WO2012029378A1 - Ofdm通信方式の受信方法 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a reception method and a reception apparatus in communication such as wireless communication, and more particularly to improvement of reception quality in an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) communication system.
- OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
- information (b 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 ) to be transmitted is converted into an Nth-order IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) device (IDFT operating means) ⁇ or DFT (Discrete Fourier transform: Discrete Fourier Transform) device (DFT operation means) ⁇ , and the output (x 0 , x 1 ,..., X N ⁇ 1 ) is a signal carrying information.
- IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
- DFT operation means Discrete Fourier transform: Discrete Fourier Transform
- a portion of length L is cut out from the rear of the signal (x 0 , x 1 ,..., X N ⁇ 1 ) that carries this information, connected in front, and a transmission signal of length (N + L) (x N ⁇ L, ⁇ , x N-1 , x 0, x 1, ⁇ , and x N-1).
- a portion of length L from the front of the received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 ) of length (N + L) (Z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 ) are rounded down, and (z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 ) are converted into N-order DFT devices (DFT operation means) ⁇ or IDFT devices (IDFT operation means) ⁇ , the information (b 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 ) to be transmitted is restored.
- DFT operation means N-order DFT devices
- IDFT operation means IDFT operation means
- the output of the DFT device will be different from (b 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 ), but a pilot signal carrying known information is transmitted. Then, by comparing the output of the DFT device with the known (b 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 ) on the receiving side, the output from the DFT device (b 0 , b 1 ,. It is possible to know the correction coefficient to be used for restoring b N ⁇ 1 ). This relationship is shown in the signal flowchart of FIG.
- ⁇ connects to the previous x 63), the transmitted signal (x 48, x 49, ⁇ , x 63, x 0, x 1, ⁇ , a x 63).
- a method for processing received signals and restoring information to be transmitted has not been standardized.
- a reference for synchronization is determined.
- a synchronization reference is determined using a synchronization signal. When there is a reflection path, a plurality of synchronization signals arrive with different time delays, but the synchronization signal having the maximum amplitude is the reference for synchronization.
- the synchronization signal on the transmission side and (x 48 , x 49 ,..., X 63 , x 0 , x 1 ,..., X 63 ) The temporal relationship between the synchronization signal of the maximum amplitude on the receiving side and (z 48 ,..., Z 63 , z 0 , z 1 ,..., Z 63 ) is the same. , (Z 48 ,..., Z 63 , z 0 , z 1 ,..., Z 63 ) are determined.
- the length 16 is rounded down from the front (z 48 ,..., Z 63 , z 0 , z 1 ,..., Z 63 ) thus determined (z 0 , z 1 ,..., Z 63 ).
- the correction coefficient for obtaining information (b 0 , b 1 ,..., B 63 ) to be transmitted as the output of the Nth-order DFT device is known as follows.
- a pilot signal created using known (b 0 , b 1 ,..., B 63 ) By transmitting a pilot signal created using known (b 0 , b 1 ,..., B 63 ), the output of the Nth-order DFT device on the receiving side and the known (b used on the transmitting side) 0 , b 1 ,..., B 63 ) to know a correction coefficient for obtaining information (b 0 , b 1 ,..., B 63 ) to be transmitted from the output of the Nth-order DFT device. be able to.
- the received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 ), or (z N ⁇ L ,..., Z N -1, z 0, z 1, ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , from the z K-1), an intermediate portion extraction length N, (z N -M, ⁇ , z N-1 , z 0, z 1, ⁇ , z N-M-1) a N-order DFT of action means (DFT unit) or effectors of order N IDFT (IDFT device ), B 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 are not mixed with each other, and the information (b 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 ) to be transmitted is correctly restored.
- DFT unit N-order DFT of action means
- IDFT device effectors of order N IDFT
- FIG. 5 shows an example of a flowchart from information to be transmitted (transmitting side) to a signal (receiving side) input to the DFT device in the present invention.
- the length (LM) from the front of the received signal.
- the length M is truncated from the back, and (z NM ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ M ⁇ 1 ) is input to the DFT apparatus.
- the signal is shown.
- a received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 ) or (z N ⁇ L ,. ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , from the z K-1), (z N-M, ⁇ , Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ M ⁇ 1 ) are input to the N-th order DFT operation means (DFT device) or the N-th order IDFT operation means (IDFT device).
- DFT device N-th order DFT operation means
- IDFT device N-th order IDFT operation means
- the method of the present invention extracts the length N from the received signal and inputs it to the Nth-order DFT device (DFT operating means), so that the information to be transmitted is correctly mixed without being mixed with each other on the receiving side.
- DFT operating means Nth-order DFT device
- An N-by-N DFT matrix is defined as follows.
- Formula 1 Here, i is the row number, j is the column number, and the row number and the column number start from 0 here.
- the (i, j) component of the DFT matrix F N is Where Equation 3, Then, Formula 4, In this definition, the DFT matrix is a unitary matrix.
- An N-by-N inverse DFT matrix (IDFT matrix) is an inverse matrix of the DFT matrix and is defined as follows. Formula 5, Formula 6, Formula 7, It becomes. This is a matter of course since F N that is symmetric unitary matrix.
- Both f N (i, j) and g N (i, j) contain 1 / ⁇ N, but depending on the book, the coefficient of f N is 1 and the coefficient of g N is 1 / N. There is also something to do.
- F N is the ⁇ N times the unitary matrix instead of the unitary matrix. In any case, 1 / ⁇ N, 1 / N, etc. are often omitted in hardware.
