FR2927202A1 - Ponderation en puissance d'un signal multiporteuse a la reception dans un systeme de communication. - Google Patents

Abstract

Un dispositif de réception (DRa) comprenant un convertisseur analogique-numérique adapte la puissance d'un signal analogique multiporteuse (SA) de type OFDM afin d'obtenir un signal analogique sommé (SAS) dont l'amplitude est adaptée à un seuil d'amplitude. N filtres passe-bande (Ft1-FtN) filtrent le signal analogique respectivement en N signaux analogiques filtrés (SAF1-SAFN) incluant chacun au moins une porteuse (Fp1-FpI). N pondérateurs de puissance (Pd1-PdN) pondèrent par N gains respectivement les N signaux analogiques filtrés. Un sommateur (SM) somme les signaux analogiques filtrés pondérés en le signal analogique sommé. Les bandes de fréquence des filtres peuvent être fixes et les gains des pondérateurs peuvent être variables, ou inversement.

Description

Pondération en puissance d'un signal multiporteuse à la réception dans un système de communication

La présente invention concerne une pondération en puissance d'un signal multiporteuse à la réception dans un système de communication. Plus particulièrement, la présente invention est relative à une pondération en puissance de fréquences d'un signal multiporteuse. Le système de communication supporte par exemple une modulation multiporteuse de signaux numériques selon un multiplexage par répartition en fréquences orthogonales OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing" en anglais).

En référence à la figure 1, un système de communication numérique multiporteuse connu comprend un dispositif de transmission DT et un dispositif de réception DR.

Une communication numérique multiporteuse de type OFDM consiste à transmettre un signal numérique initial SNI incluant des données dans une bande de fréquence large depuis le dispositif de transmission DT. Selon le principe de l'OFDM, un modulateur MD dans le dispositif DT module les bits du signal SNI en des symboles complexes par exemple selon une modulation d'amplitude et de phase QAM. Les symboles sont groupés en des paquets de I symboles successifs. Les I symboles de chaque groupe sont mis en parallèle pour constituer I composantes numériques CNII, CNIi, CNII distinctes en entrée d'un module synthétiseur de Fourier MIFFT• Le module MIFFT effectue une transformation de Fourier rapide inverse IFFT ("Inverse Fast Fourier Transform" en anglais), c'est-à-dire une conversion fréquence-temps, pour

moduler I porteuses à bandes de fréquence étroites de même largeur respectivement par les I symboles parallèles de chaque groupe. Chaque composante numérique est ainsi associée à une porteuse respective, également appelée "sous-porteuse". Dans le module MIFFT, les I porteuses modulées subissent une conversion parallèle-série à la fréquence des symboles pour être combinées en un signal numérique temporel SN_T. Ce dernier comporte un niveau numérique temporel à chaque période des symboles correspondant à une somme des symboles sur les porteuses. Le signal numérique temporel est converti en un signal multiporteuse large bande analogique SA Tl au moyen d'un convertisseur numérique- analogique CNA et est éventuellement amplifié par un amplificateur. Un coupleur CPT adapté à un canal de transmission CT d'un réseau de communication connectant plusieurs dispositifs de communication entre eux émet le signal analogique amplifié SA T2 qui est transmis à un dispositif de réception DR d'un deuxième système de communication via le canal de transmission CT. Un tel réseau de communication reliant un dispositif de transmission d'un premier système de communication à un dispositif de réception d'un deuxième système de communication peut être un réseau téléphonique par exemple de type ADSL ("Asymmetric Digital Subscriber Line" en anglais), un réseau de radiocommunications par exemple pour de la radiodiffusion de type DAB (en anglais "Digital Audio Broadcasting") ou pour de la télédiffusion de type DVB (Digital Video Broadcast" en anglais), ou un réseau de communication sur ligne électrique de type CPL (Courants Porteurs en Ligne). Le canal de transmission CT pour chacun de ces exemples est

alors : la paire de cuivre pour le réseau téléphonique, l'air pour le réseau de radiocommunications et les lignes électriques pour les systèmes à courant porteurs.

