WO2013153188A1 - Procede de conversion analogique numerique multibande multiniveau - Google Patents

Procede de conversion analogique numerique multibande multiniveau Download PDF

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WO2013153188A1
WO2013153188A1 PCT/EP2013/057641 EP2013057641W WO2013153188A1 WO 2013153188 A1 WO2013153188 A1 WO 2013153188A1 EP 2013057641 W EP2013057641 W EP 2013057641W WO 2013153188 A1 WO2013153188 A1 WO 2013153188A1
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WO
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signal
main
digital
sig
frequency
Prior art date
Application number
PCT/EP2013/057641
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English (en)
Inventor
Patrick Loumeau
Patricia DESGREYS
Timothy Ridgers
Dang-Kièn Germain PHAM
Original Assignee
Institut Mines Telecom
Nxp B.V.
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H03M3/466—Multiplexed conversion systems
    • H03M3/468—Interleaved, i.e. using multiple converters or converter parts for one channel, e.g. using Hadamard codes, pi-delta-sigma converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M3/42—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having multiple quantisers arranged in parallel loops

Definitions

  • the present invention aims to digitize an analog signal for an improvement of the yields in power amplifiers in particular.
  • telecommunication equipment mobile terminals, base stations, etc.
  • power amplifiers are modules whose power consumption is important, especially in comparison with the other modules making up the telecommunication equipment. In particular, in order to avoid working in non-linear domains, these power amplifiers have a high power consumption.
  • complex modulation schemes such as WCDMA for Wideband Code Division Multiple Access
  • wide bandwidths accentuate the loss of performance of power amplifiers.
  • non-linearity may also depend on the amplifier temperature, component wear, etc., there is a need to know the "non-linearity" (or distortions) of the amplifiers at each moment in order to compensate for it in time.
  • Analog digital converters of the "pipeline” type can be envisaged in devices for carrying out such measurements. However, such devices are not free of defects. Indeed, this type of converter is not optimized for the processing of signals distorted by non-linear amplification. This results in oversizing and increased energy consumption of the measuring device (increase of the exponential consumption in case of increase of the bandwidth to be digitized).
  • the present invention improves the situation.
  • the present invention proposes the use of digital analog converters of Sigma-Delta band-pass type, advantageously adapted and versatile to determine the distortion profile of the power amplifier and thus allow a premodification of the signal to be transmitted.
  • the digital signals from the converter can then be used by an algorithm that calculates pre-distortion coefficients that are applied to the signal upstream of the power amplifier.
  • the present invention thus aims at a method of converting an input analog signal into a plurality of digital output signals.
  • the method comprises, for a main frequency band, the steps of: a / conversion of the analog input signal by a first analog-to-digital converter of the Sigma-Delta type, the first converter comprising a main scanning band around a frequency main center, in one main digital output signal, said digital analog converter having an input loop adder receiving at least said input analog signal and outputting a main residual analog signal; b / decimating the main digital output signal to retain only frequency components of the main digital output signal included in the main frequency band; cl delivery of the decimated main digital output signal.
  • the method further comprises, for each band of at least one secondary frequency band separate from the main band, the steps of: d / converting the main residual analog signal by a second Sigma-Delta analog digital converter, the second converter having a secondary scanning band around a secondary center frequency, for converting the main residual analog signal into a secondary digital output signal; e / combining the main digital output signal and the secondary digital output signal to form a secondary combination digital signal; f / decimating the secondary combination digital signal to retain only frequency components of the secondary combination digital signal having a frequency in the secondary frequency band g / output of the decimated combination digital secondary signal.
  • a "main frequency band” is a contiguous frequency range of particular interest to the person this process.
  • This main frequency band can be, for example, the ideal transmit range of a transmitter (a narrow band of 15 MHz around 2.14 GHz).
  • this main frequency band can also be the expected reception range of a receiver. Most often, this main band corresponds to the frequency range having a maximum energy concerning the signal considered.
  • “Secondary frequency bands” are bands other than the main frequency band. Most often these bands are adjacent to this main frequency band.
  • the analog digital converter sigma-delta type are numerous (1st order, 2nd order, etc.). This type of converter is based on the principle of oversampling of an input signal and the shaping of the quantization noise. To quantize the signal, a comparator is usually used to convert the difference between the input signal and the result of the conversion on a bit (ie 0 or 1) (for example, 0 if the difference is negative, 1 if the difference is positive). It is also possible to quantify the signal on several bits. These converters constitute slave systems because the output is looped back to the input.
  • the Sigma-Delta type converters do not have a Signal to Noise Ratio (SNR) constant frequency ratio. Thus, the digitized signal has almost no quantization noise for some frequencies and noise for others.
  • the term "digitizing band" of a Sigma-Delta converter is the frequency domain having the substantially highest Signal-to-Noise Ratio (i.e., where the digitization noise is substantially the lowest). .
  • the input loop adder of a Sigma-Delta type converter is an adder for subtracting from the input signal the digitized signal (but reconverted to analog signal) output of the converter.
  • this adder corresponds to the first electronic adder component that meets the input signal. It makes it possible to achieve the servo-control presented above.
  • this adder is the adder of which one of the inputs is connected to the digital converter of the main return loop.
  • decimation The process of reducing the number of samples in the time domain and filtering in the frequency domain of a digital signal is called "decimation" in digital signal processing.
  • decimation carried out above to retain only frequency components of a digital signal having a frequency included in a main frequency band consists in particular in removing from the digital signal the frequency components located outside this frequency band.
  • the decimation can consist of a combination of two signals (for example, a main signal and a secondary signal) in order to obtain a better quality result.
  • the number of second Sigma-Delta converters useful for this method corresponds to the number of secondary frequency bands considered for steps d / to g /. Indeed, a converter is associated with the processing of each secondary band.
  • Sigma-Delta type converters arranged as indicated above makes it possible to efficiently determine the signal components for each of the frequency bands considered (main or secondary) while maintaining a reasonable power consumption (ie say substantially linear with the number of bands to be analyzed).
  • the main frequency band may be an emission frequency band expected from a transmitter.
  • the transmission frequency band expected from a transmitter is the frequency band on which an emitter must emit nominal. Normally, this transmitter transmits only on this band at a given moment. There is also talk of an ideal frequency band.
  • the signal injected into the second converter can thus have a reduced energy on this main band due to the subtraction of the main input signal and a return signal whose values are quantized at the output of the digital-analog converter.
  • the digitization of the secondary bands can then be facilitated because the energy peak of the main frequency band does not saturate the second converter.
  • the input analog signal may be a telecommunication signal that has been amplified.
  • the method may further comprise a distortion calculation of the telecommunication signal before said amplification, as a function of the decimated secondary digital combination signals and the decimated main digital output signal and a step of modifying said telecommunication signal according to the calculation. distortion, to compensate for nonlinearities of amplification.
  • the power amplifiers may include nonlinearities, distorting the amplified signals.
  • it may be useful to calculate the profile of the distorted signal after amplification. This calculation can take as input the different digital components of the distorted signal over a plurality of frequency bands (for example, the main and secondary).
  • the method may further comprise a determination a number of secondary frequency bands for the implementation of steps 61 to g / presented above.
  • This determination can be dynamic.
  • the number of secondary frequency bands can be adapted according to the needs of the user or the device.
  • this adaptation can be continuous over time, making it possible to compensate for changes in the amplifier's non-linearities, these non-linearities being able to be a function of the wear of the amplifier, its gain, its temperature, use, etc.
  • the determination of said number may be a function of a desired power consumption, said number being increasing with said desired power consumption.
