WO2014148708A1 - 기판 집적형 도파관 안테나 - Google Patents

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WO2014148708A1
WO2014148708A1 PCT/KR2013/008510 KR2013008510W WO2014148708A1 WO 2014148708 A1 WO2014148708 A1 WO 2014148708A1 KR 2013008510 W KR2013008510 W KR 2013008510W WO 2014148708 A1 WO2014148708 A1 WO 2014148708A1
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WO
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integrated waveguide
substrate
antenna
substrate integrated
emsiw
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PCT/KR2013/008510
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English (en)
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Inventor
임성준
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중앙대학교 산학협력단
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/206—Microstrip transmission line antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/02—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system using mechanical movement of antenna or antenna system as a whole

Definitions

  • the present invention relates to a substrate integrated waveguide (SIW) antenna, and more particularly, to a substrate integrated waveguide antenna using a substrate integrated waveguide as a radiation material.
  • SIW substrate integrated waveguide
  • An antenna is an essential component in a wireless communication system for transmitting and receiving electromagnetic signals.
  • the antenna resonates with respect to electromagnetic waves of a specific frequency to transmit and receive electromagnetic signals of a corresponding frequency.
  • antennas are not only used for various purposes but also have become smaller.
  • Korean Laid-Open Publication No. 2011-0058936 (Invention: Phase Shifter Using Substrate Integrated Waveguide) relates to a phase shifter implemented through perforation and dielectric insertion in a substrate integrated waveguide.
  • a phase shifter which can be easily manufactured through substrate perforation and heterogeneous dielectric insertion of a substrate integrated waveguide, and enables transition of a required phase by adjusting the size, spacing, and number of perforations.
  • Korean Laid-Open Publication No. 2010-0041985 name of the invention: a separate waveguide type phase shifter and an antenna device using the same
  • a PCB mounted with circuit elements for phase control from a waveguide type phase shifter main body The phase shifter which can do it and is easy to maintain is disclosed.
  • the present invention has been made in an effort to provide a substrate integrated waveguide antenna having excellent radiation performance and compactness in terms of gain and efficiency.
  • a substrate integrated waveguide antenna includes a full-mode substrate integrated waveguide (SIW) and a magnetic field barrier (PMW).
  • An eighth-mode substrate-integrated waveguide (EMSIW) made by dividing based on Perfect Magnetic Walls (EMSIW); And a feed line spaced apart from the 1/8 mode substrate integrated waveguide by a predetermined distance and feeding the 1/8 mode substrate integrated waveguide, wherein the 1/8 mode substrate integrated waveguide has an open side. It has an isosceles triangular structure that includes two sides that form) and one side that forms a via array.
  • a substrate integrated waveguide antenna for achieving the above technical problem, the full-mode substrate integrated waveguide (SIW) Substrate-Integrated Waveguide (SIW) An eighth-mode substrate-integrated waveguide (EMSIW) made by dividing based on Perfect Magnetic Walls (EMSIW); And a Complementary Split Ring Resonator (CSRR) loaded on the 1/8 mode substrate integrated waveguide.
  • SIW substrate integrated waveguide
  • SIW substrate-Integrated Waveguide
  • EMSIW eighth-mode substrate-integrated waveguide
  • CSRR Complementary Split Ring Resonator
  • a CSRF Complementary Split Ring Resonator
  • EMSIW eighth-mode substrate-integrated waveguide
  • SIW substrate-integrated waveguide
  • SIW substrate integrated waveguide
  • SIW substrate integrated waveguide
  • FIG. 3 is a graph showing the return loss of an eighth-mode substrate-integrated waveguide (EMSIW) according to the present invention.
  • FIG. 4 illustrates a structure in which a Complementary Split Ring Resonator (CSRR) is loaded in an eighth-mode substrate-integrated waveguide (EMSIW) according to the present invention
  • FIG. 5 is a graph showing the reflection loss of the substrate-integrated waveguide antenna (specifically, EMSIW antenna loaded with CSRR) according to the present invention
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an E-field distribution according to a rotation angle of a substrate integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention
  • FIG. 7 illustrates a radiation pattern of a substrate integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention
  • FIG. 8 illustrates the same polarization and cross polarization patterns of a substrate integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention
  • FIG. 9 is a diagram showing a sample of actually fabricating a substrate-integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention.
  • FIG. 10 is a graph illustrating a simulated value and a measured value of a reflection loss of a substrate-integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a case where a radiation pattern of a substrate integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention is simulated and measured, respectively; and
  • FIG. 12 shows measured 3D radiation patterns of a substrate integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention.
