WO2011096027A1 - 送信装置及びそれを備える高周波無線通信システム - Google Patents

送信装置及びそれを備える高周波無線通信システム Download PDF

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WO2011096027A1
WO2011096027A1 PCT/JP2010/005135 JP2010005135W WO2011096027A1 WO 2011096027 A1 WO2011096027 A1 WO 2011096027A1 JP 2010005135 W JP2010005135 W JP 2010005135W WO 2011096027 A1 WO2011096027 A1 WO 2011096027A1
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WO
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antenna
unit
switch
matching
transmission
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PCT/JP2010/005135
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English (en)
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Inventor
修 石川
隆弘 横山
順治 伊藤
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages

Definitions

  • the present invention relates to a transmission device and a high-frequency radio communication system for a communication device, in particular, a device substituted for a mobile phone.
  • WLAN wireless Internet connection service
  • the means for realizing multi-band and multi-mode are extremely technically delayed. That is, it is embodied by a very delayed method of arranging a plurality of communication functions including a plurality of semiconductor chip sets and antennas corresponding to a specific communication method, or mounting them at high density on the same printed circuit board.
  • the size of a multi-band / multi-mode mobile phone realized by such a method is inevitably increased, and the power consumption is nearly doubled when multiple methods are operated simultaneously. It is not practical.
  • the transmission unit of a multiband / multimode mobile phone it is a reality that a plurality of power amplifiers and antennas operating at a specific frequency are arranged side by side for the number of bands.
  • Non-Patent Document 1 In recent years, research on multiband antennas that can resonate at multiple frequencies using diode switches has progressed, so that multiband antennas can be realized and mounted on small communication devices such as mobile phones. (For example, Non-Patent Document 1).
  • FIG. 11 is a diagram showing a layout configuration of a conventional multiband antenna.
  • the multiband antenna 800 shown in FIG. 11 has diodes at both frequencies of 2.4 GHz and 5.2 GHz used for WLAN and frequencies of 800 MHz and 2 GHz used for mobile phone communication. It can be used by switching the antenna switch.
  • the multiband antenna 800 applies a voltage to the bias terminal B1 and the bias terminal B2 formed on the printed circuit board 812, and causes a current to flow through the diode switch bias line 813, whereby the first diode antenna.
  • the switch DSW1 and the second diode antenna switch DSW2 are turned on, the first antenna pattern 816 and the second antenna pattern 817 are electrically connected and short-circuited, and the third antenna pattern 818 and the fourth antenna pattern 819 are connected. Short circuit electrically.
  • the first antenna pattern 816, the second antenna pattern 817, the third antenna pattern 818, the fourth antenna pattern 819, the first diode antenna switch DSW1, and the second diode antenna switch DSW2 may be referred to as antenna portions.
  • the electrical length of the antenna section can be changed by controlling the short circuit and the open circuit of the first diode antenna switch DSW1 and the short circuit and the open circuit of the second diode antenna switch DSW2.
  • the electrical length of the antenna unit it becomes possible to resonate even at a low frequency, and radio waves can be emitted from the antenna unit.
  • a ground electrode 815 is disposed on a part of the main surface side of the printed circuit board 812, and a ground side electrode of a transmission line 814 for supplying power to the antenna unit is connected.
  • One end of the signal-side electrode of the transmission line 814 is connected to the antenna unit, and the other end is electrically connected to a power amplifier circuit of the device (not shown in FIG. 11).
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional power amplifying apparatus.
  • an antenna 906 and a coaxial cable 907 for connecting the power amplifier 901 and the antenna 906 are also shown.
  • the power amplifying apparatus 901 includes an antenna terminal 902, a power amplifier 903, a reflected power detection circuit 904, a power control circuit 905, a phase shifter 908 that can change the phase, a current detection circuit 909, a determination circuit 910, and a phase control circuit 911. .
  • the power amplifying apparatus 901 includes an antenna terminal 902 connected to an antenna 906 via a coaxial cable 907, a power amplifier 903, a reflected power detection circuit 904 that detects reflected power of the antenna 906, and power A power control circuit 905 that controls the amplification degree of the amplifier 903, a current detection circuit 909 that detects current consumption of the power amplifier 903, a determination circuit 910, and a phase control circuit 911 that controls the phase amount of the phase shifter are provided. .
  • the reflected power detection circuit 904 outputs a detection signal S1 corresponding to the magnitude of the detected reflected power to the determination circuit 910.
  • the current detection circuit 909 constantly monitors the operating current value of the power amplifier 903, and outputs a detection signal S2 indicating the operating current value to the determination circuit 910.
  • the determination circuit 910 determines both the operating current value and the reflected power of the power amplifier from the detection signal S2 and the detection signal S1, respectively, and the detection signal S1 and the detection signal S2 are within a predetermined optimum range.
  • the power control signal SC1 is not output, the power control signal SC1 and the phase control signal SC2 are not output.
  • the determination circuit 910 outputs each of the power control signal SC1 and the phase control signal SC2 individually, or outputs both the power control signal SC1 and the phase control signal SC2, and performs phase control.
  • the phase shifter 908 is changed via the circuit 911. Further, the determination circuit 910 controls the amplification degree of the power amplifier 903 via the power control circuit 905, and controls so that both the power control signal SC1 and the phase control signal SC2 finally enter a predetermined optimum range.
  • the power amplifying apparatus 901 shown in FIG. 12 judges both values of the detection signal S2 of the operating current value of the power amplifier 903 and the detection signal S1 according to the magnitude of the reflected power, and performs phase control and The gain control of the power amplifier is performed at the same time, and the detection signal S2 of the operating current value of the power amplifier 903 and the detection signal S1 corresponding to the magnitude of the reflected power are maintained within the optimum range, so that the entire power amplification device 901 is controlled. Improve power efficiency. Further, the phase mismatch can be corrected by controlling the phase shift amount of the phase shifter 908. Therefore, stability against the antenna load is improved.
  • the average return loss is reduced within a predetermined band, and radio waves can be transmitted and received from the antenna.
  • the return loss in the band is confirmed in detail, there are many specific frequencies where the return loss is deteriorated.
  • the return loss is deteriorated, not only the efficiency of the power amplifier is deteriorated, but also the adjacent channel leakage power is increased and interferes with other communications. This makes it impossible to efficiently operate the power amplifier within the entire band. It is not too much to say that it is extremely difficult to design a multiband with no or little change in return loss within each band, and that there is almost no design freedom.
  • the multiband antenna can be temporarily realized by switching the diode antenna switch, it cannot follow the change of the radio wave transmission / reception environment at all. That is, in a small communication device typified by a mobile phone, the place where transmission and reception operations are performed is not constant. In other words, transmission / reception is performed with a mobile phone adjacent to a person's head at a certain time, and transmission / reception is performed with a mobile phone placed on a desk at a certain time. This is a very changing environment. As a result, the band of the multiband operating frequency changes, the characteristic impedance of the antenna changes, the reflection to the power amplifier becomes abnormally large, or the power efficiency is extremely deteriorated.
  • the phase shifter is such that the phase rotation amount is changed by the phase control circuit, but continues while adjusting the phase rotation, that is, during this adjustment period.
  • the power amplifier continues to operate, and unnecessary fundamental frequency radio waves that are not used for communication are continuously radiated from the antenna, which interferes with other communications.
  • radio waves including other frequency components such as adjacent channel leakage power other than the fundamental frequency are also radiated, this also interferes with other communications.
  • the radiation of unnecessary radio waves during the adjustment period is also a legal problem such as being exposed to the Radio Law.
  • the conventional example shown in FIG. 12 is basically incompatible with a multiband antenna, and is an optimization of the efficiency of a power amplifier having a combination of one antenna and one power amplifier. There is no applied idea and no effect. Furthermore, correction can be made for phase mismatch due to the use of a phase shifter, but there is no effect on impedance mismatch as correction other than phase. In a combination of a normal antenna and an amplifier, the reflected power from the antenna hardly becomes zero only by controlling the phase rotation angle by the phase shifter.
  • the change in the radio wave transmission / reception environment causes the characteristic impedance of the antenna to enter an application range of the phase shifter, that is, an area where adjustment by only the phase is impossible.
  • the reflected wave is further increased and the power efficiency is not only deteriorated, but in the worst case, the power amplifier itself is damaged by the reflected wave.
  • the present invention can solve many of the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to realize and provide a transmission device having high power efficiency and a high-frequency wireless communication system including the same for all multiband bands. .
  • a transmission device is a transmission device that operates in a multiband, and includes an antenna unit, an amplification unit that amplifies an input high-frequency signal, the amplification unit, and the antenna unit.
  • a matching unit that is connected between the antenna unit and matches the output impedance of the amplification unit and the input impedance of the antenna unit, and a reflected power detection unit that detects reflected power that is power of a high-frequency signal reflected from the antenna unit,
  • a control unit that controls the antenna unit and the matching unit, the antenna unit including a first antenna element connected to the matching unit, and a first switch having one end connected to the first antenna element.
  • a second antenna element connected to the other end of the first switch, and the control unit switches the first switch on and off to switch the antenna.
  • Change the resonant frequency of the antenna unit, after changing the reflected power detected by the reflected power detection unit changes the matching characteristics of the matching portion to be equal to or less than the predetermined value.
  • the efficiency of the power amplifier at this specific frequency is extremely low.
  • the adjacent channel leakage power can be suppressed by suppressing the reflected power, other communication is not disturbed. Therefore, it is possible to efficiently operate the amplifying unit within the entire multi-band, and high power efficiency can be realized. This greatly expands the degree of freedom in designing a multiband transmission device that has no or very little reflected power in each band.
  • the antenna unit is further connected between the pseudo load having a predetermined impedance, the first antenna element and the pseudo load, and the matching unit, and the connection between the matching unit and the first antenna.
  • a second switch that selectively switches the connection between the matching unit and the pseudo load, and the control unit connects the matching unit and the pseudo load to the second switch and connects them.
  • the matching characteristic of the matching unit may be changed.
  • the input impedance characteristics of the pseudo load also change relatively. Therefore, by adjusting the matching characteristics of the matching circuit so that the reflected power is minimized with respect to the input impedance of the changed pseudo load, the first antenna element,
  • the matching characteristic of the matching circuit can be adjusted according to the input impedance of the first switch and the second antenna element. That is, even when the transmission / reception environment of the transmission apparatus changes significantly, the radio waves radiated from the antenna unit can be reliably suppressed while adjusting the matching characteristics of the matching circuit, so that unnecessary radiation can be reduced.
  • control unit may reduce the amplification factor of the amplifying unit, and change the resonance frequency of the antenna unit while changing, and then change the matching characteristics of the matching unit.
  • the first switch may be formed of a silicon-based semiconductor using a silicon-on-sapphire (SOS) device or a silicon-on-insulator (SOI) device.
  • SOS silicon-on-sapphire
  • SOI silicon-on-insulator
  • the first switch has high isolation characteristics. Therefore, the influence on the characteristics of the antenna unit due to the operation of the first switch can be reduced. Specifically, since the conventional diode antenna switch is not used, the characteristics of the antenna portion are hardly affected via the diode switch bias line for flowing current, and the frequency characteristics and characteristic impedance can be stabilized. it can.
  • the second switch may be composed of a silicon-based semiconductor using a silicon-on-sapphire device or a silicon-based semiconductor using a silicon-on-insulator device.
  • the amplification unit, the reflected power detection unit, the matching unit, and the control unit may be mounted on the same substrate.
  • the amplification unit, the reflected power detection unit, the matching unit, and the control unit may be an integrated circuit using a silicon-based semiconductor using a silicon-on-sapphire device or a silicon-on-insulator device.
  • the present invention can be realized not only as such a transmission apparatus but also as a high-frequency wireless communication system including the transmission apparatus.
  • a transmitter with few reflected waves can be realized for each of the entire bands of the multiband.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of the transmission apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of the first antenna switch.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of the impedance matching block.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating transmission / reception timings using the same frequency in a high-frequency wireless communication system having a transmission device.
  • FIG. 5 is a timing diagram of transmission and reception using different frequencies of the high-frequency wireless communication system having the transmission device.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an electrical configuration of the transmission apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of the transmission apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of the first antenna switch.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of the impedance matching block.
  • FIG. 4 is a
  • FIG. 7 is a diagram illustrating transmission / reception timings using the same frequency in a high-frequency wireless communication system having a transmission device.
  • FIG. 8 is a timing diagram of transmission and reception using different frequencies of the high-frequency wireless communication system having the transmission device.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a configuration of a high-frequency wireless communication system.
  • FIG. 10 is an external view of a mobile phone having a high-frequency wireless communication system.
  • FIG. 11 is a diagram showing a layout configuration of a conventional multiband antenna.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional power amplifying apparatus.
  • the transmission apparatus is a transmission apparatus that operates in a multiband, and includes an antenna unit, an amplification unit that amplifies an input high-frequency signal, and an intermediate connection between the amplification unit and the antenna unit A matching unit that matches an output impedance of the amplification unit and an input impedance of the antenna unit, a reflected power detection unit that detects reflected power that is a power of a high-frequency signal reflected from the antenna unit, the antenna unit, and A control unit for controlling the matching unit, wherein the antenna unit includes a first antenna element connected to the matching unit, a first switch having one end connected to the first antenna element, and the first switch.
  • a second antenna element connected to the other end of the antenna unit, and the control unit switches on and off of the first switch, thereby changing a resonance frequency of the antenna unit.
  • Change after changing the reflected power detected by the reflected power detection unit changes the matching characteristics of the matching portion to be equal to or less than the predetermined value.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of a transmission apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the transmission apparatus 100 shown in the figure includes a multiband antenna unit 110, a power amplifier block 121, an impedance matching block 122, a reflected power detection circuit 123, and a front end control block 124.
  • the multiband antenna unit 110 is an antenna unit of the present invention, and includes a printed circuit board 112, a transmission line 114, a ground electrode 115, a first antenna pattern 116, a second antenna pattern 117, and a third antenna pattern 118.
  • the printed circuit board 112 includes components of the multiband antenna unit 110 (transmission line 114, ground electrode 115, first antenna pattern 116, second antenna pattern 117, third antenna pattern 118, fourth antenna pattern 119, and first antenna.
  • a switch ASW1, a second antenna switch ASW2, a first antenna switch control bus 120a, and a second antenna switch control bus 120b) are mounted or formed.
  • the transmission line 114 has one end connected to the impedance matching block 122 via the reflected power detection circuit 123 and the other end connected to the first antenna pattern 116 and the second antenna pattern 117 to transmit a high-frequency signal.
  • the transmission line 114 has a signal line and a ground line, one end of the signal line is connected to the impedance matching block 122 via the reflected power detection circuit 123, and the other end is connected to the first antenna pattern 116 and the first line.
  • a semi-rigid cable is connected to the two antenna patterns 117 and the ground wire is connected to the ground electrode 115.
  • the first antenna pattern 116 is the first antenna element of the present invention, and is connected to the impedance matching block 122 via the transmission line 114 and the reflected power detection circuit 123. Specifically, the first antenna pattern 116 resonates in a 5.2 GHz band, for example.
  • the second antenna pattern 117 is a second antenna element of the present invention, and becomes electrically conductive and non-conductive with the first antenna pattern 116 when the first antenna switch ASW1 is short-circuited and opened. Thus, the first antenna pattern 116 and the second antenna pattern 117 function as one antenna when conducting via the first antenna switch ASW1, and resonate in the 1.8 GHz band, for example.
  • the third antenna pattern 118 is connected to the impedance matching block 122 via the transmission line 114 and the reflected power detection circuit 123, and resonates, for example, in the 2.4 GHz band.
  • the fourth antenna pattern 119 becomes electrically conductive and non-conductive with the third antenna pattern 118 due to the short circuit and the open of the second antenna switch ASW2. Accordingly, the third antenna pattern 118 and the fourth antenna pattern 119 function as one antenna when conducting via the second antenna switch ASW2, and resonate in the 900 MHz band, for example.