- Equation 10 Equation 10 Formula 11 (Ii)
- Equation 10 Equation 10 Formula 11 (Ii)
- the impulse response between the input terminal and the 0th output terminal is (1/2) (1, 1, 1, 1)
- the impulse response between the input terminal and the first output terminal is (1/2) (j, -1, -j, 1)
- the impulse response between the input terminal and the second output terminal is (1/2) ( ⁇ 1, 1, ⁇ 1, 1)
- the impulse response between the input terminal and the third output terminal is (1/2) ( ⁇ j, ⁇ 1, j, 1).
- the “matched filter” of a discrete signal is a filter that satisfies “the impulse response of the filter and the signal matched with the filter are in a relationship in which the time axis is reversed and the complex conjugate is taken”. Therefore, between the input terminal and the 0th output terminal in FIG. 4 is a matched filter of (1/2) (1, 1, 1, 1), Between the input terminal and the first output terminal is a matched filter of (1/2) (1, j, -1, -j), Between the input terminal and the second output terminal is a matched filter of (1/2) (1, -1, 1, -1), Between the input terminal and the third output terminal is a matched filter of (1/2) (1, -j, -1, j).
- Equation 21 The output of the 0th output terminal is expressed by Equation 21. So, the components of the center is b 0.
- Equation 22 So The output of the first output terminal is given by Equation 22 So, the components of the center is b 1.
- Equation 23 The output of the second output terminal is expressed by Equation 23. So, the components of the center is b 2.
- Equation 24 The output of the third output terminal is expressed by Equation 24. So, the components of the center is b 3.
- the 0th output terminal, the 1st output terminal, the 2nd output terminal, and the 3rd output terminal are respectively (1/2) (1, 1, 1, 1), (1/2) (1, -j, -1, j), (1/2) (1, -1, 1, -1), (1/2) (1, j, -1, -j) Output terminal of the matched filter.
- Equation 25 the received signal is expressed by Equation 25.
- Equation 26 Is input to the input terminal of FIG.
- Equation 27 The output of the 0th output terminal is expressed by Equation 27. Therefore, this central component is b 0 (1+ p).
- Equation 28 The output of the first output terminal is expressed by Equation 28. Therefore, the central component is b 1 (1-jp).
- Equation 29 The output of the second output terminal is expressed by Equation 29. Therefore, the central component is b 2 (1-p).
- Equation 30 The output of the third output terminal is given by Equation 30. Therefore, the central component is b 3 (1 + jp).
- (x 2 , x 3 + px 2 ) at the head of the received signal is removed, and (x 0 + px 3 , x 1 + px 0 , x 2 + px 1 , x 3 + px 2 ) is used as the input terminal of FIG.
- the center component of the output of the 0th output terminal is b 0 (1+ p)
- the central component of the output of the first output terminal is b 1 (1-jp)
- the central component of the output of the second output terminal is b 2 (1-p)
- the central component of the output of the third output terminal is b 3 (1 + jp). If pilot signals having known values b 0 , b 1 , b 2 , and b 3 are used, (1 + p), (1-jp), (1-p), (1 + jp) can be known.
- the direct wave is weakened for some reason and the indirect wave is used as a reference for synchronization.
- the received signal is (x 2 , x 3 , x 0 , x 1 , x 2 , x 3 ) as an example. Is the formula 31 Consider the case of.
- Equation 32 Is input to the input terminal of FIG.
- the output of the 0th output terminal is expressed by Equation 33. Therefore, the central component is b 0 ⁇ (3/4) q + 1 + p ⁇ ⁇ (1/4) b 1 q ⁇ (1/4) b 2 q ⁇ (1/4) b 3 q.
- the output of the first output terminal is expressed by Equation 34. Therefore, the central component is ⁇ (1/4) jb 0 q + b 1 ⁇ (3/4) jq + 1 ⁇ jp ⁇ ⁇ (1/4) jb 2 q ⁇ (1/4) jb 3 q.
- the output of the second output terminal is expressed by Equation 35. Therefore, the central component is (1/4) b 0 q + (1/4) b 1 q + b 2 ⁇ (3/4) q + 1 ⁇ p ⁇ + (1/4) b 3 q.
- the output of the third output terminal is expressed by Equation 36. Therefore, the central component is (1/4) jb 0 q + (1/4) jb 1 q + (1/4) jb 2 q + b 3 ⁇ (3/4) jq + 1 + jp ⁇ .
- the received signal is expressed by Equation 31.
- q (x 3 , x 0 , x 1 , x 2 , x 3 , 0) + (x 2 , x 3 , x 0 , x 1 , x 2 , x 3 ) + P (0, x 2 , x 3 , x 0 , x 1 , x 2 ) (Qx 3 + x 2 , qx 0 + x 3 + px 2 , qx 1 + x 0 + px 3 , qx 2 + x 1 + px 0 , qx 3 + x 2 + px 1 , x 3 + px 2 )
- the head (qx 3 + x 2 , qx 0 + x 3 + px 2 ) of this received signal is removed, and
- the central component of the output of the 0th output terminal is b 0 ⁇ (3/4) q + 1 + p ⁇ ⁇ (1/4) b 1 q ⁇ (1/4) b 2 q- (1/4) b 3 q
- the central component of the output of the first output terminal is ⁇ (1/4) jb 0 q + b 1 ⁇ (3/4) jq + 1 ⁇ jp ⁇ ⁇ (1/4) jb 2 q + (1/4) jb 3 q
- the center component of the output of the second output terminal is (1/4) b 0 q + (1/4) b 1 q + b 2 ⁇ (3/4) q + 1 ⁇ p ⁇ + (1/4) b 3 q
- the central component of the output of the third output terminal is (1/4) jb 0 q + (1/4) jb 1 q + (1/4) jb 2 q + b 3 ⁇ (3/4) jq + 1 + jp ⁇ .