  • Substrate integrated waveguide antenna is a split ring resonator (CSRR: Complementary) complementary to a 1/8 mode substrate integrated waveguide (EMSIW: eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide (EMSIW))
  • CSRR Split Ring Resonator
  • EMSIW means that the existing substrate-integrated waveguide (SIW) is reduced to 1/8 size as shown in FIG. 1 (d), and CSRR is one of the structures constituting the meta material.
  • SRR Split Ring Resonator
  • the CSRR can realize a negative permittivity ( ⁇ ) at a specific frequency and has strong electrical coupling at the transmission line and the resonant frequency.
  • SIW Subscribestrate-Integrated Waveguide
  • ⁇ is a phase constant and ⁇ is the intrinsic impedance of the dielectric material inside the cavity.
  • the thickness b of the substrate is always estimated to be much smaller than the width a of the SIW (b ⁇ a), and the phase constant ⁇ may be expressed by Equation 5 below.
  • the size of the E-field distribution of the existing SIW may be illustrated as shown in FIG. 1A using a simulation tool based on a general finite element method (FEM).
  • FEM finite element method
  • the electric field of the dominant mode of the SIW is perpendicular to the surface and ground.
  • the direction of the magnetic field is parallel to the surface of the waveguide and perpendicular to the sidewalls.
  • PMW Perfect Magnetic Walls
  • Integrated Waveguide hereinafter referred to as 'HMSIW'. Since the HMSIW is half the size of the SIW, some miniaturized filters and antennas are proposed using HMSIW technology.
  • QMSIW Quadarter-Mode Substrate-Integrated Waveguide, hereinafter referred to as 'QMSIW'
  • 'QMSIW' QMSIW (Quarter-Mode Substrate-Integrated Waveguide, hereinafter referred to as 'QMSIW') as shown in FIG. Will generate Furthermore, as shown in FIG. 1D, bisecting along the O-D plane of the QMSIW generates an EMSHW (eighth-mode substrate-integrated waveguide) according to the present invention.
  • the geometry of the EMSIW according to the invention has the shape of an isosceles triangle with two open sides (complete magnetic conductors) and one via array (complete electrical conductors). Comparing the electric field of SIW and EMSIW with reference to Figure 1, it can be seen that it is maintained almost intact. Therefore, EMSIW is almost the same value as SIW and the overall size is reduced by 1/8 while maintaining the resonant frequency.
  • the thicknesses of the substrates used for SIW, HMSIW, QMSIW and EMSIW are 1.575 mm, and the dielectric constant 2.2 and the dielectric loss 0.0009 are substrate parameters used in EM simulation.
  • Metal vias have a diameter of 0.7 mm and a nominal dimension between the centers of 1.4 mm.
  • the initial SIW rectangular cavity measures 24 x 24 mm 2 .
  • Early SIW, HMSIW, QMSIW and EMSIW were designed to use coaxial feeds. The resonant frequencies of the SIW, HMSIW, QMSIW and EMSIW are determined from the input impedance, which is shown in FIG.
  • the fundamental resonant frequencies of the SIW are 6.63 GHz
  • the fundamental resonant frequencies of the HMSIW, QMSIW, and EMSIW are 6.40 GHz, 5.75 GHz, and 5.40 GHz, respectively.
  • the resonant frequencies of SIW, HMSIW, QMSIW and EMSIW should be the same, but slight differences are observed. This is because the feeder positions vary and the magnetic field walls are not ideal because of the fringe fields.
  • a 50-Ohm microstrip line is used instead of coaxial feeding, which couples a signal to the EMSIW by a gap.
  • EMSIW has two open sides (OA 'side and OD side), either one can be used as a feeding port.
  • the E-field distribution and the resonant frequency do not change depending on whether the feed is on the OA 'plane or the OD plane. However, when the OD plane is used as the feeder, the return loss and the bandwidth are better than the OA 'plane.
  • the geometric size of the isosceles right triangle is determined from Equations 1 to 3 described above. After optimization through EM simulation, W (width of SIW cavity), L (length of SIW cavity), via diameter, and via center spacing were selected to be 11.70 mm, 12.15 mm, 0.7 mm, and 1.4 mm, respectively.
  • the substrate integrated waveguide antenna according to the present invention is designed by loading a single CSRR onto an EMSIW resonator with an EMSIW antenna loaded with a CSRR.
  • a gap feeding line 440 is used on the OD-plane of FIG. 1 (d). 4
  • a configuration of a substrate integrated waveguide antenna 400 according to the present invention is shown with geometrical figures.