Lors de la transmission par le canal de transmission CT, le signal émis SA T2 subit généralement des perturbations. Le signal analogique reçu SA R1 par le dispositif de réception DR est mis en forme dans un coupleur de réception CP_R adapté à le canal CT et comportant un amplificateur à faible bruit pour amplifier le signal mis en forme. Le signal SA R2 en sortie du coupleur CP_R est converti en un signal numérique SNR dans un convertisseur analogique-numérique CAN. Après avoir été mis en parallèle sur I voies en entrée d'un module analyseur de Fourier MFFT, ce dernier effectue une transformation de Fourier rapide FFT ("Fast Fourier Transform" en anglais), c'est-à-dire une conversion temps-fréquence, pour démoduler les I porteuses en I symboles parallèles à chaque période de symbole et ainsi récupérer I composantes numériques CNF1,... CNFi,... CNF1. Ces I composantes numériques sont mises en série en sortie du module MFFT de manière à reconstituer le signal numérique de symboles. Celui- ci est démodulé dans un démodulateur DM afin de produire un signal numérique final SNF a priori identique au signal numérique initial émis SNI.

Les convertisseurs analogiques-numériques CAN ont une plage de tension de fonctionnement limitée, par exemple entre -1 V et +1 V. Si l'amplitude du signal SA R2 issu du coupleur CP_R excède cette plage de tension et est par exemple comprise dans la plage de tension [-3 V, +3 V], le signal numérisé SNR est alors écrêté en sortie, engendrant ainsi des erreurs

de conversion. Inversement, si l'amplitude du signal SA_R2 issu du coupleur est inférieure à la plage de tension de fonctionnement du convertisseur CAN et est par exemple comprise dans la plage de tension [-0,2 V, +0,2 V], une partie de la plage de fonctionnement du convertisseur CAN ne peut être utilisée, ce qui augmente l'impact du bruit de quantification du convertisseur CAN. Le bruit de quantification correspond au bruit plancher du convertisseur CAN. Le niveau de ce bruit dépend du nombre de bits du convertisseur et de la plage de tension sur laquelle celui-ci fonctionne. Pour pallier ce problème, un contrôleur automatique de gain CAG (AGC "Automatic Gain Contrai" en anglais) entre la sortie du coupleur de réception CP_R et l'entrée du convertisseur analogique-numérique CAN ajuste au préalable l'amplitude du signal analogique reçu SA_R2 à la plage de fonctionnement du convertisseur CAN pour obtenir un signal adapté SA_GV à la plage de fonctionnement du convertisseur CAN. Cette opération ne modifie pas le rapport signal/bruit reçu, le bruit réel reçu étant amplifié ou atténué de la même façon que le signal utile reçu sur toute la bande de fréquence.

Le rapport signal sur bruit vu par le système sur chaque porteuse i du signal reçu SA_R2 peut être exprimé selon la relation suivante, avec 1 I : RSbi = Ci * GCAG avec : - Ci : la composante utile du signal sur la porteuse i, - Bri : le bruit réel du signal sur la porteuse i, induit par le canal de transmission CT, Bri * GCAG + BrCAN

- GCAG : le coefficient d'amplification du contrôleur CAG, et - BrCAN le bruit du convertisseur analogique-numérique.

En augmentant le coefficient d'amplification GCAG du contrôleur CAG, le bruit BrCAN du convertisseur devient négligeable. Cependant le coefficient d'amplification dépend de l'amplitude totale du signal SA_R2 délivré par le coupleur. Plus l'amplitude de ce signal est élevée, moins le coefficient GCAG l'est. Des tests en laboratoire sur des systèmes CPL ont montré que le bruit du convertisseur CAN est majoritairement supérieur au bruit réel du canal de transmission CT. La plupart des systèmes de communication, en raison de cette limitation du convertisseur CAN, fonctionnent en deçà de ce que permet la capacité du canal de transmission. En outre, lorsque quelques porteuses ont un niveau de puissance beaucoup plus élevé que les autres porteuses, l'amplitude du signal reçu SA_R2 est en très grande partie liée à la puissance du signal sur ces porteuses. Par conséquent, le contrôleur CAG amplifie moins le signal reçu en raison notamment du très fort niveau de puissance de ces quelques porteuses. Ceci implique alors une diminution du rapport signal/bruit y compris sur les porteuses de plus faible puissance, et ainsi une diminution du débit qu'il est possible de transmettre sur ces porteuses.

