WO2012060051A1 - Ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ受信回路、ｏｆｄｍ受信方法、及びｏｆｄｍ受信プログラム - Google Patents

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signal
orthogonal transform
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喜修 松村
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パナソニック株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a technique for receiving a signal transmitted by multiplexing a plurality of subcarriers orthogonal to each other.
  • the OFDM scheme is a scheme that transmits a plurality of narrowband digitally modulated signals by frequency multiplexing using a plurality of subcarriers orthogonal to each other, and is therefore a transmission scheme with excellent frequency utilization efficiency.
  • one symbol period is composed of an effective symbol period and a guard interval period, and a part of the signal of the effective symbol period is copied and inserted into the guard interval period so as to have periodicity within the symbol. . For this reason, it is possible to reduce the influence of inter-symbol interference caused by multipath interference, and it has excellent resistance to multipath interference.
  • DVB-T2 Digital Video Broadcasting-Terrestrial
  • HD High
  • the guard interval of the P1 symbol is different from the guard interval in the conventional ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) and DVB-T.
  • a signal for 59 ⁇ s of the first half in the effective symbol period is copied and inserted into a guard interval period (hereinafter referred to as “previous guard interval period”) before the effective symbol period, and the effective symbol period is inserted.
  • the signal for the last 53 ⁇ s in the effective symbol section is copied and inserted. Further, when copying and inserting, the copy source signal is frequency-shifted by a predetermined f SH and inserted into the guard interval section (previous guard interval section or rear guard interval section).
  • f SH corresponds to one subcarrier interval of the P1 symbol. That is, the signal in the front guard interval and the signal in the rear guard interval have a frequency corresponding to one subcarrier of the P1 symbol higher than the signal in the effective symbol period.
  • the entire valid symbol is used for the guard interval.
  • the P1 symbol is composed of an Active carrier and a Null carrier (unused carrier).
  • FIG. 29 shows the P1 symbol on the frequency axis.
  • the transmission format of the P2 symbol or data symbol is MISO (Multiple-Input-Single-Output) or SISO (Single-Input-Single-Output) (hereinafter, “MISO / SISO information”). ), Information on what is the FFT size of the P2 symbol and data symbol (hereinafter referred to as “FFT size information”), and information on whether FEF (Future Extension Frames) is included (hereinafter referred to as “FFT size information”). "FEF presence / absence information”), etc. (hereinafter referred to as "P1 transmission information").
  • the FEF is a period for service transmission different from the DVB-T2 in the future, and is inserted between the DVB-T2 frame and the DVB-T2 frame, and there is a P1 symbol at the head of the FEF frame. To do.
  • FIG. 30 is a configuration diagram of the P1 generation unit 1000 that generates a P1 symbol.
  • P1 symbol generation section 1000 includes series conversion section 1001, differential modulation section 1002, scramble section 1003, CDS table generation section 1004, padding section 1005, IFFT section 1006, and GI addition section 1007.
  • P1 transmission information is transmitted by the P1 symbol.
  • These pieces of information are represented as a 3-bit S1 signal and a 4-bit S2 signal.
  • a 3-bit S1 signal and a 4-bit S2 signal are input to the series conversion unit 1001.
  • the sequence conversion unit 1001 holds the conversion table shown in FIG. 31 and converts the 3-bit S1 signal into a 64-bit sequence CSS S1 expressed by the following (Equation 1) using the conversion table.
  • the bit S2 signal is converted into a 256-bit series CSS S2 represented by the following (Equation 2).
  • sequence conversion section 1001 uses a sequence CSS S1 represented by (Equation 1) and a sequence CSS S2 represented by (Equation 2), and a signal sequence of a total of 384 bits shown in (Equation 3) below.
  • MSS_SEQ is configured, and signal sequence MSS_SEQ is output to differential modulation section 1002.
  • the signal sequence MSS_SEQ includes two S1 signals having the same content.
  • the differential modulation unit 1002 performs differential modulation shown in the following (Equation 4) on the signal sequence MSS_SEQ input from the sequence conversion unit 1001, and the differentially modulated signal sequence MSS_DIFF is sent to the scramble unit 1003. Output.
  • the differential modulation performed by the differential modulation unit 1002 is DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).
  • the scrambler 1003 scrambles the differentially modulated signal sequence MSS_DIFF from the differential modulator 1002 as shown in (Equation 7) below, and outputs the scrambled signal sequence MSS_SCR to the padding unit 1005.
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • the scramble shown in (Equation 8) below is performed on i , and the scrambled signal MSS_SCR i is output to the padding section 1005.
  • CDS Carrier Distribution Sequence
  • Padding section 1005 scrambles the subcarrier at subcarrier position k (i) with the subcarrier at subcarrier position k (i) shown in the CDS table (see FIG. 32) of CDS table generation section 1004 as the active carrier.
  • the mapped signal MSS_SCR i is mapped and output to the IFFT unit 1006.
  • padding section 1005 outputs subcarriers at subcarrier positions not listed in FIG. 32 as Null carriers to IFFT section 1006.
  • the IFFT unit 1006 performs an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) on the output signal of the padding unit 1005 with an FFT size of 1k, and the IFFT result (the signal in the time domain of the effective symbol period in FIG. 28) is a GI addition unit. To 1007.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • GI adding section 1007 uses the signal of the effective symbol period input from IFFT section 1006, inserts the signal of the previous part in the effective symbol period in the previous guard interval period after shifting the frequency by f SH , and The signal in the rear part in the effective symbol period is shifted into the guard interval period by f SH and inserted (see FIG. 28). In this way, the P1 symbol is generated.
  • the common FFT size and guard interval ratio are used for the P2 symbol and the data symbol.
  • the guard interval section in the P2 symbol and the data symbol is provided before the effective symbol section in the same manner as DVB-T and ISDB-T.
  • the guard interval section provided before the effective symbol section the signal of the rear part in the effective symbol section is copied and inserted.
  • FIG. 33 shows combinations of FFT sizes and guard interval ratios used in DVB-T2, and pilot patterns that can be set by these combinations. There are eight types of pilot patterns from PP1 to PP8. In FIG. 33, “NA” indicates a combination of an FFT size and a guard interval ratio that cannot be set in the standard.
  • P2 pilots In the P2 symbol, equally spaced pilots (hereinafter referred to as “P2 pilots”) are inserted.
  • P2 pilots When the FFT size is 32k and in the SISO mode, there are P2 pilots every 6 subcarriers, and there are P2 pilots every 3 subcarriers in other cases.
  • the P2 symbol includes information on what the pilot pattern of the data symbol is (hereinafter referred to as “pilot pattern information”), information on whether the carrier extension mode is the extended mode or the normal mode (hereinafter referred to as “transmission mode information”). ), The number of symbols per frame, the modulation method, the forward error correction (Forward Error Correction: FEC) code coding rate, and other transmission parameter information necessary for reception (hereinafter referred to as “P2 transmission information”). .)It is included. Note that the number of symbols of the P2 symbol is set as shown in FIG. 34 according to the FFT size of the P2 symbol.
  • Non-Patent Document 1 There is a technique disclosed in Non-Patent Document 1 as a P1 symbol demodulation technique in the DVB-T2 transmission format as described above.
  • FIG. 35 shows the configuration of the P1 demodulator 2000 that performs demodulation of the P1 symbol.
  • the P1 demodulation unit 2000 includes a P1 position detection unit 2001, a P1 narrowband fc error detection correction unit 2002, an FFT unit 2003, a CDS table generation unit 2004, a P1 wideband fc error detection correction unit 2005, and a P1 decoding unit 2006. With.
  • the P1 position detection unit 2001 uses the input signal to correlate (guard) the signal in the guard interval section of the P1 symbol (the previous guard interval section and the rear guard interval section) and the signal in a predetermined part of the effective symbol section of the P1 symbol. Correlation) is calculated. Then, the P1 position detection unit 2001 integrates the calculated correlation value with the time width of the guard interval interval (the previous guard interval interval and the subsequent guard interval interval), and detects the peak of the interval integral value to detect the input signal. The position of the P1 symbol at is detected.
  • the correlation calculation process is performed in consideration of the frequency shift of fSH added on the transmission side.
  • the predetermined portion is a front portion in the effective symbol interval for the previous guard interval interval, and a rear portion in the effective symbol interval for the subsequent guard interval interval (see FIG. 28). .
  • the P1 narrowband fc error detection and correction unit 2002 correlates a signal (guard correlation) between a signal in a guard interval section (previous guard interval section and subsequent guard interval section) of the P1 symbol and a signal in a predetermined part of the effective symbol section of the P1 symbol. And a frequency error amount (narrowband carrier frequency error amount) equal to or smaller than the subcarrier interval of the P1 symbol is detected from the correlation. Then, the P1 narrowband fc error detection correction unit 2002 corrects the shift of the narrowband carrier frequency of the P1 symbol based on the detected narrowband carrier frequency error amount, and the P1 symbol in which the shift of the narrowband carrier frequency is corrected Is output to the FFT unit 2003.
  • the FFT unit 2003 performs FFT on the time domain signal in the effective symbol period of the P1 symbol with an FFT size of 1k, and the result of the FFT (frequency domain signal in the effective symbol period of the P1 symbol) to the P1 wideband fc error detection and correction unit 2005. Output.
  • the CDS table generation unit 2004 generates a sequence indicating the position of the active carrier (hereinafter referred to as “active carrier arrangement sequence”), and outputs the generated arrangement sequence of the active carrier to the P1 wideband fc error detection correction unit 2005.
  • active carrier arrangement sequence a sequence in which the positions of the Active carriers shown in FIG. 32 are “1” and the positions of the other Null carriers are “0”.
  • the P1 wideband fc error detection / correction unit 2005 uses the active carrier arrangement sequence input from the CDS table generation unit 2004, and uses a frequency error amount (wideband carrier) in the subcarrier interval unit of the P1 symbol in the output signal of the FFT unit 2003. Frequency error amount) is detected. Then, the P1 wideband fc error detection / correction unit 2005 corrects the shift of the wideband carrier frequency of the P1 symbol based on the detected wideband carrier frequency error amount. The P1 wideband fc error detection / correction unit 2005 extracts only the Active carrier from the P1 symbol in which the shift of the wideband carrier frequency is corrected, and outputs the active carrier to the P1 decoding unit 2006.
  • the detection of the broadband carrier frequency error amount of the P1 symbol will be described.
  • the power of each subcarrier is calculated, and the calculation result is shifted by one subcarrier, and the correlation between the calculation result and the arrangement sequence of known active carriers (input from the CDS table generation unit 2004) ( (Configuration correlation) is calculated.
  • the arrangement correlation value at the shift amount at which the wideband carrier frequency error amount becomes zero is the sum of the powers of all active carriers, and includes the null carrier. This value is larger than the correlation value at the shift amount. From this, the shift amount for obtaining the maximum correlation value becomes the broadband carrier frequency error amount, and the broadband carrier frequency error amount can be detected.
  • the shift amount is based on the shift amount when there is no wideband carrier frequency error in the input signal (shift amount “0”) (the same applies hereinafter).
  • the P1 decoding unit 2006 in FIG. 35 performs P1 symbol decoding processing based on the P1 symbol Active carrier input from the P1 wideband fc error detection and correction unit 2005, and extracts P1 transmission information.
  • FIG. 36 is a block diagram of the P1 decoding unit 2006 of FIG.
  • the P1 decoding unit 2006 includes a descrambling unit 2101, a differential demodulation unit 2102, and a pattern matching unit 2103.
  • the P1 symbol decoding process is performed using only the S1 signal in the low frequency region of the P1 symbol.
  • the descrambler 2101 receives the signal sequence Act of the Active carrier from the P1 broadband fc error detection / correction unit 2005 of FIG.
  • the descrambling unit 2101 performs descrambling shown in the following (Equation 9) on the signal sequence Act of the active carrier, and outputs the descrambled signal sequence DESCR to the differential demodulation unit 2102.
  • the descrambling shown in the following (Equation 10) is performed, and the descrambled signal DESCR i is output to the differential demodulator 2102.
  • the superscript “*” represents a conjugate complex (the same applies hereinafter).
  • the differential demodulator 2102 performs demodulation (hard decision) of the signal DESCR i ⁇ DESCR * i ⁇ 1 from the polarity of the real axis as a result of the differential detection, and the demodulated signal DEMOD i is used as a pattern matching unit. 2103.
  • the processing of the differential demodulation unit 2102 is expressed by the following (Equation 11), and the differential demodulation performed by the differential demodulation unit 2102 is demodulation corresponding to DBPSK.
  • the pattern matching unit 2103 converts the signals DEMOD 0 , DEMOD 1 ,..., DEMOD 319 differentially demodulated by the differential demodulation unit 2102 into signal sequences as shown in the following (Equation 12) and (Equation 13). It is divided into DEMOD_CSS S1 (corresponding to S1 signal) and signal sequence DEMOD_CSS S2 (corresponding to S2 signal).
  • the index k is used to distinguish the eight series CSS S1 shown in FIG. 31 and also to distinguish the 16 series CSS S2 shown in FIG. 31 (in the following, The same).
  • the pattern matching unit 2103 obtains a correlation CORR S1, k between each of the series CSS S1, k and the series DEMOD_CSS S1 in FIG. 31, as shown in the following (Expression 14), and as shown in the following (Expression 15). , The correlation CORR S2, k between each series CSS S2, k and the series DEMOD_CSS S2 in FIG.
  • the pattern matching unit 2103 then outputs a 3-bit S1 signal corresponding to the sequence CSS S1, k that takes the maximum correlation value among the eight correlation values calculated using the above (Equation 14) (FIG. 31). Reference) is estimated as the transmitted S1 signal. Also, the pattern matching unit 2103 has a 4-bit S2 signal corresponding to the sequence CSS S2, k that takes the maximum correlation value among the 16 correlation values calculated using the above (Equation 15) (FIG. 31). Reference) is estimated as the transmitted S2 signal. The pattern matching unit 2103 acquires P1 transmission information using the estimated S1 signal and S2 signal.
  • the P1 symbol is composed of an Active carrier and a Null carrier (see FIG. 29), and as shown in FIG. 37, the signal in the guard interval section is the signal of the effective symbol section as one subcarrier. Since the frequency is shifted so that the frequency becomes higher (the amount equivalent to the above fSH ), the following problems arise in a noise or multipath interference environment.
  • the value described below the frequency axis is the subcarrier number, not the frequency value itself.
  • FIG. 38 shows a schematic diagram of a received signal when multipath interference exists.
  • the first wave is treated as a main wave and the second wave as a delayed wave.
  • the distribution diagram of the subcarriers when FFT is performed on the signal in the effective symbol section of the first wave (main wave) (signal in the effective symbol section of the main wave) is shown in FIG. .
  • the signal component of the previous guard interval interval of the delayed wave of the P1 symbol to be subjected to FFT is included. Also, depending on the delay amount of the delayed wave (when the delay amount exceeds the time width of the previous guard interval section), as shown in FIG. 38, the effective symbol of the main wave of the P1 symbol to be FFT-executed is included in the FFT implementation section. In addition to the signal component of the section, the signal component of the previous guard interval section of the delayed wave of the P1 symbol to be subjected to the FFT and the signal component of the previous OFDM symbol (for example, data symbol) are included.
  • Each signal in the front guard interval section and the rear guard interval section is obtained by frequency-shifting a part of the signal in the effective symbol section so that the frequency is increased by one subcarrier. Therefore, when there is a delayed wave, the signal component of the active carrier in the previous guard interval section is higher in frequency by one subcarrier than the signal component of the active carrier in the effective symbol section, as shown in FIG. Appears in position. Further, although not shown in FIG. 39, signal components of other OFDM symbols (for example, data symbols) appear in all subcarriers.
  • the power of the signal component of the Null carrier is increased, and the arrangement correlation value at the other subcarrier position is compared with the arrangement correlation value at the correct subcarrier position in the arrangement correlation calculation by the P1 wideband fc error detection correction unit 2005.
  • the P1 broadband fc error detection / correction unit 2005 erroneously estimates the broadband carrier frequency error amount.
  • the estimation of the broadband carrier frequency error amount is similarly erroneous due to the preceding wave.
  • the P1 symbol of the DVB-T2 frame is targeted, and the erroneous estimation of the broadband carrier frequency error amount in a multipath interference environment or a noise environment has been described as an issue.
  • the erroneous estimation leads to deterioration of the reception performance of the received signal, which is a serious problem on the receiving side.
  • An object of the present invention is to provide a receiving apparatus, an OFDM receiving circuit, an OFDM receiving method, and an OFDM receiving program.
  • an OFDM receiver of the present invention is an OFDM receiver that receives an OFDM symbol composed of a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • a first orthogonal transform unit that orthogonally transforms the signal in the effective symbol period and outputs the result of the orthogonal transform
  • a second orthogonal transform unit that orthogonally transforms the signal in the guard interval period and outputs the result of the orthogonal transform
  • a correction unit that corrects the shift of the wide band carrier frequency of the OFDM symbol based on the frequency error amount.
  • the OFDM receiver described above detection of a wide band carrier frequency error amount of an OFDM symbol is performed using two signals, a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period. Therefore, it is possible to reduce erroneous estimation of the broadband carrier frequency error amount of the OFDM symbol even in a multipath interference environment or a severe noise environment, thereby improving reception performance.
  • the block diagram of the OFDM receiver A of an example of this invention. 1 is a configuration diagram of an OFDM receiver 1 according to a first embodiment.
  • the block diagram of the demodulation part 30 of FIG. The block diagram of the P1 demodulation part 103 of FIG.
  • the schematic diagram for demonstrating the signal part of the P1 symbol which P1 orthogonal transformation part 153U and P1 orthogonal transformation part 153G of FIG. 4 implements orthogonal transformation.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a P1 broadband fc error detection correction unit 155 of FIG. 4.
  • the block diagram of the P1 decoding part 156 of FIG. The schematic diagram in the time-axis of P1 symbol in case a delay wave exists.
  • amendment part 400 which concerns on 6th Embodiment.
  • the block diagram of the selection determination part 413 of FIG. The block diagram of the P1 wideband fc error detection correction
  • the block diagram of the selection determination part 471 of FIG. The block diagram of the P1 wideband fc error detection correction
  • amendment part 550 which concerns on 9th Embodiment.
  • FIG. 26 is a configuration diagram of the selection determination unit 312A of FIG.
  • FIG. FIG. 36 is a configuration diagram of the P1 decoding unit 2006 in FIG. 35.
  • a first OFDM receiver that is an aspect of the present invention is an OFDM receiver that receives an OFDM symbol composed of a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • a first orthogonal transform unit that orthogonally transforms the signal in the effective symbol period and outputs the result of the orthogonal transform
  • a second orthogonal transform unit that orthogonally transforms the signal in the guard interval period and outputs the result of the orthogonal transform
  • a detection unit for detecting a broadband carrier frequency error amount of the OFDM symbol based on an output signal of the first orthogonal transform unit and an output signal of the second orthogonal transform unit, and a broadband carrier detected by the detection unit
  • a correction unit that corrects the shift of the wide band carrier frequency of the OFDM symbol based on the frequency error amount.
  • a first OFDM receiving circuit is an OFDM receiving circuit that receives an OFDM symbol composed of a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • a first orthogonal transform circuit that orthogonally transforms the signal in the effective symbol section and outputs the result of the orthogonal transform; and a second orthogonal transform circuit that orthogonally transforms the signal in the guard interval section and outputs the result of the orthogonal transform
  • a detection circuit for detecting a broadband carrier frequency error amount of the OFDM symbol based on the output signal of the first orthogonal transform circuit and the output signal of the second orthogonal transform circuit, and the broadband carrier detected by the detection circuit
  • a correction circuit that corrects a shift in the broadband carrier frequency of the OFDM symbol based on a frequency error amount. That.
  • a first OFDM receiving method is performed in an OFDM receiving apparatus that receives an OFDM symbol composed of a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • a first orthogonal transform step for orthogonally transforming the signal in the effective symbol interval a second orthogonal transform step for orthogonally transforming the signal in the guard interval interval, and the first orthogonal transform step Based on the result of orthogonal transform and the result of orthogonal transform in the second orthogonal transform step, a detection step for detecting the broadband carrier frequency error amount of the OFDM symbol, and the broadband carrier frequency error amount detected in the detection step Based on the wideband carrier frequency correction of the OFDM symbol based on Includes a correction step that, a.
  • a first OFDM reception program provides an OFDM receiver that receives an OFDM symbol composed of a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • a first orthogonal transform step for orthogonally transforming the signal in the effective symbol period, a second orthogonal transform step for orthogonally transforming the signal in the guard interval period, a result of the orthogonal transform in the first orthogonal transform step, and the second A detection step of detecting a wide band carrier frequency error amount of the OFDM symbol based on an orthogonal transformation result in the orthogonal transformation step, and a wide band carrier of the OFDM symbol based on the wide band carrier frequency error amount detected in the detection step And a correction step for correcting the frequency shift.
  • each of the above-described OFDM receiver, OFDM receiver circuit, OFDM reception method, and OFDM reception program two signals are used: a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • FIG. 1 receives an OFDM symbol composed of a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.
  • the first orthogonal transform unit A1 which corresponds to the first orthogonal transform unit of the first OFDM receiver, orthogonally transforms the signal in the effective symbol period and outputs the result of the orthogonal transform.
  • the second orthogonal transform unit A2 corresponds to the second orthogonal transform unit of the first OFDM receiving apparatus, performs orthogonal transform on the signal in the guard interval section, and outputs the result of the orthogonal transform.
  • the detection unit A3 corresponds to the detection unit of the first OFDM receiver, and calculates the wide band carrier frequency error amount of the OFDM symbol based on the output signal of the first orthogonal transform unit A1 and the output signal of the second orthogonal transform unit A2.
  • the correction unit A4 corresponds to the correction unit of the first OFDM receiver, and corrects the shift of the wide band carrier frequency of the OFDM symbol based on the wide band carrier frequency error amount detected by the detection unit A3.
  • the second OFDM receiver according to an aspect of the present invention is the first OFDM receiver, wherein the signal in the guard interval section is obtained by frequency-shifting the signal in the effective symbol section.
  • the signal in the guard interval section is obtained by frequency-shifting the signal in the effective symbol section, the same signal is transmitted at two different frequencies (transmitted with two different transmission path characteristics), and both signals Is used to detect a wide band carrier frequency error amount of an OFDM symbol. For this reason, erroneous detection of the broadband carrier frequency error amount can be reduced under a severe noise environment or a multipath interference environment, and stable reception is possible.
  • a third OFDM receiver cancels the frequency shift with respect to an input signal of the second orthogonal transform unit or an output signal of the second orthogonal transform unit in the second OFDM receiver.
  • a frequency shift correction unit that performs a correction process related to the implementation of the frequency shift in the reverse direction before or after the second orthogonal transform unit and outputs a result of the correction process, and the detection unit includes the broadband carrier
  • the correction of the frequency shift is performed by orthogonally transforming the output signal of the first orthogonal transform unit and the output signal of the frequency shift correction unit, or the output signal of the second orthogonal transform unit obtained by orthogonal transform Based on the output signal.
  • the signal in the guard interval section is a frequency shift of the signal in the effective symbol section, and in a noisy environment or a multipath interference environment. It is possible to reduce erroneous detection of the wideband carrier frequency error amount, and stable reception becomes possible.
  • the OFDM symbol is a P1 symbol in a DVB-T2 transmission scheme
  • the guard interval period is greater than the effective symbol period. It consists of a front guard interval section in front and a rear guard interval section after the effective symbol section, and the second orthogonal transform unit performs the orthogonal transform on the signal of the previous guard interval section and the rear guard interval section.
  • the signal is combined with the signal.
  • the plurality of subcarriers constituting the OFDM symbol are composed of a plurality of Active carriers and a plurality of Null carriers.
  • the subcarrier position where each of the plurality of Active carriers is arranged is defined by a predetermined arrangement pattern, and the detection unit outputs the output signal of the first orthogonal transformation unit and the output of the second orthogonal transformation unit And adding the value of the signal in the subcarrier corresponding to the position of the plurality of active carriers defined by the arrangement pattern in the plurality of consecutive subcarriers of the signal based on the signal, This is done by sequentially shifting the carrier within the predetermined range in the subcarrier direction in units of one subcarrier. Based on the result of the processing to detect the broadband carrier frequency error amount.
  • the detection of the broadband carrier frequency error amount of the OFDM symbol is performed using the signal of the effective symbol period and the signal of the guard interval period, the multipath interference environment or the environment with severe noise is detected. Even in the lower case, it is possible to reduce erroneous estimation of the broadband carrier frequency error amount of the OFDM symbol, and to improve the reception performance.
  • the detection unit is configured to calculate a complex between an output signal of the first orthogonal transform unit and an output signal of the second orthogonal transform unit.
  • a complex multiplication unit that performs multiplication for each subcarrier, and an addition process for adding complex multiplication values in subcarriers corresponding to the positions of a plurality of active carriers defined by the arrangement pattern in a plurality of consecutive subcarriers,
  • An addition processing unit that outputs the result of the addition processing by sequentially shifting the plurality of consecutive subcarriers in a subcarrier direction within a predetermined range in units of one subcarrier, and each output signal of the addition processing unit Calculating a power and outputting a calculation result; and detecting a maximum value from each output signal of the power calculation unit to detect the wideband carrier frequency error. It includes a maximum value detector for detecting the amount of a.
  • the detection unit calculates the power of the output signal of the first orthogonal transform unit for each subcarrier, and calculates the calculation result.
  • a first power calculation unit that outputs, a second power calculation unit that calculates power of an output signal of the second orthogonal transform unit for each subcarrier, and outputs a calculation result; and an output signal of the first power calculation unit;
  • a multiplication unit that performs multiplication with the output signal of the second power calculation unit for each subcarrier, and a plurality of consecutive subcarriers at subcarriers corresponding to the positions of the plurality of Active carriers defined by the arrangement pattern.
  • the addition process for adding the multiplication values is performed while sequentially shifting the plurality of consecutive subcarriers in the subcarrier direction in the subcarrier direction within a predetermined range, and the result of the addition process is output. That includes an addition unit, and a maximum value detector for detecting the wide band carrier frequency error amount by detecting a maximum value from among the output signal of the adding unit.
  • An eighth OFDM receiver is the fifth OFDM receiver, wherein the detection unit calculates an amplitude of an output signal of the first orthogonal transform unit for each subcarrier, and calculates a calculation result.
  • a first amplitude calculator for outputting, an amplitude of an output signal of the second orthogonal transform unit for each subcarrier, a second amplitude calculator for outputting a calculation result, and an output signal of the first amplitude calculator
  • a multiplication unit that performs multiplication with the output signal of the second amplitude calculation unit for each subcarrier, and a plurality of continuous subcarriers in subcarriers corresponding to the positions of the plurality of Active carriers defined by the arrangement pattern.
  • the addition process for adding the multiplication values is performed while sequentially shifting the plurality of consecutive subcarriers in the subcarrier direction in the subcarrier direction within a predetermined range, and the result of the addition process is output. That includes an addition unit, and a maximum value detector for detecting the wide band carrier frequency error amount by detecting a maximum value from among the output signal of the adding unit.
  • the plurality of subcarriers constituting the OFDM symbol are configured by a plurality of Active carriers and a plurality of Null carriers.
  • the subcarrier position where each of the plurality of Active carriers is arranged is defined by a predetermined arrangement pattern, and the detection unit outputs the output signal of the first orthogonal transformation unit and the output of the second orthogonal transformation unit First detection processing for detecting a first candidate of a wideband carrier frequency error amount using both of the signal and detecting the reliability of the first candidate, an output signal of the first orthogonal transform unit, and the second orthogonal transform
  • the second candidate of the wideband carrier frequency error amount is detected using only the output signal of the first orthogonal transform unit among the output signals of the unit, and the reliability of the second candidate is determined.
  • the second detection processing to be output, and only the output signal of the second orthogonal transform unit out of the output signal of the first orthogonal transform unit and the output signal of the second orthogonal transform unit is used to calculate the wideband carrier frequency error amount.
  • the wideband carrier frequency error amount candidate having the highest reliability is performed by the correction unit using at least two of a third detection process for detecting a third candidate and detecting the reliability of the third candidate. Select as carrier frequency error amount.
  • the detection unit performs the first detection processing on the output signal of the first orthogonal transform unit and the second orthogonal transform.
  • Addition processing for adding the values of the first signals in the subcarriers corresponding to the positions of the plurality of active carriers defined by the arrangement pattern in the plurality of consecutive subcarriers of the first signal based on the output signal of the first part The successive subcarriers are sequentially shifted in the subcarrier direction by one subcarrier within a predetermined range, and the first candidate of the wideband carrier frequency error amount and the first
  • the second detection process is performed by detecting the reliability of one candidate, and the second detection process is performed on a plurality of consecutive subkeys of the second signal based on the output signal of the first orthogonal transform unit.
  • an addition process of adding the values of the second signals in the subcarriers corresponding to the positions of the plurality of active carriers defined by the arrangement pattern is performed, and the consecutive subcarriers are subcarriers within a predetermined range.
  • the third candidate is performed by sequentially shifting the subcarrier in the direction, and detecting the second candidate of the wideband carrier frequency error amount and the reliability of the second candidate based on the result of the addition process, In the detection process, the third signal in the subcarrier corresponding to the position of the plurality of active carriers defined by the arrangement pattern in the plurality of consecutive subcarriers of the third signal based on the output signal of the second orthogonal transform unit
  • the subcarriers in the subcarrier direction within a predetermined range are added to the subcarriers within a predetermined range. Performed while successively shifting the unit is carried out by detecting the reliability of the third candidate and the third candidate of the wide band carrier frequency error amount based on the result of the addition process.
  • each of the first to third reliability values is obtained by dividing the maximum value of the result of the addition process by the second largest value.
  • each of the first to third reliability values is a maximum value of the result of the addition processing, and the higher the value, the more reliable the reliability. High degree.
  • each of the first to third reliability values includes a maximum value and a second largest value as a result of the addition process. The greater the difference, the higher the reliability.
  • a fourteenth OFDM receiving apparatus is the tenth OFDM receiving apparatus, wherein the effective symbol interval signal and the guard interval interval signal are based on the detected reliability of each candidate.
  • a selection unit that selects one of them and outputs the selected signal to the correction unit is further included, and the correction unit corrects the wideband carrier frequency shift with respect to the signal input from the selection unit.
  • wideband carrier frequency shift correction is performed on the signal having the higher reliability among the signal in the effective symbol section and the signal in the guard interval section, so that the reception performance can be improved.
  • an OFDM receiver 1 according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • an OFDM receiver that operates as a digital broadcast receiver compliant with the DVB-T2 system which is the second generation European terrestrial digital broadcast standard, is taken as an example.
  • the received signal received by the OFDM receiver 1 is an OFDM signal composed of OFDM symbols conforming to the DVB-T2 transmission format.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the OFDM receiver 1 according to the first embodiment.
  • the OFDM receiver 1 includes an antenna 10, a tuner 20, a demodulation unit 30, a decoding unit 40, and a display unit 50.
  • the antenna 10 receives a broadcast wave emitted from a broadcast station (not shown), and outputs the received broadcast wave to the tuner 20.
  • the tuner 20 selects a reception signal of a desired reception channel from a plurality of broadcast waves input from the antenna 10, converts the selected reception signal from an RF (Radio Frequency) band to an IF (Intermediate Frequency) band,
  • the IF band received signal is output to demodulator 30.
  • the demodulator 30 demodulates the received signal input from the tuner 20 and outputs a signal obtained as a result of the demodulation to the decoder 40, as will be described in detail later.
  • the decoding unit 40 is a signal input from the demodulating unit 30, for example, H.264.
  • a signal compressed by H.264 or the like is decoded into a video signal or an audio signal, and the decoded video signal or audio signal is output to the display unit 50.
  • the display unit 50 performs video display based on the video signal input from the decoding unit 40 and performs audio output based on the audio signal input from the decoding unit 40.
  • FIG. 3 is a block diagram of the demodulator 30 of FIG.
  • the demodulation unit 30 includes an A / D conversion unit 60, a demodulation core unit 70, and a control information collection unit 80.
  • the IF band received signal is input to the A / D converter 60 from the tuner 20 of FIG.
