WO2014129147A1 - アンテナ装置およびその設計方法 - Google Patents

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健 三浦
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
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    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
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    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/10—Resonant antennas
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device having a split ring resonator adapted to different frequency bands and a design method thereof.
  • an antenna for transmitting and receiving radio waves is provided on a printed circuit board.
  • Non-Patent Document 1 discloses a technique of using, as such an antenna, a split ring (Split_Ring) resonator (Resonator) having a substantially C shape by cutting a part of an annular conductor.
  • a split ring (Split_Ring) resonator (Resonator) having a substantially C shape by cutting a part of an annular conductor.
  • the split ring resonator that functions as an antenna (hereinafter also referred to as “SR resonator”) is small in size and can be manufactured by forming a pattern that functions as a resonator on a multilayer printed board. For this reason, the split ring resonator antenna is easy to manufacture and inexpensive to manufacture.
  • Patent Document 1 discloses a technique for realizing a microstrip antenna that receives a plurality of adjacent frequencies with a small and simple structure.
  • Non-Patent Document 1 does not disclose how to form a plurality of split ring resonators functioning as antennas using different frequency bands on a printed circuit board. .
  • Non-Patent Document 1 how to apply the technique described in Non-Patent Document 1 to an antenna of an electronic device is a problem.
  • Patent Document 1 does not aim to receive signals of a plurality of frequencies using a plurality of antennas.
  • An object of the present invention is to provide an antenna device and an antenna device design method that solve the above-described problems.
  • the antenna device of the present invention is In a structure in which dielectric layers and conductor layers are alternately stacked, A first split ring portion provided in a first conductor layer extending on one surface side of the dielectric layer, surrounding an opening and having a first split portion formed in a part of the circumferential direction along the opening When, The second conductor layer extending on the other surface side of the dielectric layer surrounds an opening provided so as to face the first split ring portion, and a second portion of the circumferential direction along the opening A second split ring part formed with two split parts; A plurality of conductor vias sandwiching the first split portion and the second split portion and spaced apart in the circumferential direction, and electrically connecting the first split ring portion and the second split ring portion; Among the plurality of conductor layers, provided on a specific conductor layer, one end is electrically connected to at least one of the conductor vias, and the other end is along the extending direction of the specific conductor layer, A feeder line insulated from the specific conductor layer by a clearance
  • the antenna device design method of the present invention includes: Antenna device The output power when the input second frequency signal is reflected from the first split ring resonator antenna with respect to the input power of the second frequency signal input to the first split ring resonator antenna. To reduce the length of the side opposite to the side where the first and second split portions are provided in the first split ring resonator antenna so that the reflectance value representing the ratio is close to zero. In response, the first split ring resonator antenna is adjusted so as to increase the electrostatic capacity between the opposing electrodes.
  • the present invention resonates in a lower frequency band from a split ring resonator antenna that resonates in a higher frequency band even when split ring resonator antennas adapted to different frequency bands are arranged close to each other. There is an effect that signal leakage to the split ring resonator antenna can be reduced.
  • FIG. 1 is a perspective view schematically showing an antenna device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the antenna device shown in FIG. 1 taken along the line AA. It is a dimension figure in the antenna device concerning a 1st embodiment. It is a perspective view in the other antenna device which concerns on 1st Embodiment. It is a figure showing the impedance characteristic in the 2.4 GHz band split ring resonator antenna which concerns on 2nd Embodiment. It is a figure showing the reflective characteristic in the 2.4 GHz band split ring resonator antenna which concerns on 2nd Embodiment.
  • the strength at which a signal of a frequency of 5 GHz radiated from the 2.4 GHz band split ring resonator antenna according to the second embodiment leaks to the 5 GHz band split ring resonator antenna is determined with the 5 GHz band split ring resonator antenna. It is a figure showing the distance between antennas in the case of reducing by extending the space
  • 2nd Embodiment it is a figure showing the impedance characteristic in a 2.4 GHz band split ring resonator antenna when the distance between antennas of a 2.4 GHz band and a 5 GHz band is shortened.
  • the 2.4 GHz band signal leaked from the 2.4 GHz band split ring resonator antenna before the positions of the split portion and the feeder line are switched. It is a figure which represents typically the flow of the high frequency current which is.
  • the signal is a 2.4 GHz band signal leaking from the 2.4 GHz band split ring resonator antenna after the positions of the split part and the feeder line of the 5 GHz band split ring resonator antenna are switched. It is a figure which represents typically the flow of a high frequency current.
  • FIG. 1 is a perspective view schematically showing an antenna device according to the first embodiment of the present invention.
  • the antenna device according to the present embodiment is roughly divided into a conductor substrate 1 in which a dielectric layer (not shown in FIG. 1) and a conductor layer (not shown in FIG. 1) are laminated.
  • the 2.4 GHz band split ring resonator antenna 10 and the 5 GHz band split ring resonator antenna 20 formed on the conductor substrate 1 are provided.
  • the 2.4 GHz band split ring resonator antenna 10 and the 5 GHz band split ring resonator antenna 20 are also abbreviated as “SR resonator antenna 10” and “SR resonator antenna 20”, respectively.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 includes an opening 2a, a conductor via 3, a feeder line 4a, and a split portion 5a.
  • the 5 GHz band SR resonator antenna 20 includes an opening 2b, a conductor via 3, a feeder line 4b, and a split portion 5b.
  • a conductor layer having a substantially C shape (or C shape (hereinafter the same)) is formed around the openings 2a and 2b in order. That is, the substantially C-shaped conductor layer has a structure in which the portions indicated by the split portions 5a and 5b are cut out in order.
  • Such a substantially C-shaped conductor layer is formed as a first split ring portion 31 and a second split ring portion 32, which will be described later, and is disposed so as to overlap each other.
  • the openings 2a and 2b may be collectively referred to as “opening 2”.
  • the SR resonator antennas 10 and 20 are formed on the conductor substrate 1 so that the sides where the split portions 5a and 5b are provided are exposed on the same end surface of the conductor substrate 1 in order.
  • the split parts 5a and 5b may be collectively referred to as “split part 5”.
  • the conductor via 3 is schematically shown as a gray grid in FIG. That is, the specific structure of the conductor via 3 is, for example, a cylindrical through hole as shown in FIG. Further, in the circumferential direction of the opening 2, adjacent to the conductor via 3, a portion schematically shown as a white grid shape represents the conductor substrate 1.
  • FIG. 4 is a perspective view of another antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the antenna device shown in FIG. 1 taken along the line AA.
  • the conductor substrate 1 includes a plurality of layers in which dielectric layers 35 and conductor layers 36 are alternately stacked as shown in FIG.
  • the conductor substrate 1 includes a dielectric layer 35 and a conductor layer 36 in each layer from the first layer to the fifth layer as an example.
  • the sixth layer extending along the fifth layer includes only the conductor layer 36.
  • the conductor layer 36 that the first layer has as the outermost surface of the conductor substrate 1 is also referred to as a first conductor layer 36A for convenience of explanation.
  • a first split ring portion 31a and a first split each having a substantially C-shape are formed on the first layer including the first conductor layer 36A and the dielectric layer 35, respectively.
  • a ring portion 31b is formed.
  • the first split ring portions 31a and 31b may be collectively referred to as “first split ring portion 31”.
  • the second to fifth layers have a structure (structure) in which the second conductor layers 36B and the dielectric layers 35 are alternately stacked.
  • the sixth layer is constituted by the first conductor layer.
  • the second to fifth and sixth layers are formed with a second split ring part 32a and a second split ring part 32b, which are not shown in FIG. That is, in the schematic structural diagram shown in FIG. 1, the expression of the dielectric layers provided between the respective layers shown in FIG. 2 is omitted.
  • the second split ring portions 32a and 32b may be collectively referred to as “second split ring portion 32”.
  • the second split ring portion 32 will be described as an example having a total of five layers from the second layer to the sixth layer.
  • the number of layers of the antenna device according to the present invention described using the present embodiment as an example is not limited to five layers.
  • the sixth layer is a layer that constitutes a part of the second split ring portion 32 described above by the conductor layer 36 and wires (leads out) a feed line 4a and a feed line 4b described later.
  • the feed lines 4a and 4b may be collectively referred to as “feed line 4” in the following description.
  • the openings 2a and 2b shown in FIG. 1 represent a state schematically represented only by the conductor layer 36 by omitting the representation of the actually existing derivative layer 35 for convenience of explanation.
  • the antenna device according to the present embodiment does not have a physically penetrating opening.
  • each SR resonator antenna 10 and 20 will be further described.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 includes a first split ring part 31a and a second split ring part 32a so as to overlap each other (FIG. 1).
  • the split part 5a is a gap cut out in the opening 2a of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10.
  • the split part 5a includes a first split part 51a corresponding to the first layer and a second split part 52a corresponding to the second to sixth layers.
  • first split ring portion 31a and the second split ring portion 32a are formed so as to surround the opening 2a in a state of being cut out as shown in the first split portion 51a and the second split portion 52a in FIG. Yes.
  • the first split ring portion 31a and the second split ring portion 32a have a structure in which the first layer and the second to sixth layers are stacked.
  • the 5 GHz band SR resonator antenna 20 has the same configuration as the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 described above. That is, the 5 GHz band SR resonator antenna 20 is provided so that the first split ring part 31b and the second split ring part 32b are overlapped (FIG. 1).
  • the split portion 5b is a gap cut out in the opening 2b of the 5 GHz band SR resonator antenna 20.
  • the split part 5b includes a first split part 51b corresponding to the first layer and a second split part 52b corresponding to the second to sixth layers.
  • first split ring part 31b and the second split ring part 32b are formed so as to surround the opening 2b in a state of being cut out as shown in the first split part 51b and the second split part 52b in FIG. Yes.
  • the first split ring portion 31b and the second split ring portion 32b have a structure in which the first layer and the second to sixth layers are stacked.
  • first split portions 51a and 51b in the SR resonator antennas 10 and 20 are collectively referred to as the first split portion 51, respectively.
  • second split portions 52a and 52b in the SR resonator antennas 10 and 20 are sequentially referred to as the second split portion 52, respectively.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 is referred to as a first split ring resonator antenna 10 that resonates in the 2.4 GHz band that is the first frequency.
  • the 5 GHz band SR resonator antenna 20 is referred to as a second split ring resonator antenna 20 that resonates in the 5 GHz band that is the second frequency.
  • the antenna device of this embodiment is a structure in which the dielectric layers 35 and the conductor layers are alternately stacked.
  • This antenna device surrounds the opening 2 provided in the first conductor layer 36 ⁇ / b> A extending on the one surface side of the dielectric layer 35, and the first split portion 51 is formed on a part of the circumferential direction along the opening 2.
  • the first split ring portion 31 is formed.
  • the antenna device surrounds the opening 2 provided so as to face the first split ring portion 31 in the second conductor layer 36 ⁇ / b> B extending on the other surface side of the dielectric layer 35, and extends along the opening 2.
  • a second split ring portion 32 having a second split portion 52 formed in a part in the circumferential direction is provided.