- Equation 37 Is input to the input terminal of FIG.
- Equation 38 The output of the 0th output terminal is expressed by Equation 38. Therefore, the central component is b 0 (q + 1 + p).
- Equation 39 The output of the first output terminal is given by Equation 39 Therefore, the central component is b 1 (qj-p).
- Equation 40 The output of the second output terminal is given by Equation 40. Therefore, the central component is b 2 (q-1 + p).
- Equation 41 The output of the third output terminal is expressed by Equation 41. Therefore, this central component is b 3 (q + j ⁇ p).
- the transmitted signal is (x 2 , x 3 , x 0 , x 1 , x 2 , x 3 ), and the received signal is q (x 3 , x 0 , x 1 , x 2 , x 3 , 0).
- the central component of the output of the 0th output terminal is b 0 (q + 1 + p)
- the central component of the output of the first output terminal is b 1 (qj-p )
- the central component of the output of the second output terminal is b 2 (q-1 + p)
- the central component of the output of the third output terminal is b 3 (q + j ⁇ p) and Become.
- pilot signals having known values b 0 , b 1 , b 2 , and b 3 are used, (q + 1 + p), (q ⁇ j ⁇ p), (q ⁇ 1 + p), and (q + j ⁇ p) are known.
- the present invention is based on the received signals (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 ), or (z N ⁇ L , ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , from the z K-1), the length of the intermediate portion N extraction (z N ⁇ M ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ M ⁇ 1 ) is input to the N-th order DFT operation means or the N-th order IDFT operation means By doing so, b 0 , b 1 ,..., B N-1 do not mix with each other, and the information (b 0 , b 1 ,..., B N-1 ) to be transmitted can be correctly restored.
- a received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 ) or (z N ⁇ L ,. ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , from the z K-1), (z N-M, ⁇ , Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ M ⁇ 1 ) are input to the N-th order DFT operation means or the N-th order IDFT operation means, thereby transmitting information (b 0 , It is possible to configure an OFDM communication system reception method that restores b 1 ,..., b N-1 ).
- the present invention provides (z N ⁇ M ,..., Z N ⁇ 1 ) among the received signals (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,. .., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ M ⁇ 1 ) are input to the N-th order DFT operation means or the N-th order IDFT operation means, thereby transmitting information ( b 0 , b 1 ,..., b N ⁇ 1 ) can be constructed.
- the present invention provides a communication received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,. z K ⁇ 1 ), (z N ⁇ M ,..., z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., z N ⁇ M ⁇ 1 ) is changed to N-order DFT operation means or N
- a receiving method for restoring information (b 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 ) to be transmitted can be configured by inputting to the operation means of the next IDFT.
- the present invention relates to (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 ) among the received signals (z N ⁇ L ,. M, ⁇ ⁇ ⁇ , information to be transmitted by inputting the z N-1, z 0, z 1, ⁇ , z N-M-1) action means acting means or N next IDFT of order N DFT
- a receiving method of the OFDM communication system that restores (b 0 , b 1 ,..., B N ⁇ 1 ) can be configured.
- the present invention provides a received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,. -, from the z K-1), (z N-M, ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , z N-M-1) a N-order DFT of action means
- a received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,. -, from the z K-1)
- z N-M, ⁇ , z N-1, z 0, z 1, ⁇ , z N-M-1 a N-order DFT of action means
- the present invention can also be applied to an OSDM (Orthogonal Signal Division Multiplex) method, which is an information transmission method using a Kronecker product between a row (column) vector of a DFT matrix and a data vector.
- OSDM Orthogonal Signal Division Multiplex
- Orthogonal signal division multiplexing and its performance evaluation wireless communication technology: IEICE Transactions. B, Communication J91-B (9), 1086-1094, 2008-09-01.
- the present invention relates to (z N ⁇ M ,..., Z N ⁇ 1 ) received signals (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,.
- the present invention provides a received signal (z N ⁇ L ,..., Z N ⁇ 1 , z 0 , z 1 ,..., Z N ⁇ 1, z 0 , z 1 ,.
- the correction factor is obtained by transmitting 48 digits of known information by this method and comparing the output of the DFT with the 48 digits of known information on the receiving side.
- the direct wave is attenuated or disappeared for some reason and the reference of synchronization becomes one of the reflected waves
- the information of 48 digits is mixed with each other and cannot be correctly restored.
- the present invention is used, even if the direct wave attenuates or disappears for some reason in an urban area or the like, and the synchronization reference becomes one of the reflected waves, the information of 48 digits can be correctly restored without being mixed with each other. Therefore, a significant improvement in reception quality can be expected compared with the prior art.