  • the A / D converter 60 converts the received signal input from the tuner 20 from an analog signal to a digital signal, and the received signal converted to a digital signal (hereinafter referred to as “digital received signal”) is a demodulation core unit.
  • digital received signal is a demodulation core unit.
  • the data is output to a quadrature demodulator 101 described later.
  • the demodulation core unit 70 includes an orthogonal demodulation unit 101, an fc correction unit 102, a P1 demodulation unit 103, a GI determination unit 104, a narrowband fc error calculation unit 105, an orthogonal transformation unit 106, and a wideband fc error calculation unit. 107, a transmission path characteristic estimation unit 108, an equalization unit 109, and an error correction unit 110.
  • Each unit in the demodulation core unit 70 operates using the control information collected by the control information collection unit 80 as necessary.
  • the quadrature demodulation unit 101 performs quadrature demodulation on the IF band digital reception signal input from the A / D conversion unit 60 with a fixed frequency, and includes a complex baseband signal (consisting of an in-phase component and a quadrature component) obtained as a result of the quadrature demodulation. Signal) to the fc correction unit 102.
  • the fc correction unit 102 has been calculated by the narrowband fc error calculation unit 105 until now, which has been detected by the narrowband carrier frequency error amount (described later) and the wideband carrier frequency error amount (described later) detected by the P1 demodulation unit 103.
  • the corrected carrier frequency is generated based on the narrow-band carrier frequency error amount (described later) and the wide-band carrier frequency error amount (described later) calculated by the wide-band fc error calculation unit 107 so far.
  • the fc correction unit 102 corrects the carrier frequency shift of the complex baseband signal input from the orthogonal demodulation unit 101 based on the corrected carrier frequency, and the complex baseband signal with the corrected carrier frequency shift is corrected to the P1 demodulation unit. 103, the GI determination unit 104, the narrowband fc error calculation unit 105, and the orthogonal transform unit 106.
  • the quadrature demodulation unit 101 performs quadrature demodulation using a fixed frequency, and the fc correction unit 102 corrects the carrier frequency shift.
  • the present invention is not limited to this. It may be.
  • the quadrature demodulator that simultaneously corrects the carrier frequency deviation performs quadrature demodulation using a frequency obtained by adding the fixed frequency and the detected carrier frequency error amount to correct the carrier frequency deviation. A signal may be obtained.
  • the complex baseband signal in which the shift of the carrier frequency is corrected is input from the fc correction unit 102 to the P1 demodulation unit 103.
  • the P1 demodulator 103 detects a P1 symbol included in the DVB-T2 frame from the input complex baseband signal.
  • the P1 demodulator 103 detects, from the P1 symbol, a frequency error amount (narrowband carrier frequency error amount) within the subcarrier interval of the P1 symbol and a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in the subcarrier interval of the P1 symbol. Then, the deviation of the carrier frequency of the P1 symbol is corrected based on them.
  • the P1 demodulating unit 103 performs a decoding process of the P1 symbol in which the deviation of the carrier frequency is corrected, and the P1 transmission information (FFT size information, MISO / SISO information, FEF presence / absence information, etc.) transmitted with the P1 symbol.
  • the information is output to the control information collecting unit 80 as control information.
  • the P1 demodulating unit 103 outputs the detected narrow band carrier frequency error amount and wide band carrier frequency error amount to the fc correction unit 102. Details of the P1 demodulator 103 will be described later with reference to FIG.
  • the GI determination unit 104 receives information (FFT size information) from the control information collection unit 80 regarding the FFT size of the P2 symbol and data symbol transmitted by the P1 symbol. Based on the received FFT size at each guard interval ratio specified by DVB-T2, the GI determination unit 104 uses the guard interval interval signal and the effective symbol in the P2 symbol or data symbol input from the fc correction unit 102 The correlation (guard correlation) with the signal at the back of the section is calculated. The GI determination unit 104 estimates the guard interval ratio of the P2 symbol and the data symbol used for actual transmission based on the calculation result of the guard correlation, and uses the estimated guard interval ratio as control information. Output to 80.
  • FFT size information information from the control information collection unit 80 regarding the FFT size of the P2 symbol and data symbol transmitted by the P1 symbol. Based on the received FFT size at each guard interval ratio specified by DVB-T2, the GI determination unit 104 uses the guard interval interval signal and the effective symbol in the P2 symbol or data symbol input from the fc correction unit
  • the narrowband fc error calculation unit 105 receives the FFT sizes of the P2 symbol and the data symbol and their guard interval ratios from the control information collection unit 80. Then, the narrowband fc error calculation unit 105 uses the FFT size and the guard interval ratio, and the signal in the guard interval section and the signal in the rear part of the effective symbol section in the P2 symbol and the data symbol input from the fc correction unit 102 (Guard correlation) is calculated. Then, the narrowband fc error calculation unit 105 calculates a frequency error amount (narrowband carrier frequency error amount) within the subcarrier interval between the P2 symbol and the data symbol based on the calculated guard correlation, and calculates the calculated narrowband carrier. The frequency error amount is output to the fc correction unit 102.
  • a frequency error amount narrowband carrier frequency error amount
  • the orthogonal transform unit 106 performs orthogonal transform on the signal (time domain complex baseband signal) in the effective symbol period of the P2 symbol and the data symbol input from the fc correction unit 102, and results of the orthogonal transform (complex baseband in the frequency domain). Signal) to the wideband fc error calculation unit 107, the transmission path characteristic estimation unit 108, and the equalization unit 109. Note that the orthogonal transform unit 106 performs orthogonal transform based on Fourier transform, cosine transform, wavelet transform, Hadamard transform, and the like.
  • the orthogonal transform unit 106 performs orthogonal transform using Fourier transform, and uses FFT for Fourier transform.
  • the orthogonal transform unit 106 performs FFT on the signal in the effective symbol period (time domain complex baseband signal) of the P2 symbol and the data symbol, and uses the FFT result (frequency domain complex baseband signal) as a wideband fc error.
  • the data is output to the calculation unit 107, the transmission path characteristic estimation unit 108, and the equalization unit 109. Note that the processing of the orthogonal transform unit 106 is not limited to this.
  • Wideband fc error calculation section 107 uses the complex baseband signal (signal related to P2 symbol and data symbol) in the frequency domain input from orthogonal transform section 106 to calculate the correlation of the arrangement sequence of pilot signals included therein. Then, the wideband fc error calculation unit 107 calculates a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in subcarrier interval units of the P2 symbol and the data symbol using the correlation calculation result, and calculates the calculated wideband carrier frequency error. The amount is output to the fc correction unit 102.
  • a wideband fc correction unit is provided between the orthogonal transform unit 106, the transmission path characteristic estimation unit 108, and the equalization unit 109.
  • the wideband fc error calculation unit 107 outputs the calculated wideband carrier frequency error amount to the fc correction unit 102.
  • the wideband fc correction unit corrects the shift of the wideband carrier frequency of the P2 symbol and the data symbol input from the orthogonal transform unit 106 using the wideband carrier frequency error amount calculated by the wideband fc error calculation unit 107, and The P2 symbol and the data symbol whose frequency deviation is corrected are output to the transmission path characteristic estimation unit 108 and the equalization unit 109.
  • the transmission path characteristic estimator 108 receives the frequency domain complex baseband signals (signals related to P2 symbols and data symbols) from the orthogonal transformer 106.
  • the transmission path characteristic estimation unit 108 estimates the amplitude and phase distortion characteristics (transmission path characteristics) received by the input complex baseband signal in the frequency domain in the transmission path by using a pilot signal included therein, The estimated transmission path characteristics are output to the equalization unit 109.
  • the equalization unit 109 receives a frequency domain complex baseband signal (a signal related to P2 symbols and data symbols) from the orthogonal transform unit 106.
  • the equalization unit 109 corrects amplitude and phase distortion of the input complex baseband signal in the frequency domain using the transmission path characteristics estimated by the transmission path characteristic estimation unit 108. Then, equalization section 109 outputs a signal with corrected amplitude and phase distortion to error correction section 110.
  • the error correction unit 110 performs error correction processing on the signal with corrected amplitude and phase distortion input from the equalization unit 109, and outputs a stream such as a transport stream to the decoding unit 40 in FIG.
  • the P2 transmission information (pilot pattern information, transmission mode information, number of symbols per frame, modulation method, FEC code coding rate, etc.) transmitted in the P2 symbol is output to the control information collecting unit 80 as control information.
  • the control information collection unit 80 classifies the transmission parameters from the control information collected from the P1 demodulation unit 103, the GI determination unit 104, and the error correction unit 110, and outputs the transmission parameters to each unit in the demodulation core unit 70. Each unit in the demodulation core unit 70 operates using the control information collected by the control information collection unit 80 as necessary.
  • the P1 demodulating unit 103 in the demodulating unit 30 among the units described in FIG. 2 and FIG.
  • FIG. 4 is a block diagram of the P1 demodulator 103 of FIG.
  • the P1 demodulation unit 103 includes a P1 position detection unit 151, a P1 narrowband fc error detection correction unit 152, a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, a CDS table generation unit 154, and a P1 wideband fc error detection.
  • a correction unit 155 and a P1 decoding unit 156 are provided.
  • the P1 position detection unit 151 receives the output signal (the complex baseband signal in the time domain) of the fc correction unit 102 in FIG.
  • the P1 position detection unit 151 uses the input time domain complex baseband signal to perform a predetermined interval between a P1 symbol guard interval period (previous guard interval period and rear guard interval period) and a P1 symbol effective symbol period.
  • the correlation (guard correlation) with the partial signal is calculated.
  • the P1 position detection unit 151 inputs the calculated correlation value by integrating the calculated correlation value with the time interval of the guard interval interval (the previous guard interval interval and the subsequent guard interval interval) and detecting the peak of the interval integration value.
  • the position of the P1 symbol in the complex baseband signal is detected.
  • the correlation calculation process is performed in consideration of the frequency shift of fSH added on the transmission side.
  • the predetermined portion is a front portion in the effective symbol interval for the previous guard interval interval, and a rear portion in the effective symbol interval for the subsequent guard interval interval (see FIG. 28). The same applies to correlation calculation processing by the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 described later.
  • the P1 narrowband fc error detection / correction unit 152 calculates a correlation (guard correlation) between a signal in the guard interval section (the previous guard interval section and the rear guard interval section) of the P1 symbol and a signal in a predetermined part of the effective symbol section. To go. Then, the P1 narrowband fc error detection and correction unit 152 integrates the calculated correlation value with the time width of the guard interval interval (the previous guard interval interval and the subsequent guard interval interval), and calculates the phase of the interval integration value. To go.
  • a correlation guard correlation
  • the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 is configured to detect a frequency error amount (narrowband carrier frequency within the P1 symbol subcarrier interval based on the phase value at the timing of the position of the P1 symbol detected by the P1 position detection unit 151. Error amount) is detected.
  • the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 corrects the narrowband carrier frequency shift of the P1 symbol based on the detected narrowband carrier frequency error amount, and the P1 symbol with the narrowband carrier frequency shift corrected is P1.
  • the P1 orthogonal transform unit 153U receives the output signal of the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 (P1 symbol time domain complex baseband signal). As illustrated in FIG. 5, the P1 orthogonal transform unit 153U cuts out a signal in the effective symbol period (the signal of the effective symbol (A) in FIG. 5) from the P1 symbol, and extracts the signal in the extracted effective symbol period (a complex base in the time domain). Band signal) is orthogonally transformed, and the result of the orthogonal transformation (frequency domain complex baseband signal) is output to the P1 wideband fc error detection and correction unit 155. Note that the P1 orthogonal transform unit 153U performs orthogonal transform based on Fourier transform, cosine transform, wavelet transform, Hadamard transform, and the like.
  • the P1 orthogonal transform unit 153U performs orthogonal transform using Fourier transform, and uses FFT for Fourier transform.
  • the P1 orthogonal transform unit 153U performs FFT on the signal in the effective symbol period of the P1 symbol (time domain complex baseband signal) with an FFT size of 1k, and the result of the FFT (frequency domain complex baseband signal) is P1.
  • Output to wideband fc error detection and correction unit 155 Note that the processing of the P1 orthogonal transform unit 153U is not limited to this.
  • a signal in an effective symbol section in which the P1 orthogonal transform unit 153U cuts out from the output signal of the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 and performs orthogonal transform includes a P1 symbol subject to orthogonal transform in a multipath interference environment or the like.
  • the signal component of the preceding guard interval period of the preceding wave of the P1 symbol to be orthogonally transformed or the preceding guard interval period of the delayed wave may be included.
  • the signal component of an OFDM symbol (eg, data symbol) may be included.
  • a noise component is included in a signal in an effective symbol section in which the P1 orthogonal transform unit 153U cuts out from the output signal of the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 and performs orthogonal transform in a noise environment or the like.
  • the output signal (complex baseband signal in the time domain of P1 symbol) of the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 is input to the P1 orthogonal transform unit 153G.
  • the P1 orthogonal transform unit 153G performs a signal from the P1 symbol in the previous guard interval section (a signal in the guard interval (C) in FIG. 5) and a signal in the rear guard interval section (the guard interval (B in FIG. 5)). ))) And combine them so as to be continuous in time.
  • a section obtained by combining the front guard interval section and the rear guard interval section is referred to as a “combined guard interval section”.
  • the P1 orthogonal transform unit 153G orthogonally transforms the signal (complex baseband signal in the time domain) in the combined guard interval section, and the result of the orthogonal transform (complex baseband signal in the frequency domain) is a P1 wideband fc error detection correction unit.
  • the P1 orthogonal transform unit 153G performs orthogonal transform based on Fourier transform, cosine transform, wavelet transform, Hadamard transform, and the like.
  • the P1 orthogonal transform unit 153G performs orthogonal transform using Fourier transform, and uses FFT for Fourier transform.
  • the P1 orthogonal transform unit 153G performs FFT on the signal (complex baseband signal in the time domain) in the combined guard interval section with an FFT size of 1k, and the result of the FFT (complex baseband signal in the frequency domain) is P1 wideband fc.
  • the data is output to the error detection correction unit 155. Note that the processing of the P1 orthogonal transform unit 153G is not limited to this.
  • the signal in the combined guard interval section that the P1 orthogonal transform unit 153G cuts out from the output signal of the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 and performs orthogonal transform includes the main guard joint interval section of the P1 symbol to be orthogonally transformed.
  • a signal component of an effective symbol period of the preceding wave or delayed wave of the P1 symbol to be orthogonally transformed may be included, and further, a signal component of another OFDM symbol (for example, a data symbol) is included.
  • a signal component of another OFDM symbol for example, a data symbol
  • a noise component is included in a signal in the combined guard interval section in which the P1 orthogonal transform unit 153G cuts out from the output signal of the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 and performs orthogonal transform in a noise environment or the like.
  • the CDS table generation unit 154 generates a sequence indicating the position of the active carrier (active carrier arrangement sequence), and outputs the generated active carrier arrangement sequence to the P1 wideband fc error detection correction unit 155.
  • the arrangement sequence of the Active carrier is a sequence in which the position of the Active carrier illustrated in FIG. 32 is “1” and the positions of the other null carriers (unused carriers) are “0”.
  • the CDS table generation unit 154 may hold, for example, a table having the contents shown in FIG. 32 in advance, and may generate an arrangement sequence of Active carriers based on the table, or may be configured with a logic circuit. Then, an arrangement sequence of Active carriers may be generated. Note that the method for generating an arrangement sequence of Active carriers by the CDS table generating unit 154 is not particularly limited.
  • the P1 wideband fc error detection correction unit 155 outputs the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U (complex baseband signal in the frequency domain of the effective symbol period of the P1 symbol) and the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G (the combined guard interval of the P1 symbol)
  • the frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) of the subcarrier interval unit of the P1 symbol using the complex baseband signal in the frequency domain of the interval) and the active carrier arrangement sequence input from the CDS table generation unit 154 To detect.
  • the P1 wideband fc error detection correction unit 155 corrects the wideband carrier frequency shift of the P1 symbol based on the detected wideband carrier frequency error amount, and only the active carrier from the P1 symbol in which the wideband carrier frequency shift is corrected. Is extracted and output to the P1 decoding unit 156.
  • the P1 broadband fc error detection / correction unit 155 outputs the detected broadband carrier frequency error amount to the fc correction unit 102 of FIG. Details of the P1 broadband fc error detection correction unit 155 will be described later with reference to FIG.
  • the P1 decoding unit 156 performs P1 symbol decoding processing using the P1 symbol Active carrier input from the P1 wideband fc error detection correction unit 155, and uses the P1 transmission information transmitted by the P1 symbol as control information. 3 is output to the control information collecting unit 80. Details of the P1 decoding unit 156 will be described later with reference to FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram of the P1 broadband fc error detection correction unit 155 of FIG. 6 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 155.
  • the P1 broadband fc error detection correction unit 155 includes a detection unit 170 and a correction unit 180.
  • the detection unit 170 detects a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes a complex multiplication unit 171 and an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit). 172, a power calculation unit 173, and a maximum value detection unit 174.
  • the complex multiplier 171 includes an output signal from the P1 orthogonal transform unit 153U (complex baseband signal in the frequency domain of the effective symbol period of the P1 symbol) and an output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G (in the combined guard interval period of the P1 symbol). Frequency domain complex baseband signal). For each subcarrier, the complex multiplier 171 outputs the output signal Y U (n) of the P1 orthogonal transform unit 153U and the output signal Y G (n + 1) of the P1 orthogonal transform unit 153G, as shown in (Equation 16) below.
  • the complex multiplication result Y COMB (n) is output to the arrangement correlation calculation unit 172.
  • the variable in () of Y U (n), Y G (n + 1), and Y COMB (n) represents a subcarrier number (hereinafter the same).
  • the complex multiplier 171 instead of the calculation of the above equation (16), the signal of the complex conjugate of the output signal Y U (n) Y U ( n) * and the output signal Y G (n + 1) and multiplying the The multiplication result Y U (n) * ⁇ Y G (n + 1) may be output to the arrangement correlation calculation unit 172.
  • a prior signal of the signal and the rear guard interval of the guard interval section is that the signal of the effective symbol section and a frequency shifted by f SH (one obtained by frequency shifting as subcarriers frequency is increased).
  • the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G is shifted to the high frequency side by one subcarrier with respect to the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U.
  • the output signal Y U (n) of the P1 orthogonal transform unit 153U and the output signal Y G (n + 1) of the P1 orthogonal transform unit 153G having a frequency higher by one subcarrier than that are complex-multiplied.
  • Arrangement correlation calculation section 172 receives an arrangement sequence of Active carriers from CDS table generation section 154 and an output signal of complex multiplication section 171. Arrangement correlation calculation section 172 performs a plurality of consecutive addition processes for adding the value of the output signal of complex multiplication section 171 in the subcarrier whose active carrier arrangement sequence value is “1” in the plurality of consecutive subcarriers. The subcarriers are sequentially shifted in the subcarrier direction within a predetermined range in units of one subcarrier (the arrangement correlation calculation unit 172 calculates the arrangement correlation between the output signal of the complex multiplication unit 171 and the arrangement sequence of the active carriers.
  • the arrangement correlation calculation unit 172 sequentially outputs the addition value (position correlation value) obtained as a result of the addition process to the power calculation unit 173.
  • the arrangement correlation calculation unit 172 outputs the output signals Y COMB (0 + A + i), Y COMB (1 + A + i), Y COMB (2 + A + i),..., Y COMB (852 + A + i) of the complex multiplication unit 171 and the CDS table
  • the output signal C (0), C (1), C (2),..., C (852) of the generation unit 154 is multiplied, and the multiplication result is added, and the calculation result C (0) XY COMB (0 + A + i) + C (1) ⁇ Y COMB (1 + A + i) + C (2) ⁇ Y COMB (2 + A + i) +... + C (852) ⁇ Y COMB (852 + A + i) is output to the power calculation unit 173.
  • C (i) is the value of the arrangement sequence of Active carriers at subcarrier position i (“1” when subcarrier position i is an Active carrier, “0” when Null carrier is used) (see FIG. 32).
  • Y COMB (j) is the value of the subcarrier number j of the output signal of the complex multiplier 171.
  • “852” is a value based on the arrangement of the Active carrier and the Null carrier as shown in FIG. 29, and is appropriately changed according to the range of the subcarrier in which the Active carrier and the Null carrier are arranged. Value.
  • a COM is a reference position for the arrangement correlation calculation, and Y COMB (0 + A), Y COMB (1 + A), Y COMB (2 + A),..., Y COMB (852 + A) are P1 broadband fc error detection and correction unit 155.
  • This is a set of output signals of the complex multiplier 171 that obtains the maximum value of the power of the arrangement correlation when it is assumed that there is no wideband carrier frequency error amount in the input signal.
  • the power calculation unit 173 calculates the power of the arrangement correlation from the arrangement correlation value sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 172, and outputs the calculated arrangement correlation power value to the maximum value detection unit 174.
  • Maximum value detection section 174 detects the maximum power value from the power values of the arrangement correlation sequentially input from power calculation section 173, and sets the shift amount for obtaining the maximum power value in units of subcarrier intervals of P1 symbols.
  • the frequency error amount (broadband carrier frequency error amount) is output to the correction unit 180 and the fc correction unit 102 of FIG.
  • correction section 180 Based on the wideband carrier frequency error amount input from maximum value detection section 174, correction section 180 uses the wideband carrier of the output signal of P1 orthogonal transform section 153U (the complex baseband signal in the frequency domain of the effective symbol section of P1 symbols). Perform frequency offset correction. Then, the correction unit 180 uses the active carrier arrangement sequence input from the CDS table generation unit 154 to extract only the active carrier from the complex baseband signal in the frequency domain in which the shift of the wideband carrier frequency is corrected. The extracted active carrier is output to the P1 decoding unit 156 in FIG. 4 (descramble unit 191 in FIG. 7 described later).
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the P1 decoding unit 156 of FIG.
  • the P1 decoding unit 156 includes a descrambling unit 191, a differential demodulation unit 192, and a pattern matching unit 193. Note that the P1 decoding unit 156 performs decoding processing of the P1 symbol using only the S1 signal in the low frequency region of the P1 symbol.
  • the descrambler 191 receives the signal sequence Act of the active carrier of the P1 symbol from the P1 broadband fc error detection correction unit 155 (correction unit 180 in FIG. 6) in FIG.
  • the descrambling unit 191 performs the descrambling shown in (Expression 9) above on the signal sequence Act of the active carrier, and outputs the descrambled signal sequence DESCR to the differential demodulation unit 192.
  • the signal Act i is descrambled as shown in (Equation 10) above, and the descrambled signal DESCR i is output to the differential demodulator 192.
  • the processing of the differential demodulation unit 192 is expressed by the above (Equation 11), and the differential demodulation performed by the differential demodulation unit 192 is demodulation corresponding to DBPSK.
  • the signal DEMOD i is output as “0”, but may be output as “1”.
  • the pattern matching unit 193 converts the signals DEMOD 0 , DEMOD 1 ,..., DEMOD 319 differentially demodulated by the differential demodulation unit 192 into signal sequences as shown in the above (Equation 12) and (Equation 13). It is divided into DEMOD_CSS S1 (corresponding to S1 signal) and signal sequence DEMOD_CSS S2 (corresponding to S2 signal).
  • the pattern matching unit 193 obtains a correlation CORR S1, k between each of the series CSS S1, k and the series DEMOD_CSS S1 in FIG. 31, as shown in the above (Expression 14), and as shown in the above (Expression 15). , The correlation CORR S2, k between each series CSS S2, k and the series DEMOD_CSS S2 in FIG.
  • the pattern matching unit 193 outputs a 3-bit S1 signal corresponding to the sequence CSS S1, k having the maximum correlation value among the eight correlation values calculated using the above (Equation 14) (FIG. 31). Reference) is estimated as the transmitted S1 signal. Also, the pattern matching unit 193 generates a 4-bit S2 signal corresponding to the sequence CSS S2, k that takes the maximum correlation value among the 16 correlation values calculated using the above (Equation 15) (FIG. 31). Reference) is estimated as the transmitted S2 signal. The pattern matching unit 193 acquires P1 transmission information using the estimated S1 signal and S2 signal.
  • the P1 decoding unit 156 uses only the S1 signal in the lower frequency domain among the S1 signal in the lower frequency domain and the S1 signal in the higher frequency domain in the P1 symbol decoding process.
  • the present invention is not limited to this, and both may be used, or only the S1 signal in the high frequency region may be used. In the former case, since the S1 signal can be estimated using two S1 signals having different frequency bands, the estimation accuracy of the S1 signal can be improved.
  • the differential demodulation unit 192 in the P1 decoding unit 156 performs the hard decision
  • the present invention is not limited to this, and the hard decision may not be performed.
  • DESCR 0 is output as DEMOD 0 to the pattern matching unit 193.
  • the pattern matching 193 performs correlation calculation using the following (Equation 17) and the following (Equation 18) instead of the above (Equation 14) and the above (Equation 15).
  • the P1 decoding unit 156 performs pattern matching after differential demodulation.
  • the transmission system is subjected to error correction coding.
  • error correction may be performed after differential demodulation, and decoding processing may be performed using the one with the lowest error.
  • the signal in the previous guard interval section and the signal in the rear guard interval section of the P1 symbol are frequency-shifted so that the frequency for one subcarrier is higher than the signal in the effective symbol section of the P1 symbol. is there. That is, the frequency position of the signal in the front guard interval section and the signal in the rear interval section of the P1 symbol is higher by one subcarrier than the frequency position of the signal in the effective symbol section of the P1 symbol (FIG. 37). reference).
  • the output of the P1 narrowband fc error detection correction unit 152 uses the effective symbol period of the main wave of the P1 symbol as the orthogonal transformation execution period.
  • the subcarrier distribution in the frequency domain of a signal (output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U) obtained as a result of orthogonal transform (for example, FFT) of the signal is as shown in FIG.
  • orthogonal transform for example, FFT
  • the delayed wave component for the null carrier between the two The subcarrier position where appears is different.
  • the signal component of the Active carrier is strengthened and the signal component of the Null carrier is weakened.
  • the wideband carrier frequency error amount can be accurately estimated to correct the shift of the wideband carrier frequency error, and the S1 signal and the S2 signal can be acquired correctly.
  • the complex conjugate operation it is possible to remove the uncertainty of the polarity of the DBPSK-added signal added to the Active carrier without calculating the power of the subcarrier (Active carrier, Null carrier). And since it is not power calculation, it is possible to suppress noise components having various phase components when integrating each tap in arrangement correlation calculation, and it is possible to accurately estimate the broadband carrier frequency error amount even in a noise environment. It can be carried out.
  • the OFDM receiving apparatus includes an P1 wideband fc error detection correction unit 200 that is different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM reception apparatus 1 described in the first embodiment. Different from 1. However, the P1 broadband fc error detection / correction unit 200 is different from the P1 broadband fc error detection / correction unit 155 of the first embodiment in the mechanism of detecting the broadband carrier frequency error amount.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the P1 broadband fc error detection correction unit 200. 11 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 200.
  • the P1 broadband fc error detection / correction unit 200 includes a detection unit 210 and a correction unit 180.
  • the detection unit 210 detects a frequency error amount (broadband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes a power calculation unit 211U, a power calculation unit 211G, and a multiplication unit 212. And an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 213 and a maximum value detection unit 214.
  • the power calculation unit 211U calculates the power of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U (the complex baseband signal in the frequency domain of the effective symbol period of the P1 symbol) for each subcarrier, and outputs the calculated power value to the multiplication unit 212. To do.
  • the power calculation unit 211G calculates the power of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G (complex baseband signal in the frequency domain of the combined guard interval section of the P1 symbol) for each subcarrier, and outputs the calculated power value to the multiplication unit 212. Output.
  • the multiplication unit 212 For each subcarrier, the multiplication unit 212 outputs the output signal
  • 2 is multiplied, and the multiplication result Y COMB (n) is output to the arrangement correlation calculation unit 213.
  • a prior signal of the signal and the rear guard interval of the guard interval section is that the signal of the effective symbol section and a frequency shifted by f SH (one obtained by frequency shifting as subcarriers frequency is increased). For this reason, the output signal of the power calculation unit 211G is shifted to the high frequency side by one subcarrier with respect to the output signal of the power calculation unit 211U. Considering this, the output signal
  • the arrangement correlation calculation unit 213 receives the arrangement sequence of Active carriers from the CDS table generation unit 154 and the output signal Y COMB of the multiplication unit 212.
  • Arrangement correlation operation section 213 performs addition processing for adding the values of output signals of multiplication section 212 in subcarriers whose active carrier arrangement sequence value is “1” in a plurality of consecutive subcarriers.
  • the subcarriers are sequentially shifted in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range (the arrangement correlation calculation unit 213 performs arrangement correlation calculation between the output signal of the multiplication unit 212 and the arrangement sequence of the Active carriers.
  • the arrangement correlation calculation unit 213 sequentially outputs the addition value (placement correlation value) obtained as a result of the addition process to the maximum value detection unit 214.
  • the maximum value detection unit 214 detects the maximum arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 213, and sets the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value as a sub-value of the P1 symbol.
  • a frequency error amount in a unit of carrier interval (broadband carrier frequency error amount) is output to the correction unit 180 and the fc correction unit 102 in FIG.
  • the correction unit 180 uses the wideband carrier frequency error amount input from the maximum value detection unit 214 to correct the shift of the wideband carrier frequency of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U, and then extracts the active carrier. .
  • the present embodiment in a multipath interference environment, it is possible to accurately estimate the wideband carrier frequency error amount to correct the shift of the wideband carrier frequency error, and to correctly acquire the S1 signal and the S2 signal. it can.
  • the OFDM receiver of this embodiment includes a P1 broadband fc error detection correction unit 250 that is different from the P1 broadband fc error detection correction units 155 and 200 of the OFDM receiver described in the first and second embodiments. , Different from those OFDM receivers. However, the P1 wideband fc error detection / correction unit 250 is different from the P1 wideband fc error detection / correction units 155, 200 of the first and second embodiments in the mechanism of detecting the wideband carrier frequency error amount.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the P1 wideband fc error detection correction unit 250.
  • FIG. 12 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 250.
  • the P1 broadband fc error detection correction unit 250 includes a detection unit 270 and a correction unit 180.
  • the detection unit 270 detects a frequency error amount (broadband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes an amplitude calculation unit 271U, an amplitude calculation unit 271G, and a multiplication unit 272. And an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 273 and a maximum value detection unit 274.
  • the amplitude calculation unit 271U calculates the amplitude of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U (complex baseband signal in the frequency domain of the effective symbol period of the P1 symbol) for each subcarrier, and outputs the calculated amplitude value to the multiplication unit 272. To do.
  • the amplitude calculator 271G calculates the amplitude of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G (complex baseband signal in the frequency domain of the combined guard interval section of the P1 symbol) for each subcarrier, and supplies the calculated amplitude value to the multiplier 272. Output.
  • the multiplication unit 272 For each subcarrier, the multiplication unit 272 outputs the output signal
  • a prior signal of the signal and the rear guard interval of the guard interval section is that the signal of the effective symbol section and a frequency shifted by f SH (one obtained by frequency shifting as subcarriers frequency is increased). For this reason, the output signal of the amplitude calculation unit 271G is shifted to the high frequency side by one subcarrier with respect to the output signal of the amplitude calculation unit 271U. Taking this into consideration, the output signal
  • the arrangement correlation calculation unit 273 receives the arrangement sequence of Active carriers from the CDS table generation unit 154 and the output signal Y COMB of the multiplication unit 272. Arrangement correlation calculation section 273 performs addition processing for adding the values of the output signals of multiplication section 272 in subcarriers whose active carrier arrangement sequence value is “1” in a plurality of consecutive subcarriers. The subcarriers are sequentially shifted in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range (the arrangement correlation calculation unit 273 performs the arrangement correlation calculation between the output signal of the multiplication unit 272 and the arrangement sequence of the active carriers.
