WO2012157351A1 - 発光素子駆動回路 - Google Patents

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WO2012157351A1
WO2012157351A1 PCT/JP2012/059005 JP2012059005W WO2012157351A1 WO 2012157351 A1 WO2012157351 A1 WO 2012157351A1 JP 2012059005 W JP2012059005 W JP 2012059005W WO 2012157351 A1 WO2012157351 A1 WO 2012157351A1
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light emitting
emitting element
led
voltage
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PCT/JP2012/059005
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Inventor
匡宏 井出
塩江　英紀
Original Assignee
シャープ株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the present invention relates to a light emitting element driving circuit for driving a light emitting element driven by a high voltage such as an LED (light emitting diode).
  • LEDs light-emitting diodes
  • surface light sources such as backlights for liquid crystal displays.
  • LEDs light-emitting diodes
  • a plurality of LEDs are usually connected in series to form an LED array, and a plurality of LED arrays are connected in parallel to form an LED matrix.
  • a transistor is inserted in series, and the current flowing through the LED string is made constant by the transistor.
  • the forward voltage drop of the LED varies. Therefore, the collector-emitter voltage applied to the transistors inserted in each LED row also varies. For this reason, in the LED matrix used as a surface light source, the voltage ((applied to the transistor inserted in each LED column) is set so that the transistor inserted in each LED column performs a constant current operation in the active region. In order to ensure that the collector-emitter voltage exceeds the saturation voltage, it is necessary to set a high voltage to be applied to each LED array in common.
  • Patent Document 1 discloses a light emitting device including a light emitting element driving circuit that suppresses a voltage applied to each LED array to a necessary minimum.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the light-emitting device described in Patent Document 1. As shown in FIG. 6, the light emitting device includes an LED drive circuit 50 and an LED light source circuit 60.
  • the LED light source circuit 60 includes a switching circuit 61 and an LED circuit 62 as shown in FIG.
  • the LED circuit 62 has four LED rows 621 to 624 connected in parallel, and corresponds to the LED matrix described above.
  • the switching circuit 61 is for raising and lowering the voltage commonly applied to the four LED rows 621 to 624. As shown in FIG. 6, the power supply voltage 611, the coil 612, the transistor 613, the diode 614, and the capacitor 615.
  • the LED drive circuit 50 includes a constant current driver 51, an LED drive control unit 52, and a DCDC controller 53, as shown in FIG.
  • the constant current driver 51 includes transistors 511 to 514 and resistors 515 to 518 connected in series to each of the LED strings 621 to 624.
  • the transistor 514 has an emitter terminal connected to one input terminal of the operational amplifier 521 and a base terminal connected to the output terminal of the operational amplifier 521.
  • a voltage higher than the saturation voltage is applied between the collector and emitter of the transistor 514, and the current flowing through the LED string 624 is made constant as long as the transistor 514 operates in the active region.
  • the transistors 511 to 513 are connected to an operational amplifier (not shown), and constitute a constant current circuit for making the current flowing through the LED strings 621 to 623 constant.
  • the LED drive control unit 52 includes the operational amplifier 521 described above, realizes a constant current function in cooperation with the constant current driver 51, and the minimum value of the collector-emitter voltage of the transistors 511 to 514 is the transistor 511 to 514.
  • the DCDC controller 53 is controlled so as to be maintained at a value slightly larger than the saturation voltage of. Specifically, the comparison circuit 527 generates a difference ⁇ between the minimum collector voltage Vmin of the transistors 511 to 514 and the reference voltage Vref supplied from the constant voltage source 522, and the DCDC controller 53 generates the difference ⁇ V.
  • the DC voltage supplied to the switching circuit 61 is controlled so as to be zero.
  • the light-emitting device has the above-described configuration, thereby driving the LED while preventing the voltage from being applied to the LED more than necessary.
  • Japanese Patent Publication “JP 2003-332624 A” (published on November 21, 2003) Japanese Patent Publication “Japanese Patent Laid-Open No. 2008-130296 (published on June 5, 2008)”
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a circuit of a light emitting device when an LED array is added using the LED drive control unit 52 described in Patent Document 1.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a drive circuit for a light emitting element in which the light emitting elements can be easily added.
  • a light emitting element driving circuit is a light emitting element driving circuit for driving a light emitting element circuit in which a plurality of light emitting elements are connected in parallel in order to solve the above-described problem.
  • a constant current driver including a plurality of transistors having a collector terminal connected to the emitter terminal and a grounded emitter terminal and a base current of the plurality of transistors that is commonly applied to the plurality of light emitting elements according to a maximum base current
  • a control circuit for setting a voltage for setting a voltage.
  • the control circuit can realize a low loss control function without referring to the voltage at the collector terminal of the transistor.
  • the number of input terminals can be reduced and the circuit scale can be reduced.
  • high withstand voltage performance is not required for the control circuit.
  • a circuit including two or more switching elements having a common base current is connected. Can be easily expanded. This is because the base terminal of the newly provided switching element is common, so the control circuit does not require a new connection terminal for connecting to the base terminal of the newly provided switching element, and a new comparison circuit. This is because it is not necessary to add another.
  • the circuit scale can be minimized, and the cost required for adding the control circuit is also reduced. Can be reduced.
  • the light emitting element expansion method is an expansion method for adding a new light emitting element to a light emitting element circuit in which a plurality of light emitting elements are connected in parallel.
  • One of the light-emitting elements and the new light-emitting element are connected using a current mirror circuit that supplies the same current to the two light-emitting elements.
  • the current mirror is used to connect to any one of the plurality of light emitting elements. Since the same current can be supplied to the new light emitting element, the new light emitting element can be easily added.
  • a light emitting element driving circuit is a light emitting element driving circuit for driving a light emitting element circuit in which a plurality of light emitting elements are connected in parallel in order to solve the above-described problem.
  • a constant current driver including a plurality of transistors having a collector terminal connected to the emitter terminal and a grounded emitter terminal and a base current of the plurality of transistors that is commonly applied to the plurality of light emitting elements according to a maximum base current
  • a control circuit for setting a voltage for setting a voltage.
  • 1 is a circuit diagram of a light emitting device according to Patent Document 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the circuit of a light-emitting device at the time of adding an LED row
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a circuit of a light emitting device including an LED drive circuit according to the present embodiment.
  • the case where an LED is used as a light emitting element will be described as an example, but the present invention is not limited to this.
  • the light emitting device 1 includes an LED drive circuit 10 and an LED light source circuit 20.
  • the LED light source circuit 20 includes a switching circuit 210 and an LED circuit 220.
  • the switching circuit 210 has a function of controlling the drive voltage applied to the LED circuit 220 as well as a switching function for switching whether or not to apply a drive voltage to the LED circuit 220.
  • the switching circuit 210 can be configured by a power supply 211, a coil 212, a MOS transistor 213, a diode 214, and a capacitor 215.
  • the power source 211 is connected to the anode terminal 216 of the diode 214 via the coil 212.
  • the MOS transistor 213 has a drain terminal connected to the anode terminal 216 of the diode 214, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the DCDC controller 130.
  • the cathode terminal 217 of the diode 214 is connected to the source terminal of the MOS transistor 213 via the capacitor 215 and grounded.
  • the MOS transistor 213 is switched between ON and OFF according to the DC voltage supplied from the DCDC controller 130.
  • the MOS transistor 213 amplifies the voltage supplied from the power supply 211 with an amplification factor corresponding to the DC voltage supplied from the DCDC controller 130.
  • the LED circuit 220 emits light by the drive voltage supplied from the switching circuit 210. As shown in FIG. 1, the LED circuit 220 can be configured by LED rows 221 to 224 in which a plurality of LEDs are connected in series.
  • one of the terminal LEDs (the one where the other LED is not connected to the anode terminal) is connected to the cathode terminal 217 of the diode 214 included in the switching circuit 210 described above.
  • the other of the terminal LEDs (the other LED not connected to the cathode terminal) is connected to the collector terminals of transistors 111 to 114 included in the constant current driver 110 described later. In this way, the LED strings 221 to 224 are connected in parallel with each other.
  • the forward voltage drop of the LEDs constituting the LED rows 221 to 224 varies from LED to LED.
  • the forward drop voltage varies in the range of 3.4V to 4V.
  • the voltage drop in the LED strings 221 to 224 is different for each LED string.
  • the LED drive circuit 10 includes a constant current driver 110, an LED drive control unit 120, and a DCDC controller 130.
  • the constant current driver 110 has a constant current function for making the current flowing through each of the LED arrays 221 to 224 constant in cooperation with the LED drive control unit 120 described later. As shown in FIG. 1, the constant current driver 110 can be composed of transistors 111 to 114 and resistors 115 to 118.
  • the collector terminals of the transistors 111 to 114 are connected to the cathode terminals of the LEDs at the end of the LED rows 221 to 224 (LEDs to which no other LED is connected to the cathode terminal), respectively.
  • the base terminals of the transistors 111 to 114 are connected to the LED drive control unit 120, respectively.
  • the emitter terminals of the transistors 111 to 114 are connected to the LED drive control unit 120 and grounded through the resistors 115 to 118, respectively.
  • the LED drive control unit 120 has a low loss control function for controlling the DCDC controller 130 so as to reduce the loss in the transistors 111 to 114.
  • the LED drive control unit 120 has a constant current function for making the current flowing through each of the LED strings 221 to 224 constant in cooperation with the constant current driver 110 described above.
  • the constant current function of the LED drive control unit 120 is realized by an operational amplifier 121, a constant voltage source 122, and a resistor 124 as shown in FIG.