Abstract
OFDM通信方式の従来の受信技術では、直接波が同期の基準となる場合は、伝送したい情報を受信側で正しく復元できるが、都市部などで直接波が減衰または消滅して、反射波が同期の基準となる場合は伝送したい情報が受信側で互いに混じり合って、正しく復元されないという問題点があった。 本発明では、受信信号の中から中間的な部分を長さN取り出してN次DFTの作用手段(DFT装置)に入力することにより、伝送したい情報が受信側で互いに混じり合わず正しく復元できる方法を与える。
Description
本発明は、無線通信などの通信における受信方法、受信装置にかかわり、特にOFDM(直交周波数分割多重:Orthogonal Frequency Division Multiplex)通信方式における受信品質の改善に関する。
OFDM通信方式においては、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bNー1)をN次IDFT(逆離散フーリエ変換:Inverse Discrete Fourier Transform)装置(IDFTの作用手段){またはDFT(離散フーリエ変換:Discrete Fourier Transform)装置(DFTの作用手段)}に入力し、その出力(x0,x1,・・・,xNー1)を情報を担う信号とする。この情報を担う信号(x0,x1,・・・,xNー1)の後ろから長さLの部分を切り取って、前に接続し、長さ(N+L)の送信信号(xN-L,・・・,xN-1,x0,x1,・・・,xNー1)とする。
受信側では、長さ(N+L)の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の前から長さLの部分(zN-L,・・・,zN-1)を切り捨てて、(z0,z1,・・・,zN-1)をN次DFT装置(DFTの作用手段){またはIDFT装置(IDFTの作用手段)}に入力することによって、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bNー1)を復元する。なお、DFTを複素共役にするとIDFTになり、IDFTを複素共役にするとDFTになるので、DFTとIDFTを入れ替えても技術的に同じことができるのは当然のことである。
受信側では、長さ(N+L)の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の前から長さLの部分(zN-L,・・・,zN-1)を切り捨てて、(z0,z1,・・・,zN-1)をN次DFT装置(DFTの作用手段){またはIDFT装置(IDFTの作用手段)}に入力することによって、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bNー1)を復元する。なお、DFTを複素共役にするとIDFTになり、IDFTを複素共役にするとDFTになるので、DFTとIDFTを入れ替えても技術的に同じことができるのは当然のことである。
伝送経路に反射経路が含まれる場合は、DFT装置の出力は(b0,b1,・・・・,bNー1)と異なるようになるが、既知の情報を担うパイロット信号を送信して、受信側でDFT装置の出力と既知の(b0,b1,・・・,bNー1)を比較することにより、DFT装置の出力から(b0,b1,・・・,bNー1)を復元するために用いるべき補正係数を知ることができる。この関係を図1の信号のフローチャートに示す。
例えば、無線LANの国際標準IEEE802.11a、および、IEEE802.11gでは、送信信号の作成方法が標準化されていて、N=64、L=16である。すなわち、情報を担う信号(x0,x1,・・・,x63)は、伝送したい情報(b0,b1,・・・,b63)を逆DFTすることによって得られ、データを担う信号(x0,x1,・・・,x63)の後ろから長さ16の部分(x48,x49,・・・,x63)を切り取って(x0,x1,・・・,x63)の前に接続し、(x48,x49,・・・,x63,x0,x1,・・・,x63)を送信信号とする。
受信信号を処理して伝送したい情報を復元する方法は標準化されていないが、従来技術では、まず同期の基準を決める。従来技術では、同期信号を用いて同期の基準を決める。反射経路が有る場合は同期信号も複数が別々の時間遅れを伴って到来するが、最大振幅の同期信号が同期の基準となる。同期の基準となる最大振幅の同期信号が検出されたら、送信側の同期信号と(x48,x49,・・・,x63,x0,x1,・・・,x63)との時間的関係と、受信側の最大振幅の同期信号と、(z48,・・・,z63,z0,z1,・・・,z63)との時間的関係が同じになるように、(z48,・・・,z63,z0,z1,・・・,z63)を決める。
受信信号を処理して伝送したい情報を復元する方法は標準化されていないが、従来技術では、まず同期の基準を決める。従来技術では、同期信号を用いて同期の基準を決める。反射経路が有る場合は同期信号も複数が別々の時間遅れを伴って到来するが、最大振幅の同期信号が同期の基準となる。同期の基準となる最大振幅の同期信号が検出されたら、送信側の同期信号と(x48,x49,・・・,x63,x0,x1,・・・,x63)との時間的関係と、受信側の最大振幅の同期信号と、(z48,・・・,z63,z0,z1,・・・,z63)との時間的関係が同じになるように、(z48,・・・,z63,z0,z1,・・・,z63)を決める。
こうして決めた(z48,・・・,z63,z0,z1,・・・,z63)の前から長さ16を切り捨てて(z0,z1,・・・,z63)を得、これをN次DFT装置に入力する。反射経路が無ければ、N次DFT装置の出力として伝送したい情報(b0,b1,・・・,b63)が得られるが、反射経路がある場合は、N次DFT装置の出力と伝送したい情報(b0,b1,・・・,b63)とは異なる。反射経路がある場合に、N次DFT装置の出力として伝送したい情報(b0,b1,・・・・,b63)を得るための補正係数を次のようにして知る。既知の(b0,b1,・・・,b63)を使って作成したパイロット信号を送信することにより、受信側でN次DFT装置の出力と、送信側で使われた既知の(b0,b1,・・・,b63)を比較することにより、N次DFT装置の出力から伝送したい情報(b0,b1,・・・,b63)を得るための補正係数を知ることができる。
H.Sari, G.Karam and I.Jeanclaude, "Transmission techniques for digital terrestrial TV broadcasting," IEEE Communication Magazine, pp.100-109, Feb.1995.
