WO2010081627A1 - Stromrichterschaltung mit verteilten energiespeichern in resonanten subsystemen - Google Patents

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Definitions

  • the invention relates to a converter circuit according to the preamble of claim 1.
  • Such a generic converter circuit is known from DE 101 03 031 Al and an equivalent circuit diagram of such a converter circuit is shown in detail in FIG.
  • this known power converter circuit has three phase modules, which are each designated 100. These phase modules 100 are connected on the DC side in each case with a positive and a negative DC busbar Po and N 0 electrically conductive. Between these two DC bus bars P 0 and N 0 is an unspecified DC voltage.
  • Each phase module 100 has an upper and a lower converter valve Tl or T3 or T5 and T2 or T4 or T6.
  • Each of these power converter valves Tl to T6 has a number of two-pole subsystems 11 electrically connected in series. In this equivalent circuit, four of these subsystems 11 are shown.
  • bipolar subsystems 12 can also be electrically connected in series.
  • Each connection point of two converter valves Tl and T2 or T3 and T4 or T5 and T6 of a phase module 100 forms an AC-side terminal Ll or L2 or L3 of this phase module 100.
  • the power converter circuit has three phase modules 100, can whose AC-side terminals Ll, L2 and L3, also referred to as load terminals, a three-phase load, such as a three-phase motor, are connected.
  • FIG. 2 shows in more detail an equivalent circuit diagram of an embodiment of a two-pole subsystem 11 known from DE 101 03 031 A1.
  • the circuit arrangement according to FIG. 3 represents a functionally completely equivalent variant, which is also known from DE 101 03 031 Al.
  • These known bipolar subsystems 11 and 12 each have two turn-off semiconductor switches 1, 3, and 5, 7 two diodes 2,
  • the unipolar storage capacitor 9 of the subsystem 11 and 12 consists of either a capacitor or a capacitor bank of several such capacitors with a resulting capacity Co.
  • connection point of the two turn-off semiconductor switches 1 and 3 and the two diodes 2 and 4 form a second terminal X2 of the subsystem 11.
  • the connection point of the collector terminal of the turn-off half-tone switch 5 and Cathode of the diode 6 forms a second connection terminal X2 of the subsystem 12.
  • insulated gate bipolar transistors IGBT
  • MOS field effect transistors also referred to as MOSFETs
  • GTO thyristors gate turn-off thyristors
  • IGCT integrated gate commutated thyristors
  • the subsystems 11 and 12 of each phase module 100 of the power converter circuit according to FIG. 1 can be controlled in a switching state I and II.
  • the Switching state I the turn-off semiconductor switch 1 or 5 is turned on and the turn-off semiconductor switch 3 or 7 of the subsystem 11 and 12 off.
  • a terminal voltage U X 2i of the subsystem 11 or 12 present at the connection terminals X1 and X2 is equal to zero.
  • Switching state II the turn-off semiconductor switches 1 and 5 are turned off and the turn-off semiconductor switches 3 and 7 of the subsystem 11 and 12 is turned on.
  • the pending terminal voltage U X 2i equal to the capacitor capacitor 9 and 10 pending capacitor voltage U c .
  • this has eight two-pole subsystems 11 or 12 per phase module 100, four each per converter valves T1, T2 or T3, T4 or T5, T6, which electrically connect by means of their terminals X1 and X2 are connected in series.
  • the number of electrically connected in series bipolar subsystems 11 and 12 depends on the one hand by a pending between the two DC busbars Po and No DC voltage and on the other hand by the turn-off semiconductor switches used 1, 3, 5 and 7. In addition, it plays a role, how exactly one at the AC-side terminal Ll, L2 and L3 pending sinusoidal AC voltage should follow a sine wave.
  • capacitors which are also referred to as discharge capacitors
  • the additional auxiliary branch form a commutation device.
  • this additional commutation device which has also been described as an ARCP principle in the literature, the turn-off semiconductor switches of each phase module of the line-side converter of the voltage intermediate-circuit converter operate as a zero-voltage switch and the bidirectional switch of the additional auxiliary branch as a zero-current switch. By using this commutation hard switching operations are completely avoided.
  • the invention is based on the object of specifying a two-pole subsystem for a converter circuit with distributed energy stores, with which the converter losses are significantly reduced and its efficiency is significantly increased.
  • Core of the invention is the application of the known so-called ARCP principle on a generic converter circuit with distributed energy storage.
  • circuit structure and mode of operation that is, the commutation of each subsystem of the phase modules of a multi-phase converter circuit, change.
  • the modification of a known subsystem according to the invention results in a so-called ARCP subsystem.
  • the switching losses of a power converter according to the invention with distributed energy storage for example, can be reduced by more than 50%. If switch-off semiconductor switches are then optimized which are optimized for soft switching, a further reduction of switching losses is possible.
  • the use of subsystems according to the invention in a power converter circuit with distributed energy stores significantly reduces voltage change rates compared to hard-switching power converters with distributed energy stores.