  • the operational amplifier 121 has one input terminal connected to the collector terminal of the transistor 114, the other input terminal connected to the constant voltage source 122, and the output terminal connected to the base terminal of the transistor 114 via the resistor 124.
  • the LED drive control unit 120 includes four pairs of input terminals connected to the emitter terminals and base terminals of the transistors 111 to 114.
  • An operational amplifier 121, a constant voltage source 122, and a resistor 124 are connected to each of these four pairs of input terminals (not shown except for those connected to the transistor 114).
  • the low loss control function of the LED drive control unit 120 is realized by the voltage detection unit 126, the comparison circuit 127, and the constant voltage source 128.
  • the voltage detection unit 126 is connected to both ends (terminal 123 and terminal 125) of the resistor 124 and detects a voltage drop in the resistor 124. That is, a voltage proportional to the base current of the transistor 114 is detected.
  • the voltage detected by the voltage detection unit 126 is input to the comparison circuit 127.
  • the LED drive control unit 120 includes four voltage detection units 126 that detect a voltage proportional to the base current of the transistors 111 to 114 (except for those that detect a voltage proportional to the base current of the transistor 114). (Not shown). Then, each of the voltages detected by the four voltage detection units 126 is input to the comparison circuit 127.
  • the comparison circuit 127 samples the voltage input from each of the four voltage detection units 126 for each sampling clock. Then, the largest maximum voltage Vmax among the four sampled voltage values is compared with the reference voltage Vref input from the constant voltage source 128, and a DCDC command signal having a value corresponding to the comparison result is sent to the DCDC controller 130. Supply. More specifically, (1) when the maximum voltage Vmax exceeds the reference voltage Vref in the current clock, the value of the DCDC command signal in the current clock is one step higher than the value of the DCDC command signal in the previous clock. (2) When the maximum voltage Vmax is lower than the reference voltage Vref in the current clock, the value of the DCDC command signal in the current clock is one step lower than the value of the DCDC command signal in the previous clock. Set to value. However, a lower limit value is set for the value of the DCDC command signal, and even if the maximum value Vmax continues to fall below the reference voltage Vref, the value of the DCDC command signal does not fall below this lower limit value.
  • FIG. 2 An example of setting the value of the DCDC command signal is shown in FIG. 2 (“base current (converted into voltage value)” in FIG. 2 corresponds to the maximum voltage Vmax).
  • the maximum voltage Vmax exceeds the reference voltage Vref after the clock t1.
  • the comparison circuit 127 increases the value of the DCDC command signal (“DCD command value” in FIG. 2) by one step.
  • the comparison circuit 127 decreases the value of the DCDC command signal step by step.
  • the maximum voltage Vmax again exceeds the reference voltage Vref.
  • the comparison circuit 127 increases the value of the DCDC command signal again by one step.
  • the maximum voltage Vmax is again lower than the reference voltage Vref. Therefore, the comparison circuit 127 lowers the value of the DCDC command signal again step by step.
  • the DCDC controller 130 controls the voltage applied to the switching circuit 210 according to the value of the DCDC command signal input from the comparison circuit 127. Specifically, the DC voltage applied to the MOS transistor 213 is increased as the value of the DCDC command signal is larger, and the DC voltage applied to the MOS transistor 213 is decreased as the value of the DCDC command signal is smaller.
  • the DCDC command signal value is increased / decreased by one step when the maximum voltage Vmax is higher / lower than the reference voltage Vref.
  • the present invention is not limited to this. That is, for example, a configuration in which the value of the DCDC command signal is increased / decreased in two steps or a configuration in which it is increased / decreased in three steps in a clock in which the maximum voltage Vmax is higher / lower than the reference voltage Vref may be employed.
  • the maximum voltage Vmax and the reference voltage Vref are compared every clock and the value of the DCDC command signal is increased or decreased every clock.
  • the present invention is not limited to this. That is, for example, the maximum voltage Vmax and the reference voltage Vref may be compared every two clocks, and the value of the DCDC command signal may be changed every two clocks, or the maximum voltage Vmax and the reference voltage Vref every three clocks. The value of the DCDC command signal may be changed every three clocks.
  • the maximum voltage Vmax which is the maximum value of the four voltage values obtained by sampling the voltages input from the four voltage detection units 126, is compared with the reference voltage Vref. It is not limited. That is, for example, each of these four voltage values is compared with the reference voltage Vref. If even one of the four voltage values exceeds the reference voltage Vref, the value of the DCDC command signal is increased by one step, and the reference voltage Vref is set to all four. If it is lower, the value of the DCDC command signal may be lowered by one step.
  • the LED drive control unit 120 has a terminal group (hereinafter referred to as a pair of terminals connected to each of the transistors 111 to 114) connected to the LED array via the constant current driver 110.
  • a terminal group hereinafter referred to as a pair of terminals connected to each of the transistors 111 to 114 connected to the LED array via the constant current driver 110.
  • the case where four channels are also provided is also described as an example.
  • the present invention is not limited to this.
  • the LED drive control unit 120 may include 10 channels.
  • the DCDC controller 130 adjusts the voltage applied to the switching circuit 210 so that the voltage ⁇ V supplied from the comparison circuit 127 of the LED drive control unit 120 becomes zero.
  • the voltage detection unit 126 included in the LED drive control unit 120 detects the voltage value V proportional to the base current of the transistor 114 as described above. In the transistor 114, the base current increases when the collector-emitter voltage Vce decreases, and the base current decreases when the collector-emitter voltage Vce increases. Therefore, the voltage detector 126 detects the voltage value V (Vce) having a negative correlation with the collector-emitter voltage Vce of the transistor 114.
  • the comparison circuit 127 included in the LED drive control unit 120 uses the DCDC command according to the comparison result between the maximum voltage Vmax input from each voltage detection unit and the reference voltage Vref input from the constant voltage source 128. Set the signal value. Further, as described above, the DCDC controller 130 controls the DC voltage supplied to the switching circuit 210 in accordance with the value of the DCDC command signal supplied from the comparison circuit 127 provided in the LED drive control unit 120.
  • the reference voltage Vref is set to a value slightly smaller than V (Vceo), where Vceo is the collector-emitter voltage when the transistors 111 to 114 enter the active region from the saturation region.
  • Vceo is the collector-emitter voltage when the transistors 111 to 114 enter the active region from the saturation region.
  • the LED drive control unit 120 can detect a value corresponding to the collector voltage from the base current without directly detecting the collector voltages of the transistors 111 to 114 with the above-described configuration.
  • the LED drive control unit 120 can realize a low loss control function without referring to the voltage at the collector terminals of the transistors 111 to 114. As a result, the number of input terminals can be reduced and the circuit scale can be reduced. In addition, since it is not necessary to refer to the voltage at the collector terminal of the transistors 111 to 114 that may be high voltage, the LED drive control unit 120 is not required to have high withstand voltage performance.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a circuit of a light emitting device including an LED drive circuit according to this modification.
  • the light emitting device 2 according to this embodiment is the same as that in Embodiment 1 except that the LED drive circuit 10 a includes a current mirror circuit 140 and the LED light source circuit 20 a includes an LED array 225.
  • the light emitting device 1 has the same configuration.
  • the LED light source circuit 20a is provided with an additional LED array 225 to form five LED arrays.
  • the LED drive control unit 120 includes only four channels for connecting to the LED row, the LED row 225 cannot be driven even if the LED row 225 is simply added.
  • the LED drive circuit 10 includes a current mirror circuit 140 in order to connect the LED array 225 to the LED drive control unit 120.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a current mirror circuit 140 provided in the LED drive circuit 10a according to this modification.
  • the current mirror circuit 140 includes transistors 141 to 146 and resistors 147 to 149.
  • the constant current driver 110a according to the present modification can increase the number of LED strings 225 by providing the current mirror circuit 140 shown in FIG. 4 instead of the transistor 114 and the resistor 118 included in the constant current driver 110 of the first embodiment. I have to.
  • the transistor 141 and the transistor 143 are Darlington-connected by connecting the collector terminal of the transistor 141 and the collector terminal of the transistor 143, and connecting the emitter terminal of the transistor 141 and the base terminal of the transistor 143.
  • the collector terminals of the transistors 141 and 143 are connected to the cathode terminal of the LED string 224, the base terminal of the transistor 141 is connected to the base output terminal 150, and the emitter terminal of the transistor 143 is connected to the collector terminal of the transistor 145. Yes.
  • the transistor 142 and the transistor 144 are Darlington-connected by connecting the collector terminal of the transistor 142 and the collector terminal of the transistor 144, and connecting the emitter terminal of the transistor 142 and the base terminal of the transistor 144.
  • the collector terminals of the transistor 142 and the transistor 144 are connected to the cathode terminal of the LED array 225, the base terminal of the transistor 142 is connected to the base output terminal 150, and the emitter terminal of the transistor 144 is connected to the collector terminal of the transistor 146. Yes.
  • the transistor 145 and the transistor 146 form a current mirror by connecting the collector terminal of the transistor 145 to the base terminal of the transistor 145 and the base terminal of the transistor 146.
  • the collector terminal of the transistor 145 is connected to the emitter terminal of the transistor 143, and the emitter terminal is connected to one end of the resistor 147.
  • the collector terminal of the transistor 146 is connected to the emitter terminal of the transistor 144, and the emitter terminal is connected to one end of the resistor 148.
  • the transistors 141 and 143 and the transistors 142 and 144 connected in Darlington connection are regarded as one transistor, the transistors 141 to 146 constitute a Wilson current mirror (high-precision Wilson current mirror) circuit. So connected.