  • This method can then be used to regulate the consumption of the different converters according to a target consumption. For example, if the battery of a mobile terminal decreases below a predetermined threshold, deactivation of Sigma-Delta type converters working on frequency bands furthest from the main band can be considered. This deactivation can then save energy.
  • the determination of said number may be a function of a tolerance threshold of non-linearities in the amplification.
  • the number of bands of secondary frequencies for the implementation of steps d) to g) is even and the secondary frequency bands are two by two symmetrical with respect to the main frequency band.
  • the main frequency band and the secondary frequency bands can form a continuous range in the frequency domain.
  • the main frequency band and the secondary frequency bands can form a discontinuous range in the frequency domain.
  • the transmitters may not transmit in continuous frequency bands.
  • a band may be used to transmit a low power signal, while independently a high power signal is transmitted in a near but disjoint frequency band. The method then makes it possible to digitize the low power signal without difficulty, despite the presence of the high power signal nearby.
  • the method may further comprise a step of: h / combining the decimated combination digital secondary signals to form a single digital output signal.
  • the decimated combination digital secondary signals are recombined to form a single digital output frame.
  • This digital frame can then be used to determine the distortion profile induced by the power amplifier.
  • the present invention also provides a device for converting an input analog signal into a plurality of filtered digital signals.
  • the device comprises:
  • a first analog-to-digital converter of Sigma-Delta type comprising a main scanning band around a main central frequency and converting the input analog signal into a main digital output signal, said first digital analog converter comprising an input loop adder being adapted to receive at least said input analog signal and outputting a main residual analog signal;
  • a decimation filter for keeping only frequency components of the main digital output signal having a frequency comprised in the main frequency band
  • At least one other second analog-to-digital converter of the Sigma-Delta type comprising a secondary digitization band around a secondary frequency, said second converter being connected to the output of the input loop adder to convert the main residual analog signal into a secondary digital output signal;
  • At least one digital adder for combining the main digital output signal and the secondary digital output signal to form a secondary combination digital signal
  • At least one decimation filter for keeping only frequency components of the secondary digital signal of combination having a frequency in the secondary frequency band
  • the decimation filter is adapted to perform the method of reducing the number of samples in the time domain and filtering in the frequency domain described above.
  • the present invention also relates to a telecommunication equipment in which an input analog signal is converted into a plurality of digital signals filtered by a device presented above.
  • the equipment may be a base station or a mobile terminal.
  • FIG. 1 illustrates a particular electronic arrangement for producing a pre-distortion of a signal to be transmitted
  • FIG. 2a illustrates a distortion of a signal to be emitted by a particular power amplifier
  • FIG. 2b illustrates the form of a signal emitted after amplification by a power amplifier in the event of pre-distortion of this signal before amplification
  • FIGS. 3a, 3b, 3c and 3d illustrate a particular arrangement of a Sigma Delta converter
  • FIG. 4 is a particular electronic arrangement for producing a converter according to the invention in a particular embodiment
  • FIG. 5 is a schematization of the various signals present in a conversion device in a particular embodiment of the invention.
  • FIG. 1 illustrates a particular electronic arrangement for producing a pre-distortion of a signal to be transmitted.
  • an analysis of the distortion of a GIS signal by the amplification of a PA power amplifier 102 can be carried out by implementing a feedback loop as described in FIG. .
  • this signal when receiving a digital signal by a pre-distortion processor 100, this signal is transmitted to a DAC digital converter 101 for converting the digital signal into an analog signal capable of being transmitted electromagnetically. Nevertheless, since the latter analog signal is of low power, amplification is achieved by the use of a power amplifier PA 102 before it is transmitted. In order to evaluate the distortion induced by the amplifier PA, this amplified signal is then converted back into a digital signal by the ADC digital analog converter 104 in order to be compared to the received GIS signal. Thus, a distortion profile can be calculated by the processor PROC 100. Based on this distortion profile, it is then possible to process the digital signals received after the establishment at this distortion profile to "counteract" the distortion induced by the power amplifier.
  • the distortion profile can be updated continuously.
  • Figure 2a illustrates by way of illustration a possible distortion of a signal during its amplification by a particular power amplifier.
  • the curve 200 is a representation of the ideal response of a power amplifier.
  • the output voltage V s of the amplifier should correspond to a multiple of the input voltage V e .
  • V ep d at the input of the amplifier is no longer applied in a linear manner because of a pre-distortion (curve 202) and if the predistortion compensates exactly for the non-linearity observed of the amplifier, the voltage at the output V s of the amplifier can then appear as "linear".
  • Figures 3a and 3b illustrate particular embodiments of a Sigma Delta converter.
  • the Sigma-Delta converter shown in FIG. 3a comprises at least one adder 300, a resonator (or low-pass or bandpass filter) 301, an ADC digital analog converter 304 and a DAC digital converter 305 positioned on the loop 25 back of the device.
  • an analog feedback signal SIG_RET is subtracted from it by the adder 300 to form a residual signal SIG_ADD (or "main residual analog signal”).
  • the residual signal SIG ADD is then filtered by the resonator (or the filter) 301 on a frequency f r previously configured therein to form a filtered analog signal SIG_FIL.
  • the filtered analog signal SIG FIL is converted into a digital output signal SIG OUT by the analog digital converter 304.
  • This digital output signal is also converted back to the analog signal RET SIG RET by the analog digital converter 305.
  • Figure 3b details the analog digital converters 304 and digital analog 305 in one embodiment of a Sigma-Delta converter. These converters 304 and 305 are "1-bit" converters.
  • the ADC 304 digital analog converters for Sigma-Delta "1 -bit” devices consist of a comparator 302 and a "D" type flip-flop to perform a very high speed digital conversion.
  • the DAC 305 digital analogue converters have two electrical switches powered by a high voltage (V +) and a low voltage (V-), respectively.
  • the return signal SIG RET is a slot signal whose value is either V + or V- as a function of the value of the logic input.
  • the quantization noise in a main band (ie in a signal band centered around the frequency f r ) is reduced by two methods: oversampling and noise shaping. It is said that the quantization noise of the main band is "pushed" out of this band onto secondary bands.
  • the oversampling ratio can be defined as the ratio between the sampling clock CLK and the bandwidth of the wanted signal. Thus, if the signal bandwidth is increased, the clock frequency must also be increased by the same amount in order to maintain the ratio over-sampling.
  • FIG. 4 is a particular electronic assembly for producing a converter in the sense of the invention in a particular embodiment.
  • the modules 401, 402, 403 and 404 form a first Sigma-Delta converter as detailed above.
  • the filter 402 is a resonator centered on the main frequency f 1.
  • the filter 407 is a resonator centered on the first secondary frequency f 2 .
  • the filter 414 is a resonator centered on the secondary frequency f 3 .
  • the input loop adder 401 On receipt of an input analog signal SIG INP and a main analog return signal SIG_RET1 by the input loop adder 401, the input loop adder 401 subtracts the main analog return signal SIG RET1 from input signal SIG INP to form a main residual analog signal SIG S1.
  • This main residual analog signal SIG S1 is then processed by resonator RES1 402 and then quantized by digital analog converter ADC1 403 to form a main digital output signal SIG_NUM1.
  • This main digital output signal is then decimated to retain only the frequencies of this digital signal included in the main frequency band.
  • This decimation is carried out using a decimation filter DEC1 405.
  • the decimation consists here in suppressing numerically the frequency components of the digital signal not belonging to the main frequency band.
  • the main residual analog signal SIG S1 is injected into the second Sigma-Delta converter.
  • the second Sigma-Delta converter delivers a secondary digital output signal SIG NUM2.
