WO2011114737A1

WO2011114737A1 - 無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法

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Publication number: WO2011114737A1
Application number: PCT/JP2011/001578
Authority: WO
Inventors: 潤三清水; 藤島　実; 寿雄高田
Original assignee: シリコンライブラリ株式会社; 国立大学法人広島大学
Priority date: 2010-03-19
Filing date: 2011-03-17
Publication date: 2011-09-22
Also published as: US9294320B2; JP2011199613A; CN102934390B; JP5665074B2; US20130010848A1; CN102934390A

Abstract

　無線伝送システムは、無線ＨＤＭＩ送信機と、無線ＨＤＭＩ受信機とを備える。無線ＨＤＭＩ送信機は、ＨＤＭＩの伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のキャリア信号を出力するキャリア発振器と、キャリア発振器毎に設けられており、対応するキャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調するためのＯＯＫ変調器と、ＨＤＭＩの伝送路のチャネル毎に設けられており、ソース機器が出力するデジタル信号をＯＯＫ変調器に入力する入力回路とを備える。

Description

無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法

　本発明は、無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法に関し、より特定的には、ミリ波を用いる無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法に関する。

　今日市場に導入されている高精細度プラズマテレビや、液晶テレビ、デジタルプロジェクター、ＤＶＤプレーヤー、ブルーレイプレーヤーの多くは、高精細度メディアインターフェース（ＨＤＭＩ：Ｈｉｇｈ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ　Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）コネクタを備えている。ＨＤＭＩコネクタを用いると、ソース機器（たとえば、デジタルセットトップボックス、ＤＶＤプレーヤー、ブルーレイプレーヤー、ＨＤＤプレーヤーなど）は、シンク機器（たとえば、高精細度テレビジョンやディスプレイ装置、デジタルプロジェクターなど）に、デジタルコンテンツを高性能に転送することができる。

　ＨＤＭＩ規格では、１０^-9のビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ　ｅｒｒｏｒ　ｒａｔｉｏ）で１．５Ｇｂｐｓのデータ転送速度（ビットレート）を必要とする７２０ｐおよび１０８０ｉの高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ：Ｈｉｇｈ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ　ＴｅｌｅＶｉｓｉｏｎ）をはじめとする全ての一般的な高精細度フォーマットに対応するための仕様が規定されている。また、ＨＤＭＩ規格では、デジタルコンテンツがソース機器とシンク機器との間を転送される際の安全性を確保するために、高帯域デジタルコンテンツ保護（ＨＤＣＰ：Ｈｉｇｈ－ｂａｎｄｗｉｄｔｈ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｔｅｎｔ　Ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍ）に関する仕様も規定されている。このように包括的に設計されたＨＤＭＩ規格は、業界から幅広い支持を獲得している。ＨＤＭＩを備えた装置の売上げは、２００５年の５０００万台から２００８年の２億台以上に成長すると見込まれている。

　図３１は、ＨＤＭＩ規格において、ソース機器からシンク機器へ伝送される信号を概説するためのブロック図である。図３２は、ＨＤＭＩコネクタのピンに割り当てられている信号の種別を示す図である。まず、図３１及び図３２を参照しながら、ＨＤＭＩ規格の概要について説明する。なお、図３１において、デジタル信号ＴＭＤＳＤａｔａ０＋とデジタル信号ＴＭＤＳＤａｔａ０－はそれぞれ差動信号の正と負を表している。デジタル信号ＴＭＤＳＤａｔａ１＋とデジタル信号ＴＭＤＳＤａｔａ１－、及びデジタル信号ＴＭＤＳＤａｔａ２＋とデジタル信号ＴＭＤＳ　Ｄａｔａ２－についても同様である。

　ソース機器９００とシンク機器９０１とは、ＨＤＭＩケーブル９０２によって接続される。ソース機器９００で発生したビデオ信号及びオーディオ信号は、ＨＤＭＩ送信機９０３に入力される。ＨＤＭＩ送信機９０３は、送信すべき信号をシリアルの３チャンネルのデジタル信号に変換して、ＨＤＭＩケーブル９０２の３つのチャネル「ＴＭＤＳＤａｔａ０」、「ＴＭＤＳＤａｔａ１」、及び「ＴＭＤＳＤａｔａ２」に出力する。「ＴＭＤＳＤａｔａ０」、「ＴＭＤＳＤａｔａ１」、及び「ＴＭＤＳＤａｔａ２」のチャネルにおいて、ビットレートは、１チャネル当たり、最大１４８５Ｍｂｐｓ（１０８０Ｐで、Ｃｏｌｏｒ　ｄｅｐｔｈが８ｂｉｔの場合）になる。また、ＨＤＭＩ送信機９０３は、制御信号Ｃｏｎｔｒｏｌ／Ｓｔａｔｕｓに基づいて、適切なクロック信号ＴＭＤＳＣＬＫを生成して、ＨＤＭＩケーブル９０２のチャネル「ＴＭＤＳＣｌｏｃｋ」に出力する。たとえば、ＴＭＤＳＣＬＫは、ＴＭＤＳＤａｔａ０～２のビットレートの十分の一のクロック周波数を有する。ＨＤＭＩ受信機９０４は、ＨＤＭＩケーブル９０２を介して入力されたシリアルの３チャンネルのデジタル信号を、ＴＭＤＳＣＬＫを用いて、ビデオ信号及びオーディオ信号に再生して、出力する。

　ソース機器９００とシンク機器９０１とは、ＤＤＣ（Ｄｉｓｐｌａｙ　Ｄａｔａ　Ｃｈａｎｎｅｌ）と呼ばれる制御信号として、ＳＣＬ（シリアルクロック）及びＳＤＡ（シリアルデータ）を双方向に通信する。制御信号ＤＤＣは、ソース機器９００とシンク機器９０１との間の設定情報や状態情報の交換に利用される。制御信号ＤＤＣの通信のためには、Ｉ２Ｃ（Ｉｎｔｅｒ－Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）と呼ばれる通信プロトコルが利用される。Ｉ２Ｃのビットレートは、１００Ｋｂｐｓと低速である。

　ソース機器９００とシンク機器９０１は、「Ｈｏｔ　Ｐｌｕｇ　Ｄｅｔｅｃｔ」と「＋５Ｖ　Ｐｏｗｅｒ」とを組み合わせて使用することによって、ＨＤＭＩケーブルがソース機器９００及びシンク機器９０１に接続されていることを確認する。シンク機器９０１は、ソース機器９００から出力される＋５Ｖ電圧を検出し、ケーブルが接続されていることを認識する。＋５Ｖ電圧は、シンク機器９０１内で１Ｋオームの抵抗を介して、「Ｈｏｔ
　Ｐｌｕｇ　Ｄｅｔｅｃｔ」へ戻される。ソース機器９００は、「Ｈｏｔ　Ｐｌｕｇ　Ｄｅｔｅｃｔ」の信号が５Ｖになったことを検出したら、ケーブルが接続されたと認識する。

　なお、ＣＥＣ（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）は、ソース機器９００とシンク機器９０１との間の通信に使用されるオプションの制御信号である。

　このようにして、ソース機器９００とシンク機器９０１とは、ＨＤＭＩケーブル９０２を利用して接続されていた。

　ところで、近年、ＨＤＴＶの薄型化・軽量化が発展し、壁掛け型のＨＤＴＶも市場に流通している。壁掛け型のＨＤＴＶの場合、ソース機器とＨＤＴＶとの間をＨＤＭＩケーブルが壁を伝って配線されていたのでは、外観を損ねるおそれがある。そこで、ソース機器とＨＤＴＶとの間を無線で通信することが望まれている。

　このような状況の中、下記のような特許文献１～８に記載の発明が提案されている。

　特許文献１に記載の送信装置（１）は、Ｒ，Ｇ，Ｂ，及びクロック信号をＰ／Ｓ（パラレルシリアル）変換部（１０）によって、シリアル信号に変換する。その上で、送信装置（１）は、直並列変換器（１１）によって、シリアル信号を交互に分岐して、Ｉ信号及びＱ信号とする。送信装置（１）は、ＱＰＳＫ変調部（１２）によって、Ｉ信号をミリ波で変調して同相成分（Ｉ１）を得て、Ｑ信号を位相が９０度遅れたミリ波で変調して直交成分（Ｑ１）を得る。送信装置（１）は、同相成分（Ｉ１）と直交成分（Ｑ１）とを、加算機（１２ｃ）で重畳して、アンテナ部（１３）から出力する。受信装置（２）は、送信装置（１）から送信されてきた重畳信号（ＩＱ１）を復調する。このように、特許文献１では、複数のデジタル信号をシリアル信号に変換して、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調し、ミリ波を用いて、無線伝送する送信装置及び受信装置が開示されている。

　特許文献２に記載のマルチメディアソース（１２）は、第１リンク（２２）を６０ＧＨｚとし、第２リンクを低レートとしている。マルチメディアソース（１２）は、順方向チャネル変調器（３６）によって、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）や、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）、８ＰＳＫ（８－Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）等を用いて、デジタルデータをアナログ信号に変調し、順方向チャネルアップコンバーター（３８）によって、６０ＧＨｚのミリ波にアップコンバートして、送信する。

　特許文献３に記載の無線Ｔｘチップ（１６）は、送信機プロセッサ（１８）によってマルチメディアデータをＩ及びＱの信号に変換し、無線送信機（２０）によってＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ、又は８ＰＳＫ等で変調し、６０ＧＨｚのミリ波にアップコンバートして、送信する。

　特許文献４～８に記載の無線送信機は、デジタルデータをＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ、又は８ＰＳＫ等で変調し、６０ＧＨｚのミリ波にアップコンバートして、送信する。

　また、下記のような非特許文献１～３に記載の発明が製品化されている。非特許文献１に記載の発明は、実売価格が４３，０００円程度であり、送信機器の消費電力が１０Ｗであり、受信機器の消費電力が１２Ｗであり、送信機器の外形寸法が約１９０（Ｗ）×７０（Ｄ）×６９（Ｈ）（ｍｍ）であり、受信機器の外形寸法が約１４６（Ｗ）×４６（Ｄ）×１３３（Ｈ）（ｍｍ）であり、無線技術として、ＳｉＢＥＡＭ社のＷｉｒｅｌｅｓｓ－ＨＤを用いている。

　非特許文献２に記載の発明は、実売価格が＄９９９程度であり、送信機器の消費電力が１２．５Ｗであり、受信機器の消費電力が１２．５Ｗであり、送信機器及び受信機器の外形寸法が６（Ｗ）×４（Ｄ）×２（Ｈ）（ｉｎｃｈ）であり、無線技術として、おそらく、Ｔｚｅｒｏ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社のＺｅｒｏＷｉｒｅを利用している。

　非特許文献３に記載の発明は、実売価格が￥１４８，０００であり、必要な電源が５Ｖ／２．６Ａであり、送信装置及び受信装置の外形寸法が１６２．６（Ｗ）×１６４．５（Ｄ）　×３３．５（Ｈ）（ｍｍ）であり、無線技術として、ＡＭＩＭＯＮ社のＷＨＤＩ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｈｏｍｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）を利用している。

特開２００６－３５２６２３号公報特表２００６－５２５７３６号公報特表２００７－５１１９７７号公報特表２００７－５２４２８８号公報特表２００８－５１８４９２号公報特表２００８－５１９５５２号公報特表２００８－５１９５４９号公報特表２００８－５１９５４８号公報

パナソニック株式会社、"フルハイビジョンワイヤレスユニットＴＵ－ＷＨ１Ｊ"、［ｏｎｌｉｎｅ］、［２０１０年３月９日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｐａｎａｓｏｎｉｃ．ｊｐ／ｓｕｐｐｏｒｔ／ｐｒｏｄｕｃｔ／ｔｖ／０８／ＴＵ－ＷＨ１Ｊ．ｈｔｍｌ＞Ｇｅｆｅｎ　Ｉｎｃ．、"Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｆｏｒ　ＨＤＭＩ　（ＵＷＢ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）"、［ｏｎｌｉｎｅ］、［２０１０年３月９日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｇｅｆｅｎ．ｃｏｍ／ｋｖｍ／ｄｐｒｏｄｕｃｔ．ｊｓｐ？ｐｒｏｄ＿ｉｄ＝４３１８＞ランサーリンク株式会社、"１９２０ｘ１０８０ｐ　フルスペックハイビジョンＨＤＭＩ無線送受信ユニットＨＤ－ＷｉｒｅｌｅｓｓＲＤ＆ＴＤ"、［ｏｎｌｉｎｅ］、［２０１０年３月９日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｌａｎｃｅｒｌｉｎｋ．ｓｈｏｐ２４．ｍａｋｅｓｈｏｐ．ｊｐ／ｓｈｏｐｄｅｔａｉｌ／００１００５０００００１／ｂｒａｎｄｎａｍｅ／＞

　まず、ＨＤＭＩケーブルを無線機器で置き換える場合、当該無線機器は、ＨＤＭＩケーブルの価格と同程度か、それ以下で提供されるのが理想である。なお、ＨＤＭＩケーブルの価格は、ケーブル長によって異なるが、通常の家庭での用途に限れば高々数メートルの長さがあれば十分であるので、二千円から三千円程度である。

　さらに、本来まったく電力を消費しないケーブルを無線機器で代用するのであるから、当然無線機器にはソース機器もしくはシンク機器からの給電だけで動作するような低消費電力化が求められる。

　しかし、非特許文献１～３に記載の従来のＨＤＭＩ伝送用無線機器では、価格が数万円から十数万円であり、消費電力が約１０ワットである。したがって、価格が数千円程度で、かつ、ソース機器やシンク機器からの給電だけで動作するような低消費電力なＨＤＭＩ伝送用無線機器は、今のところ市場に見当たらない。

　非特許文献１に記載の発明は、無線技術として、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ－ＨＤを用い、無線帯域として６０ＧＨｚのミリ波帯を使用している。ミリ波は、非常に直進性が強い性質を持っており、送信機器と受信機器との間に障害物があると、通信が著しく妨害される。Ｗｉｒｅｌｅｓｓ－ＨＤは、これを防ぐためにアレイアンテナを用いたビームフォーミング技術を採用し、通信している機器間に障害物がある場合は、別の通信経路（送信機器から壁、壁の反射から受信機器）を探す機能を実現している。したがって、無線機器の構成が複雑になり、低価格及び低消費電力を実現することができない。

　非特許文献２及び３に記載の発明は、無線帯域として５ＧＨｚを使用している。ＨＤＭＩ用の信号のように、伝送レートが１．５Ｇｂｐｓに達する信号を５ＧＨｚ帯で無線伝送するのは非常に困難である。そのため、非特許文献２に記載の発明は、伝送するデータをＪＰＥＧ２０００またはＨ．２６４技術を使用して圧縮した上で、伝送している。また、非特許文献３に記載の発明は、ＡＭＩＭＯＮ社独自のコーディング技術と変調技術を使って、４０ＭＨｚの帯域幅で１．５Ｇｂｐｓの伝送を実現している。いずれの場合でも、無線機器の構成が複雑になり、低価格及び低消費電力を実現することができない。

　特許文献１に記載の発明において、送信装置は、パラレルシリアル変換器や直交変調器を必要とし、かつ、ＱＰＳＫ方式によって変調する。直交復調器は、直並列変換器と、位相を変化させた信号をミキシングするためのミキサをと含む。パラレルシリアル変換器を用いる場合、ＨＤＭＩの１チャネルのデジタル信号がたとえば１．５Ｇｂｐｓであるので、３チャンネル分のデジタル信号をシリアル信号に変換するためには、送信装置は、４．５Ｇｂｐｓの高速な信号処理回路を必要とする。さらに、送信装置は、直並列変換器によってシリアル信号をＩ信号とＱ信号とに分けるため、ルック・アップ・テーブルといった回路を必要とする。加えて、ＱＰＳＫ方式によって変調する場合には、送信装置は、Ｉ信号及びＱ信号の位相を異なるようにして、ミキサによってミキシングしなければならないので、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ－ｌｏｃｋｅｄ　ｌｏｏｐ）回路でロックされたローカル信号によって、Ｉ信号及びＱ信号を生成しなければならない。さらに、ＱＰＳＫ方式を用いる場合、送信無線信号の周波数が所望の周波数からずれていると復調できないので、送信装置は、ＱＰＳＫ方式によって変調された信号を６０ＧＨｚにアップコンバートする際に、ＰＬＬ回路によってロックされた搬送波を必要とする。すなわち、送信装置は、少なくとも二つのＰＬＬ回路を必要とする。

　また、ＱＰＳＫ方式によって変調された信号を復調する際、受信装置は、ＰＬＬ回路でロックされたミリ波帯のローカル信号で送信無線信号をダウンコンバートしてＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号にしなければならない。加えて、受信装置は、ＩＦ信号を直交復調器を用いてベースバンド信号に変換する際に、ＰＬＬ回路でロックされたローカル信号を必要とし、ルック・アップ・テーブルを必要とする。さらに、受信装置は、直交復調器から得られたベースバンド信号をパラレル信号に変換するためにシリアルパラレル変換器を必要とし、高速な信号処理回路を必要とする。

　したがって、特許文献１に記載の発明では、送信装置と受信装置の両方において、ＰＬＬ回路がそれぞれ少なくとも二つずつ必要となり、直並列変換のためのルック・アップ・テーブルがそれぞれ少なくとも一つずつ必要となり、パラレルシリアル変換のための高速処理回路がそれぞれ少なくとも一つずつ必要となる。よって、特許文献１に記載の発明では、送信装置及び受信装置を低価格かつ低消費電力を実現することは困難である。ただし、特許文献１に記載の発明は、ＱＰＳＫ方式を用いるため、無線の伝送帯域を狭くすることができ、高品質で信号を伝送することができる。

　特許文献２～８に記載の発明においても、各種ＰＳＫ方式によって変調がなされるので、送信装置と受信装置の両方において、特許文献１と同様、ＰＬＬ回路がそれぞれ少なくとも二つずつ必要となり、直並列変換のためのルック・アップ・テーブルがそれぞれ少なくとも一つずつ必要となり、パラレルシリアル変換のための高速処理回路がそれぞれ少なくとも一つずつ必要となる。よって、特許文献１に記載の発明では、送信装置及び受信装置を低価格かつ低消費電力を実現することは困難である。ただし、特許文献２～８に記載の発明は、各種ＰＳＫ方式を用いるため、無線の伝送帯域を狭くすることができ、高品質で信号を伝送することができる。

　このように、従来では、低価格かつ低消費電力によって、ＨＤＭＩ信号を通信することはできなかった。

　なお、上記では、ＨＤＭＩ信号に限って説明したが、ＨＤＭＩ以外に、ＵＳＢ２．０やＵＳＢ３．０、ＤＶＩ、ＤｉｓｐｌａｙＰｏｒｔ、ＭＨＬ、ＨＡＶｉ、ＤｉｉＶＡなどの通信方式のように、デジタル信号をある機器から別な機器にデジタルケーブルを介して伝送するシステムにおいて、当該デジタルケーブルを無線化する場合にも、低価格化及び高消費電力化の問題は生じる。

