이다. 한편， DFT 기반의 본 실시예 3-3의 상기 수학식 36에서 빔 인덱스 k에 따라서 2k/K가 1 내지 2 범위의 값을 가지게 되는 것을 고려하면, DoA 기반 방식에서의 앙각 Θ의 범위와, DFT 기반 방식에서의 범 인덱스 k와의 관계를 설정할 수 있다.
[386] DFT 기반 방식에서 k = K/2, K/2+1, …， K 인 경우에 2k/K 는 1 내지 2 의 값을 가진다. 여기서， A = π X2k/K 라고 가정하면 A 값의 범위는 π 내지 2π가 된다. 또한， exp(jA)의 관점에서는， A 값의 범위가 π 내지 2π인 경우의 exp(jA) 값은， A 값의 범위가 -π 내지 0인 경우의 exp(jA) 값과 동일하다. 이는, 2k/K 의 값이 -1 내지 0의 값을 가지는 것과 동일하게 볼 수 있다. 여기서， 2k/K 값의 범위는， 앙각 Θ가 -90° ≤ Θ ≤ (T 의 범위를 가지는 경우의 sin(e) 값의 범위 (즉， -l<sin(e)<0)와 동일하다.
[387] 요컨대， DoA 기반 방식에서 앙각 Θ가 -90° ≤ Θ ≤ 0° 로 설정되는 것은, DFT 기반 방식에서 빔 인덱스 k가 K/2 내지 K 범위의 값으로 설정되는 것에 대웅할 수 있다.
[388] 실시예 3-4
[389] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는, DFT 기반으로 아래의 수학식 37과 같이 표현될 수 있다.
[390] 【수학식 37】
Wh = e''2lt'nc-h/H/ N
[391]. 상기 수학식 37에서 Wh는 수평 범포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다.
N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 타내고, n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다. H는 수평 도메인의 범의 개수를 나타내고， h는 수평 도메인에서의 범 번호 (또는 빔 인텍스)를 나타낸다. c는 수직 범포밍을 위한 범 인덱스에 따라서 결정되는 값이다.
[392] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면 n은 0 내지 N 사이의 값 (예를 들어， n=0, 1， ···, N-1)을 가질 수 있다.
[393] 수직 빔 인덱스 k가 K/2 내지 K사이의 값을 가지는 경우에， c는 1 내지 0 사이의 값을 가지도톡 설정될 수 있다.
[394] 구체적으로， 상기 실시예 3-3에서와 같이, 앙각이 Θ가 -90° < Θ < 0° 범위의 값을 가지는 경우， 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터의 변수 k는 K/2 내지 κ 사이의 값을 가질 수 있다. 수평 범포밍을 위한 가중치 백터에는, 수직 빔포밍에서 선택된 범 인덱스에 따라서 결정되는 값 (즉， c)가 존재하며, 그 값은 아래의 수학식 38과 같이 정의될 수 있다.
[395] 【수학식 38】
c = VIᅳ (2k/K - I)2
[396] 상기 수학식 38에서 나타내는 바와 같이, c 값은 수직 도메인에서 선택된 각도 Θ에 따라서 (또는 Θ를 고려하여， 또는 Θ에 종속적으로)， 수평 도메인에서 적절한 각도 ψ가 선택되도록 하는 계수 또는 변수로서 의미를 가진다.
[397] 한편, 본 실시형태에서와 같이 앙각이 제한되는 경우 (예를 들어， -90° < Θ ≤ 0° )라면， c 값을 단순히 1로 설정 (또는， 앙각 θ=0° 으로 가정)함으로써
UE의 계산의 복잡성을 줄일 수도 있다. 이하에서는 이러한 예시들에 대해서 설명한다.
[398] 실시예 3-5
[399] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터는， DoA 기반으로 아래의 수학식 39와 같이 표현될 수 있다.
[400] 【수학식 39】
Wh = ej n-dh'sin((p)/; ^
[401] 상기 수학식 39에서， Wh는 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터를 의미한다,
N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타내며 (예를 들어， n=0, 1, ···, N-1), dh는 수평 도메인에서의 안테나간 거리를 나타낸다. λ는 파장을, ψ는 방위각을 나타낸다. [402] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면 가중치 백터의 변수 Ψ의 범위는 -180° < ψ < 180° (또는 - 90° < ψ < 90° )이 되고， 이에 따라， sin( )는 -1< δΐη(ψ)<1 범위의 값을 가지게 된다.
[403] 본 실시예 3-5는 상기 실시예 3-2에서 θ=0° 로 가정한 경우에 해당한다. 이러한 관점에서， 앙각을 고려하지 않고 (또는 앙각이 0° 인 것으로 가정하고) 방위각을 선택하는 방식이라고 할 수 있으며， 이에 따라 실제 빔 방향의 정확도가 다소 떨어지더라도， UE의 계산의 복잡도를 줄이는 측면에서 효과적인 방식이라고 할 수 있다.
[404] 실시예 3-6
[405] 2-차원 안테나 어레이에 대한 수평 범포밍을 위한 가중치 백터는, DFT 기반으로 아래의 수학식 40과 같이 표현될 수 있다.
[406] 【수학식 40】
Wh = e»-2nn"h/H/ N
[407] 상기 수학식 40에서 Wh는 수평 빔포밍을 위한 가증치 백터를 의미한다. N은 수평 도메인에서의 안테나의 개수를 나타내고， n은 수평 도메인에서의 안테나 번호 (또는 안테나 인덱스)를 나타낸다. H는 수평 도메인의 범의 개수를 나타내고， h는 수평 도메인에서의 빔 번호 (또는 빔 인덱스)를 나타낸다.
[408] 방위각이 -180° 내지 180° 범위의 값 (또는 -90° 내지 90° 범위의 값)을 가진다고 하면, n은 0 내지 N 사이의 값 (예를 들어， n=0, 1， ··., N-1)을 가질 수 있다.
[409] 본 실시예 3-6은 상기 실시예 3-4에서 c 값이 1이라고 가정한 것과 동일한 의미이다ᅳ 이러한 관점에서, 본 실시예는 앙각을 고려하지 않고 (또는 앙각이 0° 인 것으로 가정하고) 방위각을 선택하는 방식이라고 할 수 있으며， 이에 따라 실제 범 방향의 정확도가 다소 떨어지더라도, UE의 계산의 복잡도를 줄이는 측면에서 효과적인 방식이라고 할 수 있다.
[410] 위와 같은 본 발명에서 제안하는 프리코딩 코드북 구성 방안에 있어서, 아래의 사항들을 추가적으로 고려할 수 있다.
[411] 프리코딩 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터)를 구성함에 있어서， 앙각의 값 (또는 앙각의 범위)에 따라서 수직 빔포밍의 해상도 (resolution)를 상이하게 설정할 수 있다. 실제로 물리적인 안테나 어레이가 배치되는 공간이 높은 건물의 옥상인 점을 고려하면， 안테나 어레이 위치가 신호 송수신의 대상 위치보다 높이 배치되는 경우 (예를 들어， 도 19(b)의 경우)가， 그 반대의 경우 (예를 들어， 도 19(a)의 경우)보다 많을 것으로 예상된다 또한， 안테나 어레이 위치가 신호 송수신의 대상 위치보다 높이 배치되는 경우 (예를 들어, 도 19(b)의 경우)에서 다양한 장애물로 인한 굴절, 반사 등을 고려하면, 그 반대의 경우 (예를 들어， 도 19(a)의 경우)에 비하여 빔 방향을 보다 세밀하게 조정하는 것이 요구된다.
