WO2014030182A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2014030182A1
WO2014030182A1 PCT/JP2012/005222 JP2012005222W WO2014030182A1 WO 2014030182 A1 WO2014030182 A1 WO 2014030182A1 JP 2012005222 W JP2012005222 W JP 2012005222W WO 2014030182 A1 WO2014030182 A1 WO 2014030182A1
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voltage
control mode
frequency
power supply
inverter
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Inventor
啓臣 王
藤田　悟
Original Assignee
富士電機株式会社
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
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    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
    • H02J9/062—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for AC powered loads

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device capable of supplying a stable voltage to a load even when a voltage fluctuation of the AC power supply or a power failure of the AC power supply occurs.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a power converter of a constant inverter feeding method disclosed in Patent Document 1.
  • This power converter once converts the voltage of the AC power source into a DC voltage, converts the DC voltage into an AC voltage again, and supplies it to the load.
  • 1 is a single-phase AC power source
  • 2 is a capacitor
  • 3 is a converter circuit
  • 41 is an inverter circuit
  • 5 is a filter circuit
  • 6 is a load.
  • the converter circuit 3 includes a series circuit of switching elements Qp and Qn, a series circuit of capacitors Cp and Cn connected in parallel to the series circuit, and a reactor L.
  • Reactor L is connected between the connection point of switching elements Qp and Qn and one end of AC power supply 1.
  • the inverter circuit 41 includes a switching element series circuit and a first bidirectional switch.
  • the switching element series circuit is a circuit formed by connecting switching elements Q1 and Q2 in series.
  • the first bidirectional switch is a circuit formed by connecting switch elements S1 and S2 in antiparallel.
  • the switching element series circuit is connected between the DC output terminals of the converter circuit 3.
  • the bidirectional switch is connected between one end of the AC power source 1 and the series connection point of the switching elements Q1, Q2.
  • the filter circuit 5 is configured by connecting a reactor Lf1 and a capacitor Cf1 in series. One end of reactor Lf1 is connected to the midpoint of connection of switching elements Q1, Q2. One end of the capacitor Cf1 is connected to a connection midpoint of the capacitor series circuit.
  • the load 6 is connected between a connection point between the reactor Lf1 and the capacitor Cf1 and the other end of the AC power supply 1.
  • the converter circuit 3 rectifies the voltage of the AC power supply 1 by turning on and off the switching elements Qp and Qn.
  • the capacitors Cp and Cn are charged to a predetermined voltage by the rectified voltage.
  • Capacitors Cp and Cn charged to a predetermined voltage each form a DC power source.
  • the inverter circuit 41 turns on and off the switching elements Q1 and Q2, and converts the voltage of the DC power source composed of the capacitors Cp and Cn into the AC voltage Vu. Further, the inverter circuit 41 turns on and off the switch elements S1 and S2 to convert the voltage of the AC power supply 1 into the AC voltage Vu.
  • the AC voltage Vu output from the inverter circuit 41 includes a high frequency component.
  • the filter circuit 5 removes a high frequency component included in the AC output voltage and outputs a voltage Vload that is a fundamental wave component of the output voltage Vu. An AC voltage Vload is supplied to the load 6.
  • FIG. 11 shows a power conversion device in which a second bidirectional switch is further added to the inverter circuit 41 of the power conversion device shown in FIG.
  • the second bidirectional switch is a circuit formed by connecting switch elements S3 and S4 in antiparallel. This circuit is connected between the connection point of switching elements Q1, Q2 and the connection point of capacitors Cp, Cn.
  • this power conversion device can output a zero voltage by turning on or off the switch element S3 or S4.
  • the zero voltage is the potential at the connection point of the capacitors Cp and Cn.
  • the power conversion device can supply a predetermined AC voltage to the load even when the voltage of the AC power supply 1 fluctuates or a power failure occurs.
  • the power conversion device having the above configuration outputs a predetermined AC voltage by performing a boosting operation when the voltage Vr of the AC power supply 1 decreases.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the voltage Vu output from the power conversion device and the voltage Vload applied to the load 6 when the voltage Vr of the AC power supply 1 decreases.
  • this power converter When the positive half wave of the AC voltage Vu is output in the boosting operation, this power converter turns on and off the switching element Q1 and the switching element S1 alternately. By this operation, a voltage obtained by adding the voltage Vp of the capacitor Cp to the voltage of the AC power supply 1 is output. Further, when outputting the negative half wave of the AC voltage Vu, the power conversion device alternately turns on and off the switching element Q2 and the switching element S2. By this operation, a voltage obtained by adding the voltage Vn of the capacitor Cn to the voltage of the AC power supply 1 is output.
  • this power conversion device outputs a predetermined AC voltage by performing a step-down operation when the voltage Vr of the AC power supply 1 increases.
  • the step-down operation when the positive half wave of the AC voltage Vu is output, the switch elements S1 and S3 are alternately turned on and off. Further, when outputting the negative half wave of the AC voltage Vu, the power conversion device alternately turns on and off the switch elements S2 and S4.
  • this power conversion device when the AC power supply 1 fails, this power conversion device outputs a predetermined AC voltage by performing a backup operation.
  • this power converter turns on and off switching elements Q1 and Q2 alternately.
  • the power converter can also output the positive half wave of the AC voltage Vu by alternately turning on and off the switching element Q1 and the switching element S3.
  • this power converter turns on and off switching elements Q1 and Q2 alternately.
  • the power converter can also output the negative half wave of the AC voltage Vu by alternately turning on and off the switching element Q2 and the switching element S4.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of the voltage Vu output from the power converter and the voltage Vload applied to the load 6 during the backup operation.
  • the switch elements S1 and S2 are turned on and the voltage of the AC power supply 1 is output.
  • the harmonic components included in the output voltage Vu are removed by the filter circuit 5. Therefore, the filter circuit 5 outputs a voltage Vload that is a fundamental wave component of the output voltage Vu.
  • This power converter must limit the maximum value of the output current within the current range that can be controlled by the switching element and the switching element.
  • This output current is a current obtained by adding a ripple current to the fundamental wave current.
  • this power converter operates the switching elements Q1 and Q2 on and off at the same frequency in the boosting operation and the backup operation.
  • the change width of the voltage applied to the reactor Lf1 is maximized when the AC voltage is output using only the voltage of the DC power source as in the backup operation. Therefore, the ripple current flowing through reactor Lf1 is maximized during the backup operation. That is, the current controlled by switching elements Q1 and Q2 is maximized during the backup operation. Therefore, the inductance value of reactor Lf1 is generally determined so that the ripple current becomes a predetermined value under the conditions during the backup operation.
  • the inductance value of the reactor Lf1 determined in this way is a larger value than the inductance value required during the boosting operation.
  • the conductor resistance of the coil is increased and the copper loss of the reactor Lf1 is increased.
  • the efficiency of the power converter decreases.
  • a power converter device enlarges with the reactor Lf1 becoming large.
  • the present invention has been made to solve the problems of such conventional techniques. That is, the object of the present invention is to increase the maximum value of the inverter output current in the operation mode in which the AC voltage is output using only the voltage of the DC power supply without increasing the inductance value of the reactor Lf1, during the step-up operation and the step-down operation. It is an object of the present invention to provide a power converter that can be made substantially the same as or smaller than the maximum value of the inverter output current.
  • the present invention has one end connected to the voltage of a DC power supply series circuit formed by connecting the first and second DC power supplies in series and the connection point of the first and second DC power supplies. It is applied to a power converter provided with an inverter that outputs a predetermined AC voltage using a voltage of an AC power source.
  • This inverter has a switching element series circuit, a first bidirectional switch, and a reactor.
  • the switching element series circuit is formed by connecting first and second switching elements in series, and is connected to both ends of the DC power supply series circuit.
  • One end of the first bidirectional switch is connected to a connection point between the first and second switching elements, and the other end is connected to the other end of the AC power supply.
  • the reactor is connected between the connection point of the first and second switching elements and the load.
  • this electric power converter is at least 1st control mode, 2nd control mode, and 3rd control mode among 1st control mode, 2nd control mode, and 3rd control mode.
  • the inverter is operated in two or more control modes including.
  • the first control mode is a control mode in which a predetermined AC voltage higher than the voltage of the AC power supply is generated using the voltage of the AC power supply and the voltage of the DC power supply series circuit.
  • the second control mode is a control mode for generating a predetermined AC voltage lower than the voltage of the AC power supply by using at least the voltage of the AC power supply among the voltage of the AC power supply and the voltage of the DC power supply series circuit.
  • the third control mode is a control mode in which a predetermined AC voltage is generated using the voltage of the DC power supply series circuit.
  • the frequency for turning on and off the first and second switching elements is the first frequency in the first control mode and the second frequency in the second control mode.
  • the frequency for turning on and off the first and second switching elements is set to a third frequency higher than the first and second frequencies. It is said.
  • the inverter of the power converter further includes a second bidirectional switch connected between the connection point of the first and second switching elements and the connection point of the first and second DC power supplies. It can also be taken.
  • the voltages of the first and second DC power supplies are voltages generated using the voltage of the AC power supply and are larger than the amplitude value of the voltage of the AC power supply. it can.
  • the power conversion device when the inverter operates in either the first control mode or the second control mode and the third control mode, sets the third frequency as follows: Can be determined.
  • the power converter is configured such that the maximum value of the inverter output current in the third control mode is substantially the same as the maximum value of the current output by the inverter in the first or second control mode, or The third frequency can be determined to be smaller than the maximum value.
  • the ripple current included in the inverter output current in the third control mode near the phase where the fundamental wave of the inverter output current becomes maximum is the first or second near the phase.
  • the third frequency can be determined so as to be substantially the same as the ripple current included in the inverter output current in the control mode or smaller than the ripple current.
  • the power conversion device can change the voltage change width applied to the reactor in the third control mode in the vicinity of the phase where the fundamental wave of the inverter output current becomes maximum, and the first or second control in the vicinity of the phase.
  • the third frequency so that the coefficient obtained by dividing the voltage change applied to the reactor in the mode is substantially the same as the frequency obtained by multiplying the first frequency, or is larger than this frequency. Can be determined.
  • the difference between the voltage time products of the two levels of voltages applied to the reactor in the third control mode is substantially equal to or smaller than the difference between the voltage and time products of the two levels of voltages applied to the reactor in the first or second control mode.
  • Three frequencies can be defined.
  • the power converter device which concerns on this invention can determine a 3rd frequency as follows, when an inverter operate
  • the maximum value of the inverter output current in the third control mode is approximately the same as the maximum value of any one of the inverter output currents in the first and second control modes.
  • the third frequency can be determined to be smaller than this maximum value.
  • the ripple current included in the inverter output current in the third control mode near the phase where the fundamental wave of the inverter output current becomes maximum is the first and second in the vicinity of the phase.
  • the third frequency can be determined so as to be substantially the same as the ripple current included in any of the inverter output currents in the control mode, or to be smaller than the ripple current.
  • the power conversion device can provide a voltage change width applied to the reactor in the third control mode in the vicinity of the phase where the fundamental wave of the inverter output current is maximum, and the first and second controls in the vicinity of the phase.
  • the coefficient obtained by dividing by one of the voltage change widths applied to the reactor in the mode is substantially the same as the frequency obtained by multiplying the first frequency, or is larger than this frequency. Three frequencies can be defined.
  • the difference between the voltage time products of the two levels of voltages applied to the reactor in the third control mode is To be substantially the same as or smaller than the difference between the voltage time products of the two levels of voltages applied to the reactor in the vicinity in the first and second control modes.
  • the third frequency can be determined.
  • the maximum value of the inverter output current in the operation mode in which the AC voltage is output using only the voltage of the DC power supply without increasing the inductance value of the reactor is set as the inverter output during the boosting operation and the bucking operation. It can be made to be substantially the same as the maximum value of the current or smaller than these maximum values.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a circuit configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
  • 1 is an AC power supply
  • 2 is a capacitor
  • 30 is a DC power supply series circuit
  • 41 is an inverter circuit
  • 5 is a filter circuit
  • 6 is a load
  • 100 is a control circuit.
  • the AC power source 1 is a single-phase AC power source having a terminal R and a terminal S.
  • a capacitor 2 is connected between the terminal R and the terminal S of the AC power supply 1.