  • a plurality of antenna devices are provided with a gap in the circumferential direction with the first split portion 51 and the second split portion 52 interposed therebetween, and a conductor that electrically connects the first split ring portion 31 and the second split ring portion 32. It has a via 3.
  • the antenna device is provided in a specific conductor layer among the plurality of conductor layers, one end is electrically connected to at least one conductor via 3, and the other end is an extension of the specific conductor layer.
  • the power supply line 4 is insulated from the specific conductor layer by a clearance 39 formed in the specific conductor layer.
  • the antenna device of the present embodiment includes a plurality of the above-described structures, and constitutes the first split ring resonator antenna 10 that resonates at the first frequency by the first structure, and the second frequency by the second structure.
  • a second split ring resonator antenna 20 that resonates at is configured.
  • the antenna device includes the first split ring resonator antenna 10 that resonates at the first frequency and the second split ring resonator antenna 20 that resonates at the second frequency.
  • the conductor via 3 is a conductor that electrically connects the conductor layer 36 in the first to sixth layers of the conductor substrate 1 and a feeding point 6 described later at a predetermined interval so as to surround the opening 2.
  • the predetermined interval at which the conductor via 3 is provided is, for example, 1 mm (millimeter). However, the interval at which the conductor via 3 is provided is not limited to 1 mm.
  • each of the power supply lines 4a and 4b is connected to a 2.4 GHz band and a 5 GHz band radio unit (high frequency circuit), not shown, respectively.
  • feed point 6 The other ends of the feed lines 4a and 4b are connected to the feed point 6a and the feed point 6b (hereinafter also collectively referred to as “feed point 6”) in the SR resonator antennas 10 and 20, respectively.
  • a high-frequency current is supplied / received to / from the radio unit in each frequency band.
  • the feeding line 4 in the sixth layer and the other conductor layer 36 are electrically connected by at least one conductor via 3.
  • the feeder line 4 is assumed to have a cross section perpendicular to the longitudinal direction of the feeder line 4 matched with the input / output impedance in the radio unit by having a rectangular conductor pattern, for example.
  • a gap (clearance) is provided around the feeder lines 4a and 4b so as not to be short-circuited with the surrounding conductor layer 36 when connected to the above-described radio units.
  • the clearance 39 is, for example, 0.5 mm.
  • the clearance 39 provided around the feeder line 4 is not limited to 0.5 mm.
  • the feeder 4 has been described as being drawn from the sixth layer in the second split ring portion 32 illustrated in FIG.
  • the method of drawing out the feeder line 4 is not limited to the above-described method, and, for example, from the conductor layer 36 (that is, the first conductor layer 36A) on the outermost surface of the first split ring portion 31 (ie, the first conductor layer 36A) You may pull it out.
  • the feeder line 4 forms a feeder line using the conductor layer 36 in at least one of the inner layers (that is, the second to fifth layers) in the second split ring portion 32. You may make it pull out.
  • FIG. 4 is a perspective view of another antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 shows the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 formed on the conductor substrate 1 for convenience of explanation only by the conductor layer provided with the split ring portion 12a and the feed line 4a. For this reason, in FIG. 4, the dielectric layer and the 5 GHz band SR resonator antenna 20 are not shown in FIG.
  • the material of the conductor layer 36 forming a part of the conductor substrate 1 shown in FIG. 1 includes a conductive metal pattern such as a copper foil pattern, for example.
  • the material of the dielectric layer 35 forming a part of the conductor substrate 1 shown in FIG. 1 is, for example, a glass epoxy substrate used for a printed board.
  • the material of the dielectric layer 35 is not limited to this, and may be a ceramic substrate or the like.
  • the SR resonator antennas 10 and 20 resonate in the respective frequency bands described above depending on the length of the conductor surrounding the outer periphery of each opening 2 and the electrostatic capacity between counter electrodes 7 (to be described later) sandwiching the split portion 5. .
  • the SR resonator antennas 10 and 20 have opposed (paired) electrodes 7a and 7b provided at right angles from the opening ends of the split portions 5a and 5b toward the opening 2 in the split portions 5a and 5b, respectively.
  • opposed (paired) electrodes 7a and 7b provided at right angles from the opening ends of the split portions 5a and 5b toward the opening 2 in the split portions 5a and 5b, respectively.
  • counter electrode 7a and counter electrode 7b are also collectively referred to as “counter electrode 7”.
  • the counter electrode 7 is provided to obtain the capacitance C in the split portions 5a and 5b.
  • the capacitance C is the total area S of the surfaces where the conductor layers 36 constituting the counter electrode 7 sandwiching the split portion 5 face each other, the distance d between the counter electrodes 7, and the dielectric that the gap between the counter electrodes 7 has.
  • the rate ⁇ (epsilon) is obtained based on the following known formula:
  • the area S is a surface facing each other across the split portion 5 of the conductor layer 36 included in the counter electrode 7 of each antenna.
  • the area S is the product of the total thickness (height) of each conductor layer 36 and the length of the counter electrode 7 provided at a right angle from the opening end of the split portion 5 toward the opening 2.
  • the capacitance between the conductor layers 36 of different layers in the counter electrode 7 is negligible compared to the capacitance of the conductor layers 36 of the same layer facing each other across the split portion 5.
  • the total height of the conductor layers in the counter electrode 7 is, for example, 0.8 mm in the case of a total of 6 layers. Further, the length of the counter electrode 7 is, for example, 3.5 mm and 2.5 mm in the SR resonator antennas 10 and 20, respectively. However, the dimension mentioned above is an example and is not limited to these dimensions.
  • the number of conductor layers 36 constituting the counter electrode 7 sandwiching the split portion 5 of each antenna is not limited to six layers as long as a predetermined capacitance can be obtained between the counter electrodes 7. There may be.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 has, as an example, conductor layers 36 that constitute counter electrodes in all six layers.
  • the conductor layer 36 is provided only in the first layer and the sixth layer, and the counter electrode is not provided in the other conductor layers.
  • providing a plurality of conductor layers 36 constituting the counter electrode 7 of each antenna can be regarded as a combined capacitance in which the capacitance between the counter electrodes of each conductor layer 36 is connected in parallel. And according to this embodiment, it becomes possible to adjust the electrostatic capacitance according to the number of layers of the conductor layer 36 constituting the counter electrode 7.
  • the conductor via 3 that conducts between the conductor layers 36 is not provided other than the feeding point 6.
  • the conductor via 3 may be appropriately provided in the counter electrode 7 sandwiching the split portion 5.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 and the 5 GHz band SR resonator antenna 20 are based on the following equation that is known from the above-described capacitance C between the counter electrodes 7 and the inductive reactance L: Resonance occurs at frequencies f of 2.4 GHz band and 5 GHz band, respectively.
  • the inductive reactance L is an impedance due to the line length which is the length of the conductor in the conductor layer 36 surrounding the outer periphery of the opening 2.
  • the capacitance C is also referred to as “capacitive reactance” in the following description.
  • the capacitive reactance C between the counter electrodes 7 can be increased by the following method using Equation 1. For example, a) By increasing the length of the counter electrode 7, the total area S of the surfaces where the conductor layers 36 constituting the counter electrode 7 face each other is increased.
  • the capacitive reactance C in the SR resonator antennas 10 and 20 according to this embodiment can be increased by any one of these a) to c) or a combination of at least two of them.
  • the capacitive reactance C can be adjusted by the thickness (height) of the conductor layer 36 as shown in Expression 1 in addition to the above-described elements.
  • ⁇ (pi) in Equation 2 represents the circumference ratio.
  • FIG. 3 is a dimensional diagram of the antenna device according to the first embodiment.
  • the length of the side where the split portion 5 is provided is, for example, 13 mm for the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 and 5 mm for the 5 GHz band SR resonator antenna 20.
  • the length in the depth direction from the end face where the split part 5 of the SR resonator antennas 10 and 20 is provided to the opening 2 is 4.5 mm, for example.
  • the interval between the two SR resonator antennas is 4 mm, for example.
  • the length (thickness) in the thickness direction (not shown) of the conductor substrate 1 depends on the number of layers of the conductor substrate 1.
  • the thickness of the conductor substrate 1 is 1.6 mm as an example.
  • the SR resonator antennas 10 and 20 described above are designed so as to resonate at the respective resonance frequencies when the respective SR resonator antennas 10 and 20 are independent.
  • the positional relationship between the two SR resonator antennas 10 and 20 is interchanged, so that the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 and the 5 GHz band SR resonator antenna 20 are switched to the left and right shown in FIG. May be.
  • an arrangement in which the positions of the feed line 4a and the split part 5a in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 and the positions of the feed line 4b and the split part 5b in the 5 GHz band SR resonator antenna 20 are interchanged. It may be adopted.
  • the present embodiment is not limited to the SR resonator antenna having the above-described shape, and may have other shapes as long as the SR resonator is formed.
  • This embodiment has an effect that an antenna device using a split ring resonator can be realized using a multilayer printed board.
  • FIG. 5A and FIG. 5B, and FIG. 6A and FIG. 6B are diagrams representing the antenna performance of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 and the 5 GHz band SR resonator antenna 20 in order.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating impedance characteristics of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating the reflection characteristics in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment.
  • FIG. 6A is a diagram illustrating impedance characteristics in the 5 GHz band SR resonator antenna 20 according to the second embodiment.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating reflection characteristics in the 5 GHz band SR resonator antenna 20 according to the second embodiment.
  • the impedance characteristic represents what impedance (the real part and the imaginary part of the impedance characteristic) the SR resonator antennas 10 and 20 have. That is, the horizontal axis (horizontal line) of the circles shown in FIGS. 5A and 6A represents the pure resistance (the real part of the impedance characteristics) in the SR resonator antennas 10 and 20.
  • the center point of the horizontal line represents 1 which is a numerical value normalized by 50 ⁇ . Then, with the numerical value 1 at the center point of the horizontal line as a reference, the left end represents 0 ⁇ (ohms) (that is, short circuit), and the right end represents ⁇ (infinite) ⁇ (that is, open).
  • the line (circle) perpendicular to the horizontal line representing the real part represents the imaginary part (reactance component).
  • the impedance characteristics of the SR resonator antenna are expressed in the semicircular part above the horizontal line in the following cases with reference to the numerical value 1 at the center point. That is, the next case is a case where an inductive reactance component such as a line pattern in the split ring portions 31 and 32 is added in series with the SR resonator antenna.
  • the impedance characteristic of the SR resonator antenna is expressed in a semicircular portion below the horizontal line in the following case with the numerical value 1 at the center point as a reference. That is, the next case is a case where a capacitive reactance component such as the counter electrode 7 sandwiching the split portion 5 is added in series with the SR resonator antenna.
  • the first numerical value represents the frequency value
  • the following parentheses indicate the frequency value.
  • the values of the real part and imaginary part of the impedance characteristic are expressed in order with a comma in between. That is, it represents that the real part of the impedance characteristic is 1.95 ohms and the value of the imaginary part is 51 ohms at a frequency of 2 GHz. That is, the description “Frequency / MHz” in FIG. 5A indicates that the unit of frequency is megahertz.