  • the CSRR 420 is etched on the top metal layer of the EMSIW 410, but the CSRR 420 may be etched on the ground. However, it is desirable to maintain the integrity of the ground in high frequency systems in order to reduce noise and reduce radiation loss.
  • the gap feed line 440 is disposed at a distance from one of two surfaces other than the surface on which the plurality of vias 430 are formed.
  • the resonance frequency of the substrate integrated waveguide antenna (specifically, the EMSIW antenna loaded with the CSRR) 400 according to the present invention may be changed by the rotation angle of the CSRR 420 as shown in FIG. 4.
  • the reflection loss of the substrate-integrated waveguide antenna (specifically, the EMSIW antenna loaded with the CSRR) according to the present invention is changed from 0 ° to 360 ° with the rotation angle of the CSRR set to 30 °.
  • the impedance matches 50 ⁇ , and the resonant frequencies of each rotation angle are shown in Table 1 below.
  • the E-field distribution of the EMSIW antenna is shown when the rotation angles ⁇ of the CSRR are 30 °, 210 °, 270 °, and 300 °, respectively. Since the E-field distribution varies according to the direction of the CSRR, the resonance frequency is also changed by different rotation angles ( ⁇ ).
  • the radiation pattern E ⁇ on the XZ-plane and YZ-plane shown in FIG. 4 is shown in FIG. 7.
  • the radiation pattern is almost identical for each rotation angle.
  • the maximum gain of the radiation pattern E ⁇ varies from 4.1 dBi (4.73 GHz) to 4.4 dBi (5.09 GHz).
  • a substrate integrated waveguide antenna specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR
  • the maximum gain E ⁇ at the M or N point is 5.98 dBi (5.09 GHz) at 5.49 dBi (4.73 GHz), respectively.
  • the total gain is from 5.57 dBi (4.73 GHz) to 6.15 dBi (5.09 GHz).
  • the difference between co-polarization and cross-polarization levels at points M and N for all rotation angles ⁇ is at least 14 dB.
  • the radiation efficiency also increases from 80.85% (4.73 GHz) to 90.30% (5.09 GHz).
  • a substrate integrated waveguide antenna specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR
  • four antennas having different rotation angles ⁇ are fabricated.
  • 9 shows an EMSIW antenna loaded with a CSRR having rotation angles ⁇ of 270 ° and 300 °.
  • the thickness of the substrate used may be 1.575 mm.
  • the return loss of the four antennas fabricated was measured using an HP 8510C vector network analyzer. Referring to FIG. 10, the measured S-parameter results are compared with the simulation results shown in FIG. 8.
  • return losses are higher than 25 dB, with return losses of 10-dB bandwidth being greater than 1.3%.
  • Table 2 summarizes the radiation performance when the rotation angles ⁇ are 30 °, 210 °, 270 °, and 300 °.
  • the antennas of the performances listed in Table 2 above have the same overall physical size, except for the angle of rotation ⁇ of the CSRR.
  • the measured maximum gain and emission efficiency are 4.50 dBi and 72.32%, respectively.
  • Radiation efficiency can be obtained by measuring the radiated power relative to the incident power.
  • Table 3 compares the performance of a substrate integrated waveguide antenna (specifically, an EMSIW antenna loaded with a CSRR) according to the present invention having a rotation angle ⁇ of 30 ° with that of a conventional SIW antenna structure.
  • the substrate integrated waveguide antenna (specifically, the EMSIW antenna loaded with CSRR) according to the present invention has much better radiation performance in terms of gain and efficiency despite being much smaller than the conventional SIW antenna. have.

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  • Waveguide Aerials (AREA)

Abstract

기판 집적형 도파관 안테나가 개시된다. 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide)은 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)을 완전 자계벽(PMW : Perfect Magnetic Walls)을 따라 1/8 크기로 축소시킨다. 상보적 분할 링 공진기(CSRR : Complementary Split Ring Resonator)는 1/8 모드 기판 집적형 도파관 상에 로딩(loading)된다. 본 발명에 따르면, 기존 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)의 크기를 1/8로 줄인 EMSIW(eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide)에 CSRR(Complementary Split Ring Resonator)을 로드하여 CSRR(Complementary Split Ring Resonator)의 회전 각도를 달리 함으로서 이득과 효율 관점에서 방사 성능이 우수한 소형의 기판 집적형 도파관 안테나를 제공할 수 있다.

