WO2014089892A1 - 差分电容位移量的转换和细分方法及电容型线性位移测量系统 - Google Patents

差分电容位移量的转换和细分方法及电容型线性位移测量系统 Download PDF

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WO2014089892A1
WO2014089892A1 PCT/CN2013/000595 CN2013000595W WO2014089892A1 WO 2014089892 A1 WO2014089892 A1 WO 2014089892A1 CN 2013000595 W CN2013000595 W CN 2013000595W WO 2014089892 A1 WO2014089892 A1 WO 2014089892A1
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displacement
measurement
differential
capacitance
electrode
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PCT/CN2013/000595
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王祖斌
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Wang Zubin
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01B—MEASURING LENGTH, THICKNESS OR SIMILAR LINEAR DIMENSIONS; MEASURING ANGLES; MEASURING AREAS; MEASURING IRREGULARITIES OF SURFACES OR CONTOURS
    • G01B7/00—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques
    • G01B7/003—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques for measuring position, not involving coordinate determination
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
    • G01D5/241—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes
    • G01D5/2412—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes by varying overlap

Definitions

  • the invention relates to a capacitance displacement measuring technology, in particular to a method and a subdivision method for differential capacitance displacement and a capacitive linear displacement measurement.
  • the conversion of the differential capacitance displacement has two purposes. The first purpose is to propose a conversion reference for the differential capacitance displacement, and the second is to convert the differential capacitance variation into a pulse width amount.
  • the capacitance type linear displacement measurement system is Large-scale, absolute position measurement, transmission and circuit are all simple digital, and can be used in harsh environments such as water, oil and dust pollution; and micro (MEMS), nano-scale.
  • the first capacitive sensor in Switzerland was used on digital display gauges for a wide range of applications and success. Such as the incremental capacitive digital caliper, which is the relative displacement of the amount.
  • Patents include CH004241 (or US3857092 or DE221E824), CH635423 (or US4420754, or US4743092), CH651136 (or US4437055), CH665714 (or US4810951, or CN8i) 07942), CH670306 (sS ⁇ US4841225, or CN8707060).
  • Japan Since then, Japan has pioneered absolute capacitive digital calipers. This is an absolute position measurement with a fixed origin and no adjustment required for measurement.
  • Patents include JP078947 (or US4879508), US4959615 (or CN1039301), US5225830 (or CN1067311), JP270912, (or Ui;5391992, or CN10863.09) and the like.
  • the measurement method of the displacement amount of the existing capacitance sensor is that the electrode is designed to be differential (or differential), and the capacitance change amount of the movable electrode at the time of displacement and the coupling area of the fixed electrode is periodically changed, and Subdivision measurements are interpolation methods.
  • the measurement method of the displacement amount of the existing capacitance sensor there is no reference for converting the measured differential capacitance change amount to the displacement amount (hereinafter referred to as the conversion reference of the differential capacitance displacement amount); it can only correspond to the predetermined differential capacitance change amount.
  • the amount of displacement is selected. It is precisely because of this measurement method that the potential of the capacitive displacement sensor cannot be radiant.
  • the measurement method of the displacement amount of the existing capacitance sensor and the interpolation method of the subdivision measurement are all selected according to the displacement amount corresponding to the predetermined differential capacitance variation, and therefore the measurement environment and the measurement condition are required to be high, Waterproof, oil-proof, dust-proof, to ensure that the air medium constant between the moving electrode and the fixed electrode is kept constant, and the measurement conditions corresponding to the predetermined amount of capacitance change are exactly the same as the environment, so as to ensure the differential difference.
  • the displacement amount and interpolation value selected by the amount of capacitance change are reliable and effective.
  • a first object of the present invention is to provide a conversion reference and subdivision method for differential capacitance displacement: changing the measurement method and subdivision of the displacement amount selected by the predetermined differential capacitance variation.
  • the method does not require the measurement environment and measurement conditions.
  • the subdivision method is very simple, no interpolation is needed, and the measurement accuracy is improved.
  • the circuit is simple and the range of use is not limited: This is the difference between the differential capacitance displacement conversion.
  • One of the purposes is to propose a conversion reference and a subdivision method for the differential capacitance displacement, which is also the first object of the present invention.
  • the differential capacitance displacement sensor only one fixed electrode is a fixed plate, and there is a movable moving pole K on the opposite side of the fixed plate electrode, and only one pair on the movable plate is respectively
  • the first and second electrodes, the movable plate can move parallel to the fixed plate along the width b coordinate direction of the fixed plate; here, the width b of the fixed plate is the first pair of the movable plate respectively And a cover width b of the second electrode and the fixed plate electrode (hereinafter referred to as a width b), which is also a displacement distance s of a pair of differential displacement intervals of the first and second electrodes respectively on the movable plate (hereinafter Referred to as the differential displacement interval).
  • the moving plates and the fixed plates are only relative and can be interchanged.
  • the electrodes on the fixed plate have the same shape, the same size, and the same electrical conductivity; the electrodes on the moving plate that make up the differential measurement are also the same shape, the same size, and the same electrical conductivity.
  • the two electrodes on the movable plate and the fixed plate electrode form a pair of differential capacitors, respectively, the first electrode is a differential capacitor and the second electrode is a differential capacitor.
  • the intermediate electrode of the first electrode and the second electrode on the movable plate corresponds to the center line of the electrode on the fixed plate, and the electrodes of the two differential capacitors on the movable plate and the upper electrode of the fixed plate are covered.
  • the two areas are equal, that is, the first differential capacitance ( ⁇ and the second differential capacitance G are equal.
  • the capacitance of the other differential capacitor decreases due to the reduction of the electrode coverage area, and the capacitance change decreases linearly; one of the electrode coverage areas increases and the other
  • the reduction in the area covered by one electrode is equal, so the area covered by the total electrode is constant: that is, the pair of the first and second electrodes on the moving plate are opposite to those on the plate.
  • the width b covered by the electrode is constant, that is, the displacement distance s of the differential displacement interval is constant; thus, the capacitance increase of the corresponding one differential capacitor and another difference Capacitance reduction are equal in capacitance, so that the capacitance of a capacitor with two differential and (d + C 2) is constant; that is to say the push-pull variation ⁇ linearly symmetrical.
  • One is the displacement distance s (or width b) of the differential displacement interval, and the other is the sum of the capacitance changes measured in the differential displacement interval (d-'G), which is the difference between the two.
  • the amount of displacement of the unit capacitance change (indicated by) when measured within the interval s (or width b).
  • the displacement amount d of this unit capacitance change amount as long as the measurement conditions and measurement environment remain unchanged. It is equivalent.
  • this unit capacitance change amount of displacement d. that is, the measured capacitance change amount is converted into the displacement amount reference, and this is the reference of the dynamic tracking.
  • the measured capacitance change amount (d+G) changes with the change.
  • the width distance s [or width b) of the differential displacement interval is unchanged, and the displacement amount d of the unit capacitance change amount. That is, with the following changes of the phase:
  • the measurement environment and measurement conditions are not required to be high, and it is not required to be waterproof, oil-proof, dust-proof, and it is necessary to ensure the moving electrode and The air medium constant between the fixed electrodes is kept constant and the like.
  • the capacitive measurement method is subtly grafted from the inductive synchronizer (or electromagnetic induction type) measurement method; the capacitive incremental and absolute measurement methods are the same as the electromagnetic induction type, the difference is
  • the electromagnetic induction type is an electromagnetic induction that corrodes a printed induction coil on a ferromagnetic body; and the capacitance type is an electrostatic induction that corrodes a printed electrode on a medium (insulator).
  • the inventor is the earliest research and development of area-changing capacitive sensor in China.
  • the original idea of writing a grid-shaped capacitive sensor was originally written to the director of the State Council, Mr. Fang Yi, and was denied by the university professor. Since then, there have been innovations in this topic, and this is the earliest application for invention patents in China.
  • many years and many parties have requested innovation funding, which is fruitless and has no way; and no innovators can receive repeated innovation funding for many years and many parties.
  • the result is only an incremental capacitive digital caliper article that repeats the same model in Switzerland (SYLVAC system), not an innovation.
  • the gate capacitance displacement sensor CN86106558 patent also has a capacitance sensor measurement circuit.
  • the lack of innovation is funded and cannot be tested.
  • no innovation, no innovation, no innovation, no injustice not only nowhere to say, but also a source of anger and special whimsy.
  • the human brain can also do virtual experiments.
  • the countless calculation charts of the estimated electrodes it is suddenly found that the sum of the areas covered by the two electrodes in the differential displacement interval is constant, which makes the inventor jump out of the cured electromagnetic induction type.
  • the measurement method which breaks through the technical bias, has the present invention.
  • the first object of the present invention is to change the current measurement method; instead of selecting a displacement measurement method and a subdivision measurement method according to a predetermined differential capacitance change amount.
  • the conversion reference of the differential capacitance displacement is proposed, and the displacement is directly solved by the differential capacitance variation, which is the first purpose of the conversion of the differential capacitance displacement.
  • the second purpose is to convert the differential capacitance variation into the pulse width corresponding to the displacement: it is also the second purpose of the differential capacitance displacement conversion of the present invention.
  • the conversion reference of the differential capacitance displacement amount is proposed, and the capacitance variation amount in the differential capacitance sensor can be directly converted into the displacement amount 1 ⁇ 2.
  • the measurement circuit of a capacitive sensor usually converts the amount of capacitance change into a quantity that is convenient for measurement, counting, and display.
  • the commonly used voltage quantity, current quantity, pulse width quantity, and pulse frequency are selected by the measured power amount.
  • the displacement amount shows that the simplest method is to convert the capacitance change amount into the pulse width amount by using a monostable flip-flop: two monostable flip-flops used in the measurement circuit of the inventors' earlier CN1167371 and CN1240928 patents,
  • the differential capacitors are simultaneously converted to pulse width quantities for comparison.
  • the output pulse width of the one-shot is it, ⁇ 0. 69RC, which requires the resistance (and 3 ⁇ 4) used by the two monostable flip-flops to be equal. To do this, use a potentiometer to adjust the two resistor phases. S is the same as £
  • the above is the second purpose of the differential capacitance change amount conversion, and the second object to be solved by the present invention is to propose the same monostable flip-flop circuit, which is not simultaneously measured, but sequentially, respectively.
  • a circuit that converts differential capacitance into a pulse width amount, and a comparison of two pulse widths a is performed by a single-chip microcomputer for counting and analyzing. This kind of circuit does not need to adjust the potentiometer to balance the circuit, nor does it have a zero drift problem. In this way, the circuit that converts the differential capacitance change amount into the pulse width amount not only has a simple circuit and solves the problem of zero drift of the circuit; but also provides convenience and possibility for large-scale measurement.
  • a third object of the present invention is to implement the first object and the second object of the present invention, and to provide a capacitive linear displacement measuring system which is a large-range absolute position measurement. It is also a further explanation of the conversion reference of the differential capacitance displacement amount, the differential capacitance change amount conversion width amount and the subdivision method applied in the measurement circuit of the system; the measurement circuit of the system uses a monostable trigger to convert the capacitance variation into The pulse width is t, 0. 69RC, and different resistors are connected in series on the fixed pole. Different resistors R have different measurement ranges (details are mentioned later), and the measurement range is independent of the plate area, only related to the resistor R. .
  • the measurement range is not limited. Due to the use of differential capacitance displacement measurement reference and subdivision measurement method; the existing measurement method and subdivision measurement method of the selected displacement amount according to the predetermined differential capacitance change ⁇ : is changed, and there is no need to measure the measurement environment and measurement conditions. Requirement, the subdivision measurement method is very simple, does not require interpolation, and improves the measurement accuracy, and can be measured in a large range in harsh environments, and can be used on machine tools or other heavy machinery; it is micro power consumption, volume Small, sensor manufacturing and circuits are all simple digital, zero drift, good anti-interference stability and low cost: it is superior to electromagnetic induction such as Ball Grid, grating and magnetic grid.
  • both the capacitive incremental displacement measurement and the absolute displacement measurement include a displacement scale component and a reading component.
  • the reading member includes a moving electrode (the arrangement of the moving electrodes is different, and the details are described below in conjunction with the specifics) and the detecting circuit, that is, the moving ruler.
  • the signals that need to be read by the reading component are different at each displacement, that is, each marking line is required to be distinguishable.
  • the capacitive sensor of the present invention is also a new discussion and invention in the measurement of the absolute position displacement.
  • the first way using the spatial multiplexing method to achieve incremental displacement measurement and absolute displacement measurement on the uniformly distributed electrodes.
  • a series of uniformly distributed electrodes in the displacement scale unit are cut into upper and lower portions, the cutting positions of the odd electrode strips satisfy the periodic sinusoidal curve, and the cutting positions of the even electrode strips satisfy the new cosine curve.
  • the incremental displacement measurement the upper and lower parts of each electrode are loaded with the same ⁇ number. When the cutting gap is small enough, each electrode can be regarded as the scale of the incremental measurement.
  • the absolute displacement measurement the lower two parts of each electrode are loaded with opposite phase signals, and the signal sensed by the reading unit under a certain displacement depends on the difference between the areas of the lower two parts of the electrode covered by the reading unit.
  • the phase value of the signal outputted by the reading unit at each displacement is different, and the absolute displacement information can be obtained by obtaining the phase value of the output signal by using the correspondence between the absolute displacement and the phase of the output unit of the reading unit.
  • the displacement scale unit contains parallel multi-channel evenly distributed electrodes, and the reading unit can cover multiple I-electrodes at each position.
  • each electrode is composed of an electrode connected with a positive polarity signal and a negative polarity signal.
  • the polarity combination of the signals recorded by the electrodes covered by the reading unit at each displacement is different, according to the displacement and The correspondence of the polarity combinations can obtain the absolute displacement information by acquiring the polarity combination of the read signal output.
  • the absolute displacement measurement is performed by acquiring the analog quantity, which is easily affected by the tilting process of the reading unit, and the actual mounting and movement of the reading unit cannot be completely completed with the displacement scale unit.
  • the absolute displacement measurement will be different due to the degree of inclination of the reading unit, and the anti-interference ability is poor; and each electrode needs to be cut at a specific position, and the manufacturing process is complicated and costly.
  • a channel comprising a plurality of electrodes since a channel comprising a plurality of electrodes, a larger number of electrodes, high cost, will be implemented on each of the signal electrodes linked to a specified polarity is complex
  • the number of the area to be large is large, so the displacement measurement range is limited; the displacement scale unit and the reading unit have a plurality of externally-exposed signal lines, so that the connection between the assembly and the fixed member is also a troublesome problem.
  • the above description shows that the problems that the prior art has formed are caused by the curing method, which is difficult to solve completely. That is to say the technical bias.
  • a fourth object of the present invention is to integrate a micro-MEMS (MEMS) device, such as a detection circuit, a sensor, a display member, and a case or package, for the purpose of the first and second objects of the present invention.
  • MEMS micro-MEMS
  • the object of the present invention is to overcome the prejudice and deficiencies of the prior art, and propose a differential capacitance displacement conversion (conversion reference and conversion into pulse f width amount) and a subdivision method, the differential capacitance displacement amount
  • the conversion includes a conversion reference with a differential capacitance displacement amount and a differential capacitance change j converted into a pulse width amount, which overcomes the existing measurement method, and does not convert the measured differential capacitance change amount into a displacement amount reference.
  • the defect selected by the predetermined amount of displacement of the differential capacitance is the defect caused by the technical bias, so that there is no special requirement for the measurement ring and the measurement condition.
  • the characteristic of the pulse width which is converted into the displacement by the differential capacitance displacement is that the measurement range can be independent of the plate area, and the subdivision method of the pulse width is the frequency subdivision method, and the capacitive linear displacement system is implemented.
  • the sensor manufacturing and circuit are simple all-digital type, do not need interpolation, high precision, low power consumption, small size, zero-free, good anti-interference stability, low cost, and can be used in water and oil. , use of dust and other harsh measurement environment and expand the scope of application; it is better than electromagnetic induction type such as Ball Grid, grating and magnetic grid.
  • MEMS miniature
  • a differential capacitance displacement conversion and subdivision method characterized by: a differential capacitance displacement conversion reference and a subdivision method; [0047] the differential capacitance displacement conversion reference is a pair of differential capacitors The displacement distance s (or width b) of the differential displacement interval is compared with the sum of the first differential capacitance C measured in the differential shift interval and the second differential capacitance C 2 (C, +C 2 ) The ratio is the displacement of the unit capacitance change measured in the differential displacement zone (indicated by); at any point within the distance s (or width b) of the differential displacement interval, as long as the quantity conditions and measurement environment remain the same, this The displacement amount d of a unit capacitance change amount. It is the same.
  • the measured differential capacitance change amount is converted into the displacement amount reference: and is the reference of the dynamic tracking, when the measuring strip and the measuring environment change, the measured The sum of the differential capacitance changes (d+C 2 ) varies with the tracking, and the distance within the differential displacement interval does not change, that is, the two electrodes on the moving plate and the electrodes on the fixed plate are covered.
  • the width b has not changed, and the shift of the unit capacitance change amount is also tracked as the sum of the differential capacitance changes ((+G) changes; with this dynamic tracking reference, the difference shift is within the interval It is convenient to find the corresponding displacement amount when the differential capacitance is changed during displacement. This is to overcome the technical bias that the current measurement method does not convert the differential capacitance change into the displacement reference.
  • the measured differential capacitance change amount is selected according to the displacement amount corresponding to the predetermined difference capacitance change amount, so that the measurement environment and the measurement condition are required to be high, and it is required to be waterproof, oil-proof, and dust-proof.
  • the air medium constant between the moving electrode and the fixed electrode is kept constant, etc., and the circuit of this measuring method has modulation and demodulation, the amplifier, the D converter, etc. The more complicated the improvement, the more complicated the thinking is. From the improvement to the development of traditional measurement methods, from simple to complex, complex and complex..., can not jump out; once you can jump out of this complex, there is a new simplicity:
  • the subdivision method refers to a capacitance change amount of a unit displacement amount, a capacitance change amount of a minimum unit displacement amount, that is, a resolution power
  • Electrodes are grouped together, one end is connected to the resistor on the back side of the fixed plate, and the other end is connected to the ground end on the back side of the fixed plate.
  • the electrode on the fixed plate is three adjacent electrodes.
  • the resistance values of a total of parallel resistors are different. Different resistance values are used to ensure that the absolute displacement measurement of all large array capacitive sensors is different at each displacement.
  • the capacitive sensor moving plate electrode is arranged in a concentrated manner on the left and right sides, the left side is concentrated in two groups A and C, and the
  • the improvement of the present invention is that the left and right sides of the electrode plate are arranged in a concentrated manner to change A, C, B, D and (:, , D, B. Disperse array; thus, when the moving plate electrode and the fixed plate electrode are not parallel in the direction of motion, the effect on accuracy is small;
  • the capacitive coupling and electrical connection of the capacitive sensor is such that four sets of electrode terminals of a small array on the moving plate are connected to the measuring path, and four sets of electrodes and a fixed pole of a small array on the moving plate
  • the electrodes of the small array on the board are capacitively coupled, and the ends of all the electrodes of the small array on the fixed plate are connected together by the back side of the printed electrode plate to the ground; the four sets of electrode terminals of the large array on the moving plate are also
  • the four sets of electrodes connected to the large array of measuring electroplates and the large array of electrodes on the fixed plate are capacitively coupled, and the large array of electrodes on the fixed plate are a group of each adjacent three electrodes.
  • One end is connected to the resistor on the back side of the printed electrode plate, and the other end of the resistor is also connected to the it
  • the power supply ground of the measuring circuit is connected.
  • the measurement and subdivision method of the absolute position is a combination of a large array and a small array and a conversion of a differential capacitance displacement amount (conversion reference and conversion to a pulse width amount) and a subdivision method; a combination of a number of periods and a large number of segments; said small array is a combination of fractional and mantissa;
  • the large number of segments are after the number of cycles, and the large number of segments are in a large array of capacitive sensor plate plates with a rectangular electrode width and a gap width within a period (or pitch), by eight linear differential displacements
  • the composition of the measurement interval is represented by N, where N is C, 1, 2-7, and the interval number of the selected Nth interval in the four linear differential displacement measurement intervals of the large number of segments is measured at the time of measurement.
  • the four sets of capacitance values of the large array are determined, that is, the capacitance of the four sets of electrodes and the plate electrodes of the large array are selected; the large number of segments exceeds the rectangular electrode of one A
  • the resistance values of the two resistors connected by each adjacent three electrodes in the electrode on the fixed plate are different: different resistance values Is the number of cycles of the three electrodes;
  • the number of cycles is that in the electrode on the plate, the resistance of each adjacent three electrodes is connected in a resistance value of Rm, and the number of cycles of the three electrodes in each resistance is
  • the number of cycles is a resistance Rm in which the adjacent three electrodes are connected in parallel in the electrode on the fixed plate, which is not unique, and one or four electrodes may be connected in parallel.