  • the arrangement correlation calculation unit 273 sequentially outputs the addition value (placement correlation value) obtained as a result of the addition process to the maximum value detection unit 274.
  • the maximum value detection unit 274 detects the maximum arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 273, and sets the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value as a sub-value of the P1 symbol.
  • a frequency error amount in a unit of carrier interval (broadband carrier frequency error amount) is output to the correction unit 180 and the fc correction unit 102 in FIG.
  • the correction unit 180 uses the wideband carrier frequency error amount input from the maximum value detection unit 274 to correct the shift of the wideband carrier frequency of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U, and then extracts the active carrier. .
  • the present embodiment in a multipath interference environment, it is possible to accurately estimate the wideband carrier frequency error amount to correct the shift of the wideband carrier frequency error, and to correctly acquire the S1 signal and the S2 signal. it can.
  • the OFDM receiver of this embodiment includes a P1 wideband fc error detection correction unit 300 that is different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM receiver described in the first to third embodiments. Different from those OFDM receivers. However, the P1 wideband fc error detection and correction unit 300 differs from the P1 wideband fc error detection and correction unit 155 and the like in the mechanism of detecting the wideband carrier frequency error amount.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of the P1 wideband fc error detection correction unit 300.
  • FIG. 13 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection and correction unit 300.
  • the P1 broadband fc error detection / correction unit 300 includes a detection unit 310 and a correction unit 180.
  • the detection unit 310 detects a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes a complex multiplication unit 171 and an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit). 172, a power calculation unit 173, a power calculation unit 211U, an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 311U, a power calculation unit 211G, an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 311G, and a selection determination unit 312 Is provided.
  • a frequency error amount wideband carrier frequency error amount
  • the complex multiplication unit 171, the arrangement correlation calculation unit 172, and the power calculation unit 173 perform the above-described processing, and the output signal (the power value of the arrangement correlation) of the power calculation unit 173 is the selection determination unit 312 (the maximum value in FIG. 14 described later). Detection unit 331 and reliability detection unit 332).
  • the power calculation unit 211U performs the above-described processing, and the output signal of the power calculation unit 211U is supplied to the arrangement correlation calculation unit 311U.
  • the arrangement correlation calculation unit 311U receives the arrangement sequence of Active carriers from the CDS table generation unit 154 and the output signal
  • the subcarriers are sequentially shifted in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range (the arrangement correlation calculation unit 311U calculates the arrangement correlation between the output signal of the power calculation unit 211U and the arrangement sequence of the active carriers) Is performed while sequentially shifting the output signal of the power calculation unit 211U used for the arrangement correlation calculation in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range).
  • the arrangement correlation calculation unit 311U outputs the addition value (placement correlation value) obtained as a result of the addition process to the selection determination unit 312 (maximum value detection unit 331U and reliability detection unit 332U in FIG. 14 described later).
  • the power calculation unit 211G performs the above-described processing, and the output signal of the power calculation unit 211G is supplied to the arrangement correlation calculation unit 311G.
  • the arrangement correlation calculation unit 311G receives the arrangement sequence of Active carriers from the CDS table generation unit 154 and the output signal
  • Arrangement correlation calculation section 311G performs an addition process for adding the values of the output signals of power calculation section 211G in subcarriers whose active carrier arrangement sequence value is “1” in a plurality of consecutive subcarriers.
  • the subcarriers are sequentially shifted in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range (the arrangement correlation calculation unit 311G calculates the arrangement correlation between the output signal of the power calculation unit 211G and the arrangement sequence of the active carriers) Is performed while sequentially shifting the output signal of the power calculating unit 211G used for the arrangement correlation calculation in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range).
  • the placement correlation calculation unit 311G outputs the addition value (placement correlation value) obtained as a result of the addition process to the selection determination unit 312 (maximum value detection unit 331G and reliability detection unit 332G in FIG. 14 described later).
  • the selection determination unit 312 uses the output signal of the power calculation unit 173, the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311U, and the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311G to A frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in units of subcarrier intervals is detected, and the detected wideband carrier frequency error amount is output to the fc correction unit 102 and the correction unit 180 in FIG.
  • the correction unit 180 uses the broadband carrier frequency error amount input from the selection determination unit 312 to correct the shift of the broadband carrier frequency of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U, and then extracts the active carrier.
  • FIG. 14 is a configuration diagram of the selection determination unit 312 of FIG. FIG. 14 also illustrates a power calculation unit 173, an arrangement correlation calculation unit 311U, and an arrangement correlation calculation unit 311G in order to clarify the input to each unit of the selection determination unit 312.
  • the selection determination unit 312 includes a maximum value detection unit 331, a reliability detection unit 332, a maximum value detection unit 331U, a reliability detection unit 332U, a maximum value detection unit 331G, a reliability detection unit 332G, and a determination unit. 333 and a selection unit 334.
  • the maximum value detection unit 331 detects the maximum power value from the power values of the arrangement correlation sequentially input from the power calculation unit 173, and determines the shift amount for obtaining the maximum power value in units of subcarrier intervals of the P1 symbol. This is output to the selection unit 334 as a frequency error amount candidate (a first candidate for a broadband carrier frequency error amount).
  • the reliability detection unit 332 detects the maximum power value and the second largest power value from the power values of the arrangement correlation sequentially input from the power calculation unit 173, and sets the maximum power value to the second largest power value. And the division value (maximum power value ⁇ second largest power value) is output to the determination unit 333 as the reliability of the first candidate of the broadband carrier frequency error amount.
  • Maximum value detecting section 331U detects the maximum arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from arrangement correlation calculating section 311U, and determines the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value as the subcarrier interval of P1 symbol. This is output to the selection unit 334 as a unit frequency error amount candidate (second candidate for a wideband carrier frequency error amount).
  • the reliability detection unit 332U detects the maximum arrangement correlation value and the second largest arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 311U, and sets the maximum arrangement correlation value to the second value. And the division value (maximum arrangement correlation value ⁇ second largest arrangement correlation value) is output to the determination unit 333 as the reliability of the second candidate for the wideband carrier frequency error amount.
  • the maximum value detection unit 331G detects the maximum arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 311G, and sets a shift amount one larger than the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value to P1. This is output to the selection unit 334 as a frequency error amount candidate (third candidate for a wideband carrier frequency error amount) in symbol subcarrier interval units.
  • the shift amount that is one larger than the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value is set as the third candidate of the wideband carrier frequency error amount because the correction unit 180 performs correction of the shift of the wideband carrier frequency error.
  • This is a signal related to the effective symbol period, and the signal in the guard interval period is shifted to a higher frequency by one subcarrier than the signal in the effective symbol period.
  • the maximum value detection unit 331G may output the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value to the selection unit 334 as the third candidate of the wideband carrier frequency error amount.
  • the reliability detection unit 332G detects the maximum arrangement correlation value and the second largest arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 311G, and sets the maximum arrangement correlation value to the second value. And the division value (the maximum arrangement correlation value / the second largest arrangement correlation value) is output to the determination unit 333 as the reliability of the third candidate for the wideband carrier frequency error amount.
  • the determination unit 333 includes the reliability of the first candidate, the reliability of the second candidate, and the third reliability of the wideband carrier frequency error amount input from each of the reliability detection unit 332, the reliability detection unit 332U, and the reliability detection unit 332G.
  • the reliability of the candidates is compared, and the candidate of the wideband carrier frequency error amount having the highest reliability (the highest reliability value) is selected from the first candidate, the second candidate, and the third candidate of the wideband carrier frequency error amount. To detect. Then, the determination unit 333 notifies the selection unit 334 of the broadband carrier frequency error amount candidate with the highest reliability.
  • the arrangement correlation calculation an addition value of all the active carriers is obtained at the correct subcarrier position, and an addition value of a part of the active carrier and a part of the null carrier is obtained at the incorrect subcarrier position. For this reason, the power value of the arrangement correlation or the value of the arrangement correlation at the correct subcarrier position is maximized and becomes larger than the power value of the second largest arrangement correlation or the value of the arrangement correlation. It should be noted that half of the total number of active carriers is included at the position including the most active carriers at the wrong subcarrier position. For this reason, in a highly reliable signal, the maximum value is much larger than the second largest value, and as a result, the division value (reliability) obtained by dividing the maximum value by the second largest value is considerably larger than 1.
  • the maximum value of the power of arrangement correlation or the maximum value of arrangement correlation is reduced, and the signal component of the Null carrier is increased.
  • the power value of the second largest arrangement correlation or the value of the arrangement correlation becomes larger, the difference between the maximum value and the second largest value becomes smaller, or the maximum value is taken with an incorrect shift amount.
  • the division value (reliability) obtained by dividing the maximum value by the second largest value is close to 1. Based on this, the reliability of detection of the broadband carrier frequency error amount is estimated based on the size of the division value.
  • the selection unit 334 receives the first candidate, the second candidate, and the first candidate of the broadband carrier frequency error amount input from each of the maximum value detection unit 331, the maximum value detection unit 331U, and the maximum value detection unit 331G. 3 is selected as a broadband carrier frequency error amount candidate having the highest reliability from among the three candidates, and the selected broadband carrier frequency error amount candidate is used for correction. It outputs to the correction
  • the complex multiplier 171, the arrangement correlation calculator 172, the power calculator 173, the maximum value detector 331, and the reliability detector 332 receive both the output signal from the orthogonal transform unit 153 ⁇ / b> U and the output signal from the orthogonal transform unit 153 ⁇ / b> G.
  • This block is used to detect a first candidate for a wideband carrier frequency error amount and to execute a first detection process for detecting the reliability of the first candidate.
  • the power calculation unit 211U, the arrangement correlation calculation unit 311U, the maximum value detection unit 331U, and the reliability detection unit 332U are the output signals of the orthogonal transformation unit 153U among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the orthogonal transformation unit 153G.
  • This is a block for executing a second detection process for detecting the second candidate of the wideband carrier frequency error amount using only the second candidate and detecting the reliability of the second candidate.
  • the power calculation unit 211G, the arrangement correlation calculation unit 311G, the maximum value detection unit 331G, and the reliability detection unit 332G are the output signals of the orthogonal transformation unit 153G among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the output signals of the orthogonal transformation unit 153G.
  • (1) detection of a first candidate for a wideband carrier frequency error amount using both a signal in an effective symbol period and a signal in a combined guard interval period, and (2) only a signal in an effective symbol period is used.
  • the detection of the second candidate of the wideband carrier frequency error amount performed, and (3) the detection of the third candidate of the wideband carrier frequency error amount using only the signal in the combined guard interval period, and using these three detection results is used.
  • the broadband carrier frequency error amount is detected.
  • the OFDM receiving apparatus includes a P1 wideband fc error detection correction unit 350 that is different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM receiving apparatus described in the first to fourth embodiments. Different from those OFDM receivers. However, the P1 broadband fc error detection / correction unit 350 differs from the P1 broadband fc error detection / correction unit 155 and the like in the mechanism of detecting the broadband carrier frequency error amount.
  • FIG. 15 is a configuration diagram of the P1 broadband fc error detection correction unit 350. 15 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 350.
  • the P1 broadband fc error detection correction unit 350 includes a detection unit 370 and a correction unit 180.
  • the detection unit 370 detects a frequency error amount (broadband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes a power calculation unit 211U, a power calculation unit 211G, and a multiplication unit 212.
  • the power calculation unit 211U, the power calculation unit 211G, and the placement correlation calculation unit 213 perform the above-described processing, and the output signal (placement correlation value) of the placement correlation calculation unit 213 is a selection determination unit 371 (the maximum value in FIG. 16 described later). Detection unit 391 and reliability detection unit 392).
  • the power calculation unit 211U and the placement correlation calculation unit 311U perform the above-described processing, and the output signal (placement correlation value) of the placement correlation calculation unit 311U is selected and determined by a selection determination unit 371 (a maximum value detection unit 331U and a reliability detection unit 331U in FIG. 16 described later). Degree detector 332U).
  • the power calculation unit 211G and the arrangement correlation calculation unit 311G perform the above-described processing, and the output signal (the arrangement correlation value) of the arrangement correlation calculation unit 311G is selected and determined by a selection determination unit 371 (a maximum value detection unit 331G and a reliability detection unit 331G in FIG. 16 described later). Degree detector 332G).
  • the selection determination unit 371 uses the output signal of the arrangement correlation calculation unit 213, the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311U, and the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311G to generate a P1 symbol. 3 is detected, and the detected wideband carrier frequency error amount is output to the fc correction unit 102 and the correction unit 180 of FIG.
  • the correction unit 180 extracts the active carrier after correcting the wideband carrier frequency shift of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U using the wideband carrier frequency error amount input from the selection determining unit 371.
  • FIG. 16 is a block diagram of the selection determining unit 371 in FIG. Note that FIG. 16 also illustrates an arrangement correlation calculation unit 213, an arrangement correlation calculation unit 311U, and an arrangement correlation calculation unit 311G in order to clarify the input to each unit of the selection determination unit 371.
  • the selection determination unit 371 includes a maximum value detection unit 391, a reliability detection unit 392, a maximum value detection unit 331U, a reliability detection unit 332U, a maximum value detection unit 331G, a reliability detection unit 332G, and a determination unit. 393 and a selection unit 394.
  • Maximum value detecting section 391 detects the maximum arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from arrangement correlation calculating section 213, and determines the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value as the subcarrier interval of P1 symbol. This is output to the selection unit 394 as a unit frequency error amount candidate (a first candidate for a broadband carrier frequency error amount).
  • the reliability detection unit 392 detects the maximum arrangement correlation value and the second largest arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 213, and sets the maximum arrangement correlation value to the second value. And the division value (maximum arrangement correlation value ⁇ second largest arrangement correlation value) is output to the determination unit 393 as the reliability of the first candidate of the wideband carrier frequency error amount.
  • the maximum value detection unit 331U and the reliability detection unit 332U perform the above-described processing, respectively, detect the second candidate of the broadband carrier frequency error amount and the reliability thereof, and detect the second candidate of the detected broadband carrier frequency error amount and the second candidate thereof.
  • the reliability is output to the selection unit 394 and the determination unit 393.
  • the maximum value detection unit 331G and the reliability detection unit 332G perform the above-described processing, respectively, detect the third candidate of the wideband carrier frequency error amount and the reliability thereof, and detect the third candidate of the detected wideband carrier frequency error amount and The reliability is output to the selection unit 394 and the determination unit 393.
  • the determination unit 393 includes the reliability of the first candidate, the reliability of the second candidate, and the third reliability of the broadband carrier frequency error amount input from each of the reliability detection unit 392, the reliability detection unit 332U, and the reliability detection unit 332G.
  • the reliability of the candidates is compared, and the candidate of the wideband carrier frequency error amount having the highest reliability (the highest reliability value) is selected from the first candidate, the second candidate, and the third candidate of the wideband carrier frequency error amount. To detect. Then, the determination unit 393 notifies the selection unit 394 of the candidate for the broadband carrier frequency error amount with the highest reliability.
  • the selection unit 394 receives the first candidate, the second candidate, and the first candidate of the wideband carrier frequency error amount input from each of the maximum value detection unit 391, the maximum value detection unit 331U, and the maximum value detection unit 331G. 3 is selected as a broadband carrier frequency error amount candidate having the highest reliability from among the three candidates, and the selected broadband carrier frequency error amount candidate is used for correction. It outputs to the correction
  • the power calculation unit 211U, the power calculation unit 211G, the multiplication unit 212, the arrangement correlation calculation unit 213, the maximum value detection unit 391, and the reliability detection unit 392 are the output signal of the orthogonal transform unit 153U and the output signal of the orthogonal transform unit 153G. And a first detection process for detecting the first candidate of the wideband carrier frequency error amount and detecting the reliability of the first candidate.
  • the power calculation unit 211U, the arrangement correlation calculation unit 311U, the maximum value detection unit 331U, and the reliability detection unit 332U are the output signals of the orthogonal transformation unit 153U among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the orthogonal transformation unit 153G.
  • This is a block for executing a second detection process for detecting the second candidate of the wideband carrier frequency error amount using only the second candidate and detecting the reliability of the second candidate.
  • the power calculation unit 211G, the arrangement correlation calculation unit 311G, the maximum value detection unit 331G, and the reliability detection unit 332G are the output signals of the orthogonal transformation unit 153G among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the output signals of the orthogonal transformation unit 153G.
  • wideband carrier frequency error not only in a multipath interference environment or a noise environment, but also in an environment where impulse noise locally exists in the previous guard interval period, the subsequent guard interval period, and the effective symbol period.
  • the quantity can be estimated accurately.
  • a square calculation unit that performs a square calculation of the output signal of the power calculation unit 211U and outputs the result of the square calculation to the arrangement correlation calculation unit 311U is added, and a square calculation of the output signal of the power calculation unit 211G And a square calculation unit that outputs the result of the square calculation to the arrangement correlation calculation unit 311G may be added.
  • the OFDM receiving apparatus includes a P1 wideband fc error detection correction unit 400 that is different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM reception apparatus described in the first to fifth embodiments. Different from those OFDM receivers. However, the P1 broadband fc error detection and correction unit 400 differs from the P1 broadband fc error detection and correction unit 155 and the like in the mechanism of detecting the broadband carrier frequency error amount.
  • FIG. 17 is a configuration diagram of the P1 broadband fc error detection correction unit 400. Note that FIG. 17 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 400.
  • the P1 broadband fc error detection correction unit 400 includes a detection unit 410 and a correction unit 180.
  • the detection unit 410 detects a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes an amplitude calculation unit 271U, an amplitude calculation unit 271G, and a multiplication unit 272.
  • a selection determination unit 413 is a selection determination unit 413.
  • the amplitude calculation unit 271U, the amplitude calculation unit 271G, the multiplication unit 272, and the arrangement correlation calculation unit 273 perform the above-described processing, and the output signal (the value of the arrangement correlation) of the arrangement correlation calculation unit 273 is a selection determination unit 413 (a figure to be described later). 18 maximum value detectors 431 and reliability detectors 432).
  • the amplitude calculation unit 271U performs the above-described processing, and the output signal of the amplitude calculation unit 271U is supplied to the arrangement correlation calculation unit 411U.
  • the arrangement correlation calculation unit 411U receives an arrangement sequence of Active carriers from the CDS table generation unit 154 and an output signal
  • the subcarriers are sequentially shifted in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range (the arrangement correlation calculation unit 411U calculates the arrangement correlation between the output signal of the amplitude calculation unit 271U and the arrangement sequence of the active carriers) Is performed while sequentially shifting the output signal of the amplitude calculation unit 271U used for the arrangement correlation calculation in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range).
  • the arrangement correlation calculation unit 411U outputs the addition value (placement correlation value) obtained as a result of the addition process to the power calculation unit 412U.
  • the power calculation unit 412U calculates the power of the arrangement correlation from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 411U, and selects the calculated arrangement correlation power value by the selection determination unit 413 (maximum value detection in FIG. 18 described later).
  • Unit 431U and reliability detection unit 432U are the power calculation unit 412U.
  • the amplitude calculation unit 271G performs the above-described processing, and the output signal of the amplitude calculation unit 271G is supplied to the arrangement correlation calculation unit 411U.
  • the arrangement correlation calculation unit 411U receives the arrangement sequence of Active carriers from the CDS table generation unit 154 and the output signal
  • Arrangement correlation calculation section 411G performs an addition process of adding the value of the output signal of amplitude calculation section 271G in the subcarrier whose active carrier arrangement sequence value is “1” in a plurality of consecutive subcarriers.
  • the subcarriers are sequentially shifted in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range (the arrangement correlation calculation unit 411G calculates the arrangement correlation between the output signal of the amplitude calculation unit 271G and the arrangement sequence of the Active carriers) Is performed while sequentially shifting the output signal of the amplitude calculation unit 271G used for the arrangement correlation calculation in units of one subcarrier in the subcarrier direction within a predetermined range).
  • the arrangement correlation calculation unit 411G outputs the addition value (position correlation value) obtained as a result of the addition process to the power calculation unit 412G.
  • the power calculation unit 412G calculates the power of the arrangement correlation from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 411G, and selects the calculated arrangement correlation power value as a selection determination unit 413 (maximum value detection in FIG. 18 described later).
  • Unit 431G and reliability detection unit 432G are examples of the power calculation unit 412G.
  • the selection determination unit 413 uses the output signal of the arrangement correlation calculation unit 273, the output signal of the power calculation unit 412U, and the output signal of the power calculation unit 412G to sub-subscribe the P1 symbol.
  • a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in units of carrier intervals is detected, and the detected wideband carrier frequency error amount is output to the fc correction unit 102 and the correction unit 180 in FIG.
  • the correction unit 180 uses the broadband carrier frequency error amount input from the selection determination unit 413 to correct the shift of the broadband carrier frequency of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U, and then extracts the Active carrier.
  • FIG. 18 is a configuration diagram of the selection determining unit 413 in FIG. FIG. 18 also shows an arrangement correlation calculation unit 273, a power calculation unit 412U, and a power calculation unit 412G in order to clarify the input to each unit of the selection determination unit 413.
  • the selection determination unit 413 includes a maximum value detection unit 431, a reliability detection unit 432, a maximum value detection unit 431U, a reliability detection unit 432U, a maximum value detection unit 431G, a reliability detection unit 432G, and a determination unit. 433 and a selection unit 434.
  • the maximum value detection unit 431 detects the maximum arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 273, and sets the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation value as a sub-value of the P1 symbol.
  • the result is output to the selection unit 434 as a frequency error amount candidate (first candidate for a wideband carrier frequency error amount) in carrier interval units.
  • the reliability detection unit 432 detects the maximum arrangement correlation value and the second largest arrangement correlation value from the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 273, and determines the maximum arrangement correlation value. Divide by the second largest arrangement correlation value, and output the division value (maximum arrangement correlation value ⁇ second largest arrangement correlation value) to determination section 433 as the reliability of the first candidate of the wideband carrier frequency error amount To do.
  • Maximum value detection section 431U detects the maximum arrangement correlation power value from the arrangement correlation power values sequentially input from power calculation section 412U, and sets the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation power value as a sub-value of P1 symbol. This is output to the selection unit 434 as a frequency error amount candidate (second candidate for a wideband carrier frequency error amount) in units of carrier intervals.
  • the reliability detection unit 432U detects the maximum arrangement correlation power value and the second largest arrangement correlation power value from the arrangement correlation power values sequentially input from the power calculation unit 412U, and the maximum arrangement correlation power value. Is divided by the power value of the second largest arrangement correlation, and the division value (the power value of the largest arrangement correlation ⁇ the power value of the second largest arrangement correlation) is determined as the reliability of the second candidate for the wideband carrier frequency error amount. Output to the unit 433.
  • the maximum value detection unit 431G detects the maximum arrangement correlation power value from the arrangement correlation power value sequentially input from the power calculation unit 412G, and shifts by one larger than the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation power value. Is output to the selection unit 434 as a frequency error amount candidate (third candidate of wideband carrier frequency error amount) in P1 symbol subcarrier interval units. Here, the shift amount one larger than the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation power value is set as the third candidate for the wideband carrier frequency error amount.
  • the correction unit 180 performs correction of the shift of the wideband carrier frequency error. Is a signal related to the effective symbol period, and the signal in the guard interval period is shifted to a higher frequency by one subcarrier than the signal in the effective symbol period.
  • the maximum value detection unit 431G may output the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation power value to the selection unit 434 as the third candidate of the wideband carrier frequency error amount.
  • the reliability detection unit 432G detects the maximum arrangement correlation power value and the second largest arrangement correlation power value from the arrangement correlation power values sequentially input from the power calculation unit 412G, and the maximum arrangement correlation power value. Is divided by the power value of the second largest arrangement correlation, and the division value (the power value of the largest arrangement correlation ⁇ the power value of the second largest arrangement correlation) is determined as the reliability of the third candidate for the wideband carrier frequency error amount. Output to the unit 433.
  • the determination unit 433 includes the reliability of the first candidate, the reliability of the second candidate, and the third reliability of the broadband carrier frequency error amount input from each of the reliability detection unit 432, the reliability detection unit 432U, and the reliability detection unit 432G.
  • the reliability of the candidates is compared, and the candidate of the wideband carrier frequency error amount having the highest reliability (the highest reliability value) is selected from the first candidate, the second candidate, and the third candidate of the wideband carrier frequency error amount. To detect. Then, the determination unit 433 notifies the selection unit 434 of the broadband carrier frequency error amount candidate with the highest reliability.
  • the selection unit 434 receives the first candidate, the second candidate, and the first candidate of the wideband carrier frequency error amount input from each of the maximum value detection unit 431, the maximum value detection unit 431U, and the maximum value detection unit 431G according to the notification of the determination unit 433. 3 is selected as a broadband carrier frequency error amount candidate having the highest reliability from among the three candidates, and the selected broadband carrier frequency error amount candidate is used for correction. It outputs to the correction
  • the amplitude calculation unit 271U, the amplitude calculation unit 271G, the multiplication unit 272, the arrangement correlation calculation unit 273, the maximum value detection unit 431, and the reliability detection unit 432 are the output signal of the orthogonal transformation unit 153U and the output signal of the orthogonal transformation unit 153G.
  • a first detection process for detecting the first candidate of the wideband carrier frequency error amount and detecting the reliability of the first candidate is the output signal of the orthogonal transformation unit 153U and the output signal of the orthogonal transformation unit 153G.
  • the amplitude calculation unit 271U, the arrangement correlation calculation unit 411U, the power calculation unit 412U, the maximum value detection unit 431U, and the reliability detection unit 432U are orthogonally transformed among the output signal of the orthogonal transformation unit 153U and the output signal of the orthogonal transformation unit 153G.
  • the amplitude calculation unit 271G, the arrangement correlation calculation unit 411G, the power calculation unit 412G, the maximum value detection unit 431G, and the reliability detection unit 432G are orthogonally transformed among the output signal of the orthogonal transformation unit 153U and the output signal of the orthogonal transformation unit 153G. It is a block for executing a third detection process for detecting a third candidate for the broadband carrier frequency error amount using only the output signal of the unit 153G and detecting the reliability of the third candidate.
  • wideband carrier frequency error not only in a multipath interference environment or a noise environment, but also in an environment where impulse noise locally exists in the previous guard interval period, the subsequent guard interval period, and the effective symbol period.
  • the reception performance can be improved by reducing erroneous estimation of the amount.
  • the OFDM receiver of this embodiment includes a P1 wideband fc error detection correction unit 450 that is different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM receiver described in the first to sixth embodiments. Different from those OFDM receivers. However, the P1 broadband fc error detection and correction unit 450 is different from the P1 broadband fc error detection and correction unit 155 and the like in the mechanism of detecting the broadband carrier frequency error amount.
  • FIG. 19 is a configuration diagram of the P1 broadband fc error detection correction unit 450.
  • FIG. 19 also shows a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 450.
  • the P1 broadband fc error detection / correction unit 450 includes a detection unit 470 and a correction unit 180.
  • the detection unit 470 detects a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes an amplitude calculation unit 271U, an amplitude calculation unit 271G, and a multiplication unit 272.
  • the amplitude calculation unit 271U, the amplitude calculation unit 271G, the multiplication unit 272, and the arrangement correlation calculation unit 273 perform the above-described processing, and the output signal (the value of the arrangement correlation) of the arrangement correlation calculation unit 273 is a selection determination unit 471 (a diagram to be described later). 20 maximum value detectors 431 and reliability detectors 432).
  • the power calculation unit 211U and the arrangement correlation calculation unit 311U perform the above-described processing, and the output signal (the arrangement correlation value) of the arrangement correlation calculation unit 311U is selected and selected by a selection determination unit 471 (a maximum value detection unit 331U and a reliability detection unit 331U in FIG. 20 described later). Degree detector 332U).
  • the power calculation unit 211G and the placement correlation calculation unit 311G perform the above-described processing, and the output signal (placement correlation value) of the placement correlation calculation unit 311G is selected and selected by a selection determination unit 471 (maximum value detection unit 331G and reliability shown in FIG. 20 described later). Degree detector 332G).
  • the selection determination unit 471 uses the output signal of the arrangement correlation calculation unit 273, the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311U, and the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311G to generate the P1 symbol. 3 is detected, and the detected wideband carrier frequency error amount is output to the fc correction unit 102 and the correction unit 180 of FIG.
  • the correction unit 180 extracts the active carrier after correcting the wideband carrier frequency shift of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U using the wideband carrier frequency error amount input from the selection determining unit 471.
  • FIG. 20 is a configuration diagram of the selection determining unit 471 in FIG. Note that FIG. 20 also illustrates an arrangement correlation calculation unit 273, an arrangement correlation calculation unit 311U, and an arrangement correlation calculation unit 311G in order to clarify the input to each unit of the selection determination unit 471.
