WO2012090840A1 - マイクロ波帯昇圧整流回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステム - Google Patents

マイクロ波帯昇圧整流回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステム Download PDF

Info

Publication number
WO2012090840A1
WO2012090840A1 PCT/JP2011/079728 JP2011079728W WO2012090840A1 WO 2012090840 A1 WO2012090840 A1 WO 2012090840A1 JP 2011079728 W JP2011079728 W JP 2011079728W WO 2012090840 A1 WO2012090840 A1 WO 2012090840A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
tag
output
circuit
reader
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/079728
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
均 北吉
澤谷　邦男
Original Assignee
国立大学法人東北大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 国立大学法人東北大学 filed Critical 国立大学法人東北大学
Priority to EP11852838.9A priority Critical patent/EP2661040A4/en
Priority to US13/976,578 priority patent/US9379666B2/en
Publication of WO2012090840A1 publication Critical patent/WO2012090840A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/02—Details
    • H03D1/04—Modifications of demodulators to reduce interference by undesired signals
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K19/00—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings
    • G06K19/06—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings characterised by the kind of the digital marking, e.g. shape, nature, code
    • G06K19/067—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components
    • G06K19/07—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips
    • G06K19/0723—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips the record carrier comprising an arrangement for non-contact communication, e.g. wireless communication circuits on transponder cards, non-contact smart cards or RFIDs
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K7/00—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns
    • G06K7/10—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation
    • G06K7/10009—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio

Definitions

  • the present invention relates to a microwave frequency band stub resonance booster circuit, a wireless tag device using the same, and a wireless tag system.
  • Such a sensor is effective for application to a system that can be expected to have a sufficient effect if communication is established once every 5 minutes, such as sensing of the weather environment, but the future vision of the ubiquitous sensor network ( Real-time bidirectionality is an important issue in the detection / guidance of danger information and the support / monitoring system for the elderly etc. listed in Non-Patent Document 1).
  • Patent Document 1 wearable antennas
  • Patent Document 2 real-time bidirectional wireless connection technology
  • sensor tags that operate under the ARIB STD-T81 standard and have been confirmed to read up to 35 m with a 3.45 GHz band 3 mW / MHz reader output.
  • These tags are classified into three types: radio tags with 20 continuous ranging sensors per second, 3-axis accelerometer radio tags that operate with 350 continuous samplings per second, and electrocardiograph sensor radio tags. 3mm soft and can be integrated with clothes.
  • the current consumption during continuous operation of the built-in 3V button battery was 10 ⁇ A, 633 ⁇ A, and 583 ⁇ A in each tag (Non-patent Document 2).
  • This specification is intended for mobiles such as ITS that are developed with the goal of a communicable distance of 30 m or more with a power consumption of 500 ⁇ W or less when continuously transmitting / receiving 100 kbps data, 10 ⁇ W or less during standby, and a positioning error of 10 cm or less.
  • a small, low power consumption, long-life real-time wireless data communication terminal capable of positioning in the 5 GHz band for a wireless distributed sensor network is disclosed.
  • DSP receiver for readers that is prototyped for high-speed and high-accuracy positioning and that performs inverse Fourier transform and interpolated ranging processing of the frequency response of reflected subcarrier signals within 200 ms bandwidth within 5 ms.
  • FIG. 1 is a circuit diagram described in FIG. 2 of Patent Document 3 as an example of a conventional passive wireless tag device.
  • the capacitor C1 connected to the antenna element L2 resonates with the ⁇ g / 4 short stub L3 and boosts the amplitude of the antenna reception RF signal by about 10 times.
  • D3 performs rectification detection and charges C3
  • the RF signal boosted by the stub is double-rectified by connecting it to D4 and D5 via C2. Since the reference potential of the double voltage rectifier circuit is the charge voltage of C3, the triple voltage rectified voltage of the stub boost RF signal is charged in C4.
  • the 30-fold voltage rectified voltage of the received RF signal charged in C4 is used for driving the microprocessor U7 and the like, and the 10-fold voltage rectified voltage of the received RF signal charged in C3 is used for ASK demodulation of the received signal. It is used.
  • the reason why the rectified voltages of the two types of stub boost RF signals are properly used is that the U7 or the like requires a relatively high drive voltage, and the ASK demodulation of the received signal has a short time constant (relatively low output impedance). It is stated that it is required.
  • Patent Document 3 all the embodiments described in Patent Document 3 including FIG. 1 are in the 2.45 GHz band (UHF band), and in the microwave band (3-30 GHz), the boosted rectified output voltage required by the wireless tag is I knew that I could't get it.
  • the voltage charged to C3 in FIG. 1 in the 5 GHz band is up to about three times the received RF signal voltage
  • the voltage charged to C4 is up to about six times the received RF signal voltage.
  • the reason for the large drop in the boost ratio is that (1) the Q value of the short stub itself has decreased, (2) the junction capacitance of D3 and the junction capacitance of D4 and D5 connected via C2 are stub resonance booster circuits ( This is probably because the Q of the resonance circuit is further lowered.
  • (1) is caused by an increase in electromagnetic wave radiation loss from the stub short end due to higher frequency, and (2) is caused by (1) and the + j impedance component at the time of stub resonance is a capacitive load. This is considered to be because the ⁇ j impedance component of the signal cannot be compensated.
  • FIG. 2 shows a microwave step-up rectifier circuit according to the present invention, which is mainly used for a passive wireless tag device.
  • 2 (a) and 2 (b) are examples in which a double voltage rectifier circuit is combined with a ⁇ g / 2 open stub resonant booster circuit, and (c) is a quadruple voltage applied to a ⁇ g / 2 open stub resonant booster circuit.
  • This is an example in which a rectifier circuit and an ASK demodulator circuit are combined.
  • C1 0.1pF
  • C2 to C4 1pF
  • C5 0.1 ⁇ F
  • L1 to L3 5nH
  • R1 10k ⁇
  • R2 2.2M ⁇
  • RL the equivalent load resistance of the RFID tag circuit
  • D5 is a backflow prevention diode
  • D6 is a protective Zener diode
  • U1 is a Schmitt trigger inverter.
  • the resonance frequency is 5 GHz band
  • a 50 ⁇ -20 dBm sine wave is input to RFin
  • Vo 470 mV (step-up ratio 21 times)
  • the output voltage of (c) can be said to be a voltage sufficient to operate the wireless tag circuit.
  • the RFID circuit can be operated if the input power is about -15 dBm.
  • FIG. 1 of the conventional system a short stub is used for resonance boosting of the RF signal
  • FIG. 2 an open stub is used.
  • the reason for using the short stub in FIG. 1 of the above a) is that the stub length can be shortened in the UHF band and simple rectification by D3 is possible, so that ASK demodulation with low output impedance (fast response) is possible.
  • the Q value of the stub is not sufficiently high in the microwave band, and the + j impedance component at the stub resonance cannot fully compensate the ⁇ j impedance component of the capacitive load. Therefore, the junction position of the rectifier diode and the inserted inductor are resonated to reduce the capacitive load and the inductor insertion position is set so that a high RF voltage is generated in the rectifier diode element (the rectifier diode element is aligned with the stub). The closest position or the position closest to the GND of the RF potential is preferable).
  • the difference between (a) and (b) is that in (a), the rectifier diode element is closest to the stub, and in (b), the rectifier diode element is closest to GND of the RF potential.
  • a common L1 is inserted for D1 and D2, but in (a), L1 is inserted for D1 and L2 is inserted for D2.
  • the inductor insertion method (a) can obtain a higher step-up ratio.
  • the stub resonance boost RF signal is double-rectified by D1 and D2 and charged with C2. Then, the stub resonance boost RF signal is further amplified by using D3 and D4 with reference to the DC potential of C2. A double voltage rectified voltage is added to charge C4 to obtain a quadruple voltage rectified voltage. At this time, C3 is inserted for the purpose of separating the DC potential of the stub and the DC potential of the common terminals of D3 and D4.
  • the ASK demodulation method by U1 in FIG. 1 and the ASK demodulation method by U1 in FIG. 2 are the same.
  • the received signal is detected by stub resonance step-up rectification detection
  • the received data is received by a comparator operation with 1/2 of the amplitude peak potential as a threshold value.
  • the code 0 and 1 are determined.
  • FIG. 3 is a circuit diagram described in FIG. 4 of Patent Document 2 as an example of a conventional semi-passive wireless tag device.
  • the capacitor C1 connected to the antenna element 22 resonates with the ⁇ g / 4 short stub 23 and boosts the amplitude of the antenna reception RF signal by about 10 times.
  • the boosted RF signal is connected to the anode of D3 via C2 and detected, but a DC bias current flows into the anode of D3 via R3.
  • This DC bias current has the purpose of generating an input offset voltage in order to improve the detection sensitivity of D3 for a weak RF received signal and to operate the comparator U1 with a single power source.
  • a DC bias current slightly smaller than D3 flows through D4 to which no RF signal is applied via R4.
  • the minimum reception ASK demodulation sensitivity of the circuit of FIG. 3 in the 2.45 GHz band is about ⁇ 30 dBm in the 5 GHz band, compared to ⁇ 45 dBm.
  • the reason why the reception sensitivity of the circuit of FIG. 3 is greatly deteriorated in the microwave band is the same as in the case of the circuit of FIG. 1 (1) the Q value of the short stub itself is lowered (2) via C2.
  • the junction capacitance of the connected D3 becomes a load of the stub resonance circuit, further reducing the Q value of the resonance circuit, and (3) To separate the GND potential stub and the biased D3 potential by DC. It can be considered that the inserted C2 caused a non-negligible loss in the microwave band.
  • FIG. 4 shows an ASK demodulator circuit using the microwave step-up rectifier circuit of the present invention, which is mainly used for a semi-passive type RFID tag device. All element values and model names in this figure are those used in the experiment in the 5 GHz band, and the ASK demodulated minimum input sensitivity was 50 ⁇ and ⁇ 48 dBm at the RFin input. Also, RFin in the figure is a reception RF signal input terminal from the RFID tag antenna, RxData is an ASK demodulation output terminal of the signal, and RxEnable is a control input for bringing U1 to U3 into an active state while waiting for reception.
  • C1 connected to RFin and the ⁇ g / 2 open stub resonate to boost the amplitude of the input RF signal by about 10 times, and this is double-rectified by D1 and D2 to charge C2.
  • a DC bias voltage is obtained at C3 by the divided voltage of R1 and R2, and a forward bias current is supplied to D1 to D4.
  • D1 and D2 are forward-biased is to prevent deterioration of detection sensitivity with respect to a weak RF signal and to require a DC offset voltage in the input signal in order to operate U2 with a single power supply.
  • the bias current flowing through D1, D2, D3, and D4 when there is no input signal at RFin is determined by R3 and R6 + R7, respectively, but the former is slightly larger than the voltage charged to C2 due to the difference in resistance value.
  • the voltage charged to C4 is set to be slightly higher.
  • the voltage charged in each is connected to the operational amplifier U3 via the operational amplifiers U2 and R5 via R4.
  • the feedback resistors of the operational amplifiers U2 and U3 share R11, and the gain is controlled using R9 and D6 on the U2 side and R10 on the U3 side.
  • D6 is used for the feedback circuit of U2
  • AGC control is performed so that U2 does not become saturated even when a relatively large signal is input to RFin.
  • the U2 output is increased by charging C4 via R8 and D5 to increase the input voltage on the U3 side, because the ASK demodulation where the output of U2 is connected according to the average input signal amplitude of RFin.
  • tracking the threshold value of the comparator U1 output of U3 has the effect of suppressing the influence of noise and improving the ASK demodulation response performance for the detection first-order lag response.
  • FIG. 3 of the conventional system a short stub is used for resonance boosting of the RF signal
  • FIG. 4 an open stub is used.
  • B) The reason for using the short stub in FIG. 3 of the above a) is that the stub length can be shortened in the UHF band.
  • C) The reason for using an open stub without using a short stub in FIG. 4 of the above a) is that the stub length is not too short in the microwave band, and it is possible to suppress electromagnetic wave radiation loss and maintain the Q value, Since the stub is DC and open, it is not necessary to insert a capacitor (C2 in FIG.
  • the junction position of the rectifier diode and the inserted inductor are resonated to reduce the capacitive load and the inductor insertion position is set so that a high RF voltage is generated in the rectifier diode element (the rectifier diode element is aligned with the stub).
  • the closest position or the position closest to the GND of the RF potential is preferable).
  • Kitayoshi Sawaya, “Long-distance and ultra-low-power radio tags using subcarrier modulation waves”, IEICE Technical Report, SIS2007-47, pp.13-18, Dec. 2007. Kitayoshi, “High resolution for short-time frequency spectrum analysis,” IEICE A, vol. J76-A, no. 1, pp. 78-81, Jan. 1993.
  • the UHF charged wave type, 800-900MHz band and 2.45GHz band wireless tags that can be read from a distance of about 10m have been put into practical use.
  • An object of the present invention is to realize a new method of using a radio wave wireless tag in a microwave frequency band that can be used in the 5 GHz band and 24 GHz band of ISM from the viewpoint of efficient use of radio wave resources.
  • a microwave step-up rectifier circuit is proposed to improve the reception sensitivity of the wireless tag, increase the reading distance up to about 100 m, and use the wide bandwidth exceeding 100 MHz, which is a characteristic of 5 GHz band and 24 GHz band. Then, it is necessary to provide a technology that can remotely sense the position of the wireless tag with an error of about 10 cm.
  • the invention according to claim 1 is characterized in that the RF signal amplitude is boosted by performing impedance conversion of the input RF signal by making a 0.2 pF to 0.01 pF minute capacitance element and a ⁇ g / 2 open stub element resonate in series.
  • This is a microwave frequency band stub resonance booster circuit.
  • the anode or cathode terminal of the rectifier diode element 1 and the terminal having the opposite polarity to the rectifier diode element 1 of the rectifier diode element 2 are connected to the connection point of the microcapacitor element and the open stub element.
  • the other terminal of the rectifier diode element 1 is connected to the RF signal ground level portion, the other terminal of the rectifier diode element 2 is connected to the capacitance element for rectification output, and this is charged to boost the RF input signal.
  • the invention according to claim 3 is the microwave step-up rectifier circuit according to claim 2, wherein the output of another rectifier circuit separated by direct current is used as the RF signal ground level part.
  • the invention according to claim 4 reduces the rectifier diode junction capacitance of the rectifier diode element from becoming a capacitive load to the boosted output of the RF signal amplitude, and induces a high RF signal amplitude by the rectifier diode element.
  • the invention according to claim 5 is characterized in that a DC bias source is used as the RF signal ground level part and a forward bias current is passed through the rectifier diode to obtain a detection output even for a weak RF input signal.
  • a bias current is also supplied to the diode group separated from the RF signal by the microwave band boost rectifier circuit having the DC bias source according to the fifth aspect, and the presence or absence of the RF signal is determined by the output potential difference.
  • a wireless tag device characterized in that the ASK demodulation speed is increased by adding the output average voltage on the microwave boost rectifier circuit side to the output of the diode group separated from the RF signal. .
  • the invention according to claim 8 activates the wireless tag designated by the pulse train code reception standby according to claim 7 and returns a CW subcarrier response signal using an oscillation source with high frequency stability built in for a certain period of time to the reader side.
  • the reader side is a wireless tag system characterized in that the position of the tag is obtained by sweeping the interrogation frequency within the fixed time and observing the frequency response of the round trip between the tag and the reader.
  • the invention according to claim 9 is characterized in that the radio tag designated by the pulse train code reception standby is activated, and the measurement result by the sensor for a predetermined time is digitized and transferred to the reader side by the subcarrier MPSK.
  • This is a wireless tag system.
  • the present invention from the viewpoint of efficient use of radio resources, it is possible to realize a new method for using radio wave wireless tags in the microwave frequency band that can be used in the 5 GHz band and 24 GHz band of ISM.
  • It is a circuit diagram of a conventional passive wireless tag device. 1 shows an example of a microwave step-up rectifier circuit according to an embodiment of the present invention, where (a) is a circuit example 1, (b) is a circuit example 2, (c) is a circuit example 3 and a passive ASK demodulator circuit. It is a circuit diagram. It is a circuit diagram of a conventional semi-passive wireless tag device. 1 is a microwave step-up rectification type ASK demodulation circuit according to an embodiment of the present invention, which is mainly used for a semi-passive wireless tag device. It is the photograph and circuit diagram which show the example of the bias application adapter for experiment evaluation used for a semi-passive type
