WO2010117177A2 - 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치 - Google Patents

메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치 Download PDF

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WO2010117177A2
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유병훈
성원모
지정근
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주식회사 이엠따블유
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Definitions

  • the present invention relates to a multi-band antenna using metamaterials and a communication device including the same. More particularly, the present invention relates to an antenna and a communication device including the same, which can reduce the size of the antenna by using the properties of the metamaterial and facilitate the adjustment of the resonance frequency.
  • An antenna is an essential component of a wireless communication device for transmitting or receiving electromagnetic waves, and is configured to resonate with electromagnetic waves of a specific frequency and to transmit or receive electromagnetic waves of that frequency.
  • the resonance generally means that the impedance of the circuit is imaginary at a specific frequency, and in practice, refers to a phenomenon in which the S11 parameter, which is the reflection coefficient of the circuit, increases rapidly at a specific frequency.
  • the conventional antenna has a resonance structure of the primary mode. That is, the conventional antenna has an electrical length of ⁇ / 2 with respect to the wavelength ⁇ corresponding to the desired frequency, and is composed of a conductor (transmission line) whose one end is open or shorted. As a result, electromagnetic waves guided along the conductive wire form a standing wave in the conductive wire, and resonance occurs.
  • the antenna having such a first mode resonant structure is determined by the electrical length of the antenna entirely dependent on the resonant frequency, so that the size of the antenna varies with the resonant frequency, and in particular, the antenna becomes larger as the desired resonant frequency is lowered.
  • a monopole antenna having an electrical length of ⁇ / 4 formed on the ground plane of the antenna has been proposed, and in order to further reduce the size of the monopole antenna, helix and meander shapes are complicated.
  • An antenna having a shape has been proposed.
  • the above-described antennas of the proposed type also have not escaped the limit of their size depending on the resonant frequency, and as the antenna becomes smaller, the shape becomes more complicated to form a fixed length antenna in a narrow space. there is a problem.
  • a monopole antenna having an electrical length of ⁇ / 4 is proposed by forming the antenna on the ground plane, and in order to further reduce the size of the monopole antenna, a complex such as a helix form and a meander form have been proposed.
  • An antenna having a shape has been proposed.
  • the proposed antennas still have to overcome the limit of their size depending on the resonant frequency, and as the antenna becomes smaller, its shape is more complicated to form a fixed length antenna with an electrical length of ⁇ / 4 in a narrow space. There is a problem.
  • the shape of the antenna becomes more complicated, there is a difficulty in maintaining the performance of the antenna, such as the influence of coupling between the conductors formed increases.
  • the present invention comprises one or more metamaterial units utilizing the properties of the metamaterial, by adjusting the reactance component of the metamaterial unit by adding a capacitive coupling element between the radiation patch and the substrate, It is an object of the present invention to provide a multi-band antenna and a communication device including the same, which are more compact and easy to adjust the resonance frequency.
  • a multi-band antenna including a carrier, the feed line formed on at least one side of the carrier; A radiation patch formed on an upper surface of the carrier and having one side connected to the feed line and operating as an antenna radiator; A stub formed on at least one surface of the carrier, one end of which is connected to the other side of the radiation patch and the other end of which is connected to a ground plane of the substrate on which the carrier is mounted; And a capacitive coupling element formed on a portion of any one of the first vertical plane and the fourth vertical plane of the carrier.
  • the multi-band antenna may generate a first resonance frequency due to zero-order resonance and a second resonance frequency due to first-order resonance.
  • the inductance of the feed line and the inductance of the radiation patch are equivalent to series inductance L R , the capacitance between the ground plane and the radiation patch is equalized to parallel capacitance C R , and the inductance of the stub is parallel Equivalent to the inductance (L L ), the parallel capacitance (C R ) can be adjusted according to the change in one or more of the position, width, length and height of the capacitive coupling element.
  • the series inductance L R and the parallel capacitance C R are adjusted by adjusting one or more of the connection position, the length and width of the stub, the size of the radiation patch, the dielectric constant and size of the carrier and the position, length and width of the feed line. ) And one or more of the parallel inductance (L L ).
  • the multi-band antenna may further include a load inductor inserted between one or more of the feed line and the ground plane, between the stub and the ground plane, and between the capacitive coupling element and the ground plane.
  • the present invention can provide a communication device including the multi-band antenna.
  • the capacitive coupling element is added between the radiation patch of the antenna using the metamaterial and the substrate to adjust the parallel capacitance value existing between the radiation patch and the substrate, the substrate is not deformed. This has the effect of adjusting the parallel capacitance.
