WO2011105177A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2011105177A1
WO2011105177A1 PCT/JP2011/051979 JP2011051979W WO2011105177A1 WO 2011105177 A1 WO2011105177 A1 WO 2011105177A1 JP 2011051979 W JP2011051979 W JP 2011051979W WO 2011105177 A1 WO2011105177 A1 WO 2011105177A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
power converter
winding
power
cluster
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/051979
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
井上　重徳
加藤　修治
Original Assignee
株式会社日立製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立製作所 filed Critical 株式会社日立製作所
Priority to EP11747141.7A priority Critical patent/EP2541752B1/en
Priority to CN201180008116.4A priority patent/CN102742142B/zh
Publication of WO2011105177A1 publication Critical patent/WO2011105177A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
    • H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
    • H02J3/1842—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein at least one reactive element is actively controlled by a bridge converter, e.g. active filters
    • H02J3/1857—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein at least one reactive element is actively controlled by a bridge converter, e.g. active filters wherein such bridge converter is a multilevel converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/20—Active power filtering [APF]

Definitions

  • the present invention relates to a power converter, and more particularly to a three-phase converter configured by delta connection of three single-phase converters.
  • a delta connection cascade multilevel converter (hereinafter referred to as CMC) is a circuit capable of outputting a voltage higher than the withstand voltage of the switching element, using a switching element such as Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) capable of on / off control. It is a system.
  • the delta connection CMC is configured by delta connection of three series bodies of a cluster that is a series body of a plurality of unit cells and a single phase reactor.
  • each unit cell is a single-phase full bridge circuit, and includes a switching element and a DC capacitor.
  • the unit cell outputs a DC capacitor voltage, a voltage reverse to the DC capacitor voltage, or a zero voltage by controlling the on / off of the switching element.
  • each cluster is a series body of one or more unit cells
  • the output voltage of each cluster (hereinafter referred to as a cluster voltage) is the sum of the output voltages of one or more unit cells included in the cluster.
  • the cluster voltage can be made into a multilevel waveform by appropriately shifting the switching timing of each unit cell in the cluster. Therefore, the harmonic component of the cluster voltage can be reduced by increasing the number of unit cells included in each cluster.
  • the delta connection CMC connected to the power system can be operated, for example, as a self-excitation reactive power compensator (STATCOM).
  • STATCOM self-excitation reactive power compensator
  • Each cluster voltage of the delta connection CMC is not an ideal sine wave, but is a multilevel waveform generated by switching of unit cells included in the cluster, and contains a harmonic voltage.
  • harmonic current hereinafter referred to as circulating harmonic current
  • circulating harmonic current harmonic current
  • the core of the single-phase reactor requires a cross-sectional area that does not cause magnetic saturation due to the magnetic flux generated by the fundamental wave current, so the volume and weight of the single-phase reactor are large.
  • the present invention relates to a power conversion device in which three series bodies of a cluster consisting of one or more unit cells connected in cascade and a winding are delta-connected. It is characterized in that two windings are wound around a common iron core so that the magnetomotive force is polarized to form a common iron core reactor.
  • the present invention is characterized in that the three windings are electrically connected in series.
  • the present invention is characterized in that the unit cell is a two-terminal element capable of outputting an arbitrary voltage.
  • the unit cell is a full bridge circuit in which a capacitor is connected on the DC side.
  • the present invention is characterized in that the common core is provided with a gap.
  • the common iron core does not have a magnetic flux density generated due to a zero-phase component of current flowing through the three series members exceeding a saturation magnetic flux density of iron core material of the common iron core. It is characterized by having the following cross-sectional area.
  • the present invention is characterized in that the power conversion device is provided with a function of controlling the fundamental zero-phase current circulating in the three series bodies.
  • the present invention is characterized in that the power converter is provided with a function of controlling the third harmonic current circulating in the three series bodies.
  • the present invention is characterized in that the power converter is provided with a structure for balancing the coupling coefficients of the three windings.
  • the common iron core is a tripod iron core, and each of the three windings is divided into three divided windings connected in series, and the upper end of the central leg of the tripod iron core is The first phase first split winding, the second phase first split winding, and the third phase first split winding are wound in order of proximity to the central leg, and in the middle step of the central leg of the tripod iron core from the central leg The second phase second divided winding, the third phase second divided winding, and the first phase second divided winding are wound in the order of closeness, and in the lower part of the central leg of the tripod iron core, in the order closer to the central leg.
  • a third phase third divided winding, a first phase third divided winding, and a second phase third divided winding are wound.
  • the set of the three divided windings wound around the upper end of the central leg and the set of the three divided windings wound around the middle end of the central leg is arbitrarily replaced.
  • the present invention is characterized in that, in the reactive power compensation device, the aforementioned power conversion device is connected to the first winding of the transformer, and the second winding of the transformer is connected to the power system. It is.
  • the present invention is characterized in that, in the power converter, a secondary battery, a solar cell, a fuel cell, and other active power supply means are connected to the direct current side of the full bridge.
  • the present invention is characterized in that the power conversion device described above is connected to a first winding of a transformer, and a second winding of the transformer is connected to a power system. is there.
  • the present invention is characterized in that, in the power conversion device, the power conversion device described above is connected to an AC load, and power of an arbitrary amplitude and an arbitrary frequency is supplied to the AC load.
  • the present invention has a function to control the torque, the number of rotations, the position, etc. of the motor by connecting the above-mentioned power conversion device to the motor and supplying power of any amplitude and any frequency to the motor. It is characterized by having.
  • the reactor for suppressing the circulating harmonic current of the delta connection CMC can be greatly reduced in size and weight.
  • the magnetomotive force generated in the common iron core is only the component caused by the circulating harmonic current because the component caused by the fundamental wave current is offset.
  • the circulating harmonic current is smaller than the fundamental current.
  • the core area of the reactor can be reduced as the magnetic energy that needs to be stored in the core is reduced.
  • the common core reactor of the present invention of the present invention in which only a small circulating harmonic current contributes to accumulated magnetic energy as compared to the fundamental current can be used with a core having a smaller cross section compared to a single phase reactor of the prior art is there.
  • the present invention is also applicable to multi-phase CMC.
  • Delta connection CMC Unit cell by full bridge circuit.
  • Common core reactor Example of cluster voltage waveform.
  • Equivalent circuit of the delta connection CMC according to the present invention Detailed structure of common core reactor.
  • a full bridge cell connected with a secondary battery. Power converter connected with motor.
  • the delta connection CMC is realized in which the volume and weight of the reactor are significantly reduced as compared with the delta connection CMC according to the prior art.
  • the power converter 102 connected to the power system 101 includes a transformer 103, a common core reactor 104, an uv phase cluster 109, a vw phase cluster 110, and a wu phase cluster 111.
  • Common core reactor 104 includes uv phase winding 105, vw phase winding 106, wu phase winding 107, and common core 108, and uv, vw and wu phase windings 105 to 107 are generated at common core 108.
  • the magnetic force is wound so as to be an added polarity.
  • the uv phase cluster 109 and the uv phase winding 105 are connected in series.
  • the vw phase cluster 110 and the vw phase winding 106, and the wu phase cluster 111 and the wu phase winding 106 are connected in series, respectively.
  • the series connection of uv phase cluster 109 and uv phase winding 105, the series connection of vw phase cluster 110 and vw phase winding 106, and the series connection of wu phase cluster 111 and wu phase winding 107 are delta connected.
  • the respective connection points are connected to the u, v and w points of the secondary winding of the transformer.
  • the uv-phase winding 105, the vw-phase cluster 110, the vw-phase winding 106, and the wu-phase winding 107 are electrically connected in series.
  • the uv, vw, wu phase clusters 109 to 111 are composed of one or more unit cells 112 connected in cascade.
  • each voltage and current in FIG. 1 are defined as follows.
  • the cluster voltage of the uv phase cluster 109 is denoted as Vuv
  • the cluster voltage of the vw phase cluster 110 is denoted as Vvw
  • the cluster voltage of the wu phase cluster 111 is denoted as Vwu.
  • the current of the u phase flowing through the secondary winding of the transformer is denoted by Iu, the current of the v phase by Iv, and the current of the w phase by Iw. Furthermore, the current flowing in the uv phase cluster 109 and the uv phase winding 105 is denoted as Iuv, the current flowing in the vw phase cluster 110 and the vw phase winding 106 is denoted as Ivw, and the wu phase cluster 111 and the wu phase winding 107 The current flowing through is denoted Iwu.
  • the unit cell 112 is a full bridge circuit consisting of an x phase high side switching element 201, an x phase low side switching element 202, a y phase high side switching element 203, a y phase low side switching element 204, and a DC capacitor 205.
  • a unit cell voltage Vkj is output between two points, point y and point y.
  • k uv, vw, wu, and represents the phase of the cluster to which the unit cell 112 belongs.
  • j 1, 2,..., M, indicating the number of unit cells 112 connected in each cluster.
  • M represents the number of unit cells 112 included in each cluster.
  • the uv phase winding 105, the vw phase winding 106, and the wu phase winding 107 are wound around the common core 108 so that the magnetomotive force is applied.
  • a gap 301 is provided in the common core 108, and magnetic energy of the common core reactor 104 is mainly accumulated in the gap 301. It is also possible to omit the gap by setting the length of the gap 301 to zero.
  • Iuv, Ivw, Iwu each include a fundamental wave component and a harmonic component. Furthermore, the fundamental wave component and the harmonic wave component can be decomposed into the positive phase / negative phase component and the zero phase component, respectively.
  • a control method of the delta connection CMC for controlling Iuv, Ivw, and Iwu to a desired current will be described later.
  • the Iuv 12 flowing to the uv phase winding 105, the Ivw 12 flowing to the vw phase winding 106, and the Iwu 12 flowing to the wu phase winding 107 respectively generate a magnetomotive force in the iron core 108.
  • the magnetomotive forces cancel each other and become zero. Therefore, in theory, Iuv12, Ivw12, Iwu12 do not generate a magnetomotive force to the common core 108.
  • I 0 generates a magnetomotive force to the common core 108.
  • I 0 is the circulating fundamental current circulating in the three delta-connected clusters.