　高品質なデジタル信号をある機器から別の機器に対して、無線によって伝送するに際しては、品質の劣化が生じないということが前提となる。それゆえ、本発明は、伝送品質を劣化させることなく、デジタル信号をある機器から別の機器に無線によって伝送する無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法を、低価格及び低消費電力で提供することを目的とする。

　上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。本発明は、第１の電子機器に１チャネル以上の第１の伝送路を介して接続される第１の無線機と、第２の電子機器に１チャネル以上の第２の伝送路を介して接続される第２の無線機とを備える無線伝送システムであって、第１の無線機は、第１の伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のキャリア信号を出力する１以上のキャリア発振器と、１以上のキャリア発振器毎に設けられており、対応するキャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調するための１以上のＯＯＫ変調器と、第１の伝送路のチャネル毎に設けられており、第１の電子機器が出力する１チャネル以上のデジタル信号をＯＯＫ変調器に入力する１以上の入力回路と、ＯＯＫ変調器から出力されるミリ波の信号を無線信号として出力する送信アンテナ部とを含み、１以上のＯＯＫ変調器は、入力回路から入力されるデジタル信号に基づいて、キャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調し、第２の無線機は、送信アンテナ部から出力される無線信号を受信する受信アンテナ部と、第２の伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のローカル信号を出力する１以上のローカル発振器と、１以上のローカル発振器毎に設けられており、ローカル発振器が出力するローカル信号によって、無線信号をダウンコンバートする１以上のミキサと、１以上のミキサ毎に設けられており、ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調し、デジタル信号を再生する１以上の検波部とを含む。

　また、本発明は、電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線送信機であって、伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のキャリア信号を出力する１以上のキャリア発振器と、１以上のキャリア発振器毎に設けられており、対応するキャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調するための１以上のＯＯＫ変調器と、伝送路のチャネル毎に設けられており、電子機器が出力する１チャネル以上のデジタル信号をＯＯＫ変調器に入力する１以上の入力回路とを備え、１以上のＯＯＫ変調器は、入力回路から入力されるデジタル信号に基づいて、キャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調する。

　好ましくは、１以上の入力回路は、デジタル信号の高調波成分を除去するローパスフィルタを含み、１以上のＯＯＫ変調器は、ローパスフィルタによって高調波成分が除去されたデジタル信号に基づいて、キャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調するとよい。

　好ましくは、１以上のキャリア発振器及び１以上のＯＯＫ変調器は、ＣＭＯＳによって構成されており、１以上の入力回路は、デジタル信号をＣＭＯＳレベルに変換するレベル変換回路を含むとよい。

　好ましくは、１以上のキャリア発振器が複数である場合、各キャリア発振器のキャリア周波数の間隔は、デジタル信号のビットレートの２倍の帯域幅以上であるとよい。

　好ましくは、１以上のキャリア発振器の発振周波数を、所定のタイミングでのみ調整するための１以上の周波数調整部をさらに備えるとよい。

　好ましくは、１以上の周波数調整部は、ＰＬＬ回路であるとよい。

　好ましくは、１以上の周波数調整部は、キャリア発振器の出力周波数をカウントして、規定の値と比較した結果に基づいて、キャリア発振器へ入力する制御電圧を調整するとよい。

　好ましくは、伝送路には、ＨＤＭＩ方式に関する信号が伝送しており、キャリア発振器、ＯＯＫ変調器、及び入力回路は、デジタル信号ＨＤＭＩ０、ＨＤＭＩ１、及びＨＤＭＩ２に対応して設けられているとよい。

　好ましくは、さらに、クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫに対応して設けられたキャリア発振器、ＯＯＫ変調器、及び入力回路を備えるとよい。

　好ましくは、伝送路には、デジタル信号のビットレートよりも低いビットレートで伝送する制御信号ＤＤＣが伝送しており、無線送信機は、制御信号ＤＤＣをミリ波よりも長い波長の無線信号で送受信するためのＤＤＣ送受信機をさらに備えるとよい。

　好ましくは、ＤＤＣ送受信機は、制御信号ＤＤＣの送受信の前に、シンク機器側でＨＰＤがハイ状態となっているか否かを確認するＨＰＤ確認パケットを送信するとよい。

　好ましくは、ＤＤＣ送受信機は、制御信号ＤＤＣの送受信がアイドル状態となっているときに、シンク機器側のＨＰＤの状態を監視するためにＨＰＤ確認パケットを送信するとよい。

　好ましくは、一組のキャリア発振器、ＯＯＫ変調器、及び入力回路から構成される送信部との間で送受信周波数を共用するように設けられた受信部と、ＯＯＫ変調器によって変調された無線信号を送信すると共に、ミリ波の無線信号を受信するアンテナ部とをさらに備え、受信部は、送受信周波数を有するミリ波帯のローカル信号を出力するローカル発振器と、ローカル発振器が出力するローカル信号によって、受信無線信号をダウンコンバートするミキサと、ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調して、ベースバンド信号に再生する検波部と含み、無線送信機は、さらに、検波部によって再生されたベースバンド信号を伝送路に伝送すると共に、伝送路から出力されるデジタル信号を入力回路に入力する共用回路をさらに備えるとよい。

　好ましくは、一組のキャリア発振器、ＯＯＫ変調器、及び入力回路から構成される送信部が使用する送信周波数とは異なるミリ波の受信周波数を利用する受信部と、受信周波数を有する無線信号を受信する受信アンテナ部とをさらに備え、受信部は、受信周波数を有するミリ波帯のローカル信号を出力するローカル発振器と、ローカル発振器が出力するローカル信号によって、受信無線信号をダウンコンバートするミキサと、ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調して、ベースバンド信号に再生する検波部と含み、無線送信機は、検波部によって再生されたベースバンド信号を伝送路に伝送するとよい。

　また、本発明は、電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線受信機であって、伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のローカル信号を出力する１以上のローカル発振器と、１以上のローカル発振器毎に設けられており、ローカル発振器が出力するローカル信号によって、ＯＯＫ変調されたミリ波の受信無線信号をダウンコンバートする１以上のミキサと、１以上のミキサ毎に設けられており、ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調して、ベースバンド信号に再生する１以上の検波部とを備える。

　好ましくは、１以上の検波部は、ミキサから出力される信号の所定帯域を通過させるチャネル選択フィルタと、チャネル選択フィルタを通過した信号を増幅する増幅器と、増幅器によって増幅された信号を包絡線検波又は二乗検波によって復調する検波回路と、検波部によって検波された信号からベースバンド信号を再生するリミッタ回路と、増幅器からリミッタ回路までに発生するオフセットをキャンセルするオフセットキャンセラとを含むとよい。

　好ましくは、１以上のローカル発振器、１以上のミキサ、及び１以上の検波部は、ＣＭＯＳによって構成されており、１以上の検波部は、ベースバンド信号をＣＭＯＳレベルから伝送路で使用される電圧レベルに変換するレベル変換回路を含むとよい。

　好ましくは、１以上のローカル発振器が複数である場合、各ローカル発振器のローカル周波数は、無線信号をＩＦ信号にダウンコンバートすることができる周波数であるとよい。

　好ましくは、１以上のローカル発振器の発振周波数を、所定のタイミングでのみ調整するための１以上の周波数調整部をさらに備えるとよい。

　好ましくは、１以上の周波数調整部は、ローカル発振器の出力周波数をカウントして、規定の値と比較した結果に基づいて、ローカルア発振器へ入力する制御電圧を調整するとよい。

　好ましくは、伝送路には、ＨＤＭＩ方式に関する信号が伝送しており、ローカル発振器、ミキサ、及び検波部は、デジタル信号ＨＤＭＩ０、ＨＤＭＩ１、及びＨＤＭＩ２に対応して設けられているとよい。

　好ましくは、さらに、デジタル信号ＨＤＭＩ０、ＨＤＭＩ１、及びＨＤＭＩ２のいずれかから、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫを再生するクロックデータリカバリー回路を備えるとよい。

　好ましくは、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫに対応する無線信号が送信されてくる場合、さらに、クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫに対応して設けられたローカル発振器、ミキサ、及び検波部を備えるとよい。

　好ましくは、伝送路には、デジタル信号のビットレートよりも低いビットレートで伝送する制御信号ＤＤＣが伝送しており、無線受信機は、制御信号ＤＤＣをミリ波よりも長い波長の無線信号で送受信するためのＤＤＣ送受信機をさらに備えるとよい。

　好ましくは、ＤＤＣ送受信機は、制御信号ＤＤＣの送受信の前に、シンク機器側でＨＰＤがハイ状態となっているか否かを確認するＨＰＤ確認パケットを受信し、ＨＰＤの状態を返送するレスポンスパケットを送信するとよい。

　好ましくは、ＤＤＣ送受信機は、制御信号ＤＤＣの送受信がアイドル状態となっているときに、シンク機器側のＨＰＤの状態を監視するためにＨＰＤ確認パケットを受信し、ＨＰＤの状態を返送するレスポンスパケットを送信するとよい。

　好ましくは、一組のローカル発振器、ミキサ、及び検波部から構成される受信部との間で送受信周波数を共用するように設けられた送信部と、無線信号を受信すると共に、ミリ波の無線信号を送信するアンテナ部とをさらに備え、送信部は、送受信周波数を有するミリ波帯のキャリア信号を出力するキャリア発振器と、キャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調するためのＯＯＫ変調器と、電子機器が出力するデジタル信号をＯＯＫ変調器に入力する入力回路と含み、ＯＯＫ変調器は、入力回路から入力されるデジタル信号に基づいて、キャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調し、無線受信機は、さらに、検波部によって再生されたベースバンド信号を伝送路に伝送すると共に、伝送路から出力されるデジタル信号を入力回路に入力する共用回路とを含むとよい。

　好ましくは、一組のローカル発振器、ミキサ、及び検波部から構成される受信部が使用する受信周波数とは異なるミリ波の送信周波数を利用する送信部と、送信周波数を有する無線信号を送信する送信アンテナ部とをさらに備え、送信部は、送信周波数を有するミリ波帯のキャリア信号を出力するキャリア発振器と、キャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調するためのＯＯＫ変調器と、電子機器が出力するデジタル信号をＯＯＫ変調器に入力する入力回路と含み、ＯＯＫ変調器は、入力回路から入力されるデジタル信号に基づいて、キャリア発振器が出力するキャリア信号をオンオフ変調するとよい。

　好ましくは、アンテナの向きを変更することができるフレキシブル構造を有するとよい。

　また、本発明は、電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線送信機で用いられる無線送信方法であって、伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のキャリア信号のキャリア周波数が設定されており、伝送路を介して出力される電子機器からのデジタル信号に基づいて、当該デジタル信号のチャネルに対応するキャリア信号をオンオフ変調することによって、チャネル毎に、ミリ波の無線信号を送信する。

　また、本発明は、電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線受信機で用いられる無線受信方法であって、伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のローカル信号のローカル周波数が設定されており、ＯＯＫ変調された受信無線信号を、チャネル毎にダウンコンバートして、ダウンコンバートされた信号を復調して、チャネル毎のベースバンド信号に再生する。

　また、本発明は、第１の電子機器に１チャネル以上の第１の伝送路を介して接続される第１の無線機と、第２の電子機器に１チャネル以上の第２の伝送路を介して接続される第２の無線機とを備える無線伝送システムで用いられる無線通信方法であって、第１の伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のキャリア信号のキャリア周波数が設定されており、第１の伝送路を介して出力される第１の電子機器からのデジタル信号に基づいて、当該デジタル信号のチャネルに対応するキャリア信号をオンオフ変調することによって、各チャネル毎に、ミリ波の無線信号を送信し、第２の伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のローカル信号のローカル周波数が設定されており、ＯＯＫ変調された受信無線信号を、チャネル毎にダウンコンバートして、ダウンコンバートされた信号を復調して、チャネル毎のベースバンド信号に再生する。

　本発明によれば、伝送路のチャネル毎に設けられたキャリア発振器からのミリ波のキャリア信号が、チャネル毎にオンオフ変調されて、無線送信されることとなる。オンオフ変調された無線信号は、チャネル毎に設けられたローカル発振器からのミリ波のローカル信号でダウンコンバートされて、元のデジタル信号に復調されることとなる。このように、本発明では、オンオフ変調を用いて変調し、オンオフ変調された無線信号の包絡線情報に基づいて、当該無線信号を復調すればよいので、従来のように、送信側においてキャリア周波数を正確に固定しておかなくても、さらに、受信側においてもローカル周波数を正確に固定しておかなくても、高品質な復調が可能となる。このように、オンオフ変調及び包絡線情報に基づく復調には、キャリア周波数及びローカル周波数の正確な固定が必須ではないので、ＰＬＬ回路が不要となる。また、ＯＯＫ変調では、パラレルシリアル変換のための高速処理回路や、直並列変換のためのルック・アップ・テーブルが不要となる。よって、無線送信機及び無線受信機は、ＰＬＬ回路、高速処理回路、及びルック・アップ・テーブルを不要とする。したがって、伝送品質を劣化させることなく、低価格及び低消費電力でデジタル信号をある機器から別の機器に無線によって伝送する無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法を提供することが可能となる。

　デジタル信号の高調波成分を除去するローパスフィルタを設けて、高調波成分が除去されたデジタル信号を用いて、ＯＯＫ変調を行えば、ミリ波の変調信号のサイドバンドレベルが抑えられることとなり、ミリ波の隣接チャネルへの妨害信号を抑制することが可能となる。よって、高品質を維持した状態での信号の伝送が可能となる。

　キャリア発振器及びＯＯＫ変調器は、ＣＭＯＳによって構成することによって、高品質なミリ波通信が可能となる。そのために、レベル変換回路がＣＭＯＳレベルへの変換に有効となる。

　キャリア周波数の間隔をデジタル信号のビットレートの２倍の帯域幅以上とすれば、サイドバンドが隣接チャネルを妨害することを防止でき、高品質な通信が実現される。

　所定のタイミングでのみキャリア周波数を調整すれば、キャリア周波数が大幅にずれてしまうことを防止することができ、さらに、高品質な通信が可能となる。また、所定のタイミングでのみキャリア周波数を調整する程度であれば、消費電力の増大にはつながらないという効果も得られる。周波数調整部をＰＬＬ回路にすれば、周波数調整部の設計が容易となる。また、周波数をカウントして規定値と比較する構成によって周波数調整部を設計すれば、ＰＬＬ回路が不要となる。よって、低消費電力を実現しながらも、周波数が適切に調整された無線送信機を提供することが可能となる。

　本発明が適用される例として、ＨＤＭＩ方式が存在する。ＨＤＭＩ方式は、広く普及しており、ＨＤＭＩ方式による伝送を無線化することによって、商品価値は増大することとなる。クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫもミリ波で送信すれば、無線受信機において、クロックリカバリー回路が不要となり、無線受信機のコストを下げることが期待できる。

　制御信号ＤＤＣを低レートの無線信号で伝送することによって、ＤＤＣの送受信が容易となる。ＤＤＣの送受信に際し、ＨＰＤの状態を確認することは必須であるが、無線通信の場合、直接、ＨＤＭＩケーブルが接続されていないので、ＨＰＤの状態をソース機器側がどのようにして認識するかが問題となる。本発明のように、ＨＰＤ確認パケットを送信して、そのレスポンスパケットに基づいて、ＨＰＤの状態を確認すれば、無線化されたとしても、ＤＤＣの送受信が実現可能となる。また、ＨＰＤの状態は、適宜確認しておく必要があるが、ＤＤＣの送受信がアイドル状態のときに、ＨＰＤの状態をＨＰＤ確認パケットによって確認すれば、無線化されたとしても、適宜ＨＰＤの状態を確認することが可能となる。このように、ＤＤＣの無線化によっても、本発明を用いれば、適切に、ＤＤＣの送受信が可能となる。

　無線送信機は、送受信周波数を共有する受信部を設けることによって、ミリ波の無線信号を利用した半二重による送受信機能を具備することができる。

　また、無線送信機は、送信周波数とは異なる受信周波数を利用する受信部を設けることによって、ミリ波の無線信号を利用した全二重による送受信機能を具備することができる。

　無線受信機における検波部は、チャネル選択フィルタ、増幅器、検波回路、リミッタ回路、及びオフセットキャンセラを含むことによって、受信した無線信号を正確に復調することができる。

　ローカル発振器、ミキサ、及び検波部をＣＭＯＳによって構成することによって、高品質なミリ波通信が可能となる。そのために、レベル変換回路がＣＭＯＳレベルを第２の電子機器への電圧レベルへ変換することが有効となる。

　無線信号をＩＦ信号にダウンコンバートすることによって、復調の精度が向上する。

　所定のタイミングでのみローカル周波数を調整すれば、ローカル周波数が大幅にずれてしまうことを防止することができ、さらに、高品質な通信が可能となる。また、所定のタイミングでのみローカル周波数を調整する程度であれば、消費電力の増大にはつながらないという効果も得られる。

　周波数調整部をＰＬＬ回路にすれば、周波数調整部の設計が容易となる。

　また、周波数をカウントして規定値と比較する構成によって周波数調整部を設計すれば、ＰＬＬ回路が不要となる。よって、低消費電力を実現しながらも、周波数が適切に調整された無線送信機を提供することが可能となる。周波数調整部としてＰＬＬ回路を用いる場合に必要であったＰＬＬ回路内のローパスフィルタが不要となり、回路構成が簡素化されるので、低価格で周波数調整機能を付加することができる。

　周波数調整部としてＰＬＬ回路及び周波数カウンタのいずれを用いる場合も、ＣＭＯＳによって周波数調整部を構築することができ、無線送信機及び無線受信機のサイズを増大させることなく、周波数調整の機能を追加することができる。

　本発明が適用される例として、ＨＤＭＩ方式が存在する。ＨＤＭＩ方式は、広く普及しており、ＨＤＭＩ方式による伝送を無線化することによって、商品価値は増大することとなる。クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫをクロックリカバリー回路で再生するようにすれば、電波の使用規制などによって４チャネル分のミリ波帯を使用できない場合でも、ＨＤＭＩの無線伝送システムを構築することが可能となる。

　また、４チャネル分のミリ波帯を使用できる場合は、送信側から送信されてくる無線のクロック信号ＨＤＭＩＣＬＫを無線受信機で再生すれば、クロックリカバリー回路が不要になるので、無線受信機のコストを下げることができると期待できる。

　制御信号ＤＤＣを低レートの無線信号で伝送することによって、ＤＤＣの送受信が容易となる。ＤＤＣの送受信に際し、ＨＰＤの状態を確認することは必須であるが、無線通信の場合、直接、ＨＤＭＩケーブルが接続されていないので、ＨＰＤの状態をソース機器側がどのようにして認識するかが問題となる。したがって、送信側からＨＰＤ確認パケットが送信されてきた場合、無線受信機は、レスポンスパケットにＨＰＤの状態を記述して返信する。これにより、ＨＰＤ状態の確認ができ、無線化されたとしても、ＤＤＣの送受信が実現可能となる。また、ＨＰＤの状態は、適宜確認しておく必要があるが、ＤＤＣの送受信がアイドル状態のときに、ＨＰＤ確認パケットが送信されてくるので、無線受信機は、当該ＨＰＤ確認パケットに応じて、レスポンスパケットを返信すればよく、無線化されたとしても、適宜ＨＰＤの状態を確認することが可能となる。このように、ＤＤＣの無線化によっても、本発明を用いれば、適切に、ＤＤＣの送受信が可能となる。

　無線受信機は、送受信周波数を共有する送信部を設けることによって、ミリ波の無線信号を利用した半二重による送受信機能を具備することができる。

　また、無線受信機は、受信周波数とは異なる送信周波数を利用する送信部を設けることによって、ミリ波の無線信号を利用した全二重による送受信機能を具備することができる。

　アンテナの向きを変更することができるフレキシブル構造を無線送信機及び／又は無線受信機に設けることによって、送受信の感度が高い方向にアンテナの向きを変えることができるので、伝送品質がさらに向上する。

　本発明のこれら、及び他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。

図１は、本発明の無線伝送システム１の全体構成を示すブロック図である。図２は、無線ＨＤＭＩ送信機１００の機能的構成を示すブロック図である。図３は、無線ＨＤＭＩ受信機２００の機能的構成を示すブロック図である。図４は、ミリ波送信機１０１の機能的構成を示すブロック図である。図５は、ミリ波受信機２０１の機能的構成を示すブロック図である。図６は、ＤＤＣ送受信機１０２の機能的構成を示すブロック図である。図７は、ＤＤＣ送受信機２０２の機能的構成を示すブロック図である。図８は、ソース機器２側のＤＤＣ送受信機１０２の動作を示すフローチャートである。図９は、シンク機器３側のＤＤＣ送受信機２０２の動作を示すフローチャートである。図１０は、無線ＨＤＭＩ送信機１００の試作機の機能的構成を示すブロック図である。図１１は、無線ＨＤＭＩ受信機２００の試作機の機能的構成を示すブロック図である。図１２は、ミリ波送信機１０１及びミリ波受信機２０１の断面図である。図１３は、フィルム基板３０２上に形成されたＣｕ配線層３０３、ＣＭＯＳチップ１０１ｂ，２０１ｂ、及びコネクタ接続部３０４を示す図である。図１４は、試作したミリ波送信チップ（ミリ波送信機）１０１ｂの機能的構成を示すブロック図である。図１５は、試作したミリ波受信チップ（ミリ波受信機）２０１ｂの機能的構成を示すブロック図である。図１６は、ミリ波受信チップ２０１ｂのＣＨ１のアンテナＡＮＴ１１が受信した信号のスペクトラムを示す。図１７は、ＩＦ信号のスペクトラムを示す。図１８は、本発明の第２の実施形態におけるミリ波送信機４０１の機能的構成を示すブロック図である。図１９は、本発明の第２の実施形態におけるミリ波受信機５０１の機能的構成を示すブロック図である。図２０は、本発明の第３の実施形態におけるミリ波送信機４０９の機能的構成を示すブロック図である。図２１は、本発明の第２の実施形態におけるミリ波受信機５０９の機能的構成を示すブロック図である。図２２は、ＵＳＢ２．０で利用されるコネクタのピンアサインを示す図である。図２３は、ＯＯＫ変調及びミリ波をＵＳＢ２．０に利用したときの無線伝送システム７００の全体構成を示す図である。図２４は、共用回路７０５の回路図である。図２５は、ミリ波送信機７０７の機能的構成を示すブロック図である。図２６は、ミリ波受信機７０６の機能的構成を示すブロック図である。図２７は、ＯＯＫ変調及びミリ波をＵＳＢ３．０に利用したときの無線伝送システム８００の全体構成を示す図である。図２８は、無線ＵＳＢ送受信機８０２及び８０４から送信される無線信号のスペクトラムの一例を示す図である。図２９は、本発明の無線伝送システム８１０の全体構成を示すブロック図である。図３０は、本発明の第７の実施形態に係る無線伝送システム８２０の全体構成を示す図である。図３１は、ＨＤＭＩ規格において、ソース機器からシンク機器へ伝送される信号を概説するためのブロック図である。図３２は、ＨＤＭＩコネクタのピンに割り当てられている信号の種別を示す図である。図３３は、ＣＤＲ回路２０３の機能的構成を示すブロック図である。図３４は、ゲイン制御信号の制御ブロックを示す図である。

　図１は、本発明の無線伝送システム１の全体構成を示すブロック図である。なお、ＴＭＤＳ０～２及びＴＭＤＳＣＬＫは、差動信号であるとする。また、図１において、ＣＥＣが用いられてもよい。図１において、無線伝送システム１は、ソース機器２と、シンク機器３と、無線ＨＤＭＩ送信機１００と、無線ＨＤＭＩ受信機２００とを備える。ソース機器２は、ＨＤＭＩインターフェイス２ａを含む。

　ＨＤＭＩインターフェイス２ａと無線ＨＤＭＩ送信機１００とは、ＨＤＭＩ方式によって、有線の伝送路で接続される。たとえば、ＨＤＭＩインターフェイス２ａと無線ＨＤＭＩ送信機１００とは、ＨＤＭＩケーブルによって接続されてもよいし、電子基板上の配線によって接続されてもよい。ただし、ＨＤＭＩインターフェイス２ａと無線ＨＤＭＩ送信機１００とが、伝送路としての超近距離無線通信（たとえば、Ｔｒａｎｓｆａｒ　Ｊｅｔなど）で接続される場合を妨げるものではない。その他、ＨＤＭＩインターフェイス２ａと無線ＨＤＭＩ送信機１００とを接続する伝送路の媒体は、特に限定されない。また、ＨＤＭＩインターフェイス２ａと無線ＨＤＭＩ送信機１００とは、無線ＨＤＭＩ送信機１００の向きを変えることが可能なように、ＨＤＭＩケーブル又はフレキシブル基板によって接続されているとよい。

　シンク機器３は、ＨＤＭＩインターフェイス３ａを含む。ＨＤＭＩインターフェイス３ａと無線ＨＤＭＩ受信機２００とは、ＨＤＭＩ方式によって、有線の伝送路で接続される。たとえば、ＨＤＭＩインターフェイス３ａと無線ＨＤＭＩ受信機２００とは、ＨＤＭＩケーブルによって接続されてもよいし、電子基板上の配線によって接続されてもよい。ただし、ＨＤＭＩインターフェイス３ａと無線ＨＤＭＩ受信機２００とが、伝送路としての超近距離無線通信（たとえば、Ｔｒａｎｓｆａｒ　Ｊｅｔなど）で接続される場合を妨げるものではない。その他、ＨＤＭＩインターフェイス３ａと無線ＨＤＭＩ受信機２００とを接続する伝送路の媒体は、特に限定されない。また、ＨＤＭＩインターフェイス３ａと無線ＨＤＭＩ受信機２００とは、無線ＨＤＭＩ受信機２００の向きを変えることが可能なように、ＨＤＭＩケーブル又はフレキシブル基板によって接続されているとよい。無線ＨＤＭＩ送信機１００は、ミリ波帯の無線信号を送信する。無線ＨＤＭＩ受信機２００は、無線ＨＤＭＩ送信機１００からの無線信号を受信する。

　図２は、無線ＨＤＭＩ送信機１００の機能的構成を示すブロック図である。図２において、無線ＨＤＭＩ送信機１００は、ミリ波送信機１０１と、ＤＤＣ送受信機１０２とを含む。無線ＨＤＭＩ送信機１００には、デジタル信号ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２と、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫと、制御信号ＤＤＣと、＋５Ｖの電源と、ＨＰＤの信号とが入力される。第１の実施形態では、後述のように、ＴＭＤＳＣＬＫは、無線ＨＤＭＩ受信機２００で生成されるので、無線ＨＤＭＩ送信機１００は、ＴＭＤＳＣＬＫを使用しない。ただし、後述の第６の実施形態のように、ＴＭＤＳＣＬＫも、ミリ波で送信されてもよい。

　ミリ波送信機１０１は、デジタル信号ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２をそれぞれ用いて、６０．７５ＧＨｚ、６２．５ＧＨｚ、及び６４．２５ＧＨｚのミリ波をＯＯＫ（Ｏｎ－Ｏｆｆ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式によって変調し、無線信号ｍ－ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２として送信する。ＤＤＣ送受信機１０２は、制御信号ＤＤＣを、パケット化して、Ｉ２Ｃ方式によって、たとえば、２．４ＧＨｚにアップコンバートして、無線信号ｍ－ＤＤＣとして送信する。また、ＤＤＣ送受信機１０２は、無線ＨＤＭＩ受信機２００から送信されてくる無線信号ｍ－ＤＤＣを受信する。

　図３は、無線ＨＤＭＩ受信機２００の機能的構成を示すブロック図である。図３において、無線ＨＤＭＩ受信機２００は、ミリ波受信機２０１と、ＤＤＣ送受信機２０２と、ＣＤＲ（Ｃｌｏｃｋ　Ｄａｔａ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）回路２０３とを含む。無線ＨＤＭＩ受信機２００は、無線信号ｍ－ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２及び無線信号ｍ－ＤＤＣを受信する。ミリ波受信機２０１は、無線信号ｍ－ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２を包絡線検波（又は二乗検波）によって、復調し、デジタル信号ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２を出力する。ＣＤＲ回路２０３は、デジタル信号ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２のいずれかから、データ信号に重畳されているクロック信号を分離するための周知の回路である。

　ＣＤＲ回路２０３のアーキテクチャとして、ＰＬＬ回路を用いるタイプ、ＤＤＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）回路を用いるタイプ、及びデジタルオーバーサンプリングを用いるタイプがある。ＰＬＬタイプのＣＤＲ回路２０３は、データ信号とクロック信号との間で位相比較可能なフェーズディテクタを搭載しており、周波数ループと位相ループとによって、クロック信号を出力する構成を有している。ＰＬＬタイプのＣＤＲ回路２０３を用いると、簡単な構成で低ジッターを実現することができる。ＤＤＬタイプのＣＤＲ回路２０３は、多相クロックとフェーズインタポレータ（フェーズＤＡＣ）とを有している。デジタルオーバーサンプリングタイプのＣＤＲ回路２０３は、多種多様である。クロックリカバリーは、低ジッターであるのが好ましいので、ここでは、ＰＬＬタイプによるＣＤＲ回路２０３を用いることとするが、特に限定されるものではない。

　図３３は、ＣＤＲ回路２０３の機能的構成を示すブロック図である。図３３において、ＣＤＲ回路２０３は、分周器（１／Ｍ，１／Ｎ，１／５）２０３１，２０３２，及び２０３３と、位相周波数比較器（ＰＦＤ：Ｐｈａｓｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）２０３５と、位相比較器（ＰＤ：Ｐｈａｓｅ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）２０３４と、ＭＵＸ（マルチプレクサ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）２０３６と、ＣＰ（チャージポンプ：Ｃｈａｒｇｅ　Ｐｕｍｐ）２０３７と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ：Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）２０３８と、ＶＣＯ（電圧制御発振器：Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２０３９とを含む。

　図示しない基準発振器から出力される基準クロックＲｅｆＣｌｋを使って大雑把な周波数調整が行われる。このとき、ＭＵＸ２０３６は、ＰＦＤ２０３５とＣＰ２０３７とを接続しており、基本的には、ＰＬＬと同様に動作する。すなわち、ＰＦＤ２０３５は、ＲｅｆＣｌｋを分周比Ｍで分周した信号とＶＣＯ２０３９の出力を分周比５Ｎで分周した信号との位相周波数比較を行う。これにより、ＶＣＯ２０３９の出力を分周比５Ｎで分周した信号の周波数と位相が、ＲｅｆＣｌｋを分周比Ｍで分周した信号の周波数と位相に一致するように、フィードバック制御することができる。ＶＣＯ２０３９の出力を分周器２０３３で５分周した信号をクロックとするので、ＲｅｆＣｌｋを分周比Ｍで分周した周波数は、クロック（たとえば、ＴＭＤＳＣＬＫ）をリカバリーしたいデータ（たとえば、ＴＭＤＳ０～２）のビットレートＦの約１／２に設定する必要がある。すなわち、ＲｅｆＣｌｋは、ＦＭ／１０Ｎ（ＭＨｚ）である。

　次に、ＭＵＸ２０３６を切り換え、ＰＤ２０３４とＣＰ２０３７とを接続する。ＭＣＸ２０３６は、ＰＦＤ２０３４とＣＰ２０３７とは遮断する。この段階では、まだクロックをリカバリーしたいデータ信号ＲｘＤ（たとえば、ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２のいずれか）のビットレートの１／２とＶＣＯ２０３９の出力周波数とは、大体一致しているが、微調整が必要である。そこで、ＲｘＤとＶＣＯ２０３９の出力との位相比較を行い、位相の微調整が行われる。これによって、周波数Ｆ／１０ＭＨｚのクロックＴｘＣが分周期２０３３から出力されＲｘＤからクロックのリカバリーが可能となる。ここでは、ＨＤＭＩＣＬＫを想定しているので、ＨＤＭＩＣＬＫは、データレートの１／１０のクロックであるとしたが、システムに応じて、適宜、分周比、ＶＣＯ２０３９、及びリファレンス周波数を適宜選択すればよい。このようにして、ＣＤＲ回路２０３は、デジタル信号ＴＭＤＳ０、ＴＭＤＳ１、又はＴＭＤＳ２のいずれかから、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫを生成して、出力する。ＤＤＣ送受信機２０２は、無線ＨＤＭＩ送信機１００から送信されてくる無線信号ｍ－ＤＤＣを受信する。また、ＤＤＣ送受信機２０２は、ＤＤＣの信号を、パケット化して、Ｉ２Ｃ方式によって、たとえば、２．４ＧＨｚにアップコンバートして、無線信号ｍ－ＤＤＣとして送信する。

　図４は、ミリ波送信機１０１の機能的構成を示すブロック図である。図４において、ミリ波送信機１０１は、ＴＭＤＳ送信機１０７ａ～１０７ｃを含む。ＴＭＤＳ送信機１０７ａ～１０７ｃは、それぞれ、ＣＭＬ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　ｍｏｄｅ　ｌｏｇｉｃ）（レベル変換回路）回路１０３ａ～１０３ｃと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ－ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ）１０４ａ～１０４ｃと、ＯＯＫ変調部１０５ａ～１０５ｃと、ＶＣＯ（ｖｏｌｔａｇｅ　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）（キャリア発振器）１０６ａ～１０６ｃと、ミリ波アンテナＡＮＴ１～ＡＮＴ３とを含む。ＣＭＬ回路１０３ａとローパスフィルタ１０４ａによって、１チャネルのデジタル信号ＴＭＤＳ０をＯＯＫ変調器１０５ａに入力するための入力回路１３０ａが構成される。入力回路１３０ｂ及び１０３ｃについても同様である。

　ＣＭＬ回路１０３ａは、差動のデータ信号ＴＭＤＳ０＋／ＴＭＤＳ０－をＣＭＯＳレベルの電圧に変換すると共に、シングルエンド信号に変換する。ＣＭＬ回路１０３ａ～１０３ｃとして、周知のあらゆるＣＭＬ回路を用いることができる。

　ローパスフィルタ１０４ａは、ＣＭＯＳレベルに変換されたデータ信号ＴＭＤＳ０の高調波成分を除去して、低周波成分のみを通過させる。ローパスフィルタ１０４ａの働きによって、ミリ波の変調信号のサイドバンドレベルを抑えることができ、ミリ波の隣接チャネルへの妨害信号を抑制することが可能となる。これにより、高品質を維持した状態でのＨＤＭＩ信号の無線送信が可能となる。

　ＯＯＫ変調部１０５ａは、たとえば、スイッチによって構成される。ＯＯＫ変調部１０５ａは、発振器１０６ａからのキャリア信号を、ローパスフィルタ１０４ａからのデジタル信号ＴＭＤＳ０によってオンオフする。これにより、オンオフ変調されたミリ波の無線信号ｍ－ＴＭＤＳ０が、アンテナＡＮＴ１から送信される。図４には、理解を容易にするために、デジタル信号ＴＭＤＳ及び無線信号ｍ－ＴＭＤＳ０の波形の概念図を示しておく。

　ＶＣＯ１０６ａの発振周波数（キャリア周波数）ｆ１は、たとえば、６０．７５ＧＨｚ（第１チャネル）とする。１０８０ｐ（ｄｅｐｔｈが８ｂｉｔの場合）では、ＴＭＤＳ０のデータレートは、１．４８５Ｇｂｐｓとなるので、第１チャネルの帯域幅は、２．９７ＧＨｚとなる。よって、第１チャネルの隣接チャネルである第２チャネルは、６２．２３５ＧＨｚよりも高い周波数でなければならないので、第２チャネルを６２．５ＧＨｚ（ＶＣＯ１０６ｂの発振周波数ｆ２）とする。さらに、第２チャネルの隣接チャネルである第３チャネルは、６３．９８５ＧＨｚよりも高い周波数でなければならないので、第３チャネルを６４．２５ＧＨｚ（ＶＣＯ１０６ｃの発振周波数ｆ３）とする。このように、各キャリア周波数は、伝送すべきデジタル信号のビットレートの２倍の帯域幅以上の間隔を有していれば、復調可能となる。なお、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫも無線送信する場合のキャリア周波数は、第６の実施形態で説明する。

　ＶＣＯ１０６ａの発振周波数（キャリア周波数）ｆ１は、たとえば、６０．７５ＧＨｚ（第１チャネル）とする。１０８０ｉ（ｄｅｐｔｈが８ｂｉｔの場合）では、ＴＭＤＳ０のデータレートは、７４１．７６Ｍｂｐｓとなるので、第１チャネルの帯域幅は、１．４８３５２ＧＨｚとなる。よって、第１チャネルの隣接チャネルである第２チャネルは、６２．２３３５２ＧＨｚよりも高い周波数でなければならないので、第２チャネルを６２．５ＧＨｚ（ＶＣＯ１０６ｂの発振周波数ｆ２）とする。さらに、第２チャネルの隣接チャネルである第３チャネルは、６３．９８３５２ＧＨｚよりも高い周波数でなければならないので、第３チャネルを６４．２５ＧＨｚ（ＶＣＯ１０６ｃの発振周波数ｆ３）とする。このように、各キャリア周波数は、伝送すべきデジタル信号のビットレートの２倍の帯域幅以上の間隔を有していれば、復調可能となる。なお、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫも無線送信する場合のキャリア周波数は、第６の実施形態で説明する。

　ＴＭＤＳ送信機１０７ｂ及び１０７ｃにおける、ＣＭＬ回路１０３ｂ及び１０３ｃ、ローパスフィルタ１０４ｂ及び１０４ｃＯＯＫ変調部１０５ｂ及び１０５ｃ、発振器１０６ｂ及び１０６ｃ、並びに、ミリ波アンテナＡＮＴ２及びＡＮＴ３は、ＴＭＤＳ送信機１０７ａの動作と同様にして、中心周波数が６２．５ＧＨｚの無線信号ｍ－ＴＭＤＳ１及び中心周波数が６４．２５ＧＨｚの無線信号ｍ－ＴＭＤＳ２を送信する。

　図５は、ミリ波受信機２０１の機能的構成を示すブロック図である。図５には、理解を容易にするために、デジタル信号ＴＭＤＳ及び無線信号ｍ－ＴＭＤＳ０の波形の概念図を示しておく。図５において、ミリ波受信機２０１は、ＴＭＤＳ受信機２０７ａ～２０７ｃを含む。ＴＭＤＳ受信機２０７ａ～２０７ｃは、それぞれ、ミリ波アンテナＡＮＴ１１～ＡＮＴ３１と、ＬＮＡ（低雑音増幅回路：Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２０２ａ～２０２ｃと、ミキサ２０３ａ～２０３ｃと、ＶＣＯ（ローカル発振器）２０４ａ～２０４ｃと、チャネル選択フィルタ（バンドパスフィルタ）２０５ａ～２０５ｃと、ＶＧＡ（可変利得増幅器：Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｇａｉｎ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２０６ａ～２０６ｃと、検波回路２０８ａ～２０８ｃと、リミッタ回路２０９ａ～２０９ｃと、オフセットキャンセラ２１０ａ～２１０ｃと、ＣＭＬ回路２１１ａ～２１１ｃとを含む。

　ＬＮＡ２０２ａは、アンテナＡＮＴ１１で受信した無線信号ｍ－ＴＭＤＳ０～ｍ－ＴＭＤＳ２を低雑音で増幅する。ＶＣＯ２０４の発振周波数ｆ１ａは、たとえば、５２．７５ＧＨｚとする。ミキサ２０３ａは、ＶＣＯ２０４ａから発振されるローカル信号を用いて、ＬＮＡ２０２ａから入力される信号をＩＦ信号にダウンコンバートする。ミキサ２０３ａによってダウンコンバートされたＩＦ信号には、３チャネル分のＴＭＤＳ信号が含まれていることとなる。したがって、チャネル選択フィルタ２０５ａは、ＴＭＤＳ０に対応する帯域の信号のみを通過する。たとえば、ＴＭＤＳ０のＩＦ信号の中心周波数は８ＧＨｚとなり、ＴＭＤＳ１のＩＦ信号の中心周波数は９．７５ＧＨｚとなるので、チャネル選択フィルタ２０５ａは、７．１２５ＧＨｚから８．８７５ＧＨｚまでの帯域の信号を通過させるとよい。

　ＶＧＡ２０６ａは、チャネル選択フィルタ２０５ａからのＩＦ信号の強弱にかかわらず、最適な受信状態を維持するために、利得を調整して、増幅されたＩＦ信号を出力する。ＶＧＡ２０６ａに供給されるゲイン制御信号は、下記のようにして制御される。図３４は、ゲイン制御信号の制御ブロックを示す図である。図３４に示す制御ブロックは、ミリ波受信機２０１に設けられている。図５に示す検波回路２０８ａ、２０８ｂ、又は２０８ｃの出力は、ＬＰＦ２０４０に入力される。ＬＰＦ２０４０の出力は、差動増幅器２０４１に入力される。差動増幅器２０４１のもう一つの入力には、基準電圧が入力されている。差動増幅器２０４１は、ＬＰＦ２０４０の出力と基準電圧との差に対応した電圧を出力する。差動増幅器２０４１から出力される電圧が、ＶＧＡの制御電圧、すなわち、ゲイン制御信号となる。すなわち、ＶＧＡ２０６ａ、検波回路２０８ａ、ＬＰＦ２０４０、基準電圧、及び差動増幅器２０４１によって、フィードバックループが構成されており、検波回路２０８ａの出力が、基準電圧に対応した一定の振幅になるように制御される。検波回路２０４ｂ及び２０４ｃについても同様である。また、与える基準電圧で受信特性が決まるが、この基準電圧値は、シミュレーションや実験などを通して、最適な値に決定される。

　検波回路２０８ａは、ＶＧＡ２０６ａから入力されるＩＦ信号を包絡線検波（又は二乗検波）によって復調する。オフセットキャンセラ２１０ａは、ＴＭＤＳ受信機２０７ａ内で発生するＤＣオフセット（たとえば、ＶＧＡ２０６ａで発生するＤＣオフセットなど）を除去する。ＯＯＫ変調では、振幅の強弱でデータを再生するので、適切にＤＣオフセットを除去しなければ、データが誤って再生されてしまう場合があるので、オフセットキャンセラ２０１ａを設けるのが好ましい。リミッタ回路２０９ａは、検波回路２０８ａから入力される信号に対して、所定のしきい値を超える場合を１として、超えない場合を０として、ベースバンド信号を出力する。リミッタ回路２０９ａによる出力が再生されたデジタル信号ＴＭＤＳ０となる。ＣＭＬ回路２１１ａは、リミッタ回路２０９ａから入力されるデジタル信号ＴＭＤＳ０をＣＭＯＳレベルの電圧から、シンク機器３で利用される信号の電圧に変換して、デジタル信号ＴＭＤＳ０を出力する。チャネル選択フィルタ２０５ａ、ＶＧＡ２０６ａ、検波回路２０８ａ、リミッタ回路２０９ａ、オフセットキャンセラ２１０ａ、及びＣＭＬ回路２１１ａは、ミキサ２０３ａによってダウンコンバートされた信号を復調してベースバンド信号に再生する検波部２０７ａとして機能する。検波部２０７ｂ及び２０８ｃについても同様である。

　ＴＭＤＳ受信機２０７ｂにおいて、ＶＣＯ２０４ｂの発振周波数ｆ２ｂは、たとえば、５４．５ＧＨｚであるとしている。これにより、ＴＭＤＳ１に対応するＩＦ信号の中心周波数が８ＧＨｚとなる。チャネル選択フィルタ２０５ｂは、チャネル選択フィルタ２０５ａと同様に、たとえば、７．１２５ＧＨｚから８．８７５ＧＨｚまでの帯域の信号を通過させるとよい。したがって、チャネル選択フィルタ２０５ｂからは、ＴＭＤＳ１に対応するＩＦ信号が出力されることとなる。ＴＭＤＳ受信機２０７ｂにおけるチャネル選択フィルタ２０５ｂ以降の後段回路の動作は、ＴＭＤＳ受信機２０７ａと同様である。検波部２０７ｂは、デジタル信号ＴＭＤＳ１を再生する。

　ＴＭＤＳ受信機２０７ｃにおいて、ＶＣＯ２０４ｃの発振周波数ｆ３ｃは、たとえば、５６．２５ＧＨｚであるとしている。これにより、ＴＭＤＳ２に対応するＩＦ信号の中心周波数が８ＧＨｚとなる。チャネル選択フィルタ２０５ｃは、チャネル選択フィルタ２０５ａと同様に、たとえば、７．１２５ＧＨｚから８．８７５ＧＨｚまでの帯域の信号を通過させるとよい。したがって、チャネル選択フィルタ２０５ｃからは、ＴＭＤＳ２に対応するＩＦ信号が出力されることとなる。ＴＭＤＳ受信機２０７ｃにおけるチャネル選択フィルタ２０５ｃ以降の後段回路の動作は、ＴＭＤＳ受信機２０７ａと同様である。検波部２０７ｃは、デジタル信号ＴＭＤＳ２を再生する。

　このようにして、ミリ波受信機２０１は、デジタル信号ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２を再生する。

　図６は、ＤＤＣ送受信機１０２の機能的構成を示すブロック図である。図７は、ＤＤＣ送受信機２０２の機能的構成を示すブロック図である。図６において、ＤＤＣ送受信機１０２は、レベル変換及び入力保護回路１０８と、ＭＣＵ（Ｍｉｃｒｏ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）１０９と、ＲＦ（高周波：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）トランシーバ１１０と、アンテナ１１１とを含む。ＤＤＣ送受信機２０２は、レベル変換及び入力保護回路２１２と、ＭＣＵ（Ｍｉｃｒｏ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）２１３と、ＲＦトランシーバ２１４と、アンテナ２１５とを含む。図７において、ＤＤＣは双方向通信によって送受信されるので、ソース機器側のＤＤＣ送受信機１０２と、シンク機器側のＤＤＣ送受信機２０２とは、基本的なハードウエア構成は同一である。したがって、ＤＤＣ送受信機１０２とＤＤＣ送受信機２０２とは、数点のジャンパ端子等の切り替え機構と、ソフトウエアの変更によって、ハードウエア構成を共有化することができる。ＤＤＣ送受信機１０２及び２０２は、ＤＤＣをＲＦパケットに変換するプロトコルコンバータである。ＤＤＣ送受信機１０２及び２０２は、ＤＤＣをＲＦパケットに変換することによって、ＤＤＣの通信を無線化する。

　アンテナ１１１及び２１５は、ＲＦトランシーバ１１０及び２１４に対応した１チャンネル分の高周波アンテナである。ＲＦトランシーバ１１０及び２１４は、高周波無線通信用のトランシーバである。

　ＭＣＵ１０９及び２１３は、ＤＤＣの通信、ＲＦパケットの送受信、及びＨＰＤ端子状態の監視・設定を行うためのハードウエアである。ソース機器２側のＭＣＵ１０９は、ＤＤＣの開始と、発生したＤＤＣリクエストに応じたＲＦパケットへのプロトコル変換処理を実行する。シンク機器３側のＭＣＵ２１３は、ＲＦトランシーバ２１４の受信パケット監視と、パケットに応じたＤＤＣリクエストへのプロトコル変換処理を実行する。

　レベル変換及び入力保護回路は、ＤＤＣ及びＨＰＤの電圧レベルをＤＤＣ送受信機１０２及び２０２とＨＤＭＩＩ／Ｆとの間で変換し、ＨＤＭＩケーブルの活線挿抜対策用の保護を行う回路である。

　ＤＤＣ送受信機１０２は、ＤＤＣの通信処理を、ソース機器２からのリクエスト発行によって開始する。また、ＤＤＣ送受信機１０２は、ＨＰＤの監視を、ＤＤＣの通信処理と並行して実行する。ＤＤＣ送受信機１０２は、ＨＰＤの監視を、ＤＤＣバスのアイドル時に発生する空き時間を利用して実行する。ＲＦパケットの送受信は、ソース機器２をマスタとする自動再送要求プロトコルによって実行される。なお、ＤＤＣバスとは、ＳＣＬ及びＳＤＡが伝送される伝送路のことである。

　ＲＦトランシーバ１１０及び２１４は、たとえば、２．４ＧＨｚの無線信号を送受信する。ＲＦトランシーバ１１０及び２１４は、変調方式として、ＦＳＫ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）を用いるが、特に限定されるものではない。また、ＤＤＣ送受信機１０２及び２０２は、Ｉ２Ｃ方式を通信プロトコルとして、ＲＦパケットを送受信する。

　以下、ＤＤＣ送受信機１０２及び２０２の動作について説明する。図８は、ソース機器２側のＤＤＣ送受信機１０２の動作を示すフローチャートである。まず、ＭＣＵ１０９は、無線ＨＤＭＩ送信機１００がソース機器２に接続されると初期化動作として、ソース機器２へのＨＰＤ信号を“Ｌ”に設定し、ＤＤＣの通信開始を抑制する（Ａ－１）。レベル変換及び入力保護回路１０８は、ＭＣＵ１０９の出力をレベル変換して、ＨＰＤを“Ｌ”に設定する。

　次に、ＭＣＵ１０９は、シンク機器３のＨＰＤ端子状態を確認するために、ＨＰＤ確認パケットを生成する（Ａ－２）。ＲＦトランシーバ１１０は、ＭＣＵ１０９が生成したＨＰＤ確認パケットをＲＦパケットとして送信する。次に、ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣ送受信機２０２からのレスポンスを受信するために、ＲＦトランシーバ１１０を受信モードに設定する（Ａ－３）。

　次に、ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣ送受信機２０２から送信されてくるべきレスポンスパケットを受信したか否かを判断する（Ａ－４）。ＭＣＵ１０９は、規定のタイムアウト期間内にエラーの無いレスポンスパケットを受信できた場合、Ａ－５の動作に進む。一方、ＭＣＵ１０９は、規定のタイムアウト期間内にレスポンスパケットを受信できなかった場合又は受信したとしてもエラーであった場合、Ａ－２の動作に戻る。

　Ａ－５において、ＭＣＵ１０９は、パケットに付与しているシーケンス番号（パケット番号）を更新する。これにより、シンク機器３側のＤＤＣ送受信機２０２は、ＤＤＣ送受信機１０２から送信されてきたＨＰＤ確認パケットが再送要求であるのか、それとも、新規のＨＰＤ確認パケットであるのかを判断することができる。次に、ＭＣＵ１０９は、レスポンスパケットを解析して、シンク機器２のＨＰＤ端子が“Ｈ”となっているか否かを確認する（Ａ－６）。ＨＰＤ端子が“Ｈ”となっている場合、ＭＣＵ１０９は、Ａ－７の動作に進み、ソース機器２のＨＰＤ端子を“Ｈ”となるように、レベル変換及び入力保護回路１０８を制御する。それに応じて、レベル変換及び入力保護回路１０８は、ソース機器２のＨＰＤ端子を“Ｈ”とする。これにより、ソース機器２及びシンク機器３のＨＰＤ端子の状態が一致する。一方、Ａ－６において、シンク機器２のＨＰＤ端子が“Ｈ”でない場合、Ａ－１の動作に戻る。Ａ－２～Ａ－７の動作によって、ＨＰＤ端子の状態を確認する処理（ＨＰＤ確認処理）が完了する。

　Ａ－７の動作の後、ソース機器２は、ＨＰＤが“Ｈ”状態となったので、ＤＤＣバスを用いた通信を開始する。そのため、ＭＣＵ１０９は、Ａ－７の後、ＤＤＣバスから、何らかのリクエストがあるか否かを判断して、待ち状態となる（Ａ－８）。ＤＤＣバスからのリクエストがあると、ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣバスからの通信を検出し、内容を解析後、それに応じたリクエストパケットをＲＦトランシーバ１１０に送信させる（Ａ－９）。次に、ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣ送受信機２０２からのレスポンスを受信するために、ＲＦトランシーバ１１０を受信モードに設定する（Ａ－１０）。

　次に、ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣ送受信機２０２から送信されてくるべきレスポンスパケットを受信したか否かを判断する（Ａ－１１）。ＭＣＵ１０９は、規定のタイムアウト期間内にエラーの無いレスポンスパケットを受信できた場合、Ａ－１２の動作に進む。一方、ＭＣＵ１０９は、規定のタイムアウト期間内にレスポンスパケットを受信できなかった場合又は受信したとしてもエラーであった場合、Ａ－９の動作に戻って、リクエストパケットを再送する。

　Ａ－１２において、ＭＣＵ１０９は、パケットに付与しているシーケンス番号（パケット番号）を更新する。これにより、シンク機器３側のＤＤＣ送受信機２０２は、ＤＤＣ送受信機１０２から送信されてきたリクエストパケットが再送要求であるのか、それとも、新規リクエストパケットであるのかを判断することができる。

　Ａ－１２の動作の後、ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣ送受信機２０２からのレスポンスパケットを解析して、ＤＤＣの内容を認識し、ＤＤＣの内容に応じたレスポンスをＤＤＣバスに送出する（Ａ－１３）。これに応じて、レベル変換及び入力保護回路１０８は、レベル変換を行って、レスポンスをソース機器２に送る。Ａ－１３の動作の後、ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣバスの状態がアイドル状態となるまで、Ａ－８からＡ－１３のＤＤＣ通信処理を実行する。ＭＣＵ１０９は、ＤＤＣバスの状態がアイドル状態となった場合、すなわち、ＤＤＣ通信が行われていない状態となった場合、Ａ－２からＡ－６（ＨＰＤ監視処理）の動作に戻って、ＨＰＤの監視を実行する。ＨＰＤ監視処理において、ＭＣＵ１０９は、随時、ＨＰＤの状態が“Ｈ”レベルであるか否かを監視し、“Ｌ”レベルとなった場合、新規ＨＰＤ確認パケットを送信して、シンク機器３側のＨＰＤ端子の状態を再度入手する。

　図９は、シンク機器３側のＤＤＣ送受信機２０２の動作を示すフローチャートである。まず、ＭＣＵ２１３は、無線ＨＤＭＩ受信機２００がシンク機器３に接続されると初期化動作として、ソース機器２側のＤＤＣ送受信機１０２からのリクエスト受信のため、ＲＦトランシーバ２１４を受信モードに設定する（Ｂ－１）。次に、ＭＣＵ２１３は、ＤＤＣ送受信機１０２から送信されてきたパケットを解析し、ＨＰＤ確認パケットであるか否かを判断する。ＨＤＰ確認パケットを受信した場合、ＭＣＵ２１３は、Ｂ－３の動作に進む。一方、ＨＤＰ確認パケットでない場合、ＭＣＵ２１３は、Ｂ－６の動作に進む。

　Ｂ－３の動作において、ＭＣＵ２１３は、パケット番号を参照して、受信したＨＰＤ確認パケットが新規のリクエストであるか否かを判断する。新規のリクエストである場合、ＭＣＵ２１３は、シンク機器３のＨＰＤ端子の状態を読み出して、ＨＰＤ端子の状態を記載したレスポンスパケットを、ＲＦレシーバ２１４に送信させる（Ｂ－５）。一方、新規のリクエストでない場合、ＭＣＵ２１３は、新規のリクエストのときに送信したレスポンスパケットを再送する（Ｂ－５）。Ｂ－５の動作の後、ＭＣＵ２１３は、Ｂ－１の動作に戻る。Ｂ－２からＢ－５の動作によって、ＨＰＤの確認処理が行われる。

　Ｂ－６の動作において、ＭＣＵ２１３は、受信したパケットがＨＰＤ確認パケットでなかった場合、シンク機器３のＨＰＤ端子が“Ｈ”レベルであるか否かを判断する。“Ｈ”レベルでない場合、ＭＣＵ２１３は、ＨＰＤ確認パケット以外のパケット処理を許容しないために、Ｂ－１の動作に戻る。一方、“Ｈ”レベルである場合、ＭＣＵ２１３は、Ｂ－７の動作に進む。

　Ｂ－７の動作において、ＭＣＵ２１３は、受信パケットを解析して、ＤＤＣの内容を解析し、Ｂ－８の動作に進む。このとき、ＭＣＵ２１３は、受信したデータ列にエラーが確認された場合は、受信パケットを破棄して、Ｂ－１の動作に戻る。

　Ｂ－８の動作において、ＭＣＵ２１３は、受信パケットのパケット番号を参照して、新規リクエストであるか再送要求であるかを確認する。新規リクエストである場合、ＭＣＵ２１３は、Ｂ－９の動作に進む。一方、新規リクエストでない場合、ＭＣＵ２１３は、前回送信したレスポンスパケットを再送信する（Ｂ－１０）。

　Ｂ－９の動作において、ＭＣＵ２１３は、ソース機器２から要求されているリクエストに対応するコマンドを発行して、レベル変換及び入力保護回路２１２を介して、シンク機器３に対し、当該コマンドを送信する。当該コマンドの送信に応じて、シンク機器３はレスポンスを返信するので、ＭＣＵ２１３は、当該レスポンスを基にして、レスポンスパケットを生成し、ＲＦトランシーバに当該レスポンスパケットを送信させる（Ｂ－１０）。Ｂ－６からＢ－１０の動作によって、ＤＤＣの通信処理が行われる。

　Ｂ－１０において、ＭＣＵ２１３は、ＤＤＣバスがアイドル状態になったことを確認したあと、パケット受信待ち状態（Ｂ－１）に戻る。ＤＤＣバスがアイドル状態の場合で、新規でないＨＰＤ確認パケットが送信されてきた場合、ＭＣＵ２１３は、Ｂ－２，Ｂ－３，及びＢ－５の動作によって、ＨＰＤの監視処理に対して応答する。

（第１の実施形態の実施例）
　上記第１の実施形態に対して、本発明者は、試作機を製造し、符号誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ　ｅｒｒｏｒ　ｒａｔｉｏ）及び主要部分の消費電力の確認を行った。図１０は、無線ＨＤＭＩ送信機１００の試作機の機能的構成を示すブロック図である。図１０において、無線ＨＤＭＩ送信機１００は、ＦＲ４（Ｆｌａｍｅ　Ｒｅｔａｒｄａｎｔ　Ｔｙｐｅ　４）基板に形成されたＨＤＭＩコネクタ１１２、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｏ　Ａｎａｌｏｇ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１１３、コネクタ１１４、ＤＣ＋５Ｖ電源コネクタ１１５、及び抵抗器１１６，１１７，１１８、並びに、ミリ波送信機１０１を含む。ミリ波送信機１０１は、コネクタ１１４に着脱可能とした。なお、試作機のため、無線ＨＤＭＩ送信機１００において、実験の簡便性を考えＤＣ＋５Ｖは、別に供給することとしたが、実際の製品ではＨＤＭＩコネクタ１１２からＤＣ＋５Ｖを供給するとよい。なお、図１１に示す無線ＨＤＭＩ受信機２００は、ＨＤＭＩコネクタ２１６からＤＣ＋５Ｖが供給されないので、実際の製品でも外部からＤＣ＋５Ｖを供給する。

　ＨＤＭＩコネクタ１１２とソース機器２のＨＤＭＩコネクタとを、ＨＤＭＩケーブルによって接続した。ＤＡＣ１１３は、ミリ波送信機１０１内のＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃに供給するための制御電圧ＶＬＯ１Ｔ～ＶＬＯ３Ｔを生成する。レギュレータ１１６によって、ＤＣ＋５Ｖは、３．３Ｖに変換される。レギュレータ１１７によって、ＤＣ＋５Ｖは、１．２Ｖに変換される。３．３Ｖは、ＣＭＬ回路に供給される電源である。１．２Ｖは、その他の回路に供給される電源である。抵抗器１１８は、１．２ＫΩである。抵抗器１１８は、ミリ波送信チップ１０１ｂ（図１３参照）内部のバイアス回路１１９（図１４参照）と接続され、基準電流１ｍＡを生成するために使用される。なお、図１０では、図示を省略するが、ＤＤＣ送受信機１０２も、ＦＲ４基板上に形成されている。ミリ波送信機１０１には、後述のようにサンドイッチ構造によって、ミリ波の４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８が構成されている。４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８は、それぞれ、アンテナＡＮＴ１，ＡＮＴ２，及びＡＮＴ３に相当する。４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８の上には、アルミカバー３０６ａが形成されている。アルミカバー３０６ａは、４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８に対応する箇所にスロット開口（図１０の黒塗り箇所）を形成している。

　図１１は、無線ＨＤＭＩ受信機２００の試作機の機能的構成を示すブロック図である。図１１において、無線ＨＤＭＩ受信機２００は、ＦＲ４（Ｆｌａｍｅ　Ｒｅｔａｒｄａｎｔ　Ｔｙｐｅ　４）基板に形成されたＨＤＭＩコネクタ２１６、ＤＡＣ２１７、コネクタ２１８、ＤＣ＋５Ｖ電源コネクタ２１９、及び抵抗器２２０，２２１，２２２、並びに、ミリ波受信機２０１を含む。ミリ波受信機２０１は、コネクタ２１８に着脱可能とした。

　ＨＤＭＩコネクタ２１６とシンク機器３のＨＤＭＩコネクタとを、ＨＤＭＩケーブルによって接続した。ＤＡＣ２１７は、ミリ波受信機２０１内のＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃに供給するための制御電圧ＶＬＯ１Ｒ～ＶＬＯ３Ｒ及びＶＧＡ２０６ａ～２０６ｃに供給するゲイン制御信号ＶＧＡ１Ｒ～ＶＧＡ３Ｒを生成する。ゲイン制御信号ＶＧＡ１Ｒ～ＶＧＡ３Ｒは、図３４に示したような構造によって制御されている。抵抗器２２０によって、ＤＣ＋５Ｖは、３．３Ｖに変換される。抵抗器２２１によって、ＤＣ＋５Ｖは、１．２Ｖに変換される。３．３Ｖは、ＣＭＬ回路に供給される電源である。１．２Ｖは、その他の回路に供給される電源である。抵抗器２２２は、１．２ＫΩである。抵抗器２２２は、ミリ波受信チップ２０１ｂ（図１３参照）内部のバイアス回路２２３（図１５参照）と接続され、基準電流１ｍＡを生成するために使用される。なお、図１１では、図示を省略するが、ＤＤＣ送受信機２０２も、ＦＲ４基板上に形成されている。ミリ波受信機２０１には、後述のようにサンドイッチ構造によって、ミリ波の４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８が構成されている。４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８は、それぞれ、アンテナＡＮＴ１１，ＡＮＴ２１，及びＡＮＴ３１に相当する。４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８の上には、アルミカバー３０６ａが形成されている。アルミカバー３０６ａは、４×４パッチアンテナ３０６，３０７，及び３０８に対応する箇所にスロット開口（図１１の黒塗り箇所）を形成している。

　図１２は、ミリ波送信機１０１及びミリ波受信機２０１の断面図である。ミリ波送信機１０１及びミリ波受信機２０１の断面構造は同様であるので、ここでは、図１２を共通に用いて説明する。アルミベース３０１の上に、アルミスペーサ３０５ａを介して、ポリイミドのフィルム基板３０２が設けられている。フィルム基板３０２の上に、Ｃｕ配線層３０３が形成されている。ＣＭＯＳチップであるミリ波送信チップ１０１ｂ及びミリ波受信チップ２０１ｂは、Ｃｕ配線層３０３に、ＣＭＯＳチップ上に形成されたバンプ（ＳｎＡｇ：Ｓｎ９８ｗｔ％、Ａｇ２ｗｔ％）を使って接続されている。フィルム基板３０２の端部には、コネクタ１１４及び２１８に接続されるコネクタ接続部３０４が設けられている。Ｃｕ配線層３０３の上に、アルミスペーサ３０５ａ，３０５ｃ，及び３０５ｄが設けられている。アルミスペーサ３０５ｄの上に、ポリイミドのフィルム基板３２０が設けられている。フィルム基板３２０には、４×４パッチアンテナ３０６～３０８（ＡＮＴ１～ＡＮＴ３、ＡＮＴ１１～ＡＮＴ３１に相当）が形成されている。４×４パッチアンテナ３０６～３０８は、４行４列の平面パッチアンテナであり、円偏波、放射角度±７．５度、利得は約１７ｄＢである。４×４パッチアンテナ３０６～３０８の上に、アルミスペーサ３０５ｅを介して、アルミカバー３０６ａが形成されている。アルミカバー３０６ａは、４×４パッチアンテナ３０６～３０８に対応する箇所にスロット開口を有する。

　図１３は、フィルム基板３０２上に形成されたＣｕ配線層３０３、ＣＭＯＳチップ１０１ｂ，２０１ｂ、及びコネクタ接続部３０４を示す図である。ミリ波送信機１０１及びミリ波受信機２０１の配線構造は同様であるので、ここでは、図１３を共通に用いて説明する。コネクタ接続部３０４とＣＭＯＳチップ１０１ｂ及び２０１ｂとは、電源や制御信号などの配線部分３０９によって接続されている。ＣＭＯＳチップ１０１ｂ及び２０１ｂは、ＴＭＤＳ０～ＴＭＤＳ２のデータ信号を伝送するための配線３１０，３１１，及び３１２に接続されている。ＣＭＯＳチップ１０１ｂ及び２０１ｂは、バンプによって、配線部分３０９、並びに、配線３１０，３１１及び３１２に接続されている。配線３１０，３１１，及び３１２は、それぞれ、同じ長さを有する。配線３１０は、ＴＭＤＳ０用の４×４パッチアンテナ３０６に接続するためのアンテナ接続部３１３と接続している。アンテナ接続部３１３とＴＭＤＳ０用の４×４パッチアンテナ３０６とは、アルミスペーサ３０５ｂ，３０５ｃ，及び３０５ｃに設けられた接続開口部を介して電磁結合によって接続されている。ここでは、４×４パッチアンテナ３０６の各パッチに、アンテナ接続部３１３から給電するための配線の記載を省略しているが、周知の手法によって、アンテナ接続部３１３から４×４パッチアンテナ３０６の各パッチに給電される。配線３１１は、ＴＭＤＳ０用の４×４パッチアンテナ３０７に接続するためのアンテナ接続部３１４と接続している。アンテナ接続部３１４とＴＭＤＳ０用の４×４パッチアンテナ３０７とは、アルミスペーサ３０５ｂ，３０５ｃ，及び３０５ｃに設けられた接続開口部を介して電磁結合によって接続されている。ここでは、４×４パッチアンテナ３０７の各パッチに、アンテナ接続部３１４から給電するための配線の記載を省略しているが、周知の手法によって、アンテナ接続部３１４から４×４パッチアンテナ３０７の各パッチに給電される。配線３１２は、ＴＭＤＳ０用の４×４パッチアンテナ３０８に接続するためのアンテナ接続部３１５と接続している。アンテナ接続部３１５とＴＭＤＳ０用の４×４パッチアンテナ３０８とは、アルミスペーサ３０５ｂ，３０５ｃ，及び３０５ｃに設けられた接続開口部を介して電磁結合によって接続されている。ここでは、４×４パッチアンテナ３０８の各パッチに、アンテナ接続部３１５から給電するための配線の記載を省略しているが、周知の手法によって、アンテナ接続部３１５から４×４パッチアンテナ３０８の各パッチに給電される。

　図１４は、試作したミリ波送信チップ（ミリ波送信機）１０１ｂの機能的構成を示すブロック図である。図１４において、図４に示すミリ波送信機１０１ｂと同様の構成を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。ミリ波送信チップ１０１ｂは、９０ｎｍのＣＭＯＳプロセスを用いて設計・製造された。ミリ波送信チップ１０１ｂのチップサイズは、５ｍｍ×２．３１ｍｍであった。制御電圧ＶＬＯ１Ｔは、ＶＣＯ１０６ａに入力される。制御電圧ＶＬＯ２Ｔは、ＶＣＯ１０６ｂに入力される。制御電圧ＶＬＯ３Ｔは、ＶＣＯ１０６ｃに入力される。電源１．２Ｖは、ＣＭＬ回路１０３ａ～１０３ｃ以外の各回路に供給される。電源３．３Ｖは、ＣＭＬ回路１０３ａ～１０３ｃに供給される。バイアス回路１１９は、Ｂａｎｄ　Ｇａｐ　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ回路とカレントミラー回路から構成されており、基準抵抗である抵抗器１１８と接続されて、基準電流１ｍＡを生成し、基準電流を各回路へ供給する。

　ＤＡＣ１１３からの制御電圧ＶＬＯ１Ｔ～ＶＬＯ３Ｔは、ＣＨ１～３のキャリア周波数、すなわちＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃの発振周波数がそれぞれ６０．７５ＧＨｚ、６２．５ＧＨｚ、６４．２５ＧＨｚになるよう設定されている。

　デジタル信号ＴＭＤＳ０は、ＨＤＭＩコネクタ１１２から供給される信号で、ＴＭＤＳ０＋とＴＭＤＳ０－の差動信号から構成されている。デジタル信号ＴＭＤＳ０は、標準で最大電圧が３．３Ｖで、最低電圧が２．９Ｖの信号である。ＣＭＬ回路１０３ａは、デジタル信号ＴＭＤＳ０を、１．２ＶのＣＭＯＳレベルのシングルエンド信号に変換する。

　ローパスフィルタ１０４ａは、高調波成分が減衰されるように、ＣＭＬ回路１０３ａが出力する信号の波形を整形する。ＯＯＫ変調部１０５ａは、ＶＣＯ１０６ａから出力される６０．７５ＧＨｚのキャリア信号で、ローパスフィルタ１０４ａからのベースバンド信号をＯＯＫ変調する。ＯＯＫ変調された信号は、アンテナＡＮＴ１を介して出力される。アンテナＡＮＴ１端での出力電力は－１ｄＢｍである。ＴＭＤＳ１とＴＭＤＳ２もＴＭＤＳ０と同様である。

　図１５は、試作したミリ波受信チップ（ミリ波受信機）２０１ｂの機能的構成を示すブロック図である。図１５において、図５に示すミリ波受信機２０１ｂと同様の構成を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。ミリ波受信チップ２０１ｂは、９０ｎｍのＣＭＯＳプロセスを用いて設計・製造された。ミリ波受信チップ２０１ｂのチップサイズは、５ｍｍ×２．６９ｍｍであった。制御電圧ＶＬＯ１Ｒは、ＶＣＯ２０４ａに入力される。制御電圧ＶＬＯ２Ｔは、ＶＣＯ２０４ｂに入力される。制御電圧ＶＬＯ３Ｔは、ＶＣＯ２０４ｃに入力される。電源１．２Ｖは、ＣＭＬ回路２１１ａ～２１１ｃ以外の各回路に供給される。電源３．３Ｖは、ＣＭＬ回路２１１ａ～２１１ｃに供給される。バイアス回路２２３は、Ｂａｎｄ　Ｇａｐ　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ回路とカレントミラー回路から構成されており、基準抵抗である抵抗器２２２と接続されて、基準電流１ｍＡを生成し、基準電流を各回路へ供給する。

　ＤＡＣ２１７からの制御電圧ＶＬＯ１Ｒ～ＶＬＯ３Ｒは、ＣＨ１～３のキャリア周波数、すなわちＶＣＯ２０３ａ～２０３ｃの発振周波数がそれぞれ５２．７５ＧＨｚ、５４．５ＧＨｚ、５６．２５ＧＨｚになるよう設定されている。ゲイン制御信号ＶＧＡ１Ｒ～ＶＧＡ３Ｒは、受信特性が最適になるような値に設定されている。

　図１６は、ミリ波受信チップ２０１ｂのＣＨ１のアンテナＡＮＴ１１が受信した信号のスペクトラムを示す。受信信号は、ゲイン２０ｄＢ及びＮＦ９ｄＢのＬＮＡ２０２ａで増幅される。キャリア周波数６０．７５ＧＨｚの受信信号は、ミキサ２０３ａによって、５２．７５ＧＨｚのローカル信号を用いてダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた受信信号は、中心周波数８ＧＨｚのＩＦ信号に変換される。

　図１７は、ＩＦ信号のスペクトラムを示す。チャネル選択フィルタ２０５ａは、ＣＨ１の信号（中心周波数８ＧＨｚ：図１７上の太線）のみを通過させ、その他の信号は除去する。チャネル選択フィルタ２０５ａのフィルタの特性は、中心周波数が８ＧＨｚで、３ｄＢ帯域幅が１．８ＧＨｚで、中心周波数から２ＧＨｚ離れた周波数での減衰量は約１６ｄＢであるとした。

　チャネル選択フィルタ２０５ａを通過した信号は、ＶＧＡ２０６ａで増幅されて、検波回路２０８ａで二乗検波によって復調されるとした。なお、ミキサ２０３ａとＶＧＡ２０６ａとの総合利得は、利得制御信号ＶＧＡ１Ｒの値が０．３５Ｖ～０．９Ｖの場合、９ｄＢ～３６ｄＢであった。リミッタ回路２０９ａは、振幅が最大になるように復調された信号を増幅し、デジタル信号ＴＭＤＳ０を生成し、１．２ＶのＣＭＯＳレベルのベースバンド信号に変換する。ＣＭＬ回路２１１ａは、ＣＭＯＳレベルのベースバンド信号を２．９Ｖから３．３Ｖの差動信号に変換して、ＴＭＤＳ０＋とＴＭＤＳ０－を生成して、ＦＲ４基板を介してＨＤＭＩコネクタ２１６へ出力する。ＴＭＤＳ１とＴＭＤＳ２もＴＭＤＳ０と同様である。

　上記試作機を用いて、無線ＨＤＭＩ送信機１００と無線ＨＤＭＩ受信機２００とを４０ｃｍ離した状態で７５０Ｍｂｐｓの信号で、ＢＥＲ及び主要部分の消費電力を測定した。
　無線ＨＤＭＩ送信機１００において、
　ＶＬＯ１Ｔ＝０．６１Ｖで、キャリア周波数を６０．７４ＧＨｚとし、
　ＶＬＯ２Ｔ＝０．７８Ｖで、キャリア周波数を６２．４６ＧＨｚとし、
　ＶＬＯ３Ｔ＝０．６Ｖで、キャリア周波数を６４．２５ＧＨｚとした。
　無線ＨＤＭＩ受信機２００において、
　ＶＬＯ１Ｒ＝０．３５Ｖで、ローカル周波数を５２．７７ＧＨｚとし、
　ＶＬＯ２Ｒ＝１．１５Ｖで、ローカル周波数を５４．５６ＧＨｚとし、
　ＶＬＯ３Ｒ＝０．３Ｖで、ローカル周波数を５６．２５ＧＨｚとし、
　ＶＧＡ１Ｒ＝０．４Ｖで、ミキサとＶＧＡのゲインを約１９ｄＢとし、
　ＶＧＡ２Ｒ＝０．４Ｖで、ミキサとＶＧＡのゲインを約１９ｄＢとし、
　ＶＧＡ３Ｒ＝０．４Ｖで、ミキサとＶＧＡのゲインを約１９ｄＢとした。