  • FIG. 3 illustrates a multi-band antenna according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is an exploded view of a multi-band antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a multi-band antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the addition of a load inductor to a multi-band antenna according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a view showing a simulation result of the return loss of a multi-band antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a gain distribution for a first resonant frequency
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a gain distribution for a second resonant frequency.
  • the metamaterial refers to a material or an electromagnetic structure that is artificially designed to have special electromagnetic properties that are not generally found in nature.
  • the metamaterial generally refers to a dielectric constant ( It means a substance or such an electromagnetic structure that is both negative in permittivity and permeability.
  • Such materials are also called double negative (DNG) materials in the sense of having two negative parameters, and negative reflectivity by negative permittivity and permeability, and hence NRI (Negative) Also called Refractive Index.
  • DNG double negative
  • metamaterials are sometimes referred to as left-handed materials (LHMs).
  • LHMs left-handed materials
  • the relationship between ⁇ (phase constant) and ⁇ (frequency) is not linear in the metamaterial, and the characteristic curve is also present in the left half of the coordinate plane. Due to the nonlinear characteristics, the metamaterial has a small phase difference according to frequency, so that a wideband circuit can be realized. Since the phase change is not proportional to the length of the transmission line, a small circuit can be realized.
  • the metamaterial structure having the above characteristics generally includes a series capacitance and a parallel inductance, which will be described with reference to FIG. 1.
  • a typical transmission line, or Right Handed (RH) transmission line is equivalent to a T network, which includes a series inductance (L R ) by the transmission line itself and a parallel capacitance (C R ) induced between the transmission line and the ground plane.
  • the metamaterial structure includes a series capacitance (C L ) and a parallel inductance (L L ) instead of the general transmission line structure as shown in FIG.
  • the resonance ie, primary resonance
  • the zero-order resonance is a mechanism different from that of a conventional antenna (i.e., the first-order resonance), that is, in the zero-order resonance, the wavelength becomes infinity, no phase delay occurs due to radio wave transmission
  • the resonance frequency is the capacitance ( C R , C L ) and inductance (L R , L L ). Therefore, the resonant frequency can be freely determined irrespective of the electrical length of the antenna, and the resonance can be generated in the low frequency band without increasing the size of the antenna.
  • a circuit of a metamaterial structure including a series inductance L R , a parallel capacitance C R , and a parallel inductance L L will be referred to as a metamaterial unit.
  • the multi-band antenna using the metamaterial according to the embodiment of the present invention is an antenna equivalent to the above-described metamaterial unit.
  • the number of metamaterial units can be configured as any number if one or more, but for the convenience of description, the following description will be given by taking an example where the number of metamaterial units is one.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a multi-band antenna according to an embodiment of the present invention.
  • the multi-band antenna 300 according to the embodiment of the present invention, that is, equivalent to the metamaterial unit including the series inductance (L R ), parallel capacitance (C R ) and parallel inductance (L L ), and the zero band resonance
  • the multi-band antenna 300 generating the first resonant frequency and the second resonant frequency by the first resonance may include a carrier 310, a feed line 320, a radiation patch 330, a stub 340, and a capacitive coupling element ( 350).
  • the carrier 310 is a dielectric material having a predetermined dielectric constant ⁇ , and is mounted on a printed circuit board (PCB) as shown in FIG. 6 to form a radiation patch 330 and a substrate formed on one surface of the carrier 310. Ensure that the ground plane of the is spaced apart.
  • the material of the carrier 310 may be a FR 4 (Flame Retardant Type 4) having a dielectric constant of 4.5 or the like.
  • the shape of the carrier 310 is shown as a rectangular parallelepiped, but when the present invention is actually applied, the shape of the carrier 310 is not limited thereto. It may also be a polyhedron such as a cube.
  • the feed line 320 is formed on at least one surface of the carrier 310.
  • the feed line 320 is connected to a feed part (not shown) formed on one end of the feed line, and the other end is connected to one side of the radiation patch 330 to be described later, so that the feed part (not shown) and the radiation patch 330 is electrically connected.
  • the radiation patch 330 is formed on the upper surface of the carrier 310, one side is connected to the feed line 320 to operate as an antenna radiator.
  • the stub 340 is a small line that is additionally installed in addition to the feed line 320 for impedance matching, selective filtering of signals, and the like in a high frequency circuit.
  • the stub 340 is formed on one or more surfaces of the carrier 310, one end is connected to the other side of the radiation patch 330 and the other end is connected to the ground surface of the substrate on which the carrier 310 is mounted do.
