WO2012072391A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zur aktiven geräuschunterdrückung - Google Patents

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driver stage
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Helmut Theiler
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Austriamicrosystems Ag
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Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement and a method for active noise cancellation.
  • Active noise cancellation also known as active noise cancellation is used for example in headset best ⁇ HEADPHONES, earphones or telephones, to suppress unwanted and distracting background noise and the useful sound better reflect understandable.
  • the ambient noise is measured with a built-in microphone. From this, an inverse signal is then generated to compensate for this ambient noise and added to the useful sound. At the ear of the user thus an ambient noise is acoustically extinguished.
  • the useful signal is summed with the microphone signal prepared to compensate for ambient noise at one point in the circuit.
  • the active summation is on the way of the sum signal thus obtained to the speaker nor an active element, such as an operational amplifier. This is not the case with the passive method.
  • the present invention is based on the passive summation and is based on a circuit in which the sum signal is fed to a terminal of a loudspeaker, whose ⁇ oner terminal related to a reference potential terminal is.
  • a compensation signal is generated from the noise signal of the microphone. This is added to the useful signal, wherein the Summensig ⁇ signal is supplied to the speaker.
  • no additional switch is needed to disable the active noise cancellation.
  • by switching on and off the active noise cancellation no gap in the signal.
  • the useful signal is not passed through an active element, the energy consumption is optimized.
  • the calibration of active noise cancellation is difficult because it is affected by the impedance of the source of the wanted signal.
  • An object is thus to provide a circuit arrangement and a method for active noise reduction, for example, be ⁇ wag have improved properties of contrast sensitivity to the impedance of the source of the wanted signal.
  • a circuit arrangement for active noise reduction having a first input for supplying a reproducing signal, a second input for receiving a sensor signal, a first and a second check circuit an output of which is adapted for connection to a loudspeaker ⁇ cher, and a compensation device.
  • the compensation device is designed to generate a first and a second noise signal in each case as a function of the sensor signal.
  • the first and the second input is via the compensation device in such a way with the first and coupled to the second terminal of the output, that at the first terminal of the output, a virtual playback signal and at the second terminal of the output, a beat signal is provided such that a difference signal between the virtual playback signal and the beat signal can be fed to the speaker.
  • the circuit arrangement is supplied with the reproduction signal and the sensor signal.
  • the compensation device generates the first and the second noise signal from the sensor signal.
  • the compensation device By means of the compensation device and its coupling to the inputs and connections of the output of the circuit arrangement , the difference signal from the virtual reproduction signal and the superposition signal is fed to the connectable loudspeaker.
  • the playback signal is provided from an audio source, example ⁇ as an audio player. It thus represents the useful signal.
  • the sensor signal is taken from a microphone ⁇ and corresponds to the ambient noise, which are extinguished with the active noise cancellation in the space in front of the speaker.
  • a virtual zero point with respect to the sensor signal is formed at the first terminal of the output coupled to the first input of the circuit arrangement.
  • the second noise signal is provided by the compensation device in such a way that a virtual zero point with respect to the sensor signal is produced at a summation point of the passive summation of the reproduction signal, first and second noise signal via the loudspeaker, that is to say at the first connection of the output of the circuit arrangement.
  • a virtual zero point corresponds to a connection to a reference potential connection, without there actually being a reference potential connection.
  • a sensor signal relevant proportion of the second noise signal is adjusted in terms of amount to a Sensorig ⁇ nal relevant portion of the overlay signal and phase-inverted to this.
  • the beige transmitted from the sensor signal current component of the second noise signal corresponds in its amount to the contributed by the Sen ⁇ sorsignal current component of the beat signal, is however inverted to this.
  • the currents of the second noise signal and the Gölagerungssig ⁇ Nals compensate.
  • this output remains only the voltage component of the virtual playback signal.
  • the compensation device has a first and a second driver stage.
  • An input of the first driver stage is coupled to the second input of the circuit arrangement.
  • a first summing node is formed, on which the first noise signal is provided.
  • Driver stage is coupled to the second input of the Heidelbergungsanord ⁇ tion.
  • a second summing node is formed, at which the second noise signal is provided.
  • the first summing node is coupled to the second terminal of the output of the circuit arrangement.
  • the second summing node is coupled to the first terminal of the output of the circuit arrangement.
  • the first driver stage has an inverting amplifier connected to its input and a first summation resistor connected downstream of the latter, which is connected to the first summing node.
  • the second driver stage has a series circuit which is connected to the input of the second driver stage and comprises two inverting amplifiers and a second summation resistor connected downstream of the latter, which is coupled to the second summing node.
  • the first and second sum resistor aneinan ⁇ adapted to the.
  • the driver stages are designed so that the sensor signal is inverted by a driver stage and the sensor signal is not inverted because of the dual Invertie ⁇ tion of the other driver stage.
  • a second voltage divider comprising a second divider resistor related to the reference potential terminal and a coupling resistor connected to the first input of the circuit arrangement are connected.
  • the first and the second voltage divider are dimensioned the same size.
  • the second voltage divider and the second summation resistance are dimensioned by a factor K greater than the first summation resistance or the first voltage divider.
  • the sensor signal supplied to the second driver stage is in this case amplified by the factor K.
  • the sensor signal is amplified here by the factor K by adjusting the wiring of the inverting amplifier of the first driver stage. It is thereby achieved that the component of the current in the second Geöschsig ⁇ nal is very much less is supplied from the reproduced signal than the current.
  • the input impedance of the scarf ⁇ tion arrangement is thereby optimized. For an audio source, therefore, advantageously identical conditions result when the noise suppression is switched on and the noise suppression is switched off.
  • the input impedance of the circuit arrangement results from the parallel connection of the first and second voltage divider.
  • the first voltage divider has an impedance which is higher by the divider resistance than the resistance of the loudspeaker.
  • the factor K is dimensioned such that the impedance of the first voltage divider, which is increased by the divider resistor, is generated by the parallel connection of the second voltage divider. is compensated.
  • the circuit arrangement has an adjustment unit which is coupled to the first input of the scarf ⁇ processing arrangement, which the virtual Playb is supplied ⁇ besignal and which is designed for providing a common clock signal on.
  • the common mode signal is adapted to the modulation of the inverting amplifier of the first and second driver stage, that an output signal of a respective ⁇ inverting amplifier is voltage ⁇ moderately adapted to a respective signal at the first or second summing node.
  • the common mode signal is provided such that the output signal of the inverting amplifier of the first driver stage voltage follows the signal at the first summing node. Furthermore, the common-mode signal is provided in such a way that the output signal of the inverting amplifier of the second driver stage connected to the output of the second driver stage follows in voltage the signal at the second summation node.
  • the common-mode signal is provided in such a way that the output signal of the inverting amplifier of the second driver stage connected to the output of the second driver stage follows in voltage the signal at the second summation node.
  • the adaptation unit has a third voltage divider, which is related to the reference potential connection.
  • the third voltage divider is in its dimensioning to the first voltage divider taking into account a gain of the first
  • the common-mode signal represents a version of the virtual reproduction signal divided by the amplification factor of the first and / or second driver stage. It is thereby achieved that the outputs of the inverting amplifiers of the first and second driver stages, whose inputs are respectively fed with the common-mode signal equal in magnitude signal, namely the first and the second noise signal, be ⁇ is provided. This produces on the first and second cumulative resistance and no voltage drop caused by the virtu a ⁇ economic reproduction signal leakage current at the output of this inverting amplifier is prevented.
  • an active noise cancellation method includes the steps of:
  • circuitry and method are suitable for use in feed forward and feedback systems for active noise cancellation.
  • a circuit arrangement as described above must be used for each channel.
  • the invention is described in severallessbei ⁇ play reference to the figures explained in more detail. Functional rela ⁇ hung as effectively identical components and circuit parts bear like reference numerals. Insofar as components correspond in function, their description is not repeated in each of the figures.
  • 1 shows a first exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the proposed principle
  • FIG. 2 shows a second exemplary embodiment of a
  • FIG. 3 shows a third exemplary embodiment of a
  • Circuit arrangement according to the proposed principle and Figure 4 shows a fourth exemplary embodiment of a management form
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the proposed principle.
  • the circuit arrangement comprises a first input El, a second input E2, an output with two connections AI, A2 for a loudspeaker Lsp and a compensation device Komp.
  • a reproduction signal Spb is fed to the first input El.
  • the second input E2 is a sensor signal Sanc led to ⁇ .
  • the first terminal of the output AI a virtuel ⁇ les playback signal Ssp is provided.
  • At the second conclusion A2 of the output is an overlay signal Ssp2 beitre ⁇ provided.
  • the compensation unit Komp has a first driver stage T1 and a second driver stage T2.
  • the firstmaschineerstu ⁇ fe Tl has an inverting amplifier OP1.
  • An inverting input of the inverting amplifier OP1 is coupled to the second input E2 of the circuit arrangement.
  • the non-inverting input of the inverting amplifier OP1 is connected to a reference potential terminal 10.
  • a first sum resistor Rsm2 is connected to the output of the inverting amplifier OP1 . This is connected with its walls ⁇ ren terminal to a first summing node Nl.
  • the sum node Nl is coupled to the reference potential terminal 10 via a first divider resistor Rsml.
  • the first summing node Nl is coupled to the second terminal A2 of the output of the circuit arrangement.
  • the second driver stage T2 comprises a series circuit comprising two inverting amplifiers OP, OP2.
  • the inverting input of the inverting amplifier OP is coupled to the second input E2 of the circuit arrangement.
  • An inverting input of the inverting amplifier OP2 is coupled to the output of the inverting amplifier OP.
  • the noninverting inputs of the inverting amplifiers OP, OP2 are each connected to the reference potential terminal 10.
  • An output of the inverting amplifier OP2 is connected to a second summing node N2 via a second summation resistor Rsm2a.
  • the second summing node N2 on the one hand coupled via a second divider resistor Rsmla to the reference potential connection ⁇ 10th
  • the second sums ⁇ node N2 through a coupling resistor RSPA is connected to the first input El of the circuit arrangement.
  • a resistor Rsp is provided between the first and second terminal AI, A2 of the output of the circuit arrangement. This corresponds to the resistance of the loudspeaker Lsp connectable between the first and the second connection AI, A2 of the output of the circuit arrangement.
  • a microphone MIC which generates the sensor signal ⁇ Sanc.
  • the sensor signal Sanc is supplied to the second input E2 via a signal adjustment unit F.
  • a plug S designed to connect the first input E1 of the circuit to a source for the playback signal Spb is shown.
  • the source Q for the playback signal Spb has inter alia a counter ⁇ stand Rsrc.
  • the sensor signal Sanc recorded by the microphone MIC is supplied to the second input E2 of the circuit arrangement.
  • the sensor signal Sanc is inverted once.
  • the thus obtained first noise signal Sancl is provided.
  • the Kompensa ⁇ tion device Comp the sensor signal Sanc in invertie ⁇ in power amplifier OP is inverted once and then inverted in the inverting amplifier OP2 a second time.
  • the thus obtained second noise signal Sanc2 is communicatege ⁇ represents about two ⁇ th sum node N2 and the coupling resistor RSPA at the first terminal AI of the output of the circuit arrangement and the compensation of a coupled of the first driver stage Tl via the loudspeaker Lsp stream used at the first input El of Circuitry or at the first terminal AI of the output of the circuit arrangement.
  • this node El or AI has the virtual reproduction signal Sspl.
  • the overlay signal Ssp2 in response to the first noise signal Sancl and the reproduced signal Spb by current summation at the resistors Rsml, Rsm2 and Rsp.
  • the difference signal from virtu ⁇ ellem playback signal Sspl and beat signal Ssp2 be ⁇ reitrum.
  • the first and the second summation resistance Rsm2, Rsm2a are adapted to each other in their dimensions.
  • a first voltage divider which is formed from the resistance Rsp of anschGHzba ⁇ ren speaker Lsp and the first dividing resistor RSML is in its dimensions to a second voltage divider which Rsmla and the coupling resistor RSPA is formed from the second divider resistor, adjusted.
  • This dimensioning it is achieved that with respect to the sensor signal Sanc a current portion of the second Geöschsig ⁇ Nals Sanc2 magnitude is equal to a current component of the beat signal SSP2. Since these two Stroman- share the first terminal of the output AI mutually aufhe ⁇ ben, a virtual zero results at the first terminal of AI relative to the sensor signal Sanc.
  • a virtual zero point results at the first connection AI of the output of the circuit arrangement.
  • This is the first terminal AI not from the Sensorsig ⁇ nal Sanc or from the derived noise signals Sanol, Sanc2 modulated. Since the reproduced signal SPB is coupled to the Ge ⁇ hoffschsignal Sanc2 the selfsame terminal AI in a passive manner, has the impedance of the Wi ⁇ derstands Rsrc the audio source Q advantageously does not affect the operation of the active Gehoffschunterdrü ⁇ packaging.
  • connection of the operational amplifiers of the inverting amplifiers OP, OP1 and OP2 takes place in such a way that the current compensation is accomplished at the first input E1, that is, for example, with resistors R. of the same size in each case.
  • FIG. 2 shows a second embodiment of a circuit arrangement according to the proposed principle.
  • This embodiment corresponds to the embodiment of Figure 1 with the following differences: It is additionally seen an adaptation unit in the form of a third voltage divider Rinl, Rin2, which is based on the reference potential terminal 10, seen before ⁇ . From this, a common-mode signal Sin is provided at the connection point of the two resistors Rinl, Rin2, which is supplied to the noninverting inputs of the inverting amplifiers OP1, OP2 of the first and second driver stages T1, T2.
  • the virtual reproduction signal Sspl is divided by means of this third voltage divider Rinl, Rin2 and supplied in the form of the common-mode signal Sin to the inverting amplifiers OP1, OP2.
  • the resistances of the third voltage divider RINL, Rin2 are dimensioned as follows:
  • the resistance RINL is N times dimensioned as large as the resistance Rsp of the loud speaker ⁇ Lsp.
  • the resistor Rin2 is dimensioned according to the following formula:
  • Rin2 represents the resistance Rin2
  • N corresponds to the factor N
  • Rsml corresponds to the first divider resistance Rsml
  • G represents a factor G.
  • the factor G corresponds to an amplification of the common-mode signal Sin in the first or second driver stage T1, T2.
  • the factor N is selected according to size, so the example ⁇ in the range between 50 and 2000 to ensure that the third voltage divider RINL, Rin2 causes no relevant reduction of the input impedance.
  • the factor M corresponds to a ratio of the resistance Rsp of the loudspeaker Lsp to the first divider resistance Rsml.
  • the Factor M is preferably selected as large as possible, ie at ⁇ play, in the range 3 to 30, only to lose a small fraction of the reproducing level at the first dividing resistor RSML.
  • Another reason for this choice of the factor M that is set in the event that the Operationsverstär ⁇ ker of the inverting amplifiers OP1, OP2 are not connected to a supply voltage, through the output transistors of the inverting amplifiers OP1, OP2, a diode clamping the Supply node results. With a correspondingly large M, the voltage modulation at the nodes N1 and N2 remains smaller than the diode voltage.
  • Figure 3 shows a third embodiment of the circuit ⁇ arrangement according to the proposed principle.
  • the third embodiment corresponds to the second embodiment of FIG 2 with following differences: the resistors of the voltage divider of the second driver stage T2 are dimensioned to the K-times greater than the resistances of the clamping ⁇ voltage divider of the first driver stage Tl
  • the coupling resistor RSPA to that. K-size larger than the resistor Rsp of the loudspeaker Lsp.
  • the resistance of the second resistor Rsm2a sum is to the K-times greater di ⁇ dimensioned than the resistance of the first resistor sum RSM2.
  • the resistance of the second divider resistor Rsmla is dimensioned larger by the K-fold than the resistance of the first divider resistor Rsml.
  • the coupled to the second input E2 of the circuit resistance of the invertie ⁇ in power amplifier OP is divided by the factor K. Sequence ⁇ Lich the sensor signal Sanc in the second driver stage T2 is amplified by the factor K.
  • Amplifier OP of the second driver stage T2 compensated. This results for the first output AI still a virtual zero point with respect to the proportion of the first and second noise signal Sancl, Sanc2.
  • the factor K is set so that the impedance present at the first input El corresponds to the impedance of the loudspeaker Lsp.
  • the parallel connection of the first and second voltage divider according to the parallel connection of the first and second voltage divider:
  • RE1 case represents the present at the first input impedance El RE1
  • Rsp represents the resistance Rsp of the loud speaker ⁇ Lsp
  • RSML corresponds to the first dividing resistor RSML
  • RSPA corresponds to the coupling resistor RSPa
  • Rsmla representing the first dividing resistor Rsmla.
  • the factor M is adapted to the factor K. Since the amplifiers of the first and second driver stages T1, T2 drive only the current component of the sensor signal Sanc, advantageously smaller designs can be selected for the operational amplifiers used here than in the case of an implementation based on active summation.
  • FIG. 4 shows a fourth exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the proposed principle. This embodiment corresponds to the example of FIG. 3 with the following differences: the third voltage divider Rinl,
  • Rin2 is different dimensions. It is a further Operati ⁇ onsverEntr OP ', which is coupled to the third voltage divider RINL, Rin2, intended to provide the common mode signal Sin.
  • the common-mode signal Sin is supplied to the inverting inputs of the inverting amplifiers OP1 and OP2.
  • the dimensioning of the third voltage divider Rinl, Rin2 is as follows:
  • Rin2 N * Rsm ⁇ .
  • RINL represents the resistance RINL
  • N corresponds to the Fak ⁇ tor N
  • Rsp represents the resistance Rsp of the loudspeaker Lsp
  • RSML corresponds to the first dividing resistor RSML
  • Rin2 represents the resistance Rin2.
  • the noninverting inputs of the inverting amplifiers OP1 and OP2 are advantageously connected to the reference potential terminal 10, whereby the respective operational amplifiers do not have to follow any so-called common mode deflection. Since typically 1.5 volt batteries are used for the supply with noise suppression ⁇ systems, the common-mode range is the Operati- strongly limited, which is not noticeable here in a negative way.
  • Nl, N2 sum nodes

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Abstract

In einer Aus führungs form weist eine Schaltungsanordnung zur aktiven Geräuschunterdrückung einen ersten Eingang (E1), zum Zuführen eines Wiedergabesignals (Spb), einen zweiten Eingang (E2), zum Zuführen eines Sensorsignals (Sanc), einen ersten und einen zweiten Anschluss (A1, A2) eines Ausgangs, der zum Verbinden mit einem Lautsprecher (Lsp) eingerichtet ist, und eine Kompensationseinrichtung zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Geräuschsignals (Sanc1, Sanc2) jeweils in Abhängigkeit des Sensorsignals (Sanc) auf, wobei der erste und der zweite Eingang (E1, E2) über die Kompensationseinrichtung (Komp) derart mit dem ersten und zweiten Anschluss des Ausgangs (A1, A2 ) gekoppelt ist, dass am ersten Anschluss (A1) des Ausgangs (A1, A2 ) ein virtuelles Wiedergabesignal (Ssp1) und am zweiten Anschluss (A2) des Ausgangs (A1, A2 ) ein Überlagerungssignal (Ssp2) derart bereitgestellt ist, dass ein Differenzsignal zwischen virtuellem Wiedergabesignal (Ssp1) und Überlagerungssignal (Ssp2) dem Lautsprecher zuführbar ist.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zur aktiven Geräuschunterdrückung
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur aktiven Geräuschunterdrückung.
Die aktive Geräuschunterdrückung, auch bezeichnet als aktive Lärmkompensation, wird beispielsweise eingesetzt in Kopfhö¬ rern, Ohrhörern oder Telefonen, um unerwünschte und störende Umgebungsgeräusche zu unterdrücken und den Nutzschall besser verständlich wiederzugeben. Um dies zu erreichen, wird mit einem eingebauten Mikrofon das Umgebungsgeräusch gemessen. Hieraus wird dann zur Kompensation dieses Umgebungsgeräuschs ein inverses Signal erzeugt und zu dem Nutzschall addiert. Am Ohr des Benutzers wird somit ein Umgebungsgeräusch akustisch ausgelöscht .
Bei derartigen Systemen zur aktiven Geräuschunterdrückung wird an einer Stelle der Schaltung das Nutzsignal mit dem zur Kompensation der Umgebungsgeräusche aufbereiteten Signal des Mikrofons summiert. Hier werden zwei Möglichkeiten unterschieden, nämlich die aktive Summierung und die passive Summierung. Bei der aktiven Summierung befindet sich auf dem Weg des so erhaltenen Summensignals zum Lautsprecher noch ein aktives Element, wie beispielsweise ein Operationsverstärker. Bei der passiven Methode ist dies nicht der Fall.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der passiven Summierung und geht aus von einer Schaltung, bei der das Summensignal einem Anschluss eines Lautsprechers zugeführt ist, dessen an¬ derer Anschluss auf einen Bezugspotentialanschluss bezogen ist. Mittels eines invertierenden Verstärkers wird aus dem Geräuschsignal des Mikrofons ein Kompensationssignal erzeugt. Dieses wird mit dem Nutzsignal addiert, wobei das Summensig¬ nal dem Lautsprecher zugeführt wird. Bei der beschriebenen bekannten Schaltung wird kein zusätzlicher Schalter benötigt, um die aktive Geräuschunterdrückung zu deaktivieren. Zudem entsteht durch das Ein- und Ausschalten der aktiven Geräuschunterdrückung keine Lücke im Signal. Dadurch dass das Nutzsignal nicht über ein aktives Element geführt wird, ist der Energieverbrauch optimiert. Allerdings ist die Kalibrierung der aktiven Geräuschunterdrückung schwierig, weil sie durch die Impedanz der Quelle des Nutzsignals beeinflusst wird.
Eine Aufgabe ist es folglich, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur aktiven Geräuschunterdrückung anzugeben, die demgegenüber verbesserte Eigenschaften beispielsweise be¬ züglich der Empfindlichkeit gegenüber der Impedanz der Quelle des Nutzsignals aufweisen.
Die Aufgabe wird gelöst mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstände der abhängigen Ansprüche.
In einer Aus führungs form weist eine Schaltungsanordnung zur aktiven Geräuschunterdrückung einen ersten Eingang zum Zuführen eines Wiedergabesignals, einen zweiten Eingang zum Zuführen eines Sensorsignals, einen ersten und einen zweiten An- schluss eines Ausgangs, der zum Verbinden mit einem Lautspre¬ cher eingerichtet ist, und eine Kompensationseinrichtung auf. Die Kompensationseinrichtung ist zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Geräuschsignals jeweils in Abhängigkeit des Sensorsignals ausgelegt. Der erste und der zweite Eingang ist über die Kompensationseinrichtung derart mit dem ersten und dem zweiten Anschluss des Ausgangs gekoppelt, dass am ersten Anschluss des Ausgangs ein virtuelles Wiedergabesignal und am zweiten Anschluss des Ausgangs ein Überlagerungssignal derart bereitgestellt ist, dass ein Differenzsignal zwischen dem virtuellen Wiedergabesignal und dem Überlagerungssignal dem Lautsprecher zuführbar ist.
Der Schaltungsanordnung wird das Wiedergabesignal und das Sensorsignal zugeführt. Die Kompensationseinrichtung erzeugt aus dem Sensorsignal das erste und das zweite Geräuschsignal. Durch die Kompensationseinrichtung und deren Kopplung mit den Eingängen und Anschlüssen des Ausgangs der Schaltungsanord¬ nung wird dem anschließbaren Lautsprecher das Differenzsignal aus dem virtuellen Wiedergabesignal und dem Überlagerungssig- nal zugeführt.
Durch die Kompensationseinrichtung und deren Kopplung mit den Eingängen und dem Ausgang der Schaltungsanordnung werden einerseits Umgebungsgeräusche im Raum vor dem Lautsprecher un- terdrückt. Andererseits wird der Einfluss einer Impedanz der Audioquelle des Wiedergabesignals auf die Schaltungsanordnung verringert. Die Empfindlichkeit gegenüber einer Impedanz am ersten Eingang der Schaltungsanordnung wird damit deutlich verringert .
Das Wiedergabesignal wird von einer Audioquelle, beispiels¬ weise einem Audioplayer, bereitgestellt. Es stellt somit das Nutzsignal dar. Das Sensorsignal wird von einem Mikrofon auf¬ genommen und entspricht den Umgebungsgeräuschen, welche mit der aktiven Geräuschunterdrückung im Raum vor dem Lautsprecher ausgelöscht werden. In einer weiteren Aus führungs form ist an dem mit dem ersten Eingang der Schaltungsanordnung gekoppelten ersten Anschluss des Ausgangs ein virtueller Nullpunkt bezüglich des Sensorsignals gebildet.
Der erste Anschluss des Ausgangs wird also nicht von dem Sen¬ sorsignal moduliert. Da sich an diesem Schaltungsknoten die Ströme von erstem und zweitem Geräuschsignal aufheben, ergibt sich bezüglich des Sensorsignals ein virtueller Nullpunkt.
Dies bewirkt mit Vorteil, dass der Einfluss einer Impedanz auf Seiten der Quelle des Wiedergabesignals keinen Einfluss auf die Geräuschunterdrückung hat. Von der Kompensationseinrichtung wird das zweite Geräuschsignal so bereitgestellt, dass an einem Summenpunkt der passiven Summierung von Wiedergabesignal, erstem und zweitem Geräuschsignal über den Lautsprecher, also am ersten Anschluss des Ausgangs der Schaltungsanordnung ein virtueller Nullpunkt be- züglich des Sensorsignals entsteht.
Ein virtueller Nullpunkt entspricht einer Verbindung zu einem Bezugspotentialanschluss , ohne dass hier wirklich ein Bezugs- potentialanschluss vorliegt.
In einer Weiterbildung ist ein Sensorsignal relevanter Anteil des zweiten Geräuschsignals betragsmäßig an einen Sensorsig¬ nal relevanten Anteil des Überlagerungssignals angepasst und zu diesem phaseninvertiert.
Der von dem Sensorsignal beigetragene Stromanteil des zweiten Geräuschsignals entspricht in seinem Betrag dem von dem Sen¬ sorsignal beigetragenen Stromanteil des Überlagerungssignals, ist jedoch zu diesem invertiert. Am ersten Anschluss des Aus¬ gangs der Schaltungsanordnung kompensieren sich somit die Ströme des zweiten Geräuschsignals und des Überlagerungssig¬ nals. Aan diesem Ausgang bleibt lediglich der Spannungsanteil des virtuellen Wiedergabesignals.
In einer weiteren Aus führungs form ist das virtuelle Wiedergabesignal in Abhängigkeit des zweiten Geräuschsignals und des Wiedergabesignals bereitgestellt. Das Überlagerungssignal ist in Abhängigkeit des ersten Geräuschsignals und des Wiederga¬ besignals bereitgestellt.
Die Differenz aus virtuellem Wiedergabesignal und Überlage¬ rungssignal wird dem am Ausgang der Schaltungsanordnung an- schließbaren Lautsprecher zugeführt. Somit wird jedem Anschluss des Lautsprechers ein Signal, welches aus Überlage¬ rung des Wiedergabesignals mit einem Geräuschsignal bezie¬ hungsweise einem invertierten Geräuschsignal erzeugt wurde, zugeführt .
Dies trägt mit Vorteil dazu bei, die Unempfindlichkeit gegen¬ über einer Impedanz auf Seiten der Audioquelle weiter zu erhöhen . In einer Weiterbildung weist die Kompensationseinrichtung eine erste und eine zweite Treiberstufe auf. Ein Eingang der ersten Treiberstufe ist mit dem zweiten Eingang der Schaltungsanordnung gekoppelt. Am Ausgang der ersten Treiberstufe ist ein erster Summenknoten gebildet, an dem das erste Ge- räuschsignal bereitgestellt ist. Ein Eingang der zweiten
Treiberstufe ist mit dem zweiten Eingang der Schaltungsanord¬ nung gekoppelt. Am Ausgang der zweiten Treiberstufe ist ein zweiter Summenknoten gebildet, an dem das zweite Geräuschsig- nal bereitgestellt ist. Der erste Summenknoten ist mit dem zweiten Anschluss des Ausgangs der Schaltungsanordnung gekoppelt. Der zweite Summenknoten ist mit dem ersten Anschluss des Ausgangs der Schaltungsanordnung gekoppelt.
In einer Weiterbildung weist die erste Treiberstufe einen mit ihrem Eingang verbundenen invertierenden Verstärker und einen diesem nachgeschalteten ersten Summenwiderstand, der mit dem ersten Summenknoten verbunden ist, auf. Die zweite Treiberstufe weist eine mit dem Eingang der zweiten Treiberstufe verbundene Serienschaltung umfassend zwei invertierende Ver¬ stärker und einen diesem nachgeschalteten zweiten Summenwiderstand, der mit dem zweiten Summenknoten gekoppelt ist, auf. Der erste und der zweite Summenwiderstand sind aneinan¬ der angepasst.
Die Treiberstufen sind so ausgelegt, dass von einer Treiberstufe das Sensorsignal invertiert wird und von der anderen Treiberstufe das Sensorsignal wegen der zweifachen Invertie¬ rung nicht invertiert wird.
In einer weiteren Aus führungs form ist am ersten Summenknoten ein erster, auf einen Bezugspotentialanschluss bezogener Tei¬ lerwiderstand zur Bildung eines ersten Spannungsteilers mit einem Widerstand des anschließbaren Lautsprechers angeschlos¬ sen. Am zweiten Summenknoten ist ein zweiter Spannungsteiler, aufweisend einen auf den Bezugspotentialanschluss bezogenen zweiten Teilerwiderstand und einen mit dem ersten Eingang der Schaltungsanordnung verbundenen Koppelwiderstand angeschlossen .
In einer Weiterbildung sind der erste und der zweite Spannungsteiler gleich groß dimensioniert. Ein Signal am zweiten Summenwiderstand ist invertiert zu ei¬ nem Signal am ersten Summenwiderstand. Da der erste Teilerwi¬ derstand an den zweiten Teilerwiderstand angepasst ist, und da der Koppelwiderstand an den Widerstand des Lautsprechers angepasst ist, ergeben sich identische Verhältnisse bezüglich der bereitgestellten ersten und zweiten Geräuschsignale.
In einer alternativen Aus führungs form sind der zweite Spannungsteiler und der zweite Summenwiderstand um einen Faktor K größer als der erste Summenwiderstand beziehungsweise der erste Spannungsteiler dimensioniert. Das der zweiten Treiberstufe zugeführte Sensorsignal ist in diesem Fall mit dem Fak¬ tor K verstärkt.
Um eine Kompensation der Ströme des ersten und zweiten Geräuschsignals beizubehalten, wird durch Anpassen der Beschal- tung des invertierenden Verstärkers der ersten Treiberstufe das Sensorsignal hier um den Faktor K verstärkt. Dadurch wird erreicht, dass der Anteil des Stromes im zweiten Geräuschsig¬ nal sehr viel geringer ist als der Strom, der von dem Wiedergabesignal zugeführt wird. Die Eingangsimpedanz der Schal¬ tungsanordnung wird dadurch optimiert. Für eine Audioquelle ergeben sich somit mit Vorteil identische Verhältnisse bei eingeschalteter sowie bei ausgeschalteter Geräuschunterdrückung .
Die Eingangsimpedanz der Schaltungsanordnung ergibt sich aus der Parallelschaltung von erstem und zweitem Spannungsteiler Der erste Spannungsteiler weist eine um den Teilerwiderstand höhere Impedanz auf als der Widerstand des Lautsprechers. Vorzugsweise wird der Faktor K so dimensioniert, dass die durch den Teilerwiderstand erhöhte Impedanz des ersten Spannungsteilers durch die Parallelschaltung des zweiten Span- nungsteilers kompensiert wird. Somit entsteht eine Eingangs¬ impedanz, die an die Impedanz des Lautsprechers angepasst ist . In einer Weiterbildung weist die Schaltungsanordnung eine Anpassungseinheit, welche mit dem ersten Eingang der Schal¬ tungsanordnung gekoppelt ist, welcher das virtuelle Wiederga¬ besignal zugeführt ist und welche zum Bereitstellen eines Gleichtaktsignals ausgelegt ist, auf. Das Gleichtaktsignal ist zur Aussteuerung der invertierenden Verstärker der ersten und zweiten Treiberstufe derart ausgelegt, dass ein Ausgangs¬ signal eines jeweiligen invertierenden Verstärkers spannungs¬ mäßig an ein jeweiliges Signal am ersten oder zweiten Summenknoten angepasst ist.
Das Gleichtaktsignal wird derart bereitgestellt, dass das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers der ersten Treiberstufe spannungsmäßig dem Signal am ersten Summenknoten folgt. Des Weiteren wird das Gleichtaktsignal derart bereit- gestellt, dass das Ausgangssignal des mit dem Ausgang der zweiten Treiberstufe verbundenen invertierenden Verstärkers der zweiten Treiberstufe spannungsmäßig dem Signal am zweiten Summenknoten folgt. Dadurch wird mit Vorteil erreicht, dass sowohl am ersten als auch am zweiten Summenwiderstand keine Spannung abfällt und somit kein durch das virtuelle Wiedergabesignal verursachter Stromfluss am Ausgang der invertierenden Verstärker der ersten und zweiten Treiberstufe auftritt. Dies vermindert die Leistungsaufnahme der Schaltungsanordnung deutlich. Der Ausdruck spannungsmäßig angepasst bedeutet in diesem Zu¬ sammenhang, dass sich die betreffenden Signale in Betrag und Phase entsprechen. In einer weiteren Aus führungs form ist das Gleichtaktsignal jeweils einem nichtinvertierenden Eingang des invertierenden Verstärkers der ersten Treiberstufe und einem nichtinvertie¬ renden Eingang des mit dem Ausgang der zweiten Treiberstufe gekoppelten invertierenden Verstärkers der zweiten Treiber- stufe zugeführt.
In einer Weiterbildung weist die Anpassungseinheit einen dritten Spannungsteiler, welcher auf den Bezugspotentialan- schluss bezogen ist, auf. Der dritte Spannungsteiler ist in seiner Dimensionierung an den ersten Spannungsteiler unter Berücksichtigung eines Verstärkungsfaktors der ersten
und/oder zweiten Treiberstufe angepasst.
Das Gleichtaktsignal stellt hierbei eine um den Verstärkungs- faktor der ersten und/oder zweiten Treiberstufe geteilte Version des virtuellen Wiedergabesignals dar. Dadurch wird erreicht, dass an den Ausgängen der invertierenden Verstärker von erster und zweiter Treiberstufe, deren Eingängen jeweils das Gleichtaktsignal zugeführt ist, das betragsmäßig gleiche Signal, nämlich das erste und das zweite Geräuschsignal, be¬ reitgestellt ist. Somit entsteht am ersten und am zweiten Summenwiderstand kein Spannungsabfall und ein von dem virtu¬ ellen Wiedergabesignal verursachter Verluststrom am Ausgang dieser invertierenden Verstärker wird unterbunden.
Zusätzlich wird dadurch vorteilhafterweise ein identischer Wiedergabepegel bei ein- und ausgeschalteten Treiberstufen bereitgestellt. In einer Aus führungs form weist ein Verfahren zur aktiven Geräuschunterdrückung folgende Schritte auf:
- Zuführen eines Wiedergabesignals,
- Zuführen eines Sensorsignals,
- Erzeugen eines ersten und eines zweiten Geräuschsignals je¬ weils in Abhängigkeit des Sensorsignals,
- Erzeugen eines virtuellen Wiedergabesignals in Abhängigkeit des zweiten Geräuschsignals und des Wiedergabesignals,
- Erzeugen eines Überlagerungssignals in Abhängigkeit des ersten Geräuschsignals und des Wiedergabesignals, und
- Bereitstellen eines Differenzsignals aus virtuellem Wieder¬ gabesignal und Überlagerungssignal für einen Lautsprecher. Dadurch dass dem Lautsprecher an jedem seiner zwei Anschlüsse ein überlagertes Signal, nämlich das virtuelle Wiedergabesig¬ nal einerseits und das Überlagerungssignal andererseits zuge¬ führt wird, wobei jedes dieser Signale durch passive Summie¬ rung des Wiedergabesignals mit einem ersten oder zweiten Ge- räuschsignal gewonnen wird, hat ein Widerstand auf Seiten der Quelle des Wiedergabesignals keinen Einfluss auf die Ge¬ räuschunterdrückung .
Die Schaltungsanordnung und das Verfahren sind zum Einsatz in Feed Forward und Feedback-Systemen zur aktiven Geräuschunterdrückung geeignet. Bei Stereosystemen ist für jeden Kanal eine oben beschriebene Schaltungsanordnung einzusetzen. Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbei¬ spielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- bezie¬ hungsweise wirkungsgleiche Bauelemente und Schaltungsteile tragen gleiche Bezugszeichen. Insofern sich Bauelemente in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der Figuren wiederholt. Es zeigen: eine erste beispielhafte Aus führungs form einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prin- zip,
Figur 2 eine zweite beispielhafte Aus führungs form einer
Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip
Figur 3 eine dritte beispielhafte Aus führungs form einer
Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip und Figur 4 eine vierte beispielhafte Aus führungs form einer
Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip .
Figur 1 zeigt eine erste beispielhafte Aus führungs form einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Schaltungsanordnung umfasst einen ersten Eingang El, einen zweiten Eingang E2, einen Ausgang mit zwei Anschlüssen AI, A2 für einen Lautsprecher Lsp und eine Kompensationseinrichtung Komp. Dem ersten Eingang El ist ein Wiedergabesignal Spb zu- geführt. Dem zweiten Eingang E2 ist ein Sensorsignal Sanc zu¬ geführt. Am ersten Anschluss AI des Ausgangs ist ein virtuel¬ les Wiedergabesignal Sspl bereitgestellt. Am zweiten An- schluss A2 des Ausgangs ist ein Überlagerungssignal Ssp2 be¬ reitgestellt .
Die Kompensationseinheit Komp weist eine erste Treiberstufe Tl und eine zweite Treiberstufe T2 auf. Die erste Treiberstu¬ fe Tl weist einen invertierenden Verstärker OP1 auf. Ein invertierender Eingang des invertierenden Verstärkers OP1 ist mit dem zweiten Eingang E2 der Schaltungsanordnung gekoppelt. Der nichtinvertierende Eingang des invertierenden Verstärkers OP1 ist mit einem Bezugspotentialanschluss 10 verbunden. An den Ausgang des invertierenden Verstärkers OP1 ist ein erster Summenwiderstand Rsm2 geschaltet. Dieser ist mit seinem ande¬ ren Anschluss mit einem ersten Summenknoten Nl verbunden. Der Summenknoten Nl ist über einen ersten Teilerwiderstand Rsml mit dem Bezugspotentialanschluss 10 gekoppelt. Des Weiteren ist der erste Summenknoten Nl mit dem zweiten Anschluss A2 des Ausgangs der Schaltungsanordnung gekoppelt. Die zweite Treiberstufe T2 umfasst eine Reihenschaltung aufweisend zwei invertierende Verstärker OP, OP2. Der invertierende Eingang des invertierenden Verstärkers OP ist mit dem zweiten Eingang E2 der Schaltungsanordnung gekoppelt. Ein invertierender Eingang des invertierenden Verstärkers OP2 ist mit dem Ausgang des invertierenden Verstärkers OP gekoppelt. Die nichtinver- tierenden Eingänge der invertierenden Verstärker OP, OP2 sind jeweils mit dem Bezugspotentialanschluss 10 verbunden. Ein Ausgang des invertierenden Verstärkers OP2 ist über einen zweiten Summenwiderstand Rsm2a mit einem zweiten Summenknoten N2 verbunden. Der zweite Summenknoten N2 ist einerseits über einen zweiten Teilerwiderstand Rsmla mit dem Bezugspotential¬ anschluss 10 gekoppelt. Andererseits ist der zweite Summen¬ knoten N2 über einen Koppelwiderstand Rspa mit dem ersten Eingang El der Schaltungsanordnung verbunden. Zwischen erstem und zweitem Anschluss AI, A2 des Ausgangs der Schaltungsanordnung ist ein Widerstand Rsp vorgesehen. Dieser entspricht dem Widerstand des zwischen erstem und zweitem Anschluss AI, A2 des Ausgangs der Schaltungsanordnung an- schließbaren Lautsprechers Lsp.
Ebenfalls gezeigt ist ein Mikrofon MIC, welches das Sensor¬ signal Sanc erzeugt. Das Sensorsignal Sanc ist dem zweiten Eingang E2 über eine Signalanpassungseinheit F zugeführt. Des Weiteren ist ein Stecker S, der zum Verbinden des ersten Eingangs El der Schaltungsanordnung mit einer Quelle für das Wiedergabesignal Spb ausgelegt ist, dargestellt. Die Quelle Q für das Wiedergabesignal Spb weist unter anderem einen Wider¬ stand Rsrc auf.
Das von dem Mikrofon MIC aufgenommene Sensorsignal Sanc wird dem zweiten Eingang E2 der Schaltungsanordnung zugeführt. In der ersten Treiberstufe Tl der Kompensationseinrichtung Komp wird das Sensorsignal Sanc einmal invertiert. Am ersten Sum- menknoten Nl wird das so gewonnene erste Geräuschsignal Sancl bereitgestellt. In der zweiten Treiberstufe T2 der Kompensa¬ tionseinrichtung Komp wird das Sensorsignal Sanc im invertie¬ renden Verstärker OP einmal invertiert und anschließend im invertierenden Verstärker OP2 ein zweites Mal invertiert. Das so gewonnene zweite Geräuschsignal Sanc2 wird über den zwei¬ ten Summenknoten N2 und den Koppelwiderstand Rspa am ersten Anschluss AI des Ausgangs der Schaltungsanordnung bereitge¬ stellt und dient der Kompensation eines von der ersten Treiberstufe Tl über den Lautsprecher Lsp eingekoppelten Stromes am ersten Eingang El der Schaltungsanordnung bzw. am ersten Anschluss AI des Ausgangs der Schaltungsanordnung. Somit weist dieser Knoten El bzw. AI das virtuelle Widergabesignal Sspl auf. Am ersten Summenknoten Nl ergibt sich das Überlage- rungssignal Ssp2 in Abhängigkeit des ersten Geräuschsignals Sancl und des Wiedergabesignals Spb durch Stromsummation an den Widerständen Rsml, Rsm2 und Rsp . Zwischen dem ersten Anschluss AI und dem zweiten Anschluss A2 des Ausgangs der Schaltungsanordnung wird also das Differenzsignal aus virtu¬ ellem Wiedergabesignal Sspl und Überlagerungssignal Ssp2 be¬ reitgestellt .
Der erste und der zweite Summenwiderstand Rsm2, Rsm2a sind in ihrer Dimensionierung aneinander angepasst. Ein erster Spannungsteiler, welcher aus dem Widerstand Rsp des anschließba¬ ren Lautsprechers Lsp und dem ersten Teilerwiderstand Rsml gebildet ist, ist in seiner Dimensionierung an einen zweiten Spannungsteiler, welcher aus dem zweiten Teilerwiderstand Rsmla und dem Koppelwiderstand Rspa gebildet ist, angepasst. Durch diese Dimensionierung wird erreicht, dass bezüglich des Sensorsignals Sanc ein Stromanteil des zweiten Geräuschsig¬ nals Sanc2 betragsmäßig gleich groß ist wie ein Stromanteil des Überlagerungssignals Ssp2. Da sich diese beiden Stroman- teile am ersten Anschluss AI des Ausgangs gegenseitig aufhe¬ ben, ergibt sich am ersten Anschluss AI ein virtueller Nullpunkt bezüglich des Sensorsignals Sanc.
Dies bewirkt mit Vorteil eine gleichbleibende Wirkungsweise der Geräuschunterdrückung bei jeder Impedanz der Wiedergabequelle Q. Dies gilt also auch für die Fälle, wenn die Wieder¬ gabequelle Q abgesteckt oder kurzgeschlossen ist.
Für die Spannungsanteile des ersten und des zweiten Geräusch- signals Sancl, Sanc2 ergibt sich am ersten Anschluss AI des Ausgangs der Schaltungsanordnung ein virtueller Nullpunkt. Dadurch wird der erste Anschluss AI nicht von dem Sensorsig¬ nal Sanc oder von den davon abgeleiteten Geräuschsignalen Sanol, Sanc2 moduliert. Da an eben diesem Anschluss AI in passiver Art und Weise das Wiedergabesignal Spb mit dem Ge¬ räuschsignal Sanc2 gekoppelt wird, hat die Impedanz des Wi¬ derstands Rsrc der Audioquelle Q vorteilhafterweise keinen Einfluss auf die Wirkungsweise der aktiven Geräuschunterdrü¬ ckung .
Die Beschaltung der Operationsverstärker der invertierenden Verstärker OP, OP1 und OP2 erfolgt dabei so, dass die Strom- kompensation am ersten Eingang El bewerkstelligt wird, also beispielsweise mit jeweils gleich großen Widerständen R.
Figur 2 zeigt eine zweite Aus führungs form einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Dieses Ausführungs- beispiel entspricht dem Ausführungsbeispiel aus Figur 1 mit folgenden Unterschieden: Es ist zusätzlich eine Anpassungseinheit in Form eines dritten Spannungsteilers Rinl, Rin2, welcher auf den Bezugspotentialanschluss 10 bezogen ist, vor¬ gesehen. Von diesem wird ein Gleichtaktsignal Sin am Verbin- dungspunkt der zwei Widerstände Rinl, Rin2 bereitgestellt, welches den nichtinvertierenden Eingängen der invertierenden Verstärker OP1, OP2 der ersten und zweiten Treiberstufe Tl, T2 zugeführt ist. Das virtuelle Wiedergabesignal Sspl wird mittels dieses dritten Spannungsteiler Rinl, Rin2 geteilt und in Form des Gleichtaktsignals Sin den invertierenden Verstärkern OP1, OP2 zugeführt.
Damit wird erreicht, dass am Ausgang der invertierenden Verstärker OP1 und OP2 das erste und das zweite Geräuschsignal Sancl, Sanc2 derart bereitgestellt wird, dass an dem jeweili¬ gen Summenwiderstand Rsm2, Rsm2a bezüglich des Wiedergabesig¬ nals Spb keine Spannung abfällt. Somit wird bezüglich des Wiedergabesignals Spb kein Strom aus den Treiberstufen Tl, T2 verbraucht. Die Wiedergabelautstärke wird durch ein Ein- oder Ausschalten der Schaltungsanordnung nicht beeinflusst. Dies minimiert mit Vorteil die Leistungs- aufnähme der Schaltungsanordnung zur aktiven Geräuschunterdrückung .
Die Widerstände des dritten Spannungsteilers Rinl, Rin2 sind dabei folgendermaßen dimensioniert: Der Widerstand Rinl ist N-mal so groß dimensioniert wie der Widerstand Rsp des Laut¬ sprechers Lsp. Der Widerstand Rin2 ist nach folgender Formel dimensioniert :
Figure imgf000018_0001
Dabei repräsentiert Rin2 den Widerstand Rin2, N entspricht dem Faktor N, Rsml entspricht dem ersten Teilerwiderstand Rsml, G repräsentiert einen Faktor G. Der Faktor G entspricht einer Verstärkung des Gleichtaktsignals Sin in der ersten be- ziehungsweise zweiten Treiberstufe Tl, T2.
Bei beispielhafter Verwendung von gleichen Werten für Eingangs- und Rückkoppelwiderstände der Operationsverstärker OP1, OP2 in erster und zweiter Treiberstufe Tl, T2 ergibt sich für G der Wert zwei als Verstärkungsfaktor.
Der Faktor N wird entsprechend groß gewählt, also beispiels¬ weise im Bereich zwischen 50 und 2000, um sicher zu stellen, dass der dritte Spannungsteiler Rinl, Rin2 keine relevante Verringerung der Eingangsimpedanz hervorruft.
Der Faktor M entspricht einem Verhältnis des Widerstands Rsp des Lautsprechers Lsp zum ersten Teilerwiderstand Rsml. Der Faktor M wird vorzugsweise möglichst groß gewählt, also bei¬ spielsweise im Bereich 3 bis 30, um am ersten Teilerwiderstand Rsml nur einen geringen Anteil des Wiedergabepegels zu verlieren. Ein weiterer Grund für diese Wahl des Faktors M ist, dass sich gesetzt den Fall, dass die Operationsverstär¬ ker der invertierenden Verstärker OP1, OP2 nicht an eine Versorgungsspannung angeschlossen sind, durch die Ausgangstransistoren der invertierenden Verstärker OP1, OP2 eine Dioden- Klemmung an die Versorgungsknoten ergibt. Bei entsprechend großem M bleibt die Spannungsaussteuerung an den Knoten Nl und N2 kleiner als die Diodenspannung.
Figur 3 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Schaltungs¬ anordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Das dritte Ausführungsbeispiel entspricht dem zweiten Ausführungsbeispiel von Figur 2 mit folgenden Unterschieden: Die Widerstände des Spannungsteilers der zweiten Treiberstufe T2 sind um das K-Fache größer dimensioniert als die Widerstände des Span¬ nungsteilers der ersten Treiberstufe Tl. Im Einzelnen ist der Koppelwiderstand Rspa um das K-Fache größer dimensioniert als der Widerstand Rsp des Lautsprechers Lsp. Der Widerstand des zweiten Summenwiderstands Rsm2a ist um das K-Fache größer di¬ mensioniert als der Widerstand des ersten Summenwiderstands Rsm2. Der Widerstand des zweiten Teilerwiderstands Rsmla ist um das K-Fache größer dimensioniert als der Widerstand des ersten Teilerwiderstands Rsml. Der mit dem zweiten Eingang E2 der Schaltungsanordnung gekoppelte Widerstand des invertie¬ renden Verstärkers OP ist mit dem Faktor K dividiert. Folg¬ lich wird das Sensorsignal Sanc in der zweiten Treiberstufe T2 mit dem Faktor K verstärkt.
Durch die Multiplikation der Widerstandswerte wird der Strom, welcher durch den zweiten Spannungsteiler Rsmla, Rspa und den zweiten Summenwiderstand Rsm2a fließt, um den Faktor K divi¬ diert. Damit ist dieser Strom sehr viel kleiner als der Strom des virtuellen Wiedergabesignals Sspl durch den Lautsprecher Lsp. Die um den Faktor K hochohmigere Einkopplung wird durch die Verstärkung mit dem Faktor K am ersten invertierenden
Verstärker OP der zweiten Treiberstufe T2 kompensiert. Damit ergibt sich für den ersten Ausgang AI immer noch ein virtueller Nullpunkt bezüglich des Anteils des ersten und zweiten Geräuschsignals Sancl, Sanc2.
Die Summenwiderstände Rsm2, Rsm2a beeinflussen die Eingangs¬ impedanz der Schaltungsanordnung nicht, da an den Ausgängen der invertierenden Verstärker OP1, OP2 im eingeschalteten Modus kein Verluststrom fließt. Im ausgeschalteten Modus sind diese Ausgänge hochohmig.
Der Faktor K wird dabei so festgelegt, dass die am ersten Eingang El vorliegende Impedanz der Impedanz des Lautsprechers Lsp entspricht. Dabei gilt gemäß der Parallelschaltung von erstem und zweitem Spannungsteiler:
Figure imgf000020_0001
RE1 repräsentiert dabei die am ersten Eingang El vorliegende Impedanz RE1, Rsp repräsentiert den Widerstand Rsp des Laut¬ sprechers Lsp, Rsml entspricht dem ersten Teilerwiderstand Rsml, Rspa entspricht dem Koppelwiderstand Rspa und Rsmla repräsentiert den ersten Teilerwiderstand Rsmla.
Um die Eingangsimpedanz der Schaltungsanordnung der Impedanz Rsp des Lautsprechers Lsp anzupassen wird der Faktor M an de Faktor K angepasst. Da die Verstärker der ersten und zweiten Treiberstufe Tl, T2 lediglich den Stromanteil des Sensorsignals Sanc treiben, können für die hier eingesetzten Operationsverstärker mit Vorteil kleinere Bauformen gewählt werden als bei einer Imp- lementierung auf Basis aktiver Summierung.
Figur 4 zeigt eine vierte beispielhafte Aus führungs form einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Dieses Ausführungsbeispiel entspricht dem Beispiel aus Figur 3 mit folgenden Unterschieden: Der dritte Spannungsteiler Rinl,
Rin2 ist anders dimensioniert. Es ist ein weiterer Operati¬ onsverstärker OP ' , der mit dem dritten Spannungsteiler Rinl, Rin2 gekoppelt ist, zum Bereitstellen des Gleichtaktsignals Sin vorgesehen. Das Gleichtaktsignal Sin wird den invertie- renden Eingängen der invertierenden Verstärker OP1 und OP2 zugeführt. Die Dimensionierung des dritten Spannungsteilers Rinl, Rin2 ist wie folgt:
RM = N * (Rsp + Rsml)
Rin2 = N *Rsm\.
Rinl repräsentiert den Widerstand Rinl, N entspricht dem Fak¬ tor N, Rsp repräsentiert den Widerstand Rsp des Lautsprechers Lsp, Rsml entspricht dem ersten Teilerwiderstand Rsml, Rin2 repräsentiert den Widerstand Rin2.
Bei dieser Aus führungs form sind die nichtinvertierenden Eingänge der invertierenden Verstärker OP1 und OP2 mit Vorteil mit dem Bezugspotentialanschluss 10 verbunden, wodurch die jeweiligen Operationsverstärker keiner sogenannten Common Mode Auslenkung folgen müssen. Da bei Geräuschunterdrückungs¬ systemen üblicherweise 1,5 Volt Batterien für die Versorgung eingesetzt werden, ist der Common-Mode-Bereich der Operati- onsverstärker stark limitiert, was sich hier nicht in negativer Art und Weise bemerkbar macht.
Bezugs zeichenliste
El, E2 Eingang
AI, A2 Anschluss
Sancl, Sanc2 Geräuschsignal
Komp Kompensationseinrichtung
Lsp Lautsprecher
Sspl virtuelles Wiedergabesignal
Ssp2 Überlagerungssignal
Spb Wiedergäbesignal
Sanc Sensorsignal
Tl, T2 Treiberstufe
Nl, N2 Summenknoten
OP, OP1, OP2 invertierender Verstärker
Rsm2, Rsm2a Summenwiderstand
Rsml, Rsmla Teilerwiderstand
Rsp Widerstand
Rspa Koppelwiderstand
Rinl, Rin2 Widerstand
Sin Gleichtaktsignal
MIC Mikrofon
S Stecker
Rsrc, R Widerstand
Q Quelle
F Signalanpassungseinheit

Claims

Patentansprüche
Schaltungsanordnung zur aktiven Geräuschunterdrückung aufweisend
- einen ersten Eingang (El), zum Zuführen eines Wiedergabesignals (Spb) ,
- einen zweiten Eingang (E2), zum Zuführen eines Sensorsignals (Sanc) ,
- einen ersten und einen zweiten Anschluss (AI, A2 ) eines Ausgangs, der zum Verbinden mit einem Lautsprecher (Lsp) eingerichtet ist,
- eine Kompensationseinrichtung zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Geräuschsignals (Sancl, Sanc2) je¬ weils in Abhängigkeit des Sensorsignals (Sanc) ,
wobei der erste und der zweite Eingang (El, E2) über die Kompensationseinrichtung (Komp) derart mit dem ersten und zweiten Anschluss des Ausgangs (AI, A2 ) gekoppelt ist, dass am ersten Anschluss (AI) des Ausgangs (AI, A2 ) ein virtuelles Wiedergabesignal (Sspl) und am zweiten Anschluss (A2) des Ausgangs (AI, A2 ) ein Überlagerungs¬ signal (Ssp2) derart bereitgestellt ist, dass ein Diffe¬ renzsignal zwischen virtuellem Wiedergabesignal (Sspl) und Überlagerungssignal (Ssp2) dem Lautsprecher zuführbar ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
wobei an dem mit dem ersten Eingang (El) der Schaltungsanordnung gekoppelten ersten Anschluss (AI) des Ausgangs (AI, A2 ) ein virtueller Nullpunkt bezüglich des Sensorsignals (Sanc) gebildet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, wobei ein Sensorsignal (Sanc) relevanter Anteil des zweiten Geräuschsignals (Sanc2) betragsmäßig an einen Sensorsignal (Sanc) relevanten Anteil des Überlagerungs signals (Ssp2) angepasst und zu diesem phaseninvertiert ist .