  • each frequency shown in items 1 to 7 described in the lower left in FIG. 5A each frequency shown in items 1 to 3 represents a numerical value representing an impedance characteristic at a frequency in the 2.4 GHz band.
  • Each frequency shown in items 4 to 7 indicates a numerical value representing impedance characteristics at a frequency of 5 GHz band.
  • the way of viewing FIG. 5A is the same for FIGS. 6A and 10A.
  • the impedance characteristics of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 shown in FIG. 5A and the 5 GHz band SR resonator antenna 20 shown in FIG. 6A satisfy the impedance characteristics in the respective frequency bands. That is, FIG. 5A has a reactance component near the center frequency of the 2.4 GHz band in the vicinity of the numerical value 1 at the center point. Similarly, FIG. 6A has a reactance component near the center frequency of the 5 GHz band in the vicinity of the numerical value 1 at the center point.
  • the reflection characteristics shown in FIGS. 5B and 6B are such that when signals are input from the feed lines 4 of the SR resonator antennas 10 and 20, the input signals are reflected by the respective antennas and returned to the feed lines 4. Represents the incoming ratio
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents the ratio of output (reflected) power to input power in dB (decibel).
  • the horizontal axis representing the frequency shown in FIGS. 5B and 6B has a higher frequency in the right direction, and the vertical axis representing the reflectance has a lower reflection in the lower direction (that is, it is efficiently radiated). It represents.
  • the reflection characteristics of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 shown in FIG. 5B and the 5 GHz band SR resonator antenna 20 shown in FIG. 6B indicate that the reflection characteristics in the respective frequency bands are satisfied. That is, in FIG. 5B, reflection near the center frequency of the 2.4 GHz band is reduced. Further, in FIG. 6B, reflection near the center frequency of the 5 GHz band is reduced.
  • the ratio of reflection (return loss value) at the frequency of the 5 GHz band other than the 2.4 GHz band of the center frequency of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 shown in FIG. 5B is about ⁇ 7 dB.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 has a characteristic of radiating (leaking) an input signal even in a frequency of 5 GHz band, which is a frequency other than the target frequency of 2.4 GHz band. .
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 has a characteristic of radiating even at a frequency of 5 GHz band. Conversely, the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 can easily receive a signal of a frequency of 5 GHz band. Means.
  • FIG. 7 shows a signal output from the feed line 4b of the 5 GHz band SR resonator antenna 20 when a signal is input from the feed line 4a of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 in the second embodiment. It is a figure showing the isolation characteristic which shows the ratio of the output electric power with respect to input electric power.
  • Isolation characteristics are characteristics that represent the degree of signal separation between different inputs and outputs. That is, in FIG. 3, when a signal having a frequency of, for example, 2 GHz to 6 GHz is input to the power supply line 4a while changing the frequency, the signal at the frequency is output to the power supply line 4b. The ratio of the output power in the feed line 4b to the input power in the feed line 4a is expressed in dB.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents isolation (degree of separation).
  • the right direction represents that the frequency is high.
  • the vertical axis representing the isolation indicates that the signal at that frequency is less leaked (ie, separated) to other SR resonator antennas.
  • a signal input from the feed line 4a of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 wraps around the 5 GHz band SR resonator antenna 20 and is output from the feed line 4b at an input power at a frequency of 5 GHz band.
  • the ratio of the output power to the maximum value represents about -11 dB. That is, the signal of the frequency of 5 GHz band input to the feeder line 4a is output from the feeder line 4b with only about 11 dB attenuated.
  • the SR resonator antennas 10 and 20 have reversibility in which the radiation characteristics when transmitting radio waves are the same as other antennas, that is, the reception characteristics when receiving radio waves. Thereby, the power of the signal of the frequency of the 5 GHz band input to the feeder line 4b is output from the feeder line 4a with only about 11 dB attenuated.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 also receives a signal of a 5 GHz band frequency radiated from the 5 GHz band SR resonator antenna 20, thereby causing a high frequency of a 2.4 GHz band radio unit (not shown).
  • the receiver circuit is saturated.
  • the 2.4 GHz band radio unit (not shown) cannot receive a signal that should originally be received.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 is As an antenna that receives a frequency of 5 GHz band, it does not operate.
  • the high-frequency receiving circuit of the 2.4 GHz band radio unit is not saturated by the signal of the 5 GHz band frequency radiated from the 5 GHz band SR resonator antenna 20 (that is, the isolation characteristic is improved). Therefore, the 2.4 GHz band radio unit can receive signals that the 2.4 GHz band radio unit should originally receive.
  • the isolation characteristic at a frequency of 5 GHz band depends on the design of a high-frequency circuit including a filter circuit and the like in each radio unit.
  • the isolation characteristic value representing the degree of separation from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 to the 5 GHz band SR resonator antenna 20 needs to ensure 20 dB, for example, There is a need to improve 9 dB from about 11 dB.
  • 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 and 5 GHz band SR resonator antenna 20 are used. It is necessary to widen the antenna interval.
  • an antenna interval to be widened is required to be, for example, a 24 mm interval shown in FIG.
  • Figure 8 shows the antenna shape and layout dimensions based on the simulation results.
  • FIG. 8 shows the intensity of leakage of a signal of 5 GHz band frequency radiated from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment to the 5 GHz band SR resonator antenna 20, in the 5 GHz band SR resonance. It is a figure showing the distance between antennas in the case of reducing by expanding the space
  • FIG. 8 shows the intensity of leakage of a signal of 5 GHz band frequency radiated from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment to the 5 GHz band SR resonator antenna 20, in the 5 GHz band SR resonance. It is a figure showing the distance between antennas in the case of reducing by expanding the space
  • the ratio of the output power from the power supply line 4b to the input power of the 5 GHz band frequency signal input from the power supply line 4a satisfies the target 20 dB isolation characteristic value.
  • the shape of the 5 GHz band SR resonator antenna 20 is not changed, and the 2.4 GHz band SR resonator is improved when the return loss value at the frequency of 5 GHz band in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 is improved.
  • the shape and arrangement on the antenna 10 side are changed.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 and the 5 GHz band SR resonator antenna 20 are arranged close to each other, predetermined impedance characteristics in the respective SR resonator antennas 10 and 20, and The shape and arrangement of the SR resonator antenna 10 are adjusted so as to satisfy the reflection characteristics.
  • FIG. 9 shows a dimensional diagram as a result of changing the shape and arrangement of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10.
  • 10A and 10B show impedance characteristics and reflection characteristics of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 in a state where the shape and arrangement of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 are changed.
  • FIG. 9 shows the size of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 by adjusting the line length of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment and the counter electrode 7 sandwiching the split part 5.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a state in which the signal leakage at the frequency of 5 GHz band is reduced and the distance between the antennas in the 2.4 GHz band and the 5 GHz band is shortened.
  • FIG. 10A illustrates the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 by adjusting the line length of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment and the counter electrode 7 sandwiching the split portion 5. It is a figure showing the impedance characteristic figure at the time of reducing size. Further, FIG. 10A shows that in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 when the signal leakage at the frequency of 5 GHz band is reduced and the distance between the antennas of the 2.4 GHz band and the 5 GHz band is shortened. It is also a figure showing an impedance characteristic diagram.
  • FIG. 10B shows the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 by adjusting the line length of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment and the counter electrode 7 sandwiching the split part 5. It is a figure showing the reflective characteristic at the time of reducing size.
  • FIG. 10B also shows that the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 when the signal leakage at the frequency of the 5 GHz band is reduced and the distance between the antennas of the 2.4 GHz band and the 5 GHz band is shortened. It is a figure showing the reflective characteristic in.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna is set so that the ratio of the reflected power to the input power representing the reflection characteristics in the frequency of the 5 GHz band approaches zero. Adjustment to reduce the size of 10 is performed.
  • the antenna device design method considers a case where the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 has reflected power with respect to input power at a frequency of 5 GHz band.
  • the line length which is the length of the conductor surrounding the outer periphery of the opening 2a, which is a component of the inductive reactance L in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10, is shortened.
  • the design method of the present antenna device is that the resonance frequency f remains at the center frequency of the 2.4 GHz band, and the capacitance between the counter electrodes 7 in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 is calculated according to Equation 2. (In other words, the capacitive reactance C) can be increased.
  • the method of increasing the capacitive reactance C can be increased by the following method using Equation 1. That is, a) Increasing the length of the counter electrode 7 in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 increases the area S of the surface where the conductor layers 36 constituting the counter electrode 7 face each other.
  • the capacitive reactance C can be increased by any one of these a) to c) or a combination of at least two of them.
  • the capacitive reactance C can be adjusted by the thickness (height) of the conductor layer 36 in addition to the elements described above.
  • FIGS. 5A and 5B showing the antenna characteristics of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 before adjusting the size of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10, and the above-described 2.4 GHz band SR resonator antenna 10.
  • FIG. 10A and FIG. 10B showing antenna characteristics after adjusting the size of 10 are compared.
  • the return loss value of the frequency of 5 GHz band is improved from about ⁇ 7 dB to 0 dB.
  • a signal with a frequency of 5 GHz band input from the feed line 4 b in the 5 GHz band SR resonator antenna 20 does not leak to the feed line 4 a in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10.
  • the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 has a length of the side where the split portion 5a is provided and the length of the side facing the side shown in FIG. It is shortened to 9 mm.
  • FIG. 11 shows the isolation characteristics of the SR resonator antennas 10 and 20 shown in FIG.
  • FIG. 11 shows that the signal length at the frequency of 5 GHz band is reduced by adjusting the line length of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the second embodiment and the counter electrode 7 sandwiching the split part 5. It is a figure showing an isolation characteristic. Further, FIG. 11 shows the 5 GHz band SR resonance when a signal is input from the feeder line 4 a of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 when the distance between the antennas of the 2.4 GHz band and the 5 GHz band is shortened. It is also a figure showing the isolation characteristic which shows the ratio of the output electric power with respect to input electric power of the signal output from the feeder line 4b of the antenna unit 20.
  • the return loss in the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 was improved. As a result, it can be seen that isolation is ensured even when the antenna interval between the SR resonator antennas 10 and 20 is as narrow as 4 mm as shown in FIG. 3, as shown in FIG. That is, in FIG. 11, the signal of the frequency of 5 GHz band from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 to the 5 GHz band SR resonator antenna 20 is reduced by 20 dB or more.
  • This embodiment has an effect of reducing the signal leakage from the SR resonator antenna that resonates in the higher frequency band to the SR resonator antenna that resonates in the lower frequency band. This effect can be realized without adding components or the like even when split ring resonator antennas corresponding to different frequency bands are arranged close to each other.
  • the reflection characteristic (return loss value) of the higher frequency in the antenna in the lower frequency band affected by the antenna in the higher frequency band Is adjusted to approach zero.