  • the signal SIG_NU 2 substantially corresponds to the digitization of the opposite of the scanning noise of the signal of the main band when it is digitized by the first Sigma-Delta converter.
  • SIG_NU 2 by combining the secondary digital output signal SIG_NU 2 and the main digital output signal SIG_NUM1, there is obtained a digital signal (or secondary digital signal combination) highlighting the frequencies of the first secondary frequency band centered around.
  • This combination is, for example, a summation.
  • This combination may further comprise operations implemented by electronic modules adding a time delay (fixed or variable) in the signal or a power gain.
  • the secondary digital combination signal is then decimated to retain only the frequencies of this digital signal included in the first secondary frequency band.
  • This decimation is carried out using a decimation filter DEC2 41 1.
  • This operation can furthermore comprise operations implemented by electronic modules making it possible to combine results of processing of the signal SIG_NUM1 and the signal SIG_NUM2.
  • the main residual analog signal SIG_S1 is also injected into the third Sigma-Delta device. A treatment similar to the one just presented is carried out but on a second band of frequency secondary and centered on the frequency f 3 .
  • each of the decimation filters (respectively 405, 41 1 and 417) delivering information on the amplitude of the signal SIGJNP in each of the frequency sub-bands (respectively, in the main frequency band, in the first frequency band secondary, and in the second secondary frequency band), it is possible to determine, in the CO B combination module 412), the power distribution of the SIGJNP signal in the frequency domain. Knowledge of this distribution, as well as that of the signal before amplification, then makes it possible to know the distortion induced by the power amplifier.
  • Figure 5 is a diagram of the various signals present in a conversion device in a particular embodiment of the invention. This figure is to be understood in connection with FIG. 4 with respect to the meaning of the electronic blocks (i.e. 401 to 41 1) forming the conversion device.
  • Blocks 601 to 607 represent the spectral distributions of the signals at the indicated points of the circuit.
  • the horizontal axis represents the signal frequency on a linear scale and emphasizes the operating frequency f
  • the vertical axis represents the signal energy on a logarithmic scale.
  • the spectral distribution of a signal is schematically represented as a rectangle for each of the frequency bands under consideration (for example, bands 608, 609, 612, and 61 1). These rectangles represent spectral subsets of the signals.
  • Curves 610 and 613 are noise density curves created by the action of the converters.
  • the SIGJNP input analog signal is represented by block 601.
  • This signal SIGJNP is an analog signal in the power is maximum on a main band 608. Nevertheless, the amplifier of Since the power is not linear, the signal SIGJNP is not zero in adjacent secondary bands such as band 609.
  • the main digital output signal SIG NUM1 is represented by the block 602.
  • the spectrum of the digital signal SIG NUM1 is composed of the spectrum of the signal SIGJNP to which is superimposed the spectrum of the digitizing noise that can be represented by the curve 610. It is therefore possible to note in this block that the signal-to-noise ratio (SNR) is therefore very low for the frequency bands distant from the main frequency band that the SNR for the main frequency band is very high (indicating that the scanning accuracy is important in this main frequency band).
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the digital signal at the output of the decimation filter 405 is represented by the block 603.
  • the frequency components of the signal lying outside the main frequency band 608 are suppressed (dashed components on the block 603). Only the frequency components of the signal in the main frequency band are kept at the output.
  • the main residual analog signal SIG S1 is represented by the block 604. This signal results from the subtraction of the return signal SIG RET1 and the main input analog signal SIGJNP. To a certain extent, this subtraction has the effect, on the one hand, of reducing the energy in the main band as well as in the secondary bands (609, 612, etc.), but also of adding the noise generated by the action of the first Sigma-Delta converter. By the very design of the noise spectral density system (curve 610), this noise may be greater than the signal to be measured in the secondary bands without affecting the proper functioning of the architecture.
  • the analog input signal SIGJNP has been digitized with a relatively high precision (ie high SNR) in the main frequency band 608, the component of the signal SIG_S1 (symbolized by the solid lines in the block 604) is substantially larger. weak compared to the SIGJNP signal (symbolized by the dashed lines short in block 604) in the main frequency band 608.
  • the signal components SIG_S1 in the secondary frequency bands are also smaller compared to the secondary components of the input analog signal SIG INP.
  • the second Sigma-Delta converter (composed of the modules 406, 407, 408, 409) is centered on the secondary frequency band 609 (for example, its resonator 407 is centered on this frequency band 609). Moreover, this second Sigma-Delta converter induces a digitizing noise that can be represented by the curve 613. On the secondary frequency band 609, the second Sigma-Delta converter therefore digitizes with a relatively high precision the residual signal including the noise (610) induced by the first Sigma-Delta converter on the secondary frequency band 609 during digitization of the main frequency band 608.
  • Block 606 is a representation of the signal from the summation by the adder 410 of the signals output from the two Sigma-Delta converters (i.e. SIG_NUM1 and SIG_NUM2).
  • the residual signal notably comprising the noise that has been digitized by the second Sigma-Delta converter, its summation with the signal
  • Digitized SIG_NUM1 makes it possible to find the component of the signal SIG INP being in the secondary frequency band 609, whereas this one was however melted in the noise of digitization (curve 610) in the signal SIG_NUM1.
  • the digital signal at the output of the decimation filter 41 1 is represented by block 607.
  • the frequency components of the signal outside the secondary frequency band 609 are suppressed (dashed components on block 607). . Only the frequency components of the signal in the secondary frequency band 609 are kept at the output.
  • the Sigma-Delta converters shown in the figures are first-order Sigma-Delta converters so as not to overload the figures and to simplify the presentation. Nevertheless, other types of Sigma-Delta converters are conceivable as second-order Sigma-Delta converters or others.
  • Figures 3c and 3d illustrate more complex Sigma-Delta converters than the first-order Sigma-Delta converters shown above.
  • Figure 3c is a Sigma-Delta converter having two return loops.
  • the analog input signal SIGJNP is then converted into a digital output signal SIG_OUT.
  • the input adder mentioned above is the adder 300.
  • Fig. 3d is a Sigma-Delta converter having a plurality of feedback loops and plural filters 301a, 301b, and 301b and loops for bringing the signal further into the converter at node 302 and node 303.
  • the analog input signal SIGJNP is then converted into a digital output signal SIG_OUT.
  • the input adder mentioned above is the adder 300.
  • amplifiers may be present in the different loops to introduce a gain in the analog input or digital feedback signal.
  • each electronic wiring shown in the figures and passing through an analog signal can be replaced by a wiring having an amplifier.
  • the gain introduced into the analog input signal and the digital feedback signal may be identical.
  • the present invention is not limited to any particular order or form of Sigma-Delta converter.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
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Abstract

La présente invention concerne un procédé de conversion d'un signal analogique d'entrée en une pluralité de signaux numériques. Cette conversion suppose une première numérisation de ce signal par un convertisseur Sigma-Delta sur une bande de fréquences principale. Des numérisations du signal résiduel de cette premier numérisation, comportant notamment le bruit de numérisation, sont effectuées par d'autres convertisseurs Sigma-Delta sur des bandes secondaires afin de pouvoir éliminer le bruit sur les bandes secondaires, et ainsi déduire la numérisation de ce signal sur les bandes secondaires considérées.

Description

PROCEDE DE CONVERSION ANALOGIQUE NUMERIQUE
MULTIBANDE M ULTI NIVEAU
La présente invention vise la numérisation d'un signal analogique pour une amélioration des rendements dans des amplificateurs de puissance notamment.
