WO2013146494A1 - 電力伝送の装置及び方法、並びにそれに用いる共振装置 - Google Patents

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WO2013146494A1
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waveguide
dielectric resonator
power transmission
transmission
mode
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善祥 藤山
原田　信洋
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宇部興産株式会社
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    • H02J50/70—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the reduction of electric, magnetic or electromagnetic leakage fields
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
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    • H02J50/20—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using microwaves or radio frequency waves

Definitions

  • the present invention relates to a power transmission device and method for wirelessly transmitting power using high-frequency electromagnetic waves such as microwaves, and a resonance device used therefor.
  • electromagnetic induction type wireless power transmission is mainly used.
  • a pair of coils are arranged close to each other, and the magnetic field lines generated by one coil are passed through the other coil.
  • This method has already been put into practical use because it has a relatively high transmission efficiency and enables downsizing of the apparatus.
  • Non-Patent Document 1 When the frequency band of electromagnetic waves is about 100 KHz to several hundreds of MHz, the electromagnetic resonance method is suitable.
  • Non-Patent Document 1 two spiral antenna resonators that are open at both ends are arranged opposite to each other, and power transmission is performed mainly by magnetic field coupling.
  • an experiment was conducted using three types of spiral antennas having resonance frequencies of 122 KHz, 13.56 MHz, and 1.49 GHz, respectively, and the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency was compared in power transmission at each resonance frequency. Has been made.
  • the transmission efficiency is 90% or less even when the transmission distance is 100 mm because the Q value of the resonator constituted by the coil is low, and the transmission efficiency is up to 50% when the transmission distance is 1000 mm.
  • the transmission efficiency decreases rapidly.
  • the resonance frequency is 13.56 MHz
  • the transmission efficiency of 90% or more is maintained until the transmission distance is about 220 mm. If the transmission distance is further increased, the transmission efficiency rapidly decreases, and the transmission distance at which the transmission efficiency becomes 50% is It is about 300 mm.
  • the transmission efficiency is 90% or less due to the low Q value of the coil resonator or due to radiation, and when the transmission distance is 3 mm or more, the transmission efficiency is rapidly increased.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is reduced to 50% is about 4 mm. From these experiments, it can be seen that the transmission efficiency is the highest in the frequency band near ten and several MHz for the resonance type power transmission using the coil. Note that this method is relatively forgiving to the axial displacement of the two coil resonators, and therefore does not require as much accuracy in arranging the coil resonators as the electromagnetic induction method.
  • the above two methods transmit power to a region called a near field (near field) corresponding to a distance before the generated electromagnetic field is formed as an electromagnetic wave that is still a radio wave.
  • a far field (far field) corresponding to a region far from the near field is a region where electromagnetic waves are radiated as radio waves.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is about 50% is ⁇ ⁇ 1/2460 when the resonance frequency is 122 KHz, ⁇ ⁇ 0.014 when the resonance frequency is 13.56 MHz, and the resonance frequency is 1 It is ⁇ ⁇ 0.02 at .49 GHz, and power is transmitted in the near field range.
  • Non-Patent Document 2 in the wireless power transmission experiment by MIT (Massachettes Institute of Technology) announced in 2007, the power to turn on a 60 W bulb was transmitted at a transmission distance of 2 m. Since the resonance frequency at that time is 9.90 MHz, the transmission distance is only ⁇ ⁇ 0.066, which is also the power transmission in the near field.
  • Patent Document 1 proposes a method of transferring energy using a spherical dielectric resonator.
  • energy transmission is performed by constructing and arranging two spherical dielectric resonators in the near-field region such that one is coupled under conditions in the other radiant fire surface.
  • Patent Document 2 discloses a resonator device in which a dielectric resonator is disposed in a cutoff waveguide so that the axis of the dielectric resonator coincides with the propagation direction of electromagnetic energy in the cutoff waveguide. Yes.
  • the maximum transmission efficiency between the first resonator and the second resonator is such that Q of the first resonator is Q1, Q of the second resonator is Q2, and
  • the coupling coefficient with the second resonator is K, [2 + K 2 ⁇ Q1 ⁇ Q2-2 ⁇ (1 + K 2 ⁇ Q1 ⁇ Q2) 1/2 ] / [K 2 ⁇ Q1 ⁇ Q2] It is said that it is represented by.
  • the coupling coefficient K generally tends to decrease as the distance between the two resonators increases, it can be seen that a resonator having a high Q value may be used to increase the transmission distance.
  • the coupling coefficient K needs to be about 0.9 to 0.1 in order to obtain a transmission efficiency of 80% or more.
  • the coupling coefficient K should be 0.08 to 0.04 in order to obtain a transmission efficiency of 80% or more.
  • the coupling coefficient K decreases, so that it is necessary to increase the transmission efficiency.
  • the Q value of the resonator must be increased. In order to increase the Q value, it is sufficient to increase the cross-sectional area of the coil. In this case, however, there are practical limitations such as an increase in coil weight and material costs.
  • Patent Document 1 paragraph [0041] states that “a method based on resonance for wireless non-radiation type energy transfer is provided”, and paragraph [0023] indicates that a near-field region is used in the case of non-radiation type. And the size of the region is roughly set by the wavelength ⁇ , ”and paragraph [0014] states that“ attenuation is long enough to make the tail vibrate (radioactive).
  • the limiting surface (the place where this change occurs due to electromagnetic wave behavior) is called the “radiation fire surface”.
  • the distance between the objects to be joined must be such that one is within the other radiant surface.
  • the distance between the “near field” and the “radiant fire surface” is not clear, but power transmission in the region before becoming “radiative” according to the “coupled mode theory” in paragraph [0009] It is related to.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and a power transmission apparatus and method capable of transmitting power with high transmission efficiency over a wide range from a near field to a far field with a simple configuration, and It is an object of the present invention to provide a resonance device used therefor.
  • a power transmission device that wirelessly transmits power from a first resonance device to a second resonance device,
  • the first resonance device excites the first waveguide, the first dielectric resonator arranged coaxially with the first waveguide, and the first dielectric resonator.
  • a first excitation structure for The first waveguide has one end as an open end and the other end as a short-circuit end,
  • the first dielectric resonator has two first end faces located on opposite sides, and is insulated from the first waveguide in the vicinity of the open end of the first waveguide.
  • a thickness that is disposed in the first waveguide and is a distance between the two first end faces is constant regardless of a radial position of the first dielectric resonator;
  • the second resonance device excites the second waveguide, a second dielectric resonator arranged coaxially with the second waveguide, and the second dielectric resonator.
  • a second excitation structure for The second waveguide has one end as an open end and the other end as a short-circuit end,
  • the second dielectric resonator has two second end faces located on opposite sides, and is insulated from the second waveguide in the vicinity of the open end of the second waveguide.
  • the second dielectric resonator is disposed in the second waveguide, and a thickness that is a distance between the two second end faces is constant regardless of a radial position of the second dielectric resonator;
  • the first resonance device and the second resonance device are arranged such that an open end of the first waveguide and an open end of the second waveguide face each other, and
  • the two first end faces or the two second end faces are substantially in a waveguide direction of the first waveguide or a waveguide direction of the second waveguide.
  • the planes are mutually orthogonal planes parallel to each other.
  • the two first end faces or the two second end faces are located farther from the second dielectric resonator or the first dielectric resonator at the center than at the outer periphery.
  • at least one of the two first end faces or at least one of the two second end faces is at least at an outer peripheral portion, with the first waveguide or the second waveguide. It consists of at least a part of a conical surface, a pyramid surface, a spherical surface, a paraboloid or an ellipsoid having a coaxial symmetry axis.
  • the shape of the first dielectric resonator or the second dielectric resonator is a polygonal column, a polygonal cylinder, or a cylinder having both end surfaces of the first end surface or the second end surface. Or it is a cylinder.
  • a cross-sectional shape of the first waveguide or the second waveguide is a polygonal cylinder or a cylinder.
  • the first waveguide or the second waveguide has a tapered shape in which a cross-sectional area gradually decreases from the open end to the short-circuit end.
  • the first excitation structure or the second excitation structure is configured such that the first waveguide is short-circuited at the first waveguide or at the short-circuited end of the second waveguide.
  • a conductor is disposed insulated from the wave tube or the second waveguide, and includes a conductor extending in the waveguide direction inside the first waveguide or inside the second waveguide. .
  • the object as described above is achieved.
  • the first resonance device and the second resonance device are arranged so that an open end of the first waveguide and an open end of the second waveguide face each other, and the first A power transmission method characterized by inputting power to the excitation structure and outputting power from the second excitation structure; Is provided.
  • the object as described above is achieved.
  • a resonant device used to configure the power transmission device or to implement the power transmission method described above A waveguide, a dielectric resonator disposed coaxially with the waveguide, and an excitation structure for exciting the dielectric resonator;
  • the waveguide has an open end at one end and a short-circuited end at the other end,
  • the dielectric resonator has two end faces located opposite to each other, and is disposed in the waveguide so as to be insulated from the waveguide in the vicinity of the open end of the waveguide, The thickness, which is the distance between the two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator,
  • a power transmission device capable of transmitting power with high transmission efficiency over a wide range from a near field to a far field with a simple configuration.
  • Embodiment 1 of a power transmission device by the present invention. It is a figure which shows the relationship between the transmission distance in Embodiment 1, and transmission efficiency. It is a figure which shows the relationship between the transmission distance in Embodiment 1, and the frequency where transmission efficiency becomes the maximum. It is a figure which shows the relationship between an excitation line gap and transmission efficiency when the excitation line gap in Embodiment 1 is changed. It is a figure which shows the relationship between the length of an excitation line and transmission efficiency when the transmission distance in Embodiment 1 is 7.5 mm. It is a figure which shows S parameter when the transmission distance in Embodiment 1 is 7.5 mm.
  • FIG. 10 is a diagram showing a relationship between transmission distance and transmission efficiency when the axial direction position of the dielectric resonator with respect to the cylindrical waveguide is set from the same plane to the inside or outside of the cylindrical waveguide in the TM02 ⁇ mode in the third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between transmission distance and transmission efficiency when the axial position of the dielectric resonator with respect to the cylindrical waveguide is set from the same plane to the inside or outside of the cylindrical waveguide for the TM03 ⁇ mode in the third embodiment. .
  • FIG. 10 is a diagram showing S parameters when the waveguide distance in the fourth embodiment is between 10 mm and 50 mm.
  • FIG. 9 is a schematic perspective view showing Embodiment 5 of the power transmission device according to the present invention and showing a dielectric resonator having a regular pentagonal prism shape. It is typical see-through
  • FIG. 10 is a schematic perspective view showing an excitation structure in an eighth embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a relationship between transmission distance and transmission efficiency in the eighth embodiment. It is a figure which shows the S parameter in Embodiment 8. It is a figure which shows the result of the electromagnetic field analysis by the electromagnetic field simulation in Embodiment 8. It is a typical see-through
  • Embodiment 1A It is a typical see-through
  • Embodiment 1A It is explanatory drawing of the effect
  • a coil or an antenna is used as a resonator.
  • a parallel plate type dielectric resonator having a highest Q value or a similar dielectric resonator is used in the microwave.
  • An electric power transmission apparatus that further increases the transmission distance.
  • a dielectric resonator similar to a parallel plate dielectric resonator is not a parallel plate shape, but a shape in which the thickness, which is the distance between two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator.
  • the dielectric resonator of FIG. the parallel plate type dielectric resonator will be mainly described. However, the same applies to a dielectric resonator similar to the parallel plate type dielectric resonator.
  • each parallel plate type dielectric resonator the parallel end face is provided in order to realize the required electromagnetic shielding. Of these, only the surface facing the parallel end surface of the other parallel plate type dielectric resonator is opened, and the other surface is covered with a waveguide.
  • a resonator having a high Q value since a resonator having a high Q value is provided, even if the coupling coefficient K is small, K ⁇ Q (or KQ), which is an index of transmission efficiency, can be kept large, and high transmission efficiency can be achieved. Can keep. Furthermore, according to the present invention, since the parallel plate type dielectric resonator has various resonance modes, the facing area can be made larger than that of the coil or the antenna, and the coupling coefficient K can be increased. KQ can be further increased. Thus, according to the present invention, a power transmission device is provided in which transmission efficiency does not decrease even when the transmission distance is further increased.
  • the Q value of the resonance system is large by adopting a structure that radiates electromagnetic waves in one direction, even if the coupling coefficient K is extremely small, the radiation is radiated from one dielectric resonator.
  • a power transmission device that can efficiently receive electromagnetic waves at the other dielectric resonator, and can therefore transmit power to a far field with high transmission efficiency.
  • a transmission apparatus can be provided at low cost with a small number of parts.
  • the two first end faces or the two second end faces are located farther from the outer periphery than the second dielectric resonator or the first dielectric resonator.
  • At least one of the one end faces or at least one of the two second end faces at least at the outer periphery, a conical surface having a symmetry axis coaxial with the first waveguide or the second waveguide, a pyramid surface, a spherical surface,
  • FIG. 1 is a schematic cross-sectional view showing the first embodiment.
  • the power transmission device of the present embodiment wirelessly transmits power from the first resonance device (arranged on the left side in FIG. 1) to the second resonance device (arranged on the right side in FIG. 1). It is a power transmission device.
  • the first resonance device includes a first waveguide (a cylindrical waveguide having a cylindrical cross section (also referred to as “circular waveguide”) located on the left side in FIG. 1), and a first dielectric resonator ( 1 includes a cylindrical dielectric resonator located on the left side and a first excitation structure for exciting the first dielectric resonator (in FIG. 1, the central conductor of the coaxial cable located on the left side). Excitation line).
  • the first waveguide, the first dielectric resonator, and the first excitation structure are arranged coaxially.
  • coaxial refers to a state in which they are arranged “so that they share a shaft”.
  • the first waveguide has one end (right end in FIG.
  • the first dielectric resonator has two first parallel end faces parallel to each other and located on opposite sides (both end faces located on the left side and the right side in FIG. 1), and the first parallel end faces are the first parallel end faces. Insulated from the first waveguide in the vicinity of the open end of the first waveguide so as to be substantially orthogonal to the waveguide direction (left-right direction in FIG. 1) of the waveguide (FIG. 1). 1 is arranged in the first waveguide (with a cylindrical foam polystyrene located on the left side).