  • the selection determination unit 471 includes a maximum value detection unit 431, a reliability detection unit 432, a maximum value detection unit 331U, a reliability detection unit 332U, a maximum value detection unit 331G, a reliability detection unit 332G, and a determination unit. 491 and a selection unit 492.
  • the maximum value detection unit 431 and the reliability detection unit 432 perform the above-described processing, respectively, detect the first candidate of the wideband carrier frequency error amount and its reliability, and detect the first candidate of the detected wideband carrier frequency error amount and its The reliability is output to the selection unit 492 and the determination unit 491.
  • the maximum value detection unit 331U and the reliability detection unit 332U perform the above-described processing, respectively, detect the second candidate of the broadband carrier frequency error amount and the reliability thereof, and detect the second candidate of the detected broadband carrier frequency error amount and the second candidate thereof.
  • the reliability is output to the selection unit 492 and the determination unit 491.
  • the maximum value detection unit 331G and the reliability detection unit 332G perform the above-described processing, respectively, detect the third candidate of the wideband carrier frequency error amount and the reliability thereof, and detect the third candidate of the detected wideband carrier frequency error amount and The reliability is output to the selection unit 492 and the determination unit 491.
  • the determination unit 491 includes the reliability of the first candidate, the reliability of the second candidate, and the third reliability of the wideband carrier frequency error amount input from each of the reliability detection unit 432, the reliability detection unit 332U, and the reliability detection unit 332G.
  • the reliability of the candidates is compared, and the candidate of the wideband carrier frequency error amount having the highest reliability (the highest reliability value) is selected from the first candidate, the second candidate, and the third candidate of the wideband carrier frequency error amount. To detect. Then, the determination unit 491 notifies the selection unit 492 of the broadband carrier frequency error amount candidate with the highest reliability.
  • the selection unit 492 follows the notification of the determination unit 491, the first candidate, the second candidate, and the first candidate of the wideband carrier frequency error amount input from each of the maximum value detection unit 431, the maximum value detection unit 331U, and the maximum value detection unit 331G. 3 is selected as a broadband carrier frequency error amount candidate having the highest reliability from among the three candidates, and the selected broadband carrier frequency error amount candidate is used for correction. It outputs to the correction
  • the amplitude calculation unit 271U, the amplitude calculation unit 271G, the multiplication unit 272, the arrangement correlation calculation unit 273, the maximum value detection unit 431, and the reliability detection unit 432 are the output signal of the orthogonal transformation unit 153U and the output signal of the orthogonal transformation unit 153G.
  • a first detection process for detecting the first candidate of the wideband carrier frequency error amount and detecting the reliability of the first candidate is the output signal of the orthogonal transformation unit 153U and the output signal of the orthogonal transformation unit 153G.
  • the power calculation unit 211U, the arrangement correlation calculation unit 311U, the maximum value detection unit 331U, and the reliability detection unit 332U are the output signals of the orthogonal transformation unit 153U among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the orthogonal transformation unit 153G.
  • This is a block for executing a second detection process for detecting the second candidate of the wideband carrier frequency error amount using only the second candidate and detecting the reliability of the second candidate.
  • the power calculation unit 211G, the arrangement correlation calculation unit 311G, the maximum value detection unit 331G, and the reliability detection unit 332G are the output signals of the orthogonal transformation unit 153G among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the output signals of the orthogonal transformation unit 153G.
  • wideband carrier frequency error not only in a multipath interference environment or a noise environment, but also in an environment where impulse noise locally exists in the previous guard interval period, the subsequent guard interval period, and the effective symbol period.
  • the quantity can be estimated accurately.
  • the OFDM receiving apparatus includes a P1 wideband fc error detection correction unit 500 that is different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM reception apparatus described in the first to seventh embodiments. Different from those OFDM receivers. However, the P1 broadband fc error detection and correction unit 500 is different from the P1 broadband fc error detection and correction unit 155 and the like in the mechanism of detecting the broadband carrier frequency error amount.
  • FIG. 21 is a configuration diagram of the P1 broadband fc error detection and correction unit 500.
  • FIG. 21 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 500.
  • the P1 broadband fc error detection / correction unit 500 includes a detection unit 510 and a correction unit 180.
  • the detection unit 510 detects a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) of the P1 symbol in the P1 symbol subcarrier interval unit, and includes a complex multiplication unit 171 and an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit). 172, an amplitude calculation unit 511, a power calculation unit 211U, an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 311U, a power calculation unit 211G, an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 311G, and a selection determination unit 512 Is provided.
  • the complex multiplication unit 171 and the arrangement correlation calculation unit 172 perform the above-described processing, and the output signal (position correlation value) of the arrangement correlation calculation unit 172 is supplied to the amplitude calculation unit 511.
  • the amplitude calculation unit 511 performs processing for calculating the amplitude of the arrangement correlation value sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 172, and selects the calculated arrangement correlation amplitude value as a selection determination unit 512 (maximum value detection in FIG. 22 described later).
  • the power calculation unit 211U and the arrangement correlation calculation unit 311U perform the above-described processing, and the output signal (the value of the arrangement correlation) of the arrangement correlation calculation unit 311U is a selection determination unit 512 (maximum value detection unit 331U and reliability shown in FIG. 22 described later). Degree detector 332U).
  • the power calculation unit 211G and the placement correlation calculation unit 311G perform the above-described processing, and the output signal (placement correlation value) of the placement correlation calculation unit 311G is selected and selected by the selection determination unit 512 (maximum value detection unit 331G and reliability shown in FIG. 22 described later). Degree detector 332G).
  • the selection determination unit 512 uses the output signal of the amplitude calculation unit 511, the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311U, and the output signal of the arrangement correlation calculation unit 311G to A frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in units of subcarrier intervals is detected, and the detected wideband carrier frequency error amount is output to the fc correction unit 102 and the correction unit 180 in FIG.
  • the correction unit 180 extracts the active carrier after correcting the wideband carrier frequency shift of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U using the wideband carrier frequency error amount input from the selection determination unit 512.
  • FIG. 22 is a configuration diagram of the selection determination unit 512 of FIG. Note that FIG. 22 also illustrates an amplitude calculation unit 511, an arrangement correlation calculation unit 311U, and an arrangement correlation calculation unit 311G in order to clarify the input to each unit of the selection determination unit 512.
  • the selection determination unit 512 includes a maximum value detection unit 531, a reliability detection unit 532, a maximum value detection unit 331U, a reliability detection unit 332U, a maximum value detection unit 331G, a reliability detection unit 332G, and a determination unit. 533 and a selection unit 534.
  • the maximum value detection unit 531 detects the maximum amplitude value from the amplitude values of the arrangement correlation sequentially input from the amplitude calculation unit 511, and determines the shift amount for obtaining the maximum amplitude value as a frequency error in subcarrier interval units of the P1 symbol. This is output to the selection unit 534 as a quantity candidate (a first candidate for the broadband carrier frequency error quantity).
  • the reliability detection unit 532 detects the maximum amplitude value and the second largest amplitude value from the amplitude values of the arrangement correlation sequentially input from the amplitude calculation unit 511, and divides the maximum amplitude value by the second largest amplitude value. Then, the division value (maximum arrangement correlation amplitude value ⁇ second largest arrangement correlation amplitude value) is output to the determination unit 533 as the reliability of the first candidate of the wideband carrier frequency error amount.
  • the maximum value detection unit 331U and the reliability detection unit 332U perform the above-described processing, respectively, detect the second candidate of the broadband carrier frequency error amount and the reliability thereof, and detect the second candidate of the detected broadband carrier frequency error amount and the second candidate thereof.
  • the reliability is output to the selection unit 534 and the determination unit 533.
  • the maximum value detection unit 331G and the reliability detection unit 332G perform the above-described processing, respectively, detect the third candidate of the wideband carrier frequency error amount and the reliability thereof, and detect the third candidate of the detected wideband carrier frequency error amount and The reliability is output to the selection unit 534 and the determination unit 533.
  • the determination unit 533 includes the reliability of the first candidate, the reliability of the second candidate, and the third reliability of the broadband carrier frequency error amount input from each of the reliability detection unit 532, the reliability detection unit 332U, and the reliability detection unit 332G.
  • the reliability of the candidates is compared, and the candidate of the wideband carrier frequency error amount having the highest reliability (the highest reliability value) is selected from the first candidate, the second candidate, and the third candidate of the wideband carrier frequency error amount. To detect. Then, the determination unit 533 notifies the selection unit 534 of the candidate for the broadband carrier frequency error amount with the highest reliability.
  • the selection unit 534 receives the first candidate, the second candidate of the broadband carrier frequency error amount input from each of the maximum value detection unit 531, the maximum value detection unit 331U, and the maximum value detection unit 331G.
  • the fc correction unit 102 in FIG. 3 selects a broadband carrier frequency error amount candidate having the highest reliability from among the third candidates, and uses the selected broadband carrier frequency error amount candidate for correction as a broadband carrier frequency error amount. And it outputs to the correction
  • the complex multiplier 171, the arrangement correlation calculator 172, the amplitude calculator 511, the maximum value detector 531, and the reliability detector 532 receive both the output signal of the orthogonal transform unit 153 ⁇ / b> U and the output signal of the orthogonal transform unit 153 ⁇ / b> G.
  • This block is used to detect a first candidate for a wideband carrier frequency error amount and to execute a first detection process for detecting the reliability of the first candidate.
  • the power calculation unit 211U, the arrangement correlation calculation unit 311U, the maximum value detection unit 331U, and the reliability detection unit 332U are the output signals of the orthogonal transformation unit 153U among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the orthogonal transformation unit 153G.
  • This is a block for executing a second detection process for detecting the second candidate of the wideband carrier frequency error amount using only the second candidate and detecting the reliability of the second candidate.
  • the power calculation unit 211G, the arrangement correlation calculation unit 311G, the maximum value detection unit 331G, and the reliability detection unit 332G are the output signals of the orthogonal transformation unit 153G among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the output signals of the orthogonal transformation unit 153G.
  • wideband carrier frequency error not only in a multipath interference environment or a noise environment, but also in an environment where impulse noise locally exists in the previous guard interval period, the subsequent guard interval period, and the effective symbol period.
  • the quantity can be estimated accurately.
  • the OFDM receiver of this embodiment includes a P1 wideband fc error detection correction unit 550 different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM receiver described in the first to eighth embodiments. Different from those OFDM receivers. However, the P1 wideband fc error detection / correction unit 550 is different from the P1 wideband fc error detection / correction unit 155 in the mechanism of detecting the wideband carrier frequency error amount.
  • FIG. 23 is a block diagram of the P1 broadband fc error detection correction unit 550. 23 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 550.
  • the P1 broadband fc error detection / correction unit 550 includes a detection unit 570 and a correction unit 180.
  • the detection unit 570 detects a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in the P1 symbol subcarrier interval unit in the P1 symbol, and includes a complex multiplication unit 171 and an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit). 172, a power calculation unit 173, a power calculation unit 211U, an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 311U, a square calculation unit 571U, a power calculation unit 211G, and an arrangement correlation calculation unit (addition processing unit) 311G. And a square calculation unit 571G and a selection determination unit 572.
  • the complex multiplication unit 171, the arrangement correlation calculation unit 172, and the power calculation unit 173 perform the above-described processing, and the output signal (the power value of the arrangement correlation) of the power calculation unit 173 is the selection determination unit 572 (the maximum value in FIG. 24 described later). Detection unit 331 and reliability detection unit 332).
  • the power calculation unit 211U and the arrangement correlation calculation unit 311U perform the above-described process, and the output signal (value of the arrangement correlation) of the arrangement correlation calculation unit 311U is supplied to the square calculation unit 571U.
  • the square calculation unit 571U performs the square calculation of the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 311U, and selects the result of the square calculation as a selection determination unit 572 (maximum value detection unit 591U in FIG. 24 described later). And the reliability detection unit 592U).
  • the power calculation unit 211G and the arrangement correlation calculation unit 311G perform the above-described processing, and the output signal (value of the arrangement correlation) of the arrangement correlation calculation unit 311G is supplied to the square calculation unit 571G.
  • the square calculation unit 571G performs the square calculation of the arrangement correlation values sequentially input from the arrangement correlation calculation unit 311G, and selects the result of the square calculation as a selection determination unit 572 (maximum value detection unit 591G in FIG. 24 described later). And the reliability detection unit 592G).
  • the selection determination unit 572 uses the output signal of the power calculation unit 173, the output signal of the square calculation unit 571U, and the output signal of the square calculation unit 571G to generate the P1 symbol.
  • a frequency error amount (wideband carrier frequency error amount) in units of subcarrier intervals is detected, and the detected wideband carrier frequency error amount is output to the fc correction unit 102 and the correction unit 180 in FIG.
  • the correction unit 180 corrects the wideband carrier frequency shift of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U using the wideband carrier frequency error amount input from the selection determination unit 572, and then extracts the Active carrier.
  • FIG. 24 is a configuration diagram of the selection determination unit 572 of FIG. 24 also shows a power calculation unit 173, a square calculation unit 571U, and a square calculation unit 571G in order to clarify the input to each unit of the selection determination unit 572.
  • the selection determination unit 572 includes a maximum value detection unit 331, a reliability detection unit 332, a maximum value detection unit 591U, a reliability detection unit 592U, a maximum value detection unit 591G, a reliability detection unit 592G, and a determination unit. 593 and a selection unit 594.
  • the maximum value detection unit 331 and the reliability detection unit 332 perform the above-described processes, respectively, detect the first candidate of the wideband carrier frequency error amount and the reliability thereof, and detect the first candidate of the detected wideband carrier frequency error amount and its The reliability is output to the selection unit 594 and the determination unit 593.
  • the maximum value detection unit 591U detects the square value of the maximum arrangement correlation from the square value of the arrangement correlation sequentially input from the square calculation unit 571U, and calculates the shift amount for obtaining the square value of the maximum arrangement correlation.
  • the result is output to selection section 594 as a frequency error amount candidate (second candidate for wideband carrier frequency error amount) in P1 symbol subcarrier interval units.
  • the reliability detection unit 592U detects the square value of the maximum arrangement correlation and the square value of the second largest arrangement correlation from the square value of the arrangement correlation sequentially input from the square calculation unit 571U, and detects the maximum arrangement.
  • the square value of the correlation is divided by the square value of the second largest arrangement correlation, and the divided value (the square value of the largest arrangement correlation / the square value of the second largest arrangement correlation) is calculated as the broadband carrier frequency error amount.
  • the reliability of the second candidate is output to the determination unit 593.
  • the maximum value detecting unit 591G detects the square value of the maximum arrangement correlation from the square value of the arrangement correlation sequentially input from the square calculation unit 571G, and from the shift amount to obtain the square value of the maximum arrangement correlation.
  • the one larger shift amount is output to selection section 594 as a frequency error amount candidate (third candidate for wideband carrier frequency error amount) in the subcarrier interval unit of P1 symbol.
  • the shift amount one larger than the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation power value is set as the third candidate for the wideband carrier frequency error amount.
  • the correction unit 180 performs correction of the shift of the wideband carrier frequency error. Is a signal related to the effective symbol period, and the signal in the guard interval period is shifted to a higher frequency by one subcarrier than the signal in the effective symbol period.
  • the maximum value detection unit 591G may output the shift amount for obtaining the maximum arrangement correlation power value to the selection unit 594 as the third candidate for the wideband carrier frequency error amount.
  • the reliability detection unit 592G detects the square value of the maximum arrangement correlation and the square value of the second largest arrangement correlation from the square value of the arrangement correlation sequentially input from the square calculation unit 571G, and detects the maximum arrangement.
  • the square value of the correlation is divided by the square value of the second largest arrangement correlation, and the divided value (the square value of the largest arrangement correlation / the square value of the second largest arrangement correlation) is calculated as the broadband carrier frequency error amount.
  • the reliability of the third candidate is output to the determination unit 593.
  • the determination unit 593 includes the reliability of the first candidate, the reliability of the second candidate, and the third reliability of the broadband carrier frequency error amount input from each of the reliability detection unit 332, the reliability detection unit 592U, and the reliability detection unit 592G.
  • the reliability of the candidates is compared, and the candidate of the wideband carrier frequency error amount having the highest reliability (the highest reliability value) is selected from the first candidate, the second candidate, and the third candidate of the wideband carrier frequency error amount. To detect. Then, the determination unit 593 notifies the selection unit 594 of the candidate for the broadband carrier frequency error amount with the highest reliability.
  • the selection unit 594 selects the first candidate, the second candidate, and the first candidate of the wideband carrier frequency error amount input from each of the maximum value detection unit 331, the maximum value detection unit 591U, and the maximum value detection unit 591G. 3 is selected as a broadband carrier frequency error amount candidate having the highest reliability from among the three candidates, and the selected broadband carrier frequency error amount candidate is used for correction. It outputs to the correction
  • the complex multiplier 171, the arrangement correlation calculator 172, the power calculator 173, the maximum value detector 331, and the reliability detector 332 receive both the output signal from the orthogonal transform unit 153 ⁇ / b> U and the output signal from the orthogonal transform unit 153 ⁇ / b> G.
  • This block is used to detect a first candidate for a wideband carrier frequency error amount and to execute a first detection process for detecting the reliability of the first candidate.
  • the power calculation unit 211U, the arrangement correlation calculation unit 311U, the square calculation unit 571U, the maximum value detection unit 591U, and the reliability detection unit 592U are orthogonal among the output signal of the orthogonal transform unit 153U and the output signal of the orthogonal transform unit 153G.
  • the power calculation unit 211G, the arrangement correlation calculation unit 311G, the square calculation unit 571G, the maximum value detection unit 591G, and the reliability detection unit 592G are orthogonal among the output signals of the orthogonal transformation unit 153U and the output signals of the orthogonal transformation unit 153G.
  • wideband carrier frequency error not only in a multipath interference environment or a noise environment, but also in an environment where impulse noise locally exists in the previous guard interval period, the subsequent guard interval period, and the effective symbol period.
  • the quantity can be estimated accurately.
  • the OFDM receiving apparatus includes a P1 wideband fc error detection correction unit 600 that is different from the P1 wideband fc error detection correction unit 155 of the OFDM reception apparatus described in the first to ninth embodiments. Different from those OFDM receivers. However, the P1 wideband fc error detection / correction unit 600 selects and selects one of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U and the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G with respect to the P1 wideband fc error detection correction unit 155 and the like. This is a function in which a function for correcting a wide band carrier frequency shift is added to a signal.
  • FIG. 25 is a configuration diagram of the P1 broadband fc error detection correction unit 600. 25 also illustrates a P1 orthogonal transform unit 153U, a P1 orthogonal transform unit 153G, and a CDS table generation unit 154 in order to clarify the input to each unit of the P1 wideband fc error detection correction unit 600.
  • the detection unit 610 includes a selection unit 312A instead of the selection determination unit 312 of the detection unit 310 of FIG.
  • the selection unit 312A has the configuration shown in FIG. 26, and includes a determination unit 333A instead of the determination unit 333 of FIG.
  • the determination unit 333A has the following function in addition to the function of the determination unit 333.
  • the determination unit 333A includes the reliability of the first candidate, the reliability of the second candidate, and the third reliability of the wideband carrier frequency error amount input from each of the reliability detection unit 332, the reliability detection unit 332U, and the reliability detection unit 332G. Compare the reliability of the candidates. Then, the determination unit 333A notifies the selection unit 620 to select the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U and output it to the correction unit 180A when the reliability of the first candidate is the highest.
  • the determination unit 333A notifies the selection unit 620 to select the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U and output it to the correction unit 180A. Furthermore, when the reliability of the third candidate is the highest, the determination unit 333A notifies the selection unit 620 to select the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G and output it to the correction unit 180A.
  • the determination unit 333A compares the reliability of the second candidate and the reliability of the third candidate of the broadband carrier frequency error amount input from the reliability detection unit 332U and the reliability detection unit 332G, respectively. Then, when the reliability of the second candidate is higher, the determination unit 333A selects the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U and notifies the selection unit 620 to output it to the correction unit 180A. On the other hand, when the reliability of the third candidate is higher, the determination unit 333A selects the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G and notifies the selection unit 620 to output it to the correction unit 180A. Good.
  • the selection unit 620 in FIG. 25 selects and selects one of the output signal of the first orthogonal transform unit 153U and the output signal of the second orthogonal transform unit 153G according to the notification from the determination unit 333A in the selection determination unit 312A.
  • the signal is output to the correction unit 180A.
  • the correction unit 180A corrects the shift of the wideband carrier frequency of the output signal (complex baseband signal in the frequency domain) of the selection unit 620 based on the wideband carrier frequency error amount output from the selection unit 334 in the selection determination unit 312A. To implement. Then, the correction unit 180A uses the active carrier arrangement sequence input from the CDS table generation unit 154 to extract only the active carrier from the complex baseband signal in the frequency domain in which the shift of the wideband carrier frequency is corrected. The extracted active carrier is output to the P1 decoding unit 156 in FIG. 4 (descramble unit 191 in FIG. 7). Note that the selection unit 334A in the selection unit 312A supplies the correction unit 180A with the broadband carrier frequency error amount of the signal in the frequency region of the effective symbol period.
  • the signal of the coupling guard interval is a signal of the effective symbol section obtained by f SH partial frequency shift (1 those frequency shift as subcarriers frequency is increased). From this, when the output signal of the orthogonal transform unit 180G is selected by the selection unit 620, the correction unit 180A corrects the shift of the wideband carrier frequency by a value smaller than the supplied wideband carrier frequency error amount. It will be.
  • the present embodiment it is possible to perform the P1 symbol decoding process using the signal having the higher reliability among the signal of the effective symbol period and the signal of the combined guard interval period, and the accuracy of decoding of the P1 symbol Can be improved.
  • the present invention is not limited to the contents described in the above embodiment, and can be implemented in any form for achieving the object of the present invention and the object related thereto or incidental thereto. .
  • the signal in the combined guard interval section is shifted to the high frequency side by one subcarrier with respect to the signal in the effective symbol section.
  • the calculation using the above (Formula 16), the above (Formula 19), and the above (Formula 20) is performed.
  • the present invention is not limited to this, and it is sufficient to consider that it is shifted to the high frequency side by one subcarrier. For example, the following may be used.
  • a frequency shift correction unit is provided before the P1 orthogonal transform unit 153G, and the frequency shift correction unit shifts the frequency of the complex baseband signal in the time domain of the combined guard interval section of the P1 symbol by ⁇ f SH (guard interval).
  • Correction processing related to the implementation of the frequency shift in the reverse direction that cancels out the frequency shift of f SH applied to the signal of the section by the amount of f SH ), and the frequency-shifted complex baseband signal in the time domain is P1 Output to the orthogonal transform unit 153G.
  • a frequency shift correction unit is provided in the subsequent stage of the P1 orthogonal transform unit 153G, and this frequency shift correction unit is provided for the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G (complex baseband signal in the frequency domain of the combined guard interval section of P1 symbols). Correction so that the frequency is lowered by one subcarrier (correction processing for performing a frequency shift in the reverse direction that cancels out the frequency shift by f SH applied to the signal in the guard interval section on the transmission side) The complex baseband signal in the frequency domain corrected so that the frequency is lowered by one subcarrier is output to the P1 wideband fc error detection and correction unit 155G.
  • the P1 orthogonal transform unit 153G performs a correction process of shifting the frequency by ⁇ f SH when performing the orthogonal transform.
  • the complex multiplier 171 performs the operation shown in the following (Equation 21) instead of the above (Equation 16), and the multiplier 212 performs the following (Equation 19) instead of the above (Equation 19).
  • the multiplication unit 272 may perform the calculation shown in the following (Equation 23) instead of the above (Equation 20).
  • the complex multiplier 171 instead of the calculation of the above equation (21) is multiplied by a signal of the complex conjugate of the output signal Y U (n) Y U ( n) * and the output signal Y G (n) You may do it.
  • the frequency shift correction unit described above performs correction processing (only ⁇ f X minutes) for performing a frequency shift in the reverse direction that cancels out frequency shifts by f X performed on the transmission side with respect to the signals in the guard interval section.
  • the processing relating to the implementation of the frequency shift may be performed.
  • the signal in the guard interval section is a frequency shift of the signal in the effective symbol section so that the frequency is lowered by ( ⁇ X) subcarriers.
  • the complex multiplier 171 performs the operation shown in the following (Equation 24) instead of the above (Equation 16), and the multiplier 212 performs the operation shown in the following (Equation 25) instead of the above (Equation 19).
  • the multiplication unit 272 may perform the calculation shown in the following (Equation 26) instead of the above (Equation 20).
  • the signal in the guard interval section is a frequency shift of the signal in the effective symbol section so that the frequency is lowered by ( ⁇ X) subcarriers.
  • the complex multiplier 17 instead of the calculation of the above equation (24), multiplies the output signal Y U signal of the complex conjugate of (n) Y U (n) * and the output signal Y G (n + X) You may do it.
  • the division value (maximum value ⁇ second largest value) obtained by dividing the maximum value of the signal input to each reliability detection unit by the second largest value is trusted.
  • the division value (second largest value ⁇ maximum value) obtained by dividing the second largest value by the maximum value of the signal input to each reliability detection unit may be the reliability, and the smaller the value, the higher the reliability may be.
  • the maximum value of the signal input to each reliability detection unit may be the reliability, and the greater the value, the higher the reliability.
  • the difference between the maximum value of the signal input to each reliability detection unit and the second largest value may be used as the reliability, and the higher the value, the higher the reliability.
  • the first detection process, the second detection process, and the third detection process are performed.
  • the present invention is not limited to this. Only two may be performed.
  • Correction of wideband carrier frequency deviation is performed on a signal selected by selecting one of the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153U and the output signal of the P1 orthogonal transform unit 153G described in the tenth embodiment.
  • the function to be implemented may be applied to the wideband fc error detection correction units 350, 400, 450, 500, 550 described in the fifth to ninth embodiments.
  • one orthogonal transform unit 106 or one P1 orthogonal transform unit 153U, 153G is provided for each orthogonal transform.
  • the present invention is not limited to this. All or some of them may be shared.
  • the narrow band carrier frequency error amount and the wide band carrier frequency error amount detected by each P1 demodulator are output to the fc correction unit 102, and the fc correction unit 102 These are used when correcting.
  • the present invention is not limited to this, and the fc correction unit 102 performs one of the narrowband carrier frequency error amount and the wideband carrier frequency error amount detected by each P1 demodulation unit when correcting the shift of the carrier frequency. May be used alone, or none of them may be used.
  • the narrowband fc error calculation unit 105 and the wideband fc error calculation unit 107 calculate the narrowband carrier frequency error amount and the wideband carrier frequency error amount in the P2 symbol and the data symbol, and the P1 narrowband fc error detection correction unit 152.
  • the method of detecting the narrow-band carrier frequency error amount in the P1 symbol is not particularly limited, and a known method can be applied.
  • the narrowband carrier frequency error amount may be calculated from the phase difference between the pilot signal symbols included in the P2 symbol or the data symbol for the output signal of the orthogonal transform unit 106.
  • an OFDM receiver conforming to the DVB-T2 transmission standard has been described.
  • the present invention is not limited to this.
  • an FEF period in the DVB-T2 transmission standard is used. Since the P1 symbol is inserted at the beginning of the FEF period in the transmission standard, the present invention can also be applied to an OFDM receiver that complies with the transmission standard using the FEF period.
  • the signal of the guard interval is not intended to be limited signal of the effective symbol period to f SH partial frequency shifted signal may be a signal not frequency-shifted signal of the effective symbol section, f SH It may be a frequency shifted signal other than the fractional frequency shift.
  • the signal in the guard interval section is not limited to the signal obtained by frequency-shifting the entire signal in the effective symbol section, but a part of the signal in the effective symbol section is frequency-shifted and the remaining part is frequency-shifted. There may be no signal.
  • the guard interval section is not limited to the one divided into the previous guard interval section and the rear guard interval section, and may consist of only the previous guard interval section or only the rear guard interval section. It may be. Note that the guard interval section may be divided into three or more. For example, the effective symbol section may be divided and the divided section of the guard interval section may be inserted therebetween.
  • the time width of the guard interval section is not limited to the time width of the effective symbol section, and may be different.
  • the FFT size is 1k, but the present invention is not limited to this, and the FFT size may be other than 1k (for example, 2k, 4k, 8k, etc.).
  • the differential demodulation is demodulation corresponding to DBPSK.
  • DBPSK Downlink Physical Broadcasting
  • DQPSK Downlink Physical Signals Keying
  • Demodulation corresponding to modulation may be used.
  • differential demodulation is described as an example. However, demodulation other than differential demodulation may be used.
  • Each component of the receiving device in each of the above embodiments may be realized by an LSI which is an integrated circuit. At this time, each component may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them. Further, although it is referred to as LSI here, it may be referred to as IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation with a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, but may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor capable of reconfiguring connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used. Furthermore, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. Possible applications include biotechnology.
  • At least a part of the operation procedure of the receiving apparatus described in each of the above embodiments is described in the reception program, and for example, a CPU (Central Processing Unit) reads and executes the program stored in the memory.
  • the program may be stored in a recording medium and distributed.
  • a reception device that performs at least a part of the reception processing of the reception device described in each of the above embodiments may be realized.
  • any of the above-described embodiments may be realized by combining any receiving device, receiving method, receiving circuit, or program that performs a part of the receiving process for realizing each of the above-described embodiments.
  • a part of the configuration of the receiving device described in each of the above embodiments is realized by the receiving device or the integrated circuit, and an operation procedure performed by the configuration excluding the part is described in the receiving program. It may be realized by reading out and executing the program stored in.
  • the present invention can be used for an OFDM receiving apparatus that receives an OFDM symbol composed of a signal in an effective symbol period and a signal in a guard interval period based on the signal in the effective symbol period.