[412] 이러한 점을 고려하면 , 앙각 0° 가 안테나 어레이에 대한 직각 방향을 나타내는 값이라고 하면， 앙각의 -90° 내지 90° (또는 0° 내지 90° ) 범위인 경우에, 앙각이 90° 에 가까울수록 (즉， 안테나 어레이에서 아래 방향을 향할수록) 수직 범포밍이 보다 촘촘한 (dense) 해상도를 가지고， 앙각이 그 반대 방향 (-90° 또는 0° )에 가까울수록 수직 범포밍이 보다 듬성한 (sparse) 해상도를 가지도록 프리코딩 코드북을 설계할 수 있다. 즉， 수직 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬을 포함하는 프리코딩 코드북 내에서 수직 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬의 해상도는ᅳ 앙각이 0° 에 가까운 경우가 앙각이 90° 에 가까운 경우에 비하여 낮게 구성된다고 할 수 있다. 또한， 프리코딩 코드북 내에서， 앙각 90° 근처에 대웅하는 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터)의 개수가， 앙각이 -90° (또는 0° ) 근처에 대웅하는 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터)의 개수보다 많을 수 있다.
[413] 나아가， 프리코딩 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터)을 구성함에 있어서， 앙각의 값 (또는 앙각의 범위)에 따라서 수평 빔포밍의 해상도를 상이하게 설정할 수 있다. 전술한 바와 마찬가지의 이유로 앙각이 90° 에 가까울수록 보다 세밀한 범 방향의 설정이 가능한 것이 유리하므로, 앙각이 90° 에 가까울수록 (즉， 안테나 어레이에서 아래 방향을 향할수록) 수평 빔포밍이 보다 촘촘한 해상도를 가지고, 앙각이 그 반대 방향 (—90° 또는 0° )에 가까울수록 수평 빔포밍이 보다 듬성한 해상도를 가지도록 프리코딩 코드북을 설계할 수 있다. 즉, 수평 범포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬을 포함하는 프리코딩 코드북 내에서， 수평 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬의 해상도는， 앙각이 0° 내지 90° 범위의 값을 가지는 경우가 앙각이 -90° 내지 0° 범위의 값을 가지는 경우에 비하여 높게 구성된다고 할 수 있다. 예를 들어， 앙각이 0° 내지 90° 범위의 값을 가지는 경우에 대한 수평 빔포밍의 해상도를 보다 촘촘하게 하고, 앙각이 -90° 내지 0° 범위의 값을 가지는 경우에 대한 수평 범포밍의 해상도는 보다 듬성하게 할 수 있다.
[414] 실시형태 2
[415] 본 실시형태 2는 수평 범포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터와 수직 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터를 포함하는 코드북 세트를 구성하는 방안에 대한 것이다.
[416] 실시예 1
[417] 본 실시예에서는 수직 -수평 범포밍을 위한 코드북 구성 방안에 대해서 제안한다.
[418] 3-차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 (또는 프리코딩 가중치 행렬)는 2 개의 지시자 (또는 2 개의 PMI)의 조합에 의해 결정 또는 지시될 수 있다. ·2 개의 지시자는， 예를 들어， 및 12라고 칭할 수 있다. 및 12는 동시에 보고될 수도 있고， 피드백 오버헤드의 감소를 위해서 상이한 시점에 보고될 수도 있다. 여기서， Ιι은 통ᅳ텀 (long-term)으로 보고되고, 광대역 (wideband)에 적용될 수 있다.
[419] 실시예 1-1
[420] 코드북을 구성하는 하나 이상의 요소의 각각은, 수직 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬 및 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터 /행렬을 모두 포함하도록 설계될 수 있다.
[421] 실시예 1-2
[422] 제 1 지시자 (예를 들어， ；^ᅵ 의해서 지시되는 프리코더 세트는, 수직 빔포밍을 위한 하나의 가중치 백터 /행렬 및 수평 빔포밍을 위한 하나 이상의 후보 (candidate) 가중치 백터 /행렬의 전부를 포함한다. 서로 다른 제 1 지시자 ( )에 의해서 서로 다른 수직 범포밍 가중치 백터 /행렬이 결정되며， 서로 다른 제 1 지시자 (h)에 대해서 동일한 수평 범포밍 가중치 백터 /행렬이 대웅될 수 있다.
[423] 예를 들어， 아래의 표 15와 같이 제 1 지시자 ( ) 및 제 2 지시자 (12)에 의해서 3-차원 범포밍을 위한 프리코더 백터 /행렬이 구성될 수 있다.
[424] . 【표 15】
Figure imgf000060_0001
Figure imgf000061_0001
[425] 상기 표 15의 예시에서 Ι Ο인 경우, 수직ᅵ 빔포밍을 위한 하나의 가중치 백터 /행렬인 Wv(0)가 지시되고, 수평 빔포밍을 위한 4 개의 후보 가중치 백터 /행렬인 Wh(0), Wh(l), Wh(2) 및 Wh(3)이 지시된다. 이에 추가적으로, 12의 값에 따라서 상기 4 개의 수평 빔포밍 가중치 백터 /행렬 후보들 중에서 어느 하나가 특정될 수 있다. 다른 값에 대해서도 유사한 방식으로 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터 /행렬 중의 하나가 지시되고, 12와의 조합에 의해 수평 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬 중의 하나가 지시될 수 있다ᅳ
[426] 실시예 1-3 .
[427] 제 1 지시자 (예를 들어， 1 에 의해서 지시되는 프리코더 세트는, 수직 범포밍을 위한 하나 이상의 후보 가중치 백터 /행렬의 일부 및 수평 범포밍을 위한 하나 이상의 후보 가중치 백터 /행렬의 전부를 포함한다. 제 1 지시자 (1 의 제 1 값에 대웅하는 수직 빔포밍 가중치 백터 /행렬은 제 2 값에 대웅하는 수직 빔포밍 가중치 백터 /행렬과 일부가 중복될 수도 있다. 서로 다른 제 1 지시자 (^에 대해서 동일한 수평 빔포밍 가중치 백터 /행렬이 대웅될 수 있다.
[428] 예를 들어, 아래의 표 16과 같이 제 1 지시자 ) 및 제 2 지시자 (12)에 의해서 3-차원 범포밍을 위한 프리코더 백터 /행렬이 특정될 수 있다.
[429] 【표 16】
Figure imgf000061_0002
[430] 상기 표 16의 예시에서 =0인 경우， 수직 범포밍을 위한 2 개의 가중치 백터 /행렬인 Wv(0) 또는 Wv(l)가 지시되고， 수평 빔포밍을 위한 4 개의 후보 가중치 백터 /행렬인 h(0), Wh(l), Wh(2) 및 Wh(3)이 지시된다. 이에 추가적으로， 12의 값에 따라서 상기 수직 빔포밍을 위한 2 개의 가중치 백터 /행렬인 Wv(0) 또는 Wv(l) 중에서 어느 하나가 특정되고， 또한 상기 4 개의 수평 범포밍 가중치 백터 /행렬 후보들 중에서 어느 하나가 특정될 수 있다. 다른 값에 대해서도 유사한 방식으로 수직 빔포밍을 위한 2 개의 (후보) 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터 /행렬이 결정되고， 12와의 조합에 의해 최종적으로 하나의 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터 /행렬이 지시되고, 또한 수평 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬 중의 하나가 지시될 수 있다.
[431] 실시예 1-4
[432] 제 1 지시자 (예를 들어, ^에 의해서 지시되는 프리코더 세트는， 수직 빔포밍을 위한 하나 이상의 후보 가중치 백터 /행렬의 일부 및 수평 빔포밍을 위한 하나 이상의 후보 가중치 백터 /행렬의 전부를 포함한다. 서로 다른 제 1 지시자 (^에 의해서 수직 범포밍 가중치 백터 /행렬은 중복되지 않으며， 서로 다른 수직 범포밍 가중치 백터 /행렬이 결정된다. 서로 다른 제 1 지시자 (^에 대해서 동일한 수평 빔포밍 가중치 백터 /행렬이 대웅될 수 있다.