  • the resistance 13 ⁇ 4 can be determined according to the best state in the measurement;
  • the small array is the remainder of the large number of segments, the small array of capacitive sensors on the fixed plate, the width and gap width of a rectangular electrode is one week (or pitch), and eight linear differential shifts from a small array
  • the composition of the measurement interval is represented by n, where n is 0, 1, and 2, respectively, and the number of intervals of the selected nth interval among the eight linear differential displacement measurement intervals of the number of segments is measured at the time of measurement.
  • the small array of four sets of capacitance is determined by comparison, that is, the state characteristics of the capacitance of the four sets of moving electrodes and the fixed plate electrodes of the small array are selected: a small array of capacitive sensors is exceeded on the fixed plate When the width and gap width of the rectangular electrode are one cycle (or pitch), it is a large array; [ooi] The remainder after the decimal segment is the mantissa; the mantissa is the conversion reference and subdivision of the differential capacitance displacement.
  • the conversion reference of the differential capacitance displacement amount is a sum of a displacement distance s of a pair of differential displacement intervals and a first differential capacitance G and a second differential capacitance C 2 measured in the differential displacement interval (d+ Compared with C 2 ), this ratio is the displacement of the unit capacitance in the differential displacement interval : at any point within the distance s of the differential displacement interval, as long as the measurement conditions and measurement environment remain unchanged, The displacement i of the unit ⁇ variation is the same. With this unit capacitance change amount of displacement d. , there is also the measured change in capacitance It is the reference of the displacement amount; and it is the reference of the dynamic tracking.
  • the mantissa subdivision method is a minimum unit amount of capacitance change amount of the capacitance change amount d s per unit displacement amount in a conversion reference of a pair of differential capacitance displacement amounts, and the minimum unit displacement amount is micrometer. That is, the capacitance change d s per micrometer must be able to measure the capacitance change d s per meter when measuring, that is, the minimum resolution can be measured as one micron, as long as the capacitance of the minimum unit displacement can be measured.
  • the amount of change d is the minimum unit size;
  • the order of the combination of the large array and the small array is that a resistance value of each adjacent three electrodes in the determined number of cycles in the large array is Rm, and three electrodes are determined by the resistor Rm.
  • the number is the mantissa, and the mantissa is solved and subdivided by the conversion reference and subdivision method of the differential capacitance displacement:
  • the absolute position measurement method is a combination of large array measurement and small array measurement; if no large array capacitance sensor is used for measurement, only the array capacitance sensor is measured, which is the incremental capacitance type displacement measurement;
  • the measuring circuit of the capacitive sensor converts the amount of capacitance change into a quantity that is convenient for measurement, counting and display.
  • the commonly used voltage quantity, current, pulse width quantity and pulse frequency, etc., here use a monostable trigger to change the capacitance
  • the conversion to the pulse width amount is exemplified as follows.
  • the output pulse width of the one-shot trigger is represented by t, that is, t ⁇ 069 RC;
  • C is the capacitance change when the capacitance is detected.
  • R is the resistance capacitor C connected in series.
  • Changing the size of the resistor R is changing the magnitude of the charge or discharge current of the capacitor C, that is, changing the output pulse width amount t, in the single In the state trigger, the resistance of the resistor R is large, and the output pulse width is large, which is also an amplification; in the monostable trigger, the value of the resistor is unrestricted, and it has the smallest subdivision unit displacement.
  • the amount of capacitance change i and the comprehensive consideration of the capacitance ⁇ sizing circuit capable of measuring the minimum unit displacement amount are selected;
  • the measuring circuit comprises a differential capacitance change amount converted into a pulse width amount and a subdivision method: wherein the monostable trigger, the pulse width subdivision circuit, the timing switch circuit and the single chip microcomputer are formed;
  • the monostable flip-flops are two precision monostable flip-flops, which are used to convert the electrical variation of small array capacitive sensor and large array capacitive sensor into pulse width variation, respectively.
  • the timing switch circuit To control the triggering of a small array and a large array of monostable flip-flops, the timing switch circuit first measures the sum of four sets of shunt capacitors (referred to as the sum of the first four groups), and then measures the sum of the three sets of shunt capacitors in four times ( ⁇ The method of controlling the four sets of capacitive sensors of the small array and the four sets of capacitive sensors of the large array, respectively, the output pulse width of the steady-state flip-flop is divided into one by the pulse width subdivision circuit.
  • the pulse train is input to a single-chip microcomputer, wherein each pulse width of the pulse train after the small array of the field is determined by the pulse width of the smallest subdivision unit;
  • the pulse width pulse of the minimum subdivision unit is generated by a high frequency square wave oscillator; or provided by a single chip microcomputer.
  • the pulse width subdivision circuit subdivides a large pulse of a single width into a pulse train, which is convenient for a single microcomputer to measure the degree of a single pulse, and can also capture/compare the pulse width with an embedded system.
  • the peripheral control circuit of the single-chip microcomputer is simpler; [007p] The sum of the four groups of the first measurement of the time-series switching circuit, and the sum of the four groups of the last four times and the difference means that the sum of the four sets of parallel capacitances is measured first. After four measurements, the sum of the parallel capacitances of the three groups is measured. Finally, the difference between the sum of the four parallel capacitances and the sum of the three parallel capacitances is used to separately output the capacitance of each group. This has a single-chip microcomputer. carry out;
  • the single-chip microcomputer is used for timing control detection of four sets of capacitance measurements for small array capacitive sensors and large array capacitive sensors, storage after detection, comparison of four sets of capacitance values of small arrays and large arrays, calculation , control and output display, etc.
  • a fourth object of the present invention is to integrate a detecting circuit, a sensor, a display member and an outer (or package) micro device for carrying out the first object and the second object of the present invention.
  • the detection circuit of the capacitive sensor is an integrated circuit, which is the same as the electrical charging process of the capacitive sensor, and is a mature technology. The question is whether it can be miniaturized, that is to say the MEMT?
  • MEMS is a micro electro mechanical system. Abbreviation It is defined as a functional unit containing electronic and/or mechanical "components" with feature sizes ranging from 100 nm to 1 . There are also some people who simply limit the overall size of MEMS devices to less than one cubic centimeter, and more importantly, multi-components, complex functions, system integration, and the ability to mass produce. MEMS are miniaturized, cheap versions of their macro world counterparts. Its function is the same or better. This technology has matured to the point where it can be transferred from pure research to the development of commercial products.
  • a miniature capacitive precision position sight is a miniature capacitive precision position sight implemented by a differential capacitance displacement conversion reference and subdivision method and a differential capacitance change amount converted into a pulse width amount and a subdivision method.
  • the utility model is characterized in that: it comprises the monostable trigger, the pulse width subdivision circuit, the single-chip microcomputer, the sensor of the CN86106551 patent, the display component and the shell integrated into one micro: capacitive precision position sight .
  • the miniature capacitive precision position sight uses the circuit of the present invention to convert the differential electrical variation into the pulse width amount, which is not only a simple circuit, but also a measurement of the analog quantity to a digital quantity, which improves the accuracy of the measurement, More important factors of resolution and speed, to say a little, this improvement can only be improved by an order of magnitude in accuracy, which is the second factor to improve accuracy;
  • the miniature capacitive precision position sight has a volume of less than 1 cubic centimeter, all the additional useless capacitance affecting the measured capacitance is greatly reduced, and the distance between the moving electrode and the fixed electrode can be reduced from 10 micrometers to 1 micrometer. This can improve the accuracy only by an order of magnitude, which is the third factor to improve the subdivision and accuracy;
  • the circuit for converting the differential electrical variation into the pulse width of the present invention has no noise influence such as zero drift, and can eliminate all the additional useless capacitance, which is the fourth factor for improving the accuracy;
  • the subdivision precision of the present invention depends on the frequency subdivision.
  • the frequency subdivision method is simpler and more reliable than the interpolation method, and the subdivision precision is high, which is the fifth factor of the improvement degree;
  • the five items that improve the accuracy factor, the C-L-DR series capacitive position sight is integrated into the micro the subdivision accuracy of the micro-capacitor precision j-position sight of the present invention can be improved from micron level to Nanoscale (from 10 nanometers to 1 nanometer). It is also stated that this positional sight is a requirement for integrated microelectromechanical systems (MEMS). This is due to the fact that the present invention has a differential capacitance displacement conversion (conversion reference and conversion to pulse fe metric) and a new method of subdivision that promotes the potential of capacitive displacement sensors. Prior art measurement methods are difficult to achieve - the goal
  • the miniature capacitive precision position sight has coarse measurement and fine sight; the large width of the coarse measurement electrode is used to indicate the adjustment range, and the precision electrode width is small for precise aiming and positioning, and the subdivision displacement
  • the digital indications one-dimensional and two-dimensional aiming positioning, single point, multi-point, special point and special way positioning, etc., see CN86106551 patent.
  • a miniature CMOS capacitor proximity switch converts a differential capacitance variation into a pulse width amount and a micro-CMOS electrical proximity switch implemented by a subdivision method, which is characterized in that it includes two single circuits in the CN1167371 patented circuit.
  • the steady state flip-flop is replaced by a single CMOS capacitor proximity switch, a pulse width subdivision circuit, a monolithic micro-i computer, and a housing integrated into a miniature CMOS capacitor proximity switch.
  • the characteristic is that the product is equivalent to the size of the triode or Hall element, but the reference piece does not need to be a magnetic body as required by the Hall element, but any metal and non-metal substance can be used as the answering piece, and low voltage and micro work Consumption, etc., its adaptation surface is wider than Hall elements.
  • a miniature capacitive encoder is a miniature capacitive encoder implemented by a differential capacitance displacement conversion reference and subdivision method and a differential capacitance variation converted into a pulse width one and a subdivision method, and is characterized in that:
  • the invention includes a monostable flip-flop, a pulse width subdivision, a single-chip microcomputer, a sensor of the CN1240928 patent, a display device and a housing integrated micro-capacitor encoder. It is the same as a capacitive precision position sight > the subdivision accuracy can be increased to nanometer.
  • MEMS mechanical motion parameters such as displacement, velocity, amplitude and frequency
  • the dimensions of the micro-mechanical are generally on the order of millimeters to sub-micrometers, much smaller than macro-mechanical, so micro-mechanical Dynamic characteristics are easily disturbed by the I path.
  • the optical test method is non-contact measurement, and has the characteristics of good resolution and high precision, it has become a research hotspot in the field of microcomputer testing.
  • a series of MEMS dynamic parameter test instruments using optical test methods such as laser Doppler vibrometers, stroboscopic micro-interference systems (SMIS), computational micro-vision systems (CMVS), and fiber-optic Michelson interferometers, have been extensively studied. Has invested >
  • the above described micro device of the present invention can satisfy the above test conditions and requirements.
  • the electrode plate of the micro device of the present invention or the plate of the fixed plate (the movable plate and the fixed plate are relatively interchangeable.) can be rotted on the side to be measured of the device to be tested, or formed into a strip shape.
  • the tape pattern is attached to the side to be measured of the measuring piece, or the moving plate is directly fixed on the device to be tested.
  • the capacitive sensor is originally a non-contact measurement, so that the miniaturized measurement does not interfere with the dynamic characteristics of the micromachine, and the micro device of the present invention can Satisfying the requirements of high resolution and high precision, the software of single-chip micro-calculation f can change the single position measurement into multiple parameters such as position, displacement, velocity, amplitude and frequency, and add it to the integrated circuit.
  • the wireless receiving unit remotely measures the transformation of the parameter or the multi-parameter simultaneous measurement with the transmitting part of the remote controller.
  • the miniature capacitive precision position sight and the miniature capacitance encoder are characterized in that the electrode plate or the fixed plate (the movable plate and the fixed plate are relatively interchangeable) can be rotted. It is made on the side to be measured of the DUT, or is made into a tape like a tape pattern attached to the side to be measured of the DUT, or the moving plate is directly fixed on the DUT. This non-contact measurement does not interfere with the micro-measurement.
  • the transmitter's transmitter remotely measures the transformation of parameters or simultaneous measurement of multiple parameters.
  • the present invention can be used in harsh environments such as water, oil, and dust pollution. It is not required to be waterproof, oil-proof, dust-proof, and to ensure that the air medium constant between the moving electrode and the solid electrode is kept constant. This shows that the invention expands the range of use of the capacitive sensor.
  • the capacitance change amount is converted into a displacement amount reference; and the dynamic tracking reference amount is used, and the reference is determined by the difference bit 3 ⁇ 4; the displacement amount corresponding to the displacement change in the interval; the detection method is suitable for all differential capacitance sensors This method can be used as long as it is a capacitive displacement measurement. It is a very simple and universal method.
  • the invention solves the displacement amount by using the dynamic tracking reference amount, and realizes the capacitance variation per unit displacement, which is convenient for subdivision, and is not the most convenient for frequency subdivision, and does not require an A/D converter.
  • the present invention has a differential capacitance displacement conversion reference and subdivision method
  • the single bit measurement is changed into multi-parameters such as position, displacement, velocity, amplitude and frequency by software of a single-chip microcomputer.
  • Measurement adding a wireless receiving component to the integrated circuit, and remotely measuring the transformation of the parameter with the transmitting member of the remote controller.
  • This is a measurement method that is selected according to the displacement amount corresponding to the predetermined differential capacitance variation, and is capable of measuring a single displacement measurement into a multi-parameter measurement such as position, displacement, velocity, amplitude, and frequency.
  • the invention uses a monostable flip-flop circuit to convert the degree differential capacitance change into a pulse width quantity, which is the simplest circuit, which is good in digital channel anti-interference; also provides convenience for large-scale measurement and may.
  • This is the capacitance change amount converted into the pulse width amount t 0. 59RC, which is connected in series with different resistances, that is, the width of each rectangular electrode and the width of one gap are different in the resistance connected in series in one cycle, and the differential capacitance shift The conversion is different for the amount of pulse width, and the position represented is different.
  • the subdivision measurement method of the present invention is capable of measuring the pulse width of the smallest subdivision unit corresponding to the j amount circuit as long as the capacitance change amount d s which can measure the minimum unit displacement amount is the smallest subdivision amount.
  • the pulse width of the smallest subdivision unit is the pulse width of each single sub-divided circuit, that is, the pulse of each unit generated by the high-frequency square wave oscillator, so the subdivision method is frequency subdivision. Method, very ⁇ ! Single; also facilitates the measurement of micro-nano.
  • the frequency subdivision method is the simplest of the existing subdivision methods.
  • the present invention is suitable for measurement of all differential capacitance displacement sensors, which converts the capacitance ⁇ into a pulse width amount without an analog component such as an amplifier, all of which are digital components with good anti-interference, and no need for a potentiometer for circuit measurement.
  • Zero adjustment, no zero drift, all interference and parasitic (or additional) capacitors are the same, no comparison exists, it is a very simple and universal method, you can use the embedded system to pulse width
  • the peripheral control circuit of the single-chip microcomputer is simpler, and the integrated capacitance change amount is converted into a pulse width amount dedicated integrated control ⁇ , such as CNS6106551, CN1167371, and CN1240928, etc.
  • a pulse width amount dedicated integrated control ⁇ such as CNS6106551, CN1167371, and CN1240928, etc.
  • the sensors, display members and housings of the CN1167371 and CN1240928 patents are integrated into a single micro device.
  • the electrode pattern of the present invention is only a rectangular shape, the rule is simple, the process is simple, and the cost is low; the pole plate can be made into a roll-to-roll flexible printed board to meet different measurement lengths; Can be integrated with the printed board.
  • the simplest process is the resistor 3 ⁇ 4
  • the small array capacitive sensor of the present invention and the large array of capacitive sensors have only four sets of electrode groups on the movable plate, but one cycle of the width and the gap width of a rectangular electrode on the fixed plate (or Within the pitch, there are eight sets of linear displacement measurement intervals for a pair of differential capacitors.
  • the invention has fewer electrode groups and a pair of differential capacitance linear displacement measurement intervals, and both are linear displacement measurement areas; but in the US 3S57092 patent, the number of electrodes I1L is large, and a pair of differential capacitance linear displacement measurements are formed. There are few intervals and there is a nonlinear displacement measurement area.
  • the circuit used in the present invention is also simpler than the circuit of the US 385 TO92 patent.
  • one row of electrodes is arranged in two rows.
  • the adjacent electrodes arranged in a row are separated into upper and lower rows, skipping the gap width between adjacent poles.
  • Each electrode has a proper width, that is, the actual width and the nominal width are the same, and the original is converted in turn.
  • the starting point of the differential coverage of the moving electrode and the fixed electrode is zero coverage (ie, not covered yet), so that the nonlinearity caused by the edge effect is not used; the CN86106558 patent used in the present invention
  • the point at which the differential electrode and the fixed electrode are differentially covered is not the zero coverage, but is selected such that the coverage is greater than or equal to the vertical distance between the movable electrode and the fixed cover, and thus the distance between them, which is not
  • the nonlinearity caused by the edge effect ensures that a pair of differential capacitors are linear in the linear displacement measurement area.
  • the capacitive coupling of the capacitive sensor is that the detection circuit is first applied to the electrode of the movable plate and the electrode of the fixed plate. Coupling, after the electrical connection between the electrode on the FT plate and the electrode, the secondary capacitance coupling method of the electrode on the fixed plate and the electrode of the moving plate is fed back to the pole detection circuit, so that the two capacitive coupling modes are two A capacitor is connected in series, the amount of capacitance change is reduced, and the area occupied by the plate is large; the primary capacitive coupling method of the present invention does not have this problem, and _a, the mechanical value of the sliding metal piece and the measuring circuit of the machine tool or the machine through which the displacement is measured
  • the connection method of the grounding terminal has been proved to be feasible by the practical effect of the CWM-DR series capacitive position sight implemented by the CN86106551 patent for the four aiming positioning of the machine tool table. This is simpler than the reflective clustering in the prior art.
  • each of the adjacent three electrodes of the present invention is connected in parallel with a resistor having different resistance values, and the other end of the resistor is connected: ⁇ , the resistor is soldered on the fixed plate
  • ⁇ the resistor is soldered on the fixed plate
  • the back side of the electrode printed circuit board does not affect the parallel movement of the moving plate and the fixed plate.
  • the power ground of the moving plate is also connected to a grounding end of the resistor through the sliding metal piece of the machine tool or the machine whose measured displacement is measured, and the machine tool that normally measures the displacement has a grounding wire, so that the measurement of the present invention
  • the circuit is also a well-known actual grounding line, which is beneficial for preventing stray interference, etc.; it also prevents the ground potential from drifting.
  • the measurement circuits of the prior art all use circuits such as modulation, demodulation and amplifier; this is an analog circuit, which has the disadvantage of being susceptible to interference distortion.
  • the circuit of the present invention is all digital circuits, and there are no interference and distortion problems. Digital instruments are orders of magnitude higher than the accuracy, resolution and speed of analog instruments. The goal of the third industry in manufacturing is to digitize. In this regard, the present invention is also simpler than the prior art.
  • the sensor manufacturing and circuit are simple all-digital type, do not require interpolation, high subdivision precision, power consumption, small size, zero drift, anti-interference stability It has good performance, low cost, and can be used in harsh measurement environments such as water, oil and dust pollution, and has expanded its application range; it is superior to electromagnetic induction type such as Ball Grid, grating and magnetic grid.
  • micro-devices used in the conversion reference and subdivision methods of differential capacitance displacement, and the conversion of differential capacitance variation into pulse width and subdivision methods are: the detection circuit, the sensor, the display, and the outer casing (or Package) Integrated micro devices (capacitive precision bit sights, CMOS capacitor proximity switches and capacitor encoders) are:
  • the integrated micro device of the present invention increases the measurement accuracy of the differential capacitance displacement sensor to the nanometer level. This is a potential for the present invention to drive a capacitive shift sensor.
  • the integrated micro device of the present invention provides an economical and convenient new way to accurately measure mechanical motion parameters (such as displacement, velocity, amplitude, frequency, etc.) of the MEMS. .
  • the integrated miniature CMOS capacitor proximity switch of the present invention can be used for low voltage, micro power consumption, metal parts and non-metal parts, etc., and its adaptation surface (; ⁇ Hall element is wide. Other similar aspects are not repeated .
  • the measuring principle and measuring method of the invention are simple, and the subdivision measuring method is the simplest frequency subdivision method, especially the large-scale measuring method is simpler than the prior art, and the capacitive sensor plate electrode pattern is simple and the process is simple.
  • the circuit is also very simple, which means that the manufacturing is simple and low in cost; the edge and the nonlinearity in the prior art , hot noise, zero drift, interference, additional parasitic capacitance, etc. have been overcome and solved one by one, which shows that it has good linearity, strong anti-interference and good stability; and can adapt to various kinds of water, oil, dust, etc.