  • the current mirror circuit 140 can maintain a more accurate constant current operation.
  • the other ends of the resistor 147 and the resistor 148 are both connected to one end of the resistor 149 and the emitter output terminal 151, and the other end of the resistor 149 is grounded.
  • the base output terminal 150 is a terminal to which a current flowing through the transistor 141 and the transistor 142 is supplied.
  • the emitter output terminal 151 is a terminal that outputs the voltage value of the emitter terminals of the transistor 145 and the transistor 146 connected via the resistor 147 and the resistor 148, respectively.
  • the current mirror circuit 140 forms a so-called emitter follower circuit so that the constant current operation can be maintained even when the voltage Vf applied to the LED strings 224 and 225 is different.
  • a circuit obtained by Darlington connection of a pair of transistors to a Wilson current mirror circuit composed of two pairs of transistors is used as the current mirror circuit 140, but is not limited thereto. . That is, as the current mirror circuit 140, a circuit obtained by Darlington connection of a pair of transistors to a Wideler current mirror circuit constituted by a pair of transistors may be used. When the latter configuration is adopted, there is an advantage that the circuit configuration is simplified as compared with the case where the former configuration is adopted.
  • the voltage detection unit 126 included in the LED drive control unit 120 detects the voltage value V proportional to the base current flowing in the base terminal of the current mirror circuit 140 as described above.
  • the base current increases when the collector-emitter voltage Vce of the transistors 145 and 146 decreases, and the base current decreases when the collector-emitter voltage Vce increases. Therefore, the voltage detection unit 126 detects the voltage value V (Vce) having a negative correlation with the collector-emitter voltage Vce of the transistors 145 and 146 included in the current mirror circuit 140.
  • the comparison circuit 127 included in the LED drive control unit 120 uses the DCDC command according to the comparison result between the maximum voltage Vmax input from each voltage detection unit and the reference voltage Vref input from the constant voltage source 128. Set the signal value. Further, as described above, the DCDC controller 130 controls the DC voltage supplied to the switching circuit 210 in accordance with the value of the DCDC command signal supplied from the comparison circuit 127 provided in the LED drive control unit 120.
  • the reference voltage Vref is a value slightly smaller than V (Vceo), where Vceo is the collector-emitter voltage when the transistors 111 to 113 and the transistors 145 and 146 included in the current mirror circuit 140 enter the active region from the saturation region. Is set to As a result, the minimum value of the collector-emitter voltage Vce of the transistors 111 to 113 and the transistors 145 and 146 included in the current mirror circuit 140 can be maintained at a value slightly larger than Vceo. That is, the transistors 111 to 113 and the transistors 145 and 146 included in the current mirror circuit 140 can be operated in the active region to perform a constant current operation.
  • the LED drive control unit 120 can detect a value corresponding to the collector voltage from the base current without directly detecting the collector voltages of the transistors 111 to 114 with the above-described configuration.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a circuit of a light emitting device including an LED driving circuit according to another embodiment of the present invention.
  • the light emitting device 3 according to the present embodiment has the same configuration as the light emitting device 2 of the second embodiment, except that the LED drive circuit 10b includes an LED drive control unit 120b and a current mirror circuit 140b. It is.
  • the LED drive control unit 120b includes a collector connection terminal connected to the collector terminals of the transistors connected to the cathode terminals of the LED rows 221 to 223 in the LED light source circuit 20b. Yes.
  • the LED drive control unit 120b acquires the collector-emitter voltage of the transistor through the collector connection terminal.
  • the comparison circuit 127 compares the collector-emitter voltage Vce input from the transistor. Then, a DCDC command signal having a value corresponding to the comparison result between the maximum value Vmax of these voltages and the reference voltage Vref input from the constant voltage source 128 is supplied to the DCDC controller 130.
  • the current mirror circuit 140b includes transistors 141 to 146, resistors 147 to 149, a comparison circuit 152, and a constant voltage source 153.
  • the current mirror circuit 140b is provided in place of the transistor 114 and the resistor 118 included in the constant current driver 110 according to the first embodiment, thereby enabling the LED array 225 to be added. .
  • the transistor 141 and the transistor 143 are Darlington-connected by connecting the collector terminal of the transistor 141 and the collector terminal of the transistor 143, and connecting the emitter terminal of the transistor 141 and the base terminal of the transistor 143.
  • the collector terminals of the transistors 141 and 143 are connected to the cathode terminal of the LED string 224, the base terminal of the transistor 141 is connected to the base output terminal 150, and the emitter terminal of the transistor 143 is connected to the collector terminal of the transistor 145. Yes.
  • the transistor 142 and the transistor 144 are Darlington-connected by connecting the collector terminal of the transistor 142 and the collector terminal of the transistor 144, and connecting the emitter terminal of the transistor 142 and the base terminal of the transistor 144.
  • the collector terminals of the transistor 142 and the transistor 144 are connected to the cathode terminal of the LED array 225, the base terminal of the transistor 142 is connected to the base output terminal 150, and the emitter terminal of the transistor 144 is connected to the collector terminal of the transistor 146. Yes.
  • the transistor 145 and the transistor 146 form a current mirror by connecting the collector terminal of the transistor 145, the base terminal of the transistor 145, and the base terminal of the transistor 146.
  • the collector terminal of the transistor 145 is connected to the emitter terminal of the transistor 143, and the emitter terminal is connected to one end of the resistor 147.
  • the collector terminal of the transistor 146 is connected to the emitter terminal of the transistor 144, and the emitter terminal is connected to one end of the resistor 148.
  • Wilson current mirror high-precision Wilson current mirror
  • the other ends of the resistor 147 and the resistor 148 are both connected to one end of the resistor 149 and the emitter output terminal 151, and the other end of the resistor 149 is grounded.
  • One of the input terminals of the comparison circuit 152 is connected to the collector terminal of the transistor 141, the other is connected to the collector terminal of the transistor 142, the other is connected to the constant voltage source 153, and the output terminal is the LED drive control unit. It is connected to the collector connection terminal 120b.
  • the comparison circuit 152 has a voltage value (the collector voltage of the transistor 144) that is input from the voltage at the collector terminal of the transistor 143 (the voltage between the collector terminal of the transistor 143 and the emitter terminal of the transistor 145) and the voltage at the collector terminal of the transistor 144. Terminal--the voltage between the emitter terminal of the transistor 146), and the larger one of these two voltages is output to the LED drive controller 120b.
  • the comparison circuit 127 included in the LED drive control unit 120b receives the voltage input from the comparison circuit 152, the maximum value Vmax of the collector-emitter voltage Vce of the transistors 111 to 113, and the constant voltage source 128.
  • the value of the DCDC command signal is set according to the comparison result with the reference voltage Vref.
  • the DCDC controller 130 controls the DC voltage supplied to the switching circuit 210 in accordance with the value of the DCDC command signal supplied from the comparison circuit 127 provided in the LED drive control unit 120.
  • the reference voltage Vref is set to a value slightly smaller than V (Vceo), where Vceo is the collector-emitter voltage when the transistors 111 to 113 and 141 to 146 enter the active region from the saturation region.
  • Vceo is the collector-emitter voltage when the transistors 111 to 113 and 141 to 146 enter the active region from the saturation region.
  • the LED drive control unit 120 can detect a value corresponding to the collector voltage from the base current without directly detecting the collector voltages of the transistors 111 to 114 with the above-described configuration.
  • the light emitting element driving circuit is a light emitting element driving circuit for driving a light emitting element circuit in which a plurality of light emitting elements are connected in parallel as described above, and a collector terminal is provided for each of the plurality of light emitting elements.
  • a constant current driver including a plurality of transistors connected to each other and having a grounded emitter terminal and a voltage commonly applied to the plurality of light emitting elements according to the maximum base current among the base currents of the plurality of transistors are set. And a control circuit.
  • the control circuit can realize a low loss control function without referring to the voltage at the collector terminal of the transistor.
  • the number of input terminals can be reduced and the circuit scale can be reduced.
  • high withstand voltage performance is not required for the control circuit.
  • a circuit including two or more switching elements having a common base current is connected. Can be easily expanded. This is because the base terminal of the newly provided switching element is common, so the control circuit does not require a new connection terminal for connecting to the base terminal of the newly provided switching element, and a new comparison circuit. This is because it is not necessary to add another.
  • the circuit scale can be minimized, and the cost required for adding the control circuit is also reduced. Can be reduced.
  • the light emitting element driving circuit further includes a current mirror circuit for supplying the same current to the light emitting element included in the light emitting element circuit and a new light emitting element connected in parallel to the light emitting element.
  • the plurality of light emitting elements are controlled in accordance with a maximum base current out of a base current of the plurality of transistors and a base current flowing through base terminals that are short-circuited to each other of the pair of transistors included in the current mirror circuit. It is preferable to set a voltage to be applied in common.
  • the current mirror circuit allows a current substantially the same as the current flowing in any one of the light emitting elements to flow through the light emitting element connected in parallel to any one of the light emitting elements.
  • the comparison circuit acquires the base current flowing through the short-circuited base terminals of the pair of transistors, thereby increasing the number of light emitting elements without increasing the number of terminals for acquiring the base current.
  • the current mirror circuit is preferably a Wilson current mirror circuit.
  • the current mirror circuit is a Wilson current mirror circuit, so that changes in characteristics of the current mirror circuit due to temperature can be reduced.
  • the current flowing through the light emitting element connected in parallel to any one of the light emitting elements and any one of the light emitting elements can be made substantially the same with higher accuracy.
