WO2013011807A1 - 回転電機制御装置 - Google Patents

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WO2013011807A1
WO2013011807A1 PCT/JP2012/066153 JP2012066153W WO2013011807A1 WO 2013011807 A1 WO2013011807 A1 WO 2013011807A1 JP 2012066153 W JP2012066153 W JP 2012066153W WO 2013011807 A1 WO2013011807 A1 WO 2013011807A1
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WO
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modulation
phase
active vector
phase active
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PCT/JP2012/066153
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English (en)
French (fr)
Inventor
中村充
サハスブラタ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Aisin AW Co Ltd
Original Assignee
Aisin AW Co Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a rotating electrical machine control apparatus that controls a rotating electrical machine drive apparatus including an inverter that performs power conversion between DC power of a DC power supply and AC power of multiple phases of the rotating electrical machine.
  • pulse width modulation In a control device that controls a rotating electrical machine drive including an inverter, pulse width modulation (PWM) control is often performed.
  • PWM pulse width modulation
  • a rectangular pulse is generated by comparing a voltage command corresponding to the waveform of AC power to be output with a carrier (carrier wave) such as a triangular wave, and the voltage command is modulated into a discrete pulse signal. Since the switching elements constituting the inverter are switched by such pulse signals, the waveform of the AC power to be output does not have a smooth sine wave, but includes minute fluctuations.
  • a fluctuation component is referred to as a ripple
  • a ripple generated in the current flowing through the rotating electrical machine is referred to as a ripple current. This ripple current causes losses such as iron loss of the rotating electrical machine.
  • Patent Document 1 proposes setting the carrier frequency high in the region where the voltage command value is large and setting the carrier frequency low in the region where the voltage command value is small. (Paragraphs 9 to 12, claim 1, summary, etc.).
  • Patent Document 2 when the ripple current is large (Irp> Irp #), the ripple current (Irp) is compared with a predetermined reference value (Irp #). It has been proposed to lower the carrier frequency when the carrier frequency is increased and conversely when the ripple current is small (Irp ⁇ Irp #) (FIG. 7 etc.).
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 can suppress the increase in switching loss due to the increase of the carrier frequency to some extent while reducing the ripple current by increasing the carrier frequency.
  • ripple current is also generated for each phase.
  • the phase with the largest ripple current changes sequentially. For this reason, when the carrier frequency is changed, the number of times of switching may increase even in the phase where the ripple current is small, and the switching loss may increase without contributing to the reduction of the ripple current. Therefore, there is room for improvement to reduce the ripple current more effectively while suppressing the increase in the switching loss.
  • a rotating electrical machine for controlling a rotating electrical machine drive apparatus including an inverter interposed between a DC power supply and an AC rotating electrical machine to convert power between DC power of the DC power supply and AC power of multiple phases of the rotating electrical machine A control device,
  • An inverter control unit configured to generate a modulation pulse by pulse width modulation according to a predetermined modulation frequency as a drive signal of a plurality of switching elements of the inverter corresponding to the AC power of the plurality of phases; Equipped
  • the inverter control unit includes a single-phase active vector section in which the signal level of only one of the plurality of phases of the modulation pulse is high in the reference modulation period based on the modulation frequency, the single-phase active In the single phase active vector section in the reference modulation period including the vector section, the modulation pulse of only one phase whose signal level is high level is generated according to the sub modulation frequency higher than the modulation frequency of the other phase.
  • the inverter control unit A pulse having only one phase of the modulation pulse whose signal level becomes high in the single phase active vector section in the single phase active vector section in the reference modulation period including a phase active vector section, and a pulse having an auxiliary modulation frequency higher than the modulation frequency of the other phase Generate as.
  • the reference modulation period based on the modulation frequency for example, a period corresponding to one period, half period, two periods of the carrier, etc.
  • Modulation is performed with the sub modulation frequency. That is, a modulation pulse is generated as a pulse having a secondary modulation frequency higher than the modulation frequency.
  • the difference in current between the single-phase active vector section and a section other than the single-phase active vector section becomes large, and the amplitude of the ripple current becomes large.
  • the duration of the single phase active vector section can be shortened, so the current increase in the single phase active vector section is increased. The amount is reduced.
  • the difference in current between the single-phase active vector section and the section other than the single-phase active vector section becomes smaller, and the amplitude of the ripple current also becomes smaller.
  • the modulation frequency for generating only one phase modulation pulse whose signal level is high in the single phase active vector section in the reference modulation period including the single phase active vector section is the sub The modulation frequency is changed, and the modulation frequency of the other phase is not changed. That is, since the increase in switching loss of the inverter is limited to only the one phase, the increase in switching loss is suppressed.
  • the present characteristic configuration it is possible to suppress the increase in switching loss of the inverter and to reduce the ripple current.
  • the inverter control unit of the rotary electric machine control device divides the single-phase active vector section into a plurality of reference modulation periods including the single-phase active vector section. It is preferable to distribute.
  • the inverter control unit of the rotating electrical machine control device changes the signal level once in each of the reference modulation periods
  • the inverter control unit is configured to It is preferable to distribute the divided single-phase active vector section to the side where the signal level is low among the beginning and the end of the reference modulation period.
  • the signal level of the modulation pulse changes once in each of the reference modulation periods, the high level at the beginning of the reference modulation period results in the low level at the end, and the low level at the beginning It becomes high level.
  • the modulation pulse starts from the low level, and the signal level changes and ends at the high level. That is, the modulation pulse is low at the beginning of the reference modulation period and high at the end.
  • the single divided into the side where the signal level is low which is a side different from the side where the single-phase active vector section exists before division.
  • Phase active vector intervals can be allocated. For example, when a single-phase active vector section exists at the beginning of the reference modulation period, the signal level at the end is low level, and the single-phase active vector section after division is distributed to the end of the reference modulation period. When a single-phase active vector section is present at the end of the reference modulation cycle, the signal level at the top is low level, and the single-phase active vector section after division is distributed to the top of the reference modulation period.
  • the single-phase active vector section at the beginning and the end of the reference modulation period, and the reference modulation period is virtually divided into two to increase the modulation frequency.
  • the single-phase active section is divided and distributed based on a simple reference without changing the reference modulation period or the carrier, thereby suppressing an increase in switching loss of the inverter and ripples. It is possible to reduce the current.
  • the signal level of the modulation pulse becomes high at the beginning of the reference modulation period and low at the end, and low at the beginning. It is high level at the end. Therefore, when the active vector section is at the top of a certain reference modulation period (X), there is no single-phase active vector segment at the top of the next reference modulation period (Y). If there is an active vector section in the next reference modulation period (Y), it will be on the tail side.
  • the two single-phase active vector sections (A, B) before division are different, they are distributed from the respective active vector sections to different positions at a constant rate, so the overall active vector as a whole The sections will be set approximately equally. Also, although two single-phase active vector intervals are redistributed to three single-phase active vector intervals, one new active vector interval may be set in the middle of the two active vector intervals. And is almost equivalent. Therefore, the intervals of the active vector sections become substantially equal, and the amplitude of the ripple current is also suppressed substantially constant.
  • the inverter control unit of the rotary electric machine control device is on the other side of the section left on the side where the single-phase active vector section before division exists in the reference modulation period. It is preferable to divide the single-phase active vector section so that the ratio to the section to be distributed is 2 to 1.
  • the single phase active vector section included in the modulation pulse generated according to the sub modulation frequency changes the signal level between high level and low level.
  • the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm constituting the one-phase leg of the inverter are both switched to the off state, Is preferable.
  • the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm, which are connected in series between the positive electrode and the negative electrode of the DC power supply and turned on complementarily, are simultaneously turned on even if the switching elements of both arms are temporarily If this happens, the DC power supply is shorted.
  • Dead time period is set. Since this dead time period is a period that must be provided to ensure the safety of the inverter, the length of the single-phase active vector section after division is set to a length longer than this dead time period. Is preferred.
  • the inverter control unit divides the single-phase active vector section according to whether or not the length of the single-phase active vector section after division can be set longer than this dead time period. It may be determined whether or not to perform.
  • Block diagram schematically showing an example of a system configuration including a rotating electrical machine control device Block diagram schematically showing a configuration example of a rotary electric machine drive apparatus including an inverter Explanatory drawing showing the principle of continuous pulse width modulation
  • a drive source of a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle and a rotating electrical machine control device for controlling a rotating electrical machine serving as a regenerative source to DC power supply of the vehicle.
  • a rotating electrical machine control device controls a rotating electrical machine mounted on a hybrid vehicle in which an internal combustion engine and a rotating electrical machine cooperate with each other
  • the present invention can be applied to a rotating electric machine control device that controls a plurality of rotating electric machines. is there.
  • the rotary electric machine will be referred to as a motor as appropriate, but this refers to a rotary electric machine functioning as a motor and a generator.
  • FIG. 1 schematically shows an example of a system configuration of a vehicle including such a control device 50 of a motor M (a rotating electrical machine control device).
  • a three-phase synchronous motor M is provided as an AC rotating electric machine.
  • the motor M is electrically connected to a DC power supply 3 via a rotary electric drive 1 provided with an inverter 5.
  • the direct current power supply 3 may be a battery or may include a battery and a converter for boosting the output voltage of the battery.
  • a battery is illustrated as the DC power supply 3.
  • the inverter 5 converts DC power output from the DC power supply 3 into three-phase AC power (polyphase AC power).
  • a motor M functioning as a motor is driven by the converted three-phase AC power. Further, when the motor M functions as a generator, the inverter 5 converts the generated three-phase AC power into DC power and regenerates the DC power supply 3.
  • the inverter 5 is constituted by a bridge circuit of a plurality of phases (here, three phases) using switching elements as well known. It is preferable to apply an IGBT (insulated gate bipolar transistor) or a MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor) to the switching element. In the present embodiment, the case of using an IGBT as a switching element will be described as an example.
  • a leg for one phase in which two IGBTs are connected in series is configured between the DC positive electrode side and the DC negative electrode side of the inverter 5, and this leg is connected in three lines in parallel Be done. That is, a bridge circuit in which one set of legs corresponds to each of the stator coils corresponding to the U, V, and W phases of the motor M is configured.
  • the collectors of the IGBTs (E1, E3, E5) on the upper side of each leg are connected to the DC positive side of the inverter 5, and the emitters are connected to the collectors of the IGBTs (E2, E4, E6) on the lower side of each leg .
  • the emitters of the IGBTs (E2, E4, E6) on the lower side of each leg are connected to the DC negative side (for example, the ground) of the inverter 5.
  • the middle point of the paired IGBTs in each leg that is, the connection point of the IGBTs is connected to the three-phase stator coil of the motor M, respectively.
  • Freewheeling diodes (refluxing diodes) are connected in parallel (antiparallel) to the IGBTs in such a manner that the cathode terminal is connected to the collector terminal of the IGBT and the anode terminal is connected to the emitter terminal of the IGBT.
