WO2014060469A1 - Digitaler ladungsverstärker - Google Patents

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WO2014060469A1
WO2014060469A1 PCT/EP2013/071614 EP2013071614W WO2014060469A1 WO 2014060469 A1 WO2014060469 A1 WO 2014060469A1 EP 2013071614 W EP2013071614 W EP 2013071614W WO 2014060469 A1 WO2014060469 A1 WO 2014060469A1
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charge amplifier
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feedback current
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Klaus-Christoph Harms
Gernot Fernitz
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AVL List GmbH
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    • H03M3/424—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a multiple bit one

Definitions

  • the present invention relates to a digital charge amplifier with an analog input to which an input voltage is applied and an input current flows and with a digital output, and a method for digitizing an analog signal which is fed to a charge amplifier at an analog input.
  • Piezoelectric sensors are typically operated with charge amplifiers that convert the charge output from the piezoelectric sensor into a proportional electrical voltage.
  • charge amplifiers operational amplifiers with capacitive feedback are often used which operate as integrators.
  • the disadvantage of such charge amplifiers for a piezoelectric sensor is known to be that the charge delivered by the sensor can be very small, which necessitates the use of low-noise special cables, which are expensive, for connecting the sensor and charge amplifier. Due to the high input impedance of the charge amplifier, the transmission path is also sensitive to electromagnetic fields, which limits the cable lengths to a few meters.
  • Another disadvantage of such charge amplifiers is the inherent drift in the output signal due to analog integration, for example due to the leakage currents at the input, which necessitates drift compensation.
  • impedance converters which convert the high impedance signal of the piezoelectric sensor into a low impedance voltage signal which can then be transmitted with low loss over long lines.
  • the impedance converter is often integrated in the sensor, but this limits the possible use.
  • sensors with integrated electronics can not be used in environments with high pressure and / or temperature, such as a pressure transducer in the cylinder of an internal combustion engine.
  • digital charge amplifiers have also become known which digitally output the value of the charge emitted by the sensor or of a voltage proportional thereto.
  • the input stage still remains analog and only the integrated input signal is digitized and output as a digital value. The above-mentioned problems of the analog charge amplifier are retained.
  • Charge amplifiers based on a Sigma-Delta analogue digital converter have also become known. Such a converter can be found, for example, in WO 2009/062494 A1, EP 1 345 330 A2 or GB 2 292 028 A.
  • the digital output of the converter is fed back to the input via a digital-to-analog converter.
  • the difference between the input current and the feedback current is integrated, quantized and sampled at a high sampling rate. tet.
  • the bitstream at the output represents a digital representation of the input voltage.
  • a digital filter may also be provided.
  • an analog integration by means of a capacitance at the input is still required, which is why the associated problems can not be remedied thereby. It is therefore an object of the present invention to provide a digital charge amplifier and a method for digitizing an analog signal, which brings about an improvement in the above-mentioned disadvantages.
  • This object is achieved according to the invention by providing a comparator which compares the input voltage with a reference potential and the output of the comparator drives a feedback current source, the feedback current source producing a positive or negative constant feedback current depending on the output of the comparator applied to the input is fed back and compensates for the input current, wherein a counter is provided, whose counting direction is determined by the output of the comparator and the output of the counter is provided as a digital output of the digital charge amplifier.
  • the feedback of a feedback current controlled by the comparator generates a virtual short circuit, namely that the input current is compensated by the feedback current.
  • the feedback charge quantity which corresponds to the amount of charge emitted by the piezoelectric sensor is not set by the current intensity as in conventional analog and digital charge amplifiers, but by the time during which a negative or positive reference current is fed back. The time duration is determined by the output of the comparator. In this way, it is achieved that the feedback quantity of charge is proportional to a period of time which can be measured in a simple manner with the aid of a counter. The output of the counter is thus dependent on the input current and proportional to the charge delivered by the piezoelectric sensor.
  • the counting thus corresponds to the temporal integration of the input current.
  • the sought measurement result is therefore digitally available as a count value without having to carry out an analog integration.