  • I0 can be controlled to a desired value, and can be zero.
  • the Iuvh 12 flowing in the uv phase winding 105, the Ivwh 12 flowing in the vw phase winding 106, and the Iwuh 12 flowing in the wu phase winding 107 respectively generate a magnetomotive force in the iron core 108.
  • the magnetomotive forces cancel each other and become zero. Therefore, theoretically, Iuvh12, Ivwh2 and Iwuh12 do not generate a magnetomotive force to the common core 108.
  • Ih0 generates a magnetomotive force on the common core 108.
  • Ih0 is a circulating harmonic current circulating through three delta-connected clusters.
  • the reactor of the present invention has an inductance only in the circulating current.
  • the stored energy Eb of the single-phase reactor 1 is expressed by the following equation.
  • the following equation shows an example of a single-phase reactor consisting of a uv-phase winding and its individual iron core.
  • Eb L ⁇ (Iuv12 + Iuvh12 + I0 / 3 + Ih0 / 3) ⁇ 2/2
  • the fundamental wave positive phase / negative phase component Iuv12 contributing to the original function of the delta connection CMC is dominant, and the stored energy Ea ⁇ Eb. Therefore, the stored energy of the common core reactor 104 of the present invention is smaller than the stored energy of the prior art reactor.
  • the core area of the reactor can be reduced as the magnetic energy that needs to be stored is reduced. Therefore, the core cross-sectional area of common core reactor 104 using common core 108 according to the present invention can be reduced as compared with three reactors according to the prior art.
  • the common core 108 needs to have a cross-sectional area such that the magnetic flux density generated due to I0 and Ih0 does not exceed the saturation magnetic flux density of the core material.
  • the unit cell voltage Vkj Is approximately Vkj -VCkj regardless of the current flowing through each unit cell.
  • cluster voltages Vuv, Vvw, and Vwu will be described.
  • on / off control of the switching element included in each unit cell 112 is performed by carrier phase shift PWM (Pulse-Width Modulation).
  • PWM Pulse-Width Modulation
  • M 6 as the number M of unit cells 112 included in each of the clusters 109 to 111
  • the frequency of the triangular wave carrier signal of each unit cell 112 is nine times the fundamental frequency.
  • the present invention is also effective when the number M of unit cells and the frequency of the carrier signal have other values.
  • FIG. 4 shows the waveforms of Vuv, Vvw and Vwu from the top, and the bottom is the sum Vuv + Vvw + Vwu of them.
  • the horizontal axis in FIG. 4 represents the phase angle in radians [rad] in units of ⁇ , and the vertical axis represents each cluster voltage in an arbitrary unit [a.u.] (Arbitrary Unit).
  • each cluster 109 to 111 which is a series body of one or more unit cells 112 is a sum of output voltages of one or more unit cells 112 included in the cluster regardless of the current flowing to the cluster.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit of FIG. 1 in which each of the clusters 107 to 109 is regarded as a voltage source based on the above viewpoint.
  • the power system 101 is represented by star-connected sine wave voltage sources VU, VV, VW, and the line voltages are denoted as VUV, VVW, VWU.
  • the transformer 103 is represented by a leakage inductance L.
  • the uv-phase, vw-phase and wu-phase cluster voltages 109, 110 and 111 are represented by voltage sources Vuv, Vvw and Vwu.
  • the windings 105 to 107 connected in series with each cluster are magnetically coupled by a common core 108.
  • the cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu include fundamental components and harmonic components.
  • cluster voltage Vuv + Vvw + Vwu includes harmonic components, that is, zero-phase harmonic components, and a current proportional to time integration of the zero-phase harmonic components becomes a circulating harmonic current.
  • the waveform of FIG. 4 is an example, and it is also possible to control so that the cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu include zero-phase fundamental wave components or harmonic components of any order below the switching frequency.
  • a differential voltage between line voltages VUV, VVW, VWU of power system 101 and cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu is applied to a leakage inductance L of transformer 103.
  • the grid currents Iu, Iv, Iw are proportional to the time integral of the applied voltage of the leakage inductance L. Therefore, if the applied voltage of L is controlled via cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu based on the error between system current command values Iu *, Iv *, Iw * and actual currents Iu, Iv, Iw, system current Iu , Iv, Iw can be feedback controlled.
  • the power conversion apparatus 102 supplies the phase advance reactive power to the power system as STATCOM will be described below.
  • the respective cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu With the frequency of the fundamental wave component of each cluster voltage Vuv, Vvw, Vwu and the phase of the fundamental wave component matched with the frequency and phase of the system line voltages VUV, VVW, VWU, the respective cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu The amplitude is made higher than the amplitude of the system line voltages VUV, VVW, VWU.
  • the fundamental wave components included in each of the cluster voltages Vuv, Vvw, and Vwu are only positive-phase components, so that the fundamental wave voltage is not applied to the windings 105 to 107 of the common core reactor 104.
  • the respective cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu With the frequency of the fundamental wave component of each cluster voltage Vuv, Vvw, Vwu and the phase of the fundamental wave component matched with the frequency and phase of the system line voltages VUV, VVW, VWU, the respective cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu The amplitude is made lower than the amplitude of the system line voltages VUV, VVW, VWU.
  • a voltage having the same phase as the system phase voltages VU, VV, and VW is applied to the leakage inductance L of the transformer 103.
  • the fundamental wave components included in each of the cluster voltages Vuv, Vvw, and Vwu are only positive-phase components, so that the fundamental wave voltage is not applied to the windings 105 to 107 of the common core reactor 104.
  • the system current Iu, Iv, Iw can be controlled by controlling the voltage applied to the leakage inductance L of the transformer 103 through the control of each cluster voltage Vuv, Vvw, Vwu. Therefore, the system currents Iu, Iv, and Iw may be not only the fundamental wave positive phase current but also the negative phase fundamental wave current and the positive and negative harmonic currents.
  • each of the cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu can be controlled to include the zero-phase fundamental wave components Vuv0, Vvw0, Vwu0. Since the circulating fundamental wave current I0 flowing through each cluster is proportional to the time integral of Vuv0 + Vvw0 + Vwu0, I0 can be controlled through Vuv0, Vvw0 and Vwu0.
  • control is also possible to flow any three multiple harmonic current lower than the switching frequency as the circulating harmonic current Ih0.
  • each unit cell 112 in the present embodiment includes only the capacitor 205 on the DC side. Therefore, when the power conversion device 102 exchanges active power with the power system 101, the capacitor 205 becomes overcharged or overdischarged in a very short time. For this reason, in the power conversion device 102 using the unit cell 112 having only the capacitor 205 on the DC side, active power can not be continuously exchanged with the power system.
  • FIG. 3 As an internal structure of the common core reactor 104, FIG. 3 is used in the above description. However, in FIG. 3, the vw-phase winding 106 is sandwiched between the uv-phase winding 105 and the wu-phase winding 107, and there is a possibility that the coupling coefficients of the three windings become unbalanced. When the coupling coefficients become unbalanced, a magnetomotive force is generated in the common core 108 by the positive and negative phase fundamental waves and harmonic currents that theoretically do not generate a magnetomotive force. Therefore, in reality, a winding structure that balances the coupling coefficients of the three windings is desirable.
  • FIG. 6 is an example of a winding structure that balances the coupling coefficients of the three windings.
  • the common core 108 is a tripod core.
  • the uv phase winding 105 is divided into three 105a, 105b and 105c.
  • the vw-phase winding 106 is divided into three parts 106a, 106b and 106c.
  • the wu-phase winding 107 is divided into three 107a, 107b, and 107c.
  • the windings of each phase are wound on the central leg of a common core 108 provided with a gap 301.
  • the uv-phase winding 105a, the vw-phase winding 106a, and the wu-phase winding 107a are wound on the upper end of the central leg of the common core 108 from the side closer to the central leg.
  • the wu-phase winding 107b, the uv-phase winding 105b, and the vw-phase winding 106b are wound in the order of the wu-phase winding 107b, the uv-phase winding 105b, and the vw-phase winding 106b from the side near the central leg.
  • the vw-phase winding 106c, the wu-phase winding 107c, and the uv-phase winding 105c are wound around the lower end of the central leg of the common core 108 from the side closer to the central leg.
  • a unit cell 701 to which an active power supply unit 702 as shown in FIG. 7 is connected is used.
  • M unit cells 112 included in each of the clusters 109 to 111 are replaced by the active power supply means shown in FIG. 7 from the unit cells shown in FIG.
  • the unit cell 701 is replaced with a unit cell 701.
  • the fundamental wave components included in each of the cluster voltages Vuv, Vvw, and Vwu are only positive-phase components, so that the fundamental wave voltage is not applied to the windings 105 to 107 of the common core reactor 104.
  • the fundamental wave components included in each of the cluster voltages Vuv, Vvw, and Vwu are only positive-phase components, so that the fundamental wave voltage is not applied to the windings 105 to 107 of the common core reactor 104.
  • the power converter 102 using a full bridge cell as a unit cell to which a secondary battery is connected as the active power supply means 702 can be linked to the power system 101 and used as a power storage system.
  • the active power supply means 702 it is possible to apply a device having a function of supplying active power, such as a secondary battery, a solar cell, a fuel cell, or another power supply device.
  • electric power is supplied to the motor and other AC loads using the power conversion device 102 using the unit cell 701 connected with the active power supply means 702 as shown in FIG.
  • the power conversion device 102 can be used as an AC voltage supply device of an arbitrary amplitude and an arbitrary frequency.
  • the motor 802 is connected as an AC load.
  • the power converter 801 composed of the common core reactor 104 and the clusters 109 to 111 is connected to the motor 802.
  • the power conversion device 801 and the motor 802 are directly connected in FIG. 8, it is also possible to install a transformer, a reactor, a filter, etc. between the power conversion device 801 and the motor 802.
  • the cluster voltages Vuv, Vvw, and Vwu of each cluster can be controlled.
  • the amplitudes of cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu are arbitrary in the range from zero to VBkj ⁇ M, where M is the number of unit cells included in each cluster, and VBkj is the DC voltage of each unit cell. Controllable to value.
  • the frequencies of the cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu can be controlled to any value in the range lower than the switching frequency.
  • the feedback control of the currents Iu, Iv, Iw flowing through the motor 802 via the cluster voltages Vuv, Vvw, Vwu directly or through current signals subjected to coordinate conversion allows the torque, rotational speed, rotation angle of the motor 802 Is controllable.
  • control of the motor can be performed.
  • the present invention can be applied to a multi-phase CMC.
  • 101 power system
  • 102 power converter
  • 103 transformer
  • 104 common core reactor
  • 105 uv phase winding
  • 106 vw phase winding
  • 107 wu phase winding
  • 108 iron core
  • 109 uv Phase cluster 110: vw phase cluster
  • 112 unit cell 201: x phase high side switching element 202: x phase low side switching element 203: y phase high side switching element 204 : Y phase low side switching element
  • 205 capacitor
  • 301 gap
  • 702 active power supply means
  • 801 power converter
  • 802 motor