  • the gate of each IGBT is connected to an electronic control unit (ECU) 50 via a driver circuit 55 described later, and is individually switching-controlled.
  • ECU electronice control unit
  • the ECU 50 is configured around a logic circuit such as a microcomputer.
  • the ECU 50 is configured to include a CPU (central processing unit) 51 which is a microcomputer, an interface circuit 52, and other peripheral circuits and the like.
  • the CPU 51 is a computer that executes a rotating electrical machine control program, and is a core of the control device 50 corresponding to the rotating electrical machine control device of the present invention.
  • the interface circuit 52 is configured by an EMI (electro-magnetic interference) countermeasure component, a buffer circuit, and the like.
  • the driver circuit 55 is a circuit that converts voltages of drive signals (switching control signals S1 to S6) for driving the switching elements E1 to E6 of the inverter 5.
  • a drive signal input to a control terminal (gate) of an IGBT or MOSFET that switches high voltage requires a voltage higher than the power supply voltage of a general electronic circuit such as a microcomputer. Therefore, the drive signal is voltage-converted (for example, boosted) via the driver circuit 55 and then input to the inverter 5.
  • the CPU 51 of this embodiment includes, for example, a CPU core 11, a program memory 12, a parameter memory 13, a work memory 14, a communication control unit 15, an A / D converter 16, a timer 17, and a port 18. It is configured to have.
  • the CPU core 11 is a core of the CPU 51, and includes an instruction register, an instruction decoder, an ALU (arithmetic logic unit) as an execution subject of various operations, a flag register, a general purpose register, an interrupt controller, and the like. That is, the core of the control device 50 is realized by the cooperation of hardware mainly including the CPU core 11 and the work memory 14 and the timer 17 and software such as a program and parameters stored in the program memory 12 and the parameter memory 13. Configured
  • the program memory 12 is a non-volatile memory in which a motor control program (a rotating electrical machine control program) is stored.
  • the parameter memory 13 is a non-volatile memory in which various parameters referred to when executing a program are stored.
  • the parameter memory 13 may be constructed without being distinguished from the program memory 12.
  • the program memory 12 and the parameter memory 13 are preferably configured by, for example, a flash memory or the like.
  • the work memory 14 is a memory for temporarily storing temporary data during program execution.
  • the work memory 14 is composed of a dynamic RAM (DRAM) and a static RAM (SRAM) that can read and write data at high speed without problems due to volatility.
  • DRAM dynamic RAM
  • SRAM static RAM
  • the communication control unit 15 controls communication with other systems in the vehicle. For example, communication with the traveling control system 60 and other systems, sensors, and the like is controlled via a network such as a CAN (controller area network) in the vehicle.
  • the CPU 51 receives the motor control instruction Hr (for example, a required torque for the motor M) from the traveling control system 60 via the communication control unit 15, and controls the motor M based on this.
  • the A / D converter 16 converts an analog electrical signal into digital data.
  • the detection result of the motor current flowing in each stator coil of the motor M is received from the current sensor 58 and converted into digital data.
  • the case where all the three-phase currents of the U, V, and W phases are detected by the non-contact current sensor 58 is illustrated. However, since the three-phase current is balanced and its instantaneous value is zero, currents of only two phases may be detected, and the remaining one phase may be calculated by the CPU 51.
  • the A / D converter 16 is illustrated as having a plurality of analog inputs, but it is not necessary to have a plurality of inputs.
  • the interface circuit 52 may be provided with a multiplexer to obtain a plurality of current values by time division.
  • vector control As a method of controlling an AC motor, a control method called vector control is known.
  • vector control the first axis according to the direction of the magnetic field generated by the permanent magnet disposed in the rotor (for example, d along the direction of the magnetic field) is applied to the coil current flowing through the three-phase stator coils of the AC motor.
  • the feedback control is performed by coordinate conversion into a two-phase vector component of an axis) and a second axis (for example, the q axis) orthogonal to the first axis.
  • dq axis vector space dq axis orthogonal coordinate system
  • a rotation detection sensor 59 such as a resolver is provided in the vicinity of the motor M.
  • the detection result is transmitted to the register in the CPU core 11 and the work memory 14 through the port 18 of the CPU 51 as described above.
  • the control device 50 obtains a rotor position (electrical angle ⁇ ) and a rotational speed (angular velocity ⁇ ) based on the rotation detection signal R of the rotation detection sensor 59.
  • the rotation detection sensor 59 may directly output the electrical angle ⁇ or the angular velocity ⁇ .
  • the control device 50 is configured to include an inverter control unit 10 as a functional unit that controls the rotary electric machine drive device including the inverter 5 by vector control.
  • Inverter control unit 10 calculates a torque command, which is a required torque for controlling each motor M, based on a motor control command (travel control command) Hr given from travel control system 60, and responds to each torque command.
  • a torque command which is a required torque for controlling each motor M
  • Hr motor control command
  • current commands id and iq which are two-phase target currents for current feedback control, are set.
  • the current commands id and iq are target currents set corresponding to the d axis and the q axis described above.
  • the inverter control unit 10 performs, for example, proportional integral control (PI control) or proportional integral derivative control (PID control) based on the deviation between the current command id, iq and the feedback motor current, and The voltage commands vd and vq which are voltages are set. Since the motor current detected by the current sensor 58 is a three-phase current, it is coordinate-converted to the two-phase currents Id and Iq based on the electrical angle ⁇ . Then, PID control is performed based on the deviation between the current command id, iq and the two-phase motor current Id, Iq, and the angular velocity ⁇ , and the voltage command vd, vq is calculated.
  • PI control proportional integral control
  • PID control proportional integral derivative control
  • inverter control unit 10 Based on voltage commands vd and vq, inverter control unit 10 generates switching control signals S1 to S6 (modulated pulses) for driving the three-phase IGBTs of inverter 5.
  • the inverter control unit 10 coordinate-converts the two-phase voltage commands vd, vq into three-phase voltage commands Vu, Vv, Vw based on the electrical angle ⁇ .
  • inverter control unit 10 generates switching control signals S1 to S6 of the IGBTs constituting inverter 5.
  • the switching control signals S1 to S6 are generated by pulse width modulation.
  • Pulse width modulation includes methods such as continuous pulse width modulation (CPWM: continuous PWM) such as sine wave pulse width modulation or space vector pulse width modulation; discontinuous pulse width modulation (DPWM: discontinuous PWM).
  • CPWM continuous pulse width modulation
  • DPWM discontinuous pulse width modulation
  • CPWM is a method of changing the signal levels of switching control signals corresponding to other two phases by sequentially fixing the signal levels of the switching control signals of the inverter corresponding to one phase of the AC power of three phases.
  • CPWM is a scheme in which all phases are modulated without fixing the switching control signal corresponding to one of the phases.
  • the operating conditions such as the rotational speed and torque required for the motor M, and the modulation factor required to satisfy the operating conditions (ratio of DC voltage to effective value of interphase voltage of three-phase AC) It is decided according to Here, the case where CPWM is selected as the modulation method will be described.
  • the upper part shows the relationship between carrier CA and voltage commands Vu, Vv and Vw of three phases
  • the lower part shows switching control signals S1, S3 and S5 (modulated pulses) of three phases.
  • the switching control signal S1 for driving the switching element E1 of the upper arm in the U phase has a signal level at high level (H) when the voltage command Vu in U phase is higher than the carrier CA, and the voltage command Vu is smaller than the carrier CA Is a modulation pulse whose signal level is low (L).
  • Switching control signal S3 for driving switching element E3 of the upper arm of V phase and switching control signal S5 for driving switching element E5 of the upper arm of W phase are similarly carrier CA, voltage command Vv, and voltage command It is generated based on Vw.
  • switching control signals S1, S3, and S5 are treated as a representative as three-phase switching control signals (modulation pulses).
  • Inverter control unit 10 generates modulation pulses by pulse width modulation (CPWM) according to a predetermined modulation frequency as drive signals of switching elements E1 to E6 of the plurality of phases of inverter 5 corresponding to AC powers of a plurality of phases. , Control the inverter 5.
  • CPWM pulse width modulation
  • a section including a single-phase active vector section and a phase in which the signal level is high and a phase in which the signal level is low is referred to as an “active vector section”.
  • Single-phase active vectors, zero vectors and active vectors defining these intervals are space vectors in vector control.
  • space vectors can be defined by a combination of signal levels of switching control signals S1, S3 and S5 of the upper arm.
  • the space vector indicated by (UVW) is the following eight. That is, there are eight of (000), (001), (010), (011), (100), (101), (110), and (111).
  • the three-phase switching control signals S2, S4 and S6 of the lower arm have signal levels complementary to the switching control signals S1, S3 and S5 of the upper arm, respectively. Accordingly, space vectors for switching control of the three-phase inverter 5 are represented by the eight described above.
  • space vectors (000) and (111) are called zero vectors or null vectors because the interphase voltage is zero and no current flows in the motor M.
  • the other six space vectors are called active vectors.
  • active vectors a space vector in which only one of U, V and W phases is "1", (001), (010) and (100) are one of multiple phases. It is a space vector when the signal level of only the modulation pulse is high level. Therefore, these three space vectors are referred to as "single-phase active vectors".
  • the single-phase active vector appears in a region where the values of the voltage commands Vu, Vv, and Vw are high, as shown by a dashed region G in FIG.
  • FIG. 3 schematically shows the U-phase current Iu.
  • the current increases during a period other than the zero vector (active vector period including the single-phase active vector period MAV), and no current flows through the stator coil in the zero vector period NV. That is, in the active vector section, the DC power supply 3 and the motor M are connected via the inverter 5 and current flows, but in the zero vector section NV, no current flows between the DC power supply 3 and the motor M. This is because the current flows back between the motor 5 and the motor M. The current flowing back between the inverter 5 and the motor M is consumed due to resistance loss and the like. As is apparent from the waveform of U-phase current Iu in FIG.
  • a ripple occurs in the current flowing through the stator coil of motor M since a difference occurs between the current in the active vector section and the zero vector section NV.
  • the amplitude of this ripple corresponds to the increase and decrease of the current between the active vector section and the zero vector section NV.
  • FIG. 4 schematically shows waveforms of the switching control signals S1, S3 and S5 in which the period including the single-phase active vector section MAV is expanded.
  • the inverter control unit 10 generates a modulation pulse according to a predetermined modulation frequency by the CPWM method.
  • This modulation frequency is the frequency of the carrier CA shown in FIG. 3 and FIG.
  • the modulation pulse is defined as a half period of the carrier CA, that is, a period in which the waveform of the carrier CA of the triangular wave travels from a valley (bottom) to a peak (peak) and a period from the peak to the valley.
  • the inverter control unit 10 reduces the amplitude of the ripple current by suppressing the increase and decrease of the current between the active vector section and the zero vector section NV. Specifically, by increasing the frequency of the ripple current, the amplitude per period of the ripple current is suppressed.