  • this invention overcomes the technical prejudice and changes the unique advantages obtained by the measurement method; thereby expanding the scope of application and adapting to a wide range, and providing possibility for the use of capacitive sensors in heavy-duty machine tools or machinery to measure the displacement of the fij;
  • the Ball Grid used in the prior art is simple to manufacture, low in cost, small in size, and low in power consumption. Line.
  • the conversion reference of the differential capacitance displacement amount is the displacement distance s (or the width b) of the differential displacement interval of the pair of differential capacitances and the first measurement in the differential displacement interval.
  • this ratio is the displacement of the unit capacitance change measured in the differential displacement interval (indicated by d);
  • the amount of displacement d of the amount of change in capacitance.
  • the measurement principle and method of the present invention break through the tradition, and the capacitive sensor and the measurement circuit are independent innovations.
  • the capacitive sensor has the advantages of ⁇ impedance and micro power consumption, and the advantages of the method for solving the displacement amount by the differential capacitance change amount converted into the displacement amount, and the frequency fine ⁇ method, and the development of micro-nano measurement and nanotechnology. It is promoted.
  • the integration of the capacitive sensor and the measuring circuit to improve the subdivision accuracy to the nanometer level is a complement to the MEMS mechanical motion parameters (such as displacement, velocity, amplitude and frequency).
  • FIG. 1 is a schematic diagram of the operation of a capacitive sensor of a pair of differential electrodes.
  • FIG. 2 is an arrangement diagram of capacitor sensor electrodes of the CN86106558 patent.
  • FIG. 3 is an improved view of the arrangement of the capacitive sensor electrodes of the CN'86106558 patent.
  • FIG. 4 is a diagram showing the operation of the differential electrode of the capacitive sensor electrode of the present invention.
  • FIG. 5 is a layout diagram of electrode arrangement of a capacitive sensor of the present invention.
  • FIG. 6 is a layout diagram of electrode arrangement of a capacitive sensor of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram of a width amount circuit for converting a capacitance change amount into a pulse ' using a monostable flip-flop according to the present invention.
  • FIG. 8 is a circuit block diagram of a capacitive linear displacement measuring system of the present invention.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of the operation of a capacitive sensor of a pair of differential electrodes.
  • 10 is the electrode of the plate.
  • 21 and 22 are the electrode plates of the movable plate and the electrodes 21 and 22 of the movable plate are schematic diagrams of capacitive sensors constituting a pair of differential electrodes, respectively.
  • a is the insulation width of the adjacent electrodes. Considering that the electrode width b is larger than the adjacent electrode ⁇ width a, and the value of a is small, it is ignored.
  • the insulation width between adjacent electrodes of Figure 1 in the US Pat. No. 3,857,092 patent is not labeled a, and is considered small and neglected. And the amount of displacement of the left and right shifts of the table dynamic plate, respectively.
  • 1(a) is a view showing a center position of the stationary plate electrode 10 at the center between the movable plate electrode 21 and the electrode 22.
  • the differential capacitance between the stationary plate electrodes 10 and the movable plate electrodes 21 is represented by ?
  • the differential capacitance between the movable plate electrodes 22 and the moving plate electrodes 22 is represented by C2 .
  • the coverage area of the electrode plate 10 and the movable plate electrode 21 is equal to the coverage area of the movable plate electrode 22: the differential capacitance C1 and the differential capacitance 2 are equal.
  • Fig. 1(b) shows the position where the movable electrode 21 and the electrode 22 are shifted to the left. In this position, the coverage area of the stationary plate electrode 10 and the movable plate electrode 2] is smaller than that of the movable plate. Covering area of the electrode 22: the differential capacitor c is correspondingly smaller than the differential capacitor c 2 ; however, the amount of reduction in the area of the plate electrode 10 and the moving plate electrode 21 is equal to the amount of increase in the area of the moving plate electrode 22; Therefore, the difference between the differential capacitor (;! and the differential capacitor c 2 ( Cl + C2) is constant, which is the characteristic of the difference.
  • the distance S (or width b) of the shift ff] is considered in conjunction with the displacement d of the unit capacitance variation amount as described in the present invention. None. It can be seen that people are: It is impossible to have a technical bias for converting the measured differential capacitance change into a displacement reference.
  • the adjacent electrodes whose electrodes are originally arranged in a row are divided into upper and lower rows so that the gap width a between the adjacent electrodes is the same as the electrode width (or b), and each electrode also has an actual width and The nominal width is the same, and the conversion is changed to the up-and-down jump conversion.
  • the gap width a between adjacent electrodes is skipped, and the linearity is improved; but the differential displacement of the movable electrode and the fixed electrode is relatively covered.
  • the starting point has zero coverage (that is, it has not been covered yet), so there is still a non-defective effect caused by the edge effect ⁇ .
  • the resolution is the selection of the smallest unit of the differential displacement interval distance 3 or (width b) in (3) or (4). If the minimum unit quantity is chosen to be 1 micron (or 0. L micron), then the subdivision The minimum resolution is 1 micron (or 0.1 micron). However, the measurement circuit should be able to measure the capacitance of this minimum resolution of 1 micron (0.1 micron) is a necessary condition. In the prior art, the potential for measuring small capacitance is very large. For example, the TH2617 precision electric measuring instrument can measure O. OOOlpF: Zhang Zhonghua's influence on the output characteristics of the capacitive sensor in the output characteristics
  • FIG. 2 is an arrangement diagram of capacitor sensor electrodes of the CN86106558 patent.
  • the upper layer is the plate electrode and the lower layer is the moving plate electrode.
  • the relationship between the electrodes; ⁇ and the description can be found in the patent.
  • the patent electrode plate electrodes are arranged in a concentrated manner on the left and right sides. The left side concentrates on the ⁇ and C groups, and the right side is the B and D groups.
  • the disadvantage is that between the moving plate electrode and the stationary plate electrode. When the direction of motion is not parallel, the accuracy is affected. To this end, the present invention has been improved.
  • FIG. 3 is an improved view of the arrangement of the capacitive sensor electrodes of the CN86106558 patent. This is to arrange the left and right sides of the moving plate electrode to be arranged in a scatter arrangement of ⁇ , C, B, D and (:, A, D, B. Thus, between the electrode of the moving plate and the electrode of the plate, When the direction of motion is not parallel, the effect on accuracy is small.
  • A, C, B and D are the four sets of electrodes on the moving plate, the upper layer is the fixed plate electrode, the capacitance of the four sets of electrodes A, C, B and D and the fixed plate electrode on the moving plate, Use Ca, Cc, Cb, and Cd to indicate respectively.
  • n 3, in which the moving plate moves to the right, Cc>Di, the state characteristic is; Cc>Cd>Ch>Ca, and the sum of capacitances of C: and Cd (Cc and Cd) This differential shift interval is constant.
  • FIG. 5 is a diagram showing the arrangement of electrode plates of the capacitive sensor of the present invention.
  • the upper large rectangular electrode is a large number of electrodes, and each of the three adjacent electrodes is connected at one end to a resistor, the other end of the resistor is connected to the E terminal, and the E terminal is the ground terminal. These are drawn on the back of the fixed plate by a dotted line.
  • the lower small rectangular electrode is a fractional electrode, and each electrode is also connected together on the back side and connected to the E terminal.
  • FIG. 6 is a diagram showing the arrangement of electrode electrodes of the capacitive sensor of the present invention.
  • the upper large rectangular electrode is a large number of electrodes, which are A, C, B, and D;
  • the lower small rectangular electrode is a fractional electrode, which is a group of a, c, b, and d, and the same group of electrodes are also on the back. Connected together.
  • FIG. 7 is a block diagram of a circuit for converting a capacitance change amount into a pulse width amount using a monostable flip-flop according to the present invention.
  • 1MT and 2MT are monostable transmitters.
  • 1A and 2A are the AND circuit of the two-terminal input, that is, the subdivision circuit.
  • ]G is an oscillation source containing the desired frequency.
  • 1SCM is a single-chip microcomputer.
  • 1RC and 2RC are capacitive sensors for a pair of differential electrodes tested.
  • 1KC is the rough measurement part
  • 2RC is its fine sight part
  • 1C, and 1 are a pair of differential capacitances of the rough measurement part
  • 2 ( ⁇ and 2C 2 are
  • a pair of differential capacitors in the aiming section, 1R and 2R are the common resistors of the coarse and the fine-grained sections, respectively.
  • 1RC, 1C, and 1C 2 are a pair of differential capacitors of the rough measurement portion, respectively, the switch lKu is controlled by 1R and 1 ( ⁇ is connected, and then the over-wire 1 is connected to the monostable flip-flop 1MT The same 1K 21 is connected to control 1R and 1 (] 2 , and then 1 ⁇ 22 is connected to the monostable trigger 1MT through the connection 3, and the four switches are connected to the oscillation source through the connection 2, and oscillate
  • the source 1G is connected to the single-chip microcomputer 1SCM through the connection 15 , and the single-chip microcomputer 1SCM bypasses the oscillation source and controls the four switches, and uses the same monostable touch: 1MT circuit.
  • the monostable flip-flop 1MT is connected to the gate 1A circuit through the connection 4 and the two-terminal input, and the AND gate 1A of the two-terminal input is connected through the connection 11 and the chirp source 1G, and the monostable trigger
  • the output pulse of the 1MT and the high-frequency pulse of the oscillation source 1G are divided into a pulse train composed of the pulse width of the smallest subdivision unit through the subdivision path of the AND gate 1A input at the two ends, and the pulse train is output through the connection 13
  • the two pulse widths of the differential capacitors (2 and 2) are exactly the same for the measuring components (such as the monostable flip-flop 2 ⁇ and the resistor 2R), and the balance of the potentiometer adjustment circuit is not the same as the 1RC measurement. No longer repeat.
  • the monostable flip-flop 2 is connected to the gate 2 ⁇ circuit through the connection 9 and the two-terminal input, and the AND gate 2 ⁇ of the two-terminal input is connected to the oscillation source 1G through the connection 12, the monostable trigger 2 ⁇
  • the output pulse and the high frequency pulse of the oscillation source 1G are divided into two sub-input gates of the AND gate 2 ⁇ , and are divided into a pulse train consisting of a pulse width of a minimum subdivision unit, and the pulse string is outputted to the single chip through the connection. Miniature Calculation; there is a single-chip microcomputer for counting and control.
  • the single-chip microcomputer has inputs from the coarse and the fine-grained sections, and the results are compared by counting and analyzing.
  • 3MT and 4MT are monostable triggers.
  • 3A and 4A are the AND gates of the two-terminal input, that is, the subdivision circuit.
  • 2G is an oscillation source containing the desired frequency.
  • 2SCM is a single-chip microcomputer.
  • 3RC and 4R are eight pairs of differential capacitance sensors composed of four sets of electrodes to be tested; 3RC is a large array part, and 4RC is a small array part.
  • 3RC 3d, 3C 2 , 3 (: 3 and 3C 4 are the capacitances of the four sets of electrodes of the large array of A, B, C and D respectively.
  • 3R is the resistance shared by these four sets of capacitances.
  • Rm Is a resistor connected in parallel for each adjacent three electrodes in the electrode on the plate, used for the number of cycles of a large array, which is 3d, 3C 2 , 3C 3 and 3C 4 in series, by 3Id, 3K 2 3 ⁇ 3 and 3 ⁇ 4 are respectively controlling the connection of 3R and 3Ci, 3C 2 , 3C 3 and 3 ( 4 , and then 3K.
  • the line 16 is connected to the oscillation source 2G, and the oscillation source 2G is connected to the single-chip microcomputer 2SCM through the connection line 27, and the single-chip microcomputer 2SCM is controlled by the oscillation source 2G and the above four switches, and the same one-shot is triggered.
  • 3MT circuit, and control four sets of switches to measure in the following order first measure the sum of the four sets of capacitors A, B, C and D (referred to as the sum of the four sets of capacitors first), then divided into four times, from 4, B, C and D select the sum of three sets of capacitors in turn (referred to as the sum of the last four sets of three groups). This is the switch and the single chip micrometer.
  • the computer is composed of the timing switch circuit.
  • the output pulse width of the monostable flip-flop after each measurement is connected with the gate 3A circuit through the connection 18 and the two-terminal input, and the AND gate 3A of the two-terminal input. And connected to the oscillation source 2G through the connection 24, the output pulse 1 of the monostable trigger 3MT and the high-frequency pulse of the oscillation source 2G are divided into subdivision units by the subdivision circuit of the AND gate 3A input by the two terminals.
  • the pulse width consists of a pulse train that is output through a wire 26 to a single-chip microcomputer; there is a single-chip microcomputer for counting and control. Finally, the difference between the sum of the four sets of parallel capacitances and the sum of the three parallel capacitances is used to determine the capacitance of each group separately; this is done by a single-chip microcomputer.
  • 4d, 4C 2 , 4C 3 and 4C 4 are the capacitances of the four sets of electrodes a, b, c and d of the small array, respectively.
  • 4R is the resistor shared by these four sets of capacitors.
  • 41d, 4K 2 , 4 ⁇ 3 and 4 ⁇ 4 are respectively connected to 4R and 4d, 4C 2 , 4C 3 and 4C 4 , and then 4K.
  • the four switches are connected to the oscillation source 2G through the connection 21, and the oscillation source 2G is connected through the wired single-chip microcomputer 2SCM, and the single-chip microcomputer 2SCM passes
  • the oscillation source 2G and the above four switches are controlled by the same monostable flip-flop 3 ⁇ circuit, and the four groups of switches are controlled in the following order to measure, first measure the sum of the four sets of capacitors a, b, c and d (abbreviation)
  • the sum of the four sets of capacitors is measured first, and then divided four times, and the sum of the three sets of capacitors (referred to as the sum of the last four times of the three groups) is sequentially selected from a, b, c, and d.
  • the amount of output pulse width of the monostable flip-flop after each measurement is that the monostable flip-flop 4MT is connected to the gate 4A circuit through the connection 22 and the two-terminal input, and the AND gate of the two-terminal input 4A is connected to the oscillation source 2G through the connection 25, and the output pulse of the monostable trigger 4MT and the high-frequency pulse of the oscillation source 2G are divided into the subdivision unit of the AND gate 4A through the two-terminal input.
  • a pulse train consisting of a pulse train that is output through a line 28 to a single-chip microcomputer; there is a single-chip microcomputer for counting and control.
  • the difference between the sum of the four sets of parallel capacitances and the sum of the three sets of parallel capacitances is used to determine the capacitance of each group separately; this is done by a single-chip microcomputer.
  • the single-chip microcomputer comprehensively performs calculation and comparison, gives the total number of sums of large arrays and small arrays, and outputs to display units and the like.
  • FIGS. 7 and 8 The circuit elements, controls, and functions of FIGS. 7 and 8 are all substantially similar or identical. It can also be used to integrate a miniature CMOS capacitor proximity switch or a miniature capacitor encoder with only some modifications. This means that it can be made into the same special piece, which is suitable for the same function by the difference between the external part and the software.