  • the comparator controls a control logic, which in turn drives the feedback power source. It is particularly easy when the control logic generates counts for the counter.
  • the reference potential of the input in particular ground, is provided as reference potential for the comparator. If a reference potential generating unit is provided in which a controller is implemented which eliminates the time average of the feedback current or a proportional feedback voltage and generates the reference potential for the comparator as a manipulated variable, the detrimental effect of the offset voltage and the bias current can easily be eliminated eliminate the input stage and one receives so on a virtually drift-free charge amplifier.
  • the idle state that is to say the state in which the sensor emits no charge
  • a sensitivity input via which the sensitivity of the feedback current source can be set, and / or a preset input, which can be set via a defined starting point of the counter, can be provided on the charge amplifier.
  • the digital uncertainty and possible cross sensitivities between the analog and the digital circuit part can be reduced if the feedback current is modulated in time with a reference frequency source.
  • FIG. 1 shows a block diagram of the charge amplifier according to the invention
  • FIG. 2 shows a detailed block diagram of the charge amplifier according to the invention
  • FIG. 3 shows a simple implementation of the charge amplifier according to the invention
  • FIG. 4 shows an implementation of the charge comparator with window comparator according to the invention
  • FIG 5 shows an implementation of the charge amplifier with modulated feedback current according to the invention.
  • a digital charge amplifier 2 according to the invention is connected to a piezoelectric sensor 1 via an analog input 2.
  • a digital signal which is proportional to the charge emitted by the piezoelectric sensor 1 is output at a digital output 3 of the charge amplifier 2. This is in the charge amplifier 2 a
  • Comparator 5 is provided which compares the input voltage u e with a reference voltage u 0 .
  • the ground potential of the piezoelectric sensor 1 is provided here as the reference voltage u 0 .
  • the output of the comparator 5 controls, on the one hand, a feedback current source 6 and also a counter 7.
  • the feedback power source 6 generates a Feedback current i f , which compensates the input current i e and thus generates a virtual short circuit at the input.
  • the time period during which a positive or negative feedback current (depending on the output of the comparator 5) is fed back, is detected by the counter 7.
  • the counting direction of the counter 7 is determined by the sign of the feedback current i f .
  • the count of the counter 7 is thus dependent on the feedback current i f and thus also of the input current i e and thus proportional to the output from the piezoelectric sensor 1 charge.
  • the basic idea is therefore that the required integration of the input current i e is not carried out analogously by means of a capacitance, as hitherto, but rather digitally and therefore drift-free by means of a counter 7.
  • the input stage of the charge amplifier 1 is formed by a comparator 5, which compares the input voltage u e with a reference potential u 0 and its result - characterized for example by the states larger, greater-equal, smaller, smaller-equal - to a control logic 10th outputs.
  • the virtual short circuit at the input which is aimed at the current or charge measurement, is here eg
  • a constant feedback current i f is generated, as will be described in more detail below.
  • a sensitivity input 13 for presetting or for setting a sensitivity E can also be provided on the charge amplifier 1.
  • the control logic 10 controls the feedback current source 6 so that the input current i e is being compensated.
  • the feedback feedback current i f (or the feedback charge amount) is not set by the instantaneous value of the current, but by the period during which a negative or positive feedback current i f constant and defined current is switched on.
  • the current intensity of the feedback current i f is given by the reference voltage u R and the set sensitivity E.
  • the time period during which a feedback current i f is generated is determined by the control signals derived from the result of the comparator 5.
  • the amount of charge coupled back is proportional to a period of time which can be measured in a simple manner by means of a reference frequency f R which is generated in a reference frequency source 14 and a counter 7.
  • 5 counting pulses are generated from the clock signal of the reference frequency source 14 and from the result signals of the comparator, which are counted by the counter 7.
  • the counter 7 is advantageously able to count both upwards and downwards.
  • This counting corresponds to the time integration of the input current i e and the instantaneous counting result is thus proportional to the amount of charge which is emitted by the piezoelectric sensor 1. That stands the sought reading in digital form and can be output as a digital value at the digital output 4 of the charge amplifier 1.