　その結果、消費電力は、無線ＨＤＭＩ送信機１００において、ミリ波送信機１０１部分が２２４ｍＷ（内９９ｍＷはＣＭＬ回路１０５ａ～１０５ｃの消費電力）となり、ＤＤＣ送受信機１０２のＲＦトランシーバ１１０部分が３５ｍＷとなり、ＭＣＵ１０９部分が３．３ｍＷとなった。したがって、無線ＨＤＭＩ送信機１００における主要部分の消費電力の合計は、２６２．３ｍＷとなった。

　無線ＨＤＭＩ受信機２００において、ミリ波受信機２０１部分が２４０ｍＷとなり、ＤＤＣ送受信機２０２のＲＦトランシーバ２１４部分が４４ｍＷとなり、ＭＣＵ部分が３．３ｍＷとなった。したがって、無線ＨＤＭＩ受信機２００における主要部分の消費電力の合計は、２８７．３ｍＷとなった。

　ＢＥＲは、ＴＭＤＳ０のＣＨ１が４．４×１０^-12となり、ＴＭＤＳ１のＣＨ２が０（エラーフリー：エラーが測定できなかった）となり、ＴＭＤＳ２のＣＨ３が０（エラーフリー：エラーが測定できなかった）となった。

　このように、本試作機において、高品質を保ちながら、低消費電力が図られることが確認できた。

　さらに、画像伝送実験を行った。用いた信号は、１０８０ｉ／６０ＦＰＳおよび１０８０ｐ／２４ＦＰＳである。この場合、各ＣＨのビットレートは、それぞれ７４１．７６Ｍｂｐｓと７４１．８８Ｍｂｐｓである。ソース機器２は、株式会社ソニー・コンピュータエンタテインメント製のＰＳ３（登録商標）とした。ＨＤＭＩケーブルを介して、ＰＳ３（登録商標）と無線ＨＤＭＩ送信機１００と接続した。無線ＨＤＭＩ送信機１００と無線ＨＤＭＩ受信機２００との間の距離は８０ｃｍとした。シンク機器３は、シャープ株式会社製のＨＤＴＶ（Ａｑｕｏｓ：登録商標）とした。無線ＨＤＭＩ受信機２００とＨＤＴＶとをＨＤＭＩケーブルで接続した。

　１０８０ｉ／６０ＦＰＳの場合は、ＰＳ３（登録商標）の出力ビデオフォーマットを１０８０ｉに固定し、Ｂｌｕ－ｒａｙソフト“スパイダーマン３”（販売元：ソニー・ピクチャーズエンタテインメント）を再生した。問題なく画像が無線で転送されることを確認できた。

　１０８０ｐ／２４ＦＰＳの場合は、Ｂｌｕ－ｒａｙソフト“遠すぎた橋”（販売元：２０世紀フォックスを再生し、こちらも問題なく再生できることを確認した。

　本試作機によって、数１００ｍＷで動作する無線ＨＤＭＩ送信機と無線ＨＤＭＩ受信機とを構成できた。数千円で販売できる見通しを得た。

　このように、第１の実施形態では、伝送路のチャネル毎に設けられたＶＯＣ１０６ａ～１０６ｃからのミリ波のキャリア信号が、チャネル毎にオンオフ変調されて、無線送信されることとなる。オンオフ変調された無線信号は、チャネル毎に設けられたＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃからのミリ波のローカル信号でダウンコンバートされて、元のデジタル信号ＨＤＭＩ０～ＨＤＭＩ２に復調されることとなる。このように、第１の実施形態では、オンオフ変調を用いて変調し、オンオフ変調された無線信号の包絡線情報に基づいて、当該無線信号を復調すればよいので、従来のように、送信側においてキャリア周波数を正確に固定しておかなくても、さらに、受信側においてもローカル周波数を正確に固定しておかなくても、高品質な復調が可能となる。このように、オンオフ変調及び包絡線情報に基づく復調には、キャリア周波数及びローカル周波数の正確な固定が必須ではないので、ＰＬＬ回路が不要となる。また、ＯＯＫ変調では、パラレルシリアル変換のための高速処理回路や、直並列変換のためのルック・アップ・テーブルが不要となる。よって、無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００は、ＰＬＬ回路、高速処理回路、及びルック・アップ・テーブルを不要とする。したがって、伝送品質を劣化させることなく、低価格及び低消費電力でデジタル信号をある機器から別の機器に無線によって伝送する無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法を提供することが可能となる。

　第１の実施形態において、ミリ波送信機１０１は、デジタル信号ＨＤＭＩ０～ＨＤＭＩ２の高調波成分を除去するローパスフィルタ１０４ａ～１０４ｃを含む。したがって、高調波成分が除去されたデジタル信号を用いて、ＯＯＫ変調が行われることとなる。そのため、ミリ波の変調信号のサイドバンドレベルが抑えられることとなり、ミリ波の隣接チャネルへの妨害信号を抑制することが可能となる。よって、高品質を維持した状態での信号の伝送が可能となる。

　ＴＭＤＳ送信機１０７ａ～１０７ｃは、ＣＭＯＳによって構成されているので、高品質なミリ波通信が可能となる。そのために、ＣＭＳ回路がＣＭＯＳレベルへの変換に有効に作用する。

　第１の実施形態において、キャリア周波数の間隔をデジタル信号のビットレートの２倍の帯域幅以上としているので、サイドバンドが隣接チャネルを妨害することを防止でき、高品質な通信が実現される。

　制御信号ＤＤＣを低レートの無線信号で伝送することによって、ＤＤＣの送受信が容易となる。ＤＤＣの送受信に際し、ＨＰＤの状態を確認することは必須であるが、無線通信の場合、直接、ＨＤＭＩケーブルが接続されていないので、ＨＰＤの状態をソース機器側がどのようにして認識するかが問題となる。第１の実施形態のように、ＨＰＤ確認パケットを送信して、そのレスポンスパケットに基づいて、ＨＰＤの状態を確認すれば、無線化されたとしても、ＤＤＣの送受信が実現可能となる。また、ＨＰＤの状態は、適宜確認しておく必要があるが、ＤＤＣの送受信がアイドル状態のときに、ＨＰＤの状態をＨＰＤ確認パケットによって確認すれば、無線化されたとしても、適宜ＨＰＤの状態を確認することが可能となる。このように、ＤＤＣの無線化によっても、本発明を用いれば、適切に、ＤＤＣの送受信が可能となる。

　無線ＨＤＭＩ受信機２００における検波部２３０ａ～２３０ｃは、チャネル選択フィルタ２０５ａ～２０５ｃ、可変利得増幅器２０６ａ～２０６ｃ、検波回路２０８ａ～２０８ｃ、リミッタ回路２０９ａ～２０９ｃ、及びオフセットキャンセラ２１０ａ～２１０ｃを含むことによって、受信した無線信号を正確に復調することができる。

　無線ＨＤＭＩ受信機２００におけるローカル発振器２０４ａ～２０４ｃ、ミキサ２０３ａ～２０３ｃ、及び検波部２３０ａ～２３０ｃをＣＭＯＳによって構成することによって、高品質なミリ波通信が可能となる。そのために、ＣＭＬ回路２１１ａ～２１１ｃがＣＭＯＳレベルをシンク機器３への電圧レベルへ変換することが有効となる。

　無線ＨＤＭＩ受信機２００において、ミリ波の無線信号をＩＦ信号にダウンコンバートしているので、復調の精度が向上する。

　クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫをクロックリカバリー回路で再生するようにすれば、電波の使用規制などによって４チャネル分のミリ波帯を使用できない場合でも、ＨＤＭＩの無線伝送システムを構築することが可能となる。

（第２の実施形態）
　第２の実施形態において、無線伝送システム１全体の構成は、第１の実施形態と同様であるので、図１を援用する。また、無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００の概略構成は、第１の実施形態と同様であるので、図２及び図３を援用する。第２の実施形態では、ミリ波送信機４０１の構成が第１の実施形態と異なる。具体的には、第２の実施形態のミリ波送信機４０１において、ＴＭＤＳ送信機１０７ａ～１０７ｃのＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃを所定のタイミングでのみロックするＰＬＬ回路を設ける点が、第１の実施形態のミリ波送信機１０１と異なる。また、第２の実施形態のミリ波受信機５０１において、ＴＭＤＳ受信機２０７ａ～２０７ｃを所定のタイミングでのみロックするＰＬＬ回路を設ける点が、第１の実施形態のミリ波受信機２０１と異なる。

　図１８は、本発明の第２の実施形態におけるミリ波送信機４０１の機能的構成を示すブロック図である。図１８において、第１の実施形態におけるミリ波送信機１０１と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を用いて、説明を省略する。ミリ波送信機４０１では、ＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃの発振周波数を固定するためのＰＬＬ回路４０８ａ～４０８ｃが設けられている。ＰＬＬ回路４０８ａ～４０８ｃは、それぞれ、周波数分周器４０２と、プリスケーラ回路４０３と、位相比較器４０４と、チャージポンプ４０５と、ローパスフィルタ４０６と、基準発振器４０７とを含む。

　周波数分周器４０２は、ＶＣＯ１０６ａの出力を、Ｍ分の１の周波数へ分周する。プリスケーラ回路４０３は、周波数分周器４０２の出力の周波数をＬ／Ｎ（Ｌ＜Ｍ）倍し、位相比較器４０４に入力する。プリスケーラ回路４０３の出力周波数は、ＶＣＯ１０６ａの周波数をＦ＿ＶＣＯとすると、Ｆ＿ＶＣＯ＊Ｌ／Ｍ／Ｎとな。位相比較器４０４のもう一方の入力には、基準発振器４０７から基準周波数が入力される。位相比較器４０４は、基準周波数とプリスケーラ回路４０３の出力のクロック信号との位相比較を行う。位相比較器４０４の比較結果によって、チャージポンプ４０５は、出力電圧を上下させる。チャージポンプ４０５の出力電圧は、ローパスフィルタ４０６を介して、ＶＣＯ１０６ａの周波数制御端子に入力される。ＶＣＯ１０６ａの周波数がロックした状態において、Ｆ＿ＲＥＦとＦ＿ＶＣＯとの間には、Ｆ＿ＲＥＦ＝Ｆ＿ＶＣＯ＊Ｌ／Ｍ／Ｎの関係が成立する。ＶＣＯ１０６ｂ及び１０６ｃに接続されているＰＬＬ回路４０８ｂ及び４０８ｃについても、同様に機能するが、基準発振器４０７の基準周波数、並びに、周波数分周器４０２及びプリスケーラ回路４０３の分周比が、ＶＣＯ１０６ｂ及び１０６ｃの発振周波数に応じて適切に選択されている。

　図１９は、本発明の第２の実施形態におけるミリ波受信機５０１の機能的構成を示すブロック図である。図１９において、第１の実施形態におけるミリ波受信機２０１と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を用いて、説明を省略する。ミリ波受信機５０１では、ＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃの発振周波数を固定するためのＰＬＬ回路５０８ａ～５０８ｃが設けられている。ＰＬＬ回路５０８ａ～５０８ｃは、それぞれ、周波数分周器５０２と、プリスケーラ回路５０３と、位相比較器５０４と、チャージポンプ５０５と、ローパスフィルタ５０６と、基準発振器５０７とを含む。ＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃに接続されているＰＬＬ回路５０８ａ～５０８ｃは、ＰＬＬ回路４０８ａ～４０８ｃと同様にして、動作するが、基準発振器５０７の基準周波数、並びに、周波数分周器５０２及びプリスケーラ回路５０３の分周比が、ＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃの発振周波数に応じて適切に選択されている。

　第２の実施形態では、ＰＬＬ回路４０８ａ～４０８ｃ及び５０８ａ～５０８ｃによって、ＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃ及び２０４ａ～２０４ｃの発振周波数を固定するタイミングに特徴がある。通常、ＶＣＯはＰＬＬ回路によって常時ロックされているのが好ましいが、第１の実施形態で説明したように、ＯＯＫ変調を用いた場合、発振周波数が多少ずれたとしても、伝送品質が劣化することはほとんどない。したがって、本発明では、ＶＣＯをロックするためのＰＬＬ回路は、必須ではない。ただし、所定のタイミングでのみＶＣＯをロックし、そのときに使用した制御電圧をその後もＶＣＯに供給し続ければ、消費電力を抑えつつ、伝送品質の劣化をさらに防止することができる。そこで、第２の実施形態では、所定のタイミングでのみＶＣＯをロックしたあと、ロックを解除し、ロック時に使用した制御電圧を、ミリ波送信機４０１及びミリ波受信機５０１の動作中、ＶＣＯに供給するようにする。

　所定のタイミングとして、（１）無線ＨＤＭＩ送信機１００がソース機器２に接続された最初のタイミング、（２）無線ＨＤＭＩ受信機２００がシンク機器３に接続された最初のタイミング、（３）無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００が製造されたタイミング、（４）予め決められた定期的なタイミングなどがある。

　無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００にそれぞれ設けられた図示しない制御部は、所定のタイミングを管理しており、所定のタイミングが到来したとすると、ＰＬＬ回路４０８及び５０７がＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃ及び２０４ａ～２０４ｃをロックするように、ＰＬＬ回路４０８ａ～４０９ｃ及び５０８ａ～５０８ｃの動作を制御する。ロックされた後、制御電圧が得られれば、各制御部は、制御電圧を図示しないデジタルアナログコンバータに入力して、制御電圧の値をデジタルデータに変換する。変換後のデジタルデータは、無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００にそれぞれ設けられた図示しない記憶部に記憶される。その後、再度所定のタイミングが到来するまで、ＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃ及び２０４ａ～２０４ｃには、デジタルアナログコンバータから、記憶されているデジタルデータに対応する制御電圧が入力される。このように、ＰＬＬ回路４０８ａ～４０８ｃ及び５０８ａ～５０８ｃは、キャリア発振器としてのＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃ及びローカル発振器としてのＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃの発振周波数を、所定のタイミングでのみ調整するための周波数調整部として機能する。

　このように、第２の実施形態では、所定のタイミングでのみキャリア周波数を調整する。したがって、キャリア周波数が大幅にずれてしまうことを防止することができ、さらに、高品質な通信が可能となる。また、所定のタイミングでのみキャリア周波数を調整する程度であれば、消費電力の増大にはつながらないという効果も得られる。送信側及び受信側において、周波数調整部をＰＬＬ回路にすれば、周波数調整部の設計が容易となる。さらに、ＣＭＯＳによって周波数調整部４０８ａ～４０ｃ８を構築することができ、無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００のサイズを増大させることなく、周波数調整の機能を追加することができる。

（第３の実施形態）
　第３の実施形態では、周波数調整部として、第２の実施形態のＰＬＬ回路の代わりに、周波数カウンタを用いることとする。以下、第２の実施形態と異なる点を説明する。図２０は、本発明の第３の実施形態におけるミリ波送信機４０９の機能的構成を示すブロック図である。図２０において、第１の実施形態におけるミリ波送信機１０１と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を用いて、説明を省略する。ミリ波送信機４０９では、ＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃの発振周波数を調整するための周波数調整部４１０ａ～４１０ｃが設けられている。周波数調整部４１０ａ～４１０ｃは、それぞれ、周波数分周器４１１と、周波数カウンタ４１２と、レジスタ４１３及び４１４と、周波数比較器４１５と、デジタルアナログコンバータ４１６とを含む。

　周波数分周器４１１は、ＶＣＯ１０６ａの出力を分周する。周波数カウンタ４１２は、分周後の周波数を計測し、レジスタ４１３に書き込む。一方、図示しないＲＯＭに記憶されている設定値が、電源投入時に、Ｉ２Ｃ通信で、レジスタ４１４に書き込まれている。周波数比較器４１５は、レジスタ４１４の設定値と、レジスタ４１３の計測値とを比較して、比較結果をデジタル信号として、デジタルアナログコンバータ４１６に入力する。デジタルアナログコンバータ４１６は、入力されたデジタル信号を電圧に変化させて、当該電圧をＶＣＯ１０６ａの制御電圧として、ＶＣＯ１０６ａに入力する。ＶＣＯ１０６ｂ及び１０６ｃに接続されている周波数調整部４１０ｂ及び４１０ｃについても、同様に機能するが、周波数分周器４１１、レジスタ４１４の設定値が、ＶＣＯ１０６ｂ及び１０６ｃの発振周波数に応じて適切に選択されている。

　図２１は、本発明の第２の実施形態におけるミリ波受信機５０９の機能的構成を示すブロック図である。図２１において、第１の実施形態におけるミリ波受信機２０１と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を用いて、説明を省略する。ミリ波受信機５０１では、ＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃの発振周波数を調整するための周波数調整部５１０ａ～５１０ｃが設けられている。周波数調整部５１０ａ～５１０ｃは、それぞれ、周波数分周器５１１と、周波数カウンタ５１２と、レジスタ５１３及び５１４と、周波数比較器５１５と、デジタルアナログコンバータ５１６とを含む。ＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃに接続されている周波数調整部５１０ａ～５１０ｃは、周波数調整部４１０ａ～４１０ｃと同様にして、動作するが、周波数分周器５１１、レジスタ５１４の設定値が、ＶＣＯ２０４ａ～２０４ｃの発振周波数に応じて適切に選択されている。

　第３の実施形態では、周波数調整部４１０ａ～４１０ｃ及び５１０ａ～５１０ｃによって、ＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃ及び２０４ａ～２０４ｃの発振周波数を固定するタイミングに特徴がある。通常、ＶＣＯはＰＬＬ回路によって常時ロックされているのが好ましいが、第１の実施形態で説明したように、ＯＯＫ変調を用いた場合、発振周波数が多少ずれたとしても、伝送品質が劣化することはほとんどない。したがって、本発明では、ＶＣＯをロックするためのＰＬＬ回路は、必須ではない。ただし、所定のタイミングでのみＶＣＯの発振周波数を調整し、そのときに使用した制御電圧をその後もＶＣＯに供給し続ければ、消費電力を抑えつつ、伝送品質の劣化をさらに防止することができる。そこで、第３の実施形態では、所定のタイミングでのみＶＣＯの発振周波数を調整したあと、調整を解除し、調整時に使用した制御電圧を、ミリ波送信機４０９及びミリ波受信機５０９の動作中、ＶＣＯに供給するようにする。

　無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００にそれぞれ設けられた図示しない制御部は、所定のタイミングを管理しており、所定のタイミングが到来したとすると、周波数調整部４１０ａ～４１０ｃ及び５１０ａ～５１０ｃがＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃ及び２０４ａ～２０４ｃの発振周波数を調整するように、周波数調整部４１０ａ～４１０ｃ及び５１０ａ～５１０ｃの動作を制御する。ロックされた後、制御電圧が得られれば、各制御部は、制御電圧を図示しないデジタルアナログコンバータに入力して、制御電圧の値をデジタルデータに変換する。変換後のデジタルデータは、無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００にそれぞれ設けられた図示しない記憶部に記憶される。その後、再度所定のタイミングが到来するまで、ＶＣＯ１０６ａ～１０６ｃ及び２０４ａ～２０４ｃには、デジタルアナログコンバータから、記憶されているデジタルデータに対応する制御電圧が入力される。