  • FIG. 2 and 3 each show an equivalent circuit diagram of a first and second embodiment of a known two-pole subsystem
  • FIG. 4 shows an equivalent circuit diagram of a two-pole system
  • Subsystem of a power converter circuit with distributed energy storage devices according to the invention in the 5 to 7 each show an embodiment of a bidirectional switch of a two-pole subsystem according to the invention, in which
  • FIGS. 8 and 9 are each a diagram over time t current and voltage curves during commutation of a positive current from a freewheeling diode to a turn-off semiconductor switch of a bipolar subsystem of FIG 4 illustrated and in Figures 10 and 11 are each in a diagram on the time t
  • FIG. 14 The equivalent circuit diagram of a two-pole subsystem 14 of a converter circuit according to the invention with distributed energy stores is shown in more detail in FIG.
  • This two-pole subsystem 14 corresponds in its basic structure to the cell configuration of the two-pole subsystem 11 according to FIG. 2.
  • Each switchable semiconductor switch Si and S 2 has a diode D 1 and D 2 connected electrically in anti-parallel. These diodes Dl and D2 each act as freewheeling diodes.
  • the connection point of these two unipolar storage capacitors 18 and 20 is designated by 22.
  • This connection point forms a midpoint of the two unipolar storage capacitors 18 and 20 of a two-pole subsystem 14.
  • An auxiliary branch 24 is connected between the connection points 16 and 22.
  • This auxiliary branch 24 has a series connection of a bidirectional switch 26 and a throttle 28. This throttle 28 is also referred to as a commutation reactor.
  • each turn-off semiconductor switch Si and S 2 a capacitor Ci and C2 are electrically connected in parallel. These capacitors Ci and C 2 are also referred to as discharge capacitors.
  • the connection point of the capacitor 20 and turn-off semiconductor switch S2 is denoted by 30 and forms a second terminal Xl of the bipolar subsystem 14 of the power converter circuit according to the invention with distributed energy storage.
  • This embodiment of bipolar subsystem 14 represents an ARCP subsystem. This ARCP subsystem may also be used in the cell configuration of bipolar subsystem 12 of FIG. 3 in an analogous manner.
  • Embodiments of the bidirectional switch 26 are shown schematically in FIGS. 5 to 7.
  • FIG. 5 shows two antiparallel turn-off thyristors 32 and 34, which are also referred to as GTO thyristors.
  • GTO thyristors instead of turn-off thyristors 32 and 34, it is also possible to use IGCTs and blocking and blocking IGBTs. Furthermore, symmetrical thyristors can also be used as power semiconductors.
  • FIGS. 6 and 7 Two further embodiments of the bidirectional switch 26 of the auxiliary branch 24 of the two-pole subsystem 14 according to FIG. 4 are shown in greater detail in FIGS. 6 and 7.
  • two turn-off semiconductor switches 36 and 38 are electrically connected in antiseries.
  • Insulated gate bipolar transistors (IBGT) each having a reverse diode 40 and 42, are used as turn-off semiconductor switches 36 and 38.
  • IGBTs Insulated gate bipolar transistors
  • MOSFETs power MOSFETs.
  • MOSFETs the inverse diodes can be integrated in the MOSFET switch. Given sufficient speed of these integrated diodes and robustness of the MOSFET switches, no further discrete inverse diodes need to be provided.
  • this can be used as a diode bridge with a variable switchable semiconductor switch, in particular an IGBT, be executed.
  • a variable switchable semiconductor switch in particular an IGBT
  • Such an embodiment is described in the publication "A Matrix Converter Without Diode Clamped Overvoltage Protection" by Jochen Mahlein and Michael Braun, printed in IEEE Trans. On Ind. Electr. from the year 2000, known.
  • the blocking capability and the resulting bidirectional current carrying capacity of the bidirectional switch 26 are realized by the diodes of the diode bridge.
  • these two turn-off semiconductor switches 36 and 38 are connected in antiseries such that their collector terminals C1, C2 are electrically conductively connected to one another. For this reason, this antiserial circuit of the two turn-off semiconductor switches 36 and 38 is also referred to as common collector mode.
  • the two turn-off semiconductor switches 36 and 38 are connected in antiseries such that their emitter terminals E1, E2 are electrically conductively connected to one another. According to the combination of the emitter terminals El and E2, this interconnection is referred to as a common emitter mode.
  • the internal topology of this switch 26 can be seen.
  • the connections E1, E2, G1 and G2 are accessible at the bidirectional switch 26.
  • the connections Cl, C2, Gl and G2 are accessible.
  • This commutation process is initiated by closing the bidirectional switch 26 at time t ⁇ . Because of the throttle 28 of the auxiliary branch 24 of this bi-directional switch 26 is switched off with very little loss. With the closing of the bidirectional switch 26 and because of the throttle 28 in the auxiliary branch 24, the current i H z in the auxiliary branch 24 increases. Due to this current increase of the current i H z in the auxiliary branch 24, the amount of the branch current i Z i decreases.
  • this branch current i Z i changes its polarity. That is, the current commutates from the freewheeling diode Dl to the associated turn-off semiconductor switch Si of the subsystem 14.
  • the current through the turn-off semiconductor switch Si reaches the so-called boost current I boost and actively switches off, thereby relieving the current at time t3 to the freewheeling diode D2 commutes.
  • the voltage across the auxiliary branch 24 changes its polarity, so that the current i H z in the auxiliary branch 24 decreases.