  • a preset input 15 can be provided at the charge amplifier 1, via which the counter 7 can be reset and / or set to a specific counter reading.
  • This can also be seen as a definition of an integration constant and used, for example, for adjusting the digital output signal to a measurement value of the piezoelectric sensor known at certain times.
  • the reference potential u 0 for the comparator 5 can be generated in a reference potential generation unit 16.
  • the reference potential u 0 at the input of the comparator 5 can in the simplest case be the reference potential of the input line or of the piezoelectric sensor 1, that is to say ground.
  • an integral controller may expediently be used, which may also have proportional components. The controller has the task of the time average of the feedback current i f , or a proportional thereto feedback voltage u f , disappear.
  • the comparator compares the actual value of the feedback voltage u f with a desired value, which is given for example by the reference potential of the input line or the piezoelectric sensor 1. From the detected deviation, it generates the reference potential u 0 for the comparator according to its control characteristic as a manipulated variable.
  • the comparator 5 provides only two states, namely greater than or less than equal, which sets the counting direction of the counter 7.
  • the control logic 10 is a simple switch whose position causes a positive or negative feedback current i f via a simple differential amplifier.
  • the idle state is not detected by the comparator 5, which is why in the idle state constantly between positive and negative feedback current i f back and forth.
  • the reference potential u 0 is set here as a function of the feedback voltage u f via an IP controller, in the form of an integrator with a proportional component.
  • the idle state can be detected in which no feedback current i f is generated and in which no counting pulses are generated for the counter 7.
  • the counter 7 counts up or down or not at all.
  • the negative and positive feedback current i f is modulated at the rate of the reference frequency f R , here pulse width modulated (PWM).
  • PWM pulse width modulated
  • the reference voltage UR and thus also the feedback current i f are symmetrical, ie are zero in the time average.
  • Individual or all components of the digital charge amplifier according to the invention, for example the counter or the drift control, which are described in FIGS. 1 to 5 on the basis of hardware can of course also be realized as software, for example on a microprocessor, a digital signal processor (DSP) or a digital signal processor programmable component.
  • DSP digital signal processor

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Abstract

Herkömmliche analoge und digitale Ladungsverstärker, zur Wandlung einer von einem piezoelektrischen Sensor abgegebenen Ladung in eine proportionale Spannung,benötigen eine analoge Integration, der eine Drift im Ausgangssignal inhärent ist. Um das zu vermeiden, wird ein digitaler Ladungsverstärker (1) orgeschlagen, bei dem in Abhängigkeit vom Ausgang eines Komparators (5) ein positiver oder negativer konstanter Rückkopplungsstrom (if) auf den Eingang (2) rückgekoppelt wird und der Eingangsstrom(ie) kompensiert wird, wobei ein Zähler (7) die Zeitdauer, während der ein Rückkopplungsstrom(if ) fließt, erfasst.

Description

Digitaler Ladungsverstärker
Die gegenständliche Erfindung betrifft einen digitalen Ladungsverstärker mit einem analogen Eingang an dem eine Eingangsspannung anliegt und ein Eingangsstrom fließt und mit einem digitalen Ausgang, sowie ein Verfahren zur Digitalisierung eines analogen Signals, das ei- nem Ladungsverstärker an einem analogen Eingang zugeführt wird.
Piezoelektrische Sensoren werden in der Regel mit Ladungsverstärkern betrieben, die die vom piezoelektrischen Sensor abgegebene Ladung in eine proportionale elektrische Spannung wandeln. Als Ladungsverstärker werden häufig Operationsverstärker mit einer kapazitiven Rückkopplung verwendet, die als Integrierer arbeiten. Der Nachteil solcher Ladungsver- stärker für einen piezoelektrischen Sensor liegt bekanntermaßen darin, dass die vom Sensor abgegebene Ladung sehr gering sein kann, wodurch der Einsatz von störspannungsarmen Spezialkabeln, die teuer sind, zur Verbindung von Sensor und Ladungsverstärker notwendig wird. Aufgrund der hohen Eingangsimpedanz des Ladungsverstärkers ist der Übertragungsweg auch empfindlich für elektromagnetische Felder, wodurch die Kabellängen auf wenige Meter limitiert sind. Ein weiterer Nachteil solcher Ladungsverstärker ist die der analogen Integration inhärente Drift im Ausgangssignal, beispielsweise aufgrund der Leckageströme am Eingang, was eine Driftkompensation erforderlich macht.