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Abstract

一种差分电容位移量的转换和细分方法以及电容型线性位移测量系统。该差分电容位移量的转换基准是：一对差分电容的差分位移区间内的位移距离（s）与在差分位移区间内测量的第一个差分电容（C1）及第二个差分电容（C2）之和相比，这一比值是在差分位移区间内测量时单位电容变化量（ds）的位移量（dc），在这差分位移区间的距离（s）内任何点，只要测量条件和测量环境保持不变，这一单位电容变化量的位移量是相同不变的。基于该转换基准的细分方法是将差分电容变化量转换为脉冲宽度量，以最小细分单位的脉冲宽度组成一个脉冲串，输出至单片微型计算机，从而进行计数与分析比较给出结果。电容型线性位移测量系统包括电容传感器及其电气连接方式、基于上述细分方法的测量电路，所述系统无需调制和调零、电路简单、全数字型、精度高、稳定性好、能在恶劣环境中使用。

Description

感精量个
度器系目 差分电容位移量的转换和细分方法及电容型线性位移测量系统 技术 域
本发明涉及电容位移测量技术， 特别涉及差分电容位移量的转换和细分方法及电容型线性位移测 。 所说的差分电容位移量的转换有两个目的， 第一个目的是提出差分电容位移量的转换基准， 第二 是把差分电容变化量转换为脉冲宽度量； 本电容型线性位移测量系统是大量程、 绝对位置测量、 传 制作和电路都简单的全数字型， 且能在水 油、 灰尘污染等恶劣环境中使用； 还有微型（MEMS )化， 纳米级。
背景技术
[0002； 电容传感器的起步早， 1920年惠灵顿制造出电容测微计， 可以测出 1(TS厘米的位移变化 。 摘 自 程锡纯李彦珍朱彦芳 容栅电子卡尺一文，其中容栅是栅形电容传感器的简称，国外通称电容传感器。 早在 1 8年就有了旋转式电容编码器专利， 美国专利号是 US 1674729 ， 它的细分测量是内插法。 因电容 传感器受技术条件和测量方法所限， 进展缓慢。 随着大规模集成电路、 CMOS元件和印制电路技术的发展， 在 20 纪 70年代中电容传感器有了很大的发展。
[0003] 瑞士首创的把电容传感器用于数显量具上， 获得广泛的应用和成功。 如增量式电容型数显卡尺， 它是^量相对位移。 测量时， 首先需选定好原点和调零。 专利有 CH004241 (或 US3857092、 或 DE221E824) , CH635423 (或 US4420754、 或 US4743092) , CH651136 (或 US4437055) , CH665714 (或 US4810951 , 或 CN8i)07942) , CH670306 (sS< US4841225, 或 CN8707060)等。
[0004] 此后， 日本首创了绝对式电容型数显卡尺。 这是绝对位置的测量， 有固定的原点， 测量时无需调 零。专利有 JP078947 (或 US4879508 ) , US4959615 (或 CN1039301 ) , US5225830 (或 CN1067311 ) , JP270912, (或 Ui;5391992、 或 CN10863.09) 等。
[0005] 虽然有了增量式和绝对式电容型数显卡尺的成功： 但是仍因测量方法所限， 现有电容传感器位移 量的测量量程和适用范围仍然有限， 测量量程只有一公尺的范围， 仅适用于高度尺和卡尺等量具； 而且精 度不是很高， 仍未发辉出， 电容位移传感器应有的潜在之力。 上述 容栅电子卡尺一文中指出： "琼斯探 讨了电容传感器的极限灵敏度， 可以测到 5 x 10— 12毫米的位移。"可见电容传感器测量灵敏度的潜力还很 大。 它的发展己有百年历史。 显然， 没有后起之秀的信息技术发展的快， 这是受测量方法所限。 然而发展 的快， 汰的也快， 更新的更快。 正因发展慢， 这种传统的制造， 还方兴未艾； 一但改变了现行的测量方 法， 必定会有新的飞跃。
[0006] '现有电容传感器位移量的测量方法是， 电极设计为差分式 （或称差动式）， 靠周期性改变动电极 在位移时和固定电极偶合面积的电容变化量进行测量， 其细分测量是内插法。 现有电容传感器位移量的测 量方法中， 没有就测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准（以下简称差分电容位移量的转换基准）； 只能跟据预定的差分电容变化量所对应位移量来选定。 正是这种测量方法所限， 电容位移传感器的潜力不 能得到 有的发辉。
[0007] 现有的测量方法通常是采用调制、 解调、 放大器、 A/D转换器。 而这种 A /D变换的方法的测量尺 度范围 !|内形成的细分空间有限， 需要再被划分供内插,.以便测量比标称细分量更为精细的量（也就是最小 的分辨 )。 所以， 人们采用了各种内插电路. 以便获得具有高分辨力的数据. 这就是细分测量的内插法。
[0008] 现有电容传感器位移量的测量方法和细分测量的内插法， 都是按预定的差分电容变化量所对应位 移量来选定， 因此对测量环境和测量条件要求很高， 要防水、 防油、 防灰尘， 要保证动电极和固定电极之 间的空气介质常数保持恒定不变， 并且和预定的电容变化量所对应的测量条件与环境完全相同， 这样才能 保证按 定的差分电容变化量所选定的位移量和内插值可靠有效。为了这种保证，于是有相应的 US5416424 〔或 1114412 ) 专利， 用来减少电容位置传 器对污染物敏感程度的电介质覆盖层等； 还有完全密封防 护式的 I， 如 CN1529118, CN1975318和 CN27082.3了等多种专利。 [0009] 其实电容传感—器在任何条件和任何介质下都可以测量的， 如 US3928796和 US2010049063等专利， 电容位移传感器就是用于污物剧烈的冲击环境中。 只是因为现有的测量方法和细分测量的内插法， 使其对 测量环境和测量条件要求很高； 如果不采用这种现有的测量方法和细分測量内插的方法， 就不需要对测量 环境和测量条件有所要求。 有不采用上述测量方法和细分测量的内插方法； 如 US3928796和 CN1240928等 专利， 就不是这种测量方法和细分检测的内插方法， 但不完善，细分精度不高。
[0010] 长期以来， 人们认为:不可能有就测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准； 只能跟据预定 的差分电容变化量所对应位移量来选定的测量方法， 使其测量精度不高、 测量量程不大和使用范围受到限 制等； 在这种测量方法下导致问题多元复杂化， 每改进一个问题就增加了一个复杂因素， 因而愈改进愈复 杂。 在 CN101949682 (或 TO2012022141 )专利中对现有绝对式电容型位移传感器所存在的 7个问题做了改 进；其结果，从测量原理和测量电路对比一下 CN101995208 或 W02011018497)专利来看，不如 CN101995208 专利简单。 在现有的测量方法中改进， 很难得到理想的结果； 只有跳出来， 才有新的简单。
[0011] 本发明的第一个目的是， 提出一种差分电容位移量的转换基准和细分方法： 改变了现有按预定的 差分电容变化量来选定的位移量的测量方法和细分方法， 无需对测量环境和测量条件有所要求， 细分方法 很简单， 不需要内插法， 而且提高了测量精度， 电路简单， 使用范围也不受限制： 这是差分电容位移量转 换的两个目的之一， 是提出差分电容位移量的转换基准和细分方法， 也是本发明的第一个目的。
[0012] 在 US3857092专利中对差分电容位移传感器有了详细说明，现对差分电极的基本特点再重说一下， 以便有听新的发现。 这一发现是提出了差分电容位移量的转换基准。
[0013] 在差分电容位移传感器中只少有一个固定的电极为定极板， 在与定极板电极相对的一边有可移动 的动极 K， 在动极板上只少有一对分别是第一和第二的两个电极， 动极板可沿定极板的宽度 b坐标方向与 定极板相互平行的运动； 这里， 定极板的宽度 b就是动极板上一对分别是第一和第二的两个电极与定极板 电极的覆盖宽度 b (以下简称宽度 b) , 也是动极板上一对分别是第一和第二两个电极的差分位移区间的位 移距离 s (以下简称差分位移区间）。 动极板和定极扳只是相对而言， 可以互换。
[0014] 定极板上的电极形状相同、 尺寸相同、 导电性能也相同； 组成差分测量的动极板上电极也是形状 相同、'尺寸相同、 导电性能也相同。 当动极板和定极板相互平行覆盖吋， 动极板上两个电极与定极板电极 相互组成一对差分电容， 分别是第一个电极是差分电容 第二个电极是差分电容 ， 当动极板上的第 一电极和第二个电极中间位置线， 与定极板上的电极中心线对应时， 这动极板上两个差分电容的电极与定 极板的上电极所覆盖的两个面积相等， 也就是第一差分电容 (^和第二差分电容 G是相等的。
[0015] 这里要特别提醒注意： 在差分电容位移电容传感器中， 一对差分电容在差分位移区间的位移距离 s内， ^分电容 (^和( 2是线性对称推挽变化。 当差分电容位移传感器中， 动极板上的第一个电极和第二电 极中间位置线在定极板电极的中心线上， 开始左移 （或右移）时， 其中一个差分电容的电容量因电极覆盖 面积的増大， 而电容变化量按线性比例增大的同时， 另一个差分电容的电容量因电极覆盖面积的减小， 而 电容变化量按线性比例减小； 其中一个电极覆盖面积的增大量和另一个电极覆盖面积的减小量是相等的， 故总的电极所覆盖的面积是不变的： 就是说动极板上一对分别是第一和第二两个电极相对于定极板上的电 极所覆盖的宽度 b不变， 也就是差分位移区间的位移距离 s是不变的； 这样， 所对应的一个差分电容的电 容量增大量和另一个差分电容的电容量减小量是相等的， 故两个差分电容的电容量之和 (d+ C2)是不变的； 这就是 ^说的线性对称推挽变化。
[0016] 总上所说， 在差分电容位移传感器中， 一对差分电容在差分位移区间的位移距离 s (或宽度 b)内 位移时， 差分电容 与差分电容 C2之和 (d+ C2)是不变的； 同样的， 动极板上的两个电极在定极板上的电 极所覆盖的宽度 b也是不变的。这个覆盖的宽度 b就是上面所说的动极板在定极板的宽度坐标方向的差分 位移区间的距离 s是不变的， 它是取决于电极设计结构和所使用的、 己知不变的参数； 在这个差分位移区 间的距离 s (或宽度 b ) 内位移时两个差分电容 与 都随着位移变化而变化， 一个增加， 另一个减少， 增加量是等于减少量， 只要测量条件和测量环境不变，这两个差分电容 与(：2之和在这个差分位移区间的 距离 s (或宽度 b ) 内任何点是不变的。
[0017] 两个差分电容 与 C2是在差分位移区间的距离 s (或宽度 b) 内所测量的电容都是随着位移变化 而变化， 但是在这两个差分电容 与 C2之和在这差分位移区间内的距离 s (或宽度 b) 是不变的， 而且在 这差分 [ί立移区间的距离 s (或宽度 b) 内任何点， 只要测量条件和测量环境保持不变， 这两个差分电容 与 C2 和是等同不变的； 在这动极板上的两个电极与定极板上的电极所覆盖的宽度 b， 也就是在这差分位 移区间内的位移距离 s也是不变的。 这正是本发明的发现和所用之点。
[0018] 一个是差分位移区间的位移距离 s (或宽度 b)， 另一个是在差分位移区间内测量的电容变化量之 和 （d-'G), 两者相比正是在这个差分位移区间 s (或宽度 b) 内测量时， 单位电容变化量的位移量（用 表示)。 在差分位移区间的距离 s (或宽度 b) 内任何点， 只要测量条件和测量环境保持不变， 这一单位电 容变化量的位移量 d。是等同不变的。有了这单位电容变化量的位移量 d。， 也就有了所测量到的电容变化量 转换为位移量的基准，而且这是动态跟踪的基准，当测量条件或测量环境变化时，测量的电容变化量（d+G) 随着跟 变化， 这个差分位移区间的宽度距离 s 〔或宽度 b) 未变， 而这单位电容变化量的位移量 d。也就 随着相 的跟随变化： 有了这动态跟踪的基准，在差分位移区间内位移时， 由差分电容变化量求出所对应 的位移量是很方便的； 无需跟据预定的差分电容变化量所对应位置位移量来选定。 因而， 可省去调制、 解 调、 放大器、 A/D转换器等电路； 这样也无需对测量环境和测量条件要求很高， 不需要防水、 防油、 防灰 尘， 也 ^需要保证动电极和固定电极之间的空气介质常数保持恒定不变等。
[0019] 这是本发明在差分电容位移电容传感器中的新发现。 也是本发明人长时对此发问和疑虑？本发明 人长时 ¾问和疑虑的是， 早在 20世纪 70年代差分电容位移测量就有了很大的发展， 半个世纪过去了。 为 何这种荀明、 便捷和实用的测量方法长期不被发现和使用， 是本发明人思路有问题吗？不然。 通过检索， 忽然发 ¾: 人们认为， 不可能有就测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准； 只能跟据预定的差分电 容变化 所对应位移量来选定的测量方法， 这是被技术偏见所束缚。 为何说这是被技术偏见所束缚？ [0020] 其实， 电容型测量方法是从感应同步器 (或称电磁感应型)测量方法中潜移默化的嫁接过来； 电容 型增量 和绝对式的测量方法都和电磁感应型相同， 所不同的是电磁感应型是在铁磁体上腐蚀印制感应线 圈中的电磁感应；而电容型是在介质（绝缘体）上腐蚀印制电极上的静电感应。如增量式电容型 US3857092 专利发 人汉斯.乌尔里希.迈耶 （Hans U. Meyer)和绝对式电容型 US4959615 专利发明人尼尔斯. I.安德 莫 （Ni Ls I. Andermo) 等都有电磁感应型位移测量方面的发明专利。 人们习惯性的在这传承固有的测量 方法中 ¾进和发展， 由简单到复杂， 复杂更复杂…， 无法跳出。 只有从这复杂中跳出来， 才有新的简单。 跳出的 ί程就是克服技术偏见的过程。
[0021] 现实生活中， 人们往往很容易把问题复杂化， 究其原因， 最主要的因素正是大脑中已拥有的过多 的知识 £作祟， 知识丰富有时侯未必是好事， 恰恰是它束缚或阻碍了人的思维进步。 见龙柒主编 世界上 最伟大 » 50种思维方法 133页。
[0022] 一项技术在启蒙人们的思维的同吋， 也先入为主的固化了人们的思维。 这种固化久而久之形成技 术偏见无法克服。 本发明人早先提出的 CN86106558栅形电容位移传感器 专利时就没有想到这种简单、 便捷和 ¾用的测量方法， 也正是电磁感应型先入为主的面化。 本发明人早期推广感应同步器数显时， 正是 这先入卜主的感悟撰写出： 栅形电容传感器设想 一文。 现在能跳出这固有的思维， 克服技术偏见， 正是 面对种祌不公， 在愤怒中的风暴性的构思下， 才能克服这一技术偏见。 具体简说于后。
[0023] 本发明人是国内最早研制面积变化型电容传感器， 最初撰写了 栅形电容传感器设想 一文曾向当 时国家 ^斗委方毅主任求助， 被大学教授审议所否定。 此后， 在本课题上有创新， 也是本课题在国内最早申 请发明专利人， 但多年、 多方请求创新资助是无果， 也无门； 而无创新者能多年、 多方的得到重复创新资 助，其结果只是些重复论述瑞士（SYLVAC系统）同一个型号品种的增量式电容型数显卡尺文章，并非创新。
[0024] 国家在开发电容型数显卡尺上的投资是巨大的， 参与单位也是重多的， 且不说结果如何； 仅就国 人有关 士 （SYLVAC系统〉 同一个型号品种的增量式电容型数显卡尺的论文多得百余篇以上。
[0025] 这百余篇论文中得到国家自然科学基金委员会、 或省、 或部级的创新资助后文章有 24篇， 这 24 篇中： 有多年、 多方、 重复获得创新资助最多者的文章是， 1.容栅传感器数学模型探討； 2.容栅传感器数 学模型^]研究； 3.容栅传感器静、 动态联合数学模型； 4.容栅…分析； 5.容栅…初探； 6.容栅…研制； 7.容栅 逆设计； 8.容栅…与建模； 9.容栅…电路分析； 10.容栅…与计算； 11.容栅…分析 12.容栅… 问题的 討： 13.容栅…与修正； 14.容栅…谱分析等共 14篇。 这 14篇中除合作者外， 是同一位获得创新 资助的乍者。 文中所说都是瑞士 （SYLVAC系统） 同一个型号品种的增量式电容型数显卡尺。 [0026] 而且， 上述 14篇论文中除合作者外， 同是一位获得创新资助的作者， 这位作者早期博士论文中 的电容【专感器的制作方法、 电容测量仪器和位移调试架是他向我求助时， 我给他的资料中， 栅形电容式传 感器的实验报告 （我和他人合作写的） 中所用的电容传感器的制作方法、 电容测量仪器和位移调试架都相 同； 然而， 在这位博士论文后的参考文献目录中， 没有列出上述： 栅形电容式传感器的实验拫告一 文， ……。 由此愤怒是带来特发奇想的。 如自来水笔和钢筋水泥等等都是来自于愤怒中的特发奇想。
[0027] 我有独立自主创新， 现在仍是最佳方案的， 栅形电容位移传感器 CN86106558专利， 也有电容传 感器测量电路， 缺的就是创新资助， 无法实验。 面对有创新无创新资助， 有创新资助无创新的不公； 不但 无处可说， 还有种种正是愤怒和特发奇想之源。 没钱有时间， 人脑也能做虚拟实验。 在无数个推算电极运 行图表中， 忽然发现， 在差分位移区间内总是有两个电极覆盖的面积之和是不变的 这才使本发明 人， 突¾奇想的跳出了固化的电磁感应型测量方法， 突破了技术偏见， 有了本发明。 但不能盲目定之， 又 通过数瞎库， 特别是英国德温特数据库 (Derwent Innovation Index DII)的査证。 要的是创新， 实际投 资者对 S'J新不感兴趣， 兴趣只有房地产。 这种无人投资和创新资助无望的傻事， 只能是呆人所为， 聪明人 早就不 f了！ 只有我这样的境遇， 才能坚持。 从而突破这种技术偏见， 写出这份说明书。
[0028] 专利审查指南中指出：技术偏见， 是指在某段时间内、 某个技术领域中， 技术人员对某个技术问 题普遍存在的、 偏离客观事实的认识， 它引导人们不去考虑其他方面的可能性， 阻碍人们对该技术领域的 研¾和汗发。 如果发明克服了这种技术偏见， 采用了人们由于技术偏见舍弃的技术手段， 从而解决了技术 问题， 则这种发明具有突出的实质性特点和显著的进步， 具备创造性。
[0029] 专利审査指南要求:对于克服技术偏见的发明， 说明书中还应当解釋为什么说,该发明克服了技术 偏见。 此， 有了 [0019]至 [0028] 的解釋， 用来说明现有技术的测量方法是受传统思维固化成的偏见， 只能是 S改越复杂， 克服甚难。 特别是， 本发明人起初也是被这一偏见所固化。 后来， 只是在特定背景的 激励下， 才有可能克服这一技术偏见的。 这一过程是发明思维中的重要特征， 只有简要的说出这全过程， 才能更好的解釋为什么说本发明克服了技术偏见； 本发明与技术偏见之间的差别以及为克服技术偏见所采 用的技术手段， 也分别详述于后。
[0030] 用 "容栅"关键词中文搜索： 期刊论文 287篇； 学位论文 41篇； 会议论文 31篇； 图书 54种。 图书中有专人专著的透析容栅， 还有国家自然科学基金项目的容栅专著等； 从中未能査到一张具体电路， 不知是保密， 还是尚未吃透？
[0031] 同济大学张荣在硕士学位论文中指出： 通过 20年的研究， 我国己经了解了容栅测量系统的原理， 并建立了数学模型， 分析原理性误差， 制造误差和处理电路引起的量化误差和细分误差， 以及这些误差对 容栅系统精度的影响， 同吋提出了一些措施以及提高容栅系统精度。 但是， 实际容栅系统是一个极其复杂 系统， 实际模型与理想模型有很大不同， 其中有许多不确定因素， 而那些提高精度措施也只是停留在书面 阶段， 没有实际应用。 所以， 在容栅测量领域， 还有很多是悬而未决的问题等待着我们去解决， 特别是实 际可行的误差补偿方法。 见硕士学位论文 容栅编码器研宄及其应用 第 6页。
[0032] 上文指出， 在容栅测量领域， 还有很多是悬而未决的问题等待着我们去解决， 急待要解决的是实 际可行的误差补偿方法。可见现行测量方法所存在的问题之多，所述急待要解决的是实际可行的误差补偿， 正是现行技术的测量方法中所存在的问题， 要完全理想解决只有改变现行的测量方法。
[0033] 综上所说本发明的第一个目的是要改变现行的测量方法； 不是按预定的差分电容变化量来选定位 移量的测量方法和细分测量方法。 而是提出差分电容位移量的转换基准， 直接由差分电容变化量求解位移 量， 它是差分电容位移量的转换的第一个目的。第二个目的是把差分电容变化量转换为对应位移量的脉冲 宽度量： 也是本发明差分电容位移量转换的第二个目的。