  • the DC power supply series circuit 30 is a DC power supply formed by connecting a positive DC power supply Psp (first DC power supply) and a negative DC power supply Psn (second DC power supply) in series.
  • a connection point between the DC power supply Psp and the DC power supply Psn is a neutral point terminal O.
  • the neutral point terminal O is a terminal that outputs an intermediate potential of the DC power supply series circuit 30.
  • the power supply terminal S of the AC power supply 1 is connected to the neutral point terminal O.
  • the DC power supply series circuit 30 can be configured by, for example, the converter circuit 3 shown in FIG.
  • the DC power supply series circuit 30 may be a circuit configured by another method as long as a three-level potential including an intermediate potential can be output using the voltage of the AC power supply 1.
  • the inverter circuit 41 includes a switching element series circuit and a first bidirectional switch.
  • the switching element series circuit is a circuit in which switching elements Q1 and Q2 are connected in series. This switching element series circuit is connected between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power supply series circuit 30. A series connection point of the switching elements Q1, Q2 is connected to an AC output terminal U (first AC output terminal). The AC output terminal V (second AC output terminal) is connected to the neutral point terminal O.
  • the first bidirectional switch is a circuit in which switch elements S1 and S2 are connected in antiparallel. The first bidirectional switch is connected between the AC output terminal U and the power supply terminal R. Specifically, the collector terminal side of the switch element S1 is connected to the power supply terminal R. The emitter terminal side of the switch element S1 is connected to the AC output terminal U.
  • the filter circuit 5 is constituted by a series circuit of a reactor Lf1 and a capacitor Cf1.
  • the load 6 is connected to both ends of the capacitor Cf1.
  • the switching elements Q1 and Q2 are IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) in which diodes are connected in antiparallel.
  • the switching elements Q1 and Q2 are not limited to the elements configured as described above.
  • the switching elements Q1 and Q2 may be configured by using other semiconductor elements that can be turned on and off at a frequency several tens of times higher than the frequency of the AC power supply 1, such as MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). .
  • the bidirectional switch can flow current in one direction by turning on one of the switch elements.
  • the bidirectional switch can flow current in the other direction by turning on the other switch element.
  • the bidirectional switch may have another configuration as long as such a function can be exhibited.
  • the positive terminal P of the DC power supply series circuit 30 outputs the positive potential of the DC power supply Psp (hereinafter referred to as the positive voltage Vp).
  • the negative terminal N of the DC power supply series circuit 30 outputs a negative potential (hereinafter referred to as a negative voltage Vn) of the DC power supply Psn.
  • the power supply terminal R of the AC power supply 1 outputs the voltage Vr of the AC power supply 1.
  • the inverter circuit 41 is referred to as “between the AC output terminals U-V and below and between the AC output terminals U-V” by passing a current through the switching element Q1. ) To output a positive voltage Vp. Further, the inverter circuit 41 outputs a negative voltage Vn between the AC output terminals U and V by causing a current to flow through the switching element Q2. Further, the inverter circuit 41 outputs the voltage Vr of the AC power supply between the AC output terminals U and V by causing a current to flow through one of the switch elements S1 and S2. The inverter circuit 41 outputs a single-phase AC voltage Vu between the AC output terminals U and V by controlling the on / off operation of the switching elements Q1 and Q2 and the switch elements S1 and S2.
  • the power converter according to the present embodiment includes at least first, second, and third control modes.
  • the first control mode is a mode in which a predetermined AC voltage Vu higher than the AC voltage Vr is output using the voltage Vr of the AC power supply 1 and the voltages Vp and Vn of the DC power supply series circuit 30.
  • This first control mode is generally referred to as a boost mode.
  • the boost mode when the voltage of the AC power supply 1 drops below a predetermined value, the voltages Vp and Vn of the DC power supply series circuit 30 are superimposed on the voltage Vr of the AC power supply, and the output voltage Vu is maintained at the predetermined voltage.
  • the second control mode is a mode for outputting a predetermined AC voltage Vu lower than the AC voltage Vr by using at least the AC voltage Vr among the voltage Vr of the AC power source 1 and the voltages Vp and Vn of the DC power source series circuit 30. is there.
  • This second control mode is generally referred to as a step-down mode. That is, the first and second control modes are voltage compensation modes for maintaining the output at the predetermined voltage Vu when the voltage Vr of the AC power supply 1 fluctuates.
  • the third control mode is a mode for outputting a predetermined AC voltage Vu using the voltages Vp and Vn of the DC power supply series circuit 30.
  • the power converter operates in a backup mode that is one of the third control modes.
  • the third control mode includes a mode in which a predetermined AC voltage Vu is output using the voltages Vp and Vn of the DC power supply series circuit 30 while the AC power supply 1 is in a healthy state.
  • the power converter according to the present embodiment also includes a direct transmission mode that outputs the voltage Vr of the AC power supply 1 as it is. However, since this mode is not related to the present invention, its description is omitted.
  • control period is a period corresponding to the frequency at which each element is turned on and off.
  • the power converter device which concerns on this embodiment defines the 1st and 2nd element in each control period.
  • the first and second elements are elements previously selected from the switching elements Q1 and Q2 and the switch elements S1 and S2 based on each control mode and its operating conditions.
  • the first and second elements are alternately turned on and off in each control period.
  • the first element is turned on, the first voltage is output between the AC output terminals U and V.
  • the second element is turned on, a second voltage is output between the AC output terminals U and V.
  • the voltage Vu composed of the two-level voltage is a voltage corresponding to the AC voltage command Vu * .
  • the inverter circuit 41 alternately turns on and off the first and second elements at the first frequency in the first control mode.
  • the first frequency is determined based on the maximum current Im that can be controlled by the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements S1 and S2 and the inductance value of the reactor Lf1.
  • the maximum current that can be controlled by these elements is referred to as a controllable current Im.
  • the inverter circuit 41 alternately turns on and off the first and second elements at the second frequency in the second control mode.
  • the second frequency is determined based on the controllable current Im and the inductance value of the reactor Lf1. If the maximum value of the output current Iu is smaller than the controllable current Im, the first and second frequencies may be the same frequency or different frequencies.
  • the inverter circuit 41 turns on and off the first and second elements alternately at the third frequency.
  • the change width of the first and second voltages is maximized in the third control mode. Therefore, when the third frequency is made the same as the higher one of the first and second frequencies, the ripple current of the output current Iu is maximized in the third control mode. Therefore, the third frequency is set to a frequency that is a predetermined multiple higher than the higher one of the first and second frequencies. In this way, the maximum value of the output current Iu in the third control mode is substantially the same as or smaller than the maximum value of the output current Iu in the first and second control modes. can do.
  • the present invention will be described using the operation of the power conversion device in the boost mode (first control mode) and the backup mode (third control mode).
  • the relationship between the operations of the power conversion device in the step-down mode (second control mode) and in the third control mode can be considered in the same way.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining control signals of switching elements Q1, Q2 and switching elements S1, S2 when inverter circuit 41 operates in the boost mode.
  • the control circuit 100 generates a control signal for each element from the relationship between the AC voltage command Vu * and the voltage Vr of the AC power supply 1 in each control period belonging to the boost mode.
  • the “Relationship between Vr and Vu * ” column shows conditions for determining the region shown in the “ ⁇ (region)” column.
  • the “ ⁇ (region)” column indicates a region determined under the condition of the “Relationship between Vr and Vu * ” column.
  • the column “ ⁇ (pulse width command)” shows an equation for calculating a pulse width command ⁇ of the first element described later.
  • the “control signal” column shows the states of the control signals G1, G2 and Gs1, Gs2 of the switching elements Q1, Q2 and the switching elements S1, S2.
  • the power conversion device determines a region as follows and determines the states of the control signals G1, G2 and Gs1, Gs2 of each element.
  • the control period is set as the region 11.
  • the region 11 is a region for the inverter circuit 41 to output the positive half wave of the voltage Vu.
  • the control period is set as the region 12.
  • the region 12 is a region for the inverter circuit 41 to output the negative half wave of the voltage Vu.
  • the pulse width command ⁇ in the region 11 and the region 12 is calculated using the following equations (1) and (2).
  • the element selected as the first element and the element selected as the second element are determined in advance.
  • elements to be on-arm elements or off-arm elements are also determined in advance.
  • “Hon” indicates a control signal of the element selected as the first element.
  • “Lon” indicates a control signal of the element selected as the second element.
  • the control signal “Lon” is a signal obtained by inverting the high level and the low level of the control signal “Hon”.
  • “H” indicates a control signal of the element selected as the on-arm element.
  • “L” indicates a control signal of the element selected as the off-arm element. When each signal is at a high level, the corresponding element is turned on. When each signal is at a low level, the corresponding element is turned off.
  • the switching element Q1 is selected as the first element, and the switch element S2 is selected as the second element. Further, the switch element S1 is selected as an on-arm element, and the switching element Q2 is selected as an off-arm element. Therefore, the control signal G1 in the region 11 is “Hon”, and the control signal Gs2 is “Lon”. Further, the control signal Gs1 becomes “H” and the control signal G2 becomes “L”.
  • the switching element Q2 is selected as the first element, and the switch element S1 is selected as the second element. Further, the switch element S2 is selected as an on-arm element, and the switching element Q1 is selected as an off-arm element. Therefore, the control signal G2 in the region 12 is “Hon”, and the control signal Gs1 is “Lon”. Further, the control signal Gs2 becomes “H” and the control signal G1 becomes “L”.
  • the switching element Q1 and the switching element S2 are alternately turned on and off.
  • a frequency at which the switching element Q1 and the switching element S2 are turned on and off is a frequency f1A (first frequency). Further, the period of the frequency f1A is T1A.
  • FIG. 3A shows the control signal “Hon” of the first element when the control period is the region 11.
  • the control signal “Hon” is a signal that is turned on for a time T1AH and then turned off for a time T1AL in the control period T1A.
  • the time T1AH is a time corresponding to the pulse width command ⁇ calculated by the above equation (1).
  • the time T1AH can be obtained by multiplying the cycle T1A of the control period by the pulse width command ⁇ .
  • FIGS. 3B to 3E show the on / off states of the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements S1 and S2, respectively.
  • the hatched portions in FIG. 3B and FIG. 3D indicate the period during which the current Iu flows in the element.
  • the switching element Q1 and the switching element S2 are alternately turned on / off, there is a rest period in which both elements are turned off at the same time.
  • the rest period is omitted in FIG.
  • the voltage Vu shown in FIG. 3F is output between the AC output terminals U and V.
  • the voltage Vu becomes a positive voltage Vp during the time T1AH from the start point of the control period T1A, and then becomes the voltage Vr of the AC power supply 1 during the time T1AL.
  • the average value of the voltage Vu output between the AC output terminals U and V is equal to the AC voltage command Vu * .
  • the current Iu shown in FIG. 3G is output from the inverter circuit 41.
  • the current Iu flows through the path R1AH of the neutral point terminal O of the positive side terminal P of the DC power supply series circuit 30 ⁇ the switching element Q1 ⁇ the filter circuit 5 and the load 6 ⁇ DC power supply series circuit 30 for the time T1AH.
  • the current Iu gradually increases.
  • Current Iu flows through path R1AL of filter circuit 5 and load 6 ⁇ AC power supply 1 ⁇ switch element S1 ⁇ filter circuit 5 and load 6 for time T1AL. At this time, the current Iu gradually decreases.
  • the power converter can output the AC voltage Vu corresponding to the AC voltage command Vu * and supply power to the load.
  • the current Iu flows through the reactor Lf1 as described above.
  • the difference between the maximum value and the minimum value of the current Iu is the ripple current Ir1A.
  • the maximum value of the ripple current Ir1A is determined such that the current Iu is smaller than the controllable current Im.
  • the ripple current Ir1A is determined by the inductance value of the reactor Lf1, the voltages Vp and Vr applied to the reactor Lf1, and the respective application times T1AH and T1AL.
  • the application time of the voltage applied to the reactor Lf1 corresponds to the frequency f1A at which the switching element Q1 and the switching element S2 are turned on / off.
  • the operation of the inverter circuit 41 when the positive half wave of the voltage Vu is output in the backup mode will be described with reference to FIG. Note that the operation when the inverter circuit 41 outputs the negative half wave of the voltage Vu can be considered in the same manner as the operation of outputting the positive half wave, and the description thereof is omitted.