L'évolution des télécommunications tend à une augmentation des débits, et l'optimisation des ressources. Pour ce faire, les équipements de télécommunication (terminaux mobiles, stations de base, etc.) amplifient les signaux émis à l'aide d'amplificateurs de puissance. Ces amplificateurs de puissance sont des modules dont la consommation électrique est importante, notamment en comparaison avec les autres modules composant les équipements de télécommunication. En particulier, afin d'éviter de travailler dans des domaines non-linéaires, ces amplificateurs de puissance ont une consommation électrique élevée. La mise en œuvre de schémas de modulation complexes (tel que le WCDMA pour « Wideband Code Division Multiple Access » en anglais) et de larges bandes passantes accentuent la perte de rendement des amplificateurs de puissance.
Une solution envisageable pour réduire la consommation est de faire travailler ces amplificateurs de puissance dans des domaines non-linéaires. Pour compenser ces non-linéarité, il est alors utile de « pré-distordre » dynamiquement le signal en entrée de ces amplificateurs afin d'avoir une sortie sensiblement linéaire.
Comme ces non-linéarités peuvent également dépendre de la température de l'amplificateur, de l'usure des composants, etc., il existe un besoin de connaître la « non-linéarité » (ou les distorsions) des amplificateurs à chaque instant afin de la compenser dans le temps.
Afin de mesurer les non-linéarités des amplificateurs, il est utile de disposer d'outils de mesure permettant d'analyser une très large bande de fréquences afin de quantifier précisément les débordements de la bande principale émise sur les bandes secondaires.
Des convertisseurs analogique numérique de type « pipeline » peuvent être envisagés dans des dispositifs pour effectuer de telles mesures. Cependant, de tels dispositifs ne sont pas exempts de défaut. En effet, ce type de convertisseur n'est pas optimisé pour le traitement de signaux distordus par amplification non-linéaire. Il en résulte un surdimensionnement et une consommation d'énergie accrue du dispositif de mesure (augmentation de la consommation exponentielle en cas d'augmentation de la bande passante à numériser).
Il existe ainsi un besoin pour disposer de dispositifs permettant de mesurer efficacement les distorsions d'un signal, et disposant d'une consommation électrique réduite afin d'améliorer le rendement énergétique.
La présente invention vient améliorer la situation. A cet effet, la présente invention propose l'utilisation de convertisseurs analogique numérique de type Sigma-Delta passe-bande, avantageusement adaptés et versatiles pour déterminer le profil de distorsion de l'amplificateur de puissance et ainsi permettre une prémodification du signal à émettre. Les signaux numériques issus du convertisseur peuvent alors être utilisés par un algorithme qui calcule des coefficients de pré-distorsion qui sont appliqués au signal en amont de l'amplificateur de puissance.
La présente invention vise alors un procédé de conversion d'un signal analogique d'entrée en une pluralité de signaux numériques de sortie. Le procédé comporte, pour une bande de fréquences principale, les étapes de : a/ conversion du signal analogique d'entrée par un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta, le premier convertisseur comportant une bande principale de numérisation autour d'une fréquence centrale principale, en un signal numérique principal de sortie, ledit convertisseur analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée recevant au moins ledit signal analogique d'entrée et délivrant un signal analogique résiduel principal ; b/ décimation du signal numérique principal de sortie pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique principal de sortie comprises dans la bande de fréquences principale ; cl délivrance du signal numérique principal de sortie décimé.
Le procédé comporte en outre, pour chaque bande parmi au moins une bande de fréquences secondaire distincte de la bande principale, les étapes de : d/ conversion du signal analogique résiduel principal par un deuxième convertisseur analogique numérique de type Sigma- Delta, le deuxième convertisseur comportant une bande secondaire de numérisation autour d'une fréquence centrale secondaire,, pour convertir le signal analogique résiduel principal en un signal numérique secondaire de sortie ; e/ combinaison du signal numérique principal de sortie et du signal numérique secondaire de sortie pour former un signal numérique secondaire de combinaison ; f/ décimation du signal numérique secondaire de combinaison pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences secondaire g/ délivrance du signal numérique secondaire de combinaison décimé.
On appelle « bande de fréquences principale » une plage de fréquences contigue présentant un intérêt particulier pour la personne mettant en œuvre ce procédé. Cette bande de fréquences principale peut être, par exemple, la plage d'émission idéale d'un émetteur (une bande étroite de 15 MHz autour de 2.14 GHz). Par ailleurs, cette bande de fréquences principale peut être également la plage de réception attendue d'un récepteur. Le plus souvent, cette bande principale correspond à la plage de fréquences présentant une énergie maximale concernant le signal considéré.
On appelle « bandes de fréquences secondaires » des bandes autres que la bande de fréquences principale. Le plus souvent ces bandes sont adjacentes à cette bande de fréquences principale.
Les convertisseurs analogique numérique de type Sigma-Delta sont nombreux (1 er ordre, 2eme ordre, etc.). Ce type de convertisseur est basé sur le principe du sur-échantillonnage d'un signal d'entrée et sur la mise en forme du bruit de quantification. Pour quantifier le signal, un comparateur est en général utilisé pour convertir sur un bit (c'est-à-dire 0 ou 1 ) la différence entre le signal d'entrée et le résultat de la conversion (par exemple, 0 si la différence est négative, 1 si la différence est positive). On peut également quantifier le signal sur plusieurs bits. Ces convertisseurs constituent des systèmes asservis car la sortie est rebouclée sur l'entrée. Les convertisseurs de type Sigma-Delta n'ont pas un Rapport Signal sur Bruit de quantification (ou SNR pour « Signal to Noise Ratio » en anglais) constant en fréquences. Ainsi, le signal numérisé ne comporte presque aucun bruit de quantification pour certaines fréquences et un bruit important pour d'autres. Ainsi, on appelle « bande de numérisation » d'un convertisseur Sigma- Delta le domaine de fréquences présentant le Rapport Signal-sur-Bruit sensiblement le plus élevé (c'est à dire, où le bruit de numérisation est sensiblement le plus faible).
L'additionneur de boucle d'entrée d'un convertisseur de type Sigma-Delta est un additionneur permettant de soustraire au signal d'entrée le signal numérisé (mais reconverti en signal analogique) de sortie du convertisseur. Dans la plupart des convertisseurs de type Sigma-Delta, cet additionneur correspond au premier composant électronique additionneur que rencontre le signal d'entrée. Il permet de réaliser l'asservissement présenté ci-dessus. De plus cet additionneur est l'additionneur dont une des entrées est connectée au convertisseur numérique analogique de la boucle de retour principale.
On appelle « décimation », en traitement du signal numérique, le procédé de réduction du nombre d'échantillons dans le domaine temporel et de filtrage dans le domaine fréquentiel d'un signal numérique. Ainsi, la décimation réalisée ci-dessus pour ne conserver que des composantes fréquentielles d'un signal numérique ayant une fréquence comprise dans une bande de fréquences principale consiste notamment à supprimer du signal numérique les composantes fréquentielles situées en dehors de cette bande de fréquences. Par ailleurs, la décimation peut consister à une combinaison de deux signaux (par exemple, un signal principal et un signal secondaire) afin d'obtenir un résultat de meilleure qualité.
Le nombre de deuxièmes convertisseurs de type Sigma-Delta utiles à ce procédé correspond au nombre de bandes de fréquences secondaires considérées pour les étapes d/ à g/. En effet, un convertisseur est associé au traitement de chaque bande secondaire.
