JPH0652841B2 - 共振器装置 - Google Patents
共振器装置Info
- Publication number
- JPH0652841B2 JPH0652841B2 JP63032327A JP3232788A JPH0652841B2 JP H0652841 B2 JPH0652841 B2 JP H0652841B2 JP 63032327 A JP63032327 A JP 63032327A JP 3232788 A JP3232788 A JP 3232788A JP H0652841 B2 JPH0652841 B2 JP H0652841B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveguide
- resonator
- dielectric
- dielectric resonator
- cutoff
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は共振器装置に関し、特にマイクロ波フィルタ
のように遮断導波管内に誘電体共振器を配置した、共振
器装置に関する。
のように遮断導波管内に誘電体共振器を配置した、共振
器装置に関する。
この種の共振器装置の一例が、たとえ１９８５１ＥＥＥ
−ＭＴＴ−Ｓ，International Microwave Symposium Di
gest（１９８５年６月４日−６日）の第５１５ページか
ら第５１８ページに開示されている。この従来技術は、
ＴＭ０１遮断導波管の底面に設けられたサブストレート
上に、電磁エネルギの伝搬方向すなわち直角座標系にお
けるＺ軸にその軸が直交するように複数のＴＭ０１δ誘
電体共振器を配置し、結合係数を各ＴＭ０１δ誘電体共
振器間の距離によって調整するようにした、ＴＭ０１δ
モードのマイクロ波フィルタである。
−ＭＴＴ−Ｓ，International Microwave Symposium Di
gest（１９８５年６月４日−６日）の第５１５ページか
ら第５１８ページに開示されている。この従来技術は、
ＴＭ０１遮断導波管の底面に設けられたサブストレート
上に、電磁エネルギの伝搬方向すなわち直角座標系にお
けるＺ軸にその軸が直交するように複数のＴＭ０１δ誘
電体共振器を配置し、結合係数を各ＴＭ０１δ誘電体共
振器間の距離によって調整するようにした、ＴＭ０１δ
モードのマイクロ波フィルタである。
上述のマイクロ波フィルタは、ＴＥ０１δモードのもの
と同程度の無負荷Ｑ（Ｑｕ）が得られるという利点はあ
るものの、さらに改善すべき次のような問題点がある。
と同程度の無負荷Ｑ（Ｑｕ）が得られるという利点はあ
るものの、さらに改善すべき次のような問題点がある。
すなわち、ＴＭ０１δ誘電体共振器の軸がＺ軸に直交し
ているため、ＴＭ０１δ誘電体共振器の励振のためにた
とえばループ状の入出力結合手段を使わなければなら
ず、したがって入出力手段の構造が複雑になる。さら
に、そのようなループ状の結合手段の存在によってＴＭ
０１遮断導波管内の空間に乱れを生じる（対称性を失
う）ため、他のモードも励振されてしまうのでスプリア
ス特性があまりよくない。
ているため、ＴＭ０１δ誘電体共振器の励振のためにた
とえばループ状の入出力結合手段を使わなければなら
ず、したがって入出力手段の構造が複雑になる。さら
に、そのようなループ状の結合手段の存在によってＴＭ
０１遮断導波管内の空間に乱れを生じる（対称性を失
う）ため、他のモードも励振されてしまうのでスプリア
ス特性があまりよくない。
それゆえに、この発明の主たる目的は、無負荷Ｑ（Ｑ
ｕ）が高くかつスプリアス特性のよい、共振器装置を提
供することである。
ｕ）が高くかつスプリアス特性のよい、共振器装置を提
供することである。
第１発明は、遮断導波管、１個の誘導体ブロックに１つ
形成される共振器であって、遮断導波管内に、その軸が
遮断導波管における電磁エネルギの伝搬方向と一致もし
くは実質的に一致するように、支持部材によって固定さ
れた少なくとも１つのＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器（た
だし、ｍ＝１，２，・・・、ｌ＝１，２，・・・）、お
よび遮断導波管と同軸上に遮断導波管の両端に設けら
れ、対応のＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器と間隔を隔てる
ように固定され、かつ遮断導波管と絶縁された回転対称
性の高い形状の結合導体を含む入出力手段を備える、共
振器装置である。
形成される共振器であって、遮断導波管内に、その軸が
遮断導波管における電磁エネルギの伝搬方向と一致もし
くは実質的に一致するように、支持部材によって固定さ
れた少なくとも１つのＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器（た
だし、ｍ＝１，２，・・・、ｌ＝１，２，・・・）、お
よび遮断導波管と同軸上に遮断導波管の両端に設けら
れ、対応のＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器と間隔を隔てる
ように固定され、かつ遮断導波管と絶縁された回転対称
性の高い形状の結合導体を含む入出力手段を備える、共
振器装置である。
第２発明は、遮断導波管、１個の誘導体ブロックに１つ
形成される共振器であって、遮断導波管内に、その軸が
遮断導波管における電磁エネルギの伝搬方向と一致もし
くは実質的に一致するように、支持部材によって固定さ
れた少なくとも１つのＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器（た
だし、ｍ＝１，２，・・・、ｌ＝１，２，・・・）、お
よび遮断導波管の両端に遮断導波管と空間が連続するよ
うに設けられた伝搬導波管を含む入出力手段を備える、
共振器装置である。
形成される共振器であって、遮断導波管内に、その軸が
遮断導波管における電磁エネルギの伝搬方向と一致もし