Als Alternative dazu sind Impedanzwandler bekannt, die das hochimpedante Signal des piezoelektrischen Sensors in ein Spannungssignal mit niedriger Impedanz umwandelt, das dann verlustarm über lange Leitungen übertragen werden kann. Der Impedanzwandler ist dabei häufig im Sensor integriert, was jedoch die Einsatzmöglichkeit beschränkt. Z.B. können solche Sensoren mit integrierter Elektronik nicht in Umgebungen mit hohem Druck und/oder Temperatur, wie z.B. als Druckaufnehmer im Zylinder eines Verbrennungsmotors, eingesetzt werden. Neben den analogen Ladungsverstärkern sind auch digitale Ladungsverstärker bekannt geworden, die den Wert, der vom Sensor abgegebenen Ladung, bzw. einer dazu proportionalen Spannung, digital ausgeben. Dabei bleibt die Eingangsstufe aber nachwievor analog und lediglich das integrierte Eingangssignal wird digitalisiert und als Digitalwert ausgegeben. Die oben angeführten Probleme des analogen Ladungsverstärkers bleiben dabei erhalten. Bekannt geworden sind auch Ladungsverstärker auf Basis eines Sigma-Delta Analog Digital Wandlers. Ein solcher Wandler geht z.B. aus der WO 2009/062494 A1 , der EP 1 345 330 A2 oder der GB 2 292 028 A hervor. Dabei wird der digitale Ausgang des Wandlers über einen Digital-Analog Wandler auf den Eingang rückgekoppelt. Die Differenz zwischen Eingangsstrom und Rückkopplungsstrom wird integriert, quantisiert und mit hoher Abtastrate abgetas- tet. Der Bitstrom am Ausgang stellt eine digitale Repräsentation der Eingangsspannung dar. Am Ausgang kann auch noch ein digitales Filter vorgesehen sein. Dabei wird aber nachwie- vor eine analoge Integration mittels einer Kapazität am Eingang benötigt, weshalb auch damit die damit verbundenen Probleme nicht behoben werden können. Es ist daher eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung, einen digitalen Ladungsverstärker und ein Verfahren zur Digitalisierung eines analogen Signals anzugeben, die eine Verbesserung hinsichtlich der oben angeführten Nachteile herbeiführt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, indem ein Komparator vorgesehen ist, der die Eingangsspannung mit einem Bezugspotential vergleicht und der Ausgang des Komparators eine Rückkopplungsstromquelle ansteuert, wobei die Rückkopplungsstromquelle in Abhängigkeit vom Ausgang des Komparators einen positiven oder negativen konstanten Rückkopplungsstrom erzeugt, der auf den Eingang rückgekoppelt ist und den Eingangsstrom kompensiert, wobei ein Zähler vorgesehen ist, dessen Zählrichtung durch den Ausgang des Komparators bestimmt ist und der Ausgang des Zählers als digitaler Ausgang des digitalen Ladungsverstärkers vorgesehen ist.