  • One way to increase the frequency of the ripple current is to increase the frequency of the carrier CA. However, if the frequency of the carrier CA is simply increased, the number of times of switching of the switching elements E1 to E6 in the inverter 5 increases to increase the switching loss. Therefore, in the present embodiment, the frequency of the ripple current is increased by raising the frequency of the carrier CA of only one phase among the plurality of phases. In the present embodiment, the frequency of the carrier CA of only one phase is virtually increased by setting the single-phase active vector section MAV during the zero vector section NV represented by the space vector (000).
  • the single phase active vector period MAV when the single phase active vector period MAV is included in the above-mentioned standard modulation period TC, the single phase active vector period MAV is divided and distributed to different timings in the same standard modulation period TC. As shown in FIG. 4, when the single phase active vector period MAV is included in the reference modulation period TC, the zero vector period NV where the signal level of all phases is low level in the reference modulation period TC. Exists. Therefore, the single-phase active vector section MAV after division is arranged in the zero vector section NV.
  • the inverter control unit 10 changes the signal level once between the high level and the low level in each of the reference modulation periods TC.
  • the switching control signals S1, S3 and S5 are all at low level to high level in the reference modulation period TC corresponding to the downward period (first period TC1) in which the carrier CA goes from mountain to valley.
  • the reference modulation period TC corresponding to the rising period (second period TC2) going from valley to mountain
  • the carrier CA changes once from high level to low level.
  • the designation of the first period and the second period with respect to the downlink period and the uplink period of the carrier CA is merely for distinction and does not define any order. As a matter of course, the names of the first period and the second period may be reversed.
  • the first period TC1 starts from the zero vector section NV where the signal levels of all phases are low level, and the switching control signal S1 first becomes high level, and then the switching control signal S5 and switching control signal S3 become high level in this order. Become. That is, the head of the first period TC1 is the zero-vector section NV of the all phase low level, passes through the single-phase active vector section MAV and the active vector section, and the tail becomes the zero-vector section NV of the all phase high level.
  • the second period TC2 starts from the zero vector section NV where the signal levels of all phases are high, and becomes low in order of the switching control signal S3, the switching control signal S5, and the switching control signal S1.
  • the head of the second period TC2 is the zero-vector section NV of all phases high level, the active vector section and the single-phase active vector section MAV, and the tail is the zero-vector section NV of all phases low level.
  • the reference modulation period TC shown in FIG. 4 there is a single-phase active vector section MAV in which only the switching control signal S1 is at high level and the switching control signals S3 and S5 are at low level.
  • the inverter control unit 10 divides the single-phase active vector section MAV into a plurality (here, two) in the reference modulation period TC including the single-phase active vector section MAV, and sets the zero vector of the same reference modulation period TC. Allocate within the range of interval NV. Specifically, the divided single-phase active vector section MAV is distributed to the side where the signal level is low among the beginning and the end of the reference modulation period TC. That is, as in the first period TC1 of FIG. 4, when the signal level of the modulation pulse to be divided and distributed is low level at the beginning of the reference modulation period TC, the inverter control unit 10 performs the reference modulation period TC.
  • one divided single-phase active vector section MAV is allocated to the end of the reference modulation period TC.
  • inverter control unit 10 includes a section (MAV ′) to be left on the side where single-phase active vector section MAV before division exists in reference modulation period TC and a section (MAV ′ ′) to be distributed to other positions.
  • the single-phase active vector section MAV is divided so that the ratio thereof to 2 to 1 becomes 2. As shown in FIG.4, it is 1/3 of the period T1 of the single-phase active vector section MAV of the first period TC1.
  • a section (MAV ′ ′) having a corresponding period T2 is allocated to the head of the first period TC1, and a section (MAV ′) corresponding to 2 ⁇ 3 remains at the original position.
  • a section (MAV ′ ′) having a period T4 corresponding to 1 ⁇ 3 is distributed at the end of the second period TC2
  • the corresponding interval (MAV ') remains at the original position.
  • a period T5 of the single-phase active vector period MAV of the first period (hereinafter, referred to as "third period TC3" for the sake of distinction) subsequent to the second period TC2 which is the uplink period is It is assumed that it is the same as the period T3 of the single phase active vector section MAV of the second period TC2.
  • the period T6 corresponding to 1/3 of the period T5 of the single-phase active vector period MAV of the third period TC3 is distributed to the head of the third period TC3 (MAV ′ ′), and 2/3 remains at the original position (MAV)
  • the total length of the single-phase active vector section MAV included in the second period TC2 and the third period TC3 is the same before and after the division (see FIG.
  • the sum of single-phase active vector sections MAV and the sum of lengths of active vector sections are the same before and after division / distribution of single-phase active vector section MAV. Therefore, the three-phase line voltage is maintained before and after division and distribution of the single-phase active vector section MAV, and a voltage equivalent to that before division and distribution can be applied to the motor M. That is, it is possible to suppress the ripple current while maintaining the voltage applied to the motor M.
  • the inverter control unit 10 of the present embodiment is configured with the CPU 51 as the core.
  • the carrier CA is virtually realized by the timer 17 (synonymous with the counter), a register cooperating with the timer 17, or the like. Specifically, as shown in the lower part of FIG.
  • the reference modulation period TC is set by 100 counts of 0 to 99 in decimal is illustrated.
  • the distinction between the downlink period (first period TC1) and the uplink period (second period TC2) is defined by another count value CTS.
  • the case where the count value CTS is "0" is the down period (first period TC1)
  • the case where the count value CTS is "1" is the up period (second period TC2).
  • the distinction between the downlink period and the uplink period may be represented by the upper bits of the same count value, and the length of the reference modulation period TC may be represented by the lower bits.
  • an example is given in which both the uplink period and the downlink period are defined by the up counter method in which the value increases.
  • the uplink period is defined by the up counter method
  • the downlink period is decreased by the value It may be defined by a counter method. When such an up / down counter method is adopted, it is possible to express peaks and valleys by the count value.
  • the first period TC1 “29” is set as the voltage command Vu of the switching control signal S1
  • “89” is set as the voltage command Vv of the switching control signal S3, and as the voltage command Vw of the switching control signal S5. It is assumed that "59” is set.
  • the signal levels at the beginning of the first period TC1 are all low level, and the length of the low level from the beginning of the first period TC1 of each modulation pulse is "30" for the switching control signal S1, and the switching control signal S3. Is “90”, and the switching control signal S5 is “60”.
  • the period T1 of the single-phase active vector section MAV has a length corresponding to "30" of the count value CT.
  • T1 30.
  • voltage command Vu includes information “L” (or “0”) indicating the signal level at the beginning of reference modulation period TC, and information “29” indicating one change point in the period. It is configured to have.
  • the voltage command Vu further has information indicating another change point Adjusted to
  • the signal level at the beginning of the reference modulation period TC is changed to change from high level to low level through the period T2.
  • voltage command Vu includes information “H” (or “1”) indicating the signal level at the beginning of reference modulation period TC, and information “69” indicating one change point in the period. It is configured.
  • voltage command Vu is further adjusted to have information indicating one more change point.
  • the inverter control unit 10 when division and allocation are completed in each reference modulation period TC as described above, the influence on the program is also small, which is preferable. It is. That is, it is possible to suppress the ripple current using substantially the same program as in the case where division / distribution of the single-phase active vector section MAV is not performed. In each reference modulation period TC, the ratio of the single-phase active vector section MAV is maintained. Therefore, it is possible to suppress the ripple current in a state in which the three-phase interphase voltage applied to the motor M is maintained before and after division / distribution of the single phase active vector section MAV.
  • the single-phase active vector section MAV is not actually increased without increasing the frequency of the carrier CA or shortening the cycle of the reference modulation period TC.
  • the modulation frequency of the modulation pulse of only one phase is made higher (sub modulation frequency) than the modulation frequency of the other phase. That is, by shaping the waveform, modulation pulses of only one phase are generated as pulses having a submodulation frequency higher than that of modulation pulses of other phases.
  • a modulation pulse of only one phase may be generated using subcarrier CA 'according to the submodulation frequency higher than the modulation frequency of carrier CA.
  • FIG. 7 exemplarily shows a method of using a microcomputer or the like to generate a modulation pulse according to the submodulation frequency higher than the modulation frequency of the carrier CA.
  • FIG. 7 shows the carrier CA and the count value CT of the timer 17 that virtually realizes the carrier CA, as in FIG.
  • this count value CT is converted into a subcount value CT '.
  • the sub count value CT ' is set such that the period corresponding to "1" of the count value CT is the period corresponding to "2" of the sub count value CT'. That is, the sub-count value CT 'is the output value of the counter (timer) which advances twice faster than the count value CT.
  • the subcount value CT ′ virtually realizes the subcarrier CA ′ in the same way as the count value CT virtually realizes the carrier CA. That is, as shown in FIG.
  • the subcarrier CA 'of the sub modulation frequency higher (here, twice) than the modulation frequency of the carrier CA is obtained.
  • the upstream period or the downstream period of the subcarrier CA ' is a sub reference modulation period TC' which is 1/2 the length of the reference modulation period TC.
  • the reference modulation period TC includes two sub reference modulation periods TC '.
  • voltage commands Vu, Vv, Vw are set in each reference modulation period TC, and switching control signals S1, S3, S5 are generated according to these voltage commands Vu, Vv, Vw.
  • the switching control signal of only one phase (U phase) constituting the single phase active vector section MAV is generated as the adjusted switching control signal S1 'based on the subcarrier CA' of the sub modulation frequency. Then, the adjusted switching control signal S1 'switches the switching element E1 as the switching control signal S1.
  • FIG. 7 shows a single-phase active vector section MAV determined by the relationship between the switching control signal S1 generated based on the reference modulation period TC and the other two phase switching control signals S3 and S5, and the sub reference modulation period TC ′. And both of the adjusted single-phase active vector section AMAV, which is determined by the relationship between the adjusted switching control signal S1 'generated on the basis of the other two-phase switching control signals S3 and S5.
  • the modulation pulse of the U phase is the sum of the total length of the single phase active vector section MAV in two cycles of the reference modulation period TC, that is, one cycle of the carrier CA and the length of the adjusted single phase active vector section AMAV.
  • the case of the switching control signal S1 is the same as the case of the adjusted switching control signal S1 '.
  • the inverter control unit 10 generates a modulation pulse based on the sub modulation frequency, including division and distribution, as a result of which the dead time period can not be satisfied.
  • the generation of the modulation pulse based on the sub modulation frequency may not be performed including the division and distribution of the section MAV.
  • the section allocated to another position after division. (MAV ′ ′) is continuous at the end of the preceding reference modulation period TC and at the beginning of the subsequent reference modulation period TC, and becomes one single-phase active vector section MAV.
  • a single reference modulation period Even if the section (MAV ′ ′) divided at TC and allocated to the head or the end (MAV ′ ′) is not longer than the dead time period, the single-phase active vector section MAV synthesized into one across adjacent reference modulation periods TC is dead It may be more than the time period.