La présente invention remédie aux inconvénients évoqués ci-dessus par un procédé de réception d'un signal analogique multiporteuse par un dispositif de réception comprenant un convertisseur GCAG reçu

analogique/numérique. Le procédé est caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de : N filtrages passe-bande simultanés du signal analogique respectivement en N signaux analogiques filtrés incluant chacun au moins une porteuse, N pondérations par N gains respectivement des N signaux analogiques filtrés, et une sommation des signaux analogiques filtrés pondérés en un signal analogique sommé dont l'amplitude est adaptée à un seuil d'amplitude Les amplitudes des porteuses du signal reçu sont ainsi pondérées sélectivement afin d'être ajustées de façon optimale compte tenu des caractéristiques du convertisseur analogique-numérique du dispositif de réception. Ces pondérations sont déterminées pour augmenter le débit total en diminuant le bruit de quantification introduit par le convertisseur analogique-numérique lors de la conversion du signal analogique sommé. L'invention permet, sans augmenter la complexité du reste du système, d'augmenter le débit réel du signal de données. Selon une première réalisation de l'invention, les porteuses du signal analogique ont des fréquences sélectionnées par les N filtrages passe-bande simultanés en fonction respectivement de N bandes de fréquence fixes afin de produire les N signaux filtrés, et les N gains appliqués respectivement aux signaux filtrés sont variables et déterminés en fonction d'un débit total maximal du signal analogique sommé et de l'amplitude du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude. Selon une deuxième réalisation de l'invention, les porteuses du signal analogique ont des fréquences sélectionnées selon N filtrages passe-bande simultanés en fonction respectivement de N bandes de

fréquence variables déterminées en fonction de gains respectifs fixes à appliquer sur les signaux filtrés, du débit total maximal du signal analogique sommé et de l'amplitude du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude.

L'invention a aussi pour objet un dispositif de réception d'un signal analogique multiporteuse comprenant un convertisseur analogique /numérique. Le dispositif est caractérisé en ce qu'il comprend en outre : N filtres passe-bande pour filtrer le signal analogique respectivement en N signaux analogiques filtrés incluant chacun au moins une porteuse, N pondérateurs de puissance pour pondérer par N gains respectivement les N signaux analogiques filtrés, et un sommateur pour sommer les signaux analogiques filtrés pondérés en un signal analogique sommé dont l'amplitude est adaptée à un seuil d'amplitude. Selon une première réalisation du dispositif pour pondérer, les N filtres passe-bande sont aptes à filtrer les porteuses du signal analogique en fonction respectivement de N bandes de fréquence fixes afin de produire les N signaux filtrés, les N pondérateurs de puissance ont respectivement N gains variables à appliquer sur les signaux filtrés. Le dispositif comprend en outre un contrôleur de gain pour déterminer les N gains variables en fonction d'un débit total maximal du signal analogique sommé et de l'amplitude du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude. Selon une deuxième réalisation du dispositif pour pondérer, les N filtres passe-bande sont aptes à filtrer les porteuses du signal analogique en

fonction respectivement de N bandes de fréquence variables. Le dispositif comprend en outre un contrôleur de filtre pour déterminer les N bandes de fréquence variables en fonction de gains respectifs fixes à appliquer respectivement sur les signaux filtrés par les N pondérateurs de puissance (Pdl-PdN), du débit total maximal du signal sommé et de l'amplitude du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations de l'invention données à titre d'exemples non limitatifs, en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels : - la figure 1 est un bloc-diagramme schématique d'un système de communication multiporteuse commenté ci-dessus ; - la figure 2 est un bloc-diagramme schématique d'un dispositif de réception selon une première réalisation de l'invention ; - la figure 3 est un algorithme d'un procédé de détermination de gain variable dans un contrôleur de gain du dispositif de réception ; et - la figure 4 est un bloc-diagramme schématique d'un dispositif de réception selon une deuxième réalisation de l'invention.

Selon un exemple auquel on se référera par la suite, l'invention est applicable aux réseaux et systèmes de communication CPL, acronyme de Courant Porteur de Ligne. Néanmoins, l'invention peut être généralisée à tous les réseaux et systèmes de communication de type OFDM ("Orthogonal Frequency

Division Multiplexing" en anglais) et également aux réseaux et systèmes de communication à large bande de type UWB ("Ultra WideBand" en anglais).

Comme montré à la figure 2 ou 4, dans le système de communication un dispositif de réception DRa selon une première ou deuxième réalisation de l'invention comprend de manière analogue au dispositif de réception connu montré à la figure 1, un coupleur CP recevant depuis le canal de transmission CT un signal multiporteuse analogique de type OFDM, un convertisseur analogique-numérique CAN, un module de transformation de Fourier rapide MFFT et un démodulateur DM.