Landscapes

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Abstract

　ＯＦＤＭ受信装置Ａは有効シンボル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第１直交変換部Ａ１と、ガードインターバル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第２直交変換部Ａ２と、第１直交変換部Ａ１の出力信号と第２直交変換部Ａ２の出力信号とに基づいてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出部Ａ３と、検出部Ａ３により検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正部と、を備える。

Description

ＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信回路、ＯＦＤＭ受信方法、及びＯＦＤＭ受信プログラム
　本発明は、互いに直交する複数のサブキャリアを多重して送信された信号を受信する技術に関する。
　現在、地上デジタル放送をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａといった様々なデジタル通信において、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が伝送方式として広く採用されている。ＯＦＤＭ方式は、複数の狭帯域デジタル変調信号を互いに直交する複数のサブキャリアを用いて周波数多重して送信する方式であることから、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。
　また、ＯＦＤＭ方式では、１シンボル区間が有効シンボル区間とガードインターバル区間とからなり、シンボル内で周期性を有するように有効シンボル区間の一部の信号がガードインターバル区間に複写して挿入されている。このため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を削減することが可能であり、マルチパス干渉に対しても優れた耐性を有している。
　近年、各国でアナログテレビ放送が停止され、世界的に周波数再編の動きが活発化しており、欧州では、ＤＶＢ－Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　－　Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）によるＳＤ（Ｓｔａｎｄａｒｄ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）放送に加え、ＨＤ（Ｈｉｇｈ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）サービスに対する需要が高まっている。これらのことから、第二世代の欧州地上デジタル放送であるＤＶＢ－Ｔ２の規格化が進められてきた。ＤＶＢ－Ｔ２方式では、図２７に示すような、ＤＶＢ－Ｔ２フレームが用いられ、ＤＶＢ－Ｔ２フレームは、Ｐ１シンボルとＰ２シンボルとデータシンボルとで構成されている。
　まず、Ｐ１シンボルについて説明する。
　Ｐ１シンボルは、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）サイズが１ｋ（＝１０２４）で設定されており、図２８に示すように、有効シンボル区間の前後にガードインターバル区間が設けられている。なお、図２８は、Ｐ１シンボルを時間軸で表したものである。Ｐ１シンボルのガードインターバルは、これまでのＩＳＤＢ－Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｓｅｒｖｉｃｅｓ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　－　Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＤＶＢ－Ｔにおけるガードインターバルと異なる。Ｐ１シンボルでは、有効シンボル区間より手前のガードインターバル区間（以下、「前ガードインターバル区間」と言う。）には、有効シンボル区間内の前半の５９μｓ分の信号が複写して挿入され、有効シンボル区間より後ろのガードインターバル区間（以下、「後ガードインターバル区間」と言う。）には、有効シンボル区間内の後半の５３μｓ分の信号が複写して挿入される。さらに、複写して挿入する際には、複写元の信号を所定のｆＳＨ分だけ周波数シフトさせてガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、又は、後ガードインターバル区間）に挿入する。ここで、ｆＳＨは、Ｐ１シンボルの１サブキャリア間隔に相当する。つまり、前ガードインターバル区間の信号及び後ガードインターバル区間の信号は、有効シンボル区間の信号よりＰ１シンボルの１サブキャリア分周波数が高くなっている。なお、Ｐ１シンボルでは、図２８に示すように、有効シンボル全体がガードインターバルに利用されている。
　また、Ｐ１シンボルは、図２９に示すように、ＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリア（Ｕｎｕｓｅｄキャリア）とで構成されている。なお、図２９は、Ｐ１シンボルを周波数軸で表したものである。
　Ｐ１シンボルには、Ｐ２シンボルやデータシンボルの送信フォーマットがＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ－Ｓｉｎｇｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）であるかＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ－Ｉｎｐｕｔ－Ｓｉｎｇｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）であるかに関する情報（以下、「ＭＩＳＯ／ＳＩＳＯ情報」と言う。）、Ｐ２シンボルやデータシンボルのＦＦＴサイズが何であるかに関する情報（以下、「ＦＦＴサイズ情報」と言う。）、ＦＥＦ（Ｆｕｔｕｒｅ　Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ　Ｆｒａｍｅｓ）が含まれるか否かに関する情報（以下、「ＦＥＦ有無情報」と言う。）、等の情報（以下、「Ｐ１送信情報」と言う。）が含まれる。ここで、ＦＥＦとは、将来のＤＶＢ－Ｔ２とは異なるサービス伝送のための期間であり、ＤＶＢ－Ｔ２フレームとＤＶＢ－Ｔ２フレームとの間に挿入され、ＦＥＦフレームの先頭にもＰ１シンボルが存在する。
　以下、Ｐ１シンボルの生成について説明する。
　図３０は、Ｐ１シンボルを生成するＰ１生成部１０００の構成図である。Ｐ１シンボル生成部１０００は、系列変換部１００１と、差動変調部１００２と、スクランブル部１００３と、ＣＤＳテーブル生成部１００４と、パディング部１００５と、ＩＦＦＴ部１００６と、ＧＩ付加部１００７とを備える。
　上述したように、Ｐ１シンボルによってＰ１送信情報が送信される。これらの情報は、３ビットのＳ１信号と４ビットのＳ２信号として表される。系列変換部１００１に３ビットのＳ１信号と４ビットのＳ２信号とが入力される。系列変換部１００１は、例えば、図３１に示す変換テーブルを保持し、変換テーブルを用いて３ビットのＳ１信号を下記の（数１）で表される６４ビットの系列ＣＳＳＳ１に変換し、４ビットのＳ２信号を下記の（数２）で表される２５６ビットの系列ＣＳＳＳ２に変換する。但し、図３１中の「値」が系列変換部１００１に入力される値、「系列（１６進表示）　ＣＳＳＳ１及びＣＳＳＳ２」が変換後の系列（系列変換部１００１から出力される系列）を表す。なお、図３１では、便宜上、変換後の系列ＣＳＳＳ１，ＣＳＳＳ２は１６進数で表示されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　そして、系列変換部１００１は、（数１）で表される系列ＣＳＳＳ１と（数２）で表される系列ＣＳＳＳ２とを用いて、下記の（数３）に示す計３８４ビットの信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱを構成し、信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱを差動変調部１００２へ出力する。なお、信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱには同一内容のＳ１信号が２つ含まれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　差動変調部１００２は、系列変換部１００１から入力された信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱに対して、下記の（数４）に示す差動変調を実施し、差動変調された信号系列ＭＳＳ＿ＤＩＦＦをスクランブル部１００３へ出力する。但し、差動変調部１００２が実施する差動変調はＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　具体的には、差動変調部１００２は、下記の（数５）に示すように基準信号ＭＳＳ＿ＤＩＦＦ－１を１として、系列変換部１００１から入力された信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱを構成する信号ＭＳＳ＿ＳＥＱｉ（ｉ＝０，１，・・・，３８３）に対して下記の（数６）を基に差動変調を実施し、差動変調された信号ＭＳＳ＿ＤＩＦＦｉをスクランブル部１００３へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
　スクランブル部１００３は、差動変調部１００２からの差動変調された信号系列ＭＳＳ＿ＤＩＦＦに対し、下記の（数７）に示すスクランブルを実施し、スクランブルされた信号系列ＭＳＳ＿ＳＣＲをパディング部１００５へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
  
　具体的には、スクランブル部１００３は、疑似ランダムバイナリシーケンス（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＰＲＢＳ）に基づく信号ＰＲＢＳｉ（ｉ＝０，１，・・・，３８３）を用いて、差動変調された信号ＭＳＳ＿ＤＩＦＦｉに対し、下記の（数８）に示すスクランブルを実施し、スクランブルされた信号ＭＳＳ＿ＳＣＲｉをパディング部１００５へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
  
　ＣＤＳテーブル生成部１００４は、図３２に示す、Ｐ１シンボルにおけるＡｃｔｉｖｅキャリアの位置ｋ（ｉ）（ｉ＝０，１，・・・，３８３）を示すＣＤＳ（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）テーブルを生成する。なお、図３２に示す通り、１つのＰ１シンボルでは、同一内容のＳ１信号が周波数領域の高い部分と低い部分との２箇所で送信され、Ｓ２信号が周波数領域の中央部分で送信される。
　パディング部１００５は、ＣＤＳテーブル生成部１００４のＣＤＳテーブル（図３２参照）で示されるサブキャリア位置ｋ（ｉ）のサブキャリアをＡｃｔｉｖｅキャリアとし、サブキャリア位置ｋ（ｉ）のサブキャリアに対してスクランブルされた信号ＭＳＳ＿ＳＣＲｉをマッピングしてＩＦＦＴ部１００６へ出力する。また、パディング部１００５は、図３２に列挙されていないサブキャリア位置のサブキャリアはＮｕｌｌキャリアとして、ＩＦＦＴ部１００６へ出力する。
　ＩＦＦＴ部１００６は、パディング部１００５の出力信号に対して、ＦＦＴサイズ１ｋでＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を実施し、ＩＦＦＴの結果（図２８の有効シンボル区間の時間領域の信号）をＧＩ付加部１００７へ出力する。
　ＧＩ付加部１００７は、ＩＦＦＴ部１００６から入力された有効シンボル区間の信号を用いて、前ガードインターバル区間に有効シンボル区間内の前部分の信号をｆＳＨ分だけ周波数シフトした上で挿入し、後ガードインターバル区間に有効シンボル区間内の後ろ部分の信号をｆＳＨ分だけ周波数シフトした上で挿入する（図２８参照）。このようにして、Ｐ１シンボルが生成される。
　続いて、Ｐ２シンボルとデータシンボルについて説明する。
　Ｐ２シンボルとデータシンボルには、共通のＦＦＴサイズ及びガードインターバル比（有効シンボル区間の時間幅に対するガードインターバル区間の時間幅の比）が用いられる。但し、Ｐ２シンボル及びデータシンボルにおけるガードインターバル区間は、ＤＶＢ－ＴやＩＳＤＢ－Ｔと同じく、有効シンボル区間より手前に設けられている。有効シンボル区間の手前に設けられたガードインターバル区間には、有効シンボル区間内の後ろ部分の信号が複写されて挿入される。
　ＤＶＢ－Ｔ２で用いられるＦＦＴサイズとガードインターバル比との組合せ、及びそれらの組合せで設定可能なパイロットパターンを図３３に示す。パイロットパターンとして、ＰＰ１からＰＰ８までの８種類がある。図３３において、「ＮＡ」という記載は、規格上設定不可のＦＦＴサイズとガードインターバル比との組合せを示している。
　Ｐ２シンボルでは、等間隔のパイロット（以下、「Ｐ２パイロット」と言う）が挿入されている。ＦＦＴサイズが３２ｋで、ＳＩＳＯモードである場合には、６サブキャリア毎にＰ２パイロットが存在し、それ以外では３サブキャリア毎にＰ２パイロットが存在する。
　Ｐ２シンボルには、データシンボルのパイロットパターンが何であるかに関する情報（以下、「パイロットパターン情報」と言う。）、キャリア拡張モードがＥｘｔｅｎｄｅｄモードかＮｏｒｍａｌモードかに関する情報（以下、「伝送モード情報」と言う。）、フレーム当たりのシンボル数、変調方法、前方誤り訂正（Ｆｏｒｗａｒｄ　Ｅｒｒｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ＦＥＣ）符号の符号化率等、受信のために必要なあらゆる送信パラメータ情報（以下、「Ｐ２送信情報」と言う。）が含まれている。なお、Ｐ２シンボルのシンボル数は、Ｐ２シンボルのＦＦＴサイズによって、図３４に示すように設定される。
　以上のようなＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットにおけるＰ１シンボルの復調技術として、非特許文献１に開示されている手法がある。
　Ｐ１シンボルの復調を実施するＰ１復調部２０００の構成を図３５に示す。Ｐ１復調部２０００は、Ｐ１位置検出部２００１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２と、ＦＦＴ部２００３と、ＣＤＳテーブル生成部２００４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５と、Ｐ１デコード部２００６とを備える。
　Ｐ１位置検出部２００１は、入力信号を用いて、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号とＰ１シンボルの有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していく。そして、Ｐ１位置検出部２００１は、算出した相関値をガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の時間幅で区間積分していき、区間積分値のピークを検出することによって入力信号でのＰ１シンボルの位置を検出する。
　但し、相関の算出処理は、送信側で付加されたｆＳＨ分の周波数シフトを考慮して行われる。また、所定の部分とは、前ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の前部分であり、後ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の後ろ部分である（図２８参照）。なお、後述するＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２による相関の算出処理においても同様である。
　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２は、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号とＰ１シンボルの有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していき、その相関からＰ１シンボルのサブキャリア間隔以下の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を検出する。そして、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの狭帯域キャリア周波数のずれを補正し、狭帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルをＦＦＴ部２００３へ出力する。
　ＦＦＴ部２００３は、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の時間領域の信号をＦＦＴサイズ１ｋでＦＦＴし、ＦＦＴの結果（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の周波数領域の信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５へ出力する。
　ＣＤＳテーブル生成部２００４は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの位置を示す系列（以下、「Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列」と言う。）を生成し、生成したＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５へ出力する。ここで、Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列は、図３２に示すＡｃｔｉｖｅキャリアの位置を「１」とし、それ以外のＮｕｌｌキャリアの位置を「０」とした系列である。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５は、ＣＤＳテーブル生成部２００４から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を用いて、ＦＦＴ部２００３の出力信号でのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出する。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５は、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの広帯域キャリア周波数のずれを補正する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５は、広帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルからＡｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出してＰ１デコード部２００６へ出力する。
　ここで、Ｐ１シンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の検出について説明する。Ｐ１シンボルを構成するサブキャリアには、上述したように、ＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリアとが存在する。これを利用し、各サブキャリアのパワーを演算し、その演算結果を１サブキャリアずつシフトしながら、演算結果と既知のＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列（ＣＤＳテーブル生成部２００４からの入力）との相関（配置相関）を算出する。
　ＡｃｔｉｖｅキャリアにはＤＢＰＳＫされた信号がマッピングされているため、広帯域キャリア周波数誤差量が０となるシフト量での配置相関値は、全てのＡｃｔｉｖｅキャリアのパワーの総和となり、Ｎｕｌｌキャリアを含んでしまう他のシフト量での相関値に比べて大きな値になる。このことから、最大となる相関値を得るシフト量が広帯域キャリア周波数誤差量となり、広帯域キャリア周波数誤差量の検出が可能である。ここで、シフト量は、入力信号に広帯域キャリア周波数誤差がない場合のシフト量を基準（シフト量「０」）とする（以下において、同様）。
　図３５のＰ１デコード部２００６は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５から入力されたＰ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリアを基にＰ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１送信情報を取り出す。
　ここで、Ｐ１デコード部２００６について図３６を参照して説明する。図３６は図３５のＰ１デコード部２００６の構成図である。Ｐ１デコード部２００６は、デスクランブル部２１０１と、差動復調部２１０２と、パターンマッチング部２１０３とを備える。なお、ここでは、Ｐ１シンボルの低い周波数領域のＳ１信号のみを用いてＰ１シンボルのデコード処理を実施するものとする。
　デスクランブル部２１０１には、図３５のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５からＡｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔが入力される。デスクランブル部２１０１は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔに対して、下記の（数９）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号系列ＤＥＳＣＲを差動復調部２１０２へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
  
　具体的には、デスクランブル部２１０１は、送信側で乗算された、ＰＲＢＳに基づく信号ＰＲＢＳｉ（ｉ＝０，１，２，・・・，３１９）を用いて、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号Ａｃｔｉに対して、下記の（数１０）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号ＤＥＳＣＲｉを差動復調部２１０２へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
  
　差動復調部２１０２には、デスクランブル部２１０１から信号ＤＥＳＣＲｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）が入力される。差動復調部２１０２は、信号ＤＥＳＣＲｉ（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、１Ａｃｔｉｖｅキャリアずらした信号ＤＥＳＣＲｉ－１の共役複素の信号ＤＥＳＣＲ＊ ｉ－１との複素乗算を実施することで差動検波を実施する。なお、上付きの添え字「＊」は共役複素を表す（以下において、同様）。そして、差動復調部２１０２は、差動検波の結果の実軸の極性から、信号ＤＥＳＣＲｉ・ＤＥＳＣＲ＊ ｉ－１の復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤｉをパターンマッチング部２１０３へ出力する。この差動復調部２１０２の処理は、下記の（数１１）で表され、差動復調部２１０２が実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
  
　但し、差動復調部２１０２は、ｉ＝０は基準であるため、信号ＤＥＳＣＲ０の実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ０をパターンマッチング部２１０３へ出力する。
　パターンマッチング部２１０３は、差動復調部２１０２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ０，ＤＥＭＯＤ１，・・・，ＤＥＭＯＤ３１９を、下記の（数１２）及び（数１３）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
  
　そして、パターンマッチング部２１０３は、図３１に示した系列ＣＳＳＳ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）のうちどれが一番確からしいかを求めるために、また、図３１に示した系列ＣＳＳＳ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）のうちどれが一番確からしいかを求めるために、次の処理を行う。ここでは、インデックスｋは、図３１に示した８個の系列ＣＳＳＳ１を区別するために、また、図３１に示した１６個の系列ＣＳＳＳ２を区別するために、用いている（以下において、同様）。
　パターンマッチング部２１０３は、下記の（数１４）に示すように、図３１の各系列ＣＳＳＳ１，ｋと系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ１との相関ＣＯＲＲＳ１，ｋを求め、下記の（数１５）に示すように、図３１の各系列ＣＳＳＳ２，ｋと系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ２との相関ＣＯＲＲＳ２，ｋを求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
  