くは実質的に一致するように、支持部材によって固定さ
れた少なくとも１つのＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器（た
だし、ｍ＝１，２，・・・、ｌ＝１，２，・・・）、お
よび遮断導波管の両端に遮断導波管と空間が連続するよ
うに設けられた伝搬導波管を含む入出力手段を備える、
共振器装置である。
入出力手段の一方から電磁波（マイクロ波）が伝搬され
ると、それに電界結合するＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器
が固有の共振周波数で共振し、同様に結合している入出
力手段の他方によってその電磁波が取り出される。
ると、それに電界結合するＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器
が固有の共振周波数で共振し、同様に結合している入出
力手段の他方によってその電磁波が取り出される。
この発明によれば、遮断導波管電磁エネルギの伝搬方向
にその軸が一致するようにＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器
が配置されていて、しかもＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器
の周方向に空間を乱す不要なものが存在しないので、Ｔ
Ｍ０ｍｌ＋δ誘電体共振器のＺ軸を中心とした電気力線
の回転対称性の乱れが殆どなく、したがって不要モード
が励振されることがないのでスプリアス特性が改善され
る。
にその軸が一致するようにＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器
が配置されていて、しかもＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器
の周方向に空間を乱す不要なものが存在しないので、Ｔ
Ｍ０ｍｌ＋δ誘電体共振器のＺ軸を中心とした電気力線
の回転対称性の乱れが殆どなく、したがって不要モード
が励振されることがないのでスプリアス特性が改善され
る。
さらに、この発明によれば、ＴＥ０１δ誘電体共振器に
比べ、ＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器内に閉じ込められる
電気エネルギが小さいので、Ｑｄ（誘電体共振器の誘電
体損によるＱ）が大きくなるとともに、ＴＭ０ｍｌ＋δ
誘電体共振器の磁気エネルギはＴＥ０１δ誘電体共振器
と同程度であるためＱｃ（誘電体共振器の周囲に存在す
る導体損によるＱ）は差がない。したがって、共振器装
置全体としての無負荷Ｑ（Ｑｕ）はより大きくなる。
比べ、ＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器内に閉じ込められる
電気エネルギが小さいので、Ｑｄ（誘電体共振器の誘電
体損によるＱ）が大きくなるとともに、ＴＭ０ｍｌ＋δ
誘電体共振器の磁気エネルギはＴＥ０１δ誘電体共振器
と同程度であるためＱｃ（誘電体共振器の周囲に存在す
る導体損によるＱ）は差がない。したがって、共振器装
置全体としての無負荷Ｑ（Ｑｕ）はより大きくなる。
また、この発明では、入出力結合部分の構造が非常に簡
単になるという利点もある。
単になるという利点もある。
この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点
は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
第１図はこの発明の一実施例を示す断面図解図である。
この第１図では、この発明が適用された共振器装置の一
例として、４段のマイクロ波フィルタ１０が図示され
る。しかしながら、この発明は、たとえば内蔵される誘
電体共振器が１個だけの場合のような、任意の他の形式
ないし種類の共振器装置に同様に適用できるものである
ことを、予め指摘しておく。
この第１図では、この発明が適用された共振器装置の一
例として、４段のマイクロ波フィルタ１０が図示され
る。しかしながら、この発明は、たとえば内蔵される誘
電体共振器が１個だけの場合のような、任意の他の形式
ないし種類の共振器装置に同様に適用できるものである
ことを、予め指摘しておく。
マイクロ波フィゥタ１０はＴＭ０１遮断円形導波管１２
を含み、このＴＭ０１遮断円形導波管１２の内部には、
複数の（実施例では４つの）ＴＭ０１δ誘電体共振器１
４が、ＴＭ０１遮断円形導波管１２における電磁エネル
ギの伝搬方向と一致する軸上に、適宜の間隔を隔てて同
軸的に配置されている。
を含み、このＴＭ０１遮断円形導波管１２の内部には、
複数の（実施例では４つの）ＴＭ０１δ誘電体共振器１
４が、ＴＭ０１遮断円形導波管１２における電磁エネル
ギの伝搬方向と一致する軸上に、適宜の間隔を隔てて同
軸的に配置されている。
ＴＭ０１遮断円形導波管１２は、たとえば黄銅によって
形成され、その内面には銅めっきが施される。このＴＭ
０１遮断円形導波管１２の導電率は90％であった。な
お、ＴＭ０１遮断円形導波管１２は、たとえばセラミッ
クなどによって形成してその内面に同じように良導体膜
を付与したものであってよい。
形成され、その内面には銅めっきが施される。このＴＭ
０１遮断円形導波管１２の導電率は90％であった。な
お、ＴＭ０１遮断円形導波管１２は、たとえばセラミッ
クなどによって形成してその内面に同じように良導体膜
を付与したものであってよい。
また、この実施例では、工作精度のよい製造を可能にす
るために、ＴＭ０１遮断円形導波管１２を３つの分割部
材１２ａ，１２ｂおよび１２ｃによって構成した。分割
部材１２ａおよび１２ｃの一方端には、それぞれフラン
ジ１２ｄおよび１２ｇが形成されるとともに、分割部材
１２ｂの両端にフランジ１２ｅおよび１２ｆが形成され
る。そして、分割部材１２ａのフランジ１２ｄと分割部
材１２ｂの一方のフランジ１２ｅとが、また分割部材１
２ｂの他方のフランジ１２ｆと分割部材１２ｃのフラン