  • the capacitive coupling element 350 is formed in a portion between the radiation patch 330 and the ground plane of the substrate, that is, a portion of any one of the first to fourth vertical planes as shown in FIG. 4.
  • the capacitive coupling element 350 is preferably formed on the first vertical surface, that is, the front surface of the carrier as a conductor.
  • the parallel capacitance C R may be adjusted according to the change in the position, width, and length of the capacitive coupling element 350, that is, the capacitance between the radiation patch 330 and the ground plane of the substrate.
  • the multi-band antenna 300 of the present invention does not adjust the parallel capacitance C R by adjusting the distance between the ground plane of the substrate and the radiation patch 330, but rather the position of the capacitive coupling element 350.
  • the parallel capacitance C R may be adjusted according to one or more of a width, a length, and a height.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a multi-band antenna according to an embodiment of the present invention.
  • the multi-band antenna 300 including the above components includes a parallel inductance L L connected in parallel to the series inductance L R , the parallel capacitance C R , and the parallel capacitance C R as described above. Equivalent to a metamaterial unit.
  • the inductance of the feed line 320 and the inductance of the radiation patch 330 are equivalent to the series inductance L R , and the capacitance between the ground plane of the substrate and the radiation patch 330 is the parallel capacitance C R. ), And the inductance of the stub 340 is equivalent to the parallel inductance (L L ).
  • the parallel capacitance C R is determined according to the distance between the ground plane of the substrate and the radiation patch, and in order to adjust this, the antenna including the radiation patch is moved on the non-contact surface of the substrate to adjust the distance from the ground plane of the substrate. Or, it was necessary to adjust the ground area of the substrate to adjust the spacing with the radiation patch, and this was required to modify the substrate, in the invention, one or more of the position, width, length and height of the capacitive coupling element 350 by changing, it does not require modifications of the substrate it is possible to control the parallel capacitance (C R).
  • connection position By adjusting one or more of the connection position, length and width of the stub 340, the size of the radiation patch, the dielectric constant and size of the carrier 310 and the position, length and width of the feed line 320, the series inductance ( Of course, one or more of L R ), parallel capacitance (C R ), and parallel inductance (L L ) can be adjusted.
  • One or more of the position, length, and width of the 320 may be adjusted to adjust one or more of the first resonance frequency due to the zeroth order resonance and the second resonance frequency due to the first order resonance.
  • the load inductor 610 is disposed between at least one of the feed line 320 and the ground plane of the substrate, between the stub 340 and the ground plane of the substrate, and between the capacitive coupling element 350 and the ground plane of the substrate. ) May be respectively inserted to adjust one or more of the first resonant frequency and the second resonant frequency.
  • the multi-band antenna 300 includes a carrier 310 having a dielectric constant of 4 and a size of 25 mm ⁇ 5 mm ⁇ 3 mm, a feed line 320 having a width of 1 mm, and a radiation patch 330 and a stub 340 having a size of 25 mm ⁇ 2 mm.
  • the multiband antenna 300 according to the present invention has a multiband characteristic.
  • FIG. 7 is a diagram showing a result of simulating the return loss of the multi-band antenna 300 according to the embodiment of the present invention.
  • the multi-band antenna 300 As shown in FIG. 7, the multi-band antenna 300 according to the exemplary embodiment of the present invention generates a first resonant frequency of 1.2340 kHz and a return loss of -8.1083 kHz through zero-order resonance, and achieves 2.2000 kHz through the first-order resonance. It can be seen that there is a multiband characteristic in which the second resonant frequency and return loss of -17.1770 kHz occur, that is, the multiband antenna 300 generates the first resonant frequency in the low frequency band and the second resonant frequency in the high frequency band.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a gain distribution with respect to a first resonance frequency
  • FIG. 9 is a diagram showing a gain distribution with respect to a second resonance frequency.
  • the multi-band antenna 300 according to the embodiment of the present invention has an even gain distribution in all directions.
  • the multi-band antenna 300 is a small and high gain antenna.

Abstract

본 발명은 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치에 관한 것이다. 본 발명은 메타머티리얼의 특성을 이용한 하나 이상의 메타머티리얼 유닛을 포함하되, 방사 패치와 기판 사이에 용량성 커플링 소자를 추가하여 메타머티리얼 유닛의 리액턴스 성분을 조절함으로써, 더욱 소형화됨과 아울러 공진 주파수의 조절이 용이한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치를 제공한다. 본 발명에 의하면, 메타머티리얼을 사용한 안테나의 방사 패치와 기판 사이에 용량성 커플링 소자를 추가하여 방사 패치와 기판 사이에 존재하는 병렬 커패시턴스 값을 조절하기 때문에, 기판의 변형 없이 병렬 커패시턴스를 조절할 수 있는 효과가 있다.