Selon l'invention, un dispositif de pondération de puissance DPP est interconnecté entre la sortie du coupleur CP et l'entrée du convertisseur analogique-numérique CAN. Le dispositif DPP traite en sortie du coupleur CP le signal multiporteuse analogique SA ayant subi éventuellement dans le coupleur CP une amplification à faible gain. Le signal analogique SA comporte I porteuses Ptl à Pt' qui ont été soumises à des modulations d'amplitudes et de phases différentes. Chaque porteuse Pti, avec 1 I, correspond au moins à une composante du signal numérique associée à une fréquence porteuse Fpi. Le dispositif de pondération de puissance DPP, selon les deux réalisations de l'invention, comprend un répartiteur de puissance RP recevant le signal analogique SA, N étages de sélection Ftn-Pdn comportant chacun un filtre passe-bande Ftn et un pondérateur de puissance Pdn, avec 1 n N, et un sommateur SM pour obtenir en sortie du dispositif DPP un signal analogique sommé SAS avec des porteuses ayant des puissances pondérées.

Les entités RP, Ftl à FtN, Pdl à PdN et SM sont représentées sous forme de blocs fonctionnels dont la plupart assurent des fonctions ayant un lien avec l'invention et peuvent correspondre à des modules logiciels et/ou matériels.

Le répartiteur de puissance RP répartit la puissance du signal analogique SA délivré par le coupleur CP dans N signaux analogiques SA1 à SAN respectivement aux entrées des N étages de sélection. Chaque signal analogique SAn comporte les I porteuses modulées Ptl-Ptl du signal SA.

Dans chaque étage de sélection Ftn-Pdn, le filtre passe-bande Ftn sélectionne dans le signal analogique respectif SAn une ou plusieurs fréquences porteuses selon une sélection relative à la première réalisation de l'invention, ou à la deuxième réalisation de l'invention décrite ultérieurement. Un signal filtré SAFn en sortie du filtre FTn comprend uniquement les porteuses relatives aux fréquences sélectionnées par le filtre. Le pondérateur de puissance Pdn applique au signal filtré SAFn un gain variable GVn atténuant ou amplifiant la puissance des porteuses dans le signal SAFn afin d'ajuster l'amplitude du signal SAFn en fonction des amplitudes des autres signaux filtrés SAF1-SAFN et en fonction d'une limite d'amplitude LIMCAN du convertisseur CAN. Pour augmenter le débit global du canal, le gain à appliquer à un signal SAFn de puissance élevée est inférieur au gain à appliquer à un signal SAFn de puissance plus faible. Chaque pondérateur de puissance Pdn fournit un signal pondéré SAPn dont l'amplitude des porteuses sélectionnées a été ajustée.

Le sommateur SM somme les signaux filtrés pondérés SAP' à SAPN en un unique signal sommé SAS comportant toutes les porteuses Ptl-PtN. En sortie du dispositif de pondération de puissance DPP, le signal analogique sommé SAS offre un débit total maximal et possède une amplitude inférieure à la limite d'amplitude LIMCAN du convertisseur CAN auquel le signal SAS est appliqué pour être converti en un signal numérique SN_R.

En référence à la première réalisation illustrée à la figure 2, chaque filtre passe-bande Ftn du dispositif de pondération sélectionne les porteuses du signal SAn ayant des fréquences comprises dans une bande de fréquence fixe respective délimitée par une fréquence de coupure basse Fcbn et une fréquence de coupure haute Fchn. Les bandes de fréquence des filtres passe-bande Ftl à FtN sont sensiblement disjointes et contigües deux à deux et recouvrent ensemble les fréquences des porteuses Pt' à Pt'. Par exemple le dispositif DPP travaille dans une bande de fréquence comprise entre 2 MHz et 28 MHz et comprend 5 filtres passe-bande Ftl à Ft5 ayant des fréquences de coupure réparties selon le tableau suivant : Ftn Fcbn Fchn Ftl 2 MHz 5 MHz Ft2 5 MHz 10 MHZ Ft3 10 MHZ 15 MHz Ft4 15 MHz 20 MHz Ft5 20 MHz 28 MHz En variante, le répartiteur de puissance RP et les N filtres passe-bande Ftl à FtN sont remplacés par un diviseur de fréquence divisant le signal large

bande reçu en N signaux à bandes étroites (Fcbl, Fchl) à (FcbN, FchN).

