WO2012014857A1 - 絶縁型電源装置および照明装置 - Google Patents

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WO2012014857A1
WO2012014857A1 PCT/JP2011/066890 JP2011066890W WO2012014857A1 WO 2012014857 A1 WO2012014857 A1 WO 2012014857A1 JP 2011066890 W JP2011066890 W JP 2011066890W WO 2012014857 A1 WO2012014857 A1 WO 2012014857A1
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control pulse
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稔 加戸
聡史 有馬
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ミツミ電機株式会社
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the present invention relates to an insulation type power supply device provided with a voltage conversion transformer and a technology effective for use in a lighting device using the same.
  • the power supply device includes an insulated AC-DC converter that includes a voltage conversion transformer, converts the voltage of AC power, rectifies the AC induced on the secondary side, and converts it into a DC voltage of a desired potential.
  • an isolated AC-DC converter for example, a switching power supply device that controls the voltage induced in the secondary winding by controlling the current flowing in the primary winding of the voltage conversion transformer is known. It has been.
  • PWM pulse width modulation
  • a detection signal of a secondary side output is primary by a photocoupler.
  • the primary side control circuit controls the current flowing through the primary side coil by controlling the on / off drive of the switching element with a PWM pulse by feeding back to the side control circuit (see, for example, Patent Document 1). .
  • An object of the present invention is to provide an overshoot that occurs in an output when an output control signal is changed in an isolated power supply apparatus that controls an output by inputting an output control signal to both primary and secondary control circuits. It is to be able to reduce.
  • the present invention provides power conversion means for converting AC power input to the primary side and outputting the converted power to the secondary side, rectification means provided on the secondary side of the power conversion means, A filter that passes a current / voltage in a predetermined frequency band out of the current / voltage rectified by the rectifier; a detector that detects an output current or output voltage supplied to a load via the filter; and the detector A control circuit that generates and outputs a control signal of a switching element that controls a current that flows to the primary side of the power conversion unit in response to a detection signal by the signal conversion unit, and a signal transmission unit that transmits the detection signal from the detection unit to the control circuit.
  • an output control signal is supplied to both the control circuit and the secondary circuit of the power conversion means to control the output current or output voltage.
  • the control circuit compares the waveform signal having a frequency higher than the frequency of the control pulse with the feedback signal transmitted from the secondary side of the power conversion unit by the signal transmission unit, and determines the PWM control pulse of the switching element.
  • a pulse generation circuit for generating, a mask circuit for blocking a PWM control pulse supplied to the switching element based on an output control pulse signal having control information in a duty ratio supplied from the outside, and monitoring the output control pulse signal Then, when the duty ratio becomes a predetermined value or less, an overshoot suppression circuit for supplying a control pulse with a lower limit of the duty ratio to the mask circuit to suppress output overshoot is provided.
  • the power supply device when the power supply device is configured so that the feedback signal transmitted from the secondary side increases when the duty ratio of the output control pulse signal decreases, the duty ratio of the output control pulse signal increases.
  • the control pulse with the lower limit of the duty ratio is supplied to the mask circuit, so that the feedback signal does not increase, and the duty ratio of the output control pulse signal is changed from the smaller to the larger. Even if the transmission of the feedback signal is delayed when switching, a large output current does not flow suddenly, and output overshoot can be suppressed.
  • the detection means includes an error amplifying circuit that outputs a signal proportional to a potential difference between a voltage corresponding to the output current or the output voltage and a predetermined reference voltage, and a duty ratio of the output control pulse signal is
  • the reference voltage is relatively changed according to the duty ratio of the output control pulse signal so that the output current or the output voltage can be controlled regardless of whether the reference voltage is equal to or higher than a predetermined value.
  • the duty ratio of the output control pulse signal is larger than the predetermined value, the output is controlled by the control circuit on the primary side and the secondary side, and when the duty ratio of the output control pulse signal becomes the predetermined value or less. Can control the output with high accuracy by a circuit on the secondary side.
  • the overshoot suppression circuit includes a duty detection circuit that detects a duty ratio of the output control pulse signal, and a duty of the PWM control pulse that is supplied to the mask circuit in accordance with an output of the duty detection circuit. And a duty limiting circuit for limiting the ratio.
  • the overshoot suppression circuit can be easily designed.
  • the duty limiting circuit has the same frequency as the DA control circuit that DA converts the output of the duty detection circuit, a shift circuit that can shift the output level of the DA conversion circuit, and the output control pulse signal.
  • a comparison circuit that generates a control pulse by comparing a waveform signal having a predetermined frequency higher than that and the output of the shift circuit, and the duty detection circuit has a duty ratio of the output control pulse signal equal to or less than a predetermined value. If it is detected, the control pulse generated by the comparison circuit is supplied to the mask circuit. As described above, it is possible to generate a control pulse with high accuracy by using the DA conversion circuit.
  • the shift circuit directly transmits the output of the DA converter circuit to the comparison circuit when the duty detection circuit does not detect that the duty ratio of the output control pulse signal is equal to or less than a predetermined value.
  • a predetermined value For be configured. Thereby, when the duty ratio of the output control pulse signal becomes higher than the predetermined value from the state of the predetermined value or less, the control pulse can be generated smoothly.
  • the waveform signal supplied to the comparison circuit is a signal having a frequency outside the audible range.
  • an insulated power supply device having the above configuration, an LED lamp that is connected to the output terminal of the insulated power supply device and lights when the output current flows, and a control signal that generates the output control pulse signal
  • An illuminating device is comprised with a production
  • an isolated power supply device that controls an output by inputting an output control signal to a control circuit on the primary side, it is possible to reduce overshoot that occurs in the output when the output control signal is changed. There is an effect.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram showing an embodiment of an isolated AC-DC converter as a power supply device effective by applying the present invention. It is an explanatory view showing a block diagram and a transfer function of a power supply circuit of a PWM control system. It is a graph which shows the relationship between the duty of the PWM control signal in the power supply circuit which does not provide an overshoot suppression circuit, and the feedback signal FB. It is a graph which shows the relationship between the duty of the PWM control signal in the power supply circuit which provided the overshoot suppression circuit, and the feedback signal FB.
  • the waveform (a) of the PWM control signal for output control in which the smoothing capacitor is provided on the primary side is provided on the primary side
  • the correction It is a wave form diagram which shows the output waveform (c) at the time of providing a means.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram illustrating a specific configuration example of the insulated AC-DC converter of FIG. 1.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram of a power supply apparatus according to the present invention configured by an insulated AC-DC converter or the like.
  • a power supply device that drives an LED as a load will be described and described.
  • the power supply device to which the present invention can be applied is not limited to the case where the load is an LED.
  • the power supply device includes a power conversion unit 10 including a transformer for converting the AC input voltage Vin, a rectification unit 11 for rectifying the converted AC, and a predetermined frequency band of the rectified voltage / current.
  • Filter circuit 12 that passes the voltage / current to the load 30, detection means 13 that detects the current flowing through the load 30, and feedback voltage generation circuit 14 that generates a feedback signal FB corresponding to the detected current value.
  • an insulated signal transmission means 15 comprising a photocoupler or the like in which the input side and the output side are electrically isolated, and transmitting the feedback signal FB to the primary side, and a current to the primary side of the power conversion means 10
  • a switching means 16 comprising a self-extinguishing element such as a MOS transistor, and a pulse for controlling on / off of the switching means 16 according to the signal transmitted by the signal transmission means 15.
  • a control circuit 17 which generates a signal.
  • the rectifying means 11 is composed of a diode
  • the filter circuit 12 is a smoothing capacitor provided between a coil provided in series between the rectifying means 11 and an output terminal to which a load is connected, and a ground point. (See FIG. 6).
  • the power supply device includes a feedback amount correction circuit 18 that corrects a feedback signal FB to be sent to the primary side by the feedback voltage generation circuit 14 in accordance with an external PWM control signal PWM supplied from the outside, and a control circuit 17.
  • a mask circuit 19 that masks the output on / off pulse signal and thins out the pulse, and an overshoot suppression circuit 20 that suppresses an output overshoot that occurs when the external PWM control signal PWM is switched are provided.
  • the overshoot suppression circuit 20 includes, for example, a duty detection circuit that detects the duty ratio of the external PWM control signal PWM and a duty limit that limits the duty ratio of the PWM control signal PWM supplied to the mask circuit 19 so as not to become a predetermined value or less. And a circuit.
  • the feedback signal FB generated by the feedback voltage generation circuit 14 and the external PWM control signal PWM are transmitted to the secondary side by the signal transmission means 15, and the mask circuit 19 Is configured to change the thinning-out amount in accordance with the transmitted PWM control signal.
  • the external PWM control signal is a signal for controlling dimming.
  • blocks 18, 19, and 20 indicated by a thick frame are circuit blocks added in the present invention, and a signal path indicated by a broken line is a signal in a power supply apparatus without the additional blocks 18, 19, and 20. It is a route.
  • FIG. 2 shows a block diagram and a transfer function of the power supply circuit of the PWM control system as shown in FIG.
  • A is a gain
  • D is a duty ratio of the PWM control signal
  • ⁇ is a loop coefficient of the feedback path.
  • the influence exerted on the output Y by the loss W in the control loop varies greatly depending on the transfer function. If the PWM control signal is driven with a small duty ratio, the loss W in the control loop (or the offset of the error amplifier) has a large influence on the output Y, so the feedback signal FB The increase in the voltage level is larger than that in the state where the duty ratio of the PWM control signal is large.
  • FIG. 3A shows the relationship between the duty of the PWM control signal and the feedback signal FB in a power supply circuit without an overshoot suppression circuit.