Am Eingang des Komparators, bzw. am Eingang des Ladungsverstärkers, wird durch die Rückkopplung eines vom Komparator gesteuerten Rückkopplungsstromes ein virtueller Kurzschluss erzeugt, indem nämlich der Eingangsstrom durch den Rückkopplungsstrom kompensiert wird. Dabei wird die rückgekoppelte Ladungsmenge, die der vom piezoelektri- sehen Sensor abgegebenen Ladungsmenge entspricht, nicht wie bei herkömmlichen analogen und digitalen Ladungsverstärkern von der Stromstärke eingestellt, sondern durch die Zeitdauer, während der ein negativer oder positiver Referenzstrom rückgekoppelt wird. Die Zeitdauer wird dabei durch den Ausgang des Komparators bestimmt. Auf diese Weise wird erreicht, dass die rückgekoppelte Ladungsmenge proportional einer Zeitdauer ist, die auf einfache Weise mit Hilfe eines Zählers gemessen werden kann. Der Ausgang des Zählers ist somit abhängig vom Eingangsstrom und proportional zu der vom piezoelektrischen Sensor abgegebenen Ladung. Das Zählen entspricht somit der zeitlichen Integration des Eingangsstromes. Das gesuchte Messergebnis steht somit als Zählwert digital zur Verfügung, ohne eine analoge Integration vornehmen zu müssen. In einer vorteilhaften einfachen Ausgestaltung steuert der Komparator eine Steuerlogik, die wiederum die Rückkopplungsstromquelle ansteuert. Dabei ist ganz besonders einfach, wenn die Steuerlogik Zählimpulse für den Zähler erzeugt.
In einer weiteren vorteilhaften einfachen Umsetzung der Erfindung, wird als Bezugspotential für den Komparator das Bezugspotential des Eingangs, insbesondere Masse, vorgesehen. Wenn eine Bezugspotentialerzeugungseinheit vorgesehen ist, in der ein Regler implementiert ist, der den zeitlichen Mittelwert des Rückkopplungsstromes, bzw. einer dazu proportionalen Rückkopplungsspannung eliminiert und als Stellgröße das Bezugspotential für den Komparator erzeugt, lassen sich auf einfachem Wege schädliche Auswirkung von Offset- Spannung und Biasstrom der Eingangsstufe eliminieren und man an erhält so einen praktisch driftfreien Ladungsverstärker.
Wenn als Komparator ein Fensterkomparator verwendet wird, kann in vorteilhafter Weise auch der Ruhezustand, also der Zustand in dem der Sensor keine Ladung abgibt, erfasst werden. Um den Ladungsverstärker flexibler einsetzbar zu machen, können am Ladungsverstärker ein Empfindlichkeitseingang, über den die Empfindlichkeit der Rückkopplungsstromquelle einstellbar ist, und/oder ein Preset-Eingang, über definierter Ausgangspunkt des Zählers einstellbar ist, vorgesehen sein.
Die digitale Unsicherheit und eventuelle Querempfindlichkeiten zwischen analogem und digitalem Schaltungsteil können reduziert werden, wenn der Rückkopplungsstrom im Takt einer Referenzfrequenzquelle moduliert ist.
Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 5, die schematisch, beispielhaft und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen, näher erläutert. Dabei zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Ladungsverstärkers,
Fig. 2 ein detaillierteres Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Ladungsverstärkers, Fig. 3 eine einfache Implementierung des erfindungsgemäßen Ladungsverstärkers, Fig. 4 eine Implementierung des erfindungsgemäßen Ladungsverstärkers mit Fensterkomparator und
Fig. 5 eine Implementierung des erfindungsgemäßen Ladungsverstärkers mit moduliertem Rückkopplungsstrom.
In Fig.1 ist ein erfindungsgemäßer digitaler Ladungsverstärker 2 über einen analogen Eingang 2 mit einem piezoelektrischen Sensor 1 verbunden. An einem digitalen Ausgang 3 des Ladungsverstärkers 2 wird ein digitales Signal ausgegeben, das proportional zur vom pie- zoelektrischen Sensor 1 abgegebenen Ladung ist. Dazu ist im Ladungsverstärker 2 ein
Komparator 5 vorgesehen, der die Eingangsspannung ue mit einer Bezugsspannung u0 vergleicht. Als Bezugsspannung u0 ist hier z.B. das Massepotential des piezoelektrischen Sensors 1 vorgesehen. Der Ausgang des Komparators 5 steuert einerseits eine Rückkopplungsstromquelle 6 und auch einen Zähler 7 an. Die Rückkopplungsstromquelle 6 erzeugt einen Rückkopplungsstrom if, der den Eingangsstrom ie kompensiert und somit einen virtuellen Kurzschluss am Eingang erzeugt. Die Zeitdauer, während der ein positiver oder negativer Rückkopplungsstrom (in Abhängigkeit vom Ausgang des Komparators 5) rückgekoppelt wird, wird durch den Zähler 7 erfasst. Die Zählrichtung des Zählers 7 wird dabei durch das Vorzei- chen des Rückkopplungsstromes if bestimmt. Der Zählerstand des Zählers 7 ist damit abhängig vom Rückkopplungsstrom if und damit auch vom Eingangsstrom ie und somit proportional zur vom piezoelektrischen Sensor 1 abgegebenen Ladung. Die grundlegende Idee ist dabei folglich, die erforderliche Integration des Eingangsstromes ie nicht wie bisher analog mittels einer Kapazität, sondern digital und daher driftfrei mittels eines Zählers 7 durchzufüh- ren.