  • the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on / off.
  • a frequency at which the switching elements Q1, Q2 are turned on / off is a frequency f1B (third frequency).
  • the period of the frequency f1B is assumed to be T1B.
  • FIG. 4A shows the control signal “Hon” of the first element in the control period in which the positive half wave of the voltage Vu is output.
  • the control signal “Hon” is a signal that is turned on for a time T1BH and then turned off for a time T1BL in the control period T1B.
  • the time T1BH is a time corresponding to a pulse width command ⁇ calculated by equation (3) described later. For example, the time T1BH can be obtained by multiplying the cycle T1B of the control period by the pulse width command ⁇ .
  • FIG. 4B to 4E show the on / off states of the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements S1 and S2, respectively.
  • the switching element Q1 performs an on / off operation in synchronization with the control signal Hon in the control period T1B.
  • the switching element Q2 and the switch elements S1 and S2 remain off.
  • the hatched portion indicates a period during which the current Iu flows in the element.
  • the pulse width command ⁇ when the positive half wave and the negative half wave of the voltage Vu are output is calculated using the following equations (3) and (4).
  • the voltage Vu shown in FIG. 4F is output between the AC output terminals U and V.
  • the voltage Vu becomes a positive voltage Vp during the time T1BH from the start point of the control period, and then becomes a negative voltage Vn during the time T1BL.
  • the average value of the voltage Vu output between the AC output terminals U and V is equal to the AC voltage command Vu * .
  • the current Iu shown in FIG. 4G is output from the inverter circuit 41.
  • the current Iu flows through the path R1BH of the neutral point terminal O of the positive side terminal P of the DC power supply series circuit 30 ⁇ the switching element Q1 ⁇ the filter circuit 5 and the load 6 ⁇ DC power supply series circuit 30 for the time T1BH.
  • the current Iu gradually increases.
  • Current Iu flows through path R1BL of filter circuit 5 and load 6 ⁇ DC power supply Psn ⁇ diode of switching element Q2 ⁇ filter circuit 5 and load 6 during time T1BL.
  • the current Iu gradually decreases.
  • the difference between the maximum value and the minimum value of the current Iu is the ripple current Ir1B.
  • the power conversion device can output the AC voltage Vu corresponding to the AC voltage command Vu * even if the AC power supply 1 fails.
  • the ripple current Ir1B is set to be substantially the same as the ripple current Ir1A generated in the vicinity of the same phase in the boost mode. Then, the maximum value of current Iu in the backup mode can be made substantially the same as the maximum value of current Iu in the boost mode. Therefore, the frequency f1B is set to a frequency higher than the frequency f1A. For example, the frequency f1B is set according to the ratio of the voltage change width in the control period in the backup mode and the boost mode. In this case, the frequency f1B is calculated by the following equation (5).
  • the frequency f1B may be set so that the ripple current Ir1B is substantially the same as the ripple current Ir1A.
  • the difference between the voltage time product applied to the reactor Lf1 at each of the times T1BH and T1BL in the backup mode and the reactor at each of the times T1AH and T1AL in the boost mode may be substantially the same.
  • the frequency f1B is set so as to satisfy the following expression (6).
  • the frequency f1B is set so as to satisfy Expression (6), the difference between the voltage and time products applied to the reactor Lf1 in the backup mode becomes substantially the same as the difference between the voltage and time products applied in the boost mode. Therefore, an increase in the ripple current Ir1B is suppressed, and the ripple current Ir1B becomes substantially the same as the ripple current Ir1A. Further, if the temperature rise of switching elements Q1, Q2 and switching elements S1, S2 and reactor Lf1 is allowed, frequency f1B can be set to a frequency higher than the above frequency. In this case, the ripple current Ir1B can be made smaller than the ripple current Ir1A without increasing the inductance value of the reactor Lf1. Further, the frequency f1B may be set so that the total loss generated in the switching elements Q1, Q2 and switching elements S1, S2 and the reactor Lf1 in the backup mode is minimized.
  • the maximum value of the current Iu in the backup mode can be made substantially equal to or smaller than the maximum value of the current Iu in the boost mode without increasing the inductance value of the reactor Lf1. it can. Moreover, since it is not necessary to increase the number of turns of the coil of reactor Lf1, the enlargement of reactor Lf1 can be suppressed. Furthermore, since it is not necessary to increase the number of turns of the coil of the reactor Lf1, it is possible to suppress an increase in the copper loss of the reactor Lf1.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining an operation of switching the carrier signal Sc when the AC power supply 1 is momentarily interrupted.
  • the carrier signal Sc is indicated by a triangular wave.
  • the frequency of the carrier signal Sc is the frequency f1A.
  • the operation of the inverter circuit 41 is switched to the backup mode (third control mode).
  • the frequency of the carrier signal Sc is switched to the frequency f1B.
  • the operation of the inverter circuit 41 returns to the first control mode.
  • the frequency of the carrier signal Sc becomes the frequency f1A again.
  • the switch element S1 when the power conversion device outputs the positive half wave of the voltage Vu in the second control mode, the switch element S1 is selected as the first element, and the switch element S2 is selected as the second element. Further, when the power conversion device outputs the negative half wave of the voltage Vu in the second control mode, the switch element S2 is selected as the first element, and the switch element S1 is selected as the second element. In either case, the switching elements Q1, Q2 are off.
  • the setting of the third frequency when the power conversion device operates in the second control mode and the third control mode is considered in the same manner as in the case of operating in the first control mode and the third control mode described above. be able to.
  • the maximum value of the current Iu in the third control mode is substantially the same as the maximum value of the current Iu in the second control mode without increasing the inductance value of the reactor Lf1, or A smaller current can be obtained.
  • the third frequency is set in the same way as described above.
  • the maximum value of the current Iu in the third control mode is substantially equal to the maximum value of the current Iu in the first and second control modes without increasing the inductance value of the reactor Lf1.
  • the current can be the same or less.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a circuit configuration of the power conversion device according to the second embodiment.
  • 1 is an AC power supply
  • 2 is a capacitor
  • 30 is a DC power supply series circuit
  • 42 is an inverter circuit
  • 5 is a filter circuit
  • 6 is a load
  • 101 is a control circuit.
  • the inverter circuit 42 includes a second bidirectional switch in addition to the configuration of the inverter circuit 41.
  • the second bidirectional switch is a circuit formed by connecting the switch element S3 and the switch element S4 in antiparallel.
  • the collector side of the switch element S3 is connected to the neutral point terminal O.
  • the emitter side of the switch element S3 is connected to the AC output terminal U. Therefore, when a current flows through one of the switch elements S3 and S4, the voltage at the neutral point terminal O (zero voltage Vz) is output to the AC output terminal U.
  • the inverter circuit 42 outputs a single-phase AC voltage Vu between the AC output terminals U-V, using four levels of voltages, that is, a positive voltage Vp, a negative voltage Vn, an AC voltage Vr, and a zero voltage Vz.
  • the AC voltage Vu is a voltage corresponding to the AC voltage command Vu * .
  • the power conversion device according to the present embodiment includes at least first, second, and third control modes, similarly to the power conversion device according to the first embodiment.
  • the functions of the first, second, and third control modes are the same as the functions described in the first embodiment. Therefore, description of the functions of these modes is omitted.
  • the operation of turning on / off the switching elements Q1, Q2 and the switch elements S1 to S4 in each control mode is performed for each control period.
  • This control period is a period corresponding to the frequency at which each element is turned on and off.
  • the power converter device which concerns on this embodiment defines the 1st and 2nd element in each control period.
  • the first and second elements are elements previously selected from the switching elements Q1 and Q2 and the switch elements S1 to S4 based on each control mode and its operating conditions.
  • the first and second elements are alternately turned on and off in each control period.
  • the voltage Vu composed of the two-level voltage is a voltage corresponding to the AC voltage command Vu * .
  • the inverter circuit 42 alternately turns on and off the first and second elements at the first frequency in the first control mode.
  • the first frequency is determined based on the controllable current Im that can be controlled by the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements S1 to S4 and the inductance value of the reactor Lf1.
  • the inverter circuit 42 alternately turns on and off the first and second elements at the second frequency.
  • the second frequency is determined based on the controllable current Im and the inductance value of the reactor Lf1. If the maximum value of the output current Iu is smaller than the controllable current Im, the first and second frequencies may be the same frequency or different frequencies.
  • the inverter circuit 42 alternately turns on and off the first and second elements at the third frequency in the third control mode.
  • the change width of the first and second voltages is maximized in the third control mode. Therefore, when the third frequency is made the same as the higher one of the first and second frequencies, the ripple current of the output current Iu is maximized in the third control mode. Therefore, the third frequency is set to a frequency that is a predetermined multiple higher than the higher one of the first and second frequencies. In this way, the maximum value of the output current Iu in the third control mode is substantially the same as or smaller than the maximum value of the output current Iu in the first and second control modes. can do.
  • the present invention will be described using the operation of the power conversion device in the boost mode (first control mode) and the backup mode (third control mode).
  • the relationship between the operations of the power conversion device in the step-down mode (second control mode) and in the third control mode can be considered in the same way.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the control signals of switching elements Q1, Q2 and switching elements S1-S4 when inverter circuit 42 operates in the boost mode.
  • the control circuit 101 generates a control signal for each element from the relationship between the AC voltage command Vu * and the voltage Vr of the AC power supply 1 in each control period belonging to the boost mode.
  • the meanings of symbols described in each column are the same as those in FIG. 2 according to the first embodiment.
  • the states of the control signals Gs3 and Gs4 of the switch elements S3 and S4 are added to the “control signal” column in this figure.
  • the power conversion device determines a region as follows and determines the states of the control signals G1, G2 and Gs1 to Gs4 of each element.
  • the control period is set as the region 21.
  • the region 21 is a region for the inverter circuit 42 to output the positive half wave of the voltage Vu.
  • the control period is set as the region 22.
  • the region 22 is a region for the inverter circuit 42 to output the negative half wave of the voltage Vu.
  • the pulse width command ⁇ in the region 21 and the region 22 is calculated using the following equations (7) and (8).
  • the element selected as the first element and the element selected as the second element are determined in advance.
  • elements to be on-arm elements or off-arm elements are also determined in advance.
  • “Hon” indicates a control signal of the element selected as the first element.
  • “Lon” indicates a control signal of the element selected as the second element.
  • the control signal “Lon” is a signal obtained by inverting the high level and the low level of the control signal “Hon”.
  • “H” indicates a control signal of the element selected as the on-arm element.
  • “L” indicates a control signal of the element selected as the off-arm element. When each signal is at a high level, the corresponding element is turned on. When each signal is at a low level, the corresponding element is turned off.
  • the inverter circuit 42 When the control period is the region 21, the inverter circuit 42 performs the same operation as the inverter circuit 41 in the region 11. When the control period is the region 22, the inverter circuit 42 operates in the same manner as the inverter circuit 41 in the region 12. In other words, in the region 21, the switching element Q1 and the switching element S2 are alternately turned on / off. In the region 22, the switching element Q2 and the switching element S1 are alternately turned on / off. However, in the regions 21 and 22, the switch elements S3 and S4 are always in the off state.
  • a frequency at which the switching elements Q1, Q2 are turned on / off is a frequency f2A (first frequency).
  • the period of the frequency f2A is T2A.
  • FIG. 8A shows the control signal “Hon” of the first element when the control period is the region 21.
  • the control signal “Hon” is a signal that is turned on for a time T2AH and then turned off for a time T2AL in the control period T2A.
  • Time T2AH is a time corresponding to the pulse width command ⁇ calculated by the above equation (7).
  • the time T2AH can be obtained by multiplying the cycle T2A of the control period by the pulse width command ⁇ .
  • FIGS. 8B to 8G show the on / off states of the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements S1 to S4, respectively.
  • the hatched portion indicates a period during which the current Iu flows in the element. Also in this figure, the idle period in which the switching element Q1 and the switching element S2 are simultaneously turned off is omitted.
  • the voltage Vu shown in FIG. 8H is output between the AC output terminals U and V.
  • the voltage Vu becomes the positive voltage Vp for the time T2AH from the start point of the control period T2A, and then becomes the voltage Vr of the AC power supply 1 for the time T2AL.