  • the FB level decreases as the duty increases. Therefore, when the PWM control signal is switched from the state a having a small duty to the state b having a large duty, the feedback signal FB that should be shifted to a low level such as Vb due to the delay of the control loop temporarily becomes Va before the duty switching. Will maintain a high level.
  • a feedback signal FB By supplying such a feedback signal FB to the primary side, a large current flows on the primary side and an overshoot occurs in the output.
  • an overshoot suppression circuit 20 is provided to suppress the occurrence of the above problems. Specifically, in the range where the duty of the PWM control signal is smaller than a certain value (for example, 20%), the duty of the PWM control signal supplied to the mask circuit 19 in the primary control circuit is limited by the overshoot suppression circuit 20. .
  • the secondary side is configured to be supplied to the feedback amount correction circuit 17 as it is even when the duty of the PWM control signal becomes small.
  • the control loop operates so that the level of the feedback signal FB increases as the duty of the PWM control signal increases.
  • the feedback signal FB which should originally shift to a high level such as Vb is temporarily changed before the duty switching due to the delay of the control loop. Even if such a feedback signal FB is supplied to the primary side while maintaining a low level such as Va, it acts on the primary side so that a smaller current than the original flows, so that it is generated at the output. Overshoot can be suppressed.
  • FIG. 6 shows a specific circuit configuration of an insulation type AC-DC converter of an embodiment of the power supply device of FIG.
  • the power supply device of this embodiment includes a noise blocking filter 21 composed of a common mode coil, a diode bridge circuit 22 that rectifies an AC voltage (AC) and converts it into a DC voltage, a smoothing capacitor C0, and a primary side.
  • AC AC voltage
  • a switching element comprising a transformer T1 having a winding Np, an auxiliary winding Nb, and a secondary winding Ns, and an N-channel MOS transistor as switch means 16 connected in series with the primary winding Np of the transformer T1
  • a power supply control IC (semiconductor integrated circuit) 23 having a control circuit 17 and a mask circuit 19 (OR gate G1 and flip-flop FF1) for driving the switching element SW is provided.
  • the power conversion means 10 is composed of the diode bridge circuit 22 and the transformer T1.
  • the part excluding the OR gates G 1 and G 2 and the flip-flop FF 1 functions as the control circuit 17.
  • the secondary side of the transformer T1 includes a rectifying diode D1 connected in series between the secondary winding Ns and the output terminal OUT1, and the cathode terminal of the diode D1 and the other of the secondary winding Ns. And a filter circuit 12 having a coil L1 connected in series with a rectifying diode D1 and a capacitor C1 connected between the terminals of the first and second terminals of the secondary winding by passing current intermittently through the primary winding Np. The alternating current induced in the side winding Ns is rectified, and the filter circuit 12 passes a voltage / current in a predetermined frequency band and outputs it from the output terminal OUT1.
  • a sense resistor Rs for detecting a current flowing in a load connected between the output terminals OUT1 and OUT2 is connected between the output terminal OUT2 and the ground point.
  • the cutoff frequency of the filter circuit 12 composed of the coil L1 and the capacitor C1 is set lower than the switching frequency by the control circuit 17 and higher than the frequency of the external PWM control signal PWM.
  • a pulse current having the same frequency as that of the external PWM control signal PWM is output.
  • PWM dimming control becomes possible.
  • the cut-off frequency of the filter circuit 12 to be lower than the switching frequency by the control circuit 17, the switching noise on the primary side can be cut off and not transmitted to the output.
  • the voltage Vd that has been subjected to current-voltage conversion by the sense resistor Rs is input to the inverting input terminal via the resistor R1, and the reference voltage Vref1 is input to the non-inverting input terminal to detect it.
  • An error amplifier AMP1 that outputs a voltage corresponding to the current value
  • a buffer amplifier (voltage follower) AMP2 that receives the output of the error amplifier and outputs a current that drives the photodiode PD1 of the photocoupler PC1 are provided.
  • a phase compensation capacitor Cf is provided between the output terminal and the inverting input terminal of the error amplifier AMP1, and the capacitor Cf and the resistor R1 constitute a low-pass filter.
  • the capacitance Cf has a value (1 + A) Cf that is approximately a gain multiple of the original capacitance value when viewed from the input side due to the mirror effect of the amplifier, and functions as a filter having a low cut-off frequency. It is possible to smooth the voltage Vd that changes in accordance with. As a result, a DC voltage corresponding to the average voltage Vd is input to the inverting input terminal of the error amplifier AMP1.
  • a resistor R2 and a capacitor C2 are connected between the error amplifier AMP1 and the subsequent buffer amplifier AMP2, and the transfer function of the second-order low-pass having two poles together with the error amplifier AMP1. By functioning as a filter, high frequency band noise can be blocked more effectively.
  • a variable voltage source VS for generating a reference voltage Vref1 input to the error amplifier AMP1 is provided, and Vref1 is used as a duty ratio or pulse of the PWM control signal PWM generated by the external PWM pulse generation means PPG. It can be changed according to the width so that it can function to cancel the change in the voltage Vd that changes when the PWM control signal PWM is input to the primary circuit and the output is controlled by feedforward as will be described later. It is configured. Further, a photocoupler PC2 is provided between the secondary side and the primary side for transmitting the external PWM control signal PWM input to the secondary side to the power control IC 23 on the primary side.
  • the feedback voltage generation circuit 14 is constituted by the amplifiers AMP1 and AMP2, and the signal transmission means 15 is constituted by the photocouplers PC1 and PC2.
  • the external PWM control signal PWM is supplied to the primary-side power supply control IC 23 to change the output current, adjust the brightness of the LED lamp connected as a load, and undesirably occur along with it.
  • the reference voltage Vref1 generated by the variable voltage source VS is changed by the external PWM control signal PWM so as to cancel the change in the detected voltage Vd, and can be avoided by correcting the feedback signal FB. . That is, even if the duty ratio of the external PWM control signal PWM changes, the magnitude of the detection voltage Vd relative to the reference voltage Vref1 is not changed.
  • the power supply control IC 23 that receives the feedback signal FB and the external PWM control signal PWM from the secondary side via the photocoupler PC1 and turns on and off the switching element SW will be described.
  • the power supply control IC 23 is provided with external terminals P1 and P2 to which collectors of the light receiving transistors Tr1 and Tr2 constituting the photocouplers PC1 and PC2 are connected.
  • the light receiving transistors Tr1 and Tr2 have their emitter terminals connected to the ground potential GND, and the external terminals P1 and P2 are provided inside the power supply control IC 23 via the pull-up resistors Rp1 and Rp2, respectively.
  • the voltage of the external terminal P1 is input to the inverting input terminal via the resistor R6, the reference voltage Vref2 is input to the non-inverting input terminal, and the voltage of the external terminal P1 and the reference voltage Vref2 Generated by an error amplifier AMP3 that outputs a voltage corresponding to the potential difference between them, a waveform generation circuit RAMP comprising a constant current source CC1, a capacitor C4 and a discharge MOS transistor SW2, and an output of the error amplifier AMP3 and a waveform generation circuit RAMP A comparator (voltage comparison circuit) CMP1 for comparing the waveform signal is provided.
  • the output gradually rises when the capacitor C4 is charged by the current of the constant current source CC1, and when the switching element SW2 is turned on, the charge of the capacitor C4 is discharged at once and the output suddenly falls.
  • the comparator CMP1 functions as a PWM comparator that generates a local PWM pulse having a pulse width corresponding to the output of the error amplifier AMP3.
  • the power supply control IC 23 receives the voltage of the external terminal P2 and detects the duty ratio of the external PWM control signal PWM, and the input duty does not fall below a predetermined value (for example, 20%).
  • An overshoot suppression circuit 20 including a duty limit circuit 20b that limits the output, a one-shot pulse generation circuit OPG1 that detects a rising edge of an output pulse of the overshoot suppression circuit 20 and generates a pulse signal, and a transformer (10).
  • One-shot pulse generation that generates a pulse signal by detecting the rising edge of the output A circuit OPG2 and a logic circuit LGC for generating an on / off control signal on / off of the switching element SW in accordance with signals from these circuits are provided.
  • the logic circuit LGC includes an OR gate G1 that receives the potential obtained by inverting the voltage of the external terminal P2 by the inverter INV and the output of the comparator CMP1, and an OR gate G2 that receives the outputs of the one-shot pulse generation circuits OPG1 and OPG2.
  • the output of the OR gate G1 is input to the reset terminal R, and the output of the OR gate G2 is configured from the RS flip-flop FF1 input to the set terminal S.
  • the RS flip-flop FF1 is a reset-priority flip-flop.
  • the output Q of the FF1 is output to the outside of the IC as an on / off control signal on / off of the switching element SW, and the inverted output / Q of the FF1 is discharged from the waveform generation circuit RAMP.
  • the signal is supplied to the gate terminal of SW2 as a signal for controlling on / off of the MOS transistor SW2.
  • the OR gates G1 and FF1 forcibly set the output Q of the RS flip-flop FF1 to the low level during the low level period of the external PWM control signal PWM input from the external terminal P2, and prohibit the output of the on / off control signal on / off Functions as a mask circuit.
  • a one-shot pulse is generated by OPG1, the RS flip-flop FF1 is set, and the mask is released.
  • the output of the comparator CMP2 changes to high level when the voltage induced in the auxiliary winding Nb becomes lower than the reference voltage Vref3, that is, when the current of the auxiliary winding decreases to some extent.
  • a one-shot pulse is generated by OPG2, and the flip-flop FF1 is set.