  • the branch current i Z 2 changes its polarity. That is, the current commutes from the freewheeling diode D2 on the associated turn-off semiconductor switch S 2 of the
  • Subsystem 14 At time t5, the current is completely commutated to the turn-off semiconductor switch S 2 . At this time t5, the bidirectional switch 26 of the auxiliary branch 24 is de-energized, whereby this again receives a voltage (reverse voltage). With the currentless blocking of the bidirectional switch 26, the commutation is completed and the branch current i 0 flows through the turn-off semiconductor switch S2 of the bipolar subsystem 14th
  • the freewheeling diode 2 of the turn-off semiconductor switch S2 conducts a branch current i 0 less than zero.
  • This commutation also takes place with the active switching on of the bidirectional reactionary switch 26 of the auxiliary branch 24 introduced.
  • This bidirectional switch 26 is relieved by the throttle 28 with very low losses. Due to the increase of the current i H z in the auxiliary branch 24, the amount of the branch current i Z 2 decreases and changes its sign at the time tl. This means that the current from the freewheeling diode D2 is commutated to the associated turn-off semiconductor switch S 2 .
  • boost current boost I switch off the switchable semiconductor switch S2 active and the current commutes to the freewheeling diode Dl the turn-off semiconductor switch 3 of the bipolar subsystem 14.
  • the amount of branch current i Z i decreases and changes its polarity at time t4. That is, the
  • This ARCP commutation of the negative branch current io from the freewheeling diode D2 to the turn-off semiconductor switch Si proceeds analogously to the ARCP commutation of the positive branch current io from the freewheeling diode D1 of the turn-off semiconductor switch Si to the turn-off semiconductor switch S2 of the two-pole subsystem 14.

Abstract

Stromrichterschaltung mit wenigstens einem ein oberes und ein unteres Stromrichterventil (T1, T3, T5; T2, T4 T6) aufweisenden Phasenmodul (100), wobei jedes Stromrichterventil (T1...T6) wenigstens ein zweipoliges Subsystem (11, 12, 14) aufweist, wobei jedes Subsystem (11, 12, 14) zwei elektrisch in Reihe geschaltete Halbleiterschalter (1, 3, S1, S2) jeweils mit einer Freilaufdiode (2, 4, D1, D2) und eine Reihenschaltung zweier unipolarer Speicherkondensatoren (9, 10, 18) aufweist, die elektrisch parallel zur Reihenschaltung der beiden abschaltbaren Halbleiterschalter (1, 3, S1, S 2 ) geschaltet ist. Ein Verbindungspunkt (16) der beiden elektrisch in Reihe geschalteten abschaltbaren Halbleiterschalter (1, 3, S1, S2) bildet eine Anschlussklemme (X2, X1) eines jeden Subsystems (11, 12, 14). Jedem abschaltbaren Halbleiterschalter (S1, S2) ist ein Kondensator (C1, C2) elektrisch parallel geschaltet. Mittels eines Hilfszweiges (24), bestehend aus einer Reihenschaltung eines bidirektionalen Schalters (26) und einer Drossel (28), ist der Verbindungspunkt (16) der beiden abschaltbaren Halbleiterschalter (S1, S2) mit einem Verbindungspunkt (22) der beiden unipolaren Speicherkondensatoren (18) verbindbar. Man erhält einen Stromrichter mit verteilten Energiespeichern, dessen Schaltverluste gegenüber einem konventionell hart schaltenden Stromrichter mit verteilten Energiespeichern wenigstens halbiert ist.

Description

Beschreibung
Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern
Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromrichterschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine derartige gattungsgemäße Stromrichterschaltung ist aus der DE 101 03 031 Al bekannt und ein Ersatzschaltbild einer derartigen Stromrichterschaltung ist in der Figur 1 näher dargestellt. Gemäß diesem Ersatzschaltbild weist diese bekannte Stromrichterschaltung drei Phasenmodule auf, die jeweils mit 100 bezeichnet sind. Diese Phasenmodule 100 sind gleichspannungsseitig jeweils mit einer positiven und einer negativen Gleichspannungs-Sammelschiene Po und N0 elektrisch leitend verbunden. Zwischen diesen beiden Gleichspannungs- Sammelschienen P0 und N0 steht eine nicht näher bezeichnete Gleichspannung an. Jedes Phasenmodul 100 weist ein oberes und ein unteres Stromrichterventil Tl bzw. T3 bzw. T5 und T2 bzw. T4 bzw. T6 auf. Jedes dieser Stromrichterventile Tl bis T6 weist eine Anzahl von elektrisch in Reihe geschalteten zweipoligen Subsystemen 11 auf. In diesem Ersatzschaltbild sind vier dieser Subsysteme 11 dargestellt. An Stelle der zweipoligen Subsysteme 11 (FIG 2) können auch zweipolige Subsysteme 12 (FIG 3) elektrisch in Reihe geschaltet werden. Jeder Verknüpfungspunkt zweier Stromrichterventile Tl und T2 bzw. T3 und T4 bzw. T5 und T6 eines Phasenmoduls 100 bildet einen wechselspannungsseitigen Anschluss Ll bzw. L2 bzw. L3 dieses Phasenmoduls 100. Da in dieser Darstellung die Stromrichter- Schaltung drei Phasenmodule 100 aufweist, kann an deren wechselspannungsseitigen Anschlüssen Ll, L2 und L3, auch als Lastanschlüsse bezeichnet, eine dreiphasige Last, beispielsweise ein Drehstrommotor, angeschlossen werden.