[0034] 跟据本发明提出差分电容位移量的转换基准， 可以把差分电容传感器中电容变化量直接转换为位 移量 ½。 但是电容传感器的测量电路， 通常是把电容变化量转换为便于测量、 计数和显示的电量， 常用的 有电压量、 电流量、 脉冲宽度量和脉冲频率等， 再由测量后的电量选定为位移量显示， 最简单的方法是用 单稳态触发器把电容变化量转换为脉冲宽度量：如本发明人早期的 CN1167371和 CN1240928专利中的测量 电路 是用的两个单稳态触发器， 把差分电容同时转换为脉冲宽度量进行比较。 单稳态触发器的输出脉冲 宽度 i t,^0. 69RC,这要求两个单稳态触发器所用的电阻 （ 和¾)相等。 为此， 用电位器调节两个电阻相 S 为统 £
s脉；
等而 衡， 当输入为零时输出也为零。 缺点是无法解决零漂问题。
[0035] 以上所说是差分电容变化量转换的第二个目的， 也是本发明要解决的第二个目的， 是提出用同一 个单稳态触发器电路， 不是同时测量， 而是先后， 分别把差分电容量转换为脉冲宽度量的电路， 两个脉冲 宽度 a的比较有单片微型计算机进行计数与分析比较给出结果。 这种电路无需调节电位器来平衡电路的， 也不^在零漂问题。 这样， 把差分电容变化量转换为脉冲宽度量的电路， 不仅电路简单和解决了电路零漂 问题; 而且， 也为大量程测量提供了方便和可能。
本发明的第三个目的， 是实施本发明第一个目的和第二个目的， 提出一种电容型线性位移测量系 系统是大量程的绝对位置测量。 也是进一步说明差分电容位移量的转换基准、 差分电容变化量转换 宽度量和细分方法在本系统测量电路中的应用； 本系统测量电路用的是单稳态触发器， 把电容变化 量转换为脉冲宽度量 t, 0. 69RC, 在定极扳上串接不同的电阻， 不同的电阻 R就有不同的测量量程 (详情 后说）， 而且测量量程与极板面积无关， 只与电阻 R有关。 在单稳态触发器中的电阻 R大小没有限制， 故 测量 程也不受限制。 由于采用了差分电容位移测量基准和细分测量方法； 改变了现有按预定的差分电容 变化^：来选定的位移量的测量方法和细分测量方法， 无需对测量环境和测量条件有所要求， 细分测量方法 很简 不需要内插法， 而且提高了测量精度， 又能在恶劣环境中大量程的测量， 并能使用于机床或其它 重型 ^械上； 它是微功耗、 体积小、 传感器制造和电路都简单全数字型、 无零漂、 抗干扰稳定性好和成本 低等 点： 它优于电磁感应型如球栅 （Ball Grid), 光栅和磁栅等。
[0037 通常电容型增量式位移测量和绝对式位移测量的两种装置中， 都包含有位移标尺部件和读取部 件。 量位移测量的位移标尺部件中包含有均匀排列的矩形电极， 矩形电极的形状、 尺寸和导电性能都相 同， 是保证它的同一性； 矩形电极的宽度 (用 bs表示)相同， 间隙宽度 (用 as表示)相同， 如果只用一个矩 形电 的宽度和一个间隙宽度为一周期 （用 ^表示）， 即 ts=as+bs; 这种位移标尺也就是所说的定尺上， 尚 有用 标识位移的刻度线。读取部件中含有动电极（动电极的排列方示各有不同，下面结合具体时再细说） 和检 电路， 也就是所说的动尺。 绝对位移测量， 需要读取部件在每个位移处读取到的信号都不同， 即要 求每个刻度线上都具备可区分性。 本发明的电容传感器在绝对位置位移量的测量方面， 也是一种新的探讨 和发明。
[0038] 正如 CN101995208 (或 W0201101018497)专利说明书 [0006]至 [0009]中所指出的： 目前， 增量位移 测量 S]方法已经较为成熟和普遍， 而绝对位移测量技术尚处于发展阶段， 现有技术中绝对位移测量的方式 主要 以下两种：
[0039] 第一种方式： 利用空间复用的方式在均匀分布的电极上实现增量位移测量和绝对位移测量。 在该 种方式中， 位移标尺单元中的一串均匀分布的电极都被切割成上下两部分， 奇数电极条的切割位置满足周 期正弦曲线， 偶数电极条的切割位置满足周新余弦曲线。 在增量位移测量时， 每根电极的上下两部分加载 相同 φ号， 在切割间隙足够小的情况下， 每根电极可以看作增量测量的刻度。 在绝对位移测量时， 每根电 极的^:下两个部分加载相位相反的信号， 处于某位移下的读取单元感应的信号取决于读取单元覆盖到的电 极的 下两部分面积之差， 导致每个位移处读取单元输出的信号的相位值不同， 利用绝对位移与读取单元 输出 号的相位之间的对应关系， 通过获取输出信号的相位值， 便可以获取到绝对位移信息。
[004φ 第二种方式： 位移标尺单元中包含并行的多道均匀分布的电极， 读取单元在每个位置均能够覆盖 多道^ I电极。 在绝对位移测量时， 每一道电极均由接正极性信号和负极性信号的电极组成， 在每一个位移 处保 读取单元覆盖的电极所记载的信号的极性组合是不同的， 根据位移与极性组合的对应关系， 通过获 取读 信号输出的极性组合， 便可以获取到绝对位移信息。
[0041] 但是， 在上述第一种方式中， 是通过获取模拟量来进行绝对位移测量的， 容易受到读取单元的倾 斜程 影响， 读取单元的实际安装和运动不可能与位移标尺单元完全平行， 绝对位移的测量值会因读取单 元的 ί斜程度而不同， 抗干扰能力差； 并且， 每根电极都需要在特定位置切割， 制作工艺比较复杂， 成本 高。 第二种方式中， 由于需要包含多道的电极， 电极数量较多， 成本较高， 将各电极连结至指定极性的 信号 上的实现较复杂 a
[Οθψ 上说是 CN101995208 (或 W02011018497 )专利中，对现有技术所存在的问题加以综合分析与比较， 说明 来改去所存在的问题还是复杂， 于是该专利 CN101995208 (或 TO2011018497) 又进一步做了改进； 确 如该专利所说的电极图形更加简单， 每根电极无需要在特定位置切— , 制作工艺也很简单， 但需有 两种镲励信号源和特定矩形感应区域等， 每种激励信号源有四个（或多于四个） 相位不同的信号， 增量位 移测 ι|模式是测量位移量的小数， 这仍然是传统的测量方法， 绝对位移测量模式是位移量的量程大， 特定 矩形 应区域的数就大， 因此位移测量程是有限的； 位移标尺单元和读取单元都有多根外引的信号线， 这 样运 ¾|件和固定件的连线也是个麻烦问题。 总之， 上说对比说明了现有技术所成在的种种问题， 都是固化 于现 ί 量方法所造成的， 难能完全理想的解决。 也就是所说的技术偏见。
[0043 本发明的第四个目的， 为实施本发明第一个目的和第二个目的， 把检测电路、 传感器、 显示件和 外壳 或封装） 等集成一体的微型 （MEMS ) 器件。 这类背景技术并入后叙发明内容， 便于对比。
发明! 「
[0044 本发明的目的是克服现有技术的偏见与不足， 提出一种差分电容位移量的转换（转换基准和转换 为脉? f宽度量）和细分方法， 所说的差分电容位移量的转换包括有差分电容位移量的转换基准和差分电容 变化 j转换为脉冲宽度量， 克服了现有的测量方法中， 没有就测量到的差分电容变化量转换为位移量的基 准， ^能跟据预定的差分电容变化量所对应位移量来选定的缺陷，也就是技术偏见所造成的弊端,从而对测 量环 和測量条件无特别要求。 利用差分电容位移量转换为位移量的脉冲宽度量的特点是可以大量程测 量量程与极板面积无关， 而且脉冲宽度量的细分方法就是频率细分方法， 所实施的电容型线性位移 统中， 传感器制造和电路都简单的全数字型、 不需要内插法， 细分精度高、 它是微功耗、 体积小、 无零 、 抗干扰稳定性好、 成本低廉、 且能在水、 油、 灰尘污染等恶劣测量环境中使用和扩大了运用范围 等优点； 它优于电磁感应型如球栅 (Ball Grid), 光栅和磁栅等。 还有微型 （MEMS) 器件， 细分精度是纳 米级， 它是 MEMS 的机械运动参数（如位置、 位移、 速度、 振幅和頻率等） 精确测量的新途径， 测量参数 的变换是遥控。 本发明促使电容位移传感器的潜力有了大的发辉
[0045Π 为了解决上述技术问题， 本发明是通过以下技术方案实现：
[0046] 一种差分电容位移量的转换和细分方法，其特征是： 差分电容位移量的转换基准和细分方法； [0047] 所述差分电容位移量的转换基准是用一对差分电容的差分位移区间的位移距离 s (或宽度 b)与在 差分 移区间内测量的第一个差分电容 C,及第二个差分电容 C2之和（C,+C2)相比， 这一比值正是在差分位 移区 内测量时单位电容变化量的位移量（用 表示）； 在这差分位移区间的距离 s (或宽度 b)内任何点， 只要 量条件和测量环境保持不变， 这一单位电容变化量的位移量 d。是相同不变的。有了这单位电容变化 量的 移量 cL, 也就有了所测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准： 而且是动态跟踪的基准， 当测 量条 和测量环境变化时， 所测量的差分电容变化量之和 （d+C2)随着跟踪变化， 在这差分位移区间内的 距离 未变， 也就是在这动极板上的两个电极与定极板上的电极所覆盖的宽度 b未变， 而这单位电容变化 量的 移量 ,也相应的随着差分电容变化量之和 （( +G) 的变化而跟踪变化； 有了这动态跟踪的基准，由 差分 移区间内位移时差分电容变化量求出所对应的位移量是很方便的， 这就是克服了现行测量方法中没 有就†』量到的差分电容变化量转换为位移量基准的技术偏见：
[004 ] 提起差分电容人们很自然想的是两个电容之差， 半个世纪以来， 人们在传统测量方法的固化下， 从未 到利用两个差分电容之和的上述所用， 而是舍近求远的的把所测量到的差分电容变化量， 跟据预定 的差 电容变化量所对应的位移量来选定， 以至于对测量环境和测量条件要求很高， 要防水、 防油、 防灰 尘， 保证动电极和固定电极之间的空气介质常数保持恒定不变等， 而且这种测量方法的电路中有调制与 解调 j 放大器、 D转换器…等愈改进愈复杂； 这是人们的思维固化在传统的测量方法中从改进到发展， 习惯 t生的由简单到复杂， 复杂更复杂…， 无法跳出； 一旦能从这复杂中跳出来， 便有新的简单：
[004^] 本发明人正是面对种种不公的愤怒， 愤怒中突发奇想的跳出了固有的测量方法， 这才能突破了技 术偏^ L 有了本发明， 也就是有了所测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准后， 它不仅测量方法和 电路 很简单方便， 也免去了对测量环境和测量条件的一些要求； 能在水、 油、 灰尘污染等恶劣测量环境 中使 ^和扩大了运用范围,还省去了调制与解调、放大器、 A/D转换器等模拟量元件， 有数字元件所替代的 全数 ^化， 避免了模拟量元件所带来的干扰， 特别是全数字化能使精度、 分辨力和测量速度提高了几个数 量级， 见林玉池主编 测量控制与仪器仪表前沿技术及发展趋势 一书 76页：
[0050] 所述细分方法是指单位位移量的电容变化量中， 最小单位位移量的电容变化量， 也就是分辨力，
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间， 这 个线性差分位移测量区间的轮换， 由这动板上四组电极与定极板电极所组成的电 重的 W 狩扯 所选定 大数组电容传感器和小数组电容传感器的电极组数与排列完全相同， 所不同只是定极板和动极板 上大数 a电极宽度和间隙宽度参数是小数组电极宽度和间隙宽度参数的八倍， 且大数组定极板上的电极是 每相邻^]三个电极为一组， 共并一端与定极板上背面的电阻相连接， 电阻另一端接在定极板上背面的接地 端， 定 板上的电极是每相邻的三个电极共并连的一个电阻阻值是各不相同， 不同的阻值是用来保证绝对 位移测一的所有大数组电容传感器在每个位移处读取到的信号是不同的；
[0061] 所说的 CN86106558专利中的电容传感器动极板电极是左右两侧集中排列， 左侧集中的是 A和 C 两组， |&侧集中的是 B和 D两组，其缺点是当动极板电极和定极板电极之间，在运动方向不平行的倾斜时， 影响^畴度， 本发明对此的改进是把动极板电极左右两侧集中排列改 A、 C、 B、 D和 (：、 、 D、 B .的分散 排列 列； 这样当动极板电极和定极板电极之间， 在运动方向不平行的倾斜时， 对精度的影响不大；
[0062] 所说电容传感器的电容偶合和电气连接方式是， 在动极板上小数组的四组电极接线端接至所说的 测量 路， 动极板上小数组的四组电极与定极板上小数组的电极是电容偶合， 定极板上小数组所有电极的 一端 ^连在一起由印制电极板的背面连至接地端； 在动极板上大数组的四组电极接线端也是接至所说的测 量电 动极板上大数组的四组电极与定极板上大数组的电极是电容偶合， 定极板上大数组电极是每相邻 的三 ^电极为一组， 共并一端在印制电极板的背面与电阻相连接， 电阻另一端也是在印制电极板的背面连 至接 it|端， 所说接地端是通过被测量位移量的机床或机械的滑动金属件与测量电路的电源接地端相连接。
[0063 所说绝对位置的测量和细分方法是有大数组和小数组的组合及其差分电容位移量的转换（转换基 准和 换为脉冲宽度量）和细分方法； 所说大数组是有周期数和大数段的组合； 所说小数组是有小数段和 尾数 组合；
[0064] 所说大数段在周期数之后， 大数段是在大数组电容传感器定极板上一个矩形电极的宽度和间隙宽 度为 周期 (或称节距） 内， 由八个线性差分位移测量区间组成的，用 N表示， N分别为 C、 1、 2— 7,在大 数段 4个线性差分位移测量区间中， 所选定的第 N个区间的区间数， 有测量时所测量的大数组的四组电容 值比 所确定， 也就是所说的大数组的四组电极与定极板电极所组成的电容量的状待征所选定； 大数段超 出一 A矩形电极的宽度和间隙宽度为一周期 (或称节距） 时， 由定极板上的电极中每相邻的三个电极共并 连的 +个电阻阻值是各不相同来区分： 不同的阻值就是三个电极不同的周期数；
[006¾ 所说周期数， 是在定极板上的电极中， 每相邻的三个电极共并连的一个电阻阻值是 Rm， 每一个电 阻阻 中三个电极的周期数,分别是第一个电极的周期数用 FE-m表示， FE-m= 3 x m + 0 = 3 x m、 第二 个电 的周期数用 SE- m表示， SE-m=3 x /K + l和第三个电极的周期数用 ΓΕ- is表示， TE—m= 3 x m十 2 ; 其中 m是^:别不同电阻阻值 （Rm) 中的脚注 m, 分别为 0、 1、 2、 3…等自然数； 当 m=0时， 第一个电极的周期 数 F 0=0、 第二个电极的周期数 SE- 0=1和第三个电极的周期数 SE- 0=2 ; 当 m=l时， FE- 1=3、 SE- 1=4和 TE-l ,5; 当 ηι=2时， FE- 2=6、 SE- 2=7和 TE- 2=8; …等； 这 m、 FE- m、 SE- m和 ΤΕι值的判别， 有小数组的 四组卜容值之和与大数组的四组电容值之和的比值来确定：
[006f] 所说周期数， 是在定极板上的电极中， 每相邻的三个电极共并连的一个电阻 Rm, 并非是唯一的， 也可 个或四个电极共并连的一个电阻 1¾， 可跟据测量中最佳状态来确定；
[006W 所说小数组是大数段的余数， 小数组电容传感器在定极板上， 一个矩形电极的宽度和间隙宽度为 一周 (或称节距） 内， 由小数组的八个线性差分位移测量区间组成的,用 n表示， n分别是 0、 1、 2 7， 所说卜数段八个线性差分位移测量区间中所选定的第 n个区间的区间数， 有测量时所测量的小数组的四组 电容 比较所确定， 也就是所说的小数组的四组动电极与定极板电极所组成的电容量的状态特征所选定： 超出小数组电容传感器在定极板上一个矩形电极的宽度和间隙宽度为一周期 (或称节距） 时便是大数组； [ooi] 所说小数段后的余数是尾数； 所说尾数是用差分电容位移量的转换基准和细分方法来求解和细 分：
[0069] 所述差分电容位移量的转换基准是用一对差分位移区间的位移距离 s与在差分位移区间内测量的 第一个差分电容 G及第二个差分电容 C2之和（d+C2)相比， 这一比值正是在差分位移区间内测量时单位电 容 ^化量的位移量 : 在差分位移区间的距离 s内任何点， 只要测量条件和测量环境保持不变， 这一单位 电 ί变化量的位移量 i是相同不变的。有了这单位电容变化量的位移量 d。， 也就有了所测量到的电容变化 为位移量的基准； 而且是动态跟踪的基准， 当测量条件和测量环境变化时， 所测量的差分电签 ¾化 量之和 (C^Cz) 随着跟踪变化， 差分位移区间的宽度距离 s未变， 也就是在这动极板上的两个电极与定极 扳上！ ^电极所覆盖的宽度 b未变,而这单位电容变化量的位移量 ,也相应随着差分电容变化量之和 (d+G) 的变^而跟踪变化；
[0070] 所说尾数细分方法是用一对差分电容位移量的转换基准中的，单位位移量的电容变化量 ds中最小 单位量的电容变化量，如选用最小单位位移量是微米， 即每一微米的电容变化量 ds， 测量时必须能测量出 每一 米的电容变化量 ds， 也就是能测出最小分辨量为一微米， 只要能测量出这最小单位位移量的电容变 化量 d , 就是最小细分单位量；
[0071] 所说大数组和小数组的组合的次序是， 先有大数组中确定周期数中每相邻的三个电极共并连的一 个电 阻值是 Rm， 由电阻 Rm 中确定三个电极的周期数，若是第一个电极 FE= 3 x m、 或第二个电极是 SE-m=^ x m + 或第三个电极是 TE=3 x w + 2 , 其中 ra就是电阻 Rm中的脚注 m,判别好这 π FE- m、 SE m 和 ΤΕ·|π值， 此后确定大数段 Ν， 大数段 Ν的余数是小数组， 再从小数组中确定小数段 η， 最后是选定小数 段的 数是尾数， 尾数是用差分电容位移量的转换基准和细分方法来求解和细分：
[0072 所说绝对位置的测量方法是大数组测量和小数组测量的组合； 如果不用大数组电容传感器测量， 仅有 数组电容传感器测量， 这就是增量式电容型位移测量；
[0073 电容传感器的测量电路是把电容变化量转换为便于测量、 计数和显示的电量， 常用的有电压量、 电流 、 脉冲宽度量和脉冲频率等， 这里用单稳态触发器把电容变化量转换为脉冲宽度量为例说明如下， 单稳 触发器的输出脉冲宽度量用 t表示， 即 t ^069RC；。 式中 C是电容量也就检测时的电容变化量， R是 电阻 电容 C串连， 改变电阻 R大小就是改变电容 C的充或放的电流大小， 也就是改变输出脉冲宽度量 t, 在单 态触发器中电阻 R的阻值大， 输出脉冲宽度量 t， 就大， 这也是一种放大； 在单稳态触发器中电阻 的 值是不受限制的， 它是有最小细分单位位移量的电容变化量 i以及所能测量出这最小单位位移量的 电容 φ化量 电路的综合考虑所选定；
[0074] 所说测量电路是包括有差分电容变化量转换为脉冲宽度量和细分方法： 其中有单稳态触发器、 脉 冲宽 细分电路、 时序开关电路和单片微型计算机所组成；
C007E ] 所说单稳态触发器是两个精密单稳态触发器， 分别用来把小数组电容传感器和大数组电容传感器 的电 变化量转换为脉冲宽度变化量， 它有单片微型计算机分别控制小数组和大数组的单稳态触发器的触 发， 由时序开关电路,先测量四组并联电容之和 〔简称先四组之和〕， 此后分四次测量三组并联电容之和 (苘 后四次三组之和）的方式， 分别控制小数组的四组电容传感器和大数组的四组电容传感器的依次测 量， 稳态触发器的输出脉沖宽度量， 由脉冲宽度细分电路分成一个脉冲串输至单片微型计算机， 其中小 数组田分后的脉冲串的每一个脉冲宽度， 是取决于最小细分单位的脉冲宽度；
[0076] 所说先四组之和与后四次三组之和的方式， 不是唯一的， 也可全三组之和或其它组合方式由单 片微 计算机的运算也能得出各组电容值：
[0077] 所说最小细分单位的脉冲宽度脉冲是有高频方波振荡器产生； 或有单片微型计算机提供。
[007^ 所说脉冲宽度细分电路是把单个宽度的大的脉冲细分为脉冲串， 便于单片微型计算机计量单个脉 冲的 度， 也可以用嵌入式系统对脉冲宽度进行捕捉 /比较， 使单片微型计算机外围控制电路更为简单； [007p] 所说时序开关电路的先测量四组之和， 与后四次三组之和与差的方式是指先测量四组并联电容量 之和， 后分四次测量三组并联电容量之和， 最后再用四组并联电容量之和减去三组并联电容量之和的差 ^ 分别 ^出每组电容量； 这有单片微型计算机来完成；
[Οθ ] 所说单片微型计算机是用于小数组电容传感器和大数组电容传感器的四组电容测量的时序控制 检测、 检测后的存储、 小数组和大数组的四组电容值的比较、 计算、 控制和输出显示等。
fooai] 本发明的第四个目的， 为实施本发明第一个目的和第二个目的， 把检测电路、 传感器、 显示件和 外 （或封装） 集成一体的微型 器件。 电容传感器的检测电路就是集成电路， 它和电容传感器的 电 加工艺相同， 己是成熟技术。 问题是能否微型化， 也就是所说的 MEMT ?