著者 服部武 OFDM/OFDMA教科書(pp.60-61)
従来技術では、直接波が最大振幅の場合は、(b0,b1,・・・,bNー1)が正しく復元されるが、都市部などで直接波が減衰または消滅して、直接波と最大振幅波が異なる場合には、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bNー1)が互いに混じり合って正しく復元されないという問題点があった。
本発明は、受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)、または(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、中間的な部分を長さN取り出し、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段(DFT装置)またはN次IDFTの作用手段(IDFT装置)に入力することにより、b0,b1,・・・,bNー1 が互いに混じり合わず、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bNー1)を正しく復元することができる受信方法を提供する。
図5は、本発明における伝送したい情報(送信側)からDFT装置に入力する信号(受信側)までのフローチャートの例を示す。例えば、受信信号である(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)において、受信信号の前から長さ(L-M)を切り捨て、後ろから長さMを切り捨てて、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をDFT装置に入力する信号を示している。
本発明により、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)、または(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・・,zNーM-1)をN次DFTの作用手段(DFT装置)またはN次IDFTの作用手段(IDFT装置)に入力することにより、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bNー1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
図5は、本発明における伝送したい情報(送信側)からDFT装置に入力する信号(受信側)までのフローチャートの例を示す。例えば、受信信号である(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)において、受信信号の前から長さ(L-M)を切り捨て、後ろから長さMを切り捨てて、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をDFT装置に入力する信号を示している。
本発明により、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)、または(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・・,zNーM-1)をN次DFTの作用手段(DFT装置)またはN次IDFTの作用手段(IDFT装置)に入力することにより、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bNー1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
本発明の方法は、受信信号の中から中間的な部分を長さN取り出して、N次DFT装置(DFTの作用手段)に入力することにより、伝送したい情報が受信側で互いに混じり合わず正しく復元できる方法を与え、都会地などにおけるOFDM通信の受信品質を大幅に改善できる利点がある。
従来の技術と、発明が解決しようとする課題および課題を解決するための手段、および、その効果について、具体的な実施例としてN=4、L=2の例を用いて詳細に説明する。
N行N列のDFT行列は、以下のように定義される。数式1
ここで、iは行番号、jは列番号、行番号と列番号は、ここでは0から始める。
DFT行列FNの第(i,j)成分は、数式2
ここで数式3、
とすると、数式4、
この定義では、DFT行列はユニタリ行列となる。
N行N列の逆DFT行列(IDFT行列)はDFT行列の逆行列であり、次のように定義される。数式5、数式6、数式7、
となる。これはFN が対称なユニタリ行列なので当然のことである。
(註)fN(i,j)、gN(i,j)の双方に1/√Nが含まれるが、書物によっては、fNの係数を1とし、gNの係数を1/Nとするものもある。この場合はFN はユニタリ行列ではなくユニタリ行列の√N倍となる。いずれにしても、ハードウエアにおいては、1/√N、 1/N などは省略されることが多い。
N行N列のDFT行列は、以下のように定義される。数式1
DFT行列FNの第(i,j)成分は、数式2
N行N列の逆DFT行列(IDFT行列)はDFT行列の逆行列であり、次のように定義される。数式5、数式6、数式7、
(註)fN(i,j)、gN(i,j)の双方に1/√Nが含まれるが、書物によっては、fNの係数を1とし、gNの係数を1/Nとするものもある。この場合はFN はユニタリ行列ではなくユニタリ行列の√N倍となる。いずれにしても、ハードウエアにおいては、1/√N、 1/N などは省略されることが多い。
これを信号流れ図にすると、図2(a)、図2(b)(FFT形式)となる。
IDFTの信号流れ図の入力側にデータ(b0,b1,b2,b3)を、直並列変換したデータ 数式15
を入力する。(図3)
すると、数式16
となる。
IDFTの信号流れ図の入力側にデータ(b0,b1,b2,b3)を、直並列変換したデータ 数式15
すると、数式16
次に、受信部の整合フィルタについて説明する。F4の信号流れ図(図2(a))に、遅延素子を次のように接続し、図4とすると、
入力端子と第0出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)( 1, 1, 1, 1),
入力端子と第1出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)( j,-1,-j, 1),
入力端子と第2出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)(-1, 1,-1, 1),
入力端子と第3出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)(-j,-1, j, 1),となる。
入力端子と第0出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)( 1, 1, 1, 1),
入力端子と第1出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)( j,-1,-j, 1),
入力端子と第2出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)(-1, 1,-1, 1),
入力端子と第3出力端子の間のインパルス応答は、(1/2)(-j,-1, j, 1),となる。
周知のように、離散信号の「整合フィルタ」は「フィルタのインパルス応答と、フィルタに整合する信号とは、互いに、時間軸を逆転し複素共役をとった関係にある」をみたすフィルタである。従って、図4の
入力端子と第0出力端子の間は、(1/2)( 1, 1, 1, 1)の整合フィルタであり、
入力端子と第1出力端子の間は、(1/2)( 1, j,-1,-j)の整合フィルタであり、