  • the control signal on / off changes to a high level, the switching element SW is turned on, a current flows through the primary side winding Np, and SW2 in the waveform generation circuit RAMP is turned off, so that the input of the comparator CMP1 is gradually increased.
  • the flip-flop FF1 is reset when it becomes higher than the feedback signal FB.
  • the control signal on / off changes to the low level to turn off the switching element SW, and SW2 in the waveform generation circuit RAMP is turned on to discharge the capacitor and the waveform signal falls.
  • FIG. 10A shows the relationship between the feedback signal FB and the ON time of the switching element SW in the isolated AC-DC converter of this embodiment. As shown in FIG. 10A, the ON time of the switching element SW is controlled to be substantially proportional to the feedback signal FB. The on / off control of the current of the primary winding Np by the switching element SW is performed at a frequency sufficiently higher than the frequency of the input voltage.
  • the function of the mask circuit 19 (G1, FF1) will be described with reference to FIG. 4, (a) is a waveform of the external PWM control signal PWM, (b) is an output power waveform when the reference voltage Vref1 is not corrected, and (c) is a correction of the reference voltage Vref1 by applying this embodiment.
  • the output power waveform when performing is shown.
  • the output of the flip-flop FF1 is fixed at the low level, that is, the output of the internal PWM pulse is masked. So that the output current can be controlled by the external PWM control signal PWM.
  • the external PWM control signal PWM is input to the power supply control IC 23 as described above to mask the output of the internal local PWM pulse and control the output current, the duty of the external PWM control signal PWM remains unchanged.
  • the detection voltage Vd is changed by the amount changed, and the feedback signal FB is shifted, and the peak value is increased as shown in FIG. Therefore, in the AC-DC converter of this embodiment, the reference voltage Vref1 applied to the non-inverting input terminal of the error amplifier AMP1 provided on the secondary side is generated by the variable voltage source VS, as shown in FIG. 10B.
  • the correction is made such that Vref1 is increased in proportion to the duty ratio or pulse width of the external PWM control signal PWM to cancel the change in the detection voltage Vd.
  • Vref1 is increased in proportion to the duty ratio or pulse width of the external PWM control signal PWM to cancel the change in the detection voltage Vd.
  • the correction amount by controlling the reference voltage Vref1 is the average value of the output current that is cut off by masking the internal PWM pulse by the mask circuit of the primary side power supply control IC 23 and the correction amount of the reference voltage Vref1. It may be determined so that the value converted into the amount of change is the same. Incidentally, the waveform in FIG.
  • FIG. 4 is obtained when a capacitor C0 for smoothing the output of the diode bridge 22 is used having a relatively large capacitance value.
  • FIG. 5 shows a waveform when the capacitor C0 for smoothing the output of the diode bridge 22 is not provided or C0 having a small capacitance value is used. 5, (a) is an input waveform from the diode bridge 22 applied to the primary winding Np of the transformer T1, (b) is an output waveform induced in the secondary winding Ns of the transformer T1, c) shows the waveform of the external PWM control signal PWM.
  • FIG. 7 shows a more specific circuit configuration example of the overshoot suppression circuit 20.
  • the overshoot suppression circuit 20 counts one cycle of the external PWM control signal PWM in the same manner as the pulse width counter CNT1 that counts the pulse width of the external PWM control signal PWM by the clock CK from the oscillator.
  • the period counter CNT2 the division circuit DVS that calculates the duty ratio by dividing the value of the counter CNT1 by the value of the counter CNT2, the DA converter DAC that converts the output of the division circuit DVS into an analog signal, and the output of the DA converter DAC
  • a duty lower limit circuit DUL that is an input, and a PWM pulse generation circuit PMG that generates a PWM pulse signal by using an output of the duty lower limit circuit DUL and a sawtooth wave SAW having a predetermined frequency are provided.
  • the enable signal EN that activates the duty lower limit circuit DUL becomes a high level, and the duty lower limit circuit DUL shifts the output level of the DA converter DAC.
  • the pulse width counter CNT1, the cycle counter CNT2, and the division circuit DVS constitute a duty detection circuit 20a, and the DA converter DAC, the duty lower limit circuit DUL, and the PWM pulse generation circuit PMG constitute a duty limit circuit 20b. .
  • FIG. 8 shows a specific circuit configuration example of the duty lower limit circuit DUL.
  • the duty lower limit circuit DUL includes a NOR gate G3 that inverts the enable signal EN while shaping the waveform, and a P-channel MOS transistor Q1-resistance connected in series between the constant voltage terminals V1 and V2.
  • R11-R12-N-channel MOS transistor Q2 and a resistor R13 connected between the terminal to which the output of the DA converter DAC is input and the connection node of resistors R11 and R12 are provided.
  • MOS transistors Q1 and Q2 are NOR gates. It is controlled to be on or off by the output of G3 and its inverted signal.
  • both Q1 and Q2 are turned off, and the output of the DA converter DAC is supplied to the PWM pulse generation circuit PMG as it is.
  • the enable signal EN is at a high level, both Q1 and Q2 are turned on, and a voltage obtained by dividing the output of the DA converter DAC according to the ratio of the resistance values of the resistors R11, R12, and R13 is output. .
  • a PWM pulse generation circuit PMG composed of a comparator that inputs the output of the duty lower limit circuit DUL and the sawtooth wave SAW having a predetermined frequency is connected to the subsequent stage of the duty lower limit circuit DUL. Generate and output the PWM pulse signal. If the frequency of the sawtooth SAW is set to be the same as the frequency of the external PWM control signal PWM, the output of the DA converter DAC is directly input to the PWM pulse generation circuit PMG when the enable signal EN is at the low level. A duty PWM pulse is generated.
  • the enable signal EN when the enable signal EN is at a high level, a divided voltage is output. Therefore, by generating and outputting a PWM pulse having a duty larger than the duty of the external PWM control signal PWM, Duty can be limited.
  • the frequency of the sawtooth SAW input to the PWM pulse generation circuit PMG is set lower than the frequency of the on / off signal on / off of the switching element and higher than the frequency of the external PWM control signal PWM. As a result, the frequency-converted output control PWM pulse can be generated and supplied to the mask circuit 19.
  • FIG. 9 shows the relationship between the duty of the external PWM control signal PWM and the duty of the PWM pulse output from the duty limiting circuit 20b.
  • the duty of the PWM pulse output from the duty limiting circuit 20b is the external PWM. It is limited so as to be larger than the duty of the control signal PWM.
  • the duty of the external PWM control signal PWM is equal to or less than a predetermined value (20%), the duty of the PWM pulse output from the PWM pulse generation circuit PMG may be clamped to 20%.
  • the external PWM control is performed.
  • the control loop operates so that the level of the feedback signal FB becomes higher as the duty of the signal increases, and the overshoot that occurs in the output is suppressed when the PWM control signal is switched from a state with a low duty to a state with a high duty. it can.
  • the overshoot suppression circuit 20 by providing the overshoot suppression circuit 20 with a frequency conversion function, even if an external PWM control signal PWM having a frequency within the audible range is input as the dimming control signal, the overshoot suppression circuit 20 converts it into a PWM pulse having a frequency outside the audible range. Therefore, it is possible to prevent the noise that may be generated when the switching element that supplies current to the transformer and is driven on / off at a frequency in the audible range is supplied to the mask circuit 19.
  • FIG. 11 shows another embodiment of the feedback amount correction circuit 18.
  • the reference voltage Vref1 supplied to the error amplifier AMP1 for detecting the output current is generated by the variable voltage source VS
  • the reference voltage Vref1 generated by the variable voltage source VS is generated by the external PWM control signal PWM. It is configured to change according to the duty ratio.
  • the reference voltage Vref1 is generated and fixed by a constant voltage source, and connected in series between the reference voltage Vref2 and the inverting input terminal of the error amplifier AMP1.
  • a resistor R5 and an N-channel MOS transistor Q5 are provided, and an external PWM control signal PWM is input to the gate terminal of Q5 for on / off operation. Note that the connection order of the resistor R5 and the transistor Q5 may be reversed.
  • the feedback amount correction circuit 18 of this embodiment acts to raise or lower the average potential of the voltage input to the inverting input terminal of the error amplifier AMP1 in accordance with the duty ratio of the external PWM control signal PWM. That is, a filter circuit is configured by the resistor R5 in series with the transistor Q5 that is turned on / off by the external PWM control signal PWM and the capacitor Cf connected between the inverting input terminal and the output terminal of the error amplifier AMP1. This filter circuit averages the pulses of the external PWM control signal PWM to generate a potential proportional to the duty, adds it to the smoothed voltage of the voltage Vd that has been current-voltage converted by the sense resistor Rs, and supplies it to the error amplifier AMP1. Configured to input. Accordingly, the feedback amount correction circuit 18 of FIG. 9 operates so that the voltage at the ( ⁇ ) input terminal of the error amplifier AMP1 does not change even when the duty ratio of the external PWM control signal PWM changes.
  • the control circuit of the variable voltage source VS by the external PWM control signal PWM in the embodiment of FIG. 6 also has the same configuration as that of FIG. 11, that is, the PWM signal is averaged by the MOS transistor and the filter circuit, and the variable voltage source VS is controlled by the voltage.
  • the reference voltage Vref1 can be changed.
  • the feedback amount correction circuit 18 is configured by the variable voltage source VS, and the reference voltage Vref1 input to the non-inverting input terminal of the error amplifier AMP1 is changed in proportion to the duty of the external PWM control signal PWM.
  • the external PWM control signal having a reverse phase relationship to that of FIG. 6 is applied to the gate terminal of the transistor Q5.