Description

기판 집적형 도파관 안테나
본 발명은 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate Integrated Waveguide) 안테나에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 기판 집적형 도파관을 방사 소재로 이용하는 기판 집적형 도파관 안테나에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서 신호 송수신을 위해 다양한 형태의 안테나들이 제안되고 있다. 안테나는 전자기파 신호를 송수신하기 위한 무선 통신 시스템에서 필수 구성 요소로서, 특정 주파수의 전자기파에 대해 공진하여 해당 주파수의 전자기파 신호를 송수신하도록 한다. 특히, 최근 무선 통신 시스템이 급속도로 발전함에 따라 안테나가 다양한 용도로 사용될 뿐만 아니라 보다 소형화되어 가는 추세이다.
이와 관련된 선행기술을 구체적으로 살펴보면, 한국공개공보 제2011-0058936호(발명의 명칭 : 기판 집적 도파관을 이용한 위상천이기)에는 기판 집적 도파관 내에 천공과 유전체 삽입을 통해 구현된 위상 천이기에 관한 것으로, 기판 집적 도파관의 기판 천공과 이종 유전체 삽입을 통해 간단하게 제작할 수 있으며 천공의 크기, 간격 및 개수를 조절하여 요구되는 위상의 천이가 가능하도록 구현한 위상 천이기를 개시하고 있다.
또한, 한국공개공보 제2010-0041985호(발명의 명칭 : 분리형 도파관 타입 위상변위기 및 이를 이용한 안테나 장치)에는 위상 제어를 위한 회로 소자들이 실장된 PCB를 도파관 타입의 위상변위기 본체로부터 용이하게 분리할 수 있어 유지 보수가 용이한 위상 변위기를 개시하고 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 이득과 효율 관점에서 방사 성능이 우수하고 소형화(compactness)가 가능한 기판 집적형 도파관 안테나를 제공하는 데 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나의 바람직한 일 실시예는, 전체 모드(full-mode) 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)을 완전 자계벽(PMW : Perfect Magnetic Walls)을 기준으로 분할하여 이루어진 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide); 및 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관과 일정 거리 이격되어 상기 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관에 급전하는 급전 선로;를 구비하고, 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관은 오픈부(open side)를 이루는 2개의 변과 비아 열(via array)을 이루는 1개의 변을 포함하는 이등변 삼각형 구조를 가진다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나의 바람직한 다른 실시예는, 전체 모드(full-mode) 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)을 완전 자계벽(PMW : Perfect Magnetic Walls)을 기준으로 분할하여 이루어진 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide); 및 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관 상에 로딩(loading)된 상보적 분할 링 공진기(CSRR : Complementary Split Ring Resonator);를 구비한다.
본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나에 의하면, 기존 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)의 크기를 1/8로 줄인 EMSIW(eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide)에 CSRR(Complementary Split Ring Resonator)을 로드하여 CSRR(Complementary Split Ring Resonator)의 회전 각도를 달리 함으로서 이득과 효율 관점에서 방사 성능이 우수한 기판 집적형 도파관 안테나를 제공할 수 있다. 또한, 소형화(compactness)와 높은 방사 성능(high radiation performance)을 필요로 하는 수많은 무선 모바일 어플리케이션에 적용될 수 있다.
도 1은 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)의 종류에 따른 E-field 분포를 도시한 도면,
도 2는 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)의 종류에 따른 입력 임피던스를 도시한 그래프,
도 3은 본 발명에 따른 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide)의 반사 손실을 도시한 그래프,
도 4는 본 발명에 따른 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide)에 CSRR(Complementary Split Ring Resonator)이 로드된 구조를 도시한 도면,
도 5는 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 반사 손실을 도시한 그래프,
도 6은 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 회전 각도에 따른 E-field 분포를 도시한 도면,
도 7은 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 방사 패턴을 도시한 도면,
도 8은 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 동일 편파 및 교차 편파 패턴을 도시한 도면,
도 9는 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)를 실제 제작한 샘플을 도시한 도면,
도 10은 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 반사 손실을 시뮬레이션한 값과 측정된 값을 각각 도시한 그래프,
도 11은 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 방사 패턴을 시뮬레이션한 경우와 측정된 경우를 각각 도시한 도면, 그리고,
도 12는 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 측정된 3D 방사 패턴을 도시한 도면이다.
이하에서 첨부의 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나의 바람직한 실시예에 대해 상세하게 설명한다.