L'utilisation de convertisseurs de type Sigma-Delta agencés comme indiqués ci-dessus permet de déterminer efficacement les composantes du signal pour chacune des bandes de fréquences considérées (principale ou secondaire) tout en conservant une consommation électrique raisonnable, (c'est-à-dire sensiblement linéaire avec le nombre de bandes à analyser).
Par ailleurs, la bande de fréquences principale peut être une bande de fréquences d'émission attendue d'un émetteur.
On appelle la bande de fréquences d'émission attendue d'un émetteur, la bande de fréquences sur laquelle un émetteur doit émettre de façon nominale. Normalement, cet émetteur n'émet que sur cette bande à un instant donné. On parle également de bande de fréquences idéale.
Ainsi, il est possible de centrer le premier convertisseur sur la bande de fréquences qui, selon toute probabilité, a l'énergie la plus importante. Ainsi, le signal injecté dans le deuxième convertisseur peut ainsi posséder une énergie réduite sur cette bande principale du fait de la soustraction du signal principal d'entrée et d'un signal de retour dont les valeurs sont quantifiées en sortie du convertisseur numérique analogique. La numérisation des bandes secondaires peut en être alors facilitée car le pic en énergie de la bande de fréquences principale ne vient pas saturer le deuxième convertisseur.
Dans un mode de réalisation particulier, le signal analogique d'entrée peut être un signal de télécommunication ayant subit une amplification. Alors, le procédé peut comprendre en outre un calcul de distorsion du signal de télécommunication avant ladite amplification, en fonction des signaux numériques secondaires de combinaison décimés et du signal numérique principal de sortie décimé et une étape de modification dudit signal de télécommunication en fonction du calcul de distorsion, pour compenser des non-linéarités de l'amplification.
Comme détaillé ci-dessous dans les figures 2a et 2b ainsi que dans les descriptions associées, les amplificateurs de puissance peuvent comporter des non-linéarités, distordant les signaux amplifiés. Afin de modifier le signal avant son amplification et ainsi compenser la distorsion induite par l'amplificateur de puissance, il peut être utile de calculer le profil du signal distordu après amplification. Ce calcul peut prendre en entrée les différentes composantes numériques du signal distordu sur une pluralité de bandes de fréquences (par exemple, la principale et des secondaires).
Avantageusement, le procédé peut comporter en outre une détermination d'un nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en œuvre des étapes 61 à g/ présentées ci-dessus.
Cette détermination peut être dynamique. Ainsi le nombre de bandes de fréquences secondaires peut être adapté en fonction des besoins de l'utilisateur ou du dispositif. De plus, cette adaptation peut être continue dans le temps, permettant de compenser les modifications de non-linéarités de l'amplificateur, ces non-linéarités pouvant être fonction de l'usure de l'amplificateur, de son gain, de sa température d'utilisation, etc.
Ainsi, la détermination dudit nombre peut être fonction d'une consommation électrique souhaitée, ledit nombre étant croissant avec ladite consommation électrique souhaitée.
Ce procédé peut alors permettre de réguler la consommation des différents convertisseurs en fonction d'une consommation cible. Par exemple, si la batterie d'un terminal mobile diminue descend en dessous d'un seuil prédéterminé, la désactivation des convertisseurs de type Sigma- Delta travaillant sur des bandes de fréquences les plus éloignés de la bande principale peut être envisagée. Cette désactivation peut alors permettre d'économiser de l'énergie.
En complément ou en variante, la détermination dudit nombre peut être fonction d'un seuil de tolérance de non-linéarités dans l'amplification.
Par exemple, s'il apparaît que les composantes du signal reçu sont inférieures à un certain seuil dans les bandes de fréquences secondaires, il est envisageable de désactiver les convertisseurs correspondants. En effet, la contribution de ces bandes secondaires étant faibles, il peut être inutile de consacrer de l'énergie pour cette numérisation.
Dans un mode de réalisation particulier, le nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en œuvre des étapes d) à g) est pair et les bandes de fréquences secondaires sont deux à deux symétriques par rapport à la bande de fréquences principale.
Par ailleurs, la bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires peuvent former une plage continue dans le domaine des fréquences.
En effet, pour la détermination de la distorsion d'un signal amplifié, il peut être utile de disposer de la numérisation de bandes adjacentes de ce signal.
Par ailleurs, la bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires peuvent former une plage discontinue dans le domaine des fréquences.
En effet, dans certaines réalisations, les émetteurs peuvent ne pas émettre dans des bandes de fréquences continues. Par exemple, une bande peut être utilisée pour émettre un signal de faible puissance, tandis que de manière indépendante, un signal de forte puissance est émis dans une bande de fréquence proche mais disjointe. Le procédé permet alors de numériser le signal de faible puissance sans difficulté, malgré la présence du signal de forte puissance a proximité.
Dans un mode de réalisation particulier, le procédé peut comprendre en outre une étape de : h/ combinaison des signaux numériques secondaires de combinaison décimés pour former un unique signal de sortie numérique.
Ainsi, les signaux numériques secondaires de combinaison décimés sont recombinés pour ne former qu'une seule trame numérique de sortie. Cette trame numérique peut alors être utilisée pour déterminer le profil de distorsion induit par l'amplificateur de puissance. La présente invention vise également un dispositif de conversion d'un signal analogique d'entrée en une pluralité de signaux numériques filtrés. Le dispositif comporte :
- un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma- Delta, le premier convertisseur comportant une bande principale de numérisation autour d'une fréquence centrale principale et convertissant le signal analogique d'entrée en un signal numérique principal de sortie, ledit premier convertisseur analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée étant apte à recevoir au moins ledit signal analogique d'entrée et délivrant sur une sortie un signal analogique résiduel principal ;
- un filtre de décimation pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique principal de sortie ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences principale ;
- une interface de sortie pour fournir le signal numérique principal de sortie décimé ;
- au moins un autre deuxième convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta, ledit deuxième convertisseur comportant une bande de numérisation secondaire autour d'une fréquence secondaire, ledit deuxième convertisseur étant connecté à la sortie de l'additionneur de boucle d'entrée pour convertir le signal analogique résiduel principal en un signal numérique secondaire de sortie;
- au moins un additionneur numérique pour combiner le signal numérique principal de sortie et le signal numérique secondaire de sortie pour former un signal numérique secondaire de combinaison ;
- au moins un filtre de décimation pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences secondaire ;
- au moins une interface de sortie pour fournir le signal secondaire de combinaison décimé. Le filtre de décimation est apte à réaliser le procédé de réduction du nombre d'échantillons dans le domaine temporel et de filtrage dans le domaine fréquentiel décrit précédemment.
Par ailleurs, la présente invention vise également un équipement de télécommunication dans lequel un signal analogique d'entrée est converti en une pluralité de signaux numériques filtrés par un dispositif présenté ci- dessus.
En outre, l'équipement peut être une station de base ou un terminal mobile.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 illustre un montage électronique particulier pour la réalisation d'une pré-distorsion d'un signal à émettre ;
- la figure 2a illustre une distorsion d'un signal à émettre par un amplificateur de puissance particulier ;
- la figure 2b illustre la forme d'un signal émis après amplification par un amplificateur de puissance en cas de pré-distorsion de ce signal avant amplification ;
- les figures 3a, 3b, 3c et 3d illustrent un montage particulier d'un convertisseur Sigma Delta ; - la figure 4 est un montage électronique particulier pour la réalisation d'un convertisseur au sens de l'invention dans un mode de réalisation particulier ;
- la figure 5 est une schématisation des différents signaux présents dans un dispositif de conversion dans un mode de réalisation particulier de l'invention.
La figure 1 illustre un montage électronique particulier pour la réalisation d'une pré-distorsion d'un signal à émettre.