  • An inversion signal of PWM may be input.
  • the present invention is not limited to the embodiment.
  • the load is a current load and is a current output type power supply circuit
  • a sense resistor Rs is provided between the output terminal OUT2 and the ground point to detect the output current.
  • a voltage dividing circuit composed of a series resistor or the like is provided between the output terminal OUT1 and the ground point to detect the output voltage. Also good.
  • the collector of the light receiving transistor constituting the photocoupler is connected to the terminal to which the internal reference voltage is applied via the pull-up resistor.
  • a constant current is used instead of the pull-up resistor. You may comprise so that it may pull up with a source.
  • the collector of the light receiving transistor may be directly connected to the internal reference voltage terminal, and an emitter resistor may be provided to extract a feedback signal from the emitter terminal.
  • the switching element SW that allows current to flow intermittently through the primary winding of the transformer is an element (MOS transistor) that is separate from the power supply control IC 23.
  • the switching element SW is used for power supply control. It may be incorporated into the IC 23 and configured as one semiconductor integrated circuit. Further, the switching element SW is not limited to a MOS transistor and may be a bipolar transistor.

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Abstract

　課題は、一次側の制御回路に出力制御信号を入力して出力を制御する絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて出力制御信号を変化させた際に出力に発生するオーバーシュートを低減することにある。　電力変換手段（トランス）の一次側に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を生成し出力する制御回路と、出力電流もしくは出力電圧を検出する検出手段による検出信号を制御回路へ伝達する信号伝達手段と、を有する絶縁型電源装置において、制御回路は、スイッチング素子のＰＷＭ制御パルスを生成するパルス生成回路と、外部から供給されるデューティ比に制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいてスイッチング素子へ供給されるＰＷＭ制御パルスを遮断するマスク回路と、出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスをマスク回路へ供給するオーバーシュート抑制回路とを設けて課題を解決した。

Description

絶縁型電源装置および照明装置
　本発明は、電圧変換用トランスを備えた絶縁型電源装置およびこれを用いた照明装置に利用して有効な技術に関する。
　電源装置には、電圧変換用トランスを備え交流電力の電圧を変換し二次側に誘起された交流を整流して所望の電位の直流電圧に変換する絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータがある。絶縁型のＡＣ－ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線に流れる電流をスイッチング制御することで二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。
　ところで、スイッチング電源装置においては、電力効率を高めるためＰＷＭ（パルス幅変調）制御が採用されることが多く、絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおいても、二次側の出力の検出信号をフォトカプラによって一次側制御回路へフィードバックして、一次側制御回路がＰＷＭパルスでスイッチング素子をオン、オフ駆動制御して一次側コイルに流す電流を制御するようした発明も提案されている（例えば特許文献１参照）。
特開平７－３１１４２号公報
　特許文献１に開示されている電源装置は、二次側からフォトカプラを介して出力の検出信号を一次側制御回路へフィードバックするものであるため、出力電圧を一定に維持するように制御することはできる。しかしながら、外部制御信号で出力電圧を変化させたい場合、例えば出力を検出してフィードバック信号を生成する二次側の誤差アンプの参照電圧を外部制御信号で変える方式が考えられるが、誤差アンプが比較的大きな時定数を有することが多く、その場合、その時定数によってフィードバック信号に遅れが生じ、回路の応答特性が悪くなって出力のスピーディな制御が困難になるという不具合がある。
　また、一次側制御回路と二次側の回路の両方に外部から出力制御信号を入れて出力電圧を変化させる方式も考えられる。これにより、二次側のみで制御する方式に比べて応答特性は改善するものの、出力制御信号で出力電圧を絞った際には制御ループ内の損失による誤差が顕著に表れてしまう。それによってフィードバック信号が変化することとなり、フィードバック信号を生成する誤差アンプの持つ比較的大きな時定数によって、一次側制御回路へのフィードバック信号の伝達が遅れて、出力制御信号を変化させた際に出力にオーバーシュートが発生するという課題が生じる。なお、この課題については実施例の中で詳しく説明する。
　この発明の目的は、一次側と二次側の両方の制御回路に出力制御信号を入力して出力を制御する絶縁型電源装置において、出力制御信号を変化させた際に出力に発生するオーバーシュートを低減できるようにすることにある。
　上記目的を達成するため本発明は、一次側に入力された交流電力を変換して二次側へ出力する電力変換手段と、前記電力変換手段の二次側に設けられた整流手段と、前記整流手段により整流された電流・電圧のうち所定の周波数帯の電流・電圧を通過させるフィルタと、前記フィルタを介して負荷へ供給される出力電流もしくは出力電圧を検出する検出手段と、前記検出手段による検出信号に応じて前記電力変換手段の一次側に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を生成し出力する制御回路と、前記検出手段による検出信号を前記制御回路へ伝達する信号伝達手段と、を有する絶縁型電源装置において、
　出力制御信号を、前記制御回路と前記電力変換手段の二次側の回路の両方に供給して出力電流もしくは出力電圧を制御するように構成した。
　前記制御回路は、前記制御パルスの周波数よりも高い周波数の波形信号と前記信号伝達手段によって前記電力変換手段の二次側から伝達されたフィードバック信号とを比較して前記スイッチング素子のＰＷＭ制御パルスを生成するパルス生成回路と、外部から供給されるデューティ比に制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいて前記スイッチング素子へ供給されるＰＷＭ制御パルスを遮断するマスク回路と、前記出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスを前記マスク回路へ供給して出力のオーバーシュートを抑制するオーバーシュート抑制回路と、備えるようにした。
　上記のような手段によれば、出力制御パルス信号のデューティ比が小さくなると二次側から伝達されるフィードバック信号が高くなるように電源装置が構成されている場合に、出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以下になるとデューティ比の下限を制限した制御パルスがマスク回路へ供給されるため、フィードバック信号が高くならないように作用し、それによって出力制御パルス信号のデューティ比を小さい方から大きい方へ切り替えた際にフィードバック信号の伝達が遅れたとしても急に大きな出力電流が流れないようになって、出力のオーバーシュートを抑制することができる。
　ここで、望ましくは、前記検出手段は前記出力電流もしくは出力電圧に対応した電圧と所定の参照電圧との電位差に比例した信号を出力する誤差増幅回路を備え、前記出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以上の場合も所定値以下の場合も、前記参照電圧を前記出力制御パルス信号のデューティ比に応じて相対的に変化させることで前記出力電流もしくは出力電圧を制御可能に構成する。
　これにより、出力制御パルス信号のデューティ比が所定値よりも大きい場合には一次側と二次側の制御回路で出力を制御し、出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以下になった場合には二次側の回路で出力を高精度に制御することができる。
　また、望ましくは、前記オーバーシュート抑制回路は、前記出力制御パルス信号のデューティ比を検出するデューティ検出回路と、該デューティ検出回路の出力に応じて前記マスク回路へ供給される前記ＰＷＭ制御パルスのデューティ比を制限するデューティ制限回路とを備えるように構成する。これによって、オーバーシュート抑制回路の設計が容易に行えるようになる。
