WO2010082242A1 - 無線復調回路 - Google Patents

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WO2010082242A1
WO2010082242A1 PCT/JP2009/004674 JP2009004674W WO2010082242A1 WO 2010082242 A1 WO2010082242 A1 WO 2010082242A1 JP 2009004674 W JP2009004674 W JP 2009004674W WO 2010082242 A1 WO2010082242 A1 WO 2010082242A1
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change
point
correction amount
code
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PCT/JP2009/004674
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English (en)
French (fr)
Inventor
小川淳
一倉孝宏
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end

Definitions

  • the present invention relates to a radio demodulation circuit that performs multi-level FSK radio communication using an FSK (Frequency Shift Keying) signal, which is one of frequency modulation signals, and in particular, data determination to enable high-speed transmission.
  • the present invention relates to a technique for correcting a data synchronization point at a high accuracy.
  • FSK wireless communication for wirelessly transmitting various data by FSK wireless communication using an FSK (frequency shift keying) signal which is one of FM (frequency modulation) signals
  • frequency modulation is performed by shifting the frequency of a carrier wave corresponding to “1” and “0” of a digital signal, and the frequency-modulated high-frequency signal is transmitted as a radio wave.
  • the digital component is determined by comparing the frequency component of the demodulated baseband signal obtained from the frequency voltage with a predetermined threshold value. The transmission source data is obtained based on the digital value.
  • multilevel processing is used from the viewpoint of effective frequency utilization.
  • the carrier wave is frequency-shifted in correspondence with digital signals “00”, “01”, “11”, “10”.
  • determination by comparison with a threshold value becomes more severe, and more accurate data sampling points need to be determined. Therefore, more accurate synchronization acquisition is required between the transmission side and the reception side.
  • a multi-level sync point determiner when a sync point is determined, a multi-level sync point determiner always monitors the modulation degree from the center frequency and determines a transition between codes separated from the center frequency by an equal modulation degree.
  • 4-level FSK as an information source for determining the change point, as shown in FIG. 12, a transition from “00” to “10” indicated by the line L1, and “01” to “11” indicated by the line L2. Only four transitions are used: a transition to “, a transition from“ 11 ”to“ 01 ”indicated by the line L3, and a transition from“ 10 ”to“ 00 ”indicated by the line L4. Then, as shown in FIG. 13, and determines the data sampling points SP by adding the half of the time (T0 / 2) of the sampling period T0 from the synchronization point P 0 with indexing.
  • the crossing point with the first threshold Th 1 becomes the change point P + 1 , but this is excluded from the synchronization point candidates. Further, in the transition from “01” to “10” indicated by the broken line, the crossing point with the first threshold Th 1 becomes the changing point P ⁇ 1 , which is also excluded from the synchronization point candidates.
  • the reason why the synchronization point candidates are excluded is that these inter-code transitions differ in the degree of modulation from the center frequency on the plus side and the minus side.
  • the conventional data sampling point determination configuration satisfies the performance if the communication is about several tens of kbps, but there is a problem in realizing a higher transmission rate in the future. This is because there is too little information about the synchronization point depending on the data structure actually transmitted and received.
  • the code change point P ⁇ 1 the code transitions from “01” to “10”, and at the code change point P +1 , the code changes from “00” to “11”.
  • the code change points P ⁇ 1 and P +1 are separated from the synchronization point P 0 , and the two points do not match. Therefore, for the detection of the synchronization point, for example, the code change point from “00” to “10” indicated by the line L1 and the code change point from “01” to “11” indicated by the line L2 are used as the synchronization points. It is good to do.
  • the code change point from “10” to “00” indicated by the line L3 and the code change point from “11” to “01” indicated by the line L4 are preferably used as synchronization points.
  • the synchronization point can be detected more accurately as indicated by point P 0 .
  • the code change point at which the quaternary code changes from “00” to “10” indicated by the line L1 or the code change point at which the quaternary code changes from “10” to “00” indicated by the line L3, that is, the highest degree of modulation.
  • a code change point that transitions to a distant code may be selectively determined as a synchronization point.
  • the present invention has been created in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a wireless demodulation circuit that realizes high-speed transmission by determining a more accurate data sampling point.
  • a radio demodulation circuit includes: A digital demodulator that demodulates a multilevel FSK signal on which a multilevel FSK code is superimposed and generates a demodulated baseband signal whose signal level varies in the time axis direction; A data determiner for generating multi-level demodulated data based on a comparison between a plurality of thresholds each having a different level and the signal level; A change point detector that sequentially detects, as a change point, a cross point where a signal level of the demodulated baseband signal crosses at least one of the plurality of threshold values; Each of the change points is accumulated as a synchronization point candidate, and a synchronization point determiner that determines a synchronization point candidate with the highest accuracy among the plurality of accumulated synchronization point candidates as a confirmed synchronization point; After generating a synchronous digital clock and setting a data sampling point based on the definite synchronization point, the synchronous digital data is extracted from the multilevel demodulated data at
  • a change point correction amount including a displacement amount between the central change point and each change point is calculated based on the specified position of the change point.
  • Change point correction amount calculator to be Based on the change point correction amount, a change point correction / synchronization point candidate extractor that corrects the change point on the time axis; Is provided.
  • the present invention having the above configuration has the following characteristics. That is, ⁇ Handle more change points as multiple change points in the time axis direction to detect any change points positively, After detection, the amount of displacement from the central change point is parameterized as a change point correction amount (refer to differences (P 0 ⁇ P ⁇ 1 ) and (P 0 ⁇ P +1 ) in the embodiments described later). Then, the change point is corrected by the change point correction amount to be a synchronization point candidate.
  • the present invention -More information that can be used as the basis for syncpoint candidate determination, -Increasing the information will deteriorate the accuracy of the increased information on the time axis, but to compensate for this, the change point (displacement) on the time axis of the information is corrected based on the change point correction amount. That's what it meant. This is based on a more advanced technical idea than the prior art.
  • the data sampling point can be determined more accurately, and data can be accurately determined even when high-speed transmission is performed.
  • the change point correction amount calculator described above has (2) configuration and (4) configuration which will be described later.
  • the crossing point between the demodulated baseband signal and the center threshold value is a change point, but simply crossing can identify which of the change points on the time axis is the cross point. Cannot (since in any case only one point is crossed). If it cannot be identified, it will not be possible to handle multiple change points.
  • information in the time axis direction is required.
  • Information on the time axis direction includes information indicating the transition state of the multi-level FSK code, a central threshold value located at the center in the level width direction of a plurality of threshold values, and a voltage level after voltage change. There is difference information. Since it is difficult to specify the change point only by the difference information, information on the voltage change amount of the demodulated baseband signal output from the digital demodulator is also used.
  • the change point detector sequentially detects a cross point where a signal level of the demodulated baseband signal crosses a central threshold value located at the center of the level width direction of the plurality of threshold values as the change point.
  • the change point correction amount calculator determines a code transition state of the multi-value FSK code with respect to the central threshold value in the change point group, and based on the determined code transition state, the change point correction value calculator calculates the change point of the change point group. Specify a position, and calculate the change point correction amount based on the position of the specified change point, There is a mode.
  • the change point correction amount calculator in the configuration of (2) determines the code transition state of the multilevel FSK code from the demodulated data from the data determiner and the change point information from the change point detector, and from the code transition state, It is determined which change point the detected change point is (see P ⁇ 1 , P 0 , P +1 in the case of an embodiment described later).
  • the code transition state has information in the time axis direction such as “00” ⁇ “11”, “00” ⁇ “10”, “01” ⁇ “11”, “01” ⁇ “10”. Therefore, the position of the detected change point in the time axis direction can be specified.
  • the change point correction amount calculator based on the identification result, changes point correction amount information (difference (P 0 ⁇ P ⁇ 1 ), (P 0 ⁇ P +1 ) in the embodiment described later). And the generated change point correction amount information is supplied to the change point correction / synchronization point candidate extractor. Based on the change point correction amount information supplied from the change point correction amount calculator, the change point correction / synchronization point candidate extractor displays the change point indicated by the change point information supplied from the change point detector on the time axis. By correcting, it is set as a synchronization point candidate and supplied to the synchronization point determiner as synchronization point candidate information.
  • This synchronization point candidate is obtained by correcting the change point on the time axis based on the change point correction amount calculated from the code transition state of the multi-level FSK code. Therefore, the position accuracy in the time axis direction is obtained. Is expensive.
  • the sync point determiner calculates the definite sync point from the sync point candidates with high position accuracy in the time axis direction, and the demodulated signal sync output unit calculates the data sampling point from the deterministic sync point, and the sync digital data and sync digital Generate a clock. As a result, the synchronous digital data and the synchronous digital clock have high positional accuracy in the time axis direction.
  • the change point correction amount is calculated from the code transition state of the multi-value FSK code, and the calculated change point is calculated. Based on the correction amount, the change point is corrected on the time axis to be a synchronization point candidate, so the data sampling point can be determined more accurately, and the data can be accurately determined even when performing high-speed transmission. become. Further, when following the synchronization point during wireless reception, communication can be performed while correcting the clock error more accurately in real time, which can greatly contribute to speeding up of wireless communication.
  • the change point detector sequentially detects a cross point where the signal level of the demodulated baseband signal crosses each of the plurality of threshold values as the change point
  • the change point correction amount calculator determines a code transition state of the multi-value FSK code for each of the plurality of threshold values in the change point group, and the change in the change point group based on the determined code transition state. Specify the position of the point, and calculate the amount of change correction based on the position of the specified change point, There is a mode.
  • the data sampling point can be determined in real time.
  • the change point detector sequentially detects a cross point where a signal level of the demodulated baseband signal crosses a central threshold value located at the center of the level width direction of the plurality of threshold values as the change point.
  • the change point correction amount calculator calculates the voltage change amount of the demodulated baseband signal and the voltage level after the voltage change in each code transition portion of the multi-level FSK code, and then calculates the plurality of threshold values.
  • the position of the change point in the change point group is specified based on the difference between the central threshold value located in the center in the level width direction of the voltage level and the voltage level after the voltage change, and the voltage change amount. Calculating the change point correction amount based on the position of the specified change point; There is a mode.
  • the change point correction amount calculator in the configuration of (4) calculates the voltage change amount of the demodulated baseband signal and the voltage level after the voltage change in the code transition portion of the multi-level FSK code, The position of each change point in the change point group is determined based on the difference between the central threshold value located at the center of the threshold level width direction and the voltage level after the voltage change and the voltage change amount. Identify. When a voltage change starts from a certain code-corresponding voltage, decreases or increases, reaches another level and settles at that level for a certain time, that level becomes another code-corresponding voltage. In this case, the amount of change from one level of code-corresponding voltage to another level of code-corresponding voltage is the voltage variation. This voltage change amount itself does not accompany time axis information.
  • the change point correction amount calculator calculates the change point correction amount (see the difference (P 0 ⁇ P ⁇ 1 ), (P 0 ⁇ P +1 ) in the embodiment described later) based on the identification result. It is generated and supplied to the change point correction / synchronization point candidate extractor.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor sets a change point on the time axis based on the supplied change point correction amount to make a synchronization point candidate. Since the synchronization point candidate set in this way is obtained by correcting the change point on the time axis based on the change point correction amount, the position accuracy in the time axis direction is high.
  • the sync point determiner determines the definite sync point from the sync point candidates with high position accuracy
  • the demodulated signal sync output unit calculates the data sampling point from the deterministic sync point, and based on these calculated results, the demodulated data is synchronized with the digital data And a synchronous digital clock.
  • the synchronous digital data and the synchronous digital clock have high positional accuracy in the time axis direction. In this configuration, it is possible to accurately grasp the code transition without depending on the data sampling point.
  • the change point correction amount is calculated from the voltage change amount of the demodulated baseband signal and the context with respect to the central change point. Based on the calculated change point correction amount, the change point is corrected on the time axis, and the corrected change point is set as a synchronization point candidate.
  • the change point correction amount can be calculated with high accuracy, it is possible to obtain accurate data sampling points even during the initial operation where the data sampling points are difficult to be accurate. Point convergence is faster and more accurate.
  • a second change point correction amount calculator In the radio demodulation circuit configured as described in (4) above, A second change point correction amount calculator; A third change point correction amount calculator; Further comprising The second change point detector detects a second cross point where a signal level of the demodulated baseband signal crosses a second threshold value that is higher than the central threshold value by a second value. We detect sequentially as change point, The third change point detector detects a third cross point where a signal level of the demodulated baseband signal crosses a third threshold value that is on a lower level side than the central threshold value.
  • the second change point correction amount calculator specifies a position of the second change point in a second change point group which is composed of a plurality of second change points and is for each code transition portion of the multi-level FSK code. In addition, based on the position of the specified second change point, between the second center change point located in the center of the second change point group in the time axis direction and each second change point.
  • the third change point correction amount calculator specifies a position of the third change point in a third change point group which is composed of a plurality of third change points and is in each code transition part of the multi-level FSK code.
  • the change point correction amount consisting of the displacement amount of The change point correction / synchronization point candidate extractor corrects the change point on a time axis based on the change point correction amount, and the second change point based on the second change point correction amount. Is corrected on the time axis, and based on the third change point correction amount, the third change point is corrected on the time axis. There is a mode.
  • the change point correction amount can be set more accurately, and with higher accuracy and Data sampling points can be determined in real time, and at the same time, the circuit can be simplified.
  • any detected change point is any of a plurality of change points in the time axis direction based on a plurality of change points in the time axis direction.
  • the change amount from the central change point of this change point is set as a change point correction amount, and based on this change point correction amount, the detected change point is corrected on the time axis to become synchronization point candidate information. Therefore, the data sampling point can be determined more accurately. As a result, data can be determined accurately even when performing high-speed transmission, and communication can be performed while correcting the clock error more accurately in real time when tracking synchronization points during wireless reception. It is possible to contribute to speeding up communication.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a radio demodulation circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the radio demodulation circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a code transition diagram at the time of four-value FSK wireless communication of the wireless demodulation circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a radio demodulation circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a timing chart showing the operation of the radio demodulation circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the radio demodulation circuit according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a radio demodulation circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the radio demodulation circuit according to Em
  • FIG. 7 is a code transition diagram at the time of four-value FSK wireless communication of the wireless demodulation circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a radio demodulation circuit according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 9 is a code transition diagram at the time of four-value FSK wireless communication of the wireless demodulation circuit according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a radio demodulation circuit according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 11 is a code transition diagram at the time of 4-level FSK wireless communication of the radio demodulation circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a code transition diagram at the time of four-value FSK wireless communication of the wireless demodulation circuit in the prior art.
  • FIG. 13 is a timing chart showing the operation of the radio demodulation circuit in the prior art.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a radio demodulation circuit according to Embodiment 1 of the present invention. This shows a circuit configuration for synchronization point determination at the time of multilevel FSK wireless communication.
  • the radio demodulation circuit includes a digital demodulator 1, a data decision unit 2, a threshold value holder 3, a change point detector 4, a change point correction amount calculator 5, a change point correction / A synchronization point candidate extractor 6, a synchronization point determiner 7, and a demodulated signal synchronization output unit 8 are provided.
  • the digital demodulator 1 performs frequency voltage conversion on the multilevel FSK signal S0 obtained by down-converting and filtering the high-frequency signal, and outputs the obtained demodulated baseband signal S1.
  • the data decision unit 2 compares and determines the demodulated baseband signal S1 supplied from the digital demodulator 1 and a plurality of levels of threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 , and multi-level demodulation that is the decision result.