  • This embodiment is different in that the positions of the feeder line 4b and the split part 5b in the 5 GHz band SR resonator antenna 20 of the first and second embodiments are interchanged.
  • the isolation in the 2.4 GHz band is about ⁇ 17 dB.
  • the isolation characteristic is about 3 dB short of the target of ⁇ 20 dB.
  • the positions of the feed line 4b and the split part 5b of the 5 GHz band SR resonator antenna 20 are switched as shown in FIG. 12B from the configuration in FIG. 9 (or FIG. 12A).
  • FIG. 12A shows the leakage from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 before switching the positions of the split part 5b and the feeder line 4b in the 5 GHz band SR resonator antenna 20 according to the third embodiment of the present invention. It is a figure which represents typically the flow of the high frequency current which is a signal of .4 GHz band.
  • FIG. 12B shows the leakage from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 after the positions of the split part 5b and the feed line 4b of the 5 GHz band SR resonator antenna 20 according to the third embodiment are switched. It is a figure which represents typically the flow of the high frequency electric current which is a 4 GHz band signal. This is a configuration for improving the isolation characteristic of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 to the 5 GHz band SR resonator antenna in the present embodiment.
  • FIG. 12A shows a case where the feed line 4b of the 5 GHz band SR resonator antenna 20 is on the side close to the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10.
  • a 2.4 GHz-band frequency signal input from the feed line 4a of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 slightly enters the feed line 4b of the 5 GHz band antenna through a path indicated by a dotted arrow.
  • the 5 GHz band SR resonator antenna 20 receives the 2.4 GHz band frequency signal radiated from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10, so that the high frequency receiving circuit of the radio section of the 5 GHz band can be obtained. Saturates. Thus, the 5 GHz band SR resonator antenna 20 cannot receive a signal that the 5 GHz band radio unit should originally receive.
  • FIG. 12B the case where the feeder line 4b and these positions are switched so that the slit portion 5b is disposed on the side close to the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 in the 5 GHz band SR resonator antenna 20.
  • a 2.4 GHz band frequency signal input from the feeder line 4a of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 enters the 5 GHz band SR resonator antenna 20, it bypasses the split portion 5b and is shown by a dotted arrow. Attenuated by the detour path indicated by, and enters the feeder line 4b.
  • the slit portion 5b is adjusted so as to resonate at a frequency of 5 GHz band, and therefore the capacitance is small for a signal of a frequency of 2.4 GHz band. Therefore, when viewed from the 2.4 GHz band frequency signal output from the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10, it is difficult to pass through the slit section 5b because the slit section 5b is open. On the other hand, a 2.4 GHz band frequency signal passes through the detour path schematically shown by the dotted arrow in FIG. 12B, which is easier to pass than the slit portion 5b.
  • FIG. 13 shows the isolation characteristics of the SR resonator antenna having the configuration shown in FIG. 12B.
  • FIG. 13 is a plan view of the split portion 5b of the 5 GHz band SR resonator antenna 20 in order to improve the isolation characteristics in the 2.4 GHz band frequency of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 according to the third embodiment. It is a figure showing the characteristic at the time of exchanging a position with electric wire 4b. FIG. 13 shows an input of a signal output from the feed line 4b of the 5 GHz band SR resonator antenna 20 when a signal is input from the feed line 4a of the 2.4 GHz band SR resonator antenna 10 in that case. It is also a figure showing the isolation characteristic showing the ratio of output electric power to electric power.
  • FIG. 11 showing the isolation characteristics in the SR resonator antenna shown in FIG. 9 described in the second embodiment before switching the positions of the feeder line 4b and the split part 5b in the 5 GHz band SR resonator antenna 20;
  • the isolation characteristic at the frequency in the 2.4 GHz band is improved by about 5 dB from about ⁇ 17 dB before improvement to about ⁇ 22 dB after improvement, and satisfies the target of 20 dB.

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Abstract

　異なる周波数帯に適応するスプリットリング共振器を有するアンテナ装置等が開示される。　アンテナ装置は、誘電体層（ＤＬ）３５と、導体層（ＣＬ）とが交互に積層された構造体に、ＤＬ３５の一面側に延設された第１の導体層（第１ＣＬ）３６Ａに設けられた、開口２を囲むとともに、その開口２に沿う周方向の一部に第１スプリット部（第１ＳＰ）５１が形成された第１スプリットリング部（第１ＳＲ）３１と、ＤＬ３５の他面側に延設された第２の導体層（第２ＣＬ）３６Ｂに、第１ＳＲ３１と対向するように設けられた開口２を囲むとともに、その開口２に沿う周方向の一部に第２スプリット部（第２ＳＰ）５２が形成された第２スプリットリング部（第２ＳＲ）３２と、第１ＳＰ５１及び第２ＳＰ５２を挟み、周方向に間隔を隔てて複数設けられ、第１ＳＲ３１と第２ＳＲ３２とを電気的に接続する導体ビア（ＣＶ）３と、複数のＣＬのうち、特定のＣＬに設けられ、一端が、少なくとも一つのＣＶ３に電気的に接続され、他端が、該特定のＣＬの延設方向に沿って、該特定のＣＬに形成されたクリアランス３９によって該特定のＣＬと絶縁された給電線４と、を含む構造を複数備える。

Description

アンテナ装置およびその設計方法
　本発明は、異なる周波数帯に適応するスプリットリング共振器を有するアンテナ装置およびその設計方法に関する。
　今日、無線機能を備えた情報端末等の電子機器においては、電波を送受信するアンテナがプリント基板上に設けられている。
　非特許文献１は、環状の導体の一部を切断することによって略Ｃ字型の形状をなすスプリットリング（Ｓｐｌｉｔ＿Ｒｉｎｇ）共振器（Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）を、このようなアンテナとして用いる技術を開示する。
　アンテナとして機能する係るスプリットリング共振器（以下、「ＳＲ共振器」とも言う。）は、小型であり、多層プリント基板に共振器として機能するパターンを形成することにより製造することができる。このため、スプリットリング共振器アンテナは、製造が容易であるとともに、製造コストも安価である。
　また、特許文献１は、近接する複数の周波数を受信するマイクロストリップアンテナを小型、且つ、簡易な構造で実現する技術を開示する。
スプリットリング共振器小型アンテナの検討＿電子情報通信学会ソサイエティ大会講演論文集＿２０１１年＿通信（１）＿ｐ１３３＿２０１１－０８－３０＿一般社団法人電子情報通信学会、鳥屋尾＿博、ドン＿ユアンダン、伊藤＿龍男＿著
特開平５－３１５８２８号公報
　今日、上述した情報端末等の電子機器は、様々な通信目的に応じて複数の周波数帯域を使い分けるために、複数のアンテナを備えている。
　しかしながら、非特許文献１には、それぞれ異なる周波数帯を使用するアンテナとして機能する複数のスプリットリング共振器をプリント基板に形成する場合に、どのように形成すればよいかについては何ら開示されていない。
　したがって、非特許文献１に記載された技術を電子機器のアンテナに適用する場合に、どのように適用すればよいかが問題である。
　尚、特許文献１は、複数の周波数の信号を複数のアンテナを用いて受信することを目的としていない。
　本発明の一つの目的は、上述した問題を解決するアンテナ装置およびアンテナ装置設計方法を提供することにある。
　本発明のアンテナ装置は、
　誘電体層と、導体層とが交互に積層された構造体に、
　該誘電体層の一面側に延設された第１の導体層に設けられた、開口を囲むとともに、その開口に沿う周方向の一部に第１スプリット部が形成された第１スプリットリング部と、
　前記誘電体層の他面側に延設された第２の導体層に、前記第１スプリットリング部と対向するように設けられた開口を囲むとともに、その開口に沿う周方向の一部に第２スプリット部が形成された第２スプリットリング部と、
　前記第１スプリット部及び前記第２スプリット部を挟み、周方向に間隔を隔てて複数設けられ、前記第１スプリットリング部と前記第２スプリットリング部とを電気的に接続する導体ビアと、
　前記複数の導体層のうち、特定の導体層に設けられ、一端が、少なくとも一つの前記導体ビアに電気的に接続され、他端が、該特定の導体層の延設方向に沿って、該特定の導体層に形成されたクリアランスによって該特定の導体層と絶縁された給電線と、
　を含む構造を複数備え、
　第１の前記構造によって第１の周波数で共振する第１スプリットリング共振器アンテナを構成し、第２の前記構造によって第２の周波数で共振する第２スプリットリング共振器アンテナを構成する。
　また、本発明のアンテナ装置設計方法は、
　アンテナ装置を、
　第１スプリットリング共振器アンテナへ入力される第２の周波数の信号の入力電力に対する、該入力された第２の周波数の信号が前記第１スプリットリング共振器アンテナから反射される際の出力電力の比率を表す反射率の値を零に近づけるように、前記第１スプリットリング共振器アンテナにおける第１及び第２スプリット部が設けられた辺及びその辺に対向する辺の長さを短縮するのに応じて、前記第１スプリットリング共振器アンテナにおける対向電極間が有する静電容量を増大させるように調整する。
　本発明には、異なる周波数帯に適応するスプリットリング共振器アンテナを近接配置する場合であっても、高い方の周波数帯で共振するスプリットリング共振器アンテナからの、低い方の周波数帯で共振するスプリットリング共振器アンテナへの信号の漏洩を低減することができるという効果がある。