  • the current mirror circuit is preferably a Wideler current mirror circuit.
  • the current mirror circuit as a wideler current mirror circuit, it is possible to realize a light emitting element driving circuit that can be manufactured more inexpensively with a simpler circuit configuration.
  • the current mirror circuit preferably further includes another pair of transistors connected to the pair of transistors by Darlington connection.
  • the current supplied to the pair of transistors whose base terminals are short-circuited can be amplified by the other pair of transistors connected in Darlington connection.
  • the current supplied from the control circuit for driving the pair of transistors whose base terminals are short-circuited and constituting the current mirror can be reduced, and the power consumption can be reduced.
  • the current mirror circuit that connects the other pair of transistors in Darlington may be a Wideler current mirror circuit configured by a pair of transistors, or a Wilson current mirror circuit configured by two pairs of transistors. It may be. In the former case, a simple and inexpensive light emitting element driving circuit can be realized. In the latter case, a light emitting element driving circuit can be realized with higher accuracy.
  • the light emitting element expansion method is an expansion method for adding a new light emitting element to a light emitting element circuit in which a plurality of light emitting elements are connected in parallel as described above.
  • the new light emitting element is connected to the two light emitting elements using a current mirror circuit for supplying the same current.
  • the current mirror is used to connect to any one of the plurality of light emitting elements. Since the same current can be supplied to the new light emitting element, the new light emitting element can be easily added.
  • the light emitting element driving circuit of the present invention can be suitably used for a light source of a lighting fixture, and a backlight of a display such as a television receiver and a mobile phone.

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Abstract

　ＬＥＤ回路（２２０）を駆動するＬＥＤ駆動回路（１０）であって、並列に接続されたＬＥＤ列（２２１～２２４）のそれぞれにコレクタ端子が接続され、エミッタ端子が接地されたトランジスタ（１１１～１１４）を含む定電流ドライバ（１１０）と、トランジスタ（１１１～１１４）の最大のベース電流に応じてＬＥＤ列（２２１～２２４）に共通に印加する電圧を設定するＬＥＤ駆動制御部（１２０）と、を備えている。

Description

発光素子駆動回路
　本発明は、ＬＥＤ（発光ダイオード）など高電圧で駆動される発光素子を駆動する発光素子駆動回路に関する。
　近年、ＬＥＤ（発光ダイオード）などの発光素子が、液晶ディスプレイのバックライトなどの面光源として用いられるようになってきている。ＬＥＤを面光源として用いる場合、通常、複数のＬＥＤを直列に接続してＬＥＤ列が構成され、更に、複数のＬＥＤ列を並列に接続してＬＥＤ行列が構成される。各ＬＥＤ列には、トランジスタが直列に挿入され、そのＬＥＤ列を流れる電流は、このトランジスタによって定電流化される。
　しかしながら、ＬＥＤの順方向降下電圧にはばらつきがある。したがって、各ＬＥＤ列に挿入されたトランジスタに印加されるコレクタ－エミッタ間電圧にもばらつきが生じる。このため、面光源として用いられるＬＥＤ行列においては、各ＬＥＤ列に挿入されたトランジスタが活性領域において定電流化作用を営むように、すなわち、各ＬＥＤ列に挿入されたトランジスタに印加される電圧（コレクタ－エミッタ間電圧）が確実に飽和電圧を超えるよう、各ＬＥＤ列に共通に印加する電圧を高めに設定する必要があった。
　このような問題に対し、特許文献１には、各ＬＥＤ列に印加する電圧を必要最低限に抑える発光素子駆動回路を備えた発光装置が開示されている。
　特許文献１に記載の発光装置について、図６を参照して説明する。図６は、特許文献１に記載の発光装置の回路図である。図６に示すように、この発光装置は、ＬＥＤ駆動回路５０とＬＥＤ光源回路６０とを備えている。
　ＬＥＤ光源回路６０は、図６に示すように、スイッチング回路６１と、ＬＥＤ回路６２とを含む。ＬＥＤ回路６２は、４つのＬＥＤ列６２１～６２４が並列に接続されたものであり、上述したＬＥＤ行列に相当する。スイッチング回路６１は、４つのＬＥＤ列６２１～６２４に共通に印加する電圧を上下させるためのものであり、図６に示すように、電源電圧６１１、コイル６１２、トランジスタ６１３、ダイオード６１４、及び、コンデンサ６１５により構成される。
　ＬＥＤ駆動回路５０は、図６に示すように、定電流ドライバ５１と、ＬＥＤ駆動制御部５２と、ＤＣＤＣコントローラ５３とを含む。定電流ドライバ５１は、ＬＥＤ列６２１～６２４の各々に直列に接続されたトランジスタ５１１～５１４及び抵抗５１５～５１８により構成される。トランジスタ５１４は、図６に示すように、エミッタ端子がオペアンプ５２１の一方の入力端子に接続され、ベース端子がオペアンプ５２１の出力端子に接続される。これにより、トランジスタ５１４のコレクタ－エミッタ間に飽和電圧以上の電圧が印加され、トランジスタ５１４が活性領域で動作する限り、ＬＥＤ列６２４を流れる電流が定電流化される。トランジスタ５１１～５１３も、同様にオペアンプ（不図示）に接続され、ＬＥＤ列６２１～６２３を流れる電流を定電流化する定電流回路を構成する。
　ＬＥＤ駆動制御部５２は、上述したオペアンプ５２１を備え、定電流ドライバ５１と協働して定電流化機能を実現すると共に、トランジスタ５１１～５１４のコレクタ－エミッタ間電圧の最小値がトランジスタ５１１～５１４の飽和電圧よりも少し大きな値に維持されるように、ＤＣＤＣコントローラ５３を制御する。具体的には、比較回路５２７によって、トランジスタ５１１～５１４のコレクタ電圧の最小値Ｖminと、定電圧源５２２から供給される基準電圧Ｖrefとの差Δが生成され、ＤＣＤＣコントローラ５３によって、差ΔＶが０になるようにスイッチング回路６１に供給する直流電圧が制御される。
　特許文献１に係る発光装置は、上記の構成を備えることにより、ＬＥＤに必要以上に電圧を印加しないようにしつつ、ＬＥＤを駆動させている。
日本国公開特許公報「特開２００３－３３２６２４号公報（２００３年１１月２１日公開）」 日本国公開特許公報「特開２００８－１３０２９６号公報（２００８年６月５日公開）」
　しかしながら、特許文献１に記載の技術では、例えば、トランジスタを介して４列のＬＥＤ列を接続可能なＬＥＤ回路６２を備える発光素子駆動装置に、新たにＬＥＤ列を増設しようとする場合、図７に示すように、ＬＥＤ駆動制御部５２’をさらに備える必要があった。図７は、特許文献１に記載のＬＥＤ駆動制御部５２を用いて、ＬＥＤ列を増設した場合の、発光装置の回路を示す回路図である。
　図７に示すように、ＬＥＤ列６２５を増設するためには、新たにＬＥＤ駆動制御部５２’、及び、トランジスタ５４１と抵抗５４２とを備える検出回路５４を設ける必要がある。
　したがって、１列のＬＥＤ列を増設するために、４列のＬＥＤ列を制御することが可能なＬＥＤ駆動制御部を設けなければならないため、回路規模が必要以上に大きくなり、かつ、コストが高くなってしまうという問題があった。
　このような問題に対し、例えば、特許文献２に記載のＬＥＤ点灯回路に用いられるようなカレントミラー回路を単純に設けることによってＬＥＤ列を増設することも考えられる。しかし、ＬＥＤ駆動制御部５２にはカレントミラー回路を構成するトランジスタのコレクタ端子と接続される入力端子が備えられていないため、結局、ＬＥＤ駆動制御部を新たに設ける必要があり、問題を解決することはできない。