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

　本発明は、３つの単相変換器をデルタ結線して構成されたデルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）に関し、従来のデルタ結線ＣＭＣでは体積・重量の大きな単相リアクトルが不可欠であったことを解決するものである。　本発明ではカスケード接続された１つまたは複数の単位セルからなるクラスタと巻線との直列体３つをデルタ結線した構成を備えた電力変換装置において、３つの巻線を起磁力が加極性となるように共通鉄心に巻回し、共通鉄心リアクトルを形成したことを特徴とする。

Description

電力変換装置
　本発明は電力変換装置に関し、特に３つの単相変換器をデルタ結線して構成された三相変換器に関する。
　デルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（以下、ＣＭＣと称す）は、Insulated Gate Bipolar Transistor（ＩＧＢＴ）などのオン・オフ制御可能なスイッチング素子を使用し、前記スイッチング素子の耐圧以上の電圧を出力できる回路方式である。〔非特許文献１〕によれば、デルタ結線ＣＭＣは複数の単位セルの直列体であるクラスタと単相リアクトルとの直列体３つをデルタ結線して構成される。
　〔非特許文献１〕によれば、各単位セルは単相フルブリッジ回路であり、スイッチング素子と直流コンデンサを備えている。単位セルはスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、直流コンデンサ電圧，直流コンデンサ電圧の逆極性の電圧、または零電圧を出力する。
　各クラスタは１つまたは複数の単位セルの直列体であるため、各クラスタの出力電圧（以下、クラスタ電圧と呼称）は該クラスタに含まれる１つまたは複数の単位セルの出力電圧の和となる。各クラスタが複数の単位セルを含む場合、該クラスタ内の各単位セルのスイッチング・タイミングを適切にシフトすることによって、クラスタ電圧をマルチレベル波形とすることができる。したがって、各クラスタに含まれる単位セルの個数を増加することによって、クラスタ電圧の高調波成分を低減できる。
　電力系統と連系したデルタ結線ＣＭＣを、例えば自励式無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）として運転することが可能である。
萩原誠・赤木泰文：「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）の分類と比較」、平成２０年電気学会産業応用部門大会、１－４５
　デルタ結線ＣＭＣの各クラスタ電圧は理想的な正弦波ではなく、該クラスタに含まれる単位セルのスイッチングによって生成されるマルチレベル波形であり、高調波電圧を含有する。
　３つのクラスタ電圧の基本波成分の振幅が等しく、位相が互いに１２０°ずつシフトしている場合、３つのクラスタ電圧の基本波成分の和は零となるが、高調波成分の和（以下、零相高調波電圧と呼称する）は零にならない。
　単相リアクトルのインダクタンスが零である場合、零相高調波電圧に起因して、３つのクラスタを循環する高調波電流（以下、循環高調波電流と呼称）が過大となり、クラスタ内のＩＧＢＴの破壊原因となる。したがって、零相高調波電圧に対するインピーダンスを有する単相リアクトルが不可欠である。
　デルタ結線ＣＭＣの各クラスタと単相リアクトルには、デルタ結線ＣＭＣの本来の機能（例えばＳＴＡＴＣＯＭとしての機能）を満足するために、基本波電流が流れる。
　単相リアクトルの鉄心は、前記の基本波電流によって生じる磁束で磁気飽和を起こさないような断面積を必要とするため、単相リアクトルの体積・重量が大きい。
　このように、従来のデルタ結線ＣＭＣでは体積・重量の大きな単相リアクトルが不可欠であった。
　上記課題を達成するために、本発明は、カスケード接続された１つまたは複数の単位セルからなるクラスタと巻線との直列体３つをデルタ結線して構成された電力変換装置において、前記３つの巻線を起磁力が加極性となるように共通鉄心に巻回し、共通鉄心リアクトルを形成したことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記３つの巻線は電気的に直列接続されていることを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記単位セルは任意の電圧を出力可能な２端子要素であることを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記単位セルは、直流側にコンデンサを接続したフルブリッジ回路であることを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記共通鉄心にギャップを設けたことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記共通鉄心は、前記直列体３つを流れる電流の零相成分に起因して生じる磁束密度が、該共通鉄心の鉄心材料の飽和磁束密度を超えないような断面積を有することを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記直列体３つを循環する基本波零相電流を制御する機能を備えたことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記直列体３つを循環する３の倍数次高調波電流を制御する機能を備えたことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記３つの巻線の結合係数をバランスする構造を備えたことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記共通鉄心を三脚鉄心とし、前記３つの巻線のそれぞれを直列接続された３つの分割巻線に分割し、前記三脚鉄心の中央脚の上段に、該中心脚から近い順に、第１相第１分割巻線，第２相第１分割巻線，第３相第１分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の中段に、該中心脚から近い順に、第２相第２分割巻線，第３相第２分割巻線，第１相第２分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の下段に、該中心脚から近い順に、第３相第３分割巻線，第１相第３分割巻線，第２相第３分割巻線を巻回したことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記中心脚の上段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中心脚の中段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中心脚の下段に巻回された前記３つの分割巻線の組とを任意に入れ替えたことを特徴とするものである。
　更に、本発明は無効電力補償装置において、前述の電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記フルブリッジの直流側に二次電池，太陽電池，燃料電池、その他の有効電力供給手段を接続したことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力貯蔵装置において、前述の電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前述の電力変換装置を交流負荷に接続し、該交流負荷に任意振幅，任意周波数の電力を供給することを特徴とするものである。
　更に、本発明は電動機駆動システムにおいて、前述の電力変換装置を電動機に接続し、該電動機に任意振幅，任意周波数の電力を供給することで該電動機のトルク，回転数，位置などを制御する機能を備えたことを特徴とするものである。
　本発明によれば、デルタ結線ＣＭＣの循環高調波電流を抑制するためのリアクトルを大幅に小形・軽量化できる。
　前記共通鉄心に生じる起磁力は、基本波電流に起因する成分が相殺されるため、循環高調波電流に起因する成分のみとなる。ここで、循環高調波電流は、基本波電流に比較して小さい。
　リアクトルの鉄心断面積は、該鉄心に蓄積する必要のある磁気エネルギーが減少するに従って小さくできる。このため、基本波電流に比較して小さい循環高調波電流のみが蓄積磁気エネルギーに寄与する本発明の共通鉄心リアクトルは、従来技術の単相リアクトルに比較して断面積の小さな鉄心を使用可能である。
　なお、以上の説明では三相ＣＭＣを例に用いたが、本発明は多相ＣＭＣにも適用できるものである。
本発明によるデルタ結線ＣＭＣ。 フルブリッジ回路による単位セル。 共通鉄心リアクトル。 クラスタ電圧の波形例。 本発明によるデルタ結線ＣＭＣの等価回路。 共通鉄心リアクトルの詳細構造。 二次電池を接続したフルブリッジセル。 電動機を接続した電力変換装置。
　以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
　本発明の第１の実施例について説明する。
　実施例１では、従来技術によるデルタ結線ＣＭＣに比較して、リアクトルの体積・重量を大幅に低減したデルタ結線ＣＭＣを実現している。
　以下、図１を用いて実施例１の全体構成を説明する。
　電力系統１０１に連系する電力変換装置１０２は、変圧器１０３，共通鉄心リアクトル１０４，ｕｖ相クラスタ１０９，ｖｗ相クラスタ１１０，ｗｕ相クラスタ１１１で構成されている。
　共通鉄心リアクトル１０４は、ｕｖ相巻線１０５，ｖｗ相巻線１０６，ｗｕ相巻線１０７，共通鉄心１０８で構成されており、ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ相巻線１０５～１０７は共通鉄心１０８に起磁力が加極性となるように巻回されている。
