WO2014125732A1 - パラメータ導出方法 - Google Patents

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市川敬一
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    • G01R27/18—Measuring resistance to earth, i.e. line to ground
    • H02J7/025—

Definitions

  • the present invention relates to a parameter derivation method for deriving parameters relating to electric field coupling in an electric field coupling type wireless power transmission system.
  • Patent Document 1 As a wireless power transmission system, for example, an electric field coupling type wireless power transmission system disclosed in Patent Document 1 is known.
  • the active electrode and the passive electrode of the power transmission device and the active electrode and the passive electrode of the power reception device come close to each other through a gap, so that the two electrodes are capacitively coupled to each other, and the power transmission device to the power reception device. Power is transmitted.
  • the active electrode in each of the power transmission device and the power reception device, the active electrode is surrounded by the passive electrode, and the coupling capacitance between the passive electrodes is increased. Thereby, the tolerance with respect to the relative position shift of a power transmission apparatus and a power receiving apparatus increases, and the convenience improves.
  • the degree of coupling between the power transmitting apparatus and the power receiving apparatus is increased, so that power transmission efficiency can be increased and the apparatus can be downsized.
  • the center conductor is electrostatically shielded by the structure surrounding the center conductor with surrounding conductors, and unnecessary radiation can be reduced.
  • Patent Document 1 in an electric field coupling type power transmission system, it is necessary to optimize the coupling capacity and coupling coefficient between electrodes in order to increase the power transmission efficiency. Further, considering compatibility with many devices, it is necessary to quantify the capacitive coupling portion. However, in the configuration described in Patent Document 1, although the capacitance generated between the electrodes can be increased, the coupling capacitance and the coupling coefficient are not known, and the appropriate values thereof are not known. For this reason, it is necessary to repeat the design of the active electrode and the passive electrode by so-called “cut and try”, which requires labor and time.
  • an object of the present invention is to provide a parameter derivation method capable of deriving a parameter value relating to practical electric field coupling that is closer to an actual operation state in order to increase power transmission efficiency.
  • the present invention provides a power transmission device that applies an alternating voltage boosted by a step-up transformer to a first electrode and a second electrode, a third electrode that faces the first electrode with a gap, and the second electrode
  • a voltage receiving device that rectifies and smoothes an alternating voltage that has been stepped down by a step-down transformer and stepped down by a rectifying and smoothing circuit
  • a parameter derivation method for a wireless power transmission system for transmitting power from the power transmission device to the power reception device by electric field coupling, wherein the parameters include the first electrode, the second electrode, the third electrode, and the first electrode.
  • the coupling coefficient ke is derived based on the formula (A) or the formula (B) using the anti-resonance frequency ⁇ a.
  • the coupling coefficient ke between the electrodes can be derived and the first electrode, the second electrode, the third electrode and the like to make this a prescribed value or to optimize the coupling coefficient
  • the shape and size of the fourth electrode can be easily designed. And the power transmission efficiency of a wireless power transmission system can be improved.
  • the parameters include a capacitance C 1 of a first capacitor connected in parallel to a secondary coil of the step-up transformer constituting an equivalent circuit of a capacitive coupling unit, and a capacitance of a second capacitor connected in parallel to the primary coil of the step-down transformer.
  • each capacitance value can be quantified using a simple equivalent circuit ( ⁇ -type equivalent circuit using three elements) by deriving each capacitance C 1 , C 2 , C 3 .
  • a simple equivalent circuit ⁇ -type equivalent circuit using three elements
  • the present invention provides a power transmission device that applies an alternating voltage boosted by a step-up transformer to a first electrode and a second electrode, a third electrode that faces the first electrode with a gap, and the second electrode
  • a voltage receiving device that rectifies and smoothes an alternating voltage that has been stepped down by a step-down transformer and stepped down by a rectifying and smoothing circuit
  • a secondary side of the step-down transformer which includes a coupling coefficient ke of an electric field coupling portion composed of an electrode and the fourth electrode, and is measured with the first electrode and the second electrode open.
  • the coupling coefficient ke is derived based on the equation (A) or the equation (B) using the resonance frequency ⁇ r or the antiresonance frequency ⁇ a of the input impedance viewed from the viewpoint.
  • the coupling coefficient ke between the electrodes can be derived and the first electrode, the second electrode, the third electrode and the like to make this a prescribed value or to optimize the coupling coefficient
  • the shape and size of the fourth electrode can be easily designed. And the power transmission efficiency of a wireless power transmission system can be improved.
  • the parameters include the capacitance C 1 of the second capacitor connected in parallel to the primary coil of the step-down transformer and the first capacitor connected in parallel to the secondary coil of the step-up transformer, which constitute an equivalent circuit of the capacitive coupling unit.
  • each capacitance value can be quantified using a simple equivalent circuit ( ⁇ -type equivalent circuit using three elements) by deriving each capacitance C 1 , C 2 , C 3 .
  • a simple equivalent circuit ⁇ -type equivalent circuit using three elements
  • the coupling coefficient ke between the electrodes can be derived and the first electrode, the second electrode, the third electrode and the like to make this a prescribed value or to optimize the coupling coefficient
  • the shape and size of the fourth electrode can be easily designed. And the power transmission efficiency of a wireless power transmission system can be improved.
  • the shape of each electrode is compared with the case where the design of each electrode is repeated by so-called “cut and try” so as to obtain a desired capacitive coupling.
  • the size design becomes easy. Even if the value of the coupling capacitance is very small, the measurement error can be reduced as compared with the case where the parameter of the capacitive coupling portion is measured by cutting the electrode and the circuit.
  • Circuit diagram of wireless power transmission system showing equivalent circuit of capacitive coupling
  • the figure which shows the measurement result of the frequency characteristic when the capacitor part is not short-circuited The figure which shows the measurement result of the frequency characteristic when the capacitor part is short-circuited
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a wireless power transmission system 300 according to the present embodiment.