[433] 예를 들어， 아래의 표 17과 같이 제 1 지시자 ( ) 및 제 2 지시자 (12)에 의해서 3-차원 빔포밍을 위한 프리코더 백터 /행렬이 특정될 수 있다.
[434] 【표 17】
Figure imgf000062_0001
[435] 상기 표 17의 예시에서 Ι Ο인 경우， 수직 빔포밍을 위한 2 개의 가중치 백터 /행렬인 Wv(0) 또는 Wv(l)가 지시되고 수평 범포밍을 위한 4 개의 후보 가중치 백터 /행렬인 h(0), Wh(l), Wh(2) 및 Wh(3)이 지시된다. 이에 추가적으로, I2의 값에 따라서 상기 수직 범포밍을 위한 2 개의 가중치 백터 /행렬인 Wv(0) 또는 Wv(l) 중에서 어느 하나가 특정되고， 또한 상기 4 개의 수평 빔포밍 가중치 백터 /행렬 후보들 중에서 어느 하나가 특정될 수 있다. 다른 h 값에 대해서도 유사한 방식으로 수직 범포밍을 위한 2 개의 (후보) 수직 빔포밍을 위한 가중치 백터 /행렬이 결정되고, 12와의 조합에 의해 최종적으로 하나의 수직 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬이 지시되고， 또한 수평 빔포밍을 위한 가중치 백터 /행렬 중의 하나가 지시될 수 있다.
[436] 실시예 1-5
[437] 제 1 지시자 (예를 들어， ^에 의해서 지시되는 프리코더 세트는, 수직 빔포밍을 위한 하나 이상의 후보 가중치 백터 /행렬의 일부 및 수평 빔포밍을 위한 하나 이상의 후보 가증치 백터 /행렬의 일부를 포함한다. 제 1 지시자 (Ii)의 제 1 값에 대웅하는 수직 빔포밍 가중치 백터 /행렬은 제 2 값에 대웅하는 수직 빔포밍 가증치 백터 /행렬과 일부 또는 전부가 중복될 수도 있다. 서로 다른 제 1 지시자 (^에 의해서 수평 범포밍 가중치 백터 /행렬은 중복되지 않으며， 서로 다른 수평 빔포밍 가중치 백터 /행렬이 결정된다.
[438] 예를 들어, 아래의 표 18과 같이 제 1 지시자 ( ) 및 제 2 지시자 (12)에 의해서 3ᅳ차원 빔포밍을 위한 프리코더 백터 /행렬이 특정될 수 있다.
[439] 【표 18】
Figure imgf000063_0001
[440] 상기 표 18의 예시에서 Ι Ο인 경우, 수직 빔포밍을 위한 하나의 가증치 백터 /행렬인 Wv(0)가 지시되고， 수평 범포밍을 위한 4 개의 후보 가중치 백터 /행렬인 Wh(0), Wh(l), Wh(2) 및 Wh(3)이 지시된다. 이에 추가적으로, 12의 값에 따라서 상기 4 개의 수평 범포밍 가중치 백터 /행렬 후보들 중에서 어느 하나가 특정될 수 있다. 다른 값에 대해서도 유사한 방식으로 수직 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬 중의 하나가 지시되고， 12와의 조합에 의해 수평 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬 중의 하나가 지시될 수 있다.
[441] 또한， 전술한 다양한 예시들에 대해서, 상기 실시형태 1에서 설명했던 방식에 따라서 DoA 기반 또는 DFT 기반의 프리코딩 가중치 백터 /행렬이 구성될 수도 있다.
[442] 또한， 수직 도메인의 PMI의 값에 따라서 수평 도메인의 코드북의 크기가 적응적으로 변경되도록 코드북을 설계할 수도 있다. 예를 들어， Wv(0)에 대해서는 Wh(0) 내지 Wh(7)의 7개의 수평 도메인 PMI가 대웅되도록 하여 큰 크기의 코드북을 설계하고, Wv(3)에 대해서는 Wh(0) 및 Wh(l)의 2 개의 수평 도메인 PMI 만이 대웅되도록 하여 보다 작은 크기의 코드북으로 설계할 수도 있다.
[443] 또한, 수직 방향에서의 앙각의 값 (또는 범위)에 따라서 상이한 크기의 코드북이 설계될 수도 있다. 예를 들어， 앙각 0° 내지 45° 범위에 대해서는 보다 많은 개수의 수직 및 /또는 수평 프리코딩 가중치 행렬 /백터를 포함하고 (즉, 보다 촘촘한 범포밍을 지원하고), 앙각 45° 내지 90° 범위에 대해서는 보다 적은 개수의 수직 및 /또는 수평 프리코딩 가중치 행렬 /백터를 포함하도록 (즉， 보다 듬성한 범포밍을 지원하도록) 코드북을 설계할 수 있다. 추가적인 예시로서， 앙각 0° 내지 -45° 범위에 대해서는 보다 많은 개수의 수직 및 /또는 수평 프리코딩 가중치 행렬 /백터를 포함하고 (즉， 보다 촘촘한 빔포밍을 지원하고), 앙각 0° 내지 90° 범위에 대해서는 보다 적은 개수의 수직 및 /또는 수평 프리코딩 가중치 행렬 /백터를 포함하도록 (즉， 보다 듬성한 빔포밍을 지원하도록) 코드북을 설계할 수도 있다. 이와 유사하게， 특정 앙각 범위에 대해서는 수직 /수평 프리코딩 가중치 행렬 /백터가 촘촘하게 또는 듬성하게 정의되도록 코드북을 설계할 수 있다.
[444] 이하에서 설명하는 실시예들은 수평 빔포밍을 위한 코드북 세트와 수직 빔포밍을 위한 코드북 세트를 구분하여 구성하는 방안에 대한 것이다.
[445] 실시예 2
[446] 본 실시예는 수직 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬 (들)을 포함하는 코드북 (이하， 수직 빔포밍 코드북)을 구성하는 방안에 대한 것이다, [447] 본 실시예에 따르면, 수직 빔포밍 코드북의 특정 하나의 프리코딩 백터 /행렬은 2 개의 지시자 (또는 2 개의 PMI)의 조합에 의해 결정 또는 지시될 수 있다. 2 개의 지시자는， 예를 들어, V-h 및 V-I2라고 칭할 수 있다. V-Ii 및 V- I2는 동시에 보고될 수도 있고， 피드백 오버헤드의 감소를 위해서 상이한 시점에 보고될 수도 있다. 여기서， 수직 범포밍을 위한 PMI (예를 들어， V- 및 /또는 V- 12)는 통-팀 (long-term)으로 보고되고， 광대역 (wideband)에 적용될 수 있다. 또는， 수직 빔포밍을 위한 PMI 중에서
Figure imgf000065_0001
V-I2에 비하여 통-팀으로 보고되고, 광대역에 적용될 수 있다.
[448] 이와 같이 수직 범포밍올 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬이 2 개의 지시자에 의해서 지시되는 경우, 최종적으로 3-차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬은 수평 빔포밍을 위한 하나의 (또는 복수개의) 프리코딩 백터 /행렬의 추가적인 조합에 의해서 특정될 수 있다. 예를 들어, 3—차원 범포밍을 위한 프리코딩 가증치 백터 /행렬은， 2 개의 V-PMI와 1 개의 H-PMI의 조합에 의해서 지시될 수 있다.
[449] V-PMI (예를 들어， V— 및 /또는 V-I2)는 상기 실시형태 1에서 설명했던 방식에 따라서 DoA 기반 또는 DFT 기반으로 구성된 프리코딩 가중치 백터 /행렬을 지시하도록 수직 범포밍 코드북이 구성될 수 있다.