In der Figur 2 ist ein Ersatzschaltbild einer aus der DE 101 03 031 Al bekannten Ausführungsform eines zweipoligen Subsystems 11 näher dargestellt. Die Schaltungsanordnung nach Figur 3 stellt eine funktional völlig gleichwertige Variante dar, die ebenfalls aus der DE 101 03 031 Al bekannt ist. Diese bekannten zweipoligen Subsysteme 11 und 12 weisen jeweils zwei abschaltbare Halbleiterschalter 1, 3, und 5, 7 zwei Dioden 2,
4 und 6, 8 und einen unipolaren Speicherkondensator 9 und 10 auf. Die beiden abschaltbaren Halbleiterschalter 1 und 3 bzw.
5 und 7 sind elektrisch in Reihe geschaltet, wobei diese Reihenschaltungen elektrisch parallel zu einem Speicherkondensator 9 bzw. 10 geschaltet sind. Jedem abschaltbaren Halbleiterschalter 1 und 3 bzw. 5 und 7 ist eine der beiden Dio- den 2, 4 und 6, 8 derart elektrisch parallel geschaltet, dass diese zum korrespondierenden abschaltbaren Halbleiterschalter 1, 3, 5, oder 7 antiparallel geschaltet ist. Der unipolare Speicherkondensator 9 des Subsystems 11 bzw. 12 besteht entweder aus einem Kondensator oder einer Kondensatorbatterie aus mehreren solchen Kondensatoren mit einer resultierenden Kapazität Co. Der Verbindungspunkt von Emitter des abschaltbaren Halbleiterschalters 1 bzw. 5 und Anode der Diode 2 bzw.
6 bildet eine Anschlussklemme Xl des Subsystems 11 bzw. 12. Der Verbindungspunkt der beiden abschaltbaren Halbleiter- Schalter 1 und 3 und der beiden Dioden 2 und 4 bilden eine zweite Anschlussklemme X2 des Subsystems 11. Der Verbindungspunkt von Kollektor-Anschluss des abschaltbaren Halbleierschalters 5 und Kathode der Diode 6 bildet eine zweite Anschlussklemme X2 des Subsystems 12.
In beiden Darstellungen der Ausführungsformen der beiden Subsysteme 11 und 12 werden als abschaltbare Halbleiterschalter 1 und 3 wie in den Figuren 2 und 3 dargestellt Insulated- Gate-Bipolar-Transistoren (IGBT) verwendet. Außerdem können MOS-Feldeffekttransistoren, auch als MOS-FET bezeichnet, verwendet werden. Ebenfalls können als abschaltbare Halbleiterschalter 1 und 3 Gate-Turn-Off-Thyristoren, auch als GTO- Thyristoren bezeichnet, oder Integrated-Gate-Commutated Thyristoren (IGCT) verwendet werden.
Gemäß der DE 101 03 031 Al können die Subsysteme 11 bzw. 12 eines jeden Phasenmoduls 100 der Stromrichterschaltung nach Figur 1 in einem Schaltzustand I und II gesteuert werden. Im Schaltzustand I ist der abschaltbare Halbleiterschalter 1 bzw. 5 eingeschaltet und der abschaltbare Halbleiterschalter 3 bzw. 7 des Subsystems 11 bzw. 12 ausgeschaltet. Dadurch ist eine an den Anschlussklemmen Xl und X2 anstehende Klemmen- Spannung UX2i des Subsystems 11 bzw. 12 gleich Null. Im
Schaltzustand II sind der abschaltbare Halbleiterschalter 1 bzw. 5 ausgeschaltet und der abschaltbare Halbleiterschalter 3 bzw. 7 des Subsystems 11 bzw. 12 eingeschaltet. In diesem Schaltzustand II ist die anstehende Klemmenspannung UX2i gleich der am Speicherkondensator 9 bzw. 10 anstehenden Kondensatorspannung Uc.
Gemäß dem Ersatzschaltbild der Stromrichterschaltung nach Figur 1 weist diese pro Phasenmodul 100 acht zweipolige Subsys- teme 11 bzw. 12, jeweils vier pro Stromrichterventile Tl, T2 bzw. T3, T4 bzw. T5, T6 auf, die mittels ihrer Anschlussklemmen Xl und X2 elektrisch in Reihe geschaltet sind. Die Anzahl der elektrisch in Reihe geschalteten zweipoligen Subsysteme 11 bzw. 12 hängt einerseits von einer zwischen den beiden Gleichspannungs-Sammelschienen Po und No anstehenden Gleichspannung und andererseits von den verwendeten abschaltbaren Halbleiterschaltern 1, 3, 5 und 7 ab. Außerdem spielt es eine Rolle, wie genau eine am wechselspannungsseitigen Anschluss Ll, L2 bzw. L3 anstehende sinusförmige Wechselspannung einem Sinusverlauf folgen soll.