  • the average value of the voltage Vu output between the AC output terminals U and V is equal to the AC voltage command Vu * .
  • the inverter circuit 42 outputs a current Iu shown in FIG.
  • the current Iu flows through the path R2AH of the neutral point terminal O of the positive side terminal P of the DC power supply series circuit 30 ⁇ the switching element Q1 ⁇ the filter circuit 5 and the load 6 ⁇ DC power supply series circuit 30 for the time T2AH. At this time, the current Iu gradually increases.
  • Current Iu flows through path R2AL of filter circuit 5 and load 6 ⁇ AC power supply 1 ⁇ switch element S1 ⁇ filter circuit 5 and load 6 for time T2AL. At this time, the current Iu gradually decreases.
  • the power converter can output the AC voltage Vu corresponding to the AC voltage command Vu * and supply power to the load.
  • the current Iu flows through the reactor Lf1 as described above.
  • the difference between the maximum value and the minimum value of the current Iu is the ripple current Ir2A.
  • the maximum value of the ripple current Ir2A is determined such that the current Iu is smaller than the controllable current Im.
  • the ripple current Ir2A is determined by the inductance value of the reactor Lf1, the voltages Vp and Vr applied to the reactor Lf1, and the respective application times T2AH and T2AL.
  • the application time of the voltage applied to reactor Lf1 corresponds to frequency f2A at which switching element Q1 and switching element S2 are turned on / off.
  • the operation of the inverter circuit 42 when the positive half wave of the voltage Vu is output in the backup mode will be described with reference to FIG. Note that the operation when the inverter circuit 42 outputs the negative half wave of the voltage Vu can be considered in the same way as the operation of outputting the positive half wave, and thus the description thereof is omitted.
  • the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on / off.
  • the frequency at which the switching elements Q1, Q2 are turned on / off is defined as a frequency f2B (third frequency).
  • the period of the frequency f2B is T2B.
  • FIG. 9A shows the control signal “Hon” of the first element in the control period in which the positive half wave of the voltage Vu is output.
  • the control signal “Hon” is a signal that is turned on for a time T2BH and then turned off for a time T2BL in the control period T2B.
  • the time T2BH is a time corresponding to a pulse width command ⁇ calculated by equation (9) described later.
  • the time T2BH can be obtained by multiplying the period T2B of the control period by the pulse width command ⁇ .
  • FIGS. 9B to 9G show the on / off states of the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements S1 to S4, respectively.
  • the switching element Q1 performs an on / off operation in synchronization with the control signal Hon in the control period T2B.
  • the switch element S4 performs an on / off operation in synchronization with a signal obtained by inverting the high level and the low level of the control signal Hon.
  • the switch element S3 is turned on, and the switching element Q2 and the switch elements S1 and S2 remain off.
  • the hatched portion indicates a period during which the current Iu flows in the element.
  • the pulse width command ⁇ when the positive half wave and the negative half wave of the voltage Vu are output is calculated using the following equations (9) and (10).
  • a voltage Vu shown in FIG. 9H is output between the AC output terminals U and V.
  • the voltage Vu becomes a positive voltage Vp for a time T2BH from the start point of the control period, and then becomes a zero voltage Vz for a time T2BL.
  • the average value of the voltage Vu output between the AC output terminals U and V is equal to the AC voltage command Vu * .
  • the current Iu shown in FIG. 9I is output from the inverter circuit 42.
  • the current Iu flows through the path R2BH of the neutral point terminal O of the positive side terminal P of the DC power supply series circuit 30 ⁇ the switching element Q1 ⁇ the filter circuit 5 and the load 6 ⁇ DC power supply series circuit 30 for the time T2BH.
  • the current Iu gradually increases.
  • Current Iu flows through path R2BL of filter circuit 5 and load 6 ⁇ neutral point terminal O ⁇ switch element S3 ⁇ filter circuit 5 and load 6 during time T2BL.
  • the current Iu gradually decreases.
  • the difference between the maximum value and the minimum value of the current Iu is the ripple current Ir2B.
  • the power conversion device can output the AC voltage Vu corresponding to the AC voltage command Vu * even if the AC power supply 1 fails.
  • the ripple current Ir2B is set to be substantially the same as the ripple current Ir2A generated in the vicinity of the same phase in the boost mode. Then, the maximum value of current Iu in the backup mode can be made substantially the same as the maximum value of current Iu in the boost mode. Therefore, the frequency f2B is set to a frequency higher than the frequency f2A.
  • the frequency f2B is set according to the ratio of the voltage change width in the control period in the backup mode and the boost mode.
  • the frequency f2B is calculated by the following equation (11).
  • the frequency f2B can also be calculated using the voltage Vn of the DC power supply Psn. If the frequency f2B is set in this way, the time T2BH is shortened in inverse proportion to the frequency f2B, so that an increase in the ripple current Ir2B can be suppressed. Therefore, the frequency f2B may be set so that the ripple current Ir2B is substantially the same as the ripple current Ir2A.
  • the difference between the voltage time product applied to the reactor Lf1 at each of the times T2BH and T2BL in the backup mode and the reactor at each of the times T2AH and T2AL in the boost mode may be substantially the same.
  • the frequency f2B is set so as to satisfy the following expression (12).
  • the frequency f2B is set so as to satisfy Expression (12), the difference between the voltage time products applied to the reactor Lf1 in the backup mode becomes substantially the same as the difference between the voltage time products applied in the boost mode. Therefore, an increase in the ripple current Ir2B is suppressed, and the ripple current Ir2B becomes substantially the same as the ripple current Ir2A.
  • frequency f2B can be set to a frequency higher than the above frequency.
  • the ripple current Ir2B can be made smaller than the ripple current Ir2A without increasing the inductance value of the reactor Lf1.
  • the frequency f2B may be set so that the total loss generated in the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements S1 to S4 and the reactor Lf1 in the backup mode is minimized.
  • the maximum value of the current Iu in the backup mode can be made substantially equal to or smaller than the maximum value of the current Iu in the boost mode without increasing the inductance value of the reactor Lf1. it can. Moreover, since it is not necessary to increase the number of turns of the coil of reactor Lf1, the enlargement of reactor Lf1 can be suppressed. Furthermore, since it is not necessary to increase the number of turns of the coil of the reactor Lf1, it is possible to suppress an increase in the copper loss of the reactor Lf1.
  • the carrier signal Sc can be switched at a valley point. Thereby, the continuity and symmetry of the carrier signal Sc are maintained. Further, since the power failure of the AC power supply 1 is normally restored in a short time, even if the inverter circuit 42 operates at the frequency f2B during this time, the temperature rise due to the increase in generated loss does not become a problem.
  • the switch element S1 when the power converter outputs the positive half wave of the voltage Vu in the second control mode, the switch element S1 is selected as the first element and the switch element S3 is selected as the second element.
  • the switch element S2 When the power conversion device outputs the negative half wave of the voltage Vu in the second control mode, the switch element S2 is selected as the first element, and the switch element S4 is selected as the second element. In either case, the other elements are off.
  • the first and second elements may be selected in other combinations as long as the voltage of the AC power supply 1 can be stepped down.
  • the setting of the third frequency when the power conversion device operates in the second control mode and the third control mode is considered in the same manner as in the case of operating in the first control mode and the third control mode described above. be able to.
  • the maximum value of the current Iu in the third control mode is substantially the same as the maximum value of the current Iu in the second control mode without increasing the inductance value of the reactor Lf1, or A smaller current can be obtained.
  • the third frequency is set in the same way as described above.
  • the maximum value of the current Iu in the third control mode is substantially equal to the maximum value of the current Iu in the first and second control modes without increasing the inductance value of the reactor Lf1.
  • the current can be the same or less.
  • the power conversion device to which the present invention is applied is an apparatus for supplying a stable voltage to a load even when a voltage fluctuation of the AC power supply and a power failure of the AC power supply occur, such as an instantaneous voltage drop compensation device or an uninterruptible power supply device. Can be applied.

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Abstract

　交流電源１の電圧または交流電源１の電圧と直流電源直列回路３０の電圧とを用いて交流電源１の電圧より低い所定の交流電圧を出力するとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を第１の周波数でオンオフさせる。交流電源１の電圧または交流電源１の電圧と直流電源直列回路３０の電圧とを用いて交流電源１の電圧より高い所定の交流電圧を出力するとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を第２の周波数でオンオフさせる。直流電源直列回路３０の電圧を用いて所定の交流電圧を出力するとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を第１と第２の周波数よりも高い第３の周波数でオンオフさせて、インバータ回路４１から出力される電流の最大値を、第１と第２の制御モード時の最大値と略同じまたはこれより小さくする。

Description

電力変換装置
　本発明は、交流電源の電圧変動または交流電源の停電が発生しても、安定した電圧を負荷に供給することができる電力変換装置に関する。
　図１０は、特許文献１に開示されている常時インバータ給電方式の電力変換装置を説明するための図である。この電力変換装置は、交流電源の電圧を一旦直流電圧に変換し、直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷に供給する。
　図において、１は単相の交流電源、２はコンデンサ、３はコンバータ回路、４１はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷である。
　コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎの直列回路、この直列回路に並列に接続されるコンデンサＣｐ，Ｃｎの直列回路およびリアクトルＬで構成されている。リアクトルＬは、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎの接続点と交流電源１の一端との間に接続されている。
　インバータ回路４１は、スイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチで構成されている。スイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続してなる回路である。第１の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続してなる回路である。スイッチング素子直列回路は、コンバータ回路３の直流出力端子間に接続されている。双方向スイッチは、交流電源１の一端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続点との間に接続されている。
　フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１とを直列接続して構成されている。リアクトルＬｆ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続中点に接続されている。コンデンサＣｆ１の一端は、コンデンサ直列回路の接続中点に接続されている。
　負荷６は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１との接続点と交流電源１の他端との間に接続されている。
　上記構成において、コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせて交流電源１の電圧を整流する。コンデンサＣｐ，Ｃｎは、この整流された電圧によって、所定電圧に充電される。所定電圧に充電されたコンデンサＣｐ，Ｃｎは、それぞれ直流電源を形成している。
　インバータ回路４１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせて、コンデンサＣｐ，Ｃｎからなる直流電源の電圧を交流電圧Ｖｕに変換する。また、インバータ回路４１は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフさせて、交流電源１の電圧を交流電圧Ｖｕに変換する。インバータ回路４１から出力される交流電圧Ｖｕには、高周波数成分が含まれている。
　フィルタ回路５は、交流出力電圧に含まれる高周波数成分を除去して、出力電圧Ｖｕの基本波成分である電圧Ｖｌｏａｄを出力する。負荷６には、交流電圧Ｖｌｏａｄが供給される。
　次に、図１１は、図１０に示した電力変換装置のインバータ回路４１にさらに第２の双方向スイッチを付加した電力変換装置である。第２の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４を逆並列接続してなる回路である。この回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣｐ，Ｃｎの接続点との間に接続されている。
　この電力変換装置は、図１０に示した電力変換装置の動作に加えて、スイッチ素子Ｓ３またはＳ４をオンオフさせることにより、ゼロ電圧を出力することができる。ゼロ電圧は、コンデンサＣｐ，Ｃｎの接続点の電位である。この動作により、この電力変換装置は、交流電源１の電圧が変動したときまたは停電したときも、負荷に所定の交流電圧を供給することができる。
　例えば、上記構成からなる電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが低下したとき、昇圧動作を行うことにより、所定の交流電圧を出力する。図１２は、交流電源１の電圧Ｖｒが低下したとき、電力変換装置から出力される電圧Ｖｕと負荷６に印加される電圧Ｖｌｏａｄを示す図である。
　昇圧動作において交流電圧Ｖｕの正側半波を出力するとき、この電力変換装置は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ１を交互にオンオフする。この動作により、交流電源１の電圧にコンデンサＣｐの電圧Ｖｐが加算された電圧が出力される。また、交流電圧Ｖｕの負側半波を出力するとき、この電力変換装置は、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ２を交互にオンオフする。この動作により、交流電源１の電圧にコンデンサＣｎの電圧Ｖｎが加算された電圧が出力される。
　また、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒが上昇したとき、降圧動作を行うことにより、所定の交流電圧を出力する。降圧動作において、交流電圧Ｖｕの正側半波を出力するとき、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ３を交互にオンオフする。また、交流電圧Ｖｕの負側半波を出力するとき、この電力変換装置は、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ４を交互にオンオフする。
　また、交流電源１が停電したとき、この電力換装置は、バックアップ動作を行うことにより、所定の交流電圧を出力する。バックアップ動作において交流電圧Ｖｕの正側半波を出力するとき、この電力変換装置は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフする。また、この電力変換装置は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ３とを交互にオンオフすることによっても、交流電圧Ｖｕの正側半波を出力することができる。また、交流電圧Ｖｕの負側半波を出力するとき、この電力変換装置は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフする。また、この電力変換装置は、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ４とを交互にオンオフすることによっても、交流電圧Ｖｕの負側半波を出力することができる。図１３は、このバックアップ動作時に、この電力変換装置から出力される電圧Ｖｕと負荷６に印加される電圧Ｖｌｏａｄの一例を示す図である。
　また、この電力変換装置は、直送動作を行うとき、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンして、交流電源１の電圧を出力する。
　出力電圧Ｖｕに含まれる高調波成分は、フィルタ回路５で除去される。したがって、フィルタ回路５からは、出力電圧Ｖｕの基本波成分である電圧Ｖｌｏａｄが出力される。
特開平１０－０７５５８１号公報 国際公開ＷＯ２０１２／０６７１６７Ａ１
　上記の電力変換装置は、出力電流の最大値を、スイッチング素子およびスイッチ素子が制御できる電流の範囲内に制限しなければならない。この出力電流は、基本波電流にリプル電流を加えた電流である。
　一方、この電力変換装置は、昇圧動作及びバックアップ動作において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同じ周波数でオンオフ動作させる。リアクトルＬｆ１に印加される電圧の変化幅は、バックアップ動作のように直流電源の電圧のみを用いて交流電圧を出力するときに最大となる。したがって、バックアップ動作時に、リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流が最大になる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が制御する電流は、バックアップ動作時に最大となる。そのため、バックアップ動作時の条件でリプル電流が所定値になるように、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値が決定されるのが一般的である。
　しかしながら、このようにして決めたリアクトルＬｆ１のインダクタンス値は、昇圧動作時に必要とされるインダクタンス値に比べて、大きな値となる。リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を大きくするためには、コイルの巻数を増やす必要がある。コイルの巻数を増やすと、コイルの導体抵抗が増加し、リアクトルＬｆ１の銅損が増加する。その結果、電力変換装置の効率が低下するという問題が生じる。また、リアクトルＬｆ１が大きくなることにともない、電力変換装置が大型化するという問題がある。
　本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増加させることなく、直流電源の電圧のみを用いて交流電圧を出力する動作モード時のインバータ出力電流の最大値を、昇圧動作および降圧動作時のインバータ出力電流の最大値と略同じになるように、またはこれらの最大値より小さくなるようにすることができる電力変換装置を提供することである。
　上記目的を達成するため、本発明は、第１と第２の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第１と第２の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備える電力変換装置に適用される。
　このインバータは、スイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチとリアクトルとを有している。スイッチング素子直列回路は、第１と第２のスイッチング素子を直列接続してなり、直流電源直列回路の両端に接続される。第１の双方向スイッチは、一端が第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が交流電源の他端と接続される。リアクトルは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続される。
　そして、この電力変換装置は、第１の制御モードと第２の制御モードと第３の制御モードのうち、少なくとも第１の制御モードと第２の制御モードのいずれかと第３の制御モードとを含む２以上の制御モードで、インバータを動作させることを特徴とする。第１の制御モードは、交流電源の電圧と直流電源直列回路の電圧とを用いて交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する制御モードである。第２の制御モードは、交流電源の電圧と直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも交流電源の電圧を用いることによって交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する制御モードである。第３の制御モードは、直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する制御モードである。
　さらに、この電力変換装置は、第１と第２のスイッチング素子をオンオフ動作させる周波数を、第１の制御モードのとき第１の周波数とし、第２の制御モードのとき第２の周波数とする。そして、この電力変換装置は、第３の制御モードのとき、第１と第２のスイッチング素子をオンオフ動作させる周波数を、第１と第２の周波数よりも高い第３の周波数とすることを特徴としている。
　この電力変換装置のインバータは、さらに、第１と第２のスイッチング素子の接続点と第１と第２の直流電源の接続点との間に接続される第２の双方向スイッチを備える構成を採ることもできる。
　そして、この電力変換装置は、第１と第２の直流電源の電圧を、交流電源の電圧を用いて作られる電圧であって、かつ交流電源の電圧の振幅値よりも大きい電圧とすることができる。
　また、本発明に係る電力変換装置は、インバータが第１または第２の制御モードのいずれかの制御モードと第３の制御モードとを有して動作するとき、第３の周波数を次のように定めることができる。
　まず、この電力変換装置は、第３の制御モード時のインバータ出力電流の最大値が、第１または第２の制御モードにおいてインバータが出力する電流の最大値と略同じになるように、またはこの最大値より小さくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　あるいは、この電力変換装置は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において第３の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流が、その位相の近傍において第１または第２の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流と略同じ大きさになるように、またはこのリプル電流より小さくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　あるいは、この電力変換装置は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において第３の制御モード時にリアクトルに印加される電圧変化幅を、その位相の近傍において第１または第２の制御モード時にリアクトルに印加される電圧変化幅で除して得られる係数を、第１の周波数に乗じて得られる周波数と略同じになるように、またはこの周波数より大きくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　あるいは、この電力変換装置は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において第３の制御モード時にリアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差が、その位相の近傍において第１または第２の制御モード時にリアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差と略同じになるように、またはこの電圧時間積の差より小さくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　また、本発明に係る電力変換装置は、インバータが第１と第２と第３の制御モードを有して動作するとき、第３の周波数を次のように定めることができる。
　まず、この電力変換装置は、第３の制御モード時のインバータ出力電流の最大値が、第１と第２の制御モード時のインバータ出力電流のいずれかの最大値と略同じ大きさとなるように、またはこの最大値よりも小さくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　あるいは、この電力変換装置は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において第３の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流が、その位相の近傍において第１と第２の制御モード時のインバータ出力電流のいずれかに含まれるリプル電流と略同じ大きさとなるように、またはこのリプル電流よりも小さくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　あるいは、この電力変換装置は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において第３の制御モード時にリアクトルに印加される電圧変化幅を、その位相の近傍において第１と第２の制御モード時にリアクトルに印加される電圧変化幅のいずれかで除して得られる係数を、第１の周波数に乗じて得られる周波数と略同じになるように、またはこの周波数より大きくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　あるいは、この電力変換装置は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において第３の制御モード時にリアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差が、その位相の近傍において第１と第２の制御モード時にリアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差のいずれかと略同じとなるように、またはこの電圧時間積の差より小さくなるように、第３の周波数を定めることができる。