본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나는 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide, 이하 'EMSIW'라 칭하기로 함)에 상보적 구조의 분할 링 공진기(CSRR : Complementary Split Ring Resonator, 이하 'CSRR'이라 칭하기로 함) 구조를 로딩하여 소형 안테나를 구현한 것이다. 이때, EMSIW는 도 1의 (d)에 도시된 바와 같이 기존 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)을 1/8 사이즈로 축소시킨 것을 의미하며, CSRR은 메타 물질을 구성하는 구조 중에 하나로 사용되는 SRR(Split Ring Resonator)이 슬롯으로 구현된 형태를 의미한다. 또한, CSRR은 특정 주파수에서 음수의 유전율(ε)을 구현할 수 있고, 전송 선로와 공진 주파수에서 강한 전기적 커플링을 가지게 된다.
도 1의 (a)에 도시된 SIW(Substrate-Integrated Waveguide, 이하 'SIW'라 칭하기로 함) 캐비티의 폭(W)과 길이(L)가 a로 동일하다면(W=L=a), 기본 TE101 모드에서의 전자기장의 수직 성분은 다음 수식과 같이 표현될 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2013008510-appb-M000001
수학식 2
Figure PCTKR2013008510-appb-M000002
수학식 3
Figure PCTKR2013008510-appb-M000003
수학식 4
Figure PCTKR2013008510-appb-M000004
여기서, β는 위상 상수(phase constant), η는 캐비티 내부 유전체(dielectric material)의 고유 임피던스(intrinsic impedance)이다.
이때, 기판의 두께(b)는 항상 SIW의 폭(a)보다 매우 작다고 추정되며(b<<a), 위상 상수 β는 아래 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
수학식 5
Figure PCTKR2013008510-appb-M000005
여기서,
Figure PCTKR2013008510-appb-I000001
는 파수(wave number)를 나타내며,
Figure PCTKR2013008510-appb-I000002
은 각각 캐비티 내부 물질의 각주파수(angular frequency), 투자율(permeability) 및 유전율(permittivity)을 의미한다.
기존 SIW의 E-field 분포의 크기는 일반적인 유한요소법(FEM : Finite Element Method)에 기반을 둔 시뮬레이션 툴을 이용하여 도 1의 (a)와 같이 도시될 수 있다. SIW의 기본 모드(dominant mode)의 전기장은 표면과 그라운드와 수직을 이룬다. 또한, 자기장의 방향은 도파관의 표면과 평행하며 사이드월(sidewalls)과는 수직을 이룬다. 또한, 완전 자계벽(PMW : Perfect Magnetic Walls)은 수학식 2와 수학식 3을 통해 도 1의 (a)에 도시된 A-A', B-B', C-C' 그리고 D-D' 면임을 알 수 있다. 완전 자계벽(PMW)인 A-A'면을 따라 SIW를 자르면, 도 1의 (b)에 도시된 바와 같이 기본 모드(dominant mode)의 field 분포가 절반을 유지하는 HMSIW(Half-Mode Substrate-Integrated Waveguide, 이하 'HMSIW'라 칭하기로 함)를 생성하게 된다. HMSIW는 SIW보다 크기가 절반으로 줄어들었기 때문에, 몇몇의 소형화된 필터와 안테나는 HMSIW 기술을 이용하여 제안된다. 또한 유사한 방법으로, 마그네틱 월(magnetic walls)인 B-O면을 따라 HMSIW를 자르면, 도 1의 (c)에 도시된 바와 같이 QMSIW(Quarter-Mode Substrate-Integrated Waveguide, 이하 'QMSIW'라 칭하기로 함)를 생성하게 된다. 나아가, 도 1의 (d)에 도시된 바와 같이 QMSIW의 O-D 면을 따라 이등분하면 본 발명에 따른 EMSIW(eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide)가 생성된다.
본 발명에 따른 EMSIW의 기하학적인 구조는 2개의 오픈 사이드(open side)(완전 자기 도체)와 하나의 비아 열(via array)(완전 전기 도체)을 가진 이등변 삼각형의 형상을 가진다. 도 1을 참고하여 SIW와 EMSIW의 전계를 비교하면, 거의 손상되지 않고 유지됨을 알 수 있다. 따라서 EMSIW는 SIW와 거의 동일한 값으로 공진 주파수는 유지하면서 전체적인 크기는 1/8의 비율로 감소된 것이다.