入力端子と第2出力端子の間は、(1/2)( 1,-1, 1,-1)の整合フィルタであり、
入力端子と第3出力端子の間は、(1/2)( 1,-j,-1, j)の整合フィルタである。
入力端子と第0出力端子の間は、(1/2)( 1, 1, 1, 1)の整合フィルタであり、
入力端子と第1出力端子の間は、(1/2)( 1, j,-1,-j)の整合フィルタであり、
入力端子と第2出力端子の間は、(1/2)( 1,-1, 1,-1)の整合フィルタであり、
入力端子と第3出力端子の間は、(1/2)( 1,-j,-1, j)の整合フィルタである。
受信側で、数式19の(x2,x3,x0,x1,x2,x3)を受信したとする。先頭の(x2,x3)を取り除いて(x0,x1,x2,x3)を図4のフィルタに入力した場合について検討する。数式20
を図4の入力端子に入力すると,
従って、受信側で数式19の(x2,x3,x0,x1,x2,x3)を受信したとき、先頭の(x2,x3)を取り除いて(x0,x1,x2,x3)を図4のフィルタに入力すると、
第0出力端子の出力の中央の成分がb0となり、
第1出力端子の出力の中央の成分がb1となり、
第2出力端子の出力の中央の成分がb2となり、
第3出力端子の出力の中央の成分がb3となる。
第0出力端子、第1出力端子、第2出力端子、第3出力端子は、それぞれ
(1/2)( 1, 1, 1, 1),
(1/2)( 1,-j,-1, j),
(1/2)( 1,-1, 1,-1),
(1/2)( 1, j,-1,-j)
の整合フィルタの出力端子である。
第0出力端子の出力の中央の成分がb0となり、
第1出力端子の出力の中央の成分がb1となり、
第2出力端子の出力の中央の成分がb2となり、
第3出力端子の出力の中央の成分がb3となる。
第0出力端子、第1出力端子、第2出力端子、第3出力端子は、それぞれ
(1/2)( 1, 1, 1, 1),
(1/2)( 1,-j,-1, j),
(1/2)( 1,-1, 1,-1),
(1/2)( 1, j,-1,-j)
の整合フィルタの出力端子である。
即ち、反射経路が有って、受信信号が数式25
(x2,x3,x0,x1,x2,x3)+p(0,x2,x3,x0,x1,x2)
=(x2,x3+px2,x0+px3,x1+px0,x2+px1,x3+px2)
の場合、この受信信号の先頭の(x2,x3+px2 )を取り除いて、(x0+px3,x1+px0,x2+px1,x3+px2)を図4の入力端子に入力すると、
第0出力端子の出力の中央の成分はb0( 1+ p),
第1出力端子の出力の中央の成分はb1( 1-jp),
第2出力端子の出力の中央の成分はb2( 1- p),
第3出力端子の出力の中央の成分はb3( 1+jp) となる。
b0,b1,b2,b3 を既知の値とするパイロット信号を使えば( 1+ p),( 1-jp),( 1- p),( 1+jp)を知ることができるので、1/( 1+ p),1/( 1-jp),1/( 1- p),1/( 1+jp)をそれぞれ補正係数とすることにより、pの値が定常の範囲では反射経路が有っても伝送したい情報(b0,b1,b2,b3 )を受信側で簡単に復元できる。
(x2,x3,x0,x1,x2,x3)+p(0,x2,x3,x0,x1,x2)
=(x2,x3+px2,x0+px3,x1+px0,x2+px1,x3+px2)
の場合、この受信信号の先頭の(x2,x3+px2 )を取り除いて、(x0+px3,x1+px0,x2+px1,x3+px2)を図4の入力端子に入力すると、
第0出力端子の出力の中央の成分はb0( 1+ p),
第1出力端子の出力の中央の成分はb1( 1-jp),
第2出力端子の出力の中央の成分はb2( 1- p),
第3出力端子の出力の中央の成分はb3( 1+jp) となる。
b0,b1,b2,b3 を既知の値とするパイロット信号を使えば( 1+ p),( 1-jp),( 1- p),( 1+jp)を知ることができるので、1/( 1+ p),1/( 1-jp),1/( 1- p),1/( 1+jp)をそれぞれ補正係数とすることにより、pの値が定常の範囲では反射経路が有っても伝送したい情報(b0,b1,b2,b3 )を受信側で簡単に復元できる。
次に、直接波が何らかの原因で弱まり、同期の基準に間接波が用いられる場合について考察する。このような場合には、同期の基準となる信号より先に到来する信号があるので、例として送信信号が(x2,x3,x0,x1,x2,x3)で受信信号が数式31
の場合について考察する。
すなわち、直接波が何らかの原因で弱まり、同期の基準に間接波が用いられる場合、受信信号が数式31
q(x3,x0,x1,x2,x3 ,0)+(x2,x3,x0,x1,x2,x3)
+p(0,x2,x3,x0,x1,x2)
=(qx3+x2,qx0+x3+px2,qx1+x0+px3,qx2+x1+px0,
qx3+x2+px1,x3+px2)
の場合、この受信信号の先頭の(qx3+x2,qx0+x3+px2)を取り除いて、(qx1+x0+px3,qx2+x1+px0,qx3+x2+px1,x3+px2)を図4の入力端子に入力すると、第0出力端子の出力の中央の成分はb0{(3/4)q+1+ p}-(1/4)b1q-(1/4)b2q-(1/4)b3q、
第1出力端子の出力の中央の成分は-(1/4)jb0q+b1{(3/4)jq+1-jp}- (1/4)jb2q+(1/4)jb3q、
第2出力端子の出力の中央の成分は(1/4)b0q+(1/4)b1q+b2{-(3/4)q +1- p}+(1/4)b3q、
第3出力端子の出力の中央の成分は(1/4)jb0q+(1/4)jb1q+(1/4)jb2q +b3{-(3/4)jq+1+jp} となる。
b0,b1,b2,b3を既知の値とする十分な数のパイロット信号を使えば、pとqの値(一般的に複素数)を知ることができるので、p、qの値が定常の範囲では同期の基準に間接波が用いられる場合でも、b0,b1,b2,b3を変数とする4個の1次方程式が得られ、この連立1次方程式を解くことによって、b0,b1,b2,b3を受信側で復元できる。
しかし、DFTの次元が大きければ、この復元法は非常に大きな計算量を必要とする。
q(x3,x0,x1,x2,x3 ,0)+(x2,x3,x0,x1,x2,x3)
+p(0,x2,x3,x0,x1,x2)
=(qx3+x2,qx0+x3+px2,qx1+x0+px3,qx2+x1+px0,
qx3+x2+px1,x3+px2)
の場合、この受信信号の先頭の(qx3+x2,qx0+x3+px2)を取り除いて、(qx1+x0+px3,qx2+x1+px0,qx3+x2+px1,x3+px2)を図4の入力端子に入力すると、第0出力端子の出力の中央の成分はb0{(3/4)q+1+ p}-(1/4)b1q-(1/4)b2q-(1/4)b3q、
第1出力端子の出力の中央の成分は-(1/4)jb0q+b1{(3/4)jq+1-jp}- (1/4)jb2q+(1/4)jb3q、
第2出力端子の出力の中央の成分は(1/4)b0q+(1/4)b1q+b2{-(3/4)q +1- p}+(1/4)b3q、
第3出力端子の出力の中央の成分は(1/4)jb0q+(1/4)jb1q+(1/4)jb2q +b3{-(3/4)jq+1+jp} となる。
b0,b1,b2,b3を既知の値とする十分な数のパイロット信号を使えば、pとqの値(一般的に複素数)を知ることができるので、p、qの値が定常の範囲では同期の基準に間接波が用いられる場合でも、b0,b1,b2,b3を変数とする4個の1次方程式が得られ、この連立1次方程式を解くことによって、b0,b1,b2,b3を受信側で復元できる。
しかし、DFTの次元が大きければ、この復元法は非常に大きな計算量を必要とする。
すなわち、直接波が何らかの原因で弱まり、同期の基準に間接波が用いられる場合、