Die Funktion des erfindungsgemäßen Ladungsverstärkers 1 wird anhand einer vorteilhaften Ausgestaltung nach Fig.2 nun näher erläutert. Die Eingangsstufe des Ladungsverstärkers 1 wird durch einen Komparator 5 gebildet, der die Eingangsspannung ue mit einem Bezugspotential u0 vergleicht und sein Ergebnis - charakterisiert z.B. durch die Zustände größer, grö- ßer-gleich, kleiner, kleiner-gleich - an eine Steuerlogik 10 ausgibt. Der virtuelle Kurzschluss am Eingang, der für die Strom- bzw. Ladungsmessung angestrebt wird, wird hier z.B.
dadurch erreicht, dass in der Rückkopplungsstromquelle 6 mit einer Referenzstromerzeugungseinheit 12 aus einer Referenzspannungsquelle 1 1 ein konstanter Rückkopplungsstrom if erzeugt wird, wie weiter unten noch im Detail beschrieben wird. Dazu kann am Ladungs- Verstärker 1 auch ein Empfindlichkeitseingang 13 zur Vorgabe bzw. zur Einstellung einer Empfindlichkeit E vorgesehen sein. Die Steuerlogik 10 steuert die Rückkopplungsstromquelle 6 so, dass der Eingangsstrom ie gerade kompensiert wird. Dabei wird, im Gegensatz zum konventionellen Ladungsverstärker, der rückgekoppelte Rückkopplungsstrom if (bzw. die rückgekoppelte Ladungsmenge) nicht durch den Momentanwert der Stromstärke eingestellt, sondern durch die Zeitdauer, während der ein negativer oder positiver Rückkopplungsstrom if konstanter und definierter Stromstärke zugeschaltet wird. Die Stromstärke des Rückkopplungsstromes if ist durch die Referenzspannung uR und die eingestellte Empfindlichkeit E gegeben. Die Zeitdauer, während der ein Rückkopplungsstrom if erzeugt wird, wird durch die aus dem Ergebnis des Komparators 5 abgeleiteten Steuersignale bestimmt. Auf diese Art wird erreicht, dass die rückgekoppelte Ladungsmenge proportional einer Zeitdauer ist, die auf einfache Art mit Hilfe einer Referenzfrequenz fR, die in einer Referenzfrequenzquelle 14 erzeugt wird, und eines Zählers 7 gemessen werden kann. Zu diesem Zweck werden aus dem Taktsignal der Referenzfrequenzquelle 14 und aus den Ergebnissignalen des Komparators 5 Zählpulse erzeugt, die vom Zähler 7 gezählt werden. Der Zähler 7 ist dabei vorteilhaft in der Lage, sowohl aufwärts, als auch abwärts zu zählen. Dieses Zählen entspricht der zeitlichen Integration des Eingangsstromes ie und das momentane Zählergebnis ist also proportional zur Ladungsmenge, die vom piezoelektrischen Sensor 1 abgegeben wird. Damit steht der gesuchte Messwert in digitaler Form zur Verfügung und kann als digitaler Wert am digitalen Ausgang 4 des Ladungsverstärkers 1 ausgegeben werden.