  • each reference modulation period TC single-phase active that is synthesized into one over adjacent reference modulation period TC instead of determining that the section after division (MAV ′ ′) is equal to or longer than the dead time period. It may be determined that the vector interval MAV is greater than or equal to the dead time period.
  • a three-phase alternating current rotating electrical machine is described as an example of the motor M, but the present invention can be applied to a polyphase alternating current rotating electrical machine having more than three phases by those skilled in the art.
  • the present invention can also be applied to a rotating electrical machine control device that controls a multiphase AC rotating electrical machine having more than three phases.
  • the modulation frequency for generating the modulation pulse of only one phase may be higher than the modulation frequency of the other phase, for example, maintaining the modulation frequency for generating the modulation pulse of only one phase, the modulation frequency may be maintained.
  • the modulation frequency of the other phase may be reduced. As described above, since the value of the voltage command of one phase having the single-phase active vector section is high, the value of the voltage command of the other phase becomes relatively low (see FIG. 3). Therefore, reducing the modulation frequency for generating the modulation pulse of the other phase has little effect.
  • the modulation frequency of one phase is 1 and the modulation frequency of the other two phases is 1/2
  • the modulation frequency is 2/3 as a whole and the ripple current is suppressed.
  • Switching loss can also be reduced.
  • Such a change in modulation frequency is also preferred if the resolution of the modulation can be reduced.
  • the modulation frequency of only one phase is doubled in the three-phase alternating current and the modulation frequency of the other phase is maintained at 1 ⁇
  • the modulation frequency is 4/3 as a whole.
  • the switching loss is 4/3 while suppressing the ripple current.
  • the modulation frequency of all three phases is doubled, the switching loss as a whole will be doubled. Therefore, by increasing the modulation frequency of only one phase and maintaining the modulation frequency of the other phase, it is possible to suppress an increase in switching loss while well suppressing the ripple current.
  • the present invention is a rotating electrical machine drive apparatus including an inverter interposed between a DC power supply and an AC rotating electrical machine to convert power between DC power of the DC power supply and AC power of multiple phases of the rotating electrical machine. It is applicable to the rotary electric machine control device to control.
  • Rotary electric machine drive device 3 DC power supply 5: Inverter 10: Inverter control unit 56: DC power supply 50: Control device (Rotary electric machine control device) MAV: single-phase active vector section MAV ′: single-phase active vector section MAV ′ ′: single-phase active vector section AMAV: single-phase active vector section E1 to E6 after adjustment: switching element Iu: U-phase current M: motors S1 to S6: Switching control signal (modulated pulse)
  • CA Carrier CA ': Subcarrier TC: Reference modulation period TC': Sub-reference modulation period

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Abstract

　インバータを連続パルス幅変調方式で駆動する際の電流リップルを低減する。複数相の交流電力に対応するインバータの駆動信号として、所定の変調周波数に応じたパルス幅変調により変調パルスを生成するインバータ制御部は、変調周波数に基づく基準変調期間ＴＣに、複数相の内の１相のみの変調パルスの信号レベルがハイレベルとなる単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを含む場合、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを含む基準変調期間ＴＣにおいて単相アクティブベクトル区間ＭＡＶに信号レベルがハイレベルとなる１相のみの変調パルスＳ１を、他の相の変調周波数よりも高い副変調周波数に応じて生成する。

Description

回転電機制御装置
　本発明は、直流電源の直流電力と回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に関する。
　インバータを備えた回転電機駆動装置を制御する制御装置では、多くの場合パルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御が実施される。パルス幅変調では、出力させる交流電力の波形に応じた電圧指令と、例えば三角波などのキャリア（搬送波）との比較により、矩形パルスを生成して電圧指令を離散的なパルス信号に変調する。インバータを構成するスイッチング素子は、このようなパルス信号によってスイッチングされるため、出力される交流電力の波形は、滑らかな正弦波状とはならず、微細な変動を含んでいる。このような変動成分をリップルと称し、回転電機を流れる電流に生じるリップルをリップル電流と称する。このリップル電流は、回転電機の鉄損などの損失の原因となる。
　リップル電流を抑制する方法として、パルス幅変調のキャリアの周波数を高くする方法が知られている。しかし、キャリアの周波数が高くなると、矩形パルスのパルス数が増加するため、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチング回数も増加し、スイッチング損失が増加する。このため、例えば特開２００９－２９１０１９号公報（特許文献１）には、電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し、電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定することが提案されている（第９～１２段落、請求項１、要約等）。また、特開２００９－１１０２８号公報（特許文献２）には、リップル電流（Ｉｒｐ）と所定の基準値（Ｉｒｐ＃）とを比較して、リップル電流が大きいとき（Ｉｒｐ＞Ｉｒｐ＃）にはキャリアの周波数を上昇させ、逆にリップル電流が小さいとき（Ｉｒｐ≦Ｉｒｐ＃）にはキャリアの周波数を低下させることが提案されている（図７等）。
　特許文献１や特許文献２において提案された技術は、キャリア周波数を高くすることでリップル電流を低減させつつ、キャリア周波数が高くなることによるスイッチング損失の増大を、ある程度抑制可能である。但し、インバータが３相交流などの多相交流と直流との間で電力変換を行う場合、リップル電流も相ごとに発生する。また、リップル電流が最も大きい相は順次移り変わる。このため、キャリア周波数を変化させるとリップル電流が少ない相においてもスイッチング回数が増加して、リップル電流の低減に寄与することなくスイッチング損失が増加する場合がある。従って、スイッチング損失の増加を抑制しながら、より効果的にリップル電流を低減するためには改善の余地がある。
特開２００９－２９１０１９号公報 特開２００９－１１０２８号公報
　上記背景に鑑みて、インバータのスイッチング損失の増加を抑制すると共に、リップル電流を低減することが可能な技術の提供が望まれる。
　上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
　直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
　前記複数相の前記交流電力に対応する前記インバータの複数相のスイッチング素子の駆動信号として、所定の変調周波数に応じたパルス幅変調により変調パルスを生成して、前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
　前記インバータ制御部は、前記変調周波数に基づく基準変調期間に、前記複数相の内の１相のみの前記変調パルスの信号レベルがハイレベルとなる単相アクティブベクトル区間を含む場合、当該単相アクティブベクトル区間を含む前記基準変調期間において当該単相アクティブベクトル区間に信号レベルがハイレベルとなる１相のみの前記変調パルスを、他の相の前記変調周波数よりも高い副変調周波数に応じて生成する点にある。即ち、前記インバータ制御部は、前記変調周波数に基づく基準変調期間に、前記複数相の内の１相のみの前記変調パルスの信号レベルがハイレベルとなる単相アクティブベクトル区間を含む場合、当該単相アクティブベクトル区間を含む前記基準変調期間において当該単相アクティブベクトル区間に信号レベルがハイレベルとなる１相のみの前記変調パルスを、他の相の前記変調周波数よりも高い副変調周波数を有するパルスとして生成する。
　この特徴構成によれば、変調周波数に基づく基準変調期間、例えば、キャリアの１周期や半周期、２周期などに相当する期間に、単相アクティブベクトル区間を含む場合にのみ、変調周波数よりも高い副変調周波数による変調が行われる。即ち、変調周波数よりも高い副変調周波数を有するパルスとして、変調パルスが生成される。その結果、相対的に変調周波数が低い場合には変調周波数が高い場合に比べて単相アクティブベクトル区間の継続時間が長くなる。単相アクティブベクトル区間には電流が増加するが、この継続時間が相対的に長い場合は、短い場合に比べて電流の増加量も大きくなる。このため、単相アクティブベクトル区間と、単相アクティブベクトル区間ではない区間との電流の差が大きくなり、リップル電流の振幅が大きくなる。本特徴構成のように、変調周波数よりも高い副変調周波数によって変調するようにすることで、単相アクティブベクトル区間の継続時間を短くすることができるので、この単相アクティブベクトル区間における電流の増加量が抑制される。その結果、単相アクティブベクトル区間と、単相アクティブベクトル区間ではない区間との電流の差が小さくなり、リップル電流の振幅も小さくなる。