Description

메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치
본 발명은 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치에 관한 것이다. 더욱 상세하게는 메타머티리얼의 특성을 이용하여 안테나 크기를 소형화하고, 공진 주파수 조절을 용이하게 하는 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치에 관한 것이다.
안테나는 전자기파를 송신 또는 수신하기 위한 무선 통신 장치의 필수 구성 요소로서, 특정 주파수의 전자기파에 대해 공진하여 그 주파수의 전자기파를 송신 또는 수신하도록 구성된다. 여기서, 공진(Resonance)이란, 일반적으로 특정 주파수에서 회로의 임피던스가 허수가 됨을 의미하며, 실제적으로는 특정 주파수에서 회로의 반사계수인 S11 파라미터가 급격히 증가하는 현상을 지칭한다.
한편, 종래의 안테나는 1차 모드의 공진 구조를 가진다. 즉, 종래의 안테나는 희망 주파수에 대응하는 파장 λ에 대해 λ/2의 전기적 길이를 갖고 일단이 개방(Open)되거나 단락(Short)된 도선(전송 선로)으로 구성된다. 이에 의해, 도선을 따라 도파되는 전자기파는 도선 내에서 정상파(Standing Wave)를 형성하고, 공진이 발생하게 된다. 이러한 1차 모드 공진 구조를 갖는 안테나는 안테나의 전기적 길이가 전적으로 공진 주파수에 의존하여 결정되므로, 안테나의 크기가 공진 주파수에 따라 변화하고 특히, 희망 공진 주파수가 낮아질수록 안테나가 커지는 단점이 있다.
이러한 단점을 해결하기 위해, 안테나의 접지면 위에 형성하여 λ/4의 전기적 길이를 갖는 모노폴 안테나가 제안되었고, 모노폴 안테나의 크기를 더욱 줄이기 위해 헬릭스(Helix) 형태, 미앤더(Meander) 형태 등 복잡한 형상을 갖는 안테나가 제안되었다.
하지만, 위와 같이 제안된 형태의 안테나들 역시 공진 주파수에 의존하여 그 크기가 결정되는 한계를 여전히 벗어나지 못하였으며, 안테나가 소형화될수록 좁은 공간에 고정된 길이의 안테나를 형성하기 위해 그 형태가 더욱 복잡해지는 문제가 있다.
이러한 단점을 해결하기 위해, 안테나를 접지면 위에 형성하여 λ/4의 전기적 길이를 갖는 모노폴 안테나가 제안되었고, 모노폴 안테나의 크기를 더욱 줄이기 위해 헬릭스 (helix) 형태, 미앤더 (meander) 형태 등 복잡한 형상을 갖는 안테나가 제안되었다. 그러나 제안된 안테나들 역시 여전히 공진 주파수에 의존하여 크기가 결정되는 한계를 벗어나지 못하였으며, 안테나가 소형화될수록 좁은 공간에 λ/4의 전기적 길이로 고정된 길이의 안테나를 형성하기 위해 그 형태가 더욱 복잡해지는 문제가 있다. 또한 안테나의 형태가 복잡해 질수록 형성된 도선 사이의 커플링에 의한 영향이 증가하는 등 안테나의 성능을 유지하는데도 어려움이 있다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위해 고유전율의 유전체를 부가하여 안테나의 유효 전기적 길이를 증가시키는 방안이 제안되었으나, 이는 유전체 제조 및 부가를 위한 추가적 비용을 요구하므로 바람직하지 못하다.
전술한 문제점을 해결하기 위해 본 발명은, 메타머티리얼의 특성을 이용한 하나 이상의 메타머티리얼 유닛을 포함하되, 방사 패치와 기판 사이에 용량성 커플링 소자를 추가하여 메타머티리얼 유닛의 리액턴스 성분을 조절함으로써, 더욱 소형화됨과 아울러 공진 주파수의 조절이 용이한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치를 제공하는 데 그 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명은, 캐리어를 포함한 다중 대역 안테나에 있어서, 상기 캐리어의 일(一)면 이상에 형성되는 급전선; 상기 캐리어의 상(上)면에 형성되고, 일측이 상기 급전선과 연결되어 안테나 방사체로서 동작하는 방사 패치; 상기 캐리어의 일(一)면 이상에 형성되되, 일단이 상기 방사 패치의 타측에 연결되고 타단이 상기 캐리어가 실장 되는 기판의 접지면과 연결되는 스터브; 및 상기 캐리어의 제 1 수직면 내지 제 4 수직면 중 어느 하나의 일부분에 형성되는 용량성 커플링 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나를 제공한다.