本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置を模式的に示す斜視図である。 図１に示すアンテナ装置のＡ－Ａ断面図である。 第１の実施形態に係るアンテナ装置における寸法図である。 第１の実施形態に係る他のアンテナ装置における斜視図である。 第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナにおけるインピーダンス特性を表す図である。 第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナにおける反射特性を表す図である。 第２の実施形態に係る５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナにおけるインピーダンス特性を表す図である。 第２の実施形態に係る５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナにおける反射特性を表す図である。 第２の実施形態において、２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナの給電線から信号を入力した際に、５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナの給電線から出力される信号の、入力電力に対する出力電力の比率を示すアイソレーション特性を表す図である。 第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナから放射される５ＧＨｚ帯の周波数の信号が、５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナへ漏洩する強度を、該５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナとの間隔を広げることで低減する場合のアンテナ間距離を表す図である。 第２の実施形態において、２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナのサイズを縮小すると共に、５ＧＨｚ帯の周波数における信号の漏洩を低減し、且つ、２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とのアンテナ間距離を短縮した状態を説明する図である。 第２の実施形態において、２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とのアンテナ間距離を短縮した際の、２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナにおけるインピーダンス特性を表す図である。 第２の実施形態において、２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とのアンテナ間距離を短縮した際の、２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナにおける反射特性を表す図である。 第２の実施形態において、５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナの給電線から出力される信号の、入力電力に対する出力電力の比率を示すアイソレーション特性を表す図である。 本発明の第３の実施形態に係る５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナにおいて、スプリット部と給電線との位置を入れ替える前の、２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナから漏洩する２．４ＧＨｚ帯の信号である高周波電流の流れを模式的に表す図である。 第３の実施形態において、５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナのスプリット部と給電線との位置を入れ替えた後の、該２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナから漏洩する２．４ＧＨｚ帯の信号である高周波電流の流れを模式的に表す図である。 第３の実施形態において、５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナのスプリット部と給電線との位置を入れ替えた後の、該２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナの給電線から信号を入力した際に、該５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナの給電線から出力される信号の、入力電力に対する出力電力の比率を表すアイソレーション特性を表す図である。
　次に、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
　＜第１の実施形態＞
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置を模式的に示す斜視図である。
　図１を参照すると、本実施形態に係るアンテナ装置は、大別して、誘電体層（図１には不図示）と、導体層（図１には不図示）とが積層された導体基板１と、該導体基板１に形成された２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナ１０と、５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナ２０とを有する。以下、２．４ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナ１０と、５ＧＨｚ帯スプリットリング共振器アンテナ２０とは、それぞれ「ＳＲ共振器アンテナ１０」、「ＳＲ共振器アンテナ２０」とも略称する。
　２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０は、開口２ａと、導体ビア３と、給電線４ａと、スプリット部５ａとを含む。
　また、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０は、開口２ｂと、導体ビア３と、給電線４ｂと、スプリット部５ｂとを含む。
　ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０には、それぞれ順に開口２ａ及び２ｂの周囲に、略Ｃ字状(又は、Ｃ字状（以下、同様）。）を成す導体層が形成されている。即ち、係る略Ｃ字状を成す導体層は、それぞれ順にスプリット部５ａ及び５ｂが示す部分を切り欠いた構造をなす。係る略Ｃ字状を成す導体層は、後述する第１スプリットリング部３１と第２スプリットリング部３２としてそれぞれ形成されており、それぞれがお互いに重なるように配置されている。以下の説明において、開口２ａ及び２ｂは、「開口部２」と総称する場合がある。
　また、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０は、それぞれ順に、スプリット部５ａ及び５ｂが設けられた辺が導体基板１の同一の端面に露出するように、該導体基板１に形成されている。以下の説明において、スプリット部５ａ及び５ｂは、「スプリット部５」と総称する場合がある。尚、導体ビア３は、図１において灰色のマス目状に示す如く模式的に表している。即ち、導体ビア３の具体的な構造は、図４に示すように、例えば円筒形のスルーホールである。また、開口部２の周方向に、導体ビア３に隣接して、白色のマス目状に示す如く模式的に表された部分は、導体基板１を表す。図４は、第１の実施形態に係る他のアンテナ装置における斜視図である。
　ここで、導体基板１の構造を説明する。図２は、図１に示すアンテナ装置のＡ－Ａ断面図である。
　導体基板１は、図２に示すように誘電体層３５と導体層３６とが交互に積層された複数の層を含む。本実施形態では、導体基板１は、一例として第１層から第５層までの各層において、誘電体層３５と導体層３６とを含む。そして、係る第５層に沿って延設された第６層には、導体層３６のみを含む。
　第１層が導体基板１の最外面として有する導体層３６は、説明の便宜上、第１の導体層３６Ａとも呼ぶ。図１に示すＳＲ共振器アンテナ１０及び２０において、第１の導体層３６Ａと誘電体層３５とから成る第１層には、それぞれ順に略Ｃ字状の第１スプリットリング部３１ａ及び第１スプリットリング部３１ｂが形成されている。以下の説明において、第１スプリットリング部３１ａ及び３１ｂは、「第１スプリットリング部３１」と総称する場合がある。
　また、図２に示す如く、第２乃至第５層は、第２の導体層３６Ｂと誘電体層３５とが交互に積層された構造（構造体）である。第６層は、第１の導体層によって構成されている。係る第２乃至第５、並びに第６層は、図２には不図示の、略Ｃ字状を成す第２スプリットリング部３２a及び第２スプリットリング部３２ｂが形成されている。即ち、図１に示す模式的な構造図において、図２に示す各層間に設けられた誘電体層は、その表現が省略されている。以下の説明において、第２スプリットリング部３２a及び３２ｂは、「第２スプリットリング部３２」と総称する場合がある。
　尚、本実施形態では、第２スプリットリング部３２は、一例として第２層乃至第６層の合計５層を有するものとして説明する。
しかし、本実施形態を例に説明する本発明に係るアンテナ装置の層数は、５層に限定されない。
　また、第６層は、導体層３６により、上述した第２スプリットリング部３２の一部を構成すると共に、後述する給電線４ａ及び給電線４ｂを配線する（引き出す）層である。給電線４ａおよび４ｂは、以下の説明において、「給電線４」と総称する場合がある。
　図１に示す開口２ａ及び２ｂは、実際には存在する誘導体層３５を説明の便宜上から表現を省略することにより導体層３６のみによって模式的に表現した状態を表す。即ち、本実施形態に係るアンテナ装置には、物理的に貫通した開口は存在しない。
　図１及び図２を参照し、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０毎の構成を更に説明する。
　２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０は、第１スプリットリング部３１ａと第２スプリットリング部３２ａとを重ね合わせるようにして備える（図１）。
　スプリット部５ａは、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の開口２ａにおいて切り欠かれた間隙である。そして、スプリット部５ａは、第１層に対応する第１スプリット部５１ａ、及び第２層乃至第６層に対応する第２スプリット部５２ａから成る。
　つまり、第１スプリットリング部３１ａ及び第２スプリットリング部３２ａは、図１にそれぞれ第１スプリット部５１ａ及び第２スプリット部５２ａに示す如く切り欠かれた状態で開口２ａを囲むように形成されている。そして、第１スプリットリング部３１ａ及び第２スプリットリング部３２ａは第１層及び第２層乃至第６層が重ねられた構造である。
　５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０は、上述した２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０と同様の構成を有する。即ち、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０は、第１スプリットリング部３１ｂと第２スプリットリング部３２ｂとを重ね合わせるように備える（図１）。
　スプリット部５ｂは、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の開口２ｂにおいて切り欠かれた間隙である。そして、スプリット部５ｂは、第１層に対応する第１スプリット部５１ｂ、及び第２層乃至第６層に対応する第２スプリット部５２ｂから成る。
　つまり、第１スプリットリング部３１ｂ及び第２スプリットリング部３２ｂは、図１にそれぞれ第１スプリット部５１ｂ及び第２スプリット部５２ｂに示す如く切り欠かれた状態で開口２ｂを囲むように形成されている。そして、第１スプリットリング部３１ｂ及び第２スプリットリング部３２ｂは、第１層及び第２層乃至第６層が重ねられた構造である。
　尚、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０における、それぞれ順に第１スプリット部５１ａ及び５１ｂは、総称して第１スプリット部５１と称することとする。また、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０における、それぞれ順に第２スプリット部５２ａ及び５２ｂは、総称して第２スプリット部５２と称することとする。
　また、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０は、第１の周波数である２．４ＧＨz帯で共振する第１スプリットリング共振器アンテナ１０と称することとする。５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０は、第２の周波数である５ＧＨz帯で共振する第２スプリットリング共振器アンテナ２０と称することとする。
　即ち、本実施形態のアンテナ装置は、誘電体層３５と、導体層とが交互に積層された構造体である。
　このアンテナ装置は、誘電体層３５の一面側に延設された第１の導体層３６Ａに設けられた、開口２を囲むとともに、その開口２に沿う周方向の一部に第１スプリット部５１が形成された第１スプリットリング部３１を有する。
　アンテナ装置は、誘電体層３５の他面側に延設された第２の導体層３６Ｂに、第１スプリットリング部３１と対向するように設けられた開口２を囲むとともに、その開口２に沿う周方向の一部に第２スプリット部５２が形成された第２スプリットリング部３２を有する。
　アンテナ装置は、第１スプリット部５１及び第２スプリット部５２を挟み、周方向に間隔を隔てて複数設けられ、第１スプリットリング部３１と第２スプリットリング部３２とを電気的に接続する導体ビア３を有する。
　そして、係るアンテナ装置は、複数の導体層のうち、特定の導体層に設けられ、一端が、少なくとも一つの導体ビア３に電気的に接続され、他端が、該特定の導体層の延設方向に沿って、該特定の導体層に形成されたクリアランス３９によって該特定の導体層と絶縁された給電線４を有する。
　また、本実施形態のアンテナ装置は、上述した構造を複数備え、第１の構造によって第１の周波数で共振する第１スプリットリング共振器アンテナ１０を構成し、第２の構造によって第２の周波数で共振する第２スプリットリング共振器アンテナ２０を構成する。
　そして、本実施形態のアンテナ装置は、上述する構成要素を備える第１の周波数で共振する第１スプリットリング共振器アンテナ１０及び第２の周波数で共振する第２スプリットリング共振器アンテナ２０を有する。
　ここで、導体ビア３は、開口部２を囲むように所定の間隔で導体基板１の第１層乃至第６層における導体層３６及び後述する給電点６を電気的に導通する導体である。
　導体ビア３を設ける所定の間隔は、例えば１ｍｍ（ミリメートル）である。しかし、導体ビア３を設ける間隔は、１ｍｍに限定されるものではない。
　また、給電線４ａ及び４ｂの一端は、それぞれ順に、図示していない２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯の無線部（高周波回路）に接続される。
　また、給電線４a及び４ｂの他端は、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０における、それぞれ順に給電点６ａ及び給電点６ｂ（以下、総称して「給電点６」とも言う。）に接続され、当該各周波数帯の無線部との間で高周波電流を受給電する。