  • Data S2 (“00", "01”, “11”, “10") is output.
  • the threshold value holder 3 holds a plurality of levels of threshold values (first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 ) necessary for the comparison judgment of the data judgment unit 2, The held threshold value is supplied to the data decision unit 2 as threshold value information S3.
  • the change point detector 4 is a change point of the demodulated baseband signal S1 supplied from the digital demodulator 1, that is, the demodulated baseband signal S1 and the first threshold value Th 1 which is a central threshold value (FIG. 2, FIG. 3) is detected as a change point, and change point information S4 indicating which change point is P ⁇ 1 , P 0 , P +1 is output.
  • the change point correction amount calculator 5 receives the demodulated data S2 (“00”, “01”, “11”, “10”) supplied from the data determiner 2 and the change point information supplied from the change point detector 4. Based on S4 (P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ), it is determined what transition has occurred in the multi-level FSK code superimposed on the multi-level FSK signal, and based on the determination result, a plurality of The position of each change point in the change point group for each code transition part of the multi-value FSK code is specified, and the change point correction amount information S5 ((P 0) is further determined based on the specified position of each change point. -P -1 ), (P 0 -P +1 ) or 0) is generated and output.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 adds the change point correction amount information S5 ((P 0 -P) supplied from the change point correction amount calculator 5 to the change point information S4 supplied from the change point detector 4. -1 ), (P 0 -P +1 ) or 0) is applied, and the result is output as synchronization point candidate information S6.
  • the synchronization point determiner 7 accumulates the synchronization point candidate information S6 obtained by the correction of the change point correction / synchronization point candidate extractor 6, and holds the more accumulated synchronization point candidates as the most likely synchronization points. The held most likely synchronization point information is output as confirmed synchronization point information S7.
  • the demodulated signal synchronization output unit 8 calculates the data sampling point SP based on the determined synchronization point information S7 supplied from the synchronization point determiner 7, and the demodulation supplied from the calculated data sampling point SP and the data determination unit 2.
  • a synchronous digital clock CK synchronized with the transmission rate of the data S2 is generated. Further, the demodulated signal synchronous output unit 8 outputs the demodulated data S2 synchronized with the synchronous digital clock CK as synchronous digital data S8.
  • the code-corresponding voltages at a plurality of levels correspond to “00”, “01”, “11”, and “10”, respectively.
  • f0 is a center frequency
  • f2 is a frequency corresponding to the modulation factor
  • f1 is a frequency that is 1/3 times the frequency f2.
  • the code-corresponding voltage itself is not detected in the first embodiment and the second embodiment described below.
  • the code-corresponding voltage itself is detected in the third and fourth embodiments.
  • a multi-level FSK signal that is a high-frequency signal (with a multi-level FSK code superimposed) is down-converted to enable digital processing even at a low processing speed, and then removes signals outside the desired frequency band. To be filtered.
  • the multi-level FSK signal subjected to signal processing in this way is input to the digital demodulator 1 as a digitized multi-level FSK signal S0.
  • the digital demodulator 1 performs frequency-voltage conversion on the multilevel FSK signal S0, and outputs the conversion result to the data decision unit 2 and the change point detector 4 as a demodulated baseband signal S1.
  • the data decision unit 2 receives the demodulated baseband signal S1 from the digital demodulator 1 and the threshold information S3 (first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 ) from the threshold value holder 3 . Are entered respectively.
  • the data determination unit 2 compares and determines the demodulated baseband signal S1 and threshold value information S3 (first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 ).
  • the determination results are “00”, “01”, “11”, “10”.
  • the data determiner 2 sends the determination result to the change point correction amount calculator 5 and the demodulated signal synchronization output unit 8 as demodulated data S2.
  • the threshold value holder 3 may be any storage device as long as it has a mechanism capable of holding threshold value information S3 (first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 ).
  • threshold value information S3 first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 .
  • a fixed value, a ROM, a RAM, a register, and the like can be considered.
  • the operation of the register will be described as an example.
  • the first threshold value Th 1 as the central threshold value is determined as the code value “01” and the code value “11”.
  • the second threshold value Th 2 is used to determine the code value “00” and the code value “01”, and the third threshold value Th 3 is The code value “11” and the code value “10” are used for determination.
  • the data determiner 2 determines the code value based on the first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 , and uses the data determination result as the demodulated data S 2 (“00”, “01”, “11”). ",” 10 ") is sent to the demodulated signal synchronous output device 8 and the change point correction amount calculator 5.
  • the demodulated baseband signal S1 output from the digital demodulator 1 is also supplied to the change point detector 4, where a change point (any one of P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ) is detected.
  • a change point any one of P ⁇ 1 , P 0 , P +1
  • Various configurations are conceivable for detecting the change point of the demodulated baseband signal S1, but here, as an example of the simplest configuration, a configuration using the zero-cross detection point as the change point will be described.
  • the demodulated baseband signal S1 is digital data, and if it is represented by 2's complement, the most significant bit is a sign bit.
  • the change point of this sign bit that is, the point at which the transition from “0” to “1” and the transition from “1” to “0” becomes the change point (zero cross point).
  • the change point detector 4 detects the change point by oversampling the demodulated baseband signal S1. If the number of oversampling is increased, the change point can be detected with higher accuracy. Here, description will be made assuming that the oversampling is 10 times. When oversampling is performed 10 times, there are timing points of changing points from 0 to 9. The change point detector 4 determines which point from 0 to 9 is the timing of the detected change point, and uses the determination result as change point information S4 (P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ). It is sent to the correction amount calculator 5 and the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction amount calculator 5 receives the demodulated data S2 ("00", “01”, “11”, “10") from the data determiner 2 and the change point information S4 (P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ) are supplied.
  • the change point correction amount calculator 5 determines what code transition has occurred in the demodulated baseband signal S1 based on the demodulated data S2. In the code transition shown in FIG. 2, there are 12 3 ⁇ 4 transitions between codes.
  • the change point correction amount calculator 5 determines the transition and determines where the demodulated baseband signal S1 passes through the change points P ⁇ 1 , P 0 , and P + 1 .
  • the following first to third determination criteria are used for determining the transition positions of the change points P ⁇ 1 , P 0 , and P + 1.
  • the next transition, demodulated baseband signal S1 is considered a transition to cross the changing point P 0 of the center.
  • there are a plurality of change points in this example, three points P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ).
  • the time axis It refers to a change point located in the center of the direction the central changing point P 0, usually, the central changing point P 0 is an ideal change point P i.
  • the demodulated baseband signal S1 is considered to transition across the minus shift transition point P- 1 .
  • the negative shift change point P ⁇ 1 is a change point located upstream in the time axis direction from the central change point P 0 in the change point group P ⁇ 1 , P 0 , P +1 .
  • the demodulated baseband signal S1 is considered to transition across the plus shift transition point P + 1 .
  • the positive shift change point P ⁇ 1 is a change point located downstream in the time axis direction from the central change point P 0 in the change point group P ⁇ 1 , P 0 , P +1 .
  • the change point correction amount calculator 5 has a plurality of changes.
  • the change point correction amount information S5 including the displacement amount is calculated.
  • the change point correction amount calculator 5 calculates the difference (P 0 ⁇ P ⁇ 1 ) between the central change point P 0 and the negative shift change point P ⁇ 1 or the positive shift change point P +1 .
  • the difference [(P 0 ⁇ P +1 ): negative value] from the central change point P 0 is sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 as change point correction amount information S 5.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 receives change point information S4 (P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ) from the change point detector 4 and changes point correction amount information S5 from the change point correction amount calculator 5. [(P 0 ⁇ P ⁇ 1 ), (P 0 ⁇ P +1 ) or 0] is input, respectively.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 adds the correction based on the change point correction amount information S5 to the change point information S4 (specifically, the change point), and then corrects the change point information S4 (correction). (Including later change points) is sent to the synchronization point determiner 7 as synchronization point candidate information S6 (including synchronization point candidates).
  • a mark (*) in FIG. 2 indicates a synchronization point where correction has been performed.
  • the synchronization point determiner 7 accumulates the synchronization point candidate information S6 supplied from the change point correction / synchronization point candidate extractor 6, further determines the most likely synchronization point candidate as the synchronization point, and determines the determined synchronization point. Information to be identified is held as confirmed synchronization point information S7. Specifically, since the values that can be taken as this information are 0 to 9, a counter corresponding to each is provided, and the corresponding counter is incremented by 1 each time the information is sent. The synchronization point determiner 7 holds the information S7 having the highest counter value as the confirmed synchronization point, and sends the held confirmed synchronization point information S7 to the demodulated signal synchronization output unit 8.
  • the data determiner 2 sends the demodulated data S2 (“00”, “01”, “11”, “10”), which is the data determination result, to the demodulated signal synchronous output unit 8.
  • the demodulated signal synchronous output unit 8 generates a synchronous digital clock CK according to a transmission rate known in advance. As shown in FIG. 2, the demodulated signal synchronization output unit 8 is based on the confirmed synchronization point information S7 from the synchronization point determiner 7, and has a time length (T0 / 2) that is 1/2 the sampling period T0 from the confirmed synchronization point.
  • the data sampling point SP is set at the point to be), the value of the demodulated data S2 is determined at the data sampling point SP, and the determination result is output as the synchronous digital data S8.
  • the demodulated signal synchronous output device 8 rises at the point of the definite synchronization point information S7 and rises at the data sampling point SP.
  • a falling synchronous digital clock CK is generated.
  • the demodulated signal synchronization output unit 8 When the value of the demodulated data S2 is “00”, for example, the demodulated signal synchronization output unit 8 generates 2 bits “0” and “0” as the synchronized digital data S8 and outputs it in synchronization with the synchronized digital clock CK. To do.
  • more accurate data determination is performed by performing data sampling after acquiring more synchronization point candidate information by correcting the detected change point by the code transition amount. Can be done. As a result, it is possible to suppress degradation of reception characteristics even when the transmission rate is increased.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the radio demodulation circuit in the second embodiment. 4, the same reference numerals as those in FIG. 1 of the first embodiment denote the same components.
  • the configuration specific to the present embodiment is as follows.
  • a multi-level change point detector 4a is provided in place of the change point detector 4 in the first embodiment.
  • the multi-level change point detector 4a receives a demodulated baseband signal S1 from the digital demodulator 1 and threshold information S3 (first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th, Th 3 ) is supplied respectively.
  • the multi-level change point detector 4a detects cross points of the demodulated baseband signal S1 and the first to third threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 as change points, and indicates the detected change points.
  • multilevel transition data S4a (P -1, P 0, P +1, Q -2, Q -1, Q 0, Q +1, Q +2, R -2, R -1, R 0, R + 1 , R +2
  • the first threshold value Th 1 is a central threshold value located at the center in the level width direction among the plurality of threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 .
  • the threshold value Th 2 is a threshold value that is positioned above the first threshold value Th 1 in the level width direction among the plurality of threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 .
  • the threshold value Th 3 is a threshold value that is located below the first threshold value Th 1 in the level width direction among the plurality of threshold values Th 1 , Th 2 , Th 3 .
  • the change point groups P ⁇ 1 , P 0 and P +1 are points where the signal level of the demodulated baseband signal crosses the first threshold value Th 1 , and the central change point P 0 is the change point group P ⁇ .
  • a change point located at the center in the time axis direction at 1 , P 0 , P +1 is usually the center change point P 0 is an ideal change point P i .
  • the change point P ⁇ 1 is a change point located on the upstream side in the time axis direction with respect to the central change point P 0 in the change point group P ⁇ 1 , P 0 , P +1 .
  • Changing point P +1, the change point group P -1, the P 0, P +1 refers to a change point located on the downstream side of the time axis direction as viewed from the center changing point P 0.
  • the change point groups Q ⁇ 2 , Q ⁇ 1 , Q 0 , and Q +1 Q +2 are points where the signal level of the demodulated baseband signal crosses the second threshold Th 2 , and the central change point Q 0.
  • the change point group Q -2, Q -1, Q 0 , Q +1 Q refers to a change point located at the center of the time axis direction in the +2, usually central change point Q 0 is an ideal change point Q i .
  • the change point Q ⁇ 1 is a change point located upstream in the time axis direction with respect to the central change point Q 0 in the change point group Q ⁇ 2 , Q ⁇ 1 , Q 0 , Q +1, Q +2 .
  • the change point Q -2 is a change point located further upstream in the time axis direction when viewed from the change point Q -1 .
  • the change point Q +2 is a change point located further downstream in the time axis direction when viewed from the change point Q ⁇ 1 .
  • the change point groups R ⁇ 2 , R ⁇ 1 , R 0 , R +1 R +2 are points where the signal level of the demodulated baseband signal crosses the third threshold Th 3 , and the central change point R 0.
  • the change point R ⁇ 1 is a change point located upstream in the time axis direction from the central change point R 0 in the change point group R ⁇ 2 , R ⁇ 1 , R 0 , R +1, R +2 .
  • the change point R -2 is a change point located further upstream in the time axis direction when viewed from the change point R -1 .
  • the change point R + 1 is a change point located downstream in the time axis direction from the center change point R0 in the change point group R- 2 , R- 1 , R0 , R + 1, R + 2 .
  • the change point R +2 is a change point located further downstream in the time axis direction as viewed from the change point R ⁇ 1 .
  • the change point correction amount calculator 5 is supplied with demodulated data S2 from the data decision unit 2, and with multiple level change point information S4a from the multiple level change point detector 4a.
  • the change point correction amount calculator 5 determines what transition the multi-level FSK code has made based on the demodulated data S2 and the multi-level change point information S4a, and based on the determination result, a plurality of changes.
  • the position of each change point in the change point group for each code transition portion of the multi-value FSK code is specified, and change point correction amount information S5 is generated and output based on the specified position of each change point. . Since other configurations are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted.
  • FIGS. 5 and 6 a 4-level FSK modulation system having the same conditions as in the first embodiment will be described. Note that a to f and A to D in FIGS. 5 and 6 are related to the fourth embodiment and are irrelevant to the description of the present embodiment.
  • Multilevel change point detector 4a is second from the threshold information S3 in addition to obtain a first threshold value Th 1 from the threshold information S3, the third threshold value Th 2 3, Th Get 3 .
  • Multilevel change point detector 4a is a cross-point not only detects a change point, the second threshold and the demodulated baseband signal S1 between the demodulated baseband signal S1 with a first threshold value Th 1 A cross point between the value Th 2 and a cross point between the demodulated baseband signal S1 and the third threshold Th 3 are detected as change points.
  • the multi-level change point detector 4a sends the detected change point (cross point) to the change point correction amount calculator 5 as multi-level change point information S4a.
  • the change point correction amount calculator 5 uses the multi-level FSK code on which the multi-level FSK signal is superimposed based on the information of the demodulated data S2 (“00”, “01”, “11”, “10”). It is determined whether a code transition has occurred. In the code transition shown in FIG. 7, there are 12 3 ⁇ 4 transitions between the respective codes, but there are change points P ⁇ which are three cross points between the demodulated baseband signal S1 and the first threshold Th 1.
  • transition points Q ⁇ 2 , Q ⁇ 1 , Q 0 , Q which are five cross points between the demodulated baseband signal S 1 and the second threshold Th 2 +1, Q +2 and demodulated baseband signal S1 and the third of the five change points R -2 is a cross point between the threshold Th 3, R -1, R 0 , R +1, R + All 2 are subject to detection.