Chaque porteuse Pti du signal SAn en entrée du filtre Ftn est associée à un coefficient de sélection Qn,i égal à 1 si la fréquence Fpi de la porteuse correspondante est comprise dans la bande de fréquence fixe respective (Fcbn, Fchn). Dans le cas contraire, si Fpi < Fcbn ou Fchn < Fpi, alors le coefficient de sélection associé Qn,i est O. Seules les porteuses du signal SAn dont les fréquences sont associées à des coefficients de sélection égaux à 1 sont présentes dans le signal filtré SAFn fourni par le filtre Ftn et sont traitées par le pondérateur de puissance Pdn. Les autres porteuses ne sont pas traitées par le pondérateur Pdn. Un gain variable GVn est appliqué au signal filtré SAFn dans le pondérateur de puissance Pdn. Tous les pondérateurs de puissances Pdl à PdN des N étages de sélection sont reliés par un bus de contrôle de gain à un contrôleur de gain CG qui détermine les gains variables GVl à GVN en fonction d'un débit total maximal DTmax et de l'amplitude amp(PT) du signal analogique sommé SAS à obtenir en sortie du dispositif DPP. Le contrôleur de gain CG est relié ou incorpore une mémoire MR propre à enregistrer notamment tous les gains variables GVl à GVN déterminés.

En référence à la figure 3, un procédé de détermination des gains variables GVl à GVN relatif à la première réalisation de l'invention et implémenté dans le contrôleur de gain CG comprend des étapes El à E12. Le procédé attribue successivement chacune de J valeurs de gain prédéterminées al à aj au gain de

chacun des pondérateurs de puissance Pdl à PdN afin que toutes les combinaisons de valeurs de gain prédéterminées soient testées par le contrôleur de gain CG. Le procédé comprend N boucles de récurrence Bl à BN incluses les unes dans les autres et relatives respectivement aux variations des gains des pondérateurs de puissance Pdl à PdN. Dans la dernière boucle exécutée BN incluse dans toutes les autres boucles, des valeurs des gains variables GV1 à GVN sont sélectionnées pour lesquelles le débit total DT du signal SAS en sortie du dispositif DPP est maximal et pour lesquelles l'amplitude du signal SAS est inférieure à la limite d'amplitude LIMCAN du convertisseur CAN.

Pour simplifier la représentation de l'algorithme du procédé, à la figure 3, seules 3 boucles de récurrence B1, Bn et BN parmi les N boucles sont représentées. Une première boucle de récurrence B1 incluant toutes les autres boucles correspond aux étapes El à E11 et teste les J valeurs possibles al à aj pour un gain Gl = am_ du premier pondérateur de puissance Pdl avec l'indice Kl initialement à la valeur 1 et incrémenté à chaque récurrence de la boucle Bl d'une unité jusqu'au nombre J. Les deux autres boucles de récurrence relatives à une boucle de récurrence intermédiaire Bn aux étapes E2 à E10 et à une dernière boucle de récurrence BN aux étapes E3 a E9 testent respectivement pour le gain Gn = îNn du pondérateur de puissance Pdn avec 1 <_ Kn J et pour le gain GN = îNN du pondérateur de puissance PdN avec 1 <_ KN J, les J valeurs de gain prédéterminées. Chaque boucle de récurrence B1, Bn, BN est réitérée tant que l'indice K1, Kn, KN associé n'est pas égal à J + 1.