　このように、第３の実施形態では、所定のタイミングでのみローカル周波数を調整する。したがって、ローカル周波数が大幅にずれてしまうことを防止することができ、さらに、高品質な通信が可能となる。また、所定のタイミングでのみローカル周波数を調整する程度であれば、消費電力の増大にはつながらないという効果も得られる。また、周波数制御部は、周波数をカウントして規定値と比較する構成であるので、よって、低消費電力を実現しながらも、周波数が適切に調整された無線送信機を提供することが可能となる。さらに、第２の実施形態におけるＰＬＬ回路４０８ａ～４０８ｃ内で必要であったローパスフィルタ４０６が不要となり、回路構成が簡素化されるので、低価格で周波数調整機能を付加することができる。さらに、ＣＭＯＳによって周波数調整部４１０ａ～４１０ｃを構築することができ、無線ＨＤＭＩ送信機１００及び無線ＨＤＭＩ受信機２００のサイズを増大させることなく、周波数調整の機能を追加することができる。

　なお、第３の実施形態において、レジスタ４１４の代わりに、ＯＴＰＲＯＭ（Ｏｎｅ　Ｔｉｍｅ　ＰＲＯＭ）を用いれば、チップの出荷検査時に周波数情報の設定値をＯＴＰＲＯＭに書き込むことも可能である。このように、ＯＴＰＲＯＭ内に予め設定値を書き込んでおけば、ミリ波送信チップ１１０ｂやミリ波受信チップ２０１ｂを製品に組み込むユーザは、設定値を設定する必要がなくなる。

　なお、周波数調整部４１０ａ～４１０ｃ及び５１０ａ～５１０ｃでの消費電力を気にしないのであれば、周波数調整部４１０ａ～４１０ｃ及び５１０ａ～５１０ｃは、常時動作していてもよい。

　なお、第２及び第３の実施形態において、送信側にのみ周波数調整部を設けてもよいし、逆に、受信側にのみ周波数調整部を設けてもよい。また、送信側で使用する周波数制御部と受信側で使用する周波数制御部との構成は、同一でなくてもよい。

（第４の実施形態）
　ＯＯＫ変調及びミリ波を用いた通信は、ＨＤＭＩのように、一方向の通信以外に、双方向の通信にも利用可能である。たとえば、ＯＯＫ変調及びミリ波を用いた通信は、ＵＳＢ２．０に利用することが可能である。第４の実施形態では、ＵＳＢ２．０に、ＯＯＫ変調及びミリ波通信を利用した場合について説明する。

　図２２は、ＵＳＢ２．０で利用されるコネクタのピンアサインを示す図である。ＵＳＢ２．０では、パソコンなどのホスト側と周辺機器などのデバイス側との間は、Ｄ＋とＤ－との差動信号ラインを使って、半二重通信による双方向通信が行われている。したがって、送信と受信は、時分割されている。また、データ通信だけでなく、制御信号もパケット化され、差動信号で通信されている。そのため、ＨＤＭＩの場合に必要であったＤＤＣのための２．４ＧＨｚのトランシーバは不要になる。

　図２３は、ＯＯＫ変調及びミリ波をＵＳＢ２．０に利用したときの無線伝送システム７００の全体構成を示す図である。無線伝送システム７００は、ＵＳＢホスト７０１と、無線ＵＳＢ送受信機７０２と、ＵＳＢデバイス７０３と、無線ＵＳＢ送受信機７０４とを備える。ＵＳＢホスト７０１と無線ＵＳＢ送受信機７０２とは、ＵＳＢケーブルを介して接続されている。ＵＳＢデバイス７０３と無線ＵＳＢ送受信機７０４とは、ＵＳＢケーブルを介して接続されている。無線ＵＳＢ送受信機７０２で使用する電源は、ＵＳＢケーブルを介して、ＵＳＢホスト７０１から供給される。無線ＵＳＢ送受信機７０４で使用する電源は、別途必要となる。

　無線ＵＳＢ送受信機（送信部）７０２は、共用回路７０５と、ミリ波送信機７０７と、ミリ波受信機７０６と、結合器７０８と、アンテナ７０９とを含む。無線ＵＳＢ送受信機（受信部）７０４は、共用回路７０５と、ミリ波送信機７０７と、ミリ波受信機７０６と、結合器７０８と、アンテナ７０９とを含む。無線ＵＳＢ送受信機７０２及び無線ＵＳＢ送受信機７０４において、同一の参照符号を付した部分は同一の構成を有する。無線ＵＳＢ送受信機（送信部）７０２と無線ＵＳＢ送受信機（受信部）７０４とは、送受信周波数を共用する。

　図２４は、共用回路７０５の回路図である。共用回路７０５は、ＵＳＢホスト７０１（又はＵＳＢデバイス７０３）から送信された信号をミリ波送信機７０７へ伝送すると共に、ミリ波受信機７０６から出力される信号をＵＳＢホスト７０１（又はＵＳＢデバイス７０３）へ送信する。

　図２５は、ミリ波送信機７０７の機能的構成を示すブロック図である。図２５において、第１の実施形態と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。ミリ波送信機７０７は、Ｄ＋及びＤ－の信号をＯＯＫ変調によって変調し、ミリ波の無線信号を送信する。

　図２６は、ミリ波受信機７０６の機能的構成を示すブロック図である。図２６において、第１の実施形態と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。ミリ波受信機７０６は、受信したミリ波の無線信号を復調し、Ｄ＋及びＤ－の信号を再生する。

　ＵＳＢ２．０は半二重通信であるので、アンテナ７０９は、ミリ波送信機７０７及びミリ波受信機７０６で、結合器７０８を利用して共用できる。

　ＵＳＢ２．０のビットレートは４８０Ｍｂｐｓであり、４８０Ｍ×２＝９６０ＭＨｚの帯域が通信には必要となる。ミリ波帯５９ＧＨｚ～６６ＧＨｚの中の任意の周波数帯に、ＶＣＯ１０６ａ及び２０４ａの発振周波数を設定すれば、通信が可能となる。ＵＳＢ送受信機２．０では、半二重通信であるので、ＶＣＯ１０６ａの発振周波数とＶＣＯ２０４ａの発振周波数とが同じであってもよい。

　このように、第４の実施形態では、送受信周波数を共有するミリ波送信機（送信部）とミリ波受信機（受信部）とを設けることによって、ＵＳＢ２．０のような半二重よるミリ波無線通信が可能となる。

　第４の実施形態で示したように、キャリア発振器、ＯＯＫ変調器、入力回路、ローカル発振器、ミキサ、及び検波部は、少なくとも１以上であればよい。

　なお、第４の実施形態の構成は、半二重による通信方式を有する規格であれば、ＵＳＢ２．０以外の規格にも利用可能である。

（第５の実施形態）
　ＯＯＫ変調及びミリ波を用いた通信は、ＵＳＢ２．０に限らず、ＵＳＢ３．０にも利用可能である。ＵＳＢ３．０のピンアサインを以下に示す。
　Ｎｏ．１：電源（ＶＢＵＳ）
　Ｎｏ．２：ＵＳＢ２．０　差動対（Ｄ－）
　Ｎｏ．３：ＵＳＢ２．０　差動対（Ｄ＋）
　Ｎｏ．４：ＵＳＢ　ＯＴＧのＩＤ識別線
　Ｎｏ．５：ＧＮＤ
　Ｎｏ．６：ＵＳＢ３．０　信号送信線（－）
　Ｎｏ．７：ＵＳＢ３．０　信号送信線（＋）
　Ｎｏ．８：ＧＮＤ
　Ｎｏ．９：ＵＳＢ３．０　信号受信線（－）
　Ｎｏ．１０：ＵＳＢ３．０　信号受信線（＋）

　Ｎｏ．１～Ｎｏ．５は、ＵＳＢ２．０と同じ信号である。Ｎｏ．６～Ｎｏ．１０は、ＵＳＢ３．０で用いられる信号である。Ｎｏ．６及びＮｏ．７は、ＵＳＢ３．０で使用する超高速信号伝送用の差動信号線で、送信専用である。Ｎｏ．９及びＮｏ．１０は、ＵＳＢ３．０で使用する超高速信号伝送用の差動信号線で、受信専用である。ＵＳＢ３．０での超高速信号伝送は、送信と受信を別の信号線で行い、かつ同時に送受信することが可能である。すなわち、ＵＳＢ３．０では、全二重通信となる。

　図２７は、ＯＯＫ変調及びミリ波をＵＳＢ３．０に利用したときの無線伝送システム８００の全体構成を示す図である。図２７において、第４の実施形態と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。

　無線伝送システム８００は、ＵＳＢホスト８０１と、無線ＵＳＢ送受信機８０２と、ＵＤＢデバイス８０３と、無線ＵＳＢ送受信機８０４とを備える。ＵＳＢホスト８０１及びＵＳＢデバイス８０３は、ＵＳＢ３．０をサポートする装置である。ＵＳＢホスト８０１と無線ＵＳＢ送受信機８０２とは、ＵＳＢケーブルを介して接続されている。ＵＳＢデバイス８０３と無線ＵＳＢ送受信機８０４とは、ＵＳＢケーブルを介して接続されている。無線ＵＳＢ送受信機８０２で使用する電源は、ＵＳＢケーブルを介して、ＵＳＢホスト７０１から供給される。無線ＵＳＢ送受信機８０４で使用する電源は、別途必要となる。

　無線ＵＳＢ送受信機８０２は、共用回路７０５と、ミリ波送信機７０７と、ミリ波受信機７０６と、結合器７０８と、アンテナ７０９と、ミリ波送信機８０５ａと、ミリ波受信機８０６ａと、アンテナ８０７ａと、アンテナ８０８ａとを含む。

　無線ＵＳＢ送受信機８０４は、共用回路７０５と、ミリ波送信機７０７と、ミリ波受信機７０６と、結合器７０８と、アンテナ７０９と、ミリ波送信機８０５ｂと、ミリ波受信機８０６ｂと、アンテナ８０７ｂと、アンテナ８０８ｂとを含む。無線ＵＳＢ送受信機８０２及び無線ＵＳＢ送受信機８０４において、同一の参照符号を付した部分は同一の構成を有する

　ミリ波送信機８０５ａは、ＶＣＯの発振周波数を除いては、ミリ波送信機７０７と同様の構成を有する。ミリ波受信機８０６ｂは、ＶＣＯの発振周波数を除いては、ミリ波受信機７０６と同様の構成を有する。ミリ波送信機８０５ｂは、ＶＣＯの発振周波数を除いては、ミリ波送信機７０７と同様の構成を有する。ミリ波受信機８０６ａは、ＶＣＯの発振周波数を除いては、ミリ波受信機７０６と同様の構成を有する。ＵＳＢ３．０において、超高速通信は、全二重通信になるので、アンテナは共用できない。そのため、ＵＳＢ２．０用のアンテナ７０９に加えて、アンテナ８０７ａ、８０８ａ、８０７ｂ、及び８０８ｂが必要となる。アンテナ８０７ａ及び８０７ｂが送信用のアンテナとなる。アンテナ８０８ａ及び８０８ｂが受信用のアンテナとなる。すなわち、無線伝送システム８００では、３チャンネル通信となる。

　図２８は、無線ＵＳＢ送受信機８０２及び８０４から送信される無線信号のスペクトラムの一例を示す図である。図２８において、ミリ波送信機７０７は、中心周波数が６２．５ＧＨｚの無線信号を送信する。すなわち、ミリ波送信機７０７で使用するＶＣＯ１０６ａの発振周波数は６２．５ＧＨｚである。また、ミリ波受信機７０６のＶＣＯ２０４ａの発振周波数は、たとえば、５４．５ＧＨｚである。

　ミリ波送信機８０５ａは、中心周波数が６０．７５ＧＨｚの無線信号を送信する。すなわち、ミリ波送信機８０５ａで使用するＶＣＯ１０６ａの発振周波数は、６０．７５ＧＨｚである。また、ミリ波受信機８０６ｂは、中心周波数が６０．７５ＧＨｚの無線信号を受信する。すなわち、ミリ波受信機８０６ｂで使用するＶＣＯ２０４ａの発振周波数は、たとえば、５２．７５ＧＨｚである。

　ミリ波送信機８０５ｂは、中心周波数が６４．２５ＧＨｚの無線信号を送信する。すなわち、ミリ波送信機８０５ｂで使用するＶＣＯ１０６ａの発振周波数は、６４．２５ＧＨｚである。また、ミリ波受信機８０６ａは、中心周波数が６４．２５ＧＨｚの無線信号を受信する。すなわち、ミリ波受信機８０６ａで使用するＶＣＯ２０４ａの発振周波数は、たとえば、５６．２５ＧＨｚである。

　ＵＳＢ２．０の通信と、ＵＳＢ３．０で追加された超高速通信は同時には行われないので、図２８に示すように、ＵＳＢ２．０用の無線周波数帯域６２．５ＧＨｚと超高速通信用の無線周波数帯域６０．７５ＧＨｚ及び６４．２５ＧＨｚとは、重なっても混信の原因とはならない。ＵＳＢ３．０の超高速通信は５Ｇｂｐｓであるが、図２１に示すような周波数帯域を使用する場合、少なくとも、１．５Ｇｂｐｓ程度の通信は可能となる。

　このように、第５の実施形態では、半二重による送受信機能に加え、ミリ波送信機（送信部）８０５ａとミリ波送信機（送信部）８０５ａの送信周波数とは異なる受信周波数を有するミリ波受信機（受信部）８０６ｂとを設けることによって、ＵＳＢ３．０の超高速通信のような全二重によるミリ波無線通信が可能となる。

　なお、第５の実施形態の構成は、全二重による通信方式を有する規格であれば、ＵＳＢ３．０以外の規格にも利用可能である。

（第６の実施形態）
　図２９は、本発明の無線伝送システム８１０の全体構成を示すブロック図である。図２９において、第１の実施形態と同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。無線伝送システム８１０において、無線ＨＤＭＩ送信機８１１は、第１の実施形態に係る無線ＨＤＭＩ送信機１００に対して、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫを送信するためのＴＭＤＳ送信機１０７ｄを追加した構成を有する。ＴＭＤＳ送信機１０７ｄは、ＶＣＯの発振周波数を除いては、ＴＭＤＳ送信機１０７ａ～１０７ｃと同様の構成を有する。無線伝送システム８１０において、無線ＨＤＭＩ受信機８１２は、第１の実施形態に係る無線ＨＤＭＩ受信機２００に対して、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫを受信するためのＴＭＤＳ受信機２０７ｄを追加し、ＣＤＲ回路２０３を除いた構成を有する。ＴＭＤＳ受信機２０７ｄは、ＶＣＯの発振周波数を除いては、ＴＭＤＳ受信機２０７ａ～２０７ｃと同様の構成を有する。

　第６の実施形態では、ミリ波のチャネル数は、４となる。たとえば、ＴＭＤＳ０用の１ＣＨの中心周波数を５８．３２ＧＨｚとし、ＴＭＤＳ１用の２ＣＨの中心周波数を６０．４８ＧＨｚとし、ＴＭＤＳ２用の３ＣＨの中心周波数を６２．６４ＧＨｚとし、ＴＭＤＳＣＬＫ用の４ＣＨの中心周波数を６４．８ＧＨｚとするとよい。

　このように、第６の実施形態では、クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫも送信側から無線で送信されるので、受信側でのクロックリカバリー回路が不要となり、無線ＨＤＭＩ受信機２００のコストを下げることができる。第６の実施形態は、４チャンネル分のミリ波帯を使用できる場合に有効である。

（第７の実施形態）
　ミリ波は、指向性が狭いので、無線ＨＤＭＩ送信機及び／又は無線ＨＤＭＩ受信機のアンテナの向きは、柔軟に変更することができるようになっているとよい。したがって、無線ＨＤＭＩ送信機及び／又は無線ＨＤＭＩ受信機において、ミリ波送信機及び／又はミリ波受信機から、アンテナを離すように設けて、当該アンテナの角度が変更可能なように設けてもよい。また、ソース機器及び／又はシンク機器と無線ＨＤＭＩ送信機及び／又は無線ＨＤＭＩ受信機とを接続する配線（たとえば、ＨＤＭＩコネクタとＨＤＭＩケーブル）の角度を変更可能なように設けてもよい。

　このように、アンテナの向きを変更することができるフレキシブル構造を無線ＨＤＭＩ送信機及び／又は無線ＨＤＭＩ受信機に設けることによって、送受信の感度が高い方向にアンテナの向きを変えることができるので、伝送品質を向上させることが可能となる。

（第８の実施形態）
　図３０は、本発明の第７の実施形態に係る無線伝送システム８２０の全体構成を示す図である。図３０に示すように、無線伝送システム８２０は、第１の無線機８２１と、第２の無線機８２２とを備える。第１の電子機器２２と第１の無線機８２１とは、１チャネル以上の第１の伝送路２３を介して接続されている。第２の電子機器３３と第２の無線機８２２とは、１チャネル以上の第２の伝送路３４を介して接続されている。第１の無線機８２１は、他の実施形態と同様に、ＯＯＫ変調によってミリ波の無線信号を送信する構成を有するので、詳しい構成は省略する。第２の無線機８２２は、他の実施形態と同様に、無線信号を受信して、包絡線検波（又は二乗検波）によってデジタル信号を再生する構成を有するので、詳しい構成は省略する。第１の電子機器２２からは、ＨＤＭＩ信号に限らず、ＤＶＩ信号や、ＤｉｓｐｌａｙＰｏｒｔ、ＭＨＬ、ＨＡＶｉ、ＤｉｉＶＡに関する信号など、少なくとも１チャネル分のデジタル信号が出力される。第１の無線機８２１は、他の実施形態と同様にして、第１の電子機器２２からのデジタル信号をそれぞれＯＯＫ変調によって、ミリ波のキャリア信号を変調して、無線信号として、チャネル毎に送信する。第２の無線機８２２は、無線信号を受信して、ＩＦ信号に変換し、包絡線検波（又は二乗検波）して、第１の電子機器２２から出力されたデジタル信号を再生し、第２の電子機器３３に送信する。

　このように、本発明において、無線送信される信号は、特に限定されるものではない。

　なお、制御信号がある場合は、第１の実施形態と同様、ミリ波以外の帯域を用いて制御信号を送受信してもよいし、空きチャネルがあるのであれば、ミリ波の帯域を利用して制御信号を送受信してもよい。

（アンテナの変形）
　無線受信機は、受信無線信号をダウンコンバートして、ＩＦ信号に変換した後、復調する。したがって、第１の実施形態では、受信アンテナとして、４×４パッチアンテナを３つ用いることとしたが、一つのアンテナ部（たとえば、一つの４×４パッチアンテナ）で受信して、受信した無線信号を分岐してダウンコンバートするローカル周波数を変更することによって、復調するようにしてもよい。また、送信アンテナについても、一つのアンテナで、異なる送信周波数を共有できるのであれば、第１の実施形態のように３つの４×４パッチアンテナを用いなくてもよい。