送信信号が(x2,x3,x0,x1,x2,x3)、受信信号が
q(x3,x0,x1,x2,x3 ,0)
+(x2,x3,x0,x1,x2,x3)
+p(0,x2,x3,x0,x1,x2)
=(qx3+x2,qx0+x3+px2,qx1+x0+px3,
qx2+x1+px0,qx3+x2+px1,x3+px2)
であるとすると、この受信信号の先頭の(qx3+x2)と最後尾の(x3+px2)を取り除いて、
(qx0+x3+px2,qx1+x0+px3,qx2+x1+px0,qx3+x2+px1)を図4の入力端子に入力すると、
入力端子と第0出力端子の間のインパルス応答は(1/2)( 1, 1, 1. 1)なので、第0出力端子の出力の中央の成分はb0( q+1+ p)となり、
入力端子と第1出力端子の間のインパルス応答は(1/2)( j,-1,-j, 1)なので、第1出力端子の出力の中央の成分はb1( q-j- p)となり、
入力端子と第2出力端子の間のインパルス応答は(1/2)(-1, 1,-1, 1)なので、第2出力端子の出力の中央の成分はb2( q-1+ p)となり、
入力端子と第3出力端子の間のインパルス応答は(1/2)(-j,-1, j, 1)なので、第3出力端子の出力の中央の成分はb3( q+j- p)となる。
b0,b1,b2,b3を既知の値とするパイロット信号を使えば、( q+1+ p)、( q-j- p)、( q-1+ p)、( q+j- p)を知ることができるので、直接波が何らかの原因で弱まって同期の基準に間接波が用いられる場合でも、p, q が定常の範囲では、1/( q+1+p)、1/( q-j- p)、1/( q-1+ p) 、1/( q+j- p)をそれぞれb0,b1,b2,b3 のための補正係数とすれば、伝送したい情報b0,b1,b2,b3 を受信側で簡単に復元できる。
送信信号が(x2,x3,x0,x1,x2,x3)、受信信号が
q(x3,x0,x1,x2,x3 ,0)
+(x2,x3,x0,x1,x2,x3)
+p(0,x2,x3,x0,x1,x2)
=(qx3+x2,qx0+x3+px2,qx1+x0+px3,
qx2+x1+px0,qx3+x2+px1,x3+px2)
であるとすると、この受信信号の先頭の(qx3+x2)と最後尾の(x3+px2)を取り除いて、
(qx0+x3+px2,qx1+x0+px3,qx2+x1+px0,qx3+x2+px1)を図4の入力端子に入力すると、
入力端子と第0出力端子の間のインパルス応答は(1/2)( 1, 1, 1. 1)なので、第0出力端子の出力の中央の成分はb0( q+1+ p)となり、
入力端子と第1出力端子の間のインパルス応答は(1/2)( j,-1,-j, 1)なので、第1出力端子の出力の中央の成分はb1( q-j- p)となり、
入力端子と第2出力端子の間のインパルス応答は(1/2)(-1, 1,-1, 1)なので、第2出力端子の出力の中央の成分はb2( q-1+ p)となり、
入力端子と第3出力端子の間のインパルス応答は(1/2)(-j,-1, j, 1)なので、第3出力端子の出力の中央の成分はb3( q+j- p)となる。
b0,b1,b2,b3を既知の値とするパイロット信号を使えば、( q+1+ p)、( q-j- p)、( q-1+ p)、( q+j- p)を知ることができるので、直接波が何らかの原因で弱まって同期の基準に間接波が用いられる場合でも、p, q が定常の範囲では、1/( q+1+p)、1/( q-j- p)、1/( q-1+ p) 、1/( q+j- p)をそれぞれb0,b1,b2,b3 のための補正係数とすれば、伝送したい情報b0,b1,b2,b3 を受信側で簡単に復元できる。
以上の説明にて、本発明は、受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)、または(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、中間的な部分を長さN取り出し(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより、b0,b1,・・・,bN-1が互いに混じり合わず、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を正しく復元することができる。
本発明により、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)、または(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
本発明により、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)、または(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
よって、本発明は、通信の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより、伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元する受信方法を構成することができる。
また、本発明は、通信の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元する受信方法を構成することができる。
また、本発明は、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
また、本発明は、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
なおここで、「送信側にIDFTを使い受信側にDFTを使う方法」のみならず、「送信側にDFTを使い受信側にIDFTを使う方法」、または「送信側、受信側ともにDFTを使う方法」、または「送信側、受信側ともにIDFTを使う方法」を構成することができる。
また、本発明は、通信の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元する受信方法を構成することができる。
また、本発明は、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
また、本発明は、OFDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOFDM通信方式の受信方法を構成することができる。
なおここで、「送信側にIDFTを使い受信側にDFTを使う方法」のみならず、「送信側にDFTを使い受信側にIDFTを使う方法」、または「送信側、受信側ともにDFTを使う方法」、または「送信側、受信側ともにIDFTを使う方法」を構成することができる。
また、DFT行列の行(列)ベクトルとデータベクトル間のクロネッカー積を利用した情報伝送方式であるOSDM(直交信号分割多重方式:Orthogonal Signal Division Multiplex)方式においても適用できる。
(註)直交信号分割多重方式とその性能評価(無線通信技術):電子情報通信学会論文誌.B,通信J91-B(9),1086-1094,2008-09-01。
本発明は、OSDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOSDM通信方式の受信方法を構成することができる。
また、本発明は、OSDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOSDM通信方式の受信方法を構成することができる。
(註)直交信号分割多重方式とその性能評価(無線通信技術):電子情報通信学会論文誌.B,通信J91-B(9),1086-1094,2008-09-01。