상기 다중 대역 안테나는 0차 공진에 의한 제 1 공진 주파수 및 1차 공진에 의한 제 2 공진 주파수를 발생할 수 있다.
상기 급전선의 인덕턴스 및 상기 방사 패치의 인덕턴스는 직렬 인덕턴스(LR)로 등가화되고, 상기 접지면과 상기 방사 패치 사이의 커패시턴스는 병렬 커패시턴스(CR)로 등가화되며, 상기 스터브의 인덕턴스는 병렬 인덕턴스(LL)로 등가화되되, 상기 용량성 커플링 소자의 위치, 폭, 길이 및 높이 중 하나 이상의 변화에 따라 상기 병렬 커패시턴스(CR)가 조절될 수 있다.
상기 스터브의 연결 위치, 길이 및 폭, 방사 패치의 크기, 상기 캐리어의 유전율 및 크기와 상기 급전선의 위치, 길이 및 폭 중 하나 이상을 조절하여 상기 직렬 인덕턴스(LR), 상기 병렬 커패시턴스(CR) 및 상기 병렬 인덕턴스(LL) 중 하나 이상을 조절할 수 있다.
상기 다중 대역 안테나는 상기 급전선과 상기 접지면 사이, 상기 스터브와 상기 접지면 사이 및 상기 용량성 커플링 소자와 상기 접지면 사이 중 하나 이상에 삽입되는 로드 인덕터를 추가로 포함할 수도 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명은 상기 다중 대역 안테나를 포함하는 통신장치를 제공할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 메타머티리얼을 사용한 안테나의 방사 패치와 기판 사이에 용량성 커플링 소자를 추가하여 방사 패치와 기판 사이에 존재하는 병렬 커패시턴스 값을 조절하기 때문에, 기판의 변형 없이 병렬 커패시턴스를 조절할 수 있는 효과가 있다.
또한, 메타머티리얼을 사용한 안테나의 방사 패치와 기판 사이에 용량성 커플링 소자를 추가함으로써, 안테나의 소형화를 이룰 수 있음과 동시에 다중 대역 특성을 갖는 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치를 얻을 수 있는 효과가 있다.
도 1은 메타머티리얼 구조를 설명하기 위한 도면,
도 2는 메타머티리얼 구조에 대한 전파 상수 - 주파수 그래프를 나타낸 도면,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나를 도시한 도면,
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나의 전개도,
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나의 등가 회로도,
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나에 로드 인덕터를 추가한 것을 나타낸 도면,
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나의 반사 손실을 시뮬레이션한 결과는 나타낸 도면,
도 8은 제 1 공진 주파수에 대한 이득 분포를 나타낸 도면,
도 9는 제 2 공진 주파수에 대한 이득 분포를 나타낸 도면이다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
우선, 본 발명의 실시예에 따른 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치를 설명하기 전에 본 발명에서 사용되는 메타머티리얼에 대한 설명을 자세히 하도록 하겠다.
본 발명에서 메타머티리얼이란 자연에서 일반적으로 찾을 수 없는 특수한 전자기적 특성이 있도록 인공적으로 설계된 물질 또는 전자기적 구조를 의미하는 것으로서, 본 기술 분야에서 일반적으로 그리고 본 명세서에 있어서 메타머티리얼이라 함은 유전율(Permittivity)과 투자율(Permeability)이 모두 음수인 물질 또는 그러한 전자기적 구조를 의미한다.
이러한 물질(또는 구조)은 두 개의 음수 파라미터를 가진다는 의미에서 더블 네거티브((Double Negative; DNG) 물질이라 불리기도 하고, 음의 유전율 및 투자율에 의해 음이 반사계수를 가지며, 그에 따라 NRI(Negative Refractive Index) 물질이라고도 불린다.
이와 같은 메타머티리얼은 1967년 소련의 물리학자 베젤라고(Veselago)에 의해 처음 연구되었으나, 그 후 30여 년이 지난 최근에 구체적 구현 방법이 연구되어 응용이 시도되고 있다.