　本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、発光素子を容易に増設することのできる発光素子の駆動回路を提供することにある。
　本発明に係る発光素子駆動回路は、上記の課題を解決するために、複数の発光素子が並列に接続された発光素子回路を駆動する発光素子駆動回路であって、上記複数の発光素子のそれぞれにコレクタ端子が接続され、エミッタ端子が接地された複数のトランジスタを含む定電流ドライバと、上記複数のトランジスタのベース電流のうち、最大のベース電流に応じて上記複数の発光素子に共通に印加する電圧を設定する制御回路と、を備えることを特徴としている。
　上記の構成によれば、上記制御回路は、上記トランジスタのコレクタ端子の電圧を参照することなく、低損失制御機能を実現することができる。これにより、入力端子を削減すると共に、回路規模を縮小することができる。また、高圧になる可能性のある上記トランジスタのコレクタ端子の電圧を参照する必要がないので、上記制御回路に対して高い耐圧性能が要求されることもなくなる。
　上記の構成によれば、上記並列に接続された発光素子に、さらに発光素子を並列接続して増設する場合に、ベース電流が共通する２つ以上のスイッチング素子を備えた回路を接続することによって、容易に増設することができる。これは、新たに設けられるスイッチング素子のベース端子が共通であるため、上記制御回路が、新たに設けられるスイッチング素子のベース端子と接続するための接続端子を新たに必要とせず、新たに比較回路を増設する必要がないためである。
　また、上記制御回路を新たに増設する必要がないため、上記発光素子を増設する場合であっても、回路規模の拡大を最小限に抑えることができ、上記制御回路の増設に必要なコストも削減することができる。
　本発明に係る発光素子の増設方法は、上記の課題を解決するために、複数の発光素子が並列に接続された発光素子回路に新たな発光素子を増設する増設方法であって、上記複数の発光素子の何れかと上記新たな発光素子とを、これら２つの発光素子に同一の電流を流すカレントミラー回路を用いて接続することを特徴としている。
　上記の構成によれば、上記並列に接続された発光素子に、さらに発光素子を並列接続して増設する場合に、上記カレントミラーを用いて接続することにより、上記複数の発光素子の何れかと上記新たな発光素子とに同一の電流を流すことができるため、上記新たな発光素子を容易に増設することができる。
　本発明に係る発光素子駆動回路は、上記の課題を解決するために、複数の発光素子が並列に接続された発光素子回路を駆動する発光素子駆動回路であって、上記複数の発光素子のそれぞれにコレクタ端子が接続され、エミッタ端子が接地された複数のトランジスタを含む定電流ドライバと、上記複数のトランジスタのベース電流のうち、最大のベース電流に応じて上記複数の発光素子に共通に印加する電圧を設定する制御回路と、を備えることを特徴としている。
　上記の構成によって、発光素子を容易に増設することのできる発光素子の駆動回路を提供することができる。
本発明の一実施形態に係るＬＥＤ駆動回路を備える発光装置の回路を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係る発光装置が備える比較回路の動作例を示すタイミングチャートである。 本発明の一実施形態の変形例に係るＬＥＤ駆動回路を備える発光装置の回路を示す回路図である。 本発明の一実施形態の変形例に係るＬＥＤ駆動回路が備えるカレントミラー回路を示す回路図である。 本発明の他の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路を備える発光装置の回路を示す回路図である。 特許文献１に係る発光装置の回路図である。 特許文献１に記載のＬＥＤ駆動制御部を用いて、ＬＥＤ列を増設した場合の、発光装置の回路を示す回路図である。
　＜実施形態１＞
　本実施形態に係る、発光素子のＬＥＤ駆動回路について、図１から図４を参照して説明する。図１は、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路を備える発光装置の回路を示す回路図である。なお、本実施形態では、発光素子としてＬＥＤを用いる場合を例に挙げて説明するが、これに限定されるものではない。
　〔発光装置の構成〕
　発光装置１は、図１に示すように、ＬＥＤ駆動回路１０、及び、ＬＥＤ光源回路２０を備えている。
　（ＬＥＤ光源回路の構成）
　まず、ＬＥＤ光源回路２０の構成について説明する。ＬＥＤ光源回路２０は、図１に示すように、スイッチング回路２１０、及び、ＬＥＤ回路２２０を備えている。
　スイッチング回路２１０は、ＬＥＤ回路２２０に駆動電圧を印加するか否かを切り替えるスイッチング機能と共に、ＬＥＤ回路２２０に印加する駆動電圧を制御する機能を有している。スイッチング回路２１０は、図１に示すように、電源２１１、コイル２１２、ＭＯＳトランジスタ２１３、ダイオード２１４、及び、コンデンサ２１５により構成することができる。
　電源２１１は、コイル２１２を介してダイオード２１４のアノード端子２１６に接続されている。ＭＯＳトランジスタ２１３は、ドレイン端子がダイオード２１４のアノード端子２１６に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子がＤＣＤＣコントローラ１３０に接続されている。ダイオード２１４のカソード端子２１７は、コンデンサ２１５を介してＭＯＳトランジスタ２１３のソース端子に接続され、接地されている。
　ＭＯＳトランジスタ２１３は、ＤＣＤＣコントローラ１３０から供給される直流電圧に応じて、ＯＮとＯＦＦとが切り替えられる。また、ＭＯＳトランジスタ２１３は、ＯＮ状態である場合に、ＤＣＤＣコントローラ１３０から供給される直流電圧に応じた増幅率で、電源２１１から供給される電圧を増幅する。
　ＬＥＤ回路２２０は、スイッチング回路２１０から供給された駆動電圧により発光する。ＬＥＤ回路２２０は、図１に示すように、複数のＬＥＤが直列に接続されたＬＥＤ列２２１～２２４により構成することができる。
　ＬＥＤ列２２１～２２４の各々において、末端のＬＥＤの一方（アノード端子に他のＬＥＤが接続されていない方）は、そのアノード端子が上述したスイッチング回路２１０が備えるダイオード２１４のカソード端子２１７に接続され、末端のＬＥＤの他方（カソード端子に他のＬＥＤが接続されていない方）は、そのカソード端子が後述する定電流ドライバ１１０が備えるトランジスタ１１１～１１４のコレクタ端子に接続されている。このようにして、ＬＥＤ列２２１～２２４は、互いに並列になるよう接続されている。
　なお、ＬＥＤ列２２１～２２４を構成するＬＥＤの順方向降下電圧は、ＬＥＤごとにばらつきがある。例えば，白色ＬＥＤでは、順方向降下電圧が３．４Ｖ～４Ｖの範囲でばらつく。このため、ＬＥＤ列２２１～２２４における電圧降下は、ＬＥＤ列毎に異なる。
　（ＬＥＤ駆動回路の構成）
　次に、ＬＥＤ駆動回路１０の構成について説明する。ＬＥＤ駆動回路１０は、図１に示すように、定電流ドライバ１１０、ＬＥＤ駆動制御部１２０、及び、ＤＣＤＣコントローラ１３０を備えている。
　定電流ドライバ１１０は、後述するＬＥＤ駆動制御部１２０と協同して、ＬＥＤ列２２１～２２４の各々を流れる電流を定電流化する定電流化機能を有する。定電流ドライバ１１０は、図１に示すように、トランジスタ１１１～１１４、及び、抵抗１１５～１１８により構成することができる。
　トランジスタ１１１～１１４のコレクタ端子は、それぞれ、ＬＥＤ列２２１～２２４の末端のＬＥＤ（カソード端子に他のＬＥＤが接続されていないＬＥＤ）のカソード端子に接続されている。また、トランジスタ１１１～１１４のベース端子は、それぞれ、ＬＥＤ駆動制御部１２０に接続されている。また、トランジスタ１１１～１１４のエミッタ端子は、それぞれ、ＬＥＤ駆動制御部１２０に接続されると共に、抵抗１１５～１１８を介して接地されている。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０は、トランジスタ１１１～１１４における損失を低下させるよう、ＤＣＤＣコントローラ１３０を制御する低損失制御機能を有している。また、ＬＥＤ駆動制御部１２０は、上述した定電流ドライバ１１０と協同して、ＬＥＤ列２２１～２２４の各々を流れる電流を定電流化する定電流化機能を有している。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０の定電流化機能は、図１に示すように、オペアンプ１２１、定電圧源１２２、及び、抵抗１２４により実現される。オペアンプ１２１は、一方の入力端子がトランジスタ１１４のコレクタ端子と接続され、他方の入力端子が定電圧源１２２と接続され、出力端子が抵抗１２４を介してトランジスタ１１４のベース端子と接続されている。
　なお、ＬＥＤ駆動制御部１２０は、トランジスタ１１１～１１４のエミッタ端子及びベース端子と接続される４対の入力端子を備えている。そして、これら４対の入力端子の各々に、オペアンプ１２１、定電圧源１２２、及び、抵抗１２４が接続される（トランジスタ１１４に接続されるものを除いて図示を省略）。
　また、ＬＥＤ駆動制御部１２０の低損失制御機能は、電圧検出部１２６、比較回路１２７、及び、定電圧源１２８により実現される。電圧検出部１２６は、抵抗１２４の両端（端子１２３と端子１２５）に接続され、抵抗１２４における降下電圧を検出する。つまり、トランジスタ１１４のベース電流に比例する電圧を検出する。電圧検出部１２６が検出した電圧は、比較回路１２７に入力される。
　なお、ＬＥＤ駆動制御部１２０は、トランジスタ１１１～１１４のベース電流に比例した電圧を検出する４つの電圧検出部１２６を備えている（トランジスタ１１４のベース電流に比例した電圧を検出するものを除いて図示を省略）。そして、４つの電圧検出部１２６により検出された電圧の各々が比較回路１２７に入力される。