  • the second resonance device has a structure equivalent to that of the first resonance device as described above, but is arranged in the opposite direction to the first resonance device. That is, the second resonance device includes a second waveguide (cylindrical waveguide having a cylindrical cross section located on the right side in FIG. 1) and a second dielectric resonator (a cylinder located on the right side in FIG. 1). And a second excitation structure for exciting the second dielectric resonator (excitation line composed of the central conductor of the coaxial cable located on the right side in FIG. 1). .
  • the second waveguide, the second dielectric resonator, and the second excitation structure are arranged coaxially. One end (left end in FIG.
  • the second dielectric resonator has two second parallel end faces (both end faces located on the left and right sides in FIG. 1) that are parallel to each other and opposite to each other, and the first parallel end faces are the second parallel end faces. Insulated from the second waveguide in the vicinity of the open end of the second waveguide so as to be substantially orthogonal to the waveguide direction of the waveguide (left-right direction in FIG. 1) (FIG. 1). 1 is disposed in the second waveguide (with a cylindrical foam polystyrene located on the right).
  • the first resonance device and the second resonance device are arranged coaxially so that the open end of the first waveguide and the open end of the second waveguide face each other.
  • the electric power input to the second excitation structure is output from the second excitation structure.
  • the resonance frequency is set near 2.45 GHz and the TM01 ⁇ mode is used.
  • the resonator is a parallel plate type dielectric resonator, its thickness is equal to the axial dimension, ie, length L of the resonator.
  • a coaxial cable with a center conductor that is, a center conductor having an excitation line length of about 30.6 mm) having a length of about 1/4 wavelength (about 30.6 mm at 2.45 GHz) is exposed to a cylindrical waveguide and a cylindrical shape.
  • the transmission distance (M) is a distance between two resonance devices, and in particular, the first waveguide of the first resonance device or the second waveguide of the first dielectric resonator and the second resonance device. It is the minimum distance among the distances between the tube and the second dielectric resonator.
  • the transmission distance (M) is typically the smaller one of the distance Cut between the two waveguides facing each other and the distance between the two dielectric resonators facing each other. In the present embodiment, typically, the distance Cut between two cylindrical waveguides facing each other is equal to the distance between two dielectric resonators facing each other.
  • Fig. 2 shows the transmission characteristics (relationship between transmission distance and transmission efficiency) measured as the transmission efficiency, which is the ratio of output power to input power.
  • the transmission efficiency reaches a maximum of about 88% near a transmission distance of 7.5 mm, and the transmission efficiency becomes small whether the distance is closer or further away.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is 50% is about 25 mm.
  • This transmission distance is 0.20 times the wavelength ⁇ (in Table 1, the number of times this wavelength ⁇ is indicated in the column “Wavelength ( ⁇ )”), and the wavelength ⁇ which is the limit of the near field It is larger than 0.16 times and reaches the far field.
  • FIG. 3 shows the relationship between the transmission distance and the frequency that maximizes the transmission efficiency. It can be seen that the change in resonance frequency is as small as 40 MHz.
  • FIG. 4 shows transmission characteristics (relationship between excitation line gap and transmission efficiency) when the gap (axial distance: excitation line gap) between the excitation line and the dielectric resonator is changed.
  • the transmission efficiency reaches almost the maximum in the vicinity of the gap of 23 mm.
  • Fig. 5 shows the relationship between the length of the excitation line and the transmission efficiency when the transmission distance is 7.5 mm. Since the actual frequency is lower than 2.45 GHz, the transmission efficiency reaches almost the maximum in the vicinity of the excitation line length of 30.6 mm.
  • FIG. 6 shows S parameters when the transmission distance is 7.5 mm.
  • the first peak has a frequency of 2.437 GHz, the attenuation of S21 is 0.56 dB, and the return loss of S11 is 24 dB.
  • the second peak has a frequency of 2.364 GHz, S21 is 16 dB, and S11 is 1.5 dB.
  • the two opposing dielectric resonators are electric field coupled, and the coupling coefficient K is 0.030.
  • FIG. 7 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency when the two units are changed from coaxial to the inter-axis distances of 5 mm, 10 mm, and 15 mm (that is, the axes are shifted).
  • the transmission efficiency drops sharply when the axis is shifted by 5 mm, and falls below 50%.
  • FIG. 8 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency when it is set to be one (same position), but set to the inside or outside of the cylindrical waveguide from the same plane. If the dielectric resonator is placed 5 mm outside the circular waveguide, the transmission efficiency decreases, and decreases rapidly with the transmission distance. If the dielectric resonator is placed about 5 to 10 mm from the inside of the circular waveguide, the transmission efficiency increases and the transmission distance also increases. However, the dielectric resonator is flush with the inside of the circular waveguide. 15 mm, the transmission efficiency increases up to a transmission distance of about 7.5 mm, but after that, the transmission efficiency is almost the same as in the case of the same level.
  • Fig. 9 shows the result of electromagnetic field analysis performed in electromagnetic field simulation. Since there is no circumferential electromagnetic field change, one radial electromagnetic field change and one axial electromagnetic field change, it can be confirmed that the mode of the dielectric resonator is the TE01 ⁇ mode. Further, since the electric field between the waveguides is strong, it can be confirmed that the dielectric resonators are mainly coupled by the electric field.
  • Patent Document 2 it is assumed that a dielectric resonator is inserted into the cutoff waveguide, but in Embodiment 1 of the present invention, the diameter of the cylindrical waveguide is 50.6 mm, and the cutoff frequency of the TM01 mode of the cylindrical waveguide is Is 4.54 GHz, TM11 mode cutoff frequency is 7.23 GHz, TM02 mode cutoff frequency is 10.40 GHz, TE11 mode cutoff frequency is 3.47 GHz, TE21 mode cutoff frequency is 5.77 GHz, TE01 mode cutoff frequency Since it is 7.23 GHz, it is a condition below the cut-off frequency.
  • FIG. 10A shows the S parameter when the interval (Cut) between the waveguides is 0.5 mm.
  • FIG. 10b shows the S parameter when the gap (AG) between the end of the coaxial cable (ie, the end of the excitation line) and the dielectric resonator is changed from 23 mm to 12 mm.
  • This characteristic is a two-stage bandpass filter having a center frequency of 2.407 GHz, a bandwidth of about 6 MHz, and an insertion loss of about 0.2 dB (transmission efficiency of about 95%).
  • FIG. 10C shows the S parameter when the interval between the cylindrical waveguides is 1.0 mm.
  • This characteristic is a two-stage bandpass filter having a center frequency of 2.4075 GHz, a bandwidth of about 5 MHz, and an insertion loss of about 0.2 dB (transmission efficiency of about 95%).
  • a power transmission device having a waveguide distance of 0.5 mm or 1.0 mm can be applied to applications that require low loss and noise reduction, such as non-contact connectors and waveguide rotary joints.
  • a cylindrical dielectric resonator using a dielectric ceramic material having a relative dielectric constant of 38 is used, and a TM02 ⁇ mode and a TM03 ⁇ mode designed in the vicinity of 2.45 GHz are used.
  • the TM02 ⁇ mode dielectric resonator has a diameter D of 55.6 mm, a length L of 16.0 mm, and a cylindrical waveguide has a diameter d of 100.1 mm.
  • the TM03 ⁇ mode dielectric resonator has a diameter D of 80.4 mm, the length L is 16.3 mm, and the diameter d of the cylindrical waveguide is 144.8 mm.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency of the TM02 ⁇ mode is 50% is around 48 mm. This transmission distance is 0.40 times the wavelength ⁇ , which is larger than 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field, and is far field.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency of the TM03 ⁇ mode is 50% is around 66 mm, and this transmission distance is 0.54 times the wavelength ⁇ and is larger than 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field. You can see that the far field has been reached.
  • S-parameters of the TM02 ⁇ mode and the TM03 ⁇ mode when the waveguide distance, that is, the transmission distance is 20 mm are shown in FIGS. 13 and 14, respectively.
  • the first peak has a frequency of 2.450 GHz, the attenuation of S21 is 0.53 dB, and the litter loss of S11 is 50 dB.
  • the second peak has a frequency of 2.371 GHz, S21 is 5 dB, and S11 is 6.5 dB.
  • the first peak has a frequency of 2.486 GHz, the attenuation of S21 is 0.35 dB, and the litter loss of S11 is 37 dB.
  • the second peak has a frequency of 2.441 GHz, S21 is 9 dB, and S11 is 3 dB.
  • FIG. 15 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency when the two units are changed from coaxial to 5 mm, 10 mm, 15 mm, 20 mm, 25 mm, and 30 mm (ie, the axes are shifted) for the TM02 ⁇ mode.
  • the TM03 ⁇ mode is shown in FIG. In the TM02 ⁇ mode, when the transmission distance is 30 mm, the transmission efficiency is reduced by several percent compared to when the axis is displaced by 5 mm, and the transmission efficiency is maintained at 50% or more even when the axis is displaced by 15 mm.
  • the transmission efficiency is reduced by several percent compared to when the axis is displaced by 5 mm, and even if the axis is displaced by 20 mm, the transmission efficiency is maintained at 50% or more. Yes.
  • the end face of the dielectric resonator on the side facing the other unit is not flush with the open end of the cylindrical waveguide.
  • the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency when set inside or outside the cylindrical waveguide is shown in FIG. 17 for the TM02 ⁇ mode and in FIG. 18 for the TM03 ⁇ mode.
  • the transmission efficiency is reduced by 10%, and the transmission efficiency is further reduced as the transmission distance is increased.
  • the transmission efficiency decreases by several percent every time about 5 mm from the surface.
  • the transmission efficiency is reduced by several percent in the range from 5 mm to 5 mm inside the dielectric resonator on the outer side of the cylindrical waveguide. .
  • the results of the electromagnetic field analysis performed in the electromagnetic field simulation are shown in FIG. 19 for the TM02 ⁇ mode and in FIG. 20 for the TM03 ⁇ mode.
  • the TM02 ⁇ mode there is no change in the magnetic field in the circumferential direction, two changes in the magnetic field in the radial direction, and one change in the electromagnetic field in the axial direction, so it can be confirmed that the mode of the dielectric resonator is the TE02 ⁇ mode. Further, since the electric field between the waveguides is strong, it can be confirmed that the dielectric resonators are mainly coupled by the electric field.
  • the mode of the dielectric resonator is the TE03 ⁇ mode. Further, since the electric field between the waveguides is strong, it can be confirmed that the dielectric resonators are mainly coupled by the electric field.
  • the cutoff frequency is Is also a high frequency condition. Since a TE03 ⁇ mode circular waveguide having a diameter of 144.8 mm is used, the TM01 of the cylindrical waveguide mode, which is the same mode as the dielectric resonator, and the TE11 mode / TE21 mode are higher than the cutoff frequency. This is a frequency condition.
  • the dielectric resonator having a diameter D of 60.6 mm, a length L of 14.0 mm, and a cylindrical waveguide having a diameter d of 109.1 mm was also implemented (Table 1). reference).
  • Embodiment 4 a cylindrical dielectric resonator using a dielectric ceramic material having a relative dielectric constant of 38 is used, and a TM012 + ⁇ mode designed in the vicinity of 2.45 GHz is used.
  • the dielectric resonator has a diameter D of 100.0 mm, a length L of 26.51 mm, and a cylindrical waveguide having a diameter d of 180 mm.
  • FIG. 21 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency when the unit is changed from the coaxial shape (that is, the axis is shifted).
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is 50% when there is no axis deviation is 72.5 mm.
  • This transmission distance is 0.59 times the wavelength ⁇ , and is larger than 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field, and reaches the far field.
  • the maximum transmission efficiency is shown near a transmission distance of 50 mm. The greater the shaft misalignment, the lower the transmission efficiency. Over 70 mm.
  • the S parameter when the waveguide distance is between 10 mm and 50 mm is shown in FIG.
  • the frequency of the first peak of S11 decreases as the waveguide distance increases.
  • the second peak becomes slightly higher as the waveguide distance increases, and is not visible when the waveguide distance is 20 mm to 30 mm, and is not observed at all at 40 mm or 50 mm. That is, the coupling coefficient is not observed from near 19 mm which is 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field, and power is transmitted even if there is no coupling coefficient.
  • FIG. 23 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency when set inside or outside the cylindrical waveguide. Up to a transmission distance of 30 mm, the transmission efficiency is maintained at 90% or more except when the dielectric resonator is set to 5 mm outside the cylindrical waveguide, and after the transmission distance of 40 mm, the resonator moves inward from the open end of the waveguide. Transmission efficiency decreases rapidly in order from one.
  • the dielectric resonator when the transmission distance (distance between the waveguides) is 60 mm, the dielectric resonator is placed 0 mm, 5 mm, 10 mm, and 15 mm inside (the distance between the dielectric resonators is 60 mm, 65 mm, 70 mm, and 75 mm). And the coupling between the dielectric resonators is reduced, and the transmission efficiency is drastically reduced. However, even if the resonator is 15 mm inside from the open end of the waveguide, the transmission efficiency is 50% or more up to a transmission distance of 60 mm.
  • FIG. 24 shows the result of the electromagnetic field analysis performed in the electromagnetic field simulation.
  • the TM01 mode, the TM11 mode, the TE11 mode, the TE21 mode, and the TE01 mode which are the same cylindrical waveguide modes as the dielectric resonator.
  • a cutoff waveguide a filter is configured with a frequency equal to or lower than the cutoff frequency
  • the cutoff frequency is used in any mode.
  • a TM012 + ⁇ mode designed in the vicinity of 2.45 GHz is used by using a polygonal columnar dielectric resonator using a dielectric ceramic material having a relative dielectric constant of 38.
  • FIG. 25 shows a schematic perspective view when the dielectric resonator has a regular triangular prism shape
  • FIG. 26 shows a schematic perspective view when the dielectric resonator has a regular square prism shape
  • FIG. 27 shows a schematic perspective view in the case where is a regular pentagonal prism shape
  • FIG. 28 shows a schematic perspective view in the case where the dielectric resonator is a regular hexagonal prism shape.
  • Table 1 The dimensions of the dielectric resonator of each shape are shown in Table 1 described later.
  • FIG. 29 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency depending on the shape of the dielectric resonator in the present embodiment.
  • the diameter D of the resonator shown in the fourth embodiment is about 100 mm
  • the length L of the resonator is about 19 mm
  • the cylindrical waveguide has a cylindrical shape.
  • the diameter d is 180 mm.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is 50% is 68 mm when the dielectric resonator shape is a quadrangular prism and a pentagonal prism, and this transmission distance is 0.56 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field. It can be seen that it is larger than 0.16 times the wavelength ⁇ and reaches the far field.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is 50% is 72 mm when the dielectric resonator shape is a triangular prism and a hexagonal prism, and this transmission distance is 0.59 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field. It can be seen that it is larger than 0.16 times ⁇ and reaches the far field.