  • the second threshold value Th 2 is A change point Q -2 (minus shift) when the multilevel FSK code transits from the first place "00” to the fourth place "10"
  • Change point Q when the multi-level FSK code transits from the first place “00” to the second place “01” and from the second place “01” to the first place “00” 0 (unshifted center cross point)
  • a change point R -2 (minus shift) when the multilevel FSK code transits from the fourth place “10” to the first place "00”
  • -Change point R -1 (minus shift) when the multi-level FSK code transits from the fourth place “10” to the second place "01”
  • Change point R when the multi-level FSK code transits from the fourth place “10” to the third place “11” and from the third place “11” to the fourth place “10” 0 (unshifted center cross point)
  • a change point R +1 (plus shift) when the multilevel FSK code transits from “01” in the second place to “10” in the fourth place
  • ⁇ Change point R +2 (plus shift) when the multi-level FSK code changes from “00” in the first place to “10” in the fourth place, Is identified.
  • the change point correction amount calculator 5 indicates that the demodulated baseband signal S1 has crossed at any of the change points. Is detected, the difference (Q 0 ⁇ Q ⁇ 2 ), (Q 0 ⁇ Q ⁇ 1 ), (R 0 ⁇ R ⁇ 2 ), () between each change point and the ideal change points Q 0 and R 0 R 0 ⁇ R ⁇ 1 ) is treated as change point correction amount information S5.
  • the mark (*) in FIGS. 5 and 6 indicates the synchronization point where the correction has been performed. In this embodiment, as a result of acquiring and using all the information on the change points necessary for detecting the code transition, the data sampling point SP can be determined more accurately.
  • this embodiment greatly contributes to the realization of a high-speed transmission rate.
  • the circuit becomes somewhat complicated in order to obtain the above effect. Therefore, this embodiment may be configured to use only a part of information for circuit simplification. For example, in the case of transition from the fourth place “10” to the first place “00”, the demodulated baseband signal S1 crosses three points of change points R ⁇ 2 , P 0 and Q +2. However, the change point P 0 is optimum information. Therefore, the change point correction amount information S5 at the change points R ⁇ 2 and Q +2 may be discarded, and even with such a configuration, desired change point information (data sampling point SP) can be acquired. . As described above, the present embodiment has a configuration capable of providing a configuration optimal for a transmission rate to be realized.
  • the code transition is monitored in the demodulated data S2, but in the third embodiment described below, the demodulated voltage of the demodulated baseband signal S1 before coding is changed.
  • the code transition is determined from the change amount and the voltage level after the voltage change.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the radio demodulation circuit according to the third embodiment.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 of the first embodiment indicate the same components.
  • the configuration specific to the present embodiment is as follows. That is, in the present embodiment, instead of the change point correction amount calculator 5 that calculates the correction amount of the change point based on the code transition state, the change point correction that calculates the correction amount of the change point based on the voltage change amount. A quantity calculator 5a is provided.
  • the demodulated baseband signal S1 is supplied from the digital demodulator 1 to the change point correction amount calculator 5a.
  • the change point correction amount calculator 5a determines the demodulated voltage change amount of the supplied demodulated baseband signal S1, and changes point correction amount information S5a [(P 0 ⁇ P ⁇ 1 ) for the voltage change amount and the central change point. , (P 0 ⁇ P +1 ), or 0] is generated and output to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 uses the change point indicated by the change point information S4 (P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ) supplied from the change point detector 4 as the change point correction amount information S5a. Based on this, the correction is made on the time axis.
  • the change point detector 4 detects a change point based on the cross point between the demodulated baseband signal S1 from the digital demodulator 1 and the first threshold Th 1 (this is This is the same as in the first embodiment), and is configured to output the detected change point information S4 (P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ) to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6. . That is, although only one first threshold Th 1 is used to determine the change point, the detected change point is any of the three change points P ⁇ 1 , P 0 , and P + 1. To do.
  • each code-corresponding voltage corresponds to “00”, “01”, “11”, and “10”, but these code values are not used for changing point correction in this embodiment.
  • the change point correction amount calculator 5a holds the demodulated voltage value acquired within a certain period together with the current demodulated voltage value, and constantly monitors the amount of change in the voltage value.
  • the fixed period is not particularly limited, but at least one symbol period (sampling period) of the transmission rate needs to be held. Based on the detected change amount of the voltage, it is determined which of the change points P ⁇ 1 , P 0 , and P + 1 is the cross point between the demodulated baseband signal S1 and the first threshold value Th 1 .
  • the demodulated voltage value in order from the high voltage value, There are (f0 + f2) code corresponding voltage, (f0 + f1) code corresponding voltage, (f0-f1) code corresponding voltage, and (f0-f2) code corresponding voltage.
  • the amount of voltage change from each code-corresponding voltage to another code-corresponding voltage is referred to as follows.
  • the voltage change amount from the (f0 + f2) code corresponding voltage to the (f0 ⁇ f2) code corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d 0aD .
  • the voltage change amount from the (f0 ⁇ f2) code corresponding voltage to the (f0 + f2) code corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d 0aU .
  • the voltage change amount from the (f0 + f1) code corresponding voltage to the (f0 ⁇ f1) code corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d 0bD .
  • the voltage change amount from the (f0 ⁇ f1) code corresponding voltage to the (f0 + f1) code corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d 0bU .
  • a voltage change amount from the (f0 + f2) code corresponding voltage to the (f0 ⁇ f1) code corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d + 1D .
  • the voltage change amount from the (f0 ⁇ f1) code corresponding voltage to the (f0 + f2) code corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d ⁇ 1U .
  • the voltage change amount from the (f0 + f1) code-corresponding voltage to the (f0-f2) code-corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d -1D .
  • the voltage change amount from the (f0-f2) code corresponding voltage to the (f0 + f1) code corresponding voltage is referred to as a voltage change amount d + 1U .
  • the voltage change amount and the change point have the following characteristics.
  • the voltage change amount d 0aU , the voltage change amount d 0bD , and the voltage change amount d 0bU correspond to the central change point P 0 , respectively, and changes corresponding to these voltage change amounts d 0aU , d 0bD , and d 0bU
  • As the point correction amount information S5a, 0 is applied.
  • the voltage change amount d + 1D corresponds to the plus shift change point P + 1
  • the change point correction amount information S5a corresponding to the voltage change amount d + 1D includes the difference [(P 0 -P +1 ): Negative value] is applied.
  • the voltage change amount d -1D corresponds to the change point P -1 of the negative shift
  • the change point correction amount information S5a based on the voltage change amount d -1D is a difference (P 0 -P -1 ).
  • the voltage change amount d ⁇ 1U corresponds to a negative shift change point P ⁇ 1.
  • the change point correction amount information S5a based on the voltage change amount d ⁇ 1U is a difference (P 0 ⁇ P ⁇ 1 ). Applies.
  • the voltage change amount d + 1D and the voltage change amount d -1D which are downward in the change direction are compared.
  • the voltage change amount d + 1D and the voltage change amount d -1D are equivalent to the change amount, but the change points are different (change point P +1 and change point P -1 ). This is different from the case where a change point is determined by code transition.
  • the voltage change amount d + 1U and the voltage change amount d -1U which are respectively upward in the change direction are compared.
  • the voltage change amount d + 1U and the voltage change amount d -1U are equivalent to the change amount, but the change points are different (change point P +1 , change point P -1 ). Therefore, it is necessary to determine the difference between these change points. The reason will be described below.
  • the voltage change amount itself is orthogonal to the time axis direction and has no information in the time axis direction.
  • a voltage change starts from a certain code-corresponding voltage, decreases or increases, reaches another level and settles at that level for a certain time, that level becomes another code-corresponding voltage.
  • the amount of change from one level of code-corresponding voltage to another level of code-corresponding voltage is the voltage variation.
  • This voltage change amount itself does not accompany time axis information, but based on the magnitude of the difference between the settled voltage level and the first threshold Th 1 (which is the central threshold), Whether the timing at which the demodulated baseband signal S1 crosses the first threshold Th 1 (hereinafter referred to as cross timing) is in the first half or the second half, that is, the front-to-back relationship with respect to the central change point P 0 is determined. It becomes possible. This makes it possible to identify which change point the detected change point corresponds to in the time axis direction.
  • the first half and the second half refer to the following. That is, the front side in time from the central point in the maximum time width that can be taken by the above timing is called the first half side, and the rear side is called the second half side.
  • the change point correction amount calculator 5a sends the determined difference to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 as change point correction amount information S5a based on the voltage change amount.
  • Other operations are the same as those in the first embodiment.
  • the demodulated baseband signal S1 is handled after handling more change points (P ⁇ 1 , P 0 , P +1 ) than in the prior art that handles only one central change point.
  • Change point correction amount (P 0 ⁇ P ⁇ 1 ) or [(P 0 ⁇ P +1 ): negative value] is calculated from the context of the voltage change amount and the central change point, and based on this change point correction amount
  • the negative shift change point P -1 or the positive shift change point P +1 is corrected, and the correction value is set as a synchronization point candidate.
  • the data sampling point can be determined more accurately, and data can be accurately determined even when high-speed transmission is performed.
  • the change point correction amount is not calculated based on the transition state of the multi-level FSK code, but the change point correction amount is calculated based on the voltage change amount of the demodulated baseband signal S1 and the context of the central change point. Therefore, even during an initial operation where the data sampling point is not accurate, it is possible to obtain an accurate data sampling point, and the convergence of the data sampling point during the initial operation becomes faster and more accurate.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a radio demodulation circuit according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the radio demodulation circuit according to the present embodiment further includes a second change point correction amount calculator 9 and a third change point correction amount calculator 10.
  • the second change point correction amount calculator 9 is supplied with the demodulated baseband signal S1 from the digital demodulator 1 and the second threshold information S3a from the threshold holder 3.
  • the second change point correction amount calculator 9 as determined cross-point, the determination result second change point correction amount information S9 in between the demodulated baseband signal S1 and the second threshold value Th 2 It is sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the third change point correction amount calculator 10 is supplied with the demodulated baseband signal S1 from the digital demodulator 1 and the third threshold value information S3b from the threshold holder 3.
  • the third change point correction amount calculator 10 determines a cross point between the demodulated baseband signal S1 and the third threshold Th 3 and uses the determination result as third change point correction amount information S10. It is sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the functions of the second and third change point correction amount calculators 9 and 10 are substantially the same as the function of the change point correction amount calculator 5a.
  • Other configurations are the same as those in the third embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • FIG. 5 and FIG. 6 are also referred to.
  • the second change point correction amount calculator 9 compares the threshold Th 2 signal level and the second demodulated baseband signal S1 transits, transitions the signal level is the second threshold value Th 2 Is determined, the change point correction amount is calculated based on the detection of the cross point, and the calculated change point correction amount is used as the second change point correction amount information S9 to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6. Send it out.
  • the third change point correction amount calculator 10 compares the signal level and the third threshold Th 3 of the demodulated baseband signal S1, the signal level that transitions the third threshold value Th If it is determined that 3 is crossed, a change point correction amount is calculated based on the detection of the cross point, and the calculated change point correction amount is used as third change point correction amount information S10 to change point correction / synchronization point candidate extractor 6 To send.
  • the transition of the demodulated baseband signal S1 includes the following. Transition where demodulated baseband signal S1 transitions from (f0 + f2) code-corresponding voltage to (f0 + f1) code-corresponding voltage (hereinafter referred to as first transition) Transition where demodulated baseband signal S1 transitions from (f0 + f1) code-corresponding voltage to (f0 + f2) code-corresponding voltage (hereinafter referred to as second transition) Transition where demodulated baseband signal S1 transitions from (f0 + f1) code-corresponding voltage to (f0-f1) code-corresponding voltage (hereinafter referred to as third transition) Transition where demodulated baseband signal S1 transitions from (f0-f1) code-corresponding voltage to (f0 + f1) code-corresponding voltage (hereinafter referred to as fourth transition) A transition in which the demodulated baseband signal S1 transitions from a (f0-f1) code-corresponding voltage to a (f0-f2) code-corresponding voltage (hereinafter referred to as first transition) Transition where demodul
  • the transition signal level crosses the second threshold Th 2 at the ideal change point Q i (see FIGS. 11 and 6 a and b).
  • the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9, and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount of 2/3 times the modulation degree.
  • the cross point Q 0 between the threshold Th 2 and demodulated baseband signal S1 of the second case is ideal in terms of Do change point Q i (change point correction amount is 0) is determined to match the change point correction amount information S5a, the second change point correction amount information S9, a third change point correction amount information S10, respectively (0) is sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 includes the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (0), and third change point correction amount information S10 (0). Is stored.
  • the demodulated voltage change amount is 2/3 times the modulation degree, and the signal level to transition crosses only the first threshold Th 1 . Further, the transition signal level crosses the first threshold Th 1 at an ideal change point P i (see c and d in FIGS. 11 and 6). Based on such knowledge, the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9, and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount of 2/3 times the modulation degree.
  • the cross point P 0 between the threshold Th 1 and demodulated baseband signal S1 is determined to match the change point correction amount information S5a, the second change point correction amount information S9, a third change point correction amount information S10, respectively (0) is sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 includes the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (0), and third change point correction amount information S10 (0). Is stored.
  • the demodulated voltage change amount is 2/3 times the modulation degree, and the signal level to transition crosses only the third threshold Th 3 . Further, the transition signal level crosses the third threshold Th 3 at the ideal change point R i (see e and f in FIGS. 11 and 5). Based on such knowledge, the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9, and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount of 2/3 times the modulation degree.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 includes the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (0), and third change point correction amount information S10 (0). Is stored.
  • the demodulated voltage change amount is 4/3 times the modulation degree, and the signal level to transition changes between the second threshold Th 2 and the first threshold Th 1 (Th 2 ⁇ Cross in the order of Th 1 ). Further, the signal level crosses the second threshold Th 2 at the cross point Q ⁇ 1 , and then crosses the first threshold Th 1 at the cross point P +1 (FIGS. 11 and 5).
  • the cross point Q ⁇ 1 is at a position separated forward from the ideal change point Q i by a difference (Q i ⁇ Q ⁇ 1 ) on the time axis, and the difference (Q i ⁇ Q ⁇ 1 ) is known information. is there.
  • the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9 and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount of 4/3 times the modulation degree.
  • the cross point Q ⁇ 1 differs from the ideal change point Q i by a difference (Q 0 ⁇ Q i ) is determined to be at a position separated forward on the time axis, and as change point correction amount information S5a, second change point correction amount information S9, and third change point correction amount information S10, respectively.
  • S5a (0), S9 (Q 0 -Q i ), and S10 (0) are sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 includes the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (Q 0 -Q i ), and third change point correction amount information.
  • S10 (0) is stored.
  • the demodulated voltage change amount is 4/3 times the modulation degree, and the signal level to transition changes between the first threshold value Th 1 and the third threshold value Th 3 (Th 1 ⁇ Cross in the order of Th 3 ). Further, the signal level crosses the first threshold value Th 1 at the cross point P ⁇ 1 , and then crosses the third threshold value Th 3 at the cross point R +1 (FIGS. 11 and 5). B).
  • the cross point P ⁇ 1 is at a position separated forward from the ideal change point P i by a difference (P i ⁇ P ⁇ 1 ) on the time axis, and the difference (P i ⁇ P ⁇ 1 ) is known information. is there.
  • the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9 and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount of 4/3 times the modulation degree.
  • the cross point P ⁇ 1 differs from the ideal change point P 0 by a difference (P 0 ⁇ P ⁇ 1 ) is determined to be at a position separated forward in time, and the change point correction amount information S5a, the second change point correction amount information S9, and the third change point correction amount information S10 are respectively S5a (0), S9 (P 0 -P i ), and S10 (0) are sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 supplies the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (P 0 -P i ), and third change point correction amount information.