　比較回路１２７は、４つの電圧検出部１２６の各々から入力された電圧をサンプリングクロック毎にサンプリングする。そして、サンプリングした４つの電圧値のうちで最も大きい最大電圧Ｖmaxを、定電圧源１２８から入力される基準電圧Ｖrefと比較し、その比較結果に応じた値をもつＤＣＤＣ指令信号をＤＣＤＣコントローラ１３０に供給する。より具体的に言うと、（１）現クロックにおいて最大電圧Ｖmaxが基準電圧Ｖrefを上回っている場合には、現クロックにおけるＤＣＤＣ指令信号の値を前クロックにおけるＤＣＤＣ指令信号の値よりも一段階上の値に設定し、（２）現クロックにおいて最大電圧Ｖmaxが基準電圧Ｖrefを下回っている場合には、現クロックにおけるＤＣＤＣ指令信号の値を前クロックにおけるＤＣＤＣ指令信号の値よりも一段階下の値に設定する。ただし、ＤＣＤＣ指令信号の値には下限値が設定されており、最大値Ｖmaxが基準電圧Ｖrefを下回り続けたとしても、ＤＣＤＣ指令信号の値がこの下限値を下回ることはない。
　ＤＣＤＣ指令信号の値の設定例を図２に示す（図２における「ベース電流（電圧値に変換）」が上記の最大電圧Ｖmaxに対応する）。図２に示す例では、クロックｔ１以降、最大電圧Ｖmaxが基準電圧Ｖrefを上回っている。このため、比較回路１２７は、ＤＣＤＣ指令信号の値（図２における「ＤＣＤ指令値」）を１段階ずつ上昇させる。また、クロックｔ２以降、最大電圧Ｖmaxが基準電圧Ｖrefを下回っている。このため、比較回路１２７は、ＤＣＤＣ指令信号の値を１段階ずつ下降させる。更に、クロックｔ３以降、最大電圧Ｖmaxが再び基準電圧Ｖrefを上回る。このため、比較回路１２７は、ＤＣＤＣ指令信号の値を再び１段階ずつ上昇させる。また、クロックｔ４以降、最大電圧Ｖmaxが再び基準電圧Ｖrefを下回っている。このため、比較回路１２７は、ＤＣＤＣ指令信号の値を再び１段階ずつ下降させる。
　ＤＣＤＣコントローラ１３０は、比較回路１２７から入力されたＤＣＤＣ指令信号の値に応じて、スイッチング回路２１０に印加する電圧を制御する。具体的には、ＤＣＤＣ指令信号の値が大きいときほどＭＯＳトランジスタ２１３に印加する直流電圧を大きくし、ＤＣＤＣ指令信号の値が小さいときほどＭＯＳトランジスタ２１３に印加する直流電圧を小さくする。
　なお、上述した例では、最大電圧Ｖmaxが基準電圧Ｖrefを上回る／下回るクロックにおいてＤＣＤＣ指令信号の値を１段階上げる／下げる構成としたが、これに限定されるものではない。すなわち、例えば、最大電圧Ｖmaxが基準電圧Ｖrefを上回る／下回るクロックにおいてＤＣＤＣ指令信号の値を２段階上げる／下げる構成としてもよいし、３段階上げる／下げる構成としてもよい。
　また、上述した例では、１クロック毎に最大電圧Ｖmaxと基準電圧Ｖrefとの比較を行い、１クロック毎にＤＣＤＣ指令信号の値を上下させる構成としたが、これに限定されるものではない。すなわち、例えば、２クロック毎に最大電圧Ｖmaxと基準電圧Ｖrefとの比較を行い、２クロック毎にＤＣＤＣ指令信号の値を変化させる構成としてもよいし、３クロック毎に最大電圧Ｖmaxと基準電圧Ｖrefとの比較を行い、３クロック毎にＤＣＤＣ指令信号の値を変化させる構成としてもよい。
　また、上述した例では、４つの電圧検出部１２６から入力された電圧をサンプリングして得られる４つの電圧値の最大値である最大電圧Ｖmaxを基準電圧Ｖrefと比較する構成としたが、これに限定されるものではない。すなわち、例えば、これら４つの電圧値の各々を基準電圧Ｖrefと比較し、１つでも基準電圧Ｖrefを上回っている場合には、ＤＣＤＣ指令信号の値を１段階上げ、４つとも基準電圧Ｖrefを下回っている場合には、ＤＣＤＣ指令信号の値を１段階下げる構成としてもよい。
　なお、本実施形態においては、ＬＥＤ駆動制御部１２０は、定電流ドライバ１１０を介してＬＥＤ列と接続するための端子群（以下、トランジスタ１１１～１１４の各々に接続される１対の端子を「チャンネル」とも呼称する）を４チャンネル備えている場合を例に挙げて説明している。もちろん、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、ＬＥＤ駆動制御部１２０が、チャンネルを１０チャンネル備えていてもよい。
　ＤＣＤＣコントローラ１３０は、ＬＥＤ駆動制御部１２０の比較回路１２７から供給される電圧ΔＶが０になるように、スイッチング回路２１０に印加する電圧を調整する。
　〔ＬＥＤ駆動回路の低損失制御機能〕
　次に、ＬＥＤ駆動制御部１２０の低損失制御機能について、もう少し詳しく説明する。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０が備える電圧検出部１２６は、上述したとおり、トランジスタ１１４のベース電流に比例する電圧値Ｖを検出する。トランジスタ１１４においては、コレクタ－エミッタ間電圧Ｖceが小さくなると、ベース電流が大きくなり、コレクタ－エミッタ間電圧Ｖceが大きくなると、ベース電流が小さくなる。したがって、電圧検出部１２６は、トランジスタ１１４のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceと負の相関をもつ電圧値Ｖ（Ｖce）を検出していることになる。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０が備える比較回路１２７は、上述したとおり、各電圧検出部から入力された電圧の最大値Ｖmaxと定電圧源１２８から入力された基準電圧Ｖrefとの比較結果に応じてＤＣＤＣ指令信号の値を設定する。また、ＤＣＤＣコントローラ１３０は、上述したとおり、ＬＥＤ駆動制御部１２０が備える比較回路１２７から供給されるＤＣＤＣ指令信号の値に応じて、スイッチング回路２１０に供給する直流電圧を制御する。
　基準電圧Ｖrefは、トランジスタ１１１～１１４が飽和領域から活性領域に入るときのコレクタ－エミッタ間電圧をＶceoとして、Ｖ（Ｖceo）よりも少し小さな値に設定されている。これにより、トランジスタ１１１～１１４のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceの最小値をＶceoよりも少し大きな値に維持することができる。つまり、トランジスタ１１１～１１４を活性領域において動作させ、定電流化動作を営ませることができる。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０は、上述した構成により、トランジスタ１１１～１１４のコレクタ電圧を直接検出することなく、ベース電流からコレクタ電圧に対応する値を検出することができる。
　上述した構成によれば、ＬＥＤ駆動制御部１２０は、トランジスタ１１１～１１４のコレクタ端子の電圧を参照することなく、低損失制御機能を実現することができる。これにより、入力端子を削減すると共に、回路規模を縮小することができる。また、高圧になる可能性のあるトランジスタ１１１～１１４のコレクタ端子の電圧を参照する必要がないので、ＬＥＤ駆動制御部１２０に対して高い耐圧性能が要求されることもなくなる。
　また、上述した構成によれば、ＬＥＤ回路２２０へのＬＥＤ列の増設も容易である。以下、本実施形態に係る発光装置１の変形例として、ＬＥＤ回路２２０にＬＥＤ列が増設された発光装置について説明する。
　図３は、本変形例に係るＬＥＤ駆動回路を備える発光装置の回路を示す回路図である。図３に示すように、本実施形態に係る発光装置２は、ＬＥＤ駆動回路１０ａがカレントミラー回路１４０を備えており、ＬＥＤ光源回路２０ａがＬＥＤ列２２５を備えていること以外は、実施形態１の発光装置１と同じ構成である。
　本変形例では、図３に示すように、ＬＥＤ光源回路２０ａにＬＥＤ列２２５を増設してＬＥＤ列を５列にしている。
　しかし、ＬＥＤ駆動制御部１２０は、ＬＥＤ列と接続するためのチャンネルを４チャンネルしか備えていないため、単純にＬＥＤ列２２５を増設しても、ＬＥＤ列２２５を駆動させることはできない。
　そこで、ＬＥＤ駆動回路１０は、ＬＥＤ列２２５をＬＥＤ駆動制御部１２０に接続するため、カレントミラー回路１４０を備えている。
　（カレントミラー回路の構成）
　図４を参照して、本変形例に係るカレントミラー回路１４０の構成について説明する。図４は、本変形例に係るＬＥＤ駆動回路１０ａが備えるカレントミラー回路１４０を示す回路図である。
　図４に示すように、カレントミラー回路１４０は、トランジスタ１４１～１４６、及び、抵抗１４７～１４９を備えている。本変形例に係る定電流ドライバ１１０ａは、図４に示すカレントミラー回路１４０を、実施形態１の定電流ドライバ１１０が備えるトランジスタ１１４及び抵抗１１８の代わりに設けることにより、ＬＥＤ列２２５の増設を可能にしている。
　トランジスタ１４１及びトランジスタ１４３は、トランジスタ１４１のコレクタ端子とトランジスタ１４３のコレクタ端子とが接続され、トランジスタ１４１のエミッタ端子とトランジスタ１４３のベース端子とが接続されることにより、ダーリントン接続されている。また、トランジスタ１４１及びトランジスタ１４３のコレクタ端子はＬＥＤ列２２４のカソード端子に接続され、トランジスタ１４１のベース端子はベース出力端子１５０に接続され、トランジスタ１４３のエミッタ端子はトランジスタ１４５のコレクタ端子に接続されている。
　トランジスタ１４２及びトランジスタ１４４は、トランジスタ１４２のコレクタ端子とトランジスタ１４４のコレクタ端子とが接続され、トランジスタ１４２のエミッタ端子とトランジスタ１４４のベース端子とが接続されることにより、ダーリントン接続されている。また、トランジスタ１４２及びトランジスタ１４４のコレクタ端子はＬＥＤ列２２５のカソード端子に接続され、トランジスタ１４２のベース端子はベース出力端子１５０に接続され、トランジスタ１４４のエミッタ端子はトランジスタ１４６のコレクタ端子に接続されている。
　トランジスタ１４５及びトランジスタ１４６は、トランジスタ１４５のコレクタ端子と、トランジスタ１４５のベース端子及びトランジスタ１４６のベース端子とが接続されることにより、カレントミラーを形成している。トランジスタ１４５のコレクタ端子はトランジスタ１４３のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子は抵抗１４７の一端に接続されている。また、トランジスタ１４６のコレクタ端子はトランジスタ１４４のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子は抵抗１４８の一端に接続されている。