  • the resonance mode can be changed to the TM012 + ⁇ mode by designing the diameter of the inscribed circle to be about 100 mm.
  • the loss can be maintained at 90% or more up to a transmission distance of 50 mm.
  • the triangular prism and the quadrangular prism many modes are generated, and there are many regions that do not directly contribute to resonance, and this region is close to the inner cylinder of the cylindrical waveguide, so that the Q value is deteriorated. Due to these factors, the transmission loss is gradually reduced.
  • FIG. 30 shows the result of electromagnetic field analysis performed in electromagnetic field simulation to confirm that the hexagonal column-shaped dielectric resonator is resonating with TM012 + ⁇ as in the fourth embodiment. Since there is no circumferential magnetic field change, one radial magnetic field change and two axial electromagnetic field changes, it can be confirmed that the mode of the dielectric resonator is the TE012 + ⁇ mode. Further, since the electric field between the waveguides is strong, it can be confirmed that the dielectric resonators are mainly coupled by the electric field.
  • the coupling between the resonators is not observed when the transmission distance is around 20 to 30 mm.
  • the waveguide having an outer diameter of 187 to 216 mm since the waveguide having an outer diameter of 187 to 216 mm is used, the TM01 mode, the TM11 mode, the TE11 mode, the TE21 mode, and the TE01, which are the same cylindrical waveguide modes as the dielectric resonator.
  • the condition is equal to or higher than the cut-off frequency
  • Patent Document 2 it is assumed that a cut-off waveguide (a filter is configured with a frequency lower than the cut-off frequency) is used.
  • a power transmission device that maintains high transmission efficiency at a frequency higher than the frequency has been realized.
  • Embodiment 6 a cylindrical dielectric resonator using a dielectric ceramic material having a relative dielectric constant of 20 is used, and a TM012 + ⁇ mode designed in the vicinity of 2.45 GHz is used.
  • Dielectric resonator diameter D is 100 mm and length L is 26.51 mm
  • cylindrical waveguide diameter d is 180 mm
  • dielectric resonator diameter D is 140 mm and length L is 29.5 mm
  • cylinder A waveguide having a diameter d of 216 mm was used.
  • FIG. 31 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency in this embodiment.
  • the transmission distance when the transmission efficiency is 50% is 103 mm.
  • This transmission distance is 0.84 times the wavelength ⁇ , and the wavelength ⁇ is the limit of the near field. It is larger than 0.16 times and reaches the far field.
  • the diameter of the dielectric resonator is 140 mm, the transmission distance when the transmission efficiency is 50% is 120 mm.
  • This transmission distance is 0.98 times the wavelength ⁇ , and the wavelength ⁇ is the limit of the near field. It is larger than 0.16 times and reaches the far field.
  • Example 6 since a circular waveguide having a diameter of 216 mm is used, the TM01 mode, the TM11 mode, the TE11 mode, the TE21 mode, and the TE01 mode, which are the same cylindrical waveguide modes as the dielectric resonator, are used.
  • a cutoff waveguide (a filter is configured with a frequency equal to or lower than the cutoff frequency) is used in Patent Document 2, but in the present embodiment, the cutoff frequency is used in any mode.
  • the cutoff frequency is used in any mode.
  • FIG. 32 shows a resonance mode when the transmission distance is 50 mm in a dielectric resonator having a diameter D of 100 mm
  • FIG. 33 shows a resonance mode when the transmission distance is 20 mm in a dielectric resonator having a diameter D of 140 mm
  • FIG. 34 shows a resonance mode when the transmission distance is 70 mm in a dielectric resonator having a diameter D of 140 mm.
  • the mode of the dielectric resonator is TE012 + ⁇ .
  • the mode can be confirmed.
  • a dielectric resonator having a diameter D of 140 mm and a transmission distance of 20 mm there is no circumferential magnetic field change, one radial magnetic field change and two axial electromagnetic field changes.
  • This mode can be confirmed to be the TE012 + ⁇ mode.
  • a dielectric resonator having a diameter D of 140 mm and a transmission distance of 70 mm when the phase is 0 degree, there is no circumferential magnetic field change, one radial magnetic field change, and an axial electromagnetic field change.
  • the mode of the dielectric resonator is the TE012 + ⁇ mode, but when the phase is around 90 degrees, there is no circumferential magnetic field change, four radial magnetic field changes, and an axial electromagnetic field. Since the change is one, the resonance mode of the TE04 ⁇ mode is also generated, and it can be seen that the mode of the dielectric resonator is a hybrid mode of the TE012 + ⁇ mode and the TE04 ⁇ mode.
  • FIG. 35 shows a schematic perspective view of the apparatus of this embodiment.
  • FIG. 36 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency in this embodiment.
  • the transmission efficiency is 50%
  • the transmission distance is 27 mm.
  • This transmission distance is 1.08 times the wavelength ⁇ and is larger than 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field, and reaches a sufficiently far field.
  • the transmission efficiency is 80%
  • the transmission distance is 21 mm.
  • This transmission distance is 0.84 times the wavelength ⁇ , which is larger than 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field, and reaches the far field. I understand that.
  • FIG. 37 shows the S parameter when the transmission distance is 21 mm.
  • the first peak has a frequency of 11.256 GHz, the value of S11 is 20 dB, and the value of S21 is 1.09 dB. 1.09 dB is 77.7% in transmission efficiency.
  • the second peak is not observed. This is probably because the transmission distance far exceeds 4 mm, which is 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field.
  • the condition is equal to or higher than the cut-off frequency.
  • a cut-off waveguide a filter is configured with a frequency equal to or lower than the cut-off frequency
  • FIG. 38 shows the result of electromagnetic field analysis performed by electromagnetic field simulation.
  • FIG. 38 shows the electromagnetic field distribution when the transmission distance is 21 mm. Since there is no circumferential magnetic field change, two radial magnetic field changes and one axial electromagnetic field change, it can be confirmed that the mode of the dielectric resonator is the TM02 ⁇ mode.
  • a TE012 + ⁇ mode designed in the vicinity of 12 GHz is used using a cylindrical dielectric resonator using a dielectric ceramic material having a relative dielectric constant of 24.
  • a cylindrical dielectric resonator having a diameter D of 14 mm and a length L of 3.75 mm was used.
  • a schematic perspective view of the apparatus of the present embodiment is shown in FIG.
  • FIG. 40 shows a schematic perspective view of the excitation structure in the present embodiment.
  • This excitation structure is for exciting a cylindrical dielectric resonator in the TE mode, and is called an Alford antenna.
  • An Alford antenna was attached to the tip of the cable, and the distance (gap) between the Alford antenna and the dielectric resonator was fixed at 3.0 mm.
  • This is a unit (resonance device). Two of these are manufactured, the open ends of the cylindrical waveguides are made to face each other so as to be coaxial, and an arbitrary distance is maintained, and the coaxial cable of one unit (first resonance device) is placed near 12 GHz. The power is turned on, and the power is taken out from the coaxial cable of the other unit (second resonance device).
  • FIG. 41 shows the relationship between the transmission distance and the transmission efficiency in this embodiment.
  • the transmission efficiency is a maximum of about 90% within the transmission distance range of 3 mm to 9 mm, and the transmission efficiency is small regardless of whether the transmission distance is shorter or larger.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is 50% is about 15.5 mm. This transmission distance is 0.62 times the wavelength ⁇ , and is larger than 0.16 times the wavelength ⁇ , which is the limit of the near field, and reaches the far field.
  • the S parameter when the transmission distance is 105 mm is shown in FIG.
  • the first peak has a frequency of 11.045 GHz, the attenuation of S21 is 0.86 dB, and the retard loss of S11 is 29 dB.
  • the second peak has a frequency of 10.845 GHz, S21 is 2 dB, and S11 is 13 dB.
  • the opposing dielectric resonators are magnetically coupled. If the first peak and the second peak indicate coupling, the coupling coefficient K is 0.0183.
  • FIG. 43 shows the result of the electromagnetic field analysis performed in the electromagnetic field simulation. Since there is no circumferential electromagnetic field change, one radial electromagnetic field change and one axial electromagnetic field change, it can be confirmed that the mode of the dielectric resonator is the TE012 + ⁇ mode. Further, since the magnetic field between the waveguides is strong, it can be confirmed that the dielectric resonator is coupled mainly by the magnetic field.
  • Patent Document 2 it is assumed that a dielectric resonator is inserted into the cutoff waveguide.
  • the diameter of the cylindrical waveguide is 25.2 mm, and the cylinder is in the same mode as the dielectric resonator.
  • the TE01 mode has a cutoff frequency of 14.52 GHz with a diameter of 25.2 mm
  • the TE21 mode has a cutoff frequency of 11.58 GHz
  • the TE11 mode has a cutoff frequency of 6.98 GHz
  • the TM01 mode has a cutoff frequency of 9.11 GHz
  • the filter is configured with a frequency equal to or lower than the cut-off frequency. Power transmission device is realized to maintain a high transmission efficiency by the number or frequency.
  • a structure including a coaxial cable and a half-wavelength dipole antenna connected thereto may be used as the excitation structure of the dielectric resonator.
  • the excitation structure of the dielectric resonator a structure that supplies power from a rectangular waveguide as shown in FIG. 45 may be used.
  • the resonator can be excited in the TM mode.
  • the excitation structure of the dielectric resonator a structure that supplies power from a rectangular waveguide as shown in FIG. 46 may be used. In this case, the resonator can be excited in the TE mode.
  • an excitation line having a wavelength of about 1/4 is extended from the inner surface of the waveguide so as to be orthogonal to the radial direction as shown in FIG. 47, and power is supplied from a tap in the middle of the excitation line. It is also possible to use one that supplies. In this case, the resonator can be excited in the TE mode.
  • the first or second waveguide may have a tapered shape in which the cross-sectional area gradually decreases from the open end to the short-circuit end.
  • the relative dielectric constant of the dielectric resonator used in the resonator is larger.
  • the diameter D of the dielectric resonator is 100 mm and the resonance mode is TE012 + ⁇ mode.
  • the transmission distance at which the transmission efficiency is 50% is 72.5 mm in the fourth embodiment.
  • the transmission distance is 103 mm when the relative dielectric constant is 20.
  • the transmission distance is increased as the diameter D of the dielectric resonator is larger. be able to.
  • FIG. 49 shows a graph in which the diameter D and the length L of the dielectric resonator can be calculated by setting the frequency and the resonance mode of the cylindrical dielectric resonator.
  • the resonance mode By selecting the resonance mode, determining one point on the graph (straight line) corresponding to the selected mode, reading the numerical value on the vertical axis of this point, and determining the value of wavelength ⁇ and the value of relative dielectric constant Er, the diameter The value of D is obtained.
  • the value of the length L is obtained by reading the numerical value on the horizontal axis at one point and using the obtained D value.
  • the example shown in the embodiment is plotted.
  • the electromagnetic field generated from a conductor or the like which is called a near field in the conventional technology, is in a state before the electromagnetic wave of the radio wave is still in an electromagnetic wave state.
  • the coupling efficiency K and the transmission distance are related by the coupling coefficient K and the resonator Q, but according to the present invention, the coupling is achieved by using a parallel plate dielectric resonator in the resonance system.
  • An apparatus is provided in which power is transmitted continuously even at distances greater than the minimum distance formed, i.e., from the near field to the far field.
  • the use of a dielectric resonator makes it easy to face the surfaces of the dielectric resonator larger than the wavelength or the length of wavelength 1 ⁇ 2.
  • a dielectric resonator having a diameter of about 122.5 mm can be placed in a cylindrical waveguide to obtain a transmission distance of more than half a wavelength.
  • the present invention is an apparatus that can continuously transmit power from the near field to the far field regardless of whether the waveguide is in the cutoff region or not as shown in Patent Document 2.
  • the present invention is a power transmission device that can handle large power because of its high transmission efficiency.
  • the two first end faces or the two second end faces are parallel to each other substantially perpendicular to the waveguide direction of the first waveguide or the waveguide direction of the second waveguide. It consisted of a single flat surface. That is, in the above embodiment, the first end face is the first parallel end face, and the second end face is the second parallel end face.
  • the two first end faces or the two second end faces are centered from the second dielectric resonator or the first dielectric resonator from the outer peripheral portion. Those located further away are shown below with individual example numbers.
  • Embodiment A1 Configuration diagrams of Embodiment A1 are shown in FIGS. 50a and 50b.
  • each dielectric resonator the first dielectric resonator or the second dielectric resonator
  • one of the two end surfaces is a concave conical surface, and the surface normal direction of the one end surface That is, the thickness L, which is the distance between the two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator.
  • the dielectric resonator has a relative dielectric constant of 38, a diameter D of 105.3 mm, and a thickness L of 19.3 mm.
  • the diameter of the short-circuited circular waveguide is 1.8 times the diameter D of the dielectric resonator, that is, 189.5 mm.
  • the dielectric resonator is located at substantially the same axial position as the open side of the circular waveguide.
  • a conductor having a length of about 1 ⁇ 4 wavelength (30.6 mm) is positioned as an excitation line in the axial direction of the dielectric resonator from the center of the waveguide short-circuit surface, and between the excitation line and the dielectric resonator.
  • An interval of 23 mm is set, the respective centers are aligned with the central axis of the dielectric resonator, and the open sides of the two cylindrical waveguides are faced to keep an arbitrary distance.
  • the excitation line is attached to substantially the center of the short-circuit surface of the circular waveguide, and the central conductor of the coaxial connector is connected to the excitation line.
  • a microwave of about 2.45 GHz is supplied to the excitation line through one coaxial connector.
  • Microwave power resonates one dielectric resonator from one excitation line, resonates the other dielectric resonator maintained at an arbitrary distance, and the power transmitted to the other excitation line is the other. It is taken out from the coaxial connector. In this way, microwave power is transmitted from the connector of one circular waveguide to the connector of the other circular waveguide.
  • the transmission characteristics are shown in FIG.
  • the dielectric resonators resonate in the TM mode with excitation lines, and the dielectric resonators are coupled by electric field coupling and operate like a two-stage filter.
  • FIG. 52 describes the operation or function of this embodiment.
  • 52A to 52C show a case where the distance between two dielectric resonators, that is, the transmission distance M is approximately half the diameter D of the dielectric resonator.