　また、給電点６は、少なくとも１つの導体ビア３により、例えば第６層における給電線４と他の導体層３６とが導通する。
　また、給電線４は、該給電線４の長手方向に対する垂直の断面が、例えば矩形状の導体パターンを有することにより、無線部における入出力インピーダンスと整合されているものとする。
　給電線４ａ及び４ｂの周囲には、上述した各無線部に接続される際に、周囲の導体層３６と短絡しないように間隙（クリアランス）が設けられている。そのクリアランス３９は、例えば０．５ｍｍである。しかし、給電線４の周囲に設けられるクリアランス３９は、０．５ｍｍに限定されるものではない。
　また、給電線４は、一例として、図２に示す第２スプリットリング部３２における第６層から引き出す説明をした。しかし、給電線４の引き出し方は、上述した方法に限定されず、例えば、第１スプリットリング部３１最外面にある（第１層の）導体層３６（つまり、第１の導体層３６Ａ）から引き出してもよい。
　また、給電線４は、図４に示すように、第２スプリットリング部３２における少なくとも何れかの内層（つまり、第２層乃至第５層）における導体層３６を用いて給電線を形成すると共に引き出すようにしてもよい。
　図４は、第１の実施形態に係る他のアンテナ装置における斜視図である。図４は、説明の便宜上、導体基板１に形成された、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０を、スプリットリング部１２ａおよび給電線４ａが設けられた導体層のみによって表している。このため、図４において、誘電体層と、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０とは、図４中に表現することを省略している。
　尚、図１に示すＳＲ共振器アンテナ１０と２０とは、給電線４を引き出す層が異なっていてもよい。
　また、図１に示す導体基板１の一部をなす導体層３６の材料は、例えば、銅箔パターン等の導電性金属パターンを含む。
　また、図１に示す導体基板１の一部をなす誘電体層３５の材料は、例えば、プリント基板に用いられるガラスエポキシ基板である。しかし、誘電体層３５の材料は、これに限定されるものではなく、セラミック基板等であってもよい。
　続いて、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０及び５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０が、それぞれ順に２．４ＧＨｚ帯及び５ＧＨｚ帯の各周波数で共振する構造について説明する。
　ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０は、それぞれの開口部２の外周を囲む導体の長さと、スプリット部５を挟む後述する対向電極７間における静電容量とによって上述したそれぞれの周波数帯でそれぞれ共振する。
　ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０は、スプリット部５ａ及び５ｂにおいて、スプリット部５ａ及び５ｂの開口端部から開口部２に向って直角に設けられた対向する（対となる）電極７ａ及び７ｂをそれぞれ有する。以下、「対向電極７ａ」及び「対向電極７ｂ」は、総称して「対向電極７」とも言う。）係る対向電極７は、スプリット部５ａ及び５ｂにおける静電容量Ｃを得るために設けられる。
　つまり、静電容量Ｃは、スプリット部５を挟む対向電極７を成す各導体層３６同士が向き合う面の合計面積Ｓと、対向電極７間の距離ｄと、対向電極７間の空隙が有する誘電率ε（イプシロン）により、既知である次式に基づいて得られる。
　Ｃ＝ε×Ｓ／ｄ・・・・・（式１）、
　面積Ｓは、上記のとおり、各アンテナの対向電極７が有する導体層３６のスプリット部５を挟んで対向し合う面である。係る面積Ｓは、各導体層３６の厚み（高さ）の合計と、スプリット部５の開口端部から開口部２に向って直角に設けられた対向電極７の長さとの積である。尚、ここでは、対向電極７における異なる層の導体層３６間の静電容量は、スプリット部５を挟んで向き合う同じ層の導体層３６同士の静電容量に比べて無視しうるものとする。
　対向電極７における導体層の合計高さは、例えば全部で６層の場合で０．８ｍｍである。また、対向電極７の長さは、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０で、それぞれ順に、例えば３．５ｍｍ及び２．５ｍｍである。しかし、上述した寸法は、一例であり、これらの寸法には限定されない。
　また、各アンテナのスプリット部５を挟む対向電極７を成す導体層３６の層数は、対向電極７間で所定の静電容量を得ることができれば、６層に限らず、他の層数であってもよい。
　本実施形態では、図１に示すように、一例として２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０においては、６層全てに対向電極を成す導体層３６を有する。一方、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０においては、例えば第１層と第６層のみに導体層３６を有し他の導体層には対向電極を設けていない。
　つまり、各アンテナの対向電極７を成す導体層３６を複数層分設けることは、各導体層３６の対向電極間の静電容量が並列に接続された合成静電容量とみなすことができる。そして、本実施形態によれば、対向電極７を成す導体層３６の層数によって係る静電容量を調整することが可能となる。
　尚、本実施形態では、一例としてスプリット部５を挟む対向電極７において、導体層３６間を導通させる導体ビア３は、給電点６以外には設けていない。しかし、スプリット部５を挟む対向電極７において導体ビア３を適宜に設けるようにしてもよい。
　そして、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０及び５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０は、上述した対向電極７間における静電容量Ｃと、誘導性リアクタンスＬとにより、既知である次式に基づいて、それぞれ順に２．４ＧＨｚ帯及び５ＧＨｚ帯の各周波数ｆでそれぞれ共振する。係る誘導性リアクタンスＬは、開口部２の外周を囲む導体層３６における導体の長さである線路長によるインピーダンスである。そして、係る静電容量Ｃは、以下の説明において「容量性リアクタンス」とも言う。
　ｆ＝１／（２π√（ＬＣ））・・・・・（式２）、
　ここで、例えばＳＲ共振器アンテナのサイズを小さくしたい場合は、誘導性リアクタンスＬである開口部２の外周を囲む導体の長さである線路長を短くする。しかし、共振周波数ｆは、目的とする上述した周波数帯で一定とする必要があるので、式２により、対向電極７間の容量性リアクタンスＣは、増やす必要がある。
　対向電極７間の容量性リアクタンスＣは、式１により、次のような方法で増やすことができる。例えば、
　　ａ）対向電極７の長さを長くすることで対向電極７を成す各導体層３６同士が向き合う面の合計面積Ｓを増やす。
　　ｂ）対向電極７同士の（間隙）距離ｄを短くする。
　　ｃ）対向電極７を成す導体層３６の層数を増やす。
　これらａ）乃至ｃ）の何れか、又は、これらのうちの少なくとも２つの組み合わせにより、本実施形態に係るＳＲ共振器アンテナ１０および２０における容量性リアクタンスＣは、増やすことができる。
　尚、容量性リアクタンスＣは、上述した要素の他に、式１に示すように、導体層３６の厚み（高さ）によっても調整することが可能である。また、式２におけるπ（パイ）は円周率を表す。
　ここで、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０を備えるアンテナ装置のサイズについて、図を用いて説明する。図３は、第１の実施形態に係るアンテナ装置における寸法図である。
　図３を参照すると、スプリット部５が設けられた辺の長さは、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０が、例えば１３ｍｍであり、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０が、例えば５ｍｍである。
　また、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０のスプリット部５が設けられている端面から、開口部２へ向う奥行き方向の長さは、共に、例えば４．５ｍｍである。
　また、２つのＳＲ共振器アンテナ同士の間隔は、例えば４ｍｍである。
　また、導体基板１の図示していない厚み方向の長さ（厚み）は、導体基板１の層数に依存する。導体基板１の厚みは、一例として１．６ｍｍである。
　尚、図３を用いて上述した寸法は、本実施形態を説明するための一例であり、この寸法には限定されない。
　また、上述したＳＲ共振器アンテナ１０及び２０は、それぞれのＳＲ共振器アンテナ１０及び２０が単独の状態で、それぞれの共振周波数において共振するように設計されている。
　また、２つのＳＲ共振器アンテナ１０及び２０の位置関係は、それぞれ入れ替えることにより、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０と、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０とを図１に示す左右入れ替えて配置してもよい。具体的には、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における給電線４ａとスプリット部５ａとの位置、及び５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０における給電線４ｂとスプリット部５ｂとの位置を入れ替えた配置を採用してもよい。
　また、本実施形態は、上述した形状のＳＲ共振器アンテナに限らず、ＳＲ共振器を成す形状であれば、他の形状でも構わない。
　本実施形態には、積層プリント基板を用いてスプリットリング共振器を用いたアンテナ装置を実現することができるという効果がある。
　＜第２の実施形態＞
　第１の実施形態を基本とする第２の実施形態について、図５乃至図１１を参照して説明する。
　第２の実施形態では、第１の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０及び５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０を適用したアンテナ装置の設計方法について説明する。
　本実施形態では、ＳＲ共振器アンテナを近接して配置する際に、上述したＳＲ共振器アンテナのうちの一方のＳＲ共振器アンテナの特性を改善するように調整すると共に当該アンテナを小型化する方法を提供する。
　図５Ａと図５Ｂ及び図６Ａと図６Ｂは、それぞれ順に２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０及び５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０における単独でのアンテナ性能を表す図である。
　図５Ａは、第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０におけるインピーダンス特性を表す図である。また、図５Ｂは、第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における反射特性を表す図である。
　また、図６Ａは、第２の実施形態に係る５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０におけるインピーダンス特性を表す図である。また、図６Ｂは、第２の実施形態に係る５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０における反射特性を表す図である。
　ここで、インピーダンス特性とは、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０がどのようなインピーダンス（インピーダンス特性の実数部及び虚数部）を有するかを表す。即ち、図５Ａ及び図６Ａに表す円の横軸（水平線）は、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０における純抵抗（インピーダンス特性の実数部）を表す。この水平線の中心点は、５０Ωで正規化された数値である１を表す。そして、この水平線の中心点の数値１を基準に、左端が０Ω（オーム）（即ち、短絡）を表し、右端が∞（無限大）Ω（即ち、開放）を表す。
　実数部を表す水平線と垂直に交わる線（円）は、虚数部（リアクタンス成分）を表す。　ＳＲ共振器アンテナのインピーダンス特性は、中心点の数値１を基準として、次の場合に、水平線より上側の半円部分に特性が表される。即ち、次の場合とは、ＳＲ共振器アンテナに直列に、例えばスプリットリング部３１及び３２における線路パターンのような誘導性リアクタンス成分が加わる場合である。
　一方、ＳＲ共振器アンテナのインピーダンス特性は、中心点の数値１を基準として、次の場合に、水平線より下側の半円部分に特性が表される。即ち、次の場合とは、ＳＲ共振器アンテナに直列に、例えばスプリット部５を挟む対向電極７のような容量性リアクタンス成分が加わる場合である。
　図５Ａ内の左上に示す白丸で表される２０００（１．９５、５１）Ｏｈｍ（オーム、Ω）なる記載は、最初の数値が周波数の値を表し、続くかっこ内が、その周波数の値におけるインピーダンス特性の実数部および虚数部の値を、カンマを挟んで順に表す。つまり、周波数が２ＧＨｚにおける、インピーダンス特性の実数部が１．９５オームで、且つ、虚数部の値が５１オームであることを表す。即ち、図５Ａ中の「Frequency/MHz」なる記載は、周波数の単位がメガヘルツであることを表す。また、図５Ａ内の左上に示す黒丸で示される点は、６０００ＭＨｚ（６ＧＨｚ）におけるインピーダンス特性を表す数値を示す。また、図５Ａ内の左下に記載した１項乃至７項に示される各周波数において、１項乃至３項に示される各周波数は、２．４ＧＨｚ帯の周波数におけるインピーダンス特性を表す数値をそれぞれ示す。そして、４項乃至７項に示される各周波数は、５ＧＨｚ帯の周波数におけるインピーダンス特性を表す数値をそれぞれ示す。図５Ａの見方は、図６Ａおよび図１０Ａについても同様である。
　即ち、図５Ａに示す２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０、及び図６Ａに示す５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０のインピーダンス特性は、それぞれの周波数帯におけるインピーダンス特性を満足する。即ち、図５Ａは、２．４ＧＨｚ帯の中心周波数付近におけるリアクタンス成分を、中心点の数値１の近傍に有している。同様に、図６Ａは、５ＧＨｚ帯の中心周波数付近におけるリアクタンス成分を、中心点の数値１の近傍に有している。
　また、図５Ｂ及び図６Ｂに表す反射特性は、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０の給電線４からそれぞれ信号を入力した際に、それらの入力信号がそれぞれのアンテナにおいて反射され、給電線４に戻ってくる比率を表す。
　反射特性は、横軸が周波数で、縦軸が入力電力に対する出力（反射）電力の比率をｄＢ（デシベル）で表わす。図５Ｂ及び図６Ｂに示す周波数を表す横軸は、向かって右方向が周波数が高く、反射率を表す縦軸は、向かって下方向が、その周波数において反射が少ない（つまり、効率よく放射される）ことを表す。