[450] 또한， 수직 도메인에서의 안테나 포트의 개수에 따라서 V-PMI (예를 들어， V-U 및 /또는 V-I2)의 크기 또는 길이가 결정된다.
[451] 또한，
Figure imgf000065_0002
제 1 값에 대응하는 수직 빔포밍 가중치 백터 /행렬은 제 2 값에 대웅하는 수직 범포밍 가중치 백터 /행렬과 일부 또는 전부가 중복될 수도 있다. 예를 들어， 아래의 표 19과 같이 V- 및 V-I2에 의해서 수직 범포밍을 위한 프리코딩 백터 /행렬이 특정될 수 있다.
[452] 【표 19】
Figure imgf000065_0003
[453] 상기 표 19의 예시에서 V-I O인 경우， 수직 범포밍을 위한 2 개의 후보 가중치 백터 /행렬인 Wv(0) 및 Wv(l)이 지시되며， 그 중에서 어느 하나는 V-I2의 값에 따라서 결정된다. V-I l인 경우， 수직 범포밍을 위한 2 개의 후보 가중치 백터 /행렬인 Wv(l) 및 Wv(2)이 지시되며， 그 중에서 어느 하나는 V-I2의 값에 따라서 결정된다. 다른 V- 값에 대해서도 유사한 방식으로 수직 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬의 후보군이 지시되고， V— 12와의 조합에 의해 그 중에서 하나의 수직 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬이 지시될 수 있다.
[454] V-I2이 상이한 시점에 보고되는 경우에, 보고 주기는 다음과 같이 설정될 수 있다.
[455] V-I2의 관계에서는, V-I2은 V-Ii 보다 자주 보고 될 수 있다 (또는, ν-ι2의 보고 주기는 -^의 보고 주기보다 짧게 주어질 수 있다).
[456] V-I2은 H-PMI의 관계에서는, V_I2은 H-PMI 보다 자주 보고 될 수 있다 (또 는， V-I2의 보고 주기는 H-PMI의 보고 주기보다 짧게 주어질 수 있다). 또는， V- 12은 H-PMI과 동일한 시점에서 보고될 수 있다.
[457] 만약, H-PMI가 2 개의 지시자 (예를 들어， H-Ii 및 H_I2)로 구성되는 경우, V-I2와 동일한 시점에서 보고될 수 있다. 또는, RI와 동일한 시점에 서 보고될 수 있다. 또는, 다른 PMI 또는 다른 CSI와 동시에 보고되지 않 고， 단독으로 보고될 수도 있다. 또는,
Figure imgf000066_0001
H-I2는 동일한 시점에서 보고될 수 있다.
[458] 실시예 3
[459] 본 실시예는 수직 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬 (들)을 포함하는 코드북 (이하， 수직 빔포밍 코드북)을 구성하는 또 다른 방안에 대한 것이다.
[460] 본 실시예에 따르면, 수직 범포밍 코드북의 특정 하나의 프리코딩 백터 /행렬은 하나의 지시자 (또는 하나의 PMI)에 의해서 결정 또는 지시될 수 있다. 이러한 하나의 지시자를， 예를 들어, V-I라고 칭할 수 있다. 여기서， 수직 범포밍을 위한 PMI (예를 들어， V-I)는 통-팀 (long-term)으로 보고되고, 광대역 (wideband)에 적용될 수 있다.
[461] 이와 같이 수직 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬이 하나의 지시자 (예를 들어, V-I)에 의해서 지시되는 경우， 최종적으로 3-차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬은 수평 범포밍을 위한 하나의 (또는 복수개의) 프리코딩 백터 /행렬의 추가적인 조합에 의해서 특정될 수 있다. 예를 들어， 3- 차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치 백터 /행렬은, 1 개의 V-I와 하나 이상의 H- PMI (예를 들어， H-I, 또는 H-Ii 및 H-I2)의 조합에 의해서 지시될 수 있다.
[462] V-I는 상기 실시형태 1에서 설명했던 방식에 따라서 DoA 기반 또는 DFT 기반으로 구성된 프리코딩 가중치 백터 /행렬을 지시하도록 수직 범포밍 코드북이 구성될 수 있다.
[463] 또한, 수직 도메인에서의 안테나 포트의 개수에 따라서 V-I의 크기 또는 길이가 결정된다.
[464] 예를 들어， 표 20에서 나타내는 바와 같이， V-I는 특정 하나의 수직 빔포밍 프리코딩 가중치 백터 /행렬을 지시할 수 있다.
[465] 【표 20】
Figure imgf000067_0001
[466] 한편， V-I는 H-PMI (예를 들어， H-I， 또는 H- 및 H-I2)와 상이한 시점에 보고될 수 있다. 이 경우， V-I는 H-PMI 보다 자주 보고 될 수 있다 (또는, V-I의 보고 주기는 H-PMI의 보고 주기보다 짧게 주어질 수 있다).
[467] 전술한 실시예들의 변형예로서， 수직 빔포밍 가중치 백터 /행렬과 수평 빔포밍 가중치 백터 /행렬을 합성하여， 3-차원 빔포밍을 위한 (즉， 수직 빔포밍 및 수평 빔포밍을 동시에 결정하는) 가중치 백터 /행렬을 구성할 수도 있다. 예를 들어, 하나의 PMI가 수직 도메인과 수평 도메인에 대해 모두 적용되는 하나의 프리코딩 백터 /행렬을 지시하도록 코드북을 구성할 수도 있다. 이러한 코드북을 구성하고， 하나의 PMI 또는 복수개의 PMI들의 조합에 의해서 특정 하나의 3-차원 프리코딩 백터 /행렬이 지시될 수 있다.
[468] 실시형태 3
[469] 본 실시형태 3은 PUCCH 보고 타입을 정의하는 방안에 대한 것이다. 구체적으로， MS기반의 2-차원 어레이 안테나 구성을 가지는 MIM0시스템에서 UE- 특정 수직 범포밍 및 수평 빔포밍을 수행할 때， 수직 빔포밍을 위한 프리코더의 인덱스 및 수평 범포밍을 위한 프리코더의 인텍스를 보고하는 방안에 대해서 제안한다.
[470] 기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈—8， 9， 10， 11)에서 PUCCH 자원은 최대 11 비트 내지 최대 13 비트를 전송할 수 있도록 설계되었다. 또한, 랭크 -2 이상의 전송에서는 2 개의 전송 블톡 (또는 2 개의 코드워드)를 지원할 수 있으며， 2 개의 전송 블록은 2 개의 코드워드에 일-대 -일로 매핑된다。 또한, CQI는 각각의 전송 블록 (또는 코드워드)에 대해서 측정 및 보고된다. 이 경우， 제 1 전송 블록 (또는 코드워드)의 CQI는 4 비트로, 제 2 전송 블록 (또는 코드워드)에 대한 CQI는 3 비트로 표현되며， 이에 따라 2 전송 블록 (또는 2 코드워드) 전송에 대한 CQI를 보고하기 위해서 총 7 비트가 요구된다. 또한， 프리코딩이 적용되는 시스템에서 PMI를 보고하기 위해서 4 비트가 필요하다면, 프리코딩 및 CQI를 동시에 보고하기 위해서 최대 11 비트가 사용될 수 있다.
[471] 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 수평 빔포밍만을 지원하며, 이를 위한 CSI의 보고를 위해서 PUCCH가 이용되는 경우의 보고 방식을 다음과 같이 정의하고 있다. 특히， 8Tx 전송을 위한 코드북은 2개의 지시자 (제 1 지시자 ( ) 및 제 2 지시자 (i2))를 기반으로 설계가 되었는데, 이를 위해서 PUCCH 보고 모드에서는 3 가지 방식으로 제 1 지시자 및 제 2 지시자를 보고할 수 있다.