위와 같은 특성에 의하여 메타머티리얼 내에서 전자기파는 플레밍의 오른손 법칙을 따르지 않고 왼손 법칙에 의해 전달된다. 즉, 전자기파의 위상 전파 방향(위상 속도)과 에너지 전달 방향(군 속도)이 반대가 되어, 메타머티리얼을 통과하는 신호는 음의 위상 지연을 갖게 된다. 이에 따라, 메타머티리얼을 LHM(Left-handed Material)이라고도 한다. 또한, 메타머티리얼에서는 β(위상 상수)와 ω(주파수)의 관계가 비선형일 뿐만 아니라, 그 특성 곡선이 좌표 평면의 좌반면에도 존재하는 특성을 보인다. 이러한 비선형 특성에 의하여 메타머티리얼에서는 주파수에 따른 위상차가 작아 광대역 회로의 구현이 가능하며, 위상 변화가 전송 선로의 길이에 비례하지 않으므로 소형의 회로를 구현할 수 있다.
상기와 같은 특징이 있는 메타머티리얼 구조는 직렬 커패시턴스와 병렬 인덕턴스를 포함하는 것이 일반적이며, 이를 도 1을 참조하여 설명한다.
일반적인 전송 선로, 즉 RH(Right Handed) 전송 선로는 전송 선로 자체에 의한 직렬 인덕턴스(LR) 및 전송 선로와 접지면 사이에서 유도되는 병렬 커패시턴스(CR)를 포함하는 T 네트워크로 등가화되는 반면에 메타머티리얼 구조는 도 1과 같이 일반적인 전송선로 구조 대신, 또는 일반적인 전송선로 구조에 직렬 커패시턴스(CL)와 병렬 인덕턴스(LL)가 추가로 포함, 즉 직렬 인덕턴스(LR)와 병렬 커패시턴스(CR)를 포함한 RH 전송 선로와 직렬 커패시턴스(CL)와 병렬 인덕턴스(LL)를 포함한 LH(Left Handed) 전송 선로를 통합한 CRLH-TL(Composite Right/Left Handed Transmission Line) 구조이다.
이러한 직렬 커패시턴스(CL)와 병렬 인덕턴스(LL)를 통해, 메타머티리얼의 LH(Left-handed) 특성이 회로에 도입되고, 도 2와 같이 종래의 안테나에서 일어나는 공진(즉, 1차 공진) 뿐만 아니라 0차 공진 및 음의 차수 공진이 발생하게 된다. 여기서, 0차 공진은 종래의 안테나에서 일어나는 공진(즉, 1차 공진)과는 상이한 메커니즘, 즉 0차 공진에서는 파장이 무한대가 되고 전파 전송에 따른 위상 지연이 발생하지 않으며 그 공진 주파수가 커패시턴스(CR, CL)와 인덕턴스(LR, LL)의 값에 의해 결정된다. 그러므로 공진 주파수는 안테나의 전기적 길이와 상관없이 자유롭게 결정될 수 있으며, 안테나를 대형화하지 않고도 저주파 대역에서 공진을 발생시킬 수 있게 된다.
한편, 도 1의 메타머티리얼 구조에서 직렬 커패시턴스(CL) 성분이 생략되면, 음의 차수 공진이 발생하지 않는다.
이하의 설명부터는 직렬 인덕턴스(LR), 병렬 커패시턴스(CR) 및 병렬 인덕턴스(LL)를 포함한 메타머티리얼 구조의 회로를 메타머티리얼 유닛이라고 칭하기로 한다.
본 발명의 실시예에 따른 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나는 상기와 같은 메타머티리얼 유닛으로 등가화되는 안테나이다. 여기서, 메타머티리얼 유닛의 개수는 한 개 이상이면 어떠한 수로도 구성가능하나, 이하에서는 설명의 편의를 위해 메타머티리얼 유닛의 개수가 한 개인 경우를 예로 들어 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나를 도시한 도면이다.
본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나(300), 즉 직렬 인덕턴스(LR), 병렬 커패시턴스(CR) 및 병렬 인덕턴스(LL)를 포함한 메타머티리얼 유닛으로 등가화되어 0차 공진에 의한 제 1 공진 주파수 및 1차 공진에 의한 제 2 공진 주파수를 발생하는 다중 대역 안테나(300)는 캐리어(310), 급전선(320), 방사 패치(330), 스터브(340) 및 용량성 커플링 소자(350)를 포함한다.
캐리어(310)는 소정의 유전율(ρ)을 갖는 유전 물질로써, 도 6과 같이 기판(PCB: Printed Circuit Board) 상에 실장되어, 캐리어(310)의 일면에 형성되는 방사 패치(330)와 기판의 접지면이 일정 간격을 유지하도록 한다. 여기서, 캐리어(310)의 소재로는 유전율이 4.5인 FR 4(Flame Retardant Type 4) 등을 사용할 수 있다.