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a wireless tag control and response signal generator of a semi-passive wireless tag according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a received signal step-up rectification detection and ASK demodulator of a semi-passive wireless tag according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a reception IQ constellation diagram when the distance between a reader and a tag is 7 m and 20 m in a 4-level PSK response. It is a reception IQ constellation diagram when the distance between the reader and the tag is 7 m and 20 m in the 8-level PSK response. It is a reception IQ constellation diagram when the distance between the reader and the tag is 7 m and 20 m in the 16-value PSK response. It is a figure which shows the example of real-time LCD display of the continuous reception data in the reader-tag distance of 30 m.
  • FIG. 5 is an example of an adapter for applying a bias voltage to the received signal detection rectifier diode used in the semi-passive wireless tag, and shows a photograph and a circuit diagram of the substrate used for the experimental evaluation.
  • the bias voltage applied to the diode is created by dividing the Bias in terminal voltage by 2.2M ⁇ and 470k ⁇ .
  • the open DC bias voltage is about 528mV
  • the DC output impedance is about 387k ⁇ .
  • RFin and RFout both have a characteristic impedance of about 50 ⁇ in the microwave frequency band.
  • means for preventing breakdown due to static electricity when a measuring instrument is connected is provided, and a resistor of 510 ⁇ is used for that purpose.
  • FIG. 6 shows an example of the microwave frequency band boost rectifier circuit of the present invention, which corresponds to (c) of FIG.
  • a cut semi-rigid cable is used for the ⁇ g / 2 open stub, but since a loss due to electromagnetic wave radiation from the cut end fringe portion is expected, a copper tube portion is added to extend the cut portion.
  • the open detection output voltage is about 762mV and the output impedance can be estimated to be about 465k ⁇ .
  • the decrease in the detection output voltage is considered to be caused by the attenuation of the RF signal level by the bias application adapter, and the increase in the output impedance is considered to be caused by the addition of the DC bias output impedance of the bias application adapter.
  • Bias3in 3V
  • the open detection output voltage the DC bias voltage is offset to the detection output signal, so the change ⁇ Vo in the detection output voltage when the applied RF signal is turned ON / OFF at 100KHz was evaluated
  • the output impedance is about 519 k ⁇ at about 684 mV, and although the effect of bias application is recognized, the deterioration of performance can be confirmed as compared with the case where no bias application adapter is used.
  • FIG. 7 is an example in which a 0.8 pF capacitor is added between the common and stub of the detection diodes D1 and D2 in the circuit shown in FIG.
  • This addition of a capacitor constitutes a detection output signal impedance and a first-order lag system when the capacitance of the open stub is relatively large, and prevents a fast ASK demodulated signal from being difficult to be extracted. This is for apparently reducing the electrostatic capacity.
  • an RF signal is applied via a bias application adapter.
  • Bias in 0V
  • the open detection output voltage is about 461mV
  • the output impedance is about 1075k ⁇
  • Bias in 3V
  • the open detection output voltage was about 499mV and the output impedance was about 608k ⁇ .
  • FIG. 8 shows an example in which a stub boost RF signal quadruple voltage rectification detection circuit is configured by combining (a) and (b) of FIG.
  • this circuit's passive RF tag operation without bias application adapter
  • the open detection output voltage is about 780mV
  • the output impedance can be estimated to be about 489k ⁇ .
  • an RF signal is applied via a bias application adapter.
  • Bias in 0V
  • the open detection output voltage is about 657mV
  • the output impedance is about 957k ⁇
  • Bias in 3V.
  • the open detection output voltage was about 681mV and the output impedance was about 481k ⁇ . From these results, it can be said that the values of the open detection output voltage and the output impedance in each operation mode of the circuit of FIG. 8 are almost the same as those of the circuit of FIG.
  • the circuit of FIG. 8 employs a method in which the output voltages of the independent stub boost rectifier circuits are added together, and a higher boost ratio is assumed by eliminating the capacitor inserted between the stub boost RF signal and the detection diode.
  • the detection output voltage decreases when trying to make the resonance frequencies of the two systems coincide with each other, and the value of the inductor loaded on the diode is selected so as to shift the resonance frequencies of the two systems.
  • FIG. 9 to 11 are circuit diagrams of the microwave band semi-passive wireless tag proposed in the present invention, and operate at 5 GHz.
  • This circuit comprises (a) the radio tag control and response signal generator in FIG. 9, (b) the received signal step-up rectification and ASK demodulator in FIG. 10, and (c) the pulse encoding key detector in FIG. First, (b) reception signal boost rectification detection and ASK demodulator including the microwave band boost rectifier circuit of the present invention will be described.
  • This circuit includes the bias application adapter unit shown in FIG. 5, the ⁇ g / 2 open stub resonance booster circuit shown in FIG. 6, the quadruple voltage rectifier circuit, the ASK demodulator circuit including the reception AGC and threshold control shown in FIG. It is constituted by.
  • (c) is a patent circuit previously filed by the inventors, characterized in that it responds only to signals having a certain range of pulse widths and operates with low power consumption.
  • Patent Document 2 describes the operating principle. There is.
  • the output INT of U5 outputs a pulse signal with a width of about 2 ⁇ s in response to a received signal pulse width of 260 ⁇ s to 350 ⁇ s
  • the output RESET of U6 has a width of about 20 ⁇ s in response to a received signal pulse width of 2.5 ms to 3.2 ms.
  • U9 is the antenna drive amplitude 0-5V for response from the tag to the reader ANTpsk, ANTcw, and ANTmx are connected to a varactor diode mounted on the tag antenna shown in FIGS. 12 and 13, respectively.
  • U10 is a 32.768kHz CW oscillator with high frequency stability used for tag positioning from a reader.
  • the output signal is level-converted by U9 and driven by a varactor diode loaded on the tag antenna.
  • the question signal fo is reflected back with a subcarrier of fo ⁇ 32.768kHz.
  • the distance can be obtained by performing complex detection of the tag response subcarrier signal while sweeping the frequency of the interrogation signal fo and observing the frequency response of the round trip between the tag and the reader.
  • U11 is a charge pump type DC-DC converter, which makes 5V power source for U9 from 3V button battery with built-in tag.
  • U12 is a microprocessor and includes an AD converter, a memory, a WDT (timer interrupt function that operates in a low power consumption mode), and the like.
  • U12 is connected to the INT signal and RESET signal shown in (c) above, and interrupts with a specific received pulse to the microprocessor operating in WDT mode, so that the time interval measurement results and order for each pulse type are displayed. Can be recorded.
  • This recording result is the key to activate a specific tag, and the pulse encoding key to activate the specific tag sent from the reader is received with the U12 almost in the WDT mode standby state. it can.
  • the WDT of U12 performs an increment operation of the pulse interval counter on the assumption that it occurs every 1 ms, for example.
  • the U12 activated by the initialization operation and various interrupts controls the output terminals of the U8 to turn on / off the power supply of the U10 and U11 and switch the operation mode in the tag.
  • RxEN activates U1, U2, and U3 to set the wireless tag in the reception mode
  • ENint activates the INT pulse detection circuit
  • ENrst activates the RESET pulse detection circuit.
  • the AD converter built in U12 digitizes the sensor output signal and outputs it as an MPSK subcarrier modulation signal (see Patent Document 2) from the RC1 terminal, converts the level at U9 and loads the varactor diode loaded on the tag antenna. By driving, the interrogation signal from the reader is modulated and reflected by the subcarrier, and sensor information is returned.
  • A) Transmission of pulse key, command and data from reader to wireless tag is performed by negative logic ASK modulation of 5GHz band CW signal.
  • ENint is set to High level and reception of the interrupt pulse key is permitted, and the operations of (a) and (b) are repeated to perform pulse encoding from the reader. Wait for key to receive command.
  • the minimum value of the interval of the interrupt pulse key transmitted from the reader side (the count value using WDT becomes zero) is used as the start and end codes of the pulse encoding key command, and is sandwiched between the pulse keys of the minimum interval.
  • the operation of the wireless tag is controlled by the count sequence using the WDT (FIG. 23).
  • Reading the ID code of the wireless tag from the reader side is done by transmitting the Manchester encoded ASK masked ID code after the ID code reading command using the interrupt pulse encoding key, and the wireless tag having the corresponding ID code is determined in advance.
  • the own ID code is returned to the reader side using the subcarrier MPSK modulation in the slot (for example, the bit code of the mask portion).
  • the Manchester encoded masked ID code is input to Din of U12, the Manchester code is demodulated and analyzed by U12, and the response MPSK signal is also synthesized by U12 and output from the RC1 terminal (FIG. 24).
  • a masked ID code is an expected value ID code that includes a mask bit string.
  • the RFID tag has its own ID in a predetermined slot.
  • the code is returned to the reader side by subcarrier MPSK modulation, but if there is no error in the received ID code, the wireless tag notifies the wireless tag of the completion of reading and instructs the wireless tag not to respond to the ID reading command thereafter. Transmit (FIG. 25).
  • FIG. 12 shows a simple radio tag system evaluation system.
  • the transmission power of the carrier signal transmitted from the reader side at the frequency fo is Pt
  • the operating gain of the transmitting antenna is Gt
  • the operating gain of the antenna on the tag side is Ga
  • the basic transmission loss from the reader to the tag is 1 / If Gp
  • the received power Pa on the tag side is Pt
  • the tag is modulated with the subcarrier signal fs by a variable impedance element (varactor diode) loaded on the tag antenna, the reader side of the fo + fs subcarrier response signal re-radiated from the tag antenna The received power Ps at
  • Gs is the subcarrier modulation gain
  • Gr is the receiving antenna operating gain on the reader side
  • Gas is the operating gain of the tag antenna at fo + fs
  • 1 / Gps is the basic transmission loss of the subcarrier response signal from the tag to the reader.
  • the subcarrier modulation gain Gs is about -9.9 dB, whereas in the case (b), the subcarrier modulation gain Gs is about -3.9 dB.
  • the actual subcarrier modulation gain of the tag antenna was evaluated.
  • FIG. 13 shows photographs of the actual reader-side antenna and tag-side antenna used in the evaluation system of FIG.
  • Two types of diodes were used as varactor diodes loaded on the tag antenna, and the characteristics were compared. One is HVC417C and the other is SMV1247. In the evaluation system shown in FIG.
  • Vs 5V
  • Ps ⁇ 60 dBm
  • FIG. 9 shows the basic configuration of the developed sensor wireless tag.
  • the MPSK multiplexing rate uses a variable rate scheme of 40 kbps for 4-level PSK, 60 kbps for 8-level PSK, and 80 kbps for 16-level PSK.
  • the sensor AN0, AN1 and RC0 input signals are digitized by an AD converter built in the ⁇ -CPU, packetized in units of 3CH together with each CH-ID code, and returned to the reader side.
  • the unmodulated subcarrier signal is returned in bursts, and the reception side carrier signal fs is DFT-processed on the reader side while sweeping the transmission frequency fo on the reader side. Get the frequency response.
  • the command and tag ID specification information from the reader side is the quadrature rectification detection with the DMF2822 cascade-connected DMF2822, which boosts the received RF signal with a 0.1pF micro capacitor and ⁇ g / 2 open stub.
  • AGC amplitude control and threshold control are performed using U2 and U3, then binarized by the comparator U1 and analyzed by the ⁇ -CPU.
  • Information from the reader side is transmitted with a Manchester encoded ASK signal on a carrier fo at 100 kbps.
  • the stub resonance booster circuit of Patent Document 2 only a boost ratio of about 3 times was obtained in the 5 GHz band, but in the design of the tag receiving circuit of the present invention, the junction capacitance of the resonant capacitor with the stub and the detection diode is about 0.1 pF. Furthermore, the Q value was set to 200 or more by using an open stub. In addition, considering the wiring inductor, an RF boost ratio of about 10 times was obtained. When a real-time response operation with low power consumption is required, such as waiting for a command from the reader or a distance measurement trigger, the pulse detection circuit invented in Patent Document 2 is used to interrupt and activate the ⁇ -CPU in the sleep state. The key code was detected.
  • FIG. 15 shows the configuration of the developed sensor tag system.
  • the tag generates a subcarrier signal that is frequency offset by ⁇ fs with respect to the interrogation carrier fo transmitted from the reader, and returns data by MPSK.
  • the response subcarrier signal from the tag received by the reader is quadrature detected by the interrogation carrier signal, converted to a ⁇ fs complex signal as I (t) and Q (t), and then only the + fs component is subjected to complex DFT processing.
  • the return data from the tag is demodulated.
  • the return data from the tag can receive 4-level PSK (40kbps), 8-level PSK (60kbps) and 16-level PSK (80kbps), and the transmission rate according to the reception error Is selected.
  • the query carrier frequency fo is set to a transmission power of about 3 mW / MHz by hopping the range of 5.15 to 5.35 GHz in accordance with the 5 GHz band wireless LAN standard.
  • the dynamic range of the IQ signal sampling AD converter used in the reader needs to be 90 dB or more, and the 12-bit AD converter with built-in dsPIC33FJ256 is insufficient.
  • the transmission frequency fo 5.15-5.35GHz is controlled and swept from the dsPIC33FJ256GP710, and the unmodulated response subcarrier signal fs from the tag for each carrier frequency is subjected to complex DFT processing, and the frequency response characteristics between the reader and tag ( Observing 256 points in the 200MHz bandwidth), the distance r between the tag and the reader is obtained by performing inverse Fourier transform (IFFT) processing on this data.
  • IFFT inverse Fourier transform
  • the resolution is 1mm.
  • the distance measurement results from the reader are output 30 times per second at maximum, 28ms of which are used for observation of frequency response, 4.5ms for calculation processing, and 0.5ms for data output.
  • Fig. 16 shows a photograph of the prototype reader device.
  • the LCD display example of the photograph in FIG. 16 is a stacking display of the ranging IFFT result, and the multipath reception status when the tag is continuously moved can be observed and evaluated in real time.
  • FIG. 17 is a result of a wireless tag ranging experiment performed using the prototype reader device shown in FIG. 16, and FIG. 18 is a photograph of the experimental environment.
  • the wireless tag was placed on a chair with casters and moved continuously in the corridor.
  • FIG. 19 to FIG. 21 show experimental results of reception IQ constellation observation performed to evaluate the influence of the variable multiplexing rate phase modulation scheme on reception errors.
  • FIG. 19 shows a data rate of 40 kbps with 4-value PSK modulation
  • FIG. 20 shows a data rate of 60 kbps with 8-value PSK modulation
  • the data transfer uses 4-level PSK 40kbps, and it can be seen that error-free reception is possible.
  • the developed sensor RFID tag system is a sensing data transfer system that operates at a distance of 30 distances per second and operates at 40-80kbps.
  • the tag antenna is 3cm x 6cm in size and 3mm thick and is soft and integrated with clothing. Is possible.
  • the current consumption during continuous operation of the built-in 3V button battery is 30 ⁇ A and 600 ⁇ A in each of the distance measurement and data transfer operations, which is consumed in comparison with conventional Bluetooth (registered trademark) and ZigBee active sensor wireless tags. The power was reduced to about 1/100.
  • the developed reader operated with 5GHz band wireless LAN standard, and confirmed distance measurement and data transfer operation over 30m with 20dBm reader output.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Toxicology (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Computer Vision & Pattern Recognition (AREA)
  • Artificial Intelligence (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)
  • Waveguide Connection Structure (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