[472] 첫 번째 방식은, 제 1 지시자 ( )를 보고한 후， 제 2 지시자 (i2)와 CQI를 동시에 보고하는 방식이다.
[473] 두 번째 방식은， 제 1 지시자 ( ), 제 2 지시자 (i2) 및 CQI를 동시에 보고하는 방식이다.
[474] 세 번째 방식은， 제 1 지시자 ( ) 보고 여부에 대한 특정 지시자 (예를 들어, Precoding Type Indicator; PTI)를 정의하고， 이에 따라 상이한 보고 방식을 적용하는 것이다. 만약 상기 특정 지시자가 제 1 지시자 (h)가 보고된다는 것을 나타내는 경우라면， 소정의 시간에 제 1 지시자 ( )를 보고한 후, 제 2 지시자 (i2)와 CQI를 동시에 보고한다. 만약 상기 특정 지시자가 제 1 지시자 ( )가 보고되지 않는다는 것을 나타내는 경우라면, 소정의 시간에 제 2 지시자 (i2) 및 CQI를 동시에 보고하게 된다 (이 경우， 제 1 지시자 (^；！가 없이 제 2 지시자 (i2)만으로 특정 프리코딩 백터 /행렬을 결정할 수 없으므로, 이전에 보고되었던 제 1 지시자 (^)를 사용한다고 가정하여 특정 프리코딩 백터 /행렬을 결정 또는 지시할 수 있다).
[475] 발전된 3GPP LTE 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈 -11 이후)에서는 MS 기반의 2-차원 어레이 안테나 구성을 가정한 MIM0 시스템에 대한 잠재적인 이득을 최대화하기 위한 논의가 진행중이다. MS 기반의 2-차원 어레이 안테나 구성에서는， 수직 도메인' 범포밍을 가변적으로 및 /또는 UE-특정으로 수행할 수 있다는 점이 기존의 시스템과 구분되는 특징이다. 이러한 수직 빔포밍을 적용함에 있어서， 기존의 시스템과 구분되는 점은 UE가 자신에게 가장 적합한 (또는 선호하는) 수직 도메인 범 방향을 선택하여 기지국에게 보고한다는 것이다. 이하에서는, 수직 빔포밍과 수평 빔포밍을 위한 PMI를 보고할 때에 추가적으로 고려해야 하는 UE동작에 대해서 제안한다.
[476] 본 발명에서는， PUCCH를 통한 CSI 보고의 경우 수직 빔포밍을 위한 PMKV- PMI)의 보고 여부를 알려주는 특정 지시자 (또는 플래그 지시자)를 정의한다. 이러한 특정 지시자를 V-PMI 보고 타입 지시자 (Reporting Type Indicator; RTI)라고 칭한다. V-PMI RTI는 UE가 PUCCH를 통하여 전송하는 CSI에 포함될 수 있다. 또한, V-PMI RTI의 값에 따라서 UE는 V-PMI 보고를 수행하거나 수행하지 않을 수 있다 (또는， UE는 V-PMI 보고를 수행하거나 수행하지 않는지 여부에 따라서， V-PMI RTI의 값이 결정된다고도 표현할 수 있다).
[477] 만약 V-PMI RTI가 제 1 값 (또는 On을 나타내는 값)으로 설정되는 경우， V-PMI RTI의 보고 후에 V-PMI가 보고될 수 있다. 이러한 경우， V— PMI 보고 후에, H-PMI가 보고될 수 있다. 또는， V-PMI와 H-PMI가 동일한 시점에서 보고될 수도 있다. 또는， V-PMI와 함께 H-PMI의 일부가 동일한 시점에서 보고되고， 그 후에 H- PMI의 나머지 일부가 보고될 수도 있다 (예를 들어， V-PMI 및 H-PMI^l 동시에 보고된 후， H-PMI2와 CQI가 동시에 보고될 수 있다).
[478] 만약, V-PMI RTI가 제 2 값 (또는 Off를 나타내는 값)으로 설정되는 경우， V-PMI RTI의 보고 후에 V-PMI가 보고되지 않고 H-PMI 만이 보고될 수 있다. 이러 한 경우, 수직 범포밍을 위한 프리코더는 가장 최근에 보고된 (예를 들어， V-PMI RTI의 보고 이전에 가장 마지막으로 보고된) V— PMI에 의해서 지시되는 프리코더가 그대로 사용된다고 가정할 수 있다. 또는， 수직 빔포밍을 위한 프리코더는 디폴트 (default)로 설정되어 있는 특정 V-PMI에 의해서 지시되는 프리코더가 사용될 수 도 있다. 디폴트 V-PMI는 가장 낮은 번호 (또는 인덱스)를 가지는 V-PMI일 수 있다.
[479] V-PMI RTI는 RI와 결합되어 보고될 수도 있다. 이 경우, V-PMI는 탱크 -1에 기초하여 선택 /결정된 것으로 가정하고， 보고되는 RI는 H-PMI의 선택 /결정의 기초 가 되는 랭크 값을 지시하는 것으로 사용될 수 있다 (예를 들어, V-PMI RTI의 값 이 On을 지시하는지 Off를 지시하는지에 무관하게， RI는 그 후에 보고되는 H-PMI 에 연관된 전송 탱크 값을 지시할 수 있다). 또는, 보고되는 RI는 V-PMI와 H-PMI 의 조합에 의해서 지시되는 프리코딩 백터 /행렬 (또는 V-PMI에 의해 지시되는 프리 코딩 백터 /행렬과 H-PMI에 의해 지시되는 프리코딩 백터 /행렬의 결합 (예를 들어， ronecker product)의 결과로 얻어지는 프리코딩 백터 /행렬)의 탱크 값을 지시하 는 것으로 사용될 수도 있다.
[480] 또는， V-PMI RTI는 RI 보다 앞서서 보고될 수도 있다. 이 경우, V-PMI는 랭크 -1에 기초하여 선택 /결정된 것으로 가정하고， 보고되는 RI는 H-PMI의 선택 /결 정의 기초가 되는 탱크 값 (즉, H-PMI에 연관된 탱크 값)을 지시하는 것으로 사용 될 수 있다. 또한， V-PMI RTI의 보고 주기는 RI의 보고 주기의 정수배로 결정될 수 있으며， RI 보다 앞서서 V-PMI RTI가 보고된다는 것은 소정의 보고 시점 (예를 들어， RI 보고 시점)을 기준으로 하는 오프셋 (offset) 값으로서 지시될 수 있다.
[481] 실시형태 4
[482] 본 실시형태 4는 수직 범포밍이 적용되는 경우에， 레거시 (legacy) MIM0동 작을 지원하는 방안에 대한 것이다. 레거시 MIM0동작이란， 수직 범포밍이 도입되 기 전의 시스템 (예를 들어, 수평 빔포밍만을 지원하는 시스템)에서 정의되었던 MIM0 전송 기법들을 의미한다.
[483] 기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -8, 9, 10, 11)에서는 패시브 안테나 기반의 수직 틸팅 (vertical tilting)을 가정하여， 수직 도메인 빔 포밍은 고정된 패턴이 사용되고 (또는 아무런 수직 도메인 범포밍이 적용되지 않 는 것이라고도 표현할 수 있음)， 수평 도메인의 1-차원 어레이 기반의 MIM0 전송 동작이 정의되어 있다. MIM0 전송 기법 (scheme)으로는, 단일 안테나 포트 전송 기 법， 전송 다이버시티 기법， 공간 다중화 기법， 폐 -루프 MIM0 기법， 단일-레이어 빔포밍 기법， 이중-레이어 범포밍 기법， 다중ᅳ레이어 빔포밍 기법 등이 정의되어 있다.