　尚、変調周波数を高くしているだけであるから、１つの単相アクティブベクトル区間の継続時間は短くなるが、単相アクティブベクトル区間が出現する回数が増加するので、単相アクティブベクトル区間の総継続時間は維持される。従って、複数相の交流電力の相間電圧も変調周波数の変更に拘わらず維持される。さらに、本特徴構成によれば、当該単相アクティブベクトル区間を含む基準変調期間において当該単相アクティブベクトル区間に信号レベルがハイレベルとなる１相のみの変調パルスを生成するための変調周波数が副変調周波数に変更され、他の相の変調周波数は変わらない。つまり、インバータのスイッチング損失の増加は、当該１相のみに限定されるから、スイッチング損失の増加が抑制される。このように、本特徴構成によれば、インバータのスイッチング損失の増加を抑制すると共に、リップル電流を低減することが可能となる。
　多くの場合、基準変調期間の中で１カ所にしか出現しない単相アクティブベクトル区間を２カ所以上に分割して配分すれば、基準変調期間を２つ以上に分割したこととほぼ等価となる。基準変調期間は、変調周波数に基づく期間であるから、基準変調期間を２つ以上に分割することは、変調周波数を高くすることとほぼ等価である。従って、１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、前記単相アクティブベクトル区間を、当該単相アクティブベクトル区間を含む前記基準変調期間の中で複数に分割して配分すると好適である。
　ここで、１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部が、前記基準変調期間のそれぞれにおいて前記信号レベルを１回変化させるものである場合、前記インバータ制御部は、前記基準変調期間の先頭及び末尾の内、信号レベルがローレベルである側に、分割した前記単相アクティブベクトル区間を配分すると好適である。この態様によれば、基準変調期間のそれぞれにおいて変調パルスの信号レベルが１回変化するので、基準変調期間の先頭でハイレベルであれば末尾ではローレベルとなり、先頭でローレベルであれば末尾ではハイレベルとなる。従って、ある基準変調期間の先頭側に単相アクティブベクトル区間が存在するとき（先頭においてハイレベルであるとき）、当該基準変調期間の末尾には単相アクティブベクトルは存在せず、信号レベルはローレベルとなる。一方、この基準変調期間に続く基準変調期間では、変調パルスはローレベルから始まり、信号レベルが変化してハイレベルで終わる。つまり、変調パルスは、この基準変調期間の先頭でローレベルであり、末尾でハイレベルである。
　上述したように、１つの態様として、１つの基準変調期間において、分割前に単相アクティブベクトル区間が存在する側とは異なる側である、信号レベルがローレベルである側に、分割した前記単相アクティブベクトル区間を配分することができる。例えば、基準変調期間の先頭に単相アクティブベクトル区間が存在する場合には、末尾の信号レベルがローレベルであり、当該基準変調期間の末尾に分割後の単相アクティブベクトル区間が配分される。また、基準変調周期の末尾に単相アクティブベクトル区間が存在する場合には、先頭の信号レベルがローレベルであり、当該基準変調期間の先頭に分割後の単相アクティブベクトル区間が配分される。この態様によれば、当該基準変調期間の先頭と末尾とに単相アクティブベクトル区間が存在することとなり、仮想的に基準変調期間が２つに分割されることとなって変調周波数を高くすることになる。つまり、この態様によれば、基準変調期間やキャリアを変更することなく、簡単な基準に基づいて単相アクティブ区間を分割し、配分することによって、インバータのスイッチング損失の増加を抑制すると共に、リップル電流を低減することが可能となる。
　ところで、基準変調期間のそれぞれにおいて、信号レベルが１回だけ変化する場合、変調パルスの信号レベルが、基準変調期間の先頭でハイレベルであれば末尾ではローレベルとなり、先頭でローレベルであれば末尾ではハイレベルとなる。従って、アクティブベクトル区間が、ある基準変調期間（Ｘとする）の先頭側に存在すると、次の基準変調期間（Ｙとする）の先頭側には単相アクティブベクトル区間は存在しない。当該次の基準変調期間（Ｙ）にアクティブベクトル区間が存在する場合には、末尾側に存在することになる。ここで、基準変調期間の先頭側に存在するアクティブベクトル区間（Ａとする）を分割すると、分割後の単相アクティブベクトル区間の一方（Ａ’とする）は元の位置に残され、他方（Ａ”とする）は末尾に配分される。一方、この基準変調期間（Ｘ）の次の基準変調期間（Ｙ）の末尾側に存在するアクティブベクトル区間（Ｂとする）を分割すると、分割後の単相アクティブベクトル区間の一方（Ｂ’とする）は元の位置に残され、他方（Ｂ”とする）は先頭に配分される。つまり、隣接する２つの基準変調期間（Ｘ，Ｙ）において分割後に元の位置とは異なる位置へ配分される各単相アクティブベクトル区間（Ａ”，Ｂ”）は、２つの基準変調期間（Ｘ，Ｙ）の境において連続し、１つのアクティブベクトル区間（Ｃ＝Ａ”＋Ｂ”）となる。
　ここで、分割前の２つの単相アクティブベクトル区間（Ａ，Ｂ）の長さが同じであると仮定する。そして、Ａ’とＡ”、Ｂ’とＢ”との比率が“２：１”となるように元のアクティブベクトル区間が分割されると、Ａ’とＢ’とＣ（＝Ａ”＋Ｂ”）との長さが同一であるから、“Ａ’：Ｂ’：Ｃ＝１：１：１”となる。つまり、２つのアクティブベクトル区間が均等に３つのアクティブベクトル区間に配分される。尚、分割前の２つの単相アクティブベクトル区間（Ａ，Ｂ）の長さが異なっていても、各アクティブベクトル区間から一定の割合で異なる位置へ配分されることになるから、全体としてアクティブベクトル区間は、ほぼ均等に設定されることになる。また、２つの単相アクティブベクトル区間を３つの単相アクティブベクトル区間に再配分しているが、これは、２つのアクティブベクトル区間の中間に１つずつ新たなアクティブベクトル区間を設定していくことと、ほぼ等価である。従って、アクティブベクトル区間の間隔がほぼ均等となり、リップル電流の振幅もほぼ一定に抑制される。このように、１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、前記基準変調期間において分割前の前記単相アクティブベクトル区間が存在する側に残す区間と別の側に配分される区間との比が２対１となるように、前記単相アクティブベクトル区間を分割すると好適である。
　また、本発明に係る回転電機制御装置は、前記副変調周波数に応じて生成された前記変調パルスに含まれる前記単相アクティブベクトル区間が、前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で変化させる際に、前記インバータの１相のレッグを構成する上段側アームの前記スイッチング素子及び下段側アームの前記スイッチング素子が共にオフ状態にスイッチングされる期間であるデッドタイム期間以上の長さに設定されると好適である。直流電源の正極と負極との間に直列接続されて相補的にオン状態となる上段側アームのスイッチング素子と下段側アームのスイッチング素子とは、両アームのスイッチング素子が一時的にでも同時にオン状態となった場合に、直流電源を短絡させてしまう。従って、両アームスイッチング素子の一方がオン状態からオフ状態へ、他方がオフ状態からオン状態へと遷移する際には、両アームのスイッチング素子が共にオフ状態となるようにスイッチングされる期間であるデッドタイム期間が設定される。このデッドタイム期間は、インバータの安全性を確保するために必ず設けなければならない期間であるから、分割後の単相アクティブベクトル区間の長さは、このデッドタイム期間以上の長さに設定されると好適である。尚、１つの態様として、インバータ制御部は、分割後の単相アクティブベクトル区間の長さがこのデッドタイム期間以上の長さに設定可能か否かに応じて、単相アクティブベクトル区間の分割を行うか否かを決定するようにしてもよい。
回転電機制御装置を含むシステム構成例を模式的に示すブロック図 インバータを含む回転電機駆動装置の構成例を模式的に示すブロック図 連続パルス幅変調の原理を示す説明図 分割前の単相アクティブベクトル区間を含む変調パルスの一例を示す波形図 分割後の単相アクティブベクトル区間を含む変調パルスの一例を示す波形図 単相アクティブベクトル区間を分割し配分する一例を示す波形図 副変調周波数に応じたサブキャリアに基づく変調パルスの一例を示す波形図
　以下、本発明の実施形態を、ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両の駆動源及び当該車両の直流電源への回生源となる回転電機を制御する回転電機制御装置を例として、図面に基づいて説明する。本実施形態では、回転電機制御装置が、内燃機関と回転電機とが協働するハイブリッド自動車に搭載される回転電機を制御する場合を例として説明する。説明を容易にするために、本実施形態では、１つの回転電機を制御する場合を例として説明するが、複数の回転電機を制御する回転電機制御装置にも本発明を適用することが可能である。尚、以下、回転電機を適宜、モータと称して説明するが、これは、電動機及び発電機として機能する回転電機を指す。
　図１のブロック図は、そのようなモータＭの制御装置５０（回転電機制御装置）を含む車両のシステム構成の一例を模式的に示している。図１に示すように、本実施形態では、交流の回転電機として３相同期モータＭが備えられている。図１に示すように、モータＭは、インバータ５を備えた回転電気駆動装置１を介して、直流電源３と電気的に接続される。この直流電源３は、バッテリであっても良いし、バッテリ及びバッテリの出力電圧を昇圧するコンバータを含むものであってもよい。本実施形態では、図２に示すように直流電源３としてバッテリを例示している。インバータ５は、直流電源３から出力される直流電力を３相交流電力（多相交流電力）に変換する。変換された３相交流電力によって、電動機として機能するモータＭが駆動される。また、インバータ５は、モータＭが発電機として機能する場合には、発電された３相交流電力を直流電力に変換して直流電源３に回生する。
　インバータ５は、よく知られているようにスイッチング素子を用いた複数相（ここでは３相）のブリッジ回路により構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合を例として説明する。
　図２に示すように、インバータ５の直流の正極側と直流の負極側との間には、２つのＩＧＢＴが直列に接続された１相分のレッグが構成され、このレッグが３回線並列接続される。つまり、モータＭのＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応するステータコイルのそれぞれに一組のレッグが対応したブリッジ回路が構成される。各レッグの上段側のＩＧＢＴ（Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５）のコレクタはインバータ５の直流の正極側に接続され、エミッタは各レッグの下段側のＩＧＢＴ（Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６）のコレクタに接続される。また、各レッグの下段側のＩＧＢＴ（Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６）のエミッタは、インバータ５の直流の負極側（例えば、グラウンド）に接続される。各レッグにおいて対となるＩＧＢＴの中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点は、モータＭの３相のステータコイルにそれぞれ接続される。ＩＧＢＴには、それぞれ、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形でフリーホイールダイオード（還流ダイオード）が並列に（逆並列に）接続される。各ＩＧＢＴのゲートは、後述するドライバ回路５５を介してＥＣＵ（electronic control unit）５０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。
　ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。本実施形態では、ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータであるＣＰＵ（central processing unit）５１と、インターフェース回路５２と、その他の周辺回路等とを有して構成される。ＣＰＵ５１は、回転電機制御プログラムを実行するコンピュータであり、本発明の回転電機制御装置に相当する制御装置５０の中核となる。インターフェース回路５２は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。ドライバ回路５５は、インバータ５のスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６を駆動する駆動信号（スイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６）の電圧を変換する回路である。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート）に入力される駆動信号は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の電源電圧よりも高い電圧を必要とする。このため、駆動信号は、ドライバ回路５５を介して電圧変換（例えば昇圧）された後、インバータ５に入力される。