　本発明によれば、リアクトルのインダクタンス値を増加させることなく、直流電源の電圧のみを用いて交流電圧を出力する動作モード時のインバータ出力電流の最大値を、昇圧動作および降圧動作時のインバータ出力電流の最大値と略同じになるように、またはこれらの最大値より小さくなるようにすることができる。
本発明を適用した第１の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。 インバータ回路の動作を説明するための図である。 昇圧モードの動作を説明するための図である。 バックアップモードの動作を説明するための図である。 キャリア信号の切り替わりを説明するための図である。 本発明を適用した第２の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。 インバータ回路の動作を説明するための図である。 昇圧モードの動作を説明するための図である。 バックアップモードの動作を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置の他の構成を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置の昇圧モードを説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置のバックアップモードを説明するための図である。
　本発明を適用した電力変換装置の第１の実施形態を、図１～図５を用いて説明する。
　図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。図において、１は交流電源、２はコンデンサ、３０は直流電源直列回路、４１はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷、１００は制御回路である。
　交流電源１は、端子Ｒと端子Ｓとを有する単相交流電源である。交流電源１の端子Ｒと端子Ｓとの間に、コンデンサ２が接続される。
　直流電源直列回路３０は、正側の直流電源Ｐｓｐ（第１の直流電源）と負側の直流電源Ｐｓｎ（第２の直流電源）とを直列接続してなる直流電源である。直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎの接続点は、中性点端子Ｏである。中性点端子Ｏは、直流電源直列回路３０の中間電位を出力する端子である。交流電源１の電源端子Ｓは、この中性点端子Ｏに接続されている。
　直流電源直列回路３０は、例えば、図１０に示したコンバータ回路３で構成することができる。また、交流電源１の電圧を用いて中間電位を含む３レベルの電位を出力することができれば、直流電源直列回路３０は、他の方式によって構成された回路であってもよい。
　インバータ回路４１は、スイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチとで構成されている。
　スイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続した回路である。このスイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐと負側端子Ｎの間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続点は、交流出力端子Ｕ（第１の交流出力端子）に接続されている。交流出力端子Ｖ（第２の交流出力端子）は、中性点端子Ｏに接続されている。
　第１の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続した回路である。この第１の双方向スイッチは、交流出力端子Ｕと電源端子Ｒとの間に接続されている。具体的には、スイッチ素子Ｓ１のコレクタ端子側が電源端子Ｒに接続される。また、スイッチ素子Ｓ１のエミッタ端子側が交流出力端子Ｕに接続される。
　交流出力端子Ｕ，Ｖは、フィルタ回路５を介して負荷６に接続される。フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１の直列回路で構成されている。負荷６は、コンデンサＣｆ１の両端に接続される。
　ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、このように構成された素子に限られない。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、交流電源１の周波数に対して数１０倍以上の高い周波数でオンオフ動作ができる他の半導体素子を用いて構成しても良い。
　双方向スイッチは、一方のスイッチ素子をオンすることによって一方向に電流を流すことができる。また、双方向スイッチは、他方のスイッチ素子をオンすることによって他方向に電流を流すことができる。なお、双方向スイッチは、このような機能を発揮することができれば、他の構成によるものであっても良い。
　上記電力変換装置において、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐは、直流電源Ｐｓｐの正電位（以下、正電圧Ｖｐという。）を出力する。直流電源直列回路３０の負側端子Ｎは、直流電源Ｐｓｎの負電位（以下、負電圧Ｖｎという。）を出力する。交流電源１の電源端子Ｒは、交流電源１の電圧Ｖｒを出力する。
　インバータ回路４１は、スイッチング素子Ｑ１に電流を流すことで、交流出力端子Ｕ－Ｖ間以下、交流出力端子Ｕ－Ｖ間という。）に、正電圧Ｖｐを出力する。また、インバータ回路４１は、スイッチング素子Ｑ２に電流を流すことで、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に、負電圧Ｖｎを出力する。また、インバータ回路４１は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のいずれかに電流を流すことで、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に、交流電源の電圧Ｖｒを出力する。そして、インバータ回路４１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフ動作を制御することによって、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に、単相の交流電圧Ｖｕを出力する。
　ここで、本実施形態に係る電力変換装置は、少なくとも第１と第２と第３の制御モードを備えている。
　第１の制御モードは、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源直列回路３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎを用いて、交流電圧Ｖｒよりも高い所定の交流電圧Ｖｕを出力するモードである。この第１の制御モードは、一般に、昇圧モードといわれる。昇圧モードでは、交流電源１の電圧が所定値以下に低下したとき、交流電源の電圧Ｖｒに直流電源直列回路３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎを重畳して、出力電圧Ｖｕが所定電圧に維持される。
　第２の制御モードは、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源直列回路３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎのうち少なくとも交流電圧Ｖｒを用いて、交流電圧Ｖｒよりも低い所定の交流電圧Ｖｕを出力するモードである。この第２の制御モードは、一般に、降圧モードといわれる。
　すなわち、第１と第２の制御モードは、交流電源１の電圧Ｖｒが変動したとき、出力を所定電圧Ｖｕに維持するための電圧補償モードである。
　第３の制御モードは、直流電源直列回路３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎを用いて、所定の交流電圧Ｖｕを出力するモードである。交流電源１が停電したとき、電力変換装置は、第３の制御モードの１つであるバックアップモードで動作する。なお、第３の制御モードには、交流電源１が健全な状態で、直流電源直列回路３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎを用いて所定の交流電圧Ｖｕを出力するモードも含まれる。
　また、本実施形態に係る電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒをそのまま出力する直送モードも備えている。しかし、このモードは本発明に関係しないので、その説明を省略する。
　本実施形態では、各制御モードにおいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフさせる動作は、制御期間ごとに行われる。この制御期間は、各素子をオンオフ動作させる周波数に対応した期間である。
　また、この実施形態に係る電力変換装置は、各制御期間において、第１と第２の素子を定める。第１と第２の素子は、各制御モードとその動作条件に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の中から予め選択された素子である。第１と第２の素子は、各制御期間において、交互にオンオフする。第１の素子がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第１の電圧が出力される。また、第２の素子がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第２の電圧が出力される。各制御期間において、この２レベルの電圧からなる電圧Ｖｕは、交流電圧指令Ｖｕ＊に対応する電圧である。
　インバータ回路４１は、第１の制御モードのとき、第１の周波数で、第１と第２の素子を交互にオンオフさせる。第１の周波数は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が制御できる最大電流ＩｍとリアクトルＬｆ１のインダクタンス値に基づいて定められている。以下では、これらの素子が制御できる最大電流を、可制御電流Ｉｍとする。
　インバータ回路４１は、第２の制御モードのとき、第２の周波数で、第１と第２の素子を交互にオンオフさせる。第２の周波数は、可制御電流ＩｍとリアクトルＬｆ１のインダクタンス値に基づいて定められている。
　出力電流Ｉｕの最大値が可制御電流Ｉｍより小さければ、第１と第２の周波数は、同じ周波数であっても良く、また異なる周波数であってもよい。
　インバータ回路４１は、第３の制御モードのとき、第３の周波数で、第１と第２の素子を交互にオンオフさせる。各制御期間において、第１と第２の電圧の変化幅は、第３の制御モードのときに最大になる。したがって、第３の周波数を第１と第２周波数のうち高い方の周波数と同じにすると、出力電流Ｉｕのリプル電流は、第３の制御モードのときに最大になる。
　そこで、第３の周波数を、第１と第２周波数のうち高い方の周波数よりも所定倍高い周波数に設定する。このようにすることにより、第３の制御モード時の出力電流Ｉｕの最大値を、第１と第２の制御モード時の出力電流Ｉｕの最大値と略同じかまたはこれらの最大値よりも小さくすることができる。
　以下では、昇圧モード（第１の制御モード）時とバックアップモード（第３の制御モード）時の電力変換装置の動作を用いて、本発明の説明をする。なお、降圧モード（第２の制御モード）時と第３の制御モード時の電力変換装置の動作の関係も、同様に考えることができる。
　まず、図２、図３を用いて、昇圧モード時のインバータ回路４１の動作を説明する。
　図２は、インバータ回路４１が昇圧モードで動作するときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号を説明するための図である。制御回路１００は、昇圧モードに属する各制御期間において、交流電圧指令Ｖｕ＊と交流電源１の電圧Ｖｒの関係から、各素子の制御信号を生成する。
　図において、「ＶｒとＶｕ＊の関係」欄は、「δ(領域)」欄に示す領域を判定するための条件を示している。「δ(領域)」欄は、「ＶｒとＶｕ＊の関係」欄の条件で判定した領域を示している。「α（パルス幅指令）」欄は、後述する第１の素子のパルス幅指令αを算出するための式を示している。「制御信号」欄は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１，Ｇｓ２の状態を示している。
　電力変換装置は、次のように領域を判定するとともに、各素子の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１，Ｇｓ２の状態を定める。
　交流電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＞Ｖｒのとき、当該制御期間を領域１１とする。領域１１は、インバータ回路４１が電圧Ｖｕの正側半波を出力するための領域である。
　また、交流電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≦Ｖｒのとき、当該制御期間を領域１２とする。領域１２は、インバータ回路４１が電圧Ｖｕの負側半波を出力するための領域である。
　領域１１および領域１２におけるパルス幅指令αは次式（１），（２）を用いて算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、領域１１，１２のそれぞれにおいて、第１の素子として選択される素子と第２の素子として選択される素子は、予め定められている。また、オンアーム素子またはオフアーム素子となる素子も、予め定められている。
　図２において、「Ｈｏｎ」は、第１の素子に選択された素子の制御信号を示す。「Ｌｏｎ」は、第２の素子に選択された素子の制御信号を示す。制御信号「Ｌｏｎ」は、制御信号「Ｈｏｎ」のハイレベルとローレベルを反転した信号である。「Ｈ」は、オンアーム素子に選択された素子の制御信号を示す。「Ｌ」は、オフアーム素子に選択された素子の制御信号を示す。各信号がハイレベルのとき、対応する素子がオンする。また、各信号がローレベルのとき、対応する素子がオフする。
　当該制御期間が領域１１のとき、スイッチング素子Ｑ１が第１の素子に選択され、スイッチ素子Ｓ２が第２の素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ１がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ２がオフアーム素子に選択される。したがって、領域１１における制御信号Ｇ１が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ２が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ１が「Ｈ」、制御信号Ｇ２が「Ｌ」となる。
　また、当該制御期間が領域１２のとき、スイッチング素子Ｑ２が第１の素子に選択され、スイッチ素子Ｓ１が第２の素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ２がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１がオフアーム素子に選択される。したがって、領域１２における制御信号Ｇ２が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ１が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ２が「Ｈ」、制御信号Ｇ１が「Ｌ」となる。
　次に、図３を用いて、領域１１において、インバータ回路４１が電圧Ｖｕの正側半波を出力するときの動作を説明する。なお、領域１２においてインバータ回路４１が電圧Ｖｕの負側半波を出力するときの動作は、領域１１における動作と同様に考えることができるので、その説明を省略する。
　領域１１では、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２が交互にオンオフ動作をする。スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２がオンオフする周波数を周波数ｆ１Ａ（第１の周波数）とする。また、周波数ｆ１Ａの周期をＴ１Ａとする。
　図３（ａ）は、当該制御期間が領域１１のときの第１の素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。制御信号「Ｈｏｎ」は、当該制御期間Ｔ１Ａにおいて、時間Ｔ１ＡＨの間オンし、その後、時間Ｔ１ＡＬの間オフする信号である。時間Ｔ１ＡＨは、上記式（１）によって算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。例えば、時間Ｔ１ＡＨは、当該制御期間の周期Ｔ１Ａにパルス幅指令αを乗じて得ることができる。
　図３（ｂ）～（ｅ）は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフ状態を示している。図３（ｂ）と図３（ｄ）において斜線を施した部分は、当該素子において電流Ｉｕが流れている期間を示している。なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２が交互にオンオフするとき、両方の素子が同時にオフする休止期間が存在する。しかし、説明を簡単にするため、図３では、休止期間を省略して記載している。
　当該制御期間において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間には、図３（ｆ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間Ｔ１Ａの始点から時間Ｔ１ＡＨの間正電圧Ｖｐとなり、その後、時間Ｔ１ＡＬの間交流電源１の電圧Ｖｒになる。当該制御期間において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、交流電圧指令Ｖｕ＊に等しい。
　また、インバータ回路４１から、図３（ｇ）に示す電流Ｉｕが出力される。電流Ｉｕは、時間Ｔ１ＡＨの間、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏの経路Ｒ１ＡＨを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸増する。電流Ｉｕは、時間Ｔ１ＡＬの間、フィルタ回路５および負荷６→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路Ｒ１ＡＬを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸減する。
　以上の動作を各制御期間で行うことにより、電力変換装置は、交流電圧指令Ｖｕ＊に対応する交流電圧Ｖｕを出力し、負荷に電力を供給することができる。
　ここで、電流Ｉｕは、上述のとおり、リアクトルＬｆ１を流れる。そして、電流Ｉｕの最大値と最小値との差が、リプル電流Ｉｒ１Ａである。このリプル電流Ｉｒ１Ａの最大値は、電流Ｉｕが可制御電流Ｉｍより小さくなるように定められている。
　このリプル電流Ｉｒ１Ａは、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値およびリアクトルＬｆ１に印加される電圧Ｖｐ，Ｖｒとそれぞれの印加時間Ｔ１ＡＨ，Ｔ１ＡＬによって定まる。また、リアクトルＬｆ１に印加される電圧の印加時間は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２がオンオフする周波数ｆ１Ａに対応する。
　次に、図４を用いて、バックアップモード時に電圧Ｖｕの正側半波を出力するときのインバータ回路４１の動作を説明する。なお、インバータ回路４１が電圧Ｖｕの負側半波を出力するときの動作は、正側半波を出力する動作と同様に考えることができるので、その説明を省略する。
　バックアップモードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ動作をする。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフする周波数を周波数ｆ１Ｂ（第３の周波数）とする。また、周波数ｆ１Ｂの周期をＴ１Ｂとする。
　図４（ａ）は、電圧Ｖｕの正側半波を出力する制御期間における第１の素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。制御信号「Ｈｏｎ」は、当該制御期間Ｔ１Ｂにおいて、時間Ｔ１ＢＨの間オンし、その後、時間Ｔ１ＢＬの間オフする信号である。時間Ｔ１ＢＨは、後述の式（３）によって算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。例えば、時間Ｔ１ＢＨは、当該制御期間の周期Ｔ１Ｂにパルス幅指令αを乗じて得ることができる。
　図４（ｂ）～（ｅ）は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｑ１は、当該制御期間Ｔ１Ｂにおいて、制御信号Ｈｏｎに同期して、オンオフ動作を行う。スイッチング素子Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２はオフのままである。
　図４（ｂ）と図４（ｄ）において斜線を施した部分は、当該素子において電流Ｉｕが流れている期間を示している。
　バックアップモードにおいて、電圧Ｖｕの正側半波と負側半波を出力するときのパルス幅指令αは次式（３），（４）を用いて算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　当該制御期間において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間には、図４（ｆ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から時間Ｔ１ＢＨの間正電圧Ｖｐとなり、その後、時間Ｔ１ＢＬの間負電圧Ｖｎになる。当該制御期間において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、交流電圧指令Ｖｕ＊に等しい。
　また、インバータ回路４１から、図４（ｇ）に示す電流Ｉｕが出力される。電流Ｉｕは、時間Ｔ１ＢＨの間、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏの経路Ｒ１ＢＨを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸増する。電流Ｉｕは、時間Ｔ１ＢＬの間、フィルタ回路５および負荷６→直流電源Ｐｓｎ→スイッチング素子Ｑ２のダイオード→フィルタ回路５および負荷６の経路Ｒ１ＢＬを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸減する。この電流Ｉｕの最大値と最小値との差が、リプル電流Ｉｒ１Ｂである。
　以上の動作を各制御期間で行うことにより、電力変換装置は、交流電源１が停電しても、交流電圧指令Ｖｕ＊に対応する交流電圧Ｖｕを出力することができる。
　ここで、電流Ｉｕの基本波が最大となる位相の近傍に生じるリプル電流Ｉｒ１Ｂの増加を抑制する。そして、リプル電流Ｉｒ１Ｂが、昇圧モード時に同位相の近傍に生じるリプル電流Ｉｒ１Ａと略同じになるようにする。そうすれば、バックアップモード時の電流Ｉｕの最大値を、昇圧モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じにすることができる。
　そのために、周波数ｆ１Ｂを周波数ｆ１Ａよりも高い周波数に設定する。
　例えば、バックアップモード時と昇圧モード時の当該制御期間における電圧変化幅の比に応じて、周波数ｆ１Ｂを設定する。この場合、周波数ｆ１Ｂを次式（５）で算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　このように周波数ｆ１Ｂを設定すれば、時間Ｔ１ＢＨが周波数ｆ１Ｂに逆比例して短くなるため、リプル電流Ｉｒ１Ｂの増加を抑制することができる。したがって、リプル電流Ｉｒ１Ｂがリプル電流Ｉｒ１Ａと略同じになるように、周波数ｆ１Ｂを設定すればよい。
　また、電流Ｉｕの基本波が最大となる位相の近傍において、バックアップモード時の時間Ｔ１ＢＨ，Ｔ１ＢＬそれぞれでリアクトルＬｆ１に印加される電圧時間積の差と、昇圧モード時の時間Ｔ１ＡＨ，Ｔ１ＡＬそれぞれでリアクトルＬｆ１に印加される電圧時間積の差とが、略同じになるようにしても良い。例えば、次式（６）を満たすように周波数ｆ１Ｂを設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（６）を満たすように周波数ｆ１Ｂを設定すれば、バックアップモード時にリアクトルＬｆ１に印加される電圧時間積の差が、昇圧モード時に印加される電圧時間積の差と略同じになる。それゆえ、リプル電流Ｉｒ１Ｂの増加が抑制されて、リプル電流Ｉｒ１Ｂがリプル電流Ｉｒ１Ａと略同じになる。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２とリアクトルＬｆ１の温度上昇が許容されるのであれば、周波数ｆ１Ｂを上記の周波数よりも高い周波数とすることもできる。この場合、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、リプル電流Ｉｒ１Ｂをリプル電流Ｉｒ１Ａより小さい電流にすることができる。
　また、バックアップモードにおけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２とリアクトルＬｆ１で発生する損失の合計が最小となるように、周波数ｆ１Ｂを設定しても良い。
　以上のようにすれば、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、バックアップモード時の電流Ｉｕの最大値を、昇圧モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じ、またはこれより小さい電流にすることができる。また、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の大型化を抑制することができる。さらに、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の銅損の増加を抑制することができる。
　図５は、交流電源１が瞬時停電したときに、キャリア信号Ｓｃを切り替える動作を説明するための図である。ここでは、キャリア信号Ｓｃを三角波で示している。
　インバータ回路４１が第１の制御モードで動作しているとき、キャリア信号Ｓｃの周波数は、周波数ｆ１Ａである。交流電源１が停電すると、インバータ回路４１の動作はバックアップモード（第３の制御モード）に切り替わる。このとき、キャリア信号Ｓｃの周波数は、周波数ｆ１Ｂに切り替わる。その後、交流電源１が復電すると、インバータ回路４１の動作は第１の制御モードに戻る。このとき、キャリア信号Ｓｃの周波数は、再度、周波数ｆ１Ａとなる。
　キャリア信号Ｓｃの切り替えは、キャリア信号の谷の点で行われる。これにより、キャリア信号Ｓｃの連続性と対称性が維持される。
　通常、交流電源１の停電は短時間で回復する。したがって、この間、インバータ回路４１が周波数ｆ１Ｂで動作しても、発生損失の増加による温度上昇は問題とならない。
　なお、電力変換装置が第２の制御モードで電圧Ｖｕの正側半波を出力するとき、スイッチ素子Ｓ１が第１の素子に選択され、スイッチ素子Ｓ２が第２の素子に選択される。また、電力変換装置が第２の制御モードで電圧Ｖｕの負側半波を出力するとき、スイッチ素子Ｓ２が第１の素子に選択され、スイッチ素子Ｓ１が第２の素子に選択される。そして、いずれの場合も、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、オフしている。
　電力変換装置がこの第２の制御モードと第３の制御モードで動作するときの第３の周波数の設定は、上述した第１の制御モードと第３の制御モードで動作する場合と同様に考えることができる。この第３の周波数の設定により、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、第３の制御モード時の電流Ｉｕの最大値を、第２の制御モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じ、またはこれより小さい電流にすることができる。
　また、電力変換装置が、第１と第２と第３の制御モードで動作するとき、上記と同様の考え方で、第３の周波数を設定する。この第３の周波数の設定により、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、第３の制御モード時の電流Ｉｕの最大値を、第１および第２の制御モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じ、またはこれより小さい電流にすることができる。
　また、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の大型化を抑制することができる。さらに、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の銅損の増加を抑制することができる。
　次に、本発明を適用した電力変換装置の第２の実施形態を、図６～図９を用いて説明する。
　図６は、第２の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明するための図である。図において、１は交流電源、２はコンデンサ、３０は直流電源直列回路、４２はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷、１０１は制御回路である。図１に示した第１の実施形態と同じ構成要素については、同一の符号を付している。同一の符号を付した構成要素については、その説明を省略する。
　本実施形態の特徴は、インバータ回路４２が、インバータ回路４１の構成に加えて、第２の双方向スイッチを備えていることである。第２の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ３とスイッチ素子Ｓ４を逆並列に接続してなる回路である。
　第２の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ３のコレクタ側が、中性点端子Ｏに接続されている。また、スイッチ素子Ｓ３のエミッタ側が、交流出力端子Ｕに接続されている。したがって、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４のいずれかに電流が流れると、交流出力端子Ｕに中性点端子Ｏの電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）が出力される。
　インバータ回路４２は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，交流電圧Ｖｒおよびゼロ電圧Ｖｚの４レベルの電圧を用いて、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に、単相の交流電圧Ｖｕを出力する。交流電圧Ｖｕは、交流電圧指令Ｖｕ＊に対応する電圧である。
　ここで、本実施形態に係る電力変換装置は、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様、少なくとも第１と第２と第３の制御モードとを備えている。第１と第２と第３の制御モードの機能は、第１の実施形態で説明した機能と同様である。したがって、これらのモードの機能の説明は省略する。
　本実施形態では、各制御モードにおいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４をオンオフさせる動作は、制御期間ごとに行われる。この制御期間は、各素子をオンオフ動作させる周波数に対応した期間である。
　また、この実施形態に係る電力変換装置は、各制御期間において、第１と第２の素子を定める。第１と第２の素子は、各制御モードとその動作条件に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４の中から予め選択された素子である。第１と第２の素子は、各制御期間において、交互にオンオフする。第１の素子がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第１の電圧が出力される。また、第２の素子がオンすると、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に第２の電圧が出力される。各制御期間において、この２レベルの電圧からなる電圧Ｖｕは、交流電圧指令Ｖｕ＊に対応する電圧である。
　インバータ回路４２は、第１の制御モードのとき、第１の周波数で、第１と第２の素子を交互にオンオフさせる。第１の周波数は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４が制御できる可制御電流ＩｍとリアクトルＬｆ１のインダクタンス値に基づいて定められている。
　インバータ回路４２は、第２の制御モードのとき、第２の周波数で、第１と第２の素子を交互にオンオフさせる。第２の周波数は、可制御電流ＩｍとリアクトルＬｆ１のインダクタンス値に基づいて定められている。
　出力電流Ｉｕの最大値が可制御電流Ｉｍより小さければ、第１と第２の周波数は、同じ周波数であっても良く、また異なる周波数であってもよい。
　インバータ回路４２は、第３の制御モードのとき、第３の周波数で、第１と第２の素子を交互にオンオフさせる。各制御期間において、第１と第２の電圧の変化幅は、第３の制御モードのときに最大になる。したがって、第３の周波数を第１と第２周波数のうち高い方の周波数と同じにすると、出力電流Ｉｕのリプル電流は、第３の制御モードのときに最大になる。
　そこで、第３の周波数を、第１と第２周波数のうち高い方の周波数よりも所定倍高い周波数に設定する。このようにすることにより、第３の制御モード時の出力電流Ｉｕの最大値を、第１と第２の制御モード時の出力電流Ｉｕの最大値と略同じかまたはこれらの最大値よりも小さくすることができる。
　以下では、昇圧モード（第１の制御モード）時とバックアップモード（第３の制御モード）時の電力変換装置の動作を用いて、本発明の説明をする。なお、降圧モード（第２の制御モード）時と第３の制御モード時の電力変換装置の動作の関係も、同様に考えることができる。
　まず、図７、図８を用いて、昇圧モード時のインバータ回路４２の動作を説明する。
　図７は、インバータ回路４２が昇圧モードで動作するときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号を説明するための図である。制御回路１０１は、昇圧モードに属する各制御期間において、交流電圧指令Ｖｕ＊と交流電源１の電圧Ｖｒの関係から、各素子の制御信号を生成する。
　図において、各欄に記載されている記号の意味は、第１の実施形態に係る図２の場合と同様である。ただし、この図の「制御信号」欄には、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号Ｇｓ３，Ｇｓ４の状態が追加されている。
　電力変換装置は、次のように領域を判定するとともに、各素子の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１～Ｇｓ４の状態を定める。
　交流電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＞Ｖｒのとき、当該制御期間を領域２１とする。領域２１は、インバータ回路４２が電圧Ｖｕの正側半波を出力するための領域である。
　また、交流電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≦Ｖｒのとき、当該制御期間を領域２２とする。領域２２は、インバータ回路４２が電圧Ｖｕの負側半波を出力するための領域である。
　領域２１および領域２２におけるパルス幅指令αは、次式（７），（８）を用いて算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　なお、領域２１，２２のそれぞれにおいて、第１の素子として選択される素子と第２の素子として選択される素子は、予め定められている。また、オンアーム素子またはオフアーム素子となる素子も、予め定められている。
　図７において、「Ｈｏｎ」は、第１の素子に選択された素子の制御信号を示す。「Ｌｏｎ」は、第２の素子に選択された素子の制御信号を示す。制御信号「Ｌｏｎ」は、制御信号「Ｈｏｎ」のハイレベルとローレベルを反転した信号である。「Ｈ」は、オンアーム素子に選択された素子の制御信号を示す。「Ｌ」は、オフアーム素子に選択された素子の制御信号を示す。各信号がハイレベルのとき、対応する素子がオンする。また、各信号がローレベルのとき対応する素子がオフする。
　当該制御期間が領域２１のとき、インバータ回路４２は、領域１１におけるインバータ回路４１と同様の動作をする。また、当該制御期間が領域２２のとき、インバータ回路４２は、領域１２におけるインバータ回路４１と同様の動作をする。
　すなわち、領域２１では、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２が交互にオンオフ動作をする。また、領域２２では、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１が交互にオンオフ動作をする。ただし、領域２１，２２において、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４は、常にオフ状態ある。
　次に、図８を用いて、領域２１において、インバータ回路４２が電圧Ｖｕの正側半波を出力するときの動作を説明する。なお、領域２２においてインバータ回路４２が電圧Ｖｕの負側半波を出力するときの動作は、領域２１における動作と同様に考えることができるので、その説明を省略する。
　領域２１において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンオフする周波数を周波数ｆ２Ａ（第１の周波数）とする。また、周波数ｆ２Ａの周期をＴ２Ａとする。
　図８（ａ）は、当該制御期間が領域２１のときの第１の素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。制御信号「Ｈｏｎ」は、当該制御期間Ｔ２Ａにおいて、時間Ｔ２ＡＨの間オンし、その後、時間Ｔ２ＡＬの間オフする信号である。時間Ｔ２ＡＨは、上記式（７）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。例えば、時間Ｔ２ＡＨは、当該制御期間の周期Ｔ２Ａにパルス幅指令αを乗じて得ることができる。
　図８（ｂ）～（ｇ）は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフ状態を示している。図８（ｂ）と図８（ｄ）において斜線を施した部分は、当該素子において電流Ｉｕが流れている期間を示している。なお、本図においても、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２とが同時にオフする休止期間は省略している。
　当該制御期間において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間には、図８（ｈ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間Ｔ２Ａの始点から時間Ｔ２ＡＨの間正電圧Ｖｐとなり、その後、時間Ｔ２ＡＬの間交流電源１の電圧Ｖｒになる。当該制御期間において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、交流電圧指令Ｖｕ＊に等しい。