Dans des dispositifs électroniques adaptés pour la télécommunication, une analyse de la distorsion d'un signal SIG par l'amplification d'un amplificateur de puissance PA 102 peut être réalisée par la mise en œuvre d'une boucle retour comme décrit par la figure 1 .
Ainsi, lors de la réception d'un signal numérique par un processeur de pré-distorsion 100, ce signal est transmis à un convertisseur numérique analogique DAC 101 permettant de convertir ce signal numérique en un signal analogique apte à être transmis par voie électromagnétique. Néanmoins, comme ce dernier signal analogique est de faible puissance, une amplification est réalisée par l'utilisation d'un amplificateur de puissance PA 102 avant son émission. Afin d'évaluer la distorsion induite par l'amplificateur PA, ce signal amplifié est alors reconverti en un signal numérique par le convertisseur analogique numérique ADC 104 afin d'être comparé au signal SIG reçu. Ainsi, un profil de distorsion peut être calculé par le processeur PROC 100. Sur la base de ce profil de distorsion, il est alors possible de traiter les signaux numériques reçus postérieurement à l'établissement à ce profil de distorsion pour « contrecarrer » la distorsion induite par l'amplificateur de puissance.
Le profil de distorsion peut être mis à jour en continue.
La figure 2a illustre à titre d'illustration une distorsion possible d'un signal lors de son amplification par un amplificateur de puissance particulier. Pour une fréquence donnée, la courbe 200 est une représentation de la réponse idéale d'un amplificateur de puissance. En effet, la tension de sortie Vs de l'amplificateur devrait correspondre à un multiple de la tension d'entrée Ve.
5 Néanmoins, l'amplificateur réel n'étant pas idéal, la réponse réelle de celui-ci (courbe 201 ) n'est pas linéaire.
Ainsi, une des solutions pour obtenir un signal amplifié conforme aux attentes est de pré-distordre le signal non-amplifié. Ainsi, la figure 2b illustre i o cette pré-distorsion..
Si la tension Vepd en entrée de l'amplificateur n'est plus appliqué de manière linéaire du fait d'une pré-distorsion (courbe 202) et si la prédistorsion compense exactement la non-linéarité constatée de l'amplificateur, la tension en sortie Vs de l'amplificateur peut alors apparaître 15 comme « linéaire »..
Pour estimer la distribution en fréquence du signal amplifié, il est possible d'utiliser des montages électroniques utilisant des convertisseurs Sigma- Delta. Les figures 3a et 3b illustrent des réalisations particulières d'un 20 convertisseur Sigma Delta.
Le convertisseur Sigma-Delta présenté sur la Figure 3a comporte au moins un additionneur 300, un résonateur (ou filtre passe-bas ou passe- bande) 301 , un convertisseur analogique numérique ADC 304 et un convertisseur numérique analogique DAC 305 positionné sur la boucle 25 retour du dispositif.
Lors de la réception du signal analogique d'entrée SIG INP, un signal analogique de retour SIG_RET est soustrait à celui-ci par l'additionneur 300 pour former un signal résiduel SIG_ADD (ou « signal analogique résiduel principal »). Le signal résiduel SIG ADD est alors filtré par le résonateur (ou le filtre) 301 sur une fréquence fr préalablement configurée dans celui-ci pour former un signal analogique filtré SIG_FIL.
Enfin, le signal analogique filtré SIG FIL est converti en un signal numérique de sortie SIG OUT par le convertisseur analogique numérique 304. Ce signal numérique de sortie est également reconverti en le signal analogique de retour SIG RET par le convertisseur analogique numérique 305.
La figure 3b détaille les convertisseurs analogique numérique 304 et numérique analogique 305 dans un mode de réalisation d'un convertisseur Sigma-Delta. Ces convertisseurs 304 et 305 sont des convertisseurs « 1 bit ».
Les convertisseurs analogique numérique ADC 304 pour les dispositifs Sigma-Delta « 1 -bit » sont composés d'un comparateur 302 et d'une bascule de type « D » pour effectuer une conversion numérique à très grande vitesse.
Les convertisseurs numérique analogique DAC 305 comportent deux interrupteurs électriques alimentés respectivement par une tension haute (V+) et une tension basse (V-). Ainsi, le signal retour SIG RET est un signal créneau dont la valeur est soit V+ soit V- en fonction de la valeur de l'entrée logique.
Dans un tel montage, le bruit de quantification dans une bande principale (i.e. dans une bande de signal centrée autour de la fréquence fr) est réduit par deux méthodes : le sur-échantillonnage et la mise en forme du bruit. On dit que le bruit de quantification de la bande principale est « repoussé » en dehors de cette bande, sur des bandes secondaires.
Le ratio de sur-échantillonnage peut être défini comme le ratio entre l'horloge d'échantillonnage CLK et la bande passante du signal utile. Ainsi, si la bande passante du signal est augmentée, la fréquence de l'horloge doit être également augmentée de la même quantité afin de maintenir le rapport de sur-échantillonnage.
La figure 4 est un montage électronique particulier pour la réalisation d'un convertisseur au sens de l'invention dans un mode de réalisation particulier. Dans ce montage électronique, il est possible d'identifier des convertisseurs Sigma-Delta légèrement modifiés. Ainsi, par exemple, les modules 401 , 402, 403 et 404 forment un premier convertisseur Sigma- Delta comme détaillé ci-dessus. Il en va de même pour les modules 406, 407, 408 et 409 (qui forment un deuxième convertisseur Sigma-Delta) et pour les modules 413, 414, 415 et 418 (qui forment un troisième convertisseur Sigma-Delta).
Le filtre 402 est un résonateur centré sur la fréquence principale fi .
Le filtre 407 est un résonateur centré sur la première fréquence secondaire f2. Enfin, le filtre 414 est un résonateur centré sur la fréquence secondaire f3.
Sur réception d'un signal analogique d'entrée SIG INP et un signal analogique principal de retour SIG_RET1 par l'additionneur de boucle d'entrée 401 , l'additionneur de boucle d'entrée 401 soustrait le signal analogique principal de retour SIG RET1 du signal analogique d'entrée SIG INP pour former un signal analogique résiduel principal SIG S1 .
Ce signal analogique résiduel principal SIG S1 est alors traité par le résonateur RES1 402 puis quantifié par le convertisseur analogique numérique ADC1 403 pour former un signal numérique principal de sortie SIG_NUM1 .
Ce signal numérique principal de sortie est alors décimé pour ne conserver que les fréquences de ce signal numérique comprises dans la bande de fréquences principale. Cette décimation est réalisée à l'aide d'un filtre de décimation DEC1 405. La décimation consiste ici à supprimer numériquement les composantes fréquentielles du signal numérique n'appartenant pas à la bande de fréquences principale.
De plus, le signal analogique résiduel principal SIG S1 est injecté dans le deuxième convertisseur Sigma-Delta. Le deuxième convertisseur Sigma- Delta délivre un signal numérique secondaire de sortie SIG NUM2. Le signal SIG_NU 2 correspond sensiblement à la numérisation de l'opposé du bruit de numérisation du signal de la bande principale lors de sa numérisation par le premier convertisseur Sigma-Delta. Ainsi, en combinant le signal numérique secondaire de sortie SIG_NU 2 et le signal numérique principale de sortie SIG_NUM1 , on obtient un signal numérique (ou signal numérique secondaire de combinaison) mettant en valeur les fréquences de la première bande de fréquences secondaire centrée autour de . Cette combinaison est, par exemple, une sommation. Cette combinaison peut en outre comprendre des opérations mis en œuvre par des modules électroniques ajoutant un retard temporel (fixe ou variable) dans le signal ou encore un gain de puissance. Il est néanmoins utile que la combinaison fasse intervenir des signaux (SIG_NL)M2 et SIG NUMI ) synchronisés temporellement. Il est courant que les différents résonateurs (402, 407, et 414) ou les différents convertisseurs analogique numérique (403, 408 et 415) utilisés induisent un retard constant et indépendant de la bande de fréquences de travail. Ainsi, les signaux SIG NUM2 et SIG NUMI sont synchronisés temporellement.