　ｕｖ相クラスタ１０９とｕｖ相巻線１０５とは直列に接続されている。同様に、ｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６、ｗｕ相クラスタ１１１とｗｕ相巻線１０６もそれぞれ直列に接続されている。
　ｕｖ相クラスタ１０９とｕｖ相巻線１０５の直列体と、ｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６の直列体と、ｗｕ相クラスタ１１１とｗｕ相巻線１０７の直列体とは、デルタ結線されており、各々の接続点は変圧器の２次巻線のｕ，ｖ，ｗ点に接続されている。
　前記３つの直列体がデルタ結線しているため、ｕｖ相巻線１０５とｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６とｗｕ相巻線１０７とは電気的に直列接続された構成となる。
　ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ相クラスタ１０９～１１１は、カスケード接続された１つまたは複数の単位セル１１２から構成されている。
　ここで、図１における各電圧・電流を以下のように定義する。
　ｕｖ相クラスタ１０９のクラスタ電圧をＶｕｖと表記し、ｖｗ相クラスタ１１０のクラスタ電圧をＶｖｗと表記し、ｗｕ相クラスタ１１１のクラスタ電圧をＶｗｕと表記することにする。
　変圧器の二次巻線に流れるｕ相の電流をＩｕ、ｖ相の電流をＩｖ、ｗ相の電流をＩｗと表記することにする。さらに、ｕｖ相クラスタ１０９とｕｖ相巻線１０５に流れる電流をＩｕｖと表記し、ｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６に流れる電流をＩｖｗと表記し、ｗｕ相クラスタ１１１とｗｕ相巻線１０７に流れる電流をＩｗｕと表記することにする。
　以下、単位セル１１２の内部構成について、図２を用いて説明する。
　単位セル１１２はｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１，ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２，ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３，ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４，直流コンデンサ２０５からなるフルブリッジ回路であり、ｘ点，ｙ点の２点の間に単位セル電圧Ｖｋｊを出力する。ここで、ｋはｋ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕであり、該単位セル１１２の所属するクラスタの相を表わす。また、ｊ＝１，２，…，Ｍであり、各クラスタ内で何番目に接続されている単位セル１１２であるかを表わす。ただし、Ｍは各クラスタに含まれる単位セル１１２の個数を表わす。
　以下、共通鉄心リアクトル１０４の各巻線の磁気結合と、鉄心を小形化できる原理について、図３を用いて説明する。
　ｕｖ相巻線１０５，ｖｗ相巻線１０６，ｗｕ相巻線１０７は、共通鉄心１０８に起磁力が加極性となるように巻回されている。共通鉄心１０８にはギャップ３０１を設けており、共通鉄心リアクトル１０４の磁気エネルギーは主にギャップ３０１に蓄積される。なお、ギャップ３０１の長さを零として、ギャップを省略することも可能である。
　Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕは、それぞれ基本波成分と高調波成分とを含む。さらに、基本波成分と高調波成分とはそれぞれ正相・逆相成分と零相成分とに分解できる。
　なお、Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを所望の電流に制御するためのデルタ結線ＣＭＣの制御法については後述する。
　Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの基本波正相・逆相成分をＩｕｖ１２，Ｉｖｗ１２，Ｉｗｕ１２と表記することにすれば、次式が成立する。
（数１）
　　Ｉｕｖ１２＋Ｉｖｗ１２＋Ｉｗｕ１２＝０
　ｕｖ相巻線１０５に流れるＩｕｖ１２と、ｖｗ相巻線１０６に流れるＩｖｗ１２と、ｗｕ相巻線１０７に流れるＩｗｕ１２とは、それぞれ鉄心１０８に起磁力を生じる。しかし、上式が成立するがゆえに、それぞれの起磁力は互いに相殺して零となる。したがって、理論上、Ｉｕｖ１２，Ｉｖｗ１２，Ｉｗｕ１２は共通鉄心１０８に起磁力を生じない。
　また、Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの基本波零相成分をＩｕｖ０，Ｉｖｗ０，Ｉｗｕ０と表記することにすれば、次式が成立する。
（数２）
　　Ｉｕｖ０＋Ｉｖｗ０＋Ｉｗｕ０＝３×Ｉ０
　したがって、Ｉ０は共通鉄心１０８に起磁力を生じる。ただし、Ｉ０はデルタ結線された３つのクラスタを循環する循環基本波電流である。後述するが、Ｉ０は所望の値に制御可能であり、零にすることもできる。
　Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの高調波正相・逆相成分をＩｕｖｈ１２，Ｉｖｗｈ１２，Ｉｗｕｈ１２と表記することにすれば、次式が成立する。
（数３）
　　Ｉｕｖｈ１２＋Ｉｖｗｈ１２＋Ｉｗｕｈ１２＝０
　ｕｖ相巻線１０５に流れるＩｕｖｈ１２と、ｖｗ相巻線１０６に流れるＩｖｗｈ１２と、ｗｕ相巻線１０７に流れるＩｗｕｈ１２とは、それぞれ鉄心１０８に起磁力を生じる。しかし、上式が成立するがゆえに、それぞれの起磁力は互いに相殺して零となる。したがって、理論上、Ｉｕｖｈ１２，Ｉｖｗｈ２，Ｉｗｕｈ１２は共通鉄心１０８に起磁力を生じない。
　Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの高調波零相成分をＩｕｖｈ０，Ｉｖｗｈ０，Ｉｗｕｈ０と表記することにすれば、次式が成立する。
（数４）
　　Ｉｕｖ０＋Ｉｖｗ０＋Ｉｗｕ０＝３×Ｉｈ０
　したがって、Ｉｈ０は共通鉄心１０８に起磁力を生じる。ただし、Ｉｈ０はデルタ結線された３つのクラスタを循環する循環高調波電流である。
　以上で説明した電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの各成分のうち、鉄心に起磁力を生じる成分は循環基本波電流Ｉ０と循環高調波電流Ｉｈ０のみである。したがって、本発明のリアクトルは、循環電流のみにインダクタンスを持つ。
　本発明の共通鉄心リアクトル１０４の蓄積エネルギーＥａは次式となる。
（数５）
　　Ｅａ＝Ｌ×（Ｉ０＋Ｉｈ０）＾２／２（ただし「＾」は累乗を表わす）
　一方、従来技術のように、ｕｖ相巻線１０５，ｖｗ相巻線１０６，ｗｕ相巻線１０７を個別の鉄心に巻回し、３つのリアクトルとする場合、Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの各々に含まれる全ての成分が個別の鉄心３つに起磁力を生じる。
　従来技術による単相リアクトル１つの蓄積エネルギーＥｂは次式で表わされる。ただし、次式はｕｖ相巻線とその個別鉄心からなる単相リアクトルを例として示している。
（数６）
　　Ｅｂ＝Ｌ×（Ｉｕｖ１２＋Ｉｕｖｈ１２＋Ｉ０／３＋Ｉｈ０／３）＾２／２
　上式において、デルタ結線ＣＭＣの本来の機能に資する基本波正相・逆相成分Ｉｕｖ１２が支配的であり、蓄積エネルギーＥａ＜Ｅｂとなる。したがって、本発明の共通鉄心リアクトル１０４の蓄積エネルギーは従来技術のリアクトルの蓄積エネルギーより小さい。
　リアクトルの鉄心断面積は、蓄積する必要のある磁気エネルギーが減少すると小さくできる。したがって、従来技術によるリアクトル３つに比較して、本発明による共通鉄心１０８を使用した共通鉄心リアクトル１０４の鉄心断面積を小さくすることができる。
　なお、共通鉄心１０８は、Ｉ０とＩｈ０に起因して生じる磁束密度が、鉄心材料の飽和磁束密度を超えないような断面積を必要とする。
　以下、図１，図２，図５を用いて、本発明による電力変換装置におけるＩｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの制御法を説明する。
　まず、図２に示す単位セル１１２に電圧Ｖｋｊを出力させる方法を説明する。
　直流コンデンサ電圧をＶＣｋｊと表記することにすると、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオン、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオフ、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオフ、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオンの場合に単位セル電圧Ｖｋｊは、各単位セルに流れる電流に関係なく大略Ｖｋｊ＝ＶＣｋｊとなる。
　また、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオン、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオフ、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオン、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオフの場合、および、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオフ、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオン、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオフ、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオンの場合に単位セル電圧Ｖｋｊは、各単位セルに流れる電流に関係なく大略Ｖｋｊ＝０となる。