  • 52 (a) and 52 (b) since the end face of the dielectric resonator is a flat surface, the electromagnetic field generated from the outer peripheral portion of one of the dielectric resonators, particularly the outer peripheral edge, spreads outward in the radial direction. Thus, an electromagnetic field portion that does not pass through the other dielectric resonator is generated.
  • FIG. 52 shows the operation or function of this embodiment.
  • 52 (c) since the end surfaces facing each other of the two dielectric resonators are conical surfaces, the electromagnetic field generated from the outer peripheral portion of one dielectric resonator, particularly the outer peripheral edge, is Compared with the cases of FIGS. 52A and 52B, many portions including the expanded portion D ′ pass through the other dielectric resonator without expanding outward in the radial direction.
  • 52D and 52E show a case where the distance between two dielectric resonators, that is, the transmission distance M is substantially equal to the diameter D of the dielectric resonator. Similarly in this case, in FIG.
  • the transmission distance with a transmission efficiency of 50% reaches 115 mm, which is 40 mm longer than when the end face is not inclined (transmission distance 75 mm).
  • the end face of the dielectric resonator is formed of a conical surface over the entire radial region from the outer peripheral portion to the central portion, but as one modification, as shown in FIG. Only the outer peripheral area is composed of a conical surface and the central area is configured as a truncated cone surface (conical dish surface) composed of a plane orthogonal to the axial direction, and the opposite end surface is configured so that the thickness of the dielectric resonator is constant. May be. About the boundary position of an outer peripheral part area
  • Embodiment A2 The block diagram of Embodiment A2 is shown in FIG. 53 and FIG.
  • the outer peripheral surface has a hexagonal prism shape, and one of the two end surfaces is a recessed hexagonal pyramidal surface.
  • the thickness L which is the dimension in the surface normal direction of one end face, that is, the distance between the two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator.
  • the dielectric resonator has a relative permittivity of 38, an outer peripheral hexagonal circumscribed circle diameter of 110 mm, an inscribed circle diameter of 99.4 mm, a thickness L of 19 mm, and six in relation to a plane perpendicular to the axial direction.
  • the inclination angle of the pyramid surface is 12 °.
  • the diameter of the circular waveguide is 209 mm.
  • the outer peripheral surface has a pentagonal prism shape, and one of the two end surfaces is recessed.
  • the thickness L which is a pentagonal pyramid surface and is the dimension in the surface normal direction of one end face, that is, the distance between the two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator.
  • the dielectric resonator has a relative dielectric constant of 38, a pentagonal outer peripheral diameter of 110 mm, an inscribed circle diameter of 95.3 mm, a thickness L of 19 mm, and a pentagonal pyramid with respect to a plane orthogonal to the axial direction.
  • the inclination angle of the surface is 12 °.
  • the diameter of the circular waveguide is 187 mm.
  • the relationship between transmission efficiency and transmission distance is shown in FIG. The transmission distance with a transmission efficiency of 50% is expanded by 65 mm from 75 mm to 140 mm of the cylindrical dielectric resonator.
  • the end face of the dielectric resonator is formed of a pyramid surface (polygonal pyramid surface) over the entire radial region from the outer peripheral part to the center part, but the pyramid is not limited to a pentagonal pyramid or a hexagonal pyramid,
  • the outer peripheral region may be formed of a pyramidal surface, and the central region may be configured of a plane orthogonal to the axial direction.
  • region it can set suitably so that an effect
  • Embodiment A3 Configuration diagrams of Embodiment A3 are shown in FIGS. 56a and 56b.
  • the two end faces are both spherical surfaces, and the radius of curvature of one end face is more dielectric than the radius of curvature of the other end face. It is larger by the thickness L of the body resonator. That is, the thickness L, which is the distance between the two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator.
  • the dielectric resonator has a relative dielectric constant of 38, a diameter D of 105.3 mm, and a thickness L of 19 mm.
  • the diameter of the circular waveguide is 189.5 mm.
  • the relationship between transmission efficiency and transmission distance is shown in FIG.
  • the end face of the dielectric resonator is made of a spherical surface over the entire radial region from the outer peripheral portion to the central portion, but as one modified example, only the outer peripheral portion region is made of a spherical surface.
  • Embodiment A4 Configuration diagrams of Embodiment A4 are shown in FIGS. 58a and 58b.
  • each dielectric resonator the first dielectric resonator or the second dielectric resonator
  • one of the two end faces is a concave paraboloid, and the dimension in the surface normal direction of the one end face That is, the thickness L, which is the distance between the two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator.
  • the dielectric resonator has a relative dielectric constant of 38, a diameter D of 105.3 mm, and a thickness L of 19.3 mm.
  • the diameter of the circular waveguide is 189.5 mm.
  • the end face of the dielectric resonator is made of a paraboloid over the entire radial region from the outer peripheral portion to the central portion, but as one modification, only the outer peripheral region is made of a paraboloid.
  • the central region may be configured from a plane orthogonal to the axial direction.
  • or a function which were demonstrated in Embodiment A1 may be exhibited favorably.
  • FIG. 5 A configuration diagram of the embodiment A5 is shown in FIG.
  • each dielectric resonator (the first dielectric resonator or the second dielectric resonator)
  • one of the two end faces is a concave ellipsoid, and the dimension of the one end face in the surface normal direction, that is, The thickness L, which is the distance between the two end faces, is constant regardless of the radial position of the dielectric resonator.
  • the dielectric resonator has a relative dielectric constant of 38, a diameter D of 105.3 mm, and a thickness L of 19.3 mm.
  • the diameter of the circular waveguide is 189.5 mm.
  • the relationship between the transmission efficiency and the transmission distance is shown in FIG.
  • FIG. 61 (ellipse minor axis length b fixed at 160 mm), FIG. 62 (elliptical minor axis length b fixed at 170 mm), and FIG. 63 (elliptical minor axis length).
  • b is fixed to 180 mm).
  • the end face of the dielectric resonator is made of an elliptical surface over the entire radial region from the outer peripheral part to the central part.
  • the outer peripheral part region is made of an elliptical surface.
  • You may comprise a partial area from the plane orthogonal to an axial direction.
  • region it can set suitably so that an effect
  • one of the first dielectric resonator and the second dielectric resonator has one of the end faces of the above embodiments A1 to A5, and the other is different from the above embodiments A1 to A5. It is good also as what has an end surface.
  • one of the first dielectric resonator and the second dielectric resonator has one of the end faces of the first to eighth embodiments, and the other has the above-described embodiments A1 to A5. It is good also as having one of these end surfaces.

Abstract

　共振装置は、導波管と、導波管と同軸状に配置された誘電体共振器と、その励振構造とを備える。導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされる。誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの端面を有し、導波管の開放端の近傍にて導波管から絶縁されて導波管内に配置され、２つの端面間の距離である厚みが誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。電力伝送装置では、以上の共振装置が２つ設けられ、一方の共振装置の導波管の開放端と他方の共振装置の導波管の開放端とが互いに対向するように配置され、一方の共振装置の励振構造に入力された電力が他方の共振装置の励振構造から出力される。

Description

電力伝送の装置及び方法、並びにそれに用いる共振装置
　本発明は、マイクロ波などの高周波数電磁波により無線で電力を伝送する電力伝送の装置及び方法、並びにそれに用いる共振装置に関する。
　無線による電力電送の技術に関しては、伝送媒体である電磁波の周波数帯に応じて、種々の方式のものが提案されており、伝送方式更には使用される電送装置によって伝送効率や伝送距離が異なる。
　電磁波の周波数帯が高々数ＭＨｚ程度の低いものである場合には、主として電磁誘導方式の無線電力伝送が用いられている。この方式では、１対のコイルを近接配置し、一方のコイルで発生せしめられた磁力線を他方のコイルに通過させる。伝送効率を高めるためには、他方のコイルにできるだけ多くの磁力線を通過させるように、１対のコイル同士をできるだけ近づけ、コイル同士の軸ずれをできるだけ少なくすることが必要である。この方式は、伝送効率が比較的高く装置の小型化が可能であることから、既に実用化されている。