La dernière boucle de récurrence BN comprend les étapes E4 à E8 correspondant à la détermination des gains variables GV1 à GVN selon des conditions spécifiques à l'étape E7. A une étape initiale E0, le contrôleur de gain CG initialise à zéro dans la mémoire MR les gains variables GV1 à GVN, et le débit total maximal DTmax du signal analogique sommé SAS, utilisés 10 ultérieurement lors de l'exécution du procédé. A l'étape E4 dans la dernière boucle de récurrence BN, le contrôleur de gain CG attribue les valeurs de gain prédéterminées aK1, ••• aKn . ••• aKN respectivement aux gains G1,." Gn,_ GN relatifs aux N 15 étages de sélection, avec al <_ îK1 ai < aKn aJ . ••• ai < aKN îj. Ces gains G1 à GN sont mémorisés dans la mémoire MR. A l'étape E5, le contrôleur CG détermine le rapport signal sur bruit total Rsbi de chaque 20 porteuse Pti, par addition des rapports signal sur bruit Rsb1,i à RsbN,i de la porteuse Pti déterminés respectivement pour chaque étage de sélection Ftn-Pdn en fonction du gain Gn attribué à l'étape E4. Le rapport signal sur bruit total Rsbi pour la 25 porteuse i est déterminé selon la relation suivante : N Rsbi = Rsbn i n=1 avec 30 - Rsbn,i = PSi Gn Qn,i PBi * Gn * Qn,i + PEi - N : le nombre d'étages de sélection du dispositif de pondération de puissance DPP, - PSI : la puissance du signal sur la porteuse Pti, - PB, : la puissance du bruit sur la porteuse Pti, - PEI : la puissance du bruit d'échantillonnage du convertisseur CAN pour la porteuse Pti, - Gn : le gain pour l'étage de sélection Ftn-Pdn, et - Qn,i le coefficient de sélection du filtre passe-bande Ftn pour la porteuse Pti.

Le contrôleur de gain CG détermine également le débit total Di d'une porteuse Pti en fonction du rapport total Rsbi obtenu.

Le contrôleur de gain CG somme tous les débits déterminés Dl à DI des I porteuses Pti à Pt' pour déterminer le débit total DT du signal, soit : I DT = Di i=1 A l'étape E6, le contrôleur de gain CG détermine la puissance totale PT du signal SAS en sommant la puissance totale PPti de chaque porteuse Pti définie dans les N étages de sélection en fonction respectivement des gains Gi à GN attribués à l'étape E4 selon la relation suivante : I N PT = PPti = PSi * Gn * Qn,i i=l i=1 n=1 Le contrôleur de gain CG applique une fonction amp sur la puissance totale PT précédemment déterminée afin d'obtenir l'amplitude du signal sommé SAS en fonction des gains Gi à GN attribués à l'étape E4. A l'étape E7, si le débit total DT est supérieur au débit total maximal DTmax et si l'amplitude amp(PT) du signal SAS est inférieure à la limite d'amplitude LIMCAN du convertisseur CAN, alors le contrôleur de gain attribue à tous les gains

variables GV1 à GVN respectivement les valeurs Gl à GN attribuées précédemment à l'étape E4 et mémorisées dans la mémoire MR du contrôleur CG. Le contrôleur de gain attribue également au débit total maximal DTmax le débit total DT déterminé à l'étape E5. Les gains variables GV1 à GVn et le débit DTmax sont mémorisés dans la mémoire MR par écrasement des anciennes valeurs.

Dès que toutes les combinaisons des valeurs de gain prédéterminées dans les N boucles de récurrence ont été testées, c'est-à-dire si Kl = J+1..., Kn = J+1... et KN = J+1, les valeurs de gain variable GV1 à GVN sont considérées comme définitivement déterminées pour un débit total maximal et une amplitude du signal inférieure à la limite d'amplitude du convertisseur CAN, et sont mémorisées dans la mémoire MR. A chaque étage de sélection Ftn-Pdn, le pondérateur de puissance Pdn applique au signal filtré SAFn le gain variable GVn mémorisé afin d'obtenir un signal filtré pondéré SAPn.

En variante, les pondérateurs de gain Pdl à PdN et le contrôleur de gain GC sont remplacés dans les étages de sélection Ftl-Pdl à FtN-PdN respectivement par des contrôleurs automatiques de gain. Le contrôleur automatique de gain dans chaque étage de sélection Ftn-Pdn ajuste automatiquement l'amplitude du signal filtré respectif SAFn comportant exclusivement les porteuses sélectionnées par le filtre passe-bande FTn. Les N contrôleurs automatiques de gain ont en commun un seuil d'ajustement d'amplitude qui ne doit pas être dépassé par les N puissances des signaux SAP' à SAPN. Ce

seuil d'amplitude peut être égal à la limite d'amplitude du convertisseur CAN. Si le seuil d'amplitude ne correspond pas à la limite d'amplitude LIMCAN, un contrôleur automatique de gain CAG est placé entre le sommateur SM et le convertisseur CAN afin d'ajuster l'amplitude du signal sommé SAS selon l'amplitude LIMCAN•