  • S10 (0) is stored.
  • the demodulated voltage change amount is 4/3 times the modulation degree, and the signal level to transition changes between the first threshold Th 1 and the second threshold Th 2 (Th 1 ⁇ Cross in the order of Th 2 ). Further, the signal level crosses the first threshold Th 1 at the cross point P ⁇ 1 , and then crosses the second threshold Th 2 at the cross point Q +1 (FIGS. 11 and 6). C).
  • the cross point P ⁇ 1 is at a position separated forward from the ideal change point P i by a difference (P i ⁇ P ⁇ 1 ) on the time axis, and the difference (P i ⁇ P ⁇ 1 ) is known information. is there.
  • the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9 and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount of 4/3 times the modulation degree.
  • the crossing point P ⁇ 1 differs from the ideal change point P 0 by a difference (P i ⁇ P ⁇ 1 ) is determined to be at a position separated forward in time, and the change point correction amount information S5a, the second change point correction amount information S9, and the third change point correction amount information S10 are respectively S5a (0), S9 (P 0 -P i ), and S10 (0) are sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 supplies the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (P 0 -P i ), and third change point correction amount information.
  • S10 (0) is stored.
  • the demodulated voltage change amount is 4/3 times the degree of modulation, and the signal level to transition changes from the third threshold Th 3 and the first threshold Th 1 to (Th 3 ⁇ Cross in the order of Th 1 ). Further, the signal level crosses the third threshold Th 3 at the cross point R ⁇ 1 , and then crosses the first threshold Th 1 at the cross point P +1 (FIGS. 11 and 6). D).
  • the cross point R ⁇ 1 is at a position that is separated forward from the ideal change point R i by a difference (R i ⁇ R ⁇ 1 ) on the time axis, and the difference (R i ⁇ R ⁇ 1 ) is known information. is there.
  • the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9 and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount of 4/3 times the modulation degree.
  • the cross point R ⁇ 1 differs from the ideal change point R 0 by a difference (R 0 ⁇ R ⁇ 1 ) is determined to be at a position separated forward in time, and the change point correction amount information S5a, the second change point correction amount information S9, and the third change point correction amount information S10 are respectively S5a (0), S9 (0), and S10 (R 0 -R i ) are sent to the change point correction / synchronization point candidate extractor 6.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 supplies the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (0), and third change point correction amount information S10 (R 0).
  • -R i ) is
  • the demodulated voltage change amount is twice the modulation degree
  • the signal level to be transitioned includes the second threshold Th 2 , the first threshold Th 1, and the third threshold Th 3 . , (Th 2 ⁇ Th 1 ⁇ Th 3 ).
  • the signal level crosses the second threshold value Th 2 at the cross point Q -2 , subsequently crosses the first threshold value Th 3 at the cross point P 0 , and finally the cross point R +2.
  • Crosses the third threshold Th 3 see E in FIGS. 11 and 5).
  • the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9, and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount twice the modulation degree and
  • the cross point Q ⁇ 2 is the ideal change point Q i.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 includes the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (Q i -Q -2 ), and third change point correction amount.
  • Information S10 (0) is stored.
  • the demodulated voltage change amount is twice the modulation degree
  • the signal level to be transitioned includes the third threshold value Th 3 , the first threshold value Th 1, and the second threshold value Th 2 . , (Th 3 ⁇ Th 1 ⁇ Th 2 ) in this order.
  • the signal level crosses the third threshold value Th 3 at the cross point R -2 , subsequently crosses the first threshold value Th 1 at the cross point P 0 , and finally at the cross point Q +2 .
  • Crosses the second threshold Th 2 (see E in FIGS. 11 and 5).
  • the cross point R -2 is at a position that is separated forward in time by a difference (R 0 -R -2 ) from the ideal change point Q 0 .
  • the difference (R 0 ⁇ R ⁇ 2 ) is known information. Based on such knowledge, the change point correction amount calculator 5a, the second change point correction amount calculator 9, and the third correction amount calculator 10 have a demodulated voltage change amount twice the modulation degree and When the transition signal level crosses the third threshold value Th 3 , the first threshold value Th 1 , and the second threshold value Th 2 , the cross point R ⁇ 2 is the ideal change point Q 0.
  • the change point correction / synchronization point candidate extractor 6 supplies the supplied change point correction amount information S5a (0), second change point correction amount information S9 (0), and third change point correction amount information S10 (R 0). -R- 2 ) is stored.
  • the change point correction amount information S5a ((P 0 -P -1 ), (P 0 -P +1 ) or 0) supplied from the change point correction amount calculator 5a
  • the second point Second change point correction amount information S9 ((Q 0 -Q -2 ), (Q 0 -Q -1 ) or 0) supplied from the change point correction amount calculator 9 and third change point correction amount calculation Since the change point is corrected using the third change point correction amount information S10 ((R 0 -R -2 ), (R 0 -R -1 ) or 0) supplied from the device 10, the change point correction is performed.
  • the change point correction is performed.
  • more information can be obtained as compared with the third embodiment, data sampling points can be determined with higher accuracy and in real time, and the circuit is simplified. It becomes possible.
  • the radio demodulation circuit according to the present invention enables high-speed transmission speed and more accurate and high-precision communication in multi-level FSK modulation radio communication, and realizes high-speed communication without deteriorating radio reception characteristics. Useful in the field.

Landscapes

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Abstract

　複数の変化点からなり多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある変化点群における変化点それぞれの位置を特定したうえで、特定した変化点の位置に基づいて、時間軸方向で変化点群の中央に位置する中央変化点と各変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定し、算定した変化点補正量に基づいて、変化点を時間軸上で補正する。

Description

無線復調回路
　本発明は、周波数変調信号の１つであるＦＳＫ（Frequency Shift Keying）信号を用いた多値ＦＳＫ無線通信を行う無線復調回路にかかわり、特には、高速伝送に対応できるようにするためにデータ判定時のデータ同期点の補正を高精度に行う技術に関する。
　本出願は、２００９年１月１６日に出願された、明細書,図面、特許請求の範囲を含む日本特許出願２００９－００７８２６号の全てを、ここに参照として本明細書に組み入れている。
　従来から、データ通信の一方式として、ＦＭ（周波数変調）信号の１つであるＦＳＫ（周波数シフトキーイング）信号を用いたＦＳＫ無線通信により各種データを無線伝送するデータ通信が広く利用されている。ＦＳＫ無線通信によるデータ通信においてデータ伝送する場合、デジタル信号の"１","０"に対応させて搬送波を周波数偏移させることにより周波数変調を行い、周波数変調された高周波信号を電波として送信する。そして、ＦＳＫ受信機によって高周波信号を受信し、伝送されたデータを復調する場合は、周波数電圧によって得られた復調ベースバンド信号の周波数成分を所定のしきい値と比較してデジタル値を決定し、このデジタル値に基づいて伝送元のデータを得る。狭帯域のＦＳＫ無線通信において高速伝送を実現するためには、周波数有効利用の観点からも多値化が用いられる。多値化（例えば４値化）する場合、デジタル信号の"００","０１","１１","１０"に対応させて搬送波を周波数遷移させる。この４値ＦＳＫ無線通信方式では、同じ帯域で通信を実現する場合、しきい値との比較による判定がよりシビアになり、より正確なデータサンプリングポイントの決定が必要で、高速伝送の実現には、送信側と受信側とにおけるより正確な同期獲得が要求される。
　従来技術においては、同期点の決定に際して、多値同期点判定器が中心周波数からの変調度を常に監視し、中心周波数から等しい変調度だけ離れたコード間の遷移を判定する。４値ＦＳＫの場合には、変化点を判定する情報源として、図１２に示すように、ラインＬ１で示す"００"から"１０"への遷移と、ラインＬ２で示す"０１"から"１１"への遷移と、ラインＬ３で示す"１１"から"０１"への遷移と、ラインＬ４で示す"１０"から"００"への遷移の４通りの遷移のみを用いている。そして、図１３に示すように、割り出した同期点Ｐ0 からサンプリング周期Ｔ０の１／２の時間（Ｔ０／２）を加算してデータサンプリングポイントＳＰを決定している。
　ちなみに、"００"から"１１"への遷移では、第１のしきい値Ｔh1 とのクロス点は変化点Ｐ+1となるが、これは同期点候補から外している。また、破線で示す"０１"から"１０"への遷移では、第１のしきい値Ｔh1 とのクロス点は変化点Ｐ-1となるが、これも同期点候補から外している。同期点候補から外すのは、これらのコード間遷移が、中心周波数からの変調度がプラス側とマイナス側で相違しているからである。
特開２００７－２５１９３０号
　従来のデータサンプリングポイント決定構成では、数１０ｋｂｐｓ程度の通信であれば性能を満足するが、今後、より高速な伝送レートを実現する上では問題がある。実際に送受信するデータ構造によっては同期点に関する情報が少なくなりすぎるからである。
　例えば、４値の場合に、同期点を決定する上で前提となる変化点の検出について、図１２、図１３に示すように、中心しきい値Ｔh1 との３つのクロス点Ｐ-1とＰ0 とＰ+1とのうち中央１つのみのクロス点である変化点Ｐ0 を同期点として抽出するようにしており、両サイドのクロス点である変化点Ｐ-1とＰ+1とについては、むしろこれらを避けるようにしている。それは、データサンプリングポイントを決定するうえで、中央のクロス点である変化点Ｐ0 を理想の同期点と捉え、データサンプリングポイントを高精度に割り出すには、理想同期点とする中央のクロス点である変化点Ｐ0 のみが最重要であるとしているからである。これは、理想の同期点は１点のみであり、したがって、理想の同期点を抽出するのに元になるクロス点も１つであるべきとする考え方に基づいている。