Der Wirkungsgrad dieser bekannten Stromrichterschaltung (Stromrichtertopologie) ist durch die Reihenschaltung mehrerer Subsysteme pro Stromrichterventil eines jeden Phasenmo- duls allerdings begrenzt. Bei Verwendung von abschaltbaren
Halbleiterschaltern, beispielsweise IGBTs bzw. IGCTs mit hoher Nennspannung von beispielsweise 3,3kV, 4,5kV oder 6,5kV in den Subsystemen treten erhebliche Schaltverluste bei moderaten Durchlassverlusten auf. Werden Niederspannungs-IGBTs für beispielsweise 1200V oder 1700V eingesetzt, sind die
Schaltverluste geringer, aber die resultierenden Stromrichterdurchlassverluste erheblich, da pro Stromrichterventil eines Phasenmoduls wegen der Niederspannungs-IGBTs eine höhere Anzahl von Subsystem verwendet werden müssen. Die Subsysteme dieser bekannten Stromrichterschaltung gehören zu den hartschaltenden Zweipunkt-Stromrichtern .
Aus der Veröffentlichung "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter" von R.W. De Doncker und J. P. Lyons, 1990, Seiten 1228 bis 1235, ist eine Möglichkeit aufgezeigt, mit der Stromrichterschaltungen verlustärmer werden, Dazu wird ein Hilfszweig, bestehend aus einer Reihenschaltung eines bi- direktionalen Schalters und einer Drossel, verwendet, mit dem ein wechselspannungsseitiger Anschluss eines Phasenmoduls beispielsweise eines netzseitigen Stromrichters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, mit einem Verbindungspunkt zweier elektrischen Reihe geschalteter Zwischenkreiskondensa- tor verbindbar ist. Außerdem sind den abschaltbaren Halbleiterschaltern eines jeden Phasenmoduls des netzseitigen Stromrichters des Spannungszwischenkreis-Umrichters jeweils ein Kondensator elektrisch parallel geschaltet. Diese Kondensatoren, die auch als Entlastungskondensatoren bezeichnet werden, und der zusätzliche Hilfszweig bilden eine Kommutierungseinrichtung. Mittels dieser zusätzlichen Kommutierungseinrichtung, die auch als ARCP-Prinzip in der Literatur eingegangen ist, arbeiten die abschaltbaren Halbleiterschalter eines jeden Phasenmoduls des netzseitigen Stromrichters des Span- nungszwischenkreis-Umrichters als Nullspannungsschalter und der bidirektionale Schalter des zusätzlichen Hilfszweiges als Nullstromschalter. Durch die Verwendung dieser Kommutierungseinrichtung werden harte Schaltvorgänge vollständig vermieden .
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein zweipoliges Subsystem für eine Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern anzugeben, mit dem die Stromrichterverluste deutlich reduziert und sein Wirkungsgrad deutlich erhöht wer- den.
Diese Aufgabe wird mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 erfindungsgemäß gelöst. Kern der Erfindung ist die Anwendung des bekannten sogenannten ARCP-Prinzips auf eine gattungsgemäße Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern. Dadurch ändern sich Schaltungsstruktur und Betriebsweise, d.h., die Kommutierung eines jeden Subsystems der Phasenmodule einer mehrphasigen Stromrichterschaltung. Durch die erfindungsgemäße Abänderung eines bekannten Subsystems erhält man ein sogenanntes ARCP- Subsystem. Im Vergleich zu einem gattungsgemäßen hart schaltenden Stromrichter mit verteilten Energiespeichern können die Schaltverluste eines erfindungsgemäßen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern beispielsweise um mehr als 50% reduziert werden. Werden dann noch abschaltbare Halbleiterschalter verwendet, die für weiches Schalten optimiert sind, ist eine weitere Reduktion von Schaltverlusten möglich. Au- ßerdem werden durch die Verwendung erfindungsgemäßer Subsysteme in einer Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern auftretende Spannungsänderungsgeschwindigkeiten deutlich im Vergleich zu hartschaltenden Stromrichter mit verteilten Energiespeichern reduziert.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der eine Ausführungsform eines zweipoligen Subsystems einer Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern schematisch veranschaulicht ist.
FIG 1 zeigt ein Ersatzschaltbild einer bekannten Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern, in den
FIG 2 und 3 sind jeweils ein Ersatzschaltbild einer ersten und zweiten Ausführungsform eines bekannten zweipoligen Subsystems näher dargestellt, die FIG 4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines zweipoligen
Subsystems einer Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern nach der Erfindung, in den FIG 5 bis 7 sind jeweils eine Ausführungsform eines bidirektionalen Schalters eines erfindungsgemäßen zweipoligen Subsystems dargestellt, in den
FIG 8 und 9 sind jeweils in einem Diagramm über der Zeit t Strom- und Spannungsverläufe während einer Kommutierung eines positiven Stromes von einer Freilaufdiode auf einen abschaltbaren Halbleiterschalter eines zweipoligen Subsystems nach FIG 4 veranschaulicht und in den FIG 10 und 11 sind jeweils in einem Diagramm über der Zeit t
Strom- und Spannungsverläufe während einer Kommutierung eines negativen Stromes von einer Freilaufdiode auf einen abschaltbaren Halbleiterschalter eines zweipoligen Subsystems nach FIG 4 dargestellt.