[484] 기본적인 전송 방법은 단일 안테나 포트 전송 기법 및 전송 다이버시티 기 법이다. CRS 안테나 포트의 개수에 따라서， 1 개의 CRS 포트가 사용되면 단일 안 테나 포트 전송 기법이 사용되고, 2 개의 CRS 포트가 사용되면 SFBC(Space— Frequency Block Code) 기법이 사용되고 4 개의 CRS 포트가 사용되는 SFBC— FSTD( Frequency Switched Transmit Diversity) 기법이 기본적인 전송 방법으로서 사용될 수 있다.
[485] CRS는, 셀 선택을 위한 RSRP(Reference Signal Received Power)/ RSRQ(Reference Signal Received Quality) 측정을 위해서 사용될 수도 있고, 링크 적응 (link adaptation)을 위한 정보로서의 CQI를 측정하기 위해서 사용될 수도 있 고， 프리코딩 기반의 전송 기법을 위한 정보로서의 PMI 선택을 위해서 사용될 수 도 있고， 높은 탱크를 지원하기 위한 탱크 선택을 위해서 사용될 수도 있으며， 데 이터 및 제어 채널의 복조를 위해서 사용될 수도 있다.
[486] 패시브 안테나가 사용되는 경우에는 단일 수직 범포밍이 적용되며, CRS, CSI-RS, DMRS (또는 UE-특정 RS), 동기 신호， 제어 채널, 데이터 채널 등의 모두에 대해서 동일한 수직 빔포밍이 적용되기 때문에 (또는 아무런 수직 범포밍의 적용 이 없다고도 표현할 수 있음), 수직 도메인에서는 동일한 커버리지를 가진다.
[487] 한편， MS 기반의 2-차원 안테나 어레이에 대해서 수직 빔포밍이 적용되는 경우， 수직 도메인에 대해서 가변적인 빔포밍이 가능하게 된다. 이에 따라, RSCCRS, CSI-RS, DMRS (또는 UE-특정 RS) 등), 동기 신호ᅳ 제어 채널， 데이터 채널 등에 서로 상이한 수직 빔포밍이 적용될 수도 있다. 이러한 경우, 측정 부정합 (measurement mismatch)의 문제가 발생할 수도 있고， 레거시 기법에서는 수직 빔 포밍의 적용 자체를 고려하지 않기 때문에 수직 빔포밍의 적용이 레거시 개체 (UE, eNB등)의 동작에 불명료성 (ambiguity)을 야기하는 등이 문제가 발생할 수도 있다. 이를 해결하기 위해서， 이하에서는 수직 범포밍의 도입에 따른 본 발명의 다양한 예시들에 설명한다.
[488] 실시예 1 '
[489] 본 실시예에서는 다중의 수직 빔포밍 (또는 수직 전기적 틸팅 (vertical electric tilting), 또는 단순히 수직 틸팅) 기반 전송 다이버시티를 가정하는 CQI 계산 방안에 대해서 설명한다.
[490] DMRS 기반의 데이터 전송을 위한 CSI 피드백은, PMI를 보고하는 경우와, PMI를 보고하지 않는 경우로 구분된다. 예를 들어， CSI-RS 기반으로 CSI를 생성 및 보고하는 경우에 PMI 및 이에 기반한 CQI가 보고될 수 있다. 한편， TDD시스템 에서 CRS 기반으로 CSI를 생성 및 보고하는 경우에는 PMI 없이 CQI가 보고될 수도 있으며, 이 경우에는 기지국이 상향링크 참조신호를 통해 프리코딩 가중치를 측정 하고， 단말은 PMI 없이 CQI를 기지국으로 보고할 수 있다. 여기서 단말이 PMI를 보고하지는 않지만, 개 -루프 공간 다중화 기법 또는 전송 다이버시티 기법을 가정 하고 CQI를 측정 및 보고할 수 있다. 개 -루프 MIM0 전송을 가정하고 측정된 SNR(Signal-to-Noise Ratio)에 비하여， 프리코딩이 적용되는 경우에는 소정의 수 준 (예를 들어, 3dB)만큼 SNR이 향상되는 것을 고려하여, 기지국은 단말이 보고한 CQI를 보정하여 사용할 수 있다.
[491] 한편 , 폐 -루프 프리코딩 및 고정 빔포밍이 적용되는 경우에는 사용자의 위 치에 따라서 SNR이 상당한 차이 (예를 들어， OdB 내지 6dB)를 가질 수 있다. 즉， 고정된 방향으로의 범은 어떤 위치에서는 집중된 신호 세기로 인하여 SNR이 높은 것으로 측정될 것이지만， 다른 위치에서는 신호 세기가 낮게 측정되므로 SNR이 낮 은 것으로 측정될 수 있다. 이에 따라, 수직 도메인에서 고정 빔포밍이 적용되는 경우에 사용자 위치에 따라 CQI 계산 값이 크게 차이나게 된다.
[492] 기존의 패시브 안테나는 수직 도메인으로 고정 빔 패턴을 사용하는 것이라 고 간주할 수 있다. 한편, MS의 경우에는， CRS는 (레거시 시스템과 마찬가지로) 고정 범 패턴으로 전송되고, DMRS 기반 데이터 전송에는 가변적인 수직 빔포밍이 적용되는 것으로 가정한다. 이 경우, PMI가 보고되지 않는 경우에 CRS 기반으로 CQI를 계산하는 경우， 수직 도메인에서 고정 빔포밍의 적용으로 인해서 사용자의 위치에 따라 SNR이 크게 차이나는 문제가 발생하게 된다. 이를 해결하기 위해서, 본 발명에서는 다음과 같은 방안들을 제안한다.
[493] PMI가 보고되지 않는 경우에는 SNR을 수직 빔포밍 방향 (또는 수직 틸팅)에 따라서 계산하도록 할 수 있다. 또한, 3GPP LTE 전송 모드 2(TM2) (즉, 전송 다이 버시티)를 위해서는 수직 빔포밍 (또는 수직 틸팅) 정보를 상위 계층 (예를 들어, RRC) 시그널링을 통해서 단말에게 전달할 수 있다. 또한， 기존의 시스템에 따라서 PMI를 보고하지 않는 경우라고 하더라도, 이는 수평 도메인에서의 프리코딩 정보 를 보고하지 않는 것이라고 정의되는 것이므로, 수직 빔포밍 (또는 수직 틸팅) 정 보를 단말이 보고하도록 하는 추가적인 동작을 정의할 수도 있다.
[494] 또한, 수직 빔포밍 (또는 수직 틸팅 )을 고려하여 CQI를 계산하도록 하기 위 한 특별한 참조신호 (RS)를 단말에게 설정하여 줄 수도 있다. 상기 특별한 RS로는 CSI— RS가 사용될 수도 있고， 또는 기존에 정의된 CRS와는 상이한 측정 목적의 CRS 가 사용될 수도 있다.
[495] 여기서 , 수직 범포밍 (또는 수직 틸팅 )은, 수직 도메인 빔포밍을 위한 가중 치 백터로서 표현될 수 있다. 또한, 수직 빔포밍 (또는 수직 틸팅 )은， CRS 별로 수 직 틸팅을 상이하게 적용함으로써， 단말의 입장에서는 상이한 셀로부터의 CRS (또 한 상이한 수직 범포밍 (또는 수직 틸팅 )이 적용된 CRS)인 것으로 인식되도록 할 수도 있다. 또한， 복수개의 수직 섹터화된 CSI-RS 설정을 단말에게 알려줌으로써， 단말이 각각의 CSI-RS 설정에 대웅하는 수직 도메인 섹터에 대한 CSI를 계산 /선택 하도록 할 수 있다.