[0082] 在戴聿昌著 MEMS 介绍 一文中指出 MEMS是微机电系统 （micro electro mechanical system ) 的缩写 它定义为包含电子和或 /机械 "部件"的功能性单元， 其特征尺寸从 lOOnm到 1 不等。 也有一 些人简卜地限制 MEMS器件的整体尺寸小于一立方厘米， 更重要是， 多部件、 复杂功能、 系统集成以及能 够批量生产。 MEMS是他们宏观世界对应物的微型化、 便宜的版本。 其功能相同或者更好。 这项技术已经 成熟到了可由纯研究过渡到开发商业产品的程度。 MEMS产品的可维持性在小批量 （小于 10000单位 /年） 情况， 需要高的单位价（大于 100美元 /单位）， 而更佳的可维持性则是在大批量（大于 1000000单位 /年） 情况下， 使用低一些的单位价格（小于 10美元 /单位）。 市场的需要仍然是成功进行 MEMS开发的重要的经 济因一。 （见 周兆英王中林林立伟 主编 微系统和纳米技术 一书 271、 280和 281页）。
[0083] 跟据上说的多部件、 复杂功能、 系统集成、 器件的整体尺寸以及批量与单位价格等要求， 本发明 所说 ^差分电容位移量的转换基准、所说的差分电变化量转换为脉冲宽度量的电路和所说的细分方法等是 适合) ^本发明人早期的 CN86106551、 CN1167371和 CN1240928专利的传感器、 显示件和壳体集成为一体的 微型 件。 通过这三种微型器件具体说明它是符合上说要求的， 具体如下；
[0084] 微型电容式精密位置瞄准器 一种用差分电容位移量的转换基准和细分方法与一种差分电容变 化量转换为脉冲宽度量和细分方法所实施的微型电容式精密位置瞄准器,其特征是： 它包括有所说单稳态 触发 、所说脉冲宽度细分电路、 单片微型计算机、 CN86106551专利的传感器、 显示件和壳体集成为一体 的微 :电容式精密位置瞄准器。
[0085 在林玉池主编 测量控制与仪器仪表前沿技术及发展趋势 一书 76页中指出： 传感器的微型化要 求将 感器、 放大器、 补偿电路等集成在同一芯片上， 即采用集成技术， 既可减小体积， 又增加抗干扰能 力。 数字技术的出现把模拟仪器的精度、 分辨力和测量速度提高了几个数量级， ……。
[0086 微型电容式精密位置瞄准器，用本发明的差分电容位移量的转换〔转换基准和转换为脉冲宽度量） 和细 ^方法实测求定位移量， 现有技术是按预定的差分电容变化量所对应位移量来选定的， 两者相比， 前 者是实测后的精确计算值高于后者的近似值； 这是提高精度因素之一；
[0087 微型电容式精密位置瞄准器用了本发明的差分电变化量转换为脉冲宽度量的电路,不仅是电路简 单， ^是把模拟量的测量改为数字量的测量， 是提高测量的精度、 分辨力和速度的更为重要因素， 少说一 点这一改进在精度方面只少能提高一个数量级， 这是提高精度因素之二；
[0088] 由于微型电容式精密位置瞄准器体积小于 1立方厘米， 所有对被测电容量影响的附加无用的电容 量大 减小， 动电极与定电极之间距离可由 10微米降为 1微米， 这能在精度方面的提高只少是一个数量 级， 是提高细分和精度的因素之三；
[008¾ 本发明的差分电变化量转换为脉冲宽度量的电路无零漂等噪声影响、 能消除所有的附加无用的电 容量， 这是提高精度的因素之四；
[009d] 本发明细分精度取决于频率细分， 频率细分方法是比内插法的细分简便可靠， 细分精度高， 这是 提高 度的因素之五；
[0091] 本发明人早期用分立元件实施 CN86105551专利， 制成的 CTO- DR系列电容式位置瞄准器的精度已 是微 级。 当时售价不低于 100美元 /单位。 详见 "工具技术" 1993 (01) pp. 43 - 45。
[oog|] 综上所说 5项提高精度因素， 把 C蘭- DR系列电容式位置瞄准器集成微型后， 本发明微型电容式 精密 j立置瞄准器的细分精度， 可由微米级提高为纳米级（从 10纳米到 1纳米）。 也说明了这种位置瞄准器 是符 集成微机电系统 （MEMS) 的要求。 这是由于本发明有了差分电容位移量的转换（转换基准和转换为 脉冲 fe度量）.和细分的新方法， 促使电容位移传感器的潜力有所发辉。 现有技术的测量方法很难实现这- 目标
[009 3]. 本微型电容式精密位置瞄准器有粗测和精瞄； 粗测电极宽度较大用来指示调节范围， 精瞄电极宽 度较小用来精密瞄准定位， 还有细分位移量的数字指示； 有一维和二维瞄准定位、 有单点、 多点、 特殊点 和特种方式的定位等， 详见 CN86106551专利。
[0094] 微型 CMOS电容接近开关 一种差分电容变化量转换为脉冲宽度量和细分方法所实施的微型 CMOS 电¾|接近开关 ， 其特征是： 它包括有把 CN1167371专利的电路中两个单稳态触发器的改为一个所说的单 1触发器、 所说脉冲宽度细分电路、 单片微型 i十算机和壳体集成为一体的微型 CMOS 电容接近开关。 其
测械和切 S ί
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特点是 积相当于三极管或霍尔元件的大小， 但答应件无需像霍尔元件所要求的必需是磁性体， 而是任何 金属和非金属物质皆可用作答应件， 且低电压和微功耗等， 其适应面比霍尔元件广。
[0095] 微型电容编码器一种用差分电容位移量的转换基准和细分方法与一种差分电容变化量转换为脉 冲宽度一和细分方法所实施的微型电容编码器， 其特征是： 它包括有所说单稳态触发器、 所说脉冲宽度 细分电 t§、 单片微型计算机、 CN1240928专利的传感器、 显示件和壳体集成为一体的微型电容编码器。 它 电容式精密位置瞄准器一样 >细分精度可提高为纳米级。
对 MEMS的机械运动参数（如位移、 速度、 振幅和頻率等）进行精确测试已经成为 MEMS发展的迫 微机械的特征尺寸一般为毫米级至亚微米量级， 远小于宏观机械， 故微机械的动态特性很容易被 I程干扰。 由于光学测试方法是非接触测量， 同时又具有分辨率好和精度高等特点， 目前已成为微机 试领域的研究热点。 一系列应用光学测试方法的 MEMS 动态参数测试仪器， 如激光多普勒测振仪 頻闪显微干涉系统 （SMIS )、 计算微视觉系统 （CMVS ) 和光纤迈克尔孙干涉仪等都被广泛研究并 己投 >|实际应用。 摘自 林玉池 主编 测量控制与仪器仪表前沿技术及发展趋势 一书 95页
[0097] 本发明的上说微型器件能满足上说测试条件和要求。 本发明微型器件的动极板或定极板 (动极板 和定 扳是相对而言， 可以互换。 ）的电极可腐制在被测件所要测量的一面， 或制成簿带状如同胶带纸样 贴在 测件所要测量的一面， 或动极板直接固定在被测件上， 电容传感器本来就是非接触测量， 这样微型 化测量：时不干扰微机械的动态特性， 本发明微型器件能满足上说分辨率好和精度高等要求， 通过单片微型 计算 f,的软件可以把单一的位置测量变成位置、 位移、 速度、 振幅和頻率等多参数的测量， 而且在集成电 路中加上无线接收部件， 用遥控器的发射件遥控测量参数的变换或多参数同时测量。
[0098 所说的微型电容式精密位置瞄准器和微型电容编码器， 其特征是动极板或定极板 (动极板和定极 板是相对而言， 可以互换。 ）的电极可腐制在被测件所要测量的一面， 或制成簿带状如同胶带纸样贴在被 测件所要测量的一面， 或动极板直接固定在被測件上， 这种非接触测量， 不干扰微机械的动态特性， 通过 单片 ί ^型计算机的软件把单一的位置测量变成位移、 位置、 速度、 振幅和頻率等多参数的测量， 在集成电 路中 ί|ΐ上无线接收部件， 用遥控器的发射件遥控测量参数的变换或多参数同时测量。
[0099] 与现有技术相比， 本发明的有益效果分别如下：
[0100] 1 在差分电容位移量的转换基准和细分方法方面是；
[0101Π 1. 1半个世纪以来， 人们在传统测量方法的固化下： 认为， 不可能有就测量到的差分电容变化量 转换 位移量的基准： 只能跟据预定的差分电容变化量所对应位移量来选定的测量方法， 这是被技术偏见 所束一。 本发明人起初也是被这技术偏见所束缚， 只是在种种困境逼迫下的醒悟， 发现了不是没有差分电 容变 量转换为位移量的基准; 不仅有， 而且还很简单； 获得这一基准的方法很简单， 用这一方法求解位 移量 很简单。
[0102] 在 CN101949682 (或 W02012022141 )专利说明书 [0010]中指出： 现有的绝对式容栅位移传感器需 要以 控器（MCU)为核心， 软件依赖于低效率的试探方法， 外围需要复杂的模 /数、 正弦波形电极等技术 支持 j 常规的单片机应用系统确实可满足上述軟、 硬要求， 但要将该系统集成 (做成单片 ASIC)安装在手持 式的†』量工具上， 得到同时满足低成本、 小体积、 微工耗且能规模化生产的产品， 并非易事。
[010†] 以上 CN101949682专利中所述和前面的 CN101995208 (或 ff02011018497)专利中也指出 （见本说 明书^ J [0038]至 [0041]的引用）， 现有技术的问题和困难等都说明了在半个世纪时间内， 人们对这一技术 问题 遍存在的偏离了客观事实的认为， 不可能有就测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准； 只能 跟据顸定的差分电容变化量所对应位移量来选定的测量方法。这是技术偏见。本发明克服了这种技术偏见。 有了听测量到的电容变化量转换为位移量的基准后，完全不要上说的这些元件，也不存在上说的困难之事， 相比 下。 本发明的测量原理和方法都很简单 。
[010W 1. 2现有电容传感器位移量的测量方法和细分测量的内插法， 都是按预定的差分电容变化量所对 应位移量来选定， 因此对测量环境和测量条件要求很高， 要防水、 防油、 防灰尘， 要保证动电极和固定电 极之间的空气介质常数保持恒定不变， 并且和预定的差分电容变化量所对应的测量条件与环境完全相同， 这 #|才能保证按预定的差分电容变化量所选定的位移量和内插值可靠有效。 这种测量方法对测量精度、 测 程和测量环境和测量条件都有限制。 正如 同济大学张荣在硕士学位论文 容栅编码器研宄及其应用 丈 »!指出 （见本说明书的 [0031]的引用）： 在容栅测量领域， 还有很多是悬而未决的问题等待着我们去 解决， ^别是实际可行的误差补偿方法。 可见， 现有的测量方法在精度方面误差补偿等迫切等待解决。 有 了差分电容变化量转换为位移量的基准求解位移量的方法， 上说问题都能得到完全很好的解决。 也不存在 像现有技术那样愈改进愈复杂的问题。
[0105] 1. 3本发明能在水、 油、 灰尘污染等恶劣环境中使用。 无需防水、 防油、 防灰尘、 和保证动电极 和固 电极之间的空气介质常数保持恒定不变等条件所限。 这说明本发明扩大了电容传感器的使用范围。
[0106] 1. 4现有技术的测量电路大都采用调制、 解调、 放大器和 A/D转换器等电路； 这是模拟电路， 其 缺点是易受干扰和失真。 本发明测量电路可不用上说模拟电路， 全是数字电路， 不存在干扰和失真问题。 这说明本发明不仅简单， 也为电容传感器的位移或位置测量全数字化， 提出了简易可行的方法。 数字量 仪器比模拟量仪器的精度、 分辨力和测量速度提高了几个数量级。 制造业的第三次产业革命的目标是数字 化。
[0L07 1. 5现有电容位移传感器位移量的测量方法和细分测量的内插法都是按预定的电容变化量来选定 位置 β移量， 这种测量方法要求单片微型计算机有容量很大的査询表存储器； 本发明不存在这种问题。 这 样相比本发明对单片微型计算机的要求也是简单的。
[0108:1 1. 6 在差分位移测量中用一对差分电容的差分位移区间的位移距离 s (或宽度 b)与在差分位移区 间内 ¾¾ 1量的第一个差分电容 及第二个差分电容 C2之和 相比， 这一比值正是在差分位移区间内测 量时^位电容变化量的位移量（用 (^表示）； 在这差分位移区间的距离 s (或宽度 b)内任何点， 只要测量条 件和測量环境保持不变， 这一单位电容变化量的位移量 d。是相同不变的。有了这单位电容变化量的位移量 dc, 也就有了所测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准； 而且是动态跟踪基准量， 再用这基准由差 分位 ¾；区间内位移时电容变化量求出所对应的位移量； 这一检测方法适合所有差分电容传感器， 只要是电 容型 分位移测量都可采用本方法， 它是非常简单普遍适用的方法。
[0109 ] 1. 7本发明是用所说的动态跟踪基准量求解位移量后， 使单位位移的电容变化量具体化， 便于细 分， 别是频率细分最为简便， 无需 A/D转换器等复杂电路； 只要能测量出最小单位位移的电容变化量， 就是 ΛΜ、分辨力。
[0110] 1. 8由于本发明有了差分电容位移量的转换基准和细分方法， 通过单片微型计算机的软件把单一 的位 测量变成位置、 位移、 速度、 振幅和頻率等多参数的测量， 在集成电路中加上无线接收部件， 用遥 控器的发射件遥控测量参数的变换。 这在现有按预定的差分电容变化量所对应位移量来选定的测量方法， 是不玎能把单一的位移测量变成位置、 位移、 速度、 振幅和頻率等多参数的测量。
[0111] 2在差分电容变化量转换为脉冲宽量和细分方法方面是；
[Olid] 2. 1本发明用单稳态触发器电路把度差分电容变化量转换为脉冲宽度量是最为简单的电路， 它是 数字 路抗干扰性好； 也为大量程测量提供了方便和可能。这是电容变化量转换为脉冲宽度量 t 0. 59RC, 在电 中串接不同的电阻， 即每一个矩形电极的宽度和一个间隙宽度为一周期内所串接的电阻不同， 差分 电容 移量的转换为脉冲宽度量不同， 所代表的位置也就不同。
[Olli] 2. 2现有技术把差分电容变化量转换为脉冲宽量需要用两个单稳态触发器， 要有调节平衡的电位 器； 零飘问题难以解决： 本发明共用了一个单稳态触发器分别依次测量， 两个差分电容 （(^与 ) 所用 的测: t元件 （如单稳态触发器和电阻） 完全相同，无需用电位器调节电路的平衡， 两个差分电容 （ 与^) 先后; 量时间之差通常晕多是毫秒级， 测量中.两个差分电容 （ 与 c2) 在这短暫时间内不 _存在零漂问题。
[0114] 2. 3本发明的细分测量方法只要能测量出最小单位位移量的电容变化量 ds就是最小的细分量， 对 应于 j量电路是能测量出最小细分单位的脉沖宽度， 这最小细分单位的脉冲宽度就是细分电路分成的每一 个单 f立的脉冲宽度，也就是高频方波振荡器产生的每一个单位的脉冲，故这种细分方法就是频率细分方法， 非常^！单； 也有利于微纳米的测量。 频率细分方法是现有细分方法中最为简单的一种。
[0115] 2. 4本发明适合所有差分电容位移传感器的测量， 它把电容毚转换为脉冲宽度量中没有放大器等 模拟量元件， 全是数字量元件抗干扰性好， 电路测量时无需电位器调零， 也无零漂， 所有干扰和寄生 (或 附加〉电容都相同， 比较吋也就不存在， 它是非常简单普遍适用的方法,可以用嵌入式系统对脉冲宽度进行 捕捉 /t|b较， 使单片微型计算机外围控制电路更为简单， 制成差分电容变化量转换为脉冲宽度量专用集成 控制^的用途广泛， 如 CNS6106551、 CN1167371和 CN1240928等专利的传感器、 皆可选用。
[0116] 2. 5 用本发明的单稳态触发器把度差分电容变化量转换为脉冲宽度电路， 与 CN86106551、
CN1167371和 CN1240928专利的传感器、 显示件和壳体集成为一体的微型器件。
[0117] 2. 6对 MEMS的机械运动参数（如位移、 速度、 振幅和頻率等）进行精确测试己经成为 MEMS发展 的迫 要求。 现在只能用光学显微系统等。 本发明集成的微型器件， 如微型电容式精密位置瞄准器和微型 电容 码器等可填补这一空缺。
[01181 3在用差分电容位移量的转换基准和细分方法， 以及差分电容变化量转换为脉冲宽度量和细分方 法所 施的电容型线性位移测量系统方面是-
[0119] 3. 1本发明的电极图形只是矩形一种， 规则简单， 工艺也简单， 成本低廉； 定极扳可制成卷到卷 的柔性印制板以适应不同测量长度所需； 电阻元件可与印制板制成一体。 最简单的工艺是定极板上背面的 电阻 ¾|用分立元件焊接。
[0120] 3. 2本发明的小数组电容传感器和大数组电容传感器中动极板上分别只有四组电极组、 但在定极 板上一个矩形电极的宽度和间隙宽度的一个周期（或称节距）内，一对差分电容线性位移测量区间有八组， 对比 US3857092专利中有十组电极组、 一对差分电容线性位移测量区间只有五组， 而且在这五组中， 每一 对差分电容线性位移测量区间内， 尚存有相邻电极之间的间隙宽度所造成的非线性； 这是由于相邻电极的 依次 换的必然结果； 但在本发明所选用 CN86106558专利中的电极是前后跳跃转换， 不存在相邻电极之 间的 隙宽度所造成的非线性， 在这八组的一对差分电容线性位移测量区内都是线性的。 两者相比本发明 是电极组少、 组成一对差分电容线性位移测量区间多， 且都是线性位移测量区； 但在 US3S57092专利中是 电极 I1L数多、 而组成一对差分电容线性位移测量区间少， 且有非线性位移测量区。 本发明所用的电路也比 US385 TO92专利的电路简单。
[0121] 3. 3 现有技术， 为了消除相邻电极的依次转换时， 因相邻电极之间的间隙宽度所造成的非线性， 在 C 8126245专利中将电极的一行排列改为两行排列， 原是一行排列的相邻电极分隔成上下两行， 跳过 相邻 极之间的间隙宽度. 使每个电极有了应有的宽度， 即实际宽度和标称宽度相同， 原是依次转换变为 上下 跃转换，提高了线性度；但是动电极与固定电极差分位移相对覆盖的起点是零覆盖量（即尚未覆盖）， 这样 ψ有边缘效应所引起的非线性； 本发明所用 CN86106558专利中的动电极与固定电极差分位移相对覆 盖的 点不是零覆盖量， 而是选定在覆盖量大于或等于动电极与固定电极相对覆盖之间的垂直距离， 也就 之间的距离， 这就不存在边缘效应所引起的非线性， 保证了一对差分电容线性位移测量区内都是线 性的
[012^] 3. 4本发明这种在一对差分电容线性位移测量区内斩头除尾， 取其中间最好的线性部分用于位移 测量 (详见图 4说明）， 保证了最佳线性位移测量的方法是现有技术测量方法无法做到的。 而且在一个 矩形 极的宽度和间隙宽度为一周期 (或称节距） 内， 有八组一对线性差分位移测量区间段组成的，只是由 于电 的这种特殊排列， 在运行中自然行成， 无需像己知技术，如 CN101949682 (或 TO2012022141 ) 和 CNloj995208 (或 W02011010184970)等专利那样要外加不同相位的激励信号，使其电路复杂化。本发明的传 感器 是使其电路简单因素之一。
[012：!] 3. 5 在 CN98126245专利中将电极的一行排列改为两行排列， 原是一行排列的相邻电极分隔成上 下两^， 这就使其电极的连线由 8根增加到 16根是个困难之事， 本发明小数组电容传感器和大数组电容 传感: 的四组电极的连线各自只有 4根， 共有 8根； 连线方式也很简单。 ―
[0124] 3. 6现有绝对位移测量技术中有精密测量（简称精测） 和粗略测量 （简称粗测）， 也就是本发明 所说 小数组和大数组， 粗测区的电极面积与位移量程有关， 量程越大， 粗测区的电极面积就越大， 检测. 电路也复杂， 现有绝对位移测量的量程是有限的， 现有电容数型显量具的量程只有 1公尺左右； 本发明的 大数组占用定极板上的电极面积很小， 只是在定极板上每相邻的三个电极共并一个电阻阻值各不相同的电 阻， 接有不同阻值的电极就是大数组不同周期数的电极， 单稳态触发器内的电阻阻值不受限制， 故而其量 程范围不受限制， 量程大小与电极面积无关， 电路也很简单。
[0125] 3. 7现有技术中电容传感器的电容偶合方式是， 先有检测电路至动极板电极与定极板电极的一次 偶合, ft定极板上电极与电极的电气连接后， 再有定极板上电极与动极板电极的二次电容偶合方式， 又回 馈至 极扳上检测电路， 这样两次电容偶合方式是两个电容串连， 电容变化量减.少， 占用极板面积大； 本 发明 一次电容偶合方式没有这个问题， 而 _a， 通过被测量位移量的机床或机械的滑动金属件与测量电路 的电 接地端相连接方式， 已被 CN86106551专利所实施的 CWM-DR系列电容式位置瞄准器， 用于机床工作 台四 瞄准定位的实际效果所证实是可行的。 这比现有技术中的反射式群聚型简单。
[0126 3. 8本发明定极板上每相邻的三个电极共并连的一个电阻阻值各不相同的电阻相连接， 电阻另一 端接：^, 这个电阻是焊接在定极板上的电极印制电路板的背面， 不影响动极板与定极板的相互平行运动， 定极 上无电源连线， 只是电阻的一个接地端接至被测量位移量的机床或机械的金属件上， 动极板上电源 接地 也是通过被测量位移量的机床或机搣的滑动金属件与电阻的一个接地端相连， 通常被测量位移量的 机床 机械都有接地线的， 这样本发明的测量电路也是有名符其实的实际接地线， 这对防止杂散干扰等是 有益 ； 也防止了地电位的漂移，
[0127] 3. 9在电容量的测量方面是先四个之和， 后四次三个之和的相减方式的测量， 可消除所有不要的 并联 生的附加电容。 现有技术中为了消除所有不要的并联寄生的附加电容， 通常是采用补偿、 校正、 屛 蔽和 离等方法。 这里未加任何措施， 只是测量的方法有所不同， 可见其非常简单。
[0128 3. 10 小数组电容传感器和大数组电容传感器的四组电容量是同时分别各自由一个单稳态触发器 依次 换测量， 这样小数组电容传感器或大数组电容传感器的四组或三组电容量的先后测量电路完全相 同； 后测量时间之差都只是毫秒级， 无调节平衡零点问题， 也不存在零漂或温漂等问题。 这与现有克服 零漂 温漂等问题的电路相比， 显然是简单的。
[012 3. 11 现有技术的测量电路都是采用调制、 解调和放大器等电路； 这是模拟电路， 其缺点是易受 干扰 失真。 本发明电路全是数字电路， 不存在干扰和失真问题。 数字量仪器比模拟量仪器的精度、 分辨 力和 量速度提高了几个数量级。 制造业的第三次产业革侖的目标是数字化。 就此本发明与现有技术相比 也是简单的。
[0130] 3. 12 如上所说本系统中， 传感器制造和电路都简单的全数字型、 不需要内插法， 细分精度高、 它是 功耗、 体积小、 无零漂、 抗干扰稳定性好、 成本低廉、 且能在水、 油、 灰尘污染等恶劣测量环境中 使用和扩大了运用范围等优点； 它优于电磁感应型如球栅 （Ball Grid), 光栅和磁栅等。
[0131 ] 在用差分电容位移量的转换基准和细分方法， 以及差分电容变化量转换为脉冲宽度量和细分方 法所 施的微型器件是： 把检测电路、 传感器、 显示件和外壳（或封装） 集成一体的微型器件（电容式精 密位 瞄准器、 CMOS电容接近开关和电容编码器 ） 方面是：
[013i] 4. 1本发明集成的微型器件， 使差分电容位移传感器的测量精度提高至纳米级。 这是本发明促使 电容 移传感器的潜力有所发辉。
[0131] 4. 2本发明集成的微型器件， 对 MEMS的机械运动参数（如位移、 速度、 振幅和頻率等） 的精确测 量提 —种经济简便新途径。 .