Das Ersatzschaltbild eines zweipoligen Subsystems 14 einer erfindungsgemäßen Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern ist in der FIG 4 näher dargestellt. Dieses zwei- polige Subsystem 14 entspricht in der Grundstruktur der Zellenkonfiguration des zweipoligen Subsystems 11 nach FIG 2. Jedem abschaltbaren Halbleiterschalter Si und S2 ist eine Diode Dl und D2 elektrisch antiparallel geschaltet. Diese Dioden Dl und D2 fungieren jeweils als Freilaufdioden . Ein Ver- bindungspunkt 16 dieser beiden elektrisch in Reihe geschalteten abschaltbaren Halbleiterschalter Si und S2 bilden eine Anschlussklemme X2 des zweipoligen Subsystems 14. Elektrisch parallel zur Reihenschaltung zweier abschaltbarer Halbleiterschalter Si und S2 ist eine Reihenschaltung zweier unipolarer Speicherkondensatoren 18 und 20 geschaltet. Der Verbindungspunkt dieser beiden unipolaren Speicherkondensatoren 18 und 20 ist mit 22 bezeichnet. Dieser Verbindungspunkt bildet einen Mittelpunkt der beiden unipolaren Speicherkondensatoren 18 und 20 eines zweipoligen Subsystems 14. Zwischen den Ver- bindungspunkten 16 und 22 ist ein Hilfszweig 24 geschaltet. Dieser Hilfszweig 24 weist eine Reihenschaltung eines bidirektionalen Schalters 26 und einer Drossel 28 auf. Diese Drossel 28 wird auch als Kommutierungsdrossel bezeichnet. Au- ßerdem ist jedem abschaltbaren Halbleiterschalter Si und S2 ein Kondensator Ci und C2 elektrisch parallel geschaltet. Diese Kondensatoren Ci und C2 werden auch als Entlastungskondensatoren bezeichnet. Der Verbindungspunkt vom Kondensator 20 und abschaltbaren Halbleiterschalter S2 ist mit 30 bezeichnet und bildet eine zweite Anschlussklemme Xl des zweipoligen Subsystems 14 der erfindungsgemäßen Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern. Diese Ausführungsform des zweipoligen Subsystems 14 stellt ein ARCP-Subsystem dar. Dieses ARCP-Subsystem kann auch in der Zellenkonfiguration des zweipoligen Subsystems 12 nach FIG 3 in analoger Weise verwendet werden. Ausführungen des bidirektionalen Schalters 26 sind in den Figuren 5 bis 7 schematisch dargestellt.
Die FIG 5 zeigt zwei antiparallel geschaltete abschaltbare Thyristoren 32 und 34, die auch als GTO-Thyristoren bezeichnet werden. Anstelle von abschaltbaren Thyristoren 32 und 34 können auch IGCTs und sperr- und blockierfähige IGBTs verwen- det werden. Ferner können als Leistungshalbleiter auch symmetrische Thyristoren verwendet werden.
Zwei weitere Ausführungsformen des bidirektionalen Schalters 26 des Hilfszweiges 24 des zweipoligen Subsystems 14 nach FIG 4 sind in den Figuren 6 und 7 näher dargestellt. Bei beiden Ausführungsformen sind zwei abschaltbare Halbleiterschalter 36 und 38 elektrisch antiseriell geschaltet. Als abschaltbarer Halbleiterschalter 36 und 38 werden Insulated-Gate- Bipolar-Transistoren (IBGT) verwendet, die jeweils eine Re- verse-Diode 40 und 42 aufweisen. Statt IGBTs können auch vorteilhaft Leistungs-MOSFETs verwendet werden. Bei MOSFETs können die Inversdioden im MOSFET-Schalter integriert sein. Bei hinreichender Geschwindigkeit dieser integrierten Dioden und Robustheit der MOSFET-Schalter müssen keine weiteren diskre- ten Inversdioden vorgesehen werden.
Neben diesen dargestellten Ausführungsformen des bidirektionalen Schalters 26 kann dieser als Diodenbrücke mit einem ab- schaltbaren Halbleiterschalter, insbesondere einem IGBT, ausgeführt sein. Eine derartige Ausführungsform ist aus der Veröffentlichung "A Matrix Converter without Diode clamped Over- voltage Protection" von Jochen Mahlein und Michael Braun, ab- gedruckt in IEEE Trans. On Ind. Electr. aus dem Jahr 2000, bekannt. Bei dieser Ausführungsform des bidirektionalen Schalters 26 wird die Sperrfähigkeit und die resultierende bidirektionale Stromtragfähigkeit des bidirektionalen Schalters 26 durch die Dioden der Diodenbrücke realisiert.
In der Ausführungsform gemäß FIG 6 sind diese beiden abschaltbaren Halbleiterschalter 36 und 38 derart antiseriell geschaltet, dass deren Kollektor-Anschlüsse Cl, C2 miteinander elektrisch leitend verbunden sind. Deshalb wird diese an- tiserielle Schaltung der beiden abschaltbaren Halbleiterschalter 36 und 38 auch als Common Kollektor Mode bezeichnet.
In der FIG 7 sind die beiden abschaltbaren Halbleiterschalter 36 und 38 derart antiseriell geschaltet, dass deren Emitter- Anschlüsse El, E2 miteinander elektrisch leitend verbunden sind. Gemäß der Verknüpfung der Emitter-Anschlüsse El und E2 wird diese Verschaltung als Common Emitter Mode bezeichnet.