　ちなみに、コード変化点Ｐ-1では、"０１"から"１０"へコードが遷移しており、コード変化点Ｐ+1では、"００"から"１１"にコードが遷移していて、これらのコード変化点Ｐ-1,Ｐ+1は同期点Ｐ0 から離間しており両点は一致しない。そのため、同期点の検出については、例えば、ラインＬ１で示す"００"から"１０"へのコード変化点と、ラインＬ２で示す"０１"から"１１"へのコード変化点とを同期点とするのがよいとしている。もしくはラインＬ３で示す"１０"から"００"へのコード変化点と、ラインＬ４で示す"１１"から"０１"へのコード変化点とを同期点とするのがよいとしている。つまり、同じ変調度だけ離れたコード変化点のみを同期点とすることで、点Ｐ0 に示すように、より正確に同期点を検出することができるとしている。
　あるいは、４値コードが、ラインＬ１で示す"００"から"１０"に遷移するコード変化点、またはラインＬ３で示す"１０"から"００"に遷移するコード変化点、つまり一番変調度が離れたコードに遷移するコード変化点を選択的に同期点と判定してもよいとしている。
　しかしながら、上述したようにすると、実際に送受信するデータ構造によっては同期点に関する情報が少なく、高速通信時には送受信機の微妙な伝送レートのずれに対して、補正のためのデータサンプリングポイントの追従が間に合わず、通信性能が劣化してしまって高速伝送実現の壁となることが考えられる。
　本発明は、このような事情に鑑みて創作したものであり、より正確なデータサンプリングポイントを決定することで高速伝送を実現する無線復調回路を提供することを目的としている。
（１）本発明による無線復調回路は、
　多値ＦＳＫコードが重畳された多値ＦＳＫ信号を復調して時間軸方向で信号レベルが変動する復調ベースバンド信号を生成するデジタル復調器と、
　それぞれレベルの異なる複数のしきい値と前記信号レベルとの間の比較に基づいて多値復調データを生成するデータ判定器と、
　前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値のうちで少なくとも一つのしきい値を交差するクロス点を、変化点として順次検出する変化点検出器と、
　前記変化点それぞれを同期点候補として蓄積したうえで、蓄積した複数の同期点候補の中で最も確度が高い同期点候補を確定同期点として決定する同期点決定器と、
　前記確定同期点に基づいて同期デジタルクロックの生成とデータサンプリングポイントの設定を行ったうえで、設定した前記データサンプリングポイントにおいて、前記多値復調データから同期デジタルデータを抽出し、抽出した前記同期デジタルデータと前記同期デジタルクロックとを出力する復調信号同期出力器と、
　を備え、
　複数の前記変化点からなり前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある変化点群における前記変化点それぞれの位置を特定したうえで、特定した前記変化点の位置に基づいて、時間軸方向で前記変化点群の中央に位置する中央変化点と各変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定し、算定した前記変化点補正量に基づいて、前記変化点を時間軸上で補正する。
　より具体的にいえば、本発明は、
　前記変化点群における前記変化点それぞれの位置を特定したうえで、特定した前記変化点の位置に基づいて、前記中央変化点と各変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定する変化点補正量算出器と、
　前記変化点補正量に基づいて、前記変化点を時間軸上で補正する変化点補正・同期点候補抽出器と、
　を備える。
　従来技術が中央変化点の１点しか扱わないのに対して、上記構成の本発明は、以下の特徴がある。すなわち、
・時間軸方向で複数ある変化点としてより多くの変化点を扱っていずれの変化点も積極的に検出するようにし、
・検出したうえで中央変化点からの変位量を変化点補正量（後述する実施の形態の場合の差分（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）を参照）としてパラメータ化し、変化点を変化点補正量で補正して同期点候補とする。
　以上の特徴は、高速伝送において、従来技術では同期点候補割り出しの元になる情報が少なすぎることに鑑みてなされたものである。この着目点に基づいて本発明は、
・同期点候補割り出しの元になる情報をより多くし、
・上記情報を増やすと、増やした情報の時間軸上の精度が悪くなるが、それを補うために変化点補正量に基づいて上記情報の時間軸上の変化点（変位）を補正する、
　こととしたものである。これは、従来技術に比べて一段と高度な技術思想に基づくものである。
　上記構成の本発明によれば、データサンプリングポイントをより正確に決定することができて、高速伝送を行う場合でも正確にデータを判定することが可能になる。また無線受信中に同期点追従をする際に、クロック誤差に対してもリアルタイムでより正確にクロック誤差を補正しながら通信することが可能となり、無線通信の高速化に大きく寄与することが可能になる。なお、上述した変化点補正量算出器には、後で説明する（２）構成と（４）構成とがある。
　複数の変化点を取り扱うようにするには、次のことが必要となる。復調ベースバンド信号と中心しきい値とのクロス点が変化点であるが、クロスしているだけでは、そのクロス点が時間軸上にある複数の変化点のうちのどれなのか識別することができない（クロスするのはどの場合でも１点のみにおいてであるから）。識別できなければ、複数の変化点を取り扱うことは叶わない。検出したクロス点が時間軸上でどの変化点なのかを識別するためには、時間軸方向の情報が必要になる。この時間軸方向の情報としては、多値ＦＳＫコードの遷移状態を示す情報と、複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値と電圧変化後の電圧レベルとの間の差分情報とがある。なお、差分情報だけでは変化点の特定は困難であるため、デジタル復調器から出力される復調ベースバンド信号の電圧変化量の情報も併用される。
　（２）本発明には、
　前記変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値を交差するクロス点を、前記変化点として順次検出し、
　前記変化点補正量算定器は、前記変化点群において前記中央しきい値に対する前記多値ＦＳＫコードのコード遷移状態を判定し、判定したコード遷移状態に基づいて前記変化点群における前記変化点の位置を特定し、特定した前記変化点の位置に基づいて前記変化点補正量を算定する、
　という態様がある。
　（２）の構成における変化点補正量算出器は、データ判定器からの復調データと変化点検出器からの変化点情報から多値ＦＳＫコードのコード遷移状態を判定し、そのコード遷移状態から、検出した変化点がどの変化点であるのか（後述する実施の形態の場合のＰ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1を参照）を割り出す。コード遷移状態は、たとえば"００"→"１１","００"→"１０","０１"→"１１","０１"→"１０"…のような時間軸方向の情報を有しているので、検出した変化点の時間軸方向での位置を特定することができる。この態様の変化点補正量算出器は、この識別の結果に基づいて変化点補正量情報（後述する実施の形態の場合の差分（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）を参照）を生成し、生成した変化点補正量情報を変化点補正・同期点候補抽出器に供給する。変化点補正・同期点候補抽出器は、変化点補正量算出器から供給される変化点補正量情報に基づいて、変化点検出器から供給される変化点情報が示す変化点を時間軸上で補正することで同期点候補とし、同期点候補情報として同期点決定器に供給する。この同期点候補は、多値ＦＳＫコードのコード遷移状態から計算された変化点補正量に基づいて変化点を時間軸上で補正して得られたものであるので、時間軸方向での位置精度が高いものとなる。同期点決定器は、時間軸方向における位置精度が高い同期点候補から確定同期点を割り出し、復調信号同期出力器は確定同期点からデータサンプリングポイントを割り出して、復調データから同期デジタルデータおよび同期デジタルクロックを生成する。結果として、同期デジタルデータおよび同期デジタルクロックは、時間軸方向での位置精度が高いものとなる。
　この構成によれば、中央変化点の１点しか扱わない従来技術に比べて、より多くの変化点を扱い、多値ＦＳＫコードのコード遷移状態から変化点補正量を算出し、算出した変化点補正量に基づいて変化点を時間軸上で補正して同期点候補とするので、データサンプリングポイントをより正確に決定することができ、高速伝送を行う場合でも正確にデータを判定することが可能になる。また無線受信中に同期点追従する際に、リアルタイムでより正確にクロック誤差を補正しながら通信することが可能となり、無線通信の高速化に大きく寄与することが可能になる。
　（３）本発明には、
　前記変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値それぞれを交差するクロス点を、前記変化点として順次検出し、
　前記変化点補正量算定器は、前記変化点群において前記複数のしきい値それぞれに対する前記多値ＦＳＫコードのコード遷移状態を判定し、判定したコード遷移状態に基づいて前記変化点群における前記変化点の位置を特定し、特定した変化点の位置に基づいて前記変化点補正量を算定する、
　という態様がある。
　この構成によれば、復調ベースバンド信号とすべてのしきい値とのクロス点を変化点として扱うことで、変化点補正のための情報としてさらに多くの情報を得ることができ、さらに高精度にかつリアルタイムにデータサンプリングポイントの決定を行うことが可能になる。
　（４）本発明には、
　前記変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値を交差するクロス点を、前記変化点として順次検出し、
　前記変化点補正量算出器は、前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位のそれぞれにおける前記復調ベースバンド信号の電圧変化量と電圧変化後の電圧レベルとを算定したうえで、前記複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値と前記電圧変化後の電圧レベルとの間の差分と、前記電圧変化量とに基づいて、前記変化点群における前記変化点の位置を特定し、特定した前記変化点の位置に基づいて前記変化点補正量を算定する、
　という態様がある。
　（４）の構成における変化点補正量算出器は、前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位における前記復調ベースバンド信号の電圧変化量と電圧変化後の電圧レベルとを算定したうえで、前記複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値と前記電圧変化後の電圧レベルとの間の差分と前記電圧変化量とに基づいて、前記変化点群における各変化点の位置を特定する。あるレベルのコード対応電圧から電圧変化が始まって、減少または増加し、別のレベルに達してそのレベルに一定時間落ち着くと、そのレベルが別のコード対応電圧となる。この場合のあるレベルのコード対応電圧から別のレベルのコード対応電圧までの変化量が電圧変化量である。この電圧変化量自体は時間軸情報を伴っていない。しかしながら、電圧変化後の電圧レベルと中心しきい値との間の差分の大きさに基づいて、中央変化点に対する変化点の位置関係（その変化点が、復調ベースバンド信号が中心しきい値と交差するクロス点に対して時間軸上で前方側にあるのか後方側にあるのか）を判別することが可能となる。つまり、検出した変化点を時間軸上で特定すること（変化点を識別すること）が可能になる。変化点補正量算出器は、この識別の結果に基づいて変化点補正量（後述する実施の形態の場合の差分（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）を参照）を生成して変化点補正・同期点候補抽出器に供給する。変化点補正・同期点候補抽出器は、供給される変化点補正量に基づいて変化点を時間軸上で補正することで同期点候補とする。このようにして設定される同期点候補は、変化点補正量に基づいて変化点を時間軸上で補正して得られたものであるので、時間軸方向での位置精度が高いものとなる。同期点決定器は、位置精度が高い同期点候補から確定同期点を割り出し、復調信号同期出力器は確定同期点からデータサンプリングポイントを割り出し、割り出したこれらの結果に基づいて復調データから同期デジタルデータと同期デジタルクロックとを生成する。結果として、同期デジタルデータおよび同期デジタルクロックは、時間軸方向での位置精度が高いものとなる。この構成では、いわばコード遷移の正確な把握をデータサンプリングポイントに依存しない状態で行うことが可能となる。
　この構成によれば、中央変化点の１点しか扱わない従来技術に比べて、より多くの変化点を扱い、復調ベースバンド信号の電圧変化量および中央変化点に対する前後関係から変化点補正量を算定し、算定した変化点補正量に基づいて変化点を時間軸上で補正し、補正後の変化点を同期点候補とする。そのためデータサンプリングポイントをより正確に決定することが可能になって、高速伝送時においても正確にデータを判定することが可能になる。また無線受信中に同期点追従を行う場合であっても、リアルタイムでより正確にクロック誤差を補正しながら通信することが可能となる。このことにより、無線通信の高速化に多大なる寄与を行うことができる。とりわけ、変化点補正量を精度高く算定することが可能になるので、データサンプリングポイントが正確になりにくい初期動作時でも、正確なデータサンプリングポイントを得ることが可能になり、初期動作時のデータサンプリングポイントの収束がより早く正確になる。
　（５）上記（４）の構成の無線復調回路において、
　第２の変化点補正量算出器と、
　第３の変化点補正量算出器と、
　をさらに備え、
　前記第２の変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記中央しきい値よりも高レベル側にある第２のしきい値を交差する第２のクロス点を第２の変化点として順次検出し、
　前記第３の変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記中央しきい値よりも低レベル側にある第３のしきい値を交差する第３のクロス点を第３の変化点として順次検出し、
　前記第２の変化点補正量算出器は、複数の第２の変化点からなり前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある第２の変化点群における前記第２の変化点の位置を特定したうえで、特定した前記第２の変化点の位置に基づいて、時間軸方向で前記第２の変化点群の中央に位置する第２の中央変化点と各第２の変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定し、
　前記第３の変化点補正量算出器は、複数の第３の変化点からなり前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある第３の変化点群における前記第３の変化点の位置を特定したうえで、特定した前記第３の変化点の位置に基づいて、時間軸方向で前記第３の変化点群の中央に位置する第３の中央変化点と各第３の変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定し、
　前記変化点補正・同期点候補抽出器は、前記変化点補正量に基づいて、前記変化点を時間軸上で補正し、前記第２の変化点補正量に基づいて、前記第２の変化点を時間軸上で補正し、前記第３の変化点補正量に基づいて、前記第３の変化点を時間軸上で補正する、
　という態様がある。
　この構成によれば、（３）の場合と同様に、複数のしきい値を用いて、変化点を検出するので、より正確に変化点補正量を設定することができ、さらに高精度にかつリアルタイムにデータサンプリングポイントの決定を行うことが可能になり、併せて、回路を簡素化することが可能になる。
　本発明によれば、中央変化点ただ１つのみを根拠にするのではなく、時間軸方向における複数の変化点を根拠として、検出した変化点が時間軸方向で複数ある変化点のいずれであるかを決定し、この変化点の中央変化点からの変位量を変化点補正量とし、この変化点補正量に基づいて、検出した変化点を時間軸上で補正して同期点候補情報となすので、データサンプリングポイントをより正確に決定することができる。その結果として、高速伝送を行う場合でも正確にデータを判定することができるとともに、無線受信中に同期点追従する際に、リアルタイムでより正確にクロック誤差を補正しながら通信することができ、無線通信の高速化に寄与することが可能となる。
　以上の結果、多値ＦＳＫ無線通信においても、より正確なデータ判定、送信側、受信側の同期獲得が可能になることで高速通信が可能になり、無線受信特性を改善することができる。
図１は、本発明の実施の形態１における無線復調回路の構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態１における無線復調回路の動作を示すタイミングチャートである。 図３は、本発明の実施の形態１における無線復調回路の４値ＦＳＫ無線通信時のコード遷移図である。 図４は、本発明の実施の形態２における無線復調回路の構成を示すブロック図である。 図５は、本発明の実施の形態２における無線復調回路の動作を示すタイミングチャートである。 図６は、本発明の実施の形態２における無線復調回路の動作を示すタイミングチャートである。 図７は、本発明の実施の形態２における無線復調回路の４値ＦＳＫ無線通信時のコード遷移図である。 図８は、本発明の実施の形態３における無線復調回路の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明の実施の形態３における無線復調回路の４値ＦＳＫ無線通信時のコード遷移図である。 図１０は、本発明の実施の形態４における無線復調回路の構成を示すブロック図である。 図１１は、本発明の実施の形態４における無線復調回路の４値ＦＳＫ無線通信時のコード遷移図である。 図１２は、従来の技術における無線復調回路の４値ＦＳＫ無線通信時のコード遷移図である。 図１３は、従来の技術における無線復調回路の動作を示すタイミングチャートである。
　（実施の形態１）
　図１は本発明の実施の形態１における無線復調回路の構成を示すブロック図である。これは、多値ＦＳＫ無線通信時の同期点決定についての回路構成を示している。
　本実施の形態の無線復調回路は、デジタル復調器１と、データ判定器２と、しきい値保持器３と、変化点検出器４と、変化点補正量算出器５と、変化点補正・同期点候補抽出器６と、同期点決定器７と、復調信号同期出力器８とを備える。
　デジタル復調器１は、高周波信号がダウンコンバート・フィルタリングされデジタル化された多値ＦＳＫ信号Ｓ０に周波数電圧変換を行い、得られた復調ベースバンド信号Ｓ１を出力する。
　データ判定器２は、デジタル復調器１から供給される復調ベースバンド信号Ｓ１と複数レベルのしきい値Ｔh1 ,Ｔh2 ,Ｔh3 との比較判定を行い、その判定結果である多値の復調データＳ２（"００","０１","１１","１０"）を出力する。