[496] 실시예 2 [497] 수직 빔포밍을 위해서 새로운 전송 모드가 정의될 수 있다, 이러한 새로운 전송 모드는 수직 빔포밍 및 수평 빔포밍을 수행하는 프리코딩 기법과， 피드백 정 보 없이도 동작할 수 있는 폴백 (fallback) 기법으로 구성될 수 있다. 폴백 기법은 통신 상에 문제가 있을 때에 특별한 설정 없이도 수행가능한 기본적인 동작이라고 할 수 있다.
[498] 예를 들어， 상기 폴백 기법은, V-PMI 인덱스가 0인 경우에 해당하는 수직 범포밍을 위한 프리코딩 백터 /행렬을 사용하고 단일 안테나 전송 기밥을 적용하는 것으로 정의될 수 있다. 또는, 상기 폴백 기법은， 개 -루프 전송을 적용한 수직 도 메인 섹터화에 기반한 전송 기법으로 적용될 수 있다.
[499] 폴백 기법 등을 지원하기 위해서ᅳ 디폴트 수직 빔포밍 (또는 디폴트 프리코 딩 가중치)를 이용하는 방안에 대해서 이하에서 설명한다.
[500] 레거시 MIM0기법을 적용하기 위해서， 수직 도메인으로는 고정된 프리코딩 가중치를 사용하도톡 할 수 있다.
[501] AAS 기반 2-차원 어레이 안테나 구성이 적용되는 MIM0 시스템에서 수직 도 메인 빔포밍을 위해서 안테나 요소에 범포밍 가중치 백터 /행렬이 적용된다고 할 때， 레거시 MIM0 기법을 위해서 수직 도메인을 위한 가중치 백터 /행렬 중에서 특 정 (또는 디폴트) 프리코딩 가중치 백터 /행렬을 사용하여 특정 (또는 디폴트) 안 테나 포트를 구성할 수 있다. 만약 코드북 형태로 가중치 백터 /행렬이 정의되어 있는 경우라면， 코드북 내에서 특정 요소 (예를 들어， 가장 낮은 인덱스에 대웅하 는 프리코딩 가중치 백터 /행렬)가 상기 특정 (또는 디폴트) 프리코딩 가중치 백터 / 행렬로서 사용될 수 있다.
[502] 예를 들어， 수직 도메인에 4 개의 안테나 요소가 존재하고， 수평 도메인에 4 개의 안테나 요소가 존재하는 2-차원 안테나 어레이를 가정한다. 이 경우, 아래 의 수학식 41과 같이， 수직 도메인의 특정 (또는 디폴트) 가중치 백터를 적용하여 수평 도메인의 4 개의 안테나 포트를 구성할 수 있다.
[503] 【수학식 41】
Hap
- [Ho Hi ¾]
= Hae · Wv
= [Hoo Hoi Ho2 Ho3 H10 Hn H13！ H20 H21 H22 H23; H30 l i H32 H33] ·
[W0; Wj; W2; W3]
= [ (Hoo W0+ H10 W,+ H20 W2+ H30 W3) (Hoi W0+ Hu Wx+ H2i W2+ H31 W3)
(H02 W0+ H12 Wi+ H22 W2+ H32 W3) (H03 W0+ H13 Wi+ H23 W2+ H33 W3) ] [504] 상기 수학식 41에서 Hap 는 Hk 에 의해서 구성되는 공간 채널 백터 /행렬이 다. Hk 는 k에 대한 공간 채널이며, k는 안테나 포트 인덱스이다. Hae 는 Hran 에 의해서 구성되는 공간 채널 백터 /행렬이다. Hran 은 안테나 요소 (m, n)에 대한 공 간 채널이며, m은 수직 도메인에서의 안테나 요소 인덱스이고， n은 수평 도메인에 서의 안테나 요소 인덱스이다. Wv 는 수직 도메인 빔포밍을 위한 특정 (또는 디폴 트) 가중치 백터 /행렬이다.
[505] 실시예 3
[506] 본 발명에 따르면， 시간 도메인에서 수직 섹터화를 적용할 수 있다. 예를 들어， 자원이 할당되는 시간 단위를 서브프레임이라고 하면 서브프레임 별로 상 이한 수직 범포밍 (또는 수직 틸팅)을 적용하도록 할 수 있다.
[507] 예를 들어， 각각의 서브프레임 단위로 상이한 수직 빔포밍 (또는 수직 틸팅 ) 이 적용될 수 있다. 또는, 연속되는 N (예를 들어， N=2, 5, 10) 개의 서브프레임 단위로 상이한 수직 빔포밍 (또는 수직 틸팅)이 적용될 수도 있다. 또는， 비트맵을 사용하여 제 1 수직 범포밍 (또는 수직 틸팅 )이 적용되는 서브프레임 (들)과， 제 2 수직 범포밍 (또는 수직 틸팅 )이 적용되는 서브프레임 (들)을 구분하여 지시할 수도 있다. 또는， 서브프레임 타입 (예를 들어， 일반 (normal) 서브프레임과 MBSFN서브 프레임 )에 따라 서로 상이한 수직 빔포밍 (또는 수직 틸팅 )이 적용되도록 설정할 수도 있다.
[508] 또한， 반송파 기반 수직 섹터화도 가능하다. 이는 서로 상이한 반송파 (또 는 셀)에 대해서 상이한 수직 범포밍 (또는 수직 틸， )이 적용되는 것으로 이해될 수 있다.
[509] 도 20은 본 발명에 따른 채널상태정보 (CSI) 송수신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[510] 단계 S10에서 기지국은 단말로 2-차원 안테나 구조에 대한 CSI 생성에 이용될 수 있는 참조신호 (예를 들어， CSI-RS)를 전송할 수 있다.
[511] 단계 S20에서 단말은 기지국으로부터 수신된 참조신호를 이용하여 2-차원 안테나 구조에 대한 CSI를 생성할 수 있다.
[512] 단계 S30에서 단말은 생성된 CSI를 기지국으로 보고할 수 있다. [513] 2—차원 안테나 구조에 대한 CSI 생성 및 /또는 보고에 있어서, 본 발명에서 제안하는 다양한 예시들 (예를 들어， 2-차원 안테나 구조에 적합한 수직 /수평 빔포밍을 표현하기 위한 프리코딩 행렬 구성 방안， 코드북 설계 방안, 프리코딩 행렬 지시자 구성 방안， 프리코딩 행렬 지시자 보고 방안, 레거시 시스템의 개체를 지원하는 방안 등)의 하나 또는 둘 이상의 조합이 적용될 수 있다.
[514] 도 20에서 설명하는 예시적인 방법은 설명의 간명함을 위해서 동작의 시리즈로 표현되어 있지만， 이는 단계가 수행되는 순서를 제한하기 위한 것은 아니며, 필요한 경우에는 각각의 단계가 동시에 또는 상이한 순서로 수행될 수도 있다. 또한， 본 발명에서 제안하는 방법을 구현하기 위해서 도 20에서 예시하는 모든 단계가 반드시 필요한 것은 아니다.
[515] 도 21은 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.
[516] 도 21을 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치 (10)는, 송신기 (11), 수신기 (12), 프로세서 (13), 메모리 (14) 및 복수개의 안테나 (15)를 포함할 수 있다. 송신기 (11)는 외부 장치 (예를 들어 , 단말)로의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기 (12)는 외부 장치 (예를 들어， 단말)로부터의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서 (13)는 기지국 장치 (10) 전반의 동작을 제어할 수 있다. 복수개의 안테나 (15)는 2-차원 안테나 구조에 따라서 구성될 수 있다.
[517] 본 발명의 일례에 따른 기지국 장치 (10)의 프로세서 (13)는， 송신기 (11)를 제어하여 단말에게 참조신호를 전송하고， 상기 참조신호를 이용하여 상기 단말에서 생성된 CSI를， 상기 수신기 (12)를 제어하여 상기 단말로부터 수신하도록 구성될 수 있다.