An den zugänglichen Anschlüssen des bidirektionalen Schalters 26 ist die interne Topologie dieses Schalters 26 erkennbar. Beim bidirektionalen Schalter 26 in der Topologie "Common Kollektor Mode" gemäß FIG 6 sind am bidirektionalen Schalter 26 die Anschlüsse El, E2, Gl und G2 zugänglich. Im Gegensatz dazu sind beim bidirektionalen Schalter 26 in der Topologie "Common Emitter Mode" gemäß FIG 7 die Anschlüsse Cl, C2, Gl und G2 zugänglich.
Nachfolgend wird anhand der Signalverläufe gemäß der Diagramme der Figuren 8 und 9 die Kommutierung eines positiven Zweigstromes io von der Freilaufdiode Dl auf den abschaltbaren Halbleiterschalter S2 des zweipoligen Subsystems 14 gemäß FIG 4 näher beschrieben: Dieser Kommutierungsvorgang wird durch Schließen des bidirektionalen Schalters 26 zum Zeitpunkt tθ eingeleitet. Wegen der Drossel 28 des Hilfszweiges 24 schaltet dieser bidirektionale Schalter 26 entlastet mit sehr geringen Verlusten ein. Mit dem Schließen des bidirektionalen Schalters 26 und wegen der Drossel 28 im Hilfszweig 24 steigt der Strom iHz im Hilfs- zweig 24 an. Bedingt durch diesen Stromanstieg des Stromes iHz im Hilfszweig 24, sinkt der Betrag des Zweigstromes iZi. Zum Zeitpunkt tl wechselt dieser Zweigstrom iZi seine Polari- tat. D.h., der Strom kommutiert von der Freilaufdiode Dl auf den zugehörigen abschaltbaren Halbleiterschalter Si des Subsystems 14. Zum Zeitpunkt t2 erreicht der Strom durch den abschaltbaren Halbleiterschalter Si den sogenannten Booststrom Iboost und schaltet entlastet aktiv aus, wodurch der Strom zum Zeitpunkt t3 auf die Freilaufdiode D2 kommutiert. Während dieser Kommutierung wechselt die Spannung über dem Hilfszweig 24 seine Polarität, so dass der Strom iHz im Hilfszweig 24 sinkt. Zum Zeitpunkt t4 wechselt der Zweigstrom iZ2 seine Polarität. D.h., der Strom kommutiert von der Freilaufdiode D2 auf den zugehörigen abschaltbaren Halbleiterschalter S2 des
Subsystems 14. Zum Zeitpunkt t5 ist der Strom vollständig auf den abschaltbaren Halbleiterschalter S2 kommutiert. Zu diesem Zeitpunkt t5 wird der bidirektionale Schalter 26 des Hilfszweiges 24 stromlos ausgeschaltet, wodurch dieser wieder eine Spannung (Sperrspannung) aufnimmt. Mit dem stromlosen Sperren des bidirektionalen Schalters 26 ist die Kommutierung beendet und der Zweigstrom i0 fließt über den abschaltbaren Halbleiterschalter S2 des zweipoligen Subsystems 14.
Ein weiterer Kommutierungsvorgang eines negativen Zweigstromes io von der Freilaufdiode D2 auf den abschaltbaren Halbleiterschalter Si des zweipoligen Subsystems 14 gemäß FIG 4 wird anhand der Diagramme der Figuren 10 und 11 näher erläutert:
Zum Zeitpunkt tθ leitet die Freilaufdiode 2 des abschaltbaren Halbleiterschalters S2 einen Zweigstrom i0 kleiner Null. Auch diese Kommutierung wird mit dem aktiven Einschalten des bidi- rektionalen Schalters 26 des Hilfszweiges 24 eingeleitet. Dieser bidirektionale Schalter 26 schaltet entlastet durch die Drossel 28 mit sehr geringen Verlusten ein. Bedingt durch den Anstieg des Stromes iHz im Hilfszweig 24 sinkt der Betrag des Zweigstromes iZ2 und wechselt sein Vorzeichen zum Zeitpunkt tl. D.h., dass der Strom von der Freilaufdiode D2 auf den zugehörigen abschaltbaren Halbleiterschalter S2 kommu- tiert ist. Nach Erreichen des sogenannten Booststromes Iboost schaltet der abschaltbare Halbleiterschalter S2 aktiv aus und der Strom kommutiert auf die Freilaufdiode Dl des abschaltbaren Halbleiterschalters 3 des zweipoligen Subsystems 14. Während dieser Kommutierung wechselt die Spannung über dem Hilfszweig 24 die Polarität, so dass der Strom iHz im Hilfszweig 24 sinkt. Dadurch sinkt der Betrag des Zweigstromes iZi ab und wechselt seine Polarität zum Zeitpunkt t4. D.h., der
Strom kommutiert von der Freilaufdiode Dl auf den abschaltbaren Halbleiterschalter Si. Zum Zeitpunkt t5 ist dieser Kommutierungsvorgang, der wegen des eingeschalteten Hilfszweiges 24 auch als ARCP-Kommutierung bezeichnet wird, beendet. Zu diesem Zeitpunkt t5 wird der bidirektionale Schalter 26 des Hilfszweiges 24 stromlos aktiv ausgeschaltet und der Zweigstrom i0 fließt über den abschaltbaren Halbleiterschalter Si.