電波資源の効率的利用の観点からＩＳＭの5GHz帯や24GHz帯で利用可能なマイクロ波周波数帯で電波式無線タグでのデータ通信や測位など新しい利用方法を実現するために、低消費電力で高い感度のＲＦ受信方式を実現することである。 0.2pFから0.01pFの微小容量素子とλg／２オープンスタブ素子を直列共振させて入力ＲＦ信号のインピーダンス変換を行うことによって、パッシブ動作でＲＦ信号振幅を昇圧することを特徴とするマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路を用いる。さらに、共振昇圧されたＲＦ信号を２倍圧整流するときに共振昇圧出力の直流抵抗分を開放状態とすることで、従来２つのダイオードを用いてＲＦ信号の充放電を繰り返すために挿入したコンデンサが必要なくなるためにマイクロ波帯で比較的大きな挿入損失を与えるコンデンサの影響を受けることなく整流出力が得られ高感度でのＲＦ信号の受信検波が可能になる。

Description

マイクロ波帯昇圧整流回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステム
　本発明は、マイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステムに関する。
　各種ユビキタスセンサネットワークの実現のための要素技術の研究開発が盛んに行われている。この技術を広く普及させるための課題として、設置場所や所持を意識させないセンサ端末の小形化、年単位の電池寿命の低消費電力・長寿命化、リアルタイム応答性能が求められている（非特許文献１）。　
　従来のセンサネットワーク端末で研究開発が進められているZigBee、Bluetooth（登録商標）、UWB等の通信技術では、電池寿命の競争に伴ってリアルタイム応答性能を犠牲にしたスリープ定期起動動作による低消費電力化が図られている。このようなセンサは気象環境のセンシング等のように5分間に1回の割合で通信が成立すれば十分な効果が期待できるシステムへの応用には有効ではあるが、ユビキタスセンサネットワークの将来ビジョン（非特許文献１）で掲げられている危険情報の察知・誘導や高齢者等の支援・見守りシステムではリアルタイム双方向性の実現が重要な課題となっている。
　発明者らは、ICT安心・安全な社会基盤の構築に貢献することを目的として、これまで提案してきたウェアラブルアンテナ（特許文献１）、低消費電力化及びリアルタイム双方向無線接続技術（特許文献２）を用いて、小形で低消費電力の無線接続センサ端末及びセンサネットワークシステムの開発を進めてきた。また、 ARIB STD-T81規格で動作し2.45GHz帯3mW/MHzリーダ出力にて35mまでの読取り動作を確認したセンサタグを試作評価している。これらのタグは1秒当たり20回の連続測距センサ無線タグ、1秒当たり350回の連続サンプリングで動作する3軸加速度センサ無線タグ及び心電計センサ無線タグの3種類であり、いずれも厚み3mm程度で柔らかく衣服との一体化が可能である。また、内蔵する3Vボタン電池の連続動作時の消費電流はそれぞれのタグにおいて10μA、633μA及び583μAであった（非特許文献２）。
　本明細書では、100kbpsのデータを連続送受信したときの消費電力500μW以下、待ち受け時10μW以下、測位誤差10cm以下で30m以上の通信可能距離を目標として開発しているITS等の移動体を対象とした無線分散センサネットワークのための5GHz帯で測位可能な小形で低消費電力・長寿命なリアルタイム無線データ通信端末について開示する。
　まず、5GHz帯センサタグの長距離化と低消費電力化を達成するための基礎検討について述べ次に、長距離化及び低消費電力化のための技術として、フレキシブルなキャビティ付きスロットアンテナ、スタブ共振昇圧受信回路、低消費電力かつ誤動作の少ないウエイクアップ動作用のパルス符号化鍵検出とサブキャリアMPSK変調方式について開示する。
　また、高速・高精度測位のために試作した、200MHz帯域幅で反射サブキャリア信号の周波数応答の逆フーリエ変換及び補間測距処理を5ms以内で行うリーダ用のDSP受信機についても開示する。
　図１は、従来型のパッシブ無線タグ装置の例で特許文献３の図２に記載された回路図である。
　この図でアンテナ素子L2に接続されたキャパシタC1はλg／４ショートスタブL3と共振し、アンテナ受信RF信号の振幅を約１０倍に昇圧している。D3はこれを整流検波してC3をチャージする他、スタブで昇圧されたRF信号はC2を経由してD4及びD5に接続することで２倍圧整流している。前記２倍圧整流回路の基準電位はC3のチャージ電圧となっているためにC4には前記スタブ昇圧RF信号の３倍圧整流電圧がチャージされる。
　この回路では、C4にチャージされた受信RF信号の３０倍圧整流電圧がマイクロプロセッサU7等の駆動に用いられ、C3にチャージされた受信RF信号の１０倍圧整流電圧が受信信号のASK復調に用いられている。ここで、２種類のスタブ昇圧RF信号の整流電圧を使い分ける理由は、前記U7等では比較的高い駆動電圧を必要とし、前記受信信号のASK復調には短い時定数（比較的低い出力インピーダンス）が要求されるためと記述されている。
　しかし、図１を含む特許文献３に記載された実施例は全て２．４５ＧＨｚ帯（UHF帯）のものであり、マイクロ波帯（３－３０GHｚ）では無線タグで要求される昇圧整流出力電圧が得られないことが分かった。例えば、５ＧＨｚ帯における図１のC3にチャージされる電圧は受信RF信号電圧の３倍程度までであり、Ｃ４にチャージされる電圧は受信ＲＦ信号電圧の６倍程度までであった。
　昇圧比が大きく降下した原因は、（１）ショートスタブ自体のＱ値が低下した、（２）Ｄ３の接合容量及びＣ２を経由して接続されるＤ４とＤ５の接合容量がスタブ共振昇圧回路（Ｃ１とＬ３による共振回路）の負荷となり共振回路のＱ値を更に下げたことによると考えられる。ここで、（１）については高周波化に伴うスタブショート端からの電磁波放射損の増加が原因であり、（２）については（１）が原因となってスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の－ｊインピーダンス成分を補償しきれなくなったことが原因であると考えられる。
　図２は、本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路であって、主にパッシブ型無線タグ装置に用いる。図２の(a)及び(b)は、λg／２オープンスタブ共振昇圧回路に２倍圧整流回路を組み合わせた例であり、(c)は、λg／２オープンスタブ共振昇圧回路に４倍圧整流回路とＡＳＫ復調回路を組み合わせた例である。
　図２で５ＧＨｚ帯の場合、C1=0.1pF、C2～C4=1pF、C5=0.1μF、L1～L3=5nH、R1=10kΩ、R2=2.2MΩ、RLは無線タグ回路の等価負荷抵抗、D1～D4はDMF2828（Cj=0.1pFのショットキバリアダイオード）、D5は逆流防止用ダイオード、D6は保護用ツェナダイオード、U1はシュミットトリガインバータである。これらの回路の実験の結果では、共振周波数を５ＧＨｚ帯としRFinに５０Ωで-20dBmの正弦波を入力し、RL=10MΩで(a)の場合Vo=470mV（昇圧比２１倍）、(b) の場合Vo=420mV（昇圧比１９倍）、(c) の場合Vo=720mV（昇圧比３３倍）を得た。(c)の出力電圧は、無線タグ回路を動作させるのに十分な電圧と言える。また、(a)及び(b)の構成でも入力電力として-15dBm程度あれば無線タグ回路を動作させることができる。
　以下、従来方式の図１と本発明の実施例に係る図２の差異について説明する。
ア）図１ではＲＦ信号の共振昇圧にショートスタブを用い、図２ではオープンスタブを用いている。
イ）　前記ア）の図１でショートスタブを用いる理由はＵＨＦ帯でスタブ長が短くできることとD3による単純整流が可能なために出力インピーダンスの低い（応答の速い）ＡＳＫ復調が可能であった。
ウ）　前記ア）の図２でショートスタブを用いずオープンスタブを用いる理由はマイクロ波帯でスタブ長が短くなり過ぎずかつ電磁波放射損を抑制しＱ値を保つことが可能であることと、スタブが直流で開放状態であるために２倍圧整流に必要なキャパシタ（図１の場合のC2）の挿入が不要になり結果としてマイクロ波帯での挿入キャパシタによる損失を無くすことができた。
エ）　図１では用いていないＲＦ昇圧信号整流用ダイオードにインダクタL1～L3を図２では挿入している。
オ）　前記エ）の図１ではＵＨＦ帯でスタブのＱ値が十分に高くスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の－ｊインピーダンス成分を補償することができた。
カ）　前記エ）の図２ではマイクロ波帯でスタブのＱ値が十分には高くなくスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の－ｊインピーダンス成分を補償しきれない。そこで、整流ダイオードの接合容量と挿入したインダクタを共振させて容量負荷を軽減するとともに整流ダイオード素子に高いＲＦ電圧が発生するようにインダクタの挿入位置を設定している（整流ダイオード素子がスタブに一番近い位置又はＲＦ電位のＧＮＤに一番近い位置が好ましい）。
　図２において(a)と(b)の差異は、(a)の場合は整流ダイオード素子がスタブに一番近く、(b)の場合は整流ダイオード素子がＲＦ電位のＧＮＤに一番近い。また、(b)の場合はD1とD2に対して共通のL1を挿入しているが、(a)の場合はD1に対してL1をD2に対してL2を挿入している。この場合、D1とD2の接続条件が異なるために(a)のインダクタ挿入方法の方がより高い昇圧比を得ることができる。
　図２の(c)では、スタブ共振昇圧ＲＦ信号をD1及びD2で2倍圧整流しC2をチャージして、C2の直流電位を基準にD3及びD4を用いて更にスタブ共振昇圧ＲＦ信号の２倍圧整流電圧を加えてC4をチャージし４倍圧整流電圧を得ている。このときC3はスタブの直流電位とD3及びD4のコモン端子の直流電位を分離する目的で挿入されている。
　図１のU1によるＡＳＫ復調方法と図２のU1によるＡＳＫ復調方法は同じであり、受信した信号をスタブ共振昇圧整流検波した後、振幅ピーク電位の１／２を閾値としたコンパレータ動作によって受信データ符号である０と１の判定を行う。
　図３は、従来型のセミパッシブ無線タグ装置の例で特許文献２の図４に記載された回路図である。
　この図でアンテナ素子２２に接続されたキャパシタC1はλg／４ショートスタブ２３と共振し、アンテナ受信ＲＦ信号の振幅を約１０倍に昇圧している。昇圧されたＲＦ信号はC2を経由してD3のアノードに接続されて検波されるが、D3のアノードにはR3を経由して直流バイアス電流が流れ込むようになっている。この直流バイアス電流は微弱なＲＦ受信信号に対してD3の検波感度を改善するためと、コンパレータU1を単一電源で動作させるために入力オフセット電圧を発生させる目的がある。また、ＲＦ信号を印加しないD4にはR4を経由してD3よりも僅かに小さい直流バイアス電流が流れるようにしている。したがって、この回路ではＲＦ入力信号が無い場合にはVD3＞VD4となり、RF入力信号が有る場合にはVD3＜VD4となることによって、コンパレータU1からＡＳＫ復調データを得るようにしている。しかし、図３を含む特許文献２に記載された実施例は全て２．４５ＧＨｚ帯のものであり、マイクロ波帯では無線タグで要求される受信感度が得られないことが分かった。
　例えば、２．４５ＧＨｚ帯における図３の回路の最小受信ＡＳＫ復調感度が-45dBmに対して５ＧＨｚ帯では-30dBm程度であった。このようにマイクロ波帯で図３の回路の受信感度が大きく劣化した原因は、図１の回路の場合と同様に（１）ショートスタブ自体のＱ値が低下した（２）C2を経由して接続されるD3の接合容量がスタブ共振回路の負荷となって共振回路のＱ値を更に低下させたこと、及び（３）直流でＧＮＤ電位のスタブとバイアスされたD3の電位を分離するために挿入したC2がマイクロ波帯において無視できない損失を生じさせたことが考えられる。
　図４は、本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路を用いたＡＳＫ復調回路であって、主にセミパッシブ型の無線タグ装置に用いる。この図の中の各素子値や型名は全て５ＧＨｚ帯での実験で用いたものであり、ＡＳＫ復調最小入力感度は、RFin入力で５０Ω、-48dBmであった。また、図中のRFinは無線タグアンテナからの受信ＲＦ信号入力端子であり、RxDataはその信号のＡＳＫ復調出力端子、RxEnableは受信待ち受けでU1～U3をアクティブ状態にするための制御入力である。
　図４の回路では、RFinに接続されたC1とλg／２オープンスタブが共振して入力ＲＦ信号の振幅を約１０倍に昇圧し、これをD1及びD2によって２倍圧整流してC2をチャージする。一方C3には、R1及びR2の分圧によって直流バイアス電圧が得られておりD1～D4に順バイアス電流を供給している。ここでD1及びD2を順バイアスする理由は、微弱なＲＦ信号に対して検波感度の劣化を防ぐ目的とU2を単一電源動作させるために入力信号に直流オフセット電圧を必要とするためである。
　RFinに入力信号がないときにD1及びD2とD3及びD4を流れるバイアス電流はR3とR6+R7によってそれぞれ決まるが、抵抗値の違いで前者の方が僅かに大きくC2にチャージされる電圧よりもC4にチャージされる電圧の方が僅かに高くなるようにしている。また、それぞれにチャージされた電圧は、R4を経由してオペアンプU2とR5を経由してオペアンプU3に接続されている。オペアンプU2とU3の帰還抵抗はR11を共通化して、U2側はR9とD6、U3側はR10を用いて利得を制御している。
　U2の帰還回路にD6を用いる理由は、RFinに比較的大きな信号が入った場合でもU2が飽和状態にならないようにＡＧＣ制御するためである。また、U2の出力をR8及びD5を経由してC4をチャージしてU3側の入力電圧を上げるようにしているのは、RFinの平均入力信号振幅に応じてU2の出力が接続されたＡＳＫ復調コンパレータU1の閾値（U3の出力）を追従させることで雑音の影響を抑制したり、検波１次遅れ応答に対するＡＳＫ復調応答性能を高める効果があるためである。
　以下、従来方式の図３と本発明の図４の差異について説明する。
ア）　図３ではＲＦ信号の共振昇圧にショートスタブを用い、図４ではオープンスタブを用いている。
イ）　前記ア）の図３でショートスタブを用いる理由はＵＨＦ帯でスタブ長が短くできることであった。
ウ）　前記ア）の図４でショートスタブを用いずオープンスタブを用いる理由はマイクロ波帯でスタブ長が短くなり過ぎずかつ電磁波放射損を抑制しＱ値を保つことが可能であることと、スタブが直流で開放状態であるためにバイアス印加に必要なキャパシタ（図３の場合のC2）の挿入が不要になり結果としてマイクロ波帯での挿入キャパシタによる損失を無くすことができた。
エ）　図３では用いていないＲＦ昇圧信号整流用ダイオードにインダクタL1とL2を図４では挿入している。
オ）　前記エ）の図３ではＵＨＦ帯でスタブのＱ値が十分に高くスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の－ｊインピーダンス成分を補償することができた。
カ）　前記エ）の図４ではマイクロ波帯でスタブのＱ値が十分には高くなくスタブ共振時の＋ｊインピーダンス成分が容量負荷の－ｊインピーダンス成分を補償しきれない。そこで、整流ダイオードの接合容量と挿入したインダクタを共振させて容量負荷を軽減するとともに整流ダイオード素子に高いＲＦ電圧が発生するようにインダクタの挿入位置を設定している（整流ダイオード素子がスタブに一番近い位置又はＲＦ電位のＧＮＤに一番近い位置が好ましい）。
キ）　図３では、D3によるＲＦ信号の単純検波方式を用いているために検波出力の出力インピーダンスが比較的低く１次遅れ時定数が小さいためにコンパレータ閾値のＲＦ入力信号振幅平均値への追従回路がなくても比較的速いＡＳＫ信号の復調が可能であった。
ク）　図４では、D1及びD2による２倍圧整流検波を用いることで検波感度の改善効果があった反面、検波出力の出力インピーダンスが大きくなり１次遅れ時定数が大きくなった。したがって、比較的速いＡＳＫ信号の復調を行う場合にコンパレータ閾値のＲＦ入力信号振幅平均値への追従回路の追加が必要である。
特開２００８－６６８０８号公報 特開２００８－２１９６２４号公報 ＷＯ２００７／０１０８６９号公報
総務省、"ユビキタスセンサーネットワークの実現に向けて（最終報告）,"　http://www.soumu.go.jp/s-news/2004/040806_4_b2.html/,Jul. 2004. 北吉、澤谷、"サブキャリア変調波を用いた長距離・超低消費電力無線タグ、"　信学技報、SIS2007-47，pp. 13-18、Dec. 2007. 北吉、"ショートタイム周波数スペクトル解析のための高分解能化、"信学論A，vol. J76-A，no. 1、pp. 78-81，Jan. 1993．