　さらに、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオフ、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオン、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオン、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオフの場合に単位セル電圧Ｖｋｊは、各単位セルに流れる電流に関係なく大略Ｖｋｊ＝－ＶＣｋｊとなる。
　したがって、各単位セル１１２は、該単位セル１１２に流れる電流に関係なく、Ｖｋｊ＝ＶＣｋｊ，０、または－ＶＣｋｊを出力する電圧源と見なすことができる。
　次に、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕについて説明する。本実施例では各単位セル１１２に含まれるスイッチング素子のオン・オフ制御をキャリア位相シフトＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）によって行うものとする。また、本実施例では、各クラスタ１０９～１１１のそれぞれに含まれる単位セル１１２の個数ＭとしてＭ＝６、各単位セル１１２の三角波キャリア信号の周波数を基本波周波数の９倍である場合を例にとって説明するが、単位セルの個数Ｍやキャリア信号の周波数が他の値であるときにも、本発明は有効である。
　各クラスタがＭ＝６個の単位セル１１２を含む場合、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは図４に示す波形のように、２Ｍ＋１＝１３レベルの波形となる。ここで、図４は上段からＶｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形であり、最下段がそれらの和Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ＋Ｖｗｕである。なお、図４の横軸はπを単位として位相角をラジアン［rad］で表わしており、縦軸は各クラスタ電圧を任意の単位［ａ.ｕ.］（Arbitrary Unit）で表わしている。
　ここで、１つまたは複数の単位セル１１２の直列体である各クラスタ１０９～１１１は、該クラスタに流れる電流に関係なく、該クラスタに含まれる１つまたは複数の単位セル１１２の出力電圧の和を出力する電圧源と見なすことができる。
　図５は、以上のような観点に基づいて、各クラスタ１０７～１０９を電圧源と見なした場合の図１の等価回路である。電力系統１０１はスター結線された正弦波電圧源ＶＵ，ＶＶ，ＶＷで表わしており、線間電圧をＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵと表記することにする。
　変圧器１０３は漏れインダクタンスＬで表わしている。ｕｖ相，ｖｗ相，ｗｕ相クラスタ電圧１０９，１１０，１１１は電圧源Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕで表わしている。各クラスタと直列接続された巻線１０５～１０７は、共通鉄心１０８によって磁気結合している。
　クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは基本波成分と高調波成分を含んでいる。図４では、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の振幅を等しく設定し、基本波成分の位相を互いに１２０°ずつシフトさせている。したがって、図４の最下段の波形であるクラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの和（＝Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ＋Ｖｗｕ）には基本波成分が含まれない。しかし、クラスタ電圧Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ＋Ｖｗｕは高調波成分、すなわち零相高調波成分を含んでおり、この零相高調波成分の時間積分に比例した電流が循環高調波電流となる。
　ただし、図４の波形は一例であり、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが零相基本波成分や、スイッチング周波数以下の任意の次数の高調波成分を含むように制御することも可能である。
　次に、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分を利用して、電力系統１０１と電力変換装置１０２とを流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを制御する方法を説明する。
　電力系統１０１の線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵと各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕとの差電圧は、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬに印加される。系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、漏れインダクタンスＬの印加電圧の時間積分に比例する。したがって、系統電流指令値Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ*と実際の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの誤差に基づき、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを介してＬの印加電圧を制御すれば、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをフィードバック制御できる。
　一例として、以下で電力変換装置１０２がＳＴＡＴＣＯＭとして、電力系統に進相無効電力を供給する場合について説明する。
　各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と位相に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの振幅より高くする。
　この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと逆位相の電圧が印加される。
　なお、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕに含まれる基本波成分は正相成分のみであるため、共通鉄心リアクトル１０４の各巻線１０５～１０７には基本波電圧が印加されない。
　変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより位相が９０度進んだ系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１に対して進相無効電力を供給するように制御できる。
　次に、以下で電力変換装置１０２がＳＴＡＴＣＯＭとして、電力系統に遅相無効電力を供給する場合について説明する。
　各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と位相に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの振幅より低くする。
　この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと同位相の電圧が印加される。
　なお、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕに含まれる基本波成分は正相成分のみであるため、共通鉄心リアクトル１０４の各巻線１０５～１０７には基本波電圧が印加されない。
　変圧器１０３の漏れインダクタンスＬは、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより位相が９０度遅れた系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１に対して遅相無効電力を供給するように制御できる。
　以上、電力変換装置１０２がＳＴＡＴＣＯＭとして、電力系統１０１に進相または遅相無効電力を供給する場合の制御法について説明した。ただし、前述のように、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの制御を介して変圧器１０３の漏れインダクタンスＬに印加される電圧を制御することで、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを制御できる。したがって、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは基本波正相電流だけでなく、逆相基本波電流や正相・逆相の高調波電流であってもよい。
　また、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが零相基本波成分Ｖｕｖ０，Ｖｖｗ０，Ｖｗｕ０を含むように制御することもできる。各クラスタを循環して流れる循環基本波電流Ｉ０は、Ｖｕｖ０＋Ｖｖｗ０＋Ｖｗｕ０の時間積分に比例するため、Ｖｕｖ０，Ｖｖｗ０，Ｖｗｕ０を通じてＩ０を制御できる。