　本実施形態のＣＰＵ５１は、例えば、ＣＰＵコア１１と、プログラムメモリ１２と、パラメータメモリ１３と、ワークメモリ１４と、通信制御部１５と、Ａ／Ｄコンバータ１６と、タイマ１７と、ポート１８とを有して構成される。ＣＰＵコア１１は、ＣＰＵ５１の中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成される。つまり、ＣＰＵコア１１を主として、ワークメモリ１４やタイマ１７なども含むハードウェアと、プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３に格納されたプログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働により、制御装置５０の中核が構成される。
　プログラムメモリ１２は、モータ制御プログラム（回転電機制御プログラム）が格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ１３は、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。尚、パラメータメモリ１３は、プログラムメモリ１２と区別することなく構築されてもよい。また、プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３は、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリ１４は、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリ１４は、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。
　通信制御部１５は、車両内の他のシステムとの通信を制御する。例えば、車両内のＣＡＮ（controller area network）などのネットワークを介して、走行制御システム６０や、その他のシステム、センサ等との通信を制御する。本実施形態では、ＣＰＵ５１は、通信制御部１５を介して、走行制御システム６０から、モータ制御指令Ｈｒ（例えば、モータＭに対する要求トルク）を受け取り、これに基づいて、モータＭを制御する。
　Ａ／Ｄコンバータ１６は、アナログの電気信号をデジタルデータに変換する。本実施形態では、モータＭの各ステータコイルに流れるモータ電流の検出結果を電流センサ５８から受け取り、デジタルデータに変換する。本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相電流の全てが非接触型の電流センサ５８により検出される場合を例示している。但し、３相電流は平衡しており、その瞬時値はゼロであるので、２相分のみの電流を検出し、残る１相はＣＰＵ５１において演算により求めてもよい。また、本例では、Ａ／Ｄコンバータ１６が複数のアナログ入力を有しているように図示しているが、必ずしも複数の入力を有する必要はない。例えば、インターフェース回路５２にマルチプレクサを備えて、時分割により複数の電流値を取得してもよい。
　ところで、交流モータを制御する方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、交流モータの３相各相のステータコイルに流れるコイル電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向に準じた第１軸（例えば、磁界の方向に沿ったｄ軸）と、第１軸に直交する第２軸（例えばｑ軸）との２相のベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。本実施形態においては、このｄ－ｑ軸ベクトル空間（ｄ－ｑ軸直交座標系）におけるベクトル制御を採用した場合を例として説明する。
　ベクトル制御における座標変換に際しては、モータＭの回転状態をリアルタイムで知る必要がある。従って、図１に示すように、モータＭの近傍にレゾルバなどの回転検出センサ５９が備えられる。その検出結果は、上述したように、ＣＰＵ５１のポート１８を介して、ＣＰＵコア１１内のレジスタやワークメモリ１４に伝達される。制御装置５０は、回転検出センサ５９の回転検出信号Ｒに基づいて、ロータ位置（電気角θ）や、回転速度（角速度ω）を求める。尚、回転検出センサ５９が直接、電気角θや角速度ωを出力するものであってもよい。
　図２に示すように、制御装置５０は、ベクトル制御によりインバータ５を含む回転電機駆動装置を制御する機能部として、インバータ制御部１０を備えて構成されている。インバータ制御部１０は、走行制御システム６０から与えられるモータ制御指令（走行制御指令）Ｈｒに基づいて、各モータＭを制御するための要求トルクであるトルク指令を演算し、それぞれのトルク指令に応じて電流フィードバック制御のための２相の目標電流である電流指令ｉｄ，ｉｑを設定する。電流指令ｉｄ，ｉｑは、上述したｄ軸及びｑ軸に対応して設定される目標電流である。続いて、インバータ制御部１０は、電流指令ｉｄ，ｉｑと、フィードバックされたモータ電流との偏差に基づいて、例えば比例積分制御（ＰＩ制御）や、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を行い、目標電圧である電圧指令ｖｄ，ｖｑを設定する。尚、電流センサ５８により検出されるモータ電流は、３相電流であるから、電気角θに基づいて２相電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換される。そして、電流指令ｉｄ，ｉｑと２相モータ電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差、及び、角速度ωに基づいて、ＰＩＤ制御が行われ、電圧指令ｖｄ，ｖｑが演算される。
　次に、インバータ制御部１０は、電圧指令ｖｄ，ｖｑに基づいて、インバータ５の３相のＩＧＢＴを駆動するスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６（変調パルス）を生成する。インバータ制御部１０は、２相の電圧指令ｖｄ，ｖｑを、電気角θに基づいて３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに座標変換する。そして、インバータ制御部１０は、インバータ５を構成する各ＩＧＢＴのスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。スイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ６は、パルス幅変調によって生成される。
　パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調や空間ベクトルパルス幅変調などの連続パルス幅変調（ＣＰＷＭ：continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ：discontinuous PWM）などの方式がある。ＤＰＷＭは、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる方式である。ＣＰＷＭは、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される方式である。これらの変調方式は、モータＭに求められる回転速度やトルクなどの運転条件、そして、その運転条件を満足するために必要な変調率（３相交流の相間電圧の実効値に対する直流電圧の割合）に応じて決定される。ここでは、変調方式として、ＣＰＷＭが選択されている場合について説明する。
　ここで、図３を参照してＣＰＷＭの原理について説明する。図３において、上段は、キャリアＣＡと３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの関係を示しており、下段は、３相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５（変調パルス）を示している。Ｕ相の上段アームのスイッチング素子Ｅ１を駆動するスイッチング制御信号Ｓ１は、Ｕ相の電圧指令ＶｕがキャリアＣＡ以上の場合に信号レベルがハイレベル（Ｈ）となり、電圧指令ＶｕがキャリアＣＡより小さい場合に信号レベルがローレベル（Ｌ）となる変調パルスである。Ｖ相の上段アームのスイッチング素子Ｅ３を駆動するスイッチング制御信号Ｓ３、及び、Ｗ相の上段アームのスイッチング素子Ｅ５を駆動するスイッチング制御信号Ｓ５も、同様にキャリアＣＡと電圧指令Ｖｖ、及び、電圧指令Ｖｗとに基づいて生成される。
　尚、各相の下段側アームのスイッチング素子Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６は、共にオフ状態となる場合を除いて上段側アームのスイッチング素子Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５と相補的にスイッチングする。従って、以下の説明においては、３相のスイッチング制御信号（変調パルス）として、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５を代表として扱う。インバータ制御部１０は、複数相の交流電力に対応するインバータ５の複数相のスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６の駆動信号として、所定の変調周波数に応じたパルス幅変調（ＣＰＷＭ）により変調パルスを生成して、インバータ５を制御する。
　ところで、３相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５の相互の関係をみると、複数相の内の１相のみの変調パルスの信号レベルがハイレベルとなる区間が存在することが判る（図３の符号ＭＡＶ）。ここでは、この区間を「単相アクティブベクトル区間」と称する。また、複数相の全ての相の変調パルスの信号レベルがハイレベルやローレベルとなる区間も存在する（図３の符号ＮＶ）。ここでは、この区間を「ゼロベクトル区間」又は「ヌルベクトル区間」と称する。尚、単相アクティブベクトル区間を含め、信号レベルがハイレベルとなる相と、ローレベルとなる相とが存在する区間を「アクティブベクトル区間」と称する。これらの区間を規定する単相アクティブベクトル、ゼロベクトル、アクティブベクトルは、ベクトル制御における空間ベクトルである。
　ベクトル制御においては、例えば上段側アームの３相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５の信号レベルの組み合わせによって８つの空間ベクトルを定義することができる。各スイッチング制御信号の信号レベルがハイレベルの場合を“１”、ローレベルの場合を“０”として、（ＵＶＷ）で示される空間ベクトルは以下の８つとなる。即ち、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）の８つである。尚、上述したように、下段側アームの３相のスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６については、それぞれ上段側アームのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５と相補的な信号レベルとなる。従って、３相のインバータ５をスイッチング制御するための空間ベクトルは上述した８つに代表される。
　上記、８つの空間ベクトルの内、（０００），（１１１）は、相間電圧がゼロとなってモータＭに電流が流れないためにゼロベクトル又はヌルベクトルと称される。これに対して、他の６つの空間ベクトルは、アクティブベクトルと称される。アクティブベクトルの内、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の何れか１つの値のみが“１”となる空間ベクトル、（００１），（０１０），（１００）の３つは、複数相の内の１相のみの変調パルスの信号レベルがハイレベルとなっている際の空間ベクトルである。従って、これら３つの空間ベクトルを「単相アクティブベクトル」と称する。単相アクティブベクトルは、図３に破線の領域Ｇで示すように、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの値が高い領域に出現する。
　図３の下段には、Ｕ相電流Ｉｕを模式的に示している。図３に示すように、ゼロベクトルではない期間（単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを含むアクティブベクトル区間）には電流が増加し、ゼロベクトル区間ＮＶにはステータコイルには電流が流れなくなる。つまり、アクティブベクトル区間では、直流電源３とモータＭとがインバータ５を介して接続されて電流が流れるが、ゼロベクトル区間ＮＶでは、直流電源３とモータＭとの間に電流が流れず、インバータ５とモータＭとの間で電流が還流するためである。尚、インバータ５とモータＭとの間で還流する電流は、抵抗損失等によって消費される。図３のＵ相電流Ｉｕの波形より明らかなように、アクティブベクトル区間とゼロベクトル区間ＮＶとの電流に差が生じることから、モータＭのステータコイルを流れる電流には、リップルが生じる。このリップル（リップル電流）の振幅は、アクティブベクトル区間とゼロベクトル区間ＮＶとの電流の増減幅に相当する。
　図４は、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを含む期間を拡大したスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５の波形を模式的に示している。インバータ制御部１０は、ＣＰＷＭ方式により、所定の変調周波数に応じて変調パルスを生成する。この変調周波数は、図３及び図４に示すキャリアＣＡの周波数である。本実施形態では、このキャリアＣＡの半周期、つまり三角波のキャリアＣＡの波形が谷（ボトム）から山（ピーク）へ向かう期間と、山から谷へ向かう期間とを基準変調期間ＴＣとして変調パルスを生成する。