　しきい値保持器３は、データ判定器２の比較判定で必要となる複数レベルのしきい値（第１～第３のしきい値Ｔh1 ,Ｔh2 ,Ｔh3 ）を保持したうえで、保持したしきい値を、しきい値情報Ｓ３としてデータ判定器２に供給する。
　変化点検出器４は、デジタル復調器１から供給される復調ベースバンド信号Ｓ１の変化点、すなわち復調ベースバンド信号Ｓ１と中心しきい値である第１のしきい値Ｔh1 （図２,図３参照）との間のクロス点を変化点として検出したうえで、Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1のいずれの変化点であるかを示す変化点情報Ｓ４を出力する。
　変化点補正量算出器５は、データ判定器２から供給される復調データＳ２（"００","０１","１１","１０"）と変化点検出器４から供給される変化点情報Ｓ４（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）とに基づいて、多値ＦＳＫ信号に重畳された多値ＦＳＫコードにおいてどのような遷移を生じたかを判定し、その判定結果に基づいて、複数の変化点からなり多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある変化点群における各変化点の位置を特定し、さらに特定した各変化点の位置に基づいて変化点補正量情報Ｓ５（（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）または０）を生成して出力する。
　変化点補正・同期点候補抽出器６は、変化点検出器４から供給される変化点情報Ｓ４に、変化点補正量算出器５から供給される変化点補正量情報Ｓ５（（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）または０）に基づいた補正を加え、その結果を同期点候補情報Ｓ６として出力する。
　同期点決定器７は、変化点補正・同期点候補抽出器６の補正によって得られた同期点候補情報Ｓ６を蓄積し、より多く積算された同期点候補を最も確からしい同期点として保持し、保持した最も確からしい同期点の情報を確定同期点情報Ｓ７として出力する。
　復調信号同期出力器８は、同期点決定器７から供給される確定同期点情報Ｓ７に基づいてデータサンプリングポイントＳＰを算出し、算出したデータサンプリングポイントＳＰと、データ判定器２から供給される復調データＳ２の伝送速度とに同期した同期デジタルクロックＣＫを生成する。さらに復調信号同期出力器８は、同期デジタルクロックＣＫに同期させた復調データＳ２を、同期デジタルデータＳ８として出力する。
　次に、上記のように構成された本実施の形態の無線復調回路の動作を図２のタイミングチャートおよび図３の４値ＦＳＫ無線通信時のコード遷移図を参照して説明する。図２,図３において、複数レベルのコード対応電圧はそれぞれ、"００","０１","１１","１０"に対応している。ｆ０は中心周波数であり、ｆ２は変調度相当の周波数であり、ｆ１は周波数ｆ２の１／３倍の周波数である。ただし、本実施の形態１と次に説明する実施の形態２とでは、コード対応電圧自体の検出はない。コード対応電圧自体の検出を行うのは、実施の形態３と実施の形態４である。
　高周波信号である多値ＦＳＫ信号（多値ＦＳＫコードが重畳されている）は、低速な処理速度でもデジタル処理可能とするためダウンコンバートされたうえで、所望の周波数帯域外の信号を除去するためにフィルタリングされる。このようにして信号処理された多値ＦＳＫ信号は、デジタル化された多値ＦＳＫ信号Ｓ０としてデジタル復調器１に入力される。デジタル復調器１は、多値ＦＳＫ信号Ｓ０を周波数電圧変換し、変換結果を復調ベースバンド信号Ｓ１としてデータ判定器２と変化点検出器４とに出力する。ここで実施される周波数電圧変換には様々な方法があるが、どのような方法でもよい。
　データ判定器２は、デジタル復調器１から復調ベースバンド信号Ｓ１が、しきい値保持器３からしきい値情報Ｓ３（第１～第３のしきい値Ｔh1 ,Ｔh2 ,Ｔh3） がそれぞれ入力される。データ判定器２は、復調ベースバンド信号Ｓ１としきい値情報Ｓ３（第１～第３のしきい値Ｔh1 ,Ｔh2 ,Ｔh3）とを比較判定する。判定結果は"００","０１","１１","１０"となる。データ判定器２は、判定結果を復調データＳ２として変化点補正量算出器５と復調信号同期出力器８とに送出する。なお、しきい値保持器３はしきい値情報Ｓ３（第１～第３のしきい値Ｔh1 ,Ｔh2 ,Ｔh3）を保持できる機構であればどのような記憶装置でもよい。しきい値保持器３としては、固定値,ＲＯＭ,ＲＡＭ,レジスタなどが考えられるが、ここでは一例としてレジスタでの動作を説明する。また、多値ＦＳＫ変調も様々あるが、ここでは４値ＦＳＫ変調とする。
　ＦＳＫ変調の変調度が８値,１６値と増えた場合にはしきい値の数はそれに応じて増加する。そのため、それに合わせて保持するしきい値の数を増やす必要がある。４値ＦＳＫ変調の場合における以下の説明では、図２,図３に示すように、変調周波数が高い方から"００","０１","１１","１０"と変調されているシステムにおいて、本発明を説明する。
　上記システムでは、それぞれのコード値を判定する３つのしきい値が存在し、中心しきい値である第１のしきい値Ｔh1 は、コード値"０１"とコード値"１１"との判定に使用するものとて用いられ、第２のしきい値Ｔh2 は、コード値"００"とコード値"０１"との判定に使用するものとして用いられ、第３のしきい値Ｔh3 は、コード値"１１"とコード値"１０"との判定に使用するものとして用いられる。
　データ判定器２は、第１～第３のしきい値Ｔh1,Ｔh2 ,Ｔh3 によってコード値の判定を行い、そのデータ判定結果を復調データＳ２（"００","０１","１１","１０"）として復調信号同期出力器８と変化点補正量算出器５とに送出する。
　デジタル復調器１から出力される復調ベースバンド信号Ｓ１は変化点検出器４にも供給され、ここで変化点（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1のいずれか）が検出される。復調ベースバンド信号Ｓ１の変化点の検出については様々な構成が考えられるが、ここでは最もシンプルな構成の一例として、ゼロクロス検出点を変化点とする構成を説明する。復調ベースバンド信号Ｓ１はデジタルデータであり、２の補数で表されるとすると、最上位ビットは符号ビットとなる。この符号ビットの変化点、つまり"０"から"１"に遷移し、また"１"から"０"に遷移するポイントが変化点（ゼロクロス点）となる。
　変化点検出器４は、復調ベースバンド信号Ｓ１のオーバーサンプリングを行って変化点を検出する。オーバーサンプリング数を多くすれば、より精度良く変化点を検出することができる。ここでは１０倍オーバーサンプリングとして説明する。１０倍オーバーサンプリングすると、０～９までの変化点のタイミングポイントがある。変化点検出器４は、検出した変化点のタイミングが０～９のどのポイントであるかを判断し、その判断結果を変化点情報Ｓ４（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）として変化点補正量算出器５と変化点補正・同期点候補抽出器６とに送出する。
　変化点補正量算出器５には、データ判定器２から復調データＳ２（"００","０１","１１","１０"）が、変化点検出器４から変化点情報Ｓ４（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）がそれぞれ供給される。変化点補正量算出器５は、復調データＳ２に基づいて、復調ベースバンド信号Ｓ１がどのようなコード遷移をしたかを判定する。図２に示すコード遷移において各コード間の遷移は、３×４の１２通りある。変化点補正量算出器５は、その遷移を判定し、復調ベースバンド信号Ｓ１が変化点Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1のどこを通ったのかを判定する。変化点Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1の遷移位置判定には、次の第１～第３の判定基準が用いられる。
　（第１の判定基準）
　次の変移では、復調ベースバンド信号Ｓ１は中央の変化点Ｐ0 をクロスして遷移すると見なされる。ここで、変化点は、上述したように複数（本例では三点Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）からなり、これら変化点群Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1において、時間軸方向の中央に位置する変化点を中央変化点Ｐ0 といい、通常、中央変化点Ｐ0 は、理想的な変化点Ｐiとなる。
・第１位の"００"から第４位の"１０"への遷移
・第４位の"１０"から第１位の"００"への遷移
・第２位の"０１"から第３位の"１１"への遷移
・第３位の"１１"から第２位の"０１"への遷移
　（第２の判定基準）
　次の変移では、復調ベースバンド信号Ｓ１はマイナスシフトの変化点Ｐ-1をクロスして遷移すると見なされる。ここで、マイナスシフトの変化点Ｐ-1とは、変化点群Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1において、中央変化点Ｐ0 からみて時間軸方向の上流側に位置する変化点のことをいう。
・第２位の"０１"から第４位の"１０"への遷移
・第３位の"１１"から第１位の"００"への遷移
　（第３の判定基準）
　次の変移では、復調ベースバンド信号Ｓ１はプラスシフトの変化点Ｐ+1をクロスして遷移すると見なされる。ここで、プラスシフトの変化点Ｐ-1とは、変化点群Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1において、中央変化点Ｐ0 からみて時間軸方向の下流側に位置する変化点のことをいう。
・第１位の"００"から第３位の"１１"への遷移
・第４位の"１０"から第２位の"０１"への遷移
　変化点補正量算出器５は、複数の変化点からなり多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある変化点群における変化点の位置を特定したうえで、時間軸方向で変化点群の中央に位置する中央変化点と各変化点との間の変位量からなる変化点補正量情報Ｓ５を算定する。具体的には変化点補正量算出器５は、中央変化点Ｐ0 とマイナスシフトの変化点Ｐ-1との間の差分（Ｐ0 －Ｐ-1）またはプラスシフトの変化点Ｐ+1と中央変化点Ｐ0 との間の差分[（Ｐ0 －Ｐ+1）:負値]を、変化点補正量情報Ｓ５として変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。
　変化点補正・同期点候補抽出器６には変化点検出器４から変化点情報Ｓ４（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）が、変化点補正量算出器５から変化点補正量情報Ｓ５[（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）または０]が、それぞれ入力される。変化点補正・同期点候補抽出器６は、変化点補正量情報Ｓ５に基づいた補正を変化点情報Ｓ４（具体的には変化点）に加えたうえで、補正後の変化点情報Ｓ４（補正後の変化点を含む）を同期点候補情報Ｓ６（同期点候補を含む）として同期点決定器７に送出する。図２における印（＊）は補正が行われた同期点を示している。
　同期点決定器７は、変化点補正・同期点候補抽出器６から供給された同期点候補情報Ｓ６を蓄積し、さらに最も同期点として確からしい同期点候補を決定し、決定した確定同期点を特定する情報を確定同期点情報Ｓ７として保持する。具体的には、この情報としてとり得る値は０～９なので、それぞれに対応したカウンタを設け、その情報が送られてくるたびに対応したカウンタを１アップさせる。同期点決定器７は、最もカウンタの値が高いポイントを確定同期点とする情報Ｓ７を保持したうえで、保持した確定同期点情報Ｓ７を復調信号同期出力器８に送出する。
　データ判定器２は、データ判定結果である復調データＳ２（"００","０１","１１","１０"）を復調信号同期出力器８に送出する。復調信号同期出力器８は、あらかじめ分かっている伝送速度に応じて同期デジタルクロックＣＫを生成する。図２に示すように、復調信号同期出力器８は、同期点決定器７からの確定同期点情報Ｓ７に基づいて、確定同期点からサンプリング周期Ｔ０の１／２倍の時間長（Ｔ０／２）となるポイントにデータサンプリングポイントＳＰを設定し、そのデータサンプリングポイントＳＰにおいて復調データＳ２の値の判定を行い、判定結果を同期デジタルデータＳ８として出力する。同期デジタルクロックＣＫについても、同期デジタルデータＳ８の受信側のデータサンプリングタイミングを立ち下がりタイミングにした場合、復調信号同期出力器８は、確定同期点情報Ｓ７のポイントで立ち上がり、データサンプリングポイントＳＰで立ち下がる同期デジタルクロックＣＫを生成する。復調データＳ２の値が例えば"００"の場合、復調信号同期出力器８は、同期デジタルデータＳ８として"０","０"という２ビットを生成して同期デジタルクロックＣＫに同期した状態で出力する。
　以上のように、本実施の形態では、検出した変化点をコードの遷移量によって補正することで同期点候補情報をより多く取得したうえで、データサンプリングを行うことで、より正確なデータ判定を行うことが可能となる。その結果、伝送速度が高速化した場合でも受信特性の劣化を抑えることができる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では変化点の検出に当たり、第１のしきい値Ｔh1 のみを変化点の判定に使用している。これに対して実施の形態２では、第１～第３のしきい値Ｔh1 ,Ｔh2 ,Ｔh3 を変化点判定に使用している。
　図４は実施の形態２における無線復調回路の構成を示すブロック図である。図４において、実施の形態１の図１におけるのと同じ符号は同一構成要素を示している。本実施の形態に特有の構成は、次のとおりである。実施の形態１の場合の変化点検出器４に代えて複数レベル変化点検出器４ａが設けられている。複数レベル変化点検出器４ａには、デジタル復調器１から復調ベースバンド信号Ｓ１が、しきい値保持器３からしきい値情報Ｓ３（第１～第３のしきい値Ｔh1 ,Ｔh2 ,Ｔh3 ）がそれぞれ供給される。複数レベル変化点検出器４ａは、復調ベースバンド信号Ｓ１と第１～第３のしきい値Ｔh1,Ｔh2,Ｔh3それぞれとのクロス点を変化点として検出し、検出した変化点を示す複数レベル変化点情報Ｓ４ａ（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1,Ｑ-2,Ｑ-1,Ｑ0 ,Ｑ+1,Ｑ+2,Ｒ-2,Ｒ-1,Ｒ0 ,Ｒ+1,Ｒ+2）を送出する。
　ここで、第１のしきい値Ｔh1とは、複数のしきい値Ｔh1,Ｔh2,Ｔh3において、レベル幅方向の中央に位置する中央しきい値のことをいい、第２のしきい値Ｔh2とは、複数のしきい値Ｔh1,Ｔh2,Ｔh3において、第１のしきい値Ｔh1よりレベル幅方向の上側に位置するしきい値のことをいい、第３のしきい値Ｔh3とは、複数のしきい値Ｔh1,Ｔh2,Ｔh3において、第１のしきい値Ｔh1よりレベル幅方向の下側に位置するしきい値のことをいう。
　変化点群Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1は、復調ベースバンド信号の信号レベルが第１のしきい値Ｔh1 をクロスするポイントをいい、中央変化点Ｐ0 は、変化点群Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1において時間軸方向の中央に位置する変化点をいい、通常、中央変化点Ｐ0 は、理想的な変化点Ｐiとなる。変化点Ｐ-1は、変化点群Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1において、中央変化点Ｐ0 からみて時間軸方向の上流側に位置する変化点のことをいう。変化点Ｐ+1は、変化点群Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1において、中央変化点Ｐ0 からみて時間軸方向の下流側に位置する変化点のことをいう。
　変化点群Ｑ-2,Ｑ-1,Ｑ0 ,Ｑ+1Ｑ+2は、復調ベースバンド信号の信号レベルが第２のしきい値Ｔh2 をクロスするポイントをいい、中央変化点Ｑ0 は、変化点群Ｑ-2,Ｑ-1,Ｑ0 ,Ｑ+1Ｑ+2において時間軸方向の中央に位置する変化点をいい、通常、中央変化点Ｑ0 は、理想的な変化点Ｑiとなる。変化点Ｑ-1は、変化点群Ｑ-2,Ｑ-1,Ｑ0 ,Ｑ+1,Ｑ+2において、中央変化点Ｑ0 からみて時間軸方向の上流側に位置する変化点のことをいい、変化点Ｑ-2は、変化点Ｑ-1 からみて時間軸方向のさらに上流側に位置する変化点のことをいう。変化点Ｑ+1は、変化点群Ｑ-2,Ｑ-1,Ｑ0 ,Ｑ+1,Ｑ+2において、中央変化点Ｑ0 からみて時間軸方向の下流側に位置する変化点のことをいい、変化点Ｑ+2は、変化点Ｑ-1 からみて時間軸方向のさらに下流側に位置する変化点のことをいう。
　変化点群Ｒ-2,Ｒ-1,Ｒ0 ,Ｒ+1Ｒ+2は、復調ベースバンド信号の信号レベルが第３のしきい値Ｔh3 をクロスするポイントをいい、中央変化点Ｒ0 は、変化点群Ｒ-2,Ｒ-1,Ｒ0 ,Ｒ+1Ｒ+2において時間軸方向の中央に位置する変化点をいい、通常、中央変化点Ｒ0 は、理想的な変化点Ｒiとなる。変化点Ｒ-1は、変化点群Ｒ-2,Ｒ-1,Ｒ0 ,Ｒ+1,Ｒ+2において、中央変化点Ｒ0 からみて時間軸方向の上流側に位置する変化点のことをいい、変化点Ｒ-2は、変化点Ｒ-1 からみて時間軸方向のさらに上流側に位置する変化点のことをいう。変化点Ｒ+1は、変化点群Ｒ-2,Ｒ-1,Ｒ0 ,Ｒ+1,Ｒ+2において、中央変化点Ｒ0 からみて時間軸方向の下流側に位置する変化点のことをいい、変化点Ｒ+2は、変化点Ｒ-1 からみて時間軸方向のさらに下流側に位置する変化点のことをいう。
　変化点補正量算出器５には、データ判定器２から復調データＳ２が、複数レベル変化点検出器４ａから複数レベル変化点情報Ｓ４ａがそれぞれ供給される。変化点補正量算出器５は、復調データＳ２と複数レベル変化点情報Ｓ４ａとに基づいて、多値ＦＳＫコードがどのような遷移をしたかを判定し、その判定結果に基づいて、複数の変化点からなり多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある変化点群における各変化点の位置を特定し、さらに特定した各変化点の位置に基づいて変化点補正量情報Ｓ５を生成して出力する。その他の構成については、実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
　次に、上記のように構成された本実施の形態の無線復調回路の動作を図５～図７を参照して説明する。ここでは、実施の形態１と同様の条件を備えた４値ＦＳＫ変調システムについて説明する。なお、図５,図６におけるａ～ｆおよびＡ～Ｄは実施の形態４に関係するものであり、本実施の形態の説明とは無関係である。