*본 발명의 실시예, 즉 도 3, 도 4 및 도 6에서는 캐리어(310)의 형상이 직육면체로 도시되어 있으나, 본 발명을 실제로 적용할 경우, 캐리어(310)의 형상은 이에 한정되지 않고, 정육면체 등의 다면체일 수도 있다.
급전선(320)은 캐리어(310)의 일(一)면 이상에 형성된다.
더욱 자세히 설명하면, 급전선(320)은 일단이 기판상에 형성된 급전부(미도시)와 접속하고, 타단이 후술할 방사 패치(330)의 일측에 연결됨으로써, 급전부(미도시)와 방사 패치(330)를 전기적으로 연결한다.
방사 패치(330)는 캐리어(310)의 상(上)면에 형성되고, 일측이 급전선(320)과 연결되어 안테나 방사체로서 동작한다.
스터브(340)는 고주파 회로에서 임피던스 정합이나 신호의 선별적 필터링 등을 위하여 급전선(320) 외에 부가적으로 장치되는 조그만 선로이다.
본 발명에서 스터브(340)는 캐리어(310)의 일(一)면 이상에 형성되되, 일단이 방사 패치(330)의 타측에 연결되고 타단이 캐리어(310)가 실장되는 기판의 접지면과 연결된다.
본 발명에서 용량성 커플링 소자(350)는 방사 패치(330)와 기판의 접지면 사이의 일부분, 즉 도 4와 같이 제 1 수직면 내지 제 4 수직면 중 어느 하나의 일부분에 형성된다. 여기서, 용량성 커플링 소자(350)는 도체로써 제 1 수직면, 즉 캐리어의 전면에 형성되는 것이 바람직하다.
본 발명에서 용량성 커플링 소자(350)의 위치, 폭 및 길이의 변화에 따라 병렬 커패시턴스(CR)를 조절, 즉 방사 패치(330)와 기판의 접지면 사이의 커패시턴스를 조절할 수 있다.
다시 말해서, 본 발명의 다중 대역 안테나(300)는 기판의 접지면과 방사 패치(330) 사이의 간격을 조절하여 병렬 커패시턴스(CR)를 조절하는 것이 아니라 용량성 커플링 소자(350)의 위치, 폭, 길이 및 높이 중 하나 이상의 변화에 따라 병렬 커패시턴스(CR)가 조절될 수 있는 것이다.
이에 대한 자세한 설명을 도 5에서 하도록 하겠다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나의 등가 회로도이다.
상기와 같은 구성 요소를 포함한 다중 대역 안테나(300)는 전술한 바와 같이 직렬 인덕턴스(LR), 병렬 커패시턴스(CR) 및 병렬 커패시턴스(CR)에 병렬로 연결된 병렬 인덕턴스(LL)를 포함한 메타머티리얼 유닛으로 등가화될 수 있다.
더욱 자세히 설명하면, 급전선(320)의 인덕턴스 및 방사 패치(330)의 인덕턴스는 직렬 인덕턴스(LR)로 등가화되고, 기판의 접지면과 방사 패치(330) 사이의 커패시턴스는 병렬 커패시턴스(CR)로 등가화되며, 스터브(340)의 인덕턴스는 병렬 인덕턴스(LL)로 등가화된다.
종래에는 기판의 접지면과 방사 패치 사이의 간격에 따라 병렬 커패시턴스(CR)가 결정되고, 이를 조절하기 위해서는 방사 패치를 포함한 안테나를 기판의 비접지면 상에서 이동하여 기판의 접지면과의 간격을 조절하거나, 기판의 접지 면적을 조절하여 방사 패치와의 간격을 조절하여야 했고, 이를 위해서는 기판의 변형이 필요하였지만, 발명에서는 용량성 커플링 소자(350)의 위치, 폭, 길이 및 높이 중 하나 이상을 변화함으로써, 병렬 커패시턴스(CR)를 조절할 수 있기 때문에 기판의 변형이 필요하지 않다.
한편, 본 발명에서 스터브(340)의 연결 위치, 길이 및 폭, 방사 패치의 크기, 캐리어(310)의 유전율 및 크기와 급전선(320)의 위치, 길이 및 폭 중 하나 이상을 조절하여 직렬 인덕턴스(LR), 병렬 커패시턴스(CR) 및 병렬 인덕턴스(LL) 중 하나 이상을 조절할 수 있음은 물론이다.