본 발명의 일실시예에 따라 SIW, HMSIW, QMSIW 그리고 EMSIW에 사용되는 기판의 두께는 1.575 mm이고, 유전 상수(dielectric constant) 2.2와 유전 손실(tangent loss) 0.0009는 EM 시뮬레이션에서 사용되는 기판 파라미터이다. 금속 비아는 0.7 mm의 직경과 1.4 mm의 중심 간 공칭 치수를 갖는다. 초기 SIW 사각 캐비티의 크기는 24 x 24 mm2이다. 초기 SIW, HMSIW, QMSIW 그리고 EMSIW는 동축 급전을 사용하도록 설계되었다. SIW, HMSIW, QMSIW 그리고 EMSIW의 공진 주파수는 입력 임피던스로부터 결정되며, 이는 도 2에 도시되어 있다. SIW의 기본 공진 주파수는 6.63 GHz이고, HMSIW, QMSIW 그리고 EMSIW의 기본 공진 주파수는 각각 6.40 GHz, 5.75 GHz, 그리고 5.40 GHz이다. 이론적으로, SIW, HMSIW, QMSIW 그리고 EMSIW의 공진 주파수는 동일해야 하지만, 미세한 차이가 관찰된다. 이는 급전부 위치가 다양하고 자계 벽이 프린지 필드(fringe fields) 때문에 이상적이지 않기 때문이다. 이와 같이 SIW에서 EMSIW로 갈수록 공진 주파수가 감소할 뿐만 아니라 안테나 크기가 전체적으로 작아지는 이점이 존재한다.
본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나 설계시 동축 급전(coaxial feeding) 대신 50-Ohm 마이크로스트립 선로를 이용하며 이는 갭(gap)에 의해 EMSIW에 신호를 커플링한다. 비록 EMSIW는 2개의 오픈 사이드(open side)(OA'-면과 OD-면)를 가지고 있지만, 이 중 어느 하나는 급전부(feeding port)로 이용될 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이, E-field 분포와 공진 주파수는 급전부가 OA'-면 또는 OD-면상에 있는지에 따라 변하지 않는다. 그러나 OD-면을 급전부로 이용했을 때 OA'-면에 비해 반사 손실(return loss)과 대역폭(bandwidth)이 더욱 좋다. EMSIW의 공진 주파수를 5.38 GHz로 만들기 위해서 이등변 직각 삼각형의 기학학적 크기는 상술한 수학식 1 내지 수학식 3으로부터 결정된다. EM 시뮬레이션을 통해 최적화한 후, W(SIW 캐비티의 폭), L(SIW 캐비티의 길이), 비아 직경, 그리고 비아 중심 간격은 각각 11.70mm, 12.15 mm, 0.7 mm, 그리고 1.4 mm 로 선택되었다.
본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나는 CSRR이 로드된 EMSIW 안테나로 EMSIW 공진기 상에 단일 CSRR이 로딩됨으로서 설계된다. 갭 급전 선로(gap feeding line)(440)는 도 1 (d)의 OD-면상에 사용된다. 도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(400)의 구성이 기하학적 수치와 함께 도시되어 있다. CSRR(420)은 EMSIW(410)의 상부 금속층 상에 에칭되어 있으나, CSRR(420)은 그라운드(ground) 상에 에칭될 수 있다. 그러나 노이즈를 감소하고 방사 손실(radiation loss)을 줄이기 위해서 고주파수 시스템에서 그라운드의 인테그러티(integrity)를 유지하는 것이 바람직하다. 이때 갭 급전 선로(440)는 복수 개의 비아(430)가 형성되어 있는 면 이외의 다른 두 개의 면 중 어느 하나의 면에 일정 거리 이격되어 배치된다.
본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)(400)의 공진 주파수는 도 4에 도시된 바와 같이 CSRR(420)의 회전 각도에 의해 변할 수 있다. 도 5를 참고하면, 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 반사 손실은 CSRR의 회전 각도를 30°로 설정한 상태에서 0°부터 360°까지 변화됨을 알 수 있다. 이는 본 발명에 따른 안테나의 작동 주파수가 4.75 GHz(α=210°) 에서 5.09 GHz(α=30°) 사이에서 다양함을 알 수 있다. 모든 회전 각도에서, 임피던스는 50 Ω으로 일치하며, 각 회전 각도의 공진 주파수는 아래 표 1과 같다.
표 1
α(°) freq.(GHz) α(°) freq.(GHz) α(°) freq.(GHz)
0 5.076 120 5 240 4.757
30 5.091 150 4.881 270 4.861
60 5.08 180 4.787 300 4.973
90 5.070 210 4.733 330 5.045
도 6을 참고하면, CSRR의 회전 각도(α)가 각각 30°, 210°, 270°, 300°일 때 EMSIW 안테나의 E-field 분포가 도시되어 있다. CSRR의 방향에 따라 E-field 분포가 다양하기 때문에 공진 주파수 역시 서로 다른 회전 각도(α)에 의해 변하게 된다.