Zum Einstellen eines definierten Ausgangspunktes kann am Ladungsverstärker 1 ein Preset- Eingang 15 vorgesehen sein, über den der Zähler 7 rückgesetzt und/oder auf einen be- stimmten Zählerstand gesetzt werden kann. Das kann auch als Definition einer Integrationskonstanten gesehen werden und beispielsweise zum Einstellen des digitalen Ausgangssignals auf einen zu bestimmten Zeitpunkten bekannten Messwert des piezoelektrischen Sensors verwendet werden.
Das Bezugspotential u0 für den Komparator 5 kann in einer Bezugspotentialerzeugungsein- heit 16 erzeugt werden. Das Bezugspotential u0 am Eingang des Komparators 5 kann, wie bereits oben erwähnt, im einfachsten Fall das Bezugspotential der Eingangsleitung bzw. des piezoelektrischen Sensors 1 , also z.B. Masse, sein. Es besteht aber auch die Möglichkeit, über eine Regelung von u0 die schädliche Auswirkung von Offsetspannung und Biasstrom der Eingangsstufe zu eliminieren. Man erhält so einen praktisch driftfreien Ladungsverstärker 1 . Zum Erzeugen des Bezugspotentials u0 kann dabei zweckmäßigerweise ein Integralregler verwendet, der auch Proportionalanteile aufweisen kann. Der Regler hat die Aufgabe, den zeitlichen Mittelwert des Rückkopplungsstromes if, bzw. einer dazu proportionalen Rückkopplungsspannung uf, verschwinden zu lassen. Zu diesem Zweck vergleicht er den Istwert der Rückkopplungsspannung uf mit einem Sollwert, der z.B. durch das Bezugspotential der Eingangsleitung bzw. des piezoelektrischen Sensor 1 gegeben ist. Aus der festgestellten Abweichung erzeugt er gemäß seiner Regelcharakteristik als Stellgröße das Bezugspotential u0 für den Komparator.
Eine sehr einfache Implementierung des erfindungsgemäßen Ladungsverstärkers 1 ist in Fig.3 dargestellt. Der Komparator 5 liefert hier nur zwei Zustände, nämlich größer-gleich oder kleiner-gleich, die die Zählrichtung des Zählers 7 vorgegeben. Die Steuerlogik 10 ist ein einfacher Schalter, dessen Stellung über einen einfachen Differenzverstärker einen positiven oder negativen Rückkopplungsstrom if bewirkt. Der Ruhezustand wird hierbei vom Komparator 5 nicht detektiert, weshalb im Ruhezustand ständig zwischen positiven und negativen Rückkopplungsstrom if hin- und hergeschaltet wird. Das Bezugspotential u0 wird hier in Ab- hängigkeit von der Rückkopplungsspannung uf über einen IP-Regler, in Form eines Integrierers mit Proportionalanteil, eingestellt.
Fig.4 zeigt einen erfindungsgemäßen Ladungsverstärker 1 mit Fensterkomparator 20 und optionalem Vorverstärker 21 als Komparator 5. Damit kann auch der Ruhezustand detektiert werden, in dem kein Rückkopplungsstrom if erzeugt wird und in dem auch keine Zählpulse für den Zähler 7 erzeugt werden. Je nach Ausgang des Komparators 5 zählt der Zähler 7 aufwärts oder abwärts oder gar nicht.
In der Ausgestaltung nach Fig.5 ist der negative und positive Rückkopplungsstrom if im Takt der Referenzfrequenz fR moduliert, hier pulsweitenmoduliert (PWM). Gleichzeitig wird durch die dargestellte Schaltung sichergestellt, dass die Referenzspannung UR und damit auch der Rückkopplungsstrom if symmetrisch sind, also im zeitlichen Mittel Null sind. Dadurch können gegenüber den Schaltungen nach Fig.3 oder 4 die digitale Unsicherheit und eventuelle Querempfindlichkeiten zwischen analogem und digitalem Schaltungsteil reduziert werden. Einzelne oder alle Komponenten des erfindungsgemäßen digitalen Ladungsverstärkers, z.B. der Zähler oder die Driftregelung, die in den Figuren 1 bis 5 anhand von Hardware beschrieben werden, können natürlich auch als Software realisiert werden, z.B. auf einem Mikroprozessor, einem Digitalen Signalprozessor (DSP) oder einem speicherprogrammierbaren Bauteil.