　１０ｍ程度遠隔から読取りが可能なＵＨＦ帯電波式、800-900MHz帯および2.45GHz帯の無線タグが実用化されている。本発明の目的は、電波資源の効率的利用の観点からＩＳＭの5GHz帯や24GHz帯で利用可能なマイクロ波周波数帯で電波式無線タグの新しい利用方法を実現することである。具体的には、マイクロ波帯昇圧整流回路を提案し無線タグの受信感度を向上させて１００ｍ程度までの読取り距離の長距離化と5GHz帯や24GHz帯の特徴である100MHzを超える広帯域性を利用して遠隔から無線タグの位置を10cm程度の誤差でセンシングすることが可能な技術を提供することである。
　請求項１に係る発明は、0.2pFから0.01pFの微小容量素子とλg／２オープンスタブ素子を直列共振させて入力ＲＦ信号のインピーダンス変換を行うことによって、ＲＦ信号振幅を昇圧することを特徴とするマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路である。
　請求項２に係る発明は、前記の微小容量素子とオープンスタブ素子の接続点に整流ダイオード素子１のアノード又はカソード端子と整流ダイオード素子２の整流ダイオード素子１とは逆の極性の端子を接続し、整流ダイオード素子１のもう一方の端子をＲＦ信号接地レベル部位に接続し、整流ダイオード素子２のもう一方の端子を整流出力のためのキャパシタンス素子に接続しこれをチャージしてＲＦ入力信号の昇圧整流出力を得ることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波帯昇圧整流回路である。
　請求項３に係る発明は、ＲＦ信号接地レベル部位として直流で分離されたもう１つの整流回路の出力を用いることを特徴とする請求項２記載のマイクロ波帯昇圧整流回路である。
　請求項４に係る発明は、前記整流ダイオード素子の整流ダイオード接合容量が、前記ＲＦ信号振幅の昇圧出力への容量性負荷となることを軽減しかつ、整流ダイオード素子により高いＲＦ信号振幅を誘起させる目的で整流ダイオードの接合容量と直列共振する1nHから10nHのインダクタンス素子を整流ダイオード素子の片側に挿入することを特徴とする請求項２又は３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路である。
　請求項５に係る発明は、前記ＲＦ信号接地レベル部位として直流バイアス源を用い前記整流ダイオードに順バイアス電流を流し微弱なＲＦ入力信号に対しても検波出力を得ることを特徴とする請求項２又は３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路である。
　請求項６に係る発明は、請求項５記載の直流バイアス源を有するマイクロ波帯昇圧整流回路でＲＦ信号から切り離されたダイオード群にもバイアス電流を供給しその出力電位差によってＲＦ信号の有無を判定するＡＳＫ復調方法であって、マイクロ波昇圧整流回路側の出力平均電圧をＲＦ信号から切り離されたダイオード郡の出力に加えることでＡＳＫ復調の高速化を図ることを特徴とする無線タグ装置である。
　請求項７に係る発明は、前記ＡＳＫ復調出力に１種類以上のパルス幅検出回路を接続し待ち受けタイマー動作している制御回路（マイクロプロセッサ）にパルス幅検出回路の出力で割り込み処理させることによって、タイマーによるパルス間隔時間測定結果とパルス種別との組み合わせによる受信ＲＦ信号のパルス列符号受信待ち受けを低い消費電力で行うことを特徴とする請求項６記載の無線タグ装置である。
　請求項８に係る発明は、請求項７のパルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間内蔵する周波数安定度の高い発振源を用いたＣＷサブキャリア応答信号をリーダ側へ返送することによって、リーダ側はその一定時間内に質問周波数を掃引してタグ・リーダ間往復の周波数応答を観測することでタグの位置を求めることを特徴とする無線タグシステムである。
　請求項９に係る発明は、前記パルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間センサによる測定結果をデジタル化しサブキャリアＭＰＳＫでリーダ側へ転送することを特徴とする請求項７記載の無線タグシステムである。
　本発明によれば、電波資源の効率的利用の観点からＩＳＭの5GHz帯や24GHz帯で利用可能なマイクロ波周波数帯で電波式無線タグの新しい利用方法を実現することが可能となる。
従来型のパッシブ無線タグ装置の回路図である。 本発明の実施例に係るマイクロ波帯昇圧整流回路の例を示し、（ａ）は回路例１、（ｂ）は回路例２、（ｃ）は回路例３及びパッシブ方式のＡＳＫ復調回路のそれぞれ回路図である。 従来型のセミパッシブ無線タグ装置の回路図である。 本発明の実施例に係るマイクロ波帯昇圧整流型ＡＳＫ復調回路であって主にセミパッシブ無線タグ装置に用いる。 セミパッシブ型無線タグに用いる実験評価用バイアス印加アダプタ例を示す写真と回路図である。 マイクロ波帯昇圧整流回路の実験評価基板例１（Ａ１）の写真と回路図である。 マイクロ波帯昇圧整流回路の実験評価基板例２（Ａ４）の写真と回路図である。 マイクロ波帯昇圧整流回路の実験評価基板例３（Ａ３）の写真と回路図である。 本発明の実施例に係るセミパッシブ型無線タグの無線タグ制御及び応答信号発生部の回路図である。 本発明の実施例に係るセミパッシブ型無線タグの受信信号昇圧整流検波及びＡＳＫ復調部の回路図である。 本発明の実施例に係るセミパッシブ型無線タグのパルス符号化鍵検出部の回路図である。 タグアンテナ駆動電圧Vpに対する消費電流Ip及びタグ応答受信電力の評価実験系を示す概念図である。 タグ応答受信電力の評価実験に用いたリーダ側のアンテナ及びタグ側のアンテ写真である。 タグ側のバラクタダイオード駆動電圧Vpに対する消費電流Ip及びリーダ側でのタグ応答受信電力のグラフ図である。 本発明の実施例に係るセンサタグシステムの構成概念図である。 本発明の実施例に係るリーダ装置の写真である。 リーダ・タグ間距離を変化させながら連続測定した測距値及びタグ応答受信信号レベルを示す写真である。 タグシステム評価実験環境の写真である。 4値PSK応答でリーダ・タグ間距離7m及び20mとしたときの受信I-Qコンスタレーション図である。 8値PSK応答でリーダ・タグ間距離7m及び20mとしたときの受信I-Qコンスタレーション図である。 16値PSK応答でリーダ・タグ間距離7m及び20mとしたときの受信I-Qコンスタレーション図である。 リーダ・タグ間距離30mでの連続受信データのリアルタイムLCD表示例を示す図である。 本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。 本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。 本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。 本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルのルールを説明するための図である。
　図５は、セミパッシブ型無線タグに用いる受信信号検波整流ダイオードにバイアス電圧を印加するためのアダプタの例であり、実験評価に用いた基板の写真と回路図を示した。この回路で、ダイオードに印加するバイアス電圧はBias in端子電圧を2.2MΩと470kΩで分圧して作っている。Bias inに3Vを印加した場合の開放直流バイアス電圧は約528mV、直流出力インピーダンスは約387kΩである。また、RFinとRFoutは共にマイクロ波周波数帯で特性インピーダンスを約50Ωとしている。なお、本実施例では、測定器接続時の静電気による破壊防止のための手段を講じており、そのために５１０Ωの抵抗を用いている。
　図６は、本発明のマイクロ波周波数帯昇圧整流回路の例であり、図２の(c)に対応する。この図でλg／２オープンスタブに切り離しセミリジッドケーブルを用いているが、切り離し端フリンジ部分からの電磁波放射による損失が予想されるために切り離し部分を延長するように銅管部を追加している。
　図６の回路でRFinに直接50Ωで-20dBmのfo=4.527GHzを印加したバイアス印加アダプタなしのパッシブ無線タグ動作では、開放検波出力電圧は約762mVで出力インピーダンスは約465kΩと推定できる。また、セミパッシブ無線タグ動作では、バイアス印加アダプタを経由してＲＦ信号を印加したが、Bias in=0Vの場合に開放検波出力電圧は約652mVで出力インピーダンスは約862kΩと性能の劣化がみられる。検波出力電圧の減少はバイアス印加アダプタによるＲＦ信号レベルの減衰が原因として考えられ、出力インピーダンスの増加はバイアス印加アダプタの直流バイアス出力インピーダンス分が加わったことが原因と考えられる。また、Bias in=3Vの場合では開放検波出力電圧（検波出力信号に直流バイアス電圧がオフセットされるため印加ＲＦ信号を100KHzでON/OFFしたときの検波出力電圧の変化分ΔVoを評価した）が約684mVで出力インピーダンスは約519kΩとバイアス印加の効果は認められるもののバイアス印加アダプタを用いない場合よりも性能の劣化が確認できる。このように、セミパッシブ無線タグ動作で用いるバイアス印加アダプタの挿入は逆効果であると考えられるが、セミパッシブ無線タグの通信距離100m程度を想定すると、無線タグでの受信信号レベルは-60dBm程度となるために検波ダイオードのバイアス印加動作でないと検波出力が全く得られなくなると考えられる。
　図７は、図２の(c)に示した回路で検波ダイオードD1及びD2のコモンとスタブの接続間に0.8pFのキャパシタを追加した例である。このキャパシタ追加はオープンスタブの静電容量が比較的大きい場合に検波出力信号インピーダンスと１次遅れ系を構成し速いＡＳＫ復調信号の取り出しが困難になることを防止するために検波回路から見たスタブの静電容量を見かけ上小さくするためのものである。この回路の50Ω、-20dBm、fo=5.04GHz入力におけるパッシブ無線タグ動作（バイアス印加アダプタ無し）では、開放検波出力電圧が約576mVで出力インピーダンスは約581kΩと推定できる。また、セミパッシブ無線タグ動作では、バイアス印加アダプタを経由してＲＦ信号を印加したが、Bias in=0Vの場合に開放検波出力電圧は約461mVで出力インピーダンスは約1075kΩ、Bias in=3Vの場合では開放検波出力電圧は約499mVで出力インピーダンスは約608kΩであった。これらの値は、いずれも図６の回路の場合よりも劣っておりマイクロ波帯ＲＦ信号に挿入するキャパシタが比較的大きな損失を伴うことが分かる。
　図８は、図２の(a)と(b)を組み合わせてスタブ昇圧ＲＦ信号の４倍圧整流検波回路を構成した例である。この回路の50Ω、-20dBm、fo=5.13GHz入力におけるパッシブ無線タグ動作（バイアス印加アダプタ無し）では、開放検波出力電圧が約780mVで出力インピーダンスは約489kΩと推定できる。また、セミパッシブ無線タグ動作では、バイアス印加アダプタを経由してＲＦ信号を印加したが、Bias in=0Vの場合に開放検波出力電圧は約657mVで出力インピーダンスは約957kΩ、Bias in=3Vの場合では開放検波出力電圧は約681mVで出力インピーダンスは約481kΩであった。これらの結果から図８の回路の各動作モードにおける開放検波出力電圧及び出力インピーダンスの値は図６の回路の場合とほぼ同じであると言える。図８の回路ではそれぞれ独立したスタブ昇圧整流回路の出力電圧を加え合わせる方法を取っており、スタブ昇圧ＲＦ信号と検波ダイオード間に挿入するキャパシタを無くすることでより高い昇圧比の実現を想定していたが、２系統の共振周波数を一致させようとするとかえって検波出力電圧が低下する現象もあり、２系統の共振周波数をずらすようにダイオードに装荷するインダクタの値を選択するようにした。
　図９から図１１は、本発明で提案するマイクロ波帯セミパッシブ型無線タグの回路図であり、５ＧＨｚで動作する。この回路は図９の(a)無線タグ制御及び応答信号発生部、図１０の(b)受信信号昇圧整流検波及びＡＳＫ復調部、図１１の(c)パルス符号化鍵検出部から成る。まず、本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路を含む(b)受信信号昇圧整流検波及びＡＳＫ復調部から説明する。
　この回路には、図５で示したバイアス印加アダプタ部と図６で示したλg／２オープンスタブ共振昇圧回路と４倍圧整流回路及び図４で示した受信ＡＧＣ及び閾値制御を含むＡＳＫ復調回路によって構成されている。(c)は、発明者らが先に出願した特許の回路であり、一定範囲のパルス幅の信号にのみ応答しかつ低消費電力で動作することを特徴とし、特許文献２に動作原理の記載がある。この回路で、U5の出力INTは受信信号パルス幅260μsから350μsに応答し約2μs幅のパルス信号を出力し、U6の出力RESETは受信信号パルス幅2.5msから3.2msに応答し約20μs幅のパルス信号を出力する。最後に(a)は本発明のマイクロ波帯昇圧整流回路を用いた無線タグの受信コマンド解析及び応答動作を行う部分であり、U9はタグからリーダへの応答のためのアンテナ駆動振幅0-5Vを得るための振幅レベル変換器であり、ANTpsk、ANTcw及びANTmxはそれぞれ図１２及び図１３に示したタグアンテナに装荷したバラクタダイオードに接続される。U10はリーダからタグの測位を行う場合に用いる周波数安定度の高い32.768kHzのCW発振器であり、この出力信号をU9でレベル変換してタグアンテナに装荷したバラクタダイオードを駆動することによってリーダからの質問信号foをfo±32.768kHzのサブキャリアで反射返送する。リーダ側では質問信号foを周波数掃引しながらタグ応答サブキャリア信号を複素検波してタグ・リーダ間往復の周波数応答を観測することによって距離を求めることができる。U11はチャージポンプ方式のDC-DC変換器であり、タグ内蔵の3Vボタン電池からU9で用いる5V電源を作っている。U12はマイクロプロセッサであり、AD変換器やメモリ、WDT（低消費電力モードで動作するタイマー割り込み機能）等を内蔵する。U12には先に示した(c)のINT信号やRESET信号が接続されWDTモードで動作しているマイクロプロセッサに特定の受信パルスで割り込みをかけることでパルス種別ごとの時間間隔測定結果と順序を記録することができる。この記録結果は特定のタグを起動させるための鍵になっており、リーダから送信された特定のタグを起動させるためのパルス符号化鍵はU12を殆んどWDTモード待ち受け状態にしたままで受信できる。ここで、U12のWDTは例えば1msごとに起きるものとしてパルス間隔カウンタのインクリメント操作を行い、受信信号パルスによる割り込みが発生した場合にはパルス間隔カウンタの記録及びリセット操作とパルス符号の判定を行う。また、初期化動作や各種割り込みによって起動されたU12は、U8の各出力端子を制御しU10やU11の電源をON/OFFしたりタグ内の動作モードを切り替え制御する。例えば、RxENはU1、U2及びU3をアクティブ状態にして無線タグを受信モードとし、ENintはINTパルス検出回路をアクティブ状態とし、ENrstはRESETパルス検出回路をアクティブ状態にする。また、U12に内蔵するAD変換器はセンサ出力信号等をデジタル化してRC1端子からＭＰＳＫサブキャリア変調信号（特許文献２参照）として出力し、U9でレベル変換してタグアンテナに装荷したバラクタダイオードを駆動することによってリーダからの質問信号をサブキャリアで変調反射してセンサ情報を返送する。
　なお、本無線タグ装置におけるリーダとの通信プロトコルは以下のルールに従って動作する。
　ア）リーダから無線タグへのパルス鍵、コマンド及びデータの送信は5GHz帯CW信号を負論理ASK変調で行う。
　イ）リーダ側から送信されたリセットパルス鍵（PW=2.5-3.2ms）を受信した全ての無線タグは、それまでに受信した動作コマンドを全てリセットし、初期化状態に戻してあらかじめ設定されたスロットに一定時間幅のCW応答サブキャリア信号を返送する。リーダ側はこの信号を受信することによって無線タグの存在を認識する。