  • the first to fourth antenna patterns 116 to 119 are metal wirings patterned on the main surface of the printed circuit board 112, for example. Moreover, the 1st antenna pattern 116 and the 3rd antenna pattern have a feeding point fed by the transmission line 114 at each end.
  • the first antenna switch ASW1 is the first switch of the present invention, and electrically short-circuits or opens the first antenna pattern 116 and the second antenna pattern 117 by the first antenna switch control bus 120a.
  • the second antenna switch ASW2 electrically short-circuits or opens the third antenna pattern 118 and the fourth antenna pattern 119 by the second antenna switch control bus 120b.
  • the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 are integrated into a circuit and mounted on the main surface of the printed circuit board 112. That is, in the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2, the switching control function of the switch and the original function of the switch are separated in high frequency.
  • the first antenna switch control bus 120a and the second antenna switch control bus 120b for controlling the short circuit and the open circuit of the switches are wiring patterns formed on the printed circuit board 112, and the first antenna switch ASW1 and the second antenna.
  • the switch ASW2 is formed on an integrated circuit board mounted on the printed board 112. That is, the first antenna switch control bus 120a and the second antenna switch control bus 120b, and the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 are formed on different substrates.
  • an antenna control bus and a diode for controlling short-circuiting and opening of the antenna switch are provided on the same substrate. Will be.
  • the first antenna switch control bus 120a and the second antenna switch control bus 120b, and the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 are separated in high frequency, and therefore the first antenna switch control bus 120a.
  • the second antenna switch control bus 120b can be subjected to logic control using a normal silicon digital circuit. Therefore, even when the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 are more complicated changeover switches, digital control is possible.
  • the short-circuiting and opening control of the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 is controlled by a digital signal applied to the first antenna switch control bus terminal TE1 and the second antenna switch control bus terminal TE2. It will be.
  • the first antenna switch control bus 120a and the second antenna switch control bus 120b may be unidirectional control systems, but if the control system is bidirectional, the current state of the switch can be returned to the control system. Furthermore, controllability is improved. For example, you may have the flag register which shows the short circuit and open
  • a diode switch bias line for supplying a current for causing a short circuit and an open operation as a switch.
  • an integrated circuit in which the switching control function of the switch and the original function of the switch are separated at a high frequency is used as the switch, so that the power supply line for supplying power to the integrated switch has a high frequency. Is separated from the switch, and the power line hardly affects the antenna characteristics. Therefore, since the power supply line for supplying power to the switch is separated at a high frequency, the characteristic impedance, resonance frequency, and bandwidth of the antenna do not change greatly.
  • the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 may be integrated on the same chip. Further, the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 are silicon-based semiconductors using a silicon-on-sapphire device or silicon-based semiconductors using a silicon-on-insulator device. By using a semiconductor device having high isolation characteristics, the frequency separation degree of the multiband antenna is hardly affected even if the semiconductor device is integrated.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of the first antenna switch ASW1.
  • the first antenna switch ASW1 shown in the figure outputs a high-frequency signal input from the input terminal RFin to the output terminal RFout in accordance with the voltage VG applied via the first antenna switch control bus 120a.
  • the input terminal RFin is connected to the first antenna pattern 116, and the output terminal RFout is connected to the second antenna pattern 117.
  • the first antenna switch ASW1 includes a transistor ASWTr and a resistor ASWR1.
  • the source of the transistor ASWTr is connected to the input terminal RFin, the gate is connected to the voltage VG via the resistor ASWR1, and the drain is connected to the output terminal RFout. In this circuit, the same function is achieved even if the source and drain are interchanged.
  • the bias voltage VG supplied from the first antenna switch control bus 120a is applied to the gate via the resistor ASWR1.
  • the input terminal RFin and the output terminal RFout have very good isolation (separation) compared to the diode switch, ⁇ It is possible to show values of 60 dB or less. Similarly, the isolation between the gate and the input terminal RFin and the isolation (separation) between the gate and the output terminal RFout are also good. Specifically, the resistance ASWR1 is a value around several kilohms, and the isolation (separation degree) is further improved.
  • the transistor ASWTr is turned on or off depending on whether the bias voltage VG is applied or not, and the input terminal RFin and the output terminal RFout are connected as a high-frequency signal. Or shut off. That is, the first antenna switch ASW1 shorts and opens the input terminal RFin and the output terminal RFout according to the bias voltage VG. In other words, the first antenna pattern 116 and the second antenna pattern 117 are electrically connected and disconnected.
  • the multiband antenna unit 110 resonates in two different frequency bands by including the first antenna pattern 116, the second antenna pattern 117, and the first antenna switch ASW1. That is, high frequency signals in two different frequency bands can be radiated.
  • the multiband antenna unit 110 can further radiate high-frequency signals in two different frequency bands by including the third antenna pattern 118, the fourth antenna pattern 119, and the second antenna switch ASW2. That is, the multiband antenna unit 110 can radiate high-frequency signals in a total of four frequency bands.
  • the power amplifier block 121 is an amplifying unit of the present invention, and is, for example, a variable gain amplifier that amplifies a high-frequency signal Pin input from the outside of the transmission apparatus 100 at an amplification factor indicated by the front-end control block 124. .
  • the impedance matching block 122 is a matching unit according to the present invention, and performs impedance matching between the power amplifier block 121 and the multiband antenna unit 110 via the reflected power detection circuit 123.
  • a plurality of inductors and a plurality of capacitors can be switched by a switch, and impedance matching can be achieved over a considerably wide range on the Smith chart, that is, the reflected power is greatly reduced. It is a functional block that can be made smaller.
  • the impedance matching block 122 includes a register 125 that stores the on state and the off state of each switch. This register 125 is, for example, a flag register.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of the impedance matching block 122.
  • the impedance matching block 122 includes inductors ML1 and ML2 inserted in series with respect to the transmission line of the high-frequency signal from the power amplifier block 121 to the reflected power detection circuit 123, and the inductors ML1 and ML2.
  • Switches MSW1 and MSW2 provided in parallel with each other, capacitors MC1 to MC3 inserted between the transmission line and the ground, switches MSW3 to MSW5 provided in series with each of the capacitors MC1 to MC3,
  • a register 125 is provided for storing the on and off states of the switches MSW1 to MSW5.
  • the register 125 is, for example, a 5-bit register that is rewritten by an on / off control signal of each switch instructed from the front-end control block 124.
  • Each bit of the register 125 has a one-to-one correspondence with the switches MSW1 to MSW5. For example, the bit is set to 1 when the corresponding switches MSW1 to MSW5 are turned on and set to 0 when turned off.
  • the matching characteristics of the impedance matching block 122 change because the connection state of the internal circuit changes according to the instruction of the front end control block 124.
  • the impedance can be moved in six ways in the Smith chart shape. That is, it has six matching characteristics. Therefore, the impedance matching block 122 can reduce impedance mismatching even when the impedance of the multiband antenna unit 110 via the reflected power detection circuit 123 changes.
  • the number of inductors and capacitors is not limited to this, and may be four or five, respectively. However, it goes without saying that the greater the number of inductors and capacitors, the greater the number of matching states and the further the impedance mismatch can be reduced.
  • the reflected power detection circuit 123 is a reflected power detection unit of the present invention, and detects the power of the high-frequency signal reflected from the multiband antenna unit 110.
  • the power of the high-frequency signal reflected from the multiband antenna unit 110 may be referred to as reflected power.
  • the reflected power detection circuit 123 transmits the high-frequency signal output from the impedance matching block 122 to the multiband antenna unit 110, detects the reflected power, and indicates the magnitude of the detected reflected power.
  • the signal PD is output to the front end control block 124.
  • the front-end control block 124 is a control unit of the present invention, and changes the resonance frequency of the multiband antenna unit 110 by switching on and off the first antenna switch ASW1, and then changes the reflected power detection circuit 123.
  • the matching characteristic of the impedance matching block 122 is changed so that the reflected power detected in step 1 becomes a predetermined value or less.
  • the front end control block 124 changes the resonance frequency of the multiband antenna unit 110 by switching the second antenna switch ASW2 on and off, and the reflected power detected by the reflected power detection circuit 123 after the change is made.
  • the matching characteristic of the impedance matching block 122 is changed so that becomes equal to or less than a predetermined value.
  • the front-end control block 124 sends a control signal to the first antenna switch control bus terminal TE1 and the second antenna switch control bus terminal TE2 to switch the resonance frequency of the multiband antenna unit 110.
  • the matching state of the impedance matching block 122 is controlled by determining the matching state between the multiband antenna unit 110 and the output of the power amplifier block 121 based on the level of the detection signal PD corresponding to the magnitude of the reflected power. It works to suppress the reflected wave below a predetermined value.
  • the front-end control block 124 optimizes the matching characteristics of the impedance matching block 122 and controls the reflected wave to be equal to or lower than a predetermined value, so that the front-end control block 124 outputs the output of the power amplifier block 121.
  • the front end control block 124 controls the impedance matching block 122 to amplify the power amplifier block 121 so that the transmission power is equal to or lower than a specified value power used for predetermined communication during a period of setting the predetermined reflected power or lower. Controls the rate and suppresses interference caused by unnecessary radiation to the outside.
  • the front-end control block 124 reduces the amplification factor of the power amplifier block 121 and changes the resonance frequency of the multiband antenna unit 110 while reducing the amplification factor, and then changes the matching characteristics of the impedance matching block 122. To change. Thereby, during the matching characteristic change period, an unnecessary fundamental frequency radio wave that is not used for communication is rarely continuously radiated from the multiband antenna unit 110, and does not cause interference with other communications. Furthermore, there is little radio wave and radiation including frequency components of adjacent frequencies other than the fundamental frequency.
  • the front-end control block 124 may directly control, for example, a power supply unit of the power amplifier block 121 to control output power on / off at a predetermined timing. Further, the front end control block 124 sends a signal to a communication control microcomputer (not shown in the drawing) via the control terminal Control, and the output level of the high frequency signal input Pin is adjusted at a predetermined timing. On / off control or up / down control can also be performed, and the function of suppressing unnecessary radiation of radio waves may be performed.
  • transmission apparatus 100 is a transmission apparatus that operates in multiband, and includes multiband antenna unit 110, power amplifier block 121 that amplifies an input high-frequency signal, and power amplifier.
  • An impedance matching block 122 that is interposed between the block 121 and the multiband antenna unit 110 and matches the output impedance of the power amplifier block 121 and the input impedance of the multiband antenna unit 110, and reflected from the multiband antenna unit 110
  • a reflected power detection circuit 123 that detects reflected power that is power of a high-frequency signal
  • a front-end control block 124 that controls the multiband antenna unit 110 and the impedance matching block 122 are provided.
  • the multiband antenna unit 110 includes an impedance unit.
  • the front end control block 124 changes the resonance frequency of the multiband antenna unit 110 by switching on and off the first antenna switch ASW1, and is detected by the reflected power detection circuit 123 after the change.
  • the matching characteristics of the impedance matching block 122 are changed so that the reflected power becomes a predetermined value or less.
  • the efficiency of the power amplifier block 121 at this specific frequency is very unlikely to deteriorate.
  • the adjacent channel leakage power can be suppressed by suppressing the reflected power, other communication is not disturbed. Therefore, the power amplifier block 121 can be efficiently operated within the entire multi-band, and high power efficiency can be realized. As a result, the design freedom of the multiband antenna unit 110 is greatly improved.
  • the front-end control block 124 decreases the amplification factor of the power amplifier block 121 and changes the resonance frequency of the multiband antenna unit 110 while decreasing the amplification factor. After the change, the matching characteristic of the impedance matching block 122 is changed.
  • the transmission device 100 can suppress unnecessary radiation radiated from the multiband antenna unit 110 at that time. Specifically, during the period when the matching characteristic of the impedance matching block 122 is changed, the amplification factor of the power amplifier block 121 is reduced, so that unnecessary fundamental frequency radio waves that are not used for communication continue from the antenna unit. Therefore, it is extremely rare to continue to be radiated and does not cause interference with other communications. Furthermore, there is little radio wave and radiation including frequency components of adjacent frequencies other than the fundamental frequency.
  • Transmitting apparatus 100 has an access method for a high-frequency wireless communication system in which the access method is a TDMA (time division multiple access) mode (for example, GSM: Global System for Mobile Communications / DCS: Digital Communication System).
  • the present invention can also be applied to a CDMA (Code Division Multiple Access) mode (for example, UMTS: Universal Mobile Transmission).
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • the operation of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 for each access method will be described.
  • the access method is TDMA
  • the transmission frequency and reception frequency of the high-frequency wireless communication system are the same.
  • the access method is CDMA
  • the transmission frequency and reception frequency of the high-frequency wireless communication system are different.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating transmission / reception timings using the same frequency in the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 according to the first embodiment. That is, it is a diagram illustrating the operation timing of the high-frequency wireless communication system when the access method is TDMA.
  • the state of transmission and reception for each T-axis (time axis) of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 when communicating at the first frequency is shown in a simplified manner.
  • the Tx axis indicates the output level of the transmission signal
  • the Rx axis indicates the presence or absence of the reception signal.
  • the output level of the transmission signal indicated by the Tx axis is not the level of the radio wave radiated from the multiband antenna unit 110 but the level of the high-frequency signal output from the power amplifier block 121.
  • the output level of the transmission signal is set to the first output level P1, and is set lower than the second output level P2 of the time from T12 to T13 on the time axis. Yes.
  • the impedance matching block is configured so that the front-end control block 124 shown in FIG. 1 performs all the control and the detection signal PD corresponding to the magnitude of the reflected power is reduced to a predetermined value or less. This is an adjustment period in which the matching characteristics 122 are adjusted.
  • the front end control block 124 reduces the amplification factor of the power amplifier block 121 at time axis T11. Thereafter, the resonance frequency of the multiband antenna unit 110 is changed by changing the short circuit and the open circuit of the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 of the multiband antenna unit 110. Then, after the resonance frequency is changed, the matching characteristic of the impedance matching block 122 is changed so that the reflected power detected by the reflected power detection circuit 123 becomes a predetermined value or less.
  • the front-end control block 124 increases the amplification factor of the power amplifier block 121 to the amplification factor before T11.
  • the time from T12 to T13 on the time axis is a time for performing a transmission operation defined for original communication such as data communication or voice.
  • the front-end control block 124 changes the matching characteristics of the impedance matching block 122 by significantly limiting the output from the power amplifier block 121 during the adjustment period. That is, while reducing the amplification factor of the power amplifier block 121, the resonance frequency of the multiband antenna unit 110 is changed and the matching characteristics of the impedance matching block 122 are changed. As a result, unnecessary radio waves that are not used for communication are hardly radiated continuously from the multiband antenna unit 110 due to impedance mismatch between the characteristic impedance of the multiband antenna unit 110 and the power amplifier block 121. Therefore, it does not cause interference with other communications. Furthermore, there is little radiation of radio waves including frequency components of adjacent frequencies other than the first frequency. Therefore, it is possible to realize clear communication in which radio waves other than the communication output determined by regulations such as the Radio Law are less radiated.
  • the time from T13 to T14 on the time axis indicates the reception period.
  • the front end control block 124 makes the amplification factor of the power amplifier block 121 even lower than T11 to T12 on the time axis.
  • the output level of the transmission signal is set to the first output level P1, and after T14 on the time axis, the high frequency having the transmission apparatus 100 with the access method being TDMA.
  • the wireless communication system repeats the operation from time T11 to time T14.
  • the high-frequency radio communication system having the transmission device 100 according to Embodiment 1 and the access method being TDMA is impedance matched so as to reduce the detection signal PD corresponding to the magnitude of the reflected power to a predetermined value or less.
  • the transmission output in the adjustment period for adjusting the matching characteristic of the block 122 (period from the time axis T11 to T12) is set to the first output level P1, and the second in the period during which the original communication is performed (time from the time axis T12 to T13). Lower than the output level P2.