本発明は、OSDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOSDM通信方式の受信方法を構成することができる。
また、本発明は、OSDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することにより伝送したい情報(b0,b1,・・・,bN-1)を復元するOSDM通信方式の受信方法を構成することができる。
無線LANの国際標準IEEE802.11aおよびIEEE802.11gでは、送信側のみが規定されており、IDFTの64個の入力端子の中の48個に、伝送したい情報48デイジットを入力し、IDFTの出力を「情報を担う信号」(長さ64)とする。この長さ64の信号の後ろから長さ16を前に接続して長さ80の信号とすることが規定されている。受信側の信号処理は規定されていないが、従来技術では長さ80の受信信号の前から16の長さを切り捨てて長さ64の信号とし、これをDFTして得られた64個の出力の中の48個に補正係数を乗じて48デイジットの伝送したい情報を得る。
補正係数は、48デイジットの既知情報をこの方法により伝送して、受信側でDFTの出力と48デイジットの既知情報を比較することにより得られる。しかしながら、従来技術では、直接波が何らかの原因で減衰または消滅して、同期の基準が反射波の一つになった場合は、48デイジットの情報が互いに混じり合ってしまって正しく復元できないという問題点が有った。
本発明を用いれば、都会地などで直接波が何らかの原因で減衰または消滅して、同期の基準が反射波の一つになった場合でも、48デイジットの情報が互いに混じり合わず正しく復元できるので、従来技術に比較して大幅な受信品質の改善が期待できる。
補正係数は、48デイジットの既知情報をこの方法により伝送して、受信側でDFTの出力と48デイジットの既知情報を比較することにより得られる。しかしながら、従来技術では、直接波が何らかの原因で減衰または消滅して、同期の基準が反射波の一つになった場合は、48デイジットの情報が互いに混じり合ってしまって正しく復元できないという問題点が有った。
本発明を用いれば、都会地などで直接波が何らかの原因で減衰または消滅して、同期の基準が反射波の一つになった場合でも、48デイジットの情報が互いに混じり合わず正しく復元できるので、従来技術に比較して大幅な受信品質の改善が期待できる。
Claims (6)
- 受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、
(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することを特徴とする受信方法。 - 受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することを特徴とする受信方法。
- OFDM通信方式の受信信号
(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、
(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)を
N次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することを特徴とするOFDM通信方式の受信方法。 - OFDM通信方式の受信信号
(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することを特徴とするOFDM通信方式の受信方法。 - OSDM通信方式の受信信号
(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1)の中から、
(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)を
N次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することを特徴とするOSDM通信方式の受信方法。 - OSDM通信方式の受信信号(zN-L,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zK-1)の中から、(zN-M,・・・,zN-1,z0,z1,・・・,zN-M-1)をN次DFTの作用手段またはN次IDFTの作用手段に入力することを特徴とするOSDM通信方式の受信方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012531721A JPWO2012029378A1 (ja) | 2010-09-01 | 2011-06-20 | Ofdm通信方式の受信方法 |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2010-210057 | 2010-09-01 | ||
JP2010210057 | 2010-09-01 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2012029378A1 true WO2012029378A1 (ja) | 2012-03-08 |
Family
ID=45772490
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PCT/JP2011/064051 WO2012029378A1 (ja) | 2010-09-01 | 2011-06-20 | Ofdm通信方式の受信方法 |
Country Status (2)
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JP (1) | JPWO2012029378A1 (ja) |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN109474304A (zh) * | 2018-11-29 | 2019-03-15 | 中国海洋大学 | 自适应多制式水声通信系统及方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10507616A (ja) * | 1995-08-16 | 1998-07-21 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | 伝送システム |
-
2011
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Patent Citations (1)
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Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
TADASHI EBIHARA ET AL.: "The orthogonal Signal Division Multiplexing and Its Performance Evaluation", THE TRANSACTIONS OF THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS., vol. J91-B, no. 9, 1 September 2008 (2008-09-01), pages 1086 - 1094 * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109474304A (zh) * | 2018-11-29 | 2019-03-15 | 中国海洋大学 | 自适应多制式水声通信系统及方法 |
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