　そして、パターンマッチング部２１０３は、上記の（数１４）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳＳ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３１参照）を送信されたＳ１信号と推定する。また、パターンマッチング部２１０３は、上記の（数１５）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳＳ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３１参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部２１０３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得する。
Ｄｒａｆｔ　ＥＴＳＩ　ＴＲ　１０２　８３１　ｖ０．１０．０４　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ（ＤＶＢ）；Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ　ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ　ｆｏｒ　ａ　ｓｅｃｏｎｄ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍ（ＤＶＢ－Ｔ２）
　しかしながら、Ｐ１シンボルは、上述したように、ＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリアとで構成されており（図２９参照）、図３７に示すように、ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号を１サブキャリア（上記のｆＳＨ相当量）分周波数が高くなるように周波数シフトしたものであることから、ノイズやマルチパス干渉環境下において、以下の課題を有する。なお、図３７において、周波数軸の下に記載した値は、サブキャリア番号であり、周波数の値そのものではない。
　マルチパス干渉が存在した場合の受信信号の模式図を図３８に示す。ここでは、１波目を主波、２波目を遅延波として扱う。１波目（主波）の有効シンボル区間の信号（主波の有効シンボル区間の信号）に対して、図３８に示すように、ＦＦＴを実施した場合のサブキャリアの分布図を図３９に示す。
　マルチパス干渉が存在すると、ＦＦＴ実施区間には、ＦＦＴ実施対象のＰ１シンボルの主波の有効シンボル区間の信号成分に加え、当該ＦＦＴ実施対象のＰ１シンボルの遅延波の前ガードインターバル区間の信号成分が含まれる。また、遅延波の遅延量によっては（遅延量が前ガードインターバル区間の時間幅を超える場合）、図３８に示すように、ＦＦＴ実施区間には、ＦＦＴ実施対象のＰ１シンボルの主波の有効シンボル区間の信号成分に加え、当該ＦＦＴ実施対象のＰ１シンボルの遅延波の前ガードインターバル区間の信号成分及び１つ前のＯＦＤＭシンボル（例えば、データシンボル）の信号成分が含まれる。
　前ガードインターバル区間及び後ガードインターバル区間の夫々の信号は有効シンボル区間の一部の信号を１サブキャリア分周波数が高くなるように周波数シフトしたものである。このことから、遅延波が存在する場合、前ガードインターバル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアの信号成分は、図３９に示すように、有効シンボル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアの信号成分に対して、１サブキャリア分周波数が高い位置に現れる。また、他のＯＦＤＭシンボル（例えば、データシンボル）の信号成分は、図３９に図示していないが、全サブキャリアに現れる。
　このため、Ｎｕｌｌキャリアの信号成分の電力が大きくなり、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５による配置相関演算において、正しいサブキャリア位置での配置相関値に比べ、他のサブキャリア位置での配置相関値が小さくならずに、逆に大きくなってしまうことがある。この場合には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５は広帯域キャリア周波数誤差量の推定を誤ってしまう。なお、先行波が存在する場合も同様に先行波に起因して広帯域キャリア周波数誤差量の推定を誤ってしまう。
　また、ノイズ環境下においても、全サブキャリアにノイズ成分が現れてしまい、Ｎｕｌｌキャリアの信号成分の電力が大きくなり、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５は広帯域キャリア周波数誤差量の推定を誤ってしまうことがある。
　広帯域キャリア周波数誤差量の推定を誤ると、誤ったサブキャリアを用いた差動復調が実施されてしまい、正しくＰ１送信情報を得ることができず、安定して受信ができなくなってしまうという問題がある。
　なお、上記では、ＤＶＢ－Ｔ２フレームのＰ１シンボルを対象とし、マルチパス干渉環境下やノイズ環境下での広帯域キャリア周波数誤差量の誤推定を課題として説明したが、これに限らず、広帯域キャリア周波数の誤推定は受信信号の受信性能の劣化につながり、受信側において大きな問題である。
　そこで、本発明は、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の推定精度の向上を図ることができるＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信回路、ＯＦＤＭ受信方法、及びＯＦＤＭ受信プログラムを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために本発明のＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第１直交変換部と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第２直交変換部と、前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出部と、前記検出部により検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正部と、を備える。
　上記のＯＦＤＭ受信装置によれば、有効シンボル区間の信号と当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号との２つの信号を用いてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行っているため、マルチパス干渉環境下やノイズの厳しい環境下においても、ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の誤推定を低減でき、受信性能の向上が図られる。
本発明の一例のＯＦＤＭ受信装置Ａの構成図。 第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１の構成図。 図２の復調部３０の構成図。 図３のＰ１復調部１０３の構成図。 図４のＰ１直交変換部１５３Ｕ及びＰ１直交変換部１５３Ｇが直交変換を実施するＰ１シンボルの信号部分を説明するための模式図。 図４のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５の構成図。 図４のＰ１デコード部１５６の構成図。 遅延波が存在する場合のＰ１シンボルの時間軸での模式図。 遅延波が存在する場合のＰ１シンボルの周波数軸での模式図。 遅延波が存在する場合のＰ１シンボルの周波数軸での模式図。 第２の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００の構成図。 第３の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２５０の構成図。 第４の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３００の構成図。 図１３の選択決定部３１２の構成図。 第５の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０の構成図。 図１５の選択決定部３７１の構成図。 第６の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４００の構成図。 図１７の選択決定部４１３の構成図。 第７の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４５０の構成図。 図１９の選択決定部４７１の構成図。 第８の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５００の構成図。 図２１の選択決定部５１２の構成図。 第９の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５５０の構成図。 図２３の選択決定部５７２の構成図。 第１０の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部６００の構成図。 図２５の選択決定部３１２Ａの構成図。 ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格のフレーム構造を表す模式図。 Ｐ１シンボルの時間軸の送信フォーマットを表す模式図。 Ｐ１シンボルの周波数軸の送信フォーマットを表す模式図。 Ｐ１シンボルを生成するＰ１生成部１０００の構成図。 Ｓ１信号及びＳ２信号の値に対する変換系列を表す図。 Ｐ１シンボルにおけるＡｃｔｉｖｅキャリア位置を表す図。 ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格で許容されるＦＦＴサイズとガードインターバル比とパイロットパターンの組合せを示す図。 ＦＦＴサイズに対する１フレーム当たりのＰ２シンボルのシンボル数を示す図。 従来のＰ１復調部２０００の構成図。 図３５のＰ１デコード部２００６の構成図。 Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号の周波数位置とＰ１シンボルのガードインターバル区間の信号の周波数位置とを比較するための模式図。 遅延波が存在する場合のＰ１シンボルの時間軸での模式図。 遅延波が存在する場合のＰ１シンボルの周波数軸での模式図。
　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第１直交変換部と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第２直交変換部と、前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出部と、前記検出部により検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正部と、を備える。
　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信回路は、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第１直交変換回路と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第２直交変換回路と、前記第１直交変換回路の出力信号と前記第２直交変換回路の出力信号とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出回路と、前記検出回路により検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正回路と、を備える。
　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信方法は、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、前記第１直交変換ステップでの直交変換の結果と前記第２直交変換ステップでの直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出ステップと、前記検出ステップで検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正ステップと、を備える。
　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信プログラムは、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、前記第１直交変換ステップでの直交変換の結果と前記第２直交変換ステップでの直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出ステップと、前記検出ステップで検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正ステップと、を実行させる。
　上記のＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信回路、ＯＦＤＭ受信方法、及びＯＦＤＭ受信プログラムの夫々によれば、有効シンボル区間の信号と当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号との２つの信号を用いてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行っているため、マルチパス干渉環境下やノイズの厳しい環境下においても、ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の誤推定を低減でき、受信性能の向上が図られる。
　ここで、第１のＯＦＤＭ受信装置の一構成例を図１に示す。図１のＯＦＤＭ受信装置Ａは、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信する。第１直交変換部Ａ１は、第１のＯＦＤＭ受信装置の第１直交変換部に当たり、有効シンボル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する。また、第２直交変換部Ａ２は、第１のＯＦＤＭ受信装置の第２直交変換部に当たり、ガードインターバル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する。更に、検出部Ａ３は、第１のＯＦＤＭ受信装置の検出部に当たり、第１直交変換部Ａ１の出力信号と第２直交変換部Ａ２の出力信号とに基づいてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する。更に、補正部Ａ４は、第１のＯＦＤＭ受信装置の補正部に当たり、検出部Ａ３により検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する。
　本発明の一態様である第２のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号は、前記有効シンボル区間の信号を周波数シフトしたものである。
　これによれば、ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号を周波数シフトしたものであるため、同じ信号が異なる２つの周波数で送信され（異なる２つの伝送路特性で送信され）、両方の信号を用いてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の検出が実施されている。このため、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下において広帯域キャリア周波数誤差量の誤検出を低減でき、安定した受信が可能になる。
　本発明の一態様である第３のＯＦＤＭ受信装置は、第２のＯＦＤＭ受信装置において、前記第２直交変換部の入力信号又は前記第２直交変換部の出力信号に対して前記周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を前記第２直交変換部の前段又は後段において実施し、補正処理の結果を出力する周波数シフト補正部を更に備え、前記検出部は、前記広帯域キャリア周波数のずれの補正を、前記第１直交変換部の出力信号と、前記周波数シフト補正部の出力信号を直交変換して得られた前記第２直交変換部の出力信号又は前記周波数シフト補正部の出力信号と、に基づいて行う。
　これによれば、ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号を周波数シフトしたものであることを考慮した広帯域キャリア周波数誤差量の検出処理を実施でき、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下において広帯域キャリア周波数誤差量の誤検出を低減でき、安定した受信が可能になる。
　本発明の一態様である第４のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルであり、前記ガードインターバル区間は、前記有効シンボル区間より手前の前ガードインターバル区間と、前記有効シンボル区間より後ろの後ガードインターバル区間とからなり、前記第２直交変換部は、前記直交変換を、前記前ガードインターバル区間の信号と前記後ガードインターバル区間の信号とを結合した信号を用いて行う。
　これによれば、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の誤検出を低減することができる。
　本発明の一態様である第５のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアは、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとで構成されており、前記複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの各々が配置されるサブキャリア位置は、所定の配置パターンによって規定されており、前記検出部は、前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号とに基づく信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて、前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する。
　これによれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号との２つの信号を用いてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行っているため、マルチパス干渉環境下やノイズの厳しい環境下においても、ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の誤推定を低減でき、受信性能の向上が図られる。
　本発明の一態様である第６のＯＦＤＭ受信装置は、第５のＯＦＤＭ受信装置において、前記検出部は、前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号との複素乗算をサブキャリア毎に実施する複素乗算部と、連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの複素乗算値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施して加算処理の結果を出力する加算処理部と、前記加算処理部の各出力信号の電力を算出し、算出結果を出力する電力算出部と、前記電力算出部の各出力信号の中から最大値を検出することによって前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する最大値検出部と、を備える。
　本発明の一態様である第７のＯＦＤＭ受信装置は、第５のＯＦＤＭ受信装置において、前記検出部は、前記第１直交変換部の出力信号の電力をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第１電力算出部と、前記第２直交変換部の出力信号の電力をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第２電力算出部と、前記第１電力算出部の出力信号と前記第２電力算出部の出力信号との乗算をサブキャリア毎に実施する乗算部と、連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの乗算値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施して加算処理の結果を出力する加算処理部と、前記加算処理部の各出力信号の中から最大値を検出することによって前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する最大値検出部と、を備える。
　本発明の一態様である第８のＯＦＤＭ受信装置は、第５のＯＦＤＭ受信装置において、前記検出部は、前記第１直交変換部の出力信号の振幅をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第１振幅算出部と、前記第２直交変換部の出力信号の振幅をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第２振幅算出部と、前記第１振幅算出部の出力信号と前記第２振幅算出部の出力信号との乗算をサブキャリア毎に実施する乗算部と、連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの乗算値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施して加算処理の結果を出力する加算処理部と、前記加算処理部の各出力信号の中から最大値を検出することによって前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する最大値検出部と、を備える。
　これらによれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号との２つの信号を用いてＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行う構成を提供することができる。
　本発明の一態様である第９のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアは、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとで構成されており、前記複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの各々が配置されるサブキャリア位置は、所定の配置パターンによって規定されており、前記検出部は、前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、前記第１候補の信頼度を検出する第１検出処理、前記第１直交変換部の出力信号及び前記第２直交変換部の出力信号のうちの前記第１直交変換部の出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、前記第２候補の信頼度を検出する第２検出処理、及び、前記第１直交変換部の出力信号及び前記第２直交変換部の出力信号のうちの前記第２直交変換部の出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、前記第３候補の信頼度を検出する第３検出処理、の少なくとも２つを実施し、信頼度が最も高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を前記補正部が用いる前記広帯域キャリア周波数誤差量として選択する。
　これによれば、使用する信号の組合せが異なる複数種類の広帯域キャリア周波数誤差量の検出処理を実施しているため、補正部が用いる広帯域キャリア周波数誤差量の検出精度の向上を図ることができる。
　本発明の一態様である第１０のＯＦＤＭ受信装置は、第９のＯＦＤＭ受信装置において、前記検出部は、前記第１検出処理を、前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号とに基づく第１信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該第１信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて前記広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補及び前記第１候補の信頼度を検出することによって実施し、前記第２検出処理を、前記第１直交変換部の出力信号に基づく第２信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該第２信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて前記広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及び前記第２候補の信頼度を検出することによって実施し、前記第３検出処理を、前記第２直交変換部の出力信号に基づく第３信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該第３信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて前記広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及び前記第３候補の信頼度を検出することによって実施する。
　これによれば、使用する信号の組合せが異なる複数種類の広帯域キャリア周波数誤差量の検出処理を実施しているため、補正部が用いる広帯域キャリア周波数誤差量の検出精度の向上を図ることができる。
　本発明の一態様である第１１のＯＦＤＭ受信装置は、第１０のＯＦＤＭ受信装置において、前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値を２番目に大きい値で除算した値であって値が大きい程信頼度が高い、又は、前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値で２番目に大きい値を除算した値であって値が小さい程信頼度が高い。
　本発明の一態様である第１２のＯＦＤＭ受信装置は、第１０のＯＦＤＭ受信装置において、前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値であって値が大きい程信頼度が高い。
　本発明の一態様である第１３のＯＦＤＭ受信装置は、第１０のＯＦＤＭ受信装置において、前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値と２番目に大きい値との差であって値が大きい程信頼度が高い。
　これらによれば、信頼度の具体例を提供することができる。
　本発明の一態様である第１４のＯＦＤＭ受信装置は、第１０のＯＦＤＭ受信装置において、検出された前記各候補の信頼度に基づいて、前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号の一方を選択し、選択した信号を前記補正部へ出力する選択部を更に備え、前記補正部は、前記選択部から入力された信号に対して前記広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する。
　これによれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号のうちで信頼度の高い方の信号に対して広帯域キャリア周波数のずれの補正が実施されるため、受信性能の向上が図られる。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。
　≪第１の実施の形態≫
　以下、本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１について、図面を参照しつつ説明する。但し、第１の実施の形態及び後述する各実施の形態では、第二世代の欧州地上デジタル放送規格であるＤＶＢ－Ｔ２方式に準拠したデジタル放送の受像機として動作するＯＦＤＭ受信装置を例に挙げて説明を行う。なお、ＯＦＤＭ受信装置１が受信する受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットに則ったＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号である。
　図２は、第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１の構成図である。ＯＦＤＭ受信装置１は、アンテナ１０と、チューナ２０と、復調部３０と、デコード部４０と、表示部５０とを備える。
　アンテナ１０は、不図示の放送局から発せられた放送波を受信し、受信した放送波をチューナ２０へ出力する。チューナ２０は、アンテナ１０から入力された複数の放送波の中から所望の受信チャンネルの受信信号を選択し、選択した受信信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯に変換し、ＩＦ帯の受信信号を復調部３０へ出力する。復調部３０は、後に詳述するように、チューナ２０から入力された受信信号を復調し、復調の結果得られた信号をデコード部４０へ出力する。
　デコード部４０は、復調部３０から入力された信号、例えばＨ．２６４等で圧縮された信号を映像信号や音声信号にデコードし、デコードした映像信号や音声信号を表示部５０へ出力する。表示部５０は、デコード部４０から入力された映像信号に基づいて映像表示を行い、デコード部４０から入力された音声信号に基づいて音声出力を行う。
　以下、図２の復調部３０について図３を参照しつつ説明する。図３は図２の復調部３０の構成図である。復調部３０は、Ａ／Ｄ変換部６０と、復調中核部７０と、制御情報収集部８０とを備える。
　Ａ／Ｄ変換部６０には、図２のチューナ２０からＩＦ帯の受信信号が入力される。Ａ／Ｄ変換部６０は、チューナ２０から入力された受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換された受信信号（以下、「デジタル受信信号」と言う。）を復調中核部７０内の後述する直交復調部１０１へ出力する。
　復調中核部７０は、直交復調部１０１と、ｆｃ補正部１０２と、Ｐ１復調部１０３と、ＧＩ判定部１０４と、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５と、直交変換部１０６と、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７と、伝送路特性推定部１０８と、等化部１０９と、誤り訂正部１１０とを備える。復調中核部７０内の各部は、必要に応じて制御情報収集部８０によって収集された制御情報を用いて動作する。
　直交復調部１０１は、Ａ／Ｄ変換部６０から入力されたＩＦ帯のデジタル受信信号を固定周波数により直交復調し、直交復調の結果得られた複素ベースバンド信号（同相成分と直交成分とからなる信号）をｆｃ補正部１０２へ出力する。
　ｆｃ補正部１０２は、これまでに、Ｐ１復調部１０３によって検出された狭帯域キャリア周波数誤差量（後述）及び広帯域キャリア周波数誤差量（後述）、これまでに狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５によって算出された狭帯域キャリア周波数誤差量（後述）、及び、これまでに広帯域ｆｃ誤差算出部１０７によって算出された広帯域キャリア周波数誤差量（後述）に基づいて、補正キャリア周波数を発生する。ｆｃ補正部１０２は、補正キャリア周波数を基に、直交復調部１０１から入力された複素ベースバンド信号のキャリア周波数のずれを補正し、キャリア周波数のずれが補正された複素ベースバンド信号をＰ１復調部１０３、ＧＩ判定部１０４、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５、及び直交変換部１０６へ出力する。
　なお、直交復調部１０１で固定周波数を用いた直交復調を行い、ｆｃ補正部１０２でキャリア周波数のずれを補正するようにしているが、これに限定されるものではなく、例えば次のようなものであってもよい。キャリア周波数のずれの補正を同時に行う直交復調部は、固定周波数と検出されたキャリア周波数の誤差量とを足し合わせた周波数を用いた直交復調を行い、キャリア周波数のずれが補正された複素ベースバンド信号を得るようにしてもよい。
　Ｐ１復調部１０３にはｆｃ補正部１０２からキャリ周波数のずれが補正された複素ベースバンド信号が入力される。Ｐ１復調部１０３は、入力された複素ベースバンド信号から、ＤＶＢ－Ｔ２フレームに含まれるＰ１シンボルを検出する。Ｐ１復調部１０３は、Ｐ１シンボルから、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔以内の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）及びＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、それらを基にＰ１シンボルのキャリア周波数のずれを補正する。そして、Ｐ１復調部１０３は、キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１シンボルで送信されたＰ１送信情報（ＦＦＴサイズ情報、ＭＩＳＯ／ＳＩＳＯ情報、ＦＥＦ有無情報など）を制御情報として制御情報収集部８０へ出力する。また、Ｐ１復調部１０３は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する。なお、Ｐ１復調部１０３の詳細については図４等を参照して後述する。
　ＧＩ判定部１０４は、Ｐ１シンボルで送信されたＰ２シンボルやデータシンボルのＦＦＴサイズが何であるかに関する情報（ＦＦＴサイズ情報）を制御情報収集部８０から受け取る。ＧＩ判定部１０４は、ＤＶＢ－Ｔ２で規定されている各ガードインターバル比で、受け取ったＦＦＴサイズを基に、ｆｃ補正部１０２から入力されたＰ２シンボル又はデータシンボルにおけるガードインターバル区間の信号と有効シンボル区間の後ろ部分の信号との相関（ガード相関）を算出する。ＧＩ判定部１０４は、ガード相関の算出結果を基に、実際の送信に用いられている、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのガードインターバル比を推定し、推定したガードインターバル比を制御情報として制御情報収集部８０へ出力する。
　なお、ＧＩ判定部１０４におけるガード相関の算出対象を、ＤＶＢ－Ｔ２で規定されているガードインターバル比の全てとする代わりに、例えば、ＦＦＴサイズを基に特定できる実際の送信に用いられる可能性があるガードインターバル比（図３３参照）のみとしてもよく、ＦＦＴサイズ及びＭＩＳＯかＳＩＳＯかを基に特定できる実際の送信に用いられる可能性があるガードインターバル比（図３３参照）のみとしてもよい。
　狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５は、制御情報収集部８０からＰ２シンボル及びデータシンボルのＦＦＴサイズやそれらのガードインターバル比を受け取る。そして、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５は、ＦＦＴサイズとガードインターバル比とを用いて、ｆｃ補正部１０２から入力されたＰ２シンボル及びデータシンボルにおけるガードインターバル区間の信号と有効シンボル区間の後ろ部分の信号との相関（ガード相関）を算出する。そして、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５は、算出したガード相関に基づいて、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのサブキャリア間隔以内の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を算出し、算出した狭帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する。
　直交変換部１０６は、ｆｃ補正部１０２から入力されたＰ２シンボル及びデータシンボルの有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）を直交変換し、直交変換の結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）を、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７、伝送路特性推定部１０８及び等化部１０９へ出力する。なお、直交変換部１０６は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。
　ここでは、一例として、直交変換部１０６は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換にＦＦＴを用いるものとする。直交変換部１０６は、Ｐ２シンボル及びデータシンボルの有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）に対してＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）を広帯域ｆｃ誤差算出部１０７、伝送路特性推定部１０８、及び等化部１０９へ出力する。なお、直交変換部１０６の処理はこれに限定されるものではない。
　広帯域ｆｃ誤差算出部１０７は、直交変換部１０６から入力された周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ２シンボル及びデータシンボルに関する信号）を用いて、それに含まれるパイロット信号の配置系列の相関を算出する。そして、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７は、相関の算出結果を利用して、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を算出し、算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する。
　なお、復調部３０を、例えば、次のような構成に変更してもよい。直交変換部１０６と伝送路特性推定部１０８及び等化部１０９との間に広帯域ｆｃ補正部を設け、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７は算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する代わりに広帯域ｆｃ補正部へ出力する。広帯域ｆｃ補正部は、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７によって算出された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、直交変換部１０６から入力されるＰ２シンボル及びデータシンボルの広帯域キャリア周波数のずれを補正し、広帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ２シンボルやデータシンボルを伝送路特性推定部１０８と等化部１０９とへ出力する。
　伝送路特性推定部１０８には、直交変換部１０６から周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ２シンボル及びデータシンボルに関する信号）が入力される。伝送路特性推定部１０８は、入力された周波数領域の複素ベースバンド信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪みの特性（伝送路特性）を、それに含まれるパイロット信号を利用して推定し、推定した伝送路特性を等化部１０９へ出力する。
　等化部１０９には、直交変換部１０６から周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ２シンボル及びデータシンボルに関する信号）が入力される。等化部１０９は、入力された周波数領域の複素ベースバンド信号に対して、伝送路特性推定部１０８によって推定された伝送路特性を用いて、振幅及び位相の歪みの補正を実施する。そして、等化部１０９は、振幅及び位相の歪みが補正された信号を誤り訂正部１１０へ出力する。
　誤り訂正部１１０は、等化部１０９から入力された振幅及び位相の歪みが補正された信号に対し誤り訂正処理を実施し、例えばトランスポートストリーム等のストリームを図２のデコード部４０へ出力し、Ｐ２シンボルで送信されたＰ２送信情報（パイロットパターン情報、伝送モード情報、フレーム当たりのシンボル数、変調方法、ＦＥＣ符号の符号化率など）を制御情報として制御情報収集部８０へ出力する。
　制御情報収集部８０は、Ｐ１復調部１０３、ＧＩ判定部１０４、及び誤り訂正部１１０から収集した制御情報から送信パラメータを分類して復調中核部７０内の各部へ出力する。復調中核部７０内の各部は、必要に応じて制御情報収集部８０によって収集された制御情報を用いて動作する。
　なお、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、図２及び図３で説明した各部のうち復調部３０内のＰ１復調部１０３が従来技術と大きく異なる。
　以下、図３のＰ１復調部１０３について図４を参照して説明する。
　図４は図３のＰ１復調部１０３の構成図である。Ｐ１復調部１０３は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２と、Ｐ１直交変換部１５３Ｕと、Ｐ１直交変換部１５３Ｇと、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５と、Ｐ１デコード部１５６とを備える。
　Ｐ１位置検出部１５１には、図３のｆｃ補正部１０２の出力信号（時間領域の複素ベースバンド信号）が入力される。Ｐ１位置検出部１５１は、入力された時間領域の複素ベースバンド信号を用いて、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号とＰ１シンボルの有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していく。そして、Ｐ１位置検出部１５１は、算出した相関値をガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の時間幅で区間積分していき、区間積分値のピークを検出することによって入力された複素ベースバンド信号でのＰ１シンボルの位置を検出する。
　但し、相関の算出処理は、送信側で付加されたｆＳＨ分の周波数シフトを考慮して行われる。所定の部分とは、前ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の前部分であり、後ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の後ろ部分である（図２８参照）。なお、後述するＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２による相関の算出処理においても同様である。
　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号と有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していく。そして、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、算出した相関値をガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の時間幅で区間積分していき、区間積分値の位相を算出していく。Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、Ｐ１位置検出部１５１により検出されたＰ１シンボルの位置のタイミングでの位相の値を基にＰ１シンボルのサブキャリア間隔以内の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を検出する。Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの狭帯域キャリア周波数のずれを補正し、狭帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルをＰ１直交変換部１５３Ｕ及びＰ１直交変換部１５３Ｇへ出力する。また、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２へ出力する。
　Ｐ１直交変換部１５３Ｕには、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号（Ｐ１シンボルの時間領域の複素ベースバンド信号）が入力される。Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、図５に示すように、Ｐ１シンボルから有効シンボル区間の信号（図５の有効シンボル（Ａ）の信号）を切り出し、切り出した有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）を直交変換し、直交変換の結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。
　ここでは、一例として、Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換にＦＦＴを用いるものとする。Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）に対してＦＦＴサイズ１ｋでＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの処理はこれに限定されるものではない。
　但し、Ｐ１直交変換部１５３ＵがＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号から切り出して直交変換を実施する有効シンボル区間の信号には、マルチパス干渉環境下等では、直交変換対象のＰ１シンボルの主波の有効シンボル区間の信号成分に加え、当該直交変換対象のＰ１シンボルの先行波の後ガードインターバル区間又は遅延波の前ガードインターバル区間の信号成分が含まれることがあり、更に、他のＯＦＤＭシンボル（例えば、データシンボル）の信号成分が含まれることがある。また、Ｐ１直交変換部１５３ＵがＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号から切り出して直交変換を実施する有効シンボル区間の信号には、ノイズ環境下等では、ノイズ成分が含まれる。
　Ｐ１直交変換部１５３Ｇには、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号（Ｐ１シンボルの時間領域の複素ベースバンド信号）が入力される。Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、図５に示すように、Ｐ１シンボルから前ガードインターバル区間の信号（図５のガードインターバル（Ｃ）の信号）及び後ガードインターバル区間の信号（図５のガードインターバル（Ｂ）の信号）を切り出し、時間的に連続となるようにそれらを結合する。なお、前ガードインターバル区間と後ガードインターバル区間とを結合した区間を、「結合ガードインターバル区間」と呼ぶことにする。そして、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、結合ガードインターバル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）を直交変換し、直交変換の結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。
　ここでは、一例として、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換にＦＦＴを用いるものとする。Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、結合ガードインターバル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）に対してＦＦＴサイズ１ｋでＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの処理はこれに限定されるものではない。
　但し、Ｐ１直交変換部１５３ＧがＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号から切り出して直交変換する結合ガードインターバル区間の信号には、直交変換対象のＰ１シンボルの主波の結合ガードインターバル区間の信号成分に加え、当該直交変換対象のＰ１シンボルの先行波又は遅延波の有効シンボル区間の信号成分が含まれることがあり、更に、他のＯＦＤＭシンボル（例えば、データシンボル）の信号成分が含まれることがある。また、Ｐ１直交変換部１５３ＧがＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号から切り出して直交変換を実施する結合ガードインターバル区間の信号には、ノイズ環境下等では、ノイズ成分が含まれる。
　ＣＤＳテーブル生成部１５４は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの位置を示す系列（Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列）を生成し、生成したＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５へ出力する。ここで、Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列は、図３２に示すＡｃｔｉｖｅキャリアの位置を「１」とし、それ以外のＮｕｌｌキャリア（Ｕｎｕｓｅｄキャリア）の位置を「０」とした系列である。
　なお、ＣＤＳテーブル生成部１５４は、例えば、図３２に示す内容のテーブルを予め保持しておき、そのテーブルを基にＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を生成するようにしてもよく、また、論理回路で構成してＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を生成するようにしてもよい。なお、ＣＤＳテーブル生成部１５４によるＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の生成方法は特に限定されるものではない。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５は、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）及びＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）と、ＣＤＳテーブル生成部１５４から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列とを用いて、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出する。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５は、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの広帯域キャリア周波数のずれを補正し、広帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルからＡｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出してＰ１デコード部１５６へ出力する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５は、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２へ出力する。なお、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５の詳細については図６を参照して後述する。
　Ｐ１デコード部１５６は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５から入力されたＰ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリアを用いて、Ｐ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１シンボルで送信されたＰ１送信情報を制御情報として図３の制御情報収集部８０へ出力する。なお、Ｐ１デコード部１５６の詳細については図７を参照して後述する。
　以下、図４のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５について図６を参照しつつ説明する。図６は図４のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５の構成図である。なお、図６には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５は、検出部１７０と補正部１８０とを備える。
　検出部１７０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、複素乗算部１７１と、配置相関演算部（加算処理部）１７２と、電力算出部１７３と、最大値検出部１７４とを備える。
　複素乗算部１７１には、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）と、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの出力信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）が入力される。複素乗算部１７１は、サブキャリア毎に、下記の（数１６）に示すように、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号ＹＵ（ｎ）とＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号ＹＧ（ｎ＋１）との複素乗算を実施し、複素乗算の結果ＹＣＯＭＢ（ｎ）を配置相関演算部１７２へ出力する。なお、ＹＵ（ｎ）、ＹＧ（ｎ＋１）、ＹＣＯＭＢ（ｎ）の（　）内の変数はサブキャリア番号を表す（以下、同様）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
  
　なお、複素乗算部１７１は、上記の（数１６）の演算の代わりに、出力信号ＹＵ（ｎ）の複素共役の信号ＹＵ（ｎ）＊と出力信号ＹＧ（ｎ＋１）とを乗算して、乗算の結果ＹＵ（ｎ）＊・ＹＧ（ｎ＋１）を配置相関演算部１７２へ出力するようにしてもよい。
　ここで、前ガードインターバル区間の信号及び後ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号をｆＳＨ分だけ周波数シフトしたもの（１サブキャリア分周波数が高くなるように周波数シフトしたもの）である。このため、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの出力信号は、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号に対して、１サブキャリア分高周波側にずれている。これを考慮し、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号ＹＵ（ｎ）と、それより１サブキャリア分周波数が高いＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号ＹＧ（ｎ＋１）とを複素乗算している。
　配置相関演算部１７２には、ＣＤＳテーブル生成部１５４からＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列が入力されるとともに、複素乗算部１７１の出力信号が入力される。配置相関演算部１７２は、連続する複数のサブキャリアにおいてＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値が「１」であるサブキャリアでの複素乗算部１７１の出力信号の値を加算する加算処理を、連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する（配置相関演算部１７２は、複素乗算部１７１の出力信号とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との配置相関演算を、配置相関演算に使用する複素乗算部１７１の出力信号を所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する）。配置相関演算部１７２は、加算処理の結果得られた加算値（配置相関の値）を順次電力算出部１７３へ出力する。
　具体的には、配置相関演算部１７２は、複素乗算部１７１の出力信号ＹＣＯＭＢ（０＋Ａ＋ｉ），ＹＣＯＭＢ（１＋Ａ＋ｉ），ＹＣＯＭＢ（２＋Ａ＋ｉ），・・・，ＹＣＯＭＢ（８５２＋Ａ＋ｉ）と、ＣＤＳテーブル生成部１５４の出力信号Ｃ（０），Ｃ（１），Ｃ（２），・・・，Ｃ（８５２）とを乗算し、乗算結果を加算する演算を行い、演算の結果Ｃ（０）×ＹＣＯＭＢ（０＋Ａ＋ｉ）＋Ｃ（１）×ＹＣＯＭＢ（１＋Ａ＋ｉ）＋Ｃ（２）×ＹＣＯＭＢ（２＋Ａ＋ｉ）＋・・・＋Ｃ（８５２）×ＹＣＯＭＢ（８５２＋Ａ＋ｉ）を電力算出部１７３へ出力する。
　但し、Ｃ（ｉ）は、サブキャリア位置ｉにおけるＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値（サブキャリア位置ｉがＡｃｔｉｖｅキャリアの場合「１」、Ｎｕｌｌキャリアの場合「０」）である（図３２参照）。また、ＹＣＯＭＢ（ｊ）は複素乗算部１７１の出力信号のサブキャリア番号ｊの値である。また、「８５２」は、図２９に示すようにＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリアが配置されていることを踏まえた値であり、Ａｃｔｉｖｅキャリア及びＮｕｌｌキャリアを配置するサブキャリアの範囲に応じて適宜変更される値である。
　なお、配置相関演算部１７２は、ｉの値を所定の範囲（例えば、－Ｍ～Ｎ；Ｍ，Ｎは正の整数；Ｍ＝Ｎの場合を含む。）内で１ずつ変更しながら、上記の演算を行う。なお、Ａは配置相関演算の基準位置であり、ＹＣＯＭＢ（０＋Ａ），ＹＣＯＭＢ（１＋Ａ），ＹＣＯＭＢ（２＋Ａ），・・・，ＹＣＯＭＢ（８５２＋Ａ）は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５への入力信号に広帯域キャリア周波数誤差量がないと仮定した場合に配置相関の電力の最大値を得る複素乗算部１７１の出力信号の集合である。
　電力算出部１７３は、配置相関演算部１７２から順次入力される配置相関の値から配置相関の電力を算出し、算出した配置相関の電力値を最大値検出部１７４へ出力する。
　最大値検出部１７４は、電力算出部１７３から順次入力される配置相関の電力値の中から最大の電力値の検出を行い、最大の電力値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）として補正部１８０及び図３のｆｃ補正部１０２へ出力する。
　補正部１８０は、最大値検出部１７４から入力された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）の広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する。そして、補正部１８０は、ＣＤＳテーブル生成部１５４から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を利用して、広帯域キャリア周波数のずれが補正された周波数領域の複素ベースバンド信号から、Ａｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出し、抽出したＡｃｔｉｖｅキャリアを図４のＰ１デコード部１５６（後述する図７のデスクランブル部１９１）へ出力する。
　以下、図４のＰ１デコード部１５６について図７を参照しつつ説明する。図７は図４のＰ１デコード部１５６の構成図である。Ｐ１デコード部１５６は、デスクランブル部１９１と、差動復調部１９２と、パターンマッチング部１９３とを備える。なお、Ｐ１デコード部１５６では、Ｐ１シンボルの低い周波数領域のＳ１信号のみを用いてＰ１シンボルのデコード処理を実施するものとする。
　デスクランブル部１９１には、図４のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５（図６の補正部１８０）から、Ｐ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔが入力される。デスクランブル部１９１は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔに対して、上記の（数９）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号系列ＤＥＳＣＲを差動復調部１９２へ出力する。
　具体的には、デスクランブル部１９１は、送信側で乗算された、ＰＲＢＳに基づく信号ＰＲＢＳｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を用いて、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔを構成する信号Ａｃｔｉに対して、上記の（数１０）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号ＤＥＳＣＲｉを差動復調部１９２へ出力する。
　差動復調部１９２には、デスクランブル部１９１からデスクランブルされた信号ＤＥＳＣＲｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）が入力される。差動復調部１９２は、信号ＤＥＳＣＲｉ（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、１Ａｃｔｉｖｅキャリアずらした信号ＤＥＳＣＲｉ－１の共役複素の信号ＤＥＳＣＲ＊ ｉ－１との複素乗算を実施することで差動検波を実施する。そして、差動復調部１９２は、差動検波の結果の実軸の極性から、信号ＤＥＳＣＲｉ・ＤＥＳＣＲ＊ ｉ－１の復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤｉをパターンマッチング部１９３へ出力する。この差動復調部１９２の処理は、上記の（数１１）で表され、差動復調部１９２が実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。但し、差動復調部１９２は、ｉ＝０は基準であるため、信号ＤＥＳＣＲ０の実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ０をパターンマッチング部１９３へ出力する。なお、硬判定として、信号ＤＥＳＣＲｉ・ＤＥＳＣＲ＊ ｉ－１が「０」である場合、信号ＤＥＭＯＤｉを「０」として出力しているが、「１」として出力してもよい。
　パターンマッチング部１９３は、差動復調部１９２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ０，ＤＥＭＯＤ１，・・・，ＤＥＭＯＤ３１９を、上記の（数１２）及び（数１３）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。
　そして、パターンマッチング部１９３は、図３１に示した系列ＣＳＳＳ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）のうちどれが一番確からしいかを求めるために、また、図３１に示した系列ＣＳＳＳ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）のうちどれが一番確からしいかを求めるために、次の処理を行う。
　パターンマッチング部１９３は、上記の（数１４）に示すように、図３１の各系列ＣＳＳＳ１，ｋと系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ１との相関ＣＯＲＲＳ１，ｋを求め、上記の（数１５）に示すように、図３１の各系列ＣＳＳＳ２，ｋと系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳＳ２との相関ＣＯＲＲＳ２，ｋを求める。
　そして、パターンマッチング部１９３は、上記の（数１４）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳＳ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３１参照）を送信されたＳ１信号と推定する。また、パターンマッチング部１９３は、上記の（数１５）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳＳ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３１参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部１９３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得する。
　なお、Ｐ１デコード部１５６は、Ｐ１シンボルのデコード処理の際に、低い周波数領域のＳ１信号と周波数領域の高い周波数領域のＳ１信号のうち低い周波数領域のＳ１信号のみを利用しているが、これに限定されるものではなく、双方を利用するようにしてもよく、また、高い周波数領域のＳ１信号のみを利用するようにしてもよい。前者の場合には、周波数帯域の異なる２つのＳ１信号を用いてＳ１信号の推定を行うことができるので、Ｓ１信号の推定精度の向上が図られる。
　また、Ｐ１デコード部１５６内の差動復調部１９２は硬判定を実施するものとしたが、これに限定されるものではなく、硬判定を実施しなくてもよい。この場合、例えば、差動復調部１９２は差動検波の結果ＤＥＳＣＲｉ・ＤＥＳＣＲ＊ ｉ－１をＤＥＭＯＤｉとしてパターンマッチング部１９３へ出力し（ｉ＝１，・・・，３１９）、ｉ＝０ではＤＥＳＣＲ０をＤＥＭＯＤ０としてパターンマッチング部１９３へ出力する。パターンマッチング１９３は、上記の（数１４）及び上記の（数１５）の代わりに、下記の（数１７）及び下記の（数１８）を用いて相関演算を実施する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
  
　また、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格を対象として説明しているため、Ｐ１デコード部１５６は差動復調後にパターンマッチングを実施するものとしているが、例えば、誤り訂正符号化されている伝送方式を対象とする場合には、差動復調後に誤り訂正を実施して、誤りの最も低いものを用いてデコード処理を実施するようにしてもよい。
　上記のＰ１復調部１０３での広帯域キャリア周波数誤差量の検出精度が向上する理由を記載する。
　上述したように、Ｐ１シンボルの前ガードインターバル区間の信号及び後ガードインターバル区間の信号は、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号に対して、１サブキャリア分周波数が高くなるように周波数シフトしたものである。つまり、Ｐ１シンボルの前ガードインターバル区間の信号及び後インターバル区間の信号の周波数位置は、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号の周波数位置に対して、１サブキャリア分周波数が高くなっている（図３７参照）。
　このため、ＯＦＤＭ受信装置１の受信信号に図８に示すような遅延波が存在した場合、Ｐ１シンボルの主波の有効シンボル区間を直交変換実施区間としてＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号を直交変換（例えば、ＦＦＴ）した結果得られた信号（Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号）の周波数領域のサブキャリア分布は、図９に示すようになる。また、Ｐ１シンボルの主波の結合ガードインターバル区間を直交変換実施区間としてＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号を直交変換（例えば、ＦＦＴ）した結果得られた信号（Ｐ１直交変換部１５３Ｇの出力信号）の周波数領域のサブキャリア分布は、図１０に示すようになる。
　図９に示すように、Ｐ１シンボルの主波の有効シンボル区間を直交変換実施区間とした場合、遅延波の前ガードインターバル区間の信号成分を含むため、主波のＡｃｔｉｖｅキャリアの１サブキャリア分高周波側に遅延波のＡｃｔｉｖｅキャリアが現れる。一方、図１０に示すように、Ｐ１シンボルの主波の結合ガードインターバル区間を直交変換実施区間とした場合、遅延波の有効シンボル区間の信号成分を含むため、主波のＡｃｔｉｖｅキャリアの１サブキャリア分低周波側に遅延波のＡｃｔｉｖｅキャリアが現れる。
　Ｐ１直交変換部１５３Ｇの周波数領域の出力信号は、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの周波数領域の出力信号に対して全体的に１サブキャリアずれていることを考慮すると、両者間でＮｕｌｌキャリアに対する遅延波成分が現れるサブキャリア位置が異なる。
　このため、上記の（数１６）の演算を実施することで、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号成分は強めあい、Ｎｕｌｌキャリアの信号成分は弱めあうことになる。これにより、配置相関において、誤ったシフト量（広帯域キャリア周波数誤差量）における配置相関の値が大きくなることを抑制でき、正しいシフト量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出することができる。従って、マルチパス干渉環境下においても、広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行って広帯域キャリア周波数誤差のずれの補正が実施でき、正しくＳ１信号及びＳ２信号を取得することができる。
　更に、複素共役演算を実施することによって、サブキャリア（Ａｃｔｉｖｅキャリア、Ｎｕｌｌキャリア）のパワーを算出することなく、Ａｃｔｉｖｅキャリアに付加されたＤＢＰＳＫされた信号の極性の不確かさを取り除くことができる。そして、パワー算出でないため、配置相関算出における各タップの積算の際に、様々な位相成分を有するノイズ成分を抑制することが可能となり、ノイズ環境下においても広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行うことができる。
　≪第２の実施の形態≫
　以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５と異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００を備える点で、ＯＦＤＭ受信装置１と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００は、第１の実施の形態のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５と広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第２の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００について図１１を参照しつつ説明する。図１１はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００の構成図である。なお、図１１には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００は、検出部２１０と補正部１８０とを備える。
　検出部２１０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、電力算出部２１１Ｕと、電力算出部２１１Ｇと、乗算部２１２と、配置相関演算部（加算処理部）２１３と、最大値検出部２１４とを備える。
　電力算出部２１１Ｕは、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）の電力をサブキャリア毎に算出し、算出した電力値を乗算部２１２へ出力する。
　電力算出部２１１Ｇは、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの出力信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）の電力をサブキャリア毎に算出し、算出した電力値を乗算部２１２へ出力する。
　乗算部２１２は、サブキャリア毎に、下記の（数１９）に示すように、電力算出部２１１Ｕの出力信号｜ＹＵ（ｎ）｜２と電力算出部２１１Ｇの出力信号｜ＹＧ（ｎ＋１）｜２との乗算を実施し、乗算の結果ＹＣＯＭＢ（ｎ）を配置相関演算部２１３へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
  