  • the first output level P1 is, for example, 1/1000 or less compared to the second output level P2. Further, the first output level P1 is set to a level equal to or lower than a predetermined power determined by the Radio Law, for example.
  • the high-frequency radio communication system having the transmission apparatus 100 according to the first embodiment and the access method being TDMA has the impedance matching block so that the front-end control block 124 functions and the reflected power becomes a predetermined value or less.
  • unnecessary radio waves are continuously radiated from the multiband antenna unit 110 due to impedance mismatch between the characteristic impedance of the multiband antenna unit 110 and the power amplifier block 121. Very little. Therefore, it does not cause interference with other communications.
  • the matching characteristics of the impedance matching block 122 are changed during the adjustment period to reduce impedance mismatching. Have been optimized. Therefore, it is very rare that unnecessary radio waves are continuously radiated from the multiband antenna unit 110. Therefore, interference with other communications is not caused and there is little radiation of radio waves including frequency components of adjacent frequencies other than the first frequency. Therefore, it is possible to realize clear communication in which radio waves other than the communication output determined by laws such as the Radio Law are less radiated.
  • the operation of the transmission apparatus 100 when the access method is CDMA is substantially the same as the operation of the transmission apparatus 100 when the access method shown in FIG. 4 is TDMA, except that transmission and reception are performed simultaneously.
  • FIG. 5 is a timing diagram of transmission and reception using different frequencies of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 according to the first embodiment. That is, it is a diagram illustrating the operation timing of the high-frequency wireless communication system when the access method is CDMA.
  • the state of transmission and reception for each T-axis of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 in the case where communication is performed with the transmission frequency being the second frequency and the reception frequency being the third frequency is shown in a simplified manner.
  • the transmission Tx axis indicates the output level of the transmission signal
  • the Rx axis indicates the presence or absence of the reception signal.
  • the output level of the transmission signal indicated by the Tx axis is the level of the high-frequency signal output from the power amplifier block 121 without the level of radio waves radiated from the multiband antenna unit 110.
  • the output level of the transmission signal is set to the first output level P1, similarly to T11 to T12 on the time axis in FIG. It is set lower than the second output level P2 within the time.
  • the impedance matching block is configured so that the front-end control block 124 shown in FIG. 1 performs all the control and reduces the detection signal PD corresponding to the magnitude of the reflected power to a predetermined value or less. This is an adjustment period in which the matching characteristics 122 are adjusted.
  • the transmission operation defined for the original communication is performed in the same manner as the high-frequency wireless communication system in which the access method shown in FIG.
  • the access method shown in FIG. 4 is different from the TDMA high-frequency radio communication system, and the access method shown in FIG. 5 is CDMA.
  • the high-frequency radio communication system has two different frequencies (second frequency and third frequency). ) To send and receive at the same time. Therefore, the reception signal of the third frequency is received during the period from T21 to T23 on the time axis.
  • the output level of the transmission signal is set to the first output level P1, and after T23 on the time axis, the high frequency including the transmitter 100 with the access method being CDMA.
  • the wireless communication system repeats the operation from time T21 to time T23.
  • the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 according to the first embodiment and the access method being CDMA has impedance matching so that the detection signal PD corresponding to the magnitude of the reflected power is reduced to a predetermined value or less.
  • the transmission output of the adjustment period (period from the time axis T21 to T22) for changing the matching characteristic of the block 122 is set to the first output level P1, and the second period of the original communication period (time from the time axis T22 to T23). Lower than the output level P2.
  • the transmitting apparatus is substantially the same as transmitting apparatus 100 according to the first embodiment, but compared to transmitting apparatus 100, the multiband antenna unit includes a pseudo load having a predetermined impedance, A second switch that is interposed between the antenna element and the pseudo load and the matching unit, and selectively switches the connection between the matching circuit and the first antenna, and the connection between the matching circuit and the pseudo load;
  • the control unit is different in that the matching circuit and the pseudo load are connected to the second switch and the resonance frequency of the antenna unit is changed while the second switch is connected, and then the matching characteristic of the matching unit is changed.
  • the input impedance characteristics of the pseudo load also change relatively. Therefore, by adjusting the matching characteristics of the impedance matching block 122 so that the reflected power is minimized with respect to the input impedance of the pseudo load that has changed, the impedance is maintained in a state where the first antenna pattern 116 and the power amplifier block 121 are separated.
  • the matching characteristics of the matching block 122 can be adjusted. In other words, even when the transmission / reception environment of the transmission apparatus changes significantly, radio waves radiated from the antenna unit can be reliably suppressed while adjusting the matching characteristics of the impedance matching block 122, so that unnecessary radiation can be reduced. .
  • FIG. 6 is a block diagram showing an electrical configuration of the transmission apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the transmission apparatus 200 shown in the figure is almost the same as the transmission apparatus 100 according to the first embodiment, but in comparison with the transmission apparatus 100 shown in FIG. 1, a multiband antenna section 210 is used instead of the multiband antenna section 110. The difference is that a front end control block 224 is provided instead of the front end control block 124.
  • the multiband antenna unit 210 further includes a pseudo load 201, a third antenna switch ASW3, and a third antenna switch control bus 120c, as compared with the multiband antenna unit 110.
  • the multiband antenna unit 210 radiates the radio frequency signal output from the reflected power detection circuit 123 to the outside using the third antenna switch ASW3, and does not radiate the outside to the pseudo load 201. It can be switched to either heat conversion.
  • the pseudo load 201 is provided close to the first to fourth antenna patterns 116 to 119 and has a predetermined impedance, for example, a chip resistor.
  • the pseudo load 201 has one end connected to the third antenna switch ASW 3 and the other end connected to the ground electrode 115.
  • the pseudo load 201 has a characteristic impedance substantially equivalent to the characteristic impedance of the multiband antenna radiating unit which is the first to fourth antenna patterns 116 to 119 via the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2.
  • the pseudo load 201 may be a 50 ohm termination resistor.
  • a pseudo load having a characteristic impedance having a value matched to the characteristic impedance of the multiband antenna radiating unit is used.
  • the pseudo load 201 is preferably arranged close to the multiband antenna radiating unit so as not to affect the characteristics of the multiband antenna radiating unit.
  • the third antenna switch ASW3 is interposed between the first antenna pattern 116 and the transmission line 114, and selects the connection between the transmission line 114 and the first antenna pattern 116 and the connection with the transmission line 114 pseudo load 201. Switch. Specifically, the third antenna switch ASW3 is digitally controlled to be applied to a third antenna switch control bus terminal TE3 provided on the printed circuit board 112, similarly to the other first antenna switch ASW1 and second antenna switch ASW2. The signal is digitally controlled via the third antenna switch control bus 120c.
  • the front-end control block 224 has substantially the same function as the front-end control block 124, but instead of reducing the amplification factor of the power amplifier block 121 as compared with the front-end control block 124, the front-end control block 224 has a third antenna switch ASW3. While the impedance matching block 122 and the pseudo load 201 are connected and connected, the resonance frequency of the multiband antenna unit 210 is changed, and after the change, the matching characteristics of the impedance matching block 122 are changed.
  • the power amplifier block 121 is operated, and the impedance matching block 122 is operated by the control performed from the front end control block 224.
  • the pseudo load 201 changes most of the transmission power to heat, and the leakage of radio waves to the outside of the transmission device 200 is extremely small. Become.
  • the transmission power may be set to a predetermined value or lower than the predetermined value power used for predetermined communication.
  • the function of the pseudo load 201 is to give a value equivalent to the characteristic impedance of the multiband antenna radiating unit as described above, and only to suppress unnecessary radiation from the multiband antenna radiating unit by converting the transmission power into heat. Absent.
  • transmission / reception is performed with a mobile phone adjacent to a human head, and at other times, transmission / reception is performed with the mobile phone placed on a desk,
  • the resonance frequency or bandwidth of the multiband antenna radiating section changes, or the characteristic impedance of the multiband antenna radiating section changes
  • the characteristic impedance of the pseudo load 201 is also radiated from the multiband antenna. It is to change according to the surrounding environment of the mobile phone in which the part is incorporated.
  • the third antenna switch ASW3 is switched to the connection between the transmission line 114 and the pseudo load 201, the power amplifier block 121 is operated and the impedance matching block 122 is operated by the control performed from the front end control block 224, and the reflection is performed.
  • the third antenna switch ASW3 is connected to the transmission line 114 and the pseudo load 201 from the transmission line 114 and the multiband antenna radiating unit. Even if the power amplifier block 121 is operated by switching to the connection, there is very little change in characteristic impedance, and the power amplifier block 121 can be stably operated with a small amount of reflected power.
  • the multiband antenna unit 210 further includes a pseudo load 201 having a predetermined impedance, 1 antenna pattern 116 and pseudo load 201 are interposed between impedance matching block 122 and impedance matching block 122, and connection between impedance matching block 122 and first antenna pattern 116 and connection between impedance matching block 122 and pseudo load 201 are selectively performed.
  • the front end control block 224 connects the impedance matching block 122 and the pseudo load 201 to the third antenna switch ASW3 instead of lowering the amplification factor of the power amplifier block 121. Connected The changes the resonant frequency of the multiband antenna portion 210, after changing, changing the matching characteristics of the impedance matching block 122.
  • the transmission / reception environment of the transmission apparatus 200 changes significantly and the input impedance of the multiband antenna radiating section changes, the input impedance characteristics of the pseudo load 201 also change relatively. Therefore, the first antenna pattern 116 and the power amplifier block 121 are separated from each other by adjusting the matching characteristics of the impedance matching block 122 so that the reflected power is minimized with respect to the input impedance of the pseudo load 201 that has changed.
  • the matching characteristics of the impedance matching block 122 can be adjusted according to the input impedance of the multiband antenna radiating unit. That is, even when the transmission / reception environment of the transmission device 200 changes significantly, radio waves radiated from the multiband antenna radiating unit can be surely suppressed while the matching characteristics of the impedance matching block 122 are being adjusted. Radiation can be reduced.
  • transmitting apparatus 200 is divided into a high-frequency wireless communication system in which the access method is TDMA mode and a high-frequency wireless communication system in which the access method is CDMA mode. Applicable.
  • the operation of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 for each access method will be described.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating transmission / reception timings using the same frequency in the high-frequency wireless communication system including the transmission device 200 according to Embodiment 2. That is, it is a diagram illustrating the operation timing of the high-frequency wireless communication system when the access method is TDMA.
  • the state of transmission and reception for each T-axis (time axis) of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 200 when communicating at the first frequency is shown in a simplified manner.
  • the transmission Tx axis indicates the output level of the transmission signal
  • the Rx axis indicates the presence or absence of the reception signal.
  • the output level of the transmission signal indicated by the Tx axis is not the level of the radio wave radiated from the multiband antenna unit 210 but the level of the high-frequency signal output from the power amplifier block 121.
  • the timing diagram shown in FIG. 7 differs from the timing diagram shown in FIG. 4 in that the output level of the transmission signal in the adjustment period is the second output level P2. Specifically, during the period from T31 to T32 on the time axis, the transmission signal output is set to the second output level P2, which is the same output level as the transmission of normal communication such as normal data communication or voice. is there.
  • the front-end control block 224 performs all the control and increases or decreases the reflected power while the third antenna switch ASW3 is switched to the connection between the transmission line 114 and the pseudo load 201. This is an adjustment period in which the matching characteristic of the impedance matching block 122 is changed so that the corresponding detection signal PD becomes equal to or less than a predetermined value.
  • the transmission device 200 further has a pseudo load 201 as compared with the transmission device 100, even if the transmission power is equivalent to the transmission power of the same output level as the transmission of the original communication during the adjustment period, Does not occur, and is not consumed as heat by the pseudo load 201 and does not leak to the outside.
  • the third antenna switch ASW3 changes from the connection between the transmission line 114 and the pseudo load 201 to the connection between the transmission line 114 and the multiband antenna radiating unit at time T32. Can be switched.
  • the time from T32 to T33 on the time axis is a time for performing an original communication transmission operation such as data communication or voice.
  • reception period is the same as in FIG.
  • the high-frequency wireless communication system having the transmission apparatus 200 according to the second embodiment and having the access method TDMA is compared with the high-frequency wireless communication system having the transmission apparatus 100 and the access method TDMA. Even if the transmission / reception environment of the communication device changes significantly and the characteristics of the multiband antenna radiating section change, the characteristics of the pseudo load 201 also change relatively, and matching with the changed impedance, that is, the reflected power is The matching characteristic of the impedance matching block 122 is adjusted so as to be minimized, and the matching characteristic is maintained, so that the third antenna switch ASW3 is connected to the transmission line 114 and the pseudo load 201 from the transmission line 114 and the multiband antenna radiating unit. Since the transmission is performed by switching to the connection, the reflection is kept small and the multiband antenna section It is suppressed extremely small radiation of unwanted radio waves from the 10.
  • the operation of the transmission apparatus 200 when the access method is CDMA is almost the same as the operation of the transmission apparatus 200 when the access method shown in FIG. 7 is TDMA, except that transmission and reception are performed simultaneously.
  • FIG. 8 is a timing diagram of transmission and reception using different frequencies of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 200 according to the second embodiment. That is, it is a diagram illustrating the operation timing of the high-frequency wireless communication system when the access method is CDMA.
  • the state of transmission and reception for each T-axis of the high-frequency wireless communication system having the transmission device 200 when the transmission frequency is the second frequency and the reception frequency is the third frequency is shown in a simplified manner.
  • the transmission Tx axis indicates the output level of the transmission signal
  • the Rx axis indicates the presence or absence of the reception signal.
  • the output level of the transmission signal indicated by the Tx axis is the level of the high-frequency signal output from the power amplifier block 121 without the level of the radio wave radiated from the multiband antenna unit 210.
  • the timing diagram shown in FIG. 8 is different from the timing diagram shown in FIG. 5 in that the output level of the transmission signal in the adjustment period is the second output level P2. Specifically, during the time from T41 to T42 on the time axis, the transmission signal output is set to the second output level P2, which is the same output level as the transmission of the original communication such as normal data communication or voice. is there.
  • the time from T41 to T42 on this time axis is such that the front end control block 224 performs all the control and the magnitude of the reflected power with the third antenna switch ASW3 switched to the connection between the transmission line 114 and the pseudo load 201.
  • This is an adjustment period in which the matching characteristic of the impedance matching block 122 is changed so that the corresponding detection signal PD becomes equal to or less than a predetermined value.
  • the transmission apparatus 200 further includes a pseudo load 201 as compared with the transmission apparatus 100, even if the transmission power in this period is large during the adjustment period, the power is thermally consumed by the pseudo load 201 and the multiband antenna unit No radio wave leaks from 210 to the outside.
  • the third antenna switch ASW3 is changed from the connection between the transmission line 114 and the pseudo load 201 to the connection between the transmission line 114 and the multiband antenna radiation unit at time T42.
  • the switch is switched.
  • the time from T42 to T43 on the time axis is a time for performing an original transmission operation such as data communication or voice.
  • reception period is the same as in FIG. 5, and reception is possible even within the same time as transmission.
  • the high-frequency wireless communication system having the transmission apparatus 200 according to the second embodiment and having an access method of CDMA is compared with the high-frequency wireless communication system having the transmission apparatus 100 and having an access method of CDMA. Even if the transmission / reception environment of the communication device changes significantly and the characteristics of the multiband antenna radiating section change, the characteristics of the pseudo load 201 also change relatively, and matching with the changed impedance, that is, the reflected power is The matching characteristic of the impedance matching block 122 is adjusted so as to be minimized, and the matching characteristic is maintained so that the third antenna switch ASW3 is connected to the transmission line 114 and the pseudo load 201 from the transmission line 114 and the multiband antenna radiating unit. Since the transmission is performed by switching to the connection, the reflection is kept small and the multiband antenna section Unnecessary radio wave radiation from the 10 is suppressed extremely small.