  • the wireless power transmission system 300 includes a power transmission device 101 and a power reception device 201.
  • the power receiving apparatus 201 includes a load RL.
  • the load RL is a battery module including a secondary battery and a charging circuit.
  • the power receiving apparatus 201 is a portable electronic device provided with the secondary battery, for example. Examples of portable electronic devices include mobile phones, PDAs, portable music players, notebook PCs, digital cameras, and the like.
  • the power receiving device 201 is placed on the power transmitting device 101, and the power transmitting device 101 charges the secondary battery of the power receiving device 201.
  • the power transmission device 101 includes a DC power source Vin that outputs DC 5V or 12V.
  • An input capacitor Cin is connected to the DC power source Vin.
  • the DC power source Vin is connected to a DC-AC inverter circuit that converts a DC voltage into an AC voltage.
  • the DC-AC inverter circuit has switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, and the switching elements Q1 and Q4 and the switching elements Q2 and Q3 are alternately turned on and off.
  • connection point of the switching elements Q1, Q2 and the connection point of the switching elements Q3, Q4, 1 primary coil L 11 of the step-up transformer T1 is connected.
  • Active electrode 11 and passive electrode 12 is connected to the secondary coil L 12 of the step-up transformer T1.
  • the step-up transformer T1 boosts the alternating voltage and applies the boosted alternating voltage between the active electrode 11 and the passive electrode 12.
  • the frequency of the AC voltage is determined within a range of 100 kHz to 10 MHz.
  • Capacitor Ca to the secondary coil L 12 of the step-up transformer T1 are connected in parallel.
  • the capacitor Ca is a stray capacitance generated between the active electrode 11 and the passive electrode 12 or, if a capacitor is connected, a combined capacitance of the capacitance of the capacitor and the stray capacitance.
  • Capacitor Ca forms a series resonant circuit with the leakage inductance of the secondary coil L 12 of the step-up transformer T1 (not shown).
  • the power receiving apparatus 201 includes an active electrode 21 and a passive electrode 22.
  • the active electrode 21 and the passive electrode 22 face the active electrode 11 and the passive electrode 12 of the power transmission device 101 with a gap when the power receiving device 201 is placed on the power transmission device 101.
  • the passive electrodes 12 and 22 may be in direct contact.
  • the capacitor Caa shown in FIG. 1 is a capacitance formed between the active electrodes 11 and 21, and the capacitor Cpp is a capacitance formed between the passive electrodes 12 and 22.
  • Capacitor Cb is connected to the primary coil L 21.
  • the capacitor Cb is a stray capacitance generated between the active electrode 21 and the passive electrode 22 or, if a capacitor is connected, a combined capacitance of the capacitance of the capacitor and the stray capacitance.
  • Capacitor Cb form a parallel resonant circuit by the exciting inductance of the primary coil L 21 of the step-down transformer T2.
  • Buck The secondary coil L 22 of the transformer T2, 4 one is a diode diode bridge DB are connected.
  • a load RL which is a secondary battery, is connected to the diode bridge DB via a smoothing capacitor Cout.
  • the power receiving apparatus 201 is mounted on the power transmitting apparatus 101, and a voltage is applied between the active electrode 11 and the passive electrode 12 of the power transmitting apparatus 101, so that the active electrodes 11 and 21 that are opposed to each other and the passive electrode 12 are placed. , 22 are capacitively coupled to generate an electric field. Then, power is transmitted from the power transmitting apparatus 101 to the power receiving apparatus 201 via this electric field.
  • the AC voltage induced by power transmission is stepped down by the step-down transformer T2, rectified and smoothed by the diode bridge DB and the smoothing capacitor Cout, and applied to the load RL.
  • a method of deriving parameters relating to capacitive coupling by the active electrode 11, the passive electrode 12, the active electrode 21, and the passive electrode 22 in the wireless power transmission system 300 having the above configuration will be described.
  • Deriving parameters related to capacitive coupling makes it easy to design the size and shape of each of the active electrodes 11 and 21 and the passive electrodes 12 and 22, and repeats the design of the electrodes by trial and error through so-called “cut and try”. Compared to, design and prototype time and labor can be reduced.
  • the coupling coefficient ke of the active electrodes 11 and 12 and the passive electrodes 12 and 22 is derived.
  • the coupling coefficient ke By deriving the coupling coefficient ke, the magnitude of capacitive coupling between the electrodes can be grasped, and the level of power transmission efficiency can be determined.
  • This coupling coefficient ke can be derived by measuring the resonance frequency and anti-resonance frequency of the capacitive coupling portion between the power transmitting apparatus 101 and the power receiving apparatus 201 and using a predetermined mathematical formula.
  • M1 and M2 in FIG. 1 indicate measurement points of the resonance frequency and the antiresonance frequency.
  • a method for deriving the coupling coefficient ke will be described by paying attention to the input impedance when the power receiving apparatus 201 side is viewed from the measurement locations M1 and M2.
  • the measurement of the resonance frequency and the anti-resonance frequency is not limited to the measurement of the impedance Z but can be similarly performed from the frequency characteristics of the admittance Y and the S parameter S11.
  • the coupling coefficient of the step-up transformer T1 is represented by km1
  • the coupling coefficient of the step-down transformer T2 is represented by km2 .
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the capacitive coupling unit.
  • the upper diagram of FIG. 2 represents the step-up transformer T1 and the step-down transformer T2 as T-type equivalent circuits.
  • This T-type equivalent circuit shows only an equivalent circuit of an inductance part of the step-up transformer T1 and the step-down transformer T2, and an illustration of an ideal transformer which is a transformer part is omitted.
  • C 1 the capacitance of the capacitor C1 in the figure, represents the capacitance of the capacitor C2 and the capacitance of C 2, the capacitor C3 at C 3.