　複数レベル変化点検出器４ａは、しきい値情報Ｓ３から第１のしきい値Ｔh1 を取得するのに加えてしきい値情報Ｓ３から第２,第３のしきい値Ｔh2３,Ｔh3 を取得する。複数レベル変化点検出器４ａは、復調ベースバンド信号Ｓ１と第１のしきい値Ｔh1 との間のクロス点を変化点として検出するだけでなく、復調ベースバンド信号Ｓ１と第２のしきい値Ｔh2との間のクロス点、および復調ベースバンド信号Ｓ１と第３のしきい値Ｔh3 との間のクロス点を変化点として検出する。複数レベル変化点検出器４ａは、検出した変化点（クロス点）を複数レベル変化点情報Ｓ４ａとして変化点補正量算出器５に送出する。
　変化点補正量算出器５は、復調データＳ２（"００","０１","１１","１０"）の情報に基づいて、多値ＦＳＫ信号の重畳された多値ＦＳＫコードでどのようなコード遷移が生じたかを判定する。図７に示すコード遷移において各コード間の遷移は３×４の１２通りあるが、復調ベースバンド信号Ｓ１と第１のしきい値Ｔh1 との間の３つのクロス点である変化点Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1に加えて、復調ベースバンド信号Ｓ１と第２のしきい値Ｔh2 との間の５つのクロス点である変化点Ｑ-2,Ｑ-1,Ｑ0 ,Ｑ+1,Ｑ+2および復調ベースバンド信号Ｓ１と第３のしきい値Ｔh3 との間の５つのクロス点である変化点Ｒ-2,Ｒ-1,Ｒ0 ,Ｒ+1,Ｒ+2を、すべて検出対象とする。
　すなわち、第２のしきい値Ｔh2 については、
・多値ＦＳＫコードが第１位の"００"から第４位の"１０"に遷移する際における変化点Ｑ-2（マイナスシフトしている）、
・多値ＦＳＫコードが第１位の"００"から第３位の"１１"に遷移する際における変化点Ｑ-1（マイナスシフトしている）、
・多値ＦＳＫコードが第１位の"００"から第２位の"０１" に遷移する際、および第２位の"０１"から第１位の"００"に遷移する際における変化点Ｑ0 （シフトしていない中央クロス点）、
・多値ＦＳＫコードが第３位の"１１"から第１位の"００"に遷移する際における変化点Ｑ+1（プラスシフトしている）、
・多値ＦＳＫコードが第４位の"１０"から第１位の"００"に遷移する際における変化点Ｑ+2（プラスシフトしている）、
がそれぞれ検出される。
　第３のしきい値Ｔh3 については、
・多値ＦＳＫコードが第４位の"１０"から第１位の"００"に遷移する際における変化点Ｒ-2（マイナスシフトしている）、
・多値ＦＳＫコードが第４位の"１０"から第２位の"０１"に遷移する際における変化点Ｒ-1（マイナスシフトしている）、
・多値ＦＳＫコードが第４位の"１０"から第３位の"１１"に遷移する際、および第３位の"１１"から第４位の"１０"に遷移する際における変化点Ｒ0 （シフトしていない中央クロス点）、
・多値ＦＳＫコードが第２位の"０１"から第４位の"１０"に遷移する際における変化点Ｒ+1（プラスシフトしている）、
・多値ＦＳＫコードが第１位の"００"から第４位の"１０"に遷移する際における変化点Ｒ+2（プラスシフトしている）、
がそれぞれ特定される。
　各変化点におけるそれぞれ理想の変化点Ｑ0 ,Ｒ0 との間の差分はあらかじめ分かっているので、変化点補正量算出器５は、変化点のいずれかにおいて復調ベースバンド信号Ｓ１がクロスしたことを検出したら、各変化点と理想の変化点Ｑ0 ,Ｒ0 との間の差分（Ｑ0 －Ｑ-2）,（Ｑ0 －Ｑ-1）,（Ｒ0 －Ｒ-2）,（Ｒ0 －Ｒ-1）を変化点補正量情報Ｓ５として扱う。図５,図６における印（＊）は補正が行われた同期点を示している。本実施の形態では、コード遷移の検出に必要となる変化点の情報の全てを取得して活用する結果、データサンプリングポイントＳＰの決定がより正確になる。
　以上のように、本実施の形態では、第１のしきい値Ｔh1 だけでなく第２,第３のしきい値Ｔh2,Ｔh3 を使用することで変化点の情報（データサンプリングポイントＳＰ）をすべて正確に取得することが可能になる。これにより、本実施の形態は、高速伝送レートの実現に大いに寄与することになる。
　本実施の形態は、上記効果を得るために回路が多少なりとも複雑化する。そのため本実施の形態は、回路簡素化のために一部の情報のみを使用する構成としてもよい。例えば、第４位の"１０"から第１位の"００"に遷移する場合、復調ベースバンド信号Ｓ１は、変化点Ｒ-2,Ｐ0 ,Ｑ+2の３点をクロスすることになるが、変化点Ｐ0 は最適な情報になる。そのため、変化点Ｒ-2,Ｑ+2における変化点補正量情報Ｓ５は捨ててしまってもよく、そのような構成にしても所望の変化点情報（データサンプリングポイントＳＰ）を取得することができる。このように、本実施形態は、実現したい伝送レートに最適な構成を提供することが可能な構成となっている。
　（実施の形態３）
　実施の形態１,２の無線復調回路においては、復調データＳ２においてコード遷移を監視しているが、以下に説明する実施の形態３では、コード化する前の復調ベースバンド信号Ｓ１の復調電圧の変化量と、電圧変化後の電圧レベルとからコード遷移を判定するように構成されている。
　図８は実施の形態３における無線復調回路の構成を示すブロック図である。図８において、実施の形態１の図１におけるのと同じ符号は同一構成要素を示している。本実施の形態に特有の構成は、次のとおりである。すなわち、本実施の形態では、コード遷移状態に基づいて変化点の補正量を算出する変化点補正量算出器５に代えて、電圧変化量に基づいて変化点の補正量を算出する変化点補正量算出器５ａが設けられている。変化点補正量算出器５ａには、デジタル復調器１から復調ベースバンド信号Ｓ１が供給される。変化点補正量算出器５ａは、供給される復調ベースバンド信号Ｓ１の復調電圧変化量を判定して、電圧変化量および中央変化点に対する変化点補正量情報Ｓ５ａ[（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）,または０]を生成して変化点補正・同期点候補抽出器６に出力するものとして構成されている。
　変化点補正・同期点候補抽出器６は、変化点検出器４から供給される変化点情報Ｓ４（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）が示す変化点を、変化点補正量情報Ｓ５ａに基づいて時間軸上で補正するように構成されている。
　その他の構成については、実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。本実施の形態において変化点検出器４は、デジタル復調器１からの復調ベースバンド信号Ｓ１と第１のしきい値Ｔh1 との間のクロス点に基づいて、変化点を検出し（これは実施の形態１の場合と同様である）、検出した変化点情報Ｓ４（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）を変化点補正・同期点候補抽出器６に出力するものとして構成されている。すなわち、変化点の判定には第１のしきい値Ｔh1 を１つのみ用いるものの、検出した変化点については、３つの変化点Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1のいずれをも対象とする。
　次に、上記のように構成された本実施の形態の無線復調回路の動作を図９を参照して説明する。図９においては、複数レベルのコード対応電圧が用いられる。各コード対応電圧は"００","０１","１１","１０"に対応しているが、これらのコード値は本実施の形態では変化点補正に用いられない。
　変化点補正量算出器５ａは、現在の復調電圧値とともに、ある一定期間内に取得した復調電圧値を保持し、それら電圧値の変化量を常に監視する。一定期間とは特に限定はしないが、最低でも伝送レートの１シンボル期間（サンプリング周期）は保持する必要がある。この検出された電圧の変化量によって復調ベースバンド信号Ｓ１と第１のしきい値Ｔh1 との間のクロス点が変化点Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1のどれなのかを判定する。
　復調電圧値には、高電圧値から順に、
・（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧
・（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧
・（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧
・（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧
がある。
・これら復調電圧値と、第１～第３のしき値Ｔh1,Ｔh2,Ｔh3との間には、次の大小関係がある。
（ｆ０＋ｆ２）＞Ｔh2＞（ｆ０＋ｆ１）＞Ｔh1＞（ｆ０－ｆ１）＞Ｔh3＞（ｆ０－ｆ２）
　以下、各コード対応電圧から他のコード対応電圧への電圧変化量を次のように称する。
・（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ0aD と称する。
・（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ0aU と称する。
・（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ0bD と称する。
・（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ0bUと称する。
・（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ+1D と称する。
・（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ-1U と称する。
・（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ-1D と称する。
・（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧への電圧変化量を、電圧変化量ｄ+1U と称する。
　さらに、電圧変化量と変化点とには、次の特徴がある。
・電圧変化量ｄ0aU ,電圧変化量ｄ0bD ,電圧変化量ｄ0bU に対しては、それぞれ中央の変化点Ｐ0 が対応し、これら電圧変化量ｄ0aU,ｄ0bD,ｄ0bUに対応する変化点補正量情報Ｓ５ａとしては、それぞれ０が適用される。
・電圧変化量ｄ+1D に対しては、プラスシフトの変化点Ｐ+1が対応し、この電圧変化量ｄ+1D に対応する変化点補正量情報Ｓ５ａとしては、差分[（Ｐ0 －Ｐ+1）:負値]が適用される。
・電圧変化量ｄ-1D に対しては、マイナスシフトの変化点Ｐ-1が対応し、この電圧変化量ｄ-1Dによる変化点補正量情報Ｓ５ａとしては、差分（Ｐ0 －Ｐ-1）が適用される。
・電圧変化量ｄ+1U に対しては、プラスシフトの変化点Ｐ+1が対応し、この電圧変化量ｄ+1U による変化点補正量情報Ｓ５ａとしては、差分[（Ｐ0 －Ｐ+1）:負値]が適用される。
・電圧変化量ｄ-1U に対しては、マイナスシフトの変化点Ｐ-1が対応し、この電圧変化量ｄ-1U による変化点補正量情報Ｓ５ａとしては、差分（Ｐ0 －Ｐ-1）が適用される。
　ここで、それぞれ変化方向下向きとなる電圧変化量ｄ+1D と電圧変化量ｄ-1D とを比較する。電圧変化量ｄ+1D と電圧変化量ｄ-1D とは変化量同等であるが、変化点が異なる（変化点Ｐ+1と変化点Ｐ-1）。このことはコード遷移で変化点を判定する場合とは相違する。また、それぞれ変化方向上向きとなる電圧変化量ｄ+1U と電圧変化量ｄ-1U とを比較する。これら電圧変化量ｄ+1U と電圧変化量ｄ-1U とは変化量同等であるが、変化点が異なる（変化点Ｐ+1,変化点Ｐ-1）。したがって、これらの変化点の相違を判定する必要がある。以下、その理由を説明する。
　電圧変化量自体は時間軸方向に対して直交しており、時間軸方向の情報をもたない。あるレベルのコード対応電圧から電圧変化が始まって、減少または増加し、別のレベルに達してそのレベルに一定時間落ち着くと、そのレベルが別のコード対応電圧となる。この場合のあるレベルのコード対応電圧から別のレベルのコード対応電圧までの変化量が電圧変化量である。この電圧変化量自体は時間軸情報を伴っていないが、落ち着いた先の電圧レベルと第１のしきい値Ｔh1 （中心しきい値である）との間の差分の大きさに基づいて、復調ベースバンド信号Ｓ１が第１のしきい値Ｔh1 とクロスするタイミング（以下、クロスタイミングという）が、前半側にあるのか後半側にあるのか、つまり中央変化点Ｐ0 に対する前後関係を判別することが可能となる。これにより、検出した変化点が時間軸方向でどの変化点に該当するのかの識別を行うことが可能になる。前半側にクロスタイミングが位置する場合、変化点Ｐ-1でクロスしたと判断でき、後半側にクロスポイントが位置する場合、変化点Ｐ+1でクロスしたと判断できる。なお、ここでいう前半側と後半側とは次のものをいう。すなわち、上記タイミングが取り得る最大時間幅における中心時点より時間的に前側を前半側といい、後側を後半側という。
　以上のようにして、変化点の時間軸方向における位置が決まれば、理想の変化点Ｐ0 との間の差分（Ｐ0 －Ｐ-1）または[（Ｐ0 －Ｐ+1）:負値]が決まる。変化点補正量算出器５ａは、決定した差分を、電圧変化量による変化点補正量情報Ｓ５ａとして変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。その他の動作については、実施の形態１と同様である。
　本実施の形態によれば、１点の中央変化点しか扱わない従来技術に比べてより多くの変化点（Ｐ-1,Ｐ0 ,Ｐ+1）を扱ったうえで、復調ベースバンド信号Ｓ１の電圧変化量および中央変化点に対する前後関係から変化点補正量（Ｐ0 －Ｐ-1）または[（Ｐ0 －Ｐ+1）:負値]が算出され、この変化点補正量に基づいて、マイナスシフトの変化点Ｐ-1またはプラスシフトの変化点Ｐ+1が補正され、その補正値が同期点候補とされる。これにより、データサンプリングポイントをより正確に決定することができ、高速伝送を行う場合でも正確にデータを判定することが可能になる。また無線受信中に同期点追従をするに際して、クロック誤差に対してもリアルタイムでより正確にクロック誤差を補正しながら通信することが可能となり、無線通信の高速化に寄与することが可能となる。とりわけ、多値ＦＳＫコードの遷移状態に基づいて変化点補正量が算出されるのではなく、復調ベースバンド信号Ｓ１の電圧変化量および中央変化点に対する前後関係に基づいて変化点補正量が算出されるので、データサンプリングポイントが正確でない初期動作時でも、正確なデータサンプリングポイントを得ることが可能になり、初期動作時のデータサンプリングポイントの収束がより早く正確になる。
　（実施の形態４）
　図１０は本発明の実施の形態４における無線復調回路の構成を示すブロック図である。本実施の形態において、実施の形態１～３におけるのと同じ符号は同一構成要素を示している。本実施の形態の無線復調回路は、第２の変化点補正量算出器９と、第３の変化点補正量算出器１０とをさらに備える。第２の変化点補正量算出器９には、デジタル復調器１から復調ベースバンド信号Ｓ１が、しきい値保持器３から第２のしきい値情報Ｓ３ａがそれぞれ供給される。第２の変化点補正量算出器９は、復調ベースバンド信号Ｓ１と第２のしきい値Ｔh2 との間のクロス点を判定し、その判定結果を第２の変化点補正量情報Ｓ９として変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。
　第３の変化点補正量算出器１０には、デジタル復調器１から復調ベースバンド信号Ｓ１が、しきい値保持器３から第３のしきい値情報Ｓ３ｂがそれぞれ供給される。第３の変化点補正量算出器１０は、復調ベースバンド信号Ｓ１と第３のしきい値Ｔh3 との間のクロス点を判定し、その判定結果を第３の変化点補正量情報Ｓ１０として変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。
　第２,第３の変化点補正量算出器９,１０の機能は、変化点補正量算出器５ａの機能と実質的に同じである。その他の構成については、実施の形態３の場合と同様であるので、説明を省略する。
　次に、上記のように構成された本実施の形態の無線復調回路の動作を図１１を参照して説明する。本実施の形態では図５,図６も参照される。
　第２の変化点補正量算出器９は、遷移する復調ベースバンド信号Ｓ１の信号レベルと第２のしきい値Ｔh2とを比較し、遷移するその信号レベルが第２のしきい値Ｔh2をクロスしたと判定すると、そのクロス点検出に基づいて変化点補正量を算定し、算定した変化点補正量を第２の変化点補正量情報Ｓ９として変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。
　同様に、第３の変化点補正量算出器１０は、復調ベースバンド信号Ｓ１の信号レベルと第３のしきい値Ｔh3 とを比較し、遷移するその信号レベルが第３のしきい値Ｔh3 をクロスしたと判定すると、そのクロス点検出に基づいて変化点補正量を算定し、算定した変化点補正量を第３の変化点補正量情報Ｓ１０として変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。
　それぞれの遷移について具体的に説明する。復調ベースバンド信号Ｓ１の遷移には以下のものがある。
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第１の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第２の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第３の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第４の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第５の遷移という）、
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第６の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第７の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第８の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０－ｆ１）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第９の遷移という）、
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ１）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第１０の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第１１の遷移という）
・復調ベースバンド信号Ｓ１が（ｆ０－ｆ２）コード対応電圧から（ｆ０＋ｆ２）コード対応電圧に遷移する遷移（以下、第１２の遷移という）