  • the present invention can be realized not only as a transmission apparatus as described above, but also as a high-frequency wireless communication system having such a transmission apparatus.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a configuration of a high-frequency wireless communication system including the transmission device according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is an external view of a mobile phone having a high-frequency wireless communication system.
  • a high frequency radio communication system 300 shown in FIG. 9 is mounted on the mobile phone 400 shown in FIG. 10, and includes the multiband antenna unit 110, the power amplifier block 121, the impedance matching block 122, the reflected power of the transmission apparatus 100 according to Embodiment 1.
  • the high-frequency wireless communication system 300 includes, for example, a plurality of bands with an access method of TDMA (DCS1800, PCS1900, EGSM900, and GSM850) and a plurality of bands with an access method of CDMA (UMTS Band I, UMTS Band V, and UMTS Band VI). Works with.
  • TDMA DCS1800, PCS1900, EGSM900, and GSM850
  • CDMA UMTS Band I, UMTS Band V, and UMTS Band VI.
  • the RF-IC / baseband block 301 is, for example, a one-chip integrated circuit that performs conversion from a baseband signal to a high-frequency signal and conversion from a high-frequency signal to a baseband signal.
  • the first select switch 302 selects a high frequency signal to be supplied to the impedance matching block 122. That is, connection is switched according to the band used for communication.
  • the second select switch 303 selectively selects the connection between the reflected power detection circuit 123 and the third select switch 304 and the connection between the reflected power detection circuit 123 and the DUP 305 according to the band access method used for communication. Switch. Specifically, when the access method of the band used for communication is TDMA, the reflected power detection circuit 123 and the third select switch 304 are connected. When the access method of the band used for communication is CDMA, the reflected power detection circuit 123 is connected. And DUP 305 are connected.
  • the third select switch 304 is connected to the second select switch 303 and the multiband antenna unit 110, connected to the DUP 305 and the multiband antenna unit 110, or to the reception block 306 and the multiband according to the band access method used for communication.
  • One of the connections with the band antenna unit 110 is selected. Specifically, when the access method of the band used for communication is TDMA, the second select switch 303 and the multiband antenna unit 110 are connected during the transmission period, and the reception system block 306 and the multiband antenna unit 110 are connected during the reception period. Connect. When the access method of the band used for communication is CDMA, the DUP 305 and the multiband antenna unit 110 are always connected.
  • DUP 305 separates the transmission system and the reception system. Although only one DUP is shown in FIG. 9, each band may have a DUP.
  • the reception block 306 includes, for example, an LNA (Low Noise Amplifier), and amplifies the high frequency signal received by the multiband antenna unit 110 and outputs the amplified signal to the RF-IC / baseband block 301.
  • LNA Low Noise Amplifier
  • the high-frequency wireless communication system 300 is capable of multimode / multiband communication. Further, by including the transmission device 100, unnecessary radio waves are hardly radiated from the multiband antenna unit 110 due to impedance mismatch between the characteristic impedance of the multiband antenna unit 110 and the power amplifier block 121. Therefore, it does not cause interference with other communications. Furthermore, there is little radiation of radio waves including frequency components of adjacent frequencies of bands used for communication. Therefore, radio waves other than communication output determined by laws such as the Radio Law do not radiate. In addition, it is possible to realize clear communication in which radio waves other than the communication output determined by laws such as the Radio Law are less radiated.
  • the high-frequency wireless communication system having the transmission device 100 has been described. Needless to say, the same effect can be obtained even in the high-frequency wireless communication system having the transmission device 200.
  • the first antenna switch ASW1 and the second antenna switch ASW2 are composed of a silicon-based semiconductor using a silicon-on-sapphire device or a silicon-based semiconductor using a silicon-on-insulator device. It is desirable that Thereby, it has a high isolation characteristic, the part of a multiband antenna can be reduced in size, and when applied to a mobile phone, the effect is further increased.
  • the third antenna switch ASW3 is also composed of a silicon-based semiconductor using a silicon-on-sapphire device or a silicon-based semiconductor using a silicon-on-insulator device.
  • the power amplifier block 121, the impedance matching block 122, the reflected power detection circuit 123, and the front end control block 124 may be mounted on the same substrate. Miniaturization is possible by modularizing in this way. Furthermore, since other passive components are also mounted on the same substrate and integrated into a high-frequency module, it is possible to reduce the size including the control circuit system.
  • the power amplifier block 121, the impedance matching block 122, the reflected power detection circuit 123, and the front end control block 124 are integrated circuits using silicon-based semiconductors using silicon-on-sapphire devices or silicon-on-insulator devices. It is desirable. As a result, the control circuit system can be further reduced in size and price.
  • the timing at which the transmission device changes the matching characteristics of the impedance matching block 122 is not limited to the communication start timing, and may be a timing at which the reflected power detected by the reflected power detection circuit 123 during communication exceeds a predetermined threshold. .
  • the transmission device of the present invention is useful for a transmission unit of a communication device typified by a mobile phone or the like, particularly a transmission unit having multiband and multimode.

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Abstract

　マルチバンドで動作する送信装置であって、マルチバンドアンテナ部（１１０）と、電力増幅器ブロック（１２１）と、電力増幅器ブロック（１２１）とマルチバンドアンテナ部（１１０）のインピーダンスを整合するインピーダンス整合ブロック（１２２）と、マルチバンドアンテナ部（１１０）からの反射電力を検出する反射電力検出回路（１２３）と、フロントエンド制御ブロック（１２４）とを備え、マルチバンドアンテナ部（１１０）は、第１アンテナ要素と、第１スイッチと、第２アンテナ要素とを有し、フロントエンド制御ブロック（１２４）は、第１スイッチのオン及びオフを切り替えることにより、マルチバンドアンテナ部（１１０）の共振周波数を変更し、変更した後に、反射電力検出回路（１２３）で検出される反射電力が所定値以下になるようにインピーダンス整合ブロック（１２２）の整合特性を変更する。

Description

送信装置及びそれを備える高周波無線通信システム
　本発明は通信機、特に携帯電話に代用される機器の送信装置及び高周波無線通信システムに関する。
　携帯電話に代表される通信機器は高機能化や小型化の進化が著しく早く、現在の携帯電話は国内・国外での使用を可能にする為に例えば７つの異なる周波数で通信できるマルチバンド化とＷ－ＣＤＭＡ方式やＧＳＭ方式などに代表される２つの異なる携帯電話の通信方式に加え、無線インターネット接続サービス（以下ＷＬＡＮと記す）もできるマルチモード化が実現されている。
　しかしながら、マルチバンド化とマルチモード化の実現手段は極めて技術的に遅れていると言わざるを得ない。即ち、特定の通信方式に対応した複数の半導体チップセットとアンテナとから構成される通信機能を複数方式並べる、もしくは同一プリント基板上に高密度実装するという極めて遅れた方法により具現化されている。結果的に、このような手法により実現されたマルチバンド／マルチモードの携帯電話のサイズは大きくならざるを得ず、しかも複数の方式を同時動作させた場合には消費電力も２倍近くになってしまい実用的ではない。特に、マルチバンド／マルチモードの携帯電話の送信部について言えば、特定周波数で動作する電力増幅器とアンテナとをバンド数だけ複数個並べて動作させているのが現実である。
　近年、アンテナについては、ダイオードスイッチ等を使って複数の周波数で共振動作させることのできるマルチバンド化の研究が進み、マルチバンドアンテナを実現し、携帯電話などの小型の通信機器に搭載できるほどになってきた（例えば、非特許文献１）。
　図１１は、従来のマルチバンドアンテナのレイアウト構成を示す図である。図１１に示すマルチバンドアンテナ８００は、ＷＬＡＮに用いられる２．４ＧＨｚ帯及び５．２ＧＨｚ帯の周波数と、携帯電話の通信に使用される８００ＭＨｚ帯及び２ＧＨｚ帯の周波数との両方の周波数で、ダイオードアンテナスイッチの切り替えにより使用可能になっている。
　具体的には、マルチバンドアンテナ８００は、プリント基板８１２上に形成されたバイアス端子Ｂ１とバイアス端子Ｂ２とに電圧を加え、ダイオードスイッチバイアス線８１３を介して電流を流すことで、第１ダイオードアンテナスイッチＤＳＷ１と第２ダイオードアンテナスイッチＤＳＷ２とをオンして、第１アンテナパターン８１６と第２アンテナパターン８１７とを電気的に接続し短絡すると共に、第３アンテナパターン８１８と第４アンテナパターン８１９とを電気的に短絡する。以降、第１アンテナパターン８１６と第２アンテナパターン８１７、第３アンテナパターン８１８、第４アンテナパターン８１９、第１ダイオードアンテナスイッチＤＳＷ１及び第２ダイオードアンテナスイッチＤＳＷ２をアンテナ部と記載する場合がある。
　以上のように、第１ダイオードアンテナスイッチＤＳＷ１の短絡及び開放と第２ダイオードアンテナスイッチＤＳＷ２との短絡及び開放とを制御することにより、アンテナ部の電気長を変えることができる。このように、アンテナ部の電気長を長くすることで低い周波数にも共振できるようになり電波をアンテナ部から発射することができるようになる。
　また、プリント基板８１２の主面側の一部には接地電極８１５が配置され、アンテナ部へ給電するための伝送線路８１４の接地側電極が接続されている。伝送線路８１４の信号側電極の一端はアンテナ部へ接続され、他端は図１１には記載していないが機器の電力増幅回路と電気的に接続される。
　ところで、携帯電話に代表される通信機器には、アンテナ負荷に対する安定性と、電力効率の向上とが要求される。そこで、アンテナと電力増幅器とを接続した組み合わせにおいて、位相不整合を精度良く検出して調整しアンテナ負荷に対する安定性と増幅器の電力効率を改善しようとする取り組みが行われている（例えば、特許文献１）。