Diese ARCP-Kommutierung des negativen Zweigstromes io von der Freilaufdiode D2 auf den abschaltbaren Halbleiterschalter Si verläuft analog zur ARCP-Kommutierung des positiven Zweigstromes io von der Freilaufdiode Dl des abschaltbaren Halbleiterschalters Si auf den abschaltbaren Halbleiterschalter S2 des zweipoligen Subsystems 14.
Neben diesen beiden ARCP-Kommutierungen existieren noch zwei sogenannte kapazitive Kommutierungen. Bei der einen kapazitiven Kommutierung kommutiert ein positiver Zweigstrom i0 vom abschaltbaren Halbleiterschalter S2 auf die Freilaufdiode Dl des abschaltbaren Halbleiterschalters Si. Diese Kommutierung wird durch das aktive Aufschalten des abschaltbaren Halbleiterschalters S2 eingeleitet und endet mit dem passiven Einschalten der Freilaufdiode Dl. Bei der zweiten kapazitiven Kommutierung kommutiert ein negativer Gleichstrom io vom abschaltbaren Halbleiterschalter Si auf die Freilaufdiode D2 des abschaltbaren Halbleiterschalters S2. Diese zweite kapazitive Kommutierung wird durch das aktive Ausschalten des abschaltbaren Halbleiterschalters Si eingeleitet und endet mit dem positiven Einschalten der Freilaufdiode D2 des abschaltbaren Halbleiterschalters S2.
Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung der zweipoligen Sub- Systeme 14 einer Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern werden gegenüber einer hart schaltenden Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern die Stromrichterverluste deutlich reduziert und der Stromrichterwirkungsgrad deutlich erhöht. Im Vergleich zu konventionellen hart schaltenden Stromrichtern mit verteilten Energiespeichern können die Schaltverluste wenigstens halbiert werden.

Claims

Patentansprüche
1. Stromrichterschaltung mit wenigstens einem ein oberes und ein unteres Stromrichterventil (T1,T3,T5; T2,T4,T6) aufwei- senden Phasenmodul (100), wobei jedes Stromrichterventil (Tl ... T6) wenigstens ein zweipoliges Subsystem (11,12,14) aufweist, wobei jedes Subsystem (11,12,14) zwei elektrisch in Reihe geschaltete Halbleiterschalter (l,3,Si,S2) jeweils mit einer Freilaufdiode (2,4, Dl, D2) und einem unipolaren Spei- cherkondensator (9,10,18,20) aufweist, der elektrisch parallel zur Reihenschaltung der beiden abschaltbaren Halbleiterschalter (l,3,Si,S2) geschaltet ist, wobei ein Verbindungspunkt (16) der beiden elektrisch in Reihe geschalteten abschaltbaren Halbleiterschalter (l,3,Si,S2) eine Anschluss- klemme (X2,X1) eines jeden Subsystems (11,12,14) bildet, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass jedem abschaltbaren Halbleiterschalter (Si, S2) ein Kondensator (Ci, C2) elektrisch parallel geschaltet ist, dass ein zweiter unipolarer Speicherkondensator (20) elektrisch in Reihe zum ersten unipolaren Speicherkondensator (18) geschaltet ist und dass mittels eines Hilfszweiges (24), bestehend aus einer Reihenschaltung eines bidirektionalen Schalters (26) und einer Drossel (28), der Verbindungspunkt (16) der beiden abschaltbaren Halbleiterschalter (Si, S2) mit einem Verbindungs- punkt (22) der beiden unipolaren Speicherkondensatoren (18,20) verbindbar ist.
2. Stromrichterschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der bidirektionale Schalter (26) zwei antiparallel geschaltete abschaltbare Thyristoren (32,34) aufweist.
3. Stromrichterschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der bidirektionale Schalter (26) zwei antiparallel geschaltete Thyristoren aufweist.
4. Stromrichterschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der bidirektionale Schalter (26) zwei antiseriell geschaltete abschaltbare Halb¬ leiterschalter (36,38) aufweist, denen jeweils eine Diode (40,42) antiparallel geschaltet sind.
5. Stromrichterschaltung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die beiden abschaltbaren Halbleiterschalter (36,38) derart antiseriell geschaltet sind, dass deren Kollektor-Anschlüsse (Cl, C2) miteinander elektrisch leitend verbunden sind.
6. Stromrichterschaltung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die beiden abschaltbaren Halbleiterschalter (36,38) derart antiseriell geschaltet sind, dass deren Emitter-Anschlüsse (E1,E2) miteinander elektrisch leitend verbunden sind.
7. Stromrichterschaltung nach einem der vorgenannten Ansprü- che, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass jeder abschaltbare Halbleiterschalter (36,38) ein Insulated- Gate-Bipolar-Transistor ist.
8. Stromrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass jeder abschaltbare Halbleiterschalter (36,38) ein MOS-Feldeffekt- Transistor ist.
9. Stromrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass jeder abschaltbare Halbleiterschalter (36,38) ein Gate-Turn-Off- Thyristor ist.
10. Stromrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der ab¬ schaltbare Halbleiterschalter (36,38) ein Integrated-Gate- Commutated-Thyristor ist.
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