　また、送信アンテナとして、４×４パッチアンテナの代わりに、たとえば、２×２パッチアンテナを用いてもよい。また、受信アンテナとして、４×４パッチアンテナ以外のアンテナを用いてもよい。

　また、アンテナとして、パッチアンテナ以外のアンテナを用いてもよい。

　すなわち、本発明において、アンテナの個数や構造等は、特に限定されず、ミリ波の送受信に適したアンテナが用いられればよい。

（他の実施形態）
　本発明の実施形態を提供するに際しては、半導体技術を用いて、各種の形態で提供される。たとえば、本発明の無線送信機及び無線受信機は、半導体チップや、半導体回路を設計する際に用いられるマクロなどの形態で提供されてもよい。また、本発明の実施形態で用いた無線通信方法、無線送信方法、及び無線受信方法も、本発明の範囲に含まれる。

　以上、本発明を詳細に説明してきたが、前述の説明はあらゆる点において本発明の例示にすぎず、その範囲を限定しようとするものではない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。

　本発明は、無線伝送システム並びにそれに用いられる無線送信機、無線受信機、無線送信方法、無線受信方法、及び無線通信方法であり、産業上利用可能である。

　１　無線伝送システム
　２　ソース機器
　３　シンク機器
　１００　無線ＨＤＭＩ送信機
　２００　無線ＨＤＭＩ受信機
　２ａ，３ａ　ＨＤＭＩインターフェイス
　１０１，４０１，４０９　ミリ波送信機
　１０２，２０２　ＤＤＣ送受信機
　２０１，５０１，５０９　ミリ波受信機
　２０３　ＣＤＲ回路
　１０７ａ～１０７ｃ　ＴＭＤＳ送信機
　１０３ａ～１０３ｃ　ＣＭＬ回路
　１０４ａ～１０４ｃ　ローパスフィルタ
　１０５ａ～１０５ｃ　ＯＯＫ変調部
　１０６ａ～１０６ｃ　ＶＣＯ
　ＡＮＴ１～ＡＮＴ３　ミリ波アンテナ
　１３０ａ～１３０ｂ　入力回路
　２０７ａ～２０７ｃ　ＴＭＤＳ受信機
　ＡＮＴ１１～ＡＮＴ３１　ミリ波アンテナ
　２０２ａ～２０２ｃ　ＬＮＡ
　２０３ａ～２０３ｃ　ミキサ
　２０４ａ～２０４ｃ　ＶＣＯ
　２０５ａ～２０５ｃ　チャネル選択フィルタ
　２０６ａ～２０６ｃ　ＶＧＡ
　２０８ａ～２０８ｃ　検波回路
　２０９ａ～２０９ｃ　リミッタ回路
　２１０ａ～２１０ｃ　オフセットキャンセラ
　２１１ａ～２１１ｃ　ＣＭＬ回路
　１０８，２１２　レベル変換及び入力保護回路
　１０９，２１３　ＭＣＵ
　１１０，２１４　ＲＦトランシーバ
　１１１，２１５　アンテナ
　４０８ａ～４０８ｃ，５０８ａ～５０８ｃ　ＰＬＬ回路
　４１０ａ～４１０ｃ，５１０ａ～５１０ｃ　周波数調整部
　７００　無線伝送システム
　７０１　ＵＳＢホスト
　７０２　無線ＵＳＢ送受信機
　７０３　ＵＳＢデバイス
　７０４　無線ＵＳＢ送受信機
　７０５　共用回路
　７０６　ミリ波受信機
　７０７　ミリ波送信機
　７０８　結合器
　７０９　アンテナ
　８００　無線伝送システム
　８０１　ＵＳＢホスト
　８０２　無線ＵＳＢ送受信機
　８０３　ＵＤＢデバイス
　８０４　無線ＵＳＢ送受信機
　８０５ａ　ミリ波送信機
　８０６ａ　ミリ波受信機
　８０７ａ　アンテナ
　８０８ａ　アンテナ
　８０５ｂ　ミリ波送信機
　８０６ｂ　ミリ波受信機
　８０７ｂ　アンテナ
　８０８ｂ　アンテナ
　８１０　無線伝送システム
　８１１　無線ＨＤＭＩ送信機
　８１２　無線ＨＤＭＩ受信機
　８２０　無線伝送システム
　８２１　第１の無線機
　８２２　第２の無線機
　２２　第１の電子機器
　２３　第１の伝送路
　３３　第２の電子機器
　３４　第２の伝送路

Claims

　電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線送信機であって、
　前記伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のキャリア信号を出力する１以上のキャリア発振器と、
　前記１以上のキャリア発振器毎に設けられており、対応する前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調するための１以上のＯＯＫ変調器と、
　前記伝送路のチャネル毎に設けられており、前記電子機器が出力する１チャネル以上のデジタル信号を前記ＯＯＫ変調器に入力する１以上の入力回路とを備え、
　前記１以上のＯＯＫ変調器は、前記入力回路から入力される前記デジタル信号に基づいて、前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調することを特徴とする、無線送信機。
　前記１以上の入力回路は、前記デジタル信号の高調波成分を除去するローパスフィルタを含み、
　前記１以上のＯＯＫ変調器は、前記ローパスフィルタによって前記高調波成分が除去された前記デジタル信号に基づいて、前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調することを特徴とする、請求項１に記載の無線送信機。
　前記１以上のキャリア発振器及び前記１以上のＯＯＫ変調器は、ＣＭＯＳによって構成されており、
　前記１以上の入力回路は、前記デジタル信号をＣＭＯＳレベルに変換するレベル変換回路を含むことを特徴とする、請求項１又は２に記載の無線送信機。
　前記１以上のキャリア発振器が複数である場合、
　各前記キャリア発振器のキャリア周波数の間隔は、前記デジタル信号のビットレートの２倍の帯域幅以上であることを特徴とする、請求項１～３のいずれかに記載の無線送信機。
　前記１以上のキャリア発振器の発振周波数を、所定のタイミングでのみ調整するための１以上の周波数調整部をさらに備えることを特徴とする、請求項１～４のいずれかに記載の無線送信機。
　前記１以上の周波数調整部は、ＰＬＬ回路であることを特徴とする、請求項５に記載の無線送信機。
　前記１以上の周波数調整部は、前記キャリア発振器の出力周波数をカウントして、規定の値と比較した結果に基づいて、前記キャリア発振器へ入力する制御電圧を調整することを特徴とする、請求項５に記載の無線送信機。
　前記伝送路には、ＨＤＭＩ方式に関する信号が伝送しており、
　前記キャリア発振器、前記ＯＯＫ変調器、及び前記入力回路は、デジタル信号ＨＤＭＩ０、ＨＤＭＩ１、及びＨＤＭＩ２に対応して設けられていることを特徴とする、請求項１～７のいずれかに記載の無線送信機。
　さらに、クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫに対応して設けられたキャリア発振器、ＯＯＫ変調器、及び入力回路を備えることを特徴とする、請求項８に記載の無線送信機。
　前記伝送路には、前記デジタル信号のビットレートよりも低いビットレートで伝送する制御信号ＤＤＣが伝送しており、
　前記無線送信機は、前記制御信号ＤＤＣをミリ波よりも長い波長の無線信号で送受信するためのＤＤＣ送受信機をさらに備えることを特徴とする、請求項８又は９に記載の無線送信機。
　前記ＤＤＣ送受信機は、前記制御信号ＤＤＣの送受信の前に、シンク機器側でＨＰＤがハイ状態となっているか否かを確認するＨＰＤ確認パケットを送信することを特徴とする、請求項１０に記載の無線送信機。
　前記ＤＤＣ送受信機は、前記制御信号ＤＤＣの送受信がアイドル状態となっているときに、前記シンク機器側のＨＰＤの状態を監視するためにＨＰＤ確認パケットを送信することを特徴とする、請求項１０又は１１に記載の無線送信機。
　一組の前記キャリア発振器、前記ＯＯＫ変調器、及び前記入力回路から構成される送信部との間で送受信周波数を共用するように設けられた受信部と、
　前記ＯＯＫ変調器によって変調された無線信号を送信すると共に、ミリ波の無線信号を受信するアンテナ部とをさらに備え、
　前記受信部は、
　　前記送受信周波数を有するミリ波帯のローカル信号を出力するローカル発振器と、
　　前記ローカル発振器が出力する前記ローカル信号によって、受信無線信号をダウンコンバートするミキサと、
　　前記ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調して、ベースバンド信号に再生する検波部と含み、
　前記無線送信機は、さらに、前記検波部によって再生された前記ベースバンド信号を前記伝送路に伝送すると共に、前記伝送路から出力される前記デジタル信号を前記入力回路に入力する共用回路をさらに備えることを特徴とする、請求項１～７のいずれかに記載の無線送信機。
　一組の前記キャリア発振器、前記ＯＯＫ変調器、及び前記入力回路から構成される送信部が使用する送信周波数とは異なるミリ波の受信周波数を利用する受信部と、
　前記受信周波数を有する無線信号を受信する受信アンテナ部とをさらに備え、
　前記受信部は、
　　前記受信周波数を有するミリ波帯のローカル信号を出力するローカル発振器と、
　　前記ローカル発振器が出力する前記ローカル信号によって、受信無線信号をダウンコンバートするミキサと、
　　前記ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調して、ベースバンド信号に再生する検波部と含み、
　前記無線送信機は、前記検波部によって再生された前記ベースバンド信号を前記伝送路に伝送することを特徴とする、請求項１～７又は１３のいずれかに記載の無線送信機。
　電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線受信機であって、
　前記伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のローカル信号を出力する１以上のローカル発振器と、
　前記１以上のローカル発振器毎に設けられており、前記ローカル発振器が出力する前記ローカル信号によって、ＯＯＫ変調されたミリ波の受信無線信号をダウンコンバートする１以上のミキサと、
　前記１以上のミキサ毎に設けられており、前記ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調して、ベースバンド信号に再生する１以上の検波部とを備えることを特徴とする、無線受信機。
　前記１以上の検波部は、
　　前記ミキサから出力される信号の所定帯域を通過させるチャネル選択フィルタと、
　　前記チャネル選択フィルタを通過した信号を増幅する増幅器と、
　　前記増幅器によって増幅された信号を包絡線検波又は二乗検波によって復調する検波回路と、
　　前記検波部によって検波された信号から前記ベースバンド信号を再生するリミッタ回路と、
　　前記増幅器からリミッタ回路までに発生するオフセットをキャンセルするオフセットキャンセラとを含むことを特徴とする、請求項１５に記載の無線受信機
　前記１以上のローカル発振器、前記１以上のミキサ、及び前記１以上の検波部は、ＣＭＯＳによって構成されており、
　前記１以上の検波部は、前記ベースバンド信号をＣＭＯＳレベルから前記伝送路で使用される電圧レベルに変換するレベル変換回路を含むことを特徴とする、請求項１５又は１６に記載の無線受信機。
　前記１以上のローカル発振器が複数である場合、
　各前記ローカル発振器のローカル周波数は、前記無線信号をＩＦ信号にダウンコンバートすることができる周波数であることを特徴とする、請求項１５～１７のいずれかに記載の無線受信機。
　前記１以上のローカル発振器の発振周波数を、所定のタイミングでのみ調整するための１以上の周波数調整部をさらに備えることを特徴とする、請求項１５～１８のいずれかに記載の無線受信機。
　前記１以上の周波数調整部は、ＰＬＬ回路であることを特徴とする、請求項１９に記載の無線受信機。
　前記１以上の周波数調整部は、前記ローカル発振器の出力周波数をカウントして、規定の値と比較した結果に基づいて、前記ローカルア発振器へ入力する制御電圧を調整することを特徴とする、請求項１９に記載の無線受信機。
　前記伝送路には、ＨＤＭＩ方式に関する信号が伝送しており、
　前記ローカル発振器、前記ミキサ、及び前記検波部は、デジタル信号ＨＤＭＩ０、ＨＤＭＩ１、及びＨＤＭＩ２に対応して設けられていることを特徴とする、請求項１５～２１のいずれかに記載の無線受信機。
　さらに、前記デジタル信号ＨＤＭＩ０、ＨＤＭＩ１、及びＨＤＭＩ２のいずれかから、クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫを再生するクロックデータリカバリー回路を備えることを特徴とする、請求項２２に記載の無線受信機。
　クロック信号ＴＭＤＳＣＬＫに対応する無線信号が送信されてくる場合、
　さらに、前記クロック信号ＨＤＭＩＣＬＫに対応して設けられたローカル発振器、ミキサ、及び検波部を備えることを特徴とする、請求項２２に記載の無線受信機。
　前記伝送路には、前記デジタル信号のビットレートよりも低いビットレートで伝送する制御信号ＤＤＣが伝送しており、
　前記無線受信機は、前記制御信号ＤＤＣをミリ波よりも長い波長の無線信号で送受信するためのＤＤＣ送受信機をさらに備えることを特徴とする、請求項２２～２４のいずれかに記載の無線受信機。
　前記ＤＤＣ送受信機は、前記制御信号ＤＤＣの送受信の前に、シンク機器側でＨＰＤがハイ状態となっているか否かを確認するＨＰＤ確認パケットを受信し、ＨＰＤの状態を返送するレスポンスパケットを送信することを特徴とする、請求項２５に記載の無線受信機。
　前記ＤＤＣ送受信機は、前記制御信号ＤＤＣの送受信がアイドル状態となっているときに、前記シンク機器側のＨＰＤの状態を監視するためにＨＰＤ確認パケットを受信し、ＨＰＤの状態を返送するレスポンスパケットを送信することを特徴とする、請求項２５又は２６に記載の無線受信機。
　一組の前記ローカル発振器、前記ミキサ、及び前記検波部から構成される受信部との間で送受信周波数を共用するように設けられた送信部と、
　前記無線信号を受信すると共に、ミリ波の無線信号を送信するアンテナ部とをさらに備え、
　前記送信部は、
　　前記送受信周波数を有するミリ波帯のキャリア信号を出力するキャリア発振器と、
　　前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調するためのＯＯＫ変調器と、
　　前記電子機器が出力するデジタル信号を前記ＯＯＫ変調器に入力する入力回路と含み、
　　前記ＯＯＫ変調器は、前記入力回路から入力される前記デジタル信号に基づいて、前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調し、
　前記無線受信機は、さらに、前記検波部によって再生された前記ベースバンド信号を前記伝送路に伝送すると共に、前記伝送路から出力される前記デジタル信号を前記入力回路に入力する共用回路とを含むことを特徴とする、請求項１５～２１のいずれかに記載の無線受信機。
　一組の前記ローカル発振器、前記ミキサ、及び前記検波部から構成される受信部が使用する受信周波数とは異なるミリ波の送信周波数を利用する送信部と、
　前記送信周波数を有する無線信号を送信する送信アンテナ部とをさらに備え、
　前記送信部は、
　　前記送信周波数を有するミリ波帯のキャリア信号を出力するキャリア発振器と、
　　前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調するためのＯＯＫ変調器と、
　　前記電子機器が出力するデジタル信号を前記ＯＯＫ変調器に入力する入力回路と含み、
　　前記ＯＯＫ変調器は、前記入力回路から入力される前記デジタル信号に基づいて、前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調することを特徴とする、請求項１５～２１又は２８のいずれかに記載の無線受信機。
　アンテナの向きを変更することができるフレキシブル構造を有することを特徴とする、請求項１～１４のいずれかに記載の無線送信機又は請求項１５～２９に記載の無線受信機。
　第１の電子機器に１チャネル以上の第１の伝送路を介して接続される第１の無線機と、第２の電子機器に１チャネル以上の第２の伝送路を介して接続される第２の無線機とを備える無線伝送システムであって、
　前記第１の無線機は、
　　前記第１の伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のキャリア信号を出力する１以上のキャリア発振器と、
　　前記１以上のキャリア発振器毎に設けられており、対応する前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調するための１以上のＯＯＫ変調器と、
　　前記第１の伝送路のチャネル毎に設けられており、前記第１の電子機器が出力する１チャネル以上のデジタル信号を前記ＯＯＫ変調器に入力する１以上の入力回路と、
　　前記ＯＯＫ変調器から出力されるミリ波の信号を無線信号として出力する送信アンテナ部とを含み、
　　前記１以上のＯＯＫ変調器は、前記入力回路から入力される前記デジタル信号に基づいて、前記キャリア発振器が出力する前記キャリア信号をオンオフ変調し、
　前記第２の無線機は、
　　前記送信アンテナ部から出力される前記無線信号を受信する受信アンテナ部と、
　　前記第２の伝送路のチャネル毎に設けられており、ミリ波帯のローカル信号を出力する１以上のローカル発振器と、
　　前記１以上のローカル発振器毎に設けられており、前記ローカル発振器が出力する前記ローカル信号によって、前記無線信号をダウンコンバートする１以上のミキサと、
　　前記１以上のミキサ毎に設けられており、前記ミキサによってダウンコンバートされた信号を復調し、前記デジタル信号を再生する１以上の検波部とを含むことを特徴とする、無線伝送システム。
　電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線送信機で用いられる無線送信方法であって、
　前記伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のキャリア信号のキャリア周波数が設定されており、
　前記伝送路を介して出力される前記電子機器からのデジタル信号に基づいて、当該デジタル信号の前記チャネルに対応するキャリア信号をオンオフ変調することによって、前記チャネル毎に、ミリ波の無線信号を送信することを特徴とする、無線送信方法。
　電子機器に１チャネル以上の伝送路を介して接続される無線受信機で用いられる無線受信方法であって、
　前記伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のローカル信号のローカル周波数が設定されており、
　ＯＯＫ変調された受信無線信号を、チャネル毎にダウンコンバートして、ダウンコンバートされた信号を復調して、チャネル毎のベースバンド信号に再生することを特徴とする、無線受信方法。
　第１の電子機器に１チャネル以上の第１の伝送路を介して接続される第１の無線機と、第２の電子機器に１チャネル以上の第２の伝送路を介して接続される第２の無線機とを備える無線伝送システムで用いられる無線通信方法であって、
　前記第１の伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のキャリア信号のキャリア周波数が設定されており、
　前記第１の伝送路を介して出力される前記第１の電子機器からのデジタル信号に基づいて、当該デジタル信号の前記チャネルに対応するキャリア信号をオンオフ変調することによって、各前記チャネル毎に、ミリ波の無線信号を送信し、
　前記第２の伝送路のチャネル毎に、ミリ波帯のローカル信号のローカル周波数が設定されており、
　ＯＯＫ変調された受信無線信号を、チャネル毎にダウンコンバートして、ダウンコンバートされた信号を復調して、チャネル毎のベースバンド信号に再生することを特徴とする、無線通信方法。