　電磁波の周波数帯が１００ＫＨｚ～数百ＭＨｚ程度である場合には、電磁界共振方式が適している。非特許文献１には、両端がオープンであるスパイラルアンテナ共振器を２つ対向配置し、主に磁界結合により電力伝送を行っている。ここでは、共振周波数がそれぞれ１２２ＫＨｚ、１３．５６ＭＨｚ及び１．４９ＧＨｚの３種類のスパイラルアンテナを用いて実験を行っており、各共振周波数での電力伝送において伝送距離と伝送効率との関係の比較がなされている。共振周波数１２２ＫＨｚの実験では、コイルで構成された共振器のＱ値が低いためか、伝送距離が１００ｍｍであっても伝送効率が９０％以下であり、伝送距離が１０００ｍｍでは伝送効率が５０％まで低下し、さらに伝送距離を大きくすると伝送効率は急速に低下している。共振周波数が１３．５６ＭＨｚの実験では、伝送距離が２２０ｍｍ程度まで９０％以上の伝送効率が保たれ、さらに伝送距離を大きくすると伝送効率は急速に低下し、伝送効率が５０％になる伝送距離は３００ｍｍ程度となっている。また、共振周波数が１．４９ＧＨｚの実験では、コイルの共振器のＱ値が低いためか又は放射に起因して伝送効率が９０％以下であり、伝送距離が３ｍｍ以上になると伝送効率は急速に低下し、伝送効率が５０％になる伝送距離は４ｍｍ程度となっている。これらの実験より、コイルを用いた共振方式の電力伝送には、十数ＭＨｚ付近の周波数帯が最も伝送効率が大きいことが分かる。尚、この方式は、２つのコイル共振器の軸方向のずれには比較的寛容であるので、コイル共振器の配置に電磁誘導方式ほど精度を必要としない。
　以上の２つの方式は、近接場（近傍界）と呼ばれる、発生した電磁界がまだ電波である電磁波として形成される前の距離に対応する領域に、電力を伝送するものである。尚、近接場より遠くの領域に対応する遠方場（遠方界）は、電磁波が電波として放射されている領域である。近接場は、電磁波の波長をλとして、距離がλ／（２π）＝λ×０．１６程度以下の領域に該当する。非特許文献１に記載される実験において伝送効率が５０％付近になる伝送距離は、共振周波数が１２２ＫＨｚではλ×１／２４６０、共振周波数が１３．５６ＭＨｚではλ×０．０１４、共振周波数が１．４９ＧＨｚではλ×０．０２となっており、いずれも近接場の範囲内において電力が伝送されている。
　非特許文献２に記載されるように、２００７年に発表されたＭＩＴ（Ｍａｓｓａｃｈｕｓｅｔｔｓ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）による無線電力伝送実験では、２ｍの伝送距離で６０Ｗの電球を点灯させる電力が伝送されたが、その際の共振周波数は９．９０ＭＨｚであるから、伝送距離はλ×０．０６６に過ぎず、やはり近接場内での電力伝送である。
　また、特許文献１には、球体誘電体共振器を用いてエネルギーを転送する方法が提案されている。この方法では、２つの球状の誘電体共振器を、近接場の領域にて、一方が他方の放射火面内の条件で結合するように構成及び配置することにより、エネルギー伝送が行われる。
　他方、遠方場の領域に電波を利用して電力を伝送する方式としては、数百ＭＨｚ以上のマイクロ波及びレクテナアンテナを用いたものが開発されている。これは、ＳＰＳ（Ｓｐａｃｅ　Ｓｏｌａｒ　Ｐｏｗｅｒ　Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ）に代表されるように、宇宙で太陽光発電された大電力をマイクロ波に変換された電波を、アンテナアレーを用いて、ビーム状に形成し、遥か３，６００Ｋｍ離れた位置から地球に伝送し、レクテナアンテナにて受けるものである。この方式を実施するためのシステムは、複数のアンテナが必要であり、且つビームを形成するためにそれぞれのアンテナに供給する電力の位相を制御する必要があり、大掛かりで高価である。この技術を停車中の電気自動車のバッテリーに充電するシステムに応用する研究が行われているが、ＳＰＳと同様に高価となる。
　また、特許文献２には、誘電体共振器の軸が遮断導波管における電磁エネルギーの伝搬方向と一致するように、遮断導波管内に誘電体共振器を配置した共振器装置が開示されている。
　一方、２つの共振器の間での電力伝送の効率を向上させるためには、一方の共振器から発せられる電磁エネルギーを他方の共振器にできるだけ少ない漏れで受容させることが好ましい。しかしながら、一方の共振器から発せられる電磁界は、特に外周部において発散傾向にあり、その分だけ他方の共振器を貫く電磁界は少なくなる。従って、特に伝送距離を長くすべく２つの共振器間の距離を増加させようとすると、以上のような電磁界発散の影響が大きくなり、これが電力伝送効率向上の障害となりがちである。特許文献３及び特許文献４に示されるように、電磁波の発散を抑制するためには、一般に誘電体からなる電波レンズまたは誘電体レンズが配置される。
特表２００９－５０１５１０号公報 特開平１－２０８００１号公報 特開昭５８－２１９８０２号公報 特開２０００－３１７２７号公報
"ｋＨｚ～ＭＨｚ～ＧＨｚにおける磁界共振結合によるワイヤレス電力伝送用アンテナの提案"，居村岳広他，東京大学，電子情報通信学会総合体大会，２０１０，ＢＳ－９－５ "Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｐｏｗｅｒ　ｔｒａｎｓｆｅｒ　ｖｉａ　ｓｔｒｏｎｇｌｙ　ｃｏｕｐｌｅｄ　ｍａｇｎｅｔｉｃ　ｒｅｓｏｎａｎｃｅｓ"，Ｓｃｉｅｎｃｅ，ｖｏｌ．３１７，ｎｏ．５８３４，ｐｐ．８３－８６，２００７：Ａ．Ｋｕｒｓ．
　ＩＳＭ帯（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ－Ｓｃｉｅｎｃｅ－Ｍｅｄｉｃａｌ　Ｂａｎｄ）である２．４５ＧＨｚのマイクロ波では、（波長：１２２．５ｍｍ）×０．１６＝１９．５ｍｍであるから、近接場におけるマイクロ波の伝送距離は、最大１９ｍｍ程度であり、非特許文献１に記載の手法ではその１／１０程度の２ｍｍ程度の伝送距離しか得られなかった。さらに周波数が高いＩＳＭ帯である５．８ＧＨｚのマイクロ波では、（波長：５１．７ｍｍ）×０．１６＝８．２ｍｍであるから、近接場におけるマイクロ波の伝送距離は、最大でも８ｍｍ程度であり、非特許文献１に記載の手法ではその１／１０程度の１ｍｍ程度の伝送距離しか得られなかった。
　ところで、第１の共振器と第２の共振器との間の最大伝送効率は、第１の共振器のＱをＱ１とし、第２の共振器のＱをＱ２とし、第１の共振器と第２の共振器との結合係数をＫとした場合、
　　［２＋Ｋ2×Ｑ１×Ｑ２－２×（１＋Ｋ2×Ｑ１×Ｑ２）１／２］／［Ｋ2×Ｑ１×Ｑ２］
で表されるといわれている。
　この式は、Ｑ１とＱ２とが等しくＱであるとすると、Ｋ×Ｑ（又はＫＱ）を大きくすることにより伝送効率が高められることを示している。ＫＱ＝２．８３のとき伝送効率は５０％、ＫＱ＝８．９５のとき伝送効率は８０％、ＫＱ＝１９．０のとき伝送効率は９０％、ＫＱ＝３９．３５のとき伝送効率は９５％である。
　結合係数Ｋは一般に、２つの共振器の間の距離が大きくなると小さくなる傾向にあるので、伝送距離を大きくするには高いＱ値をもつ共振器を使えばよいことがわかる。電磁界共振方式では、コイルのＱ値が１０～１００程度である場合には、伝送効率８０％以上を得るためには結合係数Ｋは０．９～０．１程度必要であり、コイルのＱ値が１０００～２０００程度である場合には、伝送効率８０％以上を得るためには結合係数Ｋは０．０８～０．０４あればよいことがわかる。
　これらから、近接場を利用した電力伝送においては、伝送距離を大きくしようとすると、結合係数Ｋが小さくなるので、伝送効率を大きくすることが必要となる。そのためには、共振器のＱ値を大きくしなければならない。Ｑ値を大きくするにはコイルの断面積を大きくすればよいのであるが、その場合には現実問題としてコイル重量が大きくなり材料費もかさみ高価になるなどの限界があった。
　また、伝送距離を飛躍的に大きくするには、近接場から遠方場にかけて連続して電力が伝送できることが望まれる。しかし、従来、近接場から遠方場までの広範囲に亘って電力を伝送できる装置はなかった。尚、特許文献２にも、近接場から遠方場までの広範囲に亘って電力を伝送することに関する示唆はない。また、同様に特許文献１では、段落［００４１］に“無線非放射型エネルギー転送に対する共振に基づく方式を提供する”とあり、段落［００２３］に“非放射型の場合、近接場領域を用いなければならず、領域の大きさは、大まかに波長λによって設定される。”と記載され、また、段落［００１４］に“減衰が、十分長い距離に渡って、テールが振動性に（放射性）となる前に生じている。制限面（電磁波の挙動でこの変化が起こる場所）は、「放射火面」と呼ばれる。無線エネルギー転送方式が、・・・・近接場に基づくためには、結合される物体間の距離は、一方が他方の放射火面内にあるようなものでなければならない。”と記載されており、「近接場」及び「放射火面」の距離については明快ではないが、段落［０００９］でいう「結合モード理論」に従い「放射性」となる前の領域での電力伝送に係るものである。
　一方、特許文献３及び特許文献４に示されるように電磁波発散抑制のために電波レンズまたは誘電体レンズを配置する場合には、電波レンズまたは誘電体レンズが介在する分だけ、実際の伝送距離が短くなるという欠点があった。更に、別部品として電波レンズまたは誘電体レンズを付加するので、部品点数が増加し、構造も複雑化するという難点があった。
　本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、簡単な構成で近接場から遠方場までの広範囲に亘って高い伝送効率で電力を伝送することが可能な電力伝送の装置及び方法、並びにそれに用いる共振装置を提供することを目的とするものである。
　本発明によれば、以上の如き目的を達成するものとして、
　第１の共振装置から第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送装置であって、
　前記第１の共振装置は、第１の導波管と、該第１の導波管と同軸状に配置された第１の誘電体共振器と、該第１の誘電体共振器を励振するための第１の励振構造とを備えており、
　前記第１の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
　前記第１の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第１端面を有し、前記第１の導波管の開放端の近傍にて前記第１の導波管から絶縁されて前記第１の導波管内に配置されており、前記２つの第１端面間の距離である厚みが前記第１の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
　前記第２の共振装置は、第２の導波管と、該第２の導波管と同軸状に配置された第２の誘電体共振器と、該第２の誘電体共振器を励振するための第２の励振構造とを備えており、
　前記第２の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
　前記第２の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第２端面を有し、前記第２の導波管の開放端の近傍にて前記第２の導波管から絶縁されて前記第２の導波管内に配置されており、前記２つの第２端面間の距離である厚みが前記第２の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
　前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とは、前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置されており、前記第１の励振構造に入力された電力が前記第２の励振構造から出力されることを特徴とする電力伝送装置、
が提供される。
　本発明の一態様においては、前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、前記第１の導波管の導波方向または前記第２の導波管の導波方向に対して実質的に直交する互いに平行な平面からなる。
　本発明の一態様においては、前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、外周部より中央部が前記第２の誘電体共振器または前記第１の誘電体共振器からより遠くに位置する。本発明の一態様においては、前記２つの第１端面の少なくとも一方または前記２つの第２端面の少なくとも一方は、少なくとも外周部において、前記第１の導波管または前記第２の導波管と同軸状の対称軸を持つ円錐面、角錐面、球面、放物面または楕円面の少なくとも一部からなる。
　本発明の一態様においては、前記第１の誘電体共振器または前記第２の誘電体共振器の形状は、前記第１端面または前記第２端面を両端面とする多角柱、多角筒、円柱または円筒である。本発明の一態様においては、前記第１の導波管または前記第２の導波管の断面形状は、多角筒または円筒である。本発明の一態様においては、前記第１の導波管または前記第２の導波管は、前記開放端から前記短絡端へと次第に断面積が小さくなるテーパー形状をなしている。
　本発明の一態様においては、前記第１の励振構造または前記第２の励振構造は、前記第１の導波管の短絡端または前記第２の導波管の短絡端において前記第１の導波管または前記第２の導波管から絶縁されて配置され、前記第１の導波管の内部または前記第２の導波管の内部にて導波方向に延在する導体を含んでなる。
　また、本発明によれば、以上の如き目的を達成するものとして、
　上記の電力伝送装置を用いて前記第１の共振装置から前記第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送方法であって、
　前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とを前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置し、前記第１の励振構造に電力を入力し、前記第２の励振構造から電力を出力することを特徴とする電力伝送方法、
が提供される。
　また、本発明によれば、以上の如き目的を達成するものとして、
　上記の電力伝送装置を構成するのに使用され或いは上記の電力伝送方法を実施するのに使用される共振装置であって、
　導波管と、該導波管と同軸状に配置された誘電体共振器と、該誘電体共振器を励振するための励振構造とを備えており、
　前記導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
　前記誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの端面を有し、前記導波管の開放端の近傍にて前記導波管から絶縁されて前記導波管内に配置されており、前記２つの端面間の距離である厚みが前記誘電体共振器の径方向位置によらず一定である、
ことを特徴とする共振装置、
が提供される。
　本発明によれば、簡単な構成で近接場から遠方場までの広範囲に亘って高い伝送効率で電力を伝送することが可能な電力伝送装置が提供される。
本発明による電力伝送装置の実施形態１を示す模式的断面図である。 実施形態１における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態１における伝送距離と伝送効率が最大となる周波数との関係を示す図である。 実施形態１における励振線ギャップを変えたときの励振線ギャップと伝送効率との関係を示す図である。 実施形態１における伝送距離が７．５ｍｍのときの励振線の長さと伝送効率との関係を示す図である。 実施形態１における伝送距離が７．５ｍｍのときのＳパラメータを示す図である。 実施形態１における２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態１における円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態１における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 実施形態２におけるＳパラメータを示す図である。 実施形態２におけるＳパラメータを示す図である。 実施形態２におけるＳパラメータを示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０２δモードの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０３δモードの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０２δモードのＳパラメータを示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０３δモードのＳパラメータを示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０２δモードについて２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０３δモードについて２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０２δモードについて円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０３δモードについて円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０２δモードの電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 実施形態３におけるＴＭ０３δモードの電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 実施形態４における２つのユニットの軸をずらせたときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態４における導波管距離が１０ｍｍ～５０ｍｍ間でのＳパラメータを示す図である。 実施形態４における円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置を面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態４における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正三角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正四角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正五角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置の実施形態５であって誘電体共振器が正六角柱形状であるものを示す模式的透視斜視図である。 実施形態５における誘電体共振器の形状による伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態５における六角柱形状の誘電体共振器につき電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を示す図である。 