　ウ）無線タグ側は何も動作指令を受けていないとき、通常(a)RxEN制御をLowレベルとして受信回路を非アクティブ状態にしてWDTを用いてSleepし消費電力を節約する。一定時間経過後にWDTによる再起動を行い(b)RxENをHighレベルとして受信回路をアクティブ状態としかつENrstをHighレベルとしてリセットパルス鍵の受信をWDTを用いて一定時間許可した後再び(a)に戻る動作を繰り返す。このとき、リーダ側から全ての無線タグをリセットパルス鍵によって初期化応答させるためには(a)の時間間隔を超える時間幅でリセットパルス鍵を繰り返し送信する。また、省電力モードでのコマンド待ち受け命令を受け取った無線タグではENintをHighレベルとして割り込みパルス鍵の受信を許可した状態で前記(a)及び(b)の動作を繰り返してリーダからのパルス符号化鍵によるコマンドの受信を待つ。
　エ）リーダ側から送信された割り込みパルス鍵（PW=260-350μs）を受信した割り込み禁止状態でない全ての無線タグは、割り込みパルス鍵の時間間隔をWDTを利用したカウント値を読取り記録すると共に記録されたカウント列で指定されたコマンドに従って次の動作へ移行する。
　オ）リーダ側から送信する割り込みパルス鍵の間隔の例えば最小値（WDTを利用したカウント値がゼロになる）をパルス符号化鍵コマンドの開始及び終了符号として用い、最小間隔のパルス鍵ではさまれたWDTを利用したカウント列によって無線タグの動作を制御する（図２３）。
　カ）リーダ側からの無線タグのIDコード読取りは、割り込みパルス符号化鍵を用いたIDコード読取りコマンドの後にマンチェスタ符号化ASKマスクドIDコードを送信し、対応するIDコードを持つ無線タグはあらかじめ決められた（例えばマスク部分のビットコード）スロットに自らのIDコードをサブキャリアMPSK変調を用いてリーダ側へ返送する。尚、マンチェスタ符号化マスクドIDコードはU12のDinに入力されてU12によってマンチェスタ符号の復調と解析が行われ応答MPSK信号もU12によって合成されてRC1端子から出力される（図２４）。
　キ）マスクドIDコードはマスクビット列を含む期待値IDコードであり、マスクされたビット位置を除く期待値IDと自らのIDが一致した場合に、その無線タグはあらかじめ決められたスロットに自らのIDコードをサブキャリアMPSK変調でリーダ側へ返送するが、リーダ側では受信したIDコードにエラーがなければ読取り完了を無線タグに知らせて以後ID読取りコマンドに応答しないように指示する命令を無線タグへ送信する（図２５）。
　また、IDコードに読取りエラー（他のタグからの応答の衝突）があった場合には、マスクビット列を変更してエラーが無くなるまでIDコード読取りコマンドをくりかえす。また、全ての無線タグの読取り終了を判断するためには全ビットをマスクしたID読取りコマンドを送信して応答が無いことを確認する。
　ク）IDコード読取りに成功した無線タグに対して短縮コマンドパルス符号化鍵を与える。以後、その無線タグは割り込みによるパルス符号化鍵のみで動作させることができる（図２６）。
・タグシステムの設計
（基礎検討）
　図１２に簡単な無線タグシステムの評価系を示す。この図において、周波数foでリーダ側から送信されるキャリア信号の送信電力をPt、送信アンテナの動作利得をGt、タグ側のアンテナの動作利得をGa、リーダからタグへの基本伝送損を1/Gpとすると、タグ側の受信電力Paは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 で与えられる。この式において、自由空間での基本伝送損1/Gpは、光速をc、リーダとタグ間の距離をrとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 で与えられる。また、タグが受信した信号をタグアンテナに装荷した可変インピーダンス素子（バラクタダイオード）によりサブキャリア信号fsで変調したものとすると、タグアンテナから再放射されるfo+fsのサブキャリア応答信号のリーダ側での受信電力Psは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 となる。ここで、Gsはサブキャリア変調利得、Grはリーダ側の受信アンテナ動作利得、Gasはfo+fs におけるタグアンテナの動作利得、1/Gpsはタグからリーダへのサブキャリア応答信号の基本伝送損であり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 で与えられる。ここで、fo>>fsが成立し、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
であることから、式(3)は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 で近似できる。
次に式(5)のサブキャリア変調利得Gsについて考察すると、サブキャリア変調信号fsとしてデューティ比50%の方形波を仮定した場合にキャリア信号foとの積から、
　(a)タグアンテナがfsでfoの完全吸収と全反射をくりかえす場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　(b)タグアンテナがfsでfoを位相差180°での全反射をくりかえす場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 となり、(a)の場合サブキャリア変調利得Gsは約-9.9dBに対して(b)の場合は約-3.9dBである。
　実際のタグアンテナのサブキャリア変調利得を評価した。
　図１２の評価系において使用する実際のリーダ側アンテナ及びタグ側アンテナの写真を図１３に示す。リーダ側の送信及び受信アンテナには同じアンテナを用いGt=Gr=4.8dBiとした。タグ側アンテナのサイズ3cm×6cm、厚み3mm程度で柔らかく衣服との一体化も可能であり、その動作利得はGa=4.8dBiである。また、リーダとタグ間の距離はr=1mとした。タグアンテナに装荷するバラクタダイオードとして、2種類のダイオードを用い、特性の比較を行った。1つはHVC417Cであり、もう1つはSMV1247である。図１２に示した評価系において、fo=5.3GHz、Pt=20dBmとして、タグアンテナに装荷したバラクタダイオードにサブキャリア信号fs=32.768kHzで0⇔Vpの方形波を印加し、リーダ側でfo+fsの受信レベルを観測した。図１４は、バラクタダイオードの駆動電圧Vpに対するリーダ側の受信電力Psとバラクタダイオード駆動回路の消費電流Ipの測定結果である。この図からHVC417Cを用いたタグの場合、Vp=18VにおいてPs=-58.5dBmであり、式(5)において式(6b)のGs=-3.9dBを用いた理論値-58.55dBmにほぼ一致する。ただし、このときのバラクタダイオード駆動回路の消費電流はIp=19.4μAであり、消費電力は約350μWになる。また、SMV1247を用いた場合、Vp=5VでPs=-60dBmであり、Gs=-5.4dBを式(5)に代入した値にほぼ一致する。したがって、この場合、式(6a)と式(6b)の中間の条件で動作していると考えられる。また、このときバラクタダイオード駆動回路の消費電流はIp=6.9μAであり、消費電力は約34.5μWとHVC417Cを用いた場合の1/10以下であった。
SMV1247（Vp=0-5Vで
Cj=9-0.7pF, Rs=9-3.5Ω）はHVC417C（Vp=0-18Vで Cj=8-0.7pF, Rs=2-0.5Ω）に比較してCj-V変化率が大きく低電圧駆動が可能である反面、抵抗分Rsが大きいために吸収損が生じ、サブキャリア変調効率が約30%低下している。
（タグ）
　図9に開発したセンサ無線タグの基本構成を示す。このタグでは、図１２及び図１３で示したタグアンテナに装荷したバラクタダイオード（SMV1247）にfs=125kHzでVp=5VのMPSKサブキャリア変調信号をPIC16F684（μ-CPU）で印加・制御している。MPSKの多重化率は、4値PSKで40kbps、8値PSKで60kbps、16値PSKで80kbpsの可変レート方式を用いている。このときのデータ転送では、センサAN0,AN1及びRC0入力信号をμ-CPU内蔵のAD変換器でデジタル化して各CH-IDコードとともに3CH単位でパケット化してリーダ側へ返送する。また、測距動作では無変調サブキャリア信号をバースト状で返送して、リーダ側の送信周波数foを掃引しながらリーダ側で受信サブキャリア信号fsをDFT処理することにより、リーダとタグ間往復の周波数応答を得る。
　リーダ側からのコマンド及びタグIDの指定情報は、受信RF信号を0.1pFの微小キャパシタとλg/2オープンスタブで共振昇圧してから4段カスケード接続されたDMF2822で4倍圧整流検波し、オペアンプU2及びU3を用いてAGC振幅制御や閾値制御した後、コンパレータU1で2値化してμ-CPUで解析している。リーダ側からの情報は100kbpsでマンチェスタ符号化ASK信号をキャリアfoに乗せて送信している。
式(1)において、リーダとタグ間距離r=30m、リーダ側fo=5.3GHz、Pt=20dBm、Gt=3dBiとし、タグアンテナ動作利得を3dBiとしたとき、タグ側での受信電力Paは約-50dBm（50Ωで約0.67mV）となる。100kbpsのマンチェスタ符号を受信するには、コンパレータにTL331（3V動作で300μA）U1を用いる必要があり、オフセットを考慮すると入力振幅5mV以上が必要なために、スタブ共振昇圧比として10倍程度の性能が要求される。特許文献２のスタブ共振昇圧回路では5GHz帯で3倍程度の昇圧比しか得られなかったが、本発明のタグ受信回路の設計ではスタブとの共振キャパシタ及び検波ダイオードの接合容量を0.1pF程度とし、さらにオープンスタブを用いることでQ値を200以上とした。また、配線インダクタを考慮することによりRF昇圧比10倍程度が得られた。また、リーダからのコマンドや測距トリガ待ちなど、低消費電力でリアルタイム応答動作が必要な場合には、特許文献２で発明したパルス検出回路を用いてスリープ状態のμ-CPUを割り込み起動して鍵コードを検出するようにした。
（リーダ）
　図１５に開発したセンサタグシステムの構成を示す。この図において、タグはリーダから送信した質問キャリアfoに対して±fsだけ周波数オフセットしたサブキャリア信号を生成し、MPSKでデータを返送する。リーダで受信したタグからの応答サブキャリア信号は、質問キャリア信号で直交検波し、I(t)及びQ(t)として±fsの複素信号に変換した後、+fs成分のみを複素DFT処理してタグからの返送データの復調を行っている。ここで、fs=125kHzであり、タグからの返送データは、4値PSK（40kbps）、8値PSK（60kbps）及び16値PSK（80kbps）を受信することができ、受信誤りに応じて伝送レートを選択している。また、質問キャリア周波数foは5GHz帯無線LANの規格に合わせて5.15-5.35GHzの範囲をホッピングさせて送信電力3mW/MHz程度になるようにしている。さらに、リーダでのタグ応答受信電力Psは式(2)及び式(5)で示したようにリーダとタグ間の距離rの4乗に反比例するため、例えばr=1-30mの範囲を対象とした場合に、Psは約60dB変化する。受信CN比15dB及びフェージング余裕15dB程度を考慮すると、リーダで使用するI-Q信号サンプリングAD変換器のダイナミックレンジは90dB以上必要であり、 dsPIC33FJ256内蔵の12bit AD変換器では不十分である。試作したリーダでは、AD変換器に16bitのAD7621を用い、サンプリング周波数も4fs=500kHzに上げることができた。
（センサタグシステムの構成）
　測距動作では、送信周波数fo=5.15-5.35GHzをdsPIC33FJ256GP710から制御掃引し、各キャリア周波数ごとのタグからの無変調応答サブキャリア信号fsを複素DFT処理してリーダ・タグ間の周波数応答特性（200MHz帯域幅で256ポイント）を観測し、このデータを逆フーリエ変換（IFFT）処理することによってタグとリーダ間の距離rを求めている。試作したリーダ装置では、周波数応答の観測（複素DFT処理結果のバッファリング）、観測データのブロックスケーリング（固定小数点演算のために必要）、IFFT処理、ピークサーチ及び測距補間処理をdsPIC33FJ256GP710内で一括処理し、測距結果及びIFFTデータを8bitパラレルバス経由リアルタイムでタグリーダインタフェース基板（PIC24FJ256GA110）へ転送し表示するようにしている。この装置では、200MHz帯域幅の周波数応答特性を観測しているが、観測データのIFFT処理のみでは測距分解能が75cmに制限されてしまう。そこで
IFFT処理結果の補間処理（非特許文献３）を行っている。これは、観測データにHanning窓を掛けてIFFT処理を行い、ピークとその両側の応答振幅に三角関数を利用した補間を行って真の応答位置と振幅を推定する方法であり、これによって測距分解能1mmを達成している。また、リーダでの測距結果は最大で毎秒30回出力され、内28msが周波数応答の観測、4.5msが演算処理、0.5msがデータ出力に使われている。
　図１６に試作したリーダ装置の写真を示す。この写真で送信アンテナには動作利得Gt=4.8dBiのキャビティ付きスロットアンテナを用いPt=20dBmを出力してEIRP値が25dBm以下になるようにした。また、受信アンテナには動作利得Gr=14dBiの4素子パッチアレーアンテナを用いr=30mにおいてリーダでのタグ応答受信電力Psが-110dBm以上になるようにして、4値PSK40kbpsでのデータ受信におけるCN比が15dB以上確保できるようにした。図１６の写真のLCD表示例は測距IFFT結果のスタッキング表示であり、タグを連続移動したときのマルチパス受信状況をリアルタイムで観測評価できるようにした。
・システム評価
（測距動作）
　図１７は、図１６に示した試作リーダ装置を用いて行った無線タグの測距実験結果、図１８は実験環境の写真である。この実験では、無線タグをキャスタ付き椅子に乗せて廊下を連続移動し、リーダ側では50ms間隔でタグとリーダ間の測距を行い、測距値と受信電力値をリアルタイムでLCD表示記録した。観測は43mの廊下を往復連続移動して評価した。この図から無線タグとリーダ間距離がr=1-43mの範囲において測距がほぼ正しく行われていることが分かる。しかし、図１７の測距グラフを見るとタグがリーダから遠ざかる移動時に数箇所データの跳び箇所が確認できる。これは、タグを完全に遮る位置で人の移動があったためであり、タグがリーダへ近づく移動時にはデータの跳びは観測されていない。リーダでのタグ応答受信レベルを見ると観測された受信電力のグラフではマルチパスフェージングによるレベル変動の影響が確認できるが、測距アルゴリズムではIFFT結果の最大ピークだけでなく、より遅延時間の短い次候補ピークも考慮して直接波の推定を行っている。
（MPSKデータ転送）
　図１９から図２１は、可変多重化率位相変調方式が受信誤りに与える影響を評価するために行った受信I-Qコンスタレーション観測の実験結果である。それぞれ、リーダとタグ間距離がr=7mの場合とr=20mの場合において、図１９は4値PSK変調で40kbpsのデータレート、図２０は8値PSK変調で60kbpsのデータレート、図２１は16値PSK変調で80kbpsのデータレートの場合を示している。これらの実験結果を見ると、r=7mでは4値PSK及び8値PSKの場合、エラーフリーでの受信が可能であり、16値PSKの場合もBER1%以下が可能であると推測できる。r=20mでは、4値PSKの場合エラーフリーが可能であるが、8値PSKの場合はBER1%以下ではあるが受信エラーの発生が推測できる。また、r=20mでの16値PSKでは復調がほぼ困難であることが分かる。
　図２２は、試作したセンサ無線タグの3CHアナログ入力に、それぞれ周波数及びレベルの異なる正弦波、三角波及びノコギリ波を印加し、図１６のリーダを用いてr=30mでのデータ転送結果のリアルタイムLCDモニタの表示例である。データ転送には4値PSK 40kbpsを用いており、エラーフリーで受信できていることが分かる。
　本実施例においては、5GHz帯センサタグの長距離化及び低消費電力化を達成するために、伝搬や応答効率に関する基礎検討とタグ及びリーダ構成の検討した。開発したセンサ無線タグシステムは、1秒当たり30回の測距動作と40-80kbpsで動作するセンシングデータ転送システムであり、タグアンテナはサイズ3cm×6cm、厚み3mm程度で柔らかく衣服との一体化も可能である。また、内蔵する3Vボタン電池の連続動作時の消費電流は測距及びデータ転送それぞれの動作において30μA及び600μAであり、従来のBluetooth（登録商標）やZigBee方式のアクティブセンサ無線タグと比較して消費電力を1/100程度に削減することができた。さらに、開発したリーダは5GHz帯の無線LAN規格で動作し20dBmのリーダ出力にて30m以上での測距及びデータ転送動作を確認した。

Claims (9)

  1. 0.2pFから0.01pFの微小容量素子とλg／２オープンスタブ素子を直列共振させて入力ＲＦ信号のインピーダンス変換を行うことによって、ＲＦ信号振幅を昇圧することを特徴とするマイクロ波周波数帯スタブ共振昇圧回路。
  2. 前記の微小容量素子とオープンスタブ素子の接続点に整流ダイオード素子１のアノード又はカソード端子と整流ダイオード素子２の整流ダイオード素子１とは逆の極性の端子を接続し、整流ダイオード素子１のもう一方の端子をＲＦ信号接地レベル部位に接続し、整流ダイオード素子２のもう一方の端子を整流出力のためのキャパシタンス素子に接続しこれをチャージしてＲＦ入力信号の昇圧整流出力を得ることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波帯昇圧整流回路。
  3. ＲＦ信号接地レベル部位として直流で分離されたもう１つの整流回路の出力を用いることを特徴とする請求項２記載のマイクロ波帯昇圧整流回路。
  4. 前記整流ダイオード素子の整流ダイオード接合容量が、前記ＲＦ信号振幅の昇圧出力への容量性負荷となることを軽減しかつ、整流ダイオード素子により高いＲＦ信号振幅を誘起させる目的で整流ダイオードの接合容量と直列共振する1nHから10nHのインダクタンス素子を整流ダイオード素子の片側に挿入することを特徴とする請求項２又は３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路。
  5. 前記ＲＦ信号接地レベル部位として直流バイアス源を用い前記整流ダイオードに順バイアス電流を流し微弱なＲＦ入力信号に対しても検波出力を得ることを特徴とする請求項２又は３記載のマイクロ波帯昇圧整流回路。
  6. 請求項５記載の直流バイアス源を有するマイクロ波帯昇圧整流回路でＲＦ信号から切り離されたダイオード群にもバイアス電流を供給しその出力電位差によってＲＦ信号の有無を判定するＡＳＫ復調方法であって、マイクロ波昇圧整流回路側の出力平均電圧をＲＦ信号から切り離されたダイオード郡の出力に加えることでＡＳＫ復調の高速化を図ることを特徴とする無線タグ装置。
  7. 前記ＡＳＫ復調出力に１種類以上のパルス幅検出回路を接続し待ち受けタイマー動作している制御回路（マイクロプロセッサ）にパルス幅検出回路の出力で割り込み処理させることによって、タイマーによるパルス間隔時間測定結果とパルス種別との組み合わせによる受信ＲＦ信号のパルス列符号受信待ち受けを低い消費電力で行うことを特徴とする請求項６記載の無線タグ装置。
  8. 請求項７のパルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間内蔵する周波数安定度の高い発振源を用いたＣＷサブキャリア応答信号をリーダ側へ返送することによって、リーダ側はその一定時間内に質問周波数を掃引してタグ・リーダ間往復の周波数応答を観測することでタグの位置を求めることを特徴とする無線タグシステム。
  9. 前記パルス列符号受信待ち受けによって指定された無線タグを起動し一定時間センサによる測定結果をデジタル化しサブキャリアＭＰＳＫでリーダ側へ転送することを特徴とする請求項７記載の無線タグシステム。
PCT/JP2011/079728 2010-12-28 2011-12-21 マイクロ波帯昇圧整流回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステム WO2012090840A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP11852838.9A EP2661040A4 (en) 2010-12-28 2011-12-21 Microwave band booster rectifier circuit, and wireless tag device and wireless tag system employing same
US13/976,578 US9379666B2 (en) 2010-12-28 2011-12-21 Microwave band booster rectifier circuit, and wireless tag device and wireless tag system employing same

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-293145 2010-12-28
JP2010293145A JP5697142B2 (ja) 2010-12-28 2010-12-28 マイクロ波帯昇圧整流回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステム

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012090840A1 true WO2012090840A1 (ja) 2012-07-05

Family

ID=46382946

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/079728 WO2012090840A1 (ja) 2010-12-28 2011-12-21 マイクロ波帯昇圧整流回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステム

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9379666B2 (ja)
EP (1) EP2661040A4 (ja)
JP (1) JP5697142B2 (ja)
WO (1) WO2012090840A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015162690A (ja) * 2014-02-25 2015-09-07 日本電信電話株式会社 高周波整流回路
US10567013B2 (en) 2014-10-17 2020-02-18 Tohoku University Rotary system mounted piezoelectric generator, self-powered wireless communication terminal and wireless communication system

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10650621B1 (en) 2016-09-13 2020-05-12 Iocurrents, Inc. Interfacing with a vehicular controller area network
JP7290219B2 (ja) * 2019-09-18 2023-06-13 国立大学法人静岡大学 レクテナ装置及びレクテナ装置を設計する方法

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07221681A (ja) * 1994-02-07 1995-08-18 Hitachi Ltd ダイバーシチ装置
JP2004140438A (ja) * 2002-10-15 2004-05-13 Murata Mfg Co Ltd 周波数変換回路
JP2005278139A (ja) * 2004-02-27 2005-10-06 Intelligent Cosmos Research Institute Ｒｆｉｄタグ装置
JP2005311968A (ja) * 2004-04-26 2005-11-04 Mitsubishi Electric Corp 周波数変換回路
WO2007010869A1 (ja) 2005-07-15 2007-01-25 Tohoku University センサタグ、センサタグ装置、受電力回路、センサタグ装置の電力供給方法
WO2007148401A1 (ja) * 2006-06-22 2007-12-27 Hitachi, Ltd. 整流回路及びそれを用いた無線通信装置
JP2008066808A (ja) 2006-09-05 2008-03-21 Hitoshi Kitayoshi キャビティ付き薄型スロットアンテナ及びアンテナ給電方法並びにこれらを用いたｒｆｉｄタグ装置
JP2008219624A (ja) 2007-03-06 2008-09-18 Hitoshi Kitayoshi 無線タグ、無線タグリーダ及びパルス符号化鍵検出回路とそれらを用いた無線タグシステム
JP2009094739A (ja) * 2007-10-05 2009-04-30 Sharp Corp 復調回路及び受信装置
JP2009130896A (ja) * 2007-11-28 2009-06-11 Renesas Technology Corp Ｉｄタグ
JP2010288133A (ja) * 2009-06-12 2010-12-24 Nec Corp 高周波回路の設計方法、高周波回路

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SG79961A1 (en) * 1998-02-07 2001-04-17 Ct For Wireless Communications A rectifying antenna circuit
US7071043B2 (en) * 2002-08-15 2006-07-04 Micron Technology, Inc. Methods of forming a field effect transistor having source/drain material over insulative material
DE10301451A1 (de) * 2003-01-10 2004-07-22 Atmel Germany Gmbh Verfahren sowie Sende- und Empfangseinrichtung zur drahtlosen Datenübertragung und Modulationseinrichtung
JP4097138B2 (ja) * 2003-03-10 2008-06-11 独立行政法人科学技術振興機構 インピーダンス整合回路とそれを用いた半導体素子及び無線通信装置
WO2006006201A1 (ja) * 2004-07-07 2006-01-19 Fujitsu Limited 無線タグおよび無線タグ用チップ

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07221681A (ja) * 1994-02-07 1995-08-18 Hitachi Ltd ダイバーシチ装置
JP2004140438A (ja) * 2002-10-15 2004-05-13 Murata Mfg Co Ltd 周波数変換回路
JP2005278139A (ja) * 2004-02-27 2005-10-06 Intelligent Cosmos Research Institute Ｒｆｉｄタグ装置
JP2005311968A (ja) * 2004-04-26 2005-11-04 Mitsubishi Electric Corp 周波数変換回路
WO2007010869A1 (ja) 2005-07-15 2007-01-25 Tohoku University センサタグ、センサタグ装置、受電力回路、センサタグ装置の電力供給方法
WO2007148401A1 (ja) * 2006-06-22 2007-12-27 Hitachi, Ltd. 整流回路及びそれを用いた無線通信装置
JP2008066808A (ja) 2006-09-05 2008-03-21 Hitoshi Kitayoshi キャビティ付き薄型スロットアンテナ及びアンテナ給電方法並びにこれらを用いたｒｆｉｄタグ装置
JP2008219624A (ja) 2007-03-06 2008-09-18 Hitoshi Kitayoshi 無線タグ、無線タグリーダ及びパルス符号化鍵検出回路とそれらを用いた無線タグシステム
JP2009094739A (ja) * 2007-10-05 2009-04-30 Sharp Corp 復調回路及び受信装置
JP2009130896A (ja) * 2007-11-28 2009-06-11 Renesas Technology Corp Ｉｄタグ
JP2010288133A (ja) * 2009-06-12 2010-12-24 Nec Corp 高周波回路の設計方法、高周波回路

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"For Realization of Ubiquitous Sensor Network (Final Report", MINISTRY OF INTERNAL AFFAIRS AND COMMUNICATIONS, Retrieved from the Internet <URL:http://www.soumu.go.jp/s- news/2004/040806-4b2.html/,Jul,2004>
KITAYOSHI: "High Resolution Technique for Short Time Frequency Spectrum Analysis", IEIEC TRANS A, vol. J76-A, no. 1, January 1993 (1993-01-01), pages 78 - 81, XP008029810
KITAYOSHI; SAWAYA: "Advanced Low Power Long Distance RF-Tag Systems by Using Modulated Subcarrier Wave", IEICE TECHNICAL REPORT, vol. 47, December 2007 (2007-12-01), pages 13 - 18
See also references of EP2661040A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015162690A (ja) * 2014-02-25 2015-09-07 日本電信電話株式会社 高周波整流回路
US10567013B2 (en) 2014-10-17 2020-02-18 Tohoku University Rotary system mounted piezoelectric generator, self-powered wireless communication terminal and wireless communication system

Also Published As

Publication number Publication date
JP5697142B2 (ja) 2015-04-08
US20130314216A1 (en) 2013-11-28
JP2012142732A (ja) 2012-07-26
EP2661040A1 (en) 2013-11-06
US9379666B2 (en) 2016-06-28
EP2661040A4 (en) 2018-03-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2648463B1 (en) Low power radio frequency communication
CN107257979B (zh) 用于从邻近耦合设备进行能量收集的方法和装置
US10147032B2 (en) Low power radio frequency communication
US10158401B2 (en) Intelligent network sensor system
US9607186B2 (en) RF tag system which allows a scheduled start RF tag and a remote start RF tag to share the same frequency band
Sanislav et al. Wireless energy harvesting: Empirical results and practical considerations for Internet of Things
Magno et al. An ultra low power high sensitivity wake-up radio receiver with addressing capability
US7180403B2 (en) RFID reader utilizing an analog to digital converter for data acquisition and power monitoring functions
US20170180075A1 (en) Wireless networking communication methods, systems, and devices operable using harvested power
JP5697142B2 (ja) マイクロ波帯昇圧整流回路及びこれを用いた無線タグ装置と無線タグシステム
US9367711B1 (en) Battery assisted RFID tag with square-law receiver and optional part time active behavior
CN102324945A (zh) 一种具有地址过滤功能的无线唤醒电路
Jadhav et al. UHF class-4 active two-way RFID tag for a hybrid RFID-based system
Ensworth Ultra-low-power Bluetooth Low Energy (BLE) compatible backscatter communication and energy harvesting for battery-free wearable devices
Fabbri et al. An orientation-independent UHF battery-less Tag for extended-range Applications
CN206224495U (zh) 一种多维天线门禁读卡器
Catarinucci et al. RFID augmented devices for autonomous sensing and computation
CN115864676A (zh) 微能源采集方法及无源电子设备
Vyas et al. Enabling localization in WSNs with solar-powered end devices
Gonzalez et al. Wireless Sensor Node: monitoring low-rate phenomena using a low-power RF-enabled microcontroller
Kitayoshi et al. Development of a 5 GHz band realtime wireless sensing system with low power consumption for sensor networks
Maity et al. Low power wake-up signalling in wireless network
Sanchez et al. it-RFID: an Ultra-Low Power Active RFID system with flexible Radio Triggered Wake-Up System

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11852838

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011852838

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13976578

Country of ref document: US