결론적으로, 본 발명에서는 용량성 커플링 소자(350)의 위치, 폭, 길이 및 높이, 스터브(340)의 연결 위치, 길이 및 폭, 방사 패치의 크기, 캐리어(310)의 유전율 및 크기와 급전선(320)의 위치, 길이 및 폭 중 하나 이상을 조절하여 0차 공진에 의한 제 1 공진 주파수 및 1차 공진에 의한 제 2 공진 주파수 중 하나 이상을 조절하는 것이다.
또한, 도 6과 같이 급전선(320)과 기판의 접지면 사이, 스터브(340)와 기판의 접지면 사이 및 용량성 커플링 소자(350)와 기판의 접지면 사이 중 하나 이상에 로드 인덕터(610)를 각각 삽입하여 제 1 공진 주파수 및 제 2 공진 주파수 중 하나 이상을 조절할 수도 있다.
이하에서는 다중 대역 안테나(300)가 유전율이 4이고 크기가 25mm×5mm×3mm인 캐리어(310), 폭이 1mm인 급전선(320)과 크기가 25mm×2mm인 방사 패치(330) 및 스터브(340)의 폭이 1mm인 조건을 가질 때에 측정된 결과를 통해 본 발명에서의 다중 대역 안테나(300)가 다중 대역 특성이 있다는 것을 설명하도록 한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나(300)의 반사 손실을 시뮬레이션한 결과를 나타낸 도면이다.
도 7에서와 같이 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나(300)는 0차 공진을 통해 1.2340㎓의 제 1 공진 주파수 및 -8.1083㏈의 반사 손실이 발생하고, 1차 공진을 통해 2.2000㎓의 제 2 공진 주파수 및 -17.1770㏈의 반사 손실이 발생, 즉 다중 대역 안테나(300)가 저주파 대역의 제 1 공진 주파수 및 고주파 대역의 제 2 공진 주파수를 발생하는 다중 대역 특성이 있다는 것을 알 수 있다.
도 8은 제 1 공진 주파수에 대한 이득 분포를 나타낸 도면이고, 도 9는 제 2 공진 주파수에 대한 이득 분포를 나타낸 도면이다.
도 8 및 도 9와 같이 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역 안테나(300)는 전방향에 대해 고른 이득 분포를 가진다. 다시 말해서, 다중 대역 안테나(300)는 소형이면서도 높은 이득을 발생하는 안테나인 것이다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (6)

  1. 캐리어를 포함한 다중 대역 안테나에 있어서,
    상기 캐리어의 일(一)면 이상에 형성되는 급전선;
    상기 캐리어의 상(上)면에 형성되고, 일측이 상기 급전선과 연결되어 안테나 방사체로서 동작하는 방사 패치;
    상기 캐리어의 일(一)면 이상에 형성되되, 일단이 상기 방사 패치의 타측에 연결되고 타단이 상기 캐리어가 실장되는 기판의 접지면과 연결되는 스터브; 및
    상기 캐리어의 제 1 수직면 내지 제 4 수직면 중 어느 하나의 일부분에 형성되는 용량성 커플링 소자
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 다중 대역 안테나는
    0차 공진에 의한 제 1 공진 주파수 및 1차 공진에 의한 제 2 공진 주파수를 발생하는 것을 특징으로 하는 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 급전선의 인덕턴스 및 상기 방사 패치의 인덕턴스는 직렬 인덕턴스(LR)로 등가화되고, 상기 접지면과 상기 방사 패치 사이의 커패시턴스는 병렬 커패시턴스(CR)로 등가화되며, 상기 스터브의 인덕턴스는 병렬 인덕턴스(LL)로 등가화되되, 상기 용량성 커플링 소자의 위치, 폭, 길이 및 높이 중 하나 이상의 변화에 따라 상기 병렬 커패시턴스(CR)가 조절되는 것을 특징으로 하는 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 스터브의 연결 위치, 길이 및 폭, 상기 방사 패치의 크기, 상기 캐리어의 유전율 및 크기와 상기 급전선의 위치, 길이 및 폭 중 하나 이상을 조절하여 상기 직렬 인덕턴스(LR), 상기 병렬 커패시턴스(CR) 및 상기 병렬 인덕턴스(LL) 중 하나 이상을 조절하는 것을 특징으로 하는 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 급전선과 상기 접지면 사이, 상기 스터브와 상기 접지면 사이 및 상기 용량성 커플링 소자와 상기 접지면 사이 중 하나 이상에 삽입되는 로드 인덕터
    를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 메타머티리얼을 사용한 다중 대역 안테나.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항의 다중 대역 안테나를 포함하는 통신 장치.
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