En référence à la deuxième réalisation de l'invention illustrée à la figure 4, les gains GF1 à GFN des pondérateurs de puissance Pdl à PdN sont fixes et les bandes passantes des filtres passe-bande sont variables afin de sélectionner dans chaque étage de sélection Ftn-Pdn des porteuses du signal SAn ayant des puissances sensiblement égales dans un intervalle de tolérance prédéterminé. Les bandes de fréquence des filtres passe- bande Ftl à FtN sont sensiblement disjointes et contigües deux à deux et recouvrent ensemble les fréquences des porteuses Ptl à Pti. Les fréquences de coupure basse et haute variables FVcbl et FVchl,... FVcbn et FVchn, ... FVcbN et FVchN bornant une bande passante variable du filtre passe-bande Ftl,... Ftn,... FtN sont déterminées par un contrôleur de filtre CF relié à tous les filtres passe-bande Ftl à FIN. Chaque filtre passe-bande Ftn sélectionne les porteuses du signal SAn ayant des fréquences comprises dans sa bande passante déterminée par le contrôleur de filtre CF. Chaque porteuse Pti du signal SAn en entrée du filtre Ftn est associée à un coefficient de sélection Qn,i égal à 1 si la fréquence porteuse Fti correspondante est comprise la bande passante du filtre. Dans le cas contraire, le coefficient de sélection associé Qn,i est zéro.

Seules les porteuses filtrées dans le signal SAn

associées à un coefficient de sélection égal à 1 sont traitées dans l'étage de sélection Ftn-Pdn et sont présentes dans le signal filtré SAFn fourni par le filtre Ftn. Les autres composantes ne sont pas traitées. Le gain fixe GFn dans le pondérateur de puissance Pdn est a priori différent des gains fixes dans les autres pondérateurs de puissance et est appliqué au signal filtré SAFn dans le pondérateur de puissance Pdn. Selon sa valeur prédéfinie, le gain fixe GFn sert à pondérer, c'est-à-dire à amplifier ou atténuer l'amplitude du signal filtré SAFn et ainsi la puissance des porteuses sélectionnées. Pour une puissance élevée, le gain GFn atténue l'amplitude du signal SAFn. Inversement, pour une puissance faible, le gain GFn amplifie l'amplitude du signal SAFn. Les gains des étages de sélection étant fixes, les signaux pondérés SAP' à SAPN ont des amplitudes sensiblement égales, mais ne sont pas ajustés selon la limite d'amplitude LIMCAN du convertisseur analogique numérique CAN. Un contrôleur automatique de gain CAG est interconnecté entre la sortie du sommateur SM et l'entrée du convertisseur analogique numérique CAN afin d'ajuster la puissance du signal total sommé SAS en fonction de la limite d'amplitude LIMCAN du convertisseur CAN. Le procédé de détermination des fréquences de coupure par filtres passe-bande Ftl à FtN implémenté dans le contrôleur de filtre CF est analogue au procédé de détermination des gains variables, et attribue successivement chacune de J valeurs de fréquence de coupure prédéterminées aux fréquences de coupure de chacun des filtres passe-bande Ftl à FtN afin que toutes les combinaisons de valeurs de fréquence de coupure prédéterminées soient testées

par le contrôleur de gain CG. Le procédé de détermination des fréquences de coupure comprend également N boucles de récurrence incluses les unes dans les autres et relatives respectivement aux variations des fréquences de coupure des filtres passe-bande Ftl à FtN. Dans la dernière boucle exécutée incluse dans toutes les autres boucles, des valeurs des paires de fréquences de coupure distinctes bornant les bandes passantes des filtres Ftl à FtN sont sélectionnées pour obtenir un débit total maximal DT = DTmax et une amplitude amp(PT) du signal SAS inférieure à la limite d'amplitude LIMCAN du convertisseur CAN. Le débit et l'amplitude sont déterminés notamment en fonction des gains fixes prédéfinis des N étages de sélection et des puissances des porteuses filtrées dans chaque étage de sélection selon les fréquences de coupure variables testées. Le dispositif sélectif de pondération de puissance DPP peut aussi fonctionner en combinant les deux réalisations précédemment exposées comportant pour chaque étage de sélection un filtre passe-bande ayant une bande de fréquence variable et un pondérateur de puissance appliquant un gain variable.