　ここで、前ガードインターバル区間の信号及び後ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号をｆＳＨ分だけ周波数シフトしたもの（１サブキャリア分周波数が高くなるように周波数シフトしたもの）である。このため、電力算出部２１１Ｇの出力信号は、電力算出部２１１Ｕの出力信号に対して、１サブキャリア分高周波側にずれている。これを考慮し、電力算出部２１１Ｕの出力信号｜ＹＵ（ｎ）｜２と、それより１サブキャリア分周波数が高い電力算出部２１１Ｇの出力信号｜ＹＧ（ｎ＋１）｜２とを乗算している。
　配置相関演算部２１３には、ＣＤＳテーブル生成部１５４からＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列が入力されるとともに、乗算部２１２の出力信号ＹＣＯＭＢが入力される。配置相関演算部２１３は、連続する複数のサブキャリアにおいてＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値が「１」であるサブキャリアでの乗算部２１２の出力信号の値を加算する加算処理を、連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する（配置相関演算部２１３は、乗算部２１２の出力信号とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との配置相関演算を、配置相関演算に使用する乗算部２１２の出力信号を所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する）。配置相関演算部２１３は、加算処理の結果得られた加算値（配置相関の値）を順次最大値検出部２１４へ出力する。
　最大値検出部２１４は、配置相関演算部２１３から順次入力される配置相関の値の中から最大の配置相関の値の検出を行い、最大の配置相関の値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）として補正部１８０及び図３のｆｃ補正部１０２へ出力する。
　補正部１８０は、最大値検出部２１４から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数のずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　本実施の形態によれば、マルチパス干渉環境下において、広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行って広帯域キャリア周波数誤差のずれの補正が実施でき、正しくＳ１信号及びＳ２信号を取得することができる。
　≪第３の実施の形態≫
　以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第２の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１及び第２の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５，２００と異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２５０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２５０は、第１及び第２の実施の形態のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５，２００と広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第３の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２５０について図１２を参照しつつ説明する。図１２はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２５０の構成図である。なお、図１２には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２５０の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２５０は、検出部２７０と補正部１８０とを備える。
　検出部２７０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、振幅算出部２７１Ｕと、振幅算出部２７１Ｇと、乗算部２７２と、配置相関演算部（加算処理部）２７３と、最大値検出部２７４とを備える。
　振幅算出部２７１Ｕは、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）の振幅をサブキャリア毎に算出し、算出した振幅値を乗算部２７２へ出力する。
　振幅算出部２７１Ｇは、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの出力信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）の振幅をサブキャリア毎に算出し、算出した振幅値を乗算部２７２へ出力する。
　乗算部２７２は、サブキャリア毎に、下記の（数２０）に示すように、振幅算出部２７１Ｕの出力信号｜ＹＵ（ｎ）｜と振幅算出部２７１Ｇの出力信号｜ＹＧ（ｎ＋１）｜とを乗算し、乗算の結果ＹＣＯＭＢ（ｎ）を配置相関演算部２７３へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
  
　ここで、前ガードインターバル区間の信号及び後ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号をｆＳＨ分だけ周波数シフトしたもの（１サブキャリア分周波数が高くなるように周波数シフトしたもの）である。このため、振幅算出部２７１Ｇの出力信号は、振幅算出部２７１Ｕの出力信号に対して、１サブキャリア分高周波側にずれている。これを考慮し、振幅算出部２７１Ｕの出力信号｜ＹＵ（ｎ）｜と、それより１サブキャリア分周波数が高い振幅算出部２７１Ｇの出力信号｜ＹＧ（ｎ＋１）｜とを乗算している。
　配置相関演算部２７３には、ＣＤＳテーブル生成部１５４からＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列が入力されるとともに、乗算部２７２の出力信号ＹＣＯＭＢが入力される。配置相関演算部２７３は、連続する複数のサブキャリアにおいてＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値が「１」であるサブキャリアでの乗算部２７２の出力信号の値を加算する加算処理を、連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する（配置相関演算部２７３は、乗算部２７２の出力信号とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との配置相関演算を、配置相関演算に使用する乗算部２７２の出力信号を所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する）。配置相関演算部２７３は、加算処理の結果得られた加算値（配置相関の値）を順次最大値検出部２７４へ出力する。
　最大値検出部２７４は、配置相関演算部２７３から順次入力される配置相関の値の中から最大の配置相関の値の検出を行い、最大の配置相関の値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）として補正部１８０及び図３のｆｃ補正部１０２へ出力する。
　補正部１８０は、最大値検出部２７４から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数のずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　本実施の形態によれば、マルチパス干渉環境下において、広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行って広帯域キャリア周波数誤差のずれの補正が実施でき、正しくＳ１信号及びＳ２信号を取得することができる。
　≪第４の実施の形態≫
　以下、本発明の第４の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第３の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第３の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３００を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３００は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第４の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３００について図１３を参照しつつ説明する。図１３はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３００の構成図である。なお、図１３には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３００の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３００は、検出部３１０と補正部１８０とを備える。
　検出部３１０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、複素乗算部１７１と、配置相関演算部（加算処理部）１７２と、電力算出部１７３と、電力算出部２１１Ｕと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｕと、電力算出部２１１Ｇと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｇと、選択決定部３１２とを備える。
　複素乗算部１７１、配置相関演算部１７２及び電力算出部１７３は上述した処理を実施し、電力算出部１７３の出力信号（配置相関の電力値）は選択決定部３１２（後述する図１４の最大値検出部３３１及び信頼度検出部３３２）に供給される。
　電力算出部２１１Ｕは上述した処理を実施し、電力算出部２１１Ｕの出力信号は配置相関演算部３１１Ｕに供給される。
　配置相関演算部３１１Ｕには、ＣＤＳテーブル生成部１５４からＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列が入力されるとともに、電力算出部２１１Ｕの出力信号｜ＹＵ｜２が入力される。配置相関演算部３１１Ｕは、連続する複数のサブキャリアにおいてＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値が「１」であるサブキャリアでの電力算出部２１１Ｕの出力信号の値を加算する加算処理を、連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する（配置相関演算部３１１Ｕは、電力算出部２１１Ｕの出力信号とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との配置相関演算を、配置相関演算に使用する電力算出部２１１Ｕの出力信号を所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する）。配置相関演算部３１１Ｕは、加算処理の結果得られた加算値（配置相関の値）を選択決定部３１２（後述する図１４の最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕ）へ出力する。
　電力算出部２１１Ｇは上述した処理を実施し、電力算出部２１１Ｇの出力信号は配置相関演算部３１１Ｇに供給される。
　配置相関演算部３１１Ｇには、ＣＤＳテーブル生成部１５４からＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列が入力されるとともに、電力算出部２１１Ｇの出力信号｜ＹＧ｜２が入力される。配置相関演算部３１１Ｇは、連続する複数のサブキャリアにおいてＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値が「１」であるサブキャリアでの電力算出部２１１Ｇの出力信号の値を加算する加算処理を、連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する（配置相関演算部３１１Ｇは、電力算出部２１１Ｇの出力信号とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との配置相関演算を、配置相関演算に使用する電力算出部２１１Ｇの出力信号を所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する）。配置相関演算部３１１Ｇは、加算処理の結果得られた加算値（配置相関の値）を選択決定部３１２（後述する図１４の最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇ）へ出力する。
　選択決定部３１２は、図１４を参照して後述するように、電力算出部１７３の出力信号、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号、及び配置相関演算部３１１Ｇの出力信号を用いて、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２及び補正部１８０へ出力する。
　補正部１８０は、選択決定部３１２から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数のずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　以下、図１３の選択決定部３１２について図１４を参照しつつ説明する。図１４は図１３の選択決定部３１２の構成図である。なお、図１４には、選択決定部３１２の各部への入力を明確にするため、電力算出部１７３、配置相関演算部３１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｇも図示している。
　選択決定部３１２は、最大値検出部３３１と、信頼度検出部３３２と、最大値検出部３３１Ｕと、信頼度検出部３３２Ｕと、最大値検出部３３１Ｇと、信頼度検出部３３２Ｇと、判定部３３３と、選択部３３４とを備える。
　最大値検出部３３１は、電力算出部１７３から順次入力される配置相関の電力値の中から最大の電力値の検出を行い、最大の電力値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補）として選択部３３４へ出力する。
　信頼度検出部３３２は、電力算出部１７３から順次入力される配置相関の電力値の中から最大の電力値と２番目に大きい電力値を検出し、最大の電力値を２番目に大きい電力値で除算し、除算値（最大の電力値÷２番目に大きい電力値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度として判定部３３３へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｕは、配置相関演算部３１１Ｕから順次入力される配置相関の値から最大の配置相関の値の検出を行い、最大の配置相関の値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補）として選択部３３４へ出力する。
　信頼度検出部３３２Ｕは、配置相関演算部３１１Ｕから順次入力される配置相関の値から最大の配置相関の値と２番目に大きい配置相関の値を検出し、最大の配置相関の値を２番目に大きい配置相関の値で除算し、除算値（最大の配置相関の値÷２番目に大きい配置相関の値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補の信頼度として判定部３３３へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｇは、配置相関演算部３１１Ｇから順次入力される配置相関の値から最大の配置相関の値の検出を行い、最大の配置相関の値を得るシフト量より１大きいシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補）として選択部３３４へ出力する。ここで、最大の配置相関の値を得るシフト量より１大きいシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補とするのは、補正部１８０が広帯域キャリア周波数誤差のずれの補正を実施する対象が有効シンボル区間に関する信号であり、ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号より１サブキャリア分周波数が高い方にシフトされていることによる。なお、例えば、直交変換部１５３Ｇの前段又は後段においてガードインターバル区間の信号に対して－ｆＳＨの周波数シフトを施している場合には（１サブキャリア分周波数が低くなるように周波数シフトを施している場合には）、最大値検出部３３１Ｇは、最大の配置相関の値を得るシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補として選択部３３４へ出力すればよい。
　信頼度検出部３３２Ｇは、配置相関演算部３１１Ｇから順次入力される配置相関の値から最大の配置相関の値と２番目に大きい配置相関の値を検出し、最大の配置相関の値を２番目に大きい配置相関の値で除算し、除算値（最大の配置相関の値÷２番目に大きい配置相関の値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補の信頼度として判定部３３３へ出力する。
　判定部３３３は、信頼度検出部３３２、信頼度検出部３３２Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度、第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較し、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い（信頼度の値が最も大きい）広帯域キャリア周波数誤差量の候補を検出する。そして、判定部３３３は、最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択部３３４へ通知する。
　ここで、配置相関演算では、正しいサブキャリア位置では全てのＡｃｔｉｖｅキャリアの加算値となり、誤ったサブキャリア位置ではＡｃｔｉｖｅキャリアの一部とＮｕｌｌキャリアの一部との加算値となる。このため、正しサブキャリア位置での配置相関の電力値又は配置相関の値が最大となり、２番目に大きい配置相関の電力値又は配置相関の値より大きくなる。なお、誤ったサブキャリア位置で最もＡｃｔｉｖｅキャリアを多く含む位置では、Ａｃｔｉｖｅキャリアの全数の半分を含むことになる。このため、信頼度の高い信号では、最大値が２番目に大きい値よりも非常に大きくなり、結果、最大値を２番目に大きな値で割った除算値（信頼度）は１よりもかなり大きくなる。一方、ノイズやインパルス雑音、マルチパス干渉等の外乱の影響を受けた場合、配置相関の電力の最大値又は配置相関の最大値が小さくなり、また、Ｎｕｌｌキャリアの信号成分が大きくなることに起因して２番目に大きな配置相関の電力値又は配置相関の値が大きくなり、最大値と２番目に大きな値との差が小さくなったり、間違ったシフト量で最大値をとってしまったりする。これらの場合は、最大値を２番目に大きな値で割った除算値（信頼度）は１に近い値となる。このことを踏まえ、除算値の大きさにより、広帯域キャリア周波数誤差量の検出の信頼度の推定を行うものである。
　選択部３３４は、判定部３３３の通知に従い、最大値検出部３３１、最大値検出部３３１Ｕ及び最大値検出部３３１Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択して、選択した広帯域キャリア周波数誤差量の候補を補正に利用する広帯域キャリア周波数誤差量として図３のｆｃ補正部１０２及び図１３の補正部１８０へ出力する。
　なお、複素乗算部１７１、配置相関演算部１７２、電力算出部１７３、最大値検出部３３１及び信頼度検出部３３２が、直交変換部１５３Ｕの出力信号と直交変換部１５３Ｇの出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、第１候補の信頼度を検出する第１検出処理を実行するブロックである。
　また、電力算出部２１１Ｕ、配置相関演算部３１１Ｕ、最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｕの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、第２候補の信頼度を検出する第２検出処理を実行するブロックである。
　更に、電力算出部２１１Ｇ、配置相関演算部３１１Ｇ、最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｇの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、第３候補の信頼度を検出する第３検出処理を実行するブロックである。
　本実施の形態よれば、（１）有効シンボル区間の信号及び結合ガードインターバル区間の信号の双方を利用した広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の検出、（２）有効シンボル区間の信号のみを利用した広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補の検出、（３）結合ガードインターバル区間の信号のみを利用した広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補の検出、を実施して、これら３つの検出結果を利用して広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行う。これにより、マルチパス干渉環境やノイズ環境下だけでなく、前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間、有効シンボル区間において局所的にインパルス雑音が存在した環境下においても、広帯域キャリア周波数誤差量の誤推定を低減して、受信性能の向上を図ることができる。
　≪第５の実施の形態≫
　以下、本発明の第５の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第４の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第４の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第５の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０について図１５を参照しつつ説明する。図１５はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０の構成図である。なお、図１５には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０は、検出部３７０と補正部１８０とを備える。
　検出部３７０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、電力算出部２１１Ｕと、電力算出部２１１Ｇと、乗算部２１２と、配置相関演算部（加算処理部）２１３と、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｕと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｇと、選択決定部３７１とを備える。
　電力算出部２１１Ｕ、電力算出部２１１Ｇ及び配置相関演算部２１３は上述した処理を実施し、配置相関演算部２１３の出力信号（配置相関の値）は選択決定部３７１（後述する図１６の最大値検出部３９１及び信頼度検出部３９２）に供給される。
　電力算出部２１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｕは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号（配置相関の値）は選択決定部３７１（後述する図１６の最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕ）に供給される。
　電力算出部２１１Ｇ及び配置相関演算部３１１Ｇは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｇの出力信号（配置相関の値）は選択決定部３７１（後述する図１６の最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇ）に供給される。
　選択決定部３７１は、図１６を参照して後述するように、配置相関演算部２１３の出力信号、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号、及び配置相関演算部３１１Ｇの出力信号を用いて、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２及び補正部１８０へ出力する。
　補正部１８０は、選択決定部３７１から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数ずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　以下、図１５の選択決定部３７１について図１６を参照しつつ説明する。図１６は図１５の選択決定部３７１の構成図である。なお、図１６には、選択決定部３７１の各部への入力を明確にするため、配置相関演算部２１３、配置相関演算部３１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｇも図示している。
　選択決定部３７１は、最大値検出部３９１と、信頼度検出部３９２と、最大値検出部３３１Ｕと、信頼度検出部３３２Ｕと、最大値検出部３３１Ｇと、信頼度検出部３３２Ｇと、判定部３９３と、選択部３９４とを備える。
　最大値検出部３９１は、配置相関演算部２１３から順次入力される配置相関の値から最大の配置相関の値の検出を行い、最大の配置相関の値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補）として選択部３９４へ出力する。
　信頼度検出部３９２は、配置相関演算部２１３から順次入力される配置相関の値から最大の配置相関の値と２番目に大きい配置相関の値を検出し、最大の配置相関の値を２番目に大きい配置相関の値で除算し、除算値（最大の配置相関の値÷２番目に大きい配置相関の値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度として判定部３９３へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕは夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及びその信頼度を選択部３９４及び判定部３９３へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇは夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及びその信頼度を選択部３９４及び判定部３９３へ出力する。
　判定部３９３は、信頼度検出部３９２、信頼度検出部３３２Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度、第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較し、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い（信頼度の値が最も大きい）広帯域キャリア周波数誤差量の候補を検出する。そして、判定部３９３は、最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択部３９４へ通知する。
　選択部３９４は、判定部３９３の通知に従い、最大値検出部３９１、最大値検出部３３１Ｕ及び最大値検出部３３１Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択して、選択した広帯域キャリア周波数誤差量の候補を補正に利用する広帯域キャリア周波数誤差量として図３のｆｃ補正部１０２及び図１５の補正部１８０へ出力する。
　なお、電力算出部２１１Ｕ、電力算出部２１１Ｇ、乗算部２１２、配置相関演算部２１３、最大値検出部３９１及び信頼度検出部３９２が、直交変換部１５３Ｕの出力信号と直交変換部１５３Ｇの出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、第１候補の信頼度を検出する第１検出処理を実行するブロックである。
　また、電力算出部２１１Ｕ、配置相関演算部３１１Ｕ、最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｕの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、第２候補の信頼度を検出する第２検出処理を実行するブロックである。
　更に、電力算出部２１１Ｇ、配置相関演算部３１１Ｇ、最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｇの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、第３候補の信頼度を検出する第３検出処理を実行するブロックである。
　本実施の形態よれば、マルチパス干渉環境やノイズ環境下だけでなく、前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間、有効シンボル区間において局所的にインパルス雑音が存在した環境下においても、広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行うことができる。
　なお、電力算出部２１１Ｕの出力信号の２乗演算を実施して２乗演算の結果を配置相関演算部３１１Ｕへ出力する２乗演算部を追加し、電力算出部２１１Ｇの出力信号の２乗演算を実施して２乗演算の結果を配置相関演算部３１１Ｇへ出力する２乗演算部を追加するようにしてもよい。
　≪第６の実施の形態≫
　以下、本発明の第６の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第５の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第５の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４００を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４００は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第６の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４００について図１７を参照しつつ説明する。図１７はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４００の構成図である。なお、図１７には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４００の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４００は、検出部４１０と補正部１８０とを備える。
　検出部４１０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、振幅算出部２７１Ｕと、振幅算出部２７１Ｇと、乗算部２７２と、配置相関演算部（加算処理部）２７３と、配置相関演算部（加算処理部）４１１Ｕと、電力算出部４１２Ｕと、配置相関演算部（加算処理部）４１１Ｇと、電力算出部４１２Ｇと、選択決定部４１３とを備える。
　振幅算出部２７１Ｕ、振幅算出部２７１Ｇ、乗算部２７２及び配置相関演算部２７３は上述した処理を実施し、配置相関演算部２７３の出力信号（配置相関の値）は選択決定部４１３（後述する図１８の最大値検出部４３１及び信頼度検出部４３２）に供給される。
　振幅算出部２７１Ｕは上述した処理を実施し、振幅算出部２７１Ｕの出力信号は配置相関演算部４１１Ｕに供給される。
　配置相関演算部４１１Ｕには、ＣＤＳテーブル生成部１５４からＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列が入力されるとともに、振幅算出部２７１Ｕの出力信号｜ＹＵ｜が入力される。配置相関演算部４１１Ｕは、連続する複数のサブキャリアにおいてＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値が「１」であるサブキャリアでの振幅算出部２７１Ｕの出力信号の値を加算する加算処理を、連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する（配置相関演算部４１１Ｕは、振幅算出部２７１Ｕの出力信号とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との配置相関演算を、配置相関演算に使用する振幅算出部２７１Ｕの出力信号を所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する）。配置相関演算部４１１Ｕは、加算処理の結果得られた加算値（配置相関の値）を電力算出部４１２Ｕへ出力する。
　電力算出部４１２Ｕは、配置相関演算部４１１Ｕから順次入力される配置相関の値から配置相関の電力を算出し、算出した配置相関の電力値を選択決定部４１３（後述する図１８の最大値検出部４３１Ｕ及び信頼度検出部４３２Ｕ）へ出力する。
　振幅算出部２７１Ｇは上述した処理を実施し、振幅算出部２７１Ｇの出力信号は配置相関演算部４１１Ｕに供給される。
　配置相関演算部４１１Ｕには、ＣＤＳテーブル生成部１５４からＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列が入力されるとともに、振幅算出部２７１Ｇの出力信号｜ＹＧ｜が入力される。配置相関演算部４１１Ｇは、連続する複数のサブキャリアにおいてＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の値が「１」であるサブキャリアでの振幅算出部２７１Ｇの出力信号の値を加算する加算処理を、連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する（配置相関演算部４１１Ｇは、振幅算出部２７１Ｇの出力信号とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との配置相関演算を、配置相関演算に使用する振幅算出部２７１Ｇの出力信号を所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施する）。配置相関演算部４１１Ｇは、加算処理の結果得られた加算値（配置相関の値）を電力算出部４１２Ｇへ出力する。
　電力算出部４１２Ｇは、配置相関演算部４１１Ｇから順次入力される配置相関の値から配置相関の電力を算出し、算出した配置相関の電力値を選択決定部４１３（後述する図１８の最大値検出部４３１Ｇ及び信頼度検出部４３２Ｇ）へ出力する。
　選択決定部４１３は、図１８を参照して後述するように、配置相関演算部２７３の出力信号、電力算出部４１２Ｕの出力信号、及び電力算出部４１２Ｇの出力信号を用いて、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２及び補正部１８０へ出力する。
　補正部１８０は、選択決定部４１３から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数のずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　以下、図１７の選択決定部４１３について図１８を参照しつつ説明する。図１８は図１７の選択決定部４１３の構成図である。なお、図１８には、選択決定部４１３の各部への入力を明確にするため、配置相関演算部２７３、電力算出部４１２Ｕ及び電力算出部４１２Ｇも図示している。
　選択決定部４１３は、最大値検出部４３１と、信頼度検出部４３２と、最大値検出部４３１Ｕと、信頼度検出部４３２Ｕと、最大値検出部４３１Ｇと、信頼度検出部４３２Ｇと、判定部４３３と、選択部４３４とを備える。
　最大値検出部４３１は、配置相関演算部２７３から順次入力される配置相関の値の中から最大の配置相関の値の検出を行い、最大の配置相関の値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補）として選択部４３４へ出力する。
　信頼度検出部４３２は、配置相関演算部２７３から順次入力される配置相関の値の中から最大の配置相関の値と２番目に大きい配置相関の値を検出し、最大の配置相関の値を２番目に大きい配置相関の値で除算し、除算値（最大の配置相関の値÷２番目に大きい配置相関の値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度として判定部４３３へ出力する。
　最大値検出部４３１Ｕは、電力算出部４１２Ｕから順次入力される配置相関の電力値から最大の配置相関の電力値の検出を行い、最大の配置相関の電力値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補）として選択部４３４へ出力する。
　信頼度検出部４３２Ｕは、電力算出部４１２Ｕから順次入力される配置相関の電力値から最大の配置相関の電力値と２番目に大きい配置相関の電力値を検出し、最大の配置相関の電力値を２番目に大きい配置相関の電力値で除算し、除算値（最大の配置相関の電力値÷２番目に大きい配置相関の電力値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補の信頼度として判定部４３３へ出力する。
　最大値検出部４３１Ｇは、電力算出部４１２Ｇから順次入力される配置相関の電力値から最大の配置相関の電力値の検出を行い、最大の配置相関の電力値を得るシフト量より１大きいシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補）として選択部４３４へ出力する。ここで、最大の配置相関の電力値を得るシフト量より１大きいシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補とするのは、補正部１８０が広帯域キャリア周波数誤差のずれの補正を実施する対象が有効シンボル区間に関する信号であり、ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号より１サブキャリア分周波数が高い方にシフトされていることによる。なお、例えば、直交変換部１５３Ｇの前段又は後段においてガードインターバル区間の信号に対して－ｆＳＨの周波数シフトを施している場合には（１サブキャリア分周波数が低くなるように周波数シフトを施している場合には）、最大値検出部４３１Ｇは、最大の配置相関の電力値を得るシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補として選択部４３４へ出力すればよい。
　信頼度検出部４３２Ｇは、電力算出部４１２Ｇから順次入力される配置相関の電力値から最大の配置相関の電力値と２番目に大きい配置相関の電力値を検出し、最大の配置相関の電力値を２番目に大きい配置相関の電力値で除算し、除算値（最大の配置相関の電力値÷２番目に大きい配置相関の電力値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補の信頼度として判定部４３３へ出力する。
　判定部４３３は、信頼度検出部４３２、信頼度検出部４３２Ｕ及び信頼度検出部４３２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度、第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較し、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い（信頼度の値が最も大きい）広帯域キャリア周波数誤差量の候補を検出する。そして、判定部４３３は、最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択部４３４へ通知する。
　選択部４３４は、判定部４３３の通知に従い、最大値検出部４３１、最大値検出部４３１Ｕ及び最大値検出部４３１Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択して、選択した広帯域キャリア周波数誤差量の候補を補正に利用する広帯域キャリア周波数誤差量として図３のｆｃ補正部１０２及び図１７の補正部１８０へ出力する。
　なお、振幅算出部２７１Ｕ、振幅算出部２７１Ｇ、乗算部２７２、配置相関演算部２７３、最大値検出部４３１及び信頼度検出部４３２が、直交変換部１５３Ｕの出力信号と直交変換部１５３Ｇの出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、第１候補の信頼度を検出する第１検出処理を実行するブロックである。
　また、振幅算出部２７１Ｕ、配置相関演算部４１１Ｕ、電力算出部４１２Ｕ、最大値検出部４３１Ｕ及び信頼度検出部４３２Ｕが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｕの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、第２候補の信頼度を検出する第２検出処理を実行するブロックである。
　更に、振幅算出部２７１Ｇ、配置相関演算部４１１Ｇ、電力算出部４１２Ｇ、最大値検出部４３１Ｇ及び信頼度検出部４３２Ｇが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｇの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、第３候補の信頼度を検出する第３検出処理を実行するブロックである。
　本実施の形態よれば、マルチパス干渉環境やノイズ環境下だけでなく、前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間、有効シンボル区間において局所的にインパルス雑音が存在した環境下においても、広帯域キャリア周波数誤差量の誤推定を低減して、受信性能の向上を図ることができる。
　≪第７の実施の形態≫
　以下、本発明の第７の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第６の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第６の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４５０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４５０は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第７の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４５０について図１９を参照しつつ説明する。図１９はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４５０の構成図である。なお、図１９には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４５０の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部４５０は、検出部４７０と補正部１８０とを備える。
　検出部４７０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、振幅算出部２７１Ｕと、振幅算出部２７１Ｇと、乗算部２７２と、配置相関演算部（加算処理部）２７３と、電力算出部２１１Ｕと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｕと、電力算出部２１１Ｇと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｇと、選択決定部４７１とを備える。
　振幅算出部２７１Ｕ、振幅算出部２７１Ｇ、乗算部２７２及び配置相関演算部２７３は上述した処理を実施し、配置相関演算部２７３の出力信号（配置相関の値）は選択決定部４７１（後述する図２０の最大値検出部４３１及び信頼度検出部４３２）に供給される。
　電力算出部２１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｕは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号（配置相関の値）は選択決定部４７１（後述する図２０の最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕ）に供給される。
　電力算出部２１１Ｇ及び配置相関演算部３１１Ｇは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｇの出力信号（配置相関の値）は選択決定部４７１（後述する図２０の最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇ）に供給される。
　選択決定部４７１は、図２０を参照して後述するように、配置相関演算部２７３の出力信号、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号、及び配置相関演算部３１１Ｇの出力信号を用いて、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２及び補正部１８０へ出力する。
　補正部１８０は、選択決定部４７１から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数ずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　以下、図１９の選択決定部４７１について図２０を参照しつつ説明する。図２０は図１９の選択決定部４７１の構成図である。なお、図２０には、選択決定部４７１の各部への入力を明確にするため、配置相関演算部２７３、配置相関演算部３１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｇも図示している。
　選択決定部４７１は、最大値検出部４３１と、信頼度検出部４３２と、最大値検出部３３１Ｕと、信頼度検出部３３２Ｕと、最大値検出部３３１Ｇと、信頼度検出部３３２Ｇと、判定部４９１と、選択部４９２とを備える。
　最大値検出部４３１及び信頼度検出部４３２は夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補及びその信頼度を選択部４９２及び判定部４９１へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕは夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及びその信頼度を選択部４９２及び判定部４９１へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇは夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及びその信頼度を選択部４９２及び判定部４９１へ出力する。
　判定部４９１は、信頼度検出部４３２、信頼度検出部３３２Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度、第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較し、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い（信頼度の値が最も大きい）広帯域キャリア周波数誤差量の候補を検出する。そして、判定部４９１は、最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択部４９２へ通知する。
　選択部４９２は、判定部４９１の通知に従い、最大値検出部４３１、最大値検出部３３１Ｕ及び最大値検出部３３１Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択して、選択した広帯域キャリア周波数誤差量の候補を補正に利用する広帯域キャリア周波数誤差量として図３のｆｃ補正部１０２及び図１９の補正部１８０へ出力する。
　なお、振幅算出部２７１Ｕ、振幅算出部２７１Ｇ、乗算部２７２、配置相関演算部２７３、最大値検出部４３１及び信頼度検出部４３２が、直交変換部１５３Ｕの出力信号と直交変換部１５３Ｇの出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、第１候補の信頼度を検出する第１検出処理を実行するブロックである。
　また、電力算出部２１１Ｕ、配置相関演算部３１１Ｕ、最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｕの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、第２候補の信頼度を検出する第２検出処理を実行するブロックである。
　更に、電力算出部２１１Ｇ、配置相関演算部３１１Ｇ、最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｇの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、第３候補の信頼度を検出する第３検出処理を実行するブロックである。
　本実施の形態よれば、マルチパス干渉環境やノイズ環境下だけでなく、前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間、有効シンボル区間において局所的にインパルス雑音が存在した環境下においても、広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行うことができる。
　≪第８の実施の形態≫
　以下、本発明の第８の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第７の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第７の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５００を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５００は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第８の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５００について図２１を参照しつつ説明する。図２１はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５００の構成図である。なお、図２１には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５００の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５００は、検出部５１０と補正部１８０とを備える。
　検出部５１０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、複素乗算部１７１と、配置相関演算部（加算処理部）１７２と、振幅算出部５１１と、電力算出部２１１Ｕと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｕと、電力算出部２１１Ｇと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｇと、選択決定部５１２とを備える。
　複素乗算部１７１及び配置相関演算部１７２は上述した処理を実施し、配置相関演算部１７２の出力信号（配置相関の値）が振幅算出部５１１に供給される。振幅算出部５１１は、配置相関演算部１７２から順次入力される配置相関の値の振幅の算出処理を実施し、算出した配置相関の振幅値を選択決定部５１２（後述する図２２の最大値検出部５３１及び信頼度検出部５３２）へ出力する。
　電力算出部２１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｕは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号（配置相関の値）は選択決定部５１２（後述する図２２の最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕ）に供給される。
　電力算出部２１１Ｇ及び配置相関演算部３１１Ｇは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｇの出力信号（配置相関の値）は選択決定部５１２（後述する図２２の最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇ）に供給される。
　選択決定部５１２は、図２２を参照して後述するように、振幅算出部５１１の出力信号、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号、及び配置相関演算部３１１Ｇの出力信号を用いて、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２及び補正部１８０へ出力する。
　補正部１８０は、選択決定部５１２から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数ずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　以下、図２１の選択決定部５１２について図２２を参照しつつ説明する。図２２は図２１の選択決定部５１２の構成図である。なお、図２２には、選択決定部５１２の各部への入力を明確にするため、振幅算出部５１１、配置相関演算部３１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｇも図示している。
　選択決定部５１２は、最大値検出部５３１と、信頼度検出部５３２と、最大値検出部３３１Ｕと、信頼度検出部３３２Ｕと、最大値検出部３３１Ｇと、信頼度検出部３３２Ｇと、判定部５３３と、選択部５３４とを備える。
　最大値検出部５３１は、振幅算出部５１１から順次入力される配置相関の振幅値から最大の振幅値の検出を行い、最大の振幅値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補）として選択部５３４へ出力する。
　信頼度検出部５３２は、振幅算出部５１１から順次入力される配置相関の振幅値から最大の振幅値と２番目に大きい振幅値を検出し、最大の振幅値を２番目に大きい振幅値で除算し、除算値（最大の配置相関の振幅値÷２番目に大きい配置相関の振幅値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度として判定部５３３へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕは夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及びその信頼度を選択部５３４及び判定部５３３へ出力する。
　最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇは夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及びその信頼度を選択部５３４及び判定部５３３へ出力する。
　判定部５３３は、信頼度検出部５３２、信頼度検出部３３２Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度、第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較し、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い（信頼度の値が最も大きい）広帯域キャリア周波数誤差量の候補を検出する。そして、判定部５３３は、最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択部５３４へ通知する。
　選択部５３４は、判定部５３３の通知に従い、最大値検出部５３１、最大値検出部３３１Ｕ、及び最大値検出部３３１Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択して、選択した広帯域キャリア周波数誤差量の候補を補正に利用する広帯域キャリア周波数誤差量として図３のｆｃ補正部１０２及び図２１の補正部１８０へ出力する。
　なお、複素乗算部１７１、配置相関演算部１７２、振幅算出部５１１、最大値検出部５３１及び信頼度検出部５３２が、直交変換部１５３Ｕの出力信号と直交変換部１５３Ｇの出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、第１候補の信頼度を検出する第１検出処理を実行するブロックである。
　また、電力算出部２１１Ｕ、配置相関演算部３１１Ｕ、最大値検出部３３１Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｕが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｕの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、第２候補の信頼度を検出する第２検出処理を実行するブロックである。
　更に、電力算出部２１１Ｇ、配置相関演算部３１１Ｇ、最大値検出部３３１Ｇ及び信頼度検出部３３２Ｇが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｇの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、第３候補の信頼度を検出する第３検出処理を実行するブロックである。
　本実施の形態よれば、マルチパス干渉環境やノイズ環境下だけでなく、前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間、有効シンボル区間において局所的にインパルス雑音が存在した環境下においても、広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行うことができる。
　≪第９の実施の形態≫
　以下、本発明の第９の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第８の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第８の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５５０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５５０は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと広帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕組みが異なる。
　以下、第９の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５５０について図２３を参照しつつ説明する。図２３はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５５０の構成図である。なお、図２３には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５５０の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５５０は、検出部５７０と補正部１８０とを備える。
　検出部５７０は、Ｐ１シンボルでのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の検出を行うものであり、複素乗算部１７１と、配置相関演算部（加算処理部）１７２と、電力算出部１７３と、電力算出部２１１Ｕと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｕと、２乗算出部５７１Ｕと、電力算出部２１１Ｇと、配置相関演算部（加算処理部）３１１Ｇと、２乗算出部５７１Ｇと、選択決定部５７２とを備える。
　複素乗算部１７１、配置相関演算部１７２及び電力算出部１７３は上述した処理を実施し、電力算出部１７３の出力信号（配置相関の電力値）は選択決定部５７２（後述する図２４の最大値検出部３３１及び信頼度検出部３３２）に供給される。
　電力算出部２１１Ｕ及び配置相関演算部３１１Ｕは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｕの出力信号（配置相関の値）は２乗算出部５７１Ｕに供給される。２乗算出部５７１Ｕは、配置相関演算部３１１Ｕから順次入力される配置相関の値の２乗演算を実施し、２乗演算の結果を選択決定部５７２（後述する図２４の最大値検出部５９１Ｕ及び信頼度検出部５９２Ｕ）へ出力する。
　電力算出部２１１Ｇ及び配置相関演算部３１１Ｇは上述した処理を実施し、配置相関演算部３１１Ｇの出力信号（配置相関の値）は２乗算出部５７１Ｇに供給される。２乗算出部５７１Ｇは、配置相関演算部３１１Ｇから順次入力される配置相関の値の２乗演算を実施し、２乗演算の結果を選択決定部５７２（後述する図２４の最大値検出部５９１Ｇ及び信頼度検出部５９２Ｇ）へ出力する。
　選択決定部５７２は、図２４を参照して後述するように、電力算出部１７３の出力信号、２乗算出部５７１Ｕの出力信号、及び２乗算出部５７１Ｇの出力信号を用いて、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図３のｆｃ補正部１０２及び補正部１８０へ出力する。
　補正部１８０は、選択決定部５７２から入力された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号の広帯域キャリア周波数ずれの補正を行った上でＡｃｔｉｖｅキャリアの抽出を行う。
　以下、図２３の選択決定部５７２について図２４を参照しつつ説明する。図２４は図２３の選択決定部５７２の構成図である。なお、図２４には、選択決定部５７２の各部への入力を明確にするため、電力算出部１７３、２乗算出部５７１Ｕ及び２乗算出部５７１Ｇも図示している。
　選択決定部５７２は、最大値検出部３３１と、信頼度検出部３３２と、最大値検出部５９１Ｕと、信頼度検出部５９２Ｕと、最大値検出部５９１Ｇと、信頼度検出部５９２Ｇと、判定部５９３と、選択部５９４とを備える。
　最大値検出部３３１及び信頼度検出部３３２は夫々上述した処理を行い、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補及びその信頼度の検出を行い、検出した広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補及びその信頼度を選択部５９４及び判定部５９３へ出力する。
　最大値検出部５９１Ｕは、２乗算出部５７１Ｕから順次入力される配置相関の２乗値から最大の配置相関の２乗値の検出を行い、最大の配置相関の２乗値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補）として選択部５９４へ出力する。
　信頼度検出部５９２Ｕは、２乗算出部５７１Ｕから順次入力される配置相関の２乗値から最大の配置相関の２乗値と２番目に大きい配置相関の２乗値を検出し、最大の配置相関の２乗値を２番目に大きい配置相関の２乗値で除算し、除算値（最大の配置相関の２乗値÷２番目に大きい配置相関の２乗値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補の信頼度として判定部５９３へ出力する。
　最大値検出部５９１Ｇは、２乗算出部５７１Ｇから順次入力される配置相関の２乗値から最大の配置相関の２乗値の検出を行い、最大の配置相関の２乗値を得るシフト量より１大きいシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量の候補（広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補）として選択部５９４へ出力する。ここで、最大の配置相関の電力値を得るシフト量より１大きいシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補とするのは、補正部１８０が広帯域キャリア周波数誤差のずれの補正を実施する対象が有効シンボル区間に関する信号であり、ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号より１サブキャリア分周波数が高い方にシフトされていることによる。なお、例えば、直交変換部１５３Ｇの前段又は後段においてガードインターバル区間の信号に対して－ｆＳＨの周波数シフトを施している場合には（１サブキャリア分周波数が低くなるように周波数シフトを施している場合には）、最大値検出部５９１Ｇは、最大の配置相関の電力値を得るシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補として選択部５９４へ出力すればよい。
　信頼度検出部５９２Ｇは、２乗算出部５７１Ｇから順次入力される配置相関の２乗値から最大の配置相関の２乗値と２番目に大きい配置相関の２乗値を検出し、最大の配置相関の２乗値を２番目に大きい配置相関の２乗値で除算し、除算値（最大の配置相関の２乗値÷２番目に大きい配置相関の２乗値）を広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補の信頼度として判定部５９３へ出力する。
　判定部５９３は、信頼度検出部３３２、信頼度検出部５９２Ｕ及び信頼度検出部５９２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度、第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較し、広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い（信頼度の値が最も大きい）広帯域キャリア周波数誤差量の候補を検出する。そして、判定部５９３は、最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択部５９４へ通知する。
　選択部５９４は、判定部５９３の通知に従い、最大値検出部３３１、最大値検出部５９１Ｕ及び最大値検出部５９１Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補、第２候補及び第３候補の中から最も信頼度が高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を選択して、選択した広帯域キャリア周波数誤差量の候補を補正に利用する広帯域キャリア周波数誤差量として図３のｆｃ補正部１０２及び図２３の補正部１８０へ出力する。
　なお、複素乗算部１７１、配置相関演算部１７２、電力算出部１７３、最大値検出部３３１及び信頼度検出部３３２が、直交変換部１５３Ｕの出力信号と直交変換部１５３Ｇの出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、第１候補の信頼度を検出する第１検出処理を実行するブロックである。
　また、電力算出部２１１Ｕ、配置相関演算部３１１Ｕ、２乗算出部５７１Ｕ、最大値検出部５９１Ｕ及び信頼度検出部５９２Ｕが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｕの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、第２候補の信頼度を検出する第２検出処理を実行するブロックである。
　更に、電力算出部２１１Ｇ、配置相関演算部３１１Ｇ、２乗算出部５７１Ｇ、最大値検出部５９１Ｇ及び信頼度検出部５９２Ｇが、直交変換部１５３Ｕの出力信号及び直交変換部１５３Ｇの出力信号のうち直交変換部１５３Ｇの出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、第３候補の信頼度を検出する第３検出処理を実行するブロックである。
　本実施の形態よれば、マルチパス干渉環境やノイズ環境下だけでなく、前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間、有効シンボル区間において局所的にインパルス雑音が存在した環境下においても、広帯域キャリア周波数誤差量の推定を精度よく行うことができる。
　≪第１０の実施の形態≫
　以下、本発明の第１０の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第９の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。
　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第９の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などと異なるＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部６００を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部６００は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５などに対して、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの出力信号及びＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号の一方を選択して選択した信号に対して広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する機能を付加したものである。
　以下、第１０の実施の形態に係るＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部６００について図２５を参照しつつ説明する。図２５はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部６００の構成図である。なお、図２５には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部６００の各部への入力を明確にするため、Ｐ１直交変換部１５３Ｕ、Ｐ１直交変換部１５３Ｇ及びＣＤＳテーブル生成部１５４も図示している。
　検出部６１０は、図１３の検出部３１０の選択決定部３１２の代わりに選択部３１２Ａを備える。選択部３１２Ａは、図２６に示す構成をしており、図１４の判定部３３３の代わりに判定部３３３Ａを備える。
　判定部３３３Ａは、判定部３３３の機能に加え、次の機能を有する。判定部３３３Ａは、信頼度検出部３３２、信頼度検出部３３２Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補の信頼度、第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較する。そして、判定部３３３Ａは、第１候補の信頼度が最も高い場合にはＰ１直交変換部１５３Ｕの出力信号を選択して補正部１８０Ａへ出力するように選択部６２０へ通知する。また、判定部３３３Ａは、第２候補の信頼度が最も高い場合にはＰ１直交変換部１５３Ｕの出力信号を選択して補正部１８０Ａへ出力するように選択部６２０へ通知する。さらに、判定部３３３Ａは、第３候補の信頼度が最も高い場合には、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの出力信号を選択して補正部１８０Ａへ出力するように選択部６２０へ通知する。
　なお、判定部３３３Ａは、信頼度検出部３３２Ｕ及び信頼度検出部３３２Ｇの夫々から入力される広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補の信頼度及び第３候補の信頼度を比較する。そして、判定部３３３Ａは、第２候補の信頼度の方が高い場合にはＰ１直交変換部１５３Ｕの出力信号を選択して補正部１８０Ａへ出力するように選択部６２０へ通知する。一方、判定部３３３Ａは、第３候補の信頼度の方が高い場合にはＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号を選択して補正部１８０Ａへ出力するように選択部６２０へ通知するようにしてもよい。
　図２５の選択部６２０は、選択決定部３１２Ａ内の判定部３３３Ａからの通知に従い、第１直交変換部１５３Ｕの出力信号及び第２直交変換部１５３Ｇの出力信号から一方を選択して、選択した信号を補正部１８０Ａへ出力する。
　補正部１８０Ａは、選択決定部３１２Ａ内の選択部３３４から出力された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、選択部６２０の出力信号（周波数領域の複素ベースバンド信号）の広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する。そして、補正部１８０Ａは、ＣＤＳテーブル生成部１５４から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を利用して、広帯域キャリア周波数のずれが補正された周波数領域の複素ベースバンド信号から、Ａｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出し、抽出したＡｃｔｉｖｅキャリアを図４のＰ１デコード部１５６（図７のデスクランブル部１９１）へ出力する。なお、選択部３１２Ａ内の選択部３３４Ａは、有効シンボル区間の周波数領域の信号の広帯域キャリア周波数誤差量を補正部１８０Ａに供給している。そして、結合ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号をｆＳＨ分周波数シフトしたもの（１サブキャリア分周波数が高くなるように周波数シフトしたもの）である。このことから、直交変換部１８０Ｇの出力信号が選択部６２０に選択された場合には、補正部１８０Ａは、供給される広帯域キャリア周波数誤差量より１小さい値分の広帯域キャリア周波数のずれを補正することになる。
　本実施の形態によれば、有効シンボル区間の信号及び結合ガードインターバル区間の信号のうち信頼度の高い方の信号を利用したＰ１シンボルのデコード処理を実施することができ、Ｐ１シンボルのデコードの精度の向上を図ることができる。
　≪補足≫
　本発明は上記の実施の形態で説明した内容に限定されず、本発明の目的とそれに関連又は付随する目的を達成するためのいかなる形態においても実施可能であり、例えば、以下であってもよい。
　（１）上記の実施の形態で説明した複素乗算部１７１、乗算部２１２、乗算部２７２は、結合ガードインターバル区間の信号が有効シンボル区間の信号に対して１サブキャリア分高周波側にずれていることを考慮して上記の（数１６）、上記の（数１９）、上記の（数２０）を用いた演算を行っている。しかしながら、これに限定されるものではなく、１サブキャリア分高周波側にずれていることを考慮したものであればよく、例えば次のようなものであってもよい。
　Ｐ１直交変換部１５３Ｇの前段に周波数シフト補正部を設け、この周波数シフト補正部はＰ１シンボルの結合ガードインターバル区間の時間領域の複素ベースバンド信号に対して－ｆＳＨ分だけ周波数シフトさせ（ガードインターバル区間の信号に対して送信側で施されたｆＳＨ分だけの周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を行い）、周波数シフトさせた時間領域の複素ベースバンド信号をＰ１直交変換部１５３Ｇへ出力する。或いは、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの後段に周波数シフト補正部を設け、この周波数シフト補正部はＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号）に対して１サブキャリア分だけ周波数が低くなるように補正し（ガードインターバル区間の信号に対して送信側で施されたｆＳＨ分だけの周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を行い）、１サブキャリア分だけ周波数が低くなるように補正された周波数領域の複素ベースバンド信号をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇへ出力する。或いは、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは直交変換を実施する際に－ｆＳＨ分だけ周波数シフトする補正処理を行う。
　これらの場合には、複素乗算部１７１は上記の（数１６）の代わりに下記の（数２１）に示す演算を実施し、乗算部２１２は上記の（数１９）の代わりに下記の（数２２）に示す演算を実施し、乗算部２７２は上記の（数２０）の代わりに下記の（数２３）に示す演算を実施すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
  