도 4에 도시된 XZ-면과 YZ-면 상 방사 패턴 Eθ은 도 7에 도시되어 있다. 방사 패턴은 각 회전 각도마다 거의 동일하다. XY-면 상에서, 방사 패턴(Eθ)의 최대 이득은 4.1 dBi(4.73 GHz)에서 4.4 dBi(5.09 GHz)로 다양하다. 도 8을 참고하면, 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)는 30° 회전 각도(α)를 가질 때, 5.09 GHz에서 동일 편파(co-polarization) 및 교차 편파(cross-polarization) 방사 패턴은 φ=160°와 φ=340° 둘 다에서 결정되며, 이는 스퀸트 주 빔 방향(squint main beam direction)을 의미한다. 비아 열(via array)의 비대칭 기하학적 구조로 인해, 상기 스퀸트 빔(squint beam)이 관찰될 수 있다. 그러나 회전 각도에도 불구하고 도 8에 도시된 바와 같이, 최대 이득은 M 지점(θ=30°, φ=160°)과 N 지점(θ=30°, φ=340°) 모두에서 발생한다.
M 또는 N 지점에서 최대 이득 Eθ은 각각 5.49 dBi(4.73 GHz)에서 5.98 dBi(5.09 GHz)이다. 게다가, 총 이득(total gain)은 5.57 dBi(4.73 GHz)에서 6.15 dBi(5.09 GHz)이다. 모든 회전 각도(α) 값에 대해 M과 N 지점에서 동일 편파(co-polarization)와 교차 편파(cross-polarization) 레벨 사이의 차이는 14 dB 이상이다. 공진 주파수가 증가하기 때문에, 방사 효율 역시 80.85%(4.73 GHz)에서 90.30%(5.09 GHz)로 증가하게 된다.
본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 성능을 실험해보기 위해, 서로 다른 회전 각도(α)를 가진 4개의 안테나를 제작한다. 도 9는 회전 각도(α)가 270°과 300°인 CSRR이 로드된 EMSIW 안테나를 도시하고 있다. 이때, 사용되는 기판의 두께는 1.575 mm 일 수 있다.
먼저, 제작된 4개의 안테나의 반사 손실(return loss)은 HP 8510C 벡터 네트워크 분석기(vector network analyzer)를 이용하여 측정했다. 도 10을 참고하면, 측정된 S-파라미터 결과는 도 8에 도시된 시뮬레이션 결과와 비교된다. 공진 주파수는 각각 4.74 GHz(α=210°), 4.87 GHz(α=270°), 4.96 GHz(α=300°), 그리고 5.07 GHz(α=30°)이다. 모든 회전 각도에 있어, 25 dB보다 더 높은 반사 손실(return loss)이 발생하며, 10-dB 대역폭의 반사 손실은 1.3% 보다 더 크게 된다.
다음으로, XZ-면과 YZ-면 상 방사 패턴 Eθ을 α=30°일 때 측정했다. 도 11에 도시된 바와 같이, 시뮬레이션한 방사 패턴(a)과 실제 측정된 방사 패턴(b)는 서로 유사하게 나타난다. 최대 방사 패턴 Eθ은 XZ-면에서는 4.30 dBi이고, YZ-면에서는 2.80 dBi이다. 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)는 스퀸트 빔(squint beam)을 가지기 때문에, 3D 방사 패턴은 무향실(anechoic chamber)에서 측정된다. 도 12는 회전 각도 α=30°에서 측정된 3D 방사 패턴(Eθ와 Eφ)과 5.07 GHz에서 갖는 총 이득(total gain)을 나타내고 있다. θ=20°, φ=140°에서 5.92 dBi의 최대 이득(Eθ)과 6.05 dBi의 총 이득을 확인할 수 있다.
아래 표 2는 회전 각도(α)가 30°, 210°, 270°, 300°일 때, 방사 성능(radiation performance)을 요약한 표이다.