[013 4. 3本发明集成的微型 CMOS电容接近开关低电压、微功耗、 金属件和非金属件都能答应等， 其适 应面 (；匕霍尔元件广。 其它相同方面不再重说。
ίθΐψ 总之， 本发明的测量原理和测量方法简单、 细分测量方法是頻率细分法最为简单、 特别是大量程 的测 方法比现有技术更为简单， 电容传感器极板电极图形简单、 工艺简单、 电路中没有调制、 解调、 放 大器、 A/D转换器和内插电路等， 使其电路也很简单， 这些都说明制造很简单， 成本低廉； 现有技术中的 边缘 ^应与非线性、 热燥声、 零漂、 干扰、 附加的寄生电容等都一一的得到克服和解决， 这些都说明它线 性好、抗干扰强、稳定性好； 而且能适应水、 油、 灰尘等各种恶劣环境中使用， 这是本发明克服技术偏见， 改变了测量方法所获得的独特优点； 从而扩大了运用范围、 适应面广， 为重型机床或机械使用电容传感器 进 fij位移测量提供了可能； 比现有技术所使用的球栅 (Ball Grid ) 制造简单、 成本低廉、 体积小和微功 耗 电源拖线。
[oiJe] 本发明就现有技术所存在的问题都以最简单的方法加以解决。 任何基本的东西都是简单的， 愈是 简 1 就愈有普遍实用价值。 本发明的方法与电路能实施四种（CN8610655S、 CN86106551 CN1167371和
就是的的 S
绝是电电 S
CN124()928专利） 系列产品的应用， 充分说明了它的普遍实用性。
[0137； 跟据本发明人的检 ¾：所述差分电容位移量的转换基准是用一对差分电容的差分位移区间的位移 距离 s (或宽度 b)与在差分位移区间内测量的第一个差分电容 及第二个差分电容 之和 （d+C2 ) 相比， 这一比值正是在差分位移区间内测量时单位电容变化量的位移量 （用 d。表示）； 有了这单位电容变化量的 位移量 d。， 也就有了所测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准； 而且是动态跟踪的基准， 用这一基 准求^差分位移量的方法和最小细分方法是本发明在差分电容位移电容传感器测量中的发现和首次提出。
[0138 在上说 容栅电子卡尺 一文中指出： "琼斯探讨了电容传感器的极限灵敏度，可以测到 5 x l(T 米的 移。"可见电容传感器测量灵敏度的潜力还很大； 现在只是受测量方法所限， 本发明在测量方法上 的改 也为电容传感器的发展开辟了新途径。
[0139 本发明所说的测量原理和方法突破传统， 电容传感器和测量电路都是独立自主的创新。 电容传感 器有； ^阻抗和微功耗等优点， 以及本发明有了差分电容变化量转换为位移量的基准求解位移量的方法和频 率细†法等优点， 对微纳米测量和纳米技术的发展是有所促进的。 特别是把电容传感器和测量电路集成一 体的 型化， 使其细分精度提高至纳米级， 是对 MEMS 的机械运动参数 （如位移、 速度、 振幅和頻率等） 进行 确测量的补缺。 而且使其单一功能测量变为多功能测量和遥控； 也比现有技术的一系列应用光学测 试方 的 EMS动态参数测试仪器， 如激光多普勒测振仪 〔LDV)、 頻闪显微干涉系统（SMIS〕、 计算微视觉 系统 CMVS ) 和光纤迈克尔孙千涉仪等要经济简便。
附图 明、
[0140] 图 1是一对差分电极的电容传感器运行示意图。
[0141 ] 图 2是 CN86106558专利的电容传感器电极的排列图。
[0142 ] 图 3是 CN'86106558专利的电容传感器电极排列的改进图。
[0143 ] 图 4是本发明电容传感器电极差分电极运行图。
[0144] 图 5是本发明电容传感器定极板电极排列佈置图。
[0145] 图 6是本发明电容传感器动极板电极排列佈置图。
[0146] 图 7是本发明用单稳态触发器把电容变化量转换为脉冲'的宽度量电路框图。
[0147] 图 8是本发明电容型线性位移测量系统电路框图。
具体 施方式
[0148] 为了使本发明的目的、 技术方案和优点更为清楚， 这里结合附图和具体实施例对本发明进行详细 描述。
[0149] 图 1是一对差分电极的电容传感器运行示意图。图中 10是定极板的电极。 21和 22分别是动极板 定极板的电极 10与动极板的电极 21和 22是组成一对差分电极的电容传感器示意图。 b (或 s) ί的宽度 （或差分位移区间的距离 s)。 a是相邻电极的绝缘宽度。 考虑到电极宽度 b是大于相邻电极 έ宽度 a，而且 a值很小故将其忽略。 在 US3857092专利中图 1的相邻电极之间的绝缘宽度未标注 a, 虑它很小而忽略。 和 分别表式动极板左移和右移的位移量。
|] 图 1 (a)是定极板电极 10的中心线在动极板电极 21和电极 22的中间位置图。 图中定极板电极 10 分别 动极板电极 21之间的差分电容用 ^表示，.与动极板电极 22之间的差分电容用 C2表示。在这种位置 下， 极板电极 10与动极板电极 21的覆盖面积和与动极板电极 22的覆盖面积相等： 差分电容 Cl和差分 电容 2对应相等。
[015：.] 图 1 (b ) 是动极扳电极 21和电极 22左移 的位置， 在这种位置下， 定极板电极 10与动极板电 极 2] 的覆盖面积小于与动极板电极 22的覆盖面积： 差分电容 c,对应小于差分电容 c2; 但是定极板电极 10与动极板电极 21的覆盖面积减少量和与动极板电极 22的覆盖面积增加量是等同的； 故差分电容 (；！和 差分电容 c2之和 (Cl+C2)是不变的， 这就是差分的特点。
[0152] 图 1 ( c ) 是动极板电极 21和电极 22右移 的位置， 在这种位置下， 同上之理差分电容 c2是小 95
16 位发专
移利明
于差^)电容 d, 但是， 这差分电容 C,和差分电容 C2之和（C l+C2)仍然是小^的。
[0153] 就图 1 (a)、 (b) 和 （c)三个图， 说明了在差分位移区间的 度 s (或宽度 b)内， 左移或右移时， 虽然差分电容 Cl和差分电容 都有变化， 但是只要测量条件和测量环境不变， 差分电容 Cl和差分电容 c2 之和 ( +C2)是不变的； 在在差分位移区间的距离 s (或宽度 b)内任何点， 这一对差分电容的动极板上电极 与定极板的上电极所覆盖的距离 S (或宽度 b)也是不变的。 利用差分电容 Cl和差分电容 C2之和 (d+Cz)在差 分位 区间的距离 s (或宽度 b〉内不变的特点， 就能求出单位电容变化量的位移量 d。如下：
(1)
[015 在 (1)式中 a«s, a值可忽略不计： （1)式改写为:
(2)
+ c2
[0155 (1〉或 (2)式中 d。表示在差分位移区间的距离 s (或宽度 b)内任何点， 只要测量条件和测量环境不 变， 个单位电容变化量的位移距离 s (或宽度 b) 的也是不变的； 在位移测量中， 它是可以测量和求解的 基准 ， 测量和使用都很简单； 而且它是动态跟踪的基准量， 当测量条件和测量环境变化时， 测量的差分 电容 化量之和 （G+C2〕 随着跟踪变化， 在这差分位移区间内的距离 s (或宽度 b)未变， 故这单位电容变 化量 flj位移量 d。， 也相应的随着差分电容变化量之和 （d+C2) 的变化而跟踪变化； 有了这动态跟踪的基准 量，由 分位移区间内位移吋差分电容变化量求出所对应的位移量是很方便的， 这就是克服了现行测量方 法中^：有就测量到的差分电容变化量转换为位移量基准的偏见； 无需要求测量环境和测量条件恒定不变， 动态基准量能相应的跟随测量环境和测量条件的变化而变化。
[0156 ] 这是一对差分电容的并联， 正好是两个差分电容之和 （ +G ) 的特点才有这一关系式。 对于电感 型或电磁感应就不可能有这一关系。
[0157p 检索差分电容位移或位置测量专利后的发现： 在 US3857092 专利中提到了 (L/2-X) / (L/2+X)，式中 C13和 C23是本发明中所说的一对差分电容 和 , L是本发明中所说的差分 位移! ^间的距离 s (或宽度 b) , X是本发明中所说的位移量) , 可见， 这里就是没有考虑到， 这 L也就是本 所说的差分位移区间的距离 s (或宽度 b)， 与两个差分电容 C»和 C23之和的关系； 而在 US5777482
'提到了^^之式， 虽然， 这里考虑到了与两个差分电容 和 C2之和的关系， 但是没有和差分位 + c2
移区 ff]的距离 S (或宽度 b)联系起来考虑， 仍然与本发明所说的单位电容变化量的位移量 d。无关。 可见， 人们 为： 不可能有就测量到的差分电容变化量转换为位移量基准的技术偏见之深！
[015¾ 在大位移时动极板电极的转换， 在 US3857092专利中是相邻电极的依次转换。 这种转换方式， 虽 然因 邻电极之间的绝缘宽度 a (见本发明的图 1 )很小可以忽略的把 (1)式改写为 (2)式； 但是它的存在总 是因 绝缘宽度 a和边缘效应而引起的非线性误差。 这正是同济大学张荣在硕士学位论文 容栅编码器研 究及 应用 一文中所说的， 特别是实际可行的误差补偿方法。 此文所说的的误差就是相邻电极之间的绝 缘宽 ^ a和边缘效应而引起的非线性误差； 这是结构性误差， 只能是差多少补多少的补偿方法。说来容易， 做来 现有数学模型的论述， 若不考虑这里所说的误差， 看似有了严谨的数学论述， 其实无实用价值！ 若考 这里所说的误差， 就没那么简单！ 也正如张荣在硕士学位论文所说： 实际容栅系统是一个极其复杂 系统 实际模型与理想模型有很大不同。
[ΟΙδΙ] 市场所售的瑞士（SYLVAC系统）增量式电容型数显卡尺原设计分辨力是 1微米， 后来正是上面所 说的 I吴差等因素， 分辨力改为 10微米。
[016M 在 CN98126245专利中， 将电极原是一行排列的相邻电极分隔成上下两行， 使相邻电极之间的间 隙宽 a和电极宽度 (或 b)相同， 每个电极也有了实际宽度和标称宽度相同， 原是依次转换变为上下跳跃 转换【这样， 跳过相邻电极之间的间隙宽度 a, 提高了线性度； 但是动电极与固定电极差分位移相对覆盖 的起点 零覆盖量 （即尚未覆盖）， 这样仍有边缘效应 ^引起的非笾汪。
[0161J 本发明所用的 CN86106558专利中电极的转换是前后跳跃的 (见本发明的图 4说明） ：不汉是跳过 相邻电极之间的绝缘宽度 a的转换， 而且动电极与固定电极差分位移相对覆盖的起点不是零覆盖量， 而是 选定在覆盖量大亍或等于动电极与固定电极相对覆盖之间的垂直距离， 也就是电极之间的距离， 这就不存 在边缘效应所引起的非线性， 保证了一对差分电容线性位移测量区内都是线性的。
[0162] 所谓细分也就是最小分辨力的大小， 或者称之为最小细分单位量， 在差分位移区间内，单位电容 变化量的位移量 ( dj 的倒数是单位位移量的电容变化量 （ds) , ( 1 )或 （2 ) 式的倒数如下： d, = Cl + C2 ( 3 )
s - a
[0163] 在 (3)式中 a《s, a值可忽略不计; (3)式改写为:
+ c2
ds = (4)
分辨力是 (3)或 (4)式中差分位移区间距离3或（宽度 b )中最小单位的选定， 若最小单位量选为 1微米 (或 0. L微米)， 则细分后的最小分辨力是 1微米 (或 0. 1微米)。 但是测量电路应当能测出这最小分辨力 1 微米 ( 0. 1微米）的电容变化量是其必要的条件。现有技术中能测量出小电容量的潜力很大，如 TH2617精 密电 测量仪就能测出 O. OOOlpF:张钟华在 电容传感器中的边缘效应对输出特性的影响 一文中指出测量
1 (Γ8 " ΐ(Γ9微微法的电容变化量也不再引起困难传感器论文集第一册 67页 中国仪器仪表学会 1984年 5 月 武 ^ 。 这说明本发明对纳米级或更高级的测量不是困难之事。 现有技术的测量方法就不能如此直接具 体细 。 本发明用的频率细分， 其最小分辨力取决于电路所能适应的频率高低。
[0164 图 2是 CN86106558专利的电容传感器电极的排列图。 上层是定极板电极， 下层是动极板电极。 电极; ^间的关系和说明详见该专利。 该专利动极板电极是左右两侧集中排列， 左侧集中的是 Α和 C两组， 右侧 中的是 B和 D两组， 其缺点是当动极板电极和定极板电极之间， 在运动方向不平行的倾斜时， 影响 其精度。 为此本发明对此有所改进。
[0165 1 图 3是 CN86106558专利的电容传感器电极排列的改进图。 这是把动极板电极左右两侧集中排列 改为 Λ、 C、 B、 D和 (：、 A、 D、 B的分散排列排列。 这样当动极板电极和定极板电极之间， 在运动方向不平 行的^斜时， 对精度的影响不大。
[0166 ] 图 4是本发明电容传感器电极差分电极运行图。 A、 C, B和 D是动极板上的四组电极， 其上层是 定极板电极， 动极板上的 A、 C、 B和 D四组电极和定极板电极所构成的电容， 分别用 Ca、 Cc、 Cb、 和 Cd 表不。
[0167] 在图 4 (a)状态下： Ca>Cb=Cd〉Cc,这就是此时的状态特征； 在此状态下， Cb=Cd是 B组和 D组组 成一对差分位移区间的起点， 若选定此点是小数组的零点， 此时 n=0，在此差分位移区间内动极扳右移， Cb<Cd，状态特征是： Ca>Cd>Cb>Cc，而且 Cb和 Cd的电容: t和 ( Cb+Cd) 在此差分位移区间内是不变。 这里 所说 差分位移区间 s (或 b)是指一对差分电极 （B) 和电极 （D) 与定极板电极的覆盖宽度之和。 以下等 同不 说。
[0168] 当动极板右移至图 4 (b)状态下： Ca=Cd〉Cb=Cc, 在此状态特征下， 选用 Ca=Cd是 A组和 D组组成 一对 分位移区间的起点， 此时 n=l，在此差分位移区间内动极板右移， Cd〉Ca,状态特征是： Cd>Ca〉Cc〉Cb, 而且 |¾和 Cd的电容之和 （Ca+Cd) 在此差分位移区间内是不变。 从 n=0， Cb=Cd是 B组和 D组组成一对差 分位 区间的起点，转换到 n=l,选用 Ca=Cd是 A组和 D组组成一对差分位移区间是的起点，这是由 B组电 极跳 至 A组电极的转换， D组电极未变； 再往下同样是前或后的跳跃转换， 不再重说。
[01β ] 当动极板右移至图 4 (c)状态下： Cd〉Ca=Cc〉Cb， 在此状态特征下， Ca=Cc是 A组和 C组组成一对 差分 |i移区间的起点， 此时 n=2,在此差分位移区间内动极板右移， Cc〉Ca，状态特征是； Cd〉Cc〉Ca〉Cb,而且 Ca和 fee的电容之和 （ Ca+Cc )在此差分位移区间内是不变。 [0170] 当动极板右移至图 4 ( d)状态下： Cc=Cd>Ca=Cb , 在此状态特征下， 选用 Cc=Cd是 C ¾和 D组组成 一对差分位移区间的 u, 此时 n=3,在此差分位移区间内动极板右移， Cc〉Di，状态特征是； Cc>Cd〉Ch>Ca, 而且 C:和 Cd的电容之和 （Cc和 Cd) 在此差分位移区间内是不变。
[0171] 当动极板继续右移时， 依此类推不再重说。 在一个矩形电极的宽度和间隙宽度为一周期 (或称节 距） 内， 有八对线性差分位移测量区间段组成的,每对差分位移测量区间段的起点都有如上所说的 Cb=Cd, =Cd, Ca=Cc， Cc=Cd。。。 等共有八对等值点； 每对差分位移测量区间段的转换也是由此特征来判定。 这 是由于电极的这种特殊排列， 在运行中自然行成， 无需像已知技术 (如 CN101949682 和 CN101995208 或 TO201 :.01018497等专利） 那样要外加不同相位的激励信号； 导致电路复杂。
[0172； 在上说运行中可已看出， 从一对线性差分位移测量区间段转换到， 另一对线性差分位移测量区间 段之间不存在相邻电极之间的绝缘部分； 而且每对线性差分位移测量区间段的起点和终点， 都不是电极的 零覆盖量 （即动极板电极和定极板电极未覆盖）。 这种在一对差分电容线性位移测量区内斩头除尾， 只取 其中间最好的线性部分用于位移测量段， 保证了最佳线性位移测量的方法是现有技术测量方法无法做到 的。
[0173； 图 5是本发明电容传感器定极板电极排列佈置图。 上部大的矩形电极是大数电极， 每三个相邻 电极共连在一端接一个电阻， 电阻另一端接至 E端， E端是接地端， 这些都是在定极板的背面用虚线画的； 下部小的矩形电极是小数电极， 各个电极也是在背面共连在一起， 接至 E端。
[0174； 图 6是本发明电容传感器动极板电极排列佈置图。上部大的矩形电极是大数电极， 分别是 A、 C、 B和 D四个部分； 下部小的矩形电极是小数电极， 分别是 a、 c、 b和 d四组， 同一组电极也是在背面共连 在一起。
[0175： 图 7是本发明用单稳态触发器把电容变化量转换为脉冲的宽度量电路框图。 图中 1MT和 2MT是单 稳态 发器。 1A和 2A是二端输入的与门电路， 也就是细分电路。 ]G是含有所需频率的振荡源。 1SCM是单 片微 计算机。 1RC和 2RC是被测的一对差分电极的电容传感器。例如用在 CN86106551栅形电容位置传感 器的 利中， 1KC是粗测部分， 2RC是它的精瞄部分； 其中 1C,和 1 是粗测部分的一对差分电容， 2(^和 2C2是; 瞄部分的一对差分电容， 1R和 2R分别是粗测部分和精瞄部分的共用电阻。
[0175 ] 在 1RC中 1C,和 1C2是粗测部分的一对差分电容， 分别有开关 lKu是控制 1R与 1(^相连接， 再有 过连线 1与单稳态触发器 1MT相连接， 同样的 1K21是控制 1R与 1(]2相连接， 再有 1Κ22通过连线 3与 单稳 ^触发器 1MT相连接， 上说四个开关通过连线 2与振荡源 相连接， 振荡源 1G通过连线 15与单片 微型 i 算机 1SCM相连接， 有单片微型计算机 1SCM逋过振荡源 与上说四个开关的控制， 用同一个单稳 态触^：器 1MT电路， 先后依次测量两个差分电容 （1^与 1(：2) 的两个脉冲宽度量， 所用的测量元件 （如单 稳态角发器 T和电阻 1R) 完全相同，无需用电位器调节电路的平衝， 两个差分电容 （1 与 1G) 先后测 量时 M之差最多是毫秒级， 测量中两个差分电容 （1C,与 1C2)在这短暫时间内不存在零漂问题；
[0177] 单稳态触发器 1MT通过连线 4和二端输入的与门 1A电路相连接， 二端输入的与门 1A又通过连线 11与;辰荡源 1G相连接， 单稳态触发器 1MT的输出脉冲和振荡源 1G的高频脉冲， 经二端输入的与门 1A的 细分 路， 分成以最小细分单位的脉冲宽度组成的一个脉冲串， 这个脉冲串通过连线 13输出至单片微型 计算†; 有单片微型计算机进行计数与控制。
[017 同样的在 2RC中 2^和 2 是精瞄部分的一对差分电容， 分别有开关 2Ku是控制 2K与 2 相连接， 再有 ^^通过连线 8与单稳态触发器 2MT相连接， 同样的 2K21是控制 2R与 2 &相连接， 再有 2¾2通过连线 6与 稳态触发器 2ΜΤ相连接， 上说四个开关通过连线 7与振荡源 1G相连接， 荡源 1G通过连线 15与单 片微^ I计算机 1SCM相连接， 有单片微型计算机 1SCM通过振荡源 1G与上说四个开关的控制， 用同一个单 稳态 发器 2ΜΤ电路， 先后依次测量两个差分电容 （2 与2 ) 的两个脉冲宽度量， 所用的测量元件 （如 单稳态触发器 2ΜΤ和电阻 2R) 也完全相同,无需用电位器调节电路的平衡等与 1RC的测量完全相同不再重 说。