　さらに、零相基本波成分Ｖｕｖ０＋Ｖｖｗ０＋Ｖｗｕ０を３の倍数次高調波とすることで、スイッチング周波数より低い任意の３の倍数次高調波電流を循環高調波電流Ｉｈ０として流す制御も可能である。
　以上で説明したように、本発明の共通鉄心１０８を用いた共通鉄心リアクトル１０４を用いた場合にも、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと循環電流Ｉ０，Ｉ０ｈを制御可能である。　なお、本実施例における各単位セル１１２は、直流側にコンデンサ２０５のみを備えている。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１と有効電力を授受すると、コンデンサ２０５がごく短時間で過充電または過放電となってしまう。このため、直流側にコンデンサ２０５のみを備えた単位セル１１２を使用した電力変換装置１０２では、電力系統との間で有効電力を継続的に授受することはできない。
　以下、共通鉄心リアクトル１０４の詳細構造の例について説明する。
　共通鉄心リアクトル１０４の内部構造として、以上の説明では図３を用いた。しかし、図３では、ｕｖ相巻線１０５とｗｕ相巻線１０７の間にｖｗ相巻線１０６が挟まれる構造となっており、３つの巻線の結合係数がアンバランスとなる恐れがある。該結合係数がアンバランスとなった場合、理論上は起磁力を生じない正相・逆相の基本波および高調波電流によって、共通鉄心１０８に起磁力が発生する。したがって、現実的には３つの巻線の結合係数をバランスさせる巻線構造が望ましい。
　図６は、３つの巻線の結合係数をバランスさせる巻線構造の一例である。図６では共通鉄心１０８を三脚鉄心としている。
　ｕｖ相巻線１０５を１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃに３分割している。同様に、ｖｗ相巻線１０６を１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃに３分割している。さらに、ｗｕ相巻線１０７を１０７ａ，１０７ｂ，１０７ｃに３分割している。
　各相の巻線が、ギャップ３０１を設けた共通鉄心１０８の中央脚に巻回されている。
　共通鉄心１０８の中心脚の上段に、該中央脚に近い方から、ｕｖ相巻線１０５ａ，ｖｗ相巻線１０６ａ，ｗｕ相巻線１０７ａの順に巻回されている。
　共通鉄心１０８の中心脚の中段に、該中央脚に近い方から、ｗｕ相巻線１０７ｂ，ｕｖ相巻線１０５ｂ，ｖｗ相巻線１０６ｂの順に巻回されている。
　共通鉄心１０８の中心脚の下段に、該中央脚に近い方から、ｖｗ相巻線１０６ｃ，ｗｕ相巻線１０７ｃ，ｕｖ相巻線１０５ｃの順に巻回されている。
　このような巻線構造とすることで、各巻線と鉄心の磁気結合を大略バランスさせることが可能となる。これにより、理論上は発生しない正相・逆相の基本波および高調波電流によって共通鉄心１０８に発生する磁束の発生を抑制できるため、共通鉄心１０８の断面積を小さく設計することが可能となる。
　次に、本発明の第２の実施例について説明する。
　実施例２では、実施例１の単位セル１１２であった図２に代えて、図７に示すような有効電力供給手段７０２を接続した単位セル７０１を使用する。
　これにより、実施例２では、電力系統１０１と電力変換装置１０２との間で有効電力の授受が可能となる。
　以下、実施例２の全体構成を説明する。
　実施例２では、図１に示した電力変換装置１０２において、各クラスタ１０９～１１１に含まれるＭ個の単位セル１１２を、図２に示した単位セルから、図７に示した有効電力供給手段７０２を接続した単位セル７０１に置換した構成とする。
　そして、全体構成において、これ以外の点では実施例１と同様である。
　以下、電力系統１０１から電力変換装置１０２が有効電力を受電する場合の制御について、図５を参照しながら説明する。
　各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と振幅に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの位相より遅れさせる。
　この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより９０°位相の進んだ電圧が印加される。
　なお、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕに含まれる基本波成分は正相成分のみであるため、共通鉄心リアクトル１０４の各巻線１０５～１０７には基本波電圧が印加されない。
　変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと同位相の系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１から有効電力を受電するように制御できる。
　次に、電力変換装置１０２が電力系統１０１に有効電力を供給する場合の制御について、図５を参照しながら説明する。
　各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と振幅に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの位相より進ませる。
　この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより９０°位相の遅れた電圧が印加される。
　なお、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕに含まれる基本波成分は正相成分のみであるため、共通鉄心リアクトル１０４の各巻線１０５～１０７には基本波電圧が印加されない。
　変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと逆位相の系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力系統１０１が電力変換装置１０２に有効電力を供給するように制御できる。
　以上で説明したように、本発明の共通鉄心１０８を用いた共通鉄心リアクトル１０４を用いた場合、電力系統１０１と電力変換装置１０２との間で、有効電力の授受が可能となる。
　したがって、有効電力供給手段７０２として二次電池を接続した単位セルとしてフルブリッジセルを使用した電力変換装置１０２を電力系統１０１と連系し、電力貯蔵システムとして使用することが可能である。
　なお、有効電力供給手段７０２としては、二次電池，太陽電池，燃料電池、その他電源装置など、有効電力を供給する機能を有する装置を適用することが可能である。
　次に、本発明の第３の実施例について説明する。
　実施例３では、図７に示すような有効電力供給手段７０２を接続した単位セル７０１を使用した電力変換装置１０２を用いて、電動機、その他の交流負荷に電力を供給する。
　これにより、実施例３では、電力変換装置１０２を任意振幅，任意周波数の交流電圧供給装置として使用できる。
　以下、図８を用いて実施例３の全体構成を説明する。図８では交流負荷として電動機８０２を接続している。
　図８では、共通鉄心リアクトル１０４と各クラスタ１０９～１１１から構成された電力変換装置８０１を電動機８０２に接続している。
　なお、図８では、電力変換装置８０１と電動機８０２とを直接接続しているが、電力変換装置８０１と電動機８０２との間に変圧器やリアクトル，フィルタなどを設置することも可能である。
　以下、電力変換装置８０１の制御法について説明する。
　実施例１で述べたように、各クラスタに含まれる単位セル７０１のスイッチングを制御することで、各クラスタのクラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを制御できる。
　クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅は、各クラスタに含まれる単位セルの台数をＭと表記し、各単位セルの直流電圧をＶＢｋｊとすれば、零からＶＢｋｊ×Ｍまの範囲で、任意の値に制御可能である。
　また、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの周波数は、スイッチング周波数よりも低い範囲で、任意の値に制御可能である。
　クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは電動機８０２に印加される。
　クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを介して電動機８０２に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接、または座標変換を施した電流信号を介してフィードバック制御することによって、電動機８０２のトルク，回転数，回転角度を制御可能である。
　以上のように、本発明の共通鉄心リアクトル１０４を用いた電力変換装置８０１を任意振幅，任意周波数の交流電圧供給装置として動作させることで、電動機の制御が可能となる。
　なお、以上の説明では電力変換装置８０１に電動機８０２が接続している場合について説明したが、電動機８０２に代えて、発電機、その他の交流負荷とすることも可能である。
　なお、以上の本発明の実施例では三相ＣＭＣを例に用いたが、本発明は多相ＣＭＣにも適用することが可能である。
１０１：電力系統、１０２：電力変換装置、１０３：変圧器、１０４：共通鉄心リアクトル、１０５：ｕｖ相巻線、１０６：ｖｗ相巻線、１０７：ｗｕ相巻線、１０８：鉄心、１０９：ｕｖ相クラスタ、１１０：ｖｗ相クラスタ、１１１：ｗｕ相クラスタ、１１２：単位セル、２０１：ｘ相ハイサイド・スイッチング素子、２０２：ｘ相ローサイド・スイッチング素子、２０３：ｙ相ハイサイド・スイッチング素子、２０４：ｙ相ローサイド・スイッチング素子、２０５：コンデンサ、３０１：ギャップ、７０１：単位セル、７０２：有効電力供給手段、８０１：電力変換装置、８０２：電動機、