Le signal numérique secondaire de combinaison est alors décimé pour ne conserver que les fréquences de ce signal numérique comprises dans la première bande de fréquences secondaire. Cette décimation est réalisée à l'aide d'un filtre de décimation DEC2 41 1 . Cette opération peut en outre comprendre des opérations mises en œuvre par des modules électroniques permettant de combiner des résultats de traitements du signal SIG_NUM1 et du signal SIG_NUM2. En outre, le signal analogique résiduel principal SIG_S1 est également injecté dans le troisième dispositif Sigma-Delta. Un traitement similaire à celui qui vient d'être présenté est effectué mais sur une deuxième bande de fréquences secondaire et centrée sur la fréquence f3.
Enfin, chacun des filtres de décimation (respectivement 405, 41 1 et 417) délivrant une information sur l'amplitude du signal SIGJNP dans chacune des sous-bandes de fréquences (respectivement, dans la bande de fréquences principale, dans la première bande de fréquences secondaire, et dans la deuxième bande de fréquences secondaire), il est possible de déterminer, dans le module de combinaison CO B 412), la distribution de puissance du signal SIGJNP dans le domaine fréquentiel. La connaissance de cette distribution, ainsi que celle du signal avant amplification, permet alors de connaître la distorsion induite par l'amplificateur de puissance.
La figure 5 est une schématisation des différents signaux présents dans un dispositif de conversion dans un mode de réalisation particulier de l'invention. Cette figure doit être comprise en lien avec la figure 4 pour ce qui concerne la signification des blocs électroniques (i.e. 401 à 41 1 ) formant le dispositif de conversion.
Les blocs 601 à 607 représentent les distributions spectrales des signaux aux points du circuit indiqués. L'axe horizontal représente la fréquence du signal selon une échelle linéaire et en mettant l'accent sur la fréquence de fonctionnement f| . L'axe vertical représente l'énergie du signal selon une échelle logarithmique.
La distribution spectrale d'un signal est représentée schématiquement sous la forme de rectangle pour chacune des bandes de fréquences considérées (par exemple, les bandes 608, 609, 612, et 61 1 ). Ces rectangles représentent des sous ensembles spectrales des signaux.
Les courbes 610 et 613 sont des courbes de densités de bruit créé par l'action des convertisseurs.
Le signal analogique d'entrée SIGJNP est représenté par le bloc 601 . Ce signal SIGJNP est un signal analogique dans la puissance est maximale sur une bande principale 608. Néanmoins, l'amplificateur de puissance n'étant pas linéaire, le signal SIGJNP n'est pas nul dans des bandes secondaires adjacentes comme la bande 609.
Le signal numérique principal de sortie SIG NUM1 est représenté par le bloc 602. Le spectre du signal numérique SIG NUM1 est composé du 5 spectre du signal SIGJNP auquel se superpose le spectre du bruit de numérisation pouvant être représenté par la courbe 610. Il est donc possible de constater dans ce bloc que le rapport signal sur bruit (ou SNR pour « Signal to Noise Ratio » en anglais) est donc très faible pour les bandes de fréquences éloignées de la bande de fréquence principale (comme la bande i o 61 1 ) alors que le SNR pour la bande de fréquences principale est très élevée (indiquant que la précision de numérisation est importante dans cette bande de fréquence principale).
Le signal numérique en sortie du filtre de décimation 405 est représenté par le bloc 603. Ainsi, les composantes fréquentielles du signal se trouvant 15 à l'extérieur de la bande de fréquences principale 608 sont supprimées (composantes en pointillé sur le bloc 603). Seules les composantes fréquentielles du signal se trouvant dans la bande de fréquences principale sont conservées en sortie.
Le signal analogique résiduel principal SIG S1 est représenté par le bloc 20 604. Ce signal résulte de la soustraction du signal de retour SIG RET1 et du signal analogique principal d'entrée SIGJNP. Dans une certaine mesure, cette soustraction a pour effet, d'une part de réduire l'énergie dans la bande principale ainsi que dans les bandes secondaires (609, 612, etc.) mais également d'ajouter le bruit généré par l'action du premier 25 convertisseur Sigma-Delta. Par la conception même du système de densité spectrale du bruit (courbe 610), ce bruit peut être supérieur au signal à mesurer dans les bandes secondaires sans nuire au bon fonctionnement de l'architecture. Ainsi, le signal analogique d'entrée SIGJNP ayant été numérisé avec une précision relativement haute (i.e. SNR élevé) dans la 30 bande de fréquences principale 608, la composante du signal SIG_S1 (symbolisé par les traits pleins dans le bloc 604) est sensiblement plus faible par rapport au signal SIGJNP (symbolisé par les traits en pointillés courts dans le bloc 604) dans la bande de fréquences principale 608. Les composantes du signal SIG_S1 dans les bandes de fréquences secondaires (ex. 609, 612 et 61 1 ) sont également plus faibles par rapport aux composantes secondaires du signal analogique d'entrée SIG INP.
5 Le deuxième convertisseur Sigma-Delta (composé des modules 406, 407, 408, 409) est centré sur la bande de fréquences secondaire 609 (par exemple, son résonateur 407 est centré sur cette bande de fréquence 609). Par ailleurs, ce deuxième convertisseur Sigma-Delta induit un bruit de numérisation pouvant être représenté par la courbe 613. Sur la bande de i o fréquence secondaire 609, le deuxième convertisseur Sigma-Delta numérise donc avec une précision relativement haute le signal résiduel comportant notamment le bruit (610) induit par le premier convertisseur Sigma-Delta sur la bande de fréquences secondaire 609 lors de la numérisation de la bande de fréquences principale 608.
15 Le bloc 606 est une représentation du signal issu de la sommation par l'additionneur 410 des signaux en sortie des deux convertisseurs Sigma- Delta (i.e. SIG_NUM1 et SIG_NUM2). Dans la bande de fréquences 609, le signal résiduel comportant notamment le bruit ayant été numérisé par le deuxième convertisseur Sigma-Delta, sa sommation avec le signal
20 numérisé SIG_NUM1 permet de retrouver la composante du signal SIG INP se trouvant dans la bande de fréquences secondaire 609, alors que celle-ci était pourtant fondue dans le bruit de numérisation (courbe 610) dans le signal SIG_NUM1 .
Le signal numérique en sortie du filtre de décimation 41 1 est représenté 25 par le bloc 607. Ainsi, les composantes fréquentielles du signal se trouvant à l'extérieur de la bande de fréquences secondaires 609 sont supprimées (composantes en pointillé sur le bloc 607). Seules les composantes fréquentielles du signal se trouvant dans la bande de fréquences secondaires 609 sont conservées en sortie.
30 Un traitement similaire peut être effectué pour les autres bandes secondaires (i.e. 612, 61 1 , etc.). Bien entendu, la présente invention ne se limite pas aux formes de réalisation décrites ci-avant à titre d'exemples ; elle s'étend à d'autres variantes. D'autres réalisations sont possibles.