　さらに、望ましくは、前記デューティ制限回路は、前記デューティ検出回路の出力をＤＡ変換するＤＡ変換回路と、該ＤＡ変換回路の出力レベルをシフト可能なシフト回路と、前記出力制御パルス信号の周波数と同一もしくはそれよりも高い所定の周波数の波形信号と前記シフト回路の出力とを比較して制御パルスを生成する比較回路とを備え、前記デューティ検出回路が前記出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以下であることを検出した場合に前記比較回路により生成された制御パルスを前記マスク回路へ供給するように構成する。このように、ＤＡ変換回路を用いることにより精度の高い制御パルスの生成が可能となる。
　また、望ましくは、前記シフト回路は、前記デューティ検出回路が前記出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以下であることを検出していない場合に前記ＤＡ変換回路の出力を前記比較回路へそのまま伝達するように構成する。これにより、出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以下の状態から所定値よりも高くなる際に制御パルスの生成を円滑に行うことができる。
　さらに、望ましくは、前記比較回路へ供給される前記波形信号は、可聴域外の周波数の信号とする。これにより、電力変換手段がトランスである場合に一次側コイルに流す電流をスイッチング素子でオン／オフ制御する際に生じる音鳴りを防止することができる。
　また、上記のような構成を有する絶縁型電源装置と、該絶縁型電源装置の出力端子に接続され前記出力電流が流されることで点灯するＬＥＤランプと、前記出力制御パルス信号を生成する制御信号生成手段とにより照明装置を構成する。これにより、ＰＷＭパルスでＬＥＤランプの明るさを制御できるとともに、ＰＷＭパルスのデューティ切り替え時に一時的に明るくなる発光が生じることのないＬＥＤ照明装置を実現することができる。
　本発明によれば、一次側の制御回路に出力制御信号を入力して出力を制御する絶縁型電源装置において、出力制御信号を変化させた際に出力に発生するオーバーシュートを低減することができるという効果がある。
本発明を適用して有効な電源装置としての絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータの一実施形態を示すブロック構成図である。 ＰＷＭ制御方式の電源回路のブロック線図および伝達関数を示す説明図である。 オーバーシュート抑制回路を設けない電源回路におけるＰＷＭ制御信号のデューティとフィードバック信号ＦＢとの関係を示すグラフである。 オーバーシュート抑制回路を設けた電源回路におけるＰＷＭ制御信号のデューティとフィードバック信号ＦＢとの関係を示すグラフである。 実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて一次側に平滑コンデンサを設けた出力制御用のＰＷＭ制御信号の波形（ａ）と、二次側に補正手段を設けない場合の出力波形（ｂ）および補正手段を設けた場合の出力波形（ｃ）を示す波形図である。 図３の実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて一次側の平滑コンデンサの容量値を小さくした場合における入力波形（ａ）と出力波形（ｂ）および出力制御用のＰＷＭ制御信号の波形（ｃ）を示す波形図である。 図１の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータの具体的な構成例を示す回路構成図である。 オーバーシュート抑制回路のより具体的な構成例を示す回路構成図である。 デューティ下限回路の具体的な構成例を示す回路構成図である。 外部ＰＷＭ制御信号のデューティとＰＷＭパルス生成回路から出力されるＰＷＭパルスのデューティとの関係を示すグラフである。 実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおける一次側制御回路へのフィードバック信号ＦＢとスイッチング素子ＳＷのオン時間との関係を示すグラフである。 出力制御用のＰＷＭ制御信号のデューティと二次側の誤差アンプに入力される参照電圧との関係を示すグラフである。 フィードバック量補正回路の他の実施例を示す回路図である。
　以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
　図１は、絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータなどにより構成される本発明に係る電源装置のブロック構成図である。なお、以下の実施形態では、負荷としてＬＥＤを駆動する電源装置を示して説明するが、本発明を適用可能な電源装置は、負荷がＬＥＤである場合に限定されるものではない。
　本発明に係る電源装置は、交流入力電圧Ｖｉｎを電力変換するトランスなどからなる電力変換手段１０と、変換された交流を整流する整流手段１１と、整流された電圧・電流のうち所定の周波数帯の電圧・電流を通過させて負荷３０へ供給するフィルタ回路１２と、負荷３０に流れる電流を検出する検出手段１３と、検出された電流値に応じた帰還信号ＦＢを生成する帰還電圧生成回路１４と、入力側と出力側とが電気的に絶縁されたフォトカプラなどからなり帰還信号ＦＢを一次側へ伝達する絶縁型の信号伝達手段１５と、上記電力変換手段１０の一次側に電流を流すＭＯＳトランジスタなどの自己消弧素子からなるスイッチ手段１６と、前記信号伝達手段１５によって伝達された信号に応じてスイッチ手段１６をオン・オフ制御するパルス信号を生成する制御回路１７とを備える。
　なお、上記整流手段１１はダイオードにより構成され、フィルタ回路１２は整流手段１１と負荷が接続される出力端子との間に直列に設けられたコイルと、接地点との間に設けられた平滑コンデンサなどから構成される（図６参照）。
　さらに、本発明に係る電源装置は、外部から供給される外部ＰＷＭ制御信号PWMに応じて帰還電圧生成回路１４により一次側へ送る帰還信号ＦＢを補正するフィードバック量補正回路１８と、制御回路１７から出力されるオン・オフパルス信号をマスクしてパルスの間引きを行うマスク回路１９と、外部ＰＷＭ制御信号PWMの切り替え時に発生する出力のオーバーシュートを抑制するオーバーシュート抑制回路２０とを備える。
　オーバーシュート抑制回路２０は、例えば外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比を検出するデューティ検出回路と、マスク回路１９へ供給されるＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比が所定値以下にならないように制限するデューティ制限回路とから構成することができる。
　なお、本発明に係る電源装置においては、帰還電圧生成回路１４により生成された帰還信号ＦＢと外部ＰＷＭ制御信号PWMを信号伝達手段１５により二次側へ伝達するようになっており、マスク回路１９は伝達されたＰＷＭ制御信号に応じて間引き量を変化させるように構成されている。負荷がＬＥＤランプであるシステムにおいては、外部ＰＷＭ制御信号は調光を制御するための信号とされる。
　図１において、太枠で示されているブロック１８と１９および２０は本発明において追加された回路ブロックで、破線で示されている信号経路は追加ブロック１８と１９および２０がない電源装置における信号経路である。
　ここで、本発明の電源装置においてオーバーシュート抑制回路２０を設けた理由および機能について説明する。
　電源回路を実機駆動すると、負荷を駆動する以外の様々な損失が生じる。例えば、各セクションの機能を得るための損失や寄生効果による損失である。フィードバック制御を行う電源回路における制御ループ内のこれら損失による誤差は、回路の収束をなすために、フィードバック信号の電圧レベルが増加することによって制御ループに吸収される。つまり、制御ループ内の損失は、フィードバック信号の収束レベルを決定する重要なファクターとなる。
　図２に、図１のようなＰＷＭ制御方式の電源回路のブロック線図および伝達関数を示す。伝達関数におけるＡはゲイン、ＤはＰＷＭ制御信号のデューティ比、βは帰還経路のループ係数である。図２からも明らかな様に、制御ループ内の損失Ｗが出力Ｙへ及ぼす影響力は伝達関数によって大きく異なる。仮に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比が小さい状態で駆動しているものとすると、制御ループ内の損失Ｗ（または、エラーアンプのオフセット）は出力Ｙに対して大きな影響力を持つため、フィードバック信号ＦＢの電圧レベルの増加は、ＰＷＭ制御信号のデューティ比が大きい状態と比較して大きなものとなる。このＰＷＭ制御信号のデューティ毎のフィードバック信号の違いは、フィードバック制御ループの応答遅延との組み合わせによって、オーバーシュートを生じる原因となる。特に、ＰＷＭ制御信号のデューティが小さい状態から、デューティが大きい状態へ移行する際にオーバーシュートが顕著に現れる。以下、その理由を説明する。
　フィードバック制御ループを設計する際には、回路の誤作動防止や安定性を得るために、帰還経路のループ係数であるβを比較的大きな時定数を用いて形成する必要がある。そのため、ＰＷＭ制御信号により出力制御を行う絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおいては、二次側にＰＷＭ制御信号が入力されてから回路に反映されるまでには時定数による遅延が生じることとなる。つまり、フィードバック信号が安定値に収束するには時間を要することとなり、その間のフィードバック制御ループの機能は著しく低下する。
　図３Ａにオーバーシュート抑制回路を設けない電源回路におけるＰＷＭ制御信号のデューティとフィードバック信号ＦＢとの関係を示す。図３Ａに示されているように、オーバーシュート抑制回路を設けない場合、デューティが大きくなるほどＦＢのレベルは低くなる。そのため、ＰＷＭ制御信号をデューティが小さい状態ａから大きい状態ｂへ切り替えた場合、制御ループの遅れによって、本来Ｖｂのような低いレベルに移行すべきフィードバック信号ＦＢが、一時的にデューティ切り替え前のＶａのような高いレベルを維持してしまう。このようなフィードバック信号ＦＢが一次側に供給されることによって、一次側で大きな電流が流され、出力にオーバーシュートが発生することとなる。
　そして、このようなオーバーシュートが発生すると、負荷がＬＥＤランプのような照明である場合には、例えば明るさが２０％の状態から１００％へ切り替えた際に、ＬＥＤに定格以上の電流が流れて寿命が低下したり、１００％以上の輝度でランプが発光して装置が誤動作したというような印象をユーザに与えてしまうおそれがあり、製品に対する信頼性が低下する原因ともなり得る。
　本発明の実施形態である図１の電源装置においては、オーバーシュート抑制回路２０を設けることにより、上記のような不具合の発生を抑制するようにしている。具体的には、ＰＷＭ制御信号のデューティがある値（例えば２０％）よりも小さい範囲では、一次側の制御回路においてマスク回路１９へ供給するＰＷＭ制御信号のデューティをオーバーシュート抑制回路２０によって制限する。一方、二次側においてはＰＷＭ制御信号のデューティが小さくなってもそのままフィードバック量補正回路１７へ供給するように構成した。
　これにより、図３Ｂに示すように、ＰＷＭ制御信号のデューティが大きくなるほどフィードバック信号ＦＢのレベルが高くなるように制御ループが動作する。その結果、ＰＷＭ制御信号をデューティが小さい状態ａから大きい状態ｂへ切り替えた場合、制御ループの遅れによって、本来Ｖｂのような高いレベルに移行すべきフィードバック信号ＦＢが、一時的にデューティ切り替え前のＶａのような低いレベルを維持して、このようなフィードバック信号ＦＢが一次側に供給されたとしても、一次側に対しては本来よりも小さな電流を流すように作用するため、出力に発生するオーバーシュートを抑制することができる。
　図６には、図１の電源装置の一実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータの具体的な回路構成が示されている。
　この実施形態の電源装置は、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ２１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路２２と、平滑用コンデンサＣ０と、一次側巻線Ｎｐおよび補助巻線Ｎｂと二次側巻線Ｎｓとを有するトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたスイッチ手段１６としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタからなるスイッチング素子ＳＷと、該スイッチング素子ＳＷを駆動する制御回路１７やマスク回路１９（ＯＲゲートＧ１およびフリップフロップＦＦ１）を有する電源制御用ＩＣ（半導体集積回路）２３を備える。上記ダイオード・ブリッジ回路２２とトランスＴ１とから前記電力変換手段１０が構成される。電源制御用ＩＣ２３内の回路のうちＯＲゲートＧ１，Ｇ２およびフリップフロップＦＦ１を除く部分が制御回路１７として機能する。
　上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと出力端子ＯＵＴ１との間に直列に接続された整流用ダイオードＤ１と、このダイオードＤ１のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続されたコンデンサＣ１および整流用ダイオードＤ１と直列に接続されたコイルＬ１を有するフィルタ回路１２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流を整流し、フィルタ回路１２が所定の周波数帯の電圧・電流を通過させて、出力端子ＯＵＴ１より出力する。
　また、出力端子ＯＵＴ２と接地点との間には、出力端子ＯＵＴ１－ＯＵＴ２間に接続される負荷に流れる電流を検出するためのセンス抵抗Ｒｓが接続されている。また、この実施形態においては、コイルＬ１とコンデンサＣ１とから構成されるフィルタ回路１２のカットオフ周波数を、制御回路１７によるスイッチング周波数よりも低くかつ外部ＰＷＭ制御信号PWMの周波数よりも高く設定することによって、外部ＰＷＭ制御信号PWMの周波数と同一の周波数のパルス電流を出力させるようになっている。これにより、ＰＷＭ調光制御が可能となる。
　また、フィルタ回路１２のカットオフ周波数を、制御回路１７によるスイッチング周波数よりも低く設定することによって、一次側のスイッチングノイズを遮断して出力に伝達させないようにすることができる。
　なお、フィルタ回路１２のカットオフ周波数を、外部ＰＷＭ制御信号PWMの周波数よりも低く設定した場合には、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比に応じた絶対値の電流を出力し、ＤＣ調光制御が可能となる。ＤＣ調光制御の場合には平均出力電流に対するＬＥＤの明るさのリニアリティが悪くなるが、本実施形態の電源装置のように、ＰＷＭ制御されたパルス電流を出力させてＰＷＭ調光制御を行うことによって、平均出力電流に対するＬＥＤの明るさのリニアリティを向上させることができる。また、ＤＣ調光制御では出力電流値が変わるとＬＥＤランプの発光色も変わるが、ＰＷＭ調光制御を行う上記実施形態を適用することで発光色の変化も少なくすることができる。
　さらに、トランスＴ１の二次側には、センス抵抗Ｒｓにより電流－電圧変換された電圧Ｖｄが抵抗Ｒ１を介して反転入力端子に入力され、非反転入力端子に参照電圧Ｖref1が入力され、検出した電流値に応じた電圧を出力する誤差アンプＡＭＰ１や、該誤差アンプの出力を受けてフォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＰＤ１を駆動する電流を出力するバッファアンプ（ボルテージフォロワ）ＡＭＰ２が設けられている。
　また、誤差アンプＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子との間には位相補償用の容量Ｃｆが設けられ、該容量Ｃｆと前記抵抗Ｒ１とによりローパスフィルタが構成される。そして、容量Ｃｆが当該アンプのミラー効果によって入力側から見たときに本来の容量値のほぼゲイン倍の値（１＋Ａ）Ｃｆを持つようにされ、カットオフ周波数の低いフィルタとして機能し、出力電流に応じて変化する電圧Ｖｄを平滑することができる。
　これによって、誤差アンプＡＭＰ１の反転入力端子には、電圧Ｖｄの平均電圧に相当する直流電圧が入力される。また、本実施例の回路においては、誤差アンプＡＭＰ１と後段のバッファアンプＡＭＰ２との間に抵抗Ｒ２と容量Ｃ２とが接続されて、誤差アンプＡＭＰ１とともに伝達関数が２つのポールを有する２次のローパスフィルタとして機能することで、高い周波数帯のノイズをより効果的に遮断できるように構成されている。
　また、本実施形態においては、誤差アンプＡＭＰ１に入力される参照電圧Ｖref1を生成する可変電圧源ＶＳを設け、Ｖref1を外部のＰＷＭパルス生成手段ＰＰＧにより生成されたＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比もしくはパルス幅に応じて変化させ、後述のように一次側回路にＰＷＭ制御信号PWMを入れて出力をフィードフォワードで制御した場合に変化する上記電圧Ｖｄの変化を相殺するような働きをすることができるように構成されている。さらに、二次側と一次側との間には、二次側に入力された外部ＰＷＭ制御信号PWMを一次側の電源制御用ＩＣ２３へ伝達するためのフォトカプラＰＣ２が設けられている。
　上記アンプＡＭＰ１とＡＭＰ２とによって帰還電圧生成回路１４が構成され、フォトカプラＰＣ１，ＰＣ２により信号伝達手段１５が構成される。本実施形態においては、外部ＰＷＭ制御信号PWMを一次側の電源制御用ＩＣ２３へ供給して出力電流を変化させ、負荷として接続されるＬＥＤランプの明るさを調整するとともに、それに伴って生じる不所望な検出電圧Ｖｄの変化を相殺するように、外部ＰＷＭ制御信号PWMにより可変電圧源ＶＳにより生成される参照電圧Ｖref1を変化させて、フィードバック信号ＦＢを補正することで回避できるように構成されている。つまり、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比が変化しても、参照電圧Ｖref1に対する相対的な検出電圧Ｖｄの大きさを変化させないようにしている。
　次に、フォトカプラＰＣ１を介して二次側からフィードバック信号ＦＢおよび外部ＰＷＭ制御信号PWMを受けてスイッチング素子ＳＷをオン、オフする電源制御用ＩＣ２３について説明する。
　電源制御用ＩＣ２３には、フォトカプラＰＣ１，ＰＣ２を構成する受光用トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタが接続される外部端子Ｐ１，Ｐ２が設けられている。受光用トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、そのエミッタ端子が接地電位ＧＮＤに接続されているとともに、外部端子Ｐ１，Ｐ２は、各々プルアップ抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２を介して電源制御用ＩＣ２３内部に設けられている内部電源回路（図示省略）により生成される内部電圧Ｖregが印加される端子に接続され、受光用トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタにバイアスを与えるように構成されている。これにより、内部電圧ＶregによりＴｒ１，Ｔｒ２がバイアスされた状態で、フォトカプラＰＣ１とＰＣ２のフォトダイオードＰＤ１とＰＤ２が点灯されると、Ｔｒ１，Ｔｒ２にコレクタ電流が流れ、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２の電圧降下によって外部端子Ｐ１，Ｐ２の電位が下がり、これを内部回路が増幅して制御動作を行う。
　また、上記電源制御用ＩＣ２３には、外部端子Ｐ１の電圧が抵抗Ｒ６を介して反転入力端子に入力され、非反転入力端子に参照電圧Ｖref2が入力され、外部端子Ｐ１の電圧と参照電圧Ｖref2との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプＡＭＰ３と、定電流源ＣＣ１とコンデンサＣ４およびディスチャージ用ＭＯＳトランジスタＳＷ２からなる波形生成回路ＲＡＭＰと、上記誤差アンプＡＭＰ３の出力と波形生成回路ＲＡＭＰで生成された波形信号とを比較するコンパレータ（電圧比較回路）ＣＭＰ１とが設けられている。
　波形生成回路ＲＡＭＰは定電流源ＣＣ１の電流によってコンデンサＣ４が充電することで出力が徐々に上昇し、スイッチング素子ＳＷ２がオンされることでコンデンサＣ４の電荷が一気に放出されて出力が急に立ち下がる動作を繰り返すことで、鋸波状の波形信号を生成する。コンパレータＣＭＰ１は、誤差アンプＡＭＰ３の出力に応じたパルス幅を有するローカルＰＷＭパルスを生成するＰＷＭコンパレータとして機能する。
　さらに、上記電源制御用ＩＣ２３には、外部端子Ｐ２の電圧を受けて外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比を検出するデューティ検出回路２０ａおよび入力されたデューティが所定の値（例えば２０％）以下にならないように制限するデューティ制限回路２０ｂからなるオーバーシュート抑制回路２０と、該オーバーシュート抑制回路２０の出力パルスの立上がりを検出してパルス信号を生成するワンショットパルス生成回路ＯＰＧ１と、トランス（１０）に設けられた補助巻線Ｎｂの一方の端子が接続される外部端子Ｐ３と、該外部端子Ｐ３に反転入力端子が接続され非反転入力端子に参照電圧Ｖref3が印加されたコンパレータＣＭＰ２と、該コンパレータＣＭＰ２の出力の立上がりを検出してパルス信号を生成するワンショットパルス生成回路ＯＰＧ２と、これらの回路からの信号に応じてスイッチング素子ＳＷのオン、オフ制御信号ｏｎ／ｏｆｆを生成するロジック回路ＬＧＣと、が設けられている。
　ロジック回路ＬＧＣは、外部端子Ｐ２の電圧をインバータＩＮＶで反転した電位とコンパレータＣＭＰ１の出力とを入力とするＯＲゲートＧ１と、ワンショットパルス生成回路ＯＰＧ１とＯＰＧ２の出力を入力とするＯＲゲートＧ２と、ＯＲゲートＧ１の出力がリセット端子Ｒに入力され、ＯＲゲートＧ２の出力がセット端子Ｓに入力されたＲＳフリップフロップＦＦ１とから構成されている。
　ＲＳフリップフロップＦＦ１はリセット優先のフリップフロップであり、ＦＦ１の出力Ｑはスイッチング素子ＳＷのオン、オフ制御信号ｏｎ／ｏｆｆとしてＩＣ外部へ出力され、ＦＦ１の反転出力／Ｑは波形生成回路ＲＡＭＰのディスチャージ用ＭＯＳトランジスタＳＷ２をオン、オフ制御する信号としてＳＷ２のゲート端子に供給される。
　ＯＲゲートＧ１とＦＦ１は、外部端子Ｐ２から入力される外部ＰＷＭ制御信号PWMのロウレベルの期間はＲＳフリップフロップＦＦ１の出力Ｑを強制的にロウレベルにしてオン、オフ制御信号ｏｎ／ｏｆｆの出力を禁止するマスク回路として機能する。また、外部ＰＷＭ制御信号PWMがハイレベルに変化するタイミングで、ＯＰＧ１によりワンショットパルスが生成されてＲＳフリップフロップＦＦ１がセットされ、マスクが解除される。
　本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータにおいては、補助巻線Ｎｂに誘起される電圧が参照電圧Ｖref3以下になるタイミングすなわち補助巻線の電流がある程度減少したタイミングで、コンパレータＣＭＰ２の出力がハイレベルに変化して、ＯＰＧ２によりワンショットパルスが生成され、フリップフロップＦＦ１がセット状態にされる。すると、制御信号ｏｎ／ｏｆｆがハイレベルに変化してスイッチング素子ＳＷがオンされて一次側巻線Ｎｐに電流が流されるとともに、波形生成回路ＲＡＭＰ内のＳＷ２がオフされてコンパレータＣＭＰ１の入力が次第に高くなりフィードバック信号ＦＢよりも高くなった時点でフリップフロップＦＦ１にリセットがかかる。そして、制御信号ｏｎ／ｏｆｆがロウレベルに変化してスイッチング素子ＳＷがオフされるとともに、波形生成回路ＲＡＭＰ内のＳＷ２がオンされてコンデンサが放電され波形信号が立ち下がる。
　上記動作を繰り返すことでフィードバック信号ＦＢが一定になるように、一次側巻線Ｎｐに電流が流れる期間が制御されて、出力電流パルスのパルス幅が制御される。図１０Ａに、本実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおけるフィードバック信号ＦＢとスイッチング素子ＳＷのオン時間との関係を示す。図１０Ａに示すように、スイッチング素子ＳＷのオン時間は、フィードバック信号ＦＢにほぼ比例するように制御される。なお、スイッチング素子ＳＷによる一次側巻線Ｎｐの電流のオン、オフ制御は、入力電圧の周波数よりも充分に高い周波数にて行われる。
　ここで、上記マスク回路１９（Ｇ１，ＦＦ１）の機能について、図４を用いて説明する。図４において、（ａ）は外部ＰＷＭ制御信号PWMの波形、（ｂ）は参照電圧Ｖref1の補正を行わない場合の出力電力波形、（ｃ）は本実施形態を適用して参照電圧Ｖref1の補正を行った場合の出力電力波形を示してある。図４に示すように、本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータにおいては、外部ＰＷＭ制御信号PWMのロウレベルの期間は、フリップフロップＦＦ１の出力をロウレベルに固定すなわち内部ＰＷＭパルスの出力をマスクしスイッチング素子ＳＷをオンさせないようにして、外部ＰＷＭ制御信号PWMによって出力電流を制御することができるようにされている。
　ところで、上記のように電源制御用ＩＣ２３に外部ＰＷＭ制御信号PWMを入れて内部のローカルＰＷＭパルスの出力をマスクし出力電流を制御するようにした場合、そのままでは、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティが変化した分だけ検出電圧Ｖｄが変化しフィードバック信号ＦＢがずれてしまい、図４（ｂ）に示すように、ピーク値が高くなってしまう。
　そこで、本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータにおいては、二次側に設けられている誤差アンプＡＭＰ１の非反転入力端子に印加される参照電圧Ｖref1を可変電圧源ＶＳにより生成し、図１０Ｂに示すように外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比もしくはパルス幅に比例してＶref1を高くして検出電圧Ｖｄの変化を相殺するような補正を行う構成とした。このような補正を行うことによって、一次側の電源制御用ＩＣ２３に外部ＰＷＭ制御信号PWMを入れることにより検出電圧Ｖｄが変化してフィードバック信号ＦＢがずれ、出力電流のピーク値が変化するのを防止することができる。すなわち、本実施形態に従うと、外部ＰＷＭ制御信号PWMが変化してもフィードバック信号ＦＢが変化しないようにすることができる。
　図４より、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比（パルス幅）を変化させた際に、参照電圧Ｖref1の補正を行わない場合には検出電圧Ｖｄが変化することで図４（ｂ）に示すように出力電流のピークが高くなってしまい所望の制御が行えなくなるのに対し、参照電圧Ｖref1の補正を行った場合には図４（ｃ）に示すように出力電力の波形の高さをほぼ一定に保つことができ、所望のＰＷＭ調光制御が行えることが分かる。
　なお、参照電圧Ｖref1の制御による補正量は、一次側の電源制御用ＩＣ２３のマスク回路で内部ＰＷＭパルスをマスクすることにより遮断される出力電流の平均値と、参照電圧Ｖref1の補正量を出力電流の変化量に換算した値とが同一となるように決定するとよい。
　ところで、図４の波形は、ダイオード・ブリッジ２２の出力を平滑するコンデンサＣ０として比較的容量値の大きなものを使用した場合のものである。図５には、ダイオード・ブリッジ２２の出力を平滑するコンデンサＣ０を設けないあるいは容量値の小さなＣ０を使用した場合の波形が示されている。
　図５において、（ａ）はトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐに印加されるダイオード・ブリッジ２２からの入力波形、（ｂ）はトランスＴ１の二次側巻線Ｎｓに誘起される出力波形、（ｃ）は外部ＰＷＭ制御信号PWMの波形を示す。容量値の小さなＣ０を使用した場合、スイッチング素子ＳＷがオンした際にＣ０から電荷が引き抜かれて電圧が下がり、一次側巻線Ｎｐに印加される電圧ＶC0は脈流となる。すると、一次側巻線Ｎｐに流れる電流はＶC0の波形を追従し脈流となるので、ＡＣ－ＤＣコンバータの力率を改善することができるという利点がある。
　図７には、オーバーシュート抑制回路２０のより具体的な回路構成例が示されている。
　図７に示すように、オーバーシュート抑制回路２０は、発振器からのクロックＣＫによって外部ＰＷＭ制御信号PWMのパルス幅を計数するパルス幅カウンタＣＮＴ１と、同様に外部ＰＷＭ制御信号PWMの１周期を計数する周期カウンタＣＮＴ２と、カウンタＣＮＴ１の値をカウンタＣＮＴ２の値で割ることによってデューティ比を算出する除算回路ＤＶＳと、除算回路ＤＶＳの出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータＤＡＣと、ＤＡコンバータＤＡＣの出力を入力とするデューティ下限回路ＤＵＬと、デューティ下限回路ＤＵＬの出力と所定の周波数の鋸波ＳＡＷとを入力としてＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス生成回路ＰＭＧとを備えている。
　図７の回路においては、ＤＡコンバータＤＡＣの出力の所定のビットが立ち上がるとデューティ下限回路ＤＵＬを能動化させるイネーブル信号ＥＮがハイレベルとなり、デューティ下限回路ＤＵＬがＤＡコンバータＤＡＣの出力レベルをシフトさせるように機能する。パルス幅カウンタＣＮＴ１と、周期カウンタＣＮＴ２と、除算回路ＤＶＳとによってデューティ検出回路２０ａが構成され、ＤＡコンバータＤＡＣと、デューティ下限回路ＤＵＬと、ＰＷＭパルス生成回路ＰＭＧとによってデューティ制限回路２０bが構成される。
　図８には、デューティ下限回路ＤＵＬの具体的な回路構成例が示されている。図８に示すように、デューティ下限回路ＤＵＬは、イネーブル信号ＥＮを波形成形しつつ反転するＮＯＲゲートＧ３と、定電圧端子Ｖ１とＶ２との間に直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ１－抵抗Ｒ１１－Ｒ１２－ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ２と、ＤＡコンバータＤＡＣの出力が入力される端子と抵抗Ｒ１１およびＲ１２の接続ノードとの間に接続された抵抗Ｒ１３とを備え、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２はＮＯＲゲートＧ３の出力とその反転信号によってオン状態またはオフ状態に制御される。具体的には、イネーブル信号ＥＮがロウレベルの時はＱ１，Ｑ２が共にオフ状態にされて、ＤＡコンバータＤＡＣの出力がそのままＰＷＭパルス生成回路ＰＭＧへ供給される。一方、イネーブル信号ＥＮがハイレベルの時はＱ１，Ｑ２が共にオン状態にされて、ＤＡコンバータＤＡＣの出力を抵抗Ｒ１１とＲ１２とＲ１３の抵抗値の比に応じて分圧した電圧が出力される。
　デューティ下限回路ＤＵＬの後段には、デューティ下限回路ＤＵＬの出力と所定の周波数の鋸波ＳＡＷとを入力とするコンパレータからなるＰＷＭパルス生成回路ＰＭＧが接続されており、デューティ下限回路ＤＵＬの出力に応じたＰＷＭパルス信号を生成して出力する。鋸波ＳＡＷの周波数を外部ＰＷＭ制御信号PWMの周波数と同じに設定しておくと、イネーブル信号ＥＮがロウレベルの時はＤＡコンバータＤＡＣの出力がそのままＰＷＭパルス生成回路ＰＭＧへ入力されるため、同一のデューティのＰＷＭパルスが生成させる。
　一方、イネーブル信号ＥＮがハイレベルの時は分圧した電圧が出力されるため、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティよりも大きなデューティのＰＷＭパルスを生成して出力するようにさせることで、ＰＷＭパルスのデューティを制限することができる。なお、図８の実施例において、ＰＷＭパルス生成回路ＰＭＧへ入力される鋸波ＳＡＷの周波数をスイッチング素子のオン／オフ信号ｏｎ／ｏｆｆの周波数よりも低く外部ＰＷＭ制御信号PWMの周波数よりも高く設定することで、周波数変換した出力制御用ＰＷＭパルスを生成してマスク回路１９へ供給するように構成することができる。
　図９に、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティとデューティ制限回路２０ｂから出力されるＰＷＭパルスのデューティとの関係を示す。図９に示すように、本実施形態の電源制御用ＩＣ２３においては、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティが所定値（２０％）になると、デューティ制限回路２０ｂから出力されるＰＷＭパルスのデューティは外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティよりも大きくなるように制限されるようになっている。なお、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティが所定値（２０％）以下においては、ＰＷＭパルス生成回路ＰＭＧから出力されるＰＷＭパルスのデューティを２０％にクランプするようにしても良い。
　上記のようにマスク回路１９へ供給される出力制御ＰＷＭパルスのデューティを、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティが所定値（２０％）以下において制限することによって、図３Ｂに示すように、外部ＰＷＭ制御信号のデューティが大きくなるほどフィードバック信号ＦＢのレベルが高くなるように制御ループが動作し、ＰＷＭ制御信号をデューティが小さい状態から大きい状態へ切り替えた際に、出力に発生するオーバーシュートを抑制することができる。
　また、オーバーシュート抑制回路２０に周波数変換機能を持たせることによって、仮に調光制御信号として可聴域内の周波数の外部ＰＷＭ制御信号PWMが入力されたとしても、可聴域外の周波数のＰＷＭパルスに変換してマスク回路１９へ供給して、トランスに電流を流すスイッチング素子が可聴域の周波数でオン／オフ駆動されることで発生するおそれがある音鳴りを防止することができる。
　図１１には、フィードバック量補正回路１８の他の実施例を示す。
　図６の実施形態においては、出力電流を検出する誤差アンプＡＭＰ１に供給される参照電圧Ｖref1を可変電圧源ＶＳによって発生させ、該可変電圧源ＶＳにより発生する参照電圧Ｖref1を外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比に応じて変化させるように構成されている。
　これに対し、図１１の実施例では、参照電圧Ｖref1を定電圧源によって発生させて固定しておくとともに、基準電圧Ｖref2と誤差アンプＡＭＰ１の反転入力端子との間に、直列形態に接続された抵抗Ｒ５とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ５とを設け、Ｑ５のゲート端子に外部ＰＷＭ制御信号PWMを入力してオン／オフ動作させるようにしたものである。
なお、抵抗Ｒ５とトランジスタＱ５とは接続順序が逆であっても良い。
　この実施例（図１１）のフィードバック量補正回路１８は、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比に応じて誤差アンプＡＭＰ１の反転入力端子へ入力される電圧の平均電位を引き上げるあるいは引き下げるように作用する。すなわち、外部ＰＷＭ制御信号PWMによってオン／オフされるトランジスタＱ５と直列の抵抗Ｒ５と、誤差アンプＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接続されている容量Ｃｆとでフィルタ回路が構成され、このフィルタ回路によって外部ＰＷＭ制御信号PWMのパルスを平均化してデューティに比例した電位を発生し、それをセンス抵抗Ｒｓにより電流－電圧変換された電圧Ｖｄを平滑した電圧に加算して誤差アンプＡＭＰ１へ入力するように構成されている。
　これにより、図９のフィードバック量補正回路１８は、外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティ比が変化しても誤差アンプＡＭＰ１の（－）入力端子の電圧が変化しないように動作することとなる。
　図６の実施形態における外部ＰＷＭ制御信号PWMによる可変電圧源ＶＳの制御回路も図１１と同様な構成すなわちＭＯＳトランジスタとフィルタ回路でＰＷＭ信号を平均化し、その電圧で可変電圧源ＶＳを制御して参照電圧Ｖref1を変化させるようにすることができる。
　なお、フィードバック量補正回路１８を可変電圧源ＶＳによって構成し、誤差アンプＡＭＰ１の非反転入力端子へ入力される参照電圧Ｖref1を外部ＰＷＭ制御信号PWMのデューティに比例して変化させる図６の実施形態と同じ方向の補正を、他の構成が図６と同一である図１１の実施例で行わせるために、トランジスタＱ５のゲート端子に図６の場合とは逆相の関係になる外部ＰＷＭ制御信号PWMの反転信号を入力させればよい。
　以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、図６の実施形態は負荷が電流性負荷で電流出力型の電源回路であるため、出力端子ＯＵＴ２と接地点との間にセンス抵抗Ｒｓを設けて出力電流を検出するようにしているが、ＰＷＭ信号で出力電圧の制御を行う電圧出力型の電源回路においては、出力端子ＯＵＴ１と接地点との間に直列形態の抵抗等からなる分圧回路を設けて出力電圧を検出するようにしてもよい。
　また、前記実施形態では、フォトカプラを構成する受光用トランジスタのコレクタを、プルアップ抵抗を介して内部基準電圧が印加された端子に接続するようにしているが、プルアップ抵抗の代わりに定電流源でプルアップするように構成しても良い。また、受光用トランジスタのコレクタを直接内部基準電圧端子に接続するとともにエミッタ抵抗を設けてエミッタ端子からフィードバック信号を取り出すように構成しても良い。
　さらに、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチング素子ＳＷを、電源制御用ＩＣ２３とは別個の素子（ＭＯＳトランジスタ）としているが、このスイッチング素子ＳＷを電源制御用ＩＣ２３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。また、スイッチング素子ＳＷはＭＯＳトランジスタに限定されずバイポーラトランジスタであってもよい。
　前記実施形態では、本発明を、負荷としてＬＥＤランプを駆動する電源装置に適用した場合について説明したが、本発明は負荷がＬＥＤランプである場合に限定されず、絶縁型電源装置一般に広く適用することができる。
　１０　電力変換手段
　１１　整流手段
　１２　フィルタ回路
　１３　検出手段
　１４　帰還電圧生成回路
　１５　信号伝達手段
　１６　スイッチ手段（スイッチング素子）
　１７　制御回路
　１８　フィードバック量補正回路
　１９　マスク回路
　２０　オーバーシュート抑制回路
　２１　フィルタ
　２２　ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
　２３　電源制御回路（電源制御用ＩＣ）
　ＡＭＰ１　誤差アンプ
　ＡＭＰ２　バッファアンプ
　ＰＣ１，ＰＣ２　フォトカプラ
　ＣＭＰ１，ＣＭＰ２　コンパレータ
　ＯＰＧ１，ＯＰＧ２　ワンショットパルス生成回路
　ＲＡＭＰ　波形信号生成回路
　ＬＧＣ　ロジック回路

Claims (7)

  1. 　一次側に入力された交流電力を変換して二次側へ出力する電力変換手段と、前記電力変換手段の二次側に設けられた整流手段と、前記整流手段により整流された電流・電圧のうち所定の周波数帯の電流・電圧を通過させるフィルタと、前記フィルタを介して負荷へ供給される出力電流もしくは出力電圧を検出する検出手段と、前記検出手段による検出信号に応じて前記電力変換手段の一次側に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を生成し出力する制御回路と、前記検出手段による検出信号を前記制御回路へ伝達する信号伝達手段と、を有する絶縁型電源装置であって、
    　前記制御回路は、
    　前記制御パルスの周波数よりも高い周波数の波形信号と前記信号伝達手段によって前記電力変換手段の二次側から伝達されたフィードバック信号とを比較して前記スイッチング素子のＰＷＭ制御パルスを生成するパルス生成回路と、
    　外部から供給されるデューティ比に制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいて前記スイッチング素子へ供給されるＰＷＭ制御パルスを遮断するマスク回路と、
    　前記出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスを前記マスク回路へ供給して出力のオーバーシュートを抑制するオーバーシュート抑制回路と、
    を備えることを特徴とする絶縁型電源装置。
  2. 　前記検出手段は前記出力電流もしくは出力電圧に対応した電圧と所定の参照電圧との電位差に比例した信号を出力する誤差増幅回路を備え、少なくとも前記出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以上の場合も所定値以下の場合も、前記参照電圧を前記出力制御パルス信号のデューティ比に応じて相対的に変化させることで前記出力電流もしくは出力電圧を制御可能に構成されていることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型電源装置。
  3. 　前記オーバーシュート抑制回路は、前記出力制御パルス信号のデューティ比を検出するデューティ検出回路と、該デューティ検出回路の出力に応じて前記マスク回路へ供給される前記ＰＷＭ制御パルスのデューティ比を制限するデューティ制限回路とを備えることを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型電源装置。
  4. 　前記デューティ制限回路は、前記デューティ検出回路の出力をＤＡ変換するＤＡ変換回路と、該ＤＡ変換回路の出力レベルをシフト可能なシフト回路と、前記出力制御パルス信号の周波数と同一もしくはそれよりも高い所定の周波数の波形信号と前記シフト回路の出力とを比較して制御パルスを生成する比較回路とを備え、前記デューティ検出回路が前記出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以下であることを検出した場合に前記比較回路により生成された制御パルスを前記マスク回路へ供給することを特徴とする請求項３に記載の絶縁型電源装置。
  5. 　前記シフト回路は、前記デューティ検出回路が前記出力制御パルス信号のデューティ比が所定値以下であることを検出していない場合に前記ＤＡ変換回路の出力を前記比較回路へそのまま伝達するように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の絶縁型電源装置。
  6. 　前記比較回路へ供給される前記波形信号は、可聴域外の周波数の信号であることを特徴とする請求項４または５に記載の絶縁型電源装置。
  7. 　請求項１～６のいずれかに記載の絶縁型電源装置と、該絶縁型電源装置の出力端子に接続され前記出力電流が流されることで点灯するＬＥＤランプと、前記出力制御パルス信号を生成する制御信号生成手段とを備えた照明装置であって、前記出力制御パルス信号は前記ＬＥＤランプの明るさを制御するための調光制御パルスであることを特徴とする照明装置。
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