Le dispositif sélectif de pondération de puissance DPP peut être intégré dans le dispositif de réception du système de communication comme présenté dans les exemples précédents, ou bien avec un coupleur en entrée être distinct de celui-ci.

Claims (7)

REVENDICATIONS

1 - Procédé de réception d'un signal analogique multiporteuse (SA) par un dispositif de réception (DRa) comprenant un convertisseur analogique-numérique (CAN), caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de : N filtrages passe-bande simultanés du signal analogique respectivement en N signaux analogiques filtrés (SAF1-SAFN) incluant chacun au moins une porteuse (Fpl-FpI), N pondérations par N gains (GV1-GVN, GF1-GFN) respectivement des N signaux analogiques filtrés, et une sommation des signaux analogiques filtrés pondérés en un signal analogique sommé (SAS) dont l'amplitude est adaptée à un seuil d'amplitude (LIMCAN)

2 - Procédé conforme à la revendication 1, selon lequel les porteuses (Fpl-FpI) du signal analogique (SA) ont des fréquences sélectionnées par les N filtrages passe-bande simultanés en fonction respectivement de N bandes de fréquence fixes afin de produire les N signaux filtrés (SAF1-SAFN), et les N gains (GV1-GVN) appliqués respectivement aux signaux filtrés sont variables et déterminés en fonction d'un débit total maximal (DTmax) du signal analogique sommé (SAS) et de l'amplitude (amp(PT)) du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude (LIMCAN)

3 - Procédé conforme à la revendication 1, selon lequel les porteuses (Fpl-FpI) du signal analogique (SA) ont des fréquences sélectionnées selon N filtrages passe-bande simultanés en fonction respectivement de N bandes de fréquence variables déterminées en fonction de gains respectifs fixes (GF1-GFN) à appliquer sur les signaux filtrés (SAF1-SAFN), du débit total maximal (DTmax) du signal analogique sommé (SAS) et de l'amplitude (amp(PT)) du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude (LIMCAN)

4 - Procédé conforme à la revendication 1, selon lequel le seuil d'amplitude (LIMCAN) est une limite d'amplitude (LIMCAN) du convertisseur analogique-numérique (CAN).

5 - Dispositif de réception (DRa) d'un signal analogique multiporteuse (SA) comprenant un convertisseur analogique-numérique, caractérisé en ce qu'il comprend en outre : N filtres passe-bande (Ftl-FtN) pour filtrer le signal analogique respectivement en N signaux analogiques filtrés (SAF1-SAFN) incluant chacun au moins une porteuse (Fp1-Fp1), N pondérateurs de puissance (Pdl-PdN) pour pondérer par N gains (GV1-GVN, GF1-GFN) respectivement les N signaux analogiques filtrés, et un sommateur (SM) pour sommer les signaux analogiques filtrés pondérés en un signal analogique sommé (SAS) dont l'amplitude est adaptée à un seuil d'amplitude (LIMCAN)•

6 - Dispositif conforme à la revendication 5, dans lequel les N filtres passe-bande (Ftl-FtN) sont aptes à filtrer les porteuses (Fp1-Fp1) du signal analogique (SA) en fonction respectivement de N bandes de fréquence fixes afin de produire les N signaux filtrés (SAF1-SAFN), les N pondérateurs de puissance (Pdl-PdN) ont respectivement N gains variables (GV1-GVN) à appliquer sur les signaux filtrés, et comprenant un contrôleur de gain (CG) pour déterminer les N gains variables en fonction d'un débit total maximal (DTmax) du signal analogique sommé (SAS) et de l'amplitude (amp(PT)) du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude (LIMCAN)

7 - Dispositif conforme à la revendication 5, dans lequel les N filtres passe-bande (Ftl-FtN) sont aptes à filtrer les porteuses (Fpl-Fp1) du signal analogique (SA) en fonction respectivement de N bandes de fréquence variables, et comprenant un contrôleur de filtre (CF) pour déterminer les N bandes de fréquence variables en fonction de gains respectifs fixes (GF1-GFN) à appliquer respectivement sur les signaux filtrés (SAF1-SAFN) par les N pondérateurs de puissance (Pdl-PdN), du débit total maximal (DTmax) du signal sommé (SAS) et de l'amplitude (amp(PT)) du signal analogique sommé adaptée au seuil d'amplitude (LIMCAN).