Par exemple, le convertisseurs Sigma-Delta présenté dans les figures sont des convertisseurs Sigma-Delta du premier ordre afin de ne pas surcharger les figures et afin de simplifier la présentation. Néanmoins d'autres types de convertisseurs Sigma-Delta sont envisageables comme des convertisseurs Sigma-Delta du deuxième ordre ou autres. A titre d'illustration, les figures 3c et 3d illustrent des convertisseurs Sigma-Delta plus complexes que les convertisseurs Sigma-Delta du premier ordre présentés ci-dessus.
Ainsi, la figure 3c est un convertisseur Sigma-Delta possédant deux boucles de retour. Le signal analogique d'entrée SIGJNP est alors converti en un signal numérique de sortie SIG_OUT. Par ailleurs, l'additionneur d'entrée mentionné ci-dessus est l'additionneur 300.
De plus, la figure 3d est un convertisseur Sigma-Delta possédant plusieurs boucles de retour et plusieurs filtres 301 a, 301 b, et 301 b et des boucles permettant d'amener le signal plus avant dans le convertisseur au nœud 302 et au nœud 303. Le signal analogique d'entrée SIGJNP est alors converti en un signal numérique de sortie SIG_OUT. Par ailleurs, l'additionneur d'entrée mentionné ci-dessus est l'additionneur 300.
En outre, des amplificateurs peuvent être présents dans les différentes boucles afin d'introduire un gain dans le signal analogique d'entrée ou numérique de retour. Ainsi, chaque câblage électronique présenté dans les figures et faisant transiter un signal analogique peut être remplacé par un câblage disposant d'un amplificateur.
Préférentiellement, le gain introduit dans le signal analogique d'entrée et dans le signal numérique de retour peuvent être identique. Ainsi, la présente invention n'est pas limitée à un ordre particulier ou une forme particulière de convertisseur Sigma-Delta.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de conversion d'un signal analogique d'entrée (SIGJNP) en une pluralité de signaux numériques, le procédé comportant, pour une bande de fréquences principale, les étapes de : a/ conversion du signal analogique d'entrée (SIGJNP) par un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta (401 , 402, 403, et 404), le premier convertisseur comportant une bande principale de numérisation autour d'une fréquence centrale principale (f1 ), en un signal numérique principal de sortie (SIG NUMI ), ledit convertisseur analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée (401 ) recevant au moins ledit signal analogique d'entrée (SIGJNP) et délivrant un signal analogique résiduel principal (SIG S1 ) ; b/ décimation (DEC1 ) du signal numérique principal de sortie (SIG NUM1 ) pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique principal de sortie (SIG NUMI ) comprises dans la bande de fréquences principale (608) ; c/ délivrance du signal numérique principal de sortie décimé ; et dans lequel, le procédé comporte en outre, pour chaque bande parmi au moins une bande de fréquences secondaire (609, 612, 61 1 ) distincte de la bande principale, les étapes de : d/ conversion du signal analogique résiduel principal (SIG_S1 ) par un deuxième convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta
(406, 407, 408, et 409), le deuxième convertisseur comportant une bande secondaire de numérisation autour d'une fréquence centrale secondaire (609, 612, 61 1 ), pour convertir le signal analogique résiduel principal (SIG S1 ) en un signal numérique secondaire de sortie (SIG_NU 2) ; e/ combinaison du signal numérique principal de sortie (SIG NUMI ) et du signal numérique secondaire de sortie (SIG_NL)lvl2) pour former un signal numérique secondaire de combinaison ; f/ décimation du signal numérique secondaire de combinaison pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison (SIG_NUIvl2) ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences secondaire (609, 612, 61 1 ) ; g/ délivrance du signal numérique secondaire de combinaison décimé.
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel la bande de fréquences principale (608) est une bande de fréquences d'émission attendue d'un émetteur.
3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel, le signal analogique d'entrée (SIG INP) étant un signal de télécommunication (SIG) ayant subit une amplification (102), le procédé comprend en outre un calcul de distorsion (100) du signal de télécommunication (SIG) avant ladite amplification (102), en fonction des signaux numériques secondaires de combinaison décimés et du signal numérique principal de sortie décimé, et une étape de modification dudit signal de télécommunication (SIG) en fonction du calcul de distorsion, pour compenser des non-linéarités de l'amplification.
4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le procédé comporte en outre une détermination d'un nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en œuvre des étapes d/ à g/.
5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel la détermination dudit nombre est fonction d'une consommation électrique souhaitée, ledit nombre étant croissant avec ladite consommation électrique souhaitée.
6. Procédé selon la revendication 3, dans lequel le procédé comporte en outre une détermination d'un nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en œuvre des étapes d/ à g/, et dans lequel la détermination dudit nombre est fonction d'un seuil de tolérance de non-linéarités dans l'amplification.
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le nombre de bandes de fréquences secondaires pour la mise en œuvre des étapes d) à g) est pair et les bandes de fréquences secondaires sont deux à deux symétriques par rapport à la bande de fréquences principale.
8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires forment une plage continue dans le domaine des fréquences.
9. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la bande de fréquences principale et les bandes de fréquences secondaires forment une plage discontinue dans le domaine des fréquences.
10. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le procédé comprend en outre une étape de : h/ combinaison des signaux numériques secondaires de combinaison décimés pour former un unique signal de sortie numérique.
1 1 . Dispositif de conversion d'un signal analogique d'entrée (SIG INP) en une pluralité de signaux numériques filtrés, le dispositif comportant :
- un premier convertisseur analogique numérique de type Sigma- Delta (401 , 402, 403, et 404), le premier convertisseur comportant une bande principale de numérisation autour d'une fréquence centrale principale (f1 ) et convertissant le signal analogique d'entrée (SIG INP) en un signal numérique principal de sortie (SIG NUM1 ), ledit premier convertisseur analogique numérique comportant un additionneur de boucle d'entrée (401 ) étant apte à recevoir au moins ledit signal analogique d'entrée (SIGJNP) et délivrant sur une sortie un signal analogique résiduel principal (SIG S1 ) ;
- un filtre de décimation pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique principal de sortie (SIG NUMI ) ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences principale (608) ;
- une interface de sortie pour fournir le signal numérique principal de sortie décimé ;
- au moins un autre deuxième convertisseur analogique numérique de type Sigma-Delta (406, 407, 408, et 409), ledit deuxième convertisseur comportant une bande de numérisation secondaire autour d'une fréquence centrale secondaire (609, 612, 61 1 ), ledit deuxième convertisseur étant connecté à la sortie de l'additionneur de boucle d'entrée et étant apte à convertir le signal analogique résiduel principal (SIG S1 ) en un signal numérique secondaire de sortie (SIG_NUM2) ; - au moins un additionneur numérique pour combiner le signal numérique principal de sortie (SIG_NUM1 ) et le signal numérique secondaire de sortie (SIG_NUM2) pour former un signal numérique secondaire de combinaison ; - au moins un filtre de décimation pour ne conserver que des composantes fréquentielles du signal numérique secondaire de combinaison (SIG NUM2) ayant une fréquence comprise dans la bande de fréquences secondaire (609, 612, 61 1 ) ;
- au moins une interface de sortie pour fournir le signal secondaire de combinaison décimé.
12. Equipement de télécommunication dans lequel un signal analogique d'entrée (SIGJNP) est converti en une pluralité de signaux numériques filtrés par un dispositif selon la revendication 1 1 .
13. Equipement de télécommunication selon la revendication 12, dans lequel l'équipement est une station de base.
14. Equipement de télécommunication selon la revendication 12, dans lequel l'équipement est un terminal mobile.
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