  • the lower diagram of FIG. 2 is a circuit diagram in the case where the T-type equivalent circuit of the step-down transformer T2 is replaced with one inductor Leq.
  • the input terminals IN1 and IN2 shown in FIG. 2 correspond to the measurement points M1 and M2 in FIG. 1, and the DC-AC inverter circuit in FIG. 1 is connected to the input terminals IN1 and IN2. Further, the diode bridge DB shown in FIG. 1 is connected to the output terminals OUT1 and OUT2.
  • the resonance frequency and the antiresonance frequency are measured for each of the case where the capacitor C2 portion (that is, the active electrode and the passive electrode of the power receiving device) is not short-circuited and the case where the capacitor is short-circuited.
  • the frequency characteristic of the impedance of the circuit viewed from the input terminals IN1 and IN2 is measured without short-circuiting the capacitor C2 portion.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a measurement result of frequency characteristics when the capacitor C2 portion is not short-circuited. In the case where the capacitor C2 portion is not short-circuited, the resonance frequencies f 1 and f 2 and the anti-resonance frequencies f 00 and f 0 can be measured as shown in FIG.
  • the coupling When measuring, weaken the coupling between the load and the resonance circuit so as not to lower the Q of the power-reception-side resonance circuit.
  • the coupling can be weakened even if the load is connected. Any means that weakens the coupling (provides a switch that does not physically connect the load and disconnects the load and the resonance circuit) can be applied.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a measurement result of frequency characteristics when the capacitor C2 portion is short-circuited.
  • the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa can be measured as shown in FIG.
  • the angular frequencies corresponding to the resonance frequencies f 1 and f 2 and the anti-resonance frequencies f 00 and f 0 are assumed to be ⁇ 1 , ⁇ 2 ( ⁇ 1 ⁇ ⁇ 2 ), ⁇ 00 , and ⁇ 0 . Further, the angular frequencies corresponding to the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa are ⁇ r and ⁇ a.
  • the input impedance Zin when the capacitor C2 portion is not short-circuited, the input impedance Zin can be expressed by the following equation (1).
  • L 1S is a leakage inductance of the step-up transformer T1.
  • the coupling coefficient ke (ke> 0) is expressed by the following formula from the formulas (9) and (10). (16).
  • the coupling coefficient ke is solved from the equations (14) and (15) using the resonance frequencies ⁇ 1 , ⁇ 2 , and ⁇ r obtained by the measurement, the coupling coefficient ke (ke> 0) is (17).
  • the electrodes of the power transmission device 101 that are capacitively coupled by the equation (16) or the equation (17) are received.
  • the coupling coefficient ke with the electrode of the device 201 can be derived.
  • Expressions (16) and (17) are not derived only from Expressions (9), (10) and Expressions (14) and (15), respectively, but are represented by Expressions (9), (10), and (14). , (15) can be derived by calculating simultaneous equations from any two of the equations.
  • the inductance L 1 of the secondary coil L 12 of the step-up transformer T1 and the inductance Leq of the inductor Leq are measured.
  • the inductance measuring method of the secondary coil L 12, e.g., a secondary coil L 12, taking into account the parallel resonance circuit and the parasitic capacitance of the secondary coil L 12 has to measure the frequency characteristics of the circuit, that results from deriving the inductance L 1 of the inductor L 12. Note that in the power transmission device 101, if the shield to the step-up transformer T1 is provided to measure the inductance L 1 while wearing the shield. It is desirable to measure the inductance value of the step-up / step-down transformer in a state where it is incorporated in the apparatus.
  • Inductance of the inductor Leq can be derived by measuring the inductance L 2 of the primary coil L 21 of the step-down transformer T2.
  • Inductance Measurement method of primary coil L 21 of the step-down transformer T2 is the same as the inductance measuring method of the secondary coil L 12 of the step-up transformer T1.
  • the inductance Leq inductor Leq in that case L 2 i.e., the primary coil L of the step-down transformer T2 21 inductance.
  • the inductance Leq of the inductor Leq is (1 ⁇ k m2 2 ) L 2 . What is necessary is just to select suitably according to a circuit whether the secondary coil of step-down transformer T2 is short-circuited or open
  • capacitances C G , C L , C 1 , C 2 , and C 3 are derived using the measured inductance L 2 and the derived inductance Leq.
  • the method of deriving the coupling coefficient ke and the capacitance values C1, C2, and C3 has been described by paying attention to the input impedance when viewed from the power transmitting apparatus 101.
  • the input viewed from the power receiving apparatus 201 is described. You may make it derive
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an equivalent circuit of the capacitive coupling unit when attention is paid to the input impedance viewed from the power receiving apparatus 201.
  • the circuit shown in the lower part of FIG. 5 has a configuration in which the T-type equivalent circuit of the step-up transformer T1 is replaced with one inductor Leq.
  • the resonance frequency and the anti-resonance frequency are measured when the capacitor C1 portion (that is, the active electrode and the passive electrode of the power transmission device) is short-circuited and when it is not short-circuited. 17), the coupling coefficient ke can be derived.
  • the power supply circuit and the resonance circuit should be connected so as not to lower the Q of the power transmission side resonance circuit. It is necessary to weaken the bond.
  • the coupling can be weakened even when the power supply is connected. Any means for weakening the coupling (a switch that cuts off the power supply and the resonance circuit without physically connecting the power supply) can be applied.
  • capacitors C1, C2, and C3 shown in the circuit shown in FIG. 5 can be derived by the following equations (20) and (21).
  • equation (20) and formula (21) can be derived

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Abstract

送電装置から受電装置へ電界結合により電力伝送するワイヤレス電力伝送システムのパラメータを導出するパラメータ導出方法であって、パラメータは、送電装置および受電装置のアクティブ電極およびパッシブ電極で構成される電界結合部の結合係数ｋｅを含み、受電装置のアクティブ電極とパッシブ電極を開放した状態で測定された、入力インピーダンスの共振周波数ω１，ω２または反共振周波数ω00，ω0 と、受電装置のアクティブ電極とパッシブ電極を短絡した状態で測定された、入力インピーダンスの共振周波数ωr または反共振周波数ωa と、を用いて、結合係数ｋｅを、所定の演算式に基づいて導出する。これにより、送電装置から受電装置へ電界結合により電力伝送するワイヤレス電力伝送システムにおいて、実際の状態により近い実用的なパラメータ抽出の方法を提供する。

Description

パラメータ導出方法
　本発明は、電界結合方式のワイヤレス電力伝送システムにおいて、電界結合に関するパラメータを導出するパラメータ導出方法に関する。
　ワイヤレス電力伝送システムとして、例えば、特許文献１に示す電界結合方式のワイヤレス電力伝送システムが知られている。このシステムでは、送電装置のアクティブ電極およびパッシブ電極と、受電装置のアクティブ電極およびパッシブ電極とが間隙を介して近接することにより、この二つの電極同士が容量性結合し、送電装置から受電装置へ電力が伝送される。特許文献１では、送電装置および受電装置それぞれにおいて、アクティブ電極をパッシブ電極で取り囲み、パッシブ電極間の結合容量を大きくする構成としている。これにより、送電装置と受電装置との相対的な位置ずれに対する許容度が高まり、利便性が高まる。送電装置と受電装置との間の結合度が大きくなり、電力伝送効率を高めることができるとともに装置の小型化が図れる。中心導体を周囲導体で囲む構造により中心導体が静電シールドされ、不要放射が低減できる。
特開２０１２－５３０４８１号公報
　特許文献１に記載されているように、電界結合方式の電力伝送システムにおいて、電力伝送効率を高めるためには、電極間の結合容量や結合係数を最適化する必要がある。また、多くのデバイスとの間で互換性を考慮すると、容量結合部の定量化が必要となる。しかしながら、特許文献１に記載の構成では、電極間に生じる容量を大きくすることはできても、結合容量や結合係数がわからず、それらの適切値もわからない。このため、所謂「カット＆トライ」によりアクティブ電極およびパッシブ電極の設計を繰り返す必要があり、手間と時間とを要する。
　また、電力伝送システムにおいて、従来では、結合容量の値が微小であるために、結合部を直接測定すると、測定器のプローブ等との間に生じる寄生容量等が影響し、測定誤差が大きくなる可能性があった。そのため、必要なパラメータを導出するために、トランス部、結合部をそれぞれ分離した状態で必要なパラメータを測定していたが、このような場合、トランス部および結合部を組み込んだ最終装置とした場合に、導出したパラメータに誤差が生じ、結果として最適な電力伝送効率で電力伝送できないといった問題があった。
　そこで、本発明の目的は、電力伝送効率を高めるために、実際の動作状態により近い、実用的な電界結合に関するパラメータ値を導出することができるパラメータ導出方法を提供することにある。
　本発明は、昇圧トランスで昇圧した交流電圧を第１の電極および第２の電極に印加する送電装置と、前記第１の電極と間隙を置いて対向する第３の電極、および、前記第２の電極と接触する、または、間隙を置いて対向する第４の電極に誘起される電圧を降圧トランスで降圧し、整流平滑回路で降圧した交流電圧を整流および平滑する受電装置と、を備え、前記送電装置から前記受電装置へ電界結合により電力伝送するワイヤレス電力伝送システムのパラメータ導出方法であって、前記パラメータは、前記第１の電極、前記第２の電極、前記第３の電極および前記第４の電極で構成される電界結合部の結合係数ｋｅを含み、前記第３と第４の電極を開放した状態で測定された、前記昇圧トランスの１次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ω１，ω２または反共振周波数ω00，ω0と、前記第３と第４の電極を短絡した状態で測定された、前記昇圧トランスの１次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ωrまたは反共振周波数ωaと、を用いて、前記結合係数ｋｅを、式（Ａ）または式（Ｂ）に基づいて導出することを特徴とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　この方法で、電極間の結合係数ｋｅを導出することができ、これを規定値にするため、または、結合係数を最適化するための第１の電極、第２の電極、第３の電極および第４の電極の形状、大きさの設計が容易となる。そして、ワイヤレス電力伝送システムの電力伝送効率を高めることができる。
　前記パラメータは、容量結合部の等価回路を構成する前記昇圧トランスの２次コイルに並列接続された第１キャパシタの容量Ｃ１、前記降圧トランスの１次コイルに並列接続された第２キャパシタの容量Ｃ２、並びに、前記第１キャパシタのおよび前記第２キャパシタの間に接続された第３キャパシタの容量Ｃ３、を含み、前記結合係数ｋｅと、既知の（測定された）、前記降圧トランスを含む共振回路の等価インダクタンスＬeqと、既知の（測定された）、前記昇圧トランスの２次コイルの自己インダクタンスＬ１と、式（Ｃ）～式（Ｇ）と、を用いて、前記容量Ｃ１、前記容量Ｃ２および前記容量Ｃ３を導出する構成が好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　この方法では、各容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を導出することで、各容量値を簡単な等価回路（３素子を用いたπ型等価回路）を用いて定量化することができるため、所望の容量結合が得られるように、所謂「カット＆トライ」により各電極の設計を繰り返す場合と比べて、各電極の形状、大きさの設計が容易となる。