　インバータ制御部１０は、アクティブベクトル区間とゼロベクトル区間ＮＶとの電流の増減幅を抑制して、リップル電流の振幅を低減させる。具体的には、リップル電流の周波数を高くすることによって、リップル電流の１周期当たりの振幅を抑制する。リップル電流の周波数を高くする方法の１つは、キャリアＣＡの周波数を高くすることである。しかし、キャリアＣＡの周波数を単純に高くすると、インバータ５におけるスイッチング素子Ｅ１～Ｅ６のスイッチング回数が増加して、スイッチング損失を増加させてしまう。そこで本実施形態では、複数相の内の１相のみのキャリアＣＡの周波数を高くすることによってリップル電流の周波数を高くする。本実施形態では、空間ベクトル（０００）で表されるゼロベクトル区間ＮＶの間に、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを設定することによって、仮想的に１相のみのキャリアＣＡの周波数を高くする。
　具体的には、上述した基準変調期間ＴＣに単相アクティブベクトル区間ＭＡＶが含まれる場合に、当該単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを分割して、同じ基準変調期間ＴＣの中の異なるタイミングに分配する。図４に示すように、基準変調期間ＴＣの中に単相アクティブベクトル区間ＭＡＶが含まれる場合には、当該基準変調期間ＴＣの中で、全相の信号レベルがローレベルとなるゼロベクトル区間ＮＶが存在する。従って、分割後の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶは、ゼロベクトル区間ＮＶに配置される。
　図４に示すように、本実施形態では、インバータ制御部１０は、基準変調期間ＴＣのそれぞれにおいて信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で１回変化させる。図４に示す例においては、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５は、共に、キャリアＣＡが山から谷へ向かう下り期間（第１期間ＴＣ１）に対応する基準変調期間ＴＣにおいてローレベルからハイベルに１回変化し、キャリアＣＡが谷から山へ向かう上り期間（第２期間ＴＣ２）に対応する基準変調期間ＴＣにおいてハイレベルからローベルに１回変化している。尚、キャリアＣＡの下り期間及び上り期間に対する第１期間及び第２期間の呼称は、単に区別のためのものであって何ら順序を規定するものではない。当然ながら、第１期間と第２期間との呼称が反対であってもよい。
　第１期間ＴＣ１は、全相の信号レベルがローレベルであるゼロベクトル区間ＮＶから始まり、最初にスイッチング制御信号Ｓ１がハイレベルとなり、その後、スイッチング制御信号Ｓ５、スイッチング制御信号Ｓ３の順にハイレベルとなる。つまり、第１期間ＴＣ１の先頭は、全相ローレベルのゼロベクトル区間ＮＶであり、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶ及びアクティブベクトル区間を経て、末尾は全相ハイレベルのゼロベクトル区間ＮＶとなる。第２期間ＴＣ２は、全相の信号レベルがハイレベルであるゼロベクトル区間ＮＶから始まり、スイッチング制御信号Ｓ３、スイッチング制御信号Ｓ５、スイッチング制御信号Ｓ１の順にローレベルとなる。つまり、第２期間ＴＣ２の先頭は、全相ハイレベルのゼロベクトル区間ＮＶであり、アクティブベクトル区間及び単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを経て、末尾は、全相ローレベルのゼロベクトル区間ＮＶとなる。このように、図４に示す基準変調期間ＴＣの中には、スイッチング制御信号Ｓ１のみがハイレベルとなり、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５がローレベルとなる単相アクティブベクトル区間ＭＡＶが存在する。
　インバータ制御部１０は、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを含む基準変調期間ＴＣの中で当該単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを複数（ここでは２つ）に分割して、同一の基準変調期間ＴＣのゼロベクトル区間ＮＶの範囲内に配分する。具体的には、基準変調期間ＴＣの先頭及び末尾の内、信号レベルがローレベルである側に、分割した単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを配分する。即ち、インバータ制御部１０は、図４の第１期間ＴＣ１のように、基準変調期間ＴＣの先頭において分割・配分対象の変調パルスの信号レベルがローレベルである場合には、当該基準変調期間ＴＣの先頭に分割後の一方の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを配分する。また、インバータ制御部１０は、図４の第２期間ＴＣ２のように、基準変調期間ＴＣの先頭において分割・配分対象の変調パルスの信号レベルがハイレベルであった場合には、末尾の信号レベルがローレベルであるから、当該基準変調期間ＴＣの末尾に分割後の一方の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを配分する。
　本実施形態では、インバータ制御部１０は、基準変調期間ＴＣにおいて分割前の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶが存在する側に残す区間（ＭＡＶ’）と、他の位置へ配分される区間（ＭＡＶ”）との比が２対１となるように、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを分割する。図４に示すように、第１期間ＴＣ１の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの期間Ｔ１の内、１／３に相当する期間Ｔ２を有する区間（ＭＡＶ”）が第１期間ＴＣ１の先頭に配分され、２／３に相当する区間（ＭＡＶ’）は元の位置に残る。また、第２期間ＴＣ２の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶ（期間Ｔ３）の内、１／３に相当する期間Ｔ４を有する区間（ＭＡＶ”）が第２期間ＴＣ２の末尾に配分され、２／３に相当する区間（ＭＡＶ’）は元の位置に残る。
　ここで、例えば、上り期間である第２期間ＴＣ２に続く下り期間である第１期間（以後、区別のため「第３期間ＴＣ３」と称する。）の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの期間Ｔ５が、第２期間ＴＣ２の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの期間Ｔ３と同じであるとする。第３期間ＴＣ３の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの期間Ｔ５の１／３に相当する期間Ｔ６は、第３期間ＴＣ３の先頭に配分され（ＭＡＶ”）、２／３は元の位置に残る（ＭＡＶ’）。第２期間ＴＣ２から第３期間ＴＣ３まで続けて見ると、３つ存在する単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの長さは、それぞれ、期間Ｔ３の２／３、期間Ｔ３の２／３（＝１／３＋１／３）、期間Ｔ３の２／３となる。つまり、第２期間ＴＣ２から第３期間ＴＣ３の２つの単相アクティブベクトル区間ＭＡＶは、均等な幅で３つの単相アクティブベクトル区間ＭＡＶに分割されて配分されたことになる（図５参照）。第２期間ＴＣ２と第３期間ＴＣ３とに含まれる単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの合計の長さは分割の前後で同じである。また、分割前の、第２期間ＴＣ２及び第３期間ＴＣ３におけるアクティブ区間の期間Ｎ３及び期間Ｎ５との合計（図４参照）と、分割後の第２期間ＴＣ２及び第３期間ＴＣ３におけるアクティブベクトル区間の期間Ｎ３’、期間Ｎ４、期間Ｎ５’の合計（図５参照）も同じである。
　単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの分割・配分の前後において単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの総和、アクティブベクトル区間の長さの総和は同じである。従って、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの分割・配分の前後において３相の線間電圧は維持され、分割・配分前と同等の電圧をモータＭに印加することができる。つまり、モータＭに印加する電圧を維持したままで、リップル電流を抑制することが可能となる。
　以上、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを分割し、配分する概念について説明した。以下、図６を参照して、実際にマイクロコンピュータなどを用いて単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの分割・配分を実現する手法について説明する。上述したように、本実施形態のインバータ制御部１０は、ＣＰＵ５１を中核として構成されている。ＣＰＵ５１においてキャリアＣＡは、タイマ１７（カウンタと同義）やタイマ１７と協働するレジスタなどによって仮想的に実現される。具体的には、図６の下段に示すように、キャリアＣＡの下り期間に相当する第１期間ＴＣ１及び上り期間に相当する第２期間ＴＣ２の長さに対応する基準変調期間ＴＣは、タイマ１７によるカウント値ＣＴによって規定される。ここでは、１０進数で０～９９の１００カウントによって、基準変調期間ＴＣが設定されている場合を例示している。
　また、下り期間（第１期間ＴＣ１）と上り期間（第２期間ＴＣ２）との区別は、別のカウント値ＣＴＳによって規定される。本実施形態では、カウント値ＣＴＳが“０”の場合が下り期間（第１期間ＴＣ１）であり、カウント値ＣＴＳが“１”の場合が上り期間（第２期間ＴＣ２）である。尚、同一のカウント値の上位ビットによって下り期間と上り期間の区別を表し、下位ビットによって基準変調期間ＴＣの長さを表してもよい。また、本実施形態では、上り期間及び下り期間共に、値が増加するアップカウンタ方式で規定する例を示したが、例えば、上り期間はアップカウンタ方式で規定し、下り期間は値が減少するダウンカウンタ方式で規定してもよい。このようなアップダウンカウンタ方式を採用すると、カウント値によって山や谷を表現することが可能である。
　ここで、第１期間ＴＣ１において、スイッチング制御信号Ｓ１の電圧指令Ｖｕとして“２９”が設定され、スイッチング制御信号Ｓ３の電圧指令Ｖｖとして“８９”が設定され、スイッチング制御信号Ｓ５の電圧指令Ｖｗとして“５９”が設定されているとする。第１期間ＴＣ１の先頭での信号レベルは全てローレベルであり、それぞれの変調パルスの第１期間ＴＣ１の先頭からのローレベルの長さは、スイッチング制御信号Ｓ１が“３０”、スイッチング制御信号Ｓ３が“９０”、スイッチング制御信号Ｓ５が“６０”となる。図６に示すように、この場合には、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの期間Ｔ１は、カウント値ＣＴの“３０”に相当する長さとなる。これを“Ｔ１＝３０”と表す。この単相アクティブベクトル区間ＭＡＶが、元の位置に残す区間（ＭＡＶ’）と別の位置に配分される区間（ＭＡＶ”）との比率が“２：１”となるように分割される。配分される区間（ＭＡＶ”）の期間Ｔ２は、期間Ｔ１の１／３の長さであるから、“Ｔ２＝Ｔ１／３＝１０”となる。そして、この演算結果を用いて、スイッチング制御信号Ｓ１の電圧指令Ｖｕが調整される。
　上述したように、スイッチング制御信号Ｓ１は、第１期間ＴＣ１の先頭において信号レベルがローレベルであり、当該基準変調期間ＴＣ（第１期間ＴＣ１）の期間内に１回信号レベルが変化して末尾においてハイレベルとなる信号である。このため、例えば、電圧指令Ｖｕは、基準変調期間ＴＣの先頭における信号レベルを示す情報“Ｌ”（又は“０”）と、期間内での１回の変化点を示す情報“２９”とを有して構成される。
　単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを分割し、信号レベルがローレベルであった基準変調期間ＴＣの先頭に配分する場合には、電圧指令Ｖｕは、さらに、もう１回分の変化点を示す情報を有するように調整される。この場合には、分割された期間Ｔ２（＝１０）を基準変調期間ＴＣの先頭に配分するので、基準変調期間ＴＣの先頭における信号レベルを変更し、期間Ｔ２を経てハイレベルからローレベルへ変化する変化点の情報を追加する。また、元の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの期間Ｔ１は、分割された期間Ｔ２の分だけ短くなるので、変化点が期間Ｔ２に相当する分（＝１０）だけ末尾側にずれることとなる。つまり、電圧指令Ｖｕは、基準変調期間ＴＣの先頭における信号レベルを示す情報“Ｈ” （又は“１”）と、期間内での１回目の変化点を示す情報“９”と、２回目の変化点を示す情報“３９（＝２９＋１０）”とを有するように調整される。
　第１期間ＴＣ１に続く第２期間ＴＣ２も同様である。スイッチング制御信号Ｓ１は、第２期間ＴＣ２の先頭において信号レベルがハイレベルであり、当該基準変調期間ＴＣ（第２期間ＴＣ２）の期間内に１回信号レベルが変化して末尾においてローレベルとなる。例えば、電圧指令Ｖｕは、基準変調期間ＴＣの先頭における信号レベルを示す情報“Ｈ” （又は“１”）と、期間内での１回の変化点を示す情報“６９”とを有して構成されている。