Claims (16)

  1. 　カスケード接続された１つまたは複数の単位セルからなるクラスタと巻線との直列体３つをデルタ結線して構成した電力変換装置において、
    　前記３つの巻線を起磁力が加極性となるように共通鉄心に巻回して、共通鉄心リアクトルを形成したことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１の電力変換装置において、
    　前記３つの巻線は電気的に直列接続されていることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１、又は２の電力変換装置において、
    　前記単位セルは任意の電圧を出力可能な２端子要素であることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１～３のうちの１つの電力変換装置において、
    　前記単位セルは、直流側にコンデンサを接続したフルブリッジ回路であることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１～４のうちの１つの電力変換装置において、
    　前記共通鉄心にギャップを設けたことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１～５のうちの１つの電力変換装置において、
    　前記共通鉄心は、前記直列体３つを流れる電流の零相成分に起因して生じる磁束密度が、該共通鉄心の鉄心材料の飽和磁束密度を超えないような断面積を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１～６のうちの１つの電力変換装置において、
    　前記直列体３つを循環する基本波零相電流を制御する機能を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１～７のうちの１つの電力変換装置において、
    　前記直列体３つを循環する３の倍数次高調波電流を制御する機能を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項１～８のうちの１つの電力変換装置において、
    　前記３つの巻線の結合係数をバランスする構造を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１～９のうちの１つの電力変換装置において、
    　前記共通鉄心を三脚鉄心とし、前記３つの巻線のそれぞれを直列接続された３つの分割巻線に分割し、前記三脚鉄心の中央脚の上段に、該中心脚から近い順に、第１相第１分割巻線，第２相第１分割巻線，第３相第１分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の中段に、該中心脚から近い順に、第２相第２分割巻線，第３相第２分割巻線，第１相第２分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の下段に、該中心脚から近い順に、第３相第３分割巻線，第１相第３分割巻線，第２相第３分割巻線を巻回したことを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１０の電力変換装置において、
    　前記中心脚の上段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中心脚の中段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中心脚の下段に巻回された前記３つの分割巻線の組とを任意に入れ替えたことを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１～１１のうちの１つの電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、
    　前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とする無効電力補償装置。
  13. 　請求項１～１１のうちの１つの電力変換装置において、前記フルブリッジの直流側に二次電池，太陽電池，燃料電池、その他の有効電力供給手段を接続したことを特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項１３の電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とする電力貯蔵装置。
  15. 　請求項１３の電力変換装置を交流負荷に接続し、該交流負荷に任意振幅，任意周波数の電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
  16. 　請求項１２の電力変換装置を電動機に接続し、該電動機に任意振幅、任意周波数の電力を供給することで該電動機のトルク，回転数，位置などを制御する機能を備えたことを特徴とする電動機駆動システム。
PCT/JP2011/051979 2010-02-25 2011-02-01 電力変換装置 WO2011105177A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP11747141.7A EP2541752B1 (en) 2010-02-25 2011-02-01 Electric power conversion device
CN201180008116.4A CN102742142B (zh) 2010-02-25 2011-02-01 电力转换装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010039532A JP5450157B2 (ja) 2010-02-25 2010-02-25 電力変換装置
JP2010-039532 2010-02-25

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011105177A1 true WO2011105177A1 (ja) 2011-09-01

Family

ID=44506598

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/051979 WO2011105177A1 (ja) 2010-02-25 2011-02-01 電力変換装置

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP2541752B1 (ja)
JP (1) JP5450157B2 (ja)
CN (1) CN102742142B (ja)
WO (1) WO2011105177A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013087110A1 (de) * 2011-12-15 2013-06-20 Siemens Aktiengesellschaft Konverter in dreieckskonfiguration
JP2022508251A (ja) * 2018-11-27 2022-01-19 ヒタチ・エナジー・スウィツァーランド・アクチェンゲゼルシャフト 位相リアクトルのないｓｔａｔｃｏｍ構成