　図１２は、従来の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。なお、同図には、アンテナ９０６、及び、電力増幅装置９０１とアンテナ９０６とを接続する同軸ケーブル９０７も示されている。
　電力増幅装置９０１は、アンテナ端子９０２と、電力増幅器９０３、反射電力検出回路９０４、電力制御回路９０５、位相を可変できる移相器９０８、電流検出回路９０９、判定回路９１０及び位相制御回路９１１を備える。
　具体的には、電力増幅装置９０１は、同軸ケーブル９０７を介してアンテナ９０６と接続されているアンテナ端子９０２と、電力増幅器９０３と、アンテナ９０６の反射電力を検出する反射電力検出回路９０４と、電力増幅器９０３の増幅度を制御する電力制御回路９０５と、電力増幅器９０３の消費電流を検出する電流検出回路９０９と、判定回路９１０と、移相器の位相量を制御する位相制御回路９１１とを備える。
　次に、この電力増幅装置９０１の動作について簡単に説明する。
　反射電力検出回路９０４は、検出した反射電力の大小に応じた検出信号Ｓ１を判定回路９１０に出力する。一方、電流検出回路９０９は、電力増幅器９０３の動作電流値を絶えずモニターしており、動作電流値を示す検出信号Ｓ２を判定回路９１０に出力する。
　判定回路９１０は、検出信号Ｓ２と、検出信号Ｓ１とから、電力増幅器の動作電流値と反射電力との両方の値をそれぞれ判定し、検出信号Ｓ１及び検出信号Ｓ２が所定の最適範囲に入っている場合は電力制御信号ＳＣ１と位相制御信号ＳＣ２を出力しない。一方、最適範囲から外れた場合には、判定回路９１０は、電力制御信号ＳＣ１及び位相制御信号ＳＣ２のそれぞれを個別に出力、又は電力制御信号ＳＣ１及び位相制御信号ＳＣ２の両方を出力し、位相制御回路９１１を介して移相器９０８を変化させる。さらに、判定回路９１０は、電力制御回路９０５を介して電力増幅器９０３の増幅度を制御し、電力制御信号ＳＣ１及び位相制御信号ＳＣ２の両方が最終的に所定の最適範囲に入るように制御する。
　このように、図１２に示した電力増幅装置９０１は、電力増幅器９０３の動作電流値の検出信号Ｓ２と、反射電力の大小に応じた検出信号Ｓ１の両方の値をそれぞれ判断し、位相制御と電力増幅器の利得制御とを同時に行い、電力増幅器９０３の動作電流値の検出信号Ｓ２と、反射電力の大小に応じた検出信号Ｓ１とを最適範囲内に維持することで、電力増幅装置９０１全体の電力効率を改善する。また、移相器９０８の移相量を制御することで、位相不整合を補正できる。よって、アンテナ負荷に対する安定性が向上する。
特許第３０１９８０２号公報
「Frequency-Reconfigurable Antenna for Multiradio Wireless Platforms」 Songnan Yang, Chunna Zhang, Helen K. Pan, AlyE. Fathy and Vijay K. Nair, IEEE Microwave Magazine, Volume 10, Number1, pp.66-83
　図１１に示した従来のマルチバンドアンテナでは、所定の帯域内では平均的なリターンロスは下がりアンテナから電波を送受信することができるようにはなっている。しかしながら、帯域内のリターンロスを詳細に確認するとリターンロスが悪化している特定周波数が多数存在している。このようなリターンロスが悪化している特定周波数では、電力増幅器の効率が悪化するだけでなく、隣接チャンネル漏洩電力が増えて他の通信にも妨害を及ぼす。これでは、全帯域内で電力増幅器を効率よく動作させることは不可能である。各帯域内でリターンロスの変化が無いもしくは極めて少ないマルチバンドを設計すること自体が極めて困難で、その設計自由度は殆ど無いといっても言い過ぎではない。
　また、図１１に示した従来のマルチバンドアンテナに用いられるダイオードアンテナスイッチでは、スイッチとして短絡と開放の動作をさせる為には電流を流さないといけない。しかしながら、電流を流すためのダイオードスイッチバイアス線を介してアンテナ特性に影響を受けてしまい周波数特性や特性インピーダンスが大きく変化する。よって、ダイオードスイッチバイアス線の電気的処理とレイアウトとアンテナパターンの設計は極めて困難で且つ複雑である。
　また、図１１に示したマルチバンドアンテナでは、ダイオードアンテナスイッチを切り替えることでマルチバンド化を一時的には実現できてはいるが、電波の送受信環境の変化には全く追従できない。すなわち、携帯電話に代表される小型の通信機では、送受信動作を行う場所は一定ではない。即ち、或る時は人間の頭に携帯電話が隣接した状態で送受信が行われる、また或る時は携帯電話が机の上に置かれた状態で送受信が行われ、送受信環境がその時々で大きく変化する環境である。結果的には、マルチバンドの動作周波数の帯域が変化したり、アンテナの特性インピーダンスが変化し電力増幅器への反射が異常に大きくなったり、電力効率が極めて悪化したりする。
　一方、図１２に示した従来の例では、移相器は位相制御回路により位相回転量が変化させられるものであるが、この位相回転を調整している間、即ちこの調整期間の間も継続して電力増幅器は動作し続けており、通信にも使われない不要な基本周波数の電波がアンテナから継続的に輻射され続けることになり他の通信への妨害になる。更には、基本周波数以外の隣接チャンネル漏洩電力などの他の周波数成分を含んだ電波も輻射されるので、これも他の通信への妨害になる。これら、調整期間中での不要電波の輻射は電波法に触れることになるなどの法律的にも問題である。
　また、図１２に示した従来の例では、基本的にマルチバンドアンテナには対応できず、１つのアンテナと１つの電力増幅器の組み合わせた構成の電力増幅器の効率の最適化であり、マルチバンドアンテナに対しては何の応用思想もなく何の効力も持たない。さらには、移相器を用いている関係で位相不整合に対しては補正ができるが、位相以外の補正としてインピーダンスの不整合に対しては、効果はない。通常のアンテナと増幅器の組み合わせにおいて、移相器による位相回転角度の制御だけで、アンテナからの反射電力がゼロになることは殆ど無い。
　次に、図１１に示したマルチバンドアンテナに図１２に示した電力増幅装置を適用した場合を考える。
　この場合、移相器を電力増幅装置内に有することで、位相不整合によるある程度の反射波の抑制は可能ではある。しかしながら、電波の送受信環境の変化は移相器の適用範囲、即ち位相だけの調整では不可能な領域にもアンテナの特性インピーダンスは入り込んでしまう。このような場合、反射波は更に大きくなり電力効率が悪化するだけに留まらず、最悪の場合には反射波により電力増幅器自体を損傷してしまう。
　また、特定の帯域（バンド）に対して、その帯域内での電力効率が改善する可能性はあるが、特定バンドのみの対応であって、複数の共振周波数を持つマルチバンドアンテナには全く対応できない。なぜなら、移相器での位相回転によるインピーダンス調整の範囲は極めて限定的な範囲であって、移相器だけの調整の範囲を大きく超えて変化するマルチバンドアンテナの特性インピーダンスの変化には追従できないからである。
　本発明は、上記従来の多くの課題を解決できるものであり、その目的はマルチバンドのそれぞれの全帯域について電力効率が高い送信装置及びそれを備える高周波無線通信システムを実現し提供するものである。
　上記課題を解決するため、本発明に係る送信装置は、マルチバンドで動作する送信装置であって、アンテナ部と、入力される高周波信号を増幅する増幅部と、前記増幅部と前記アンテナ部との間に介在接続され、前記増幅部の出力インピーダンスと前記アンテナ部の入力インピーダンスとを整合する整合部と、前記アンテナ部から反射した高周波信号の電力である反射電力を検出する反射電力検出部と、前記アンテナ部及び前記整合部を制御する制御部とを備え、前記アンテナ部は、前記整合部に接続された第１アンテナ要素と、一端が前記第１アンテナ要素に接続された第１スイッチと、前記第１スイッチの他端に接続された第２アンテナ要素とを有し、前記制御部は、前記第１スイッチのオン及びオフを切り替えることにより、前記アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、前記反射電力検出部で検出される反射電力が所定値以下になるように前記整合部の整合特性を変更する。
　本発明によれば、マルチバンドの各帯域内の反射電力の多い特定周波数が殆ど存在せず、この特定周波数での電力増幅器の効率が悪化することが極めて少ない。また、反射電力が抑制されることにより、隣接チャンネル漏洩電力を抑制できるので、他の通信にも妨害を及ぼすことがない。従って、マルチバンドの全帯域内で増幅部を効率よく動作させることが可能になり、高い電力効率を実現できる。このことは、各帯域内で反射電力が無いもしくは極めて少ないマルチバンドの送信装置を設計する設計自由度を大きく拡大するものである。
　また、反射電力が抑制されることにより不要輻射が低減されるので、電波法などの法規により決められ通信出力以外の電波を輻射することの少ないクリアーな通信を実現できる。
　また、前記アンテナ部は、さらに、所定のインピーダンスを有する擬似負荷と、前記第１アンテナ要素及び前記擬似負荷と前記整合部との間に介在接続され、前記整合部と前記第１アンテナとの接続、及び、前記整合部と前記擬似負荷との接続を選択的に切り替える第２スイッチとを有し、前記制御部は、前記第２スイッチに前記整合部と前記擬似負荷とを接続させ、接続させている間に、前記アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、前記整合部の整合特性を変更してもよい。
　これにより、送信装置の送受信環境が著しく変化し、第１アンテナ要素、第１スイッチ及び第２アンテナ要素の入力インピーダンスが変化したとき、擬似負荷の入力インピーダンス特性も相対的に変化する。よって、変化した擬似負荷の入力インピーダンスに対して反射電力が最小になるように整合回路の整合特性を調整することで、第１アンテナ要素と増幅部とを切り離した状態で、第１アンテナ要素、第１スイッチ及び第２アンテナ要素の入力インピーダンスに応じて、整合回路の整合特性を調整できる。つまり、送信装置の送受信環境が著しく変化した場合であっても整合回路の整合特性を調整している間に、アンテナ部から放射される電波を確実に抑圧できるので、不要輻射を低減できる。
　また、電波の送受信環境の変化に追従できるので、安定した動作をする送信装置を実現できる。
　また、前記制御部は、前記増幅部の増幅率を低下させ、低下させている間に、前記アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、前記整合部の整合特性を変更してもよい。
　これにより、整合部の整合特性を変更している間にインピーダンス不整合の状態があっても、そのときにアンテナ部から放射される不要輻射を抑圧できる。具体的には、整合部の整合特性を変更している期間中は、増幅部の増幅率を低下させるので、通信にも使われない不要な基本周波数の電波がアンテナ部から継続的に輻射され続けることが極めて少なく、他の通信への妨害を引き起こさない。更には、基本周波数以外の隣接周波数の周波数成分を含んだ電波も輻射も少ない。
　また、前記第１スイッチは、シリコンオンサファイア（ＳＯＳ：Silicon on Sapphire）デバイス又はシリコンオンインシュレーター（ＳＯＩ：Silicon on Insulator）デバイスを用いたシリコン系半導体から構成されていてもよい。
　これにより、第１スイッチは高いアイソレーション特性を有する。よって、第１スイッチの動作によるアンテナ部の特性への影響を低減できる。具体的には、従来のダイオードアンテナスイッチを使用しないので、電流を流すためのダイオードスイッチバイアス線を介してアンテナ部の特性が影響を受けることが少なく、周波数特性や特性インピーダンスを安定化させることができる。
　また、前記第２スイッチは、シリコンオンサファイアデバイスを用いたシリコン系半導体又はシリコンオンインシュレーターデバイスを用いたシリコン系半導体から構成されていてもよい。
　また、前記増幅部、前記反射電力検出部、前記整合部及び前記制御部は、同一基板上に実装されていてもよい。
　このようにモジュール化されることで、小型化が可能となる。
　また、前記増幅部、前記反射電力検出部、前記整合部及び前記制御部は、シリコンオンサファイアデバイス又はシリコンオンインシュレーターデバイスを用いたシリコン系半導体を用いた集積回路であってもよい。
　これにより、さらに小型化でき、また、低価格化も実現できる。
　なお、本発明は、このような送信装置として実現できるだけでなく、送信装置を備える高周波無線通信システムとしても実現できる。
　マルチバンドのそれぞれの全帯域について反射波が少ない送信装置を実現できる。
図１は、実施の形態１に係る送信装置の電気的構成を示すブロック図である。 図２は、第１アンテナスイッチの具体的な回路構成の一例を示す図である。 図３は、インピーダンス整合ブロックの詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図４は、送信装置を有する高周波無線通信システムの同一周波数を用いた送受信のタイミングを示す図である。 図５は、送信装置を有する高周波無線通信システムの異なる周波数を用いた送受信のタイミング図である。 図６は、本発明の実施の形態２に係る送信装置の電気的構成を示すブロック図である。 図７は、送信装置を有する高周波無線通信システムの同一周波数を用いた送受信のタイミングを示す図である。 図８は、送信装置を有する高周波無線通信システムの異なる周波数を用いた送受信のタイミング図である。 図９は、高周波無線通信システムの構成の一例を示す図である。 図１０は、高周波無線通信システムを有する携帯電話の外観図である。 図１１は、従来のマルチバンドアンテナのレイアウト構成を示す図である。 図１２は、従来の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の各実施の形態に係る送信装置について図面を参照しながら説明する。
　（実施の形態１）
　本実施の形態に係る送信装置は、マルチバンドで動作する送信装置であって、アンテナ部と、入力される高周波信号を増幅する増幅部と、前記増幅部と前記アンテナ部との間に介在接続され、前記増幅部の出力インピーダンスと前記アンテナ部の入力インピーダンスとを整合する整合部と、前記アンテナ部から反射した高周波信号の電力である反射電力を検出する反射電力検出部と、前記アンテナ部及び前記整合部を制御する制御部とを備え、前記アンテナ部は、前記整合部に接続された第１アンテナ要素と、一端が前記第１アンテナ要素に接続された第１スイッチと、前記第１スイッチの他端に接続された第２アンテナ要素とを有し、前記制御部は、前記第１スイッチのオン及びオフを切り替えることにより、前記アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、前記反射電力検出部で検出される反射電力が所定値以下になるように前記整合部の整合特性を変更する。
　これにより、マルチバンドの各帯域内の反射電力の多い特定周波数が殆ど存在せず、この特定周波数での電力増幅器の効率が悪化することが極めて少ない。また、反射電力が抑制されることにより、隣接チャンネル漏洩電力を抑制できるので、他の通信にも妨害を及ぼすことがない。従って、マルチバンドの全帯域内で増幅部を効率よく動作させることが可能になり、高い電力効率を実現できる。
　以下、本発明の実施の形態１の送信装置について、図面を参照しながら説明する。
　図１は、本発明の実施の形態１に係る送信装置の電気的構成を示すブロック図である。
　同図に示す送信装置１００は、マルチバンドアンテナ部１１０と、電力増幅器ブロック１２１と、インピーダンス整合ブロック１２２と、反射電力検出回路１２３と、フロントエンド制御ブロック１２４とを備える。
　マルチバンドアンテナ部１１０は、本発明のアンテナ部であって、プリント基板１１２と、伝送線路１１４と、接地電極１１５と、第１アンテナパターン１１６と、第２アンテナパターン１１７と、第３アンテナパターン１１８と、第４アンテナパターン１１９と、第１アンテナスイッチＡＳＷ１と、第２アンテナスイッチＡＳＷ２と、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａと、第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂとを備える。
　プリント基板１１２は、マルチバンドアンテナ部１１０の各構成要素（伝送線路１１４、接地電極１１５、第１アンテナパターン１１６、第２アンテナパターン１１７、第３アンテナパターン１１８、第４アンテナパターン１１９、第１アンテナスイッチＡＳＷ１、第２アンテナスイッチＡＳＷ２、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａ及び第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂ）が実装又は形成されている。
　伝送線路１１４は、一端が反射電力検出回路１２３を介してインピーダンス整合ブロック１２２に接続され、他端が第１アンテナパターン１１６及び第２アンテナパターン１１７に接続され、高周波信号を伝送する。具体的には、伝送線路１１４は信号線とグランド線とを有し、信号線の一端が反射電力検出回路１２３を介してインピーダンス整合ブロック１２２に接続され、他端が第１アンテナパターン１１６及び第２アンテナパターン１１７に接続され、グランド線が接地電極１１５に接続された、例えばセミリジッドケーブルである。
　第１アンテナパターン１１６は、本発明の第１アンテナ要素であって、伝送線路１１４及び反射電力検出回路１２３を介して、インピーダンス整合ブロック１２２と接続されている。具体的には、第１アンテナパターン１１６は、例えば、５．２ＧＨｚ帯域で共振する。第２アンテナパターン１１７は、本発明の第２アンテナ要素であって、第１アンテナスイッチＡＳＷ１の短絡及び開放により、第１アンテナパターン１１６と電気的に導通及び非導通となる。これにより、第１アンテナパターン１１６及び第２アンテナパターン１１７は、第１アンテナスイッチＡＳＷ１を介して導通しているときに１つのアンテナとして機能し、例えば、１．８ＧＨｚ帯域で共振する。
　第３アンテナパターン１１８は、第１アンテナパターン１１６と同様に、伝送線路１１４及び反射電力検出回路１２３を介して、インピーダンス整合ブロック１２２と接続され、例えば、２．４ＧＨｚ帯域で共振する。第４アンテナパターン１１９は、第２アンテナスイッチＡＳＷ２の短絡及び開放により、第３アンテナパターン１１８と電気的に導通及び非導通となる。これにより、第３アンテナパターン１１８及び第４アンテナパターン１１９は、第２アンテナスイッチＡＳＷ２を介して導通しているときに１つのアンテナとして機能し、例えば、９００ＭＨｚ帯域で共振する。
　なお、第１～４アンテナパターン１１６～１１９は、例えば、プリント基板１１２の主面にパターニングされた金属配線である。また、第１アンテナパターン１１６及び第３アンテナパターンは、それぞれの端部に、伝送線路１１４によって給電される給電点を有する。
　第１アンテナスイッチＡＳＷ１は、本発明の第１スイッチであって、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａによって第１アンテナパターン１１６と第２アンテナパターン１１７とを、電気的に短絡したり開放したりする。第２アンテナスイッチＡＳＷ２は、第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂによって第３アンテナパターン１１８と第４アンテナパターン１１９とを電気的に短絡したり開放したりする。