　本発明は、昇圧トランスで昇圧した交流電圧を第１の電極および第２の電極に印加する送電装置と、前記第１の電極と間隙を置いて対向する第３の電極、および、前記第２の電極と接触する、または、間隙を置いて対向する第４の電極に誘起される電圧を降圧トランスで降圧し、整流平滑回路で降圧した交流電圧を整流および平滑する受電装置と、を備え、前記送電装置から前記受電装置へ電界結合により電力伝送するワイヤレス電力伝送システムのパラメータを導出するパラメータ導出方法であって、前記パラメータは、前記第１の電極、前記第２の電極、前記第３の電極および前記第４の電極で構成される電界結合部の結合係数ｋｅを含み、前記第１の電極、前記第２の電極間を開放した状態で測定された、前記降圧トランスの２次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ω１，ω２または反共振周波数ω00，ω0と、前記第１の電極、前記第２の電極間を短絡した状態で測定された、前記降圧トランスの２次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ωrまたは反共振周波数ωaと、を用いて、前記結合係数ｋｅを、式（Ａ）または式（Ｂ）に基づいて導出することを特徴とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　この方法で、電極間の結合係数ｋｅを導出することができ、これを規定値にするため、または、結合係数を最適化するための第１の電極、第２の電極、第３の電極および第４の電極の形状、大きさの設計が容易となる。そして、ワイヤレス電力伝送システムの電力伝送効率を高めることができる。
　前記パラメータは、容量結合部の等価回路を構成する、前記降圧トランスの１次コイルに並列接続された第２キャパシタの容量Ｃ１、前記昇圧トランスの２次コイルに並列接続された第１キャパシタの容量Ｃ２、並びに、前記第１キャパシタのおよび前記第２キャパシタの間に接続された第３キャパシタの容量Ｃ３、を含み、前記結合係数ｋｅと、既知の（測定された）、前記昇圧トランスを含む共振回路の等価インダクタンスＬeqと、既知の（測定された）、前記降圧トランスの１次コイルの自己インダクタンスＬ２と、式（Ｈ）～式（Ｌ）と、を用いて、前記容量Ｃ１、前記容量Ｃ２および前記容量Ｃ３を導出する構成が好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　この方法では、各容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を導出することで、各容量値を簡単な等価回路（３素子を用いたπ型等価回路）を用いて定量化することができるため、所望の容量結合が得られるように、所謂「カット＆トライ」により各電極の設計を繰り返す場合と比べて、各電極の形状、大きさの設計が容易となる。
　この方法で、電極間の結合係数ｋｅを導出することができ、これを規定値にするため、または、結合係数を最適化するための第１の電極、第２の電極、第３の電極および第４の電極の形状、大きさの設計が容易となる。そして、ワイヤレス電力伝送システムの電力伝送効率を高めることができる。
　また、各容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を導出することで、所望の容量結合が得られるように、所謂「カット＆トライ」により各電極の設計を繰り返す場合と比べて、各電極の形状、大きさの設計が容易となる。また、結合容量の値が微小であっても、電極と回路を切断して容量結合部のパラメータを測定する場合と比較して測定誤差を小さくすることができる。
本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの回路図 容量結合部の等価回路を示す図 キャパシタ部分を短絡しない場合における周波数特性の測定結果を示す図 キャパシタ部分を短絡した場合における周波数特性の測定結果を示す図 容量結合部の等価回路を示す図
　図１は、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システム３００の回路図である。ワイヤレス電力伝送システム３００は送電装置１０１と受電装置２０１とを備えている。受電装置２０１は負荷ＲＬを備えている。この負荷ＲＬは二次電池と充電回路を含むバッテリモジュールである。そして、受電装置２０１は、その二次電池を備えた、例えば携帯電子機器である。携帯電子機器としては携帯電話機、ＰＤＡ、携帯音楽プレーヤ、ノート型ＰＣ、デジタルカメラなどが挙げられる。受電装置２０１は送電装置１０１に載置され、送電装置１０１は受電装置２０１の二次電池を充電する。
　送電装置１０１は、ＤＣ５Ｖまたは１２Ｖを出力する直流電源Ｖｉｎを備える。直流電源Ｖｉｎには入力コンデンサＣｉｎが接続されている。また、直流電源Ｖｉｎには、直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ－ＡＣインバータ回路が接続されている。ＤＣ－ＡＣインバータ回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を有し、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３とは交互にオンオフされる。
　スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とには、昇圧トランスＴ１の１次コイルＬ１１が接続されている。昇圧トランスＴ１の２次コイルＬ１２にはアクティブ電極１１およびパッシブ電極１２が接続されている。昇圧トランスＴ１は、交流電圧を昇圧し、昇圧した交流電圧をアクティブ電極１１およびパッシブ電極１２間に印加する。この交流電圧の周波数は１００ｋＨｚから１０ＭＨｚの範囲内で定められる。
　昇圧トランスＴ１の２次コイルＬ１２にはキャパシタＣａが並列に接続されている。キャパシタＣａは、アクティブ電極１１およびパッシブ電極１２間に生じる浮遊容量、または、キャパシタが接続されている場合には、そのキャパシタの容量と前記浮遊容量との合成容量である。キャパシタＣａは、昇圧トランスＴ１の２次コイルＬ１２の漏れインダクタンス（不図示）により直列共振回路を形成している。
　受電装置２０１はアクティブ電極２１およびパッシブ電極２２を備えている。アクティブ電極２１およびパッシブ電極２２は、受電装置２０１を送電装置１０１に載置した場合に、送電装置１０１のアクティブ電極１１およびパッシブ電極１２と間隙を介して対向する。なお、パッシブ電極１２，２２は直接接触していてもよい。図１に示すキャパシタＣａａは、アクティブ電極１１，２１の間に形成される容量、キャパシタＣｐｐはパッシブ電極１２，２２の間に形成される容量である。
　アクティブ電極２１およびパッシブ電極２２には、降圧トランスＴ２の１次コイルＬ２１が接続されている。この１次コイルＬ２１にはキャパシタＣｂが接続されている。キャパシタＣｂは、アクティブ電極２１およびパッシブ電極２２間に生じる浮遊容量、または、キャパシタが接続されている場合には、そのキャパシタの容量と前記浮遊容量との合成容量である。キャパシタＣｂは、降圧トランスＴ２の１次コイルＬ２１の励磁インダクタンスにより並列共振回路を形成している。