ジ１２ｇとが、それぞれ接合されてねじ１６で締着さ
れ、一体的なＴＭ０１遮断円形導波管１２が構成され
る。しかしながら、このような分割部材１２ａ，１２ｂ
および１２ｃを用いるのは単に製造の容易性のためであ
るので、より多くの分割部材が用いられてもよく、また
ＴＭ０１遮断円形導波管１２を単一部材のものとして構
成してもよいことはいうまでもない。
るために、ＴＭ０１遮断円形導波管１２を３つの分割部
材１２ａ，１２ｂおよび１２ｃによって構成した。分割
部材１２ａおよび１２ｃの一方端には、それぞれフラン
ジ１２ｄおよび１２ｇが形成されるとともに、分割部材
１２ｂの両端にフランジ１２ｅおよび１２ｆが形成され
る。そして、分割部材１２ａのフランジ１２ｄと分割部
材１２ｂの一方のフランジ１２ｅとが、また分割部材１
２ｂの他方のフランジ１２ｆと分割部材１２ｃのフラン
ジ１２ｇとが、それぞれ接合されてねじ１６で締着さ
れ、一体的なＴＭ０１遮断円形導波管１２が構成され
る。しかしながら、このような分割部材１２ａ，１２ｂ
および１２ｃを用いるのは単に製造の容易性のためであ
るので、より多くの分割部材が用いられてもよく、また
ＴＭ０１遮断円形導波管１２を単一部材のものとして構
成してもよいことはいうまでもない。
ＴＭ０１δ誘電体共振器１４は円柱状に形成され、それ
ぞれの中心軸がＴＭ０１遮断導波管１２の中心軸と一致
するように、すなわち同軸的に、それぞれ支持リング１
８によって、ＴＭ０１遮断導波管１２内に固定的に支持
される。ＴＭ０１δ誘電体共振器１４は、低損失セラミ
ック、たとえばＢａ（Ｚｎ，Ｍｇ，Ｓｂ，Ｔａ）Ｏ３に
よって形成され得る。この低損失セラミックは、たとえ
ば１２ＧＨｚにおいて、εｒ＝24、tanδ＝４×10-5の
特性を有する。支持リング１８の材料としては、たとえ
ばεｒ＝1.031、tanδ＝４×10-5のような、低誘電率の
材料たとえば発泡ポリスチレンが用いられ得る。
ぞれの中心軸がＴＭ０１遮断導波管１２の中心軸と一致
するように、すなわち同軸的に、それぞれ支持リング１
８によって、ＴＭ０１遮断導波管１２内に固定的に支持
される。ＴＭ０１δ誘電体共振器１４は、低損失セラミ
ック、たとえばＢａ（Ｚｎ，Ｍｇ，Ｓｂ，Ｔａ）Ｏ３に
よって形成され得る。この低損失セラミックは、たとえ
ば１２ＧＨｚにおいて、εｒ＝24、tanδ＝４×10-5の
特性を有する。支持リング１８の材料としては、たとえ
ばεｒ＝1.031、tanδ＝４×10-5のような、低誘電率の
材料たとえば発泡ポリスチレンが用いられ得る。
ＴＭ０１遮断円形導波管１２の両端には、それと同じよ
うな材料の円板２０が、それぞれたとえばねじ構造によ
って固着され、それぞれの円板２０には同軸コネクタ２
２が取り付けられる。すなわち、円板２０の周側面には
雄ねじが形成され、ＴＭ０１遮断円形導波管１２の両端
内周面には雌ねじが形成され、円板２０の中心部には同
軸コネクタ２２を挿通するための孔が設けられる。した
がって、孔に同軸コネクタ２２を固定した状態で円板２
０の雄ねじをＴＭ０１遮断円形導波管１２の雌ねじに螺
合させることによって、同軸コネクタ２２がＴＭ０１遮
断円形導波管１２の両端にそれぞれ固着される。
うな材料の円板２０が、それぞれたとえばねじ構造によ
って固着され、それぞれの円板２０には同軸コネクタ２
２が取り付けられる。すなわち、円板２０の周側面には
雄ねじが形成され、ＴＭ０１遮断円形導波管１２の両端
内周面には雌ねじが形成され、円板２０の中心部には同
軸コネクタ２２を挿通するための孔が設けられる。した
がって、孔に同軸コネクタ２２を固定した状態で円板２
０の雄ねじをＴＭ０１遮断円形導波管１２の雌ねじに螺
合させることによって、同軸コネクタ２２がＴＭ０１遮
断円形導波管１２の両端にそれぞれ固着される。
同軸コネクタ２２の中心導体２４は、ＴＭ０１δ誘電体
共振器１４の中心軸上に配置されるとともに、電界結合
のためのプローブとして作用するように、同軸コネクタ
２２の端面より内方（誘電体共振器１４側）に突出され
る。なお、同軸コネクタ２２の外部導体２６は円板２０
を介してＴＭ０１遮断円形導波管１２と電気的に接続さ
れる。
共振器１４の中心軸上に配置されるとともに、電界結合
のためのプローブとして作用するように、同軸コネクタ
２２の端面より内方（誘電体共振器１４側）に突出され
る。なお、同軸コネクタ２２の外部導体２６は円板２０
を介してＴＭ０１遮断円形導波管１２と電気的に接続さ
れる。
ＴＭ０１遮断円形導波管１２の側面には、その中に配置
された４つのＴＭ０１δ誘電体共振器１４のそれぞれの
端面付近に、周波数微調整用の誘電体ねじ２８が設けら
れる。誘電体ねじ２８は、ＴＭ０１遮断円形導波管１２
の側壁を貫通するように固着されたそれぞれのスリーブ
３０に螺合する。この誘電体ねじ２８による各ＴＭ
０１δ誘電体共振器１４の共振周波数ｆ０の変化量は約
0.2％程度である。
された４つのＴＭ０１δ誘電体共振器１４のそれぞれの
端面付近に、周波数微調整用の誘電体ねじ２８が設けら
れる。誘電体ねじ２８は、ＴＭ０１遮断円形導波管１２
の側壁を貫通するように固着されたそれぞれのスリーブ
３０に螺合する。この誘電体ねじ２８による各ＴＭ
０１δ誘電体共振器１４の共振周波数ｆ０の変化量は約
0.2％程度である。
このようにして、たとえば放送衛星搭載合波器（１３チ
ャネル）用の帯域通過マイクロ波フィルタ１０が構成さ
れる。したがって、この実施例では、マイクロ波フィル
タ１０は、その中心周波数が11.958ＧＨｚであり、３ｄ
Ｂ比帯域幅が0.3 ％のチェビシェフ特性４段帯域通過フ
ィルタ（ＢＰＦ）である。
ャネル）用の帯域通過マイクロ波フィルタ１０が構成さ
れる。したがって、この実施例では、マイクロ波フィル
タ１０は、その中心周波数が11.958ＧＨｚであり、３ｄ
Ｂ比帯域幅が0.3 ％のチェビシェフ特性４段帯域通過フ
ィルタ（ＢＰＦ）である。
この実施例において、一方のプローブすなわち同軸コネ
クタ２２の中心導体２４からマイクロ波が放射される
と、４つのＴＭ０１δ誘電体共振器１４によって設定さ