　上述したように、電圧指令Ｖｕは、さらに、もう１回分の変化点を示す情報を有するように調整される。第２期間ＴＣ２では、分割された期間Ｔ４（＝１０）を基準変調期間ＴＣの末尾に配分するので、基準変調期間ＴＣの先頭における信号レベルには変更はない。元の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの期間Ｔ３を、分割される期間Ｔ４の分だけ短くするため、１回目の変化点は期間Ｔ４に相当する分（＝１０）だけ先頭側にずれることとなる。さらに、末尾の手前に期間Ｔ４（＝１０）だけハイレベルの期間を設定するために、２回目の変化点が末尾から期間Ｔ４（＝１０）分、先頭側に設定される。つまり、電圧指令Ｖｕは、基準変調期間ＴＣの先頭における信号レベルを示す情報“Ｈ” （又は“１”）と、期間内での１回目の変化点を示す情報“５９（＝６９－１０）”と、２回目の変化点を示す情報“８９（＝９９－１０）”とを有するように調整される。
　このように、基準変調期間ＴＣの期間内における変化点が１つから２つに増加するので、基準変調期間ＴＣの周期が短くなったこと、つまり、変調周波数（キャリアＣＡの周波数）が高くなったことと等価である。また、本実施形態のように、マイクロコンピュータなどによりインバータ制御部１０が構成される場合、上述したように各基準変調期間ＴＣの中で分割と配分とが完結すると、プログラムへの影響も少なく好適である。つまり、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの分割・配分を実施しない場合とほぼ同様のプログラムを利用して、リップル電流を抑制することができる。また、各基準変調期間ＴＣにおいて、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの占める割合は維持されている。従って、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの分割・配分の前後においてモータＭに印加される３相の相間電圧が維持された状態でリップル電流を抑制することが可能となる。
　ところで、図４～図６を用いて例示した実施形態においては、実際にはキャリアＣＡの周波数を高くしたり、基準変調期間ＴＣの周期を短くしたりすることなく、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを構成する変調パルスの波形を整形することによって、結果的に１相のみの変調パルスの変調周波数を他の相の変調周波数よりも高い周波数（副変調周波数）にした。つまり、波形の成形によって、１相のみの変調パルスが、他の相の変調パルスの変調周波数よりも高い副変調周波数を有するパルスとして生成された。しかし、実際にキャリアＣＡの変調周波数よりも高い副変調周波数に応じたサブキャリアＣＡ’を用いて当該１相のみの変調パルスを生成してもよい。図７は、図６と同様に、実際にマイクロコンピュータなどを用いてキャリアＣＡの変調周波数よりも高い副変調周波数に応じて変調パルスを生成する手法を例示している。
　図７の上段には、図６と同様にキャリアＣＡと、キャリアＣＡを仮想的に実現するタイマ１７のカウント値ＣＴを示している。ここで、このカウント値ＣＴをサブカウント値ＣＴ’に変換する。例えば、図７に示すように、カウント値ＣＴの“１”に相当する期間が、サブカウント値ＣＴ’の“２”に相当する期間となるようにサブカウント値ＣＴ’を設定する。つまり、サブカウント値ＣＴ’はカウント値ＣＴよりも２倍早く進むカウンタ（タイマ）の出力値となる。カウント値ＣＴが仮想的にキャリアＣＡを実現するのと同じように、サブカウント値ＣＴ’は仮想的にサブキャリアＣＡ’を実現する。つまり、図７に示すように、キャリアＣＡの変調周波数よりも高い（ここでは２倍の）副変調周波数のサブキャリアＣＡ’となる。サブキャリアＣＡ’の上り期間又は下り期間は、基準変調期間ＴＣの１／２の長さの副基準変調期間ＴＣ’となる。換言すれば、基準変調期間ＴＣは、２つの副基準変調期間ＴＣ’を含むことになる。
　上述したように、各基準変調期間ＴＣにおいて、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが設定され、これら電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５が生成される。ここでは、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを構成する１相（Ｕ相）のみのスイッチング制御信号が副変調周波数のサブキャリアＣＡ’に基づく調整後スイッチング制御信号Ｓ１’として生成される。そして、この調整後スイッチング制御信号Ｓ１’が、スイッチング制御信号Ｓ１としてスイッチング素子Ｅ１をスイッチングする。
　図７に示した例では、副基準変調期間ＴＣ’は基準変調期間ＴＣの１／２の長さであり、２つの副基準変調期間ＴＣ’に同一の電圧指令Ｖｕが与えられるとソフトウェア等の構成を大きく変える必要がなく好適である。図７には、基準変調期間ＴＣに基づいて生成されるスイッチング制御信号Ｓ１と他の２相のスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５との関係で定まる単相アクティブベクトル区間ＭＡＶと、副基準変調期間ＴＣ’に基づいて生成される調整後スイッチング制御信号Ｓ１’と他の２相のスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５との関係で定まる調整後単相アクティブベクトル区間ＡＭＡＶとの双方を示している。基準変調期間ＴＣの２回分、即ち、キャリアＣＡの１周期内における単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの合計の長さと、調整後単相アクティブベクトル区間ＡＭＡＶの長さの合計は、Ｕ相の変調パルスが、スイッチング制御信号Ｓ１の場合と調整後スイッチング制御信号Ｓ１’の場合とで同一となる。
　ところで、直流電源３の正極と負極との間に直列接続されて相補的にオン状態となる上段側アームのスイッチング素子と下段側アームのスイッチング素子とは、両アームのスイッチング素子が一時的にでも同時にオン状態となった場合に、直流の正負両極を短絡させてしまう。従って、両アームのスイッチング素子の一方がオン状態からオフ状態へ、他方がオフ状態からオン状態へと遷移する際には、両アームのスイッチング素子がオフ状態となるようにスイッチングされる期間であるデッドタイム期間が設定される。このデッドタイム期間は、インバータ５の安全性を確保するために必ず設けなければならない期間である。従って、分割後の単相アクティブベクトル区間ＭＡＶ（特に元の位置とは別の位置に配分される区間（ＭＡＶ”））の長さや、調整後単相アクティブベクトル区間ＡＭＡＶの長さは、このデッドタイム期間以上の長さに設定される。インバータ制御部１０は、分割・配分を含め、副変調周波数に基づいて変調パルスを生成した結果、デッドタイム期間を満足できない場合には、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶの分割・配分を含めて、副変調周波数に基づく変調パルスの生成が実施されないようにしてもよい。
　尚、上述したようにキャリアＣＡの谷と山との間に基準変調期間ＴＣが設定され、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶが分割・配分される場合には、分割後に別の位置に配分される区間（ＭＡＶ”）は、先行する基準変調期間ＴＣの末尾と、続く基準変調期間ＴＣの先頭において連続し、１つの単相アクティブベクトル区間ＭＡＶとなる。このような場合には、単独の基準変調期間ＴＣにおいて分割され、先頭又は末尾に配分される区間（ＭＡＶ”）がデッドタイム期間以上でなくても、隣接する基準変調期間ＴＣにまたがって１つに合成される単相アクティブベクトル区間ＭＡＶがデッドタイム期間以上となる場合がある。従って、各基準変調期間ＴＣで、分割後の区間（ＭＡＶ”）がデッドタイム期間以上であることを判定するのではなく、隣接する基準変調期間ＴＣにまたがって１つに合成される単相アクティブベクトル区間ＭＡＶがデッドタイム期間以上であることを判定してもよい。
〔その他の実施形態〕
　以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
（１）上記実施形態においては、モータＭとして３相交流回転電機を例示して説明したが、当業者であれば３相を超える多相交流回転電機にも本発明を適用可能であろう。空間ベクトルの内、単相アクティブベクトルが出現する区間を分割して配分することによって、３相交流回転電機と同様の効果を得ることが可能である。従って、本発明は、３相を超える多相交流回転電機を制御対象とする回転電機制御装置にも適用することができる。
（２）上記実施形態においては、分割元と配分先との比率が２対１となるように、単相アクティブベクトル区間ＭＡＶを分割して配分する例を示した。しかし、これに限定されることなく、１対１など他の割合で分割、配分することを妨げるものではない。
（３）上記実施形態においては、１相のみの変調パルスを、他の相の変調周波数よりも高い副変調周波数に応じて生成する例を示した。ここで、当該１相のみの変調パルスを生成する変調周波数が、当該他の相の変調周波数よりも高ければよく、例えば、当該１相のみの変調パルスを生成する変調周波数を維持して、当該他の相の変調周波数を低下させてもよい。上述したように、単相アクティブベクトル区間を有する１相の電圧指令の値は高いから、他の相の電圧指令の値は相対的に低くなる（図３参照）。従って、当該他の相の変調パルスを生成する変調周波数を低下させても影響は少ない。例えば、３相交流の場合に、１相の変調周波数を１倍、他の２相の変調周波数を１／２倍とすると、全体として変調周波数が２／３倍となり、リップル電流を抑制しつつ、スイッチング損失も低下させることができる。変調の分解能が低下することが許容できれば、このような変調周波数の変更も好適である。
　尚、上記実施形態のように、３相交流において１相のみの変調周波数を２倍にし、他の相の変調周波数を１倍のままで維持すると、全体として変調周波数が４／３倍となる。この場合には、リップル電流を抑制する一方で、スイッチング損失は４／３倍となる。但し、３相全ての変調周波数を２倍にすれば、全体としてスイッチング損失は２倍となる。従って、１相のみの変調周波数を上げ、他の相の変調周波数を維持することで、リップル電流を良好に抑制しつつ、スイッチング損失の増加を抑制することが可能である。
　本発明は、直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に適用することができる。
１　　　　：回転電機駆動装置
３　　　　：直流電源
５　　　　：インバータ
１０　　　：インバータ制御部
５６　　　：直流電源
５０　　　：制御装置（回転電機制御装置）
ＭＡＶ　　：単相アクティブベクトル区間
ＭＡＶ’　：単相アクティブベクトル区間
ＭＡＶ”　：単相アクティブベクトル区間
ＡＭＡＶ　：調整後単相アクティブベクトル区間
Ｅ１～Ｅ６：スイッチング素子
Ｉｕ　　　：Ｕ相電流
Ｍ　　　　：モータ
Ｓ１～Ｓ６：スイッチング制御信号（変調パルス）
ＣＡ　　　：キャリア
ＣＡ’　　：サブキャリア
ＴＣ　　　：基準変調期間
ＴＣ’　　：副基準変調期間
 
 

Claims (6)

  1. 　直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
    　前記複数相の前記交流電力に対応する前記インバータの複数相のスイッチング素子の駆動信号として、所定の変調周波数に応じたパルス幅変調により変調パルスを生成して、前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
    　前記インバータ制御部は、前記変調周波数に基づく基準変調期間に、前記複数相の内の１相のみの前記変調パルスの信号レベルがハイレベルとなる単相アクティブベクトル区間を含む場合、当該単相アクティブベクトル区間を含む前記基準変調期間において当該単相アクティブベクトル区間に信号レベルがハイレベルとなる１相のみの前記変調パルスを、他の相の前記変調周波数よりも高い副変調周波数に応じて生成する回転電機制御装置。
  2. 　前記インバータ制御部は、前記変調周波数に基づく基準変調期間に、前記複数相の内の１相のみの前記変調パルスの信号レベルがハイレベルとなる単相アクティブベクトル区間を含む場合、当該単相アクティブベクトル区間を含む前記基準変調期間において当該単相アクティブベクトル区間に信号レベルがハイレベルとなる１相のみの前記変調パルスを、他の相の前記変調周波数よりも高い副変調周波数を有するパルスとして生成する請求項１に記載の回転電機制御装置。
  3. 　前記インバータ制御部は、前記単相アクティブベクトル区間を、当該単相アクティブベクトル区間を含む前記基準変調期間の中で複数に分割して配分する請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
  4. 　前記インバータ制御部は、前記基準変調期間のそれぞれにおいて前記信号レベルを１回変化させるものであり、前記基準変調期間の先頭及び末尾の内、信号レベルがローレベルである側に、分割した前記単相アクティブベクトル区間を配分する請求項３に記載の回転電機制御装置。
  5. 　前記インバータ制御部は、前記基準変調期間において分割前の前記単相アクティブベクトル区間が存在する側に残す区間と別の側に配分される区間との比が２対１となるように、前記単相アクティブベクトル区間を分割する請求項４に記載の回転電機制御装置。
  6. 　前記副変調周波数に応じて生成された前記変調パルスに含まれる前記単相アクティブベクトル区間は、前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で変化させる際に、前記インバータの１相のレッグを構成する上段側アームの前記スイッチング素子及び下段側アームの前記スイッチング素子が共にオフ状態にスイッチングされる期間であるデッドタイム期間以上の長さに設定される請求項１から５の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
    　
     
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