　また、これら第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２は、集積回路化されて、プリント基板１１２の主面上に実装されている。つまり、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２は、スイッチの切り替え制御機能とスイッチ本来の機能とが高周波的に分離されている。具体的には、スイッチの短絡及び開放を制御する第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａ及び第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂはプリント基板１１２に形成された配線パターンであり、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２とはプリント基板１１２に実装された集積回路基板に形成されている。つまり、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａ及び第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂと、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２とは、別基板に形成されている。
　一方、従来のように集積回路化されていないダイオードをアンテナスイッチとしてプリント基板上に実装した場合は、当該アンテナスイッチの短絡及び開放を制御するアンテナ制御バスとダイオードとが同一基板上に設けられていることになる。
　このように、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａ及び第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂと、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２とは、高周波的に分離されるので、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａ及び第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂが通常のシリコンのデジタル回路を用いたロジック制御を受けることができる。よって、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２がより複雑な切り替えスイッチとなる場合であっても、デジタル制御が可能となる。
　なお、これらの第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２の短絡及び開放の制御は、第１アンテナスイッチ制御バス端子ＴＥ１及び第２アンテナスイッチ制御バス端子ＴＥ２に印加されるデジタル信号で制御されることになる。第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａ及び第２アンテナスイッチ制御バス１２０ｂは、単方向の制御系でもよいが、双方向の制御系であれば、スイッチの現在の状態を制御系に返すことができるので、更に制御性が良くなる。例えば、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２が集積回路化されている基板に第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２の短絡及び開放を示すフラグレジスタを有してもよい。
　また、従来のダイオードをアンテナスイッチとしてプリント基板上に実装した場合は、スイッチとしての短絡と開放の動作をさせる電流を流す為のダイオードスイッチバイアス線を長く引き回す必要があった。これに対して、本発明ではスイッチの切り替え制御機能とスイッチ本来の機能が高周波的に分離された集積回路をスイッチとして用いているので、集積化されたスイッチに電源を供給する電源ラインは高周波的にはスイッチと分離されており、電源ラインがアンテナ特性に影響することは少ない。よって、スイッチに電源を供給する電源ラインが高周波的に分離されているので、アンテナの特性インピーダンスや共振周波数や帯域幅が大きく変化することがない。
　また、図１には示してないが、第１アンテナスイッチＡＳＷ１と第２アンテナスイッチＡＳＷ２とは同一チップに集積化されていてもよい。更に、第１アンテナスイッチＡＳＷ１および第２アンテナスイッチＡＳＷ２は、シリコンオンサファイア（Ｓｉｌｉｃｏｎ　ｏｎ　Ｓａｐｐｈｉｒｅ）デバイスを用いたシリコン系半導体、またはシリコンオンインシュレーター（Ｓｉｌｉｃｏｎ　ｏｎ　Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）デバイスを用いた同じくシリコン系半導体であって、高いアイソレーション特性を有する半導体装置をいることで、集積化されていてもマルチバンドアンテナの周波数分離度が影響を受けることは少ない。
　ここで、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２の具体的な回路構成について説明する。なお、以下では第１アンテナスイッチＡＳＷ１についてのみ説明するが、第２アンテナスイッチＡＳＷ２も同様の構成である。
　図２は、第１アンテナスイッチＡＳＷ１の具体的な回路構成の一例を示す図である。
　同図に示す第１アンテナスイッチＡＳＷ１は、入力端子ＲＦｉｎから入力される高周波信号を、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａを介して印加される電圧ＶＧに応じて、出力端子ＲＦｏｕｔへ出力する。なお、入力端子ＲＦｉｎは第１アンテナパターン１１６に接続され、出力端子ＲＦｏｕｔは第２アンテナパターン１１７に接続されている。
　同図に示すように、第１アンテナスイッチＡＳＷ１は、トランジスタＡＳＷＴｒと、抵抗ＡＳＷＲ１とを有する。
　トランジスタＡＳＷＴｒは、ソースが入力端子ＲＦｉｎに接続され、ゲートが抵抗ＡＳＷＲ１を介して電圧ＶＧに接続され、ドレインが出力端子ＲＦｏｕｔに接続されている。この回路において、ソースとドレインは入れ替えても同様の働きをなす。ゲートは抵抗ＡＳＷＲ１を介して、第１アンテナスイッチ制御バス１２０ａから供給されるバイアス電圧ＶＧが印加されている。
　図２に示した第１アンテナスイッチＡＳＷ１において、トランジスタＡＳＷＴｒをオフした状態では、入力端子ＲＦｉｎと出力端子ＲＦｏｕｔとは、ダイオードスイッチと比較して、そのアイソレーション（分離度）が非常に良く、－６０ｄＢ以下の値を示すことが可能である。また、ゲートと入力端子ＲＦｉｎとの間のアイソレーション及びゲートと出力端子ＲＦｏｕｔとの間のアイソレーション（分離度）も同様によい。抵抗ＡＳＷＲ１は、具体的には数キロオーム前後の値が用いられ、アイソレーション（分離度）は更に良くなる。
　第１アンテナスイッチＡＳＷ１は、以上のような構成により、バイアス電圧ＶＧが印加されるか又はされないかで、トランジスタＡＳＷＴｒがオン又はオフに変化し、高周波信号として入力端子ＲＦｉｎと出力端子ＲＦｏｕｔが接続されたり遮断されたりする。つまり、第１アンテナスイッチＡＳＷ１は、バイアス電圧ＶＧに応じて、入力端子ＲＦｉｎと出力端子ＲＦｏｕｔとを短絡及び開放する。言い換えると、第１アンテナパターン１１６と第２アンテナパターン１１７とを電気的に導通及び非導通にする。
　以上のように、マルチバンドアンテナ部１１０は、第１アンテナパターン１１６と、第２アンテナパターン１１７と、第１アンテナスイッチＡＳＷ１とを有することにより、２つの異なる周波数帯で共振する。つまり、２つの異なる周波数帯の高周波信号を放射できる。なお、マルチバンドアンテナ部１１０は、さらに、第３アンテナパターン１１８と、第４アンテナパターン１１９と、第２アンテナスイッチＡＳＷ２とを有することにより、さらに異なる２つの周波数帯の高周波信号を放射できる。つまり、マルチバンドアンテナ部１１０は、全部で４つの周波数帯の高周波信号を放射できる。
　次に、送信装置１００が有するマルチバンドアンテナ部１１０以外の各処理部について説明する。
　電力増幅器ブロック１２１は、本発明の増幅部であって、送信装置１００の外部から入力された高周波信号Ｐｉｎを、フロントエンド制御ブロック１２４により指示される増幅率で増幅する、例えば可変ゲインアンプである。
　インピーダンス整合ブロック１２２は、本発明の整合部であって、電力増幅器ブロック１２１と、反射電力検出回路１２３を介してマルチバンドアンテナ部１１０とのインピーダンス整合をとる。ここで、インピーダンス整合ブロック１２２の内部は、複数のインダクタと複数のキャパシタとをスイッチで切り替えて、スミスチャート上のかなり広い範囲に対してインピーダンスの整合をとることができる、つまり反射電力を非常に小さくできる機能ブロックである。また、このインピーダンス整合ブロック１２２は、各スイッチのオン状態及びオフ状態を記憶するレジスタ１２５を有する。このレジスタ１２５は、例えば、フラグレジスタである。
　図３は、インピーダンス整合ブロック１２２の詳細な構成の一例を示すブロック図である。
　インピーダンス整合ブロック１２２は、図３に示すように、電力増幅器ブロック１２１から反射電力検出回路１２３までの高周波信号の伝送ラインに対して、直列に挿入されたインダクタＭＬ１及びＭＬ２と、そのインダクタＭＬ１及びＭＬ２のそれぞれに並列に設けられたスイッチＭＳＷ１及びＭＳＷ２と、伝送ラインとグランドとの間に挿入されたコンデンサＭＣ１～ＭＣ３と、そのコンデンサＭＣ１～ＭＣ３のそれぞれに直列に設けられたスイッチＭＳＷ３～ＭＳＷ５と、スイッチＭＳＷ１～ＭＳＷ５のそれぞれのオン状態及びオフ状態を記憶するレジスタ１２５を備える。
　レジスタ１２５は、フロントエンド制御ブロック１２４から指示される各スイッチのオン及びオフの制御信号よって書き換えられる、例えば５ビットのレジスタである。レジスタ１２５の各ビットは、スイッチＭＳＷ１～ＭＳＷ５と１対１に対応し、例えば、対応するスイッチＭＳＷ１～ＭＳＷ５がオンの場合に１とし、オフの場合に０とする。
　これにより、インピーダンス整合ブロック１２２は、フロントエンド制御ブロック１２４の指示に応じて、内部の回路の接続状態が変わるので整合特性が変化する。具体的には、図３のように、伝送ラインに対して直列に挿入された２つのインダクタＭＬ１及びＭＬ２と、伝送ラインとグランドとの間に挿入された３つのコンデンサＭＣ１～ＭＣ３とを有する場合、スミスチャート状でインピーダンスを６通りに動かすことができる。つまり、６つの整合特性を有する。よって、インピーダンス整合ブロック１２２は、反射電力検出回路１２３を介したマルチバンドアンテナ部１１０のインピーダンスが変化した場合にも、インピーダンス不整合を低減できる。なお、図３では、インピーダンス整合ブロックとして２つのインダクタと３つのコンデンサとを有する場合を図示したが、インダクタ及びコンデンサの数はこれに限らず、それぞれ４つでも５つでもよい。ただし、インダクタ及びコンデンサの数が多いほど、多くの整合状態を有し、インピーダンス不整合をさらに低減できることは言うまでもない。
　反射電力検出回路１２３は、本発明の反射電力検出部であって、マルチバンドアンテナ部１１０から反射された高周波信号の電力を検出する。なお、以降、マルチバンドアンテナ部１１０から反射された高周波信号の電力を反射電力と記載する場合がある。具体的には、反射電力検出回路１２３は、インピーダンス整合ブロック１２２から出力された高周波信号をマルチバンドアンテナ部１１０へ伝達し、かつ、反射電力を検出し、検出した反射電力の大きさを示す検出信号ＰＤをフロントエンド制御ブロック１２４へ出力する。
　フロントエンド制御ブロック１２４は、本発明の制御部であり、第１アンテナスイッチＡＳＷ１のオン及びオフを切り替えることにより、マルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を変更し、変更した後に、反射電力検出回路１２３で検出される反射電力が所定値以下になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。また、フロントエンド制御ブロック１２４は、第２アンテナスイッチＡＳＷ２のオン及びオフを切り替えることにより、マルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を変更し、変更した後に、反射電力検出回路１２３で検出される反射電力が所定値以下になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。
　このフロントエンド制御ブロック１２４は、具体的には、第１アンテナスイッチ制御バス端子ＴＥ１及び第２アンテナスイッチ制御バス端子ＴＥ２に制御信号を送り、マルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を切り替える。さらに、反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤのレベルにより、マルチバンドアンテナ部１１０と電力増幅器ブロック１２１の出力との間の整合状況を判断して、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を制御して反射波を所定の値以下に抑える働きをする。
　また、フロントエンド制御ブロック１２４は、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を最適化制御して反射波を所定の値以下に抑える調整動作中には、フロントエンド制御ブロック１２４は電力増幅器ブロック１２１の出力を所定の時間間隔で電力のオン／オフ制御を行う機能又は所定の時間間隔で電力のアップ／ダウンを行う制御を行い、調整動作中に不要な基本周波数の電波がマルチバンドアンテナ部１１０から輻射されることを制限する。さらに、当該調整動作中に、基本周波数の電波に隣接して輻射される電波の出力レベルをも制限する動作を行う。また、フロントエンド制御ブロック１２４は、インピーダンス整合ブロック１２２を制御して所定の反射電力以下に設定する期間中、送信電力が所定の通信に用いる規定値電力以下になるように電力増幅器ブロック１２１の増幅率を制御し、外部への不要輻射による妨害を抑制する。
　つまり、フロントエンド制御ブロック１２４は、電力増幅器ブロック１２１の増幅率を低下させ、低下させている間に、マルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を変更し、変更した後に、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。これにより、整合特性の変更期間は、通信にも使われない不要な基本周波数の電波がマルチバンドアンテナ部１１０から継続的に輻射され続けることが極めて少なく、他の通信への妨害を引き起こさない。更には、基本周波数以外の隣接周波数の周波数成分を含んだ電波も輻射も少ない。
　なお、フロントエンド制御ブロック１２４は、電力増幅器ブロック１２１の例えば電源部を直接制御して、出力電力を所定のタイミングでオン／オフ制御してもよい。また、フロントエンド制御ブロック１２４は、コントロール端子Ｃｏｎｔｒｏｌを介して、図面には記載されていないが通信制御のマイクロコンピューターに信号を送り、高周波信号入力Ｐｉｎの出力レベルを、所定のタイミングで出力電力のオン／オフ制御またはアップ／ダウンを行う制御を行うこともでき、電波の不要輻射を抑制する働きを行ってもよい。
　以上のように、本実施の形態に係る送信装置１００は、マルチバンドで動作する送信装置であって、マルチバンドアンテナ部１１０と、入力される高周波信号を増幅する電力増幅器ブロック１２１と、電力増幅器ブロック１２１とマルチバンドアンテナ部１１０との間に介在接続され、電力増幅器ブロック１２１の出力インピーダンスとマルチバンドアンテナ部１１０の入力インピーダンスとを整合するインピーダンス整合ブロック１２２と、マルチバンドアンテナ部１１０から反射した高周波信号の電力である反射電力を検出する反射電力検出回路１２３と、マルチバンドアンテナ部１１０及びインピーダンス整合ブロック１２２を制御するフロントエンド制御ブロック１２４とを備え、マルチバンドアンテナ部１１０は、インピーダンス整合ブロック１２２に接続された第１アンテナパターン１１６と、一端が第１アンテナパターン１１６に接続された第１アンテナスイッチＡＳＷ１と、第１アンテナスイッチＡＳＷ１の他端に接続された第２アンテナパターン１１７とを有し、フロントエンド制御ブロック１２４は、第１アンテナスイッチＡＳＷ１のオン及びオフを切り替えることにより、マルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を変更し、変更した後に、反射電力検出回路１２３で検出される反射電力が所定値以下になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。
　これにより、マルチバンドの各帯域内の反射電力の多い特定周波数が殆ど存在せず、この特定周波数での電力増幅器ブロック１２１の効率が悪化することが極めて少ない。また、反射電力が抑制されることにより、隣接チャンネル漏洩電力を抑制できるので、他の通信にも妨害を及ぼすことがない。従って、マルチバンドの全帯域内で電力増幅器ブロック１２１を効率よく動作させることが可能になり、高い電力効率を実現できる。その結果、マルチバンドアンテナ部１１０の設計自由度が大きく向上する。
　また、反射電力が抑制されることにより不要輻射が低減されるので、電波法などの法規により決められ通信出力以外の電波を輻射することの少ないクリアーな通信を実現できる。
　また、本実施の形態に係る送信装置１００において、フロントエンド制御ブロック１２４は、電力増幅器ブロック１２１の増幅率を低下させ、低下させている間に、マルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を変更し、変更した後に、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。
　これにより、送信装置１００は、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更している間にインピーダンス不整合の状態があっても、そのときにマルチバンドアンテナ部１１０から放射される不要輻射を抑圧できる。具体的には、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更している期間中は、電力増幅器ブロック１２１の増幅率を低下させるので、通信にも使われない不要な基本周波数の電波がアンテナ部から継続的に輻射され続けることが極めて少なく、他の通信への妨害を引き起こさない。更には、基本周波数以外の隣接周波数の周波数成分を含んだ電波も輻射も少ない。
　（アクセス方式がＴＤＭＡの場合）