れた周波数帯域成分が他方のプローブすなわち同軸コネ
クタ２２の中心導体２４によって取り出される。この実
施例の透過特性と反射特性すなわちフィルタ特性が第２
図に示される。
クタ２２の中心導体２４からマイクロ波が放射される
と、４つのＴＭ０１δ誘電体共振器１４によって設定さ
れた周波数帯域成分が他方のプローブすなわち同軸コネ
クタ２２の中心導体２４によって取り出される。この実
施例の透過特性と反射特性すなわちフィルタ特性が第２
図に示される。
また、この実施例では、プローブすなわち中心導体２４
がともにＴＭ０１δ誘電体共振器１４の中心軸上に配置
されているので、ＴＭ０１遮断円形導波管１２内の電気
力線はＴＭ０１δ誘電体共振器１４の中心軸、すなわち
Ｚ軸に対してほぼ回転対称となる。このため対称性の乱
れに起因するスプリアスモードの励振が抑制され、この
実施例のマイクロ波フィルタ１０のスプリアス特性は、
第３図に示すように、非常に良好である。
がともにＴＭ０１δ誘電体共振器１４の中心軸上に配置
されているので、ＴＭ０１遮断円形導波管１２内の電気
力線はＴＭ０１δ誘電体共振器１４の中心軸、すなわち
Ｚ軸に対してほぼ回転対称となる。このため対称性の乱
れに起因するスプリアスモードの励振が抑制され、この
実施例のマイクロ波フィルタ１０のスプリアス特性は、
第３図に示すように、非常に良好である。
以下、この実施例に基づいて、ＴＭ０１δ誘電体共振器
１４の共振周波数ｆｏと無負荷Ｑおよび共振器１４間の
結合係数ｋをモード展開法により解析し、高い無負荷Ｑ
（Ｑｕ）の共振器装置が実現できることを明らかにす
る。
１４の共振周波数ｆｏと無負荷Ｑおよび共振器１４間の
結合係数ｋをモード展開法により解析し、高い無負荷Ｑ
（Ｑｕ）の共振器装置が実現できることを明らかにす
る。
従来、誘電体共振器間の結合は、相互誘導結合によるＬ
Ｃ等価回路として表されていた。しかしながら、この発
明では、ＴＭモードの電界結合を利用するので、容量結
合によるＬＣ等価回路を考える必要がある。
Ｃ等価回路として表されていた。しかしながら、この発
明では、ＴＭモードの電界結合を利用するので、容量結
合によるＬＣ等価回路を考える必要がある。
相互誘導結合の場合、結合共振回路におけるＴ面短絡の
ときの共振周波数ｆshおよびＴ面開放のときの共振周波
数ｆopは、結合が強くなるにつれて単一共振器の共振周
波数ｆ０を中心としてほぼ対称的に分離し、ｆsh＞ｆop
の関係がある。
ときの共振周波数ｆshおよびＴ面開放のときの共振周波
数ｆopは、結合が強くなるにつれて単一共振器の共振周
波数ｆ０を中心としてほぼ対称的に分離し、ｆsh＞ｆop
の関係がある。
一方、容量結合の場合、結合が強くなると共振周波数ｆ
shは低下するが、共振周波数ｆopは共振周波数ｆ０のま
ま変化せずｆop＞ｆshの関係がある。
shは低下するが、共振周波数ｆopは共振周波数ｆ０のま
ま変化せずｆop＞ｆshの関係がある。
フィルタ設計に必要な結合係数｜ｋ｜は、共振周波数ｆ
shおよび共振周波数ｆopを用いると次式で表される。
shおよび共振周波数ｆopを用いると次式で表される。
したがって、(1)式の結合係数ｋの解析は共振周波数ｆs
hおよびｆopを求める問題に帰着する。
hおよびｆopを求める問題に帰着する。
そこで、まず、第４図に示すような円筒座標系を想定し
て、共振周波数ｆshおよびｆopをモード展開法により厳
密に解析する。
て、共振周波数ｆshおよびｆopをモード展開法により厳
密に解析する。
円柱状のＴＭ０１δ誘電体共振器１４においては、比誘
電率がεｒ、直径がＤ（＝２Ｒ）、長さＬであり、この
ようなＴＭ０１δ誘電体共振器１４が、比誘電率がεｂ
（＜εｒ）、長さがＬの支持リング１８によって、直径
がｄ（＝２ａ）のＴＭ０１遮断円形導波管１２内に、距
離２Ｍを隔てて、配置されている。
電率がεｒ、直径がＤ（＝２Ｒ）、長さＬであり、この
ようなＴＭ０１δ誘電体共振器１４が、比誘電率がεｂ
（＜εｒ）、長さがＬの支持リング１８によって、直径
がｄ（＝２ａ）のＴＭ０１遮断円形導波管１２内に、距
離２Ｍを隔てて、配置されている。
そして、ＴＭ０１遮断円形導波管１２内の空気領域の比
誘電率をεａ＝１、各媒質の比透磁率をμr＝１とす
る。一方、誘電体および導体は無損失とする。この場
合、(1)式のｆshおよびｆopは対称面Ｔが短絡面および
開放面となる場合の共振周波数に対応する。Ｔ面におけ
る対称性を利用して、Ｚ軸方向の距離ｚ≧−（Ｌ／２＋
Ｍ）となる領域のみを考える。これを第４図に示すよう
に、４つの媒質（Ｉ）〜（IV）に分け、以下の説明では
それらにおける諸量に添字１〜４を付加して区別する。
誘電率をεａ＝１、各媒質の比透磁率をμr＝１とす
る。一方、誘電体および導体は無損失とする。この場
合、(1)式のｆshおよびｆopは対称面Ｔが短絡面および
開放面となる場合の共振周波数に対応する。Ｔ面におけ
る対称性を利用して、Ｚ軸方向の距離ｚ≧−（Ｌ／２＋
Ｍ）となる領域のみを考える。これを第４図に示すよう
に、４つの媒質（Ｉ）〜（IV）に分け、以下の説明では
それらにおける諸量に添字１〜４を付加して区別する。
いま、ＴＭ０ｍｌ＋δモードのみを考慮するので、電気
的ヘルツベクトルのｚ成分のπｅを考えればよい。各媒
質のπｅは、導体面およびＴ面の境界条件を考慮する
と、次のように固有モードで展開される。
的ヘルツベクトルのｚ成分のπｅを考えればよい。各媒
質のπｅは、導体面およびＴ面の境界条件を考慮する
と、次のように固有モードで展開される。
ただし、 ・▲β2 p▼＝▲ｋ2 0▼εr−▲ｋ2 1▼ｐ＝▲ｋ2 0▼εb＋
▲ｋ2 2▼ｐ ▲α2 p▼＝▲ｋ2 q▼−▲ｋ2 0▼＝（ｊoq／ａ）2−▲ｋ2
0▼ Ｊｏ（ｊoq）＝０ ｋo＝２πｆo／Ｃ ・・・
(3) (2)式中における中括弧｛ ｝内の上式および下式はそ
れぞれＴ面短絡およびＴ面開放の場合を表す。Ｊｎ
（ｘ）およびＮｎ（ｘ）は第一種および第二種のベッセ
ル関数であり、Ｉｎ（ｘ）およびＫｎ（ｘ）は第一種お
よび第二種の変形ベッセル関数である。また、(2)式に