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103036237B (zh) * 2012-12-18 2015-09-16 武汉前兴科技有限公司 一种能抑制δ型连接内部环流的statcom
JP6253258B2 (ja) * 2013-05-24 2017-12-27 株式会社東芝 電力変換装置
JP6212361B2 (ja) 2013-11-07 2017-10-11 株式会社日立製作所 自励式無効電力補償装置および電力変換装置
US10103645B2 (en) 2014-03-19 2018-10-16 Tokyo Institute Of Technology Power converter
CN206790105U (zh) 2014-06-13 2017-12-22 西门子公司 用于进行无功功率输出的变流器
JP6383304B2 (ja) * 2015-02-27 2018-08-29 株式会社日立製作所 電力変換装置、およびダブルセル
US10389268B2 (en) 2015-04-06 2019-08-20 Mitsubishi Electric Corporation AC-DC power conversion device including helically cascaded unit cells
WO2017016613A1 (de) * 2015-07-30 2017-02-02 Siemens Aktiengesellschaft Blindleistungseinspeisung in ein wechselspannungsnetz
EP3133710A1 (en) * 2015-08-21 2017-02-22 ABB Technology AG Adaptable modular multilevel converter
DE102018208626A1 (de) 2018-05-30 2019-12-05 Siemens Aktiengesellschaft Magnetisch regelbare Drossel zur Blindleistungskompensation mit kapazitiv beschalteten Zusatzwicklungen
EP3827495A1 (de) * 2018-09-19 2021-06-02 Siemens Energy Global GmbH & Co. KG Vorrichtung und verfahren zum stabilisieren eines wechselspannungsnetzes
EP4111580A4 (en) * 2020-02-28 2023-11-29 Abb Schweiz Ag APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLLING A DELTA-CONNECTED CASCADED MULTI-STAGE CONVERTER
EP4300804A1 (en) * 2022-07-01 2024-01-03 Hitachi Energy Ltd Chain-link converter for hydrogen electrolyzer rectifier in large electrolyzer stations

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0543735U (ja) * 1991-11-08 1993-06-11 日新電機株式会社 零相チヨークリアクトル付三相電圧型インバータ
JPH07236284A (ja) * 1994-02-23 1995-09-05 Toyo Electric Mfg Co Ltd 三相電力変換装置
JP2003189474A (ja) * 2001-12-20 2003-07-04 Fuji Electric Co Ltd 系統連系電力変換装置
JP2004007941A (ja) * 2002-04-05 2004-01-08 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6340851B1 (en) * 1998-03-23 2002-01-22 Electric Boat Corporation Modular transformer arrangement for use with multi-level power converter
JP5002812B2 (ja) * 2006-03-14 2012-08-15 国立大学法人東京工業大学 自励式無効電力補償装置および自励式無効電力補償装置におけるコンデンサ電圧制御方法ならびに電力蓄積装置および電力蓄積装置制御方法
JP2008029135A (ja) * 2006-07-21 2008-02-07 Rohm Co Ltd 電力供給装置、電流バランス用トランス、ならびにそれらを用いた発光装置および電子機器
CN101404454A (zh) * 2008-11-24 2009-04-08 北京新雷能有限责任公司 集成磁元件的有源钳位正反激变换器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0543735U (ja) * 1991-11-08 1993-06-11 日新電機株式会社 零相チヨークリアクトル付三相電圧型インバータ
JPH07236284A (ja) * 1994-02-23 1995-09-05 Toyo Electric Mfg Co Ltd 三相電力変換装置
JP2003189474A (ja) * 2001-12-20 2003-07-04 Fuji Electric Co Ltd 系統連系電力変換装置
JP2004007941A (ja) * 2002-04-05 2004-01-08 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MAKOTO HAGIWARA; HIROFUMI AKAGI: "Classification and comparison of modular multilevel converters (MMCs", IEEJ INDUSTRY APPLICATIONS SOCIETY CONFERENCE, 2008, pages 1 - 45
MAKOTO OGIWARA ET AL.: "Modular Multilevel Converter (MMC) no Bunrui to Hikaku", HEISEI 20 NEN NATIONAL CONVENTION RECORD, vol. 2008, no. L, 27 August 2008 (2008-08-27), pages I.243 - I.246, XP008171307 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013087110A1 (de) * 2011-12-15 2013-06-20 Siemens Aktiengesellschaft Konverter in dreieckskonfiguration
CN103999339A (zh) * 2011-12-15 2014-08-20 西门子公司 按照三角形配置的变流器
RU2578171C1 (ru) * 2011-12-15 2016-03-20 Сименс Акциенгезелльшафт Преобразователь с конфигурацией треугольника
CN103999339B (zh) * 2011-12-15 2016-11-09 西门子公司 按照三角形配置的变流器及运行方法
JP2022508251A (ja) * 2018-11-27 2022-01-19 ヒタチ・エナジー・スウィツァーランド・アクチェンゲゼルシャフト 位相リアクトルのないｓｔａｔｃｏｍ構成
JP7051012B2 (ja) 2018-11-27 2022-04-08 ヒタチ・エナジー・スウィツァーランド・アクチェンゲゼルシャフト 位相リアクトルのないｓｔａｔｃｏｍ構成
US11437816B2 (en) 2018-11-27 2022-09-06 Hitachi Energy Switzerland Ag STATCOM arrangement without phase reactors

Also Published As

Publication number Publication date
EP2541752A4 (en) 2017-11-22
CN102742142A (zh) 2012-10-17
JP2011176955A (ja) 2011-09-08
CN102742142B (zh) 2015-11-25
EP2541752B1 (en) 2020-05-06
JP5450157B2 (ja) 2014-03-26
EP2541752A1 (en) 2013-01-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2011105177A1 (ja) 電力変換装置
JP6181132B2 (ja) 電力変換装置
Salmon et al. PWM inverters using split-wound coupled inductors
Akagi et al. Control and performance of a transformerless cascade PWM STATCOM with star configuration
JP5894763B2 (ja) 電力変換装置
Hausmann et al. Three-phase DC–AC converter using four-state switching cell
WO2015141680A1 (ja) 電力変換器
Lin Analysis and implementation of a three-level PWM rectifier/inverter
Naik et al. A new two-phase five-level converter for three-phase isolated grid-tied systems with inherent capacitor balancing and reduced component count
Xiao et al. An improved power regulation method for a three-terminal hybrid AC/DC microgrid during module failure
Pan et al. Capacitance minimization and constraint of chb power electronic transformer based on switching synchronization hybrid phase-shift modulation method of high frequency link
Xu et al. Research on control strategy for multi-port power electronics transformer based on Interphase coupling MMC topology
JPH07222455A (ja) 多重インバータ装置
Laka et al. Analysis and improved operation of a PEBB-based voltage-source converter for FACTS applications
Pirouz et al. New transformerless STATCOM topology for compensating unbalanced medium-voltage loads
Lai et al. Isolated Bipolar Modular Multilevel DC-DC Converter with Self-balancing Capability for Interconnection of MVDC and LVDC Grids
Sharma et al. Transformer-less cascaded voltage source converter based STATCOM
Qanbari et al. Three‐phase cascaded neutral‐point‐clamped multilevel inverter
Perera et al. 5-Level PWM scheme for a dual inverter drive using an open winding machine
Hasan et al. A high frequency linked modular cascaded multilevel inverter
Guo et al. Voltage oriented based control strategy for cascaded PWM STATCOM
Pirouz et al. New transformerless medium-voltage STATCOM based on half-bridge cascaded converters
Okumura et al. Operation of single-delta bridge-cell converter with single-phase medium-frequency transformer under low magnetizing inductance
Kim et al. Analyzing and designing a current controller for circulating current reduction in parallel three-phase voltage-source inverters
JP6311050B2 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201180008116.4

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11747141

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 6778/DELNP/2012

Country of ref document: IN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011747141

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE