WO2012014493A1 - 結合配線および回路装置 - Google Patents
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- H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
- H01P3/08—Microstrips; Strip lines
Definitions
- the present invention relates to a coupling wiring having a coupling line used for transmission of a high-frequency signal and a circuit device including the coupling wiring.
- a coupling wiring including a pair of signal line conductors electromagnetically coupled to each other is known.
- a configuration in which the intermediate conductor is grounded separately from the signal line conductor is used (see Patent Document 1).
- the present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a technique capable of improving the odd-mode characteristics while suppressing the influence on the even-mode characteristics in the coupled line.
- An aspect of the present invention is a combined wiring.
- the coupling wiring is provided between the first ground conductor, the second ground conductor provided opposite to the first ground conductor, and the first ground conductor and the second ground conductor.
- a dielectric layer, a first signal line conductor and a second signal line conductor, which are embedded in the dielectric layer so as to be spaced apart from each other and electromagnetically coupled to each other, and the first signal line conductor and the second signal line conductor In the cross section perpendicular to the signal transmission direction of the first signal line conductor and the second signal line conductor.
- the intermediate conductor is located in a region where the first signal line conductor and the second signal line conductor overlap.
- the width of the intermediate conductor is Wf
- the length of the first signal line conductor and the second signal line conductor is overlapped is Wc
- the first signal line conductor and the second signal are overlapped.
- the thickness of the line conductor is t
- at least one resonator connected to the intermediate conductor and resonating at a predetermined frequency may be further provided.
- the circuit device includes the coupling wiring according to any one of the aspects described above, wherein one end of the first signal line conductor and the other end of the second signal line conductor are input / output ends, The other end and one end of the second signal line conductor are grounded.
- the odd-mode characteristics can be improved while suppressing the influence on the even-mode characteristics in the coupled line.
- FIG. 3 is a cross-sectional view orthogonal to the signal transmission direction of the coupled wiring according to Embodiment 1.
- FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line A-A ′ of FIG. 1 and shows a cross section along the signal transmission direction of the coupled wiring according to the first embodiment.
- FIGS. 3A and 3B are equivalent circuit diagrams for the even mode and the odd mode of the coupled wiring according to the first embodiment, respectively. It is a graph which shows the relationship between the width Wf of an intermediate
- 6 is a cross-sectional view of a circuit device according to a second embodiment along a signal transmission direction.
- FIG. 1 is a cross-sectional view taken along line A-A ′ of FIG. 1 and shows a cross section along the signal transmission direction of the coupled wiring according to the first embodiment.
- FIGS. 3A and 3B are equivalent circuit diagrams for the even mode and the odd mode of the coupled wiring according to the first embodiment,
- FIG. 10 is a perspective view showing an arrangement of resonators in a circuit device according to Embodiment 3.
- FIG. 7 is a cross-sectional view taken along line B-B ′ in FIG. 6. It is an enlarged view of the resonator shown in FIG. It is a graph which shows a passage loss when the circuit device concerning Embodiments 2 and 3 is used as a transmission line.
- FIG. 1 is a cross-sectional view orthogonal to the signal transmission direction of the coupled wiring 10 according to the first embodiment.
- FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG. 1, and shows a cross section along the signal transmission direction of the coupled wiring according to the first embodiment.
- the coupling wiring 10 includes a first ground conductor 20, a second ground conductor 22, a dielectric layer 30, a first signal line conductor 40, a second signal line conductor 42, and an intermediate conductor 50.
- the first ground conductor 20 and the second ground conductor 22 are strip-shaped conductors provided so as to face each other, and are both grounded.
- the dielectric layer 30 is provided between the first ground conductor 20 and the second ground conductor 22 and is formed of, for example, an epoxy resin.
- the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 are connected to the dielectric layer 30 between the first ground conductor 20 and the second ground conductor 22.
- the conductor 22 is buried in parallel.
- the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 are strip-shaped conductors provided to face each other, and are electromagnetically coupled to each other. In the present embodiment, the case where the width of the first signal line conductor 40 and the width of the second signal line conductor 42 are the same is shown.
- the intermediate conductor 50 is a strip-shaped conductor embedded in the dielectric layer 30 between the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42, and the potential thereof is a floating potential.
- the width Wf of the intermediate conductor 50 is such that the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 are the same. It is shorter than the overlapping length. More preferably, the width Wf of the intermediate conductor 50 is defined as Wc in which the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 overlap each other, and the intermediate conductor 50, the first signal line conductor 40, and the first signal line conductor 40 When the thickness of the second signal line conductor 42 is t, it is preferable to satisfy the relationship 0 ⁇ Wf ⁇ Wc ⁇ t.
- FIGS. 3A and 3B show equivalent circuit diagrams of the even mode and the odd mode when the intermediate conductor 50 is used.
- the circled numbers 1, 2, and 3 correspond to the first signal line conductor 40, the intermediate conductor 50, and the second signal line conductor 42, respectively.
- the capacitance C11 between the first signal line conductor 40 and the ground potential is smaller than the capacitance C33 between the second signal line conductor 42 and the ground potential.
- the capacity C22 is negligible.
- the impedance is fixed by C11 + C33. Therefore, in the even mode, the impedance is determined without depending on the width Wf of the intermediate conductor 50.
- the capacitance between the first signal line conductor 40 and the intermediate conductor 50 in addition to the capacitance C13 between the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 is adjusted by the capacitance C23 between C12 and the intermediate conductor 50 and the second signal line conductor 42.
- FIG. 4 is a graph showing the relationship between the width Wf of the intermediate conductor and the even-mode impedance change rate.
- the horizontal axis of FIG. 4 indicates the width of the intermediate conductor, and the vertical axis of FIG. 4 indicates the rate of change of the even-mode impedance in the coupled wiring at the width of each intermediate conductor when there is no intermediate conductor.
- the dimensions of the coupled wiring used in the analysis are as follows.
- Width Wc of first signal line conductor 40 and second signal line conductor 42 200 ⁇ m
- the width Wf of the intermediate conductor 50 is set to the length Wc (in other words, the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42) on which the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 overlap.
- the width of the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 are set to be smaller than the thickness t of the first signal line conductor 40 and the impedance change rate of the even mode is less than 1%. Almost no influence on the performance as a coupling wiring.
- circuit device A circuit device using the coupling wiring according to the first embodiment will be described.
- FIG. 5 is a cross-sectional view showing a circuit device 100 according to the second embodiment.
- the circuit device 100 according to the present embodiment one end and the other end of the first signal line conductor 40 are an input end and a ground end, respectively, and one end and the other end of the second signal line conductor 42 are a ground end and This is the output end.
- the circuit device 100 according to the present embodiment has a coupling line length of the first signal line conductor 40 and the second signal line conductor 42 of ⁇ / 4, and functions as a band pass filter (BPF).
- BPF band pass filter
- FIG. 6 is a perspective view showing the arrangement of resonators in the circuit device according to the third embodiment.
- the dielectric layer is omitted for easy understanding.
- FIG. 7 is a cross-sectional view taken along line BB ′ of FIG.
- FIG. 8 is an enlarged view of the resonator shown in FIG.
- the circuit device 100 according to the third embodiment has a configuration in which the resonator 120 is arranged in the circuit device 100 according to the second embodiment.
- the resonator 120 has a line / space of 40 ⁇ m / 40 ⁇ m and a spiral structure of 0.8 mm square, and an effective inductance L at 2 GHz is 5 nH.
- eight resonators 120 are alternately connected to the sides of the intermediate conductor 50 at a predetermined interval. Specifically, the spiral end of each resonator 120 is connected to the intermediate conductor 50, and the connection part 121 at the center of the spiral of each resonator 120 is connected to the first ground conductor 20 and the second ground conductor 22. (Not shown). From the viewpoint of suppressing unnecessary coupling, it is preferable to use a high-impedance line at the connection between the intermediate conductor 50 and the resonator 120.
- FIG. 9 is a graph showing a passage loss when the circuit device 100 according to the second and third embodiments is used as a transmission line. As shown in FIG. 9, it can be seen that by arranging the resonator 120, a steep notch is generated at 1.8 GHz, and the passband becomes flatter and wider.
- the present invention can be used for a coupling wiring having a coupling line used for transmission of a high-frequency signal and a circuit device including the coupling wiring.
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
第１の接地導体２０、第２の接地導体２２は、互いに対向して設けられた帯状の接地導体である。誘電体層３０は、第１の接地導体２０と第２の接地導体２２との間に設けられており、たとえばエポキシ樹脂により形成される。第１の信号線導体４０、第２の信号線導体４２は、誘電体層３０に埋設されており、互いに対向して設けられたストリップ状の導体であり、互いに電磁的に結合している。中間導体５０は、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２との間の誘電体層３０に埋設されたストリップ状の導体であり、その電位は浮遊電位である。第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の信号伝送方向と直交する断面において、中間導体５０の幅Ｗｆは、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２とが重畳する長さより短い。
Description
本発明は、高周波信号の伝送に用いられる結合線路を有する結合配線および当該結合配線を含む回路装置に関する。
高周波信号の伝送線路として、互いに電磁的に結合した一対の信号線導体を含む結合配線が知られている。結合配線における結合度を高めるため、信号線導体とは別に中間導体を接地する構成が用いられている（特許文献１参照）。
従来の中間導体を有する結合線路では、偶モード（イーブンモード）、奇モード（オッドモード）の両方の特性インピーダンスが変化してしまうため、偶モードの特性を維持しつつ、奇モードの特性を向上させることが困難であった。
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、結合線路において、偶モードの特性に対する影響を抑制しつつ、奇モードの特性を向上させることのできる技術の提供にある。
本発明のある態様は、結合配線である。当該結合配線は、第１の接地導体と、第１の接地導体と対向して設けられている第２の接地導体と、第１の接地導体と第２の接地導体との間に設けられている誘電体層と、誘電体層に離間して埋め込まれ、互いに電磁的に結合する第１の信号線導体および第２の信号線導体と、第１の信号線導体と第２の信号線導体との間の誘電体層に埋め込まれており、電位が浮遊状態である中間導体と、を備え、第１の信号線導体および第２の信号線導体の信号伝送方向と直交する断面において、第１の信号線導体と第２の信号線導体とが重畳する領域内に中間導体が位置することを特徴とする。
この態様によれば、偶モードの特性に対する影響を抑制しつつ、奇モードの特性を向上させることができる。
上述した態様の結合線路の断面において、中間導体の幅をＷｆ、第１の信号線導体と第２の信号線導体とが重畳する長さをＷｃ、第１の信号線導体と第２の信号線導体の厚さをｔとしたとき、０＜Ｗｆ＜Ｗｃ－ｔで表される関係が成り立ってもよい。また、中間導体に接続され、所定の周波数で共振する少なくとも１つの共振器をさらに備えてもよい。
本発明の他の態様は、回路装置である。当該回路装置は、上述したいずれかの態様の結合配線を有し、第１の信号線導体の一端および第２の信号線導体の他端が入出力端であり、第１の信号線導体の他端および第２の信号線導体の一端が接地されていることを特徴とする。
なお、上述した各要素を適宜組み合わせたものも、本件特許出願によって特許による保護を求める発明の範囲に含まれうる。
本発明によれば、結合線路において、偶モードの特性に対する影響を抑制しつつ、奇モードの特性を向上させることができる。
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。なお、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る結合配線１０の信号伝送方向と直交する断面図である。図２は、図１のＡ－Ａ’線に沿った断面図であり、実施の形態１に係る結合配線の信号伝送方向に沿った断面を示す。
図１は、実施の形態１に係る結合配線１０の信号伝送方向と直交する断面図である。図２は、図１のＡ－Ａ’線に沿った断面図であり、実施の形態１に係る結合配線の信号伝送方向に沿った断面を示す。
結合配線１０は、第１の接地導体２０、第２の接地導体２２、誘電体層３０、第１の信号線導体４０、第２の信号線導体４２、および中間導体５０を有する。
第１の接地導体２０、第２の接地導体２２は、互いに対向して設けられた帯状の導体であり、共に接地されている。
誘電体層３０は、第１の接地導体２０と第２の接地導体２２との間に設けられており、たとえばエポキシ樹脂により形成される。
第１の信号線導体４０、第２の信号線導体４２は、第１の接地導体２０と第２の接地導体２２との間の誘電体層３０に第１の接地導体２０および第２の接地導体２２と平行に埋設されている。第１の信号線導体４０、第２の信号線導体４２は、互いに対向して設けられたストリップ状の導体であり、互いに電磁的に結合している。本実施の形態においては、第１の信号線導体４０の幅と第２の信号線導体４２の幅とが同じ場合が示されている。
中間導体５０は、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２との間の誘電体層３０に埋設されたストリップ状の導体であり、その電位は浮遊電位である。
第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の信号伝送方向と直交する断面において、中間導体５０の幅Ｗｆは、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２とが重畳する長さより短い。より好ましくは、中間導体５０の幅Ｗｆは、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２とが重畳する長さをＷｃとし、中間導体５０、第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の厚さをｔとしたとき、０＜Ｗｆ＜Ｗｃ－ｔの関係を満たすことが好ましい。
図３（Ａ）、図３（Ｂ）に、中間導体５０を用いた場合の偶モード、奇モードの等価回路図をそれぞれ示す。図３（Ａ）、図３（Ｂ）において、１、２、３の丸数字は、それぞれ、第１の信号線導体４０、中間導体５０、第２の信号線導体４２に対応する。偶モードでは、第１の信号線導体４０と接地電位との間の容量Ｃ１１、第２の信号線導体４２と接地電位との間の容量Ｃ３３に比べて、中間導体５０と接地電位との間の容量Ｃ２２は無視しうる大きさである。このため、偶モードでは、Ｃ１１＋Ｃ３３によりインピーダンスが固定される。したがって、偶モードでは、中間導体５０の幅Ｗｆに依存することなくインピーダンスが決定される。これに対して、奇モードでは、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２との間の容量Ｃ１３に加えて、第１の信号線導体４０と中間導体５０との間の容量Ｃ１２、中間導体５０と第２の信号線導体４２との間の容量Ｃ２３によりインピーダンスが調整される。
図４は、中間導体の幅Ｗｆと偶モードのインピーダンスの変化率との関係を示すグラフである。図４の横軸は中間導体の幅を示し、図４の縦軸は、中間導体がない場合に対する各中間導体の幅での結合配線における偶モードのインピーダンスの変化率を示す。解析に用いた結合配線の寸法は以下の通りである。
（１）第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の幅Ｗｃ：２００μｍ
（２）中間導体５０と第１の信号線導体４０との間隔ｈ１、中間導体５０と第２の信号線導体４２との間隔ｈ１：５０μｍ
（３）中間導体５０の厚さｔ、第１の信号線導体４０の厚さｔ、第２の信号線導体４２の厚さｔ：２０μｍ
（４）第１の信号線導体４０と第１の接地導体２０との間隔ｈ２、第２の信号線導体４２と第２の接地導体２２との間隔ｈ２：５０μｍ、１００μｍ、２００μｍ、５００μｍの４通り
（１）第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の幅Ｗｃ：２００μｍ
（２）中間導体５０と第１の信号線導体４０との間隔ｈ１、中間導体５０と第２の信号線導体４２との間隔ｈ１：５０μｍ
（３）中間導体５０の厚さｔ、第１の信号線導体４０の厚さｔ、第２の信号線導体４２の厚さｔ：２０μｍ
（４）第１の信号線導体４０と第１の接地導体２０との間隔ｈ２、第２の信号線導体４２と第２の接地導体２２との間隔ｈ２：５０μｍ、１００μｍ、２００μｍ、５００μｍの４通り
図４に示すように、中間導体の幅Ｗｆが０＜Ｗｆ＜Ｗｃ－ｔの関係を満たす場合に、偶モードのインピーダンスの変換率が１％未満に収まることがわかる。すなわち、中間導体５０の幅Ｗｆを、第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２が重畳する長さＷｃ（言い換えると、第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の幅Ｗｃ）より第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の厚さｔを超える長さだけ小さく設定することにより、偶モードのインピーダンスの変化率が１％未満になるので、結合配線としての性能にほとんど影響を及ぼすことがない。
以上説明した結合配線によれば、偶モードの特性に対する影響を抑制しつつ、奇モードの結合容量を増加させることができる。
（回路装置）
実施の形態１に係る結合配線を利用した回路装置について説明する。
実施の形態１に係る結合配線を利用した回路装置について説明する。
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２に係る回路装置１００を示す断面図である。本実施の形態に係る回路装置１００では、第１の信号線導体４０の一端、他端がそれぞれ入力端、接地端であり、第２の信号線導体４２の一端、他端がそれぞれ接地端、出力端である。言い換えると、対となる第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の４端子のうち、対角の２端子が接地され、残る対角の２端子が入出力端となっている。本実施の形態に係る回路装置１００は、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２との結合線路長がλ／４であり、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）として機能する。
図５は、実施の形態２に係る回路装置１００を示す断面図である。本実施の形態に係る回路装置１００では、第１の信号線導体４０の一端、他端がそれぞれ入力端、接地端であり、第２の信号線導体４２の一端、他端がそれぞれ接地端、出力端である。言い換えると、対となる第１の信号線導体４０および第２の信号線導体４２の４端子のうち、対角の２端子が接地され、残る対角の２端子が入出力端となっている。本実施の形態に係る回路装置１００は、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２との結合線路長がλ／４であり、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）として機能する。
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３に係る回路装置における共振器の配置を示す斜視図である。図６において、理解を容易にするために誘電体層は省略されている。図７は、図６のＢ－Ｂ’線における断面図である。図８は、図６に示した共振器の拡大図である。
図６は、実施の形態３に係る回路装置における共振器の配置を示す斜視図である。図６において、理解を容易にするために誘電体層は省略されている。図７は、図６のＢ－Ｂ’線における断面図である。図８は、図６に示した共振器の拡大図である。
実施の形態３に係る回路装置１００は、実施の形態２に係る回路装置１００に共振器１２０を配置した構成である。共振器１２０は、Ｌｉｎｅ／Ｓｐａｃｅが４０μｍ／４０μｍで０．８ｍｍ角のスパイラル構造を有し、２ＧＨｚにおける実効インダクタンスＬが５ｎＨである。実施の形態３に係る回路装置１００では、８個の共振器１２０が所定の間隔で中間導体５０の側部に交互に接続されている。具体的には、各共振器１２０のスパイラル端が中間導体５０に接続されており、各共振器１２０のスパイラル中心の接続部１２１が第１の接地導体２０および第２の接地導体２２と接続されている（不図示）。なお、不要な結合を抑制する観点から、中間導体５０と共振器１２０との接続部に高インピーダンス線路を用いることが好ましい。
図９は、実施の形態２、３に係る回路装置１００を伝送路として用いたときの通過損失を示すグラフである。図９に示すように、共振器１２０を配置することにより、１．８ＧＨｚに急峻なノッチが生じるとともに、通過域がより平坦かつ広帯域となることがわかる。
本発明は、上述の各実施の形態に限定されるものではなく、当業者の知識に基づいて各種の設計変更等の変形を加えることも可能であり、そのような変形が加えられた実施の形態も本発明の範囲に含まれうるものである。
上述の各実施の形態においては、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２の端部が面一になるように配置されている場合を示したが、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２とが互いに左右方向にずれている場合には、第１の信号線導体４０と第２の信号線導体４２とが重畳する部分が幅Ｗｃに該当する。
１０ 結合配線、２０ 第１の接地導体、２２ 第２の接地導体、３０ 誘電体層、４０ 第１の信号線導体、４２ 第２の信号線導体、５０ 中間導体、１００ 回路装置
本発明は、高周波信号の伝送に用いられる結合線路を有する結合配線および当該結合配線を含む回路装置に利用されうる。
Claims (4)
- 第１の接地導体と、
前記第１の接地導体と対向して設けられている第２の接地導体と、
前記第１の接地導体と前記第２の接地導体との間に設けられている誘電体層と、
前記誘電体層に離間して埋め込まれ、互いに電磁的に結合する第１の信号線導体および第２の信号線導体と、
前記第１の信号線導体と前記第２の信号線導体との間の誘電体層に埋め込まれており、電位が浮遊状態である中間導体と、
を備え、
前記第１の信号線導体および前記第２の信号線導体の信号伝送方向と直交する断面において、前記第１の信号線導体と前記第２の信号線導体とが重畳する領域内に前記中間導体が位置することを特徴とする結合配線。 - 前記断面において、前記中間導体の幅をＷｆ、前記第１の信号線導体と前記第２の信号線導体とが重畳する長さをＷｃ、前記第１の信号線導体と前記第２の信号線導体の厚さをｔとしたとき、０＜Ｗｆ＜Ｗｃ－ｔで表される関係が成り立つ請求項１に記載の結合配線。
- 前記中間導体に接続され、所定の周波数で共振する少なくとも１つの共振器をさらに備える請求項１または２に記載の結合配線。
- 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の結合配線を有し、
前記第１の信号線導体の一端および前記第２の信号線導体の他端が入出力端であり、
前記第１の信号線導体の他端および前記第２の信号線導体の一端が接地されていることを特徴とする回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010172303A JP2013214790A (ja) | 2010-07-30 | 2010-07-30 | 結合配線および回路装置 |
| JP2010-172303 | 2010-07-30 |
Publications (1)
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|---|---|
| WO2012014493A1 true WO2012014493A1 (ja) | 2012-02-02 |
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Family Applications (1)
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Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3221274A (en) * | 1961-07-26 | 1965-11-30 | Marconi Co Ltd | Unbalanced line directional couplers and television frequency translating systems utilizing said couplers |
| JPH02106701U (ja) * | 1989-02-10 | 1990-08-24 | ||
| JPH09219607A (ja) * | 1996-02-13 | 1997-08-19 | Murata Mfg Co Ltd | 伝送線路 |
| JP2008109331A (ja) * | 2006-10-25 | 2008-05-08 | Nec Corp | 伝送線路及びこれを有する配線基板並びに半導体装置 |
-
2010
- 2010-07-30 JP JP2010172303A patent/JP2013214790A/ja active Pending
-
2011
- 2011-07-29 WO PCT/JP2011/004316 patent/WO2012014493A1/ja not_active Ceased
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPH09219607A (ja) * | 1996-02-13 | 1997-08-19 | Murata Mfg Co Ltd | 伝送線路 |
| JP2008109331A (ja) * | 2006-10-25 | 2008-05-08 | Nec Corp | 伝送線路及びこれを有する配線基板並びに半導体装置 |
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