　図５Ｂに示す２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０、及び図６Ｂに示す５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の反射特性は、それぞれの周波数帯における反射特性を満足することを表す。即ち、図５Ｂは、２．４ＧＨｚ帯中心周波数付近における反射が少なくなっている。また、図６Ｂは、５ＧＨｚ帯の中心周波数付近における反射が少なくなっている。
　しかし、図５Ｂに示す２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の中心周波数の２．４ＧＨｚ帯ではない５ＧＨｚ帯の周波数における反射の比率（リターンロス値）は、最小約－７ｄＢである。
　つまり、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０は、目的とする周波数の２．４ＧＨｚ帯以外の周波数である５ＧＨｚ帯の周波数においても、入力された信号を放射（漏洩）する特性を有している。
　２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０が、５ＧＨｚ帯の周波数においても放射する特性を持つことは、逆に２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０が、５ＧＨｚ帯の周波数の信号をも受信しやすいことを意味する。
　また、近接して配置される２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０と、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０との間では、図７を用いて後述するアイソレーション特性を確保することができなくなる。
　図７は、第２の実施形態において、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の給電線４ａから信号を入力した際に、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の給電線４ｂから出力される信号の、入力電力に対する出力電力の比率を示すアイソレーション特性を表す図である。
　アイソレーション特性とは、異なる入出力間における信号の分離度合いを表す特性である。即ち、この特性は、図３において、給電線４ａに、例えば２ＧＨｚから６ＧＨｚ迄の周波数の信号を、その周波数を変えながら入力した場合に、給電線４ｂに当該周波数の信号が出力される際の、給電線４ａにおける入力電力に対する給電線４ｂにおける出力電力の比率をｄＢで表している。
　図７において、横軸は周波数、縦軸はアイソレーション（分離度合い）を表す。周波数を表す横軸は、右方向が、周波数が高いことを表す。アイソレーションを表す縦軸は、下方向が、その周波数における信号の他のＳＲ共振器アンテナへの漏洩が少ない（つまり、分離されている）ことを表す。
　図７を参照すると、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の給電線４ａから入力した信号が、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０へ回り込んで給電線４ｂから出力される５ＧＨｚ帯の周波数における入力電力に対する出力電力の比率は、最大値で約－１１ｄＢを表している。つまり、給電線４ａに入力された５ＧＨｚ帯の周波数の信号は、給電線４ｂから約１１ｄＢしか減衰せずに出力される。
　ここで、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０は、他のアンテナと同様に電波を送信する際の放射特性が、即ち電波を受信する際の受信特性となる可逆性を有する。これにより、給電線４ｂに入力された５ＧＨｚ帯の周波数の信号の電力は、給電線４ａから約１１ｄＢしか減衰せずに出力される。
　そのため、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０は、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０から放射された５ＧＨｚ帯の周波数の信号をも受信することにより、２．４ＧＨｚ帯の無線部（不図示）の高周波受信回路が飽和する。これにより、当該２．４ＧＨｚ帯の無線部（不図示）が本来受信すべき信号を受信することができなくなる。
　しかし、図５Ｂに示す２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のインピーダンス特性において、５ＧＨｚ帯の周波数における反射率（リターンロス値）が零に抑制されれば、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０は、５ＧＨｚ帯の周波数を受信するアンテナとしては動作しなくなる。
　その結果、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０から放射された５ＧＨｚ帯の周波数の信号によって２．４ＧＨｚ帯の無線部の高周波受信回路は飽和しなくなる（つまり、アイソレーション特性が改善する）。このため、２．４ＧＨｚ帯の無線部は、当該２．４ＧＨｚ帯の無線部が本来受信すべき信号を受信することができるようになる。
　続いて、上述したアイソレーション特性を改善するアンテナ設計方法について説明する。
　上述したアンテナ装置を含む電子機器において５ＧＨｚ帯の周波数におけるアイソレーション特性は、各無線部におけるフィルタ回路等を含む高周波回路の設計に依存する。
　ここで、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０への分離度を表すアイソレーション特性の値は、例えば２０ｄＢを確保することが必要であるとすると、上述した現状の約１１ｄＢから更に９ｄＢを改善する必要がある。
　無線部の高周波回路に、フィルタ回路等の部品を追加すること等無しに、上述したアイソレーション特性を９ｄＢ改善するには、例えば２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０と５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０とのアンテナ間隔を広げる必要がある。
　一例として、コンピュータによるシミュレーション結果によると、広げるべきアンテナ間隔は、図３に示す４ｍｍから更に２０ｍｍ離した、後述する図８に示す、例えば２４ｍｍの間隔が必要である。
　これは、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から漏洩する５ＧＨｚの周波数の信号が、伝搬損失によって９ｄＢ減衰して５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０に到達する際の距離である。
　そのシミュレーション結果に基づくアンテナ形状および配置の寸法図を図８に示す。
　図８は、第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から放射される５ＧＨｚ帯の周波数の信号が、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０へ漏洩する強度を、該５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０との間隔を広げることで低減する場合のアンテナ間距離を表す図である。
　これにより、給電線４ａから入力した５ＧＨｚ帯の周波数の信号の入力電力に対する、給電線４ｂからの出力電力の比率は、目標の２０ｄＢのアイソレーション特性の値を満足する。
　しかし、図８に示すように、各アンテナの間隔を広げると、ＳＲ共振器アンテナ１０及び２０を実装する導体基板１のサイズは大きくなり、その導体基板１を収容するアンテナ装置全体のサイズが大きくなる。
　本実施形態では、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の形状は変更せず、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における５ＧＨｚ帯の周波数におけるリターンロス値を改善する際に、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０側の形状及び配置を変更する。
　また、本実施形態では、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０と５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０とが近接して配置されても、それぞれのＳＲ共振器アンテナ１０及び２０における所定のインピーダンス特性、及び反射特性を満足させるようにＳＲ共振器アンテナ１０の形状及び配置を調整する。
　２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の形状及び配置を変更した結果の寸法図を図９に示す。また、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の形状及び配置を変更した状態での該２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のインピーダンス特性及び反射特性を図１０Ａ及び図１０Ｂに示す。
　図９は、第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の線路長とスプリット部５を挟む対向電極７を調整することで、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のサイズを縮小した図である。それと共に図９は、５ＧＨｚ帯の周波数における信号の漏洩を低減し、且つ、２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とのアンテナ間距離を短縮した状態を説明する図である。
　図１０Ａは、第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の線路長とスプリット部５を挟む対向電極７とを調整することで、該２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のサイズを縮小した際のインピーダンス特性図を表す図である。また、図１０Ａは、それと共に５ＧＨｚ帯の周波数における信号の漏洩を低減し、且つ、２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とのアンテナ間距離を短縮した際の該２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０におけるインピーダンス特性図を表す図でもある。
　図１０Ｂは、第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の線路長とスプリット部５を挟む対向電極７とを調整することで、該２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のサイズを縮小した際の反射特性を表す図である。また、図１０Ｂは、それと共に５ＧＨｚ帯の周波数における信号の漏洩を低減し、且つ、該２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とのアンテナ間距離を短縮した際の該２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における反射特性を表す図でもある。
　ここで、本実施形態では、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０において、５ＧＨｚ帯の周波数における反射特性を表す入力電力に対する反射電力の比率が零に近づくように、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のサイズを、小型化する調整を行う。
　２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の開口２ａにおける線路長を短縮すると共に、スプリット部５を挟む対向電極７間の静電容量を増やす方法は、第１の実施形態で説明した式１及び式２に基づいて行う。
　即ち、本実施形態に係るアンテナ装置の設計方法は、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０において、５ＧＨｚ帯の周波数における入力電力に対する反射電力がある場合を考える。この場合、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における誘導性リアクタンスＬの成分となる開口２ａの外周を囲む導体の長さである線路長を短くする。
　これに応じて、本アンテナ装置の設計方法は、共振周波数ｆを、２．４ＧＨｚ帯の中心周波数のまま、式２により、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における対向電極７間の静電容量（つまり容量性リアクタンスＣ）を大きくすることができる。
　そして、容量性リアクタンスＣを大きくする方法は、式１により次のような方法で増やすことができる。すなわち、
　　ａ）２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における対向電極７の長さを長くすることで対向電極７を成す各導体層３６同士が向き合う面の面積Ｓを増やす。
　　ｂ）対向電極７同士の間隙距離ｄを短くする。
　　ｃ）対向電極７を成す導体層３６の層数を増やす。
　これらａ）乃至ｃ）の何れか、又は、これらのうちの少なくとも２つの組み合わせにより、容量性リアクタンスＣを大きくすることができる。
　尚、容量性リアクタンスＣは、上述した要素の他に、導体層３６の厚み（高さ）によっても調整することが可能である。
　ここで、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のサイズを調整する前の２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のアンテナ特性を表す図５Ａおよび図５Ｂと、上述した２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０のサイズを調整した後のアンテナ特性を表す図１０Ａおよび図１０Ｂとを比較する場合を考える。この場合、本アンテナ装置の設計方法では、５ＧＨｚ帯の周波数のリターンロス値は、約－７ｄＢから０ｄＢへと改善されていることがわかる。
　これにより、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の給電線４ａに入力された５ＧＨｚの周波数の信号は給電線４ａへ反射されるので５ＧＨｚ帯のアンテナとしては動作（放射）しない。そのため、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０における給電線４ｂの方へは、当該信号が漏洩しないことを表している。
　逆に、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０における給電線４ｂから入力された５ＧＨｚ帯の周波数の信号は、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における給電線４ａの方へも漏洩しない。
　また、図９に示すように、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０は、スプリット部５ａが設けられた辺および該辺と向き合う辺の長さが、図３に示す１３ｍｍから、図９に示す９ｍｍへと短縮されている。
　また、図９に示したＳＲ共振器アンテナ１０及び２０におけるアイソレーション特性を図１１に示す。