　降圧トランスＴ２の２次コイルＬ２２には、４つのダイオードから構成されたダイオードブリッジＤＢが接続されている。ダイオードブリッジＤＢには、平滑キャパシタＣoutを介して二次電池である負荷ＲＬが接続されている。
　送電装置１０１に受電装置２０１が載置され、送電装置１０１のアクティブ電極１１およびパッシブ電極１２間に電圧が印加されることで、対向配置となったアクティブ電極１１，２１同士、および、パッシブ電極１２，２２同士がそれぞれ容量結合して電界が生じる。そして、この電界を介して電力が送電装置１０１から受電装置２０１へ伝送される。受電装置２０１では、電力伝送により誘起される交流電圧が降圧トランスＴ２で降圧された後、ダイオードブリッジＤＢおよび平滑キャパシタＣoutで整流および平滑され、負荷ＲＬに印加される。
　以上の構成のワイヤレス電力伝送システム３００において、アクティブ電極１１、パッシブ電極１２、アクティブ電極２１およびパッシブ電極２２による容量結合に関するパラメータを導出する方法について説明する。容量結合に関するパラメータを導出することで、アクティブ電極１１，２１およびパッシブ電極１２，２２それぞれの大きさ、形状の設計が容易となり、所謂「カット＆トライ」で電極の設計を試行錯誤して繰り返す場合と比べて、設計・試作時間および手間を軽減できる。
　先ず、結合容量値を導出するために、アクティブ電極１１，１２およびパッシブ電極１２，２２の結合係数ｋｅを導出する。結合係数ｋｅを導出することで、電極間の容量結合の大小を把握でき、電力伝送効率の高低を判断できる。この結合係数ｋｅは、送電装置１０１と受電装置２０１との容量結合部の共振周波数および反共振周波数を測定し、所定の数式を用いることで導出できる。図１のＭ１，Ｍ２は、共振周波数および反共振周波数の測定箇所を示す。本実施形態では、測定箇所Ｍ１，Ｍ２から受電装置２０１側を視たときの入力インピーダンスに着目して、結合係数ｋｅを導出する方法について説明する。共振周波数、反共振周波数の測定はインピーダンスＺの測定のみに限らず、アドミタンスＹ、ＳパラメータＳ１１の周波数特性からも同様に測定できる。
　以下では、昇圧トランスＴ１の２次コイルＬ１２の自己インダクタンスをＬ１、降圧トランスＴ２の１次コイルＬ２１の自己インダクタンスをＬ２で表す。また、昇圧トランスＴ１の結合係数をｋｍ１、降圧トランスＴ２の結合係数をｋｍ２で表す。
　図２は容量結合部の等価回路を示す図である。図２の上図は、昇圧トランスＴ１および降圧トランスＴ２それぞれをＴ型等価回路で表している。このＴ型等価回路は、昇圧トランスＴ１および降圧トランスＴ２のインダクタンス部の等価回路のみを示し、変圧部である理想トランスの図示は省略している。以下、図中のキャパシタＣ１のキャパシタンスをＣ１、キャパシタＣ２のキャパシタンスをＣ２、キャパシタＣ３のキャパシタンスをＣ３で表す。図２の下図は、降圧トランスＴ２のＴ型等価回路を、一つのインダクタＬeqに置き換えた場合の回路図である。
　なお、図２に示す入力端子ＩＮ１，ＩＮ２は、図１の測定箇所Ｍ１，Ｍ２に相当し、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２には、図１のＤＣ－ＡＣインバータ回路が接続されている。また、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２には、図１に示すダイオードブリッジＤＢが接続されている。
　先ず、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２において、キャパシタＣ２部分（すなわち、受電装置のアクティブ電極とパッシブ電極）を短絡しない場合、および、短絡した場合のそれぞれについて、共振周波数および反共振周波数を測定する。先ず、キャパシタＣ２部分を短絡しない状態で、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から視た回路のインピーダンスの周波数特性を測定する。図３は、キャパシタＣ２部分を短絡しない場合における周波数特性の測定結果を示す図である。キャパシタＣ２部分を短絡しない場合では、図３に示すように、共振周波数ｆ１，ｆ２と、反共振周波数ｆ００，ｆ０とが測定できる。
　測定する際、受電側共振回路のＱを低下させないように、負荷と共振回路の結合を弱くする。微小信号で測定する場合、この実施例のように、ダイオードブリッジで負荷と共振回路を分離すれば、負荷が接続されていても、結合を弱くすることができる。結合を弱くする任意の手段（負荷を物理的に接続しない、負荷と共振回路を切断するスイッチを設ける）を適用できる。
　また、キャパシタＣ２部分を短絡した状態で、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から視た回路のインピーダンスの周波数特性を測定する。図４は、キャパシタＣ２部分を短絡した場合における周波数特性の測定結果を示す図である。キャパシタＣ２部分を短絡した場合では、図４に示すように、共振周波数ｆｒと、反共振周波数ｆａとが測定できる。
　以下では、共振周波数ｆ１，ｆ２と、反共振周波数ｆ００，ｆ０とに対応する角周波数をω１，ω２（ω１≦ω２）、ω00，ω0とする。また、共振周波数ｆｒと、反共振周波数ｆａとに対応する角周波数をωｒ，ωａとする。
　図２の下図に示す回路において、キャパシタＣ２部分を短絡しない場合、入力インピーダンスＺinは、以下の式（１）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式（１）において、Ｌeq＝０とすることで、キャパシタＣ２部分を短絡した場合の入力インピーダンスＺinを導出でき、以下の式（２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　キャパシタＣ２部分を短絡した場合の共振周波数ωｒは、Ｚin＝０、すなわち、式（２）の分子が０となる周波数であり、式（３）の関係式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　ここで、Ｌ１Ｓは昇圧トランスＴ１の漏れインダクタンスである。