표 2
CSRR의 회전 각도(α)
30° 210° 270° 300°
안테나영역(λ0 2) (0.292× 0.146)/2 (0.271×0.135)/2 (0.279× 0.139)/2 (0.286× 0.143)/2
시뮬레이션 공진주파수(GHz) 5.09 4.73 4.86 4.98
10dB-BW(%) 1.77 1.30 1.45 1.50
최대이득Eθ(dBi) 5.98 5.49 5.79 5.089
최대총이득(dBi) 6.15 5.57 5.90 6.05
방사효율(%) 90.3 80.85 86 89
측정 공진주파수(GHz) 5.07 4.74 4.87 4.96
10dB-BW(%) 1.55 1.30 1.45 1.51
최대이득Eθ(dBi) 5.92 4.50 4.70 5.40
최대총이득(dBi) 6.05 4.74 4.87 5.48
방사효율(%) 97.86 72.32 77.87 86.93
상기 표 2에 기재된 성능의 안테나는 CSRR의 회전 각도(α)에 관한 것을 제외하고, 전체적인 물리적 크기는 동일하다. 표 2를 참고하면, 회전 각도 α=210°일 때, 안테나 공진 주파수가 가장 낮음을 알 수 있다. α=210°일 때, 측정된 최대 이득과 방사 효율은 각각 4.50 dBi와 72.32%임을 알 수 있다. 대조적으로, α=30°일 때 최대 공진 주파수가 얻어지며, 이때 5.92 dBi의 최대 이득과 97.86%을 얻어진다는 점을 알 수 있다. 공진 주파수가 감소할 때 전기적으로 작은 구경(aperture) 크기로 인해 방사 효율과 이득도 감소함은 당연하다. 방사 효율은 입사된 전력에 비해 방사된 전력을 측정함으로써 얻을 수 있다.
아래 표 3은 회전 각도(α)가 30°인 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)의 성능을 기존 SIW 안테나 구조와 비교한 것이다.
표 3
본 발명 기존 SIW-1 기존 SIW-2 기존 SIW-3
주파수(GHz) 5.07 7.75 6.63 3.67
안테나크기(λ0 2) (0.292x0.146)/2 0.296x0.335 0.24x0.23 0.35x0.35
10dB-BW(%) 1.55 2.25 - 0.7
최대이득(dBi) 5.95 4.31 1.59 4.46
효율(%) 97.86 86.9 - -
상기 표 3을 참고하면, 본 발명에 따른 기판 집적형 도파관 안테나(구체적으로, CSRR이 로드된 EMSIW 안테나)는 기존 SIW 안테나보다 훨씬 소형임에도 불구하고 이득과 효율 관점에서 방사 성능이 훨씬 좋다는 것을 알 수 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 상술한 특정의 바람직한 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 범위 내에 있게 된다.

Claims (10)

  1. 전체 모드(full-mode) 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)을 완전 자계벽(PMW : Perfect Magnetic Walls)을 기준으로 분할하여 이루어진 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide); 및
    상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관 상에 로딩(loading)된 상보적 분할 링 공진기(CSRR : Complementary Split Ring Resonator);를 포함하는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 상보적 분할 링 공진기는 상기 상보적 분할 링 공진기 중심 축을 기준으로 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관 상에서 시계 또는 반시계 방향으로 회전하는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 상보적 분할 링 공진기는 상기 상보적 분할 링 공진기 중심 축을 기준으로 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관 상에서 시계 방향으로 30°회전하는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 상보적 분할 링 공진기는 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관의 상부 금속층 또는 그라운드(ground) 상에 에칭되어 로딩되는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관은 오픈부(open side)를 이루는 2개의 변과 비아 열(via array)을 이루는 1개의 변을 포함하는 이등변 삼각형 구조를 가지는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 오픈부(open side)를 이루는 2개의 변 중 어느 하나의 변을 급전부로 이용하는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 오픈부(open side)를 이루는 2개의 변 중 상대적으로 더 긴 변을 급전부로 이용하는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  8. 전체 모드(full-mode) 기판 집적형 도파관(SIW : Substrate-Integrated Waveguide)을 완전 자계벽(PMW : Perfect Magnetic Walls)을 기준으로 분할하여 이루어진 1/8 모드 기판 집적형 도파관(EMSIW : eighth-Mode Substrate-Integrated Waveguide); 및
    상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관과 일정 거리 이격되어 상기 상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관에 급전하는 급전 선로;를 포함하고,
    상기 1/8 모드 기판 집적형 도파관은 오픈부(open side)를 이루는 2개의 변과 비아 열(via array)을 이루는 1개의 변을 포함하는 이등변 삼각형 구조를 가지는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 오픈부(open side)를 이루는 2개의 변 중 어느 하나의 변을 급전부로 이용하는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 오픈부(open side)를 이루는 2개의 변 중 상대적으로 더 긴 변을 급전부로 이용하는 것을 특징으로 하는 기판 집적형 도파관 안테나.
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