　また、ダーリントン接続されたトランジスタ１４１及びトランジスタ１４３と、トランジスタ１４２及びトランジスタ１４４とをそれぞれ１つのトランジスタとみなすと、トランジスタ１４１～１４６は、ウィルソン・カレントミラー（高精度ウィルソン・カレントミラー）回路を構成するよう接続されている。
　このように、トランジスタを２段に組み合わせてウィルソン・カレントミラーを構成することにより、カレントミラー回路１４０は、より高精度な定電流化動作を維持することができる。
　また、抵抗１４７及び抵抗１４８の他端は、共に抵抗１４９の一端及びエミッタ出力端子１５１に接続され、抵抗１４９の他端は接地されている。
　なお、ベース出力端子１５０は、トランジスタ１４１及びトランジスタ１４２に流れる電流が供給される端子である。エミッタ出力端子１５１は、抵抗１４７及び抵抗１４８をそれぞれ介して接続されるトランジスタ１４５及びトランジスタ１４６のエミッタ端子の電圧値を出力する端子である。
　また、カレントミラー回路１４０は、ＬＥＤ列２２４、２２５にかかる電圧Ｖｆが異なる場合にも、定電流化動作を維持することができるよう、いわゆる、エミッタフォロア回路を形成している。
　なお、本実施形態においては、カレントミラー回路１４０として、２対のトランジスタにより構成されるウィルソン・カレントミラー回路に１対のトランジスタをダーリントン接続して得られる回路を用いているが、これに限定されない。すなわち、カレントミラー回路１４０として、１対のトランジスタにより構成されるワイドラー・カレントミラー回路に１対のトランジスタをダーリントン接続して得られる回路を用いてもよい。後者の構成を採用した場合、前者の構成を採用する場合と比べて、回路構成が簡単になるというメリットがある。
　〔ＬＥＤ駆動回路の制御動作〕
　次に、カレントミラー回路１４０を備えるＬＥＤ駆動回路１０ａの制御動作について、図３を参照して説明する。なお、トランジスタ１４１及びトランジスタ１４２の共通するベース端子（図４に示す、ベース出力端子１５０）を、カレントミラー回路１４０のベース端子とも呼称する。また、トランジスタ１４５及びトランジスタ１４６の、抵抗１４７及び抵抗１４８を介して接続されるエミッタ端子（図４に示す、エミッタ出力端子１５１）を、カレントミラー回路１４０のエミッタ端子とも呼称する。
　（ＬＥＤ駆動回路の低損失制御機能）
　ＬＥＤ駆動制御部１２０の低損失制御機能について、もう少し詳しく説明する。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０が備える電圧検出部１２６は、上述したとおり、カレントミラー回路１４０のベース端子に流れるベース電流に比例する電圧値Ｖを検出する。カレントミラー回路１４０においては、トランジスタ１４５及び１４６のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceが小さくなると、ベース電流が大きくなり、コレクタ－エミッタ間電圧Ｖceが大きくなると、ベース電流が小さくなる。したがって、電圧検出部１２６は、カレントミラー回路１４０が備えるトランジスタ１４５及び１４６のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceと負の相関をもつ電圧値Ｖ（Ｖce）を検出していることになる。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０が備える比較回路１２７は、上述したとおり、各電圧検出部から入力された電圧の最大値Ｖmaxと定電圧源１２８から入力された基準電圧Ｖrefとの比較結果に応じてＤＣＤＣ指令信号の値を設定する。また、ＤＣＤＣコントローラ１３０は、上述したとおり、ＬＥＤ駆動制御部１２０が備える比較回路１２７から供給されるＤＣＤＣ指令信号の値に応じて、スイッチング回路２１０に供給する直流電圧を制御する。
　基準電圧Ｖrefは、トランジスタ１１１～１１３と、カレントミラー回路１４０が備えるトランジスタ１４５及び１４６とが飽和領域から活性領域に入るときのコレクタ－エミッタ間電圧をＶceoとして、Ｖ（Ｖceo）よりも少し小さな値に設定されている。これにより、トランジスタ１１１～１１３と、カレントミラー回路１４０が備えるトランジスタ１４５及び１４６とのコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceの最小値をＶceoよりも少し大きな値に維持することができる。つまり、トランジスタ１１１～１１３と、カレントミラー回路１４０が備えるトランジスタ１４５及び１４６とを活性領域において動作させ、定電流化動作を営ませることができる。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０は、上述した構成により、トランジスタ１１１～１１４のコレクタ電圧を直接検出することなく、ベース電流からコレクタ電圧に対応する値を検出することができる。
　上述した構成によって、並列に接続されたＬＥＤ列２２１～２２４に、さらにＬＥＤ列を並列接続して増設する場合に、ベース電流が共通する２つ以上のスイッチング素子を備えた回路を接続することによって、容易に増設することができる。これは、新たに設けられるスイッチング素子のベース端子が共通であるため、上記比較回路が、新たに設けられるスイッチング素子のベース端子と接続するための接続端子を新たに必要とせず、新たに比較回路を増設する必要がないためである。
　また、上記比較回路を新たに増設する必要がないため、発光素子を増設する場合であっても、回路規模の拡大を最小限に抑えることができ、比較回路の増設に必要なコストも削減することができる。
　＜実施形態２＞
　本発明の他の実施形態について、図５に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、実施形態１に係る構成要素と同様の機能を有する構成要素には同一の番号を付し、その説明を省略する。本実施形態では、主に、実施形態１との相違点について説明するものとする。
　〔発光装置の構成〕
　図５は、本発明の他の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路を備える発光装置の回路を示す回路図である。図５に示すように、本実施形態に係る発光装置３は、ＬＥＤ駆動回路１０ｂがＬＥＤ駆動制御部１２０ｂ及びカレントミラー回路１４０ｂを備えていること以外は、実施形態２の発光装置２と同じ構成である。
　本実施形態では、図５に示すように、ＬＥＤ駆動制御部１２０ｂは、ＬＥＤ光源回路２０ｂにＬＥＤ列２２１～２２３のカソード端子に接続されたトランジスタのコレクタ端子に接続されるコレクタ接続端子を備えている。ＬＥＤ駆動制御部１２０ｂは、コレクタ接続端子を介してトランジスタのコレクタ－エミッタ間電圧を取得する。
　比較回路１２７は、トランジスタから入力されたコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceを比較する。そして、これらの電圧の最大値Ｖmaxと、定電圧源１２８から入力される基準電圧Ｖrefとの比較結果に応じた値をもつＤＣＤＣ指令信号をＤＣＤＣコントローラ１３０に供給する。
　（カレントミラー回路の構成）
　図５に示すように、カレントミラー回路１４０ｂは、トランジスタ１４１～１４６、抵抗１４７～１４９、比較回路１５２、及び、定電圧源１５３を備えている。本実施形態に係る定電流ドライバ１１０ｂは、このカレントミラー回路１４０ｂを、実施形態１の定電流ドライバ１１０が備えるトランジスタ１１４及び抵抗１１８の代わりに設けることにより、ＬＥＤ列２２５の増設を可能にしている。
　トランジスタ１４１及びトランジスタ１４３は、トランジスタ１４１のコレクタ端子とトランジスタ１４３のコレクタ端子とが接続され、トランジスタ１４１のエミッタ端子とトランジスタ１４３のベース端子とが接続されることにより、ダーリントン接続されている。また、トランジスタ１４１及びトランジスタ１４３のコレクタ端子はＬＥＤ列２２４のカソード端子に接続され、トランジスタ１４１のベース端子はベース出力端子１５０に接続され、トランジスタ１４３のエミッタ端子はトランジスタ１４５のコレクタ端子に接続されている。
　トランジスタ１４２及びトランジスタ１４４は、トランジスタ１４２のコレクタ端子とトランジスタ１４４のコレクタ端子とが接続され、トランジスタ１４２のエミッタ端子とトランジスタ１４４のベース端子とが接続されることにより、ダーリントン接続されている。また、トランジスタ１４２及びトランジスタ１４４のコレクタ端子はＬＥＤ列２２５のカソード端子に接続され、トランジスタ１４２のベース端子はベース出力端子１５０に接続され、トランジスタ１４４のエミッタ端子はトランジスタ１４６のコレクタ端子に接続されている。
　トランジスタ１４５及びトランジスタ１４６は、トランジスタ１４５のコレクタ端子と、トランジスタ１４５のベース端子及びトランジスタ１４６のベース端子が接続されることにより、カレントミラーを形成している。トランジスタ１４５のコレクタ端子はトランジスタ１４３のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子は抵抗１４７の一端に接続されている。また、トランジスタ１４６のコレクタ端子はトランジスタ１４４のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子は抵抗１４８の一端に接続されている。
　ダーリントン接続されたトランジスタ１４１及びトランジスタ１４３と、トランジスタ１４２及びトランジスタ１４４とをそれぞれ１つのトランジスタとみなすと、トランジスタ１４１～１４６は、ウィルソン・カレントミラー（高精度ウィルソン・カレントミラー）回路を構成するよう接続されている。
　抵抗１４７及び抵抗１４８の他端は、共に抵抗１４９の一端及びエミッタ出力端子１５１に接続され、抵抗１４９の他端は接地されている。
　また、比較回路１５２の入力端子の一方はトランジスタ１４１のコレクタ端子に接続され、他方はトランジスタ１４２にコレクタ端子に接続され、さらに他方は定電圧源１５３に接続され、出力端子は、ＬＥＤ駆動制御部１２０ｂのコレクタ接続端子に接続されている。