　本実施の形態に係る送信装置１００は、アクセス方式がＴＤＭＡ（時分割多元接続）のモード（例えば、ＧＳＭ：Global System for Mobile Communications／ＤＣＳ：DigitalCommunication System）の高周波無線通信システムにも、アクセス方式がＣＤＭＡ（符号分割多元接続）のモード（例えば、ＵＭＴＳ：Universal Mobile Transmission）の高周波無線通信システムにも適用できる。以下、アクセス方式ごとに送信装置１００を有する高周波無線通信システムの動作を説明する。なお、アクセス方式がＴＤＭＡの場合、高周波無線通信システムの送信周波数と受信周波数とは同じあり、アクセス方式がＣＤＭＡの場合、高周波無線通信システムの送信周波数と受信周波数とは異なる。
　まず、アクセス方式がＴＤＭＡの場合の、送信装置１００を有する高周波無線通信システムの動作について説明する。
　図４は、実施の形態１に係る送信装置１００を有する高周波無線通信システムの同一周波数を用いた送受信のタイミングを示す図である。つまり、アクセス方式がＴＤＭＡの場合の高周波無線通信システムの動作のタイミングを示す図である。
　同図には、第１周波数で通信する場合の、送信装置１００を有する高周波無線通信システムのＴ軸（時間軸）ごとの送信及び受信の状況を簡略化して示している。具体的には、Ｔｘ軸は送信信号の出力レベルを示し、Ｒｘ軸は受信信号の有無を示す。ただし、Ｔｘ軸が示す送信信号の出力レベルとは、マルチバンドアンテナ部１１０から放射される電波のレベルではなく、電力増幅器ブロック１２１から出力される高周波信号のレベルである。
　まず、時間軸のＴ１１からＴ１２の時間において、送信信号の出力レベルは第１出力レベルＰ１に設定されており、時間軸のＴ１２からＴ１３までの時間の第２出力レベルＰ２よりも低く設定されている。この時間軸のＴ１１からＴ１２の時間は、図１で示したフロントエンド制御ブロック１２４がすべての制御を行い反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤを所定の値以下に低減するようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整する調整期間である。
　つまり、時間軸のＴ１１において、フロントエンド制御ブロック１２４は電力増幅器ブロック１２１の増幅率を低下させる。その後、マルチバンドアンテナ部１１０の第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２の短絡及び開放を変更することによりマルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を変更する。そして、共振周波数の変更後に、反射電力検出回路１２３で検出される反射電力が所定の値以下になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。
　その後、時間軸のＴ１２において、フロントエンド制御ブロック１２４は、電力増幅器ブロック１２１の増幅率をＴ１１以前の増幅率へと上げる。
　時間軸のＴ１２からＴ１３までの時間は、データ通信又は音声などの本来の通信のために規定された送信動作を行う時間である。
　このように、フロントエンド制御ブロック１２４は、調整期間中に電力増幅器ブロック１２１からの出力を大幅に制限して、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。つまり、電力増幅器ブロック１２１の増幅率を低下させ、低下させている間に、マルチバンドアンテナ部１１０の共振周波数を変更し、さらに、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。これにより、マルチバンドアンテナ部１１０の特性インピーダンスと電力増幅器ブロック１２１とのインピーダンス不整合により、通信にも使われない不要な電波がマルチバンドアンテナ部１１０から継続的に輻射され続けることが極めて少ない。よって、他の通信への妨害を引き起こさない。更には、第１周波数以外の隣接周波数の周波数成分を含んだ電波の輻射も少ない。よって、電波法などの法規により決められた通信出力以外の電波は輻射することの少ないクリアーな通信が実現できる。
　時間軸のＴ１３からＴ１４までの時間は、受信の期間を示している。このとき、フロントエンド制御ブロック１２４は、電力増幅器ブロック１２１の増幅率を時間軸のＴ１１～Ｔ１２よりもさらに低くする。
　次に、時間軸のＴ１４において、時間軸のＴ１１と同様に、送信信号の出力レベルを第１出力レベルＰ１に設定し、時間軸のＴ１４以降、アクセス方式がＴＤＭＡの、送信装置１００を有する高周波無線通信システムは、時間軸のＴ１１からＴ１４までの動作を繰り返す。
　以降、時間軸のＴ１４以降は、上記の動作を繰り返す。
　このように、実施の形態１に係る送信装置１００を有し、アクセス方式がＴＤＭＡの高周波無線通信システムは、反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤを所定の値以下に低減するようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整する調整期間（時間軸Ｔ１１からＴ１２までの期間）の送信出力を第１出力レベルＰ１とし、本来の通信を行う期間（時間軸Ｔ１２からＴ１３までの時間）の第２出力レベルＰ２よりも低くする。この第１出力レベルＰ１は、第２出力レベルＰ２に比べ、例えば１０００分の１以下である。また、第１出力レベルＰ１は、例えば電波法で決められた所定の電力以下のレベルとする。
　これにより、実施の形態１に係る送信装置１００を有し、アクセス方式がＴＤＭＡの高周波無線通信システムは、フロントエンド制御ブロック１２４が機能して反射電力が所定の値以下になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更している調整期間中に、マルチバンドアンテナ部１１０の特性インピーダンスと電力増幅器ブロック１２１とのインピーダンス不整合により、不要な電波がマルチバンドアンテナ部１１０から継続的に輻射され続けることが極めて少ない。よって、他の通信への妨害を引き起こさない。更には、第１周波数以外の隣接周波数の周波数成分を含んだ電波の輻射も少ない。よって、電波法などの法規により決められた通信出力以外の電波は輻射することがない。
　また、調整期間後の本来の通信の期間においても、調整期間中にインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更してインピーダンス不整合を低減するので、直前の調整期間でインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性が最適にされている。よって、不要な電波がマルチバンドアンテナ部１１０から継続的に輻射され続けることが極めて少ない。よって、他の通信への妨害を引き起こさず、第１周波数以外の隣接周波数の周波数成分を含んだ電波の輻射も少ない。よって、電波法などの法規により決められた通信出力以外の電波は輻射することの少ないクリアーな通信を実現できる。
　（アクセス方式がＣＤＭＡの場合）
　次に、アクセス方式がＣＤＭＡの場合の、送信装置１００を有する高周波無線通信システムの動作について説明する。アクセス方式がＣＤＭＡの場合の送信装置１００の動作は、図４に示したアクセス方式がＴＤＭＡの場合の送信装置１００の動作とほぼ同じであるが、送信と受信とを同時に行う点が異なる。
　図５は、実施の形態１に係る送信装置１００を有する高周波無線通信システムの異なる周波数を用いた送受信のタイミング図である。つまり、アクセス方式がＣＤＭＡの場合の高周波無線通信システムの動作のタイミングを示す図である。
　同図には、送信周波数を第２周波数、受信周波数を第３周波数として通信する場合の、送信装置１００を有する高周波無線通信システムのＴ軸ごとの送信及び受信の状況を簡略化して示している。具体的には、送信Ｔｘ軸は送信信号の出力レベルを示し、Ｒｘ軸は受信信号の有無を示す。ただし、Ｔｘ軸が示す送信信号の出力レベルとは、マルチバンドアンテナ部１１０から放射される電波のレベルはなく、電力増幅器ブロック１２１から出力される高周波信号のレベルである。
　まず、時間軸のＴ２１からＴ２２の時間においては、図４の時間軸のＴ１１～Ｔ１２と同様に、送信信号の出力レベルは第１出力レベルＰ１に設定されており、時間軸のＴ２２からＴ２３の時間内の第２出力レベルＰ２よりも低く設定されている。この時間軸のＴ２１からＴ２２の時間は、図１で示したフロントエンド制御ブロック１２４がすべての制御を行い反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤを所定の値以下に低減するようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整する調整期間である。
　次に、時間軸のＴ２２からＴ２３の時間は、図４に動作を示したアクセス方式がＴＤＭＡの高周波無線通信システムと同様に、本来の通信のために規定された送信動作を行う。
　一方、図４に動作を示したアクセス方式がＴＤＭＡの高周波無線通信システムと異なり、図５に動作を示すアクセス方式がＣＤＭＡの高周波無線通信システムは、異なる２つの周波数（第２周波数及び第３周波数）を用いて同時に送受信する。よって、時間軸のＴ２１からＴ２３の時間は、第３周波数の受信信号を受信する。
　次に、時間軸のＴ２３において、時間軸のＴ２１と同様に、送信信号の出力レベルを第１出力レベルＰ１に設定し、時間軸のＴ２３以降、アクセス方式がＣＤＭＡの、送信装置１００を有する高周波無線通信システムは、時間軸のＴ２１からＴ２３までの動作を繰り返す。
　このように、実施の形態１に係る送信装置１００を有し、アクセス方式がＣＤＭＡの高周波無線通信システムは、反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤを所定の値以下に低減するようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する調整期間（時間軸Ｔ２１からＴ２２までの期間）の送信出力を第１出力レベルＰ１とし、本来の通信を行う期間（時間軸Ｔ２２からＴ２３までの時間）の第２出力レベルＰ２よりも低くする。
　（実施の形態２）
　次に、本発明の実施の形態２に係る送信装置について説明する。
　本実施の形態に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置１００とほぼ同じであるが、送信装置１００と比較して、マルチバンドアンテナ部が、所定のインピーダンスを有する擬似負荷と、第１アンテナ要素及び擬似負荷と整合部との間に介在接続され、整合回路と第１アンテナとの接続、及び、整合回路と擬似負荷との接続を選択的に切り替える第２スイッチとを有し、制御部は、第２スイッチに整合回路と擬似負荷とを接続させ、接続させている間に、アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、整合部の整合特性を変更する点が異なる。
　これにより、送信装置の送受信環境が著しく変化したとき、擬似負荷の入力インピーダンス特性も相対的に変化する。よって、変化した擬似負荷の入力インピーダンスに対して反射電力が最小になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整することで、第１アンテナパターン１１６と電力増幅器ブロック１２１とを切り離した状態でインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整できる。つまり、送信装置の送受信環境が著しく変化した場合であってもインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整している間に、アンテナ部から放射される電波を確実に抑圧できるので、不要輻射を低減できる。
　また、電波の送受信環境の変化に追従できるので、安定した動作をする送信装置を実現できる。
　以下、本発明の実施の形態２に係る送信装置について、図面を参照しながら説明する。
　図６は、本発明の実施の形態２に係る送信装置の電気的構成を示すブロック図である。
　同図に示す送信装置２００は、実施の形態１に係る送信装置１００とほぼ同じであるが、図１に示す送信装置１００と比較して、マルチバンドアンテナ部１１０に代わりマルチバンドアンテナ部２１０を備える点と、フロントエンド制御ブロック１２４の代わりにフロントエンド制御ブロック２２４を備える点が異なる。
　マルチバンドアンテナ部２１０は、マルチバンドアンテナ部１１０と比較して、さらに、擬似負荷２０１、第３アンテナスイッチＡＳＷ３及び第３アンテナスイッチ制御バス１２０ｃを備える。これにより、マルチバンドアンテナ部２１０は、反射電力検出回路１２３から出力された高周波信号を、第３アンテナスイッチＡＳＷ３を用いて、電波を外部に放射する、及び、外部に放射せず擬似負荷２０１で熱に変換する、のいずれかに切り替えられるようになっている。
　擬似負荷２０１は、第１～４アンテナパターン１１６～１１９に近接して設けられ、所定のインピーダンスを有する、例えばチップ抵抗である。この擬似負荷２０１は、一端が第３アンテナスイッチＡＳＷ３に接続され、他端が接地電極１１５に接続されている。送信装置２００において、擬似負荷２０１は、第１アンテナスイッチＡＳＷ１及び第２アンテナスイッチＡＳＷ２を介した第１～４アンテナパターン１１６～１１９であるマルチバンドアンテナ放射部の特性インピーダンスと、ほぼ等価な特性インピーダンスを有する。つまり、マルチバンドアンテナ放射部の特性インピーダンスが５０オームの場合には、擬似負荷２０１は５０オームの終端抵抗でよい。マルチバンドアンテナ放射部の特性インピーダンスが５０オームとは異なる場合には、マルチバンドアンテナ放射部の特性インピーダンスに合わせた値の特性インピーダンスを有する擬似負荷を用いる。この擬似負荷２０１は、好ましくは、マルチバンドアンテナ放射部の特性に影響を与えない程度にマルチバンドアンテナ放射部に近接して配置する。
　第３アンテナスイッチＡＳＷ３は、第１アンテナパターン１１６と伝送線路１１４との間に介在接続され、伝送線路１１４と第１アンテナパターン１１６との接続、及び、伝送線路１１４擬似負荷２０１との接続を選択的に切り替える。具体的には、この第３アンテナスイッチＡＳＷ３は、他の第１アンテナスイッチＡＳＷ１と第２アンテナスイッチＡＳＷ２と同様に、プリント基板１１２に設けられた第３アンテナスイッチ制御バス端子ＴＥ３に加えられるデジタル制御信号により第３アンテナスイッチ制御バス１２０ｃを介してデジタル制御される。
　フロントエンド制御ブロック２２４は、フロントエンド制御ブロック１２４とほぼ同様の機能を有するが、フロントエンド制御ブロック１２４と比較して、電力増幅器ブロック１２１の増幅率を低下させる代わりに、第３アンテナスイッチＡＳＷ３にインピーダンス整合ブロック１２２と擬似負荷２０１とを接続させ、接続させている間に、マルチバンドアンテナ部２１０の共振周波数を変更し、変更した後に、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する点が異なる。
　これにより、第３アンテナスイッチＡＳＷ３を伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続に切り替えた状態で、電力増幅器ブロック１２１を動作させフロントエンド制御ブロック２２４から行われる制御によりインピーダンス整合ブロック１２２を動作させ、反射電力の検出信号ＰＤを所定の値以下になるように設定する時、擬似負荷２０１はその送信電力の殆どを熱に変化させ、実質的に送信装置２００の外部に電波の漏れることが極めて少なくなる。
　ここで、インピーダンス整合ブロック１２２を制御して所定の反射電力以下に設定する期間中、送信電力は所定の通信に用いる規定値又は規定値電力以下に設定してあればよい。
　また、擬似負荷２０１の働きは、前述したようにマルチバンドアンテナ放射部の特性インピーダンスと等価な値を与え、送信電力を熱に変換してマルチバンドアンテナ放射部からの不要輻射を抑制するだけではない。もう１つの働きとしては、例えば或る時は人間の頭に携帯電話が隣接した状態で送受信が行われ、また或る時は携帯電話が机の上に置かれた状態で送受信が行われ、送受信環境が時々で大きく変化してマルチバンドアンテナ放射部の共振周波数や帯域幅が変化したり、マルチバンドアンテナ放射部の特性インピーダンスが変化する場合において、擬似負荷２０１の特性インピーダンスもマルチバンドアンテナ放射部が組み込まれた携帯電話の周囲環境に応じて変化することである。
　従って、第３アンテナスイッチＡＳＷ３を伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続に切り替えた状態で、電力増幅器ブロック１２１を動作させフロントエンド制御ブロック２２４から行われる制御によりインピーダンス整合ブロック１２２を動作させ、反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤを所定の値以下になるように設定した後に、第３アンテナスイッチＡＳＷ３を伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続から伝送線路１１４とマルチバンドアンテナ放射部との接続に切り替えて電力増幅器ブロック１２１を動作させても大きな特性インピーダンスの変化は極めて少なく、電力増幅器ブロック１２１を反射電力が少ない状態で安定に動作させることができる。
　以上のように、本実施の形態に係る送信装置２００は、実施の形態１に係る送信装置１００と比較して、マルチバンドアンテナ部２１０が、さらに、所定のインピーダンスを有する擬似負荷２０１と、第１アンテナパターン１１６及び擬似負荷２０１とインピーダンス整合ブロック１２２との間に介在接続され、インピーダンス整合ブロック１２２と第１アンテナパターン１１６との接続、及びインピーダンス整合ブロック１２２と擬似負荷２０１との接続を選択的に切り替える第３アンテナスイッチＡＳＷ３とを有し、フロントエンド制御ブロック２２４が、電力増幅器ブロック１２１の増幅率を低下させる代わりに、第３アンテナスイッチＡＳＷ３にインピーダンス整合ブロック１２２と擬似負荷２０１とを接続させ、接続させている間に、マルチバンドアンテナ部２１０の共振周波数を変更し、変更した後に、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する。
　これにより、送信装置２００の送受信環境が著しく変化し、マルチバンドアンテナ放射部の入力インピーダンスが変化したとき、擬似負荷２０１の入力インピーダンス特性も相対的に変化する。よって、変化した擬似負荷２０１の入力インピーダンスに対して反射電力が最小になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整することで、第１アンテナパターン１１６と電力増幅器ブロック１２１とを切り離した状態で、マルチバンドアンテナ放射部の入力インピーダンスに応じて、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整できる。つまり、送信装置２００の送受信環境が著しく変化した場合であってもインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を調整している間に、マルチバンドアンテナ放射部から放射される電波を確実に抑圧できるので、不要輻射を低減できる。
　（アクセス方式がＴＤＭＡの場合）