おいては、時間因子 exp（ｊωｔ）；ω＝２πｆ０（ｆ
０は共振周波数）は省略され、ｋ０およびＣは真空中の
波数および光速を表し、さらにＡｐ，Ｂｐ，Ｃｑ，Ｄｑ
およびφｐは境界条件より決定されるべき展開係数であ
る。
▲ｋ2 2▼ｐ ▲α2 p▼＝▲ｋ2 q▼−▲ｋ2 0▼＝（ｊoq／ａ）2−▲ｋ2
0▼ Ｊｏ（ｊoq）＝０ ｋo＝２πｆo／Ｃ ・・・
(3) (2)式中における中括弧｛ ｝内の上式および下式はそ
れぞれＴ面短絡およびＴ面開放の場合を表す。Ｊｎ
（ｘ）およびＮｎ（ｘ）は第一種および第二種のベッセ
ル関数であり、Ｉｎ（ｘ）およびＫｎ（ｘ）は第一種お
よび第二種の変形ベッセル関数である。また、(2)式に
おいては、時間因子 exp（ｊωｔ）；ω＝２πｆ０（ｆ
０は共振周波数）は省略され、ｋ０およびＣは真空中の
波数および光速を表し、さらにＡｐ，Ｂｐ，Ｃｑ，Ｄｑ
およびφｐは境界条件より決定されるべき展開係数であ
る。
ＴＭ０１遮断円形導波管１２のＴＭ０１モードが非伝搬
域にある条件は次式で与えられる。
域にある条件は次式で与えられる。
このとき、αｑはすべてのｑ値に対して実数となる。
各媒質の電磁界成分は、(2)式を次のマクスウェルの方
程式に代入することにより得られる。
程式に代入することにより得られる。
ただし、ｋは各媒質の波数である。
第４図において媒質ＩおよびIIの境界面ｒ＝Ｒにおける
ＥｚおよびＨθは、電界および磁界の連続性により ただし、 (7)式において、ｕｐおよびｖｐは(6)式のｐ番目の根で
あり、ｕｐ＜ｕｐ＋１（ｐ＝１，２，・・・）である。
ＥｚおよびＨθは、電界および磁界の連続性により ただし、 (7)式において、ｕｐおよびｖｐは(6)式のｐ番目の根で
あり、ｕｐ＜ｕｐ＋１（ｐ＝１，２，・・・）である。
次に、Ｚ軸方向の距離ｚ＝Ｌ／２とｚ＝−Ｌ／２におけ
るＥｒとＨθの連続性の式にベッセル関数の直交性を適
用すると、展開係数に関する連立同次方程式を得る。こ
れが、有意な解をもつには係数の行列式の値が零となる
必要がある。これより、共振周波数を求める次のような
特性方程式を得る。
るＥｒとＨθの連続性の式にベッセル関数の直交性を適
用すると、展開係数に関する連立同次方程式を得る。こ
れが、有意な解をもつには係数の行列式の値が零となる
必要がある。これより、共振周波数を求める次のような
特性方程式を得る。
detH(f0；δr，εb，d,D,L,M)＝0 ・・・(8) ただし、Ｎ行Ｎ列の正方行列の要素は、ｐ，ｑ＝１，
２，・・・、Ｎ／２として次式で与えられる。
２，・・・、Ｎ／２として次式で与えられる。
さらに、 (8)式において、Ｍ＝∞とすると単一のＴＭ０１δ誘電
体共振器１４の共振周波数が求められる。この場合の行
列要素Ｈｐ，ｑは、ｐ，ｑ＝１，２，・・・、Ｎとして
次式で表される。
体共振器１４の共振周波数が求められる。この場合の行
列要素Ｈｐ，ｑは、ｐ，ｑ＝１，２，・・・、Ｎとして
次式で表される。
円柱形のＴＭ０１δ誘電体共振器１４の無負荷Ｑ（Ｑ
ｕ）は次式で与えられる。
ｕ）は次式で与えられる。
１／Ｑｕ＝１／Ｑｄ＋１／Ｑｄｂ＋１／Ｑｃ
・・・(12) ここで、ＱｄおよびＱｄｂはそれぞれ媒質ＩおよびIIの
誘電体損によるＱ値であり、摂動法を用いて次式で表さ
れる。
・・・(12) ここで、ＱｄおよびＱｄｂはそれぞれ媒質ＩおよびIIの
誘電体損によるＱ値であり、摂動法を用いて次式で表さ
れる。
ただし、 tanδおよび tanδｂはそれぞれ媒質Ｉおよび
IIの誘電正接である。また、Ｑｃは導体損によるＱであ
り、ＴＭ０１δ誘電体共振器１４の蓄積エネルギとＴＭ
０１遮断円形導波管１２の導体損とを計算することによ
って求められる。
IIの誘電正接である。また、Ｑｃは導体損によるＱであ
り、ＴＭ０１δ誘電体共振器１４の蓄積エネルギとＴＭ
０１遮断円形導波管１２の導体損とを計算することによ
って求められる。
実際の数値計算では行列数Ｎが大きいほど真の解に近づ
くので、解が必要な精度に収束するＮの値で行う。フィ
ルタ構成に必要な精度（0.1 ％）を得るための行列数を
Ｎ＝３０（固有値数15）と決定するとともに、単一のＴ
Ｍ０１δ誘電体共振器の共振周波数に関する必要行列数
をＮ＝１５（固有値数15）と決定した。
くので、解が必要な精度に収束するＮの値で行う。フィ
ルタ構成に必要な精度（0.1 ％）を得るための行列数を
Ｎ＝３０（固有値数15）と決定するとともに、単一のＴ
Ｍ０１δ誘電体共振器の共振周波数に関する必要行列数
をＮ＝１５（固有値数15）と決定した。
次に、このＴＭ０１δ誘電体共振器の高Ｑ設計について
述べる。着目するＴＭ０１δモードの共振周波数を
ｆ０、その隣接モードの共振周波数をｆｒとし、共振周
波数比をＦｒ＝ｆｒ／ｆ０と定義する。Ｑｄは主に tan
δにより決まるので、高いＱｕを得るにはＱｃを高くす
ればよい。そこでＴＥ０１δモードを用いた高Ｑ誘電体
リング状共振器の設計で得られたＦｒ＝1.14を一定にし
て、Ｑｃが最大となる寸法比Ｓ＝ｄ／ＤおよびＸ＝Ｄ／
Ｌを決定することにより行う。
述べる。着目するＴＭ０１δモードの共振周波数を
ｆ０、その隣接モードの共振周波数をｆｒとし、共振周
波数比をＦｒ＝ｆｒ／ｆ０と定義する。Ｑｄは主に tan
δにより決まるので、高いＱｕを得るにはＱｃを高くす
ればよい。そこでＴＥ０１δモードを用いた高Ｑ誘電体
リング状共振器の設計で得られたＦｒ＝1.14を一定にし
て、Ｑｃが最大となる寸法比Ｓ＝ｄ／ＤおよびＸ＝Ｄ／
Ｌを決定することにより行う。
Ｑｃは、第５図に示す導体空洞の中に置かれたＴＭ
０１δ誘電体共振器１４に対するエネルギ計算法により
求めた。この場合、円筒導体空洞の導体損によって低下
するＱをＱｃｙ、端板の導体損によて低下するＱをＱｃ
ｅすると、Ｑｃ＝１／Ｑｃｙ＋１／Ｑｃｅで与えられ
る。計算ではＣ＝Ｍ／Ｄ＝2.0 とすれば、Ｑｃｅを無視
し得る程大きくすることができる。たとえば、Ｓ＝1.5
およびＸ＝1.8 に対する計算では、Ｑｃｙδｓ／λ０＝
2.7 に対して、Ｑｃｅδｓ／λ０＝49は無視できる。以
上の結果、最適寸法比としてＳ゜＝1.5 およびＸ゜＝1.
8 を決定した。この寸法比付近のモードチャートε
ｒ（Ｄ／λ０）２およびＴＭ０１δモードの規格化Ｑ値
を、第６Ａ図および第６Ｂ図にそれぞれ示す。
０１δ誘電体共振器１４に対するエネルギ計算法により
求めた。この場合、円筒導体空洞の導体損によって低下
するＱをＱｃｙ、端板の導体損によて低下するＱをＱｃ
ｅすると、Ｑｃ＝１／Ｑｃｙ＋１／Ｑｃｅで与えられ
る。計算ではＣ＝Ｍ／Ｄ＝2.0 とすれば、Ｑｃｅを無視
し得る程大きくすることができる。たとえば、Ｓ＝1.5
およびＸ＝1.8 に対する計算では、Ｑｃｙδｓ／λ０＝
2.7 に対して、Ｑｃｅδｓ／λ０＝49は無視できる。以
上の結果、最適寸法比としてＳ゜＝1.5 およびＸ゜＝1.
8 を決定した。この寸法比付近のモードチャートε
ｒ（Ｄ／λ０）２およびＴＭ０１δモードの規格化Ｑ値
を、第６Ａ図および第６Ｂ図にそれぞれ示す。
このようにして得たＦｒ＝1.14、ｆ０＝11.958ＧＨｚ、
εｒ＝24、 tanδ＝4 ×10-5、εｂ＝1.031 、 tanδｂ
＝4 ×10-5および＝0.9 における誘電体共振器のＱの
計算値を、次表に、円柱形ＴＭ０１δ誘電体共振器とリ
ング形ＴＥ０１δ誘電体共振器とを対比して表す。
εｒ＝24、 tanδ＝4 ×10-5、εｂ＝1.031 、 tanδｂ
＝4 ×10-5および＝0.9 における誘電体共振器のＱの
計算値を、次表に、円柱形ＴＭ０１δ誘電体共振器とリ
ング形ＴＥ０１δ誘電体共振器とを対比して表す。
この表から、Ｆｒが同じであれば、円柱形の誘電体共振
器のＴＭモードはＴＥモードより高いＱｕをもつことが
明らかにされた。実施例に用いたＴＭ０１δ誘電体共振
器に対する測定値はＱｕ＝21,000であった。
器のＴＭモードはＴＥモードより高いＱｕをもつことが
明らかにされた。実施例に用いたＴＭ０１δ誘電体共振
器に対する測定値はＱｕ＝21,000であった。
上述の寸法比をもつＴＭ０１δ誘電体共振器１４を同軸
上に２個配列したときのｆsh，ｆopおよびｋの計算結果
と測定結果が、第７図に示されている。ｆsh＞ｆopより
ＴＭ01δモードの結合は電界結合であることがわかる。
測定値は計算値に対して、ｆshおよびｆopの場合は0.4
％以内で一致し、ｋの場合は２％以内で一致した。第１
図実施例のような狭帯域フィルタの場合のようにｋ＜６
×10-3であれば、中心周波数ｆokと共振周波数ｆ０との
差は0.02％以内で無視できる。しかし、広帯域フィルタ
を構成する場合はｆokの補正が必要である。
上に２個配列したときのｆsh，ｆopおよびｋの計算結果
と測定結果が、第７図に示されている。ｆsh＞ｆopより
ＴＭ01δモードの結合は電界結合であることがわかる。
測定値は計算値に対して、ｆshおよびｆopの場合は0.4
％以内で一致し、ｋの場合は２％以内で一致した。第１
図実施例のような狭帯域フィルタの場合のようにｋ＜６
×10-3であれば、中心周波数ｆokと共振周波数ｆ０との
差は0.02％以内で無視できる。しかし、広帯域フィルタ
を構成する場合はｆokの補正が必要である。
次に、励振方法について説明する。第１図に示すマイク
ロ波フィルタ１０において、円板２０の内面から中心導
体２４の先端までの距離ｌｐをパラメータにとり、ＴＭ
０１δ誘電体共振器１４と中心導体２４との間の距離ｌ
ｄに対する外部Ｑ（Ｑｅ）を、反射法により、またその
ときの共振周波数ｆoeを透過法によりそれぞれ測定し
た。その結果を第８図に示す。この第８図より、ｌｐ＝
6.6 mmのとき最も低いＱｅが得られ、しかもｌｄ値を変
えてもｆoeが変化しないためにフィルタ構成に好都合な
特性が得られた。ｆoeが変化しない理由は、中心導体２
４が共振状態にあるため、ＴＭ０１δ誘電体共振器１４
側からみたインピーダンス純抵抗であるからであると考
えられる。
ロ波フィルタ１０において、円板２０の内面から中心導
体２４の先端までの距離ｌｐをパラメータにとり、ＴＭ
０１δ誘電体共振器１４と中心導体２４との間の距離ｌ
ｄに対する外部Ｑ（Ｑｅ）を、反射法により、またその
ときの共振周波数ｆoeを透過法によりそれぞれ測定し
た。その結果を第８図に示す。この第８図より、ｌｐ＝
6.6 mmのとき最も低いＱｅが得られ、しかもｌｄ値を変
えてもｆoeが変化しないためにフィルタ構成に好都合な
特性が得られた。ｆoeが変化しない理由は、中心導体２
４が共振状態にあるため、ＴＭ０１δ誘電体共振器１４
側からみたインピーダンス純抵抗であるからであると考
えられる。
第１図実施例のマイクロ波フィルタ１０の設計仕様は次
のように定めた。ｆ０＝11.958ＧＨｚ、１５ｄＢ帯域幅
Δｆ15ｄＢ＝50ＭＨｚ、リップル帯域幅ΔｆＲＷ＝27Ｍ
Ｈｚ、リップル幅ＲＷ＝0.04ｄＢである。これにより算
出した設計値は、ｋ12＝ｋ34＝2.1 ×10-3、ｋ２３＝1.
6 ×10-3、Ｑｅ＝390 である。ここで、ｋｉ，ｉ＋１
（ｉ＝１，２，３，４）は、ｉ番目とｉ＋１番目の共振
器間結合係数である。以上の結果、第７図より２Ｍ＝1
1.0，11.8mmと決定し、第８図よりｌｄ＝5.7 mmと決定
した。
のように定めた。ｆ０＝11.958ＧＨｚ、１５ｄＢ帯域幅
Δｆ15ｄＢ＝50ＭＨｚ、リップル帯域幅ΔｆＲＷ＝27Ｍ
Ｈｚ、リップル幅ＲＷ＝0.04ｄＢである。これにより算
出した設計値は、ｋ12＝ｋ34＝2.1 ×10-3、ｋ２３＝1.
6 ×10-3、Ｑｅ＝390 である。ここで、ｋｉ，ｉ＋１
（ｉ＝１，２，３，４）は、ｉ番目とｉ＋１番目の共振
器間結合係数である。以上の結果、第７図より２Ｍ＝1
1.0，11.8mmと決定し、第８図よりｌｄ＝5.7 mmと決定
した。
このようにして得られた第１図のマイクロ波フィルタ１
０の透過特性と反射特性が前述の第２図に示される。測
定結果は、計算結果とよく一致し、中心周波数は0.1 ％
以内の誤差で、また、帯域幅は３％以内の誤差で、設計
値と一致した。
０の透過特性と反射特性が前述の第２図に示される。測
定結果は、計算結果とよく一致し、中心周波数は0.1 ％
以内の誤差で、また、帯域幅は３％以内の誤差で、設計
値と一致した。
なお、測定値Ｑｕ＝21,000は挿入損ＩＬｏ＝0.4 ｄＢに
相当し、測定したＩＬｏ＝0.5 ｄＢはＱｕ＝18,000に相
当する。このようなＱｕ劣化の原因は励振線、すなわち
中心導体２４のものと考えられる。
相当し、測定したＩＬｏ＝0.5 ｄＢはＱｕ＝18,000に相
当する。このようなＱｕ劣化の原因は励振線、すなわち
中心導体２４のものと考えられる。
第１図のマイクロ波フィルタ１０の帯域外特性の測定値
が第３図に示される。なお、第３図の上部には、単一共
振器の各共振モードの共振周波数が併せて図示されてい
る。ＴＭ０１δ誘電体共振器１４の励振を同軸コネクタ
２２の中心導体２４の電界プローブによって行った結
果、第３図から明らかなように、正規のモードＴＭ
０１δの他、ＴＭ０２δモード以外はすべて40ｄＢ以上
減衰され、良好なスプリアス特性が実現できた。
が第３図に示される。なお、第３図の上部には、単一共
振器の各共振モードの共振周波数が併せて図示されてい
る。ＴＭ０１δ誘電体共振器１４の励振を同軸コネクタ
２２の中心導体２４の電界プローブによって行った結
果、第３図から明らかなように、正規のモードＴＭ
０１δの他、ＴＭ０２δモード以外はすべて40ｄＢ以上
減衰され、良好なスプリアス特性が実現できた。
なお、第１図実施例および上述の説明では、入出励振手
段として中心導体２４による電界プローブを用いた場合
を述べた。この中心導体２４の先端に結合容量を大きく
とるための大径の円板状ないし円柱状部分を形成しても
よい。この場合、この円板状ないし円柱状部分は導体ま
たは誘電体で構成することが考えられる。しかしなが
ら、この入出力手段としては、第９図および第１０図に
示すように導波管を用いることも可能である。
段として中心導体２４による電界プローブを用いた場合
を述べた。この中心導体２４の先端に結合容量を大きく
とるための大径の円板状ないし円柱状部分を形成しても
よい。この場合、この円板状ないし円柱状部分は導体ま
たは誘電体で構成することが考えられる。しかしなが
ら、この入出力手段としては、第９図および第１０図に
示すように導波管を用いることも可能である。
第９図を参照すると、ＴＭ０１遮断円形導波管１２の端
部には第１図図示の同軸コネクタ２２に代わって、入出
力用の円形ＴＭ０ｎ（たとえば円形ＴＭ０１）伝搬導波
管３２が接合されている。
部には第１図図示の同軸コネクタ２２に代わって、入出
力用の円形ＴＭ０ｎ（たとえば円形ＴＭ０１）伝搬導波
管３２が接合されている。
第１０図を参照すると、ＴＭ０１遮断円形導波管１２の
端部には第１図図示の同軸コネクタ２２に代わって、入
出力用のＴＥ０１導波管３４が接合される。そして、こ
のＴＥ０１導波管３４には、ＴＭ０１δ誘電体共振器１
４の中心軸すなわちＺ軸の延長上に開口３６が形成され
る。したがって、ＴＭ０１遮断円形導波管１２の内部空
間とＴＥ０１導波管３４の内部空間とは開口３６を介し
て連続する。ＴＥ０１導波管３４はＴＭ０１δ誘電体共
振器１４の軸に平行な電界分布を有する。したがって、
その開口３６を通して電気力線がＴＭ０１遮断円形導波
管１２内に達することによって、ＴＥ０１導波管３４が
ＴＭ０１誘電体共振器１４と結合する。
端部には第１図図示の同軸コネクタ２２に代わって、入
出力用のＴＥ０１導波管３４が接合される。そして、こ
のＴＥ０１導波管３４には、ＴＭ０１δ誘電体共振器１
４の中心軸すなわちＺ軸の延長上に開口３６が形成され
る。したがって、ＴＭ０１遮断円形導波管１２の内部空
間とＴＥ０１導波管３４の内部空間とは開口３６を介し
て連続する。ＴＥ０１導波管３４はＴＭ０１δ誘電体共
振器１４の軸に平行な電界分布を有する。したがって、
その開口３６を通して電気力線がＴＭ０１遮断円形導波
管１２内に達することによって、ＴＥ０１導波管３４が
ＴＭ０１誘電体共振器１４と結合する。
なお、開口３６の中心とＴＥ０１導波管３４の閉塞面と
の距離はλ／４に設定される。また、ＴＥ０１導波管３
４とＴＭ０１誘電体共振器１４との結合係数は、開口３
６の大きさや距離ｌによって調整される。
の距離はλ／４に設定される。また、ＴＥ０１導波管３
４とＴＭ０１誘電体共振器１４との結合係数は、開口３
６の大きさや距離ｌによって調整される。
この第９図および第１０図実施例においても、第１図実
施例と同様に、電気力線の乱れが生じないので、スプリ
アス特性がよい。
施例と同様に、電気力線の乱れが生じないので、スプリ
アス特性がよい。
なお、ＴＭ０ｌｍ＋δ誘電体共振器およびこれを収容し
た遮断導波管の横断面形状は第１１図ないし第１３図に
例示するように種々の組合せが考えられる。つまり、第
１１図は方形導波管１２′と円柱状共振器１４との組合
せの例を、第１２図は方形導波管１２′と角柱形共振器
１４′との組合せの例を、第１３図は円形導波管１２と
角柱形共振器１４′との組合せの例をそれぞれ示す。
た遮断導波管の横断面形状は第１１図ないし第１３図に
例示するように種々の組合せが考えられる。つまり、第
１１図は方形導波管１２′と円柱状共振器１４との組合
せの例を、第１２図は方形導波管１２′と角柱形共振器
１４′との組合せの例を、第１３図は円形導波管１２と
角柱形共振器１４′との組合せの例をそれぞれ示す。
第１図はこの発明の一実施例を示す断面図解図である。 第２図は第１図実施例のフィルタ特性を示すグラフであ
る。 第３図は第１図実施例のスプリアス特性を示すグラフで
ある。 第４図は第１図実施例を解析するために参照される、Ｔ
Ｍ０１誘電体共振器とＴＭ０１遮断円形導波管との関係
を示す図解図である。 第５図は導体空洞の中に配置された円柱形誘電体共振器
を示す図解図である。 第６Ａ図および第６Ｂ図は第４図に示す誘電体共振器の
寸法比付近におけるモードチャートおよびＴＭ０１δモ
ードの規格化Ｑ値を示すグラフである。 第７図は第４図に示す誘電体共振器間の距離２Ｍに対す
る各共振周波数ｆsh，ｆopおよび結合係数ｋの関係を示
すグラフである。 第８図は第１図に示す長さｌｄに対する共振周波数ｆoe
および外部Ｑ（Ｑｅ）の関係を示すグラフである。 第９図および第１０図はいずれもこの発明の他の実施例
を示す要部断面図解図である。 第１１図ないし第１３図はそれぞれ異なる遮断導波管と
誘電体共振器との組合せの例における横断面形状を示す
図解図である。 図において、１０はマイクロ波フィルタ、１２はＴＭ
０１遮断導波管、１４はＴＭ０１δ誘電体共振器、１８
は支持リング、２４は中心導体、３２は円形ＴＭ０１導
波管、３４はＴＥ０１導波管、３６は開口を示す。
る。 第３図は第１図実施例のスプリアス特性を示すグラフで
ある。 第４図は第１図実施例を解析するために参照される、Ｔ
Ｍ０１誘電体共振器とＴＭ０１遮断円形導波管との関係
を示す図解図である。 第５図は導体空洞の中に配置された円柱形誘電体共振器
を示す図解図である。 第６Ａ図および第６Ｂ図は第４図に示す誘電体共振器の
寸法比付近におけるモードチャートおよびＴＭ０１δモ
ードの規格化Ｑ値を示すグラフである。 第７図は第４図に示す誘電体共振器間の距離２Ｍに対す
る各共振周波数ｆsh，ｆopおよび結合係数ｋの関係を示
すグラフである。 第８図は第１図に示す長さｌｄに対する共振周波数ｆoe
および外部Ｑ（Ｑｅ）の関係を示すグラフである。 第９図および第１０図はいずれもこの発明の他の実施例
を示す要部断面図解図である。 第１１図ないし第１３図はそれぞれ異なる遮断導波管と
誘電体共振器との組合せの例における横断面形状を示す
図解図である。 図において、１０はマイクロ波フィルタ、１２はＴＭ
０１遮断導波管、１４はＴＭ０１δ誘電体共振器、１８
は支持リング、２４は中心導体、３２は円形ＴＭ０１導
波管、３４はＴＥ０１導波管、３６は開口を示す。
Claims (4)
- 【請求項１】遮断導波管、 １個の誘電体ブロックに１つ形成される共振器であっ
て、前記遮断導波管内に、その軸が前記遮断導波管にお
ける電磁エネルギの伝搬方向と一致もしくは実質的に一
致するように、支持部材によって固定された少なくとも
１つのＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器（ただし、ｍ＝１，
２，・・・、ｌ＝１，２，・・・）、および 前記遮断導波管と同軸上に前記遮断導波管の両端に設け
られ、対応の前記ＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器と間隔を
隔てるように固定され、かつ前記遮断導波管と絶縁され
た回転対称性の高い形状の結合導体を含む入出力手段を
備える、共振器装置。 - 【請求項２】前記結合導体は前記遮断導波管と同軸上に
設けられた棒状導体を含む、請求項１記載の共振器装
置。 - 【請求項３】遮断導波管、 １個の誘電体ブロックに１つ形成される共振器であっ
て、前記遮断導波管内に、その軸が前記遮断導波管にお
ける電磁エネルギの伝搬方向と一致もしくは実質的に一
致するように、支持部材によって固定された少なくとも
１つのＴＭ０ｍｌ＋δ誘電体共振器（ただし、ｍ＝１，
２，・・・、ｌ＝１，２，・・・）、および 前記遮断導波管の両端に前記遮断導波管と空間が連続す
るように設けられた伝搬導波管を含む入出力手段を備え
る、共振器装置。 - 【請求項４】前記伝搬導波管は、前記遮断導波管の軸と
交差する電磁エネルギの伝搬方向を有し、前記ＴＭ
０ｍｌ＋δ誘電体共振器と結合する伝搬導波管を含む、
請求項３記載の共振器装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63032327A JPH0652841B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | 共振器装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63032327A JPH0652841B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | 共振器装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01208001A JPH01208001A (ja) | 1989-08-22 |
| JPH0652841B2 true JPH0652841B2 (ja) | 1994-07-06 |
Family
ID=12355850
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63032327A Expired - Lifetime JPH0652841B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | 共振器装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0652841B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1141002A (ja) * | 1997-05-20 | 1999-02-12 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体共振器、誘電体フィルタ、送受共用器および通信機 |
| EP1363351B1 (en) * | 2001-01-19 | 2008-08-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency circuit element and high frequency circuit module |
| US9577477B2 (en) | 2012-03-30 | 2017-02-21 | Ube Industries, Ltd. | Power transmission apparatus and method, and resonance device used therein |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53119650A (en) * | 1977-03-29 | 1978-10-19 | Yoshio Kobayashi | Microminiature band filter using dielectric resonator eo10 mode |
| JPS63192706U (ja) * | 1987-05-29 | 1988-12-12 |
-
1988
- 1988-02-15 JP JP63032327A patent/JPH0652841B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01208001A (ja) | 1989-08-22 |
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