　第１,第２の遷移では、復調電圧変化量は変調度の２／３倍となり、遷移する信号レベルは第２のしきい値Ｔh2 のみをクロスする。さらに遷移する信号レベルは、理想的な変化点Ｑi において第２のしきい値Ｔh2 とクロスする（図１１,図６のａ,ｂ参照）。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の２／３倍でありかつ遷移する信号レベルが第２のしきい値Ｔh2 のみをクロスする場合、その際の復調ベースバンド信号Ｓ１と第２のしきい値Ｔh2 との間のクロス点Ｑ0は、理想的な変化点Ｑi （変化点補正量が０）に一致すると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれ（０）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（０）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（０）を格納する。
　第３,第４の遷移では、復調電圧変化量は変調度の２／３倍となり、遷移する信号レベルは第１のしきい値Ｔh1 のみをクロスする。さらに遷移する信号レベルは、理想的な変化点Ｐi において第１のしきい値Ｔh1 とクロスする（図１１,図６のｃ,ｄ参照）。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の２／３倍でありかつ遷移する信号レベルが第１のしきい値Ｔh1 のみをクロスする場合、その際の復調ベースバンド信号Ｓ１と第１のしきい値Ｔh1 との間のクロス点Ｐ0 は、理想的な変化点Ｐi （変化点補正量が０）に一致すると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれ（０）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（０）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（０）を格納する。
　第５,第６の遷移では、復調電圧変化量は変調度の２／３倍となり、遷移する信号レベルは第３のしきい値Ｔh3 のみをクロスする。さらに遷移する信号レベルは、理想的な変化点Ｒi において第３のしきい値Ｔh3 とクロスする（図１１,図５のｅ,ｆ参照）。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の２／３倍でありかつ遷移する信号レベルが第３のしきい値Ｔh3 のみをクロスする場合、その際の復調ベースバンド信号Ｓ１と第３のしきい値Ｔh3 との間のクロス点Ｒ0 は、理想的な変化点Ｒi （変化点補正量が０）に一致すると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれ（０）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（０）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（０）を格納する。
　第７の遷移では、復調電圧変化量は変調度の４／３倍となり、遷移する信号レベルは、第２のしきい値Ｔh2 と第１のしきい値Ｔh1 とを、（Ｔh2 →Ｔh1 ）の順でクロスする。さらに信号レベルは、クロス点Ｑ-1において、第２のしきい値Ｔh2とクロスし、続いてクロス点Ｐ+1において第１のしきい値Ｔh1 とクロスする（図１１、図５のＡ参照）。クロス点Ｑ-1は、理想的な変化点Ｑiから差分（Ｑi －Ｑ-1）だけ時間軸上で前方に離間する位置にあり、差分（Ｑi －Ｑ-1）は既知情報である。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の４／３倍でありかつ遷移する信号レベルが第２のしきい値Ｔh2と第１のしきい値Ｔh1 とをクロスする場合、クロス点Ｑ-1は、理想的な変化点Ｑi から差分（Ｑ0 －Ｑi ）だけ時間軸上で前方に離間した位置にあると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれＳ５ａ（０）,Ｓ９（Ｑ0 －Ｑi ）,Ｓ１０（０）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（Ｑ0 －Ｑi ）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（０）を格納する。
　第８の遷移では、復調電圧変化量は変調度の４／３倍となり、遷移する信号レベルは、第１のしきい値Ｔh1 と第３のしきい値Ｔh3 とを、（Ｔh1 →Ｔh3 ）の順でクロスする。さらに信号レベルは、クロス点Ｐ-1において、第１のしきい値Ｔh1とクロスし、続いてクロス点Ｒ+1において第３のしきい値Ｔh3 とクロスする（図１１,図５のＢ参照）。クロス点Ｐ-1は、理想的な変化点Ｐiから差分（Ｐi －Ｐ-1）だけ時間軸上で前方に離間する位置にあり、差分（Ｐi －Ｐ-1）は既知情報である。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の４／３倍でありかつ遷移する信号レベルが第１のしきい値Ｔh1と第３のしきい値Ｔh3 とをクロスする場合、クロス点Ｐ-1 は、理想的な変化点Ｐ0 から差分（Ｐ0 －Ｐ-1）だけ時間的に前方に離間した位置にあると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれＳ５ａ（０）,Ｓ９（Ｐ0 －Ｐi ）,Ｓ１０（０）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（Ｐ0 －Ｐi ）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（０）を格納する。
　第９の遷移では、復調電圧変化量は変調度の４／３倍となり、遷移する信号レベルは、第１のしきい値Ｔh1 と第２のしきい値Ｔh2 とを、（Ｔh1 →Ｔh2 ）の順でクロスする。さらに信号レベルは、クロス点Ｐ-1において第１のしきい値Ｔh1とクロスし、続いてにクロス点Ｑ+1 において第２のしきい値Ｔh2 とクロスする（図１１,図６のＣ参照）。クロス点Ｐ-1は、理想的な変化点Ｐiから差分（Ｐi －Ｐ-1）だけ時間軸上で前方に離間する位置にあり、差分（Ｐi －Ｐ-1）は既知情報である。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の４／３倍でありかつ遷移する信号レベルが第１のしきい値Ｔh1と第２のしきい値Ｔh2 とをクロスする場合、クロス点Ｐ-1 は、理想的な変化点Ｐ0 から差分（Ｐi －Ｐ-1）だけ時間的に前方に離間した位置にあると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれＳ５ａ（０）,Ｓ９（Ｐ0 －Ｐi ）,Ｓ１０（０）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（Ｐ0 －Ｐi ）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（０）を格納する。
　第１０の遷移では、復調電圧変化量は変調度の４／３倍となり、遷移する信号レベルは、第３のしきい値Ｔh3 と第１のしきい値Ｔh1 とを、（Ｔh3 →Ｔh1 ）の順でクロスする。さらに信号レベルは、クロス点Ｒ-1 において第３のしきい値Ｔh3 とクロスし、続いてにクロス点Ｐ+1 において第１のしきい値Ｔh1 とクロスする（図１１,図６のＤ参照）。クロス点Ｒ-1は、理想的な変化点Ｒiから差分（Ｒi －Ｒ-1）だけ時間軸上で前方に離間する位置にあり、差分（Ｒi －Ｒ-1）は既知情報である。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の４／３倍でありかつ遷移する信号レベルが第３のしきい値Ｔh3 と第１のしきい値Ｔh1 とをクロスする場合、クロス点Ｒ-1 は、理想的な変化点Ｒ0 から差分（Ｒ0 －Ｒ-1）だけ時間的に前方に離間した位置にあると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれＳ５ａ（０）,Ｓ９（０）,Ｓ１０（Ｒ0 －Ｒi ）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（０）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（Ｒ0 －Ｒi ）を格納する。
　第１１の遷移では、復調電圧変化量は変調度の２倍となり、遷移する信号レベルは、第２の閾値Ｔh2 と第１のしきい値Ｔh1 と第３のしきい値Ｔh3 とを、（Ｔh2 →Ｔh1 →Ｔh3 ）の順でクロスする。さらに信号レベルは、クロス点Ｑ-2 において、第２のしきい値Ｔh2 とクロスし、続いてクロス点Ｐ0 において第１のしきい値Ｔh3 とクロスし、最後にクロス点Ｒ+2 において第３のしきい値Ｔh3 とクロスする（図１１,図５のＥ参照）。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の２倍でありかつ遷移する信号レベルが第２のしきい値Ｔh2 ,第１のしきい値Ｔh1 ,第３のしきい値Ｔh3 をクロスする場合、クロス点Ｑ-2 は、理想的な変化点Ｑi から差分（Ｑi －Ｑ-2 ）だけ時間的に前方に離間した位置にあると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれＳ５ａ（０）,Ｓ９（Ｑi －Ｑ-2 ）,Ｓ１０（０）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（Ｑi －Ｑ-2）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（０）を格納する。
　第１２の遷移では、復調電圧変化量は変調度の２倍となり、遷移する信号レベルは、第３のしきい値Ｔh3 と第１のしきい値Ｔh1 と第２の閾値Ｔh2 とを、（Ｔh3 →Ｔh1 →Ｔh2 ）の順でクロスする。さらに信号レベルは、クロス点Ｒ-2 において第３のしきい値Ｔh3 とクロスし、続いてクロス点Ｐ0 において第１のしきい値Ｔh1 とクロスし、最後にクロス点Ｑ+2 において、第２のしきい値Ｔh2 とクロスする（図１１,図５のＥ参照）。クロス点Ｒ-2 は、理想的な変化点Ｑ0 から差分（Ｒ0 －Ｒ-2 ）だけ時間的に前方に離間した位置にある。差分（Ｒ0 －Ｒ-2 ）は既知情報である。このような知見に基づき、変化点補正量算出器５ａと第２の変化点補正量算出器９と第３の補正量算出器１０とは、復調電圧変化量が変調度の２倍でありかつ遷移する信号レベルが第３のしきい値Ｔh3 ,第１のしきい値Ｔh1 ,第２のしきい値Ｔh2 をクロスする場合、クロス点Ｒ-2 は、理想的な変化点Ｑ0 から差分（Ｒ0 －Ｒ-2 ）だけ時間的に前方に離間した位置にあると判断したうえで、変化点補正量情報Ｓ５ａ,第２の変化点補正量情報Ｓ９,第３の変化点補正量情報Ｓ１０として、それぞれＳ５ａ（０）,Ｓ９（０）,Ｓ１０（Ｒ0 －Ｒ-2 ）を変化点補正・同期点候補抽出器６に送出する。変化点補正・同期点候補抽出器６は、供給された変化点補正量情報Ｓ５ａ（０）,第２の変化点補正量情報Ｓ９（０）,第３の変化点補正量情報Ｓ１０（Ｒ0 －Ｒ-2 ）を格納する。
　以上のように、変化点補正量算出器５ａから供給される変化点補正量情報Ｓ５ａ（（Ｐ0 －Ｐ-1）,（Ｐ0 －Ｐ+1）または０）に加えて、第２の変化点補正量算出器９から供給される第２の変化点補正量情報Ｓ９（（Ｑ0 －Ｑ-2）,（Ｑ0 －Ｑ-1）または０）と第３の変化点補正量算出器１０から供給される第３の変化点補正量情報Ｓ１０（（Ｒ0 －Ｒ-2）,（Ｒ0 －Ｒ-1）または０）とを用いて変化点を補正するので、変化点補正のための情報として実施の形態３に比べてさらに多くの情報を得ることができ、さらに高精度にかつリアルタイムにデータサンプリングポイントの決定を行うことが可能になり、併せて、回路を簡素化することが可能になる。
　本発明の無線復調回路は、多値ＦＳＫ変調無線通信において、高速な伝送速度とより正確、高精度な通信を可能とするもので、無線受信特性を劣化させずに高速通信を実現する無線機分野において有用である。
　１　デジタル復調器
　２　データ判定器
　３　しきい値保持器
　４　変化点検出器
　４ａ　複数レベル変化点検出器
　５　変化点補正量算出器
　５ａ　変化点補正量算出器
　６　変化点補正・同期点候補抽出器
　７　同期点決定器
　８　復調信号同期出力器
　９　第２の変化点補正量算出器
　１０　第３の変化点補正量算出器
　Ｓ０　多値ＦＳＫ信号
　Ｓ１　復調ベースバンド信号
　Ｓ２　復調データ
　Ｓ３　しきい値情報
　Ｓ３ａ　第２のしきい値情報
　Ｓ３ｂ　第３のしきい値情報
　Ｓ４　変化点情報
　Ｓ４ａ　複数レベル変化点情報
　Ｓ５　変化点補正量情報
　Ｓ５ａ　電圧変化量による変化点補正量情報
　Ｓ６　同期点候補情報
　Ｓ７　確定同期点情報
　Ｓ８　同期デジタルデータ
　Ｓ９　第２の変化点補正量情報
　Ｓ１０　第３の変化点補正量情報
　ＣＫ　同期デジタルクロック

Claims (6)

  1. 　多値ＦＳＫコードが重畳された多値ＦＳＫ信号を復調して時間軸方向で信号レベルが変動する復調ベースバンド信号を生成するデジタル復調器と、
    　それぞれレベルの異なる複数のしきい値と前記信号レベルとの間の比較に基づいて多値復調データを生成するデータ判定器と、
    　前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値のうちで少なくとも一つのしきい値を交差するクロス点を、変化点として順次検出する変化点検出器と、
    　前記変化点それぞれを同期点候補として蓄積したうえで、蓄積した複数の同期点候補の中で最も確度が高い同期点候補を確定同期点として決定する同期点決定器と、
    　前記確定同期点に基づいて同期デジタルクロックの生成とデータサンプリングポイントの設定を行ったうえで、設定した前記データサンプリングポイントにおいて、前記多値復調データから同期デジタルデータを抽出し、抽出した前記同期デジタルデータと前記同期デジタルクロックとを出力する復調信号同期出力器と、
    　を備え、
    　複数の前記変化点からなり前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある変化点群における前記変化点それぞれの位置を特定したうえで、特定した前記変化点の位置に基づいて、時間軸方向で前記変化点群の中央に位置する中央変化点と各変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定し、算定した前記変化点補正量に基づいて、前記変化点を時間軸上で補正する、
    　無線復調回路。
  2. 　前記変化点群における前記変化点それぞれの位置を特定したうえで、特定した前記変化点の位置に基づいて、前記中央変化点と各変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定する変化点補正量算出器と、
    　前記変化点補正量に基づいて、前記変化点を時間軸上で補正する変化点補正・同期点候補抽出器と、
    　を備える、
    　請求項１の無線復調回路。
  3. 　前記変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値を交差するクロス点を、前記変化点として順次検出し、
    　前記変化点補正量算定器は、前記変化点群において前記中央しきい値に対する前記多値ＦＳＫコードのコード遷移状態を判定し、判定したコード遷移状態に基づいて前記変化点群における前記変化点の位置を特定し、特定した前記変化点の位置に基づいて前記変化点補正量を算定する、
    　請求項２の無線復調回路。
  4. 　前記変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値それぞれを交差するクロス点を、前記変化点として順次検出し、
    　前記変化点補正量算定器は、前記変化点群において前記複数のしきい値それぞれに対する前記多値ＦＳＫコードのコード遷移状態を判定し、判定したコード遷移状態に基づいて前記変化点群における前記変化点の位置を特定し、特定した前記変化点の位置に基づいて前記変化点補正量を算定する、
    　請求項２の無線復調回路。
  5. 　前記変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値を交差するクロス点を、前記変化点として順次検出し、
    　前記変化点補正量算出器は、前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位のそれぞれにおける前記復調ベースバンド信号の電圧変化量と電圧変化後の電圧レベルとを算定したうえで、前記複数のしきい値のレベル幅方向の中央に位置する中央しきい値と前記電圧変化後の電圧レベルとの間の差分と、前記電圧変化量とに基づいて、前記変化点群における前記変化点の位置を特定し、特定した前記変化点の位置に基づいて前記変化点補正量を算定する、
    　請求項２の無線復調回路。
  6. 　第２の変化点補正量算出器と、
    　第３の変化点補正量算出器と、
    　をさらに備え、
    　前記第２の変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記中央しきい値よりも高レベル側にある第２のしきい値を交差する第２のクロス点を第２の変化点として順次検出し、
    　前記第３の変化点検出器は、前記復調ベースバンド信号の信号レベルが、前記中央しきい値よりも低レベル側にある第３のしきい値を交差する第３のクロス点を第３の変化点として順次検出し、
    　前記第２の変化点補正量算出器は、複数の第２の変化点からなり前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある第２の変化点群における前記第２の変化点の位置を特定したうえで、特定した前記第２の変化点の位置に基づいて、時間軸方向で前記第２の変化点群の中央に位置する第２の中央変化点と各第２の変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定し、
    　前記第３の変化点補正量算出器は、複数の第３の変化点からなり前記多値ＦＳＫコードのコード遷移部位毎にある第３の変化点群における前記第３の変化点の位置を特定したうえで、特定した前記第３の変化点の位置に基づいて、時間軸方向で前記第３の変化点群の中央に位置する第３の中央変化点と各第３の変化点との間の変位量からなる変化点補正量を算定し、
    　前記変化点補正・同期点候補抽出器は、前記変化点補正量に基づいて、前記変化点を時間軸上で補正し、前記第２の変化点補正量に基づいて、前記第２の変化点を時間軸上で補正し、前記第３の変化点補正量に基づいて、前記第３の変化点を時間軸上で補正する、
    　請求項５の無線復調回路。
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