[0179] 单稳态触发器 2ΜΤ通过连线 9和二端输入的与门 2Α电路相连接， 二端输入的与门 2Α又通过连线 12与振荡源 1G相连接， 单稳态触发器 2ΜΤ的输出脉冲和振荡源 1G的高频脉冲， 经二端输入的与门 2Α的 细分 路， 分成以最小细分单位的脉冲宽度组成的一个脉冲串， 这个脉冲串通过连线 输出至单片微型 计算 ； 有单片微型计算机进行计数与控制。
[0180：! 单片微型计算机有粗测部分和精瞄部分给的输入， 进行计数与分析比较给出结果。
[0181] 上说是用分立元件组成的电路加以举例说明。 集成微型电容式精密位置瞄准器时， 只是添加遥控 等件和编制不同的软件。
[0182] 图 8是本发明电容型线性位移测量系统电路框图。 图中图中 3MT和 4MT是单稳态触发器。 3A和 4A是二端输入的与门电路， 也就是细分电路。 2G是含有所需频率的振荡源。 2SCM是单片微型计算机。 3RC 和 4R 是被测的四组电极组成的八对差分电容传感器； 3RC是大数组部分， 4RC是小数组部分。
[01831 在大数组的 3RC中， 3d、 3C2、 3(：3和 3C4分别是大数组的 A、 B、 C和 D四组电极的电容。 3R是这 四组 容共用的电阻。 Rm是定极板上的电极中每相邻的三个电极共并连的一个电阻，用于大数组的周期数， 它是 3d、 3C2、 3C3和 3C4串连， 由 3Id、 3K2、 3Κ3和 3Κ4是分别控制 3R与 3Ci、 3C2、 3C3和 3( 4的连接， 再 有 3K。通过连线 17与单稳态触发器 3MT相连接， 上说四个开关通过连线 16与振荡源 2G相连接， 振荡源 2G通 连线 27单片微型计算机 2SCM相连接，有单片微型计算机 2SCM通过振荡源 2G与上说四个开关的控 制， 用同一个单稳态触发器 3MT电路， 并按如下次序控制四组开关进行测量， 先测 A、 B、 C和 D四组电容 之和 〔简称先测量四组电容之和）， 此后分四次,从4、 B、 C和 D中依次选出三组电容之和（简称后四次三 组之和）的方式测量。 这就是由上说开关和单片微型计算机所组成所说的时序开关电路。
[0184 每次测量后的单稳态触发器的输出脉冲宽度量， 都是有 单稳态触发器 3MT通过连线 18和二端输 入的与门 3A电路相连接， 二端输入的与门 3A又通过连线 24与振荡源 2G相连接， 单稳态触发器 3MT的输 出脉^ 1和振荡源 2G的高频脉冲， 经二端输入的与门 3A的细分电路， 分成以细分单位的脉冲宽度组成的一 个脉 串， 这个脉冲串通过连线 26输出至单片微型计算机； 有单片微型计算机进行计数与控制。 最后再 用四组并联电容量之和减去三组并联电容量之和的差，分别求出每组电容量；这有单片微型计算机来完成。
[0185] 同样的在小数组的 4RC中， 4d、 4C2、 4C3和 4C4分别是小数组的 a、 b、 c和 d四组电极的电容。 4R是这四组电容共用的电阻. 41d、 4K2、 4Κ3和 4Κ4是分别控制 4R与 4d、 4C2、 4C3和 4C4的相连接， 再有 4K。 通过 线 23与单稳态触发器 4ΜΤ相连接， 上说四个开关通过连线 21与振荡源 2G相连接， 振荡源 2G通过 连线 单片微型计算机 2SCM相连接， 有单片微型计算机 2SCM通过振荡源 2G与上说四个开关的控制， 用 同一个单稳态触发器 3ΜΤ电路， 并按如下次序控制四组开关进行测量，先测 a、 b、 c和 d四组电容之和（简 称先洌量四组电容之和）， 此后分四次,从 a、 b、 c和 d中依次选出三组电容之和（简称后四次三组之和）的 方式測量。
[0186 ] 每次测量后的单稳态触发器的输出脉冲宽度量， 都是有单稳态触发器 4MT通过连线 22和二端输 入的与门 4A电路相连接， 二端输入的与门 4A又通过连线 25与振荡源 2G相连接， 单稳态触发器 4MT的输 出脉 和振荡源 2G的高频脉冲， 经二端输入的与门 4A的细分电路， 分成以最小细分单位的脉冲宽度组成 的一个脉冲串， 这个脉冲串通过连线 28输出至单片微型计算机； 有单片微型计算机进行计数与控制。 最 后再用四组并联电容量之和减去三组并联电容量之和的差， 分别求出每组电容量； 这有单片微型计算机来 完成。
[0187 ] 单片微型计算机综合上说，进行计算和比较，给出大数组与小数组之和的总数；输给显示单元等。
[0188] 图 7和图 8的电路元件、 控制和功能都基本相似或相同。 也可用于集成微型 CMOS电容接近开关 或微型电容编码器只是作些部分修改即可。 这说明它可以制成同一个专用件， 通过外接件和软件的不同来 适合 ^同功能所需。
[0189] 以上所说仅为本发明实施的范例， 并非用以限制本发明， 凡在本发明的精神和原则之内， 作任何 增减或修改、 或等同替换等， 都应包含在本发明保护范围之内。

Claims

权 利 要 求 书
1.一种差分电容位移量的转换和细分方法,其特征是： 它包括差分电容位移量的转换基准和细分方法； 所述差分电容位移量的转换基准是用一对差分电容的差分位移区间的位移距离 s (或宽度 b)与在差分 位移 间内测量的第一个差分电容 G及第二个差分电容 C2之和（C,+C2)相比， 这一比值正是在差分位移区 间内 量时单位电容变化量的位移量 （用 d。表示）： 在这差分位移区间的距离 s (或宽度 b)内任何点， 只 要测 条件和测量环境保持不变， 这一单位电容变化量的位移量 d。是相同不变的。有了这单位电容变化量 的位 量 ， 也就有了所测量到的差分电容变化量转换为位移量的基准； 而且是动态跟踪的基准， 当测量 条件 |测量环境变化时， 测量的差分电容变化量之和 （d+G) 随着跟踪变化， 在这差分位移区间内的距离 s未 ^， 也就是在这动极扳上的两个电极与定极板上的电极所覆盖的宽度 b未变， 而这单位电容变化量的 位移 d。，也相应的随着差分电容变化量之和 〔d+C2) 的变化而跟踪变化； 有了这动态跟踪的基准，由差分 位移 间内位移时差分电容变化量求出所对应的位移量是很方便的，这就是克服了现行测量方法中没有就 测量 的差分电容变化量转换为位移量基准的技术偏见；
统测量方法是舍近求远的把所测量到的差分电容变化量， 跟据预定的差分电容变化量所对应的位移 量来 定， 以至于对测量环境和测量条件要求很高， 要防水、 防油、 防灰尘， 要保证动电极和固定电极之 间的 气介质常数保持恒定不变等， 而且这种测量方法的电路中有调制与解调、 放大器、 A/D转换器…等 愈改 4愈复杂； 本发明克服了传统测量方法的技术偏见， 有了所测量到的差分电容变化量转换为位移量的 基准 ， 它不仅测量方法和电路都很简单方便， 也免去了对'测量环境和测量条件的一些要求； 能在水、油、 灰尘 染等恶劣测量环境中使用和扩大了运用范围,还省去了调制与解调、放大器、 A/D转换器等模拟量元 件， 数字元件所替代的全数字化， 避免了模拟量元件所带来的干扰， 特别是全数字化能使精度、 分辨力 和测 速度提高了几个数量级；
^述细分方法是在差分位移区间内，单位电容变化量的位移量 i的倒数是单位位移量的电容变化量 (用 <L表示） ，如果分辨力是一微米， 就选用最小单位位移量是微米， SP每一微米的电容变化量 ds， 测量 时必须能测量出每一微米的电容变化量 ， 也就是能测出最小分辨力量为一微米， 只要能测量出这最小单 位位移量的电容变化量 i就是最小细分单位量； 这是有了所测量到的电容变化量转换为位移量的基准， 可 使单位位移量的电容变化量具体化， 才有如此简单的细分方法； 无需内插法及预定的电容变化量所对应位 移量的大容量的数据存储器。
2.一种差分电容位移量的转换和细分方法,其特征是： 包括差分电容变化量转换为脉冲宽度量和细分 方法；所说差分电容变化量转换为脉冲宽度量是把两个差分电容 (^与 C2用同一个单稳态触发器电路， 分别 依次转换为两个脉冲宽度量 ^ 0. 69RC^a t2 0. 69RC2, 两个差分电容 与 C2所用的测量电路（如单稳态 触发器和电阻〉是同一个,无需用电位器调节电路的平衡， 两个差分电容 (^与( 2先后测量时间之差通常最 多是 I秒级，测量中两个差分电容 (^与^在这短暫时间内不存在零漂问题；单稳态触发,器的输出脉沖宽度 量由 分电路， 分成以最小细分单位的脉沖宽度'组成的一个脉冲串， 这个脉沖串输出至单片微型计算机， 有单片微型计算机进行计数与分析比较给出结果；
所说细分电路是将一个宽度大的脉冲， 分成最小细分单位的脉冲宽度的脉冲串， 它是有高频方波振 荡器产生的髙频脉冲， 与单稳态触发器的输出的宽度大的脉冲， 通过二输入与门电路的输出，就是所说的 细分 路的脉冲串输出， 细分电路输出的脉冲串中， 每一个脉冲宽度取决于最小细分单位的脉冲宽度， 它 是分 力中最小单位位移量的电容变化量所对应的脉冲宽度， 最小细分单位的脉冲宽度愈小， 高频方波振 荡器 生的高频脉冲频率愈高，这种细分就是频率细分，改变频率只是改变振荡器的参数（如电阻或电容）， 频率 |H分方法是最为简单的方法,有利于微纳米的测量；
^说差分电容变化量转换为脉冲宽度量的电路中没有放大器等模拟量元件， 全是数字量元件抗干扰性 好， ^路简单， 无需电位器调零， 也无零漂， 所有干扰和寄生 (或附加）^ 相同， 比较时也就不存在， 它是 常简单普遍适用的方法，可以用嵌入式系统对脉冲宽度进行捕捉 /比较， 使单片微型计算机外围控制 电路 为简单， 制成差分电容变化量转换为脉冲宽度量专用集成控制件的用途广泛。
I.一种实施权利要求 1和权利要求 2的电容型线性位移测量系统， 其特征是： 它包括有电容传感器、 电容 ί专感器的电容偶合和电气连接方式、 绝对位置的测量和细分方法、 及其测量电路所组成； jpf述电容传感器有小数组电容传感器和大数组电容传感器， 小数组电容传感器是选用 CN86106558专 利的电容传感器，动极板有上四组电极，在定极板上一个矩形电极的宽度 1^和间隙宽度 ^为一周期（t.=a,+ bs) 内， 组成八对差分位移电极组轮换进行的八个线性差分位移测量区间， 这八个线性差分位移测量区间 的轮换， 由这动板上四组电极与定极板电极所组成的电容量的状态特征所选定： 大数组电容传感器和小数 组电容传感器的电极组数与排列完全相同， 所不同只是定极板和动极板上大数组电极宽度和间隙宽度参数 是小数组电极宽度和间隙宽度参数的八倍， 且大数组定极板上的电极是每相邻的三个电极为一组， 共并一 端与定极板上背面的电阻相连接， 电阻另一端接在定极板上背面的接地端， 定极板上的电极是每相邻的三 个电极共并连的一个电阻阻值是各不相同， 不同的阻值是用来保证绝对位移测量的所有大数组电容传感器 在每个位移处读取到的信号是不同的；
说电容传感器的电容偶合和电气连接方式是， 在动极板上小数组的四组电极接线端接至所说的测量 电路， 动极板上小数组的四组电极与定极板上小数组的电极是电容偶合， 定极扳上小数组所有电极的一端 共连在一起由印制电极板的背面连至接地端； 在动极板上大数组的四组电极接线端也是接至所说的测量电 路， 极板上大数组的四组电极与定极板上大数组的电极是电容偶合， 定极板上大数组电极是每相邻的三 个电板为一组， 共并一端在印制电极板的背面与电阻相连接， 电阻另一端也是在印制电极板的背面连至接 地端， 所说接地端是通过被测量位移量的机床或机械的滑动金属件与测量电路的电源接地端相连接： 说绝对位置的测量和细分方法是有大数组和小数组的组合及其差分电容位移量的转换（转换基准和 转换 脉冲宽度量） 和细分方法； 所说大数组是有周期数和大数段的组合； 所说小数组是有小数段和尾数 的组合；
说大数段在周期数之后， 大数段是在大数组电容传感器定极板上一个矩形电极的宽度和间隙宽度为 · 一周 (或称节距） 内， 由八个线性差分位移测量区间组成的,用 N表示， N分别为 0、 1、 2—7,在大数段 八个 性差分位移测量区闻中， 所选定的第 N个区闻的区间数， 有测量时所测量的大数组的四组电容值比 较所 定， 也就是所说的大数组的四组电极与定极板电极所组成的电容量的状待征所选定； 大数段超出一 个矩形电极的宽度和间隙宽度为一周期 (或称节距） 时， 由定极板上的电极中每相邻的三个电极共并连的 一个电阻阻值是各不相同来区分； 不同的阻值就是三个电极不同的周期数；
说周期数， 是在定极板上的电极中， 每相邻的三个电极共并连的一个电阻阻值是 Rm， 每一个电阻阻 值 Rm中三个电极的周期数，分别是第一个电极的周期数用 FE-m表示， FE-m=3 x w + 0 = 3x m、 第二个电 极的 Jl期数用 SE- m表示， SE_m=3 x m + l和第三个电极的周期数用 TE m表示， TE— m= 3x w + 2 ; 其中 m是 区别不同电阻阻值（ m )中的脚注 m,分别为 0、 1、 2、
3· ··等自然数：当 m=0时，第一个电极的周期数 FE_0=0、 第二个电极的周期数 SE_0=1和第三个电极的周期数 SE-0=2; 当 m=l时， FE- 1=3、 SE- 1=4和 TE- 1=5; 当 m=2时， FE_2=6、 SE- 2=7和 TE- 2=8 ; …等； 这 m、 FE - m、 SE_m和 TE- in值的判别, 有小数组的四组电容值 之和与大数组的四组电容值之和的比值来确定；
说周期数， 是在定极板上的电极中， 每相邻的三个电极共并连的一个电阻 Rm, 并非是唯一的， 也可 两个 四个电极共并连的一个电阻 Rm, 可跟据测量中最佳状态来确定；
β说小数组是大数段的余数， 小数组电容传感器在定极板上， 一个矩形电极的宽度和间隙宽度为一周 期（或 节距） 内， 由小数组的八个线性差分位移测量区间组成的，用 η表示， π分别是 0、 1、 2〜7， 所说 小数^:八个线性差分位移测量区间中所选定的第 η个区间的区间数， 有测量时所测量的小数组的四组电容 值比 所确定， 也就是所说的小数组的四组动电极与定极板电极所组成的电容量的状态特征所选定； 超出 小数 SL电容传感器在定极板上一个矩形电极的宽度和间隙宽度为一周期（或称节距） 时便是大数组； - 所说小数段后的余数是尾数； 所说尾数是用差分电容位移量的转换基准和细分方法来求解和细分； 所说大数组和小数组的组合的次序是， 先有大数组中确定周期数中每相邻的三个电极共并连的一个电 阻阻 是 Rm , 由电阻 m 中确定三个电极的周期数，若是第一个电极 FE= 3 x m、 或第二个电极是 SE-m=3 x m + l、 或第三个电极是76=3 2， 其中 m就是电阻 Rm中的脚注 m,判别好这 πκ FE-m, SE- m 和 TE-.m值， 此后确定大数段 N， 大数段 N的余数是小数组， 再从小数组中确定小数段 n, 最后是选定小数 段的 数是尾数， 尾数是用差分电容位移量的转换基准和细分方法来求解和细分；
所说绝对位置的测量方法是大数组测量和小数组测量的组合； 如果不用大数组电容传感器测量' 仅有 小数 电容传感器测量， 这就是增量式电容型位移测量；
戶;!说测量电路是包括有差分电容变化量转换为脉冲宽度量和细分方法； 其中有单稳态触发器、 脉冲宽 度细 电路、 时序开关电路和单片微型计算机所组成；
所] ¾单稳态触发器是两个精密单稳态触发器， 分别用来把小数组电容传感器和大数组电容传感器的电 容变 量转换为脉冲宽度变化量， 它有单片微型计算机分别控制小数组和大数组的单稳态触发器的触发， 并由 序开关电路的先测量四组并联电容之和 （简称先四组之和）， 此后分四次测量三组并联电容之和 (简 称后 次三组之和）的方式， 分别控制小数组的四组电容传感器和大数组的四组电容传感器的依次测量， 单稳 触发器的输出脉冲宽度量， 由脉冲宽度细分电路分成一个脉冲串输至单片微型计算机， 其中小数组 细分; ^的脉冲串的每一个脉冲宽度， 是取决于最小细分单位的脉冲宽度；
说最小细分单位的脉冲宽度脉冲是有髙频方波振荡器产生； 或有单片微型计算机提供； 说脉冲宽度细分电路是把单个宽度大的脉冲细分为脉冲串， 便于单片微型计算机计量单个脉冲的宽 度， 可以用嵌入式系统对脉冲宽度进行捕捉 /比较， 使单片微型计算机外围控制电路更为简单；
戶 j|说时序开关电路的先测量四组之和， 与后四次三组之和与差的方式是指先测量四组并联电容量之 和， 后分四次测量三组并联电容量之和， 最后再用四组并联电容量之和减去三组并联电容量之和的差， 分 别求出每组电容量， 这有单片微型计算机来完成；
所说单片微型计算机是用于小数组电容传感器和大数组电容传感器的四组电容测量的时序控制检测、 检测后的存储、 小数组和大数组的四组电容值的比较、 计算、 控制和输出显示等。
4.一种实施权利要求 1和权利要求 2的微型电容式精密位置喵准器 ， 其特征是： 它包括有所说单稳 态触 器、 所说脉冲宽度细分电路、 单片微型计算机、 CN86106551专利的传感器、 显示件和壳体集成为一 体的微型电容式精密位置瞄准器。
5.一种实施权利要求 2的微型 CMOS电容接近开关 ， 其特征是： 它包括有把 CN1167371专利的电路中 两个 #稳态触发器的改为一个所说的单稳态触发器、 所说脉冲宽度细分电路、 单片微型计算机和壳体集成 为一体的微型 CMOS电容接近开关。
6.—种实施权利要求 1和权利要求 2的微型电容编码器 ， 其特征是： 它包括有所说单稳态触发器、 所说脉冲宽度细分电路、 单片微型计算机、 CN1240928专利的传感器、 显示件和壳体集成为一体的微型电 容编码器。
7.按权利要求 1所说的差分电容位移量的转换基准和细分方法其特征是： 适合所有差分电容位移传感 器的测量， 不论是位置还是位移量、 或长度量还是角度量、 或直线运动还是圆形旋转运动的测量都适用， 只要是电容型差分的位置或位移测量都可采用本方法； 此外， 不论如何把电容变化量转换为其它电量 （如 电压量、 电流量、 脉冲宽度量和脉冲频率等）， 只要是电容型差分测量都可采用本方法.
8.按权利要求 2所说的差分电容位移量的转换为脉冲宽度量和细分方法其特征是： 适合所有差分电容 位移传感器的测量， 不论是位置还是位移量、 或长度量还是角度量、 或直线运动还是圆形旋转运动的测量 都适 ， 只要是电容型差分的位置或位移测量都可采用本方法。
9.按权利要求 3所说的 CN86106558专利中的电容传感器动极板电极是左右两侧集中排列其特征是：把 CN86KI6558专利中的电容传感器动极板电极是左右两侧集中排列， 左侧集中的是 A和 C两组， 右侧集中的 是 B和 D两组， 改为 A、 C、 B、 D和 (：、 A、 D、 B的分散排列。
10.按权利要求 4-和 6所说的微型电容式精密位置瞄准器和微型电容编码器， 其特征是动极板或定极板 (动极？反和定极板是相对而言， 可以互换。 ）的电极可腐制在被测件所要测量的一面， 或制成簿带状如同胶 带纸！ ^贴在被测件所要测量的一面， 或动极板直接固定在被测件上， 这种非接触测量， 不干扰微机械的动 态特 ， 通过单片微型计算机的软件把单一的位置测量变成位置、 位移、 速度、 振幅和頻率等多参数的测 t集成电路中加上无线接收部件， 用遥控器的发射件遥控测量参数的变换或多参数同时测量。
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