　また、キャパシタＣ２部分を短絡した場合の反共振周波数ωａは、Ｚin＝∞、すなわち、式（２）の分母が０となる周波数であり、式（４）の関係式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ここで、図２の下図に示す回路において、容量ＣＬ＝Ｃ２＋Ｃ３と、インダクタＬeqとのＬＣ共振回路を考えて、以下の式（５）を定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　キャパシタＣ２部分を短絡しない場合の反共振周波数ω00，ω0は、Ｚin＝∞となる周波数である。Ｚin＝∞となるのは、式（２）の分母が０のときであり、以下の式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　式（６）に反共振周波数ω00，ω0それぞれを代入すると、以下の式（７）および式（８）の関係式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　式（７）および式（８）に、式（４）および式（５）を代入して整理すると、以下の式（９）および式（１０）の関係式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　キャパシタＣ２部分を短絡しない場合の共振周波数ω１，ω２は、Ｚin＝０となる周波数である。Ｚin＝０となるのは、式（１）の分子が０のときであり、以下の式（１１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　式（１１）に共振周波数ω１，ω２それぞれを代入すると、以下の式（１２）および式（１３）の関係式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　式（１２）および式（１３）に式（３）および式（５）を代入して整理すると、以下の式（１４）および式（１５）の関係式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　測定により求めた共振周波数ω00，ω0，ωａを用いて、結合係数ｋｅについて解くと、式（９）および式（１０）の式から、結合係数ｋｅ（ｋｅ＞０）は、以下の式（１６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　一方、測定により求めた共振周波数ω１，ω２，ωｒを用いて、式（１４）および式（１５）の式から、結合係数ｋｅについて解くと、結合係数ｋｅ（ｋｅ＞０）は、以下の式（１７）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　このように、反共振周波数ω00，ω0，ωａまたは共振周波数ω１，ω２，ωｒを用いることで、式（１６）または式（１７）により、容量結合する送電装置１０１の電極と受電装置２０１の電極との結合係数ｋｅを導出することができる。この結合係数ｋｅを導出することで、容量結合の大小を把握することができ、それにより、電力伝送効率の高低を判断することができる。なお、式（１６）、（１７）はそれぞれ式（９）、（１０）及び式（１４）、（１５）からのみ導出されるものではなく、式（９）、（１０）、（１４）、（１５）のうちいずれか２つの式から連立方程式を立てて計算すれば導出できるものである。
　次に、導出した結合係数ｋｅを用いて、容量結合部の等価回路の容量値を導出する方法について説明する。
　先ず、昇圧トランスＴ１の２次コイルＬ１２のインダクタンスＬ１、およびインダクタＬeqのインダクタンスＬeqを測定する。２次コイルＬ１２のインダクタンス測定方法としては、例えば、２次コイルＬ１２と、２次コイルＬ１２が有する寄生容量との並列共振回路を考慮して、その回路の周波数特性を測定し、その結果からインダクタＬ１２のインダクタンスＬ１を導出する。なお、送電装置１０１において、昇圧トランスＴ１にシールドが設けられている場合は、シールドを装着した状態でインダクタンスＬ１を測定する。昇圧、降圧トランスのインダクタンス値は装置に組み込まれている状態での測定することが望ましい。
　インダクタＬeqのインダクタンスは、降圧トランスＴ２の１次コイルＬ２１のインダクタンスＬ２を測定することで導出できる。降圧トランスＴ２の１次コイルＬ２１のインダクタンス測定方法は、昇圧トランスＴ１の２次コイルＬ１２のインダクタンス測定方法と同様である。図２の等価回路において、キャパシタＣ２部分を短絡しない場合、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２が開放された構成であり、その場合のインダクタＬeqのインダクタンスＬeqはＬ２、すなわち、降圧トランスＴ２の１次コイルＬ２１のインダクタンスである。また、降圧トランスＴ２の２次コイルを短絡した場合、図２の等価回路のＬeqは、降圧トランスＴ２の漏れインダクタンスになる。そして、その場合のインダクタＬeqのインダクタンスＬeqは、（１－ｋｍ２ ２）Ｌ２である。降圧トランスＴ２の２次コイルを短絡するか、開放するか回路に応じて適宜選択すればよい。（共振周波数（反共振周波数）の測定のしやすさが目安になる。）
　次に、測定したインダクタンスＬ２と、導出したインダクタンスＬeqとを用いて、キャパシタンスＣＧ，ＣＬ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を導出する。式（４）および式（５）それぞれを変形することで、以下の式（１８）および式（１９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　インダクタンスＬ２，Ｌeq、および、共振周波数ωａは予め設定した設計値、或いは測定により得られた値により既知であるため、上述した、ＣＧ＝Ｃ１＋Ｃ３、ＣＬ＝Ｃ２＋Ｃ３、ｋｅ＝Ｃ３／√（ＣＧ・ＣＬ）の関係式と、式（４）、式（１８）および式（１９）とから、キャパシタンスＣ１，Ｃ２，Ｃ３を導出できる。キャパシタンスＣ１，Ｃ２，Ｃ３を導出することで、最適な容量値となるように、「カット＆トライ」によりアクティブ電極１１，２１およびパッシブ電極１２，２２の設計を繰り返す作業が減る。
　なお、本実施形態では、送電装置１０１から視たときの入力インピーダンスに着目して、結合係数ｋｅ、および容量値Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を導出する方法について説明したが、受電装置２０１から視た入力インピーダンスに着目して各パラメータを導出するようにしてもよい。
　図５は、受電装置２０１から視た入力インピーダンスに着目した場合の容量結合部の等価回路を示す図である。図５の下図に示す回路は、昇圧トランスＴ１のＴ型等価回路を、一つのインダクタＬeqに置き換えた構成である。この図５に示す回路について、キャパシタＣ１部分（すなわち、送電装置のアクティブ電極とパッシブ電極）を短絡する場合と短絡しない場合とで共振周波数および反共振周波数を測定し、式（１６）または式（１７）により結合係数ｋｅを導出することができる。