　本実施の形態に係る送信装置２００も、実施の形態１に係る送信装置１００と同様に、アクセス方式がＴＤＭＡのモードの高周波無線通信システムと、アクセス方式がＣＤＭＡのモードの高周波無線通信システムとに適用できる。以下、アクセス方式ごとに送信装置１００を有する高周波無線通信システムの動作を説明する。
　まず、アクセス方式がＴＤＭＡの場合の、送信装置２００を有する高周波無線通信システムの動作について説明する。
　図７は、実施の形態２に係る送信装置２００を有する高周波無線通信システムの同一周波数を用いた送受信のタイミングを示す図である。つまり、アクセス方式がＴＤＭＡの場合の高周波無線通信システムの動作のタイミングを示す図である。
　同図には、第１周波数で通信する場合の、送信装置２００を有する高周波無線通信システムのＴ軸（時間軸）ごとの送信及び受信の状況を簡略化して示している。具体的には、送信Ｔｘ軸は送信信号の出力レベルを示し、Ｒｘ軸は受信信号の有無を示す。ただし、Ｔｘ軸が示す送信信号の出力レベルとは、マルチバンドアンテナ部２１０から放射される電波のレベルではなく、電力増幅器ブロック１２１から出力される高周波信号のレベルである。
　図７に示したタイミング図は、図４に示したタイミング図と比較して、調整期間の送信信号の出力レベルが第２出力レベルＰ２になっている点が異なる。具体的には、時間軸のＴ３１からＴ３２の時間は、送信信号出力は第２出力レベルＰ２に設定されており、これは通常のデータ通信又は音声などの本来の通信の送信と同じ出力レベルである。
　この時間軸のＴ３１からＴ３２の時間は、第３アンテナスイッチＡＳＷ３が伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続に切り替えられた状態で、フロントエンド制御ブロック２２４がすべての制御を行い反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤを所定の値以下になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する調整期間である。
　送信装置２００は、送信装置１００と比較して、さらに擬似負荷２０１を有するので、調整期間に、本来の通信の送信と同じ出力レベルの送信電力相当であっても、マルチバンドアンテナ部２１０から電波は出ず、擬似負荷２０１で熱として消費され外部に電波が漏れることはない。
　そして、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性の調整後、時間軸のＴ３２において、第３アンテナスイッチＡＳＷ３が伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続から、伝送線路１１４とマルチバンドアンテナ放射部との接続に切り替えられる。
　時間軸のＴ３２からＴ３３までの時間は、データ通信又は音声などの本来の通信の送信動作を行う時間である。
　なお、受信期間に関しては、図４と同じである。
　このように、実施の形態２に係る送信装置２００を有し、かつ、アクセス方式がＴＤＭＡの高周波無線通信システムは、送信装置１００を有し、かつ、アクセス方式がＴＤＭＡの高周波無線通信システムと比較して、通信機器の送受信環境が著しく変化し、マルチバンドアンテナ放射部の特性が変化したとしても、擬似負荷２０１の特性も相対的に変化し、変化したインピーダンスに対して整合、つまり反射電力が最小になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性が調整され、その整合特性を保持して、第３アンテナスイッチＡＳＷ３を伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続から伝送線路１１４とマルチバンドアンテナ放射部との接続に切り替えて送信が行われるので、反射は小さく維持され、マルチバンドアンテナ部２１０からの不要な電波の輻射を極めて小さく抑えられる。
　（アクセス方式がＣＤＭＡの場合）
　次に、アクセス方式がＣＤＭＡの場合の、送信装置２００を有する高周波無線通信システムの動作について説明する。アクセス方式がＣＤＭＡの場合の送信装置２００の動作は、図７に示したアクセス方式がＴＤＭＡの場合の送信装置２００の動作とほぼ同じであるが、送信と受信とを同時に行う点が異なる。
　図８は、実施の形態２に係る送信装置２００を有する高周波無線通信システムの異なる周波数を用いた送受信のタイミング図である。つまり、アクセス方式がＣＤＭＡの場合の高周波無線通信システムの動作のタイミングを示す図である。
　同図には、送信周波数を第２周波数、受信周波数を第３周波数として通信する場合の、送信装置２００を有する高周波無線通信システムのＴ軸ごとの送信及び受信の状況を簡略化して示している。具体的には、送信Ｔｘ軸は送信信号の出力レベルを示し、Ｒｘ軸は受信信号の有無を示す。ただし、Ｔｘ軸が示す送信信号の出力レベルとは、マルチバンドアンテナ部２１０から放射される電波のレベルはなく、電力増幅器ブロック１２１から出力される高周波信号のレベルである。
　図８に示したタイミング図は、図５に示したタイミング図と比較して、調整期間の送信信号の出力レベルが第２出力レベルＰ２になっている点が異なる。具体的には、時間軸のＴ４１からＴ４２の時間は、送信信号出力は第２出力レベルＰ２に設定されており、これは通常のデータ通信又は音声などの本来の通信の送信と同じ出力レベルである。
　この時間軸のＴ４１からＴ４２の時間は、第３アンテナスイッチＡＳＷ３が伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続に切り替えられた状態で、フロントエンド制御ブロック２２４がすべての制御を行い反射電力の大小に応じた検出信号ＰＤを所定の値以下になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更する調整期間である。
　送信装置２００は、送信装置１００と比較して、さらに擬似負荷２０１を有するので、調整期間に、この期間の送信電力が大きくても、電力は擬似負荷２０１で熱的に消費されマルチバンドアンテナ部２１０から外部に電波が漏れることは無い。
　そして、インピーダンス整合ブロック１２２の整合特性の調整後、時間軸のＴ４２において、第３アンテナスイッチＡＳＷ３が伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続から、伝送線路１１４とマルチバンドアンテナ放射部との接続にスイッチが切り替えられる。
　時間軸のＴ４２からＴ４３の時間は、データ通信又は音声などの本来の送信動作を行う時間である。
　なお、受信期間に関しては図５と同じで、送信と同じ時間内であっても受信ができる。
　このように、実施の形態２に係る送信装置２００を有し、かつ、アクセス方式がＣＤＭＡの高周波無線通信システムは、送信装置１００を有し、かつ、アクセス方式がＣＤＭＡの高周波無線通信システムと比較して、通信機器の送受信環境が著しく変化し、マルチバンドアンテナ放射部の特性が変化したとしても、擬似負荷２０１の特性も相対的に変化し、変化したインピーダンスに対して整合、つまり反射電力が最小になるようにインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性が調整され、その整合特性を保持して、第３アンテナスイッチＡＳＷ３を伝送線路１１４と擬似負荷２０１との接続から伝送線路１１４とマルチバンドアンテナ放射部との接続に切り替えて送信が行われるので、反射は小さく維持され、マルチバンドアンテナ部２１０からの不要な電波の輻射が極めて小さく抑えられる。
　（実施の形態３）
　本発明は、上述したような送信装置として実現できるだけでなく、このような送信装置を有する高周波無線通信システムとしても実現できる。
　図９は、実施の形態１に係る送信装置を有する高周波無線通信システムの構成の一例を示す図である。また、図１０は、高周波無線通信システムを有する携帯電話の外観図である。
　図９に示す高周波無線通信システム３００は、図１０に示す携帯電話機４００に搭載され、実施の形態１に係る送信装置１００のマルチバンドアンテナ部１１０、電力増幅器ブロック１２１、インピーダンス整合ブロック１２２、反射電力検出回路１２３及びフロントエンド制御ブロック１２４と、さらに、ＲＦ－ＩＣ／ベースバンドブロック３０１、第１セレクトスイッチ３０２、第２セレクトスイッチ３０３、第３セレクトスイッチ３０４、デュープレクサ（ＤＵＰ）３０５及び受信系ブロック３０６とを備える。
　この高周波無線通信システム３００は、例えば、アクセス方式がＴＤＭＡの複数のバンド（ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＥＧＳＭ９００及びＧＳＭ８５０）と、アクセス方式がＣＤＭＡの複数のバンド（ＵＭＴＳ　Ｂａｎｄ　Ｉ、ＵＭＴＳ　Ｂａｎｄ　Ｖ及びＵＭＴＳ　Ｂａｎｄ　ＶＩ）で動作する。
　ＲＦ－ＩＣ／ベースバンドブロック３０１は、ベースバンド信号から高周波信号への変換、及び、高周波信号からベースバンド信号への変換を行う、例えば、１チップ化された集積回路である。
　第１セレクトスイッチ３０２は、インピーダンス整合ブロック１２２に供給する高周波信号を選択する。つまり、通信に用いるバンドに応じて接続を切り替える。
　第２セレクトスイッチ３０３は、通信に用いるバンドのアクセス方式に応じて、反射電力検出回路１２３と第３セレクトスイッチ３０４との接続、及び、反射電力検出回路１２３とＤＵＰ３０５との接続、を選択的に切り替える。具体的には、通信に用いるバンドのアクセス方式がＴＤＭＡの場合、反射電力検出回路１２３と第３セレクトスイッチ３０４との接続し、通信に用いるバンドのアクセス方式がＣＤＭＡの場合、反射電力検出回路１２３とＤＵＰ３０５とを接続する。
　第３セレクトスイッチ３０４は、通信に用いるバンドのアクセス方式に応じて、第２セレクトスイッチ３０３とマルチバンドアンテナ部１１０との接続、ＤＵＰ３０５とマルチバンドアンテナ部１１０との接続、受信系ブロック３０６とマルチバンドアンテナ部１１０との接続のいずれかを選択する。具体的には、通信に用いるバンドのアクセス方式がＴＤＭＡの場合、送信期間に第２セレクトスイッチ３０３とマルチバンドアンテナ部１１０との接続し、受信期間に受信系ブロック３０６とマルチバンドアンテナ部１１０とを接続する。通信に用いるバンドのアクセス方式がＣＤＭＡの場合、ＤＵＰ３０５とマルチバンドアンテナ部１１０とを常に接続する。
　ＤＵＰ３０５は、送信系と受信系とを切り分ける。なお、図９においては１つのＤＵＰのみ示しているが、バンドごとにＤＵＰを有してもよい。
　受信系ブロック３０６は、例えば、ＬＮＡ（Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）などを有し、マルチバンドアンテナ部１１０で受信された高周波信号を増幅し、ＲＦ－ＩＣ／ベースバンドブロック３０１へ出力する。
　以上のように、高周波無線通信システム３００は、マルチモード／マルチバンドの通信が可能である。また、送信装置１００を有することにより、マルチバンドアンテナ部１１０の特性インピーダンスと電力増幅器ブロック１２１とのインピーダンス不整合により、不要な電波がマルチバンドアンテナ部１１０から輻射されることが極めて少ない。よって、他の通信への妨害を引き起こさない。更には、通信に用いているバンドの隣接周波数の周波数成分を含んだ電波の輻射も少ない。よって、電波法などの法規により決められ通信出力以外の電波は輻射することがない。また、電波法などの法規により決められた通信出力以外の電波は輻射することの少ないクリアーな通信を実現できる。
　なお、本実施の形態３では、送信装置１００を有する高周波無線通信システムについて述べたが、送信装置２００を有する高周波無線通信システムであっても同様の効果が得られることは言うまでもない。
　以上、本発明について、実施の形態１～３に基づき説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形を施してもよい。
　例えば、第１アンテナスイッチＡＳＷ１および第２アンテナスイッチＡＳＷ２は、シリコンオンサファイア（Ｓｉｌｉｃｏｎ　ｏｎ　Ｓａｐｐｈｉｒｅ）デバイスを用いたシリコン系半導体、またはシリコンオンインシュレーター（Ｓｉｌｉｃｏｎ　ｏｎ　Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）デバイスを用いたシリコン系半導体から構成されていることが望ましい。これにより、高いアイソレーション特性を有しておりマルチバンドアンテナの部分を小型化でき、携帯電話に応用すると効果が更に大きくなる。
　また、第３アンテナスイッチＡＳＷ３も、シリコンオンサファイアデバイスを用いたシリコン系半導体、またはシリコンオンインシュレーターデバイスを用いたシリコン系半導体から構成されていることが望ましい。
　また、電力増幅器ブロック１２１と、インピーダンス整合ブロック１２２と、反射電力検出回路１２３と、フロントエンド制御ブロック１２４とは、同一基板上に実装されていてもよい。このようにモジュール化されることで、小型化が可能となる。さらに、同一基板上には他の受動部品も搭載され一体化された高周波モジュールになっていることで、制御回路系も含めた小型化を実現できる。
　更に、電力増幅器ブロック１２１と、インピーダンス整合ブロック１２２と、反射電力検出回路１２３と、フロントエンド制御ブロック１２４は、シリコンオンサファイアデバイス又はシリコンオンインシュレーターデバイスを用いたシリコン系半導体を用いた集積回路であることが望ましい。これにより、制御回路系の更なる小型化とともに低価格化も実現できる。
　また、送信装置がインピーダンス整合ブロック１２２の整合特性を変更するタイミングは、通信の開始タイミングに限らず、通信中に反射電力検出回路１２３で検出される反射電力が所定の閾値を超えたタイミングでもよい。
　本発明の送信装置は、携帯電話などに代表される通信機器の送信部、特にマルチバンド、マルチモードを有する送信部に有用である。
１００、２００　　　　送信装置
１１０、２１０　　　　マルチバンドアンテナ部
１１２、８１２　　　　プリント基板
１１４、８１４　　　　伝送線路
１１５、８１５　　　　接地電極
１１６、８１６　　　　第１アンテナパターン
１１７、８１７　　　　第２アンテナパターン
１１８、８１８　　　　第３アンテナパターン
１１９、８１９　　　　第４アンテナパターン
１２０ａ　　　　第１アンテナスイッチ制御バス
１２０ｂ　　　　第２アンテナスイッチ制御バス
１２０ｃ　　　　第３アンテナスイッチ制御バス
１２１　　　　電力増幅器ブロック
１２２　　　　インピーダンス整合ブロック
１２３、９０４　　　　反射電力検出回路
１２４、２２４　　　　フロントエンド制御ブロック
１２５　　　　レジスタ
２０１　　　　擬似負荷
３００　　　　高周波無線通信システム
３０１　　　　ＲＦ－ＩＣ／ベースバンドブロック
３０２　　　　第１セレクトスイッチ
３０３　　　　第２セレクトスイッチ
３０４　　　　第３セレクトスイッチ
３０５　　　　デュープレクサ（ＤＵＰ）
３０６　　　　受信系ブロック
４００　　　　携帯電話機
８００　　　　マルチバンドアンテナ
８１３　　　　ダイオードスイッチバイアス線
９０１　　　　電力増幅装置
９０２　　　　アンテナ端子
９０３　　　　電力増幅器
９０５　　　　電力制御回路
９０６　　　　アンテナ
９０７　　　　同軸ケーブル
９０８　　　　移相器
９０９　　　　電流検出回路
９１０　　　　判定回路
９１１　　　　位相制御回路
Ｂ１、Ｂ２　　　　バイアス端子
ＤＳＷ１　　　　第１ダイオードアンテナスイッチ１
ＤＳＷ２　　　　第２ダイオードアンテナスイッチ２
ＡＳＷ１　　　　第１アンテナスイッチ
ＡＳＷ２　　　　第２アンテナスイッチ
ＡＳＷ３　　　　第３アンテナスイッチ
ＭＣ１～ＭＣ３　　　　コンデンサ
ＭＬ１、ＭＬ２　　　　インダクタ
ＡＳＷＴｒ　　　　トランジスタ
ＡＳＷＲ１　　　　抵抗
ＭＳＷ１～ＭＳＷ５　　　　スイッチ
ＴＥ１　　　　第１アンテナスイッチ制御バス端子
ＴＥ２　　　　第２アンテナスイッチ制御バス端子
ＴＥ３　　　　第３アンテナスイッチ制御バス端子

Claims (8)

  1. 　マルチバンドで動作する送信装置であって、
    　アンテナ部と、
    　入力される高周波信号を増幅する増幅部と、
    　前記増幅部と前記アンテナ部との間に介在接続され、前記増幅部の出力インピーダンスと前記アンテナ部の入力インピーダンスとを整合する整合部と、
    　前記アンテナ部から反射した高周波信号の電力である反射電力を検出する反射電力検出部と、
    　前記アンテナ部及び前記整合部を制御する制御部とを備え、
    　前記アンテナ部は、前記整合部に接続された第１アンテナ要素と、一端が前記第１アンテナ要素に接続された第１スイッチと、前記第１スイッチの他端に接続された第２アンテナ要素とを有し、
    　前記制御部は、前記第１スイッチのオン及びオフを切り替えることにより、前記アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、前記反射電力検出部で検出される反射電力が所定値以下になるように前記整合部の整合特性を変更する
    　送信装置。
  2. 　前記アンテナ部は、さらに、
    　所定のインピーダンスを有する擬似負荷と、
    　前記第１アンテナ要素及び前記擬似負荷と前記整合部との間に介在接続され、前記整合部と前記第１アンテナとの接続、及び、前記整合部と前記擬似負荷との接続を選択的に切り替える第２スイッチとを有し、
    　前記制御部は、前記第２スイッチに前記整合部と前記擬似負荷とを接続させ、接続させている間に、前記アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、前記整合部の整合特性を変更する
    　請求項１記載の送信装置。
  3. 　前記制御部は、前記増幅部の増幅率を低下させ、低下させている間に、前記アンテナ部の共振周波数を変更し、変更した後に、前記整合部の整合特性を変更する
    　請求項１記載の送信装置。
  4. 　前記第１スイッチは、シリコンオンサファイア（Silicon on Sapphire）デバイス又はシリコンオンインシュレーター（Silicon on Insulator）デバイスを用いたシリコン系半導体から構成されている
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の送信装置。
  5. 　前記第２スイッチは、シリコンオンサファイアデバイスを用いたシリコン系半導体又はシリコンオンインシュレーターデバイスを用いたシリコン系半導体から構成されている
    　請求項２記載の送信装置。
  6. 　前記増幅部、前記反射電力検出部、前記整合部及び前記制御部は、同一基板上に実装されている
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の送信装置。
  7. 　前記増幅部、前記反射電力検出部、前記整合部及び前記制御部は、シリコンオンサファイアデバイス又はシリコンオンインシュレーターデバイスを用いたシリコン系半導体を用いた集積回路である
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の送信装置。
  8. 　請求項１～７のいずれか１項に記載の送信装置を備える
    　高周波無線通信システム。
     
     
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