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei
- das virtuelle Wiedergabesignal (Sspl) in Abhängigkeit des zweiten Geräuschsignals (Sanc2) und des Widergabe¬ signals (Spb) und
- das Überlagerungssignal (Ssp2) in Abhängigkeit des ersten Geräuschsignals (Sancl) und des Widergabesignals (Spb)
bereitgestellt ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Kompensationseinrichtung (Komp)
- eine erste Treiberstufe (Tl), deren Eingang mit dem zweiten Eingang (E2) der Schaltungsanordnung gekoppelt ist und deren Ausgang einen ersten Summenknoten (Nl) bildet, an dem das erste Geräuschsignal (Sancl) bereitgestellt ist, und
- eine zweite Treiberstufe (T2), deren Eingang mit dem zweiten Eingang (E2) gekoppelt ist und deren Ausgang einen zweiten Summenknoten (N2) bildet, an dem das zweite Geräuschsignal (Sanc2) bereitgestellt ist, aufweist,
wobei
- der erste Summenknoten (Nl) mit dem zweiten Anschluss (A2) des Ausgangs (AI, A2 ) der Schaltungsanordnung gekoppelt ist, und - der zweite Summenknoten (N2) mit dem ersten Anschluss (AI) des Ausgangs (AI, A2 ) der Schaltungsanordnung gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 5,
wobei
- die erste Treiberstufe (Tl) einen mit ihrem Eingang verbundenen invertierenden Verstärker (OP1) und einen diesem nachgeschalteten ersten Summenwiderstand (Rsm2), der mit dem ersten Summenknoten (Nl) verbunden ist, aufweist,
- die zweite Treiberstufe (T2) eine mit dem Eingang der zweiten Treiberstufe (T2) verbundene Serienschaltung umfassend zwei invertierende Verstärker (OP, OP2) und ei¬ nen diesen nachgeschalteten zweiten Summenwiderstand (Rsm2a) , der mit dem zweiten Summenknoten (N2) gekoppelt ist, aufweist,
und der erste und der zweite Summenwiderstand (Rsm2, Rsm2a) aneinander angepasst sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,
wobei
- am ersten Summenknoten (Nl) ein erster, auf einen Be- zugspotentialanschluss (10) bezogener Teilerwiderstand (Rsml) zur Bildung eines ersten Spannungsteilers (Rsml, Rsp) mit einem Widerstand (Rsp) des anschließbaren Laut¬ sprechers (Lsp) angeschlossen ist,
- am zweiten Summenknoten (N2) ein zweiter Spannungsteiler (Rsmla, Rspa) , aufweisend einen auf den Bezugspoten- tialanschluss (10) bezogenen zweiten Teilerwiderstand (Rsmla) und einen mit dem ersten Eingang (El) der Schaltungsanordnung verbundenen Koppelwiderstand (Rspa) ange¬ schlossen ist. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
wobei der erste und der zweite Spannungsteiler (Rsml, Rsp, Rsmla, Rspa) gleich groß dimensioniert sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
wobei der zweite Summenwiderstand (Rsm2a) und der zweite Spannungsteiler (Rsmla, Rspa) um einen Faktor K größer als der erste Summenwiderstand (Rsm2) beziehungsweise der erste Spannungsteiler (Rsml, Rsp) dimensioniert sind und das der zweiten Treiberstufe (Tl) zugeführte Sensor¬ signal (Sanc) mit dem Faktor K verstärkt ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, weiter aufweisend
- eine Anpassungseinheit (Rinl, Rin2), welche mit dem ersten Eingang (El) der Schaltungsanordnung gekoppelt ist, welcher das virtuelle Wiedergabesignal (Sspl) zuge¬ führt ist und welche zum Bereitstellen eines Gleichtakt¬ signals (Sin) ausgelegt ist,
wobei das Gleichtaktsignal (Sin) zur Aussteuerung der invertierenden Verstärker (OP1, OP2) der ersten und zweiten Treiberstufe (Tl, T2) derart ausgelegt ist, dass ein Ausgangssignal eines jeweiligen invertierenden Verstärkers (OP1, OP2) spannungsmäßig an ein Signal am ers¬ ten oder zweiten Summenknoten (Nl, N2 ) angepasst ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 10,
wobei das Gleichtaktsignal (Sin) jeweils einem nichtin- vertierenden Eingang des invertierenden Verstärkers
(OP1) der ersten Treiberstufe (Tl) und einem nichtinver- tierenden Eingang des mit dem Ausgang der zweiten Treiberstufe (T2) gekoppelten invertierenden Verstärkers
(OP2) der zweiten Treiberstufe (T2) zugeführt ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, wobei die Anpassungseinheit einen dritten, auf den Be- zugspotentialanschluss (10) bezogenen Spannungsteiler (Rinl, Rin2) aufweist, welcher in seiner Dimensionierung an den ersten Spannungsteiler (Rsml, Rsp) unter Berücksichtigung eines Verstärkungsfaktors der ersten und/oder zweiten Treiberstufe (Tl, T2) angepasst ist.
13. Verfahren zur aktiven Geräuschunterdrückung aufweisend folgende Schritte:
- Zuführen eines Wiedergabesignals (Spb) ,
- Zuführen eines Sensorsignals (Sanc) ,
- Erzeugen eines ersten und eines zweiten Geräuschsig¬ nals (Sancl, Sanc2) jeweils in Abhängigkeit des Sensor¬ signals (Sanc) ,
- Erzeugen eines virtuellen Wiedergabesignals (Sspl) in Abhängigkeit des zweiten Geräuschsignals (Sanc2) und des Wiedergabesignals (Spb) ,
- Erzeugen eines Überlagerungssignals (Ssp2) in Abhän¬ gigkeit des ersten Geräuschsignals (Sancl) und des Wie¬ dergabesignals (Spb) ,
- Bereitstellen eines Differenzsignals aus virtuellem Wiedergabesignal (Sspl) und Überlagerungssignal (Ssp2) für einen Lautsprecher.
14. Verfahren nach Anspruch 13,
wobei ein Sensorsignal (Sanc) relevanter Anteil des zweiten Geräuschsignals (Sanc2) betragsmäßig an einen Sensorsignal (Sanc) relevanten Anteil des Überlagerungs¬ signals (Ssp2) angepasst und zu diesem phaseninvertiert ist . Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 14, weiter aufweisend :
- Erzeugen eines Gleichtaktsignals (Sin) in Abhängigkeit des virtuellen Wiedergabesignals (Sspl),
wobei das erste und das zweite Geräuschsignal (Sancl, Sanc2) jeweils zusätzlich in Abhängigkeit des Gleichtaktsignals (Sin) erzeugt werden.
PCT/EP2011/069747 2010-11-29 2011-11-09 Schaltungsanordnung und verfahren zur aktiven geräuschunterdrückung WO2012072391A1 (de)

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