　比較回路１５２は、トランジスタ１４３のコレクタ端子における電圧（トランジスタ１４３のコレクタ端子－トランジスタ１４５のエミッタ端子間の電圧）、及び、トランジスタ１４４のコレクタ端子における電圧から入力される電圧の値（トランジスタ１４４のコレクタ端子－トランジスタ１４６のエミッタ端子間の電圧）とを比較し、これら２つの電圧のうち大きい方の電圧をＬＥＤ駆動制御部１２０ｂに出力する。
　〔ＬＥＤ駆動回路の低損失制御機能〕
　次に、ＬＥＤ駆動制御部１２０ｂの低損失制御機能について、もう少し詳しく説明する。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０ｂが備える比較回路１２７は、上述したとおり、比較回路１５２から入力された電圧、及び、トランジスタ１１１～１１３のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceの最大値Ｖmaxと、定電圧源１２８から入力された基準電圧Ｖrefとの比較結果に応じてＤＣＤＣ指令信号の値を設定する。また、ＤＣＤＣコントローラ１３０は、上述したとおり、ＬＥＤ駆動制御部１２０が備える比較回路１２７から供給されるＤＣＤＣ指令信号の値に応じて、スイッチング回路２１０に供給する直流電圧を制御する。
　基準電圧Ｖrefは、トランジスタ１１１～１１３及び１４１～１４６が飽和領域から活性領域に入るときのコレクタ－エミッタ間電圧をＶceoとして、Ｖ（Ｖceo）よりも少し小さな値に設定されている。これにより、トランジスタ１１１～１１３及び１４１～１４６のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖceの最小値をＶceoよりも少し大きな値に維持することができる。つまり、トランジスタ１１１～１１３及び１４１～１４６を活性領域において動作させ、定電流化動作を営ませることができる。
　ＬＥＤ駆動制御部１２０は、上述した構成により、トランジスタ１１１～１１４のコレクタ電圧を直接検出することなく、ベース電流からコレクタ電圧に対応する値を検出することができる。
　（付記事項１）
　本発明に係る発光素子駆動回路は、上述のように、複数の発光素子が並列に接続された発光素子回路を駆動する発光素子駆動回路であって、上記複数の発光素子のそれぞれにコレクタ端子が接続され、エミッタ端子が接地された複数のトランジスタを含む定電流ドライバと、上記複数のトランジスタのベース電流のうち、最大のベース電流に応じて上記複数の発光素子に共通に印加する電圧を設定する制御回路と、を備えることを特徴としている。
　上記の構成によれば、上記制御回路は、上記トランジスタのコレクタ端子の電圧を参照することなく、低損失制御機能を実現することができる。これにより、入力端子を削減すると共に、回路規模を縮小することができる。また、高圧になる可能性のある上記トランジスタのコレクタ端子の電圧を参照する必要がないので、上記制御回路に対して高い耐圧性能が要求されることもなくなる。
　上記の構成によれば、上記並列に接続された発光素子に、さらに発光素子を並列接続して増設する場合に、ベース電流が共通する２つ以上のスイッチング素子を備えた回路を接続することによって、容易に増設することができる。これは、新たに設けられるスイッチング素子のベース端子が共通であるため、上記制御回路が、新たに設けられるスイッチング素子のベース端子と接続するための接続端子を新たに必要とせず、新たに比較回路を増設する必要がないためである。
　また、上記制御回路を新たに増設する必要がないため、上記発光素子を増設する場合であっても、回路規模の拡大を最小限に抑えることができ、上記制御回路の増設に必要なコストも削減することができる。
　本発明に係る発光素子駆動回路は、上記発光素子回路に含まれる発光素子と、該発光素子に並列に接続された新たな発光素子とに同一の電流を流すカレントミラー回路をさらに備え、上記制御回路は、上記複数のトランジスタのベース電流と、上記カレントミラー回路が備える１対のトランジスタの互いに短絡されたベース端子に流れるベース電流とのうち、最大のベース電流に応じて上記複数の発光素子に共通に印加する電圧を設定する、ことが好ましい。
　上記の構成によれば、上記カレントミラー回路により、上記何れかの発光素子に並列に接続された発光素子に、上記何れかの発光素子に流れる電流と略同一の電流を流すことができる。また、上記比較回路は、上記１対のトランジスタの互いに短絡されたベース端子に流れるベース電流を取得することで、ベース電流を取得する端子を増やすことなく、発光素子を増設することができる。
　本発明に係る発光素子駆動回路において、上記カレントミラー回路は、ウィルソン・カレントミラー回路である、ことが好ましい。
　上記の構成によれば、上記カレントミラー回路をウィルソン・カレントミラー回路とすることによって、温度によるカレントミラー回路の特性の変化を低減させることができる。これにより、上記何れかの発光素子に並列に接続された発光素子と、上記何れかの発光素子とに流れる電流を、より高精度に略同一とすることができる。
　本発明に係る発光素子駆動回路において、上記カレントミラー回路は、ワイドラー・カレントミラー回路である、ことが好ましい。
　上記の構成によれば、上記カレントミラー回路をワイドラー・カレントミラー回路とすることによって、回路構成をより簡単にし、より安価に製造可能な発光素子駆動回路を実現することができる。
　本発明に係る発光素子駆動回路において、上記カレントミラー回路は、上記１対のトランジスタにダーリントン接続されるもう１対のトランジスタを更に備えている、ことが好ましい。
　上記の構成によれば、ベース端子同士が短絡された上記１対のトランジスタに供給する電流を、ダーリントン接続される上記もう１対のトランジスタによって増幅させることができる。これによって、上記カレントミラーを構成する、ベース端子同士が短絡された上記１対のトランジスタを駆動するために上記制御回路から供給される電流を小さくすることができ、消費電力を削減することができる。
　なお、上記もう１対のトランジスタをダーリントン接続するカレントミラー回路は、１対のトランジスタにより構成されるワイドラー・カレントミラー回路であっても良いし、２対のトランジスタにより構成されるウィルソン・カレントミラー回路であってもよい。前者の場合、簡単かつ安価な発光素子駆動回路を実現することができる。後者の場合、より高精度は発光素子駆動回路を実現することができる。
　本発明に係る発光素子の増設方法は、上述のように、複数の発光素子が並列に接続された発光素子回路に新たな発光素子を増設する増設方法であって、上記複数の発光素子の何れかと上記新たな発光素子とを、これら２つの発光素子に同一の電流を流すカレントミラー回路を用いて接続することを特徴としている。
　上記の構成によれば、上記並列に接続された発光素子に、さらに発光素子を並列接続して増設する場合に、上記カレントミラーを用いて接続することにより、上記複数の発光素子の何れかと上記新たな発光素子とに同一の電流を流すことができるため、上記新たな発光素子を容易に増設することができる。
　（付記事項２）
　本発明は上述した各実施形態及び変形例に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
　本発明の発光素子駆動回路は、照明器具の光源、及び、テレビジョン受像機、及び携帯電話などのディスプレイのバックライトに好適に利用することができる。
　１、２、３　　　　　　　発光装置
　１０、１０ａ、１０ｂ　　ＬＥＤ駆動回路
　２０、２０ａ、２０ｂ　　ＬＥＤ光源回路
　１１０、１１０ａ、１１０ｂ　定電流ドライバ
　１１１～１１４、１４１～１４６　トランジスタ
　１１５～１１７、１２４、１４７～１４９　抵抗
　１２０、１２０ｂ　　　　ＬＥＤ駆動制御部
　１２１、１２７、１５２　比較回路
　１２２、１２８、１５３　定電圧源
　１２６　　　　　　　　　電圧検出部
　１３０　　　　　　　　　ＤＣＤＣコントローラ
　２１０　　　　　　　　　スイッチング回路
　２１１　　　　　　　　　電源
　２１２　　　　　　　　　コイル
　２１３　　　　　　　　　ＭＯＳトランジスタ
　２１４　　　　　　　　　ダイオード
　２１５　　　　　　　　　コンデンサ
　２２０　　　　　　　　　ＬＥＤ回路
　２２１～２２５　　　　　ＬＥＤ列

Claims (6)

  1. 　複数の発光素子が並列に接続された発光素子回路を駆動する発光素子駆動回路であって、
    　上記複数の発光素子のそれぞれにコレクタ端子が接続され、エミッタ端子が接地された複数のトランジスタを含む定電流ドライバと、
    　上記複数のトランジスタのベース電流のうち、最大のベース電流に応じて上記複数の発光素子に共通に印加する電圧を設定する制御回路と、
    を備えていることを特徴とする発光素子駆動回路。
  2. 　上記発光素子回路に含まれる発光素子と、該発光素子に並列に接続された新たな発光素子とに同一の電流を流すカレントミラー回路をさらに備え、
    　上記制御回路は、上記複数のトランジスタのベース電流と、上記カレントミラー回路が備える１対のトランジスタの互いに短絡されたベース端子に流れるベース電流とのうち、最大のベース電流に応じて上記複数の発光素子に共通に印加する電圧を設定する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の発光素子駆動回路。
  3. 　上記カレントミラー回路は、ウィルソン・カレントミラー回路である
    ことを特徴とする請求項２に記載の発光素子駆動回路。
  4. 　上記カレントミラー回路は、ワイドラー・カレントミラー回路である
    ことを特徴とする請求項２に記載の発光素子駆動回路。
  5. 　上記カレントミラー回路は、上記１対のトランジスタにダーリントン接続されるもう１対のトランジスタを更に備えている、
    ことを特徴とする請求項２から４までの何れか１項に記載の発光素子駆動回路。
  6. 　複数の発光素子が並列に接続された発光素子回路に新たな発光素子を増設する増設方法であって、
    　上記複数の発光素子の何れかと上記新たな発光素子とを、これら２つの発光素子に同一の電流を流すカレントミラー回路を用いて接続する、ことを特徴とする増設方法。
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