実施形態６における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態６における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 実施形態６における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 実施形態６における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 本発明による電力伝送装置の実施形態７を示す模式的透視斜視図である。 実施形態７における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態７におけるＳパラメータを示す図である。 実施形態７における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 本発明による電力伝送装置の実施形態８を示す模式的透視斜視図である。 実施形態８における励振構造を示す模式的斜視図である。 実施形態８における伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態８におけるＳパラメータを示す図である。 実施形態８における電磁界シミュレーションによる電磁界解析の結果を示す図である。 本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置の他の実施形態を示す模式的透視斜視図である。 本発明による電力伝送装置における誘電体共振器の直径及び長さと誘電体共振器の周波数及び共振モードとの関係の例を示すグラフである。 実施形態１Ａを示す模式的構成図である。 実施形態１Ａの誘電体共振器を示す模式図である。 実施形態１Ａの変形例の誘電体共振器を示す模式図である。 実施形態１Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態１Ａの作用乃至機能の説明図である。 実施形態２Ａを示す模式的構成図である。 実施形態２Ａを示す模式的構成図である。 実施形態２Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態３Ａを示す模式的構成図である。 実施形態３Ａの誘電体共振器を示す模式図である。 実施形態３Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態４Ａを示す模式的構成図である。 実施形態４Ａの誘電体共振器を示す模式図である。 実施形態４Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態５Ａを示す模式的構成図である。 実施形態５Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態５Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。 実施形態５Ａにおける伝送距離と伝送効率との関係を示す図である。
　従来、電磁界共振方式では、共振器にコイルまたはアンテナを用いたが、本発明では、マイクロ波では最もＱ値の高い平行平板型誘電体共振器またはこれに類する誘電体共振器を用いることにより、伝送距離をさらに大きくする電力伝送装置を提供するようにした。ここで、平行平板型誘電体共振器に類する誘電体共振器とは、平行平板形状ではないが２つの端面間の距離である厚みが誘電体共振器の径方向位置によらず一定である形状の誘電体共振器をいうものとする。以下の説明においては、主として平行平板型誘電体共振器につき説明するが、同様のことは平行平板型誘電体共振器に類する誘電体共振器についても実質上あてはまる。
　誘電体共振器は、空間に単に置くと電磁界が漏れ易くＱ値が低下するので、本発明では、所要の電磁的遮蔽を実現すべく、各平行平板型誘電体共振器において、その平行端面のうち他方の平行平板型誘電体共振器の平行端面と対向する面のみを開放し、その他の面を導波管で覆うようにしている。
　本発明によれば、Ｑ値が高い共振器が提供されるので、結合係数Ｋが小さくても、伝送効率の指標であるＫ×Ｑ（又はＫＱ）を大きく保つことができ、高い伝送効率を保つことができる。さらに、本発明によれば、平行平板型誘電体共振器には種々の共振モードが存在するので、コイルやアンテナよりも対向面積を広く取ることができ、結合係数Ｋを大きくすることができ、ＫＱをさらに大きくできる。かくして、本発明によれば、伝送距離がさらに大きくても伝送効率が低下しない電力伝送装置が提供される。
　また、本発明によれば、一方向に電磁波を放射する構造にすることにより、共振系のＱ値が大きいので、結合係数Ｋが極端に小さくても、一方の誘電体共振器から放射された電磁波を効率的にもう一方の誘電体共振器にて受信でき、従って遠方場まで高い伝送効率での電力伝送が可能な電力伝送装置が提供される。
　さらに、本発明によれば、従来のマイクロ波での遠方場の電力伝送装置のように位相制御の必要な多数のアンテナを用いる必要が無いので、遠方場まで電力伝送が可能な実用的な電力伝送装置を少ない部品数で安価に提供することができる。
　特に、２つの第１端面または２つの第２端面を、外周部より中央部が第２の誘電体共振器または第１の誘電体共振器からより遠くに位置するものとし、例えば、２つの第１端面の少なくとも一方または２つの第２端面の少なくとも一方を、少なくとも外周部において、第１の導波管または第２の導波管と同軸状の対称軸を持つ円錐面、角錐面、球面、放物面または楕円面の少なくとも一部からなるものとすることにより、一方の誘電体共振器の外周部から発散しようとする電磁界を所要の方向に集中させて他方の誘電体共振器の方へと向かわせることができるので、伝送損失が大きくなることはなく、伝送距離を伸ばすことができる。
　以下、図面を参照しながら本発明の具体的な実施形態を説明する。尚、実施形態に関連する数値の一部を、後記の表１にまとめて示す。
　［実施形態１］
　図１は、実施形態１を示す模式的断面図である。本実施形態の電力電送装置は、第１の共振装置（図１では左側に配置されている）から第２の共振装置（図１では右側に配置されている）へと無線で電力を伝送する電力電送装置である。
　第１の共振装置は、第１の導波管（図１では左側に位置する断面円筒形状の円筒導波管（「円形導波管」ともいう））と、第１の誘電体共振器（図１では左側に位置する円柱形状の誘電体共振器）と、該第１の誘電体共振器を励振するための第１の励振構造（図１では左側に位置する同軸ケーブルの中心導体からなる励振線）とを備えている。第１の導波管と第１の誘電体共振器と第１の励振構造とは、同軸状に配置されている。尚、本発明において、「同軸状」とは、「軸を共有するように」配置されている状態をいうものとする。第１の導波管は、一方端（図１では右方端）が開放端とされ且つ他方端（図１では左方端）が短絡端とされている。第１の誘電体共振器は、互いに平行で互いに反対側に位置する２つの第１平行端面（図１では左側及び右側に位置する両端面）を有し、該第１平行端面が第１の導波管の導波方向（図１では左右方向）に対して実質的に直交するようにして第１の導波管の開放端の近傍にて第１の導波管から絶縁されて（図１では左側に位置する円筒形状の発泡スチロールを介在させて）第１の導波管内に配置されている。
　第２の共振装置は、以上のような第１の共振装置と同等の構造を有しており、但し、第１の共振装置と反対向きに配置されている。即ち、第２の共振装置は、第２の導波管（図１では右側に位置する断面円筒形状の円筒導波管）と、第２の誘電体共振器（図１では右側に位置する円柱形状の誘電体共振器）と、該第２の誘電体共振器を励振するための第２の励振構造（図１では右側に位置する同軸ケーブルの中心導体からなる励振線）とを備えている。第２の導波管と第２の誘電体共振器と第２の励振構造とは、同軸状に配置されている。第２の導波管は、一方端（図１では左方端）が開放端とされ且つ他方端（図１では右方端）が短絡端とされている。第２の誘電体共振器は、互いに平行で互いに反対側に位置する２つの第２平行端面（図１では左側及び右側に位置する両端面）を有し、該第１平行端面が第２の導波管の導波方向（図１では左右方向）に対して実質的に直交するようにして第２の導波管の開放端の近傍にて第２の導波管から絶縁されて（図１では右側に位置する円筒形状発泡スチロールを介在させて）第２の導波管内に配置されている。
　第１の共振装置と第２の共振装置とは、第１の導波管の開放端と第２の導波管の開放端とが互いに対向するように同軸状に配置されており、第１の励振構造に入力された電力が第２の励振構造から出力される。
　実施形態１では、共振周波数を２．４５ＧＨｚ付近に設定し、ＴＭ０１δモードを用いている。円柱形状誘電体共振器に比誘電率（Ｅｒ）が３８の誘電体セラミック材料を用い、該共振器の直径Ｄは２８．１ｍｍ、該共振器の長さＬは１８．７ｍｍ、円筒導波管の直径ｄは５０．６ｍｍとし、ｄ／Ｄ＝１．８となるようにした。本実施形態では、共振器が平行平板型誘電体共振器であるので、その厚みは共振器の軸方向寸法即ち長さＬに等しい。円筒導波管の一方端を短絡し、導波管の中の開放端近くにおいて、発泡スチロールやテフロン（登録商標）などの比誘電率が低く誘電正接が小さい低誘電損失の絶縁体を介して、円柱形状誘電体共振器を円筒導波管に対して互いに同軸状となるように固定した。約１／４波長の長さ（２．４５ＧＨｚでは約３０．６ｍｍ）の中心導体（即ち励振線長さが約３０．６ｍｍの中心導体）がむき出しの同軸ケーブルを、円筒導波管及び円柱形状誘電体共振器と同軸状となるように円筒導波管の短絡端に挿入し、同軸ケーブルの外導体を導波管の短絡端に接続し、同軸ケーブルの中心導体の先端と誘電体共振器との間の距離（ギャップ）ＡＧを２３．０ｍｍに保って固定した。これをユニット（共振装置）とする。これを２つ作製し、円筒導波管の開放端側同士を、同軸状となるように対向させ、任意の距離を保ち、一方のユニット（第１の共振装置）の同軸ケーブルに２．４５ＧＨｚ付近の電力を投入し、もう一方のユニット（第２の共振装置）の同軸ケーブルから電力を取り出す。
　伝送距離（Ｍ）は、２つの共振装置間の距離であり、特に第１の共振装置の第１の導波管または第１の誘電体共振器と第２の共振装置の第２の導波管または第２の誘電体共振器との間の距離のうちの最小距離である。伝送距離（Ｍ）は、典型的には、互いに対向する２つの導波管の間の距離Ｃｕｔと互いに対向する２つの誘電体共振器の間の距離とのうちのいずれか小さい距離である。本実施形態では、代表的には、互いに対向する２つの円筒導波管の間の距離Ｃｕｔは互いに対向する２つの誘電体共振器の間の距離と等しい。
　入力電力に対する出力電力の割合を伝送効率として測定した伝送特性（伝送距離と伝送効率との関係）を図２に示す。伝送距離７．５ｍｍ付近で伝送効率は約８８％と最大となり、それよりも近づけても遠ざけても伝送効率は小さくなる。伝送効率が５０％になる伝送距離は約２５ｍｍ付近である。この伝送距離は、波長λの０．２０倍にあたり（表１では、この波長λの何倍であるかを「その波長（λ）」の欄にて示す）、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。図３に、伝送距離と伝送効率が最大となる周波数との関係を示す。共振周波数変化は４０ＭＨｚと小さいことがわかる。
　励振線と誘電体共振器とのギャップ（軸方向距離：励振線ギャップ）を変えたときの伝送特性（励振線ギャップと伝送効率との関係）を図４に示す。ギャップ２３ｍｍ付近で伝送効率がほぼ最大に達している。
　伝送距離が７．５ｍｍのときの励振線の長さと伝送効率との関係を図５に示す。実際の周波数が２．４５ＧＨｚよりも低いので、励振線の長さ３０．６ｍｍ付近で伝送効率がほぼ最大に達している。
　伝送距離が７．５ｍｍのときのＳパラメータを図６に示す。第１のピークは、周波数が２．４３７ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．５６ｄＢで、Ｓ１１のリターンロスは２４ｄＢである。第２のピークは、周波数が２．３６４ＧＨｚであり、Ｓ２１は１６ｄＢ、Ｓ１１は１．５ｄＢである。対向する２つの誘電体共振器は電界結合をしており、結合係数Ｋは０．０３０となっている。誘電体共振器の無負荷Ｑ値は１０，０００程度であり、Ｋ×Ｑ＝３０４、（Ｋ×Ｑ）２＝９２，５００である。
　２つのユニットを、同軸状から軸間距離５ｍｍ、１０ｍｍ及び１５ｍｍと変化させた（即ち軸をずらせた）ときの伝送距離と伝送効率との関係を図７に示す。伝送効率は、軸が５ｍｍずれると急激に低下し、５０％を切ってしまう。
　次に、以上の説明では、各ユニットにおける円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、他方のユニットに対向する側の誘電体共振器の端面は円筒導波管の開放端と面一（同一位置）であるものとしていたが、面一から円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を図８に示す。誘電体共振器を円形導波管の外側に５ｍｍ出すと、伝送効率は小さくなり、伝送距離とともに急速に小さくなる。誘電体共振器を円形導波管の内側に面一から５～１０ｍｍ程度入れると、伝送効率は大きくなり、さらに伝送距離も大きくなるが、誘電体共振器を円形導波管の内側に面一から１５ｍｍ入れると、伝送距離７．５ｍｍ程度までは伝送効率が大きくなるが、それを過ぎると伝送効率は面一の場合とほぼ同等となる。
　電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図９に示す。周方向の電磁界変化は無く、半径方向の電磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は１つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
　特許文献２では遮断導波管内に誘電体共振器を挿入するとしているが、本発明実施形態１では、円筒導波管の直径は５０．６ｍｍであり、円筒導波管のＴＭ０１モードの遮断周波数は４．５４ＧＨｚ、ＴＭ１１モードの遮断周波数は７．２３ＧＨｚ、ＴＭ０２モードの遮断周波数は１０．４０ＧＨｚ、ＴＥ１１モードの遮断周波数は３．４７ＧＨｚ、ＴＥ２１モードの遮断周波数は５．７７ＧＨｚ、ＴＥ０１モードの遮断周波数は７．２３ＧＨｚであるから、遮断周波数以下の条件である。
　［実施形態２］
　実施形態１に於いて、円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、誘電体共振器を円筒導波管の内側に７．５ｍｍ挿入した２つのユニットを同軸状に配置し、円筒導波管同士の間隔（Ｃｕｔ）を０．５ｍｍとしたときのＳパラメータを図１０ａに示す。同軸ケーブルの先端（即ち励振線の先端）と誘電体共振器との間のギャップ（ＡＧ）を２３ｍｍから１２ｍｍに変更したときのＳパラメータを図１０ｂに示す。この特性は、中心周波数が２．４０７ＧＨｚ、帯域幅が約６ＭＨｚ、挿入損失が約０．２ｄＢ（伝送効率が約９５％）である２段のバンドパスフィルタとなっている。また、円筒導波管同士の間隔を１．０ｍｍとしたときのＳパラメータを図１０ｃに示す。この特性は、中心周波数が２．４０７５ＧＨｚ、帯域幅が約５ＭＨｚ、挿入損失が約０．２ｄＢ（伝送効率が約９５％）である２段のバンドパスフィルタとなっている。導波管距離が０．５ｍｍや１．０ｍｍである電力伝送装置は非接触コネクタや導波管のロータリージョイントなどの、低損失でノイズの軽減が必要な用途に適用することができる。
　［実施形態３］
　実施形態３の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
　但し、実施形態３では、比誘電率３８の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０２δモード及びＴＭ０３δモードをそれぞれ用いている。ＴＭ０２δモードの誘電体共振器は、直径Ｄが５５．６ｍｍ、長さＬが１６．０ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１００．１ｍｍであり、ＴＭ０３δモードの誘電体共振器は、直径Ｄが８０．４ｍｍ、長さＬが１６．３ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１４４．８ｍｍである。
　実施形態３において、対向する２つの円筒導波管の間の距離を伝送距離とし、入力電力に対する出力電力の割合を伝送効率として測定したＴＭ０２δモード及びＴＭ０３δモードの伝送特性（伝送距離と伝送効率との関係）をそれぞれ図１１及び図１２に示す。ＴＭ０２δモードの伝送効率が５０％になる伝送距離は４８ｍｍあたりであり、この伝送距離は、波長λの０．４０倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。同様に、ＴＭ０３δモードの伝送効率が５０％になる伝送距離は６６ｍｍあたりであり、この伝送距離は、波長λの０．５４倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
　また、導波管距離即ち伝送距離が２０ｍｍのときのＴＭ０２δモード及びＴＭ０３δモードのＳパラメータをそれぞれ図１３及び図１４に示す。
　ＴＭ０２δモードにおいて、第１のピークは、周波数が２．４５０ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．５３ｄＢで、Ｓ１１のリターロスは５０ｄＢである。第２のピークは、周波数が２．３７１ＧＨｚであり、Ｓ２１は５ｄＢ、Ｓ１１は６．５ｄＢである。対向する誘電体共振器は主に電界結合をしており、結合係数Ｋは０．０３２８、Ｋ×Ｑ＝３２７．７、（Ｋ×Ｑ）２は１０７，４００となっている。
　また、ＴＭ０３δモードにおいて、第１のピークは、周波数が２．４８６ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．３５ｄＢで、Ｓ１１のリターロスは３７ｄＢである。第２のピークは、周波数が２．４４１ＧＨｚであり、Ｓ２１は９ｄＢ、Ｓ１１は３ｄＢである。対向する誘電体共振器は主に電界結合をしており、結合係数Ｋは０．０１８３、Ｋ×Ｑ＝１８２．７、（Ｋ×Ｑ）２は３３，３５０となっている。
　２つのユニットを、同軸状から５ｍｍ、１０ｍｍ、１５ｍｍ、２０ｍｍ、２５ｍｍ及び３０ｍｍと変化させた（即ち軸をずらせた）ときの伝送距離と伝送効率との関係を、ＴＭ０２δモードについては図１５に示し、ＴＭ０３δモードについては図１６に示す。ＴＭ０２δモードでは、伝送距離が３０ｍｍのとき、軸が５ｍｍずれるとずれていないときに比較して伝送効率は数パーセント低下し、軸が１５ｍｍずれても伝送効率は５０％以上を保っている。一方、ＴＭ０３δモードでは、伝送距離が３０ｍｍのとき、軸が５ｍｍずれるとずれていないときに比較して伝送効率は数パーセント低下し、軸が２０ｍｍずれても伝送効率は５０％以上を維持している。
　次に、各ユニットにおける円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、他方のユニットに対向する側の誘電体共振器の端面を円筒導波管の開放端と面一の位置ではなく円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を、ＴＭ０２δモードについては図１７に示し、ＴＭ０３δモードについては図１８に示す。ＴＭ０２δモードでは、伝送距離３０ｍｍにおいて、誘電体共振器を円筒導波管の外側に５ｍｍ出すと、伝送効率は十数％小さくなり、伝送距離の増加とともに伝送効率はさらに小さくなり、誘電体共振器を内側に面一から５ｍｍ程度入れるごとに伝送効率は数％ずつ低下する。ＴＭ０３δモードでは、伝送距離３０ｍｍにおいて、誘電体共振器を円筒導波管の外側に５ｍｍから内側の５ｍｍまでの範囲では伝送効率は数％小さくなり、１０ｍｍ程度入れると伝送効率はさらに数％小さくなる。