　送電トランスの１次側（低電圧側）を短絡しないで測定する場合（送電共振回路を並列共振回路として動作させる場合）、送電側共振回路のＱを低下させないように、電源回路と共振回路の結合を弱くする必要がある。微小信号で測定する場合、図１のように、フルブリッジ回路で電源（＝Ｃｉｎ）と共振回路を分離すれば、 電源が接続されていても、結合を弱くすることができる。結合を弱くする任意の手段（電源を物理的に接続しない、電源と共振回路を切断するスイッチを設ける）を適用できる。送電トランスの１次側を短絡する場合は、特に考慮する必要はない。
　また、図５に示す回路に示すキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３は、以下の式（２０）および式（２１）で導出することができる。なお、以下の式（２０）および式（２１）は、キャパシタＣ１を短絡部分として、上述の実施形態と同様にして導出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
１１－アクティブ電極（第１の電極）
１２－パッシブ電極（第２の電極）
２１－アクティブ電極（第３の電極）
２２－パッシブ電極（第４の電極）
１０１－送電装置
２０１－受電装置
３００－ワイヤレス電力伝送システム
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３－キャパシタ
Ｍ１，Ｍ２－測定箇所
ＩＮ１，ＩＮ２－入力端子
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２－出力端子
Ｔ１－昇圧トランス
Ｔ２－降圧トランス
Ｌ１１，Ｌ２１－１次コイル
Ｌ１２，Ｌ２２－２次コイル

Claims (4)

  1. 　昇圧トランスで昇圧した交流電圧を第１の電極および第２の電極に印加する送電装置と、
    　前記第１の電極と間隙を置いて対向する第３の電極、および、前記第２の電極と接触する、または、間隙を置いて対向する第４の電極に誘起される電圧を降圧トランスで降圧し、整流平滑回路で降圧した交流電圧を整流および平滑する受電装置と、
    　を備え、前記送電装置から前記受電装置へ電界結合により電力伝送するワイヤレス電力伝送システムのパラメータを導出するパラメータ導出方法であって、
    　前記パラメータは、前記第１の電極、前記第２の電極、前記第３の電極および前記第４の電極で構成される電界結合部の結合係数ｋｅを含み、
    　前記第３の電極と前記第４の電極を開放した状態で測定された、前記昇圧トランスの１次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ω１，ω２または反共振周波数ω00，ω0と、
    　前記第３の電極と前記第４の電極を短絡した状態で測定された、前記昇圧トランスの１次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ωrまたは反共振周波数ωaと、
    　を用いて、
    　前記結合係数ｋｅを、式（Ａ）または式（Ｂ）に基づいて導出する、パラメータ導出方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  2. 　前記パラメータは、容量結合部の等価回路を構成する、
    　前記昇圧トランスの２次コイルに並列接続された第１キャパシタの容量Ｃ１、
    　前記降圧トランスの１次コイルに並列接続された第２キャパシタの容量Ｃ２、並びに、
    　前記第１キャパシタのおよび前記第２キャパシタの間に接続された第３キャパシタの容量Ｃ３、
    　を含み、
    　前記結合係数ｋｅと、
    　既知の前記降圧トランスを含む共振回路の等価インダクタンスＬeqと、
    　既知の前記昇圧トランスの２次コイルの自己インダクタンスＬ１と、
    　式（Ｃ）～式（Ｇ）と、
    　を用いて、前記容量Ｃ１、前記容量Ｃ２および前記容量Ｃ３を導出する、請求項１に記載のパラメータ導出方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  3. 　昇圧トランスで昇圧した交流電圧を第１の電極および第２の電極に印加する送電装置と、
    　前記第１の電極と間隙を置いて対向する第３の電極、および、前記第２の電極と接触する、または、間隙を置いて対向する第４の電極に誘起される電圧を降圧トランスで降圧し、整流平滑回路で降圧した交流電圧を整流および平滑する受電装置と、
    　を備え、前記送電装置から前記受電装置へ電界結合により電力伝送するワイヤレス電力伝送システムのパラメータを導出するパラメータ導出方法であって、
    　前記パラメータは、前記第１の電極、前記第２の電極、前記第３の電極および前記第４の電極で構成される電界結合部の結合係数ｋｅを含み、
    　前記第１の電極と前記第２の電極を開放した状態で測定された、前記降圧トランスの２次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ω１，ω２または反共振周波数ω00，ω0と、
    　前記第１の電極と前記第２の電極を短絡した状態で測定された、前記降圧トランスの２次側からみた入力インピーダンスの共振周波数ωrまたは反共振周波数ωaと、
    　を用いて、
    　前記結合係数ｋｅを、式（Ａ）または式（Ｂ）に基づいて導出する、パラメータ導出方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  4. 　前記パラメータは、容量結合部の等価回路を構成する、
    　前記降圧トランスの１次コイルに並列接続された第２キャパシタの容量Ｃ１、
    　前記昇圧トランスの２次コイルに並列接続された第１キャパシタの容量Ｃ２、並びに、
    　前記第１キャパシタのおよび前記第２キャパシタの間に接続された第３キャパシタの容量Ｃ３、
    　を含み、
    　前記結合係数ｋｅと、
    　既知の前記昇圧トランスを含む共振回路の等価インダクタンスＬeqと、
    　既知の前記降圧トランスの１次コイルの自己インダクタンスＬ２と、
    　式（Ｈ）～式（Ｌ）と、
    　を用いて、前記容量Ｃ１、前記容量Ｃ２および前記容量Ｃ３を導出する、請求項３に記載のパラメータ導出方法。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
PCT/JP2013/084008 2013-02-14 2013-12-19 パラメータ導出方法 WO2014125732A1 (ja)

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