　図１１は、第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の線路長とスプリット部５を挟む対向電極７とを調整することで、５ＧＨｚ帯の周波数における信号の漏洩を低減したアイソレーション特性を表す図である。また、図１１は、それと共に２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とのアンテナ間距離を短縮した際の２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の給電線４ａから信号を入力した際に、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の給電線４ｂから出力される信号の、入力電力に対する出力電力の比率を示すアイソレーション特性を表す図でもある。
　図１１を参照すると、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０におけるリターンロスを改善した。これにより、図９に示すようにＳＲ共振器アンテナ１０と２０との間のアンテナ間隔が図３に示したのと同じ４ｍｍと狭い場合でも、アイソレーションを確保できていることが分かる。即ち、図１１において、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０への５ＧＨｚ帯の周波数の信号は、２０ｄＢ以上低減されている。
　本実施形態には、高い方の周波数帯で共振するＳＲ共振器アンテナからの、低い方の周波数帯で共振するＳＲ共振器アンテナへの信号の漏洩を低減することができるという効果がある。この効果は、異なる周波数帯に対応するスプリットリング共振器アンテナを近接配置する場合であっても、部品等を追加すること無しに実現可能である。
　その理由は、２つのスプリットリング共振器アンテナが近接配置された際に、高い方の周波数帯のアンテナから影響を受ける低い方の周波数帯のアンテナにおける高い方の周波数の反射特性（リターンロス値）を、零に近づけるように調整するからである。
　また、低い方の周波数帯のアンテナ形状を小型化し、且つ、低い方の周波数帯のアンテナと、高い方の周波数帯のアンテナとの間の距離を短くすることにより、電子機器を小型化することができるという効果もある。
　＜第３の実施形態＞
　第１及び第２の実施形態を基本とする第３の実施形態について、図１２Ａ、図１２Ｂ、及び図１３を用いて説明する。
　本実施形態は、第１及び第２の実施形態の５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０における給電線４ｂ及びスプリット部５ｂの位置を入れ替える点が相違する。
　以下では、本実施形態における特徴的な部分を中心に説明し、上述した第１及び第２の実施形態の構成要素と同一の本実施形態の構成要素には、同一の参照番号を付与し、それらの構成要素についての重複する説明は省略する。
　図１１に示す第２の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０における５ＧＨｚ帯の周波数のアイソレーションを改善したアイソレーション特性を表す図においては、２．４ＧＨｚ帯のアイソレーションが約－１７ｄＢである。このため、図１１に示す例では、アイソレーション特性が目標である－２０ｄＢに対して約３ｄＢ不足している。
　そこで、本実施形態では、図９（または、図１２Ａ）における構成から、図１２Ｂに示すように５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の給電線４ｂ及びスプリット部５ｂの位置を入れ替える。
　図１２Ａは、本発明の第３の実施形態に係る５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０において、スプリット部５ｂと給電線４ｂとの位置を入れ替える前の２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から漏洩する２．４ＧＨｚ帯の信号である高周波電流の流れを模式的に表す図である。
　図１２Ｂは、第３の実施形態に係る５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０のスプリット部５ｂと給電線４ｂとの位置を入れ替えた後の、該２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から漏洩する２．４ＧＨｚ帯の信号である高周波電流の流れを模式的に表す図である。これは、本実施形態において、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナへのアイソレーション特性を改善するための構成である。
　図１２Ａは、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の給電線４ｂが、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０に近い側にある場合を示す。この場合、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の給電線４ａから入力された２．４ＧＨｚ帯における周波数の信号は、点線矢印で示す経路で５ＧＨｚ帯アンテナの給電線４ｂにも僅かながら入り込む。
　これは、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の給電線４ｂのインピーダンスは、該給電線４ｂと接続される図示していない無線部における５ＧＨｚ帯の高周波回路と整合が取れているので、給電線４ｂの方に２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０からの高周波電流が流れ込むためである。
　その結果、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０は、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から放射された２．４ＧＨｚ帯の周波数の信号をも受信することにより、５ＧＨｚ帯の無線部の高周波受信回路が飽和する。これにより、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０は、当該５ＧＨｚ帯の無線部が本来受信すべき信号を受信することができなくなる。
　一方、図１２Ｂに示すように、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０における２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０に近い側にスリット部５ｂを配置するように給電線４ｂとこれらの位置を入れ替えた場合を考える。この場合、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の給電線４ａから入力された２．４ＧＨｚ帯の周波数の信号は、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０に入り込んでも、スプリット部５ｂを迂回し、点線矢印で示す迂回経路により減衰されて給電線４ｂに入る。
　これは、スリット部５ｂは、５ＧＨｚ帯の周波数で共振するように調整されているので、２．４ＧＨｚ帯の周波数の信号にとっては、静電容量が小さい。そのため、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０から出力される２．４ＧＨｚ帯の周波数の信号から見ると、スリット部５ｂが開放であるのと同様であるため、スリット部５ｂを通り難い。その一方で、２．４ＧＨｚ帯の周波数の信号は、スリット部５ｂよりは通過しやすい図１２Ｂに点線矢印で模式的に示す迂回経路を通るためである。
　図１３に、図１２Ｂに示す構成のＳＲ共振器アンテナによるアイソレーション特性を示す。
　図１３は、第３の実施形態に係る２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の２．４ＧＨｚ帯の周波数におけるアイソレーション特性を改善するために、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０のスプリット部５ｂと給電線４ｂとの位置を入れ替えた場合の特性を表す図である。また、図１３は、その場合において、２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ１０の給電線４ａから信号を入力した際に、５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０の給電線４ｂから出力される信号の、入力電力に対する出力電力の比率を表すアイソレーション特性を表す図でもある。
　５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ２０において、給電線４ｂとスプリット部５ｂとの位置を入れ替える前の、第２の実施形態において説明した図９に示すＳＲ共振器アンテナにおけるアイソレーション特性を表す図１１と、図１３とを比較する場合を考える。この場合、２．４ＧＨｚ帯の周波数におけるアイソレーション特性は、改善前の約－１７ｄＢから改善後の約－２２ｄＢへと約５ｄＢ改善し、目標である２０ｄＢを満足していることがわかる。
　本実施形態には、高い方の周波数帯のＳＲ共振器アンテナにおける低い方の周波数帯のＳＲ共振器アンテナからの信号の漏洩を低減することができるという新たな効果がある。
　その理由は、高い方の周波数のアンテナにおける給電線４ｂとスプリット部５ｂとの位置を入れ替えることにより、低い方の周波数のアンテナからの信号の漏洩を迂回させることで当該低い方の周波数のアンテナからの信号の漏洩を減衰させることができるからである。
　以上、上述した実施形態を模範的な例として本発明を説明した。しかしながら、本発明は、上述した実施形態には限定されない。即ち、本発明は、本発明のスコープ内において、当業者が理解し得る様々な態様を適用することができる。
　この出願は、２０１３年２月２０日に出願された日本出願特願２０１３－０３１２３３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１　　導体基板
　２、２ａ、２ｂ　　開口
　３　　導体ビア
　４、４ａ、４ｂ　　給電線
　５、５ａ、５ｂ　　スプリット部
　６、６ａ、６ｂ　　給電点
　７、７ａ、７ｂ　　対向電極
　１０　　２．４ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ
　１２ａ　　スプリットリング部
　２０　　５ＧＨｚ帯ＳＲ共振器アンテナ
　３１、３１ａ、３１ｂ　　第１スプリットリング部
　３２、３２ａ、３２ｂ　　第２スプリットリング部
　３５　　誘電体層
　３６　　導体層
　３６Ａ　　第１の導体層
　３６Ｂ　　第２の導体層
　３９　　クリアランス
　５１、５１ａ、５１ｂ　　第１スプリット部
　５２、５２ａ、５２ｂ　　第２スプリット部

Claims (9)

  1. 　誘電体層と、導体層とが交互に積層された構造体に、該誘電体層の一面側に延設された第１の導体層に設けられた、開口を囲むとともに、その開口に沿う周方向の一部に第１スプリット部が形成された第１スプリットリング部と、
    　前記誘電体層の他面側に延設された第２の導体層に、前記第１スプリットリング部と対向するように設けられた開口を囲むとともに、その開口に沿う周方向の一部に第２スプリット部が形成された第２スプリットリング部と、
    　前記第１スプリット部及び前記第２スプリット部を挟み、周方向に間隔を隔てて複数設けられ、前記第１スプリットリング部と前記第２スプリットリング部とを電気的に接続する導体ビアと、
    　前記複数の導体層のうち、特定の導体層に設けられ、一端が、少なくとも一つの前記導体ビアに電気的に接続され、他端が、該特定の導体層の延設方向に沿って、該特定の導体層に形成されたクリアランスによって該特定の導体層と絶縁された給電線と、
    　を含む構造を複数備え、
    　第１の前記構造によって第１の周波数で共振する第１スプリットリング共振器アンテナを構成し、第２の前記構造によって第２の周波数で共振する第２スプリットリング共振器アンテナを構成することを特徴とするアンテナ装置。
  2. 　前記第１及び第２スプリットリング共振器アンテナがそれぞれ有する前記第２スプリットリング部が、複数の前記誘電体層を挟む複数の前記第２の導体層と、前記第２スプリットリング部と接する前記第１スプリットリング部とは反対側の前記第２スプリットリング部における、最外の前記第２の導体層に設けられた前記給電線とから成ることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記第１及び第２スプリットリング共振器アンテナがそれぞれ有する前記第１及び第２スプリット部が設けられた辺が、前記構造体の一端面に露出するように形成されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記第１及び第２スプリットリング共振器アンテナがそれぞれ有する前記第１及び第２スプリット部を挟むように、前記第１及び第２スプリットリング部の両端の前記各導体層から、それぞれ前記開口が設けられた内側方向へ直角に設けられた対向電極を設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のアンテナ装置。
  5. 　前記第１の周波数は、２．４ＧＨｚ帯の周波数であり、前記第２の周波数は、５ＧＨｚ帯の周波数であることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ装置。
  6. 　請求項１乃至５の何れかに記載したアンテナ装置を、
    　第１スプリットリング共振器アンテナへ入力される第２の周波数の信号の入力電力に対する、該入力された第２の周波数の信号が前記第１スプリットリング共振器アンテナから反射される際の出力電力の比率を表す反射率の値を零に近づけるように、前記第１スプリットリング共振器アンテナにおける第１及び第２スプリット部が設けられた辺及びその辺に対向する辺の長さを短縮するのに応じて、前記第１スプリットリング共振器アンテナにおける対向電極間が有する静電容量を増大させるように調整する、
    　ことを特徴とするアンテナ装置設計方法。
  7. 　前記第１スプリットリング共振器アンテナにおける前記第１及び第２スプリット部が設けられた辺およびその辺に対向する辺の長さを短縮するのに応じて、前記対向電極の長さを長くするか、前記対向電極同士の間隙距離を短くするか、または、前記対向電極を成す導体層の層数を増やすかの何れか、又は、これらのうちの少なくとも２つの手順の組み合わせにより、前記対向電極間の静電容量を増大させる、
    　ことを特徴とする請求項６に記載のアンテナ装置設計方法。
  8. 　前記第１スプリットリング共振器アンテナから放射される信号が前記第２スプリットリング共振器アンテナに漏洩する際の、前記第１スプリットリング共振器アンテナの前記給電線へ入力された前記信号の入力電力に対する、第２スプリットリング共振器アンテナの前記給電線から出力された前記漏洩した信号の出力電力の比率を表すアイソレーション特性を表す値を、前記第２スプリットリング共振器アンテナにおける前記スプリット部と前記給電線との位置を入れ替えることにより低減する、
    　ことを特徴とする請求項６又は請求項７の何れかに記載のアンテナ装置設計方法。
  9. 　前記第１の周波数は、２．４ＧＨｚ帯の周波数であり、前記第２の周波数は、５ＧＨｚ帯の周波数である、
    　ことを特徴とする請求項６に記載のアンテナ装置設計方法。
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