　電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、ＴＭ０２δモードについては図１９に示し、ＴＭ０３δモードについては図２０に示す。ＴＭ０２δモードについては、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界の変化は２つ、軸方向の電磁界変化は１つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０２δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。ＴＭ０３δモードについては、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界の変化は３つ、軸方向の電磁界変化は１つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０３δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
　実施形態３では、ＴＥ０２δモード円筒導波管として直径１００．１ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同モードである円筒導波管モードのＴＭ０１及び、ＴＥ１１モードにおいては、遮断周波数よりも高い周波数の条件である。ＴＥ０３δモード円形導波管として直径１４４．８ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同モードである円筒導波管モードのＴＭ０１及び、ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モードにおいては、遮断周波数よりも高い周波数の条件である。
　尚、ＴＭ０２δモードに関しては、誘電体共振器の直径Ｄが６０．６ｍｍ、長さＬが１４．０ｍｍであり、円筒導波管の直径ｄが１０９．１ｍｍであるものについても実施した（表１参照）。
　［実施形態４］
　実施形態４の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
　但し、実施形態４では、比誘電率３８の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０１２＋δモードを用いている。誘電体共振器は、直径Ｄが１００．０ｍｍ、長さＬが２６．５１ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１８０ｍｍである。
　このときの、対向する２つの円筒導波管の間の距離を伝送距離とし、入力電力に対する出力電力の割合を伝送効率として測定した伝送特性（伝送距離と伝送効率との関係）更には２つのユニットを同軸状から変化させた（即ち軸をずらせた）ときの伝送距離と伝送効率との関係を図２１に示す。軸ずれなしの場合の伝送効率が５０％になる伝送距離は７２．５ｍｍである。この伝送距離は、波長λの０．５９倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。軸ずれがある場合は、伝送距離５０ｍｍ付近で最大の伝送効率を示し、軸ずれが大きいほど伝送効率が小さくなるが、軸ずれが３０ｍｍのときでも、伝送効率５０％を維持できる距離は４０ｍｍから７０ｍｍ付近にわたっている。
　導波管距離が１０ｍｍ～５０ｍｍ間でのＳパラメータを図２２に示す。Ｓ１１の第１のピークは導波管距離が大きくなるにつれて周波数は低下してくる。一方、第２のピークは、導波管距離大きくなるにつれてやや高くなっており、導波管距離が２０ｍｍから３０ｍｍにかけて見えなくなっており、４０ｍｍや５０ｍｍではまったく観測されない。すなわち、近接場の限界である波長λの０．１６倍である１９ｍｍを超えた付近から、結合係数が観測されなくなり、結合係数が存在しなくても、電力が伝送されていることになる。
　次に、各ユニットにおける円筒導波管に対する誘電体共振器の軸方向位置に関して、他方のユニットに対向する側の誘電体共振器の端面を円筒導波管の開放端と面一の位置ではなく円筒導波管の内側または外側に設定したときの伝送距離と伝送効率との関係を、図２３に示す。伝送距離３０ｍｍまでは、誘電体共振器を円筒導波管の外側５ｍｍに設定した場合を除けば伝送効率は９０％以上を保ち、伝送距離４０ｍｍ以降は共振器が導波管開放端から内側にある方から順に伝送効率が急激に低下する。すなわち、伝送距離（導波管同士の距離）が６０ｍｍのとき、誘電体共振器を内側に０ｍｍ、５ｍｍ、１０ｍｍ、１５ｍｍ入れる（誘電体共振器間距離を６０ｍｍ、６５ｍｍ、７０ｍｍ、７５ｍｍとする）と誘電体共振器間の結合が小さくなり伝送効率が急激に低下する。但し、共振器が導波管開放端から１５ｍｍ内側にあっても、伝送距離６０ｍｍまでは伝送効率が５０％以上となっている。
　電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図２４に示す。周方向の電磁界変化は無く、半径方向の電磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
　実施形態４では、円筒導波管として直径ｄに１８０ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
　［実施形態５］
　実施形態５の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
　但し、実施形態５では、比誘電率３８の誘電体セラミック材料を用いた多角柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０１２＋δモードを用いている。誘電体共振器が正三角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２５に示し、誘電体共振器が正四角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２６に示し、誘電体共振器が正五角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２７に示し、誘電体共振器が正六角柱形状である場合の模式的透視斜視図を図２８に示す。それぞれの形状の誘電体共振器の寸法を後述の表１に示す。
　本実施形態における誘電体共振器の形状による伝送距離と伝送効率との関係を、図２９に示す。ここで、参考のために示される共振器形状が円柱のものは、実施形態４に示した共振器の直径Ｄが約１００ｍｍで、共振器の長さＬが約１９ｍｍで、円筒導波管の直径ｄが１８０ｍｍである。
　伝送効率が５０％になる伝送距離は、誘電体共振器形状が四角柱及び五角柱の場合には６８ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．５６倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。伝送効率が５０％になる伝送距離は、誘電体共振器形状が三角柱及び六角柱の場合には７２ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．５９倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
　誘電体共振器の形状が三角柱、四角柱、五角柱または六角柱である場合には、内接円の直径が約１００ｍｍになるように設計すれば、共振モードをＴＭ０１２＋δモードにすることができ、円柱形状誘電体共振器とほぼ同様に、伝送距離５０ｍｍまでは損失は９０％以上を保つことができる。だだし、三角柱と四角柱においては、多くのモードが発生することや、共振に直接寄与しない領域が多く、この領域が円筒導波管の内筒に近いため、Ｑ値を劣化させているなどの要因により、伝送損失はゆるやかに低下している。六角柱形状の誘電体共振器が実施形態４と同様にＴＭ０１２＋δで共振していることを確認するために、電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図３０に示す。周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の電界が強いことから、主に電界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
　Ｓパラメータ特性においては、実施形態４と同様に、伝送距離が２０～３０ｍｍ付近で、共振器同士の結合は観測されない。
　実施形態５では、導波管として外径が１８７～２１６ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
　［実施形態６］
　実施形態６の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
　但し、実施形態６では、比誘電率２０の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、２．４５ＧＨｚ付近に設計されたＴＭ０１２＋δモードを用いている。誘電体共振器の直径Ｄが１００ｍｍで長さＬが２６．５１ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが１８０ｍｍのものと、誘電体共振器の直径Ｄが１４０ｍｍで長さＬが２９．５ｍｍ、円筒導波管の直径ｄが２１６ｍｍのものとを用いた。
　本実施形態における伝送距離と伝送効率との関係を、図３１に示す。誘電体共振器の直径が１００ｍｍの場合には、伝送効率が５０％のときの伝送距離は１０３ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．８４倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。誘電体共振器の直径が１４０ｍｍの場合には、伝送効率が５０％のときの伝送距離は１２０ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．９８倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
　実施例６では、円形導波管として、直径が２１６ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
　電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図３２～図３４に示す。図３２には直径Ｄが１００ｍｍの誘電体共振器において伝送距離が５０ｍｍのときの共振モードを示し、図３３には直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離が２０ｍｍのときの共振モードを示し、図３４には直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離が７０ｍｍのときの共振モードを示す。直径Ｄが１００ｍｍの誘電体共振器の場合には、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離２０ｍｍの場合には、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。直径Ｄが１４０ｍｍの誘電体共振器において伝送距離７０ｍｍの場合には、位相が０度のときは、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は２つなので、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できるが、位相が９０度付近では、周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は４つ、軸方向の電磁界変化は１つなので、ＴＥ０４δモードの共振モードも発生しており、誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードとＴＥ０４δモードとの混成モードであることがわかる。
　［実施形態７］
　実施形態７の装置の構造は、実施形態１のものと同等であり、図１に示されるものに該当する。
　但し、実施形態７では、比誘電率２４の誘電体セラミック材料を用いた円筒形状誘電体共振器を用い、１２ＧＨｚ付近に設計されたリング型ＴＭ０１２＋δモードを用いている。円筒形状誘電体共振器としては、直径Ｄが２５ｍｍ、内穴直径が１５ｍｍ、長さＬが７．６ｍｍのものを用いた。円筒導波管としては、直径ｄが４５ｍｍのものを用いた。また、励振線長さを約６．２５ｍｍ（１２ＧＨzの波長の約１／４）とし、同軸ケーブルの中
心導体の先端と誘電体共振器との間の距離（ギャップ）を４．５ｍｍに保って固定した。本実施形態の装置の模式的透視斜視図を図３５に示す。
　本実施形態における伝送距離と伝送効率との関係を、図３６に示す。伝送効率が５０％のときの伝送距離は２７ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの１．０８倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、十分遠方場まで達していることがわかる。伝送効率が８０％のときの伝送距離は２１ｍｍであり、この伝送距離は、波長λの０．８４倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
　伝送距離が２１ｍｍのときのＳパラメータを、図３７に示す。第１のピークは、周波数が１１．２５６ＧＨｚであり、Ｓ１１の値は２０ｄＢで、Ｓ２１の値は１．０９ｄＢである。１．０９ｄＢは、伝送効率では７７．７％である。第２のピークは観測されない。これは、近接場の限界である波長λの０．１６倍である４ｍｍをはるかに越えた伝送距離であるためと考えられる。
　実施形態７では、円筒導波管として直径４５ｍｍのものを用いているので、誘電体共振器と同じ円筒導波管モードであるＴＭ０１モード、およびＴＭ１１モード・ＴＥ１１モード・ＴＥ２１モード・ＴＥ０１モードにおいて、遮断周波数以上の条件であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態ではいずれのモードにおいても遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
　電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図３８に示す。図３８には、伝送距離が２１ｍｍのときの電磁界分布を示す。周方向の磁界変化は無く、半径方向の磁界変化は２つ、軸方向の電磁界変化は１つなので、誘電体共振器のモードはＴＭ０２δモードであることが確認できる。
　［実施形態８］
　実施形態８の装置の構造は、励振構造が後述のものであることを除いて、実施形態１のものと同等である。
　但し、実施形態８では、比誘電率２４の誘電体セラミック材料を用いた円柱形状誘電体共振器を用い、１２ＧＨｚ付近に設計されたＴＥ０１２＋δモードを用いている。円柱形状誘電体共振器としては、直径Ｄが１４ｍｍ、長さＬが３．７５ｍｍのものを用いた。円筒導波管としては、直径ｄが２５．２ｍｍのものを用い、ｄ／Ｄ＝１．８とした。本実施形態の装置の模式的透視斜視図を図３９に示す。
　図４０に、本実施形態における励振構造の模式的斜視図を示す。この励振構造は、円柱形状誘電体共振器をＴＥモードで励振するためのものであり、Ａｌｆｏｒｄアンテナと呼ばれ、文献：“Ｕｌｔｒａｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｌｏｏｐ　ａｎｔｅｎｎａ”、Ａｌｆｏｒｄ，Ａ．ａｎｄ　Ｋａｎｄｏｉａｎ，ＡＩＥＥ　Ｔｒａｎｃｅ．．，５９，ｐｐ．８４３－８４８（１９４０）に記載されている構造である。軸方向の電流は互いに相殺され、円周方向の電流にて励振するため、空間の狭い円筒導波管内にて効率よくＴＥモードが励振される。
　円筒導波管の一方端を短絡し、導波管の中の開放端近くにおいて、発泡スチロールやテフロン（登録商標）などの比誘電率が低く誘電正接が小さい低誘電損失の絶縁体を介して、円柱形状誘電体共振器を円筒導波管に対して互いに同軸状となるように固定した。同軸ケーブルを、円筒導波管及び円柱形状誘電体共振器と同軸状となるように円筒導波管の短絡端に挿入し、同軸ケーブルの外導体を導波管の短絡端に接続し、同軸ケーブルの先端にＡｌｆｏｒｄアンテナを取り付け、該Ａｌｆｏｒｄアンテナと誘電体共振器との間の距離（ギャップ）を３．０ｍｍに保って固定した。これをユニット（共振装置）とする。これを２つ作製し、円筒導波管の開放端側同士を、同軸状となるように対向させ、任意の距離を保ち、一方のユニット（第１の共振装置）の同軸ケーブルに１２ＧＨｚ付近の電力を投入し、もう一方のユニット（第２の共振装置）の同軸ケーブルから電力を取り出す。
　本実施形態における伝送距離と伝送効率との関係を、図４１に示す。伝送距離３ｍｍ～９ｍｍの範囲内で伝送効率は約９０％と最大となり、伝送距離がそれよりも小さくても大きくても伝送効率は小さくなる。伝送効率が５０％になる伝送距離は約１５．５ｍｍ付近である。この伝送距離は、波長λの０．６２倍にあたり、近接場の限界である波長λの０．１６倍より大きく、遠方場まで達していることがわかる。
　伝送距離が１０５ｍｍのときのＳパラメータを、図４２に示す。第１のピークは、周波数が１１．０４５ＧＨｚであり、Ｓ２１の減衰量は０．８６ｄＢで、Ｓ１１のリターロスは２９ｄＢである。第２のピークは、周波数が１０．８４５ＧＨｚであり、Ｓ２１は２ｄＢ、Ｓ１１は１３ｄＢである。対向する誘電体共振器は磁界結合をしており、第１のピークと第２のピークとが結合を示すとすると、結合係数Ｋは０．０１８３となっている。誘電体共振器の無負荷Ｑ値は５，０００程度であり、Ｋ×Ｑ＝９１．４、（Ｋ×Ｑ）２＝８，３００である。
　電磁界シミュレーションにて電磁界解析を行った結果を、図４３に示す。周方向の電磁界変化は無く、半径方向の電磁界変化は１つ、軸方向の電磁界変化は１つなので誘電体共振器のモードはＴＥ０１２＋δモードであることが確認できる。また、導波管同士の間の磁界が強いことから、主に磁界で誘電体共振器が結合していることが確認できる。
　特許文献２では遮断導波管内に誘電体共振器を挿入するとしているが、本発明実施形態８では、円筒導波管の直径は２５．２ｍｍであり、誘電体共振器と同じモードである円筒導波管のＴＥ０１モードの直径２５．２ｍｍの遮断周波数１４．５２ＧＨｚであり、ＴＥ２１モードの遮断周波数は１１．５８ＧＨｚ、ＴＥ１１モードの遮断周波数は６．９８ＧＨｚ、ＴＭ０１モードの遮断周波数は９．１１ＧＨｚ、ＴＭ１１モードの遮断周波数は１４．５２ＧＨｚであるから、少なくともＴＥ０１２＋δモードの誘電体共振器がリーキーモードとなる導波管のＴＥ０１モードでは遮断周波数以上の周波数であり、特許文献２では遮断導波管（遮断周波数以下の周波数でフィルタを構成する）を用いるとされているが、本発明実施形態では遮断周波数以上の周波数で高い伝送効率を保つ電力伝送装置が実現している。
　［その他の実施形態（その１）］
　図４４に示すように、誘電体共振器の励振構造として、同軸ケーブル及びそれに接続された波長１／２のダイポールアンテナを含むものを用いても良い。
　また、誘電体共振器の励振構造として、図４５に示すような方形導波管から電力を供給するものを用いても良い。この場合、共振器をＴＭモードで励振することができる。