Claims

Patentansprüche
1 . Digitaler Ladungsverstärker mit einem analogen Eingang (2), an dem eine Eingangsspannung (ue) anliegt und ein Eingangsstrom (ie) fließt, und mit einem digitalen Ausgang (3), dadurch gekennzeichnet, dass ein Komparator (5) vorgesehen ist, der die Eingangsspannung (ue) mit einem Bezugspotential (u0) vergleicht, dass der Ausgang des Komparators (5) eine Rückkopplungsstromquelle (6) ansteuert, wobei die Rückkopplungsstromquelle (6) in Abhängigkeit vom Ausgang des Komparators (5) einen positiven oder negativen konstanten Rückkopplungsstrom (if) erzeugt, der auf den Eingang (2) rückgekoppelt ist und der den Eingangsstrom (ie) kompensiert und dass ein Zähler (7) vorgesehen ist, dessen Zählrichtung durch den Ausgang des Komparators (5) bestimmt ist und der Ausgang des Zählers (7) als digitaler Ausgang (3) des digitalen Ladungsverstärkers (1 ) vorgesehen ist.
2. Digitaler Ladungsverstärker nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der
Komparator (5) eine Steuerlogik (10) ansteuert, die die Rückkopplungsstromquelle (6) ansteuert.
3. Digitaler Ladungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die
Steuerlogik (10) Zählimpulse für den Zähler (7) erzeugt.
4. Digitaler Ladungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass als Bezugspotential (u0) für den Komparator (5) das Bezugspotential des Eingangs, insbesondere Masse, vorgesehen ist.
5. Digitaler Ladungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass eine Bezugspotentialerzeugungseinheit (16) vorgesehen ist, in der ein Regler implementiert ist, der den zeitlichen Mittelwert des Rückkopplungsstromes (if), bzw. einer dazu proportionalen Rückkopplungsspannung (uf), eliminiert und als Stellgröße das Bezugspotential (u0) für den Komparator (5) erzeugt.
6. Digitaler Ladungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass als Komparator (5) ein Fensterkomparator vorgesehen ist.
7. Digitaler Ladungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass am Ladungsverstärker (1 ) ein Empfindlichkeitseingang (13) vorgesehen ist, über den die Empfindlichkeit (E) der Rückkopplungsstromquelle (6) einstellbar ist.
8. Digitaler Ladungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass am Ladungsverstärker (1 ) ein Preset-Eingang (15) vorgesehen ist, über den ein definierter Ausgangspunkt des Zählers (7) einstellbar ist.
9. Digitaler Ladungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungsstrom (ie) im Takt einer Referenzfrequenzquelle (14) moduliert ist.
10. Verfahren zur Digitalisierung eine analogen Signals, das einem Ladungsverstärker (1 ) an einem analogen Eingang (2) zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die analoge Eingangsspannung (ue) in einem Komparator (5) mit einem Bezugspotential (u0) verglichen wird, dass mit dem Ausgang des Komparators (2) eine Rückkopplungsstromquelle (6) angesteuert wird, die in Abhängigkeit vom Ausgang des Komparators (5) einen positiven oder negativen konstanten Rückkopplungsstrom (if) erzeugt, der auf den Eingang (2) rückgekoppelt wird und den Eingangsstrom (ie) kompensiert, und dass die Zeitdauer, während der ein positiver oder negativer Rückkopplungsstrom (if) in Abhängigkeit vom Ausgang des Komparators (5) rückgekoppelt wird, durch einen Zähler (7), dessen Zählrichtung durch das Vorzeichen des Rückkopplungsstromes (if) bestimmt ist, erfasst wird, wobei der Ausgang des Zählers (7) als digitaler Ausgang (3) des digitalen Ladungsverstärkers (1 ) verwendet wird.
1 1 . Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungsstrom (if) im Takt einer Referenzfrequenzquelle (14) moduliert wird.
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