　また、インバータ回路４２から、図８（ｉ）に示す電流Ｉｕが出力される。電流Ｉｕは、時間Ｔ２ＡＨの間、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏの経路Ｒ２ＡＨを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸増する。電流Ｉｕは、時間Ｔ２ＡＬの間、フィルタ回路５および負荷６→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路Ｒ２ＡＬを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸減する。
　以上の動作を各制御期間で行うことにより、電力変換装置は、交流電圧指令Ｖｕ＊に対応する交流電圧Ｖｕを出力し、負荷に電力を供給することができる。
　ここで、電流Ｉｕは、上述のとおり、リアクトルＬｆ１を流れる。そして、電流Ｉｕの最大値と最小値との差が、リプル電流Ｉｒ２Ａである。このリプル電流Ｉｒ２Ａの最大値は、電流Ｉｕが可制御電流Ｉｍより小さくなるように定められている。
　このリプル電流Ｉｒ２Ａは、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値およびリアクトルＬｆ１に印加される電圧Ｖｐ，Ｖｒとそれぞれの印加時間Ｔ２ＡＨ，Ｔ２ＡＬによって定まる。また、リアクトルＬｆ１に印加される電圧の印加時間は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２がオンオフする周波数ｆ２Ａに対応する。
　次に、図９を用いて、バックアップモード時に電圧Ｖｕの正側半波を出力するときのインバータ回路４２の動作を説明する。なお、インバータ回路４２が電圧Ｖｕの負側半波を出力するときの動作は、正側半波を出力する動作と同様に考えることができるので、その説明を省略する。
　バックアップモードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ動作をする。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフする周波数を周波数ｆ２Ｂ（第３の周波数）とする。また、周波数ｆ２Ｂの周期をＴ２Ｂとする。
　図９（ａ）は、電圧Ｖｕの正側半波を出力する制御期間における第１の素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。制御信号「Ｈｏｎ」は、当該制御期間Ｔ２Ｂにおいて、時間Ｔ２ＢＨの間オンし、その後、時間Ｔ２ＢＬの間オフする信号である。時間Ｔ２ＢＨは、後述の式（９）によって算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。例えば、時間Ｔ２ＢＨは、当該制御期間の周期Ｔ２Ｂにパルス幅指令αを乗じて得ることができる。
　図９（ｂ）～（ｇ）は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｑ１は、当該制御期間Ｔ２Ｂにおいて、制御信号Ｈｏｎに同期して、オンオフ動作を行う。スイッチ素子Ｓ４は、制御信号Ｈｏｎのハイレベルとローレベルを反転した信号に同期して、オンオフ動作をする。当該制御期間Ｔ２Ｂにおいて、スイッチ素子Ｓ３はオンし、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２はオフのままである。
　図９（ｂ）と図９（ｆ）において斜線を施した部分は、当該素子において電流Ｉｕが流れている期間を示している。
　バックアップモードにおいて、電圧Ｖｕの正側半波と負側半波を出力するときのパルス幅指令αは次式（９），（１０）を用いて算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　当該制御信号において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間には、図９（ｈ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から時間Ｔ２ＢＨの間正電圧Ｖｐとなり、その後、時間Ｔ２ＢＬの間ゼロ電圧Ｖｚになる。当該制御期間において、交流出力端子Ｕ－Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、交流電圧指令Ｖｕ＊に等しい。
　また、インバータ回路４２から、図９（ｉ）に示す電流Ｉｕが出力される。電流Ｉｕは、時間Ｔ２ＢＨの間、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏの経路Ｒ２ＢＨを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸増する。電流Ｉｕは、時間Ｔ２ＢＬの間、フィルタ回路５および負荷６→中性点端子Ｏ→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路Ｒ２ＢＬを流れる。このとき、電流Ｉｕは漸減する。この電流Ｉｕの最大値と最小値との差が、リプル電流Ｉｒ２Ｂである。
　以上の動作を各制御期間で行うことにより、電力変換装置は、交流電源１が停電しても、交流電圧指令Ｖｕ＊に対応する交流電圧Ｖｕを出力することができる。
　ここで、電流Ｉｕの基本波が最大となる位相の近傍に生じるリプル電流Ｉｒ２Ｂの増加を抑制する。そして、リプル電流Ｉｒ２Ｂが、昇圧モード時に同位相の近傍に生じるリプル電流Ｉｒ２Ａと略同じになるようにする。そうすれば、バックアップモード時の電流Ｉｕの最大値を、昇圧モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じにすることができる。
　そのために、周波数ｆ２Ｂを周波数ｆ２Ａよりも高い周波数に設定する。
　例えば、バックアップモード時と昇圧モード時の当該制御期間における電圧変化幅の比に応じて、周波数ｆ２Ｂを設定する。この場合、周波数ｆ２Ｂを次式（１１）で算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　なお、直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖｐと直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎの絶対値は同じである。したがって、周波数ｆ２Ｂは、直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖｎを用いて算出することもできる。
　このように周波数ｆ２Ｂを設定すれば、時間Ｔ２ＢＨが周波数ｆ２Ｂに逆比例して短くなるため、リプル電流Ｉｒ２Ｂの増加を抑制することができる。したがって、リプル電流Ｉｒ２Ｂがリプル電流Ｉｒ２Ａと略同じになるように、周波数ｆ２Ｂを設定すればよい。
　また、電流Ｉｕの基本波が最大となる位相の近傍において、バックアップモード時の時間Ｔ２ＢＨ，Ｔ２ＢＬそれぞれでリアクトルＬｆ１に印加される電圧時間積の差と、昇圧モード時の時間Ｔ２ＡＨ，Ｔ２ＡＬそれぞれでリアクトルＬｆ１に印加される電圧時間積の差とが、略同じになるようにしても良い。例えば、次式（１２）を満たすように周波数ｆ２Ｂを設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（１２）を満たすように周波数ｆ２Ｂを設定すれば、バックアップモード時にリアクトルＬｆ１に印加される電圧時間積の差が、昇圧モード時に印加される電圧時間積の差と略同じになる。それゆえ、リプル電流Ｉｒ２Ｂの増加が抑制されて、リプル電流Ｉｒ２Ｂがリプル電流Ｉｒ２Ａと略同じになる。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４とリアクトルＬｆ１の温度上昇が許容されるのであれば、周波数ｆ２Ｂを上記の周波数よりも高い周波数とすることもできる。この場合、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、リプル電流Ｉｒ２Ｂをリプル電流Ｉｒ２Ａより小さい電流にすることができる。
　また、バックアップモードにおけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４とリアクトルＬｆ１で発生する損失の合計が最小となるように、周波数ｆ２Ｂを設定しても良い。
　以上のようにすれば、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、バックアップモード時の電流Ｉｕの最大値を、昇圧モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じ、またはこれより小さい電流にすることができる。また、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の大型化を抑制することができる。さらに、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の銅損の増加を抑制することができる。
　なお、第１の実施形態で示した図５と同様に、キャリア信号Ｓｃは、谷の点で切り替えることができる。これにより、キャリア信号Ｓｃの連続性と対称性が維持される。
　また、通常、交流電源１の停電は短時間で復電するため、この間、インバータ回路４２が周波数ｆ２Ｂで動作しても、発生損失の増加による温度上昇は問題とならない。
　なお、電力変換装置が第２の制御モードで電圧Ｖｕの正側半波を出力するとき、スイッチ素子Ｓ１が第１の素子に選択され、スイッチ素子Ｓ３が第２の素子に選択される。また、電力変換装置が第２の制御モードで電圧Ｖｕの負側半波を出力するとき、スイッチ素子Ｓ２が第１の素子に選択され、スイッチ素子Ｓ４が第２の素子に選択される。そして、いずれの場合も、他の素子はオフしている。ただし、これは一例であり、交流電源１の電圧を降圧することができれば、他の組合せで第１と第２の素子を選択しても良い。
　電力変換装置がこの第２の制御モードと第３の制御モードで動作するときの第３の周波数の設定は、上述した第１の制御モードと第３の制御モードで動作する場合と同様に考えることができる。この第３の周波数の設定により、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、第３の制御モード時の電流Ｉｕの最大値を、第２の制御モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じ、またはこれより小さい電流にすることができる。
　また、電力変換装置が、第１と第２と第３の制御モードで動作するとき、上記と同様の考え方で、第３の周波数を設定する。この第３の周波数の設定により、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を増やすことなく、第３の制御モード時の電流Ｉｕの最大値を、第１および第２の制御モード時の電流Ｉｕの最大値と略同じ、またはこれより小さい電流にすることができる。
　また、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の大型化を抑制することができる。さらに、リアクトルＬｆ１のコイルの巻数を増やす必要がないので、リアクトルＬｆ１の銅損の増加を抑制することができる。
　本発明を適用した電力変換装置は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための装置に適用することができる。
１　　　　　　　　　交流電源
２　　　　　　　　　コンデンサ
３　　　　　　　　　コンバータ回路
３０　　　　　　　　直流電源直列回路
４１，４２　　　　　インバータ回路
５　　　　　　　　　フィルタ回路
６　　　　　　　　　負荷
１００，１０１　　　制御回路

Claims (11)

  1. 　第１と第２の直流電源を直列接続してなる直流電源直列回路の電圧と、第１と第２の直流電源の接続点にその一端が接続される交流電源の電圧とを用いて所定の交流電圧を出力するインバータを備え、
    　前記インバータは、
    　第１と第２のスイッチング素子を直列接続してなり、前記直流電源直列回路の両端に接続されるスイッチング素子直列回路と、
    　一端が前記第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記交流電源の他端と接続される第１の双方向スイッチと、
    　前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と負荷との間に接続されるリアクトルと、を有して、
    　前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧とを用いて前記交流電源の電圧よりも高い所定の交流電圧を生成する第１の制御モードと、前記交流電源の電圧と前記直流電源直列回路の電圧のうち少なくとも前記交流電源の電圧を用いることによって前記交流電源の電圧よりも低い所定の交流電圧を生成する第２の制御モードと、前記直流電源直列回路の電圧を用いて所定の交流電圧を生成する第３の制御モードのうち、少なくとも第１の制御モードと第２の制御モードのいずれかと第３の制御モードとを含む２以上の制御モードで動作し、
    　前記第１の制御モードで第１と第２のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第１の周波数とし、
    　前記第２の制御モードで前記第１と第２のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を第２の周波数とし、
    　前記第３の制御モードで前記第１と第２のスイッチング素子をオンオフ動作させるとき、そのオンオフ動作させる周波数を、前記第１と第２の周波数よりも高い第３の周波数とする
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記インバータは、さらに、前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と前記第１と第２の直流電源の接続点との間に接続される第２の双方向スイッチを有していることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１と第２の直流電源の電圧は、前記交流電源の電圧を用いて作られる電圧であって、かつ前記交流電源の電圧の振幅値よりも大きい電圧であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記インバータが、前記第１または第２の制御モードのいずれかの制御モードと前記第３の制御モードとを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、前記第３の制御モード時のインバータ出力電流の最大値が、前記第１または第２の制御モードにおいて前記インバータが出力する電流の最大値と略同じになるようにまたはこの最大値より小さくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
  5. 　前記インバータが、前記第１または第２の制御モードのいずれかの制御モードと前記第３の制御モードとを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第３の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流が、前記位相の近傍において前記第１または第２の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流と略同じ大きさになるようにまたはこのリプル電流より小さくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
  6. 　前記インバータが、前記第１または第２の制御モードのいずれかの制御モードと前記第３の制御モードとを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第３の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅を、前記位相の近傍において前記第１または第２の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅で除して得られる係数を、前記第１の周波数に乗じて得られる周波数と略同じになるようにまたはこの周波数より大きくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
  7. 　前記インバータが、前記第１または第２の制御モードのいずれかの制御モードと前記第３の制御モードとを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第３の制御モード時に前記リアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差が、前記位相の近傍において前記第１または第２の制御モード時に前記リアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差と略同じになるようにまたはこの電圧時間積の差より小さくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
  8. 　前記インバータが前記第１と第２と第３の制御モードを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、前記第３の制御モード時のインバータ出力電流の最大値が、前記第１と第２の制御モード時のインバータ出力電流のいずれかの最大値と略同じ大きさとなるようにまたはこの最大値よりも小さくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
  9. 　前記インバータが前記第１と第２と第３の制御モードを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第３の制御モード時のインバータ出力電流に含まれるリプル電流が、前記位相の近傍において前記第１と第２の制御モード時のインバータ出力電流のいずれかに含まれるリプル電流と略同じ大きさとなるようにまたはこのリプル電流よりも小さくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
  10. 　前記インバータが前記第１と第２と第３の制御モードを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第３の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅を、前記位相の近傍において前記第１と第２の制御モード時に前記リアクトルに印加される電圧変化幅のいずれかで除して得られる係数を、前記第１の周波数に乗じて得られる周波数と略同じになるようにまたはこの周波数より大きくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
  11. 　前記インバータが前記第１と第２と第３の制御モードを有して動作するとき、
    　前記第３の周波数は、インバータ出力電流の基本波が最大となる位相の近傍において前記第３の制御モード時に前記リアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差が、前記位相の近傍において前記第１と第２の制御モード時に前記リアクトルに印加される２つのレベルの電圧それぞれの電圧時間積の差のいずれかと略同じとなるようにまたはこの電圧時間積の差より小さくなるように定められていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の電力変換装置。
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