　なお、複素乗算部１７１は、上記の（数２１）の演算の代わりに、出力信号ＹＵ（ｎ）の複素共役の信号ＹＵ（ｎ）＊と出力信号ＹＧ（ｎ）とを乗算するようにしてもよい。
　また、ガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号が有効シンボル区間の信号をＸ（Ｘは整数）サブキャリア分に相当するｆＸ分周波数シフトしたものである場合には、上記の周波数シフト補正部は、ガードインターバル区間の信号に対して送信側で施されたｆＸ分だけの周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理（－ｆＸ分だけの周波数シフトの実施に係る処理）を行うようにすればよい。
　ここで、Ｘが負の値の場合には、ガードインターバル区間の信号が有効シンボル区間の信号を（－Ｘ）サブキャリ分だけ周波数が低くなるように周波数シフトしたものと言うことになる。
　（２）上記の実施の形態では、結合ガードインターバル区間の信号が有効シンボル区間の信号に対して１サブキャリア分高周波側にずれていることから、複素乗算部１７１、乗算部２１２、乗算部２７２は、上記の（数１６）、上記の（数１９）、上記の（数２０）を用いた演算を行うようにしている。しかしながら、ガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号が有効シンボル区間の信号をＸ（Ｘは整数）サブキャリ分だけ周波数が高くなるように周波数シフトしたものである場合には、複素乗算部１７１は上記の（数１６）の代わりに下記の（数２４）に示す演算を実施し、乗算部２１２は上記の（数１９）の代わりに下記の（数２５）に示す演算を実施し、乗算部２７２は上記の（数２０）の代わりに下記の（数２６）に示す演算を実施すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
  
　ここで、Ｘが負の値の場合には、ガードインターバル区間の信号が有効シンボル区間の信号を（－Ｘ）サブキャリ分だけ周波数が低くなるように周波数シフトしたものと言うことになる。
　なお、複素乗算部１７１は、上記の（数２４）の演算の代わりに、出力信号ＹＵ（ｎ）の複素共役の信号ＹＵ（ｎ）＊と出力信号ＹＧ（ｎ＋Ｘ）とを乗算するようにしてもよい。
　（３）上記の第４以降の実施の形態では、各信頼度検出部に入力される信号の最大値を２番目に大きい値で割った除算値（最大値÷２番目に大きい値）を信頼度として用いているが、これに限定されるものではなく、ＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリアの信号品質によって配置相関が受ける影響を利用した信頼性を測定することができるものであればよく、例えば次のようなものであってもよい。各信頼度検出部に入力される信号の最大値で２番目に大きい値を割った除算値（２番目に大きい値÷最大値）を信頼度とし、値が小さい程信頼度が高いとしても良い。或いは、各信頼度検出部に入力される信号の最大値を信頼度とし、値が大きい程信頼度が高いとしても良い。或いは、各信頼度検出部に入力される信号の最大値と２番目に大きい値の差を信頼度とし、値が大きい程信頼度が高いとしても良い。
　（４）上記の第４以降の実施の形態では、第１検出処理、第２検出処理、第３検出処理の３つを行うとしているが、これに限定されるものではなく、これらのうちの２つだけを行うようにしてもよい。
　（５）上記の第１０の実施の形態で説明したＰ１直交変換部１５３Ｕの出力信号及びＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号の一方を選択して選択した信号に対して広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する機能を、第５から第９の実施の形態で説明した広帯域ｆｃ誤差検出補正部３５０，４００，４５０，５００，５５０に適用するようにしてもよい。
　（６）　上記の各実施の形態では、各直交変換に対して１つの直交変換部１０６又は１つのＰ１直交変換部１５３Ｕ，１５３Ｇを備えるようになっているが、これに限定されるものではなく、それらの全て又は一部を共用するようにしてもよい。
　（７）　上記の各実施の形態では、各Ｐ１復調部で検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力して、ｆｃ補正部１０２は、キャリア周波数のずれを補正する際にこれらを利用している。しかしながら、これに限定されるものではなく、ｆｃ補正部１０２は、キャリア周波数のずれの補正を実施する際に、各Ｐ１復調部で検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量の一方のみを用いるようにしてもよく、いずれも用いなくてもよい。
　また、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５や広帯域ｆｃ誤差算出部１０７によるＰ２シンボルやデータシンボルでの狭帯域キャリア周波数誤差量や広帯域キャリア周波数誤差量の算出の仕方、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２によるＰ１シンボルでの狭帯域キャリア周波数誤差量の検出の仕方は、特に限定されるものではなく、公知の手法を適用することができる。例えば、直交変換部１０６の出力信号に対し、Ｐ２シンボルやデータシンボル中に含まれるパイロット信号のシンボル間の位相差から狭帯域キャリア周波数誤差量の算出を行うようにしてもよい。
　（８）上記の各実施の形態では、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格に則ったＯＦＤＭ受信装置などについて説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格におけるＦＥＦ期間を用いた伝送規格においてＰ１シンボルがＦＥＦ期間の先頭に挿入されるため、ＦＥＦ期間を用いた伝送規格に則ったＯＦＤＭ受信装置などに対しても適用可能である。
　（９）上記の各実施の形態では、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットに則ったＰ１シンボルを用いて説明したが、Ｐ１シンボルに限定されるものではなく、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルに対して適用可能である。
　例えば、ガードインターバル区間の信号は、有効シンボル区間の信号をｆＳＨ分周波数シフトした信号に限定されるものではなく、有効シンボル区間の信号を周波数シフトしていない信号であってもよく、ｆＳＨ分周波数シフト以外の周波数シフトした信号であってもよい。また、ガードインターバル区間の信号は、有効シンボル区間の信号の全体を周波数シフトした信号に限定されるものではなく、有効シンボル区間の信号の一部を周波数シフトし、残りの部分を周波数シフトしていない信号であってもよい。
　ガードインターバル区間は、前ガードインターバル区間と後ガードインターバル区間とに分割されたものに限定されるものではなく、前ガードインターバル区間のみからなるものであってもよく、後ガードインターバル区間のみからなるものであってもよい。なお、ガードインターバル区間は３つ以上に分割されていてもよく、例えば、有効シンボル区間を分割してその間にガードインターバル区間の分割された区間を挿入するようにしてもよい。
　ガードインターバル区間の時間幅は、有効シンボル区間の時間幅に一致しているものに限定されず、異なっていても良い。
　（１０）上記の各実施の形態では、ＦＦＴサイズが１ｋとしたが、これに限定されるものではなく、ＦＦＴサイズが１ｋ以外（例えば、２ｋ、４ｋ、８ｋなど）であってもよい。
　（１１）上記の各実施の形態では、差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調であるとしたが、これに限定されず、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）に対応する復調などＤＢＰＳＫ以外の差動変調に対応する復調であってもよい。また、上記の各実施の形態では、差動復調を例に挙げて説明したが、差動復調以外の復調であってもよい。
　（１２）上記の各実施の形態では、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格に則って説明したため、Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置は図３２であるとしたが、これに限定されるものではなく、Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置は使用する伝送規格に則ったものを利用するようにすればよい。
　（１３）上記の各実施の形態における受信装置の各構成要素は、集積回路であるＬＳＩで実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。
　（１４）上記の各実施の形態で示した受信装置の動作の手順の少なくとも一部を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。
　（１５）上記の各実施の形態で示した受信装置の受信処理の少なくとも一部を行う受信装置を実現してもよい。
　（１６）上記の各実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて上記の各実施の形態を実現してもよい。例えば、上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。
　（１７）上記の各実施の形態などで説明した内容を適宜組み合わせるようにしてもよい。
　本発明は、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に利用できる。
　３０　復調部
　１０３　Ｐ１復調部
　１５１　Ｐ１位置検出部
　１５２　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部
　１５３Ｕ　Ｐ１直交変換部
　１５３Ｇ　Ｐ１直交変換部
　１５４　ＣＤＳテーブル生成部
　１５５　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部
　１７０　検出部
　１７１　複素乗算部
　１７２　配置相関部
　１７３　電力算出部
　１７４　最大値検出部
　１８０　補正部

Claims (17)

  1. 　有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
    　前記有効シンボル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第１直交変換部と、
    　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第２直交変換部と、
    　前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出部と、
    　前記検出部により検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正部と、
    　を備えるＯＦＤＭ受信装置。
  2. 　前記ガードインターバル区間の信号は、前記有効シンボル区間の信号を周波数シフトしたものである
    　請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
  3. 　前記第２直交変換部の入力信号又は前記第２直交変換部の出力信号に対して前記周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を前記第２直交変換部の前段又は後段において実施し、補正処理の結果を出力する周波数シフト補正部
    　を更に備え、
    　前記検出部は、前記広帯域キャリア周波数のずれの補正を、前記第１直交変換部の出力信号と、前記周波数シフト補正部の出力信号を直交変換して得られた前記第２直交変換部の出力信号又は前記周波数シフト補正部の出力信号と、に基づいて行う
    　請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
  4. 　前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルであり、
    　前記ガードインターバル区間は、前記有効シンボル区間より手前の前ガードインターバル区間と、前記有効シンボル区間より後ろの後ガードインターバル区間とからなり、
    　前記第２直交変換部は、前記直交変換を、前記前ガードインターバル区間の信号と前記後ガードインターバル区間の信号とを結合した信号を用いて行う
    　請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
  5. 　前記ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアは、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとで構成されており、
    　前記複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの各々が配置されるサブキャリア位置は、所定の配置パターンによって規定されており、
    　前記検出部は、
    　前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号とに基づく信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて、前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する
    　請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
  6. 　前記検出部は、
    　前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号との複素乗算をサブキャリア毎に実施する複素乗算部と、
    　連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの複素乗算値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施して加算処理の結果を出力する加算処理部と、
    　前記加算処理部の各出力信号の電力を算出し、算出結果を出力する電力算出部と、
    　前記電力算出部の各出力信号の中から最大値を検出することによって前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する最大値検出部と、
    　を備える請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
  7. 　前記検出部は、
    　前記第１直交変換部の出力信号の電力をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第１電力算出部と、
    　前記第２直交変換部の出力信号の電力をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第２電力算出部と、
    　前記第１電力算出部の出力信号と前記第２電力算出部の出力信号との乗算をサブキャリア毎に実施する乗算部と、
    　連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの乗算値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施して加算処理の結果を出力する加算処理部と、
    　前記加算処理部の各出力信号の中から最大値を検出することによって前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する最大値検出部と、
    　を備える請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
  8. 　前記検出部は、
    　前記第１直交変換部の出力信号の振幅をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第１振幅算出部と、
    　前記第２直交変換部の出力信号の振幅をサブキャリア毎に算出し、算出結果を出力する第２振幅算出部と、
    　前記第１振幅算出部の出力信号と前記第２振幅算出部の出力信号との乗算をサブキャリア毎に実施する乗算部と、
    　連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの乗算値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施して加算処理の結果を出力する加算処理部と、
    　前記加算処理部の各出力信号の中から最大値を検出することによって前記広帯域キャリア周波数誤差量を検出する最大値検出部と、
    　を備える請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
  9. 　前記ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアは、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとで構成されており、
    　前記複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの各々が配置されるサブキャリア位置は、所定の配置パターンによって規定されており、
    　前記検出部は、
    　前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号との双方を用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補を検出し、前記第１候補の信頼度を検出する第１検出処理、
    　前記第１直交変換部の出力信号及び前記第２直交変換部の出力信号のうちの前記第１直交変換部の出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補を検出し、前記第２候補の信頼度を検出する第２検出処理、及び、
    　前記第１直交変換部の出力信号及び前記第２直交変換部の出力信号のうちの前記第２直交変換部の出力信号のみを用いて広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補を検出し、前記第３候補の信頼度を検出する第３検出処理、の少なくとも２つを実施し、
    　信頼度が最も高い広帯域キャリア周波数誤差量の候補を前記補正部が用いる前記広帯域キャリア周波数誤差量として選択する
    　請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
  10. 　前記検出部は、
    　前記第１検出処理を、
    　前記第１直交変換部の出力信号と前記第２直交変換部の出力信号とに基づく第１信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該第１信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて前記広帯域キャリア周波数誤差量の第１候補及び前記第１候補の信頼度を検出することによって実施し、
    　前記第２検出処理を、
    　前記第１直交変換部の出力信号に基づく第２信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該第２信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて前記広帯域キャリア周波数誤差量の第２候補及び前記第２候補の信頼度を検出することによって実施し、
    　前記第３検出処理を、
    　前記第２直交変換部の出力信号に基づく第３信号の連続する複数のサブキャリアにおいて前記配置パターンで規定された複数のＡｃｔｉｖｅキャリアの位置に対応するサブキャリアでの当該第３信号の値を加算する加算処理を、前記連続する複数のサブキャリアを所定の範囲内でサブキャリア方向に１サブキャリア単位で順次シフトしながら実施し、加算処理の結果に基づいて前記広帯域キャリア周波数誤差量の第３候補及び前記第３候補の信頼度を検出することによって実施する
    　請求項９記載のＯＦＤＭ受信装置。
  11. 　前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値を２番目に大きい値で除算した値であって値が大きい程信頼度が高い、又は、前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値で２番目に大きい値を除算した値であって値が小さい程信頼度が高い
    　請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置。
  12. 　前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値であって値が大きい程信頼度が高い
    　請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置。
  13. 　前記第１から第３の各信頼度は前記加算処理の結果の最大値と２番目に大きい値との差であって値が大きい程信頼度が高い
    　請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置。
  14. 　検出された前記各候補の信頼度に基づいて、前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号の一方を選択し、選択した信号を前記補正部へ出力する選択部を更に備え、
    　前記補正部は、前記選択部から入力された信号に対して前記広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する
    　請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置。
  15. 　有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、
    　前記有効シンボル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第１直交変換回路と、
    　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換し、直交変換の結果を出力する第２直交変換回路と、
    　前記第１直交変換回路の出力信号と前記第２直交変換回路の出力信号とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出回路と、
    　前記検出回路により検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正回路と、
    　を備えるＯＦＤＭ受信回路。
  16. 　有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、
    　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、
    　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、
    　前記第１直交変換ステップでの直交変換の結果と前記第２直交変換ステップでの直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出ステップと、
    　前記検出ステップで検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正ステップと、
    　を備えるＯＦＤＭ受信方法。
  17. 　有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号に基づくガードインターバル区間の信号とから構成されたＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、
    　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、
    　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、
    　前記第１直交変換ステップでの直交変換の結果と前記第２直交変換ステップでの直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出ステップと、
    　前記検出ステップで検出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルの広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施する補正ステップと、
    　を実行させるＯＦＤＭ受信プログラム。
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