　また、誘電体共振器の励振構造として、図４６に示すような方形導波管から電力を供給するものを用いても良い。この場合、共振器をＴＥモードで励振することができる。
　また、誘電体共振器の励振構造として、図４７に示すように導波管の内面から約波長１／４の励振線を径方向に直交するように延ばし、その励振線の途中のタップから電力を供給するものを用いても良い。この場合、共振器をＴＥモードで励振することができる。
　また、図４８に示すように、第１または第２の導波管は、開放端から短絡端へと次第に断面積が小さくなるテーパー形状をなしているものであっても良い。
　特許文献１では共振器に用いられる誘電体共振器の比誘電率は大きいほうが良いとしているが、本発明では、いずれも誘電体共振器の直径Ｄが１００ｍｍで共振モードがＴＥ０１２＋δモードある実施形態４と実施形態６とを比較すると、伝送効率が５０％となる伝送距離は、実施形態４では比誘電率が３８の場合７２．５ｍｍであるが、実施形態６では比誘電率が２０の場合１０３ｍｍとなっており、比誘電率が小さいほうが伝送距離は大きい。また、実施形態６の２つの例にて示されるように、誘電体共振器が同じ比誘電率で同じ共振モードであっても、誘電体共振器の直径Ｄが大きい方が伝送距離も大きくすることができる。
　図４９には、円柱誘電体共振器の周波数と共振モードとを設定すれば、誘電体共振器の直径Ｄと長さＬを計算できるグラフを示す。共振モードを選択し、選択したモードに該当するグラフ（直線）上の一点を決め、この点の縦軸の数値を読み取り、波長λの値と比誘電率Ｅｒの値とを決めることで、直径Ｄの値が求まる。一方、上記一点の横軸の数値を読み取り、上記求められたＤの値を用いることで、長さＬの値が求まる。また、図４９には、実施形態で示した例をプロットしてある。
　これらの実施形態からわかるように、電磁界共振方式では、従来の技術では近傍場と呼ばれる、導体などから生じた電磁界がまだ電波の電磁波の状態になる前の状態で、共振器同士が電磁界結合により結合し、結合係数Ｋと共振器のＱにより伝送効率と伝送距離が関係付けられていたが、本発明によれば共振系に平行平板型誘電体共振器を用いることにより、結合が形成される最小距離よりも大きな距離においてさえも即ち近傍界から遠方界まで連続して電力が伝送される装置が提供される。これが達成できるのは、誘電体共振器を用いることにより、波長または波長１／２の長さよりも大きな誘電体共振器の面を対向させて配置することが容易であるからと考えられる。たとえば、コイルで２．４５ＧＨｚのループアンテナの直径を１波長の１２２．５ｍｍにしようとすると約３倍の長さ（波長の３倍の長さ）のコイルを用いることになり、コイルの損失と電波の放射により半波長程度の伝送距離は望めないが、誘電体共振器では、直径１２２．５ｍｍ程度の誘電体共振器を円筒導波管の中に入れ、半波長以上の伝送距離が得られる。また、本発明は、特許文献２に示されるように導波管が遮断域であっても、或いはそうでなくても、近傍場から遠方場にかけて連続して、電力を伝送できる装置である。本発明は、伝送効率が高いので大電力を扱うことができる電力伝送装置である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　［その他の実施形態（その２）］
　以上の実施形態では、２つの第１端面または２つの第２端面は、第１の導波管の導波方向または第２の導波管の導波方向に対して実質的に直交する互いに平行な単一の平面からなるものとした。即ち、以上の実施形態は、第１端面が第１平行端面であり、第２端面が第２平行端面である。
　これに対して、その他の実施形態（その２）として、２つの第１端面または２つの第２端面が、外周部より中央部が第２の誘電体共振器または第１の誘電体共振器からより遠くに位置するものを、以下に、個別の実施例番号を付して示す。
　［実施形態Ａ１］
　実施形態Ａ１の構成図を、図５０ａおよび図５０ｂに示す。ここでは、各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面のうちの一方は凹んだ円錐面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９．３ｍｍである。短絡円形導波管（短絡円筒導波管）の直径は誘電体共振器の直径Ｄの１．８倍すなわち１８９．５ｍｍである。誘電体共振器は円形導波管の開放側とほぼ同じ軸方向位置に位置する。導波管短絡面の中心から誘電体共振器の軸方向に約１／４波長（３０．６ｍｍ）の長さの導体を励振線として位置し、該励振線と誘電体共振器との間に２３ｍｍの間隔をとり、それぞれの中心を誘電体共振器の中心軸にあわせ、二つの円筒導波管の開放側同士を向き合わせ、任意の距離を保つ構成とする。励振線は円形導波管の短絡面のほぼ中心に取り付けられており、同軸コネクタの中心導体は励振線と接続されている。約２．４５ＧＨｚのマイクロ波を、一方の同軸コネクタを経て励振線に供給する。マイクロ波電力は一方の励振線から一方の誘電体共振器を共振させ、さらに任意の距離を保ったもう一方の誘電体共振器を共振させ、もう一方の励振線に伝送された電力がもう一方の同軸コネクタより取り出される。このようにして、一方の円形導波管のコネクタから、もう一方の円形導波管のコネクタにマイクロ波電力が伝送される。伝送特性を図５１に示す。誘電体共振器は励振線によりＴＭモードで共振し、誘電体共振器同士は電界結合により結合し２段のフィルタのように動作する。
　図５２により、本実施形態の作用乃至機能を説明する。図５２の（ａ）～（ｃ）は、２つの誘電体共振器間の距離即ち伝送距離Ｍがほぼ誘電体共振器の直径Ｄの半分である場合を示す。図５２の（ａ）及び（ｂ）では、誘電体共振器の端面が平面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、径方向外側へも広がって広がり部分Ｄ’を持つようになり、従って、他方の誘電体共振器を通過しない電磁界部分が生ずる。これに対して、図５２の（ｃ）では、２つの誘電体共振器の互いに対向する端面が凹んだ円錐面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、図５２の（ａ）及び（ｂ）の場合に比べて、径方向外側へと広がることなく、上記広がり部分Ｄ’をも含む多くの部分が他方の誘電体共振器を通過する。図５２の（ｄ）及び（ｅ）は、２つの誘電体共振器間の距離即ち伝送距離Ｍがほぼ誘電体共振器の直径Ｄに等しい場合を示す。この場合にも同様に、図５２の（ｄ）では、誘電体共振器の端面が平面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、径方向外側へも広がって広がり部分Ｄ’を持つようになり、従って、他方の誘電体共振器を通過しない電磁界部分が生ずる。これに対して、図５２の（ｅ）では、２つの誘電体共振器の互いに対向する端面が凹んだ円錐面からなるので、一方の誘電体共振器の外周部特に外周縁から発する電磁界は、図５２の（ｄ）の場合に比べて、径方向外側へと広がることなく、上記広がり部分Ｄ’をも含む著しく多くの部分が他方の誘電体共振器を通過する。
　本実施形態では、誘電体共振器において、半径１０５．３／２ｍｍに対し円錐の高さ即ちＯｆｆｓｅｔを１１ｍｍとすることで、軸方向に直交する平面に対する円錐面の傾斜角をＡＴＡＮ（（１０５．３／２）／１１）＝１１．８°としている。伝送効率５０％の伝送距離は、１１５ｍｍに達し、端面を傾斜させないとき（伝送距離７５ｍｍ）に比較し、４０ｍｍも伝送距離が拡大している。
　本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって円錐面からなるものとしているが、１つの変形例として、図５０ｃに示すように、凹んだ端面を外周部領域のみ円錐面からなり中央部領域が軸方向に直交する平面からなる円錐台面（円錐皿面）として構成し、誘電体共振器の厚みが一定になるように反対側の端面を構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、上記の作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
　［実施形態Ａ２］
　実施形態Ａ２の構成図を、図５３および図５４に示す。図５３では、各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、外周面は六角柱形状であり、２つの端面のうちの一方は凹んだ六角錐面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、外周面形状の六角形の外接円直径が１１０ｍｍ、内接円直径が９９．４ｍｍ、厚みＬが１９ｍｍで、軸方向に直交する平面に対する六角錐面の傾斜角が１２°である。円形導波管の直径は２０９ｍｍである。同様に、図５４では、各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、外周面は五角柱形状であり、２つの端面のうちの一方は凹んだ五角錐面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、外周面形状の五角形の外接円直径が１１０ｍｍ、内接円直径が９５．３ｍｍ、厚みＬが１９ｍｍで、軸方向に直交する平面に対する五角錐面の傾斜角が１２°である。円形導波管の直径は１８７ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図５５に示す。伝送効率５０％の伝送距離は円柱誘電体共振器の７５ｍｍから１４０ｍｍヘと６５ｍｍ拡大している。
　本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって角錐面（多角錐面）からなるものとしているが、角錐は五角錐または六角錐に限られず、更に、１つの変形例として、外周部領域のみ角錐面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
　［実施形態Ａ３］
　実施形態Ａ３の構成図を、図５６ａおよび図５６ｂに示す。各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面は、いずれも球面であり、一方の端面の曲率半径は他方の端面の曲率半径より誘電体共振器の厚みＬだけ大きい。即ち、２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９ｍｍである。円形導波管の直径は１８９．５ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図５７に示す。伝送効率５０％の伝送距離は、Ｏｆｆｓｅｔ＝１４．１ｍｍでは、Ｏｆｆｓｅｔ＝０（凹みなしの円柱誘電体共振器）の７５ｍｍから９５ｍｍヘと２０ｍｍ拡大している。
　本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって球面からなるものとしているが、１つの変形例として、外周部領域のみ球面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
　［実施形態Ａ４］
　実施形態Ａ４の構成図を、図５８ａおよび図５８ｂに示す。各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面のうちの一方は凹んだ放物面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９．３ｍｍである。円形導波管の直径は１８９．５ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図５９に示す。伝送効率５０％の伝送距離は、Ｏｆｆｓｅｔ＝１０．５ｍｍでは、Ｏｆｆｓｅｔ＝０（凹みなしの円柱誘電体共振器）の７５ｍｍから１０５ｍｍヘと３０ｍｍ拡大している。
　本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって放物面からなるものとしているが、１つの変形例として、外周部領域のみ放物面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
　［実施形態Ａ５］
　実施形態Ａ５の構成図を、図６０に示す。各誘電体共振器（第１の誘電体共振器または第２の誘電体共振器）において、２つの端面のうちの一方は凹んだ楕円面であり、一方の端面の面法線方向の寸法即ち２つの端面間の距離である厚みＬは誘電体共振器の径方向位置によらず一定である。誘電体共振器は、比誘電率が３８であり、直径Ｄが１０５．３ｍｍ、厚みＬが１９．３ｍｍである。円形導波管の直径は１８９．５ｍｍである。伝送効率と伝送距離との関係を図６１（楕円短軸の長さｂを１６０ｍｍに固定）、図６２（楕円短軸の長さｂを１７０ｍｍに固定）及び図６３（楕円短軸の長さｂを１８０ｍｍに固定）に示す。伝送効率５０％の伝送距離は、楕円短軸の長さｂのいずれに対しても、Ｏｆｆｓｅｔ＝１０～１１ｍｍにおいて、Ｏｆｆｓｅｔ＝０（凹みなしの円柱誘電体共振器）の７５ｍｍから１０５ｍｍヘと３０ｍｍ拡大している。
　本実施形態では、誘電体共振器の端面が外周部から中央部まで径方向領域の全体にわたって楕円面からなるものとしているが、１つの変形例として、外周部領域のみ楕円面からなるものとし中央部領域を軸方向に直交する平面から構成してもよい。外周部領域と中央部領域との境界位置については、実施形態Ａ１で説明したような作用乃至機能が良好に発揮されるように、適宜設定することができる。
　［その他の実施形態（その３）］
　本発明においては、第１の誘電体共振器及び第２の誘電体共振器を、一方が上記実施形態Ａ１～Ａ５のいずれかの端面を持つものとし、他方がそれと異なる上記実施形態Ａ１～Ａ５の端面を持つものとしてもよい。
　更に、本発明においては、第１の誘電体共振器及び第２の誘電体共振器を、一方が上記実施形態１～８のいずれかの端面を持つものとし、他方が上記実施形態Ａ１～Ａ５のいずれかの端面を持つものとしてもよい。

Claims (10)

  1. 　第１の共振装置から第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送装置であって、
    　前記第１の共振装置は、第１の導波管と、該第１の導波管と同軸状に配置された第１の誘電体共振器と、該第１の誘電体共振器を励振するための第１の励振構造とを備えており、
    　前記第１の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
    　前記第１の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第１端面を有し、前記第１の導波管の開放端の近傍にて前記第１の導波管から絶縁されて前記第１の導波管内に配置されており、前記２つの第１端面間の距離である厚みが前記第１の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
    　前記第２の共振装置は、第２の導波管と、該第２の導波管と同軸状に配置された第２の誘電体共振器と、該第２の誘電体共振器を励振するための第２の励振構造とを備えており、
    　前記第２の導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
    　前記第２の誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの第２端面を有し、前記第２の導波管の開放端の近傍にて前記第２の導波管から絶縁されて前記第２の導波管内に配置されており、前記２つの第２端面間の距離である厚みが前記第２の誘電体共振器の径方向位置によらず一定であり、
    　前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とは、前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置されており、前記第１の励振構造に入力された電力が前記第２の励振構造から出力されることを特徴とする電力伝送装置。
  2. 　前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、前記第１の導波管の導波方向または前記第２の導波管の導波方向に対して実質的に直交する互いに平行な平面からなることを特徴とする、請求項１に記載の電力伝送装置。
  3. 　前記２つの第１端面または前記２つの第２端面は、外周部より中央部が前記第２の誘電体共振器または前記第１の誘電体共振器からより遠くに位置することを特徴とする、請求項１に記載の電力伝送装置。
  4. 　前記２つの第１端面の少なくとも一方または前記２つの第２端面の少なくとも一方は、少なくとも外周部において、前記第１の導波管または前記第２の導波管と同軸状の対称軸を持つ円錐面、角錐面、球面、放物面または楕円面の少なくとも一部からなることを特徴とする、請求項３に記載の電力伝送装置。
  5. 　前記第１の誘電体共振器または前記第２の誘電体共振器の形状は、前記第１端面または前記第２端面を両端面とする多角柱、多角筒、円柱または円筒であることを特徴とする、請求項２に記載の電力伝送装置。
  6. 　前記第１の導波管または前記第２の導波管の断面形状は、多角筒または円筒であることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力伝送装置。
  7. 　前記第１の導波管または前記第２の導波管は、前記開放端から前記短絡端へと次第に断面積が小さくなるテーパー形状をなしていることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力伝送装置。
  8. 　前記第１の励振構造または前記第２の励振構造は、前記第１の導波管の短絡端または前記第２の導波管の短絡端において前記第１の導波管または前記第２の導波管から絶縁されて配置され、前記第１の導波管の内部または前記第２の導波管の内部にて導波方向に延在する導体を含んでなることを特徴とする、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電力伝送装置。
  9. 　請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電力伝送装置を用いて前記第１の共振装置から前記第２の共振装置へと無線で電力を伝送する電力伝送方法であって、
    　前記第１の共振装置と前記第２の共振装置とを前記第１の導波管の開放端と前記第２の導波管の開放端とが互いに対向するように配置し、前記第１の励振構造に電力を入力し、前記第２の励振構造から電力を出力することを特徴とする電力伝送方法。
  10. 　請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電力伝送装置を構成するのに使用され或いは請求項９に記載の電力伝送方法を実施するのに使用される共振装置であって、
    　導波管と、該導波管と同軸状に配置された誘電体共振器と、該誘電体共振器を励振するための励振構造とを備えており、
    　前記導波管は、一方端が開放端とされ且つ他方端が短絡端とされており、
    　前記誘電体共振器は、互いに反対側に位置する２つの端面を有し、前記導波管の開放端の近傍にて前記導波管から絶縁されて前記導波管内に配置されており、前記２つの端面間の距離である厚みが前記誘電体共振器の径方向位置によらず一定である、
    ことを特徴とする共振装置。
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