[518] 위와 같은 기지국 장치 (10)의 구체적인 구성에 있어서， 2-차원 안테나 구조에 대한 CSI 생성 및 /또는 보고에 대해서 본 발명에서 제안하는 다양한 예시들 (예를 들어， 2-차원 안테나 구조에 적합한 수직 /수평 빔포밍을 표현하기 위한 프리코딩 행렬 구성 방안， 코드북 설계 방안， 프리코딩 행렬 지시자 구성 방안, 프리코딩 행렬 지시자 보고 방안， 레거시 시스템의 개체를 지원하는 방안 등)의 하나 또는 둘 이상의 조합이 적용될 수 있다.
[519] 기지국 장치 (10)의 프로세서 (13)는 그 외에도 기지국 장치 (10)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[520] 도 21을 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치 (20)는, 송신기 (21)， 수신기 (22)， 프로세서 (23)， 메모리 (24) 및 복수개의 안테나 (25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (25)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 송신기 (21)는 외부 장치 (예를 들어， 기지국)로의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기 (22)는 외부 장치 (예를 들어， 기지국)로부터의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서 (23)는 단말 장치 (20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[521] 본 발명의 일례에 따른 단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는, 수신기 (22)를 제어하여 기지국으로부터 참조신호를 수신하고， 상기 참조신호를 이용하여 생성된 상기 CSI를， 상기 송신기 (21)를 제어하여 상기 기지국으로 보고하도록 구성될 수 있다.
[522] 위와 같은 단말 장치 (20)의 구체적인 구성에 있어서 2-차원 안테나 구조에 대한 CSI 생성 및 /또는 보고에 대해서 본 발명에서 제안하는 다양한 예시들 (예를 들어， 2-차원 안테나 구조에 적합한 수직 /수평 범포밍을 표현하기 위한 프리코딩 행렬 구성 방안 코드북 설계 방안， 프리코딩 행렬 지시자 구성 방안， 프리코딩 행렬 지시자 보고 방안， 레거시 시스템의 개체를 지원하는 방안 등)의 하나 또는 둘 이상의 조합이 적용될 수 있다.
[523] 단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는 그 외에도 단말 장치 (20)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[524] 또한， 본 발명의 다양한 실시예들을 설명함에 있어서， 하향링크 전송 주체 (entity) 또는 상향링크 수신 주체는 주로 기지국을 예로 들어 설명하였고， 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체는 주로 단말을 예로 들어 설명하지만, 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 상기 기지국에 대한 설명은 셀, 안테나 포트， 안테나 포트 그룹， RRH, 전송 포인트， 수신 포인트, 액세스 포인트， 증계기 등이 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우에 동일하게 적용될 수 있다. 또한, 중계기가 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우， 또는 중계기가 기지국으로의 상향링크 전송 주체가 되거나 기지국으로부터의 하향링크 수신 주체가 되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예를 통하여 설명한 본 발명의 원리가 동일하게 적용될 수도 있다.
[525] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (finnware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[526] 하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDs(Digital Signal Processing Devices) , PLDs( Programmable Logic Devices) , FPGAs(Field Programmable Gate Arrays) , 프로세서， 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[527] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[528] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다ᅳ 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[529] 본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
[530] 상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보 (CSI)를 보고하는 방법에 있어서,
기지국으로부터 참조신호를 수신하는 단계 ; 및
상기 참조신호를 이용하여 생성된 상기 XSI를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하고，
상기 CSI는， 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함하고,
상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는, 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧은， CSI 보고 방법.
【청구항 2】
제 1 항에 있어세
상기 제 2 프리코딩 행렬은， 제 2 도메인 PMI— 1 및 제 2 도메인 ?1¾11_2의 조합에 의해서 지시되는， CSI 보고 방법.
【청구항 3】
제 2항에 있어서，
상기 제 2 도메인 PMI_1과 상기 제 2 도메인 PMI_2는 상이한 시점에서 보고되는， CSI 보고 방법 .
【청구항 4]
제 2 항에 있어서，
상기 제 2 도메인 1 1_2의 보고 주기는， 상기 제 2 도메인 PMI_1의 보고 주기에 비하여 짧은， CSI 보고 방법.
【청구항 5】
제 2 항에 있어서,
상기 제 1 프리코딩 행렬은， 하나의 제 1 도메인 PMI에 의해서 지시되는， CSI 보고 방법 .
【청구항 6】
제 5항에 있어서, 상기 제 2 도메인 PMI_2의 보고 주기는, 상기 하나의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧은， CSI 보고 방법 .
【청구항 7】
제 5 항에 있어서，
상기 제 2 도메인 PMIᅳ 2는, 상기 하나의 제 1 도메인 PMI와 동시에 보고되는， CSI 보고 방법 .
【청구항 8】
제 2 항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 행렬은, 제 1 도메인 PMIᅳ 1 및 제 1 도메인 PMI_2의 조합에 의해서 지시되는， CSI 보고 방법.
【청구항 9]
제 8 항에 있어서，
상기 제 2 도메인 PMI_2와 상기 제 1 도메인 PMI— 1는 동시에 보고되는, CSI 보고 방법 .
【청구항 10】
제 1 항에 있어서,
상기 제 2 프리코딩 행렬은， 하나의 제 2 도메인 PMI에 의해서 지시되는ᅳ CSI 보고 방법 . '
【청구항 11]
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 행렬 및 상기 제 2 프리코딩 행렬의 결합에 의해서 상기 2-차원 안테나 구조에 대해서 상기 단말이 선호하는 (preferred) 프리코딩 행렬이 결정되는， CSI 보고 방법.
【청구항 12]
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 도메인은 수평 (horizontal) 도메인이고,
상기 제 2 도메인은 수직 (vertical) 도메인인， CSI 보고 방법.
【청구항 13】
무선 통신 시스템의 기지국에서 채널상태정보 (CSI)를 수신하는 방법에 있어서，
단말에게 참조신호를 전송하는 단계; 및 상기 참조신호를 이용하여 상기 단말에서 생성된 CSI를, 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함하고,
상기 CSI는， 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함하고,
상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는， 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧은， CSI 수신 방법.
【청구항 14]
무선 통신 시스템에서 채널상태정보 (CSI)를 보고하는 단말 장치에 있어서， 송신기;
수신기; 및
프로세서를 포함하고ᅵ
상기 프로세서는， 상기 수신기를 제어하여 기지국으로부터 참조신호를 수신하고, 상기 참조신호를 이용하여 생성된 상기 CSI를， 상기 송신기를 제어하여 상기 기지국으로 보고하도록 구성되며，
상기 CSI는 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2 도메인 PMI를 포함하고，
상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는, 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧은， CSI 보고 단말 장치 .
【청구항 15】
무선 통신 시스템에서 채널상태정보 (CSI)를 수신하는 기지국 장치에 있어서，
송신기;
수신기; 및
프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는, 상기 송신기를 제어하여 단말에게 참조신호를 전송하고， 상기 참조신호를 이용하여 상기 단말에서 생성된 CSI를， 상기 수신기를 제어하여 상기 단말로부터 수신하도록 구성되며， 상기 CSI는， 2-차원 안테나 구조의 제 1 도메인에 대한 제 1 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 1 도메인 프리코딩 행렬 지시자 (PMI), 및 상기 2-차원 안테나 구조의 제 2 도메인에 대한 제 2 프리코딩 행렬을 지시하는 하나 이상의 제 2도메인 PMI를 포함하고,
상기 하나 이상의 제 1 도메인 PMI의 보고 주기는， 상기 하나 이상의 제 2 도메인 PMI의 보고 주기에 비하여 짧은, CSI 수신 기지국 장치.
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